WO2020226172A1 - シンボル判定装置、及びシンボル判定方法 - Google Patents

シンボル判定装置、及びシンボル判定方法 Download PDF

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WO2020226172A1
WO2020226172A1 PCT/JP2020/018625 JP2020018625W WO2020226172A1 WO 2020226172 A1 WO2020226172 A1 WO 2020226172A1 JP 2020018625 W JP2020018625 W JP 2020018625W WO 2020226172 A1 WO2020226172 A1 WO 2020226172A1
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WO
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symbol
sequence
determination
unit
transmission line
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PCT/JP2020/018625
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寛樹 谷口
政則 中村
山本　秀人
陽 増田
木坂　由明
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日本電信電話株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/01—Equalisers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03248—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
    • H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
    • H03M13/41—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes using the Viterbi algorithm or Viterbi processors
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
    • H04L2025/03439—Fixed structures
    • H04L2025/03445—Time domain
    • H04L2025/03471—Tapped delay lines

Definitions

  • the present invention relates to a symbol determination device and a symbol determination method.
  • DC Data Center
  • Ethernet registered trademark
  • Ethernet is mainly introduced as a connection method within and between DCs.
  • communication traffic it is expected that it will be difficult to increase the scale of DC at a single site. Therefore, in the future, the need for cooperation between DCs will increase more than ever, and it is expected that the traffic transmitted and received between DCs will further increase.
  • optical fiber communication is applied to transmission lines up to 40 km except for 10GbE (Gigabit Ethernet (registered trademark)) -ZR. Further, up to 100 GbE, an intensity modulation method is used in which binary information is assigned to on and off of light.
  • the receiving side is composed only of a receiver, which is cheaper than the coherent receiving method used for long-distance transmission.
  • a transmission capacity of 100 Gb / s is realized by multiplexing four NRZ (Non-return-to-zero) signals with a modulation speed of 25 GBd (GigaBaud) and an amount of information per symbol of 1 bit / symbol. There is.
  • 800GbE and 1.6TbE are planned after 2020.
  • these communication speeds are realized by adopting a PAM4 of 200 Gb / s and multiplexing a signal having a modulation speed of 100 GBaud by 4 to 8 wavelengths, or PAM8 of 200 Gb / s. It is planned to realize a signal having a modulation speed of 75 GBaud by multiplexing 4 to 8 wavelengths.
  • a DAC Digital to Analog Converter
  • ADC Analog to Digital Converter
  • a dispersion compensation module that compensates for wavelength dispersion.
  • the desired method is to maintain the conventional transmitter / receiver configuration, improve multi-value, band limiting proof stress, and wavelength dispersion proof stress, and utilize low-cost narrow-band devices. Is.
  • a low-cost narrow-band device it is necessary to solve the problems caused by band limitation due to the increase in communication speed and intersymbol interference due to wavelength dispersion as described above.
  • Maximum likelihood sequence estimation (hereinafter referred to as "MLSE” (Maximum Likelihood Sequential Estimation)) is known as the most effective equalization method for obtaining correct transmission data from a received signal waveform distorted due to problems such as intersymbol interference. (See, for example, Non-Patent Documents 1 and 2).
  • FIG. 18 is a block diagram showing a conventional communication system 100 configured using the low-cost narrowband device described above.
  • the communication system 100 includes a signal generation device 1 on the transmitting side, a transmission line 2, and a symbol determination device 90 on the receiving side.
  • Signal generating device 1 takes the m value data signal provided from the outside, generates a transmission signal sequence of electric signals ⁇ s t ⁇ .
  • m is a symbol multivalued degree and is an integer of 2 or more.
  • t is an identification number for identifying the transmission signal sequence, and assuming that the number of symbols included in the transmission signal sequence ⁇ st ⁇ is N, for example, an integer value such as 1, 2, 3, ..., N. Is assigned.
  • Intensity modulator 2-2 of the transmission line 2 takes in the transmission signal sequence of the electrical signal the signal generating device 1 outputs ⁇ s t ⁇ , is the light source 2-1 by the transmission signal sequence of the electrical signal taken ⁇ s t ⁇
  • the emitted light is modulated to generate a transmission signal sequence ⁇ st ⁇ of an optical signal.
  • the optical fiber 2-3 transmits the transmission signal sequence ⁇ st ⁇ of the optical signal generated by the intensity modulator 2-2.
  • Light receiver 2-4 a transmission signal sequence of the optical signal optical fiber 2-3 transmits ⁇ s t ⁇ received as a received signal sequence of the optical signal ⁇ r t ⁇ , the received signal sequence of electric signals ⁇ r t ⁇ Convert to and output.
  • the delay devices 82-1 to 82-2L take in and store the input symbol, and output the stored input symbol after the lapse of time of “T”.
  • T is a symbol interval
  • tT the operation timing for each symbol
  • the delay device 81 captures and stores the input symbol, and outputs the stored input symbol after the lapse of time of "-LT". Since the delay amount has a minus sign, the delay device 81 gives a negative delay of "LT".
  • the transmission path 2 as intersymbol interference before and after the L symbols of the code occurs at time t, before and after L symbols of the elements s t of the transmission signal sequence of the optical signal by the delay unit 81 ⁇ s t ⁇ Is given to the transfer function unit 83.
  • the transfer function unit 83 applies the transfer function (H) to the symbol sequence output by the delayers 81, 82-1 to 82-2L.
  • the adder 85, the output value of the transfer function unit 83 adds the a noise component omega t, and generates a received signal sequence ⁇ r t ⁇ .
  • ⁇ t is a Gaussian random series with mean 0 and variance ⁇ 2 independent of each other.
  • Figure 20 is a diagram showing an internal configuration of a symbol decision unit 90 is the identification circuit that performs identification of the transmission symbol sequences by MLSE based on a received signal sequence ⁇ r t ⁇ transmission path 2 outputs.
  • the transfer function (H) in the transmission line 2 is an unknown function. Therefore, the symbol determination device 90 estimates the transfer function (H) of the transmission line 2, and uses the estimated transfer function (H') (hereinafter referred to as "estimated transfer function (H')”) to display the received symbol sequence. Create a replica.
  • the received symbol sequence duplicated by the estimated transfer function (H') is referred to as an estimated received symbol sequence.
  • Symbol decision device 90 the generated estimated received symbol sequence is compared with the symbol sequence obtained from the received signal sequence ⁇ r t ⁇ , and the determination result of the most probable estimated received symbol sequence.
  • conditional joint probability density function p N ( ⁇ r N ⁇ ⁇ s 'N ⁇ ) transmission signal sequence ⁇ s to maximize the' t ⁇ , performs symbol decision.
  • Conditional joint probability density function p N ( ⁇ r N ⁇ ⁇ s 'N ⁇ ) through the transmission path 2, the transmission signal sequence of sequence length N is generated from the m-value data ⁇ s' if t ⁇ is sent to the probability that the received signal sequence ⁇ r t ⁇ is received, as represented by the following formula (2).
  • the distance function dt ( ⁇ t ⁇ ) that reaches the transmission line state ⁇ t at time t is the distance function dt-1 ( ⁇ t-1 ⁇ ) at time t -1 and the state transition at time t. likelihood associated with, i.e. metric b (r t; ⁇ t- 1 ⁇ ⁇ t) and using represented by the following formula (4).
  • the metric b at time t depends only on the state transition from t-1 to t, and does not depend on the previous state transitions.
  • the minimum value d_min t-1 ( ⁇ t-1 ) of the distance function that reaches the transmission line state ⁇ t and all the corresponding state transitions are all the transmission line states ⁇ t- at time t-1. It is assumed that it is known in 1 .
  • the delay devices 92-1 to 92- (p-1) take in and store the input symbol, and output the stored input symbol after the lapse of time of “T”. Therefore, the estimated transfer function unit 93, indicating channel status mu t at time t of the transmission path 2 (s' t- (p- 1) / 2, ..., s' t, ..., s' t + (p The symbol sequence of -1) / 2 ) is given.
  • An estimated transfer function (H') is applied to the estimated transfer function unit 93 for this symbol series.
  • Subtractor 94 subtracts the output value of the estimated transfer function unit 93 from the received signal sequence ⁇ r t ⁇ .
  • the absolute value device 95 calculates the absolute value of the output value of the subtractor 94, and the calculated absolute value becomes the metric b represented by the equation (5).
  • ACS unit 91 for all of the transmission path conditions that could transition to channel state ⁇ t ⁇ t-1 ⁇ , d_min in equation (6) t-1 ( ⁇ t-1) + b (r t ; ⁇ t-1 ⁇ ⁇ t ) is calculated, and the minimum value among the calculated values is d_min t ( ⁇ t ), which is the minimum value of the distance function d t ( ⁇ t ⁇ ).
  • the path traced back determination unit 96 based on the minimum value of the distance function d t to ACS unit 91 is calculated ( ⁇ t ⁇ ), back in the path of the trellis of the Viterbi algorithm, captured by the signal generating device 1 m
  • the estimated value of the value data is obtained, and the obtained estimated value is output as a judgment result.
  • the Viterbi algorithm when determining the minimum value of the distance function d t to reach the channel state ⁇ t ( ⁇ t ⁇ ) , the distance corresponding to all the state transition function d t ( ⁇ t ⁇ ) without asking for, for all of the transmission path conditions that could transition to channel state ⁇ t ⁇ t-1 ⁇ , d_min t-1 ( ⁇ t-1) + b (r t; ⁇ t- 1 ⁇ ⁇ t ) is calculated.
  • the Viterbi algorithm the amount of calculation that increases exponentially with respect to the series length can be suppressed to a linear increase. Therefore, in MLSE, it is possible to estimate the maximum likelihood series with a reduced amount of calculation by using the Viterbi algorithm.
  • MLSE high equalization performance is realized by estimating and reproducing the intersymbol interference received by the transmitted signal waveform by digital signal processing on the receiver side. Therefore, the higher the estimation accuracy, the more the code error due to intersymbol interference can be suppressed, and the correct transmission data can be obtained from the received signal waveform distorted by intersymbol interference.
  • the signal quality deterioration suppression technique using MLSE is also being studied for increasing the capacity of the above Ethernet (registered trademark).
  • the number of transmission path condition mu t is "64", and the number of branches is "512" book.
  • the Viterbi algorithm for each transmission path condition mu t, i.e. it is necessary to perform the calculation of the metrics for each branch of the trellis. Therefore, when the number of m, that is, the symbol multivalue degree increases and the number of states increases, the number of branches of the trellis increases accordingly, and there is a problem that the calculation amount of the Viterbi algorithm increases.
  • an object of the present invention is to provide a technique capable of suppressing an increase in the amount of calculation even when the symbol multi-value degree increases when determining a transmission symbol from a received signal sequence.
  • One aspect of the present invention is a tentative determination in which a symbol sequence is generated by performing adaptation equalization by an estimated inverse transmission function of the transmission line to a received signal sequence taken from the transmission line, and a tentative determination is performed on the symbol sequence.
  • a transmission line estimation unit that generates an estimated reception symbol sequence for each transmission line state based on the unit, a plurality of symbol sequences indicating the transmission line states, and the estimation transmission function of the transmission line, and the reception signal sequence.
  • a metric for each of the obtained symbol series and the estimated reception symbol series is calculated, and the calculated metric is based on the tentative determination symbol tentatively determined by the tentative determination unit and a symbol in the vicinity of the tentative determination symbol.
  • a sequence estimation algorithm processing unit that selects the most probable estimated reception symbol sequence by a predetermined estimation algorithm, and a path that traces the trellis path and determines the transmission symbol sequence based on the most probable estimated reception symbol sequence.
  • the sequence estimation algorithm processing unit includes a retroactive determination unit, and the sequence estimation algorithm processing unit generates a plurality of symbol sequences indicating the transmission line state within a range of the provisional determination symbol and a symbol in the vicinity of the provisional determination symbol to estimate the transmission line. It is a symbol determination device that outputs to the unit.
  • One aspect of the present invention is the symbol determination device, wherein the symbols in the vicinity are symbols before and after the tentative determination symbol, and the sum of the tentative determination symbol and the symbols in the vicinity is ( It is a symbol that becomes 2n + 1) (n is an integer of 2 or more).
  • the symbol determination device wherein the symbol sequence obtained from the received signal sequence is a symbol sequence included in the received signal sequence, or the provisional determination unit is the received signal. It is a symbol sequence generated by performing adaptation equalization by the estimated inverse transfer function to a part of the sequence, or is a symbol sequence generated by an adaptive filter unit provided further, and the adaptive filter unit is an input.
  • the symbol sequence is generated by performing a filtering process for compressing the pulse width on a part of the signal sequence, and the received signal sequence or the provisional determination unit is a part of the received signal sequence as the input signal sequence.
  • a signal sequence including a symbol sequence generated by performing adaptation equalization by the estimated inverse transfer function of the transmission line is given.
  • One aspect of the present invention is the symbol determination device, which calculates the estimated transfer function based on the symbol sequence output by the path trace determination unit and the symbol sequence obtained from the received signal sequence. It has an update processing unit.
  • One aspect of the present invention is the symbol determination device, which, when the adaptive filter unit is provided, is based on the symbol sequence output by the path trace determination unit and the symbol sequence obtained from the received signal sequence. , The estimation transfer function, and an update processing unit that calculates a filter coefficient value of the filtering processing performed by the adaptive filter unit.
  • One aspect of the present invention is the symbol determination device, wherein the predetermined estimation algorithm is a Viterbi algorithm or a BCJR algorithm, and when the BCJR algorithm is applied, the series estimation algorithm.
  • the processing unit sets the logarithmic likelihood ratio of the binary value in advance. Use a defined finite value.
  • One aspect of the present invention is the above-mentioned symbol determination device, wherein the provisional determination unit uses the symbol sequence generated by adaptation equalization by the inverse transfer function of the transmission line and the determination result of the provisional determination.
  • the estimated inverse transfer function is calculated based on the obtained symbol sequence.
  • a symbol sequence is generated by performing adaptation equalization of the received signal sequence taken from the transmission line by the estimated inverse transmission function of the transmission line, and a tentative determination is performed on the symbol sequence to tentatively determine the symbol sequence.
  • a plurality of symbol sequences indicating the transmission path state are generated in the range of the determined tentative determination symbol and the symbols in the vicinity of the tentative determination symbol, and based on the generated plurality of symbol sequences and the estimated transmission function of the transmission path.
  • the estimated reception symbol sequence for each transmission path state is generated, the metric of each of the symbol sequence obtained from the reception signal sequence and the estimated reception symbol sequence is calculated, and the calculated metric and the provisional determination symbol
  • the most probable estimated reception symbol sequence is selected by a predetermined estimation algorithm based on the symbols in the vicinity of the provisional determination symbol, and the trellis path is transmitted retroactively based on the most probable estimated reception symbol sequence. This is a symbol determination method for determining a symbol series.
  • the present invention it is possible to suppress an increase in the amount of calculation even when the degree of symbol multiplicity increases when determining a transmission symbol from a received signal sequence.
  • FIG. 8 is a trellis diagram in the case where the symbol multivalue degree is 8. It is a block diagram which shows the internal structure of the symbol determination apparatus in 2nd Embodiment. It is a block diagram which shows the detailed structure inside of the symbol determination apparatus in 2nd Embodiment. It is a figure which shows an example of the gray code when the symbol multivalue degree is 8. It is a figure explaining the problem in the case of applying the BCJR algorithm.
  • FIG. 21 is a trellis diagram in the case where the symbol multivalue degree is 8.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a communication system S according to the first embodiment.
  • the communication system S includes a signal generation device 1, a transmission line 2, and a symbol determination device 3.
  • the signal generation device 1 and the transmission line 2 have the same configuration as the signal generation device 1 and the transmission line 2 included in the conventional communication system 100 shown in FIG.
  • the signal generation device 1 takes in an m-value data signal given from the outside.
  • m is a symbol multivalued degree, for example, an integer of 2 or more.
  • Signal generating device 1 the m value data signal taken by the transmission symbol sequence, and generates a transmission signal sequence of the electrical signal including a transmission symbol sequence ⁇ s t ⁇ .
  • the intensity modulator 2-2 takes in the transmission signal sequence of the electrical signal the signal generating device 1 outputs ⁇ s t ⁇ .
  • the intensity modulator 2-2 modulates the light emitted by the light source 2-1 based on the symbol sequence of the m value included in the transmission signal sequence ⁇ st ⁇ of the electric signal.
  • the intensity modulator 2-2 generates a transmission signal sequence ⁇ st ⁇ of the optical signal representing the symbol sequence of the m value.
  • the optical fiber 2-3 transmits the transmission signal sequence ⁇ st ⁇ of the optical signal generated by the intensity modulator 2-2.
  • Light receiver 2-4 an optical fiber 2-3 is received as a received signal sequence ⁇ r t ⁇ of the transmitted signal sequence ⁇ s t ⁇ the optical signal of the optical signal to be transmitted.
  • Photodetector 2-4 converts the received signal sequence of the received light signal ⁇ r t ⁇ in the received signal sequence of electric signals ⁇ r t ⁇ .
  • the receiver 2-4 is, for example, a photodiode.
  • the symbol determination device 3 based on the received signal sequence ⁇ r t ⁇ transmission path 2 outputs an identification circuit that performs identification of the transmission symbol sequence.
  • the symbol determination device 3 has the internal configuration shown in FIG.
  • the symbol determination device 3 includes a provisional determination unit 30 and a series estimation unit 40.
  • FFE Field Forward Equalizer
  • Temporary decision unit 30 functions to estimate the inverse transfer function (hereinafter referred to as "estimated inverse transfer function".)
  • estimate the inverse transfer function hereinafter referred to as "estimated inverse transfer function”.
  • the sequence estimation unit 40 applies an estimation transfer function (H') to a symbol sequence indicating a transmission path state to generate an estimated reception symbol sequence. Sequence estimating unit 40, the generated estimated received symbol sequence to calculate a metric based on the received signal sequence obtained by compressing the pulse width ⁇ r t ⁇ . Further, the series estimation unit 40 executes the Viterbi algorithm in the range of symbols in the vicinity centered on each of the symbols tentatively determined by the tentative determination unit 30 using the calculated metric. As a result, the sequence estimation unit 40 obtains the estimated value of the transmission symbol sequence, that is, the estimated value of the m-value data signal captured by the signal generation device 1.
  • H' estimation transfer function
  • the provisional determination unit 30 includes an adaptive filter unit 301, a determination processing unit 302, and an update processing unit 303.
  • the adaptive filter unit 301 is, for example, a linear transversal filter as shown in FIG.
  • the adaptive filter unit 301 adaptively equalizes the input signal by an estimated inverse transfer function that estimates the inverse transfer function of the transfer function (H) of the transmission line 2.
  • the adaptive filter unit 301 includes delayers 31, 32-1 to 32- (u-1), taps 33-1 to 33-u, and an adder 34.
  • Delay unit 31 captures the u symbol sequence which is a part of the received signal sequence of N ⁇ r t ⁇ .
  • the delay device 31 stores the captured symbol sequence and outputs the captured symbol sequence after the lapse of time of "(u-1) T / 2", that is, by the amount of the "(u-1) / 2" symbol. To do.
  • the tap 33-1 is given rt + (u-1) / 2, which is a delayed symbol, by the amount of the “(u-1) / 2” symbol output by the delay device 31.
  • Each of the delay devices 32-1 to 32- (u-1) captures and stores one symbol, and outputs the symbol captured after the lapse of time of "T", that is, by one symbol.
  • the first delay device 32-1 outputs the delayed rt + (u-3) / 2 symbol by the “(u-3) / 2” symbol.
  • the final delay device 32- (u-1) outputs the delayed rt + (u-1) / 2 symbol by the “(u-1) / 2” symbol.
  • the taps 33-1 to 33-u are given a signal including the symbol sequence having the sequence length u represented by the following equation (7).
  • Each of the taps 33-1 ⁇ 33-u, f 1 , f 2 is a so-called filter coefficient values, ..., f (u + 1 ) / 2, ..., tap gain values of f u is set.
  • the tap gain values f 1 ⁇ f u is, thus representing the estimated inverse transfer function.
  • the u symbol sequence which is the input information corresponding to the output value of the operation timing tT of the linear digital filtering by the adaptive filter unit 301, has a delay of "(u-1) T / 2". become.
  • the determination processing unit 302 performs a tentative determination based on a hard determination on the output value of the adaptive filter unit 301, and obtains an estimated value of the transmission symbol corresponding to the output value.
  • the determination processing unit 302 outputs the tentative determination symbol A', which is the obtained estimated value, as the tentative determination result.
  • the update processing unit 303 sets the target value of the output value of the adaptive filter unit 301 as the provisional determination symbol A'output by the determination processing unit 302, and the tap gain value of each of the taps 33-1 to 33-u of the adaptive filter unit 301. to calculate the updated value of f 1 ⁇ f u.
  • the update processing unit 303 updates values of the tap gain values f 1 ⁇ f u, i.e. calculates the estimated inverse transfer function by a predetermined update algorithm.
  • the update processing unit 303 includes a filter update algorithm processing unit 35 and a subtractor 36.
  • the subtractor 36 outputs the subtraction value obtained by subtracting the output value of the adaptive filter unit 301 from the provisional determination symbol A'output by the determination processing unit 302 to the filter update algorithm processing unit 35 as an error. To do.
  • Filter updating algorithm processor 35 based on the error subtracter 36 is outputted, and calculates an updated value of the tap gain values f 1 ⁇ f u a predetermined update algorithm so as to reduce the error. Filter updating algorithm processor 35, the tap gain value f 1 ⁇ f u calculated, by setting the tap 33-1 ⁇ 33-u, to update the tap gain values f 1 ⁇ f u.
  • the sequence estimation unit 40 includes an adaptive filter unit 401, a sequence estimation algorithm processing unit 402, a transmission line estimation unit 403, an update processing unit 404, and a path trace determination unit 405.
  • Adaptive filter 401 is, for example, a linear transversal filter as shown in FIG. 3, in order to reduce the storage length of the channel estimation unit 403, compresses the impulse response of the received signal sequence ⁇ r t ⁇ .
  • the compression of the impulse response is to compress the pulse width of, as shown in FIG. 5, the received signal sequence spread time for band limitation and the wavelength dispersion ⁇ r t ⁇ , symbol by compression Interference between can be reduced.
  • the adaptive filter unit 401 includes delayers 41, 42-1 to 42- (v-1), taps 43-1 to 43-v, and an adder 44.
  • Delayer 41 like the delay unit 31, as shown in FIG. 4, taking the v symbol sequence which is a part of the received signal sequence of N ⁇ r t ⁇ .
  • v may have the same value as u or may have a different value.
  • the delay device 41 stores the captured symbol sequence and outputs the captured symbol sequence after the lapse of time of "(v-1) T / 2", that is, by the amount of the "(v-1) / 2" symbol. To do.
  • the tap 43-1 is given rt + (v-1) / 2, which is a symbol output by the delay device 41.
  • Each of the delay devices 42-1 to 42- (v-1) captures and stores one symbol, and outputs the symbol captured after the lapse of time of "T", that is, by one symbol.
  • the first delay device 42-1 outputs the delayed rt + (v-3) / 2 symbol by the “(v-3) / 2” symbol.
  • the final delay device 42- (v-1) outputs a delayed rt + (v-1) / 2 symbol by the amount of the “(v-1) / 2” symbol.
  • the taps 43-1 to 43-v are given a signal including the symbol sequence having the sequence length v represented by the following equation (9).
  • tap gain values of so-called filter coefficient values c 1 , c 2 , ..., c (v + 1) / 2 , ..., C v are set.
  • the taps 43-1 to 43-v are output by multiplying the symbols given to them by their respective tap gain values.
  • the adder 44 sums the output values of the taps 43-1 to 43-v and outputs the sum. Equation (9), since it is possible that "(v + 1) / 2" th element in which r t centered the series, to represent the output value of the adder 44 by the equation becomes the following equation (10) ..
  • the adaptive filter unit 401 the tap gain values c 1, c 2, ..., c (v + 1) / 2, ..., the influence degree is adjusted by c v, v pieces min It means that one output symbol in which the amount of information of the symbol series of is compressed is output.
  • the delay device 41 gives a delay of "(v-1) T / 2". Therefore, the v symbol series, which is the input information corresponding to the output value of the operation timing tT of the linear digital filtering by the adaptive filter unit 401, has a delay of "(v-1) T / 2". become.
  • the channel estimation unit 403 among the symbol sequence representing the channel status mu t of the transmission path 2 at time t, is expressed in a range of symbols in the vicinity of the temporary decision unit 30 is centered on the respective symbols temporary decision The symbol series is given.
  • the transmission line estimation unit 403 applies an estimation transfer function (H') to each of the symbol sequences given by the neighborhood addition comparison selection unit 51 to generate an estimated reception symbol sequence for each symbol sequence.
  • the transmission line estimation unit 403 is, for example, a linear transversal filter as shown in FIG.
  • the transmission line estimation unit 403 includes delayers 62-1 to 62- (x-1), taps 61-1 to 61-x, and an adder 63.
  • Each of the delay devices 62-1 to 62- (x-1) captures and stores one symbol, and outputs the captured symbol after the lapse of time of "T", that is, by one symbol.
  • Each of the taps 61-1 to 61-x is given each of the symbols included in the symbol series ⁇ s't ⁇ of the equation (11).
  • the coefficient values h 1 , h 2 , ..., h (x + 1) / 2 , ..., H x of the estimated transfer function (H'), which is a so-called filter coefficient value are set.
  • H' estimated transfer function
  • the tap 61-1 performs an operation of h 1 ⁇ s't ⁇ (x-1) / 2 .
  • the taps 61-2 to 61-x also multiply each coefficient value by the given symbol, and output the multiplication result to the adder 63.
  • the adder 63 outputs the total value of the multiplication results.
  • the output value of the adder 63 becomes a symbol constituting the estimated reception symbol series, and is expressed as the following equation (12).
  • Sequence estimation algorithm processor 402 calculates the metric for each transmission path condition mu t. Sequence estimation algorithm processor 402 uses the metric for each calculated channel state mu t, temporary decision unit 30 performs the Viterbi algorithm in a range of symbols in the vicinity of the center of each of the temporary decision symbols.
  • the series estimation algorithm processing unit 402 includes a subtractor 54, an absolute value device 53, and a neighborhood addition comparison selection unit 51.
  • the subtractor 54 subtracts the output value of the transmission line estimation unit 403 shown in the equation (12) from the output value of the adaptive filter unit 401 shown in the equation (10).
  • the subtractor 54 outputs the subtraction value obtained by the subtraction to the absolute value device 53.
  • the absolute value device 53 calculates the absolute value of the subtraction value received from the subtractor 54.
  • the absolute value calculated by the absolute value device 53 is a metric and is expressed as the following equation (13).
  • the neighborhood addition comparison selection unit 51 incorporates a plurality of tentative determination symbols A'output as tentative determination results by the tentative determination unit 30.
  • the neighborhood addition comparison selection unit 51 uses a plurality of provisional determination symbols A'to generate a provisional determination symbol sequence ⁇ A't ⁇ having a predetermined storage length as the sequence length.
  • Near ACS unit 51 among the symbol sequence representing the channel status mu t of the transmission path 2 at time t, in the vicinity around the respective symbols included in the tentative decision symbol sequence ⁇ A 't ⁇ of symbols Generate a plurality of symbol sequences ⁇ s't ⁇ represented by a range.
  • the neighborhood addition comparison selection unit 51 outputs the generated plurality of symbol sequences ⁇ s't ⁇ to the transmission line estimation unit 403.
  • Near ACS unit 51 uses the metric for each transmission path condition mu t absolute value unit 53 is output, the symbols of the vicinity centered on the respective symbols included in the tentative decision symbol sequence ⁇ A 't ⁇ Execute the Viterbi algorithm in the range.
  • the neighborhood addition comparison selection unit 51 calculates the distance function dt ( ⁇ t ⁇ ) indicating the plausibility of the estimated received symbol sequence by executing the Viterbi algorithm, and the calculated distance function dt ( ⁇ t). ⁇ ) Detect the minimum value.
  • the estimated received symbol sequence corresponding to this minimum value is the most plausible estimated received symbol sequence.
  • the starting point of the retroactive path is the transmission line state in which the distance function dt ( ⁇ t ⁇ ) at the time of reaching the transmission line state ⁇ t at time t becomes the minimum value.
  • the number of traces "w" when the path trace determination unit 405 traces the path is predetermined, and the amount of calculation for determining the path can be reduced by setting the number of traces "w" to a fixed value. It is known that the path converges by going back several times as long as the storage length of the transmission line estimation unit 403.
  • Each symbol obtained by the path trace determination unit 405 determining the symbol is designated as the determination symbol A.
  • the path trace determination unit 405 outputs the determination symbol A as a determination result.
  • the path traced back determination section 405 determines a symbol sequence ⁇ A t ⁇ obtained by arranging decision symbol A in series sequentially determines the estimated value of the transmission symbol sequence, that is, the signal generation device 1 is the estimated value of the m value data taken.
  • Update processing unit 404 calculates the tap gain values c 1 ⁇ c v of the adaptive filter unit 401, a coefficient value h 1 ⁇ h x of the estimated transfer function of the filter update channel estimation unit 70.
  • Update processing unit 404 when calculating the tap gain value c 1 ⁇ c v of the adaptive filter unit 401, a target value of the output value of the adaptive filter unit 401, enter a judgment result judging symbol sequence ⁇ A t ⁇ Information It is the output value of the transmission line estimation unit 70 for updating the filter. Update processing unit 404, so that the target value is calculated by each predetermined update algorithm updates values of the tap gain values c 1 ⁇ c v of taps 43-1 ⁇ 43-v of the adaptive filter unit 401.
  • the update processing unit 404 adapts the target value of the output value of the filter update transmission line estimation unit 70 when calculating the coefficient values h 1 to h x of the estimation transfer function of the filter update transmission line estimation unit 70. It is the output value of the filter unit 401.
  • Update processing unit 404 calculates, so that the target value, the update value of each coefficient value h 1 ⁇ h x taps 71-1 ⁇ 71-x of the filter update for channel estimation unit 70 by a predetermined update algorithm To do.
  • the update values of the coefficient values h 1 to h x calculated by the update processing unit 404 are also applied to the taps 61-1 to 61-x of the transmission line estimation unit 403.
  • the update processing unit 404 includes a filter update transmission line estimation unit 70, a filter update algorithm processing unit 75, a delay device 76, and a subtractor 77.
  • the configuration of the transmission line estimation unit 70 for updating the filter corresponds to the configuration of the transmission line estimation unit 403, and the taps 61-1 to 61-x correspond to the taps 71- to 71-x, and the delay device 62- 1 to 62- (x-1) correspond to delayers 72-1 to 72- (x-1), and adder 63 corresponds to adder 73.
  • the delay device 76 delays the output value of the adaptive filter unit 401 for a time of "-wT" and outputs it to the subtractor 77.
  • the reason why the time of "-wT" is delayed is that the process in the path trace determination unit 405 causes a delay of "-wT". Due to the delay of "-wT" by the delay device 76, the timing of the output value of the filter update transmission line estimation unit 70 and the output value of the adaptive filter unit 401 are matched.
  • the subtractor 77 subtracts the output value of the adaptive filter unit 401 delayed by "-wT" from the output value of the filter update transmission line estimation unit 70, and transfers the error obtained by the subtraction to the filter update algorithm processing unit 75. Output.
  • Filter updating algorithm processor 75 based on the error subtracter 77 is outputted, and calculates an updated value of the tap gain values c 1 ⁇ c v a predetermined update algorithm so as to reduce the error. Further, the filter update algorithm processing unit 75 calculates the update value of the coefficient values h 1 to h x by a predetermined update algorithm so as to reduce the error based on the error output by the subtractor 36.
  • Filter updating algorithm processor 75 the calculated tap gain values c 1 ⁇ c v, is set to tap 43-1 ⁇ 43-v, and updates the tap gain values c 1 ⁇ c v.
  • the filter update algorithm processing unit 75 sets the calculated coefficient values h 1 to h x to taps 71-1 to 71-x and taps 61-1 to 61-x of the transmission line estimation unit 403, and sets the coefficient values. Update h 1 to h x .
  • FIG. 6 is a flowchart showing a processing flow by the provisional determination unit 30 of the symbol determination device 3.
  • Delayer 31 of the adaptive filter unit 301 stores the captured symbol sequence with a sequence length of u from a received signal sequence ⁇ r t ⁇ (step Sa1).
  • the delay device 31 outputs the captured symbol sequence with a delay of "(u-1) T / 2" time.
  • Each of the delay devices 32-1 to 32- (u-1) captures and stores the symbols sequentially output by the delay device 31, and outputs the stored symbols after the lapse of "T" time.
  • the symbol sequence of the received signal sequence ⁇ r t ⁇ represented by the formula (7) is supplied to the tap 33-1 ⁇ 33-u.
  • the taps 33-1 to 33-u are the symbols rt- (u-1) / 2 to rt + (u-1) / 2 given to each, and the tap gain values f 1 to f set for each. It is multiplied by u, and the result of the multiplication is output to the adder 34.
  • the adder 34 sums the multiplication results, calculates the output value represented by the equation (8), and outputs it.
  • the output value becomes a symbol of the adaptive equalization by estimating the inverse transfer function received signal sequence ⁇ r t ⁇ (step Sa2).
  • the determination processing unit 302 performs a tentative determination based on a hard determination on the output value of the adaptive filter unit 301, and obtains an estimated value of the transmission symbol.
  • the determination processing unit 302 outputs the tentative determination symbol A', which is the obtained estimated value, as the tentative determination result (step Sa3).
  • the subtractor 36 outputs the subtraction value obtained by subtracting the output value of the adaptive filter unit 301 from the provisional determination symbol A'output by the determination processing unit 302 to the filter update algorithm processing unit 35 as an error.
  • Filter updating algorithm processor 35 based on the error subtracter 36 is outputted, and calculates updated values for the tap gain values f 1 ⁇ f u a predetermined update algorithm so as to reduce the error, i.e., an estimated inverse transfer function .. Filter updating algorithm processor 35, the tap gain value f 1 ⁇ f u calculated, by setting the tap 33-1 ⁇ 33-u, to update the tap gain values f 1 ⁇ f u (step Sa4).
  • Step Sa5 the process of step Sa1 is performed.
  • FIG. 7 is a flowchart showing a processing flow by the sequence estimation unit 40 of the symbol determination device 3.
  • Delayer 41 of the adaptive filter unit 401 and stores the received signal sequence ⁇ r t ⁇ from the capture symbol sequence with a sequence length of v (step Sb1-1).
  • the delay device 41 outputs the captured symbol sequence with a delay of "(v-1) T / 2" time.
  • Each of the delay devices 42-1 to 42- (v-1) captures and stores the symbols sequentially output by the delay device 41, and outputs the stored symbols after the lapse of "T" time.
  • the symbol sequence of the received signal sequence ⁇ r t ⁇ represented by the formula (9) is supplied to the tap 43-1 ⁇ 43-v.
  • the taps 43-1 to 43-v are the symbols rt- (v-1) / 2 to rt + (v-1) / 2 given to each, and the tap gain values c 1 to c set for each. It is multiplied by v and the result of the multiplication is output to the adder 44.
  • the adder 44 sums the multiplication results to calculate the output value represented by the formula (10), and outputs the calculated output value as a received signal sequence symbols compress the information amount of ⁇ r t ⁇ (step Sb1- 2).
  • the neighborhood addition comparison selection unit 51 takes in a plurality of tentative determination symbols A'output as tentative determination results by the tentative determination unit 30 (step Sb2-1).
  • the neighborhood addition comparison selection unit 51 generates a tentative determination symbol sequence ⁇ A't ⁇ having a predetermined storage length as the sequence length.
  • the symbol series in which the symbols captured by the neighborhood addition comparison selection unit 51 are arranged is [ A't- (p-1) / 2 , ..., A't-1 , A't , A't + 1 , ..., A't + (p-1) / 2 ].
  • the storage length is "3" and it is predetermined that the adjacent symbol range is ⁇ 1 symbol.
  • the storage length is "3"
  • the neighborhood addition comparison selection unit 51 includes each of the symbols included in the tentative determination symbol series [ A't-1 , A't , A't + 1 ] shown by a solid line near the center in the trellis diagram. of the symbol sequence indicating channel status mu t of the transmission line 2 a range of adjacent ⁇ 1 symbol at time t ⁇ s' t ⁇ .
  • the symbol multi-value level is "m"
  • the symbol sequence length is "p”
  • the branch of the trellis will m p present. If the number of branches also becomes three m memory length as was “3”.
  • Near ACS unit 51 outputs the symbol sequence representing each of the transmission path condition mu t focused on range of symbols in the vicinity around the respective temporary determination symbol channel estimation unit 403.
  • This symbol sequence is represented by the equation (11), and when the storage length is "3", it becomes [ s't-1 , s't , s't + 1 ].
  • Each of the delay devices 62-1 to 62- (x-1) of the transmission line estimation unit 403 stores the captured symbols and outputs the captured symbols after the lapse of "T" time.
  • Each of the taps 61-1 to 61-x is given each of the symbols included in the symbol series ⁇ s't ⁇ .
  • the taps 61-1 to 61-x multiply the respective coefficient values h 1 to h x by the given symbol, and output the multiplication result to the adder 63.
  • the adder 63 sums up the multiplication results, calculates an output value represented by the equation (12), and outputs it.
  • the output value sequentially output by the adder 63 becomes a symbol constituting the estimated reception symbol sequence (step Sb2-2).
  • the subtractor 54 subtracts the output value of the transmission line estimation unit 403 represented by the equation (12) from the output value of the adaptive filter unit 401 represented by the equation (10), and sets the subtracted value obtained by the subtraction as an absolute value device. Output to 53.
  • the absolute value device 53 calculates the absolute value of the subtraction value received from the subtractor 54.
  • the absolute value calculated by the absolute value device 53 becomes a metric expressed as the equation (13) (step Sb3).
  • the transmission line estimation unit 403 applies an estimation transfer function (H') to each of the 27 symbol series ⁇ s't ⁇ , and calculates 27 output values represented by the equation (12). Therefore, the absolute value device 53 also calculates 27 metrics.
  • the neighborhood addition comparison selection unit 51 is adjacent to each of the symbols included in the tentative determination symbol series [ A't-1 , A't , A't + 1 ] shown by a solid line near the center. Execute the Viterbi algorithm in the range of one symbol. Near ACS unit 51 executes a Viterbi algorithm, calculates a distance function d t ( ⁇ t ⁇ ) , detecting the minimum value of the calculated distance function d t ( ⁇ t ⁇ ) ( step Sb4).
  • the path traced back determination unit 405 based on the minimum value of the distance function d t was calculated vicinity ACS unit 51 ( ⁇ t ⁇ ), back path of the trellis, performs symbol decision to determine the decision symbol A ..
  • the path trace determination unit 405 outputs the determination symbol A as a determination result (step Sb5).
  • the path traced back determination section 405 determines a symbol sequence ⁇ A t ⁇ obtained by arranging decision symbol A in series sequentially determines the estimated value of the transmitted symbol, i.e. the signal generation device 1 is the estimated value of the m value data taken.
  • Each of the delayers 72-1 to 72- (x-1) of the filter update transmission line estimation unit 70 takes in and stores the determination symbol A sequentially output by the path trace determination unit 405, and after the lapse of "T" time, The stored determination symbol A is output.
  • Each of the taps 71-1 ⁇ 71-x, each of the symbols included in the decision symbol sequence ⁇ A t ⁇ is given.
  • the taps 71-1 to 71-x multiply the respective coefficient values h 1 to h x by the given symbol, and output the multiplication result to the adder 73.
  • the adder 73 calculates and outputs the total value of the multiplication results.
  • the delay device 76 delays the output value of the adaptive filter unit 401 by the time of "-wT", that is, the "-w” symbol, and outputs it to the subtractor 77.
  • the subtractor 77 subtracts the output value of the adaptive filter unit 401 delayed by "-wT" from the output value of the filter update transmission line estimation unit 70, and transfers the error obtained by the subtraction to the filter update algorithm processing unit 75. Output.
  • the filter update algorithm processing unit 75 calculates the update value of the coefficient values h 1 to h x by a predetermined update algorithm so as to reduce the error.
  • the filter update algorithm processing unit 75 sets the calculated coefficient values h 1 to h x to the corresponding taps 71-1 to 71-x and the taps 61-1 to 61-x of the transmission line estimation unit 403. Then, the coefficient values h 1 to h x are updated (step Sb6).
  • Filter updating algorithm processor 75 based on the error subtracter 77 is outputted, and calculates an updated value of the tap gain values c 1 ⁇ c v a predetermined update algorithm so as to reduce the error.
  • Filter updating algorithm processor 75, the calculated tap gain values c 1 ⁇ c v, is set to tap 43-1 ⁇ 43-v corresponding to each updating of the tap gain values c 1 ⁇ c v ( Step Sb7).
  • Delayer 41 of the adaptive filter unit 401 as the first one symbol shifted by the symbol from the beginning of the symbol sequence of the captured sequence length v in the previous step Sb1-1, symbol sequence length v from a received signal sequence ⁇ r t ⁇
  • the delay circuit 41 as the top one symbol shifted by the symbol from the beginning of the symbol sequence of the captured sequence length v in the previous step Sb1-1, can capture the symbol sequence having a sequence length v from a received signal sequence ⁇ r t ⁇ If not (step Sb8, No), the process ends.
  • step Sb6 and step Sb7 may be reversed.
  • the provisional determination unit 30 generates and generates a symbol sequence by performing adaptation equalization by the estimated reverse transfer function of the transmission line 2 to the received signal sequence captured from the transmission line 2. A tentative judgment is made for the symbol series.
  • the transmission line estimation unit 403 generates an estimated reception symbol sequence for each transmission line state based on a plurality of symbol sequences indicating the transmission line state and the estimated transfer function of the transmission line 2.
  • the sequence estimation algorithm processing unit 402 calculates the metric of each of the symbol sequence obtained from the received signal sequence and the estimated received symbol sequence, and the calculated metric, the tentative determination symbol tentatively determined by the tentative determination unit 30, and the tentative determination symbol.
  • the most plausible estimated received symbol sequence is selected by a predetermined estimation algorithm based on the symbols in the vicinity of the determination symbol. Further, the sequence estimation algorithm processing unit 402 generates a plurality of symbol sequences indicating the transmission path state in the range of the tentative determination symbol and the symbols in the vicinity of the tentative determination symbol by the tentative determination unit 30. The path trace determination unit 405 determines the transmission symbol sequence by tracing the trellis path based on the most plausible estimated reception symbol sequence. Therefore, the sequence estimation algorithm processing unit 402 may perform the calculation by narrowing down the range of the tentative determination symbol tentatively determined by the tentative determination unit 30 and the symbols in the vicinity of the tentative determination symbol, that is, reducing the number of branches of the trellis. .. Therefore, when determining the transmission symbol from the received signal sequence, even if the symbol multivalue degree increases, it is possible to prevent an increase in the amount of calculation without increasing the number of branches of the trellis.
  • the minimum value d_min t-1 ( ⁇ t-1 ) of the distance function that reaches the transmission line state ⁇ t and all the corresponding state transitions are all at time t-1. It is assumed that it is known in the transmission line state ⁇ t-1 . Based on this assumption, when finding the minimum value of the distance function dt ( ⁇ t ⁇ ) that reaches the transmission line state ⁇ t , it is necessary to find the distance function dt ( ⁇ t ⁇ ) corresponding to all state transitions.
  • the Viterbi algorithm has a small amount of calculation, but the amount of calculation of the Viterbi algorithm is dominated by the number of branches of the trellis, and when estimating high multivalued codes or wide-area intersymbol interference. Will increase the amount of calculation.
  • the neighborhood addition comparison selection unit 51 further sets each of the symbols included in the tentative determination symbol series ⁇ A't ⁇ tentatively determined by the tentative determination unit 30. Since the distance function dt ( ⁇ t ⁇ ) that reaches the transmission line state ⁇ t is calculated by narrowing down the range of symbols in the vicinity of the center, it is possible to further reduce the amount of calculation.
  • the transmission line estimation unit 403 In the conventional MLSE, for example, in the case of storage length "3", the number of branches of the trellis, the three m. Since the transmission line estimation unit 403 is given m 3 symbol sequences, the transmission line estimation unit 403 needs to perform m 3 operations, and the number of metrics calculated by the absolute value device 53 is also increased. It becomes m 3 .
  • the neighborhood addition comparison selection unit 51 narrows down the range of nearby symbols centered on each of the symbols included in the tentative determination symbol series ⁇ A't ⁇ . It is generating symbol sequence representing the channel status mu t Te.
  • the symbol multi-value degree m becomes large, the symbol multi-value can be limited in advance by limiting the range of nearby symbols centered on each of the symbols included in the tentative determination symbol series ⁇ A't ⁇ . It is possible to suppress an increase in the amount of calculation due to an increase in the degree.
  • FFE is applied to the provisional determination unit 30, but FFE is an adaptation equalization technique with a small amount of calculation. Therefore, like the symbol determination device 3 in the first embodiment, the tentative determination of the symbol is first performed by the FFE with a small amount of calculation, and the tentative determination symbol obtained as the tentative determination result is in the vicinity of each center.
  • the method of narrowing down the symbol range can perform symbol estimation with a smaller amount of calculation than the method of performing all symbol estimation by MLSE.
  • n 1 and 2 are realistic values, but depending on the performance of semiconductor processing technology in the future, that is, the improvement of signal processing performance, the value of n is n. Can be valued even greater.
  • the sequence estimation unit 40 may not include the adaptive filter unit 401.
  • the subtracter 54 of the sequence estimation algorithm processor 402 would capture the received signal sequence instead of the output values of the adaptive filter unit 401 ⁇ r t ⁇ .
  • FIG. 10 is a block diagram showing the internal configuration of the symbol determination device 3a in the second embodiment
  • FIG. 11 is a block diagram showing a detailed internal configuration of the symbol determination device 3a in the second embodiment.
  • the same configurations as those in the first embodiment are designated by the same reference numerals, and different configurations will be described below.
  • the symbol determination device 3a includes a provisional determination unit 30 and a series estimation unit 40a.
  • the sequence estimation unit 40a includes an adaptive filter unit 401a, a sequence estimation algorithm processing unit 402, a transmission path estimation unit 403, an update processing unit 404, and a path trace determination unit 405.
  • the input end of the adaptive filter unit 401a is connected to the output end of the adaptive filter unit 301 of the provisional determination unit 30. More specifically, as shown in FIG. 11, the output end of the adder 34 of the adaptive filter unit 301 and the input end of the delay device 41 of the adaptive filter unit 401a are connected.
  • the adaptive filter unit 301 the adaptive equalization by estimating the inverse transfer function, are intended to be close to the transmission signal sequence a received signal sequence ⁇ r t ⁇ .. Therefore, the noise in the high frequency region is amplified at the time of adaptation equalization by the estimated inverse transfer function.
  • the adaptive filter unit 401a of the series estimation unit 40a the noise in the high frequency region can be suppressed and the pulse width can be increased by performing filtering processing with a small number of taps to the extent that the noise in the high frequency region amplified by the adaptive filter unit 301 is suppressed. Compression processing can be performed. That is, in the second embodiment, the efficiency of the pulse width compression process in the adaptive filter unit 401a can be improved by using the output signal of the adaptive filter unit 301.
  • the sequence estimation unit 40a may not be provided with the adaptive filter unit 401a, as in the first embodiment.
  • the subtractor 54 of the sequence estimation algorithm processing unit 402 takes in the output value of the adaptive filter unit 301 instead of the output value of the adaptive filter unit 401a.
  • the neighborhood addition comparison selection unit 51 included in the symbol determination devices 3 and 3a in the first and second embodiments described above has executed the Viterbi algorithm as an estimation algorithm for estimating the transmission symbol sequence.
  • the configuration is not limited to the embodiment.
  • the neighborhood addition comparison selection unit 51 may execute the BCJR algorithm, which is an effective maximum a posteriori probability (MAP) decoding method when different prior probabilities exist for each symbol.
  • MAP a posteriori probability
  • the maximum likelihood decoding method based on the Viterbi algorithm is a method equivalent to the case where the prior probabilities are equal for all symbols in the MAP decoding method.
  • the neighborhood addition comparison selection unit 51 executes the BCJR algorithm in the range of the tentative determination symbol tentatively determined by the tentative determination unit 30 and the nearby symbols centered on each of the tentative determination symbols. At this time, the conditional probability of either "0" or "1" of the binary value representing the symbol may be 0%.
  • the log-likelihood ratio is used as a soft judgment output, and when the conditional probability becomes 0%, there is a problem that the log-likelihood ratio becomes infinite.
  • the gray code is a code that minimizes an error in the binary value when it is erroneously determined as an adjacent symbol. For example, if a place that should be judged as "3" is judged as "2", the first and second binary values represent the same "01", so there are three errors in the binary value. It can be suppressed to the value of the eyes only.
  • the log-likelihood ratio R is infinite when the neighborhood addition comparison selection unit 51 receives the tentative judgment symbol from the tentative judgment unit 30.
  • the position of the binary value that becomes can be specified.
  • a table as shown in FIG. 14 is stored in advance in the storage area inside the neighborhood addition comparison selection unit 51.
  • the table shown in FIG. 14 has items of "provisional determination symbol value”, "target symbol value”, and "position of binary value”.
  • provisional determination symbol value a value of 0 to 7 indicating the provisional determination symbol is written.
  • target symbol series a symbol series including neighboring symbols in the case of the storage length "3" is written.
  • the neighborhood addition comparison selection unit 51 receives the tentative determination symbol from the tentative determination unit 30, the log-likelihood ratio R becomes infinite by referring to the table.
  • the position of the value can be specified.
  • the calculation proceeds using a predetermined sufficiently large value as the log-likelihood ratio R, for example, a value of about "10".
  • the neighborhood addition comparison selection unit 51 can perform the calculation of the BCJR algorithm without any problem.
  • the adaptive filter unit 301, the adaptive filter units 401 and 401a, the transmission line estimation unit 403, and the filter update transmission line estimation unit 70 have linear transversal filters. Although it is said to be applied, the configuration of the present invention is not limited to the embodiment. Even if a filter other than the linear transversal filter such as another linear filter or a non-linear filter is applied to the adaptive filter unit 301, the adaptive filter unit 401, 401a, the transmission line estimation unit 403, and the filter update transmission line estimation unit 70. Good.
  • the filter update algorithm processor 35, 75 is, the predetermined update algorithm so as to reduce the error, the tap gain values f 1 ⁇ f u, tap gain
  • the updated values of the filter coefficient values such as the values c 1 to c v and the coefficient values h 1 to h x are calculated.
  • a predetermined update algorithm for example, an algorithm of an iterative approximation method such as an LMS (Least Mean Square) algorithm or an RLS (Recursive Least Square) algorithm is applied.
  • the update value of the filter coefficient value set for each tap is calculated by, for example, the following equation (15).
  • H (n) k + 1 H (n) k + ⁇ ⁇ E ⁇ U (n) k ⁇ ⁇ ⁇ (15)
  • n is an identifier of a plurality of taps
  • k is a value indicating the number of updates.
  • H (n) k + 1 is the updated value of the filter coefficient values
  • H (n) k is the filter coefficient values before updating
  • n-th just before U (n) k is, for calculating the update value This is the input signal given to the tap of.
  • E is an error
  • ⁇ is a convergence constant that is appropriately determined.
  • the symbol determination devices 3 and 3a in the above-described embodiment may be realized by a computer.
  • the program for realizing this function may be recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on the recording medium may be read by the computer system and executed.
  • the term "computer system” as used herein includes hardware such as an OS and peripheral devices.
  • the "computer-readable recording medium” refers to a portable medium such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM, or a CD-ROM, or a storage device such as a hard disk built in a computer system.
  • a "computer-readable recording medium” is a communication line for transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line, and dynamically holds the program for a short period of time. It may also include a program that holds a program for a certain period of time, such as a volatile memory inside a computer system that serves as a server or a client in that case. Further, the above program may be for realizing a part of the above-mentioned functions, and may be further realized for realizing the above-mentioned functions in combination with a program already recorded in the computer system. It may be realized by using a programmable logic device such as FPGA (Field Programmable Gate Array).
  • FPGA Field Programmable Gate Array

Landscapes

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Abstract

伝送路から取り込む受信信号系列に対して伝送路の推定逆伝達関数による適応等化を行ってシンボル系列を生成し、生成したシンボル系列に対して仮判定を行い、仮判定した仮判定シンボルと仮判定シンボルの近傍のシンボルの範囲で伝送路状態を示す複数のシンボル系列を生成し、生成した伝送路状態を示す複数のシンボル系列と、伝送路の推定伝達関数とに基づいて、伝送路状態ごとの推定受信シンボル系列を生成し、受信信号系列から得られるシンボル系列と、推定受信シンボル系列の各々とのメトリックを算出し、算出したメトリックと、仮判定シンボルと、仮判定シンボルの近傍のシンボルとに基づいて最も尤もらしい推定受信シンボル系列を選択して送信シンボル系列の判定を行う。

Description

シンボル判定装置、及びシンボル判定方法
　本発明は、シンボル判定装置、及びシンボル判定方法に関する。
　近年のスマートフォン、タブレットの急速な普及や高精細な動画配信サービスの様なリッチコンテンツの増加等により、インターネットのバックボーンネットワークが転送するトラフィックは増え続けている。また、企業におけるクラウドサービスの活用も進んでいる。これらのことから、データセンタ（以下「ＤＣ」(Data Center)という。）内、ＤＣ間のネットワークのトラフィックが年率約１．３倍の割合で増加することが予測されている。
　現在ＤＣ内やＤＣ間の接続方式には主にイーサネット（登録商標）が導入されている。通信トラフィックの増大に伴い、単一拠点におけるＤＣの大規模化が困難になることが予想されている。そのため、今後は今まで以上にＤＣ間連携の必要性が高まり、ＤＣ間で送受信されるトラフィックの更なる増大が考えられる。このような状況に対応するためには、低コストかつ大容量の短距離光伝送技術の確立が求められる。
　現行のイーサネット（登録商標）規格では、１０ＧｂＥ(Gigabit Ethernet（登録商標）)－ＺＲを除き４０ｋｍまでの伝送路に光ファイバ通信が適用されている。また、１００ＧｂＥまでは光のｏｎ、ｏｆｆに２値情報を割り当てる強度変調方式が用いられている。受信側は受光器のみで構成され、長距離伝送で用いるコヒーレント受信方式よりも安価な構成となっている。
　１００ＧｂＥでは、変調スピードが２５ＧＢｄ(GigaBaud)、シンボルあたりの情報量が１ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌのＮＲＺ（Non-return-to-zero）信号を４波多重することで、１００Ｇｂ／ｓの伝送容量を実現している。
　１００ＧｂＥの次の世代にあたる４００ＧｂＥの標準化においては、１００ＧｂＥで用いられた経済的なデバイス構成の維持と、信号の帯域利用効率を考慮し、初めて２ｂｉｔｓ／ｓｙｍｂｏｌのＰＡＭ４（4-level pulse-amplitude-modulation）が採用されている。これにより、４００ＧｂＥでは、５０Ｇｂ／ｓの信号を８波多重することで４００Ｇｂ／ｓの伝送容量を実現している。４００ＧｂＥの規格として、例えば、４００ＧＢＡＳＥ－ＦＲ８，ＬＲ８などがある。
　今後の更なるトラフィック増大に向け、２０２０年以降、８００ＧｂＥ、１．６ＴｂＥの標準化が予定されている。これらの通信速度は、例えば、図１５に示すように、２００Ｇｂ／ｓのＰＡＭ４を採用して変調スピードを１００ＧＢａｕｄとした信号を４～８波長多重して実現するか、または、２００Ｇｂ／ｓのＰＡＭ８を採用して変調スピードを７５ＧＢａｕｄとした信号を４～８波長多重して実現することが予定されている。
　更なる大容量化に向けた課題として、伝送容量の増大に伴う信号品質劣化、すなわち、デバイスの帯域制限や波長分散の影響が顕在化する。例えば、図１６に示すように、伝送容量が増大して利用帯域が増加すると、デバイスの帯域制限により、周波数領域５０１（斜め線のハッチング領域）が失われてしまう問題が発生する。また、図１７に示すように、伝送容量が増大すると、波長分散の影響が大きくなり、干渉する領域５０２が増大したりする。
　このような問題を解決する手法として、高速な通信速度に対応したＤＡＣ(Digital to Analog Converter)やＡＤＣ（Analog to Digital Converter）を用いたり、波長の分散を補償する分散補償モジュール等を用いたりする手法がある。しかし、こういった機器は高価であり、機器に要するコストが高くなるため、経済的な観点からは、回避したい手法である。経済的な観点において、望まれている手法は、従来の送受信器の構成を維持し、多値化、帯域制限耐力、波長分散耐力を向上させて、低コストな狭帯域のデバイスを活用する手法である。しかし、低コストな狭帯域のデバイスを用いる場合、上述したような通信速度の高速化に伴う帯域制限や波長分散による符号間干渉などによって生じる問題を解決する必要がある。
　符号間干渉などの問題によって歪んだ受信信号波形から正しい送信データを得るための最も有効な等化方式として、最尤系列推定（以下「ＭＬＳＥ」（Maximum Likelihood Sequential Estimation）という。）が知られている（例えば、非特許文献１、２参照）。
　例えば、図１８は、上述した低コストな狭帯域デバイスを用いて構成された従来の通信システム１００を示すブロック図である。通信システム１００は、送信側の信号生成装置１、伝送路２、受信側のシンボル判定装置９０を備える。信号生成装置１は、外部から与えられるｍ値データ信号を取り込み、電気信号の送信信号系列｛ｓｔ｝を生成する。ここで、ｍは、シンボル多値度であり、２以上の整数である。また、ｔは、送信信号系列を識別する識別番号であり、送信信号系列｛ｓｔ｝に含まれるシンボル数がＮ個であるとすると、例えば、１，２，３，…，Ｎといった整数値が割り当てられる。
　伝送路２の強度変調器２－２は、信号生成装置１が出力する電気信号の送信信号系列｛ｓｔ｝を取り込み、取り込んだ電気信号の送信信号系列｛ｓｔ｝によって光源２－１が出射する光を変調し、光信号の送信信号系列｛ｓｔ｝を生成する。光ファイバ２－３は、強度変調器２－２が生成した光信号の送信信号系列｛ｓｔ｝を伝送する。受光器２－４は、光ファイバ２－３が伝送する光信号の送信信号系列｛ｓｔ｝を光信号の受信信号系列｛ｒｔ｝として受光し、電気信号の受信信号系列｛ｒｔ｝に変換して出力する。
　このとき、伝送路２を等化回路によって示すと、図１９に示すような構成となる。図１９において、遅延器８２－１～８２－２Ｌは、入力シンボルを取り込んで記憶し、「Ｔ」の時間経過後に記憶した入力シンボルを出力する。ここで、「Ｔ」は、シンボル間隔であり、シンボルごとの演算のタイミングは、「ｔＴ」となる。
　遅延器８１は、入力シンボルを取り込んで記憶し、「－ＬＴ」の時間経過後に記憶した入力シンボルを出力する。なお、遅延量にマイナス符号が付いているため、遅延器８１は、「ＬＴ」の負遅延を与えていることになる。ここでは、伝送路２において、時刻ｔにおける符号の前後Ｌシンボル分の符号間干渉が発生するものとして、遅延器８１により光信号の送信信号系列｛ｓｔ｝の要素ｓｔの前後Ｌシンボル分を伝達関数部８３に与えている。
　伝達関数部８３は、遅延器８１，８２－１～８２－２Ｌが出力するシンボル系列に伝達関数（Ｈ）を適用する。加算器８５は、伝達関数部８３の出力値に対して、雑音成分であるωｔを加算して、受信信号系列｛ｒｔ｝を生成する。ωｔは、平均０、分散δ２の互いに独立なガウスランダム系列である。
　図１９の等化回路が生成する受信信号系列｛ｒｔ｝を式で示すと次式（１）となる。式（１）において、ｔ＝１，２，…，Ｎである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　図２０は、伝送路２が出力する受信信号系列｛ｒｔ｝に基づいてＭＬＳＥによって送信シンボル系列の識別を行う識別回路であるシンボル判定装置９０の内部構成を示した図である。伝送路２における伝達関数（Ｈ）は、未知の関数である。そのため、シンボル判定装置９０は、伝送路２の伝達関数（Ｈ）を推定し、推定した伝達関数（Ｈ’）（以下「推定伝達関数（Ｈ’）」という。）を用いて受信シンボル系列のレプリカを生成する。以下、推定伝達関数（Ｈ’）によって複製した受信シンボル系列を推定受信シンボル系列という。シンボル判定装置９０は、生成した推定受信シンボル系列と、受信信号系列｛ｒｔ｝から得られるシンボル系列とを比較し、最も尤もらしい推定受信シンボル系列を判定結果とする。
　ＭＬＳＥでは、条件付き結合確率密度関数ｐＮ（｛ｒＮ｝｛ｓ’Ｎ｝）を最大にする送信信号系列｛ｓ’ｔ｝を探索することで、シンボル判定を行う。条件付き結合確率密度関数ｐＮ（｛ｒＮ｝｛ｓ’Ｎ｝）は、伝送路２を通じて、ｍ値データから生成される系列長Ｎの送信信号系列｛ｓ’ｔ｝が送信された場合に、受信信号系列｛ｒｔ｝が受信される確率であり、次式（２）によって表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　条件付き結合確率密度関数ｐＮ（｛ｒＮ｝｛ｓ’Ｎ｝）を最大にすることは、次式（３）で示される距離関数ｄＮを最小にすることと等価である。なお、式（３）において（ｐ－１）／２＝Ｌである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式（３）における（ｓ’ｔ－（ｐ－１）／２，…，ｓ’ｔ，…，ｓ’ｔ＋（ｐ－１）／２）は、時刻ｔにおける伝送路２の状態（ステート）μｔ（以下「伝送路状態μｔ」という。）を示している。シンボル系列長が「ｐ」の場合、変調シンボルＩ＝［ｉ１，ｉ２，…，ｉｍ］の全ての組み合わせの数は、「ｍｐ」となる。この場合、伝送路２は、ｍｐ個の有限の伝送路状態を有する有限状態機械とみなすことができる。有限状態機械とみなすことができることから、例えば、ビタビ・アルゴリズムのような最尤系列推定の手法を用いて、受信信号系列｛ｒｔ｝ごとに、逐次計算を行って距離関数ｄＮを算出することができる。
　時刻ｔにおいて、伝送路状態μｔに到達する距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）は、時刻ｔ－１における距離関数ｄｔ－１（｛μｔ－１｝）と、時刻ｔにおける状態遷移に伴う尤度、すなわちメトリックｂ（ｒｔ；μｔ－１→μｔ）とを用いて次式（４）によって表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　メトリックｂ（ｒｔ；μｔ－１→μｔ）は、推定伝達関数（Ｈ’）を用いて次式（５）として表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　時刻ｔにおけるメトリックｂは、ｔ－１からｔへの状態遷移にのみ依存し、それ以前の状態遷移には依存しない。ここで、伝送路状態μｔに到達する距離関数の最小値ｄ＿ｍｉｎｔ－１（μｔ－１）と、これに対応する全状態遷移が、時刻ｔ－１における全ての伝送路状態μｔ－１において既知であると仮定する。
　この仮定の下で、伝送路状態μｔに到達する距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）の最小値を求める場合、全ての状態遷移に対応する距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）を求める必要はない。伝送路状態μｔに遷移する可能性のある全ての伝送路状態｛μｔ－１｝について、ｄ＿ｍｉｎｔ－１（μｔ－１）＋ｂ（ｒｔ；μｔ－１→μｔ）を算出し、この中の最小値を求めれば、その値が伝送路状態μｔに到達する全ての距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）の最小値であるｄ＿ｍｉｎｔ（μｔ）になる。これを式で示すと次式（６）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　図２０に戻り、シンボル判定装置９０において、遅延器９２－１～９２－（ｐ－１）は、入力シンボルを取り込んで記憶し、「Ｔ」の時間経過後に記憶した入力シンボルを出力する。そのため、推定伝達関数部９３には、伝送路２の時刻ｔにおける伝送路状態μｔを示す（ｓ’ｔ－（ｐ－１）／２，…，ｓ’ｔ，…，ｓ’ｔ＋（ｐ－１）／２）のシンボル系列が与えられる。推定伝達関数部９３には、このシンボル系列に対して、推定伝達関数（Ｈ’）を適用する。減算器９４は、受信信号系列｛ｒｔ｝から推定伝達関数部９３の出力値を減算する。絶対値器９５は、減算器９４の出力値の絶対値を算出し、算出した絶対値が式（５）で示されるメトリックｂとなる。
　加算比較選択部９１は、伝送路状態μｔに遷移する可能性のある全ての伝送路状態｛μｔ－１｝について、式（６）におけるｄ＿ｍｉｎｔ－１（μｔ－１）＋ｂ（ｒｔ；μｔ－１→μｔ）を算出し、算出した値の中の最小値を距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）の最小値であるｄ＿ｍｉｎｔ（μｔ）とする。
　パス遡り判定部９６は、加算比較選択部９１が算出した距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）の最小値に基づいて、ビタビ・アルゴリズムのトレリスのパスを遡り、信号生成装置１が取り込んだｍ値データの推定値を求め、求めた推定値を判定結果として出力する。
　上記のように、ビタビ・アルゴリズムでは、伝送路状態μｔに到達する距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）の最小値を求める場合、全ての状態遷移に対応する距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）を求めずに、伝送路状態μｔに遷移する可能性のある全ての伝送路状態｛μｔ－１｝について、ｄ＿ｍｉｎｔ－１（μｔ－１）＋ｂ（ｒｔ；μｔ－１→μｔ）を算出するようにしている。これにより、ビタビ・アルゴリズムでは、系列長に対し指数的に増大する演算量を線形的な増大に抑えることができる。そのため、ＭＬＳＥでは、ビタビ・アルゴリズムを用いることで、演算量を抑えた最尤系列の推定を可能としている。
　また、ＭＬＳＥでは、送信信号波形が受ける符号間干渉を受信器側のデジタル信号処理によって推定して再現することで、高い等化性能を実現する。したがって、推定精度が高いほど符号間干渉による符号誤りを抑制して、符号間干渉によって歪んだ受信信号波形から正しい送信データを得ることが可能になる。ＭＬＳＥを用いた信号品質劣化抑制技術は、上記のイーサネット（登録商標）の大容量化においても検討されている。
D. D. FALCONER and F. R. MAGEE, JR. "Adaptive Channel Memory Truncation for Maximum Likelihood Sequence Estimation", The Bell System Technical Journal Vol. 52, No. 9, pp. 1541-1562、November, 1973. Qiang Zhang, Nebojsa Stojanovic, Liang Zhang, Tianjian Zuo, Changsong Xie, Enbo Zhou, "Up to 190-Gb/s OOK Signal Generation using a Coding and Cutting Technique with a 92 GSa/s DAC", OFC2017, Th3D.1.
　上述したように、ビタビ・アルゴリズムでは、上記の式（６）に示すような演算が行われる。記憶長（拘束長）を「３」として、式（６）の演算対象の組み合わせをトレリス図によって示すと図２１に示すような組み合わせになる。例えば、一番上の枝の場合、［ｉ１，ｉ１，ｉ１］が、式（５）における（ｓ’ｔ－（ｐ－１）／２，…，ｓ’ｔ，…，ｓ’ｔ＋（ｐ－１）／２）に対応する。図２１に示すようにｍ２個の伝送路状態μｔの各々からｍ本の枝が生じるため、枝の合計はｍ３本となる。
　例えば、記憶長「３」で、ｍ＝８とした場合、図２２に示すように、伝送路状態μｔの数は、「６４」となり、枝の数は、「５１２」本となる。ビタビ・アルゴリズムでは、伝送路状態μｔごと、すなわちトレリスの枝ごとにメトリックの演算を行う必要がある。そのため、ｍの数、すなわちシンボル多値度が増えて状態数が増加すると、それに伴ってトレリスの枝数が多くなり、ビタビ・アルゴリズムの演算量が多くなるという問題がある。
　上記事情に鑑み、本発明は、受信信号系列から送信シンボルの判定を行う際にシンボル多値度が増加した場合であっても、演算量の増大を抑制することができる技術の提供を目的としている。
　本発明の一態様は、伝送路から取り込む受信信号系列に対して前記伝送路の推定逆伝達関数による適応等化を行ってシンボル系列を生成し、前記シンボル系列に対して仮判定を行う仮判定部と、伝送路状態を示す複数のシンボル系列と、前記伝送路の推定伝達関数とに基づいて、前記伝送路状態ごとの推定受信シンボル系列を生成する伝送路推定部と、前記受信信号系列から得られるシンボル系列と、前記推定受信シンボル系列の各々とのメトリックを算出し、算出した前記メトリックと、前記仮判定部が仮判定した仮判定シンボルと、前記仮判定シンボルの近傍のシンボルとに基づいて所定の推定アルゴリズムにより最も尤もらしい前記推定受信シンボル系列を選択する系列推定アルゴリズム処理部と、前記最も尤もらしい推定受信シンボル系列に基づいて、トレリスのパスを遡って送信シンボル系列の判定を行うパス遡り判定部と、を備え、前記系列推定アルゴリズム処理部は、前記仮判定シンボルと前記仮判定シンボルの近傍のシンボルの範囲で前記伝送路状態を示す複数のシンボル系列を生成して前記伝送路推定部に出力するシンボル判定装置である。
　本発明の一態様は、上記のシンボル判定装置であって、前記近傍のシンボルとは、前記仮判定シンボルを中心とした前後のシンボルであり、前記仮判定シンボルと前記近傍のシンボルの総和が（２ｎ＋１）個（ｎは、２以上の整数）になるシンボルである。
　本発明の一態様は、上記のシンボル判定装置であって、前記受信信号系列から得られるシンボル系列は、前記受信信号系列に含まれるシンボル系列であるか、または、前記仮判定部が前記受信信号系列の一部に対して前記推定逆伝達関数による適応等化を行って生成したシンボル系列であるか、または、更に備える適応フィルタ部によって生成されるシンボル系列であり、前記適応フィルタ部は、入力信号系列の一部に対してパルス幅を圧縮するフィルタリング処理を行って前記シンボル系列を生成し、前記入力信号系列として、前記受信信号系列、または、前記仮判定部が前記受信信号系列の一部に対して前記伝送路の推定逆伝達関数による適応等化を行って生成したシンボル系列を含む信号系列が与えられる。
　本発明の一態様は、上記のシンボル判定装置であって、前記パス遡り判定部が出力する前記シンボル系列と、前記受信信号系列から得られるシンボル系列とに基づいて、前記推定伝達関数を算出する更新処理部を備える。
　本発明の一態様は、上記のシンボル判定装置であって、前記適応フィルタ部を備える場合、前記パス遡り判定部が出力する前記シンボル系列と、前記受信信号系列から得られるシンボル系列とに基づいて、前記推定伝達関数、及び前記適応フィルタ部が行う前記フィルタリング処理のフィルタ係数値を算出する更新処理部を備える。
　本発明の一態様は、上記のシンボル判定装置であって、前記所定の推定アルゴリズムは、ビタビ・アルゴリズムであるか、または、ＢＣＪＲアルゴリズムであり、前記ＢＣＪＲアルゴリズムが適用される場合、前記系列推定アルゴリズム処理部は、前記仮判定シンボルと、前記仮判定シンボルの近傍のシンボルからなるシンボル系列に含まれるバイナリ値の対数尤度比が無限大になる場合、当該バイナリ値の前記対数尤度比として予め定められる有限値を用いる。
　本発明の一態様は、上記のシンボル判定装置であって、前記仮判定部は、前記伝送路の逆伝達関数による適応等化を行って生成した前記シンボル系列と、前記仮判定の判定結果として得られた前記シンボル系列とに基づいて、前記推定逆伝達関数を算出する。
　本発明の一態様は、伝送路から取り込む受信信号系列に対して前記伝送路の推定逆伝達関数による適応等化を行ってシンボル系列を生成し、前記シンボル系列に対して仮判定を行い、仮判定した仮判定シンボルと前記仮判定シンボルの近傍のシンボルの範囲で伝送路状態を示す複数のシンボル系列を生成し、生成した前記複数のシンボル系列と、前記伝送路の推定伝達関数とに基づいて、前記伝送路状態ごとの推定受信シンボル系列を生成し、前記受信信号系列から得られるシンボル系列と、前記推定受信シンボル系列の各々とのメトリックを算出し、算出した前記メトリックと、前記仮判定シンボルと、前記仮判定シンボルの近傍のシンボルとに基づいて所定の推定アルゴリズムにより最も尤もらしい前記推定受信シンボル系列を選択し、前記最も尤もらしい推定受信シンボル系列に基づいて、トレリスのパスを遡って送信シンボル系列の判定を行うシンボル判定方法である。
　本発明により、受信信号系列から送信シンボルの判定を行う際にシンボル多値度が増加した場合であっても、演算量の増大を抑制することができる。
第１の実施形態における通信システムの構成を示すブロック図である。 第１の実施形態におけるシンボル判定装置の内部構成を示すブロック図である。 第１の実施形態におけるシンボル判定装置の内部の詳細構成を示すブロック図である。 第１の実施形態における適応フィルタ部が取り込む系列を説明する図である。 第１の実施形態における系列推定部の適応フィルタ部が行うパルス幅の圧縮を説明する図である。 第１の実施形態におけるシンボル判定装置の仮判定部による処理の流れを示すフローチャートである。 第１の実施形態におけるシンボル判定装置の系列推定部による処理の流れを示すフローチャートである。 第１の実施形態における系列推定部の近傍加算比較選択部が演算対象とする状態を示すトレリス図である。 図８においてシンボル多値度を８とした場合のトレリス図である。 第２の実施形態におけるシンボル判定装置の内部構成を示すブロック図である。 第２の実施形態におけるシンボル判定装置の内部の詳細構成を示すブロック図である。 シンボル多値度が８の場合のｇｒａｙ符号の一例を示す図である。 ＢＣＪＲアルゴリズムを適用する場合の課題を説明する図である。 ＢＣＪＲアルゴリズムを適用する場合にシンボル判定装置が備えるテーブルの一例を示す図である。 伝送容量と波長の多重度との関係を示すグラフである。 伝送容量が増大した場合のデバイスの帯域制限の影響を示すグラフである。 伝送容量が増大した場合の波長分散の影響を示すグラフである。 従来の通信システムの構成を示すブロック図である。 伝送路の等化回路のブロック図である。 従来のシンボル判定装置の内部構成を示すブロック図である。 ビタビ・アルゴリズムの演算対象となる状態を示すトレリス図である。 図２１においてシンボル多値度を８とした場合のトレリス図である。
（第１の実施形態）
　以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
　図１は、第１の実施形態における通信システムＳの構成を示すブロック図である。通信システムＳは、信号生成装置１、伝送路２、及びシンボル判定装置３を備える。
　信号生成装置１及び伝送路２は、図１８に示した従来の通信システム１００が備える信号生成装置１及び伝送路２と同一構成である。信号生成装置１は、外部から与えられるｍ値データ信号を取り込む。ｍは、シンボル多値度であり、例えば２以上の整数である。各シンボルは、数字や記号で表される。例えば、ｍ＝８の場合、各シンボルは、［０，１，２，３，４，５，６，７］の数字で表される。
　信号生成装置１は、取り込んだｍ値データ信号を送信シンボル系列とし、送信シンボル系列を含む電気信号の送信信号系列｛ｓｔ｝を生成する。ｔは、送信信号系列を識別する識別番号である。送信信号系列｛ｓｔ｝に含まれるシンボル数がＮ個であるとすると、例えばｔ＝１，２，３，…，Ｎといった整数値が割り当てられる。
　伝送路２において、強度変調器２－２は、信号生成装置１が出力する電気信号の送信信号系列｛ｓｔ｝を取り込む。強度変調器２－２は、電気信号の送信信号系列｛ｓｔ｝に含まれているｍ値のシンボル系列に基づいて光源２－１が出射する光を変調する。これにより、強度変調器２－２は、ｍ値のシンボル系列を表す光信号の送信信号系列｛ｓｔ｝を生成する。
　光ファイバ２－３は、強度変調器２－２が生成した光信号の送信信号系列｛ｓｔ｝を伝送する。
　受光器２－４は、光ファイバ２－３が伝送する光信号の送信信号系列｛ｓｔ｝を光信号の受信信号系列｛ｒｔ｝として受光する。受光器２－４は、受光した光信号の受信信号系列｛ｒｔ｝を電気信号の受信信号系列｛ｒｔ｝に変換して出力する。受光器２－４は、例えばフォトダイオードである。
　シンボル判定装置３は、伝送路２が出力する受信信号系列｛ｒｔ｝に基づいて、送信シンボル系列の識別を行う識別回路である。シンボル判定装置３は、図２に示す内部構成を備えている。シンボル判定装置３は、仮判定部３０、系列推定部４０を備える。仮判定部３０には、例えば、ＦＦＥ（Feed Forward Equalizer）が適用される。仮判定部３０は、逆伝達関数を推定した関数（以下「推定逆伝達関数」という。）により受信信号系列｛ｒｔ｝を適応等化して硬判定を行い、送信シンボル系列の仮判定を行う。
　系列推定部４０は、伝送路状態を示すシンボル系列に対して推定伝達関数（Ｈ’）を適用して推定受信シンボル系列を生成する。系列推定部４０は、生成した推定受信シンボル系列と、パルス幅を圧縮した受信信号系列｛ｒｔ｝とに基づいてメトリックを算出する。また、系列推定部４０は、算出したメトリックを用いて、仮判定部３０が仮判定したシンボルの各々を中心とする近傍のシンボルの範囲でビタビ・アルゴリズムを実行する。これにより、系列推定部４０は、送信シンボル系列の推定値、すなわち信号生成装置１が取り込んだｍ値データ信号の推定値を求める。
　仮判定部３０は、適応フィルタ部３０１、判定処理部３０２、及び更新処理部３０３を備える。適応フィルタ部３０１は、例えば、図３に示すように線形トランスバーサルフィルタである。適応フィルタ部３０１は、伝送路２の伝達関数（Ｈ）の逆伝達関数を推定した推定逆伝達関数により入力信号を適応等化する。
　適応フィルタ部３０１は、図３に示すように、遅延器３１，３２－１～３２－（ｕ－１）、タップ３３－１～３３－ｕ、及び加算器３４を備える。遅延器３１は、図４に示すように、Ｎ個からなる受信信号系列｛ｒｔ｝の一部であるｕ個のシンボル系列を取り込む。遅延器３１は、取り込んだシンボル系列を記憶し、「（ｕ－１）Ｔ／２」の時間経過後、すなわち「（ｕ－１）／２」シンボル分、遅延させて取り込んだシンボル系列を出力する。
　タップ３３－１には、遅延器３１が出力する「（ｕ－１）／２」シンボル分、遅延したシンボルであるｒｔ＋（ｕ－１）／２が与えられる。
　遅延器３２－１～３２－（ｕ－１）の各々は、１つのシンボルを取り込んで記憶し、「Ｔ」の時間経過後、すなわち１シンボル分、遅延させて取り込んだシンボルを出力する。例えば、最初の遅延器３２－１は、「（ｕ－３）／２」シンボル分、遅延したｒｔ＋（ｕ－３）／２のシンボルを出力する。最後の遅延器３２－（ｕ－１）は、「（ｕ－１）／２」シンボル分、遅延したｒｔ＋（ｕ－１）／２のシンボルを出力する。これにより、タップ３３－１～３３－ｕには、次式（７）で示される系列長ｕのシンボル系列を含んだ信号が与えられることになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　タップ３３－１～３３－ｕの各々には、いわゆるフィルタ係数値であるｆ１，ｆ２，…，ｆ（ｕ＋１）／２，…，ｆｕのタップ利得値が設定されている。このタップ利得値ｆ１～ｆｕが、推定逆伝達関数を表していることになる。
　タップ３３－１～３３－ｕは、各々に与えられるシンボルに対して各々のタップ利得値ｆ１～ｆｕを乗算して出力する。加算器３４は、タップ３３－１～３３－ｕの出力値を合計して出力する。式（７）は、「（ｕ＋１）／２」番目の要素であるｒｔを中心とした系列ということができるため、加算器３４の出力値を次式（８）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　適応フィルタ部３０１では、遅延器３１により「（ｕ－１）Ｔ／２」の遅延を与えている。そのため、適応フィルタ部３０１による線形デジタルフィルタリングの演算タイミングｔＴの出力値に対応する入力情報であるｕ個のシンボル系列は、「（ｕ－１）Ｔ／２」分の遅延が発生していることになる。
　判定処理部３０２は、適応フィルタ部３０１の出力値に対して硬判定による仮判定を行い、出力値に対応する送信シンボルの推定値を求める。判定処理部３０２は、求めた推定値である仮判定シンボルＡ’を仮判定結果として出力する。
　更新処理部３０３は、適応フィルタ部３０１の出力値の目標値を判定処理部３０２が出力する仮判定シンボルＡ’として、適応フィルタ部３０１のタップ３３－１～３３－ｕの各々のタップ利得値ｆ１～ｆｕの更新値を算出する。例えば、更新処理部３０３は、タップ利得値ｆ１～ｆｕの更新値、すなわち推定逆伝達関数を所定の更新アルゴリズムにより算出する。
　更新処理部３０３は、図３に示すように、フィルタ更新アルゴリズム処理部３５と、減算器３６とを備える。更新処理部３０３において、減算器３６は、判定処理部３０２が出力する仮判定シンボルＡ’から適応フィルタ部３０１の出力値を減算して得られる減算値を誤差としてフィルタ更新アルゴリズム処理部３５に出力する。
　フィルタ更新アルゴリズム処理部３５は、減算器３６が出力する誤差に基づいて、誤差を小さくするように所定の更新アルゴリズムによりタップ利得値ｆ１～ｆｕの更新値を算出する。フィルタ更新アルゴリズム処理部３５は、算出したタップ利得値ｆ１～ｆｕを、タップ３３－１～３３－ｕに設定して、タップ利得値ｆ１～ｆｕの更新を行う。
　系列推定部４０は、適応フィルタ部４０１、系列推定アルゴリズム処理部４０２、伝送路推定部４０３、更新処理部４０４、及びパス遡り判定部４０５を備える。適応フィルタ部４０１は、例えば、図３に示すように線形トランスバーサルフィルタであり、伝送路推定部４０３の記憶長を削減するために、受信信号系列｛ｒｔ｝のインパルスレスポンスを圧縮する。ここで、インパルスレスポンスの圧縮とは、図５に示すように、帯域制限や波長分散のために時間的に広がった受信信号系列｛ｒｔ｝のパルス幅を圧縮することであり、圧縮によりシンボル間の干渉を削減することができる。
　適応フィルタ部４０１は、図３に示すように、遅延器４１，４２－１～４２－（ｖ－１）、タップ４３－１～４３－ｖ、及び加算器４４を備える。遅延器４１は、遅延器３１と同様に、図４に示すように、Ｎ個からなる受信信号系列｛ｒｔ｝の一部であるｖ個のシンボル系列を取り込む。ここで、ｖは、ｕと同一値であってもよいし、異なる値であってもよい。
　遅延器４１は、取り込んだシンボル系列を記憶し、「（ｖ－１）Ｔ／２」の時間経過後、すなわち「（ｖ－１）／２」シンボル分、遅延させて取り込んだシンボル系列を出力する。タップ４３－１には、遅延器４１が出力するシンボルであるｒｔ＋（ｖ－１）／２が与えられる。
　遅延器４２－１～４２－（ｖ－１）の各々は、１つのシンボルを取り込んで記憶し、「Ｔ」の時間経過後、すなわち１シンボル分、遅延させて取り込んだシンボルを出力する。例えば、最初の遅延器４２－１は、「（ｖ－３）／２」シンボル分、遅延したｒｔ＋（ｖ－３）／２のシンボルを出力する。最後の遅延器４２－（ｖ－１）は、「（ｖ－１）／２」シンボル分、遅延したｒｔ＋（ｖ－１）／２のシンボルを出力する。これにより、タップ４３－１～４３－ｖには、次式（９）で示される系列長ｖのシンボル系列を含んだ信号が与えられることになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　タップ４３－１～４３－ｖの各々には、いわゆるフィルタ係数値であるｃ１，ｃ２，…，ｃ（ｖ＋１）／２，…，ｃｖのタップ利得値が設定されている。タップ４３－１～４３－ｖは、各々に与えられるシンボルに対して各々のタップ利得値を乗算して出力する。加算器４４は、タップ４３－１～４３－ｖの出力値を合計して出力する。式（９）は、「（ｖ＋１）／２」番目の要素であるｒｔを中心とした系列ということができるため、加算器４４の出力値を式によって表すと、次式（１０）になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　式（１０）から分かるように、適応フィルタ部４０１は、タップ利得値ｃ１，ｃ２，…，ｃ（ｖ＋１）／２，…，ｃｖにより影響度合いが調整されているが、ｖ個分のシンボル系列の情報量を圧縮した１つの出力シンボルを出力していることになる。
　ＭＬＳＥの演算量は、パルスの広がり幅に対して指数的に増大することが知られているが、適応フィルタ部４０１によってパルス幅を圧縮することにより演算量の増大を抑えることができる。
　適応フィルタ部４０１では、遅延器４１により「（ｖ－１）Ｔ／２」の遅延を与えている。そのため、適応フィルタ部４０１による線形デジタルフィルタリングの演算タイミングｔＴの出力値に対応する入力情報であるｖ個のシンボル系列は、「（ｖ－１）Ｔ／２」分の遅延が発生していることになる。
　伝送路推定部４０３には、時刻ｔにおける伝送路２の伝送路状態μｔを表すシンボル系列のうち、仮判定部３０が仮判定したシンボルの各々を中心とする近傍のシンボルの範囲で表されるシンボル系列が与えられる。伝送路推定部４０３は、近傍加算比較選択部５１から与えられるシンボル系列の各々に対して推定伝達関数（Ｈ’）を適用してシンボル系列ごとの推定受信シンボル系列を生成する。
　伝送路推定部４０３は、例えば、図３に示すように線形トランスバーサルフィルタである。伝送路推定部４０３は、遅延器６２－１～６２－（ｘ－１）、タップ６１－１～６１－ｘ、及び加算器６３を備える。遅延器６２－１～６２－（ｘ－１）の各々は、１つのシンボルを取り込んで記憶し、「Ｔ」の時間経過後、すなわち１シンボル分、遅延させて取り込んだシンボルを出力する。近傍加算比較選択部５１から与えられる時刻ｔにおける伝送路２の伝送路状態μｔは、次式（１１）に示すシンボル系列｛ｓ’ｔ｝として表すことができる。なお、ｘは、記憶長の値に一致し、記憶長が「３」である場合、ｘ＝３となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　タップ６１－１～６１－ｘの各々には、式（１１）のシンボル系列｛ｓ’ｔ｝に含まれるシンボルの各々が与えられる。タップ６１－１～６１－ｘの各々には、いわゆるフィルタ係数値である推定伝達関数（Ｈ’）の係数値ｈ１，ｈ２，…，ｈ（ｘ＋１）／２，…，ｈｘが設定されている。例えば、タップ６１－１は、ｈ１×ｓ’ｔ－（ｘ－１）／２の演算を行う。タップ６１－２～６１－ｘも、同様に、各々の係数値と、与えられるシンボルとを乗算し、乗算結果を加算器６３に出力する。加算器６３は、乗算結果の合計値を出力する。加算器６３の出力値が、推定受信シンボル系列を構成するシンボルとなり、次式（１２）として表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　系列推定アルゴリズム処理部４０２は、伝送路状態μｔごとのメトリックを算出する。系列推定アルゴリズム処理部４０２は、算出した伝送路状態μｔごとのメトリックを用いて、仮判定部３０が仮判定したシンボルの各々を中心とする近傍のシンボルの範囲でビタビ・アルゴリズムを実行する。
　系列推定アルゴリズム処理部４０２は、減算器５４、絶対値器５３、及び近傍加算比較選択部５１を備える。減算器５４は、式（１０）に示す適応フィルタ部４０１の出力値から、式（１２）に示す伝送路推定部４０３の出力値を減算する。減算器５４は、減算により得られる減算値を絶対値器５３に出力する。絶対値器５３は、減算器５４から受けた減算値の絶対値を算出する。絶対値器５３が算出した絶対値が、メトリックであり次式（１３）として表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　近傍加算比較選択部５１は、仮判定部３０が仮判定結果として出力する複数の仮判定シンボルＡ’を取りこむ。近傍加算比較選択部５１は、複数の仮判定シンボルＡ’を用いて、予め定められる記憶長の長さを系列長とする仮判定シンボル系列｛Ａ’ｔ｝を生成する。近傍加算比較選択部５１は、時刻ｔにおける伝送路２の伝送路状態μｔを表すシンボル系列のうち、仮判定シンボル系列｛Ａ’ｔ｝に含まれるシンボルの各々を中心とする近傍のシンボルの範囲で表される複数のシンボル系列｛ｓ’ｔ｝を生成する。近傍加算比較選択部５１は、生成した複数のシンボル系列｛ｓ’ｔ｝を伝送路推定部４０３に出力する。
　近傍加算比較選択部５１は、絶対値器５３が出力する伝送路状態μｔごとのメトリックを用いて、仮判定シンボル系列｛Ａ’ｔ｝に含まれるシンボルの各々を中心とする近傍のシンボルの範囲でビタビ・アルゴリズムを実行する。近傍加算比較選択部５１は、ビタビ・アルゴリズムを実行することにより、推定受信シンボル系列の尤もらしさを示す距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）を算出し、算出した距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）の最小値を検出する。この最小値に対応する推定受信シンボル系列が、最も尤もらしい推定受信シンボル系列になる。
　パス遡り判定部４０５は、近傍加算比較選択部５１が検出した距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）の最小値に基づいて、トレリスのパスを遡って、送信シンボルの判定を行う。なお、遡るパスの始点は、時刻ｔにおいて伝送路状態μｔに到達する際の距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）が最小値になる伝送路状態である。また、パス遡り判定部４０５がパスを遡る際の遡り数「ｗ」は予め定められており、遡り数「ｗ」を固定値にすることでパスを判定する演算量を削減することができる。なお、伝送路推定部４０３の記憶長の数倍程度遡ることで、パスが収束することが知られている。
　パス遡り判定部４０５が、シンボル判定することにより得られる各々のシンボルを判定シンボルＡとする。パス遡り判定部４０５は、判定シンボルＡを判定結果として出力する。パス遡り判定部４０５が順次判定する判定シンボルＡを系列に並べた判定シンボル系列｛Ａｔ｝が、送信シンボル系列の推定値、すなわち信号生成装置１が取り込んだｍ値データの推定値となる。
　更新処理部４０４は、適応フィルタ部４０１のタップ利得値ｃ１～ｃｖと、フィルタ更新用伝送路推定部７０の推定伝達関数の係数値ｈ１～ｈｘを算出する。
　更新処理部４０４は、適応フィルタ部４０１のタップ利得値ｃ１～ｃｖを算出する際、適応フィルタ部４０１の出力値の目標値を、判定結果である判定シンボル系列｛Ａｔ｝を入力情報とするフィルタ更新用伝送路推定部７０の出力値とする。更新処理部４０４は、目標値になるように、適応フィルタ部４０１のタップ４３－１～４３－ｖの各々のタップ利得値ｃ１～ｃｖの更新値を所定の更新アルゴリズムにより算出する。
　また、更新処理部４０４は、フィルタ更新用伝送路推定部７０の推定伝達関数の係数値ｈ１～ｈｘを算出する際、フィルタ更新用伝送路推定部７０の出力値の目標値を、適応フィルタ部４０１の出力値とする。更新処理部４０４は、目標値になるように、フィルタ更新用伝送路推定部７０のタップ７１－１～７１－ｘの各々の係数値ｈ１～ｈｘの更新値を所定の更新アルゴリズムにより算出する。更新処理部４０４が算出した係数値ｈ１～ｈｘの更新値は、伝送路推定部４０３のタップ６１－１～６１－ｘにも適用される。
　更新処理部４０４は、図３に示すように、フィルタ更新用伝送路推定部７０、フィルタ更新アルゴリズム処理部７５、遅延器７６、及び減算器７７を備える。フィルタ更新用伝送路推定部７０の構成は、伝送路推定部４０３の構成に対応しており、タップ６１－１～６１－ｘが、タップ７１－～７１－ｘに対応し、遅延器６２－１～６２－（ｘ－１）が、遅延器７２－１～７２－（ｘ－１）に対応し、加算器６３が、加算器７３に対応する。
　遅延器７６は、適応フィルタ部４０１の出力値を「－ｗＴ」の時間、遅延させて減算器７７に出力する。「－ｗＴ」の時間、遅延させるのは、パス遡り判定部４０５における処理により、「－ｗＴ」の遅延が生じるためである。遅延器７６による「－ｗＴ」の遅延により、フィルタ更新用伝送路推定部７０の出力値と、適応フィルタ部４０１の出力値のタイミングが一致することになる。
　減算器７７は、フィルタ更新用伝送路推定部７０の出力値から、「－ｗＴ」時間遅延した適応フィルタ部４０１の出力値を減算し、減算により得られた誤差をフィルタ更新アルゴリズム処理部７５に出力する。
　フィルタ更新アルゴリズム処理部７５は、減算器７７が出力する誤差に基づいて、誤差を小さくするように所定の更新アルゴリズムによりタップ利得値ｃ１～ｃｖの更新値を算出する。また、フィルタ更新アルゴリズム処理部７５は、減算器３６が出力する誤差に基づいて、誤差を小さくするように所定の更新アルゴリズムにより係数値ｈ１～ｈｘの更新値を算出する。
　フィルタ更新アルゴリズム処理部７５は、算出したタップ利得値ｃ１～ｃｖを、タップ４３－１～４３－ｖに設定して、タップ利得値ｃ１～ｃｖの更新を行う。フィルタ更新アルゴリズム処理部７５は、算出した係数値ｈ１～ｈｘを、タップ７１－１～７１－ｘ、及び伝送路推定部４０３のタップ６１－１～６１－ｘに設定して、係数値ｈ１～ｈｘの更新を行う。
（第１の実施形態におけるシンボル判定装置による処理）
　次に、図６から図９を参照しつつ、第１の実施形態におけるシンボル判定装置３による処理について説明する。
（第１の実施形態における仮判定部による処理）
　図６は、シンボル判定装置３の仮判定部３０による処理の流れを示すフローチャートである。
　適応フィルタ部３０１の遅延器３１が、受信信号系列｛ｒｔ｝から系列長ｕのシンボル系列を取り込んで記憶する（ステップＳａ１）。遅延器３１は、取り込んだシンボル系列を、「（ｕ－１）Ｔ／２」時間遅延させて出力する。遅延器３２－１～３２－（ｕ－１）の各々は、遅延器３１が順次出力するシンボルを取り込んで記憶し、記憶したシンボルを「Ｔ」時間経過後に出力する。
　これにより、式（７）で示される受信信号系列｛ｒｔ｝のシンボル系列が、タップ３３－１～３３－ｕに与えられる。タップ３３－１～３３－ｕは、各々に与えられるシンボルｒｔ－（ｕ－１）／２～ｒｔ＋（ｕ－１）／２と、各々に設定されているタップ利得値ｆ１～ｆｕとを乗算し、乗算した結果を加算器３４に出力する。加算器３４は、乗算結果を合計して式（８）で示される出力値を算出して出力する。この出力値が、推定逆伝達関数により適応等化された受信信号系列｛ｒｔ｝のシンボルとなる（ステップＳａ２）。
　判定処理部３０２は、適応フィルタ部３０１の出力値に対して硬判定による仮判定を行い、送信シンボルの推定値を求める。判定処理部３０２は、求めた推定値である仮判定シンボルＡ’を仮判定結果として出力する（ステップＳａ３）。
　減算器３６は、判定処理部３０２が出力する仮判定シンボルＡ’から適応フィルタ部３０１の出力値を減算して得られる減算値を誤差としてフィルタ更新アルゴリズム処理部３５に出力する。
　フィルタ更新アルゴリズム処理部３５は、減算器３６が出力する誤差に基づいて、誤差を小さくするように所定の更新アルゴリズムによりタップ利得値ｆ１～ｆｕの更新値、すなわち推定逆伝達関数を算出する。フィルタ更新アルゴリズム処理部３５は、算出したタップ利得値ｆ１～ｆｕを、タップ３３－１～３３－ｕに設定して、タップ利得値ｆ１～ｆｕの更新を行う（ステップＳａ４）。
　適応フィルタ部３０１の遅延器３１が、前回のステップＳａ１において取り込んだ系列長ｕのシンボル系列の先頭から１シンボルずらしたシンボルを先頭として、受信信号系列｛ｒｔ｝から系列長ｕのシンボル系列を取り込める場合（ステップＳａ５、Ｙｅｓ）、ステップＳａ１の処理を行う。一方、遅延器３１が、前回のステップＳａ１において取り込んだ系列長ｕのシンボル系列の先頭から１シンボルずらしたシンボルを先頭として、受信信号系列｛ｒｔ｝から系列長ｕのシンボル系列を取り込めない場合（ステップＳａ５、Ｎｏ）、処理を終了する。
（第１の実施形態における系列推定部による処理）
　図７は、シンボル判定装置３の系列推定部４０による処理の流れを示すフローチャートである。適応フィルタ部４０１の遅延器４１が、受信信号系列｛ｒｔ｝から系列長ｖのシンボル系列を取り込んで記憶する（ステップＳｂ１－１）。遅延器４１は、取り込んだシンボル系列を「（ｖ－１）Ｔ／２」時間遅延させて出力する。遅延器４２－１～４２－（ｖ－１）の各々は、遅延器４１が順次出力するシンボルを取り込んで記憶し、記憶したシンボルを「Ｔ」時間経過後に出力する。
　これにより、式（９）で示される受信信号系列｛ｒｔ｝のシンボル系列が、タップ４３－１～４３－ｖに与えられる。タップ４３－１～４３－ｖは、各々に与えられるシンボルｒｔ－（ｖ－１）／２～ｒｔ＋（ｖ－１）／２と、各々に設定されているタップ利得値ｃ１～ｃｖとを乗算し、乗算した結果を加算器４４に出力する。加算器４４は、乗算結果を合計して式（１０）により示される出力値を算出し、算出した出力値を受信信号系列｛ｒｔ｝の情報量を圧縮したシンボルとして出力する（ステップＳｂ１－２）。
　ステップＳｂ１－１，Ｓｂ１－２の処理と並列に近傍加算比較選択部５１は、仮判定部３０が仮判定結果として出力する複数の仮判定シンボルＡ’を取り込む（ステップＳｂ２－１）。近傍加算比較選択部５１は、予め定められる記憶長の長さを系列長とする仮判定シンボル系列｛Ａ’ｔ｝を生成する。例えば、近傍加算比較選択部５１が取り込んだシンボルを並べた、シンボル系列が［Ａ’ｔ－（ｐ－１）／２，…，Ａ’ｔ－１，Ａ’ｔ，Ａ’ｔ＋１，…，Ａ’ｔ＋（ｐ－１）／２］であるとする。
　このとき、記憶長が「３」、近傍のシンボル範囲として隣接±１シンボルとすることが予め定められているとする。近傍加算比較選択部５１は、記憶長が「３」であることから、例えば、時刻ｔにおいて「Ａ’ｔ」と、「Ａ’ｔ」の前後１シンボルを含んだ［Ａ’ｔ－１，Ａ’ｔ，Ａ’ｔ＋１］を仮判定シンボル系列｛Ａ’ｔ｝として選択する。
　近傍加算比較選択部５１は、図８に示すように、トレリス図において、中央付近に実線で示す仮判定シンボル系列［Ａ’ｔ－１，Ａ’ｔ，Ａ’ｔ＋１］に含まれるシンボルの各々の隣接±１のシンボルの範囲を時刻ｔにおける伝送路２の伝送路状態μｔを示すシンボル系列｛ｓ’ｔ｝とする。
　すなわち、（１）［Ａ’ｔ－１］と、［Ａ’ｔ－１］の隣接±１である［Ａ’ｔ－１＋１］と［Ａ’ｔ－１－１］の３シンボルと、（２）［Ａ’ｔ］と、［Ａ’ｔ］の隣接±１である［Ａ’ｔ＋１］と［Ａ’ｔ－１］の３シンボルと、（３）［Ａ’ｔ＋１］と、［Ａ’ｔ＋１］の隣接±１である［Ａ’ｔ＋１＋１］と［Ａ’ｔ＋１－１］の３シンボルによって示されるトレリスの枝、すなわち、図８の破線と１本の実線で示されるトレリスの枝を伝送路状態μｔの範囲とする。
　上述したように、シンボル多値度が「ｍ」であり、シンボル系列長が「ｐ」である場合、トレリスの枝は、ｍｐ本になる。仮に、記憶長を「３」にしたとしても枝数は、ｍ３本となる。これに対して、上記のように、隣接±１シンボルにすることで、ｍ＝３にすることができるので、図８に示すように、枝数を３３＝２７本に絞り込むことができる。
　近傍加算比較選択部５１は、仮判定シンボルの各々を中心とした近傍のシンボルの範囲に絞った伝送路状態μｔの各々を表すシンボル系列を伝送路推定部４０３に出力する。このシンボル系列は、式（１１）で表され、記憶長が「３」の場合、［ｓ’ｔ－１，ｓ’ｔ，ｓ’ｔ＋１］になる。
　伝送路推定部４０３の遅延器６２－１～６２－（ｘ－１）の各々は、取り込んだシンボルを記憶し、「Ｔ」時間経過後に取り込んだシンボルを出力する。タップ６１－１～６１－ｘの各々には、シンボル系列｛ｓ’ｔ｝に含まれるシンボルの各々が与えられる。
　タップ６１－１～６１－ｘは、各々の係数値ｈ１～ｈｘと、与えられたシンボルとを乗算し、乗算結果を加算器６３に出力する。加算器６３は、乗算結果を合計して式（１２）により示される出力値を算出して出力する。加算器６３が順次出力する出力値が、推定受信シンボル系列を構成するシンボルになる（ステップＳｂ２－２）。
　減算器５４は、式（１０）により示される適応フィルタ部４０１の出力値から、式（１２）により示される伝送路推定部４０３の出力値を減算し、減算により得られる減算値を絶対値器５３に出力する。絶対値器５３は、減算器５４から受けた減算値の絶対値を算出する。絶対値器５３が算出した絶対値が、式（１３）として表されるメトリックとなる（ステップＳｂ３）。
　例えば、近傍加算比較選択部５１が、トレリスの枝数を２７本に絞った場合、伝送路状態μｔの各々とは、図８に示す最初の枝［Ａ’ｔ－１－１，Ａ’ｔ－１，Ａ’ｔ＋１－１］から最後の枝の［Ａ’ｔ－１＋１，Ａ’ｔ＋１，Ａ’ｔ＋１＋１］までの２７個のシンボル系列｛ｓ’ｔ｝になる。伝送路推定部４０３は、２７個のシンボル系列｛ｓ’ｔ｝の各々に対して推定伝達関数（Ｈ’）を適用し、式（１２）によって示される２７個の出力値を算出する。したがって、絶対値器５３も、２７個のメトリックを算出することになる。
　近傍加算比較選択部５１は、図８に示すトレリス図において、中央付近に実線で示す仮判定シンボル系列［Ａ’ｔ－１，Ａ’ｔ，Ａ’ｔ＋１］に含まれるシンボルの各々の隣接±１のシンボルの範囲でビタビ・アルゴリズムを実行する。近傍加算比較選択部５１は、ビタビ・アルゴリズムを実行して、距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）を算出し、算出した距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）の最小値を検出する（ステップＳｂ４）。
　パス遡り判定部４０５は、近傍加算比較選択部５１が算出した距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）の最小値に基づいて、トレリスのパスを遡って、シンボル判定を行い、判定シンボルＡを求める。パス遡り判定部４０５は、判定シンボルＡを判定結果として出力する（ステップＳｂ５）。パス遡り判定部４０５が順次判定する判定シンボルＡを系列に並べた判定シンボル系列｛Ａｔ｝が、送信シンボルの推定値、すなわち信号生成装置１が取り込んだｍ値データの推定値となる。
　フィルタ更新用伝送路推定部７０の遅延器７２－１～７２－（ｘ－１）の各々は、パス遡り判定部４０５が順次出力する判定シンボルＡを取り込んで記憶し、「Ｔ」時間経過後に記憶した判定シンボルＡを出力する。タップ７１－１～７１－ｘの各々には、判定シンボル系列｛Ａｔ｝に含まれるシンボルの各々が与えられる。タップ７１－１～７１－ｘは、各々の係数値ｈ１～ｈｘと、与えられたシンボルとを乗算し、乗算結果を加算器７３に出力する。加算器７３は、乗算結果の合計値を算出して出力する。
　遅延器７６は、適応フィルタ部４０１の出力値を「－ｗＴ」の時間、すなわち「－ｗ」シンボル分、遅延させて減算器７７に出力する。減算器７７は、フィルタ更新用伝送路推定部７０の出力値から、「－ｗＴ」時間遅延した適応フィルタ部４０１の出力値を減算し、減算により得られた誤差をフィルタ更新アルゴリズム処理部７５に出力する。
　フィルタ更新アルゴリズム処理部７５は、減算器７７が出力する誤差に基づいて、誤差を小さくするように所定の更新アルゴリズムにより係数値ｈ１～ｈｘの更新値を算出する。フィルタ更新アルゴリズム処理部７５は、算出した係数値ｈ１～ｈｘを、各々に対応するタップ７１－１～７１－ｘ、及びする伝送路推定部４０３のタップ６１－１～６１－ｘに設定して、係数値ｈ１～ｈｘの更新を行う（ステップＳｂ６）。
　フィルタ更新アルゴリズム処理部７５は、減算器７７が出力する誤差に基づいて、誤差を小さくするように所定の更新アルゴリズムによりタップ利得値ｃ１～ｃｖの更新値を算出する。フィルタ更新アルゴリズム処理部７５は、算出したタップ利得値ｃ１～ｃｖを、各々に対応するタップ４３－１～４３－ｖに設定して、タップ利得値ｃ１～ｃｖの更新を行う（ステップＳｂ７）。
　適応フィルタ部４０１の遅延器４１が、前回のステップＳｂ１－１において取り込んだ系列長ｖのシンボル系列の先頭から１シンボルずらしたシンボルを先頭として、受信信号系列｛ｒｔ｝から系列長ｖのシンボル系列を取り込める場合（ステップＳｂ８、Ｙｅｓ）、ステップＳｂ１－１、Ｓｂ２－１の処理を行う。一方、遅延器４１が、前回のステップＳｂ１－１において取り込んだ系列長ｖのシンボル系列の先頭から１シンボルずらしたシンボルを先頭として、受信信号系列｛ｒｔ｝から系列長ｖのシンボル系列を取り込めない場合（ステップＳｂ８、Ｎｏ）、処理を終了する。
　なお、上記の図７に示す処理において、ステップＳｂ６とステップＳｂ７の処理の順番が逆になっていてもよい。
　上記の第１の実施形態の構成において、仮判定部３０は、伝送路２から取り込む受信信号系列に対して伝送路２の推定逆伝達関数による適応等化を行ってシンボル系列を生成し、生成したシンボル系列に対して仮判定を行う。伝送路推定部４０３は、伝送路状態を示す複数のシンボル系列と、伝送路２の推定伝達関数とに基づいて、伝送路状態ごとの推定受信シンボル系列を生成する。系列推定アルゴリズム処理部４０２は、受信信号系列から得られるシンボル系列と、推定受信シンボル系列の各々とのメトリックを算出し、算出したメトリックと、仮判定部３０が仮判定した仮判定シンボルと、仮判定シンボルの近傍のシンボルとに基づいて所定の推定アルゴリズムにより最も尤もらしい推定受信シンボル系列を選択する。また、系列推定アルゴリズム処理部４０２は、仮判定部３０が、仮判定した仮判定シンボルと仮判定シンボルの近傍のシンボルの範囲で伝送路状態を示す複数のシンボル系列を生成する。パス遡り判定部４０５は、最も尤もらしい推定受信シンボル系列に基づいて、トレリスのパスを遡って送信シンボル系列の判定を行う。そのため、系列推定アルゴリズム処理部４０２は、仮判定部３０が仮判定した仮判定シンボルと、仮判定シンボルの近傍のシンボルの範囲に絞って、すなわちトレリスの枝数を削減して演算を行えばよくなる。したがって、受信信号系列から送信シンボルの判定を行う際、シンボル多値度が増加した場合であっても、トレリスの枝数を増加させずに、演算量の増大を防ぐことができる。
　ビタビ・アルゴリズムでは、上述したように、伝送路状態μｔに到達する距離関数の最小値ｄ＿ｍｉｎｔ－１（μｔ－１）と、これに対応する全状態遷移が、時刻ｔ－１における全ての伝送路状態μｔ－１において既知であると仮定する。この仮定により、伝送路状態μｔに到達する距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）の最小値を求める場合、全ての状態遷移に対応する距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）を求める必要がなく、伝送路状態μｔに遷移する可能性のある全ての伝送路状態｛μｔ－１｝について、ｄ＿ｍｉｎｔ－１（μｔ－１）＋ｂ（ｒｔ；μｔ－１→μｔ）を算出すればよいことになる。このように、演算量が少ないビタビ・アルゴリズムであるが、ビタビ・アルゴリズムの演算量は、トレリスの枝数が支配的であり、高多値度符号や、広域な符号間干渉の推定の際には演算量が多くなってしまう。これに対して、上記の第１の実施形態の構成では、近傍加算比較選択部５１は、更に、仮判定部３０が仮判定した仮判定シンボル系列｛Ａ’ｔ｝に含まれるシンボルの各々を中心とする近傍のシンボルの範囲に絞って伝送路状態μｔに到達する距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）を算出するため、更に演算量の削減を行うことが可能になる。
　従来のＭＬＳＥでは、例えば、記憶長「３」の場合、トレリスの枝数は、ｍ３本となる。伝送路推定部４０３には、ｍ３個のシンボル系列が与えられるため、伝送路推定部４０３は、ｍ３回の演算を行う必要があり、また、絶対値器５３が算出するメトリックの数もｍ３になる。これに対して、上記の第１の実施形態の構成では、近傍加算比較選択部５１は、仮判定シンボル系列｛Ａ’ｔ｝に含まれるシンボルの各々を中心とする近傍のシンボルの範囲に絞って伝送路状態μｔを表すシンボル系列を生成している。したがって、シンボル多値度ｍが大きくなった場合でも、仮判定シンボル系列｛Ａ’ｔ｝に含まれるシンボルの各々を中心とする近傍のシンボルの範囲を予め制限しておくことで、シンボル多値度の増加による演算量の増加を抑えることができる。
　仮判定部３０には、例えば、上述したように、ＦＦＥが適用されるが、ＦＦＥは、演算量の少ない適応等化技術である。そのため、第１の実施形態におけるシンボル判定装置３のように、最初に演算量の少ないＦＦＥによって、シンボルの仮判定を行い、仮判定結果として得られた仮判定シンボルの各々を中心とする近傍のシンボル範囲に絞る手法の方が、シンボルの推定を全てＭＬＳＥによって行う手法よりも少ない演算量でシンボル推定を行うことができる。
　隣接±１よりも広い符号間干渉（ISI:Inter-Symbol Interference)を推定する場合、近傍のシンボルの範囲として、隣接±ｎ（ただし、ｎは、２以上の整数）にすることになり、この場合、記憶長を「３」とするとトレリスの枝の数は、（２ｎ＋１）３となり、記憶長を「ｑ」とすると、（２ｎ＋１）ｑという一般式で表すことができる。現時点での信号処理チップの製造コストや消費電力の観点からｎ＝１，２程度が現実的な値であるが、今後の半導体加工技術の性能、すなわち信号処理性能の向上によっては、ｎの値を更に大きな値することが可能である。
　なお、図８において、Ａ’ｔ＋１やＡ’ｔ－１などに相当するシンボルが存在しない場合、例えば、［ｉ１，ｉ２，…，ｉｍ］をシフトしたシンボルを用いる。ｉ１－１の場合、ｉｍとなり、ｉｍ＋１の場合ｉ１となる。これらのシンボルは、仮判定シンボルの近傍ではないが、距離関数ｄｔ（｛μｔ｝）が大きくなるため、最終的な判定結果として選択されない。８値データ信号の場合であって、記憶長が「３」、仮判定シンボルとして［５，３，７］が得られた場合を例に具体的に示すと、図９のようなトレリス図となる。
　なお、上記の第１の実施形態の構成において、系列推定部４０が適応フィルタ部４０１を備えない構成であってもよい。この場合、系列推定アルゴリズム処理部４０２の減算器５４は、適応フィルタ部４０１の出力値の代わりに受信信号系列｛ｒｔ｝を取り込むことになる。
（第２の実施形態）
　図１０は、第２の実施形態におけるシンボル判定装置３ａの内部構成を示すブロック図であり、図１１は、第２の実施形態におけるシンボル判定装置３ａの詳細な内部構成を示すブロック図である。第２の実施形態において、第１の実施形態と同一の構成については、同一の符号を付し、以下、異なる構成について説明する。
　図１０に示すように、シンボル判定装置３ａは、仮判定部３０と系列推定部４０ａを備える。系列推定部４０ａは、適応フィルタ部４０１ａ、系列推定アルゴリズム処理部４０２、伝送路推定部４０３、更新処理部４０４、及びパス遡り判定部４０５を備える。
　適応フィルタ部４０１ａの入力端は、仮判定部３０の適応フィルタ部３０１の出力端に接続されている。より詳細には、図１１に示すように、適応フィルタ部３０１の加算器３４の出力端と、適応フィルタ部４０１ａの遅延器４１の入力端とが接続されている。
　第１の実施形態におけるシンボル判定装置３において説明したように、適応フィルタ部３０１は、推定逆伝達関数による適応等化により、受信信号系列｛ｒｔ｝を送信信号系列に近づけることを目的としている。そのため、推定逆伝達関数による適応等化の際に高周波領域の雑音を増幅させることになる。系列推定部４０ａの適応フィルタ部４０１ａでは、適応フィルタ部３０１が増幅させてしまった高周波領域の雑音を抑える程度の少ないタップ数のフィルタリング処理を行うだけで、高周波領域の雑音を抑えるとともにパルス幅の圧縮処理を行うことができる。すなわち、第２の実施形態では、適応フィルタ部３０１の出力信号を利用することで、適応フィルタ部４０１ａにおけるパルス幅の圧縮処理の効率化を図ることができる。
　なお、第２の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、系列推定部４０ａが適応フィルタ部４０１ａを備えない構成としてもよい。この場合、系列推定アルゴリズム処理部４０２の減算器５４は、適応フィルタ部４０１ａの出力値の代わりに適応フィルタ部３０１の出力値を取り込むことになる。
（ＢＣＪＲアルゴリズムを用いる他の構成例）
　上記の第１及び第２の実施形態におけるシンボル判定装置３，３ａが備える近傍加算比較選択部５１は、送信シンボル系列を推定する推定アルゴリズムとして、ビタビ・アルゴリズムを実行していたが、本発明の構成は、当該実施の形態に限られない。例えば、近傍加算比較選択部５１が、シンボルごとに異なる事前確率が存在する場合に有効な最大事後確率（Maximum A Posteriori probability：ＭＡＰ）復号法であるＢＣＪＲアルゴリズムを実行するようにしてもよい。なお、ビタビ・アルゴリズムによる最尤復号法は、ＭＡＰ復号法において事前確率が全てのシンボルにおいて等確率にした場合と等価な手法である。
　ＬＤＰＣ(Low Density Parity Check)符号のＢＣＪＲアルゴリズムでは、ＭＬＳＥのビタビ・アルゴリズムと同様に、トレリス図が用いられる。そのため、ＢＣＪＲアルゴリズムを用いる場合、シンボル判定装置３，３ａの構成を変更する必要はない。近傍加算比較選択部５１が実行するアルゴリズムを、ビタビ・アルゴリズムから、ＢＣＪＲアルゴリズムに置き換えることで、ＢＣＪＲアルゴリズムを用いた送信シンボル系列の推定を行うことができる。
　近傍加算比較選択部５１は、仮判定部３０が仮判定した仮判定シンボルと、仮判定シンボルの各々を中心とする近傍のシンボルの範囲でＢＣＪＲアルゴリズムを実行することになる。このとき、シンボルを表すバイナリ値の「０」か「１」のいずれか一方の値の条件付き確率が０％になることがある。ＢＣＪＲアルゴリズムでは、対数尤度比を軟判定出力としており、条件付き確率が０％になると、対数尤度比が無限大になるという問題がある。
　このＢＣＪＲアルゴリズムの問題点を、具体例を用いて説明する。図１２は、シンボル多値度ｍ＝８の場合のｇｒａｙ符号を示した図である。ｇｒａｙ符号では、誤って隣接シンボルとして判定してしまった場合、バイナリ値の誤りを最小限に抑える符号になっている。例えば、「３」と判定すべきところを「２」と判定してしまった場合、バイナリ値では１つ目と２つ目が同じ「０１」を表しているので、バイナリ値の誤りを３つ目の値のみに抑えることができる。
　例えば、記憶長「３」の場合、ＢＣＪＲアルゴリズムの演算対象の伝送路状態として、図１３に示す９通りの状態が存在しているとする。この場合、シンボル「２」，「３」，「４」についてみると、２番目の位置のバイナリ値が必ず「１」になるため、２番目の位置のバイナリ値が「１」になる条件付き確率が１００％になり、「０」になる条件付き確率が０％になる。この場合、対数尤度比Ｒを算出すると、次式（１４）に示すように無限大になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　なお、式（１４）において、Ｐ（ｕ＝１）が「１」になる確率であり、Ｐ（ｕ＝０）が「０」になる確率である。対数尤度比Ｒが、無限大ならず、かつ無限大に近い値を示すことができれば、この問題を解決することができる。そこで、対数尤度比Ｒが無限大になる場合、対数尤度比Ｒとして、予め定められる十分大きな値を適用するという手法が考えられる。例えば、Ｐ（ｕ＝１）＝０．９９９９９９にした場合の対数尤度比Ｒは、Ｒ≒６になるため、Ｒ＝１０程度の値を適用する。なお、バイナリ値の「０」と「１」は、単なる表記上の相違であり、「０」と「１」が逆の場合についても同様である。
　バイナリ値の条件付き確率は、仮判定シンボルと、近傍のシンボルによって決まるため、近傍加算比較選択部５１が、仮判定部３０から仮判定シンボルを受けた時点で、対数尤度比Ｒが無限大になるバイナリ値の位置を特定することができる。
　そこで、近傍加算比較選択部５１の内部の記憶領域に、例えば、図１４に示すようなテーブルを予め記憶させておく。図１４に示すテーブルは、「仮判定シンボル値」、「対象シンボル値」、「バイナリ値の位置」の項目を有している。「仮判定シンボル値」の項目には、仮判定シンボルを示す０～７の値が書き込まれる。「対象シンボル系列」には、記憶長「３」の場合における近傍シンボルを含んだシンボル系列が書き込まれる。
　「バイナリ値の位置」には、「０」か「１」の一方のバイナリ値の条件付き確率が０％になる位置を示す情報が書き込まれる。例えば、仮判定シンボルが「３」の場合、すなわち「２」，「３」，「４」の系列の場合、２番目のバイナリ値が「０」になる条件付き確率が０％になる。これに対して、仮判定シンボルが「１」の場合、すなわち「０」，「１」，「２」の系列の場合、１番目のバイナリ値が「１」になる条件付き確率が０％になる。
　このようなテーブルを備えておくことで、近傍加算比較選択部５１は、仮判定部３０から仮判定シンボルを受けた際、テーブルを参照することにより、対数尤度比Ｒが無限大になるバイナリ値の位置を特定することができる。そして、特定した位置について、対数尤度比Ｒとして、予め定められる十分大きな値、例えば「１０」程度の値を用いて演算を進める。これにより、近傍加算比較選択部５１は、ＢＣＪＲアルゴリズムの演算を問題なく行うことができる。
　なお、上記の第１及び第２の実施形態の構成において、適応フィルタ部３０１、適応フィルタ部４０１，４０１ａ、伝送路推定部４０３、及びフィルタ更新用伝送路推定部７０に、線形トランスバーサルフィルタが適用されるとしているが、本発明の構成は、当該実施の形態に限られない。適応フィルタ部３０１、適応フィルタ部４０１，４０１ａ、伝送路推定部４０３、フィルタ更新用伝送路推定部７０には、他の線形フィルタや非線形フィルタなど、線形トランスバーサルフィルタ以外のフィルタを適用してもよい。
　また、上記の第１及び第２の実施形態の構成において、フィルタ更新アルゴリズム処理部３５，７５が、所定の更新アルゴリズムにより、誤差を小さくするように、タップ利得値ｆ１～ｆｕ、タップ利得値ｃ１～ｃｖ、係数値ｈ１～ｈｘなどのフィルタ係数値の更新値を算出している。ここで、所定の更新アルゴリズムとして、例えば、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムやＲＬＳ（Recursive Least Square）アルゴリズムなどの反復近似解法のアルゴリズムが適用される。
　ＬＭＳアルゴリズムが適用される場合、各々のタップに設定されるフィルタ係数値の更新値は、例えば、次式（１５）によって算出される。
Ｈ（ｎ）ｋ＋１＝Ｈ（ｎ）ｋ＋φ・Ｅ・Ｕ（ｎ）ｋ・・・（１５）
　式（１５）において、ｎは、複数あるタップの識別子であり、ｋは、更新の回数を示す値である。また、Ｈ（ｎ）ｋ＋１が、フィルタ係数値の更新値であり、Ｈ（ｎ）ｋが、更新前のフィルタ係数値であり、Ｕ（ｎ）ｋが、更新値を算出する直前にｎ番目のタップに与えられた入力信号である。Ｅが、誤差であり、φが適宜定められる収束定数である。フィルタ更新アルゴリズム処理部３５，７５は、新たなフィルタ係数値を算出するごとに、例えば、算出したフィルタ係数値を内部の記憶領域に書き込んでおき、次回の更新時に、内部の記憶領域から読み出して更新前のフィルタ係数値Ｈ（ｎ）ｋとして用いる。
　上述した実施形態におけるシンボル判定装置３，３ａをコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
３…シンボル判定装置，３０…仮判定部，４０…系列推定部，３０１…適応フィルタ部，３０２…判定処理部，３０３…更新処理部，４０１…適応フィルタ部，４０２…系列推定アルゴリズム処理部，４０３…伝送路推定部，４０４…更新処理部，４０５…パス遡り判定部

Claims (8)

  1. 　伝送路から取り込む受信信号系列に対して前記伝送路の推定逆伝達関数による適応等化を行ってシンボル系列を生成し、前記シンボル系列に対して仮判定を行う仮判定部と、　伝送路状態を示す複数のシンボル系列と、前記伝送路の推定伝達関数とに基づいて、前記伝送路状態ごとの推定受信シンボル系列を生成する伝送路推定部と、
    　前記受信信号系列から得られるシンボル系列と、前記推定受信シンボル系列の各々とのメトリックを算出し、算出した前記メトリックと、前記仮判定部が仮判定した仮判定シンボルと、前記仮判定シンボルの近傍のシンボルとに基づいて所定の推定アルゴリズムにより最も尤もらしい前記推定受信シンボル系列を選択する系列推定アルゴリズム処理部と、　前記最も尤もらしい推定受信シンボル系列に基づいて、トレリスのパスを遡って送信シンボル系列の判定を行うパス遡り判定部と、を備え、
    　前記系列推定アルゴリズム処理部は、前記仮判定シンボルと前記仮判定シンボルの近傍のシンボルの範囲で前記伝送路状態を示す複数のシンボル系列を生成して前記伝送路推定部に出力するシンボル判定装置。
  2. 　前記近傍のシンボルとは、前記仮判定シンボルを中心とした前後のシンボルであり、前記仮判定シンボルと前記近傍のシンボルの総和が（２ｎ＋１）個（ｎは、２以上の整数）になるシンボルである、請求項１に記載のシンボル判定装置。
  3. 　前記受信信号系列から得られるシンボル系列は、前記受信信号系列に含まれるシンボル系列であるか、または、前記仮判定部が前記受信信号系列の一部に対して前記推定逆伝達関数による適応等化を行って生成したシンボル系列であるか、または、更に備える適応フィルタ部によって生成されるシンボル系列であり、
    　前記適応フィルタ部は、入力信号系列の一部に対してパルス幅を圧縮するフィルタリング処理を行って前記シンボル系列を生成し、前記入力信号系列として、前記受信信号系列、または、前記仮判定部が前記受信信号系列の一部に対して前記伝送路の推定逆伝達関数による適応等化を行って生成したシンボル系列を含む信号系列が与えられる、請求項１又は２に記載のシンボル判定装置。
  4. 　前記パス遡り判定部が出力する前記シンボル系列と、前記受信信号系列から得られるシンボル系列とに基づいて、前記推定伝達関数を算出する更新処理部、を備える請求項１から３のいずれか一項に記載のシンボル判定装置。
  5. 　前記適応フィルタ部を備える場合、前記パス遡り判定部が出力する前記シンボル系列と、前記受信信号系列から得られるシンボル系列とに基づいて、前記推定伝達関数、及び前記適応フィルタ部が行う前記フィルタリング処理のフィルタ係数値を算出する更新処理部を備える、請求項３に記載のシンボル判定装置。
  6. 　前記所定の推定アルゴリズムは、ビタビ・アルゴリズムであるか、または、ＢＣＪＲアルゴリズムであり、前記ＢＣＪＲアルゴリズムが適用される場合、前記系列推定アルゴリズム処理部は、前記仮判定シンボルと、前記仮判定シンボルの近傍のシンボルからなるシンボル系列に含まれるバイナリ値の対数尤度比が無限大になる場合、当該バイナリ値の前記対数尤度比として予め定められる有限値を用いる、請求項１から５のいずれか一項に記載のシンボル判定装置。
  7. 　前記仮判定部は、前記伝送路の逆伝達関数による適応等化を行って生成した前記シンボル系列と、前記仮判定の判定結果として得られた前記シンボル系列とに基づいて、前記推定逆伝達関数を算出する、請求項１から６のいずれか一項に記載のシンボル判定装置。
  8. 　伝送路から取り込む受信信号系列に対して前記伝送路の推定逆伝達関数による適応等化を行ってシンボル系列を生成し、前記シンボル系列に対して行う仮判定を行い、
    　仮判定した仮判定シンボルと前記仮判定シンボルの近傍のシンボルの範囲で前記伝送路状態を示す複数のシンボル系列を生成し、
    　生成した前記複数のシンボル系列と、前記伝送路の推定伝達関数とに基づいて、前記伝送路状態ごとの推定受信シンボル系列を生成し、
    　前記受信信号系列から得られるシンボル系列と、前記推定受信シンボル系列の各々とのメトリックを算出し、
    　算出した前記メトリックと、前記仮判定シンボルと、前記仮判定シンボルの近傍のシンボルとに基づいて所定の推定アルゴリズムにより最も尤もらしい前記推定受信シンボル系列を選択し、
    　前記最も尤もらしい推定受信シンボル系列に基づいて、トレリスのパスを遡って送信シンボル系列の判定を行うシンボル判定方法。
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