WO2020250531A1 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2020250531A1
WO2020250531A1 PCT/JP2020/011912 JP2020011912W WO2020250531A1 WO 2020250531 A1 WO2020250531 A1 WO 2020250531A1 JP 2020011912 W JP2020011912 W JP 2020011912W WO 2020250531 A1 WO2020250531 A1 WO 2020250531A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
phase shift
leg
signal
amount
Prior art date
Application number
PCT/JP2020/011912
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
国広 武藤
Original Assignee
株式会社京三製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社京三製作所 filed Critical 株式会社京三製作所
Priority to KR1020217041262A priority Critical patent/KR102664039B1/ko
Priority to CN202080042445.XA priority patent/CN113939990A/zh
Priority to EP20823583.8A priority patent/EP3982530A4/en
Priority to US17/616,763 priority patent/US11616454B2/en
Publication of WO2020250531A1 publication Critical patent/WO2020250531A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53878—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current by time shifting switching signals of one diagonal pair of the bridge with respect to the other diagonal pair
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0043—Converters switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that converts a DC voltage into an AC voltage.
  • Phase shift bridge type inverters or DC / DC converters are known (Patent Documents 1 and 2).
  • a full-bridge inverter is composed of a full bridge consisting of parallel connections of a set of legs in which two switching elements are connected in series, and DC power supplies are used at both ends of each arm of the first and second legs connected in parallel.
  • a circuit is provided in which the input terminal is connected to the positive voltage and the negative voltage of the above, and the connection point of each arm of the first leg and the second leg is an output terminal.
  • the full bridge inverter converts the DC voltage supplied to the input terminal into an AC voltage, and then outputs the AC voltage from the output terminal.
  • the DC / DC converter converts a DC voltage into a DC voltage and outputs the DC voltage from the output terminal by the same circuit configuration.
  • Phase shift control is known as a method for controlling the power of a full-bridge inverter.
  • the output voltage is controlled by controlling the overlapping angle of the first leg and the second leg of the full bridge to perform power conversion.
  • FIG. 10 shows a schematic configuration of a phase shift full bridge type switching circuit.
  • the full bridge switching circuit 103 is composed of four switching elements QA, QB, QC, and QD.
  • the switching elements QA and QB form the first leg 103a, and the switching elements QC and QD form the second leg 103b.
  • the first leg 103a is composed of a DC connection of a switching element QA and a switching element QB
  • the second leg 103b is composed of a DC connection of a switching element QC and a switching element QD.
  • the positive side of the DC power supply 102 is connected to one terminal of each switching element of the switching element QA and the switching element QC
  • the negative side of the DC power supply 102 is connected to the other terminal of each switching element of the switching element QB and the switching element QD. Will be done.
  • the output terminal of the full bridge switching circuit 103 is composed of a connection point between the switching element QA and the switching element QB of the first leg 103a and a connection point between the switching element QC and the switching element QD of the second leg 103b.
  • the full bridge switching circuit 103 converts the DC voltage into DC / AC by the on / off operation of the four switching elements QA, QB, QC, and QD, and outputs the converted rectangular wave AC output voltage V1 from the output terminal. ..
  • the output voltage V1 is sent to the filter circuit 108 via the transformer 107.
  • the filter circuit 108 smoothes the rectangular wave alternating current into a sinusoidal alternating current and outputs the output voltage V2.
  • a switching circuit based on a phase shift bridge method performs power control by performing a phase shift using either one of the first leg or the second leg as a fixed leg and not performing a phase shift using the other leg as a shift leg. Is going.
  • the phase of the drive signal that drives each switching element of the fixed leg is fixed, and the phase of the drive signal that drives the switching element of the shift leg is phase-shifted.
  • the switching elements of the upper arm of one leg and the lower arm of the other leg are turned on at the same time in a certain cycle, and the output terminal.
  • the current flows in one direction from the current, and in the next cycle, the switching element that turns on is switched, and the switching element of the lower arm of one leg and the upper arm of the other leg are turned on at the same time, and the previous cycle starts from the output terminal.
  • Current flows in the opposite direction.
  • FIG. 11 is an example of a conventional phase shift full bridge type signal waveform using a fixed leg and a shift leg.
  • the first leg composed of the switching element QA and the switching element QB is a fixed leg
  • the second leg composed of the switching element QC and the switching element QD is a shift leg.
  • 11 (a) to 11 (g) show a phase shift example of the phase shift amount a
  • FIGS. 11 (h) to 11 (m) show a phase shift example of the phase shift amount b.
  • FIGS. 11 (a) is a reference signal
  • FIGS. 11 (b) and 11 (c) and 11 (h) and 11 (i) are A-phase signals and B-phase signals for driving the switching elements QA and QB of the first leg
  • 11 (d), (e) and 11 (j), (k) show the C-phase signal and the D-phase signal for driving the switching elements QC and QD of the second leg
  • l) shows the output voltage V1 of the switching circuit
  • FIGS. 11 (g) and 11 (m) show the output voltage V2 of the filter circuit, respectively.
  • the A-phase signal, B-phase signal, C-phase signal, and D-phase signal that drive the switching element of each leg have a predetermined phase difference with respect to the reference signal, and each phase signal.
  • the duty of the on signal and the off signal in the same cycle is 50% including the dead time.
  • the A-phase signal and B-phase signal of the first leg are opposite to each other, and the C-phase signal and D-phase signal of the second leg are opposite to each other.
  • the A-phase signal and the C-phase signal are in-phase
  • the B-phase signal and the D-phase signal are in-phase
  • the C-phase signal and the D-phase signal of the second leg are in the order of the phase shift amount (phase shift amount a or phase shift amount b) with respect to the A-phase signal and the B-phase signal of the first leg. There is a phase difference.
  • phase shift amount a is phase-shifted will be described with reference to FIGS. 11 (b) to 11 (g).
  • the A-phase signal and B-phase signal of FIGS. 11 (b) and 11 (c) are fixed without phase shifting, and the C-phase signal and D-phase signal of FIGS. 11 (d) and 11 (e) have a shift amount a. Only phase-shifted.
  • the phase shift shifts only the C-phase signal and the D-phase signal of the second leg by the same phase shift amount a in the same time direction.
  • This phase shift forms a period in which the phase signals of the first leg and the second leg overlap each other in a half cycle, turns on the switching element at the same time, and forms a current path between both poles of the DC power supply via the switching circuit. Further, in the next half cycle, the switching element to be turned on is switched, and a current path in the direction opposite to that in the first half cycle is formed.
  • the A-phase signal of the fixed leg and the D-phase signal of the shift leg overlap between the time width T1 corresponding to the phase shift amount a, and the output voltage V1 is generated. Further, the B-phase signal of the fixed leg and the C-phase signal of the shift leg overlap between the time width T3 corresponding to the phase shift amount a, and the output voltage V1 having the opposite polarity is generated.
  • the A-phase signal of the fixed leg and the C-phase signal of the shift leg are both on, and the B-phase signal of the fixed leg and the D-phase signal of the shift leg are both off, so that no output voltage is generated.
  • the A-phase signal of the fixed leg and the C-phase signal of the shift leg are both off, and the B-phase signal of the fixed leg and the D-phase signal of the shift leg are both on, so that the current is present. No path is formed and no output voltage is generated.
  • the output voltage V1 is a rectangular wave alternating current having a time width corresponding to the phase shift amount a and the polarities alternating between positive and negative.
  • the output voltage V2 becomes a sinusoidal waveform when the output voltage V1 is smoothed by the filter circuit.
  • 11 (h) to 11 (m) are examples of the phase shift of the phase shift amount b, and the phase shift example of the phase shift amount a shown in FIGS. 11 (b) to 11 (g) is Since only the phase shift amount is different, the description here will be omitted.
  • phase shift full bridge system when one leg is a fixed leg and the other leg is a shift leg and the phase shift is performed only on one leg, there is a problem that a phase shift occurs.
  • phase shifts There are two types of phase shifts, a first phase shift and a second phase shift.
  • the first phase shift is the shift of the output voltage with respect to the reference signal.
  • the output voltage is formed by phase-shifting the phase signal of the shift leg. In the formation of the output voltage by this phase shift, the phase of the output voltage is out of phase with respect to the reference signal. This phase shift depends on the amount of phase shift.
  • ⁇ pha indicates the amount of phase shift with respect to the reference signal of the output voltage V2 when the phase is shifted by the phase shift amount a
  • ⁇ phb is the reference signal of the output voltage V2 when the phase is shifted by the phase shift amount b.
  • the amount of phase shift with respect to is shown.
  • the time from the rise of the reference signal to the center of the time width of the square wave of the output voltage V1 or the time from the rise of the reference signal to the peak of the sinusoidal waveform of the output voltage V2 is the phase shift amount.
  • the amount of phase shift due to a is ⁇ pha
  • the amount of phase shift due to the phase shift amount b is ⁇ phb.
  • phase shift amounts ⁇ pha and ⁇ phb depend on the phase shift amount a and the phase shift amount b, and the phase shift amount of the output voltage with respect to the reference signal changes as the phase shift amount changes.
  • the power supplied to each electric device must have no phase shift in order for the operation timings of the plurality of electric devices to be synchronized. ..
  • the phase shift of the output voltage generated by the power converter by the conventional phase shift control affects the timing between the operation of the electric device based on the power supplied from the power converter and the operation of the electric device based on the reference signal. , There is a risk of deviation in operation.
  • the second phase shift is that the phase shift amount of the output voltage is different when the phase shift amount of the phase shift is different. Since the phase shift depends on the phase shift amount, if the phase shift amount is changed in order to change the output voltage, the phase of the output voltage will shift.
  • a deviation amount of difference ⁇ ph is generated between the phase shift amount ⁇ pha caused by the phase shift amount a and the phase shift amount ⁇ phb caused by the phase shift amount b.
  • phase shift occurs between the output voltages supplied to each electric device due to the difference in the phase shift amount.
  • the phase shift between the output voltages affects the operation timing between the electric devices, and the operation shift may occur.
  • An object of the present invention is to solve the above-mentioned conventional problems and to eliminate the phase shift of the output voltage due to the phase shift control in the power conversion device.
  • the present invention is a power conversion device that converts a DC voltage into an AC voltage by phase-shifting the switching element of a full-bridge inverter, in which only one leg of the first leg and the second leg of the full-bridge inverter is phased.
  • both legs are phase-shifted in opposite directions to control the overlap angle at which the switching elements of the first leg and the second leg of the full bridge are turned on at the same time.
  • the central phase of the overlapping angle means the phase of the center of the section where the first leg and the second leg overlap.
  • the power conversion device of the present invention includes an inverter having a full bridge configuration and a control circuit for controlling the inverter.
  • the first leg and the second leg of the inverter form a full bridge as in the conventional configuration.
  • two switching elements are connected in series to each leg, and both legs are connected in parallel.
  • Each end of the first leg and the second leg connected in parallel is connected to the positive electrode of the DC power supply, and each other end is connected to the negative electrode of the DC power supply, and the connection point of the arm of the first leg and the arm of the second leg The connection point is the output end.
  • the control circuit controls the on / off operation of the switching elements of the first leg and the second leg.
  • the control circuit shifts the phases of a pair of square wave signals having opposite phases in the same period in opposite directions by the amount of phase shift.
  • the phase shift in the opposite direction means a phase shift that advances the phase and a phase shift that delays the phase.
  • the pair of rectangular wave signals before the phase shift is a rectangular wave signal having a predetermined phase relationship with the reference signal.
  • the duty of the pair of opposite-phase square wave signals is 50% including the dead time.
  • the dead time is an off section that avoids a short circuit due to the switching elements being turned on at the same time.
  • the off signal is generally set longer than the on signal. For example, the on signal is set to 46% and the off signal is set to 54%. This setting is an example, and this% value is not limited to this example.
  • the switching element on the positive electrode side and the switching element on the negative electrode side of the first leg are turned on / off in opposite phases by a pair of phase shift signals of opposite phases shifted in the same direction.
  • the switching element on the positive electrode side and the switching element on the negative electrode side of the second leg are turned on / out in opposite phase by a pair of phase shift signals of opposite phases, which are phase-shifted in the direction opposite to the phase shift direction of the first leg. Turn off.
  • the control circuit Since the amplitude of the output voltage and the output power depend on the time width of the period during which the switching elements of the opposite poles of the first leg and the second leg are both turned on, the control circuit is phase-shifted in opposite directions. By controlling the amount of phase shift, the amplitude of the output voltage and the output power are controlled.
  • the amount of deviation of the rectangular wave signal due to the phase shift of each leg cancels each other out.
  • the phase position of the center of the section where the first leg and the second leg overlap does not change.
  • the phase shift (first phase shift) in which the phase of the output voltage deviates from the phase of the reference signal is eliminated.
  • the phase shift between the output voltages (second phase shift) caused by the phase of the output voltage obtained by changing the phase shift amount differs depending on the phase shift amount is also eliminated.
  • the control circuit includes a phase shift amount generation unit that generates a phase shift amount based on a voltage command, and a phase shift unit that phase shifts a pair of square wave signals by the phase shift amount generated by the phase shift amount generation unit.
  • phase shift unit In a more detailed configuration of the phase shift unit, a first phase shift unit that shifts the phase of the pair of square wave signals by the amount of the phase shift and a second phase shift unit are provided, and the pair of square wave signals are moved in opposite directions. Phase shift.
  • the first phase shift section and the second phase shift section are opposite to each other by the advance phase shift that advances the phase of the rectangular wave signal by the phase shift amount and the delayed phase shift that delays the phase of the rectangular wave signal by the phase shift amount. Phase shift in the direction.
  • the phase shift amount of the lead phase shift is the shift angle ⁇ plus 2 ⁇ ( ⁇ + 2 ⁇ )
  • the delayed phase shift is performed.
  • 2 ⁇ may be subtracted from the shift angle ⁇ ( ⁇ -2 ⁇ ).
  • the lead phase shift may be a delayed phase shift in which the phase shift amount (2 ⁇ - ⁇ ) obtained by subtracting the phase shift amount ⁇ from 2 ⁇ is used to delay the phase.
  • phase compensation Due to the phase shift control, the output voltage may be out of phase with the reference signal due to other factors such as circuit characteristics as a phase shift different from the above-mentioned phase shift. This phase shift may be a residual phase shift due to the phase shift in the opposite direction of the rectangular wave signal.
  • the control circuit may add a configuration in which the phase shift of the output voltage is eliminated by phase compensation.
  • the phase shift unit of the control circuit compensates the phase of the output voltage to the phase of the reference signal based on the phase difference and the phase comparison unit that compares the phase difference between the reference signal and the output voltage as the above-mentioned phase compensation configuration.
  • a phase compensation amount calculation unit for calculating the phase compensation amount to be performed is provided.
  • the phase shift unit phase-compensates the phase of the square wave signal of the pair of switching elements on the opposite pole sides of the first leg and the second leg based on the phase compensation amount obtained by the phase compensation amount calculation unit. Since the phase compensation by the phase compensation amount compensates the phase of the rectangular wave signal in the same direction, it does not affect the elimination of the phase shift due to the phase shift.
  • the output voltage may have a phase shift different from the phase shift due to the phase shift control, and the output voltage may fluctuate in amplitude from the voltage command due to other factors such as circuit characteristics.
  • the control circuit may be configured to eliminate the amplitude fluctuation of the output voltage.
  • the control circuit has a voltage comparison unit that compares the voltage difference between the voltage command and the output voltage, and calculates the voltage compensation amount that compensates the output voltage to the voltage command based on the voltage difference, as a configuration that eliminates the amplitude fluctuation of the output voltage.
  • a voltage compensation amount calculation unit is provided.
  • the phase shift unit compensates for the phase shift amount of the rectangular wave signal of the set of switching elements on the opposite pole sides of the first leg and the second leg based on the voltage compensation amount obtained by the voltage compensation amount calculation unit.
  • the voltage compensation is a mode in which both the first leg and the second leg are compensated in the same direction by the same phase shift amount, or two sets of switching elements on opposite pole sides of the first leg and the second leg are the same. It is possible to compensate for the phase shift amount in the same direction and in opposite directions. Since the voltage compensation by the voltage compensation amount compensates the phase of the rectangular wave signal in the same direction, it does not affect the elimination of the phase shift due to the phase shift.
  • the present invention is a power conversion device that controls the phase shift of the switching element of a full-bridge inverter, converts a DC voltage into an AC voltage, and increases or decreases the output voltage according to the amount of the phase shift.
  • the two legs of the full-bridge inverter Phase shifts are performed in opposite directions with respect to the first leg and the second leg).
  • the phase shift control of the present invention is a control in which the legs on both sides are phase-shifted in opposite directions, instead of the conventional control in which only one leg is phase-shifted.
  • the overlap angle at which the switching elements of the first leg and the second leg of the full bridge are turned on at the same time is controlled, and the first leg and the second leg are turned on at the same time. Suppresses fluctuations in the central phase of the leg overlap angle.
  • the phase shift of the output voltage from the reference signal (first phase shift) and the phase shift between different output voltages (second phase shift) are eliminated.
  • the schematic configuration of the power conversion device of the present invention will be described with reference to FIG. 1, and a configuration example and an operation example of the phase shift of the control circuit included in the power conversion device will be described with reference to FIGS.
  • a configuration example and an operation example of phase compensation by the control circuit provided will be described with reference to FIGS. 6 to 8, and a configuration example of voltage compensation by the control circuit provided with the power conversion device will be described with reference to FIG.
  • the power conversion device 1 of the present invention drives the switching elements QA to QD included in the inverter 3 based on the inverter 3 having a full bridge configuration, the control circuit 5 for controlling the inverter 3, and the control output of the control circuit 5.
  • a drive circuit 6 for outputting a signal is provided.
  • the inverter 3 converts the DC voltage of the DC power supply 2 into the AC output voltage V1 of a square wave.
  • the converted square wave AC output voltage V1 is sent to the filter circuit 8 via the transformer 7, and the sinusoidal AC output voltage V2 smoothed by the filter circuit 8 is output.
  • the first leg 3a in which two switching elements QA and the switching element QB are connected in series and the second leg 3b in which two switching elements QC and the switching element QD are connected in series are arranged in parallel. Be connected.
  • One end of each of the two legs (first leg 3a, second leg 3b) connected in parallel is connected to the positive electrode of the DC power supply 2, and the other end is connected to the negative electrode of the DC power supply 2 to form the first leg 3a.
  • the connection point P1 of the arm and the connection point P2 of the arm of the second leg 3b are set as output ends.
  • the connection points P1 and P2 at the output ends are connected to both ends of the inductance of the transformer 7.
  • FETs can be used for the switching elements QA to QD.
  • the series connection of the switching element QA and the switching element QB is referred to as the first leg 3a
  • the series connection of the switching element QC and the switching element QD is referred to as the second leg 3b.
  • the first leg 3a and the second leg 3b are used. Is electrically equivalent except that the current directions due to the switching operation are opposite, so even if the relationships between the first leg 3a and the second leg 3b and the switching elements QA to QD are interchanged. It can be treated in the same way.
  • the control circuit 5 forms a control signal for controlling the on / off operation of the switching elements of the first leg 3a and the second leg 3b.
  • the drive circuit 6 forms a drive signal based on the control signal of the control circuit 5.
  • the drive signal of the drive circuit 6 is input to each gate terminal G of the switching elements QA and QB of the first leg 3a and the switching elements QC and QD of the second leg 3b constituting the inverter 3, and the switching elements QA to QD. Operates on / off according to the drive signal.
  • the control circuit 5 controls the on / off operation of the switching elements QA to QD of the first leg 3a and the second leg 3b of the full bridge by using the phase shift signal obtained by phase-shifting the rectangular wave signal.
  • the square wave signal is a pair of signals having the same period and opposite phases to each other, and has a predetermined phase relationship with the reference signal.
  • the square wave signal generation circuit 4 generates a square wave signal having a predetermined phase relationship with the reference signal.
  • FIGS. 4 (a) and 5 (a) show an example of a reference signal.
  • the illustrated reference signal is a rectangular wave signal with a duty of 50% including dead time in the same cycle, but since the reference signal is a signal that establishes a predetermined phase relationship with the rectangular wave signal, it has the same cycle.
  • the duty is not limited to a square wave signal having a duty of 50% including the dead time, and any signal can be used as long as the phase relationship can be determined.
  • the control circuit 5 includes a phase shift unit 5B that phase shifts a rectangular wave signal to generate a phase shift signal.
  • the phase shift unit 5B shifts the phases of a pair of square wave signals having opposite phases with a duty of 50% including a dead time in the same period in opposite directions by the amount of phase shift.
  • a pair of square wave signals having opposite phases shifted in one direction and a pair of square wave signals having opposite phases shifted in the opposite direction are generated.
  • the phase shift in the opposite direction means a phase shift that advances the phase and a phase shift that delays the phase.
  • a pair of opposite-phase square wave signals phase-shifted in one direction controls the on / off operation of the switching element of one leg, and a pair of opposite-phase square wave signals phase-shifted in the opposite direction are the other. Controls the on / off operation of the switching element of the leg.
  • the switching element QA on the positive electrode side and the switching element QB on the negative electrode side of the first leg 3a are turned on / off in opposite phases by a pair of phase shift signals having opposite phases shifted in the same direction.
  • the switching element QC on the positive electrode side and the negative electrode side of the second leg 3b
  • the switching element QD is turned on / off in opposite phase to each other.
  • the phase shift amount By controlling the phase shift amount, the period during which the switching element QA on the positive electrode side of the first leg 3a and the switching element QD on the negative electrode side of the second leg 3b are both turned on, and the switching element on the negative electrode side of the first leg 3a.
  • Each time width of the period during which both the QB and the switching element QC on the positive electrode side of the second leg 3b are turned on is controlled.
  • the amplitude of the output voltage and the output power depend on the time width of the period during which the switching elements of the opposite poles of the first leg and the second leg are both turned on. Therefore, the amplitude of the output voltage and the output power can be controlled by controlling the increase / decrease of the phase shift amount.
  • the control circuit 5 includes a phase shift amount generation unit 5A that generates a phase shift amount based on a voltage command, and a phase shift unit 5B that phase shifts a pair of square wave signals by the phase shift amount.
  • the output voltage and output power output by the power conversion device that performs phase shift control depend on the phase shift amount. Therefore, by obtaining the relationship between the output voltage or output power and the phase shift amount in advance, the phase shift amount generation unit 5A generates the phase shift amount with respect to the voltage command or the power command based on this relationship. In the configuration example shown in FIG. 1, an example in which the phase shift amount is generated based on the voltage command is shown, but the phase shift amount can also be generated based on the power command.
  • the phase shift unit 5B phase shifts a pair of square wave signals based on the phase shift amount generated by the phase shift amount generation unit 5A.
  • the phase shift portion of the first configuration example advances the phase by the lead phase shift and delays the phase by the delayed phase shift in the phase shift in the opposite direction.
  • the first configuration example is a first mode and a second mode in which the phase shift portion that performs the lead phase shift and the phase shift portion that performs the lag phase shift are interchanged with respect to the first leg and the second leg.
  • 2 (a) shows the first aspect
  • FIG. 2 (b) shows the second aspect. Since the first aspect and the second aspect are different only in that the phase shift part of the lead phase shift and the phase shift part of the lag phase shift are exchanged, the first aspect is mainly described here. This will be described with reference to FIG. 2 (a).
  • the phase shift unit 5B is configured to perform a phase shift based on the phase shift amount generated by the phase shift amount generation unit 5A, and is a first phase shift of a pair of square wave signals by the phase shift amount.
  • the phase shift unit 5Ba and the second phase shift unit 5Bb are provided.
  • the first phase shift unit 5Ba and the second phase shift unit 5Bb phase-shift a pair of rectangular wave signals in opposite directions.
  • the first phase shift unit 5Ba advances the phase of the rectangular wave signal by the amount of the phase shift by the advance phase shift.
  • the second phase shift unit 5Bb delays the phase of the rectangular wave signal by the amount of the phase shift by the delayed phase shift.
  • the phase shift unit 5B performs a phase shift in opposite directions by performing a lead phase shift by one phase shift unit and a delayed phase shift by the other phase shift unit.
  • the first phase shift unit 5Ba delays the phase of the rectangular wave signal by the phase shift amount by the delayed phase shift
  • the second phase shift unit 5Bb delays the phase of the rectangular wave signal by the advance phase shift.
  • the phase is advanced by the amount of the phase shift.
  • Table 1 below shows the phase shifts of the switching elements included in the first leg and the second leg of the first configuration example for aspects 1 and 2.
  • phase shift unit of the second configuration example advances the phase with respect to one leg and delays the phase with respect to the other leg by the delayed phase shift.
  • the second configuration example is a first mode and a second mode in which the phase shift portion that performs the lead phase shift and the phase shift portion that performs the lag phase shift are interchanged with respect to the first leg and the second leg.
  • 3 (a) shows the first aspect
  • FIG. 3 (b) shows the second aspect. Since the first aspect and the second aspect are different only in that the phase shift portions are exchanged with each other, the first aspect will be mainly described with reference to FIG. 3A.
  • the phase shift unit 5B is configured to perform a phase shift based on the phase shift amount generated by the phase shift amount generation unit 5A, and is a first phase shift of a pair of square wave signals by the phase shift amount.
  • the phase shift unit 5Ba and the second phase shift unit 5Bb are provided.
  • the first phase shift unit 5Ba and the second phase shift unit 5Bb phase-shift a pair of rectangular wave signals in opposite directions.
  • the first phase shift unit 5Ba advances the phase of the rectangular wave signal by the amount of the phase shift by the delayed phase shift.
  • the first phase shift unit 5Ba shifts the phase by the phase shift amount (2 ⁇ — ⁇ ).
  • the second phase shift unit 5Bb delays the phase of the rectangular wave signal by the amount of the phase shift by the delayed phase shift.
  • the first phase shift unit 5Ba shifts the phase by the phase shift amount (2 ⁇ — ⁇ ).
  • the phase shift unit 5B is configured to perform a delayed phase shift by both the first phase shift unit and the second phase shift unit, and the phase shift unit that performs the advance phase shift is delayed with respect to the advance phase shift amount ⁇ .
  • the phases are shifted in opposite directions.
  • the first phase shift unit 5Ba delays the phase of the rectangular wave signal by the phase shift amount ⁇ by the delayed phase shift
  • the second phase shift unit 5Bb delays the phase of the rectangular wave signal by the delayed phase shift.
  • the lead phase shift ⁇ is performed by delaying the phase by the phase shift amount (2 ⁇ — ⁇ ).
  • Table 1 below shows the phase shifts of the switching elements included in the first leg and the second leg of the second configuration example for aspects 1 and 2.
  • the first operation mode is a mode in which the on / off operation of the switching element of the first leg is advanced and the phase shift is performed, and the on / off operation of the switching element of the second leg is delayed and phase shifted.
  • the second operation mode is a mode in which the on / off operation of the switching element of the first leg is delayed and phase-shifted, and the on / off operation of the switching element of the second leg is advanced and phase-shifted.
  • FIG. 4 is an embodiment in which the on / off operation of the switching element of the first leg is advanced and the phase shift is performed, and the on / off operation of the switching element of the second leg is delayed and the phase shift is performed. In the following, each switching element is driven.
  • the operation mode will be described with reference to the phase signals (A phase signal to D phase signal).
  • FIG. 4 shows an example of the signal waveform of the phase shift full bridge of the present invention, in which the A phase signal and the B phase signal of the first leg and the C phase signal and the D phase signal of the second leg are phase-shifted in opposite directions.
  • both the first leg composed of the switching element QA and the switching element QB and the second leg composed of the switching element QC and the switching element QD are both used as shift legs, and the first leg is advanced by the phase shift amount.
  • An example is shown in which the phase is shifted and the second leg is delayed by the amount of the phase shift.
  • 4 (b) to 4 (g) show an example of phase-shifting the phase shift amount ⁇
  • FIGS. 4 (h) to 4 (m) show an example of phase-shifting the phase shift amount ⁇ .
  • FIGS. 4 (a) is a reference signal
  • FIGS. 4 (b) and 4 (c) and 4 (h) and 4 (i) are A-phase signals and B-phase signals for driving the switching elements QA and QB of the first leg
  • 4 (d), (e) and 4 (j), (k) are C-phase signals and D-phase signals for driving the switching elements QC and QD of the second leg
  • l) shows the output voltage V1 of the switching circuit
  • FIGS. 4 (g) and 4 (m) show the output voltage V2 of the filter circuit, respectively.
  • the A-phase signal, B-phase signal, C-phase signal, and D-phase signal that drive the switching element of each leg have a predetermined phase difference with respect to the reference signal, and each phase signal.
  • the duty of the on signal and the off signal is 50% in the same cycle. The duty shown here omits the dead time.
  • the A-phase signal and B-phase signal of the first leg are opposite to each other, and the C-phase signal and D-phase signal of the second leg are opposite to each other.
  • the A phase signal and the C phase signal are in phase
  • the B phase signal and the D phase signal are in phase.
  • the A phase signal and the B phase signal of the first leg are phase advance or phase lag, and the C phase signal and the D phase signal of the second leg are opposite to those of the first leg. In the direction, it is phase lag or phase lead. Since the phases of the A-phase signal and B-phase signal of the first leg and the C-phase signal and D-phase signal of the second leg are opposite to each other, the A-phase signal and B-phase of the first leg at the time of phase shift.
  • the signal and the C-phase signal and the D-phase signal of the second leg have a phase difference (2 ⁇ or 2 ⁇ ) that is twice the phase shift amount (phase shift amount ⁇ or phase shift amount ⁇ ).
  • FIG. 4 (a) is a reference signal
  • the A-phase signal and the B-phase signal of FIGS. 4 (b) and 4 (c) are advanced and phase-shifted by the phase shift amount ⁇
  • the phase signal and the D phase signal are phase-shifted with a delay by the shift amount ⁇ .
  • the A-phase signal and the B-phase signal of the first leg are phase-advanced, and the C-phase signal and the D-phase signal of the second leg are phase-delayed in the direction opposite to that of the first leg. ..
  • the phase shift of the first leg and the phase shift of the second leg shift in the opposite time directions by the same phase shift amount ⁇ . Due to this phase shift, a time width T1 is formed for a period in which the B-phase signal of the first leg and the C-phase signal of the second leg overlap in a half cycle, the switching element is turned on at the same time, and the DC power supply is supplied via the switching circuit. A current path is formed between the two poles.
  • the B-phase signal of the first leg and the C-phase signal of the second leg overlap between the time width T1 corresponding to 2 ⁇ , which is twice the phase shift amount ⁇ , and the output voltage V1 is generated. Further, the A-phase signal of the first leg and the D-phase signal of the second leg overlap between the time width T3 corresponding to 2 ⁇ , which is twice the phase shift amount ⁇ , and the output voltage V1 having the opposite polarity is generated.
  • both the A-phase signal of the first leg and the C-phase signal of the second leg are on, and the B-phase signal of the first leg and the D-phase signal of the second leg are both off. Therefore, no output voltage is generated.
  • both the A-phase signal of the first leg and the C-phase signal of the second leg are off, and both the B-phase signal of the first leg and the D-phase signal of the second leg are both off. Since it is on, no current path is formed and no output voltage is generated.
  • the output voltage V1 is a square wave alternating current having a time width corresponding to a phase shift amount of 2 ⁇ and alternating positive and negative polarities.
  • the output voltage V2 becomes a sinusoidal waveform when the output voltage V1 is smoothed by the filter circuit.
  • FIG. 4 (m) shows the output voltage V2 due to the phase shift of the phase shift amount ⁇ and the phase shift amount ⁇ .
  • the output voltage V2 due to the phase shift amount ⁇ and the output voltage V2 due to the phase shift amount ⁇ eliminate the phase shift from the reference signal, and also eliminate the phase shift between the output voltages.
  • phase shift of the phase shift amount ⁇ are examples of phase shift of the phase shift amount ⁇ , and the phase shift is different from the phase shift example of the phase shift amount ⁇ shown in FIGS. 4 (b) to 4 (g). Since only the amounts are different, the description here is omitted.
  • FIG. 5 is an embodiment in which the on / off operation of the switching element of the first leg is delayed and phase-shifted, and the on / off operation of the switching element of the second leg is advanced and phase-shifted. In the following, each switching element is driven.
  • the operation mode will be described with reference to the phase signals (A phase signal to D phase signal).
  • FIG. 5 shows an example of the signal waveform of the phase shift full bridge of the present invention, in which the A phase signal and the B phase signal of the first leg and the C phase signal and the D phase signal of the second leg are phase-shifted in opposite directions.
  • both the first leg composed of the switching element QA and the switching element QB and the second leg composed of the switching element QC and the switching element QD are both used as shift legs, and the first leg is delayed by the phase shift amount.
  • An example is shown in which the phase is shifted and the second leg is advanced by the amount of the phase shift and the phase is shifted.
  • 5 (b) to 4 (g) show an example of phase-shifting the phase shift amount ⁇
  • FIGS. 5 (h) to 5 (m) show an example of phase-shifting the phase shift amount ⁇ .
  • FIGS. 5 (a) is a reference signal
  • FIGS. 5 (b) and 5 (c) and 5 (h) and 5 (i) are A-phase signals and B-phase signals for driving the switching elements QA and QB of the first leg
  • (e) and 5 (j) are C-phase signals and D-phase signals for driving the switching elements QC and QD of the second leg
  • l) shows the output voltage V1 of the switching circuit
  • FIGS. 5 (g) and 5 (m) show the output voltage V2 of the filter circuit, respectively.
  • the A-phase signal, B-phase signal, C-phase signal, and D-phase signal that drive the switching element of each leg have a predetermined phase difference with respect to the reference signal, and each phase signal.
  • the duty of the on signal and the off signal is 50% in the same cycle. The duty shown here omits the dead time.
  • the A-phase signal and B-phase signal of the first leg are opposite to each other, and the C-phase signal and D-phase signal of the second leg are opposite to each other.
  • the A phase signal and the C phase signal are in phase
  • the B phase signal and the D phase signal are in phase.
  • the A phase signal and the B phase signal of the first leg are phase advance or phase lag, and the C phase signal and the D phase signal of the second leg are opposite to those of the first leg. In the direction, it is phase lag or phase lead. Since the phases of the A-phase signal and B-phase signal of the first leg and the C-phase signal and D-phase signal of the second leg are opposite to each other, the A-phase signal and B-phase of the first leg at the time of phase shift.
  • the signal and the C-phase signal and the D-phase signal of the second leg have a phase difference (2 ⁇ or 2 ⁇ ) that is twice the phase shift amount (phase shift amount ⁇ or phase shift amount ⁇ ).
  • phase shift amount ⁇ is phase-shifted
  • 5 (a) is a reference signal
  • the A-phase signal and the B-phase signal of FIGS. 5 (b) and 5 (c) are phase-shifted by a phase shift amount ⁇
  • C of FIGS. 5 (d) and 5 (e) The phase signal and the D phase signal advance by the shift amount ⁇ and are phase-shifted.
  • the A-phase signal and the B-phase signal of the first leg are phase-delayed, and the C-phase signal and the D-phase signal of the second leg are phase-advanced in the direction opposite to that of the first leg.
  • the phase shift of the first leg and the phase shift of the second leg shift in the opposite time directions by the same phase shift amount ⁇ . Due to this phase shift, a time width T3 of a period during which the B-phase signal of the first leg and the C-phase signal of the second leg overlap in a half cycle is formed, the switching element is turned on at the same time, and the DC power supply is supplied via the switching circuit. A current path is formed between the two poles.
  • a time width T1 of a period overlapping the A phase signal of the first leg and the D phase signal of the second leg is formed, the switching element to be turned on is switched, and the direction opposite to the first half cycle is opposite.
  • a current path is formed.
  • the A-phase signal of the first leg and the D-phase signal of the second leg overlap between the time width T1 corresponding to 2 ⁇ , which is twice the phase shift amount ⁇ , and the output voltage V1 is generated. Further, the B-phase signal of the first leg and the C-phase signal of the second leg overlap between the time width T3 corresponding to 2 ⁇ , which is twice the phase shift amount ⁇ , and the output voltage V1 having the opposite polarity is generated.
  • both the A-phase signal of the first leg and the C-phase signal of the second leg are on, and the B-phase signal of the first leg and the D-phase signal of the second leg are both off. Therefore, no output voltage is generated.
  • both the A-phase signal of the first leg and the C-phase signal of the second leg are off, and both the B-phase signal of the first leg and the D-phase signal of the second leg are both off. Since it is on, no current path is formed and no output voltage is generated.
  • the output voltage V1 is a square wave alternating current having a time width corresponding to a phase shift amount of 2 ⁇ and alternating positive and negative polarities.
  • the output voltage V2 becomes a sinusoidal waveform when the output voltage V1 is smoothed by the filter circuit.
  • FIG. 5 (m) shows the output voltage V2 due to the phase shift of the phase shift amount ⁇ and the phase shift amount ⁇ .
  • the output voltage V2 due to the phase shift amount ⁇ and the output voltage V2 due to the phase shift amount ⁇ eliminate the phase shift from the reference signal, and also eliminate the phase shift between the output voltages.
  • phase shift of the phase shift amount ⁇ are examples of phase shift of the phase shift amount ⁇ , and the phase shift example of the phase shift amount ⁇ shown in FIGS. 5 (b) to 5 (g) is Since only the phase shift amount is different, the description here will be omitted.
  • the control circuit may have a circuit configuration that compensates for the phase shift of the reference signal of the output voltage due to factors such as circuit characteristics.
  • a circuit configuration example of phase compensation a first configuration example in which the phase compensation processing is performed by the phase shift unit and a second configuration example in which the phase compensation processing is performed by the phase compensation unit are shown.
  • the first configuration example of the phase compensation is a configuration in which the phase compensation processing is performed by the phase shift unit.
  • the control circuit 5 includes a phase detection unit 5D, a phase detection unit 5E, a phase comparison unit 5F, and a phase compensation amount calculation unit 5G in addition to the phase shift amount generation unit 5A and the phase shift unit 5B shown in FIG. ..
  • the phase detection unit 5D detects the phase of the output voltage. As the output voltage, the output voltage V1 and / or the output voltage V2 detected by the output voltage waveform detection circuit 9 can be used.
  • the phase detection unit 5E detects the phase of the square wave signal generated by the square wave signal generation circuit 4.
  • the phase comparison unit 5F performs a phase comparison between the voltage phase detected by the phase detection unit 5D and the phase of the square wave signal detected by the phase detection unit 5E.
  • the phase compensation amount calculation unit 5G calculates the phase compensation amount that compensates the phase of the output voltage to the phase of the reference signal based on the phase difference obtained by the phase comparison of the phase comparison unit 5F.
  • the phase shift unit 5B controls the phase shift amount of the first phase shift unit 5Ba and / or the second phase shift unit 5Bb based on the phase compensation amount calculated by the phase compensation amount calculation unit 5G, and sets the first leg.
  • the phase of the rectangular wave signal of the set of switching elements on the opposite pole sides of the second leg is phase-compensated.
  • phase compensation (Second configuration example of phase compensation) A second configuration example of the phase compensation will be described with reference to FIG.
  • the second configuration example of phase compensation includes a phase compensation unit 5C that performs phase compensation processing.
  • the phase compensation unit 5C In the control circuit 5, in addition to the phase shift amount generation unit 5A and the phase shift unit 5B shown in FIG. 1, the phase compensation unit 5C, the phase detection unit 5D, the phase detection unit 5E, the phase comparison unit 5F, and the phase compensation amount
  • the calculation unit 5G is provided.
  • the phase compensation unit 5C compensates for the phase of the output signal of the phase shift unit 5B.
  • the phase detection unit 5D detects the phase of the output voltage.
  • the phase detection unit 5E detects the phase of the square wave signal generated by the square wave signal generation circuit 4.
  • the phase comparison unit 5F performs a phase comparison between the voltage phase detected by the phase detection unit 5D and the phase of the square wave signal detected by the phase detection unit 5E.
  • the phase compensation amount calculation unit 5G calculates the phase compensation amount that compensates the phase of the output voltage to the phase of the reference signal based on the phase difference obtained by the phase comparison of the phase comparison unit 5F.
  • the phase compensation unit 5C controls the phase of the output signal of the phase shift unit 5B based on the phase compensation amount calculated by the phase compensation amount calculation unit 5G, and is a switching element on the opposite pole side of the first leg and the second leg. Phase-compensates the phase of a set of square wave signals.
  • phase compensation operation An operation example of phase compensation will be described with reference to FIG.
  • a first operation example of phase-compensating the phase shift of the A-phase signal and the D-phase signal a first operation example of phase-compensating the phase shift of the A-phase signal and the D-phase signal
  • a second operation example of phase-compensating the phase shift of the B-phase signal and the C-phase signal a second operation example of phase-compensating the phase shift of the B-phase signal and the C-phase signal.
  • FIGS. 8 (h) to 8 (n) show. Is a second operation example in which phase compensation is performed when there is a phase shift between the B-phase signal and the C-phase signal.
  • FIG. 8 (a) and 8 (b) show a state in which the A-phase signal and the D-phase signal having the phase shift are phase-shifted by the phase shift amount ⁇
  • FIG. 8 (c) shows the output voltage when there is a phase shift. It shows V1.
  • the output voltage V1 when there is a phase shift causes a phase shift in the output voltage as compared with the output voltage V1 when there is no phase shift shown in FIG. 8D.
  • the switching element QA and the switching element QD are phase-compensated by the phase shift amount ⁇ ph1 with respect to the phase shift amount ⁇ .
  • 8 (e) and 8 (f) show a state in which the phases of the A-phase signal and the D-phase signal are compensated. By this phase compensation, the phase shift of the output voltages V1 and V2 is compensated.
  • FIG. 8 (gn) shows the compensation state of the phase shift of the output voltage V1.
  • FIG. 8 (h) and 8 (i) show a state in which the B-phase signal and the C-phase signal having the phase shift are phase-shifted by the phase shift amount ⁇
  • FIG. 8 (j) shows the output voltage when there is a phase shift. It shows V1.
  • the output voltage V1 when there is a phase shift causes a phase shift in the output voltage as compared with the output voltage V1 when there is no phase shift shown in FIG. 8 (k).
  • the switching element QB and the switching element QC are phase-compensated for the phase shift amount ⁇ by the phase shift amount ⁇ ph2.
  • 8 (l) and 8 (m) show a state in which the phases of the B-phase signal and the C-phase signal are compensated. By this phase compensation, the phase shift of the output voltages V1 and V2 is compensated.
  • FIG. 8N shows a compensation state for the phase shift of the output voltage V1.
  • the third operation example is when the A-phase signal and the D-phase signal have a phase shift of the phase shift amount ⁇ and the B-phase signal and the C-phase signal have a phase shift of the phase shift amount ⁇ with respect to the reference signal.
  • the switching element QA and the switching element QD are phase-compensated by the phase shift amount ⁇ ph1 with respect to the phase shift amount ⁇
  • the switching element QB and the switching element QC are phase-compensated by the phase shift amount ⁇ ph2 with respect to the phase shift amount ⁇ .
  • the fourth operation example is for the case where the phase shift amount of the A phase signal and the D phase signal and the phase shift amount of the B phase signal and the C phase signal are the same phase shift amount ⁇ with respect to the reference signal.
  • This is an example of applying a combination of the first operation example and the second operation example.
  • the phase shift of the output voltage V2 is compensated by phase-compensating the switching elements QA to QD by the phase shift amount ⁇ ph3 with respect to the phase shift amount ⁇ .
  • Table 3 below shows the phase shift amount ⁇ ph of phase compensation.
  • Aspect 1 shows the phase shift amount ⁇ ph1 of the phase compensation of the first operation example, and phase compensates the switching element QA of the first leg and the switching element QD of the second leg by the phase shift amount ⁇ ph1.
  • Aspect 2 shows the phase shift amount ⁇ ph2 of the phase compensation of the second operation example, and phase compensates the switching element QB of the first leg and the switching element QC of the second leg by the phase shift amount ⁇ ph2.
  • Aspect 3 shows the phase shift amounts ⁇ ph1 and ⁇ ph2 of the phase compensation of the third operation example, and the switching element QA of the first leg and the switching element QD of the second leg are phase-compensated by the phase shift amount ⁇ ph1 of the first leg.
  • the switching element QB and the switching element QC of the second leg are phase-compensated by the phase shift amount ⁇ ph2.
  • Aspect 4 shows the phase shift amount ⁇ ph3 of the phase compensation of the fourth operation example, the switching element QA of the first leg and the switching element QD of the second leg, and the switching element QB of the first leg and the switching element of the second leg.
  • the QC is phase-compensated by the phase shift amount ⁇ ph3.
  • the control circuit may have a circuit configuration for voltage compensation of the output voltage due to factors such as circuit characteristics.
  • (Configuration example of voltage compensation) A configuration example of voltage compensation will be described with reference to FIG. The configuration example of the voltage compensation controls the phase shift amount of the phase shift amount generation unit 5A included in the control circuit 5.
  • the control circuit 5 includes a voltage comparison unit 5H and a voltage compensation amount calculation unit 5I in addition to the phase shift amount generation unit 5A and the phase shift unit 5B shown in FIG.
  • the voltage comparison unit 5H compares the output voltage with the voltage command. As the output voltage, the output voltage V1 and / or the output voltage V2 detected by the voltage detection circuit 10 can be used.
  • the voltage compensation amount calculation unit 5I calculates the voltage compensation amount based on the comparison result of the voltage comparison unit 5H.
  • the phase shift amount generation unit 5A compensates for the phase shift amount based on the voltage compensation amount calculated by the voltage compensation amount calculation unit 5I.
  • the phase shift unit 5B compensates for the phase shift amount of the rectangular wave signal of the set of switching elements on the opposite pole sides of the first leg and the second leg based on the voltage compensation amount obtained by the voltage compensation amount calculation unit 5I. To do.
  • the voltage compensation is a mode in which both the first leg and the second leg are compensated in the same direction by the same phase shift amount, or two sets of switching elements on opposite pole sides of the first leg and the second leg are the same. It is possible to compensate for the phase shift amount in the same direction and in opposite directions. Table 4 below shows the phase shift amount ⁇ v of the voltage compensation.
  • the switching elements QA and QB of the first leg and the switching elements QC and QD of the second leg are shifted in phase by the phase shift amount ⁇ v1 and the time width of the overlapping portion is adjusted to perform voltage compensation. According to this aspect 1, the output voltage of all cycles can be adjusted.
  • the phase shift element QA of the first leg and the switching element QD of the second leg are shifted by the phase shift amount ⁇ v1
  • the switching element QB of the first leg and the switching element QC of the second leg are shifted by the phase shift amount ⁇ v2.
  • the phase is shifted, and the time width of the overlapping portion is adjusted every half cycle to perform voltage compensation.
  • the output voltage can be adjusted every half cycle.
  • the power conversion device of the present invention can be applied to supply high-frequency power to devices that use high frequencies, such as manufacturing devices such as semiconductors and liquid crystal panels, vacuum vapor deposition devices, and heating / melting devices.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Control Of Electric Motors In General (AREA)

Abstract

電力変換装置において、位相シフト制御による出力電圧の位相ずれを解消する。本発明の電力変換装置は、フルブリッジインバータのスイッチング素子を位相シフト制御して、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置において、フルブリッジインバータの第１レグと第２レグの内、一方のレグのみを位相シフトする従来方式に代えて両方のレグを互いに逆方向に位相シフトし、フルブリッジの第１レグと第２レグのスイッチング素子が同時にオン状態となる重なり角を制御する。第１レグと第２レグを互いに逆方向に位相シフトすることにより、重なり角の中心位相の変動を抑制する。

Description

電力変換装置
　本発明は、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置に関する。
　位相シフト・ブリッジ方式のインバータあるいはＤＣ／ＤＣコンバータが知られている（特許文献１、２）。フルブリッジインバータは、２個のスイッチング素子が直列接続された一組のレグの並列接続からなるフルブリッジにより構成され、並列接続された第１レグと第２レグの各アームの両端を、直流電源の正電圧及び負電圧に接続する入力端子とし、第１レグ及び第２レグの各アームの接続点を出力端子とする回路を備える。フルブリッジインバータは、入力端子に供給された直流電圧を交流電圧に変換した後、出力端子から交流電圧を出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、同様の回路構成により、直流電圧を直流電圧に変換し出力端子から出力する。
　フルブリッジインバータの電力を制御する方式として位相シフト制御が知られている。
位相シフト制御では、フルブリッジの第１レグと第２レグの重なり角の制御により出力電圧を制御し、電力変換を行う。
　図１０は位相シフト・フルブリッジ方式のスイッチング回路の概略構成を示している。
フルブリッジスイッチング回路１０３は４つのスイッチング素子ＱＡ、ＱＢ、ＱＣ、及びＱＤから構成される。スイッチング素子ＱＡ及びＱＢは第１レグ１０３ａを構成し、スイッチング素子ＱＣ及びＱＤは第２レグ１０３ｂを構成する。
　第１レグ１０３ａはスイッチング素子ＱＡとスイッチング素子ＱＢの直流接続により構成され、第２レグ１０３ｂはスイッチング素子ＱＣとスイッチング素子ＱＤの直流接続により構成される。スイッチング素子ＱＡとスイッチング素子ＱＣの各スイッチング素子の一方の端子には直流電源１０２の正極が接続され、スイッチング素子ＱＢとスイッチング素子ＱDの各スイッチング素子の他方の端子には直流電源１０２の負極が接続される。フルブリッジスイッチング回路１０３の出力端子は、第１レグ１０３ａのスイッチング素子ＱAとスイッチング素子ＱＢの接続点と、第２レグ１０３ｂのスイッチング素子ＱＣとスイッチング素子ＱＤの接続点により構成される。
　フルブリッジスイッチング回路１０３は、４つのスイッチング素子ＱＡ、ＱＢ、ＱＣ、及びＱＤのオン／オフ動作により直流電圧を直流・交流変換し、変換後の矩形波交流の出力電圧Ｖ1を出力端子から出力する。出力電圧Ｖ1は変圧器１０７を介してフィルタ回路１０８に送られる。フィルタ回路１０８は矩形波交流を正弦波状交流に平滑化し、出力電圧Ｖ2を出力する。
　従来、位相シフト・ブリッジ方式によるスイッチング回路は、第１レグあるいは第２レグの何れか一方のレグを固定レグとして位相シフトを行わず、他方のレグをシフトレグとして位相シフトを行うことにより電力制御を行っている。固定レグの各スイッチング素子を駆動する駆動信号の位相は固定され、シフトレグのスイッチング素子を駆動する駆動信号の位相は位相シフトされる。
　両レグのスイッチング素子を駆動する駆動信号の位相が相対的にシフトされることにより、ある周期では一方のレグの上アームと他方のレグの下アームのスイッチング素子が同時にオン状態となって出力端子から一方向に電流が流れ、次の周期ではオン状態となるスイッチング素子が切り替わり、一方のレグの下アームと他方のレグの上アームのスイッチング素子が同時にオン状態となって出力端子から前周期と逆方向の電流が流れる。この相対的な位相シフトにおいて位相シフト量を制御することにより、第１レグのスイッチング素子と第２レグのスイッチング素子が同時にオン状態となる重なり角が制御され、出力電圧が制御される。重なり角を増やすことにより出力電圧は増大する。
　図１１は、固定レグとシフトレグによる従来の位相シフト・フルブリッジ方式の信号波形例である。ここでは、スイッチング素子ＱＡとスイッチング素子ＱＢから構成される第１レグを固定レグとし、スイッチング素子ＱＣとスイッチング素子ＱＤから構成される第２レグをシフトレグとする例を示している。なお、図１１（ａ）～図１１（ｇ）は位相シフト量ａの位相シフト例を示し、図１１（ｈ）～図１１（ｍ）は位相シフト量ｂの位相シフト例を示している。
　また、図１１（ａ）は参照信号、図１１（ｂ），（ｃ）及び図１１（ｈ），（ｉ）は第１レグのスイッチング素子ＱA及びＱBを駆動するＡ相信号及びＢ相信号、図１１（ｄ），（ｅ）及び図１１（ｊ），（ｋ）は第２レグのスイッチング素子ＱC及びＱDを駆動するＣ相信号及びＤ相信号、図１１（ｆ）及び図１１（ｌ）はスイッチング回路の出力電圧Ｖ1、図１１（ｇ）及び図１１（ｍ）はフィルタ回路の出力電圧Ｖ2をそれぞれ示している。
　フルブリッジインバータのブリッジ回路において、各レグのスイッチング素子を駆動するＡ相信号、Ｂ相信号、Ｃ相信号、及びＤ相信号は参照信号に対してそれぞれ所定の位相差を有し、各相信号は同一周期でオン信号とオフ信号のデューティーは、デッドタイムを含めて５０％である。
　第１レグのＡ相信号とＢ相信号とは互いに逆相であり、第２レグのＣ相信号とＤ相信号とは互いに逆相である。位相シフト前において、Ａ相信号とＣ相信号は同相であり、Ｂ相信号とＤ相信号は同相である。位相シフト後においては、第２レグのＣ相信号及びＤ相信号は、第１レグのＡ相信号及びＢ相信号に対して位相シフト量（位相シフト量ａ又は位相シフト量ｂ）分の位相差が生じる。
　以下、位相シフト量ａを位相シフトさせる例について図１１（ｂ）～図１１（ｇ）を用いて説明する。図１１（ｂ），（ｃ）のＡ相信号及びＢ相信号は位相シフトが行われずに固定されており、図１１（ｄ），（ｅ）のＣ相信号及びＤ相信号はシフト量ａだけ位相シフトされている。
　位相シフト前の状態では、固定レグのＡ相信号及びＢ相信号と、シフトレグのＤ相信号及びＣ相信号は互いに逆相にあるため、位相信号が重なる期間がない。そのため、スイッチング回路には電流が流れず、出力は得られない。
　位相シフトは、第２レグのＣ相信号とＤ相信号のみを同一の位相シフト量ａだけ同一の時間方向にシフトさせる。この位相シフトは半周期において第１レグと第２レグの相信号に重なる期間を形成し、スイッチング素子を同時にオン状態とし、スイッチング回路を介して直流電源の両極間に電流経路を形成する。さらに、次の半周期では、オン状態となるスイッチング素子が切り替わり、前半周期とは逆方向の電流経路が形成される。
　固定レグのＡ相信号とシフトレグのＤ相信号は位相シフト量ａに相当する時間幅Ｔ1の間に重なり、出力電圧Ｖ1が発生する。また、固定レグのＢ相信号とシフトレグのＣ相信号は位相シフト量ａに相当する時間幅Ｔ3の間に重なり、逆極性の出力電圧Ｖ1が発生する。一方、時間幅Ｔ2の間は、固定レグのＡ相信号とシフトレグのＣ相信号は共にオンであり、固定レグのＢ相信号とシフトレグＤ相信号は共にオフであるため出力電圧は発生しない。また、同様に、時間幅Ｔ4の間は、固定レグのＡ相信号及びシフトレグのＣ相信号は共にオフであり、固定レグのＢ相信号及びシフトレグのＤ相信号は共にオンであるために電流経路が形成されず、出力電圧は発生しない。
　出力電圧Ｖ1は、図１１（ｆ）に示すように、位相シフト量ａに相当する時間幅で、極性が正と負を交互の繰り返す矩形波交流となる。出力電圧Ｖ2は、図１１（ｇ）に示すように、出力電圧Ｖ1がフィルタ回路により円滑化されることにより正弦波状の波形となる。なお、図１１（ｈ）～図１１（ｍ）は位相シフト量ｂの位相シフトの例であり、図１１（ｂ）～図１１（ｇ）に示した位相シフト量ａの位相シフト例とは位相シフト量が異なるだけであるため、ここでの説明は省略する。
国際公開２０１８／０６１２８６ 特開２０１６－１１１９２２公報
　位相シフト・フルブリッジ方式において、一方のレグを固定レグとし、他方のレグをシフトレグとし、片側のレグでのみ位相シフトを行う場合には、位相ずれが発生するという課題がある。位相ずれとして、第１の位相ずれと第２の位相ずれの二種類の位相ずれがある。
　（第１の位相ずれ）
　第１の位相ずれは、参照信号に対する出力電圧のずれである。出力電圧はシフトレグの位相信号を位相シフトすることにより形成される。この位相シフトによる出力電圧の形成において、出力電圧の位相は参照信号に対して位相ずれが生じる。この位相ずれは位相シフト量に依存する。
　図１１（ｍ）において、Δphaは位相シフト量ａで位相シフトしたときの出力電圧Ｖ2の参照信号に対する位相ずれ量を示し、Δphbは位相シフト量ｂで位相シフトしたときの出力電圧Ｖ2の参照信号に対する位相ずれ量を示している。なお、ここでは、参照信号の立ち上がりから出力電圧Ｖ1の矩形波の時間幅の中心までの時間、あるいは参照信号の立ち上がりから出力電圧Ｖ2の正弦波形のピークまでの時間を位相ずれについて、位相シフト量ａによる位相ずれ量をΔphaとし、位相シフト量ｂによる位相ずれ量をΔphbとしている。
　位相ずれ量Δpha，Δphbは位相シフト量ａ及び位相シフト量ｂに依存し、位相シフト量の変化に伴って参照信号に対する出力電圧の位相ずれ量は変化する。複数の電気機器からなるシステムが電力変換装置から電力供給を受ける場合、複数の電気機器間の動作タイミングが同調するためには、各電気機器に供給される電力に位相ずれがないことが求められる。
　従来の位相シフト制御による電力変換装置で生じる出力電圧の位相ずれは、電気機器が電力変換装置からの供給電力に基づく動作と、電気機器が参照信号に基づく動作との間のタイミングに影響を与え、動作にずれが生じるおそれがある。
　（第２の位相ずれ）
　第２の位相ずれは、位相シフトの位相シフト量が異なると出力電圧の位相ずれ量が異なることである。位相ずれは位相シフト量に依存するため、出力電圧を変更するために位相シフト量を変更すると出力電圧の位相がずれることになる。図１１（ｍ）において、位相シフト量ａにより生じる位相ずれ量Δphaと、位相シフト量ｂで生じる位相ずれ量Δphbとの間に差分Δphのずれ量が生じる。
　複数の電気機器に対して複数の電力変換器から電力を供給するシステムにおいて、各電力変換器が異なる出力電圧を出力する場合には、各電力供給先の電気機器に供給する電力に応じてそれぞれ異なる位相シフト量により位相シフトを行うため、位相シフト量の違いにより各電気機器に供給される出力電圧間に位相ずれが生じる。この出力電圧間の位相ずれは、電気機器間の動作タイミングに影響を与え、動作ずれが生じるおそれがある。
　本発明は前記した従来の問題点を解決し、電力変換装置において、位相シフト制御による出力電圧の位相ずれを解消することを目的とする。
　本発明は、フルブリッジインバータのスイッチング素子を位相シフト制御して、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置において、フルブリッジインバータの第１レグと第２レグの内、一方のレグのみを位相シフトする従来方式に代えて両方のレグを互いに逆方向に位相シフトし、フルブリッジの第１レグと第２レグのスイッチング素子が同時にオン状態となる重なり角を制御する。第１レグと第２レグを互いに逆方向に位相シフトすることにより、重なり角の中心位相の変動を抑制する。なお、ここでは、重なり角の中心位相は第１レグと第２レグが重なる区間の中心の位相を意味している。これにより、出力電圧の参照信号からの位相ずれ（第１の位相ずれ）、及び異なる出力電圧間の位相ずれ（第２の位相ずれ）を解消する。
　本発明の電力変換装置は、フルブリッジ構成のインバータと当該インバータを制御する制御回路を備える。
　インバータが備える第１レグと第２レグは、従来構成と同様にフルブリッジを構成する。第１レグと第２レグにおいて、各レグは２個のスイッチング素子が直列接続され、両レグは並列接続される。並列接続された第１レグと第２レグの各一端は直流電源の正極に接続され、各他端は直流電源の負極に接続され、第１レグのアームの接続点と第２レグのアームの接続点とを出力端とする。
　（制御回路）
　制御回路は、第１レグと第２レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を制御する。制御回路は、同一周期で互いに逆相の一対の矩形波信号の位相をそれぞれ位相シフト量だけ互いに逆方向に位相シフトする。ここで、逆方向の位相シフトは、位相を進ませる位相シフトと、位相を遅らせる位相シフトを意味する。なお、位相シフトを行う前の一対の矩形波信号は、参照信号に対して所定の位相関係にある矩形波信号である。また、逆相の一対の矩形波信号のデューティーは、デッドタイムを含めて５０％とする。デッドタイムは、スイッチング素子が同時にオン状態となることによる短絡を避けるオフ区間である。デッドタイムを含めたデューティーでは、一般的にはオン信号よりもオフ信号を長く設定する。例えば、オン信号を４６％、オフ信号を５４％に設定する。この設定は一例であり、この％値にこの例に限らない。
　第１レグの正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子は、同一方向に位相シフトした互い逆相の一対の位相シフト信号により互いに逆相でオン／オフする。第２レグの正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子は、第１レグの位相シフトの方向とは逆方向に位相シフトした、互い逆相の一対の位相シフト信号により互いに逆相でオン／オフする。
　位相シフトの位相シフト量により、第１レグの正極側のスイッチング素子と第２レグの負極側のスイッチング素子が共にオンとなる期間、及び第１レグの負極側のスイッチング素子と第２レグの正極側のスイッチング素子が共にオンとなる期間の各時間幅が制御される。
　出力電圧の振幅及び出力電力は、第１レグ及び第２レグの互いに対向する極のスイッチング素子が共にオンとなる期間の時間幅に依存することから、制御回路は、互いに逆方向に位相シフトする位相シフト量を制御することにより、出力電圧の振幅及び出力電力を制御する。
　第１レグと第２レグを互いに逆方向に位相シフトした場合には、各レグの位相シフトによる矩形波信号のずれ量が互いに相殺される。矩形波信号のずれ量を相殺することにより、第１レグと第２レグが重なる区間の中心の位相位置は変動しない。これにより、出力電圧の位相が参照信号の位相からずれる位相ずれ（第１の位相ずれ）は解消される。また、位相シフト量を異ならせて得られる出力電圧の位相が、位相シフト量で異なることで生じる出力電圧間の位相ずれ（第２の位相ずれ）についても解消される。
　（位相シフト部）
　制御回路は、電圧指令に基づいて位相シフト量を生成する位相シフト量生成部と、位相シフト量生成部で生成した位相シフト量だけ一対の矩形波信号を位相シフトさせる位相シフト部を備える。
　位相シフト部のさらに詳細な構成では、一対の矩形波信号を位相シフト量だけ位相シフトする第１の位相シフト部、及び第２の位相シフト部を備え、一対の矩形波信号を互いに逆方向に位相シフトする。第１の位相シフト部、及び第２の位相シフト部は、矩形波信号を位相シフト量だけ位相を進ませる進み位相シフト、及び矩形波信号を位相シフト量だけ位相を遅らせる遅れ位相シフトにより互いに逆方向に位相シフトする。なお、矩形波信号の一周期を２πとし、位相シフト量αをシフト角αとするとき、進み位相シフトの位相シフト量はシフト角αに２πを加算した（α＋２π）を用い、遅れ位相シフトの位相シフト量はシフト角αから２πを減算した（α―２π）を用いても良い。
　また、進み位相シフトは、２πから位相シフト量αを減算した位相シフト量（２π―α）を位相を遅れさせる遅れ位相シフトとしても良い。
（位相補償）
　出力電圧は、位相シフト制御により、前記した位相ずれとは別の位相ずれとして、回路特性等の他の要因により出力電圧の位相が参照信号の位相からずれる可能性がある。この位相ずれは、矩形波信号の逆方向の位相シフトによっても残余する位相ずれが考えられる。制御回路は、この出力電圧の位相ずれについては、位相補償による解消する構成を追加しても良い。
　制御回路の位相シフト部は、前記した位相補償の構成として、参照信号と出力電圧との位相差を比較する位相比較部と、位相差に基づいて、出力電圧の位相を参照信号の位相に補償する位相補償量を算出する位相補償量算出部を備える。
　位相シフト部は、位相補償量算出部で得られた位相補償量に基づいて、第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の組の矩形波信号の位相を位相補償する。位相補償量による位相補償は矩形波信号の位相を同一方向に補償するため、位相シフトによる位相ずれ解消には影響を与えない。
（電圧補償）
　出力電圧は、位相シフト制御により位相ずれとは別の位相ずれとして、回路特性等の他の要因により出力電圧が電圧指令から振幅変動する可能性がある。制御回路は、この出力電圧の振幅変動を解消する構成を追加しても良い。
　制御回路は、出力電圧の振幅変動を解消する構成として、電圧指令と出力電圧との電圧差を比較する電圧比較部と、電圧差に基づいて出力電圧を電圧指令に補償する電圧補償量を算出する電圧補償量算出部を備える。
　位相シフト部は、電圧補償量算出部で得られた電圧補償量に基づいて、第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の組の矩形波信号の位相シフト量を補償する。
　電圧補償は、第１レグ及び第２レグの両レグを同じ位相シフト量だけ同一方向に補償する態様、又は第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の２つの組を、同じ位相シフト量だけ同一方向で、互いに逆方向で補償する態様とすることができる。電圧補償量による電圧補償は矩形波信号の位相を同一方向に補償するため、位相シフトによる位相ずれ解消には影響を与えない。
　以上説明したように、本発明によれば、電力変換装置において、位相シフト制御による出力電圧の位相ずれを解消することができる。
本発明の電力変換装置の概略構成を説明するための図である。 本発明の電力変換装置の制御回路の構成例を説明するための図である。 本発明の電力変換装置の制御回路の他の構成例を説明するための図である。 本発明の電力変換装置の制御回路の位相シフトの動作例を説明するための図である。 本発明の電力変換装置の制御回路の位相シフトの動作例を説明するための図である。 本発明の電力変換装置の制御回路の位相補償の構成例を説明するための図である。 本発明の電力変換装置の制御回路の位相補償の他の構成例を説明するための図である。 本発明の電力変換装置の制御回路の位相補償の動作例を説明するための図である。 本発明の電力変換装置の制御回路の電圧補償の構成例を説明するための図である。 位相シフト・フルブリッジ方式のスイッチング回路の概略構成を示す図である。 従来の位相シフト・フルブリッジ方式による信号波形例を示す図である。
　本発明は、フルブリッジインバータのスイッチング素子を位相シフト制御して、直流電圧を交流電圧に変換し、位相シフト量により出力電圧を増減させる電力変換装置であり、フルブリッジインバータが備える２つのレグ（第１レグ、第２レグ）に対して互いに逆方向に位相シフトを行う。
　従来の位相シフト制御は、フルブリッジインバータの第１レグと第２レグの内、片側のレグのみを位相シフトする。これに対して、本発明の位相シフト制御は、従来方式の片側レグのみを位相シフトする制御に代えて、両側のレグを互いに逆方向に位相シフトする制御である。第１レグと第２レグを互いに逆方向に位相シフトすることにより、フルブリッジの第１レグと第２レグのスイッチング素子が同時にオン状態となる重なり角を制御すると共に、第１レグと第２レグの重なり角の中心位相の変動を抑制する。重なり角の中心位相の変動を抑制することにより、出力電圧の参照信号からの位相ずれ（第１の位相ずれ）、及び異なる出力電圧間の位相ずれ（第２の位相ずれ）を解消する。
　本発明の電力変換装置の概略構成について図１を用いて説明し、電力変換装置が備える制御回路の位相シフトの構成例及び動作例を図２～図５を用いて説明し、電力変換装置が備える制御回路による位相補償の構成例及び動作例を図６～図８を用いて説明し、電力変換装置が備える制御回路による電圧補償の構成例を図９を用いて説明する。
［電力変換装置の概略構成］
　本発明の電力変換装置の概略構成を図１を用いて説明する。
　本発明の電力変換装置１は、フルブリッジ構成のインバータ３と、インバータ３を制御する制御回路５と、制御回路５の制御出力に基づいて、インバータ３が備えるスイッチング素子ＱA～ＱDを駆動する駆動信号を出力する駆動回路６を備える。
　インバータ３は、直流電源２の直流電圧を矩形波の交流の出力電圧Ｖ1に変換する。変換された矩形波の交流の出力電圧Ｖ1は変圧器７を介してフィルタ回路８に送られ、フィルタ回路８により平滑化された正弦波の交流の出力電圧Ｖ2が出力される。
　（インバータ）
　フルブリッジ構成のインバータ３は、２個のスイッチング素子ＱＡ及びスイッチング素子ＱＢが直列接続された第１レグ３ａと、２個のスイッチング素子ＱＣ及びスイッチング素子ＱＤが直列接続された第２レグ３ｂが並列接続される。並列接続された２個のレグ（第１レグ３ａ，第２レグ３ｂ）の各一端は直流電源２の正極に接続され、各他端は直流電源２の負極に接続され、第１レグ３ａのアームの接続点Ｐ１と第２レグ３ｂのアームの接続点Ｐ２とを出力端とする。出力端の接続点Ｐ１，Ｐ２は、変圧器７のインダクタンスの両端に接続される。スイッチング素子ＱＡ～ＱＤは、例えばＦＥＴを用いることができる。
　なお、ここでは、スイッチング素子ＱＡとスイッチング素子ＱＢの直列接続を第１レグ３ａとし、スイッチング素子ＱＣとスイッチング素子ＱＤの直列接続を第２レグ３ｂとしているが、第１レグ３ａと第２レグ３ｂは、スイッチング動作による電流方向が逆であることの他は電気的に等価であるため、第１レグ３ａ及び第２レグ３ｂと、スイッチング素子ＱＡ～ＱＤとの関係が入れ替わった構成であっても同様に扱うことができる。
　図１に示す構成では、スイッチング素子ＱＡとスイッチング素子ＱＤとが同時にオンとなる期間では接続点Ｐ１から接続点Ｐ２に向かって電流が流れ、スイッチング素子ＱＢとスイッチング素子ＱＣとが同時にオンとなる期間では電流方向が反転し、接続点Ｐ２から接続点Ｐ１に向かって電流が流れる。この電流方向の切り替わりにより、インバータ３は矩形波の交流の出力電圧Ｖ１を出力する。
　（制御回路）
　制御回路５は、第１レグ３ａと第２レグ３ｂのスイッチング素子のオン／オフ動作を制御する制御信号を形成する。駆動回路６は制御回路５の制御信号に基づいて駆動信号を形成する。インバータ３を構成する第１レグ３ａのスイッチング素子ＱＡ，ＱＢ、及び第２レグ３ｂのスイッチング素子ＱＣ，ＱＤの各ゲート端子Ｇには駆動回路６の駆動信号が入力され、各スイッチング素子ＱＡ～ＱＤは駆動信号によりオン／オフ動作する。
　制御回路５は、矩形波信号を位相シフトした位相シフト信号を用いて、フルブリッジの第１レグ３ａ及び第２レグ３ｂの各スイッチング素子ＱＡ～ＱＤのオン／オフ動作を制御する。矩形波信号は、同一周期で互いに逆相の一対の信号であり、参照信号との間に所定の位相関係を有する。矩形波信号生成回路４は、参照信号と所定の位相関係を有した矩形波信号を生成する。
　図４（ａ）及び図５（ａ）は参照信号の一例を示している。図示する参照信号は同一周期でデッドタイムを含めたデューティーが５０％の矩形波状の信号であるが、参照信号は矩形波信号との間に所定の位相関係を定める信号であるため、同一周期でデッドタイムを含めたデューティーが５０％の矩形波状に信号に限らず、位相関係を定めることができれば任意の信号とすることができる。
　図１において、制御回路５は、矩形波信号を位相シフトして位相シフト信号を生成する位相シフト部５Ｂを備える。位相シフト部５Ｂは、同一周期でデッドタイムを含めたデューティーが５０％の互いに逆相の一対の矩形波信号の位相を、それぞれ位相シフト量だけ互いに逆方向に位相シフトする。この位相シフトにより、一方向に位相シフトした互いに逆相の一対の矩形波信号と、逆方向に位相シフトした互いに逆相の一対の矩形波信号が生成される。ここで、逆方向の位相シフトは、位相を進ませる位相シフトと、位相を遅らせる位相シフトを意味する。
　一方向に位相シフトした互いに逆相の一対の矩形波信号は、一方のレグのスイッチング素子のオン／オフ動作を制御し、逆方向に位相シフトした互いに逆相の一対の矩形波信号は、他方のレグのスイッチング素子のオン／オフ動作を制御する。例えば、同一方向に位相シフトした互い逆相の一対の位相シフト信号により、第１レグ３ａの正極側のスイッチング素子ＱＡと負極側のスイッチング素子ＱＢとは互いに逆相でオン／オフする。
　一方、第１レグ３ａの位相シフト信号の位相シフトの方向に対して逆方向に位相シフトした互い逆相の一対の位相シフト信号により、第２レグ３ｂの正極側のスイッチング素子ＱＣと負極側のスイッチング素子ＱＤとを互いに逆相でオン／オフする。
　位相シフト量を制御することにより、第１レグ３ａの正極側のスイッチング素子ＱＡと第２レグ３ｂの負極側のスイッチング素子ＱＤが共にオンとなる期間、及び第１レグ３ａの負極側のスイッチング素子ＱＢと第２レグ３ｂの正極側のスイッチング素子ＱＣが共にオンとなる期間の各時間幅が制御される。
　出力電圧の振幅及び出力電力は、第１レグ及び第２レグの互いに対向する極のスイッチング素子が共にオンとなる期間の時間幅に依存する。したがって、位相シフト量の増減を制御することにより、出力電圧の振幅及び出力電力を制御することができる。
　制御回路５は、電圧指令に基づいて位相シフト量を生成する位相シフト量生成部５Ａと、一対の矩形波信号を位相シフト量だけ位相シフトする位相シフト部５Ｂを備える。
　位相シフト制御を行う電力変換装置が出力する出力電圧及び出力電力は、位相シフト量に依存している。したがって、出力電圧又は出力電力と位相シフト量との関係を予め求めておくことにより、位相シフト量生成部５Ａは、この関係に基づいて電圧指令又は電力指令に対する位相シフト量を生成する。図１に示す構成例では、電圧指令に基づいて位相シフト量を生成する例を示しているが、電力指令に基づいて位相シフト量を生成することもできる。位相シフト部５Ｂは、位相シフト量生成部５Ａで生成した位相シフト量に基づいて一対の矩形波信号を位相シフトする。
［制御回路の位相シフトの構成例］
　以下、制御回路の位相シフト部の構成例について、図２を用いて第１の構成例を説明し、図３を用いて第２の構成例を説明する。
（第１の構成例）
　第１の構成例の位相シフト部は、逆方向の位相シフトにおいて、進み位相シフトにより位相を進ませ、遅れ位相シフトにより位相を遅らせる。また、第１の構成例は、第１レグと第２レグについて、進み位相シフトを行う位相シフト部と遅れ位相シフトを行う位相シフト部を入れ替えた第１の態様と第２の態様とすることができ、図２（ａ）は第１の態様を示し、図２（ｂ）は第２の態様を示している。第１の態様と第２の態様は、単に、進み位相シフトの位相シフト部と遅れ位相シフトの位相シフト部とを入れ替えた点で相違するだけであるため、ここでは主に第１の態様について図２（ａ）を用いて説明する。
　図２（ａ）において、位相シフト部５Ｂは、位相シフト量生成部５Ａで生成した位相シフト量に基づいて位相シフトを行う構成として、一対の矩形波信号を位相シフト量だけ位相シフトする第１の位相シフト部５Ｂａと第２の位相シフト部５Ｂｂを備える。第１の位相シフト部５Ｂａ及び第２の位相シフト部５Ｂｂは、一対の矩形波信号を互いに逆方向に位相シフトする。第１の位相シフト部５Ｂａは、進み位相シフトにより矩形波信号を位相シフト量だけ位相を進ませる。一方、第２の位相シフト部５Ｂｂは、遅れ位相シフトにより矩形波信号を位相シフト量だけ位相を遅らせる。位相シフト部５Ｂは、一方の位相シフト部により進み位相シフトを行い、他方の位相シフト部により遅れ位相シフトを行うことにより、互いに逆方向の位相シフトを行う。
　図２（ｂ）においては、第１の位相シフト部５Ｂａは、遅れ位相シフトにより矩形波信号を位相シフト量だけ位相を遅らせ、第２の位相シフト部５Ｂｂは、進み位相シフトにより矩形波信号を位相シフト量だけ位相を進める。
　以下の表１は、第１の構成例の第１レグ及び第２レグが備える各スイッチング素子の位相シフトを態様１及び態様２について示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
（第２の構成例）
　第２の構成例の位相シフト部は、逆方向の位相シフトにおいて、何れも遅れ位相シフトにより、一方のレグに対して位相を進ませ、他方のレグに対して位相を遅らせる。
　また、第２の構成例は、第１レグと第２レグについて、進み位相シフトを行う位相シフト部と遅れ位相シフトを行う位相シフト部を入れ替えた第１の態様と第２の態様とすることができ、図３（ａ）は第１の態様を示し、図３（ｂ）は第２の態様を示している。第１の態様と第２の態様は、単に、互いの位相シフト部を入れ替えた点で相違するだけであるため、ここでは主に第１の態様について図３（ａ）を用いて説明する。
　図３（ａ）において、位相シフト部５Ｂは、位相シフト量生成部５Ａで生成した位相シフト量に基づいて位相シフトを行う構成として、一対の矩形波信号を位相シフト量だけ位相シフトする第１の位相シフト部５Ｂａと第２の位相シフト部５Ｂｂを備える。第１の位相シフト部５Ｂａ及び第２の位相シフト部５Ｂｂは、一対の矩形波信号を互いに逆方向に位相シフトする。第１の位相シフト部５Ｂａは、遅れ位相シフトにより矩形波信号を位相シフト量だけ位相を進ませる。位相シフト量αだけ位相を進ませる場合には、第１の位相シフト部５Ｂａは位相シフト量（２π―α）だけ遅れ位相シフトする。
　一方、第２の位相シフト部５Ｂｂは、遅れ位相シフトにより矩形波信号を位相シフト量だけ位相を遅らせる。位相シフト量αだけ位相を遅らせる場合には、第１の位相シフト部５Ｂａは位相シフト量（２π―α）だけ遅れ位相シフトする。
　位相シフト部５Ｂは、第１位相シフト部及び第２位相シフト部の両方の位相シフト部により遅れ位相シフトを行う構成において、進み位相シフトを行う位相シフト部では進み位相シフト量αに対して遅れ位相シフト量（２π―α）だけ遅れ位相シフトすることにより、互いに逆方向の位相シフトを行う。
　図３（ｂ）においては、第１の位相シフト部５Ｂａは、遅れ位相シフトにより矩形波信号を位相シフト量αだけ位相を遅らせ、第２の位相シフト部５Ｂｂは、遅れ位相シフトにより矩形波信号を位相シフト量（２π―α）だけ位相を遅らせることにより進み位相シフトαの進み位相シフトを行う。
　以下の表１は、第２の構成例の第１レグ及び第２レグが備える各スイッチング素子の位相シフトを態様１及び態様２について示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
［制御回路の位相シフトの動作態様］
　次に、制御回路の位相シフトの動作態様について説明する。第１の動作態様は、第１レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を進み位相シフトさせ、第２レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を遅れ位相シフトさせる態様である。一方、第２の動作態様は、第１レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を遅れ位相シフトさせ、第２レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を進み位相シフトさせる態様である。
（第１の動作態様）
　図４を用いて、第１レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を進み位相シフトさせ、第２レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を遅れ位相シフトさせる態様であり、以下では各スイッチング素子を駆動する相信号（Ａ相信号～Ｄ相信号）を用いて動作形態を説明する。
　図４は本発明の位相シフト・フルブリッジの信号波形例であり、第１レグのＡ相信号及びＢ相信号と、第２レグのＣ相信号及びＤ相信号とを互いに逆方向に位相シフトする。ここでは、スイッチング素子ＱAとスイッチング素子ＱBから構成される第１レグ、及びスイッチング素子ＱCとスイッチング素子ＱDから構成される第２レグの両レグを共にシフトレグとし、第１レグを位相シフト量だけ進み位相シフトさせ、第２レグを位相シフト量だけ遅れ位相シフトさせる例を示している。なお、図４（ｂ）～図４（ｇ）は位相シフト量αを位相シフトさせる例を示し、図４（ｈ）～図４（ｍ）は位相シフト量βを位相シフトさせる例を示している。
　また、図４（ａ）は参照信号、図４（ｂ），（ｃ）及び図４（ｈ），（ｉ）は第１レグのスイッチング素子ＱA及びＱBを駆動するＡ相信号及びＢ相信号、図４（ｄ），（ｅ）及び図４（ｊ），（ｋ）は第２レグのスイッチング素子ＱC及びＱDを駆動するＣ相信号及びＤ相信号、図４（ｆ）及び図４（ｌ）はスイッチング回路の出力電圧Ｖ1、図４（ｇ）及び図４（ｍ）はフィルタ回路の出力電圧Ｖ2をそれぞれ示している。
　フルブリッジインバータのブリッジ回路において、各レグのスイッチング素子を駆動するＡ相信号、Ｂ相信号、Ｃ相信号、及びＤ相信号は参照信号に対してそれぞれ所定の位相差を有し、各相信号は同一周期でオン信号とオフ信号のデューティーは５０％である。なお、ここで示すデューティーはデッドタイムを省略している。
　第１レグのＡ相信号とＢ相信号とは互いに逆相であり、第２レグのＣ相信号とＤ相信号とは互いに逆相である。位相シフトを行う前の各相信号において、Ａ相信号とＣ相信号は同相であり、Ｂ相信号とＤ相信号は同相である。
　位相シフトを行う際の各相信号において、第１レグのＡ相信号とＢ相信号は位相進み又は位相遅れであり、第２レグのＣ相信号とＤ相信号は、第１レグとは逆方向に、位相遅れ又は位相進みである。第１レグのＡ相信号とＢ相信号と第２レグのＣ相信号とＤ相信号の位相シフトの方向は互いに逆方向であるため、位相シフト時における第１レグのＡ相信号及びＢ相信号と第２レグのＣ相信号及びＤ相信号は、互いに位相シフト量（位相シフト量α又は位相シフト量β）の２倍の位相差（２α又は２β）が生じる。
　以下、位相シフト量αを位相シフトさせる例について図４（ａ）～図４（ｇ）を用いて説明する。図４（ａ）は参照信号であり、図４（ｂ），（ｃ）のＡ相信号及びＢ相信号は位相シフト量αだけ進み位相シフトし、図４（ｄ），（ｅ）のＣ相信号及びＤ相信号はシフト量αだけ遅れ位相シフトしている。
　位相シフトを行う前の状態では、第１レグのＡ相信号及びＢ相信号と、第２レグのＤ相信号及びＣ相信号は互いに逆相にあるため、位相信号が重なる期間がない。そのため、スイッチング回路には電流が流れず、出力は得られない。
　互いに逆方向の位相シフトにおいて、第１レグのＡ相信号とＢ相信号を位相進みとし、第２レグのＣ相信号とＤ相信号を、第１レグとは逆方向に、位相遅れとする。第１レグの位相シフトと第２レグの位相シフトは、同一の位相シフト量αだけ互いに逆の時間方向にシフトさせる。この位相シフトにより、半周期において第１レグのＢ相信号と第２レグのＣ相信号に重なる期間の時間幅Ｔ1が形成され、スイッチング素子を同時にオン状態とし、スイッチング回路を介して直流電源の両極間に電流経路を形成する。さらに、次の半周期では、第１レグのＡ相信号と第２レグのＤ相信号に重なる期間の時間幅Ｔ3が形成され、オン状態となるスイッチング素子が切り替わり、前半周期とは逆方向の電流経路が形成される。
　したがって、第１レグのＢ相信号と第２レグのＣ相信号は位相シフト量αの２倍の２αに相当する時間幅Ｔ1の間に重なり、出力電圧Ｖ1が発生する。また、第１レグのＡ相信号と第２レグのＤ相信号は位相シフト量αの２倍の２αに相当する時間幅Ｔ3の間に重なり、逆極性の出力電圧Ｖ1が発生する。一方、時間幅Ｔ2の間は、第１レグのＡ相信号と第２レグのＣ相信号は共にオンであり、第１レグのＢ相信号と第２レグのＤ相信号は共にオフであるため出力電圧は発生しない。また、同様に、時間幅Ｔ4の間は、第１レグのＡ相信号及び第２レグのＣ相信号は共にオフであり、第１レグのＢ相信号及び第２レグのＤ相信号は共にオンであるために電流経路が形成されず、出力電圧は発生しない。
　出力電圧Ｖ1は、図４（ｆ）に示すように、位相シフト量２αに相当する時間幅で、極性が正と負を交互の繰り返す矩形波交流となる。出力電圧Ｖ2は、図４（ｇ）に示すように、出力電圧Ｖ1がフィルタ回路により円滑化されることにより正弦波状の波形となる。
　図４（ｍ）は、位相シフト量αと位相シフト量βの位相シフトによる出力電圧Ｖ2を示している。位相シフト量αによる出力電圧Ｖ2と、位相シフト量βによる出力電圧Ｖ2は、参照信号からの位相ずれが解消され、また、出力電圧間の位相ずれも解消されている。
　図４（ｈ）～図４（ｍ）は位相シフト量βの位相シフトの例であり、図４（ｂ）～図４（ｇ）に示した位相シフト量αの位相シフト例とは位相シフト量が異なるだけであるため、ここでの説明は省略する。
（第２動作態様）
　図５を用いて、第１レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を遅れ位相シフトさせ、第２レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を進み位相シフトさせる態様であり、以下では各スイッチング素子を駆動する相信号（Ａ相信号～Ｄ相信号）を用いて動作形態を説明する。
　図５は本発明の位相シフト・フルブリッジの信号波形例であり、第１レグのＡ相信号及びＢ相信号と、第２レグのＣ相信号及びＤ相信号とを互いに逆方向に位相シフトする。ここでは、スイッチング素子ＱＡとスイッチング素子ＱＢから構成される第１レグ、及びスイッチング素子ＱＣとスイッチング素子ＱＤから構成される第２レグの両レグを共にシフトレグとし、第１レグを位相シフト量だけ遅れ位相シフトさせ、第２レグを位相シフト量だけ進み位相シフトさせる例を示している。なお、図５（ｂ）～図４（ｇ）は位相シフト量αを位相シフトさせる例を示し、図５（ｈ）～図５（ｍ）は位相シフト量βを位相シフトさせる例を示している。
　また、図５（ａ）は参照信号、図５（ｂ），（ｃ）及び図５（ｈ），（ｉ）は第１レグのスイッチング素子ＱＡ及びＱＢを駆動するＡ相信号及びＢ相信号、図５（ｄ），（ｅ）及び図５（ｊ），（ｋ）は第２レグのスイッチング素子ＱＣ及びＱＤを駆動するＣ相信号及びＤ相信号、図５（ｆ）及び図５（ｌ）はスイッチング回路の出力電圧Ｖ1、図５（ｇ）及び図５（ｍ）はフィルタ回路の出力電圧Ｖ2をそれぞれ示している。
　フルブリッジインバータのブリッジ回路において、各レグのスイッチング素子を駆動するＡ相信号、Ｂ相信号、Ｃ相信号、及びＤ相信号は参照信号に対してそれぞれ所定の位相差を有し、各相信号は同一周期でオン信号とオフ信号のデューティーは５０％である。なお、ここで示すデューティーはデッドタイムを省略している。
　第１レグのＡ相信号とＢ相信号とは互いに逆相であり、第２レグのＣ相信号とＤ相信号とは互いに逆相である。位相シフトを行う前の各相信号において、Ａ相信号とＣ相信号は同相であり、Ｂ相信号とＤ相信号は同相である。
　位相シフトを行う際の各相信号において、第１レグのＡ相信号とＢ相信号は位相進み又は位相遅れであり、第２レグのＣ相信号とＤ相信号は、第１レグとは逆方向に、位相遅れ又は位相進みである。第１レグのＡ相信号とＢ相信号と第２レグのＣ相信号とＤ相信号の位相シフトの方向は互いに逆方向であるため、位相シフト時における第１レグのＡ相信号及びＢ相信号と第２レグのＣ相信号及びＤ相信号は、互いに位相シフト量（位相シフト量α又は位相シフト量β）の２倍の位相差（２α又は２β）が生じる。
　以下、位相シフト量αを位相シフトさせる例について図５（ａ）～図１１（ｇ）を用いて説明する。図５（ａ）は参照信号であり、図５（ｂ），（ｃ）のＡ相信号及びＢ相信号は位相シフト量αだけ遅れ位相シフトし、図５（ｄ），（ｅ）のＣ相信号及びＤ相信号はシフト量αだけ進み位相シフトしている。
　位相シフトを行う前の状態では、第１レグのＡ相信号及びＢ相信号と、第２レグのＤ相信号及びＣ相信号は互いに逆相にあるため、位相信号が重なる期間がない。そのため、スイッチング回路には電流が流れず、出力は得られない。
　互いに逆方向の位相シフトにおいて、第１レグのＡ相信号とＢ相信号を位相遅れとし、第２レグのＣ相信号とＤ相信号を、第１レグとは逆方向に位相進みとする。第１レグの位相シフトと第２レグの位相シフトは、同一の位相シフト量αだけ互いに逆の時間方向にシフトさせる。この位相シフトにより、半周期において第１レグのＢ相信号と第２レグのＣ相信号に重なる期間の時間幅Ｔ3が形成され、スイッチング素子を同時にオン状態とし、スイッチング回路を介して直流電源の両極間に電流経路を形成する。さらに、次の半周期では、第１レグのＡ相信号と第２レグのＤ相信号に重なる期間の時間幅Ｔ1が形成され、オン状態となるスイッチング素子が切り替わり、前半周期とは逆方向の電流経路が形成される。
　したがって、第１レグのＡ相信号と第２レグのＤ相信号は位相シフト量αの２倍の２αに相当する時間幅Ｔ1の間に重なり、出力電圧Ｖ1が発生する。また、第１レグのＢ相信号と第２レグのＣ相信号は位相シフト量αの２倍の２αに相当する時間幅Ｔ3の間に重なり、逆極性の出力電圧Ｖ1が発生する。一方、時間幅Ｔ2の間は、第１レグのＡ相信号と第２レグのＣ相信号は共にオンであり、第１レグのＢ相信号と第２レグのＤ相信号は共にオフであるため出力電圧は発生しない。また、同様に、時間幅Ｔ4の間は、第１レグのＡ相信号及び第２レグのＣ相信号は共にオフであり、第１レグのＢ相信号及び第２レグのＤ相信号は共にオンであるために電流経路が形成されず、出力電圧は発生しない。
　出力電圧Ｖ1は、図５（ｆ）に示すように、位相シフト量２αに相当する時間幅で、極性が正と負を交互の繰り返す矩形波交流となる。出力電圧Ｖ2は、図５（ｇ）に示すように、出力電圧Ｖ1がフィルタ回路により円滑化されることにより正弦波状の波形となる。
　図５（ｍ）は、位相シフト量αと位相シフト量βの位相シフトによる出力電圧Ｖ2を示している。位相シフト量αによる出力電圧Ｖ2と、位相シフト量βによる出力電圧Ｖ2は、参照信号からの位相ずれが解消され、また、出力電圧間の位相ずれも解消されている。
　なお、図５（ｈ）～図５（ｍ）は位相シフト量βの位相シフトの例であり、図５（ｂ）～図５（ｇ）に示した位相シフト量αの位相シフト例とは位相シフト量が異なるだけであるため、ここでの説明は省略する。
［制御回路の位相補償の構成例］
　制御回路は、回路特性等の要因による出力電圧の参照信号の位相ずれを位相補償する回路構成を備えても良い。位相補償の回路構成例として、位相補償の処理を位相シフト部で行う第１の構成例、位相補償の処理を位相補償部で行う第２の構成例を示す。
（位相補償の第１の構成例）
　位相補償の第１の構成例を、図６を用いて説明する。位相補償の第１の構成例は、位相補償の処理を位相シフト部で行う構成である。制御回路５は、図１で示した、位相シフト量生成部５Ａ、及び位相シフト部５Ｂに加えて、位相検出部５Ｄ、位相検出部５Ｅ、位相比較部５Ｆ、位相補償量算出部５Ｇを備える。
　位相検出部５Ｄは、出力電圧の位相を検出する。出力電圧としては、出力電圧波形検出回路９で検出した出力電圧Ｖ１及び／又は出力電圧Ｖ２を用いることができる。位相検出部５Ｅは矩形波信号生成回路４で生成した矩形波信号の位相を検出する。位相比較部５Ｆは、位相検出部５Ｄで検出した電圧位相と、位相検出部５Ｅで検出した矩形波信号の位相との位相比較を行う。位相補償量算出部５Ｇは、位相比較部５Ｆの位相比較で得た位相差に基づいて、出力電圧の位相を参照信号の位相に補償する位相補償量を算出する。
　位相シフト部５Ｂは、位相補償量算出部５Ｇで算出した位相補償量に基づいて、第１位相シフト部５Ｂａ、及び／又は第２位相シフト部５Ｂｂの位相シフト量を制御し、第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の組の矩形波信号の位相を位相補償する。
（位相補償の第２の構成例）
　位相補償の第２の構成例を、図７を用いて説明する。位相補償の第２の構成例は、位相補償の処理を行う位相補償部５Ｃを備える。
　制御回路５は、図１で示した、位相シフト量生成部５Ａ、及び位相シフト部５Ｂに加えて、位相補償部５Ｃ、位相検出部５Ｄ、位相検出部５Ｅ、位相比較部５Ｆ、位相補償量算出部５Ｇを備える。
　位相補償部５Ｃは、位相シフト部５Ｂの出力信号の位相を補償する。位相検出部５Ｄは、出力電圧の位相を検出する。出力電圧としては、出力電圧波形検出回路９で検出した出力電圧Ｖ１及び／又は出力電圧Ｖ２を用いることができる。位相検出部５Ｅは矩形波信号生成回路４で生成した矩形波信号の位相を検出する。位相比較部５Ｆは、位相検出部５Ｄで検出した電圧位相と、位相検出部５Ｅで検出した矩形波信号の位相との位相比較を行う。位相補償量算出部５Ｇは、位相比較部５Ｆの位相比較で得た位相差に基づいて、出力電圧の位相を参照信号の位相に補償する位相補償量を算出する。
　位相補償部５Ｃは、位相補償量算出部５Ｇで算出した位相補償量に基づいて、位相シフト部５Ｂの出力信号の位相を制御し、第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の組の矩形波信号の位相を位相補償する。
　（位相補償の動作例）
　図８を用いて位相補償の動作例を説明する。相信号の位相ずれを位相補償する動作例として、Ａ相信号及びＤ相信号の位相ずれを位相補償する第１の動作例、Ｂ相信号及びＣ相信号の位相ずれを位相補償する第２の動作例、Ａ相信号及びＤ相信号の位相ずれの位相補償と、Ｂ相信号及びＣ相信号の位相ずれの位相補償とを行う第３，４の動作例について説明する。図８（ａ）～図８（ｇ）は、Ａ相信号及びＤ相信号に位相ずれがある場合に位相補償を行う第１の動作例であり、図８（ｈ）～図８（ｎ）は、Ｂ相信号及びＣ相信号に位相ずれがある場合に位相補償を行う第２の動作例である。
　（第１の動作例）
　参照信号に対して、Ａ相信号及びＤ相信号に位相ずれがある場合の位相補償動作例を図８（ａ）～図８（ｇ）を用いて説明する。
　図８（ａ）、（ｂ）は、位相ずれを有したＡ相信号及びＤ相信号を位相シフト量αだけ位相シフトした状態を示し、図８（ｃ）は位相ずれがあるときの出力電圧Ｖ1を示している。位相ずれがあるときの出力電圧Ｖ1は、図８（ｄ）に示す位相ずれが無い場合の出力電圧Ｖ1と比較して、出力電圧に位相ずれが生じる。
　位相シフト量αに対して、スイッチング素子ＱＡ及びスイッチング素子ＱＤを位相シフト量θph1 だけ位相補償する。図８（ｅ），（ｆ）はＡ相信号及びＤ相信号の位相を補償した状態を示している。この位相補償により、出力電圧Ｖ1及びV2の位相ずれは補償される。図８（ｇｎ）は出力電圧Ｖ1の位相ずれの補償状態を示している。
　（第２の動作例）
　参照信号に対して、Ｂ相信号及びＣ相信号に位相ずれがある場合の位相補償動作例を図８（ｈ）～図８（ｎ）を用いて説明する。
　図８（ｈ）、（ｉ）は、位相ずれを有したＢ相信号及びＣ相信号を位相シフト量βだけ位相シフトした状態を示し、図８（ｊ）は位相ずれがあるときの出力電圧Ｖ１を示している。位相ずれがあるときの出力電圧Ｖ１は、図８（ｋ）に示す位相ずれが無い場合の出力電圧Ｖ１と比較して、出力電圧に位相ずれが生じる。
　位相シフト量βに対して、スイッチング素子ＱB及びスイッチング素子ＱCを位相シフト量θph2 だけ位相補償する。図８（ｌ），（ｍ）はＢ相信号及びＣ相信号の位相を補償した状態を示している。この位相補償により、出力電圧Ｖ１及びV２の位相ずれは補償される。図８（ｎ）は出力電圧Ｖ１の位相ずれの補償状態を示している。
　（第３の動作例）
　第３の動作例は、参照信号に対して、Ａ相信号及びＤ相信号に位相シフト量αの位相ずれがあり、Ｂ相信号及びＣ相信号に位相シフト量βの位相ずれがある場合に対して、第１の動作例及び第２の動作例の組み合わせを適用する例である。位相シフト量αに対して、スイッチング素子ＱＡ及びスイッチング素子ＱＤを位相シフト量θph1 だけ位相補償し、位相シフト量βに対して、スイッチング素子ＱＢ及びスイッチング素子ＱＣを位相シフト量θph2 だけ位相補償する。
　（第４の動作例）
　第４の動作例は、参照信号に対して、Ａ相信号及びＤ相信号の位相シフト量と、Ｂ相信号及びＣ相信号の位相シフト量とが同じ位相シフト量γである場合に対して、第１の動作例及び第２の動作例の組み合わせを適用する例である。位相シフト量γに対して、スイッチング素子ＱＡ～ＱＤを位相シフト量θph3 だけ位相補償することにより出力電圧Ｖ２の位相ずれを補償する。
　以下の表３は、位相補償の位相シフト量θphについて示している。
　態様１は第１の動作例の位相補償の位相シフト量θph1を示し、第１レグのスイッチング素子ＱA及び第２レグのスイッチング素子ＱDを位相シフト量θph1だけ位相補償する。
　態様２は第２の動作例の位相補償の位相シフト量θph2を示し、第１レグのスイッチング素子ＱＢ及び第２レグのスイッチング素子ＱＣを位相シフト量θph2だけ位相補償する。
　態様３は第３の動作例の位相補償の位相シフト量θph1及びθph2を示し、第１レグのスイッチング素子ＱＡ及び第２レグのスイッチング素子ＱＤを位相シフト量θph1だけ位相補償し、第１レグのスイッチング素子ＱＢ及び第２レグのスイッチング素子ＱＣを位相シフト量θph2だけ位相補償する。
　態様４は第４の動作例の位相補償の位相シフト量θph3を示し、第１レグのスイッチング素子ＱＡ及び第２レグのスイッチング素子ＱＤ、及び第１レグのスイッチング素子ＱＢ及び第２レグのスイッチング素子ＱＣを位相シフト量θph3だけ位相補償する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
［制御回路の電圧補償の構成例］
　制御回路は、回路特性等の要因による出力電圧の電圧補償する回路構成を備えても良い。
（電圧補償の構成例）
　電圧補償の構成例を、図９を用いて説明する。電圧補償の構成例は、制御回路５が備える位相シフト量生成部５Ａの位相シフト量を制御する。
　制御回路５は、図１で示した、位相シフト量生成部５Ａ、及び位相シフト部５Ｂに加えて、電圧比較部５Ｈ及び電圧補償量算出部５Ｉを備える。
　電圧比較部５Ｈは、出力電圧と電圧指令とを比較する。出力電圧としては、電圧検出回路１０で検出した出力電圧Ｖ１及び／又は出力電圧Ｖ２を用いることができる。電圧補償量算出部５Ｉは、電圧比較部５Ｈの比較結果に基づいて電圧補償量を算出する。位相シフト量生成部５Ａは、電圧補償量算出部５Ｉで算出した電圧補償量に基づいて位相シフト量を補償する。
　位相シフト部５Ｂは、電圧補償量算出部５Ｉで得られた電圧補償量に基づいて、第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の組の矩形波信号の位相シフト量を補償する。
　電圧補償は、第１レグ及び第２レグの両レグを同じ位相シフト量だけ同一方向に補償する態様、又は第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の２つの組を、同じ位相シフト量だけ同一方向で、互いに逆方向で補償する態様とすることができる。
　以下の表４は、電圧補償の位相シフト量θvについて示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
　態様１では、第１レグのスイッチング素子ＱＡ、ＱＢ、及び第２レグのスイッチング素子ＱＣ、ＱＤを位相シフト量θv1だけ位相をずらして重なり合う部分の時間幅を調整して電圧補償を行う。この態様１によれば、全ての周期の出力電圧を調整することができる。
　態様２では、第１レグのスイッチング素子ＱＡ及び第２レグのスイッチング素子ＱＤを位相シフト量θv1だけ位相をずらし、第１レグのスイッチング素子ＱＢ及び第２レグのスイッチング素子ＱＣを位相シフト量θv2だけ位相をずらし、半周期毎で重なり合う部分の時間幅を調整して電圧補償を行う。この態様１によれば、半周期毎の出力電圧を調整することができる。
　なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る電力変換装置の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
　本発明の電力変換装置は、半導体や液晶パネル等の製造装置、真空蒸着装置、加熱・溶融装置等の高周波を使用する装置に対する高周波電力の供給に適用することができる。
　１　　　　　電力変換装置
　２　　　　　直流電源
　３　　　　　インバータ
　３ａ　　　　第１レグ
　３ｂ　　　　第２レグ
　４　　　　　矩形波信号生成回路
　５　　　　　制御回路
　５Ａ　　　　位相シフト量生成部
　５Ｂ　　　　位相シフト部
　５Ｂａ　　　位相シフト部
　５Ｂｂ　　　位相シフト部
　５Ｃ　　　　位相補償部
　５Ｄ　　　　位相検出部
　５Ｅ　　　　位相検出部
　５Ｆ　　　　位相比較部
　５Ｇ　　　　位相補償量算出部
　５Ｈ　　　　電圧比較部
　５Ｉ　　　　電圧補償量算出部
　６　　　　　駆動回路
　７　　　　　変圧器
　８　　　　　フィルタ回路
　９　　　　　出力電圧波形検出回路
　１０　　　　電圧検出回路
　１０２　　　直流電源
　１０３　　　フルブリッジスイッチング回路
　１０３ａ　　第１レグ
　１０３ｂ　　第２レグ
　１０７　　　変圧器
　１０８　　　フィルタ回路
　Ｇ　　　　　ゲート端子
　Ｐ１　　　　接続点
　Ｐ２　　　　接続点
　ＱＡ　　　　スイッチング素子
　ＱＡ－ＱＤ　スイッチング素子
　Ｔ１　　　　時間幅
　Ｔ２　　　　時間幅
　Ｔ３　　　　時間幅
　Ｔ４　　　　時間幅
　Ｖ１　　　　出力電圧
　Ｖ２　　　　出力電圧
　Δｐｈ　　　差分
　Δｐｈ１　　位相シフト量
　Δｐｈ２　　位相シフト量
　ａ　　　　　位相シフト量
　ｂ　　　　　位相シフト量

Claims (6)

  1. 　２個のスイッチング素子が直列接続された第１レグと第２レグの２個のレグが並列接続され、
    　並列接続された２個のレグの各一端は直流電源の正極に接続され、各他端は直流電源の負極に接続され、
    　第１レグのアームの接続点と第２レグのアームの接続点とを出力端とするフルブリッジ構成のインバータと、
    　第１レグと第２レグのスイッチング素子のオン／オフ動作を制御する制御回路とを備えた電力変換装置であり、
    　前記制御回路は、
    　同一周期で互いに逆相の一対の矩形波信号の位相をそれぞれ位相シフト量だけ互いに逆方向に位相シフトし、
    　同一方向に位相シフトした互い逆相の一対の位相シフト信号により、第１レグの正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子とを互いに逆相でオン／オフし、
    　第１レグの前記位相シフト信号の位相シフトの方向とは逆方向に位相シフトした、互い逆相の一対の位相シフト信号により、第２レグの正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子とを互いに逆相でオン／オフし、
    　前記位相シフト量により、第１レグの正極側のスイッチング素子と第２レグの負極側のスイッチング素子が共にオンとなる期間、及び第１レグの負極側のスイッチング素子（ＱB）と第２レグの正極側のスイッチング素子が共にオンとなる期間の各時間幅を制御することを特徴とする、電力変換装置。
  2. 　前記制御回路は、
    　電圧指令に基づいて前記位相シフト量を生成する位相シフト量生成部と、
    　前記一対の矩形波信号を前記位相シフト量だけ位相シフトする位相シフト部を備え、
    　前記位相シフト部は、
    　前記一対の矩形波信号を前記位相シフト量だけ位相シフトする第１の位相シフト部及び第２の位相シフト部を備え、
    　前記第１の位相シフト部及び前記第２の位相シフト部は、前記一対の矩形波信号を互いに逆方向に位相シフトすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記第１の位相シフト部及び第２の位相シフト部は、
    　前記矩形波信号を前記位相シフト量だけ位相を進ませる進み位相シフト、及び前記矩形波信号を前記位相シフト量だけ位相を遅らせる遅れ位相シフト
    　により互いに逆方向に位相シフトすることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記進み位相シフトは、矩形波信号を２πから前記位相シフト量を減算した位相シフト量だけ位相を遅らせることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御回路は、
    　参照信号と出力電圧との位相差を比較する位相比較部と
    　前記位相差に基づいて、出力電圧の位相を参照信号の位相に補償する位相補償量を算出する位相補償量算出部
    　を備え、
    　前記位相シフト部は、第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の組の矩形波信号の位相を、前記位相補償量に基づいて位相補償することを特徴とする請求項１から請求項４の何れか一つに記載の電力変換装置。
  6. 　前記制御回路は、
    　電圧指令と出力電圧との電圧差を比較する電圧比較部と
    　前記電圧差に基づいて、出力電圧を電圧指令に補償する電圧補償量を算出する電圧補償量算出部を備え、
    　前記位相シフト部（５Ｂ）は、第１レグと第２レグの互いに逆極側のスイッチング素子の組の矩形波信号の位相シフト量を、前記電圧補償量に基づいて補償することを特徴とする請求項１から請求項４の何れか一つに記載の電力変換装置。
PCT/JP2020/011912 2019-06-10 2020-03-18 電力変換装置 WO2020250531A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020217041262A KR102664039B1 (ko) 2019-06-10 2020-03-18 전력 변환 장치
CN202080042445.XA CN113939990A (zh) 2019-06-10 2020-03-18 电力转换装置
EP20823583.8A EP3982530A4 (en) 2019-06-10 2020-03-18 CURRENT TRANSFORMING DEVICE
US17/616,763 US11616454B2 (en) 2019-06-10 2020-03-18 Power conversion device

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019-108079 2019-06-10
JP2019108079A JP6823112B2 (ja) 2019-06-10 2019-06-10 電力変換装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2020250531A1 true WO2020250531A1 (ja) 2020-12-17

Family

ID=73744100

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2020/011912 WO2020250531A1 (ja) 2019-06-10 2020-03-18 電力変換装置

Country Status (7)

Country Link
US (1) US11616454B2 (ja)
EP (1) EP3982530A4 (ja)
JP (1) JP6823112B2 (ja)
KR (1) KR102664039B1 (ja)
CN (1) CN113939990A (ja)
TW (1) TWI824135B (ja)
WO (1) WO2020250531A1 (ja)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014521288A (ja) * 2011-06-27 2014-08-25 オークランド ユニサービシズ リミテッド 双方向誘導電力伝送システムのための負荷制御
JP2016111922A (ja) 2014-12-05 2016-06-20 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 スイッチング電源装置
WO2018061286A1 (ja) 2016-09-29 2018-04-05 三菱電機株式会社 電力変換装置
WO2018139565A1 (ja) * 2017-01-30 2018-08-02 古河電気工業株式会社 インバータの起動時の制御方法および制御装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5838558A (en) * 1997-05-19 1998-11-17 Trw Inc. Phase staggered full-bridge converter with soft-PWM switching
US7994750B2 (en) * 2008-04-29 2011-08-09 General Electric Company Systems and methods for controlling a converter for powering a load
KR20110064605A (ko) * 2009-12-08 2011-06-15 성호전자(주) 위상-천이 풀-브릿지 컨버터 회로
JP5530212B2 (ja) * 2010-02-10 2014-06-25 株式会社日立製作所 電源装置、ハードディスク装置、及び電源装置のスイッチング方法
JP5739836B2 (ja) * 2012-05-18 2015-06-24 コーセル株式会社 スイッチング電源装置
EP3136582B1 (en) * 2015-08-24 2019-12-04 ABB Schweiz AG Modulation method for controlling at least two parallel-connected, multi-phase power converters
US11018598B2 (en) * 2017-09-12 2021-05-25 City University Of Hong Kong System and method for controlling switching network of a power regulation circuit

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014521288A (ja) * 2011-06-27 2014-08-25 オークランド ユニサービシズ リミテッド 双方向誘導電力伝送システムのための負荷制御
JP2016111922A (ja) 2014-12-05 2016-06-20 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 スイッチング電源装置
WO2018061286A1 (ja) 2016-09-29 2018-04-05 三菱電機株式会社 電力変換装置
WO2018139565A1 (ja) * 2017-01-30 2018-08-02 古河電気工業株式会社 インバータの起動時の制御方法および制御装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN113939990A (zh) 2022-01-14
US11616454B2 (en) 2023-03-28
JP6823112B2 (ja) 2021-01-27
KR20220010536A (ko) 2022-01-25
JP2020202660A (ja) 2020-12-17
US20220345053A1 (en) 2022-10-27
KR102664039B1 (ko) 2024-05-14
TWI824135B (zh) 2023-12-01
TW202101892A (zh) 2021-01-01
EP3982530A1 (en) 2022-04-13
EP3982530A4 (en) 2023-02-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
AU2009290165B2 (en) Inverter control circuit and interconnection inverter system having that inverter control circuit
JP5593362B2 (ja) 多相電動機駆動装置
JP2009268277A (ja) 多相電動機駆動装置
JP5374336B2 (ja) 電力変換装置
JP5247282B2 (ja) 電力変換装置
JP6270696B2 (ja) 電力変換装置
WO2020250531A1 (ja) 電力変換装置
JP5411031B2 (ja) ３レベル電力変換装置
JP5043585B2 (ja) 電力変換装置
JP6837576B2 (ja) 電力変換装置
JP2009027806A (ja) 電力変換装置
JP2012257456A (ja) 多相電動機駆動装置
JP2005304211A (ja) 電力変換装置
JP3182322B2 (ja) Ｎｐｃインバータのｐｗｍ制御装置
JP3825870B2 (ja) ア−ク加工用電源装置
JP2019092246A (ja) １パルスインバータ装置
JP6884481B2 (ja) 電力変換装置
JP4503937B2 (ja) 電力変換装置の制御装置
JP2023046117A (ja) 電力変換装置
JPH06165512A (ja) インバータ装置
JP2014176239A (ja) プラズマ放電用多相交流電源
JPH06245510A (ja) コンバータ出力変圧器の偏磁補正制御装置
JPH0556651A (ja) ３相インバータのパルス幅変調制御回路
JPS60167685A (ja) 自己消弧素子利用周波数変換装置
JP2015133765A (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 20823583

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 20217041262

Country of ref document: KR

Kind code of ref document: A

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2020823583

Country of ref document: EP

Effective date: 20220110