WO2021053910A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2021053910A1
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switching element
state
bridge circuit
leg
power
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翔吾 廣田
賢治 花村
隆史 白川
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パナソニックIpマネジメント株式会社
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    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38Means for preventing simultaneous conduction of switches

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device that converts DC power into DC power of another voltage.
  • the present disclosure has been made in view of such circumstances, and an object thereof is to provide a highly efficient isolated DC / DC converter.
  • the first leg in which the first switching element and the second switching element are connected in series, and the third switching element and the fourth switching element are connected in series.
  • a third bridge circuit having a second leg and the first leg and the second leg connected in parallel to a first DC unit, and a third switching element and a sixth switching element connected in series.
  • a second bridge circuit having a leg, a fourth leg in which a seventh switching element and an eighth switching element are connected in series, and the third leg and the fourth leg connected in parallel to a second DC unit, and the above. It includes an isolation transformer connected between the first bridge circuit and the second bridge circuit, and a control circuit for controlling the first switching element and the eighth switching element.
  • the one-bridge circuit includes a period in which the first DC unit and the primary winding of the isolation transformer are electrically connected, and a period in which both ends of the primary winding of the isolation transformer are short-circuited in the first bridge circuit.
  • the second bridge circuit includes a rectification period.
  • the control circuit variably controls the phase difference between the first leg and the second leg, variably controls the simultaneous off period of the fifth switching element and the sixth switching element, and variably controls the seventh switching element and the sixth switching element.
  • the simultaneous off period of the eighth switching element is variably controlled.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining the configuration of the power conversion device 1 according to the embodiment.
  • the power converter 1 is an isolated bidirectional DC / DC converter (DAB converter), which converts the DC power supplied from the first DC power supply E1 and transmits it to the second DC power supply E2, or the second DC power supply.
  • the DC power supplied from E2 is converted and transmitted to the first DC power supply E1.
  • the power conversion device 1 can be step-down and power-transmitted, or can be step-up and power-transmitted.
  • the first DC power supply E1 corresponds to, for example, a storage battery, an electric double layer capacitor, or the like.
  • the second DC power supply E2 corresponds to a DC bus or the like to which a bidirectional inverter is connected.
  • the AC side of the bidirectional inverter is connected to the commercial power system and the AC load in the application of the power storage system. In the application of electric vehicles, it is connected to a motor (with regenerative function).
  • a DC / DC converter for a solar cell and a DC / DC converter for another storage battery may be further connected to the DC bus.
  • the power conversion device 1 includes a first capacitor C1, a first bridge circuit 11, an isolation transformer TR1, a first leakage inductance L1, a second leakage inductance L2, a second bridge circuit 12, a second capacitor C2, and a control circuit 13.
  • the first capacitor C1 is connected in parallel with the first DC power supply E1.
  • the second capacitor C2 is connected in parallel with the second DC power supply E2.
  • an electrolytic capacitor is used for the first capacitor C1 and the second capacitor C2.
  • the first DC power supply E1 and the first capacitor C1 are collectively referred to as a first DC unit
  • the second DC power supply E2 and the second capacitor C2 are collectively referred to as a second DC unit.
  • the first leg in which the first switching element S1 and the second switching element S2 are connected in series and the second leg in which the third switching element S3 and the fourth switching element S4 are connected in series are connected in parallel. It is a full bridge circuit composed of.
  • the first bridge circuit 11 is connected in parallel with the first DC unit, and the midpoint of the first leg and the midpoint of the second leg are connected to both ends of the primary winding n1 of the isolation transformer TR1, respectively.
  • the third leg in which the fifth switching element S5 and the sixth switching element S6 are connected in series and the fourth leg in which the seventh switching element S7 and the eighth switching element S8 are connected in series are connected in parallel. It is a full bridge circuit composed of.
  • the second bridge circuit 12 is connected in parallel with the second DC unit, and the midpoint of the third leg and the midpoint of the fourth leg are connected to both ends of the secondary winding n2 of the isolation transformer TR1, respectively.
  • a first diode D1 to an eighth diode D8 are connected or formed in antiparallel to each of the first switching element S1 to the eighth switching element S8.
  • the first switching element S1 to the eighth switching element S8 for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) can be used.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • a parasitic diode formed in the drain direction from the source in each of the first switching element S1 to the eighth switching element S8 can be used as the first diode D1 to the eighth diode D8.
  • the isolation transformer TR1 converts the output voltage of the first bridge circuit 11 connected to the primary winding n1 according to the turns ratio of the primary winding n1 and the secondary winding n2, and is connected to the secondary winding n2.
  • the coil is output to the second bridge circuit 12.
  • the isolated transformer TR1 converts the output voltage of the second bridge circuit 12 connected to the secondary winding n2 according to the turns ratio of the secondary winding n2 and the primary winding n1 and connects to the primary winding n1. It is output to the first bridge circuit 11 to be output.
  • the first leakage inductance L1 is formed between the midpoint of the first leg of the first bridge circuit 11 and one end of the primary winding n1 of the isolation transformer TR1.
  • a second leakage inductance L2 is formed between the third leg of the second bridge circuit 12 and one end of the secondary winding n2.
  • reactor elements having a predetermined inductance value may be connected respectively.
  • a first voltage sensor that detects the voltage across the first DC section
  • a first current sensor that detects the current flowing through the first DC section
  • a second voltage sensor that detects the voltage across the second DC section.
  • a two-voltage sensor and a second current sensor for detecting the current flowing through the second DC unit are provided, and the measured values of each are output to the control circuit 13.
  • the control circuit 13 controls the first switching element S1 to the eighth switching element S8 by supplying a drive signal (PWM (Pulse Width Modulation) signal) to the gate terminal of the first switching element S1 to the eighth switching element S8.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the configuration of the control circuit 13 can be realized by the collaboration of hardware resources and software resources, or only by hardware resources. Analog devices, microcomputers, DSPs, ROMs, RAMs, FPGAs, and other LSIs can be used as hardware resources. Programs such as firmware can be used as software resources.
  • the control circuit 13 When the control circuit 13 transmits power from the first DC section to the second DC section, the control circuit 13 switches first so that the output voltage to the second DC section maintains the voltage command value based on the measured value of the second voltage sensor.
  • the DAB converter has a symmetrical configuration on the primary side and the secondary side, and can transmit power in both directions.
  • the operation of the power conversion device 1 will be described below.
  • Comparative Example 1 2 (a)-(f) are diagrams for explaining the operation according to Comparative Example 1 of the power conversion device 1.
  • the isolation transformer TR1 the first leakage inductance L1 and the second leakage inductance L2 are collectively drawn as one reactor L in order to simplify the drawing. Further, the first capacitor C1 and the second capacitor C2 are omitted.
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1, the fourth switching element S4, the sixth switching element S6, and the seventh switching element S7, and the second switching element S2,
  • the third switching element S3, the fifth switching element S5, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2 are connected in series to the reactor L, and energy is transferred to the reactor L from both the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2. It is discharged and the reactor L is charged with energy.
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1, the fourth switching element S4, the fifth switching element S5, and the eighth switching element S8, and the second switching element S2,
  • the third switching element S3, the sixth switching element S6, and the seventh switching element S7 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from both the first DC power source E1 and the reactor L to the second DC power source E2, and the energy is charged to the second DC power source E2.
  • the control circuit 13 controls the first switching element S1 to the eighth switching element S8 in the off state.
  • the third state is a dead time period, and a reflux current flows through the second diode D2, the third diode D3, the fifth diode D5, and the eighth diode D8.
  • energy is discharged from the reactor L to both the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2, and the energy is charged to the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2.
  • the control circuit 13 turns on the second switching element S2, the third switching element S3, the fifth switching element S5, and the eighth switching element S8, and the first switching element S1.
  • the fourth switching element S4, the sixth switching element S6, and the seventh switching element S7 are controlled to be in the off state.
  • the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2 are connected in series to the reactor L, and energy is transferred to the reactor L from both the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2. It is discharged and the reactor L is charged with energy.
  • the control circuit 13 turns on the second switching element S2, the third switching element S3, the sixth switching element S6, and the seventh switching element S7, and the first switching element S1.
  • the fourth switching element S4, the fifth switching element S5, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from both the first DC power source E1 and the reactor L to the second DC power source E2, and the energy is charged to the second DC power source E2.
  • the control circuit 13 controls the first switching element S1 to the eighth switching element S8 to the off state.
  • the sixth state is a dead time period, and a reflux current flows through the first diode D1, the fourth diode D4, the sixth diode D6, and the seventh diode D7.
  • energy is discharged from the reactor L to both the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2, and the energy is charged to the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2.
  • Comparative Example 1 power is transmitted from the first DC power supply E1 to the second DC power supply E2 by repeating the above six switch patterns.
  • the voltage of the power to be transmitted or the voltage of the power to be transmitted by controlling the phase difference between the switching phase of the first switching element S1 to the fourth switching element S4 and the switching phase of the fifth switching element S5 to the eighth switching element S8. The current can be controlled.
  • FIG. 3 (a)-(b) are diagrams showing a specific example of the current IL flowing through the reactor L in Comparative Example 1.
  • FIG. 3A shows an example in which the voltage difference between the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2 is small, and shows an example in which the input voltage of the power conversion device 1 is 400V and the output voltage is 450V.
  • FIG. 3B shows an example in which the voltage difference between the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2 is large, and shows an example in which the input voltage of the power conversion device 1 is 200V and the output voltage is 450V.
  • the voltage of the first DC power supply E1 is boosted to charge the first DC power supply E1 to the second DC power supply E2.
  • the directions of the reactor current IL are switched in the middle in the states 2 (b) and 5 (e).
  • the positive and negative of the reactor current IL By switching the positive and negative of the reactor current IL in the middle, the charge and discharge of the parasitic capacitance of the switching element are reversed, and hard switching occurs. Further, after the positive and negative of the reactor current IL are switched, the direction of power transmission is also reversed, and a reactive current is generated.
  • the state shown in FIG. 3B also occurs when the power transmission destination has a light load.
  • Comparative Example 2 4 (a)-(f) are diagrams for explaining the operation according to Comparative Example 2 of the power conversion device 1.
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1, the fourth switching element S4, the sixth switching element S6, and the seventh switching element S7, and the second switching element S2,
  • the third switching element S3, the fifth switching element S5, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2 are connected in series to the reactor L, and energy is transferred to the reactor L from both the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2. It is discharged and the reactor L is charged with energy.
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1 and the fourth switching element S4, the second switching element S2, the third switching element S3, and the fifth switching element S5-.
  • the eighth switching element S8 is controlled to be in the off state. Since the fifth switching element S5 and the eighth switching element S8 are all in the off state, the second bridge circuit 12 is a diode bridge circuit and functions as a rectifier circuit. In the second state, energy is discharged from both the first DC power source E1 and the reactor L to the second DC power source E2, and the energy is charged to the second DC power source E2. Since the second bridge circuit 12 functions as a rectifier circuit, the directions of the reactor current IL do not change.
  • the control circuit 13 is the second switching element S2, the third switching element S3, the fifth switching element S5, and the eighth switching element.
  • the S8 is controlled to the on state, and the first switching element S1, the fourth switching element S4, the sixth switching element S6, and the seventh switching element S7 are controlled to the off state.
  • energy is discharged from the reactor L to both the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2, and the energy is charged to the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2.
  • the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2 are connected in series to the reactor L, and energy is transferred to the reactor L from both the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2. It is discharged and the reactor L is charged with energy. If the reactor current IL is 0A before transitioning to the switch pattern shown in FIGS. 4C and 4D, the state 2 does not shift to the state 3 and the state 2 changes to the state 4. Migrate directly.
  • the control circuit 13 turns on the second switching element S2 and the third switching element S3, the first switching element S1, the fourth switching element S4, and the fifth switching element S5-.
  • the eighth switching element S8 is controlled to be in the off state. Since the fifth switching element S5 and the eighth switching element S8 are all in the off state, the second bridge circuit 12 is a diode bridge circuit and functions as a rectifier circuit.
  • the fifth state energy is discharged from both the first DC power source E1 and the reactor L to the second DC power source E2, and the energy is charged to the second DC power source E2. Since the second bridge circuit 12 functions as a rectifier circuit, the directions of the reactor current IL do not change.
  • the control circuit 13 is the first switching element S1, the fourth switching element S4, the sixth switching element S6, and the seventh switching element.
  • the S7 is controlled in the on state
  • the second switching element S2, the third switching element S3, the fifth switching element S5, and the eighth switching element S8 are controlled in the off state.
  • energy is discharged from the reactor L to both the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2, and the energy is charged to the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2. If the reactor current IL is 0A before transitioning to the switch pattern shown in FIGS. 4 (f) and 4 (a), the state 5 does not change to the state 6 and the state 5 changes to the state 1. Migrate directly.
  • FIG. 5 is a diagram showing a specific example of the current IL flowing through the reactor L in Comparative Example 2.
  • the state 2 (b) since the reactor current IL is 0A in the middle of the state 2 (b), the state 2 (b) directly shifts to the state 4 (d) without going through the state 3 (c). ing.
  • the reactor current IL becomes 0A in the middle of the state 5 (e), the state 5 (e) is directly shifted to the state 1 (a) without going through the state 6 (f).
  • Example 1 (step-down mode)) 6 (a)-(f) are diagrams for explaining the operation according to the first embodiment (step-down mode) of the power conversion device 1.
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1, the fourth switching element S4 and the fifth switching element S5, the second switching element S2, the third switching element S3, The sixth switching element S6, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from the first DC power source E1 to both the reactor L and the second DC power source E2, and the reactor L and the second DC power source E2 are charged with energy.
  • the control circuit 13 turns on the second switching element S2, the fourth switching element S4, and the eighth switching element S8, and the first switching element S1, the third switching element S3,
  • the fifth switching element S5, the sixth switching element S6, and the seventh switching element S7 are controlled to be in the off state.
  • both ends of the primary winding n1 of the isolation transformer TR1 are short-circuited in the first bridge circuit 11, and the reactor L is electrically cut off from the first DC power supply E1.
  • energy is discharged from the reactor L to the second DC power supply E2, and the energy is charged to the second DC power supply E2.
  • the eighth switching element S8 is turned on for synchronous rectification. Synchronous rectification is effective when MOSFETs are used as switching elements. Even if the eighth switching element S8 is synchronously rectified, the direction of the reactor current IL is not reversed because the fifth switching element S5 is in the off state.
  • the control circuit 13 turns on the second switching element S2, the third switching element S3, and the sixth switching element S6. 1
  • the switching element S1, the fourth switching element S4, the fifth switching element S5, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from the reactor L to the first DC power supply E1, and the energy is charged to the first DC power supply E1.
  • the fourth state energy is discharged from the first DC power source E1 to both the reactor L and the second DC power source E2, and the reactor L and the second DC power source E2 are charged with energy. If the reactor current IL is 0A before transitioning to the switch pattern shown in FIGS. 6 (c) and 6 (d), the state 2 does not shift to the state 3 and the state 2 changes to the state 4. Migrate directly.
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1, the third switching element S3, and the seventh switching element S7, the second switching element S2, and the fourth switching element S4.
  • the fifth switching element S5, the sixth switching element S6, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • both ends of the primary winding n1 of the isolation transformer TR1 are short-circuited in the first bridge circuit 11, and the reactor L is electrically cut off from the first DC power supply E1.
  • energy is discharged from the reactor L to the second DC power supply E2, and the energy is charged to the second DC power supply E2.
  • the seventh switching element S7 is turned on for synchronous rectification. Even if the seventh switching element S7 is synchronously rectified, the direction of the reactor current IL is not reversed because the sixth switching element S6 is in the off state.
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1, the fourth switching element S4, and the fifth switching element S5. 2
  • the switching element S2, the third switching element S3, the sixth switching element S6, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from the reactor L to the first DC power supply E1, and the energy is charged to the first DC power supply E1. If the reactor current IL is 0A before transitioning to the switch pattern shown in FIGS. 6 (f) and 6 (a), the state 5 does not change to the state 6 and the state 5 changes to the state 1. Migrate directly.
  • the power is transmitted by stepping down from the first DC power supply E1 to the second DC power supply E2 by repeating the above four switch patterns.
  • the duty ratio of the first switching element S1 to the fourth switching element S4 is fixed at 50%.
  • FIG. 7 is a diagram showing switching timing 1 of the first switching element S1 to the eighth switching element S8 according to the first embodiment (step-down mode).
  • the thin wire indicates the on / off state of the first switching element S1, the fourth switching element S4, the fifth switching element S5, and the eighth switching element S8, and the thick wire indicates the second switching element S2, the third switching element S3, and the sixth switching.
  • the on / off state of the element S6 and the seventh switching element S7 is shown.
  • the first switching element S1 and the second switching element S2 operate complementarily.
  • a dead time is inserted at the timing when both are switched on / off.
  • the dead time is a time that is inserted to prevent the first switching element S1 and the second switching element S2 from penetrating by being turned on at the same time and short-circuiting both ends of the first DC power supply E1.
  • the third switching element S3 and the fourth switching element S4 also operate in a complementary manner.
  • a dead time is inserted at the timing when both are switched on / off.
  • the step-down rate is determined by the phase difference ⁇ between the first switching element S1 and the second switching element S2 and the fourth switching element S4 and the third switching element S3.
  • the fifth switching element S5 is controlled to be on in the states 6 (f) and 1 (a), and the eighth switching is performed in the state 2 (b).
  • the element S8 was controlled to be in the ON state.
  • the eighth switching element S8 may be controlled to be in the ON state in the state 6 (f) and the state 1 (a), and the fifth switching element S5 may be controlled to be in the ON state in the state 2 (b).
  • the sixth switching element S6 was controlled to the on state in the state 3 (c) and the state 4 (d), and the seventh switching element S7 was controlled to the on state in the state 5 (e).
  • the seventh switching element S7 may be controlled to be in the on state in the states 3 (c) and 4 (d), and the sixth switching element S6 may be controlled to be in the on state in the state 5 (e).
  • FIG. 8 is a diagram showing switching timing 2 of the first switching element S1 to the eighth switching element S8 according to the first embodiment (step-down mode).
  • the control circuit 13 supplies a drive signal supplied to the first switching element S1-fourth switching element S4 and a drive signal supplied to the fifth switching element S5-eighth switching element S8. Should be replaced.
  • the reactor is connected from the second DC power supply E2. Power was being transmitted to L. As a result, ineffective power was generated and conduction loss was generated. According to the first embodiment (step-down mode), the conduction loss can be reduced.
  • the conduction loss of the diode can be reduced by performing synchronous rectification on the secondary side in the states 2 (b) and 5 (e).
  • the conduction loss of the diode can be reduced by performing synchronous rectification on the secondary side in the states 2 (b) and 5 (e).
  • the power can be adjusted by the phase shift.
  • Example 2 (step-down mode)) 9 (a)-(e) are diagrams for explaining the operation 1 according to the second embodiment (step-down mode) of the power conversion device 1.
  • 10 (a)-(e) are diagrams for explaining the operation 2 according to the second embodiment (step-down mode) of the power conversion device 1.
  • Example 2 (step-down mode) is an example in which the state is changed in more detail based on Example 1 (step-down mode).
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1, the fourth switching element S4, and the fifth switching element S5, the second switching element S2, and the third switching element S3.
  • the sixth switching element S6, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from the first DC power source E1 to both the reactor L and the second DC power source E2, and the reactor L and the second DC power source E2 are charged with energy.
  • Example 1 lowering pressure mode
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1 and the fourth switching element S4, the second switching element S2, the third switching element S3, and the fifth switching element S5.
  • the sixth switching element S6, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state. Even in the second state, energy is discharged from the first DC power supply E1 to both the reactor L and the second DC power supply E2, and the energy is charged to the reactor L and the second DC power supply E2.
  • the control circuit 13 turns on the fourth switching element S4 and the eighth switching element S8, the first switching element S1, the second switching element S2, and the third switching element S3.
  • the fifth switching element S5, the sixth switching element S6, and the seventh switching element S7 are controlled to be in the off state.
  • both ends of the primary winding n1 of the isolation transformer TR1 are short-circuited in the first bridge circuit 11, and the reactor L is electrically cut off from the first DC power supply E1.
  • energy is discharged from the reactor L to the second DC power supply E2, and the energy is charged to the second DC power supply E2.
  • the eighth switching element S8 is turned on for synchronous rectification.
  • the control circuit 13 turns on the second switching element S2, the fourth switching element S4, and the eighth switching element S8, and the first switching element S1, the third switching element S3,
  • the fifth switching element S5, the sixth switching element S6, and the seventh switching element S7 are controlled to be in the off state.
  • both ends of the primary winding n1 of the isolation transformer TR1 are short-circuited in the first bridge circuit 11, and the reactor L is electrically cut off from the first DC power supply E1.
  • energy is discharged from the reactor L to the second DC power supply E2, and the energy is charged to the second DC power supply E2.
  • the eighth switching element S8 is turned on for synchronous rectification. This is the same state as the second state of Example 1 (lowering pressure mode) shown in FIG. 6 (b).
  • the control circuit 13 turns on the second switching element S2, the first switching element S1, the third switching element S3, the fourth switching element S4, and the fifth switching element S5.
  • the sixth switching element S6, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from the reactor L to both the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2, and the energy is charged to the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2.
  • the control circuit 13 turns on the second switching element S2, the third switching element S3, and the sixth switching element S6, and the first switching element S1, the fourth switching element S4, The fifth switching element S5, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from the first DC power source E1 to both the reactor L and the second DC power source E2, and the reactor L and the second DC power source E2 are charged with energy.
  • the control circuit 13 turns on the second switching element S2 and the third switching element S3, the first switching element S1, the fourth switching element S4, and the fifth switching element S5.
  • the sixth switching element S6, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state. Even in the seventh state, energy is discharged from both the first DC power supply E1 and the reactor L to the second DC power supply E2, and the energy is charged to the second DC power supply E2.
  • the control circuit 13 turns on the third switching element S3 and the seventh switching element S7, the first switching element S1, the second switching element S2, and the fourth switching element S4.
  • the fifth switching element S5, the sixth switching element S6, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • both ends of the primary winding n1 of the isolation transformer TR1 are short-circuited in the first bridge circuit 11, and the reactor L is electrically cut off from the first DC power supply E1.
  • energy is discharged from the reactor L to the second DC power supply E2, and the energy is charged to the second DC power supply E2.
  • the seventh switching element S7 is turned on for synchronous rectification.
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1, the third switching element S3, and the seventh switching element S7, the second switching element S2, and the fourth switching element S4.
  • the fifth switching element S5, the sixth switching element S6, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • both ends of the primary winding n1 of the isolation transformer TR1 are short-circuited in the first bridge circuit 11, and the reactor L is electrically cut off from the first DC power supply E1.
  • the energy is discharged from the reactor L to the second DC power supply E2, and the energy is charged to the second DC power supply E2.
  • the seventh switching element S7 is turned on for synchronous rectification. This is the same state as the fifth state of Example 1 (step-down mode) shown in FIG. 6 (e).
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1, the second switching element S2, the third switching element S3, the fourth switching element S4, and the fifth switching element S5.
  • the sixth switching element S6, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from the reactor L to both the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2, and the energy is charged to the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2.
  • the power is transmitted by stepping down from the first DC power supply E1 to the second DC power supply E2 by repeating the above 10 switch patterns.
  • the voltage or current of the electric power supplied from the first DC section to the second DC section is controlled by the phase difference ⁇ between the first leg and the second leg on the primary side.
  • the duty ratio of the first switching element S1 to the fourth switching element S4 is fixed at 50%. Note that this 50% is a value that does not consider the dead time.
  • FIG. 11 is a diagram showing the switching timing of the first switching element S1 to the eighth switching element S8 according to the second embodiment (step-down mode).
  • the thin wire indicates the on / off state of the first switching element S1, the fourth switching element S4, the fifth switching element S5, and the eighth switching element S8, and the thick wire indicates the second switching element S2, the third switching element S3, and the sixth switching.
  • the on / off state of the element S6 and the seventh switching element S7 is shown.
  • the first switching element S1 and the second switching element S2 operate complementarily. A dead time is inserted at the timing when both are switched on / off. Similarly, the third switching element S3 and the fourth switching element S4 also operate in a complementary manner. A dead time is inserted at the timing when both are switched on / off.
  • the step-down rate is determined by the phase difference ⁇ between the first switching element S1 and the second switching element S2 and the fourth switching element S4 and the third switching element S3.
  • the on-time of the 8th switching element S8 and the 7th switching element S7 is controlled to be the same amount as the shift amount corresponding to the phase difference ⁇ .
  • the rising phase of the eighth switching element S8 and the seventh switching element S7 is fixed, and the falling phase is variable.
  • the rising phase of the eighth switching element S8 is controlled so as to be synchronized with the falling phase of the first switching element S1. That is, the eighth switching element S8 turns on at the same time as the turn-off of the first switching element S1.
  • the rising phase of the seventh switching element S7 is controlled so as to be synchronized with the falling phase of the second switching element S2. That is, the seventh switching element S7 turns on at the same time as the second switching element S2 turns off.
  • ZVS Zero Voltage Switching
  • the falling phase of the eighth switching element S8 is controlled so as to be synchronized with the falling phase of the fourth switching element S4. That is, the eighth switching element S8 turns off at the same time as the fourth switching element S4.
  • the falling phase of the seventh switching element S7 is controlled so as to be synchronized with the falling phase of the third switching element S3. That is, the seventh switching element S7 turns off at the same time as the third switching element S3.
  • a current recirculation loop is formed on the secondary side by simultaneously turning on the seventh switching element S7 and the fifth switching element S5. Can be prevented.
  • the on-time of the fifth switching element S5 and the sixth switching element S6 is controlled by subtracting the shift amount corresponding to the phase difference ⁇ from the half cycle (Ts / 2) of the unit cycle on the primary side.
  • the rising phase of the fifth switching element S5 and the sixth switching element S6 is variable, and the falling phase is fixed.
  • the rising phase of the fifth switching element S5 is controlled after a timing delayed by a dead time from the rising phase of the first switching element S1. That is, the fifth switching element S5 turns on after the dead time has elapsed from the turn-on of the first switching element S1.
  • the rising phase of the sixth switching element S6 is controlled after a timing delayed by a dead time from the rising phase of the second switching element S2. That is, the sixth switching element S6 turns on after the dead time has elapsed from the turn-on of the second switching element S2.
  • the earliest rising phase of the fifth switching element S5 is a timing delayed by a dead time from the rising phase of the first switching element S1, and does not rise earlier than that timing.
  • the earliest rising phase of the sixth switching element S6 is a timing delayed by a dead time from the rising phase of the second switching element S2, and does not rise at a timing earlier than that timing.
  • the falling phase of the fifth switching element S5 is controlled to a timing earlier than the falling phase of the first switching element S1 by the dead time. That is, the fifth switching element S5 turns off before the turn-off of the first switching element S1 by the dead time. It is possible to suppress the generation of reactive current from the secondary side due to the simultaneous turning on of the fifth switching element S5 and the eighth switching element S8.
  • the falling phase of the sixth switching element S6 is controlled to a timing preceding the falling phase of the second switching element S2 by the dead time. That is, the sixth switching element S6 turns off before the turn-off of the second switching element S2 by the dead time. It is possible to suppress the generation of reactive current from the secondary side due to the simultaneous turning on of the sixth switching element S6 and the seventh switching element S7.
  • the phase difference ⁇ between the first leg and the second leg on the primary side is operated in the range of 0 to 180 °.
  • the dead time is fixed, the loss when the frequency is increased can be suppressed by setting the minimum value of the phase difference ⁇ to 0.
  • the control of the fifth switching element S5 and the control of the eighth switching element S8 are exchanged, and the control of the sixth switching element S6 and the seventh switching element.
  • the control of S7 may be exchanged.
  • the drive signal supplied to the first switching element S1-fourth switching element S4 and the drive signal supplied to the fifth switching element S5-eighth switching element S8 are exchanged. It is possible to supply power by stepping down from the second DC section to the first DC section.
  • step-down mode the same effect as that of the first embodiment (step-down mode) is obtained. Higher efficiency can be achieved by finely controlling the control as compared with the first embodiment (step-down mode).
  • Example 1 (boost mode)) 12 (a)-(f) are diagrams for explaining the operation according to the first embodiment (boost mode) of the power conversion device 1.
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1, the fourth switching element S4 and the sixth switching element S6, the second switching element S2, the third switching element S3, The fifth switching element S5, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • both ends of the secondary winding n2 of the isolation transformer TR1 are short-circuited in the second bridge circuit 12, and the reactor L is electrically cut off from the second DC power supply E2.
  • energy is discharged from the first DC power source E1 to the reactor L, and the energy is charged to the reactor L.
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1, the fourth switching element S4 and the eighth switching element S8, the second switching element S2, the third switching element S3,
  • the fifth switching element S5, the sixth switching element S6, and the seventh switching element S7 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from both the first DC power source E1 and the reactor L to the second DC power source E2, and the energy is charged to the second DC power source E2.
  • the eighth switching element S8 is turned on for synchronous rectification. Even if the eighth switching element S8 is synchronously rectified, the direction of the reactor current IL is not reversed because the fifth switching element S5 is in the off state.
  • the control circuit 13 turns on the second switching element S2, the third switching element S3, and the fifth switching element S5. 1
  • the switching element S1, the fourth switching element S4, the sixth switching element S6, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from the reactor L to both the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2, and the energy is charged to the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2.
  • the fourth state energy is discharged from the first DC power source E1 to the reactor L, and the energy is charged to the reactor L.
  • both ends of the secondary winding n2 of the isolation transformer TR1 are short-circuited in the second bridge circuit 12, and the reactor L is electrically cut off from the second DC power supply E2. If the reactor current IL is 0A before transitioning to the switch pattern shown in FIGS. 12 (c) and 12 (d), the state 2 does not shift to the state 3 and the state 2 changes to the state 4. Migrate directly.
  • the control circuit 13 turns on the second switching element S2, the third switching element S3, and the seventh switching element S7, and the first switching element S1, the fourth switching element S4,
  • the fifth switching element S5, the sixth switching element S6, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from both the first DC power source E1 and the reactor L to the second DC power source E2, and the energy is charged to the second DC power source E2.
  • the seventh switching element S7 is turned on for synchronous rectification. Even if the seventh switching element S7 is synchronously rectified, the direction of the reactor current IL is not reversed because the sixth switching element S6 is in the off state.
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1, the fourth switching element S4, and the sixth switching element S6. 2
  • the switching element S2, the third switching element S3, the fifth switching element S5, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from the reactor L to both the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2, and the energy is charged to the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2. If the reactor current IL is 0A before transitioning to the switch pattern shown in FIGS. 12 (f) and 12 (a), the state 5 does not change to the state 6 and the state 5 changes to the state 1. Migrate directly.
  • the power is transmitted by boosting the voltage from the first DC power supply E1 to the second DC power supply E2 by repeating the above four switch patterns.
  • the switching element for controlling the duty ratio (on time) any one or more of the fifth switching element S5 and the eighth switching element S8 may be used.
  • the duty ratio of the first switching element S1 to the fourth switching element S4 on the primary side is fixed at 50%.
  • the phase difference ⁇ between the first leg (first switching element S1 and second switching element S2) and the second leg (third switching element S3 and fourth switching element S4) on the primary side is 0 or less than or equal to the dead time. Fixed by phase difference.
  • FIG. 13 is a diagram showing switching timing 1 of the first switching element S1 to the eighth switching element S8 according to the first embodiment (boost mode).
  • the first switching element S1 and the second switching element S2 operate in a complementary manner.
  • a dead time is inserted at the timing when both are switched on / off.
  • the third switching element S3 and the fourth switching element S4 also operate in a complementary manner.
  • a dead time is inserted at the timing when both are switched on / off.
  • the boost rate is determined by the on-time Ton of the fifth switching element S5 and the sixth switching element S6.
  • the sixth switching element S6 is controlled to be on in the states 6 (f) and 1 (a), and the eighth switching is performed in the state 2 (b).
  • the element S8 was controlled to be in the ON state.
  • the seventh switching element S7 may be controlled to be in the on state in the state 6 (f) and the state 1 (a), and the fifth switching element S5 may be controlled to be in the on state in the state 2 (b).
  • the fifth switching element S5 was controlled to be in the on state
  • the state 5 (e) the seventh switching element S7 was controlled to be in the on state.
  • the eighth switching element S8 may be controlled to be in the ON state in the states 3 (c) and 4 (d)
  • the sixth switching element S6 may be controlled to be in the ON state in the state 5 (e).
  • FIG. 14 is a diagram showing switching timing 2 of the first switching element S1 to the eighth switching element S8 according to the first embodiment (boost mode).
  • boost mode the first embodiment
  • FIGS. 12 (a)-(f) and 13 an example in which power is supplied by boosting the voltage from the first DC unit to the second DC unit has been described. In this respect, it is also possible to boost power from the second DC section to the first DC section.
  • the control circuit 13 supplies a drive signal supplied to the first switching element S1-fourth switching element S4 and a drive signal supplied to the fifth switching element S5-eighth switching element S8. Should be replaced.
  • a mode in which the secondary side is short-circuited is provided to prevent the power from being transmitted from the second DC power source E2 to the reactor L. It is possible to reduce the conduction loss due to the reactive current.
  • the conduction loss of the diode can be reduced by performing synchronous rectification on the secondary side in the states 2 (b) and 5 (e).
  • the conduction loss of the diode can be reduced by performing synchronous rectification on the secondary side in the states 2 (b) and 5 (e).
  • Example 2 (boost mode)) 15 (a)-(e) are diagrams for explaining operation 1 according to the second embodiment (boost mode) of the power conversion device 1.
  • 16 (a)-(e) are diagrams for explaining the operation 2 according to the second embodiment (boost mode) of the power conversion device 1.
  • Example 2 (boosting mode) is an example in which the state is changed in more detail based on Example 1 (boosting mode).
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1, the fourth switching element S4, and the seventh switching element S7, the second switching element S2, and the third switching element S3.
  • the fifth switching element S5, the sixth switching element S6, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • both ends of the secondary winding n2 of the isolation transformer TR1 are short-circuited in the second bridge circuit 12, and the reactor L is electrically cut off from the second DC power supply E2.
  • energy is discharged from the first DC power source E1 to the reactor L, and the energy is charged to the reactor L.
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1 and the fourth switching element S4, the second switching element S2, the third switching element S3, and the fifth switching element S5.
  • the sixth switching element S6, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from both the first DC power source E1 and the reactor L to the second DC power source E2, and the energy is charged to the second DC power source E2.
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1, the fourth switching element S4 and the fifth switching element S5, the second switching element S2, the third switching element S3, The sixth switching element S6, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state. Even in the third state, energy is discharged from both the first DC power supply E1 and the reactor L to the second DC power supply E2, and the energy is charged to the second DC power supply E2.
  • the fifth switching element S5 is turned on for synchronous rectification. This is a state corresponding to the second state of the first embodiment (boost mode) shown in FIG. 12 (b).
  • the control circuit 13 turns on the first switching element S1 and the fourth switching element S4, the second switching element S2, the third switching element S3, and the fifth switching element S5.
  • the sixth switching element S6, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state. Even in the fourth state, energy is discharged from both the first DC power supply E1 and the reactor L to the second DC power supply E2, and the energy is charged to the second DC power supply E2.
  • the control circuit 13 turns on the eighth switching element S8, the first switching element S1, the second switching element S2, the third switching element S3, and the fourth switching element S4.
  • the fifth switching element S5, the sixth switching element S6, and the seventh switching element S7 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from the reactor L to both the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2, and the energy is charged to the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2.
  • the control circuit 13 turns on the second switching element S2, the third switching element S3, and the eighth switching element S8, and the first switching element S1, the fourth switching element S4,
  • the fifth switching element S5, the sixth switching element S6, and the seventh switching element S7 are controlled to be in the off state.
  • both ends of the secondary winding n2 of the isolation transformer TR1 are short-circuited in the second bridge circuit 12, and the reactor L is electrically cut off from the second DC power supply E2.
  • energy is discharged from the first DC power source E1 to the reactor L, and the energy is charged to the reactor L.
  • the control circuit 13 turns on the second switching element S2 and the third switching element S3, the first switching element S1, the fourth switching element S4, and the fifth switching element S5.
  • the sixth switching element S6, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from both the first DC power source E1 and the reactor L to the second DC power source E2, and the energy is charged to the second DC power source E2.
  • the control circuit 13 turns on the second switching element S2, the third switching element S3, and the sixth switching element S6, and the first switching element S1, the fourth switching element S4,
  • the fifth switching element S5, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from both the first DC power source E1 and the reactor L to the second DC power source E2, and the energy is charged to the second DC power source E2.
  • the sixth switching element S6 is turned on for synchronous rectification. This is a state corresponding to the fifth state of the first embodiment (boost mode) shown in FIG. 12 (e).
  • the control circuit 13 turns on the second switching element S2 and the third switching element S3, the first switching element S1, the fourth switching element S4, and the fifth switching element S5.
  • the sixth switching element S6, the seventh switching element S7, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state. Even in the ninth state, energy is discharged from both the first DC power source E1 and the reactor L to the second DC power source E2, and the energy is charged to the second DC power source E2.
  • the control circuit 13 turns on the seventh switching element S7, the first switching element S1, the second switching element S2, the third switching element S3, and the fourth switching element S4.
  • the fifth switching element S5, the sixth switching element S6, and the eighth switching element S8 are controlled to be in the off state.
  • energy is discharged from the reactor L to both the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2, and the energy is charged to the first DC power supply E1 and the second DC power supply E2.
  • the power is transmitted by boosting the voltage from the first DC power supply E1 to the second DC power supply E2 by repeating the above ten switch patterns.
  • the duty ratio of the first switching element S1 to the fourth switching element S4 on the primary side is fixed at 50%. Note that this 50% is a value that does not consider the dead time.
  • the phase difference ⁇ between the first leg and the second leg on the primary side is fixed at 0.
  • FIG. 17 is a diagram showing the switching timing of the first switching element S1 to the eighth switching element S8 according to the second embodiment (boost mode).
  • the thin wire indicates the on / off state of the first switching element S1, the fourth switching element S4, the fifth switching element S5, and the eighth switching element S8, and the thick wire indicates the second switching element S2, the third switching element S3, and the sixth switching.
  • the on / off state of the element S6 and the seventh switching element S7 is shown.
  • the first switching element S1 and the second switching element S2 operate complementarily. A dead time is inserted at the timing when both are switched on / off. Similarly, the third switching element S3 and the fourth switching element S4 also operate in a complementary manner. A dead time is inserted at the timing when both are switched on / off.
  • the boost rate is determined by the on-time Ton of the 8th switching element S8 and the 7th switching element S7.
  • the on-time Ton of the 8th switching element S8 and the 7th switching element S7 is controlled by the duty.
  • the rising phase of the eighth switching element S8 and the seventh switching element S7 is fixed, and the falling phase is variable.
  • the rising phase of the eighth switching element S8 is controlled so as to be synchronized with the falling phase of the first switching element S1. That is, the eighth switching element S8 turns on at the same time as the turn-off of the first switching element S1.
  • the rising phase of the seventh switching element S7 is controlled so as to be synchronized with the falling phase of the second switching element S2. That is, the seventh switching element S7 turns on at the same time as the second switching element S2 turns off. This facilitates ZVS operation of the eighth switching element S8 or the seventh switching element S7.
  • the on-time of the fifth switching element S5 and the sixth switching element S6 shifts from the half cycle (Ts / 2) of the unit cycle on the primary side to the on-time Ton of the eighth switching element S8 and the seventh switching element S7.
  • the amount is controlled by subtracting the amount.
  • the rising phase of the fifth switching element S5 and the sixth switching element S6 is variable, and the falling phase is fixed.
  • the rising phase of the fifth switching element S5 is controlled after a timing delayed by a dead time from the rising phase of the first switching element S1. That is, the fifth switching element S5 turns on after the dead time has elapsed from the turn-on of the first switching element S1.
  • the rising phase of the sixth switching element S6 is controlled after a timing delayed by a dead time from the rising phase of the second switching element S2. That is, the sixth switching element S6 turns on after the dead time has elapsed from the turn-on of the second switching element S2.
  • the earliest rising phase of the fifth switching element S5 is a timing delayed by a dead time from the rising phase of the first switching element S1, and does not rise earlier than that timing.
  • the earliest rising phase of the sixth switching element S6 is a timing delayed by a dead time from the rising phase of the second switching element S2, and does not rise at a timing earlier than that timing.
  • the falling phase of the fifth switching element S5 is controlled to a timing earlier than the falling phase of the first switching element S1 by the dead time. That is, the fifth switching element S5 turns off before the turn-off of the first switching element S1 by the dead time. It is possible to suppress the generation of reactive current from the secondary side due to the simultaneous turning on of the fifth switching element S5 and the eighth switching element S8.
  • the falling phase of the sixth switching element S6 is controlled to a timing preceding the falling phase of the second switching element S2 by the dead time. That is, the sixth switching element S6 turns off before the turn-off of the second switching element S2 by the dead time. It is possible to suppress the generation of reactive current from the secondary side due to the simultaneous turning on of the sixth switching element S6 and the seventh switching element S7.
  • the amount of power to be transmitted is controlled by the on-time Ton of the 8th switching element S8 and the 7th switching element S7.
  • the phase difference ⁇ between the first leg and the second leg on the primary side is set to 0, so that the loss when the frequency is increased can be suppressed.
  • the control of the fifth switching element S5 and the control of the eighth switching element S8 are exchanged, and the control of the sixth switching element S6 and the seventh switching element
  • the control of S7 may be exchanged.
  • the drive signal supplied to the first switching element S1-fourth switching element S4 and the drive signal supplied to the fifth switching element S5-eighth switching element S8 are exchanged. It is possible to supply power by boosting the voltage from the second DC section to the first DC section.
  • the control circuit 13 When power is transmitted from the first DC section to the second DC section, the control circuit 13 switches between a step-down mode and a step-up mode based on the voltage of the first DC section and the voltage of the second DC section.
  • the control circuit 13 selects the step-down mode if the voltage of the second DC section is lower than the voltage of the first DC section, and the voltage of the second DC section is higher than the voltage of the first DC section. Select the boost mode.
  • the control circuit 13 switches between a step-down mode and a step-up mode based on the voltage of the second DC section and the voltage of the first DC section.
  • the control circuit 13 selects the step-down mode if the voltage of the first DC section is lower than the voltage of the second DC section, and the voltage of the first DC section is higher than the voltage of the second DC section. Select the boost mode.
  • the control circuit 13 may switch between the step-down mode and the step-up mode based on the direction of the current flowing through the first DC section, the direction of the current flowing through the second DC section, or the direction of the reactor current IL.
  • FIG. 18 is a diagram for explaining switching between the step-down operation and the step-up operation according to the first and second embodiments of the power conversion device 1.
  • the on-time Ton of the fifth switching element S5 to the eighth switching element S8 on the secondary side is fixed to the dead time Td or less (may be 0), and the position between the first leg and the second leg on the primary side is fixed.
  • the phase difference ⁇ between the first leg and the second leg on the primary side is fixed to the dead time Td or less (may be 0), and the fifth switching element S5 to the eighth switching element S8 on the secondary side is turned on.
  • Manipulate the time Ton In the step-down operation, the on-time Ton of the fifth switching element S5 to the eighth switching element S8 on the secondary side is fixed to the dead time Td or less (may be 0), and the fifth switching element S5 to the eighth switching element S8 on the secondary side is turned on. Manipulate the time Ton.
  • Both the maximum value of the phase difference ⁇ and the maximum value of the on-time Ton are half cycles (Ts / 2). Since the phase difference ⁇ and on-time Ton at the maximum power output in the step-down operation and the phase difference ⁇ and on-time Ton at the minimum power output in the step-up operation are the same, seamless switching between the step-down operation and the boost operation is possible. It becomes.
  • the step-down operation and the step-up operation can be performed by one DC / DC converter, and bidirectional power transmission is also possible. is there. Therefore, it is possible to support a wide voltage range on both the primary side and the secondary side.
  • the eighth switching element S8 is controlled to be in the ON state in the state 2 (b) as shown in FIGS. 6 (a)-(f), and the state 5 (e) is also controlled.
  • the seventh switching element S7 was controlled to be in the ON state and synchronously rectified.
  • synchronous rectification in states 2 (b) and 5 (e) may be omitted. That is, in the state 2 (b) and the state 5 (e), the fifth switching element S5 to the eighth switching element S8 on the secondary side may be all controlled to the off state.
  • the eighth switching element S8 is controlled to be in the ON state in the state 2 (b) as shown in FIGS. 12 (a) to 12 (f), and the state 5 (e) is also controlled.
  • the seventh switching element S7 was controlled to be in the ON state and synchronously rectified.
  • synchronous rectification in states 2 (b) and 5 (e) may be omitted. That is, in the state 2 (b) and the state 5 (e), the fifth switching element S5 to the eighth switching element S8 on the secondary side may be all controlled to the off state.
  • FIG. 19 is a diagram for explaining the configuration of the power conversion device 1 according to the modified example.
  • the power conversion device 1 according to the modified example is an isolated unidirectional DC / DC converter. It can be used in applications where the load R2 on the secondary side does not charge the primary DC power supply E1 on the primary side.
  • the second bridge circuit 12 uses two diode elements (7th diode D7 and 8th diode D8) instead of the 7th switching element S7 and the 8th switching element S8. ..
  • the power conversion device 1 according to the modified example can also perform the boosting operation with the same control as in the first embodiment.
  • the step-down mode shown in FIGS. 6 (a)-(f) and 7 if the synchronous rectification in the states 2 (b) and 5 (e) is omitted, the power conversion device 1 according to the modified example also has the first embodiment. The step-down operation is possible with the same control as above. According to the modification, the cost of the second bridge circuit 12 can be reduced.
  • the embodiment may be specified by the following items.
  • [Item 1] It has a first leg in which the first switching element (S1) and the second switching element (S2) are connected in series, and a second leg in which the third switching element (S3) and the fourth switching element (S4) are connected in series. Then, the first bridge circuit (11) in which the first leg and the second leg are connected in parallel to the first DC unit (E1, C1), and It has a third leg in which the fifth switching element (S5) and the sixth switching element (S6) are connected in series, and a fourth leg in which the seventh switching element (S7) and the eighth switching element (S8) are connected in series.
  • the second bridge circuit (12) in which the third leg and the fourth leg are connected in parallel to the second DC section (C2, E2), An isolation transformer (TR1) connected between the first bridge circuit (11) and the second bridge circuit (12), A control circuit (13) for controlling the first switching element (S1) -the eighth switching element (S8) is provided.
  • a diode (D1-D8) is connected or formed in antiparallel to each of the first switching element (S1) and the eighth switching element (S8).
  • the first bridge circuit (11) includes a period during which the first DC unit (E1, C1) and the primary winding (n1) of the isolation transformer (TR1) are conductive, and the primary winding of the isolation transformer (TR1). Includes a period in which both ends of (n1) are short-circuited in the first bridge circuit (11).
  • the second bridge circuit (12) includes a rectification period.
  • the control circuit (13) Variable control of the phase difference between the first leg and the second leg
  • the simultaneous off period of the fifth switching element (S5) and the sixth switching element (S6) is variably controlled.
  • a power conversion device (1) characterized in that the simultaneous off period of the seventh switching element (S7) and the eighth switching element (S8) is variably controlled.
  • the control circuit (13) When power is transmitted by stepping down from the first DC section (E1, C1) to the second DC section (C2, E2).
  • the second bridge circuit (S1) and the fourth switching element (S4) are on, and the second switching element (S2) and the third switching element (S3) are off.
  • Both ends of the primary winding (n1) of the insulated transformer (TR1) are short-circuited in the first bridge circuit (11), and the eighth switching element (S8) or the fifth switching element (S8) of the second bridge circuit (12).
  • the sixth switching element (S6) or the seventh switching element (S7) is in the on-state synchronous rectification state, or the fifth switching element (S5) -the eighth switching element (S8) is in the off state.
  • Third pattern of diode rectification Both ends of the primary winding (n1) of the isolation transformer (TR1) are short-circuited in the first bridge circuit (11), and the seventh switching element (S7) or the sixth of the second bridge circuit (12). Control including the synchronous rectification state in which the switching element (S6) is on, or the fourth pattern in the diode rectification state in which the fifth switching element (S5) -the eighth switching element (S8) is off.
  • the power conversion device according to item 1, which is a feature.
  • the control circuit (13) is a voltage of electric power supplied from the first DC unit (E1, C1) to the second DC unit (C2, E2) by the phase difference between the first leg and the second leg.
  • the power conversion device (1) according to any one of items 1 to 3, wherein the electric current is controlled. According to this, the voltage or the current can be controlled by soft switching by controlling the voltage or the current by manipulating the phase difference on the primary side.
  • the power conversion device (1) according to item 4, wherein the control circuit (13) operates the phase difference in a range of 0 to 180 °. According to this, it is possible to suppress the loss when the frequency is increased.
  • the control circuit (13) The eighth switching element (S8) or the fifth switching element (S5) is turned on in synchronization with the turn-off of the first switching element (S1). Item 1 to any one of items 1 to 5, wherein the seventh switching element (S7) or the sixth switching element (S6) is turned on in synchronization with the turn-off of the second switching element (S2).
  • the control circuit (13) In synchronization with the turn-off of the fourth switching element (S4), the eighth switching element (S8) or the fifth switching element (S5) is turned off.
  • Item 1 to any one of items 1 to 6, wherein the seventh switching element (S7) or the sixth switching element (S6) is turned off in synchronization with the turn-off of the third switching element (S3).
  • the control circuit (13) After the dead time has elapsed from the turn-on of the first switching element (S1), the fifth switching element (S5) or the eighth switching element (S8) is turned on. Item 1 to 7, wherein the sixth switching element (S6) or the seventh switching element (S7) is turned on after a dead time has elapsed from the turn-on of the second switching element (S2).
  • the power conversion device (1) according to any one item.
  • the control circuit (13) The fifth switching element (S5) or the eighth switching element (S8) is turned off before the turn-off of the first switching element (S1) by the dead time. Any one of items 1 to 8 characterized in that the sixth switching element (S6) or the seventh switching element (S7) is turned off before the turn-off of the second switching element (S2) by the dead time.
  • the control circuit (13) When boosting power from the first DC section (E1, C1) to the second DC section (C2, E2) to transmit power
  • the fifth pattern in which both ends of the secondary winding (n2) of the above are short-circuited in the second bridge circuit (12).
  • the second bridge circuit (S1) and the fourth switching element (S4) are on, and the second switching element (S2) and the third switching element (S3) are off.
  • the 12) is the sixth pattern in the rectified state,
  • the power conversion device (1) according to any one of items 1 to 10, wherein the 12) is controlled including the eighth pattern of the rectified state. According to this, it is possible to realize a highly efficient buck-boost type DC / DC converter in which reactive current is suppressed.
  • the control circuit (13) fixes the phase difference between the first leg and the second leg, and turns on the sixth switching element (S6) or the seventh switching element (S7) in the fifth pattern. , And at least one of the on-time of the fifth switching element (S5) or the eighth switching element (S8) in the seventh pattern, from the first DC unit (E1, C1) to the second DC unit (C2). , E2)
  • the power conversion device (1) according to item 11 or 12, characterized in that the voltage or current of the power supplied to E2) is controlled. According to this, the voltage or the current can be controlled by the operation of the secondary side without operating the primary side.
  • [Item 15] It has a first leg in which the first switching element (S1) and the second switching element (S2) are connected in series, and a second leg in which the third switching element (S3) and the fourth switching element (S4) are connected in series. Then, the first bridge circuit (11) in which the first leg and the second leg are connected in parallel to the first DC unit (E1, C1), and It has a third leg in which a fifth switching element (S5) and a sixth switching element (S6) are connected in series, and a fourth leg in which a seventh diode (D7) and an eighth diode (D8) are connected in series.
  • a diode (D1-D6) is connected or formed in antiparallel to each of the first switching element (S1) and the sixth switching element (S6).
  • the seventh diode (D7) and the eighth diode (D8) are connected in opposite directions to the second DC unit (C2, R2).
  • the first bridge circuit (11) includes a period during which the first DC unit (E1, C1) and the primary winding (n1) of the isolation transformer (TR1) are conductive, and the primary winding of the isolation transformer (TR1). Includes a period in which both ends of (n1) are short-circuited in the first bridge circuit (11).
  • the second bridge circuit (12) includes a rectification period.
  • the control circuit (13) Variable control of the phase difference between the first leg and the second leg A power conversion device (1) characterized in that the simultaneous off period of the fifth switching element (S5) and the sixth switching element (S6) is variably controlled. According to this, it is possible to realize a highly efficient step-down type unidirectional DC / DC converter at a low cost.
  • the control circuit (13) When boosting power from the first DC section (E1, C1) to the second DC section (C2, E2) to transmit power
  • the fifth pattern in which both ends of the secondary winding (n2) of the above are short-circuited in the second bridge circuit (12).
  • the second bridge circuit (S1) and the fourth switching element (S4) are on, and the second switching element (S2) and the third switching element (S3) are off.
  • the 12) is the sixth pattern in the rectified state,
  • the power conversion device (1) according to item 15, wherein the 12) is controlled including the eighth pattern of the rectified state. According to this, it is possible to realize a highly efficient buck-boost type unidirectional DC / DC converter with reduced cost.
  • This disclosure is available for DAB converters.

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Abstract

DAB(Dual Active Bridge)コンバータにおいて、第1直流部から第2直流部へ降圧して電力を伝送する場合、第1ブリッジ回路11は、第1直流部と絶縁トランスTR1の一次巻線n1が導通する期間と、絶縁トランスTR2の一次巻線n1の両端が第1ブリッジ回路10内で短絡する期間を含む。第2ブリッジ回路12は、整流期間を含む。制御回路13は、第1レグと第2レグ間の位相差を可変制御し、第5スイッチング素子と第6スイッチング素子の同時オフ期間を可変制御し、第7スイッチング素子と第8スイッチング素子の同時オフ期間を可変制御する。

Description

電力変換装置
 本開示は、直流電力を別の電圧の直流電力に変換する電力変換装置に関する。
 太陽光発電システム、蓄電システムの普及拡大に伴い、小型で高効率なパワーコンディショナが求められている。ハイグレードなパワーコンディショナや電気自動車では、絶縁型で双方向の電力伝送が可能で、かつ一次側と二次側の双方で広範囲な電圧レンジに対応するDC/DCコンバータが求められている。これらの要求を満たすDC/DCコンバータの一つに、DAB(Dual Active Bridge)コンバータがある(例えば、特許文献1参照)。
特開2018-166389号公報
 従来の一般的なDABコンバータでは、一次側の直流電源からリアクトルに充電する際、二次側の直流負荷からもリアクトルにエネルギーが充電され、無効電流が発生していた。また軽負荷時にハードスイッチングが発生することがあった。
 本開示はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、高効率な絶縁型のDC/DCコンバータを提供することにある。
 上記課題を解決するために、本開示のある態様の電力変換装置は、第1スイッチング素子と第2スイッチング素子が直列接続された第1レグと、第3スイッチング素子と第4スイッチング素子が直列接続された第2レグを有し、前記第1レグと前記第2レグが第1直流部に並列接続される第1ブリッジ回路と、第5スイッチング素子と第6スイッチング素子が直列接続された第3レグと、第7スイッチング素子と第8スイッチング素子が直列接続された第4レグを有し、前記第3レグと前記第4レグが第2直流部に並列接続される第2ブリッジ回路と、前記第1ブリッジ回路と前記第2ブリッジ回路の間に接続された絶縁トランスと、前記第1スイッチング素子-前記第8スイッチング素子を制御する制御回路と、を備える。前記第1スイッチング素子-前記第8スイッチング素子のそれぞれに、逆並列にダイオードが接続または形成されており、前記第1直流部から前記第2直流部へ降圧して電力を伝送する場合、前記第1ブリッジ回路は、前記第1直流部と前記絶縁トランスの一次巻線が導通する期間と、前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第1ブリッジ回路内で短絡する期間を含む。前記第2ブリッジ回路は、整流期間を含む。前記制御回路は、前記第1レグと前記第2レグ間の位相差を可変制御し、前記第5スイッチング素子と前記第6スイッチング素子の同時オフ期間を可変制御し、前記第7スイッチング素子と前記第8スイッチング素子の同時オフ期間を可変制御する。
 本開示によれば、高効率な絶縁型のDC/DCコンバータを実現できる。
実施の形態に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。 図2(a)-(f)は、電力変換装置の比較例1に係る動作を説明するための図である。 図3(a)-(b)は、比較例1において、リアクトルに流れる電流の具体例を示す図である。 図4(a)-(f)は、電力変換装置の比較例2に係る動作を説明するための図である。 比較例2において、リアクトルに流れる電流の具体例を示す図である。 図6(a)-(f)は、電力変換装置の実施例1(降圧モード)に係る動作を説明するための図である。 実施例1(降圧モード)に係る、第1スイッチング素子-第8スイッチング素子のスイッチングタイミング1を示す図である。 実施例1(降圧モード)に係る、第1スイッチング素子-第8スイッチング素子のスイッチングタイミング2を示す図である。 図9(a)-(e)は、電力変換装置の実施例2(降圧モード)に係る動作1を説明するための図である。 図10(a)-(e)は、電力変換装置の実施例2(降圧モード)に係る動作2を説明するための図である。 実施例2(降圧モード)に係る、第1スイッチング素子-第8スイッチング素子のスイッチングタイミングを示す図である。 図12(a)-(f)は、電力変換装置の実施例1(昇圧モード)に係る動作を説明するための図である。 実施例1(昇圧モード)に係る、第1スイッチング素子-第8スイッチング素子のスイッチングタイミング1を示す図である。 実施例1(昇圧モード)に係る、第1スイッチング素子-第8スイッチング素子のスイッチングタイミング2を示す図である。 図15(a)-(e)は、電力変換装置の実施例2(昇圧モード)に係る動作1を説明するための図である。 図16(a)-(e)は、電力変換装置の実施例2(昇圧モード)に係る動作2を説明するための図である。 実施例2(昇圧モード)に係る、第1スイッチング素子-第8スイッチング素子のスイッチングタイミングを示す図である。 電力変換装置の実施例1、2に係る降圧動作と昇圧動作の切り替えを説明するための図である。 変形例に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。
 図1は、実施の形態に係る電力変換装置1の構成を説明するための図である。電力変換装置1は絶縁型の双方向DC/DCコンバータ(DABコンバータ)であり、第1直流電源E1から供給される直流電力を変換して第2直流電源E2に伝送する、または第2直流電源E2から供給される直流電力を変換して第1直流電源E1に伝送する。電力変換装置1は降圧して電力伝送することも、昇圧して電力伝送することも可能である。
 第1直流電源E1は例えば、蓄電池、電気二重層コンデンサなどが該当する。第2直流電源E2として、双方向インバータが接続された直流バスなどが該当する。当該双方向インバータの交流側は、蓄電システムの用途では商用電力系統と交流負荷に接続される。電気自動車の用途ではモータ(回生機能あり)に接続される。当該直流バスには、太陽電池用のDC/DCコンバータや、他の蓄電池用のDC/DCコンバータがさらに接続されていてもよい。
 電力変換装置1は、第1コンデンサC1、第1ブリッジ回路11、絶縁トランスTR1、第1漏れインダクタンスL1、第2漏れインダクタンスL2、第2ブリッジ回路12、第2コンデンサC2及び制御回路13を備える。
 第1直流電源E1と並列に第1コンデンサC1が接続される。第2直流電源E2と並列に第2コンデンサC2が接続される。第1コンデンサC1及び第2コンデンサC2には例えば、電解コンデンサが使用される。本明細書では、第1直流電源E1と第1コンデンサC1を総称して第1直流部と呼び、第2直流電源E2と第2コンデンサC2を総称して第2直流部と呼ぶ。
 第1ブリッジ回路11は、第1スイッチング素子S1と第2スイッチング素子S2が直列接続された第1レグと、第3スイッチング素子S3と第4スイッチング素子S4が直列接続された第2レグが並列接続されて構成されるフルブリッジ回路である。第1ブリッジ回路11は第1直流部と並列接続され、第1レグの中点と第2レグの中点が、絶縁トランスTR1の一次巻線n1の両端にそれぞれ接続される。
 第2ブリッジ回路12は、第5スイッチング素子S5と第6スイッチング素子S6が直列接続された第3レグと、第7スイッチング素子S7と第8スイッチング素子S8が直列接続された第4レグが並列接続されて構成されるフルブリッジ回路である。第2ブリッジ回路12は第2直流部と並列接続され、第3レグの中点と第4レグの中点が、絶縁トランスTR1の二次巻線n2の両端にそれぞれ接続される。
 第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8にはそれぞれ、第1ダイオードD1-第8ダイオードD8が逆並列に接続または形成される。第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8には例えば、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)やMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用できる。IGBTが使用される場合、第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8に、外付けの第1ダイオードD1-第8ダイオードD8がそれぞれ接続される。MOSFETが使用される場合、第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8のそれぞれにおいて、ソースからドレイン方向に形成される寄生ダイオードを、第1ダイオードD1-第8ダイオードD8として利用できる。
 絶縁トランスTR1は、一次巻線n1に接続される第1ブリッジ回路11の出力電圧を、一次巻線n1と二次巻線n2の巻数比に応じて変換し、二次巻線n2に接続される第2ブリッジ回路12に出力する。また絶縁トランスTR1は、二次巻線n2に接続される第2ブリッジ回路12の出力電圧を、二次巻線n2と一次巻線n1の巻数比に応じて変換し、一次巻線n1に接続される第1ブリッジ回路11に出力する。
 第1ブリッジ回路11の第1レグの中点と、絶縁トランスTR1の一次巻線n1の一端との間に第1漏れインダクタンスL1が形成される。第2ブリッジ回路12の第3レグと、二次巻線n2の一端との間に第2漏れインダクタンスL2が形成される。なお、第1漏れインダクタンスL1及び第2漏れインダクタンスL2の代わりに、所定のインダクタンス値を有するリアクトル素子をそれぞれ接続してもよい。
 図1には示していないが、第1直流部の両端電圧を検出する第1電圧センサ、第1直流部に流れる電流を検出する第1電流センサ、第2直流部の両端電圧を検出する第2電圧センサ、及び第2直流部に流れる電流を検出する第2電流センサが設けられ、それぞれの計測値が制御回路13に出力される。
 制御回路13は、第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8のゲート端子に駆動信号(PWM(Pulse Width Modulation)信号)を供給することにより、第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8を制御する。制御回路13の構成は、ハードウェア資源とソフトウェア資源の協働、またはハードウェア資源のみにより実現できる。ハードウェア資源としてアナログ素子、マイクロコンピュータ、DSP、ROM、RAM、FPGA、その他のLSIを利用できる。ソフトウェア資源としてファームウェア等のプログラムを利用できる。
 制御回路13は第1直流部から第2直流部へ電力伝送する際、第2電圧センサの計測値をもとに、第2直流部への出力電圧が電圧指令値を維持するよう第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8を制御する。また、制御回路13は第1直流部から第2直流部へ電力伝送する際、第2電流センサの計測値をもとに、第2直流部への出力電流が電流指令値を維持するよう第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8を制御する。また、制御回路13は第2直流部から第1直流部へ電力伝送する際、第1電圧センサの計測値をもとに、第1直流部への出力電圧が電圧指令値を維持するよう第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8を制御する。また、制御回路13は第2直流部から第1直流部へ電力伝送する際、第1電流センサの計測値をもとに、第1直流部への出力電流が電流指令値を維持するよう第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8を制御する。
 このようにDABコンバータは、一次側と二次側が対称な構成であり、双方向に電力伝送することができる。以下、電力変換装置1の動作を説明する。
(比較例1)
 図2(a)-(f)は、電力変換装置1の比較例1に係る動作を説明するための図である。図2(a)-(f)では図面を簡略化するため、絶縁トランスTR1、第1漏れインダクタンスL1、第2漏れインダクタンスL2をまとめて、1つのリアクトルLとして描いている。また、第1コンデンサC1と第2コンデンサC2を省略して描いている。
 図2(a)に示す第1状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第5スイッチング素子S5及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第1状態では、リアクトルLに対して、第1直流電源E1と第2直流電源E2が直列接続された関係になり、第1直流電源E1と第2直流電源E2の両方からエネルギーがリアクトルLに放電され、リアクトルLにエネルギーが充電される。
 図2(b)に示す第2状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5及び第8スイッチング素子S8をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7をオフ状態に制御する。第2状態では、第1直流電源E1とリアクトルLの両方からエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。
 図2(c)に示す第3状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第3状態はデッドタイム期間であり、第2ダイオードD2、第3ダイオードD3、第5ダイオードD5、第8ダイオードD8を介して還流電流が流れる。第3状態では、リアクトルLからエネルギーが第1直流電源E1と第2直流電源E2の両方に放電され、第1直流電源E1と第2直流電源E2にエネルギーが充電される。
 図2(d)に示す第4状態では、制御回路13は、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第5スイッチング素子S5及び第8スイッチング素子S8をオン状態、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7をオフ状態に制御する。第4状態では、リアクトルLに対して、第1直流電源E1と第2直流電源E2が直列接続された関係になり、第1直流電源E1と第2直流電源E2の両方からエネルギーがリアクトルLに放電され、リアクトルLにエネルギーが充電される。
 図2(e)に示す第5状態では、制御回路13は、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7をオン状態、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第5状態では、第1直流電源E1とリアクトルLの両方からエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。
 図2(f)に示す第6状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第6状態はデッドタイム期間であり、第1ダイオードD1、第4ダイオードD4、第6ダイオードD6、第7ダイオードD7を介して還流電流が流れる。第6状態では、リアクトルLからエネルギーが第1直流電源E1と第2直流電源E2の両方に放電され、第1直流電源E1と第2直流電源E2にエネルギーが充電される。
 比較例1では、以上の6つのスイッチパターンを繰り返すことにより第1直流電源E1から第2直流電源E2へ電力を伝送する。比較例1では、第1スイッチング素子S1-第4スイッチング素子S4のスイッチング位相と、第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8のスイッチング位相の位相差を制御することにより、伝送する電力の電圧または電流を制御することができる。
 図3(a)-(b)は、比較例1において、リアクトルLに流れる電流ILの具体例を示す図である。図3(a)は第1直流電源E1と第2直流電源E2の電圧差が小さい場合の例であり、電力変換装置1の入力電圧が400V、出力電圧が450Vの例を示している。図3(b)は第1直流電源E1と第2直流電源E2の電圧差が大きい場合の例であり、電力変換装置1の入力電圧が200V、出力電圧が450Vの例を示している。いずれの例も、第1直流電源E1の電圧を昇圧して、第1直流電源E1から第2直流電源E2に充電している。
 状態1(a)及び状態4(d)では、第1直流電源E1と第2直流電源E2の両方からリアクトルLに電流ILに流れるため無効分が発生する。第2直流電源E2は電力供給先であり、第2直流電源E2から放電されるエネルギーは、後に第2直流電源E2に戻ることになる。従って、状態1(a)及び状態4(d)では第2直流電源E2からリアクトルLに無効電流が流れることになる。
 図3(b)に示す例では、状態2(b)及び状態5(e)において、リアクトル電流ILの向きが途中で入れ替わる。このリアクトル電流ILの正負が途中で入れ替わることにより、スイッチング素子の寄生容量の充放電が逆になり、ハードスイッチングが発生する。またリアクトル電流ILの正負が入れ替わった以降は、電力伝送の向きも逆になり、無効電流が発生する。なお図3(b)に示す状態は、電力伝送先が軽負荷のときも発生する。
(比較例2)
 図4(a)-(f)は、電力変換装置1の比較例2に係る動作を説明するための図である。
 図4(a)に示す第1状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第5スイッチング素子S5及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第1状態では、リアクトルLに対して、第1直流電源E1と第2直流電源E2が直列接続された関係になり、第1直流電源E1と第2直流電源E2の両方からエネルギーがリアクトルLに放電され、リアクトルLにエネルギーが充電される。
 図4(b)に示す第2状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1及び第4スイッチング素子S4をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8が全てオフ状態であるため、第2ブリッジ回路12はダイオードブリッジ回路になっており、整流回路として機能している。第2状態では、第1直流電源E1とリアクトルLの両方からエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。第2ブリッジ回路12が整流回路として機能しているため、リアクトル電流ILの向きが入れ替わることはない。
 図4(c)に示す第3状態及び図4(d)に示す第4状態では、制御回路13は、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第5スイッチング素子S5及び第8スイッチング素子S8をオン状態、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7をオフ状態に制御する。第3状態では、リアクトルLからエネルギーが第1直流電源E1と第2直流電源E2の両方に放電され、第1直流電源E1と第2直流電源E2にエネルギーが充電される。第4状態では、リアクトルLに対して、第1直流電源E1と第2直流電源E2が直列接続された関係になり、第1直流電源E1と第2直流電源E2の両方からエネルギーがリアクトルLに放電され、リアクトルLにエネルギーが充電される。なお、図4(c)及び図4(d)に示すスイッチパターンに遷移する前に、リアクトル電流ILが0Aになっていれば、状態2から状態3に移行せず、状態2から状態4へ直接、移行する。
 図4(e)に示す第5状態では、制御回路13は、第2スイッチング素子S2及び第3スイッチング素子S3をオン状態、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8が全てオフ状態であるため、第2ブリッジ回路12はダイオードブリッジ回路になっており、整流回路として機能している。第5状態では、第1直流電源E1とリアクトルLの両方からエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。第2ブリッジ回路12が整流回路として機能しているため、リアクトル電流ILの向きが入れ替わることはない。
 図4(f)に示す第6状態及び図4(a)に示す第1状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第5スイッチング素子S5及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第6状態では、リアクトルLからエネルギーが第1直流電源E1と第2直流電源E2の両方に放電され、第1直流電源E1と第2直流電源E2にエネルギーが充電される。なお、図4(f)及び図4(a)に示すスイッチパターンに遷移する前に、リアクトル電流ILが0Aになっていれば、状態5から状態6に移行せず、状態5から状態1へ直接、移行する。
 比較例2では、以上の4つのスイッチパターンを繰り返すことにより第1直流電源E1から第2直流電源E2へ電力を伝送する。比較例2では、第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8のデューティ比(オン時間)を制御することにより、伝送する電力の電圧または電流を制御することができる。比較例2では、第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8のデューティ比(オン時間)の操作のみで、昇圧動作と降圧動作を切り替えることができる。また第1直流部と第2直流部の電圧の大小関係に関わらず、双方向に電力伝送が可能である。
 図5は、比較例2において、リアクトルLに流れる電流ILの具体例を示す図である。図5に示す例では、状態2(b)の途中でリアクトル電流ILが0Aになっているため、状態2(b)から状態3(c)を介さず状態4(d)に直接、移行している。同様に状態5(e)の途中でリアクトル電流ILが0Aになっているため、状態5(e)から状態6(f)を介さず状態1(a)に直接、移行している。
 比較例2では、状態2(b)及び状態5(e)の電力伝送期間において、図3(b)に示したようにリアクトル電流ILの正負が入れ替わることがない。これにより、ハードスイッチングの発生を防止することができ、ハードスイッチングによる損失を抑えることができる。しかしながら、状態1(a)及び状態4(d)の充電期間において、比較例1と同様に無効電流が発生する。
(実施例1(降圧モード))
 図6(a)-(f)は、電力変換装置1の実施例1(降圧モード)に係る動作を説明するための図である。
 図6(a)に示す第1状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4及び第5スイッチング素子S5をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第6スイッチング素子S6、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第1状態では、第1直流電源E1からエネルギーがリアクトルLと第2直流電源E2の両方に放電され、リアクトルLと第2直流電源E2にエネルギーが充電される。
 図6(b)に示す第2状態では、制御回路13は、第2スイッチング素子S2、第4スイッチング素子S4及び第8スイッチング素子S8をオン状態、第1スイッチング素子S1、第3スイッチング素子S3、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7をオフ状態に制御する。第2状態では、絶縁トランスTR1の一次巻線n1の両端が第1ブリッジ回路11内で短絡し、リアクトルLが第1直流電源E1から電気的に遮断される。第2状態では、リアクトルLからエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。第8スイッチング素子S8は同期整流のためにオンしている。同期整流は、スイッチング素子にMOSFETを使用する場合に有効である。第8スイッチング素子S8が同期整流しても、第5スイッチング素子S5がオフ状態であるため、リアクトル電流ILの向きが反転することはない。
 図6(c)に示す第3状態及び図6(d)に示す第4状態では、制御回路13は、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3及び第6スイッチング素子S6をオン状態、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第3状態では、リアクトルLからエネルギーが第1直流電源E1に放電され、第1直流電源E1にエネルギーが充電される。第4状態では、第1直流電源E1からエネルギーがリアクトルLと第2直流電源E2の両方に放電され、リアクトルLと第2直流電源E2にエネルギーが充電される。なお、図6(c)及び図6(d)に示すスイッチパターンに遷移する前に、リアクトル電流ILが0Aになっていれば、状態2から状態3に移行せず、状態2から状態4へ直接、移行する。
 図6(e)に示す第5状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1、第3スイッチング素子S3及び第7スイッチング素子S7をオン状態、第2スイッチング素子S2、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第5状態では、絶縁トランスTR1の一次巻線n1の両端が第1ブリッジ回路11内で短絡し、リアクトルLが第1直流電源E1から電気的に遮断される。第5状態では、リアクトルLからエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。第7スイッチング素子S7は同期整流のためにオンしている。第7スイッチング素子S7が同期整流しても、第6スイッチング素子S6がオフ状態であるため、リアクトル電流ILの向きが反転することはない。
 図6(f)に示す第6状態及び図6(a)に示す第1状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4及び第5スイッチング素子S5をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第6スイッチング素子S6、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第6状態では、リアクトルLからエネルギーが第1直流電源E1に放電され、第1直流電源E1にエネルギーが充電される。なお、図6(f)及び図6(a)に示すスイッチパターンに遷移する前に、リアクトル電流ILが0Aになっていれば、状態5から状態6に移行せず、状態5から状態1へ直接、移行する。
 実施例1(降圧モード)では、以上の4つのスイッチパターンを繰り返すことにより第1直流電源E1から第2直流電源E2へ降圧して電力を伝送する。実施例1(降圧モード)では、一次側の第1レグ(第1スイッチング素子S1と第2スイッチング素子S2)と第2レグ(第3スイッチング素子S3と第4スイッチング素子S4)間の位相差θで、第1直流部から第2直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。第1スイッチング素子S1-第4スイッチング素子S4のデューティ比は50%で固定する。
 図7は、実施例1(降圧モード)に係る、第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8のスイッチングタイミング1を示す図である。細線が第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5及び第8スイッチング素子S8のオン/オフ状態を示し、太線が第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7のオン/オフ状態を示している。
 第1スイッチング素子S1と第2スイッチング素子S2は相補的に動作する。両者のオン/オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。デッドタイムは、第1スイッチング素子S1と第2スイッチング素子S2が同時オンにより貫通して、第1直流電源E1の両端が短絡することを防止するために挿入される時間である。同様に第3スイッチング素子S3と第4スイッチング素子S4も相補的に動作する。両者のオン/オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。第1スイッチング素子S1及び第2スイッチング素子S2と、第4スイッチング素子S4及び第3スイッチング素子S3の位相差θにより降圧率を決定する。
 図6(a)-(f)及び図7に示す例では、状態6(f)及び状態1(a)で第5スイッチング素子S5をオン状態に制御し、状態2(b)で第8スイッチング素子S8をオン状態に制御した。この点、状態6(f)及び状態1(a)で第8スイッチング素子S8をオン状態に制御し、状態2(b)で第5スイッチング素子S5をオン状態に制御してもよい。同様に、状態3(c)及び状態4(d)で第6スイッチング素子S6をオン状態に制御し、状態5(e)で第7スイッチング素子S7をオン状態に制御した。この点、状態3(c)及び状態4(d)で第7スイッチング素子S7をオン状態に制御し、状態5(e)で第6スイッチング素子S6をオン状態に制御してもよい。
 図8は、実施例1(降圧モード)に係る、第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8のスイッチングタイミング2を示す図である。図6(a)-(f)及び図7に示す例では、第1直流部から第2直流部へ降圧して電力を供給する例を説明した。この点、第2直流部から第1直流部へ降圧して電力を供給することも可能である。この場合、図8に示したように、制御回路13は、第1スイッチング素子S1-第4スイッチング素子S4に供給する駆動信号と、第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8に供給する駆動信号を入れ替えればよい。
 以上説明したように実施例1(降圧モード)によれば、第2直流電源E2からリアクトルLに電力が伝送される状態が発生しないため無効電力を抑制することができ、変換効率を向上させることができる。これに対して比較例1に係る図2(a)、図2(d)、及び比較例2に係る図4(a)、図4(d)に示す状態では、第2直流電源E2からリアクトルLに電力が伝送されていた。これにより、無効電力が発生し、導通損失が発生していた。実施例1(降圧モード)によれば、当該導通損失を低減することができる。
 また、状態2(b)及び状態5(e)において二次側で同期整流することにより、ダイオードの導通損失を低減することができる。なお、状態2(b)及び状態5(e)において同期整流するスイッチング素子を1つにすることにより、リアクトル電流ILの向きが反転することを防止しつつ、損失を低減することができる。これにより、ハードスイッチングの発生も防止することができる。また、一次側に短絡モードを設けることにより、位相シフトによる電力調整が可能となる。
(実施例2(降圧モード))
 図9(a)-(e)は、電力変換装置1の実施例2(降圧モード)に係る動作1を説明するための図である。図10(a)-(e)は、電力変換装置1の実施例2(降圧モード)に係る動作2を説明するための図である。実施例2(降圧モード)は、実施例1(降圧モード)をベースに、より細かく状態を遷移させる例である。
 図9(a)に示す第1状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4及び第5スイッチング素子S5をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第6スイッチング素子S6、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第1状態では、第1直流電源E1からエネルギーがリアクトルLと第2直流電源E2の両方に放電され、リアクトルLと第2直流電源E2にエネルギーが充電される。図6(a)に示した実施例1(降圧モード)の第1状態と同じ状態である。
 図9(b)に示す第2状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1及び第4スイッチング素子S4をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第2状態でも、第1直流電源E1からエネルギーがリアクトルLと第2直流電源E2の両方に放電され、リアクトルLと第2直流電源E2にエネルギーが充電される。
 図9(c)に示す第3状態では、制御回路13は、第4スイッチング素子S4及び第8スイッチング素子S8をオン状態、第1スイッチング素子S1、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7をオフ状態に制御する。第3状態では、絶縁トランスTR1の一次巻線n1の両端が第1ブリッジ回路11内で短絡し、リアクトルLが第1直流電源E1から電気的に遮断される。第3状態では、リアクトルLからエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。第8スイッチング素子S8は同期整流のためにオンしている。
 図9(d)に示す第4状態では、制御回路13は、第2スイッチング素子S2、第4スイッチング素子S4及び第8スイッチング素子S8をオン状態、第1スイッチング素子S1、第3スイッチング素子S3、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7をオフ状態に制御する。第4状態でも、絶縁トランスTR1の一次巻線n1の両端が第1ブリッジ回路11内で短絡し、リアクトルLが第1直流電源E1から電気的に遮断される。第4状態でも、リアクトルLからエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。第8スイッチング素子S8は同期整流のためにオンしている。図6(b)に示した実施例1(降圧モード)の第2状態と同じ状態である。
 図9(e)に示す第5状態では、制御回路13は、第2スイッチング素子S2をオン状態、第1スイッチング素子S1、第3スイッチング素子S3、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第5状態では、リアクトルLからエネルギーが第1直流電源E1と第2直流電源E2の両方に放電され、第1直流電源E1と第2直流電源E2にエネルギーが充電される。
 図10(a)に示す第6状態では、制御回路13は、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3及び第6スイッチング素子S6をオン状態、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第6状態では、第1直流電源E1からエネルギーがリアクトルLと第2直流電源E2の両方に放電され、リアクトルLと第2直流電源E2にエネルギーが充電される。図6(d)に示した実施例1(降圧モード)の第4状態と同じ状態である。
 図10(b)に示す第7状態では、制御回路13は、第2スイッチング素子S2及び第3スイッチング素子S3をオン状態、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第7状態でも、第1直流電源E1とリアクトルLの両方からエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。
 図10(c)に示す第8状態では、制御回路13は、第3スイッチング素子S3及び第7スイッチング素子S7をオン状態、第1スイッチング素子S1、第2スイッチング素子S2、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第8状態では、絶縁トランスTR1の一次巻線n1の両端が第1ブリッジ回路11内で短絡し、リアクトルLが第1直流電源E1から電気的に遮断される。第8状態では、リアクトルLからエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。第7スイッチング素子S7は同期整流のためにオンしている。
 図10(d)に示す第9状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1、第3スイッチング素子S3及び第7スイッチング素子S7をオン状態、第2スイッチング素子S2、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第9状態でも、絶縁トランスTR1の一次巻線n1の両端が第1ブリッジ回路11内で短絡し、リアクトルLが第1直流電源E1から電気的に遮断される。第9状態でも、リアクトルLからエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。第7スイッチング素子S7は同期整流のためにオンしている。図6(e)に示した実施例1(降圧モード)の第5状態と同じ状態である。
 図10(e)に示す第10状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第10状態では、リアクトルLからエネルギーが第1直流電源E1と第2直流電源E2の両方に放電され、第1直流電源E1と第2直流電源E2にエネルギーが充電される。
 実施例2(降圧モード)では、以上の10個のスイッチパターンを繰り返すことにより第1直流電源E1から第2直流電源E2へ降圧して電力を伝送する。実施例2(降圧モード)では、一次側の第1レグと第2レグ間の位相差θで、第1直流部から第2直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。第1スイッチング素子S1-第4スイッチング素子S4のデューティ比は50%で固定する。なお、この50%は、デッドタイムを考慮していない値である。
 図11は、実施例2(降圧モード)に係る、第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8のスイッチングタイミングを示す図である。細線が第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5及び第8スイッチング素子S8のオン/オフ状態を示し、太線が第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7のオン/オフ状態を示している。
 第1スイッチング素子S1と第2スイッチング素子S2は相補的に動作する。両者のオン/オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。同様に第3スイッチング素子S3と第4スイッチング素子S4も相補的に動作する。両者のオン/オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。第1スイッチング素子S1及び第2スイッチング素子S2と、第4スイッチング素子S4及び第3スイッチング素子S3の位相差θにより降圧率を決定する。
 第8スイッチング素子S8及び第7スイッチング素子S7のオン時間は、位相差θに対応するシフト量と同じ量に制御される。第8スイッチング素子S8及び第7スイッチング素子S7の立ち上がり位相は固定であり、立ち下がり位相は可変である。
 第8スイッチング素子S8の立ち上がり位相は、第1スイッチング素子S1の立ち下がり位相に同期するように制御される。即ち、第8スイッチング素子S8は第1スイッチング素子S1のターンオフと同時にターンオンする。第7スイッチング素子S7の立ち上がり位相は、第2スイッチング素子S2の立ち下がり位相に同期するように制御される。即ち、第7スイッチング素子S7は第2スイッチング素子S2のターンオフと同時にターンオンする。これにより、第8スイッチング素子S8または第7スイッチング素子S7がZVS(Zero Voltage Switching)動作しやすくなる。
 第8スイッチング素子S8の立ち下がり位相は、第4スイッチング素子S4の立ち下がり位相に同期するように制御される。即ち、第8スイッチング素子S8は第4スイッチング素子S4と同時にターンオフする。第6スイッチング素子S6の立ち上がり位相に対して、デッドタイム分、前にターンオフすることで、第8スイッチング素子S8と第6スイッチング素子S6の同時オンにより、二次側に電流還流ループが形成されることを防止することができる。第7スイッチング素子S7の立ち下がり位相は、第3スイッチング素子S3の立ち下がり位相に同期するように制御される。即ち、第7スイッチング素子S7は第3スイッチング素子S3と同時にターンオフする。第5スイッチング素子S5の立ち上がり位相に対して、デッドタイム分、前にターンオフすることで、第7スイッチング素子S7と第5スイッチング素子S5の同時オンにより、二次側に電流還流ループが形成されることを防止することができる。
 第5スイッチング素子S5及び第6スイッチング素子S6のオン時間は、一次側の単位周期の半周期(Ts/2)から、位相差θに対応するシフト量を減じた量に制御される。第5スイッチング素子S5及び第6スイッチング素子S6の立ち上がり位相は可変であり、立ち下がり位相は固定である。
 第5スイッチング素子S5の立ち上がり位相は、第1スイッチング素子S1の立ち上がり位相よりデッドタイム分、遅れたタイミング以降に制御される。即ち、第5スイッチング素子S5は第1スイッチング素子S1のターンオンから、デッドタイム分、経過した以降にターンオンする。第6スイッチング素子S6の立ち上がり位相は、第2スイッチング素子S2の立ち上がり位相よりデッドタイム分、遅れたタイミング以降に制御される。即ち、第6スイッチング素子S6は第2スイッチング素子S2のターンオンから、デッドタイム分、経過した以降にターンオンする。これにより、リカバリ損失の発生を抑制することができる。
 なお、第5スイッチング素子S5の最も早い立ち上がり位相は、第1スイッチング素子S1の立ち上がり位相よりデッドタイム分、遅れたタイミングであり、そのタイミングより早いタイミングで立ち上がることはない。同様に、第6スイッチング素子S6の最も早い立ち上がり位相は、第2スイッチング素子S2の立ち上がり位相よりデッドタイム分、遅れたタイミングであり、そのタイミングより早いタイミングで立ち上がることはない。
 第5スイッチング素子S5の立ち下がり位相は、第1スイッチング素子S1の立ち下がり位相よりデッドタイム分、前のタイミングに制御される。即ち、第5スイッチング素子S5は第1スイッチング素子S1のターンオフより、デッドタイム分、前にターンオフする。第5スイッチング素子S5と第8スイッチング素子S8の同時オンによる、二次側からの無効電流の発生を抑制することができる。第6スイッチング素子S6の立ち下がり位相は、第2スイッチング素子S2の立ち下がり位相よりデッドタイム分、前のタイミングに制御される。即ち、第6スイッチング素子S6は第2スイッチング素子S2のターンオフより、デッドタイム分、前にターンオフする。第6スイッチング素子S6と第7スイッチング素子S7の同時オンによる、二次側からの無効電流の発生を抑制することができる。
 一次側の第1レグと第2レグ間の位相差θは0から180°の範囲で操作する。位相差θを小さくするほど、伝送する電力量を増加させることができる。デッドタイムが固定とした場合、位相差θの最小値を0とすることで、高周波化したときの損失を抑えることができる。
 実施例2(降圧モード)においても実施例1(降圧モード)と同様に、第5スイッチング素子S5の制御と第8スイッチング素子S8の制御を入れ替え、第6スイッチング素子S6の制御と第7スイッチング素子S7の制御を入れ替えてもよい。また実施例2(降圧モード)においても、第1スイッチング素子S1-第4スイッチング素子S4に供給する駆動信号と、第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8に供給する駆動信号を入れ替えることにより、第2直流部から第1直流部へ降圧して電力を供給することが可能である。
 以上説明したように実施例2(降圧モード)によれば、実施例1(降圧モード)と同様の効果を奏する。実施例1(降圧モード)よりきめ細かく制御することにより、さらに高効率化を図ることができる。
(実施例1(昇圧モード))
 図12(a)-(f)は、電力変換装置1の実施例1(昇圧モード)に係る動作を説明するための図である。
 図12(a)に示す第1状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4及び第6スイッチング素子S6をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第5スイッチング素子S5、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第1状態では、絶縁トランスTR1の二次巻線n2の両端が第2ブリッジ回路12内で短絡し、リアクトルLが第2直流電源E2から電気的に遮断される。第1状態では、第1直流電源E1からエネルギーがリアクトルLに放電され、リアクトルLにエネルギーが充電される。
 図12(b)に示す第2状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4及び第8スイッチング素子S8をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7をオフ状態に制御する。第2状態では、第1直流電源E1とリアクトルLの両方からエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。第8スイッチング素子S8は同期整流のためにオンしている。第8スイッチング素子S8が同期整流しても、第5スイッチング素子S5がオフ状態であるため、リアクトル電流ILの向きが反転することはない。
 図12(c)に示す第3状態及び図12(d)に示す第4状態では、制御回路13は、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3及び第5スイッチング素子S5をオン状態、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第6スイッチング素子S6、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第3状態では、リアクトルLからエネルギーが第1直流電源E1と第2直流電源E2の両方に放電され、第1直流電源E1と第2直流電源E2にエネルギーが充電される。第4状態では、第1直流電源E1からエネルギーがリアクトルLに放電され、リアクトルLにエネルギーが充電される。第4状態では、絶縁トランスTR1の二次巻線n2の両端が第2ブリッジ回路12内で短絡し、リアクトルLが第2直流電源E2から電気的に遮断される。なお、図12(c)及び図12(d)に示すスイッチパターンに遷移する前に、リアクトル電流ILが0Aになっていれば、状態2から状態3に移行せず、状態2から状態4へ直接、移行する。
 図12(e)に示す第5状態では、制御回路13は、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3及び第7スイッチング素子S7をオン状態、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第5状態では、第1直流電源E1とリアクトルLの両方からエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。第7スイッチング素子S7は同期整流のためにオンしている。第7スイッチング素子S7が同期整流しても、第6スイッチング素子S6がオフ状態であるため、リアクトル電流ILの向きが反転することはない。
 図12(f)に示す第6状態及び図12(a)に示す第1状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4及び第6スイッチング素子S6をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第5スイッチング素子S5、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第6状態では、リアクトルLからエネルギーが第1直流電源E1と第2直流電源E2の両方に放電され、第1直流電源E1と第2直流電源E2にエネルギーが充電される。なお、図12(f)及び図12(a)に示すスイッチパターンに遷移する前に、リアクトル電流ILが0Aになっていれば、状態5から状態6に移行せず、状態5から状態1へ直接、移行する。
 実施例1(昇圧モード)では、以上の4つのスイッチパターンを繰り返すことにより第1直流電源E1から第2直流電源E2へ昇圧して電力を伝送する。実施例1(昇圧モード)では、二次側の第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8のデューティ比(オン時間)で、第1直流部から第2直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。デューティ比(オン時間)を制御するスイッチング素子は、第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8の1つ以上のいずれを用いてもよい。一次側の第1スイッチング素子S1-第4スイッチング素子S4のデューティ比は50%で固定する。一次側の第1レグ(第1スイッチング素子S1と第2スイッチング素子S2)と第2レグ(第3スイッチング素子S3と第4スイッチング素子S4)間の位相差θは、0もしくはデッドタイム以下の位相差で固定する。
 図13は、実施例1(昇圧モード)に係る、第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8のスイッチングタイミング1を示す図である。第1スイッチング素子S1と第2スイッチング素子S2は相補的に動作する。両者のオン/オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。同様に第3スイッチング素子S3と第4スイッチング素子S4も相補的に動作する。両者のオン/オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。第5スイッチング素子S5と第6スイッチング素子S6のオン時間Tonにより昇圧率を決定する。
 図12(a)-(f)及び図13に示す例では、状態6(f)及び状態1(a)で第6スイッチング素子S6をオン状態に制御し、状態2(b)で第8スイッチング素子S8をオン状態に制御した。この点、状態6(f)及び状態1(a)で第7スイッチング素子S7をオン状態に制御し、状態2(b)で第5スイッチング素子S5をオン状態に制御してもよい。同様に、状態3(c)及び状態4(d)で第5スイッチング素子S5をオン状態に制御し、状態5(e)で第7スイッチング素子S7をオン状態に制御した。この点、状態3(c)及び状態4(d)で第8スイッチング素子S8をオン状態に制御し、状態5(e)で第6スイッチング素子S6をオン状態に制御してもよい。
 図14は、実施例1(昇圧モード)に係る、第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8のスイッチングタイミング2を示す図である。図12(a)-(f)及び図13に示す例では、第1直流部から第2直流部へ昇圧して電力を供給する例を説明した。この点、第2直流部から第1直流部へ昇圧して電力を供給することも可能である。この場合、図14に示したように、制御回路13は、第1スイッチング素子S1-第4スイッチング素子S4に供給する駆動信号と、第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8に供給する駆動信号を入れ替えればよい。
 以上説明したように実施例1(昇圧モード)によれば、第2直流電源E2からリアクトルLに電力が伝送される状態が発生しないため無効電力を抑制することができ、変換効率を向上させることができる。これに対して比較例1に係る図2(a)、図2(d)、及び比較例2に係る図4(a)、図4(d)に示す状態では、第2直流電源E2からリアクトルLに電力が伝送されていた。これにより、無効電力が発生し、導通損失が発生していた。実施例1(昇圧モード)によれば、リアクトルLにエネルギーを充電する際に、二次側が短絡するモードを設けることにより、第2直流電源E2からリアクトルLに電力が伝送されることを阻止することができ、無効電流による導通損失を低減することができる。
 また、状態2(b)及び状態5(e)において二次側で同期整流することにより、ダイオードの導通損失を低減することができる。なお、状態2(b)及び状態5(e)において同期整流するスイッチング素子を1つにすることにより、リアクトル電流ILの向きが反転することを防止しつつ、損失を低減することができる。これにより、ハードスイッチングの発生も防止することができる。
(実施例2(昇圧モード))
 図15(a)-(e)は、電力変換装置1の実施例2(昇圧モード)に係る動作1を説明するための図である。図16(a)-(e)は、電力変換装置1の実施例2(昇圧モード)に係る動作2を説明するための図である。実施例2(昇圧モード)は、実施例1(昇圧モード)をベースに、より細かく状態を遷移させる例である。
 図15(a)に示す第1状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4及び第7スイッチング素子S7をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第1状態では、絶縁トランスTR1の二次巻線n2の両端が第2ブリッジ回路12内で短絡し、リアクトルLが第2直流電源E2から電気的に遮断される。第1状態では、第1直流電源E1からエネルギーがリアクトルLに放電され、リアクトルLにエネルギーが充電される。図12(a)に示した実施例1(昇圧モード)の第1状態に相当する状態である。
 図15(b)に示す第2状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1及び第4スイッチング素子S4をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第2状態では、第1直流電源E1とリアクトルLの両方からエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。
 図15(c)に示す第3状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4及び第5スイッチング素子S5をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第6スイッチング素子S6、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第3状態でも、第1直流電源E1とリアクトルLの両方からエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。第5スイッチング素子S5は同期整流のためにオンしている。図12(b)に示した実施例1(昇圧モード)の第2状態に相当する状態である。
 図15(d)に示す第4状態では、制御回路13は、第1スイッチング素子S1及び第4スイッチング素子S4をオン状態、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第4状態でも、第1直流電源E1とリアクトルLの両方からエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。
 図15(e)に示す第5状態では、制御回路13は、第8スイッチング素子S8をオン状態、第1スイッチング素子S1、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7をオフ状態に制御する。第5状態では、リアクトルLからエネルギーが第1直流電源E1と第2直流電源E2の両方に放電され、第1直流電源E1と第2直流電源E2にエネルギーが充電される。
 図16(a)に示す第6状態では、制御回路13は、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3及び第8スイッチング素子S8をオン状態、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7をオフ状態に制御する。第6状態では、絶縁トランスTR1の二次巻線n2の両端が第2ブリッジ回路12内で短絡し、リアクトルLが第2直流電源E2から電気的に遮断される。第6状態では、第1直流電源E1からエネルギーがリアクトルLに放電され、リアクトルLにエネルギーが充電される。図12(d)に示した実施例1(昇圧モード)の第4状態に相当する状態である。
 図16(b)に示す第7状態では、制御回路13は、第2スイッチング素子S2及び第3スイッチング素子S3をオン状態、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第7状態では、第1直流電源E1とリアクトルLの両方からエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。
 図16(c)に示す第8状態では、制御回路13は、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3及び第6スイッチング素子S6をオン状態、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第8状態でも、第1直流電源E1とリアクトルLの両方からエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。第6スイッチング素子S6は同期整流のためにオンしている。図12(e)に示した実施例1(昇圧モード)の第5状態に相当する状態である。
 図16(d)に示す第9状態では、制御回路13は、第2スイッチング素子S2及び第3スイッチング素子S3をオン状態、第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第9状態でも、第1直流電源E1とリアクトルLの両方からエネルギーが第2直流電源E2に放電され、第2直流電源E2にエネルギーが充電される。
 図16(e)に示す第10状態では、制御回路13は、第7スイッチング素子S7をオン状態、第1スイッチング素子S1、第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5、第6スイッチング素子S6及び第8スイッチング素子S8をオフ状態に制御する。第10状態では、リアクトルLからエネルギーが第1直流電源E1と第2直流電源E2の両方に放電され、第1直流電源E1と第2直流電源E2にエネルギーが充電される。
 実施例2(昇圧モード)では、以上の10個のスイッチパターンを繰り返すことにより第1直流電源E1から第2直流電源E2へ昇圧して電力を伝送する。実施例2(昇圧モード)では、二次側の第8スイッチング素子S8と第7スイッチング素子S7のデューティ比(オン時間)で、第1直流部から第2直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御する。一次側の第1スイッチング素子S1-第4スイッチング素子S4のデューティ比は50%で固定する。なお、この50%は、デッドタイムを考慮していない値である。一次側の第1レグと第2レグ間の位相差θは0で固定する。
 図17は、実施例2(昇圧モード)に係る、第1スイッチング素子S1-第8スイッチング素子S8のスイッチングタイミングを示す図である。細線が第1スイッチング素子S1、第4スイッチング素子S4、第5スイッチング素子S5及び第8スイッチング素子S8のオン/オフ状態を示し、太線が第2スイッチング素子S2、第3スイッチング素子S3、第6スイッチング素子S6及び第7スイッチング素子S7のオン/オフ状態を示している。
 第1スイッチング素子S1と第2スイッチング素子S2は相補的に動作する。両者のオン/オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。同様に第3スイッチング素子S3と第4スイッチング素子S4も相補的に動作する。両者のオン/オフが切り替わるタイミングに、デッドタイムが挿入されている。第8スイッチング素子S8と第7スイッチング素子S7のオン時間Tonにより昇圧率を決定する。
 第8スイッチング素子S8及び第7スイッチング素子S7のオン時間Tonは、デューティで制御される。第8スイッチング素子S8及び第7スイッチング素子S7の立ち上がり位相は固定であり、立ち下がり位相は可変である。
 第8スイッチング素子S8の立ち上がり位相は、第1スイッチング素子S1の立ち下がり位相に同期するように制御される。即ち、第8スイッチング素子S8は第1スイッチング素子S1のターンオフと同時にターンオンする。第7スイッチング素子S7の立ち上がり位相は、第2スイッチング素子S2の立ち下がり位相に同期するように制御される。即ち、第7スイッチング素子S7は第2スイッチング素子S2のターンオフと同時にターンオンする。これにより、第8スイッチング素子S8または第7スイッチング素子S7がZVS動作しやすくなる。
 第5スイッチング素子S5及び第6スイッチング素子S6のオン時間は、一次側の単位周期の半周期(Ts/2)から、第8スイッチング素子S8及び第7スイッチング素子S7のオン時間Tonに対応するシフト量を減じた量に制御される。第5スイッチング素子S5及び第6スイッチング素子S6の立ち上がり位相は可変であり、立ち下がり位相は固定である。
 第5スイッチング素子S5の立ち上がり位相は、第1スイッチング素子S1の立ち上がり位相よりデッドタイム分、遅れたタイミング以降に制御される。即ち、第5スイッチング素子S5は第1スイッチング素子S1のターンオンから、デッドタイム分、経過した以降にターンオンする。第6スイッチング素子S6の立ち上がり位相は、第2スイッチング素子S2の立ち上がり位相よりデッドタイム分、遅れたタイミング以降に制御される。即ち、第6スイッチング素子S6は第2スイッチング素子S2のターンオンから、デッドタイム分、経過した以降にターンオンする。これにより、リカバリ損失の発生を抑制することができる。
 なお、第5スイッチング素子S5の最も早い立ち上がり位相は、第1スイッチング素子S1の立ち上がり位相よりデッドタイム分、遅れたタイミングであり、そのタイミングより早いタイミングで立ち上がることはない。同様に、第6スイッチング素子S6の最も早い立ち上がり位相は、第2スイッチング素子S2の立ち上がり位相よりデッドタイム分、遅れたタイミングであり、そのタイミングより早いタイミングで立ち上がることはない。
 第5スイッチング素子S5の立ち下がり位相は、第1スイッチング素子S1の立ち下がり位相よりデッドタイム分、前のタイミングに制御される。即ち、第5スイッチング素子S5は第1スイッチング素子S1のターンオフより、デッドタイム分、前にターンオフする。第5スイッチング素子S5と第8スイッチング素子S8の同時オンによる、二次側からの無効電流の発生を抑制することができる。第6スイッチング素子S6の立ち下がり位相は、第2スイッチング素子S2の立ち下がり位相よりデッドタイム分、前のタイミングに制御される。即ち、第6スイッチング素子S6は第2スイッチング素子S2のターンオフより、デッドタイム分、前にターンオフする。第6スイッチング素子S6と第7スイッチング素子S7の同時オンによる、二次側からの無効電流の発生を抑制することができる。
 第8スイッチング素子S8及び第7スイッチング素子S7のオン時間Tonで、伝送する電力量を制御する。オン時間Tonを長くするほど、伝送する電力量を増加させることができる。デッドタイムが固定とした場合、一次側の第1レグと第2レグ間の位相差θを0とすることで、高周波化したときの損失を抑えることができる。
 実施例2(昇圧モード)においても実施例1(昇圧モード)と同様に、第5スイッチング素子S5の制御と第8スイッチング素子S8の制御を入れ替え、第6スイッチング素子S6の制御と第7スイッチング素子S7の制御を入れ替えてもよい。また実施例2(昇圧モード)においても、第1スイッチング素子S1-第4スイッチング素子S4に供給する駆動信号と、第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8に供給する駆動信号を入れ替えることにより、第2直流部から第1直流部へ昇圧して電力を供給することが可能である。
 以上説明したように実施例2(昇圧モード)によれば、実施例1(昇圧モード)と同様の効果を奏する。実施例1(昇圧モード)よりきめ細かく制御することにより、さらに高効率化を図ることができる。
 上述した比較例2では、二次側の第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8のデューティ比(オン時間)の操作により、降圧動作と昇圧動作を切り替えることが可能であった。これに対して実施例1、2では、降圧モードでは一次側の第1レグと第2レグ間の位相差θを操作し、昇圧モードでは二次側の第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8のデューティ比(オン時間)を操作する。
 制御回路13は、第1直流部から第2直流部へ電力伝送する際、第1直流部の電圧と第2直流部の電圧をもとに降圧モードと昇圧モードを切り替える。制御回路13は、第1直流部の電圧に対して第2直流部の電圧の方が低ければ降圧モードを選択し、第1直流部の電圧に対して第2直流部の電圧の方が高ければ昇圧モードを選択する。また制御回路13は、第2直流部から第1直流部へ電力伝送する際、第2直流部の電圧と第1直流部の電圧をもとに降圧モードと昇圧モードを切り替える。制御回路13は、第2直流部の電圧に対して第1直流部の電圧の方が低ければ降圧モードを選択し、第2直流部の電圧に対して第1直流部の電圧の方が高ければ昇圧モードを選択する。なお制御回路13は、第1直流部に流れる電流の向き、第2直流部に流れる電流の向き、又はリアクトル電流ILの向きをもとに降圧モードと昇圧モードを切り替えてもよい。
 図18は、電力変換装置1の実施例1、2に係る降圧動作と昇圧動作の切り替えを説明するための図である。降圧動作では、二次側の第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8のオン時間TonをデッドタイムTd以下(0でもよい)に固定し、一次側の第1レグと第2レグ間の位相差θを操作する。昇圧動作では、一次側の第1レグと第2レグ間の位相差θをデッドタイムTd以下(0でもよい)に固定し、二次側の第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8のオン時間Tonを操作する。
 位相差θの最大値とオン時間Tonの最大値はいずれも、半周期(Ts/2)になる。降圧動作における最大電力出力時の位相差θ及びオン時間Tonと、昇圧動作における最小電力出力時の位相差θ及びオン時間Tonが同一になるため、降圧動作と昇圧動作間でシームレスな切り替えが可能となる。
 以上説明したように実施例1、2によれば、上述した降圧モードと昇圧モードを組み合わせることにより、1つのDC/DCコンバータで降圧動作と昇圧動作が可能となり、双方向の電力伝送も可能である。従って、一次側と二次側の双方で広範囲な電圧レンジに対応することができる。
 以上、本開示を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本開示の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
 上述した実施例1(降圧モード)では、図6(a)-(f)に示したように状態2(b)において第8スイッチング素子S8をオン状態に制御して、また状態5(e)において第7スイッチング素子S7をオン状態に制御して同期整流した。この点、状態2(b)及び状態5(e)における同期整流を省略してもよい。即ち、状態2(b)及び状態5(e)において二次側の第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8を全てオフ状態に制御してもよい。
 上述した実施例1(昇圧モード)では、図12(a)-(f)に示したように状態2(b)において第8スイッチング素子S8をオン状態に制御して、また状態5(e)において第7スイッチング素子S7をオン状態に制御して同期整流した。この点、状態2(b)及び状態5(e)における同期整流を省略してもよい。即ち、状態2(b)及び状態5(e)において二次側の第5スイッチング素子S5-第8スイッチング素子S8を全てオフ状態に制御してもよい。
 図19は、変形例に係る電力変換装置1の構成を説明するための図である。変形例に係る電力変換装置1は絶縁型の単方向DC/DCコンバータである。二次側の負荷R2から一次側の第1直流電源E1に充電することがない用途で使用可能である。変形例に係る電力変換装置1では第2ブリッジ回路12は、第7スイッチング素子S7と第8スイッチング素子S8の代わりに、2つのダイオード素子(第7ダイオードD7と第8ダイオードD8)が使用される。
 図12(a)-(f)及び図13に示した昇圧モードにおいて状態2(b)及び状態5(e)における同期整流を省略する場合、第7スイッチング素子S7及び第8スイッチング素子S8が常時オフ状態となる。この場合、変形例に係る電力変換装置1でも実施例1と同様の制御で昇圧動作が可能である。図6(a)-(f)及び図7に示した降圧モードにおいて、状態2(b)及び状態5(e)における同期整流を省略すれば、変形例に係る電力変換装置1でも実施例1と同様の制御で降圧動作が可能である。変形例によれば、第2ブリッジ回路12のコストを削減することができる。
 なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。
[項目1]
 第1スイッチング素子(S1)と第2スイッチング素子(S2)が直列接続された第1レグと、第3スイッチング素子(S3)と第4スイッチング素子(S4)が直列接続された第2レグを有し、前記第1レグと前記第2レグが第1直流部(E1、C1)に並列接続される第1ブリッジ回路(11)と、
 第5スイッチング素子(S5)と第6スイッチング素子(S6)が直列接続された第3レグと、第7スイッチング素子(S7)と第8スイッチング素子(S8)が直列接続された第4レグを有し、前記第3レグと前記第4レグが第2直流部(C2、E2)に並列接続される第2ブリッジ回路(12)と、
 前記第1ブリッジ回路(11)と前記第2ブリッジ回路(12)の間に接続された絶縁トランス(TR1)と、
 前記第1スイッチング素子(S1)-前記第8スイッチング素子(S8)を制御する制御回路(13)と、を備え、
 前記第1スイッチング素子(S1)-前記第8スイッチング素子(S8)のそれぞれに、逆並列にダイオード(D1-D8)が接続または形成されており、
 前記第1直流部(E1、C1)から前記第2直流部(C2、E2)へ降圧して電力を伝送する場合、
 前記第1ブリッジ回路(11)は、前記第1直流部(E1、C1)と前記絶縁トランス(TR1)の一次巻線(n1)が導通する期間と、前記絶縁トランス(TR1)の一次巻線(n1)の両端が前記第1ブリッジ回路(11)内で短絡する期間を含み、
 前記第2ブリッジ回路(12)は、整流期間を含み、
 前記制御回路(13)は、
 前記第1レグと前記第2レグ間の位相差を可変制御し、
 前記第5スイッチング素子(S5)と前記第6スイッチング素子(S6)の同時オフ期間を可変制御し、
 前記第7スイッチング素子(S7)と前記第8スイッチング素子(S8)の同時オフ期間を可変制御することを特徴とする電力変換装置(1)。
 これによれば、無効電流を抑制した高効率な降圧型DC/DCコンバータを実現できる。
[項目2]
 前記制御回路(13)は、
 前記第1直流部(E1、C1)から前記第2直流部(C2、E2)へ降圧して電力を伝送する場合、
 前記第1スイッチング素子(S1)と前記第4スイッチング素子(S4)がオン状態、及び前記第2スイッチング素子(S2)と前記第3スイッチング素子(S3)がオフ状態で、前記第2ブリッジ回路(12)の前記第5スイッチング素子(S5)もしくは前記第8スイッチング素子(S8)がオン状態の同期整流状態または前記第5スイッチング素子(S5)-前記第8スイッチング素子(S8)がオフ状態のダイオード整流状態の第1パターン、
 前記絶縁トランス(TR1)の一次巻線(n1)の両端が前記第1ブリッジ回路(11)内で短絡し、前記第2ブリッジ回路(12)の前記第8スイッチング素子(S8)もしくは前記第5スイッチング素子(S5)がオン状態の同期整流状態または前記第5スイッチング素子(S5)-前記第8スイッチング素子(S8)がオフ状態のダイオード整流状態の第2パターン、
 前記第2スイッチング素子(S2)と前記第3スイッチング素子(S3)がオン状態、及び前記第1スイッチング素子(S1)と前記第4スイッチング素子(S4)がオフ状態で、前記第2ブリッジ回路(12)の前記第6スイッチング素子(S6)もしくは前記第7スイッチング素子(S7)がオン状態の同期整流状態、または前記第5スイッチング素子(S5)-前記第8スイッチング素子(S8)がオフ状態のダイオード整流状態の第3パターン、
 前記絶縁トランス(TR1)の一次巻線(n1)の両端が前記第1ブリッジ回路(11)内で短絡し、前記第2ブリッジ回路(12)の前記第7スイッチング素子(S7)もしくは前記第6スイッチング素子(S6)がオン状態の同期整流状態、または前記第5スイッチング素子(S5)-前記第8スイッチング素子(S8)がオフ状態のダイオード整流状態の第4パターン、を含んで制御することを特徴とする項目1に記載の電力変換装置。
 これによれば、無効電流を抑制した高効率な降圧型DC/DCコンバータを実現できる。
[項目3]
 前記制御回路(13)は、
 前記第1パターンにおいて前記第5スイッチング素子(S5)または前記第8スイッチング素子(S8)をオン状態に制御し、
 前記第2パターンにおいて前記第8スイッチング素子(S8)または前記第5スイッチング素子(S5)をオン状態に制御し、
 前記第3パターンにおいて前記第6スイッチング素子(S6)または前記第7スイッチング素子(S7)をオン状態に制御し、
 前記第4パターンにおいて前記第7スイッチング素子(S7)または記第6スイッチング素子(S6)をオン状態に制御することを特徴とする項目2に記載の電力変換装置(1)。
 これによれば、同期整流を行うことで、ダイオードの導通損失を低減することができる。
[項目4]
 前記制御回路(13)は、前記第1レグと前記第2レグ間の位相差で、前記第1直流部(E1、C1)から前記第2直流部(C2、E2)へ供給する電力の電圧または電流を制御することを特徴とする項目1から3のいずれか1項に記載の電力変換装置(1)。
 これによれば、一次側の位相差を操作して電圧または電流を制御することにより、電圧または電流をソフトスイッチングで制御することができる。
[項目5]
 前記制御回路(13)は、前記位相差を0から180°の範囲で操作することを特徴とする項目4に記載の電力変換装置(1)。
 これによれば、高周波化したときの損失を抑えることができる。
[項目6]
 前記制御回路(13)は、
 前記第1スイッチング素子(S1)のターンオフに同期して、前記第8スイッチング素子(S8)または前記第5スイッチング素子(S5)をターンオンさせ、
 前記第2スイッチング素子(S2)のターンオフに同期して、前記第7スイッチング素子(S7)または前記第6スイッチング素子(S6)をターンオンさせることを特徴とする項目1から5のいずれか1項に記載の電力変換装置(1)。
 これによれば、ZVS動作しやすくなる。
[項目7]
 前記制御回路(13)は、
 前記第4スイッチング素子(S4)のターンオフに同期して、前記第8スイッチング素子(S8)または前記第5スイッチング素子(S5)をターンオフさせ、
 前記第3スイッチング素子(S3)のターンオフに同期して、前記第7スイッチング素子(S7)または前記第6スイッチング素子(S6)をターンオフさせることを特徴とする項目1から6のいずれか1項に記載の電力変換装置(1)。
 これによれば、二次側に電流還流ループが形成されることを防止することができる。
[項目8]
 前記制御回路(13)は、
 前記第1スイッチング素子(S1)のターンオンからデッドタイム分、経過した以降に、前記第5スイッチング素子(S5)または前記第8スイッチング素子(S8)をターンオンさせ、
 前記第2スイッチング素子(S2)のターンオンからデッドタイム分、経過した以降に、前記第6スイッチング素子(S6)または前記第7スイッチング素子(S7)をターンオンさせることを特徴とする項目1から7のいずれか1項に記載の電力変換装置(1)。
 これによれば、リカバリ損失の発生を抑制することができる。
[項目9]
 前記制御回路(13)は、
 前記第1スイッチング素子(S1)のターンオフよりデッドタイム分、前に前記第5スイッチング素子(S5)または前記第8スイッチング素子(S8)をターンオフさせ、
 前記第2スイッチング素子(S2)のターンオフよりデッドタイム分、前に前記第6スイッチング素子(S6)または前記第7スイッチング素子(S7)をターンオフさせることを特徴とする項目1から8のいずれか1項に記載の電力変換装置(1)。
 これによれば、二次側からの無効電流の発生を抑制することができる。
[項目10]
 前記制御回路(13)は、前記第2直流部(C2、E2)から前記第1直流部(E1、C1)へ降圧して電力を伝送する場合、前記第1スイッチング素子(S1)-前記第4スイッチング素子(S4)に供給する駆動信号と、前記第5スイッチング素子(S5)-前記第8スイッチング素子(S8)に供給する駆動信号を入れ替えることを特徴とする項目1から9のいずれか1項に記載の電力変換装置(1)。
 これによれば、無効電流を抑制した高効率な降圧型の双方向DC/DCコンバータを実現できる。
[項目11]
 前記制御回路(13)は、
 前記第1直流部(E1、C1)から前記第2直流部(C2、E2)へ昇圧して電力を伝送する場合、
 前記第1スイッチング素子(S1)と前記第4スイッチング素子(S4)がオン状態、及び前記第2スイッチング素子(S2)と前記第3スイッチング素子(S3)がオフ状態で、前記絶縁トランス(TR1)の二次巻線(n2)の両端が前記第2ブリッジ回路(12)内で短絡状態の第5パターン、
 前記第1スイッチング素子(S1)と前記第4スイッチング素子(S4)がオン状態、及び前記第2スイッチング素子(S2)と前記第3スイッチング素子(S3)がオフ状態で、前記第2ブリッジ回路(12)が整流状態の第6パターン、
 前記第2スイッチング素子(S2)と前記第3スイッチング素子(S3)がオン状態、及び前記第1スイッチング素子(S1)と前記第4スイッチング素子(S4)がオフ状態で、前記絶縁トランス(TR1)の二次巻線(n2)の両端が前記第2ブリッジ回路(12)内で短絡状態の第7パターン、
 前記第2スイッチング素子(S2)と前記第3スイッチング素子(S3)がオン状態、及び前記第1スイッチング素子(S1)と前記第4スイッチング素子(S4)がオフ状態で、前記第2ブリッジ回路(12)が整流状態の第8パターン、を含んで制御することを特徴とする項目1から10のいずれか1項に記載の電力変換装置(1)。
 これによれば、無効電流を抑制した高効率な昇降圧型DC/DCコンバータを実現できる。
[項目12]
 前記制御回路(13)は、
 前記第5パターンで前記第6スイッチング素子(S6)をオン状態に制御したとき前記第7パターンで前記第5スイッチング素子(S5)をオン状態に制御し、
 前記第5パターンで前記第7スイッチング素子(S7)をオン状態に制御したとき前記第7パターンで前記第8スイッチング素子(S8)をオン状態に制御することを特徴とする項目11に記載の電力変換装置(1)。
 これによれば、二次側を短絡させる際、上側のスイッチング素子(S5、S7)と下側のスイッチング素子(S6、S8)を交互に使用することができ、上側または下側のスイッチング素子に熱が集中することを防止することができる。
[項目13]
 前記制御回路(13)は、前記第1レグと前記第2レグ間の位相差を固定し、前記第5パターンにおける前記第6スイッチング素子(S6)または前記第7スイッチング素子(S7)のオン時間、及び前記第7パターンにおける前記第5スイッチング素子(S5)または前記第8スイッチング素子(S8)のオン時間の少なくとも一方で、前記第1直流部(E1、C1)から前記第2直流部(C2、E2)へ供給する電力の電圧または電流を制御することを特徴とする項目11または12に記載の電力変換装置(1)。
 これによれば、一次側を操作せずに、二次側の操作で電圧または電流を制御することができる。
[項目14]
 前記制御回路(13)は、前記第2直流部(C2、E2)から前記第1直流部(E1、C1)へ昇圧して電力を伝送する場合、前記第1スイッチング素子(S1)-前記第4スイッチング素子(S4)に供給する駆動信号と、前記第5スイッチング素子(S5)-前記第8スイッチング素子(S8)に供給する駆動信号を入れ替えることを特徴とする項目11から13のいずれか1項に記載の電力変換装置(1)。
 これによれば、無効電流を抑制した高効率な昇降圧型の双方向DC/DCコンバータを実現できる。
[項目15]
 第1スイッチング素子(S1)と第2スイッチング素子(S2)が直列接続された第1レグと、第3スイッチング素子(S3)と第4スイッチング素子(S4)が直列接続された第2レグを有し、前記第1レグと前記第2レグが第1直流部(E1、C1)に並列接続される第1ブリッジ回路(11)と、
 第5スイッチング素子(S5)と第6スイッチング素子(S6)が直列接続された第3レグと、第7ダイオード(D7)と第8ダイオード(D8)が直列接続された第4レグを有し、前記第3レグと前記第4レグが第2直流部(C2、R2)に並列接続される第2ブリッジ回路(12)と、
 前記第1ブリッジ回路(11)と前記第2ブリッジ回路(12)の間に接続された絶縁トランス(TR1)と、
 前記第1スイッチング素子(S1)-前記第6スイッチング素子(S6)を制御する制御回路(13)と、を備え、
 前記第1スイッチング素子(S1)-前記第6スイッチング素子(S6)のそれぞれに、逆並列にダイオード(D1-D6)が接続または形成されており、
 前記第7ダイオード(D7)と前記第8ダイオード(D8)は、前記第2直流部(C2、R2)に対して逆向きに接続されており、
 前記第1直流部(E1、C1)から前記第2直流部(C2、R2)へ降圧して電力を伝送する場合、
 前記第1ブリッジ回路(11)は、前記第1直流部(E1、C1)と前記絶縁トランス(TR1)の一次巻線(n1)が導通する期間と、前記絶縁トランス(TR1)の一次巻線(n1)の両端が前記第1ブリッジ回路(11)内で短絡する期間を含み、
 前記第2ブリッジ回路(12)は、整流期間を含み、
 前記制御回路(13)は、
 前記第1レグと前記第2レグ間の位相差を可変制御し、
 前記第5スイッチング素子(S5)と前記第6スイッチング素子(S6)の同時オフ期間を可変制御することを特徴とする電力変換装置(1)。
 これによれば、コストを抑えた高効率な降圧型の単方向DC/DCコンバータを実現できる。
[項目16]
 前記制御回路(13)は、
 前記第1直流部(E1、C1)から前記第2直流部(C2、E2)へ昇圧して電力を伝送する場合、
 前記第1スイッチング素子(S1)と前記第4スイッチング素子(S4)がオン状態、及び前記第2スイッチング素子(S2)と前記第3スイッチング素子(S3)がオフ状態で、前記絶縁トランス(TR1)の二次巻線(n2)の両端が前記第2ブリッジ回路(12)内で短絡状態の第5パターン、
 前記第1スイッチング素子(S1)と前記第4スイッチング素子(S4)がオン状態、及び前記第2スイッチング素子(S2)と前記第3スイッチング素子(S3)がオフ状態で、前記第2ブリッジ回路(12)が整流状態の第6パターン、
 前記第2スイッチング素子(S2)と前記第3スイッチング素子(S3)がオン状態、及び前記第1スイッチング素子(S1)と前記第4スイッチング素子(S4)がオフ状態で、前記絶縁トランス(TR1)の二次巻線(n2)の両端が前記第2ブリッジ回路(12)内で短絡状態の第7パターン、
 前記第2スイッチング素子(S2)と前記第3スイッチング素子(S3)がオン状態、及び前記第1スイッチング素子(S1)と前記第4スイッチング素子(S4)がオフ状態で、前記第2ブリッジ回路(12)が整流状態の第8パターン、を含んで制御することを特徴とする項目15に記載の電力変換装置(1)。
 これによれば、コストを抑えた高効率な昇降圧型の単方向DC/DCコンバータを実現できる。
 本開示は、DABコンバータに利用可能である。
 E1 第1直流電源、 E2 第2直流電源、 1 電力変換装置、 11 第1ブリッジ回路、 12 第2ブリッジ回路、 13 制御回路、 S1-S8 スイッチング素子、 D1-D8 ダイオード、 L リアクトル、 TR1 絶縁トランス、 n1 一次巻線、 n2 二次巻線、 L1 第1漏れインダクタンス、 L2 第2漏れインダクタンス、 C1 第1コンデンサ、 C2 第2コンデンサ、 R2 負荷。

Claims (16)

  1.  第1スイッチング素子と第2スイッチング素子が直列接続された第1レグと、第3スイッチング素子と第4スイッチング素子が直列接続された第2レグを有し、前記第1レグと前記第2レグが第1直流部に並列接続される第1ブリッジ回路と、
     第5スイッチング素子と第6スイッチング素子が直列接続された第3レグと、第7スイッチング素子と第8スイッチング素子が直列接続された第4レグを有し、前記第3レグと前記第4レグが第2直流部に並列接続される第2ブリッジ回路と、
     前記第1ブリッジ回路と前記第2ブリッジ回路の間に接続された絶縁トランスと、
     前記第1スイッチング素子-前記第8スイッチング素子を制御する制御回路と、を備え、
     前記第1スイッチング素子-前記第8スイッチング素子のそれぞれに、逆並列にダイオードが接続または形成されており、
     前記第1直流部から前記第2直流部へ降圧して電力を伝送する場合、
     前記第1ブリッジ回路は、前記第1直流部と前記絶縁トランスの一次巻線が導通する期間と、前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第1ブリッジ回路内で短絡する期間を含み、
     前記第2ブリッジ回路は、整流期間を含み、
     前記制御回路は、
     前記第1レグと前記第2レグ間の位相差を可変制御し、
     前記第5スイッチング素子と前記第6スイッチング素子の同時オフ期間を可変制御し、
     前記第7スイッチング素子と前記第8スイッチング素子の同時オフ期間を可変制御することを特徴とする電力変換装置。
  2.  前記制御回路は、
     前記第1直流部から前記第2直流部へ降圧して電力を伝送する場合、
     前記第1スイッチング素子と前記第4スイッチング素子がオン状態、及び前記第2スイッチング素子と前記第3スイッチング素子がオフ状態で、前記第2ブリッジ回路の前記第5スイッチング素子もしくは前記第8スイッチング素子がオン状態の同期整流状態または前記第5スイッチング素子-前記第8スイッチング素子がオフ状態のダイオード整流状態の第1パターン、
     前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第1ブリッジ回路内で短絡し、前記第2ブリッジ回路の前記第8スイッチング素子もしくは前記第5スイッチング素子がオン状態の同期整流状態または前記第5スイッチング素子-前記第8スイッチング素子がオフ状態のダイオード整流状態の第2パターン、
     前記第2スイッチング素子と前記第3スイッチング素子がオン状態、及び前記第1スイッチング素子と前記第4スイッチング素子がオフ状態で、前記第2ブリッジ回路の前記第6スイッチング素子もしくは前記第7スイッチング素子がオン状態の同期整流状態、または前記第5スイッチング素子-前記第8スイッチング素子がオフ状態のダイオード整流状態の第3パターン、
     前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第1ブリッジ回路内で短絡し、前記第2ブリッジ回路の前記第7スイッチング素子もしくは前記第6スイッチング素子がオン状態の同期整流状態、または前記第5スイッチング素子-前記第8スイッチング素子がオフ状態のダイオード整流状態の第4パターン、を含んで制御することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
  3.  前記制御回路は、
     前記第1パターンにおいて前記第5スイッチング素子または前記第8スイッチング素子をオン状態に制御し、
     前記第2パターンにおいて前記第8スイッチング素子または前記第5スイッチング素子をオン状態に制御し、
     前記第3パターンにおいて前記第6スイッチング素子または前記第7スイッチング素子をオン状態に制御し、
     前記第4パターンにおいて前記第7スイッチング素子または記第6スイッチング素子をオン状態に制御することを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。
  4.  前記制御回路は、前記第1レグと前記第2レグ間の位相差で、前記第1直流部から前記第2直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御することを特徴とする請求項1から3のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  5.  前記制御回路は、前記位相差を0から180°の範囲で操作することを特徴とする請求項4に記載の電力変換装置。
  6.  前記制御回路は、
     前記第1スイッチング素子のターンオフに同期して、前記第8スイッチング素子または前記第5スイッチング素子をターンオンさせ、
     前記第2スイッチング素子のターンオフに同期して、前記第7スイッチング素子または前記第6スイッチング素子をターンオンさせることを特徴とする請求項1から5のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  7.  前記制御回路は、
     前記第4スイッチング素子のターンオフに同期して、前記第8スイッチング素子または前記第5スイッチング素子をターンオフさせ、
     前記第3スイッチング素子のターンオフに同期して、前記第7スイッチング素子または前記第6スイッチング素子をターンオフさせることを特徴とする請求項1から6のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  8.  前記制御回路は、
     前記第1スイッチング素子のターンオンからデッドタイム分、経過した以降に、前記第5スイッチング素子または前記第8スイッチング素子をターンオンさせ、
     前記第2スイッチング素子のターンオンからデッドタイム分、経過した以降に、前記第6スイッチング素子または前記第7スイッチング素子をターンオンさせることを特徴とする請求項1から7のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  9.  前記制御回路は、
     前記第1スイッチング素子のターンオフよりデッドタイム分、前に前記第5スイッチング素子または前記第8スイッチング素子をターンオフさせ、
     前記第2スイッチング素子のターンオフよりデッドタイム分、前に前記第6スイッチング素子または前記第7スイッチング素子をターンオフさせることを特徴とする請求項1から8のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  10.  前記制御回路は、前記第2直流部から前記第1直流部へ降圧して電力を伝送する場合、前記第1スイッチング素子-前記第4スイッチング素子に供給する駆動信号と、前記第5スイッチング素子-前記第8スイッチング素子に供給する駆動信号を入れ替えることを特徴とする請求項1から9のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  11.  前記制御回路は、
     前記第1直流部から前記第2直流部へ昇圧して電力を伝送する場合、
     前記第1スイッチング素子と前記第4スイッチング素子がオン状態、及び前記第2スイッチング素子と前記第3スイッチング素子がオフ状態で、前記絶縁トランスの二次巻線の両端が前記第2ブリッジ回路内で短絡状態の第5パターン、
     前記第1スイッチング素子と前記第4スイッチング素子がオン状態、及び前記第2スイッチング素子と前記第3スイッチング素子がオフ状態で、前記第2ブリッジ回路が整流状態の第6パターン、
     前記第2スイッチング素子と前記第3スイッチング素子がオン状態、及び前記第1スイッチング素子と前記第4スイッチング素子がオフ状態で、前記絶縁トランスの二次巻線の両端が前記第2ブリッジ回路内で短絡状態の第7パターン、
     前記第2スイッチング素子と前記第3スイッチング素子がオン状態、及び前記第1スイッチング素子と前記第4スイッチング素子がオフ状態で、前記第2ブリッジ回路が整流状態の第8パターン、を含んで制御することを特徴とする請求項1から10のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  12.  前記制御回路は、
     前記第5パターンで前記第6スイッチング素子をオン状態に制御したとき前記第7パターンで前記第5スイッチング素子をオン状態に制御し、
     前記第5パターンで前記第7スイッチング素子をオン状態に制御したとき前記第7パターンで前記第8スイッチング素子をオン状態に制御することを特徴とする請求項11に記載の電力変換装置。
  13.  前記制御回路は、前記第1レグと前記第2レグ間の位相差を固定し、前記第5パターンにおける前記第6スイッチング素子または前記第7スイッチング素子のオン時間、及び前記第7パターンにおける前記第5スイッチング素子または前記第8スイッチング素子のオン時間の少なくとも一方で、前記第1直流部から前記第2直流部へ供給する電力の電圧または電流を制御することを特徴とする請求項11または12に記載の電力変換装置。
  14.  前記制御回路は、前記第2直流部から前記第1直流部へ昇圧して電力を伝送する場合、前記第1スイッチング素子-前記第4スイッチング素子に供給する駆動信号と、前記第5スイッチング素子-前記第8スイッチング素子に供給する駆動信号を入れ替えることを特徴とする請求項11から13のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  15.  第1スイッチング素子と第2スイッチング素子が直列接続された第1レグと、第3スイッチング素子と第4スイッチング素子が直列接続された第2レグを有し、前記第1レグと前記第2レグが第1直流部に並列接続される第1ブリッジ回路と、
     第5スイッチング素子と第6スイッチング素子が直列接続された第3レグと、第7ダイオードと第8ダイオードが直列接続された第4レグを有し、前記第3レグと前記第4レグが第2直流部に並列接続される第2ブリッジ回路と、
     前記第1ブリッジ回路と前記第2ブリッジ回路の間に接続された絶縁トランスと、
     前記第1スイッチング素子-前記第6スイッチング素子を制御する制御回路と、を備え、
     前記第1スイッチング素子-前記第6スイッチング素子のそれぞれに、逆並列にダイオードが接続または形成されており、
     前記第7ダイオードと前記第8ダイオードは、前記第2直流部に対して逆向きに接続されており、
     前記第1直流部から前記第2直流部へ降圧して電力を伝送する場合、
     前記第1ブリッジ回路は、前記第1直流部と前記絶縁トランスの一次巻線が導通する期間と、前記絶縁トランスの一次巻線の両端が前記第1ブリッジ回路内で短絡する期間を含み、
     前記第2ブリッジ回路は、整流期間を含み、
     前記制御回路は、
     前記第1レグと前記第2レグ間の位相差を可変制御し、
     前記第5スイッチング素子と前記第6スイッチング素子の同時オフ期間を可変制御することを特徴とする電力変換装置。
  16.  前記制御回路は、
     前記第1直流部から前記第2直流部へ昇圧して電力を伝送する場合、
     前記第1スイッチング素子と前記第4スイッチング素子がオン状態で、前記絶縁トランスの二次巻線の両端が前記第2ブリッジ回路内で短絡状態の第5パターン、
     前記第1スイッチング素子と前記第4スイッチング素子がオン状態、及び前記第2スイッチング素子と前記第3スイッチング素子がオフ状態で、前記第2ブリッジ回路が整流状態の第6パターン、
     前記第2スイッチング素子と前記第3スイッチング素子がオン状態、及び前記第1スイッチング素子と前記第4スイッチング素子がオフ状態で、前記絶縁トランスの二次巻線の両端が前記第2ブリッジ回路内で短絡状態の第7パターン、
     前記第2スイッチング素子と前記第3スイッチング素子がオン状態、及び前記第1スイッチング素子と前記第4スイッチング素子がオフ状態で、前記第2ブリッジ回路が整流状態の第8パターン、を含んで制御することを特徴とする請求項15に記載の電力変換装置。
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