WO2021074996A1 - 電力変換装置用磁性部品 - Google Patents

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貴昭 ▲高▼原
森　修
英治 平木
和弘 梅谷
知秀 白川
涼 村田
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三菱電機株式会社
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    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • This application relates to magnetic parts for power converters.
  • AC / DC converters AC power conversion circuits
  • isolated DC / DC converters power conversion circuits
  • DC power conversion circuits isolated DC / DC converters
  • reactors or transformers Includes the magnetic components of.
  • studies have been made to integrate the roles of a resonance reactor and an isolation transformer, which are magnetic components, into one magnetic core (see, for example, Patent Document 1).
  • the integration device which is a magnetic component described in Patent Document 1, has a first flexible substrate wound around a magnetic core and having a copper layer on the surface, and a magnetic core so as to surround the outermost peripheral surface of the first flexible substrate. It is configured to have a second flexible substrate wound around the surface and having a copper layer on the surface, and a layer of magnetic material interposed between the first flexible substrate and the second flexible substrate. There is.
  • the present application has been made to solve the above-mentioned problems, and an object of the present application is to provide a magnetic component for a power conversion device that prevents the occurrence of a proximity effect due to a magnetic flux generated from a magnetic core.
  • the magnetic parts for power converters disclosed in the present application are Magnetic core, Windings that are wound in multiple layers around a magnetic core, Magnetic material placed between the winding layers, With The magnetic material is characterized in that it is arranged so as to project from the winding layer by at least the width of the winding.
  • the influence of the magnetic flux generated from the magnetic core on the winding can be suppressed.
  • FIG. 1 It is a perspective view of the magnetic component for a power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is sectional drawing of the magnetic component for a power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is another cross-sectional view of the magnetic component for a power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is another cross-sectional view of the magnetic component for a power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is another cross-sectional view of the magnetic component for a power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is another cross-sectional view of the magnetic component for a power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
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  • FIG. It is another cross-sectional view of the magnetic component for a power
  • FIG. It is another cross-sectional view of the magnetic component for a power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a simple equivalent circuit diagram of the magnetic component for a power conversion device which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is sectional drawing of the magnetic component for a power conversion apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is another simple equivalent circuit diagram of the magnetic component for a power conversion apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is another cross-sectional view of the magnetic component for a power conversion apparatus which concerns on Embodiment 2.
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  • FIG. It is another cross-sectional view of the magnetic component for a power conversion apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is another cross-sectional view of the magnetic component for a power conversion apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is another cross-sectional view of the magnetic component for a power conversion
  • FIG. 1 is a perspective view of an isolation transformer, which is composed of a magnetic core 1, a primary winding 21 wound around the magnetic core 1, and a secondary winding 22 wound around the magnetic core 1.
  • a reactor for resonance (resonance reactor) is usually required in addition to the isolation transformer.
  • a reactor for resonance (resonance reactor) is usually required in addition to the isolation transformer.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of an isolation transformer obtained when the cut surface 10 of FIG. 1 is viewed from the direction of the arrow.
  • a magnetic material 31 is provided between the primary winding 21 and the secondary winding 22 wound in a layer on the magnetic core 1. Further, the width of the magnetic material 31 is arranged so as to project from both the range of the primary winding 21 wound around the magnetic core 1 and the range of the secondary winding 22 wound around the magnetic core 1. ..
  • the distance between the primary winding 21 and the secondary winding 22 with respect to the magnetic core 1 becomes large, and the influence of the proximity effect generated when the magnetic flux generated from the magnetic core 1 comes into contact with the winding can be reduced.
  • the ranges t1 and t2 in which the magnetic material 31 projects from any of the winding ranges of the primary winding 21 and the secondary winding 22 are the windings constituting the primary winding 21 and the secondary winding 22. It is desirable to provide a width of one wire or more on both sides of the magnetic material 31. The larger the protruding range of the magnetic material 31, the less the influence of the proximity effect that can be exerted on the primary winding 21 and the secondary winding 22.
  • the protruding ranges t1 and t2 do not have to have the same width, and the width may be changed depending on the distance from the magnetic core 1 around which the winding is wound.
  • the material of the magnetic core 1 a material such as silicon steel plate, dust core (dust type), ferrite, nanocrystals, or a material having an arbitrary magnetic permeability may be used, and the material is not limited to a specific magnetic core material.
  • the litz wire or the round copper wire may be used for the primary winding 21 and the secondary winding 22 and is not limited to a specific wire rod.
  • the material of the magnetic material 31 is not limited to a specific magnetic material as in the case of the magnetic core 1.
  • the magnetic material 31 will be described as a sheet-like material in the first embodiment, the shape is not limited as long as it can be wound around the magnetic core 1.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of a magnetic component for a power conversion device having a gripping tool 4 for gripping a winding so as not to cover the protruding portion of the magnetic material 31.
  • the gripper 4 suppresses that the positions of the primary winding 21 and the secondary winding 22 are displaced to the vicinity of the magnetic core 1 due to disturbance such as vibration, and the protruding ranges t1 and t2 shown in FIG. 2 cannot be maintained. Is placed for. As a result, it is possible to prevent deterioration of copper loss due to the influence of the proximity effect regardless of the presence or absence of disturbance, and it is possible to improve the accuracy of the low loss characteristic of the magnetic component.
  • the gripping tool 4 may be formed integrally with the magnetic material 31 or may be formed as a part of the magnetic material 31. By forming these, in addition to being able to suppress the displacement of the winding position as described above, it is possible to secure a larger inductance value. Further, since it is not necessary to separately arrange the gripping tool 4, the number of parts for forming the magnetic parts for the power conversion device can be reduced.
  • the range in which the primary winding 21 and the secondary winding 22 are wound around the magnetic core 1 is such that the primary winding 21 and the secondary winding 22 are wound in layers, respectively, as shown in FIG. 3 or FIG.
  • the gripping tool 4 may be inserted in contact with the end portion of each winding layer, or may be provided integrally with the end portion.
  • a method of integrally forming with the end of the winding layer a method of inflowing liquid resin or the like to the end of the winding layer and then solidifying it is assumed when forming the winding layer. obtain.
  • the width (total width of the plurality of windings) Dw of each of the winding layers of the primary winding 21 and the secondary winding 22 including the length Di of the gripper 4 is , It is formed so as to be substantially the same as the width Ds of the magnetic material 31. That is, the condition of Equation 1 may be satisfied.
  • the thickness of the magnetic material 31 close to the central leg of the magnetic core 1 is increased, or the number of magnetic sheets constituting the magnetic material 31 is increased. Then, the thickness of the magnetic material 31 far from the central leg of the magnetic core 1 is reduced, or the number of magnetic sheets constituting the magnetic material 31 is reduced. In this way, the thickness of the magnetic material 31 or the number of magnetic sheets is adjusted in proportion to the distance from the central leg around which the winding of the magnetic core 1 is wound, so that the current flows into each of the magnetic materials 31 to be inserted. It is possible to evenly distribute the magnetic flux or current. As a result, the inductance can be generated with low loss without causing magnetic flux concentration or current concentration in the specific magnetic material 31. It should be noted that only the thickness of the magnetic material 31 or only the number of magnetic sheets constituting the magnetic material 31 may be adjusted, or both the thickness and the number of sheets may be adjusted.
  • the magnetic permeability of the magnetic material 31 may be different without changing the thickness or the number of the magnetic material 31.
  • the magnetic permeability of the magnetic material increases, the magnetic flux interlinking increases, and a large inductance can be obtained. Therefore, the first magnetic material 31a having a high magnetic permeability is inserted in the portion near the central leg around which the winding of the magnetic core 1 is wound, and the second magnetic material is inserted in the portion far from the central leg.
  • the magnetic materials having different magnetic permeabilitys are not limited to the above-mentioned two types, and may be configured by using more types of magnetic materials.
  • one magnetic material having a plurality of magnetic permeabilitys may be used.
  • the magnetic material 31 may be formed so that the magnetic permeability decreases as the winding of the magnetic core 1 is closer to the central leg around which the winding is wound, and the magnetic permeability increases as the winding of the magnetic core 1 becomes farther from the central leg. ..
  • the thickness and magnetic permeability of the magnetic material 31, the number and magnetic permeability of the magnetic sheets constituting the magnetic material 31, or the thickness of the magnetic material 31 and the number of magnetic sheets constituting the magnetic material 31 Needless to say, all of the magnetic permeability may be adjusted.
  • the primary winding 21 and the secondary winding 22 have the same magnetic path formed by winding the magnetic core 1 in the primary winding 21 and the secondary winding 22, respectively.
  • the portions are composed of winding layers arranged so as to be wound alternately and overlap each other.
  • This winding method is generally called sandwich winding or interleaved winding.
  • At least one of the primary winding layer composed of the primary winding 21 and the secondary winding layer composed of the secondary winding 22 needs to pull out the winding at the beginning of winding. Therefore, it is formed by a single winding or a double winding wound by alpha winding as shown in FIG.
  • the winding length can be reduced and copper loss can be suppressed.
  • the alpha winding the distance between the leader wires of each winding is shortened, and it becomes possible to facilitate the wiring.
  • the width of the winding is halved, the magnetic field strength between the winding layers is approximately doubled, and the inductance value can be increased.
  • the magnetic material 31 has an insulating property on the surface in contact with at least one of the primary winding layer composed of the primary winding 21 and the secondary winding layer composed of the secondary winding 22. You may. As a result, electrical contact between each winding layer and the magnetic material 31 can be suppressed.
  • a magnetic material 31 mixed with an insulating material 5 may be used, or an insulating material 5 such as an insulating tape or an insulating sheet may be inserted separately as shown in FIG. Further, bobbins may be provided at both ends of each winding layer and at both ends of the magnetic material 31 to provide insulation.
  • an isolation transformer having a primary winding and a secondary winding has been described, but a multi-winding isolation transformer having a tertiary winding or a quaternary winding may be used.
  • the isolation transformer may be a non-polarization type transformer such as a full bridge type transformer or a center tap type transformer, or a polar reversal type transformer such as a flyback type transformer.
  • it may be a reactor.
  • a reactor when the space factor of the winding is excessive with respect to the window area of the magnetic core 1, a larger inductance value can be obtained by inserting the magnetic material 31 into the gap and adding a magnetic path. ..
  • the reactor there is no distinction between the primary winding and the secondary winding, but the method of inserting the magnetic material 31 and the method of winding the winding are the same as in the case of the isolation transformer described above. You can take the technique.
  • Embodiment 2 The magnetic component for the power conversion device according to the second embodiment of the present application will be described with reference to the drawings. Since the configuration of the magnetic component for the power conversion device according to the second embodiment is substantially the same as that described in the first embodiment, the detailed description of the configuration will not be repeated. In the second embodiment as well, an isolation transformer will be described as an example.
  • the magnetic component for a power conversion device adjusts the thickness and the number of magnetic materials 31 according to the winding method of the primary winding 21 and the secondary winding 22, and the current or magnetic flux flowing into each winding. The method of suppressing the variation of the magnetic flux will be described.
  • a second pattern in which the next winding 22 is connected in parallel and a third pattern in which the primary winding 21 is connected in parallel and the secondary winding 22 is connected in series In the pattern in which the primary winding 21 is connected in series and the secondary winding 22 is connected in series, both the primary and secondary windings are in series, so that the current shunting property is achieved. Does not cause non-equilibrium.
  • the wire layer is 212, the farthest primary winding layer is 213, the secondary winding layer on the side closer to the central leg of the magnetic core 1 is the first secondary winding layer 221 and the secondary winding on the far side.
  • the wire layer is referred to as a second secondary winding layer 222.
  • Equation 2 ⁇ 0 is the product of the specific magnetic permeability of the magnetic material 31 and the vacuum magnetic permeability, h is the magnetic field strength between each winding layer obtained from Ampere's law as shown in Equation 3, and V is each winding. It is the volume of the wire layer and is proportional to the distance d between the winding layers.
  • N is the number of turns, I is the current, and w is the width of the window surface of the magnetic core 1, or the length consisting of the width of the gripper 4 and the width of the winding layer.
  • the number of turns of the primary winding of the isolation transformer is defined as N 1
  • the number of turns of the secondary winding is defined as N 2.
  • each winding layer is defined as V 1 , V 2 , V 3 , and V 4 from the side closer to the central leg of the magnetic core 1, and the distance between each winding layer is defined as the center leg of the magnetic core 1. It is defined as d1, d2, d3, and d4 from the side closest to the relative.
  • the magnetic material 31 and the insulating material 5 are contained between the winding layers, and when the surface of the magnetic material 31 has an insulating property, the distance between the winding layers can be increased by changing the thickness of the magnetic material 31. It becomes possible to adjust. As a precondition, the magnetic concomitant energy is approximated to be generated only between the winding layers, and the difference in the winding length forming each winding layer is not considered.
  • the primary side current of the insulation transformer to I p, 2 primary current is defined as I s.
  • the first primary winding layer 211, a second primary winding layer 212, a current Tsuryu the third primary winding layer 213 is defined as i p1, i p2, i p3 respectively, first secondary winding layers 221, respectively defined as i s1, i s2 the current Tsuryu the second secondary winding layers 222.
  • Equation 4 and Equation 5 hold.
  • Equation 8 the magnetic concomitant energy in the first pattern can be expressed as in Equation 8.
  • Equation 9 When the Lagrange's undetermined multiplier method is applied in order to derive the distance between each winding layer where the current distribution ratio to each winding layer is equalized from the principle of the magnetic concomitant energy extremum described above, it is expressed as in Equation 9. Can be done.
  • ⁇ 1 and ⁇ 2 in Equation 9 are Lagrange multipliers, and E'is a magnetic contingent energy expressed by using Lagrange's undetermined multiplier method.
  • the distances between the winding layers are a, 2a, 2a, and a from the side closer to the central leg of the magnetic core 1. Therefore, by adjusting the thickness of only the magnetic material 31 or the thickness of each of the magnetic material 31 and the insulating material 5 so as to have these relationships, it is possible to evenly distribute the current flowing through each winding layer. It becomes.
  • the winding layer 212, the third primary winding layer 213, the fourth primary winding layer 214, and the fifth primary winding layer 215 are used, and the secondary is on the side closer to the central leg of the magnetic core 1. From the winding layer, the first secondary winding layer 221, the second secondary winding layer 222, the third secondary winding layer 223, and the fourth secondary winding layer 224 are used.
  • the volumes between the winding layers are defined as V 1 , V 2 , V 3 , V 4 , V 5 , V 6 , and V 7 from the side closer to the central leg of the magnetic core 1, respectively, and between the winding layers.
  • the distance is defined as d1, d2, d3, d4, d5, d6, and d7 from the side closer to the central leg of the magnetic core 1.
  • the primary side current of the insulation transformer and I p, 2 primary current is defined as I s. Further, defined as the current i p to Tsuryu from the first primary winding layer 211 to the fifth primary winding layer 215, a first secondary winding layers 221, the second secondary winding layers 222, a third secondary winding layers 223, defining respectively a current Tsuryu and i s1, i s2, i s3 , i s4 respectively the fourth secondary winding layers 224.
  • the equations 16 and 17 are established.
  • the magnetic concomitant energy in the second pattern can be expressed as in equation 18 as in the first pattern.
  • the distance between the winding layers is a, 3b, b, c, c, d, 3d, e from the side closer to the central leg of the magnetic core 1. Therefore, by adjusting the thickness of only the magnetic material 31 or the thickness of each of the magnetic material 31 and the insulating material 5 so as to have these relationships, it is possible to evenly distribute the current flowing through each winding layer. It becomes.
  • the winding layer 212, the third primary winding layer 213, and the fourth primary winding layer 214 are used, and the first secondary winding layer starts from the secondary winding layer on the side closer to the central leg of the magnetic core 1. It is defined as a winding layer 221, a second secondary winding layer 222, and a third secondary winding layer 223.
  • the volume between the winding layers is defined as V 1 , V 2 , V 3 , V 4 , V 5 , V 6 from the side closer to the central leg of the magnetic core 1, and the distance between the winding layers is defined as V 1, V 6, respectively. It is defined as d1, d2, d3, d4, d5, and d6 from the side closer to the central leg of the magnetic core 1.
  • the magnetic concomitant energy is approximated to be generated only between the winding layers, and the difference in the winding length forming each winding layer is not considered.
  • the primary side current of the insulation transformer and I p, 2 primary current is defined as I s. Further, defined as the current i p1, i p2, i p3 , i p4 to Tsuryu from the first primary winding layer 211 to the fourth primary winding layer 214, a first secondary winding layers 221 a current Tsuryu the third secondary winding layers 223 from the defined as i s. At this time, equations 26 and 27 are established.
  • the magnetic concomitant energy in the third pattern can be expressed as in equation 28, as in the first and second patterns.
  • the distance between the winding layers is a, 3a, b, b, 3c, c from the side closer to the central leg of the magnetic core 1. Therefore, by adjusting the thickness of only the magnetic material 31 or the thickness of each of the magnetic material 31 and the insulating material 5 so as to have these relationships, it is possible to evenly distribute the current flowing through each winding layer. It becomes.

Abstract

磁性コア（１）に巻線（２１、２２）が複数層巻回され、巻線層の間に配置されている磁性材料（３１）は、巻線層から、少なくとも巻線（２１、２２）の幅だけ突出して配置されており、巻線（２１、２２）が巻回されている磁性コア（１）から生じる磁束の巻線（２１、２２）への影響を抑制できる。

Description

電力変換装置用磁性部品
　本願は、電力変換装置用磁性部品に関するものである。
　交流電力を直流電力に変換する電力変換回路（ＡＣ／ＤＣコンバータ）、および直流電力を絶縁しつつ所望の直流電力に変換する電力変換回路（絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ）には、リアクトルまたはトランス等の磁性部品を構成要素として含んでいる。
　近年、絶縁形コンバータを例にとると、磁性部品である、共振用リアクトルと絶縁トランスとの役割を１つの磁性コアに統合する検討がなされている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００９－１９３９７７号公報
　特許文献１に記載の磁性部品である集積装置は、磁性コアに巻回された、表面に銅層を有する第一のフレキシブル基板と、第一のフレキシブル基板の最外周面を囲むように磁性コアに巻回された、表面に銅層を有する第二のフレキシブル基板と、第一のフレキシブル基板と第二のフレキシブル基板との間に介在させた磁性材料の層と、を有するように構成されている。
　しかし、特許文献１のように、磁性材料の層とフレキシブル基板とを重ねて巻回すると、フレキシブル基板の端部と磁性コアとの距離が短くなる。このとき、磁性コアから生じる磁束がフレキシブル基板端部の銅層に接触することで、渦電流による近接効果が発生する。これにより、巻線損失（銅損）が増加し、電力変換効率の低下、または磁性部品の熱暴走を招くという問題があった。
　本願は、上述のような問題を解決するためになされたもので、磁性コアから生じる磁束による近接効果の発生を防止する電力変換装置用磁性部品を提供することを目的とする。
　本願に開示される電力変換装置用磁性部品は、
磁性コア、
磁性コアに複数層巻回されている巻線、
巻線層の間に配置されている磁性材料、
を備え、
磁性材料は、巻線層から、少なくとも巻線の幅だけ突出して配置されていることを特徴とする。
　本願に開示される電力変換装置用磁性部品によれば、磁性コアから生じる磁束による巻線への影響を抑制できる。
実施の形態１に係る電力変換装置用磁性部品の斜視図である。 実施の形態１に係る電力変換装置用磁性部品の断面図である。 実施の形態１に係る電力変換装置用磁性部品の別の断面図である。 実施の形態１に係る電力変換装置用磁性部品の別の断面図である。 実施の形態１に係る電力変換装置用磁性部品の別の断面図である。 実施の形態１に係る電力変換装置用磁性部品の別の断面図である。 実施の形態１に係る電力変換装置用磁性部品の別の断面図である。 実施の形態１に係る電力変換装置用磁性部品の別の断面図である。 実施の形態２に係る電力変換装置用磁性部品の簡易等価回路図である。 実施の形態２に係る電力変換装置用磁性部品の断面図である。 実施の形態２に係る電力変換装置用磁性部品の別の簡易等価回路図である。 実施の形態２に係る電力変換装置用磁性部品の別の断面図である。 実施の形態２に係る電力変換装置用磁性部品の別の簡易等価回路図である。 実施の形態２に係る電力変換装置用磁性部品の別の断面図である。
　以下本願に係る電力変換装置用磁性部品について、図面を参照して説明する。なお、図面および以下の説明において、同一または同様の構成要素を示す場合には、同一の符号を付すものとする。また、１次巻線２１、２次巻線２２、磁性材料３１、把持具４等の図中の符号は、一部にしか付していないが、該当する全てを示しているものとする。
実施の形態１．
[必要構成の説明]
　本願の電力変換装置用磁性部品を、絶縁トランスを例に説明する。図１は、絶縁トランスの斜視図であり、磁性コア１、磁性コア１に巻回する１次巻線２１、磁性コア１に巻回する２次巻線２２から構成される。
　絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、低損失なスイッチング手法であるソフトスイッチングを用いて動作させる際、通常、絶縁トランスとは別に共振用のリアクトル（共振リアクトル）が必要となる。しかし、共振リアクトルを追加することなく、１つの絶縁トランスのみで構成するにあたって、磁性コア１のギャップを増加する他、巻線を巻回することに加えて、磁性材料を巻回することが考えられる。
　図２は、図１の切断面１０を矢印方向からみた際に得られる絶縁トランスの断面図である。磁性コア１に層状に巻回した１次巻線２１、２次巻線２２の間に、磁性材料３１を設けている。また、磁性材料３１の幅を、磁性コア１に巻回する１次巻線２１の範囲、および磁性コア１に巻回する２次巻線２２の範囲のいずれからも突出するように配置される。これにより、磁性コア１に対する１次巻線２１と２次巻線２２の距離が大きくなり、磁性コア１から生じる磁束が巻線に接触して発生する近接効果の影響を低減できる。この結果、近接効果による巻線損失（銅損）の上昇を抑制することができ、インダクタンスの増大を低損失に行うことができる。これにより、電力変換装置の効率低下または磁性部品の熱暴走を招くことなく、共振リアクトルの代替となる所望のインダクタンス値を得ることが可能となる。
　図２の構成は、１次巻線２１と２次巻線２２が磁性コア１に生じさせる磁束のうち、１次巻線２１と２次巻線２２が巻回する磁性コア１に発生する磁束の方向に対して、同一方向に磁性材料３１の磁束を生成することを可能にしている。これにより、磁性材料３１に鎖交する磁束を増加させることができ、インダクタンスの増大が可能となる。
　なお、磁性材料３１が、１次巻線２１と２次巻線２２が巻回する範囲のいずれかを突出する範囲ｔ１、ｔ２は、１次巻線２１および２次巻線２２を構成する巻線１つ分以上の幅を磁性材料３１の両側に設けることが望ましい。磁性材料３１の突出する範囲が大きければ大きいほど、１次巻線２１、２次巻線２２に及ぼし得る近接効果の影響は少なくなる。突出する範囲ｔ１、ｔ２は同じ幅でなくてもよく、巻線が巻回された磁性コア１からの距離により幅を変えても良い。
　磁性コア１の材料には、珪素鋼鈑、圧粉磁心（ダスト系）、フェライト、ナノ結晶などの材料、または任意の透磁率を有する材料を用いてもよく、特定の磁性コア材料に限らないことは言うまでもない。また、１次巻線２１および２次巻線２２には、リッツ線または丸銅線を用いても良く、特定の線材に限らないことは明らかである。また、磁性材料３１の材料には、磁性コア１と同様に、特定の磁性材料に限らないことは言うまでもない。さらに、磁性材料３１は、実施の形態１ではシート状材料で説明するが、磁性コア１に巻回できるものであれば、形状に限定されない。
[把持具の説明]
　図３は、磁性材料３１の突出部を覆わないようにするため、巻線を把持する把持具４を有した電力変換装置用磁性部品の断面図である。把持具４は、振動などの外乱により１次巻線２１と２次巻線２２の位置が磁性コア１の近傍までずれ、図２で示した突出する範囲ｔ１、ｔ２を維持できないことを抑制するために配置される。これにより、外乱の有無にかかわらず、近接効果の影響による銅損悪化を防ぐことが可能となり、磁性部品の低損失特性の確度を向上できる。
　把持具４は、図４に示すように、磁性材料３１と一体にして形成してもよく、磁性材料３１の一部として形成してもよい。これらの形成を行うことで、前述の通り巻線の位置のずれを抑制できることに加えて、より大きなインダクタンス値を確保することができる。また、別途把持具４を配置する必要が無いため、電力変換装置用磁性部品を構成するための部品数を低減することができる。
　また、１次巻線２１と２次巻線２２が磁性コア１に巻回する範囲が、図３または図４に示すように１次巻線２１と２次巻線２２がそれぞれ層状に巻回されるとき、把持具４は、それぞれの巻線層の端部に接触して挿入されるか、端部と一体化して構成して設けてもよい。ここで、巻線層の端部と一体化して構成する手法として、巻線層を形成するときに、液状の樹脂など巻線層の端部まで流入させた後に固形化させるといった手法が想定され得る。
　また、図３に示すように、把持具４の長さＤｉを含めた１次巻線２１と２次巻線２２のそれぞれの巻線層の幅（複数の巻線の合計の幅）Ｄｗが、磁性材料３１の幅Ｄｓと略同一になるように形成される。つまり、式１の条件を満たせばよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
[磁性材料のケース分け]
　次に、磁性材料３１を挿入するパターンについて述べる。１次巻線２１と２次巻線２２が、図２および図３のように磁性コア１の中央脚に巻回する際、磁性コア１の中央脚に対して磁性材料３１の位置が近いほど磁束もしくは電流が密に集中し、磁性コア１の中央脚に対して磁性材料３１の位置が遠いほど磁束もしくは電流は疎となる。このため、磁性材料３１の厚みもしくは磁性材料３１を構成する複数の磁性シートの枚数が固定である場合、各磁性材料３１に流入する磁束もしくは電流が均等に分配されずにばらつきが生じ、磁性コア１の中央脚に対して近い磁性材料３１ほど損失が集中することが考えられる。
　そこで、図５に示すように、磁性コア１の中央脚に対して近い磁性材料３１の厚みを大きくする、または磁性材料３１を構成する磁性シートの枚数を増やす。そして、磁性コア１の中央脚に対して遠い磁性材料３１の厚みを小さくする、または磁性材料３１を構成する磁性シートの枚数を減らす。このように磁性コア１の巻線が巻回されている中央脚からの距離に比例して磁性材料３１の厚みもしくは磁性シートの枚数を調整する構成により、挿入される各磁性材料３１に流入する磁束もしくは電流を均等に分配することが可能となる。これにより、特定の磁性材料３１に磁束集中もしくは電流集中を発生させることなく、低損失にインダクタンスを生成することができる。なお、磁性材料３１の厚みのみ、もしくは磁性材料３１を構成する磁性シートの枚数のみを調整しても良いし、厚みと枚数を両方調整しても良い。
　また、磁性材料３１の厚みもしくは枚数を変えずに、図６に示すように、磁性材料３１の透磁率を異ならせて構成しても良い。ここで、磁性材料の透磁率が高いほど鎖交する磁束が増加し、大きなインダクタンスを得ることができる。このため、磁性コア１の巻線が巻回されている中央脚に対して近い部分に透磁率の高い第１の磁性材料３１ａを挿入し、中央脚に対して遠い部分に第２の磁性材料３１ｂを挿入することで、各磁性材料に磁束集中もしくは電流集中を発生させることなく、低損失にインダクタンスを生成することができる。ここで、透磁率の異なる磁性材料は、上述の２種類だけに限らず、それ以上の種類の磁性材料を用いて構成しても良い。さらに、１つの磁性材料に複数の透磁率を有したものを用いても良い。この場合、磁性コア１の巻線が巻回される中央脚に対して近いほど透磁率を低く、中央脚に対して遠くなることに従い透磁率が高くなるように磁性材料３１を形成すればよい。
　なお、上述したものを組み合わせて、磁性材料３１の厚みと透磁率、もしくは磁性材料３１を構成する磁性シートの枚数と透磁率、もしくは磁性材料３１の厚みと磁性材料３１を構成する磁性シートの枚数と透磁率のすべてを調整しても良いことは言うまでもない。
[巻き方の説明]
　１次巻線２１と２次巻線２２は、図２から図６に示すように、１次巻線２１と２次巻線２２が磁性コア１をそれぞれ巻回して形成される磁気経路の同一部分を、交互に巻回して互いに重なり合うように配置された巻線層によって構成される。この巻き方は、一般的にサンドイッチ巻き、またはインターリーブ巻きと称されるものである。このように１次巻線２１と２次巻線２２を磁性コア１に対して巻くことにより、結合度を高めることができ、漏洩インダクタンスを低減できる。これにより、電力変換装置のスイッチング素子が高周波で駆動する際に、高次成分に当たる巻線抵抗の高周波成分を抑制することができるため、銅損低減が可能となる。
　また、１次巻線２１から構成される１次巻線層と２次巻線２２から構成される２次巻線層の少なくとも１つは、巻線の巻始めに巻線を引き出す必要があるため、１重の巻線か、もしくは図７に示すようにアルファ巻きにより巻回される２重の巻線により形成される。１重の巻線にすることで、巻線長さを低減し、銅損を抑制することができる。また、アルファ巻きを適用することで、各巻線の引出線の距離が短くなり、配線の引き回しを容易にすることが可能となる。さらに、アルファ巻きの場合、巻線の幅が半減し、巻線層の間の磁界強度がおよそ２倍となり、インダクタンス値を増加させることができる。
　磁性材料３１は、１次巻線２１から構成される１次巻線層と、２次巻線２２から構成される２次巻線層の少なくとも一方と接する表面において、絶縁性を有するものであっても良い。これにより、各巻線層と磁性材料３１との電気的接触を抑制することができる。なお、磁性材料３１に絶縁材５を混在させたものを用いても良いし、図８のように、別体で絶縁テープまたは絶縁シートなどの絶縁材５を挿入しても良い。また、各巻線層の両端および磁性材料３１の両端に絶縁性を設けるために、ボビンを設けても良い。
[その他応用の説明]
　実施の形態１では、１次巻線と２次巻線を有する絶縁トランスを用いて説明したが、３次巻線または４次巻線を有する多巻線絶縁トランスであっても良い。また、絶縁トランスはフルブリッジ方式トランスまたはセンタータップ方式トランスのような極性非反転型のものであっても良いし、フライバック方式トランスのような極性反転型のものであっても良い。
　また、リアクトルであっても良い。例えば、磁性コア１の窓面積に対して巻線の占積率が過多な場合、隙間に磁性材料３１を挿入して磁気経路を追加することで、より大きなインダクタンス値を得ることが可能となる。なお、リアクトルの場合、巻線は１次巻線、２次巻線などの区別はないが、磁性材料３１の挿入方法、および巻線の巻き方については、上述した絶縁トランスの場合と同様の手法を取ることができる。
実施の形態２．
　本願の実施の形態２に係る電力変換装置用磁性部品について、図面を参照して説明する。なお、実施の形態２に係る電力変換装置用磁性部品の構成は、実施の形態１で述べたものと概ね同様であるため、構成の詳細な説明は繰り返さない。なお、実施の形態２においても、絶縁トランスを例に説明する。
　実施の形態２に係る電力変換装置用磁性部品は、１次巻線２１と２次巻線２２の巻き方に応じて磁性材料３１の厚みと枚数を調整し、各巻線に流入する電流もしくは磁束のばらつきを抑制する手法について説明する。
　各巻線の巻き方のパターンとして、１次巻線２１を並列に接続し、かつ２次巻線２２を並列に接続する第１のパターンと、１次巻線２１を直列に接続し、かつ２次巻線２２を並列に接続する第２のパターンと、１次巻線２１を並列に接続し、かつ２次巻線２２を直列に接続する第３のパターンが存在する。なお、１次巻線２１を直列に接続し、かつ２次巻線２２を直列に接続するパターンでは、１次側と２次側のいずれの巻線も直列の関係であるため、電流分配性に非平衡が生じない。
[第１のパターン（１次巻線並列、２次巻線並列）の説明]
　１次巻線２１を並列に接続し、かつ２次巻線２２を並列に接続した場合について説明する。具体的には、図９に示すように、１次巻線２１を３並列、２次巻線２２を２並列にした場合を想定して説明する。なお、各巻線の並列数がこれに限らないことは言うまでもない。なお、このときの断面図は、図１０に示す通りであり、磁性コア１の中央脚に対して最も近い１次巻線層を第１の１次巻線層２１１、次に近い１次巻線層を２１２、最も遠い１次巻線層を２１３とし、磁性コア１の中央脚に対して近い側の２次巻線層を第１の２次巻線層２２１、遠い側の２次巻線層を第２の２次巻線層２２２とする。
　ここで、公知文献１（T.Shirakawa, G.Yamazaki, K.Umetani, E.Hiraki, “Extremum co-energy principle for analyzing AC current distribution in parallel-connected wires of high frequency power inductors,” Proc. International Conf. on Electrical Machines and Systems (ICEMS2016), pp.1-6, Nov.2016.）の中で述べられている通り、磁気随伴エネルギ極値の原理（Extremum Co-Energy Principle）を用いることで、以下の式２に挙げる磁気随伴エネルギが極値となるとき、各巻線層に通流する電流が均等に分配されることがわかっている。
　式２中のμ０は磁性材料３１の比透磁率と真空透磁率を乗算したものであり、ｈは式３に示すようにアンペールの法則から得られる各巻線層間の磁界強度であり、Ｖは各巻線層の体積であり、巻線層間の距離ｄと比例の関係にある。また、式３中のＮは巻き数、Ｉは電流、ｗは磁性コア１の窓面の幅、もしくは把持具４の幅と巻線層の幅との和からなる長さである。なお、絶縁トランスの１次巻線の巻数をＮ１、２次巻線の巻数をＮ２と定義する。また、各巻線層間の体積を、磁性コア１の中央脚に対して近い側からＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４とそれぞれ定義し、各巻線層間の距離を、磁性コア１の中央脚に対して近い側からｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４とそれぞれ定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　なお、各巻線層間には、磁性材料３１と絶縁材５を含み、磁性材料３１の表面に絶縁性を有している場合は、磁性材料３１の厚みを変更することで巻線層間の距離を調整することが可能となる。前提条件として、磁気随伴エネルギは巻線層間にのみ発生するものと近似し、各巻線層を形成する巻線長の差異は考慮しないものとする。
　図９に示すように、絶縁トランスの１次側電流をＩｐ、２次側電流をＩｓと定義する。また、第１の１次巻線層２１１、第２の１次巻線層２１２、第３の１次巻線層２１３に通流する電流をそれぞれｉｐ１、ｉｐ２、ｉｐ３と定義し、第１の２次巻線層２２１、第２の２次巻線層２２２に通流する電流をそれぞれｉｓ１、ｉｓ２と定義する。このとき、式４と式５が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　さらに、式４と式５を用いて、起磁力の関係性から、式６と式７が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　これらの式から、第１のパターンにおける磁気随伴エネルギは、式８のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　上述の磁気随伴エネルギ極値の原理から、各巻線層への電流分配率が均等になる各巻線層間の距離を導出するために、ラグランジュの未定乗数法を適用すると、式９のように表すことができる。式９中のλ１とλ２はラグランジュ乗数であり、Ｅ’はラグランジュの未定乗数法を用いることで表される磁気随伴エネルギである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　式９について、式１０のようにｉｐ１、ｉｐ２、ｉｐ３、ｉｓ１、ｉｓ２、λ１、およびλ２で偏微分した時の値がゼロとなるとき、磁気随伴エネルギ極値の原理から、各巻線層への電流分配率が均等となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　式１０が成立するときの各電流は、式１１～式１５に示すようにそれぞれ表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　式１１～式１５より、ｉｐ１＝ｉｐ２＝ｉｐ３、かつｉｓ１＝ｉｓ２となるときの各巻線層間の体積Ｖ１～Ｖ４は、Ｖ１＝１とすると、Ｖ２＝Ｖ３＝２、Ｖ４＝１となる。各巻線層間の距離は、上述したように各巻線層間の体積と比例関係にあるため、ｄ１をａとすると、ｄ２＝ｄ３＝２ａ、ｄ４＝ａとなる。
　これらのことから、図１０に示すように、各巻線層間の距離は、磁性コア１の中央脚に対して近い側から、ａ、２ａ、２ａ、ａとなる。このため、これらの関係になるように磁性材料３１のみの厚み、もしくは磁性材料３１と絶縁材５それぞれの厚みを調整することで、各巻線層に通流する電流を均等に分配することが可能となる。
[第２のパターン（１次巻線直列、２次巻線並列）の説明]
　次に、１次巻線２１を直列に接続し、かつ２次巻線２２を並列に接続した場合について説明する。具体的には、図１１に示すように、１次巻線２１を５直列、２次巻線２２を４並列にした場合を想定して説明する。なお、各巻線の直列数と並列数がこれに限らないことは言うまでもない。なお、このときの断面図は、図１２に示す通りであり、磁性コア１の中央脚に対して最も近い１次巻線層から、第１の１次巻線層２１１、第２の１次巻線層２１２、第３の１次巻線層２１３、第４の１次巻線層２１４、第５の１次巻線層２１５とし、磁性コア１の中央脚に対して近い側の２次巻線層から、第１の２次巻線層２２１、第２の２次巻線層２２２、第３の２次巻線層２２３、第４の２次巻線層２２４とする。
　また、各巻線層間の体積を、磁性コア１の中央脚に対して近い側からＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６、Ｖ７とそれぞれ定義し、各巻線層間の距離を、磁性コア１の中央脚に対して近い側からｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４、ｄ５、ｄ６、ｄ７とそれぞれ定義する。第１のパターンと同様に、前提条件として、磁気随伴エネルギは巻線層間にのみ発生するものと近似し、各巻線層を形成する巻線長の差異は考慮しないものとする。
　図１１と図１２に示すように、絶縁トランスの１次側電流をＩｐ、２次側電流をＩｓと定義する。また、第１の１次巻線層２１１から第５の１次巻線層２１５に通流する電流ｉｐと定義し、第１の２次巻線層２２１、第２の２次巻線層２２２、第３の２次巻線層２２３、第４の２次巻線層２２４に通流する電流をそれぞれｉｓ１、ｉｓ２、ｉｓ３、ｉｓ４とそれぞれ定義する。このとき、式１６と式１７が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　これらの式から、第１のパターンと同様に、第２のパターンにおける磁気随伴エネルギは、式１８のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　第１のパターンと同様に、ラグランジュの未定乗数法を適用すると、式１９のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　式１９について、式２０のようにｉｐ、ｉｓ１、ｉｓ２、ｉｓ３、ｉｓ４、λ１、およびλ２で偏微分した時の値がゼロとなるとき、磁気随伴エネルギ極値の原理から、各巻線層への電流分配率が均等となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　式２０が成立するときの各電流は、式２１～式２５に示すようにそれぞれ表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　式２１～式２５より、ｉｓ１＝ｉｓ２＝ｉｓ３＝ｉｓ４となるときの各巻線層間の体積Ｖ１～Ｖ８は、Ｖ１＝ｏ、Ｖ３＝ｐ、Ｖ４＝ｑ、Ｖ６＝ｒ、Ｖ８＝ｓとすると、Ｖ２＝３ｐ、Ｖ５＝ｑ、Ｖ７＝３ｒとなる。各巻線層間の距離は、上述したように各巻線層間の体積と比例関係にあるため、ｄ１＝ａ、ｄ３＝ｂ、ｄ４＝ｃ、ｄ６＝ｄ、ｄ８＝ｅとすると、ｄ２＝３ｂ、ｄ５＝ｃ、ｄ７＝３ｄとなる。
　これらのことから、図１２に示すように、各巻線層間の距離は、磁性コア１の中央脚に対して近い側から、ａ、３ｂ、ｂ、ｃ、ｃ、ｄ、３ｄ、ｅとなる。このため、これらの関係になるように磁性材料３１のみの厚み、もしくは磁性材料３１と絶縁材５それぞれの厚みを調整することで、各巻線層に通流する電流を均等に分配することが可能となる。
[第３のパターン（１次巻線並列、２次巻線直列）の説明]
　次に、１次巻線２１を並列に接続し、かつ２次巻線２２を直列に接続した場合について説明する。具体的には、図１３に示すように、１次巻線２１を４並列、２次巻線２２を３直列にした場合を想定して説明する。なお、各巻線の直列数と並列数がこれに限らないことは言うまでもない。なお、このときの断面図は、図１４に示す通りであり、磁性コア１の中央脚に対して最も近い１次巻線層から、第１の１次巻線層２１１、第２の１次巻線層２１２、第３の１次巻線層２１３、第４の１次巻線層２１４とし、磁性コア１の中央脚に対して近い側の２次巻線層から、第１の２次巻線層２２１、第２の２次巻線層２２２、第３の２次巻線層２２３と定義する。
　また、各巻線層間の体積を、磁性コア１の中央脚に対して近い側からＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６とそれぞれ定義し、各巻線層間の距離を、磁性コア１の中央脚に対して近い側からｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４、ｄ５、ｄ６とそれぞれ定義する。第１のパターンと同様に、前提条件として、磁気随伴エネルギは巻線層間にのみ発生するものと近似し、各巻線層を形成する巻線長の差異は考慮しないものとする。
　図１３と図１４に示すように、絶縁トランスの１次側電流をＩｐ、２次側電流をＩｓと定義する。また、第１の１次巻線層２１１から第４の１次巻線層２１４に通流する電流ｉｐ１、ｉｐ２、ｉｐ３、ｉｐ４と定義し、第１の２次巻線層２２１から第３の２次巻線層２２３に通流する電流をｉｓと定義する。このとき、式２６と式２７が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　これらの式から、第１のパターンと第２のパターンと同様に、第３のパターンにおける磁気随伴エネルギは、式２８のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　第１のパターン、および第２のパターンと同様に、ラグランジュの未定乗数法を適用すると、式２９のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　式２９について、式３０のようにｉｐ１、ｉｐ２、ｉｐ３、ｉｐ４、ｉｓ、λ１、およびλ２で偏微分した時の値がゼロとなるとき、磁気随伴エネルギ極値の原理から、各巻線層への電流分配率が均等となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
　式３０が成立するときの各電流は、式３１～式３５に示すようにそれぞれ表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
　式３１～式３５より、ｉｐ１＝ｉｐ２＝ｉｐ３＝ｉｐ４となるときの各巻線層間の体積Ｖ１～Ｖ６は、Ｖ１＝ｏ、Ｖ３＝ｐ、Ｖ６＝ｑとすると、Ｖ２＝３ｏ、Ｖ４＝ｐ、Ｖ５＝３ｑとなる。各巻線層間の距離は、上述したように各巻線層間の体積と比例関係にあるため、ｄ１＝ａ、ｄ３＝ｂ、ｄ６＝ｃとすると、ｄ２＝３ａ、ｄ４＝ｂ、ｄ５＝３ｃとなる。
　これらのことから、図１４に示すように、各巻線層間の距離は、磁性コア１の中央脚に対して近い側から、ａ、３ａ、ｂ、ｂ、３ｃ、ｃとなる。このため、これらの関係になるように磁性材料３１のみの厚み、もしくは磁性材料３１と絶縁材５それぞれの厚みを調整することで、各巻線層に通流する電流を均等に分配することが可能となる。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
　１：磁性コア、４：把持具、５：絶縁材、２１：１次巻線、２２：２次巻線、３１：磁性材料、２１１：第１の１次巻線層、２１２：第２の１次巻線層、２１３：第３の１次巻線層、２１４：第４の１次巻線層、２１５：第５の１次巻線層、２２１：第１の２次巻線層、２２２：第２の２次巻線層、２２３：第３の２次巻線層、２２４：第４の２次巻線層

Claims (16)

  1. 　磁性コア、
    　前記磁性コアに複数層巻回されている巻線、
    巻線層の間に配置されている磁性材料、
    を備え、
    　前記磁性材料は、前記巻線層から、少なくとも前記巻線の幅だけ突出して配置されていることを特徴とする電力変換装置用磁性部品。
  2. 　前記磁性材料が突出している部分を前記巻線が覆わないように把持する把持具を有することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置用磁性部品。
  3. 　前記把持具は、前記磁性材料の一部であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置用磁性部品。
  4. 　前記把持具は、前記磁性材料と一体として形成されていることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置用磁性部品。
  5. 　前記巻線層の端部に接触するように前記把持具が配置されていることを特徴とする請求項２から４のいずれか一項に記載の電力変換装置用磁性部品。
  6. 　前記巻線層の端部と一体化して前記把持具が構成されていることを特徴とする請求項２から５のいずれか一項に記載の電力変換装置用磁性部品。
  7. 　前記巻線層と前記把持具の長さの和が前記磁性材料の幅と同一であることを特徴とする請求項２から６のいずれか一項に記載の電力変換装置用磁性部品。
  8. 　前記磁性材料の厚みを、前記巻線が巻回されている磁性コアからの距離に応じて調整することを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の電力変換装置用磁性部品。
  9. 　前記磁性材料は１または複数のシートで形成されていることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置用磁性部品。
  10. 　前記磁性材料の透磁率を、前記巻線が巻回されている磁性コアからの距離に応じて調整することを特徴とする請求項１から９のいずれか一項に記載の電力変換装置用磁性部品。
  11. 　前記巻線が巻回されている磁性コアに発生する磁束の方向に対して、同一方向に前記磁性材料の磁束を生成することを特徴とする請求項１から１０のいずれか一項に記載の電力変換装置用磁性部品。
  12. 　前記磁性材料は、前記巻線層と接する表面において絶縁性を有することを特徴とする請求項１から１１のいずれか一項に記載の電力変換装置用磁性部品。
  13. 　前記巻線層は１次巻線による第１の巻線層および２次巻線による第２の巻線層を含むことを特徴とする請求項１から１２のいずれか一項に記載の電力変換装置用磁性部品。
  14. 　前記１次巻線および前記２次巻線の巻き方に応じて巻線に流入する電流もしくは磁束のばらつきを抑制するように前記磁性材料の厚みを調整することを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置用磁性部品。
  15. 　前記第１の巻線層と前記第２の巻線層は、前記磁性コアを交互に巻回して互いに重なり合うように構成されていることを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置用磁性部品。
  16. 　前記第１の巻線層と前記２の巻線層の少なくとも１つは、１重の巻線、もしくはアルファ巻により巻回される２重の巻線により形成されていることを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置用磁性部品。
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