WO2020217428A1 - 制御装置 - Google Patents

Abstract

交流系統（１０１）に接続された自励式の電力変換器（２０）を制御するための制御装置（１０）は、電力変換器（２０）の電圧指令の位相を生成する位相生成部（２２１）と、電圧指令の電圧値を生成する電圧制御部（２３０）と、生成された位相および電圧値を有する電圧指令を電力変換器へ出力する指令部（２５０）とを備える。電圧制御部（２３０）は、基準電圧と、交流系統（１０１）と電力変換器（２０）との連系点における連系点電圧との電圧偏差に基づいて、補償電圧値を演算する電圧補償部（２３１）と、交流系統（１０１）が発電機（５１）と接続されていない単独系統である場合、連系点に流れる連系点電流の大きさに応じた第１ドループ値を演算するドループ演算部（２３４）と、補償電圧値と第１ドループ値との偏差に基づいて、電圧指令の電圧値を算出する算出部（２３２）とを含む。

Description

制御装置

　本開示は、電力変換器の制御装置に関する。

　高圧直流送電には、交流系統の電力を直流電力に変換する、または直流電力を交流電力に変換するための電力変換器が採用されている。電力変換器には、従来サイリスタを適用した他励式変換器が用いられていたが、最近では、自励式電圧形変換器が用いられている。自励式変換器は、変圧器多重方式、モジュラーマルチレベル方式など種々の方式があるが、他励式変換器と異なり交流電圧を自ら発生できるため、発電機が接続されていない交流系統に電力を供給できる。

　例えば、特開２０１８－１２９９６３号公報（特許文献１）は、電力変換器の制御装置を開示している。この制御装置は、交流系統の電源がない状態で運転するブラックスタート指令の入力に応じて、交流電流指令値を０に設定する第１の切替部と、ブラックスタート指令の入力に応じて、交流電流測定値を、交流電流測定値から抽出された、基本波以外の高調波成分に設定する第２の切替部と、ブラックスタート指令の入力に応じて、交流電圧測定値を、あらかじめ設定された交流電圧指令値に設定する第３の切替部とを含む。

特開２０１８－１２９９６３号公報

　電源（例えば、発電機）が接続された交流系統と連系している電力変換器の運転方式は、発電機が接続されていない交流系統と連系している電力変換器の運転方式と異なる。発電機が接続されていない交流系統において負荷変動等が発生した場合であっても、電力変換器は安定的に運転を継続することが求められている。

　本開示のある局面における目的は、発電機が接続されていない交流系統と電力変換器が連系している場合に、より安定的に電力変換器の運転を継続することが可能な制御装置を提供することである。

　ある実施の形態に従うと、交流系統に接続された自励式の電力変換器を制御するための制御装置が提供される。制御装置は、電力変換器の電圧指令の位相を生成する位相生成部と、電圧指令の電圧値を生成する電圧制御部と、生成された位相および電圧値を有する電圧指令を電力変換器へ出力する指令部とを備える。電圧制御部は、基準電圧と、交流系統と電力変換器との連系点における連系点電圧との電圧偏差に基づいて、補償電圧値を演算する電圧補償部と、交流系統が発電機と接続されていない単独系統である場合、連系点に流れる連系点電流の大きさに応じた第１ドループ値を演算するドループ演算部と、補償電圧値と第１ドループ値との偏差に基づいて、電圧指令の電圧値を算出する算出部とを含む。

　本開示によると、発電機が接続されていない交流系統と電力変換器が連系している場合に、より安定的に電力変換器の運転を継続することが可能となる。

電力制御システムの構成の一例を示す図である。 電力変換器の概略構成図である。 図２の各レグ回路を構成するサブモジュールの一例を示す回路図である。 制御装置のハードウェア構成の一例を示す図である。 制御装置の機能構成の一例を示す図である。 単独系統判定部の構成を説明するための図である。 電圧制御部の補償器およびドループ演算器の構成の一例を示す図である。 連系点電流と電圧値との関係の一例を説明するための図である。 制御装置の機能構成の他の例を説明するための図である。 連系点電流と電圧値との関係の他の例を説明するための図である。 周波数ドループ特性を示す図である。 非線形の周波数ドループ特性を示す図である。 ショック緩和のための周波数制御部の構成の一例を示す図である。 補償角周波数の時間変化の一例を示す図である。 ショック緩和のための周波数制御部の構成の他の例を示す図である。 補償角周波数の時間変化の他の例を示す図である。 交流系統の連系系統への移行を判定するための制御装置の機能構成の一例を示す図である。 交流系統が連系系統へ移行した場合の制御装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。 交流系統の連系系統への移行を判定するための制御装置の機能構成の他の例を示す図である。 連系系統判定部の判定方式を説明するためのモデル図である。 位相差と有効電力との関係を示す図である。 連系系統判定部の判定方式を説明するためのタイミングチャートである。 連系系統判定部の構成の一例を示す図である。 電力制御システムの構成の他の例を示す図である。 電圧制御部の構成の変形例を示す図である。

　以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明する。以下の説明では、同一の部品には同一の符号を付してある。それらの名称および機能も同じである。したがって、それらについての詳細な説明は繰り返さない。

　＜システム構成＞
　図１は、電力制御システムの構成の一例を示す図である。図１に示すように、例えば、電力制御システムは、直流送電系統の電力を制御するためのシステムである。直流系統である正極側の直流送電線１４Ｐおよび負極側の直流送電線１４Ｎを介して、２つの交流系統１０１および交流系統１０２間で電力が送受される。典型的には、交流系統１０１および交流系統１０２は３相交流系統である。

　交流系統１０１には、変圧器１３を介して電力変換器２０が接続される。また、発電機５１は、遮断器３６を介して交流系統１０１に接続される。交流系統１０１は、母線３２，３３と、負荷４１と、負荷４２と、遮断器３４，３５，３６とを含む。Ｌ２は母線３２および母線３３間の系統インピーダンス、Ｌ３は母線３３および発電機５１間の系統インピーダンスを示している。

　母線３２は、交流系統１０１と電力変換器２０との連系点である。母線３２には負荷４１が接続されている。母線３３には負荷４２が接続されている。遮断器３５は、母線３２および母線３３間に設けられ、遮断器３６は、母線３３および発電機５１間に設けられている。遮断器３６が閉状態のときには発電機５１が交流系統１０１に接続され、遮断器３６が開状態のときには発電機５１は交流系統１０１に接続されない。

　電力変換器２０は、交流系統１０１と直流送電線１４Ｐ，１４Ｎ（以下、「直流送電線１４」とも総称する。）との間に接続される。交流系統１０２には、発電機６３が接続され、また、変圧器６１を介して電力変換器２１が接続される。電力変換器２１は、交流系統１０２と直流送電線１４との間で電力変換を行なう。

　例えば、交流系統１０２から交流系統１０１に電力が送電される。この場合、電力変換器２０は順変換器（ＲＥＣ：Rectifier）として動作し、電力変換器２１は逆変換器（ＩＮＶ：Inverter）として動作する。具体的には、電力変換器２１により交流電力が直流電力に変換され、この変換された直流電力が直流送電線１４を介して直流送電される。受電端において電力変換器２０により直流電力が交流電力に変換され、変圧器１３を介して交流系統１０１に供給される。なお、電力変換器２１が逆変換器として動作し、電力変換器２０が順変換器として動作する場合には、上記と逆の変換動作が行われる。

　電力変換器２０は、自励式の電圧型電力変換器で構成されている。例えば、電力変換器２０は、互いに直列接続された複数のサブモジュールを含むモジュラーマルチレベル変換器によって構成されている。「サブモジュール」は、「変換器セル」とも呼ばれる。なお、電力変換器２１も自励式の電圧型電力変換器で構成されている。

　制御装置１０は、制御に使用される電気量（例えば、電流、電圧など）を複数の検出器から取得する。制御装置１０は、複数の検出器から取得した電気量に基づいて、電力変換器２０の動作を制御する。制御装置１０は、制御装置１２と通信可能に構成されている。制御装置１２は、複数の検出器から取得した電気量に基づいて、電力変換器２１の動作を制御する。制御装置１２は、制御装置１０と同様の構成を有する。

　本実施の形態では、電力変換器２０が自励式の電力変換器であるため、電力変換器２０を交流系統１０１の電源（すなわち、電圧源）として動作させて、電力変換器２０から電力を供給することにより交流系統１０１を停電状態から復旧させることができる。

　具体的には、電力変換器２０は、遮断器３６が開放されて交流系統１０１に発電機５１が接続されていない場合であっても交流系統１０１を停電状態から復旧させるブラックスタート機能を有している。なお、交流系統１０１が停電状態であっても電力変換器２０の運転が可能となるような各種の非常用電源（例えば、制御装置用電源、補機電源等）は、確保されているとする。あるいは、交流系統１０１の停電時において、直流送電線１４を介して発電機６３から電力の供給を受けて電力変換器２０を運転する構成であってもよい。

　例えば、制御装置１０は電力変換器２０を制御することにより、次のような手順で交流系統１０１を立ち上げる。初期状態においては、遮断器３４～３６は開放状態であるとする。まず、直流送電線１４側から電力の供給を受けて電力変換器２０が立ち上げられる。

　続いて、遮断器３４が閉じられて、電力変換器２０が交流系統１０１との連系点である母線３２に接続される。このとき、電力変換器２０は、発電機５１が接続されていない交流系統１０１と連系している。本願明細書では、発電機５１と接続されていない状態の交流系統１０１を「単独系統」とも称する。この場合、制御装置１０は、定電圧定周波数（ＣＶＣＦ：Constant　Voltage　Constant　Frequency）制御方式で電力変換器２０を動作させることにより、電力変換器２０を交流系統１０１の電圧源として機能させる。

　その後、遮断器３５、遮断器３６が順に閉じられる。遮断器３６が閉じられると、発電機５１が交流系統１０１に接続される。このとき、電力変換器２０は、発電機５１が接続された交流系統１０１と連系している。本願明細書では、発電機５１と接続された状態の交流系統１０１を「連系系統」とも称する。

　発電機５１は、周波数ドループ制御機能を有しており、予め定められた傾き（すなわち、調定率）に従って、周波数が上がると発電機出力（すなわち、発電機の有効電力出力）を低減させ、周波数が下がると有効電力出力を増大させる。そのため、発電機５１が接続された交流系統１０１と電力変換器２０が連系すると、制御装置１０は、ＣＶＣＦ制御方式とは異なる他の制御方式（例えば、周波数ドループ制御方式）に電力変換器２０の制御方式を切り替える。電力変換器２０と、交流系統１０１に接続された発電機５１とが協調することにより交流系統１０１の周波数が一定に維持される。

　＜電力変換器の構成＞
　（全体構成）
　図２は、電力変換器２０の概略構成図である。図２を参照して、電力変換器２０は、正極直流端子（すなわち、高電位側直流端子）Ｎｐと、負極直流端子（すなわち、低電位側直流端子）Ｎｎとの間に互いに並列に接続された複数のレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗ（以下、「レグ回路４」とも総称する）を含む。レグ回路４は、交流を構成する複数相の各々に設けられる。レグ回路４は、交流系統１０１と直流送電線１４との間で電力変換を行なう。図２には、交流系統１０１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応して３個のレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗが設けられている。

　レグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗにそれぞれ設けられた交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗは、変圧器１３に接続される。図１では、図解を容易にするために、交流入力端子Ｎｖ，Ｎｗと変圧器１３との接続は図示していない。各レグ回路４に共通に接続された高電位側直流端子Ｎｐおよび低電位側直流端子Ｎｎは、直流送電線１４に接続される。

　図１の変圧器１３を用いる代わりに、連系リアクトルを用いた構成としてもよい。さらに、交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗに代えてレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗにそれぞれ一次巻線を設け、この一次巻線と磁気結合する二次巻線を介してレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗが変圧器１３または連系リアクトルに交流的に接続するようにしてもよい。この場合、一次巻線を下記のリアクトル８Ａ，８Ｂとしてもよい。すなわち、レグ回路４は、交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗまたは上記の一次巻線など、各レグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗに設けられた接続部を介して電気的に（すなわち、直流的または交流的に）交流系統１０１と接続される。

　レグ回路４ｕは、高電位側直流端子Ｎｐから交流入力端子Ｎｕまでの上アーム５と、低電位側直流端子Ｎｎから交流入力端子Ｎｕまでの下アーム６とを含む。上アーム５と下アーム６との接続点である交流入力端子Ｎｕが変圧器１３と接続される。高電位側直流端子Ｎｐおよび低電位側直流端子Ｎｎが直流送電線１４に接続される。レグ回路４ｖ，４ｗについても同様の構成を有しているので、以下、レグ回路４ｕを代表として説明する。

　上アーム５は、カスケード接続された複数のサブモジュール７と、リアクトル８Ａとを含む。当該複数のサブモジュール７およびリアクトル８Ａは互いに直列接続されている。同様に、下アーム６は、カスケード接続された複数のサブモジュール７と、リアクトル８Ｂとを含む。当該複数のサブモジュール７およびリアクトル８Ｂは互いに直列接続されている。

　リアクトル８Ａが挿入される位置は、レグ回路４ｕの上アーム５のいずれの位置であってもよく、リアクトル８Ｂが挿入される位置は、レグ回路４ｕの下アーム６のいずれの位置であってもよい。リアクトル８Ａ，８Ｂはそれぞれ複数個あってもよい。各リアクトルのインダクタンス値は互いに異なっていてもよい。さらに、上アーム５のリアクトル８Ａのみ、もしくは、下アーム６のリアクトル８Ｂのみを設けてもよい。

　リアクトル８Ａ，８Ｂは、交流系統１０１または直流送電線１４などの事故時に事故電流が急激に増大しないように設けられている。しかし、リアクトル８Ａ，８Ｂのインダクタンス値を過大なものにすると電力変換器の効率が低下するという問題が生じる。したがって、事故時においては、各サブモジュール７の全てのスイッチング素子をできるだけ短時間で停止（オフ）することが好ましい。

　電力変換器２０は、さらに、制御に使用される電気量（例えば、電流、電圧など）を計測する各検出器として、交流電圧検出器８１と、交流電流検出器８２と、直流電圧検出器１１Ａ，１１Ｂと、各レグ回路４に設けられたアーム電流検出器９Ａ，９Ｂとを含む。

　これらの検出器によって検出された信号は、制御装置１０に入力される。制御装置１０は、これらの検出信号に基づいて各サブモジュール７の運転状態を制御するための制御指令１５ｐｕ，１５ｎｕ，１５ｐｖ，１５ｎｖ，１５ｐｗ，１５ｎｗを出力する。また、制御装置１０は、各サブモジュール７から信号１７を受信する。信号１７は、後述の図３中の直流コンデンサ２４の電圧の検出値を含む。

　制御指令１５ｐｕ，１５ｎｕ，１５ｐｖ，１５ｎｖ，１５ｐｗ，１５ｎｗ（以下、「制御指令１５」とも総称する。）は、Ｕ相上アーム、Ｕ相下アーム、Ｖ相上アーム、Ｖ相下アーム、Ｗ相上アーム、およびＷ相下アームにそれぞれ対応して生成されている。

　なお、図１では図解を容易にするために、各検出器から制御装置１０に入力される信号の信号線と、制御装置１０および各サブモジュール７間で入出力される信号の信号線とは、一部まとめて記載されているが、実際には検出器ごとおよびサブモジュール７ごとに設けられている。各サブモジュール７と制御装置１０との間の信号線は、送信用と受信用とが別個に設けられていてもよい。また、本実施の形態の場合、これらの信号は耐ノイズ性の観点から光ファイバを介して伝送される。

　以下、各検出器について具体的に説明する。交流電圧検出器８１は、連系点である母線３２のＵ相の交流電圧値Ｖａｃｕ、Ｖ相の交流電圧値Ｖａｃｖ、およびＷ相の交流電圧値Ｖａｃｗを検出する。以下の説明では、３相の交流電圧値Ｖａｃｕ、Ｖａｃｖ、Ｖａｃｗを総称して連系点電圧Ｖｓとも称する。

　交流電流検出器８２は、連系点に流れるＵ相の交流電流値Ｉａｃｕ、Ｖ相の交流電流値Ｉａｃｖ、およびＷ相の交流電流値Ｉａｃｗを検出する。以下の説明では、３相の交流電流値Ｉａｃｕ、Ｉａｃｖ、Ｉａｃｗを総称して連系点電流Ｉｓとも称する。直流電圧検出器１１Ａは、直流送電線１４に接続された高電位側直流端子Ｎｐの直流電圧値Ｖｄｃｐを検出する。直流電圧検出器１１Ｂは、直流送電線１４に接続された低電位側直流端子Ｎｎの直流電圧値Ｖｄｃｎを検出する。

　Ｕ相用のレグ回路４ｕに設けられたアーム電流検出器９Ａおよび９Ｂは、上アーム５に流れる上アーム電流Ｉｐｕおよび下アーム６に流れる下アーム電流Ｉｎｕをそれぞれ検出する。同様に、Ｖ相用のレグ回路４ｖに設けられたアーム電流検出器９Ａおよび９Ｂは、上アーム電流Ｉｐｖおよび下アーム電流Ｉｎｖをそれぞれ検出する。Ｗ相用のレグ回路４ｗに設けられたアーム電流検出器９Ａおよび９Ｂは、上アーム電流Ｉｐｗおよび下アーム電流Ｉｎｗをそれぞれ検出する。

　（サブモジュールの構成例）
　図３は、図２の各レグ回路を構成するサブモジュールの一例を示す回路図である。図３に示すサブモジュール７は、ハーフブリッジ型の変換回路２５と、エネルギー蓄積器としての直流コンデンサ２４と、直流電圧検出部２７と、送受信部２８と、ゲート制御部２９とを含む。

　ハーフブリッジ型の変換回路２５は、互いに直列接続されたスイッチング素子２２Ａ，２２Ｂと、ダイオード２３Ａ，２３Ｂとを含む。ダイオード２３Ａ，２３Ｂは、スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂとそれぞれ逆並列（すなわち、並列かつ逆バイアス方向）に接続される。直流コンデンサ２４は、スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂの直列接続回路と並列に接続され、直流電圧を保持する。スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂの接続ノードは高電位側の入出力端子２６Ｐと接続される。スイッチング素子２２Ｂと直流コンデンサ２４の接続ノードは低電位側の入出力端子２６Ｎと接続される。

　ゲート制御部２９は、制御装置１０から受信した制御指令１５に従って動作する。ゲート制御部２９は、通常動作時（すなわち、入出力端子２６Ｐ，２６Ｎ間に零電圧または正電圧を出力する場合）には、スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂの一方をオン状態とし、他方をオフ状態となるように制御を行なう。スイッチング素子２２Ａがオン状態であり、スイッチング素子２２Ｂがオフ状態のとき、入出力端子２６Ｐ，２６Ｎ間には直流コンデンサ２４の両端間の電圧が印加される。逆に、スイッチング素子２２Ａがオフ状態であり、スイッチング素子２２Ｂがオン状態のとき、入出力端子２６Ｐ，２６Ｎ間は０Ｖとなる。

　したがって、図３に示すサブモジュール７は、スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂを交互にオン状態とすることによって、零電圧または直流コンデンサ２４の電圧に依存した正電圧を出力することができる。

　一方、制御装置１０は、アーム電流の過電流を検出した場合、ゲートブロック（すなわち、スイッチング素子のオフ）指令を送受信部２８に送信する。ゲート制御部２９は、ゲートブロック指令を送受信部２８を介して受け付けると、回路保護のためにスイッチング素子２２Ａ，２２Ｂの両方をオフにする。この結果、例えば、交流系統１０１の地絡事故の場合に、スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂを保護することができる。

　直流電圧検出部２７は、直流コンデンサ２４の両端２４Ｐ，２４Ｎの間の電圧を検出する。送受信部２８は、制御装置１０から受信した制御指令１５をゲート制御部２９に伝達するとともに、直流電圧検出部２７によって検出された直流コンデンサ２４の電圧を表す信号１７を制御装置１０に送信する。

　上記の直流電圧検出部２７、送受信部２８およびゲート制御部２９は、専用回路によって構成してもよいし、ＦＰＧＡ（Field　Programmable　Gate　Array）などを利用して構成してもよい。各スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂには、オン動作とオフ動作の両方を制御可能な自己消弧型のスイッチング素子が用いられる。スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂは、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）またはＧＣＴ（Gate　Commutated　Turn-off　thyristor）である。

　上記で説明したサブモジュール７の構成は一例であって、他の構成のサブモジュール７を本実施の形態に適用してもよい。例えば、サブモジュール７は、フルブリッジ型の変換回路、またはスリークオーターブリッジ型の変換回路を用いて構成されていてもよい。スリークオーターブリッジ型の変換回路は、セミフルブリッジ型の変換回路とも称され、フルブリッジ型の変換回路においてオンオフスイッチング半導体を１つ省略した構成である。

　＜制御装置のハードウェア構成＞
　図４は、制御装置１０のハードウェア構成の一例を示す図である。図４を参照して、出制御装置１０は、補助変成器５５と、信号変換部５６と、演算処理部７０とを含む。例えば、制御装置１０は、ディジタル保護制御装置として構成されている。

　補助変成器５５は、各検出器からの電気量を取り込み、内部回路での信号処理に適した電圧信号に変換して出力する。信号変換部５６は、補助変成器５５から出力されるアナログ信号（すなわち、電圧信号）を取り込んでディジタル信号に変換する。具体的には、信号変換部５６は、アナログフィルタと、サンプルホールド回路と、マルチプレクサと、ＡＤ変換器とを含む。

　アナログフィルタは、補助変成器５５から出力される電圧信号から高周波のノイズ成分を除去する。サンプルホールド回路は、アナログフィルタから出力される信号を予め定められたサンプリング周期でサンプリングする。マルチプレクサは、演算処理部７０から入力されるタイミング信号に基づいて、サンプルホールド回路から入力される波形信号を時系列で順次切り替えてＡＤ変換器に入力する。ＡＤ変換器は、マルチプレクサから入力される波形信号をアナログデータからディジタルデータに変換する。ＡＤ変換器は、ディジタル変換した波形信号（ディジタルデータ）を演算処理部７０へ出力する。

　演算処理部７０は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit）７２と、ＲＯＭ７３と、ＲＡＭ７４と、ＤＩ（digital　input）回路７５と、ＤＯ（digital　output）回路７６と、入力インターフェイス（Ｉ／Ｆ）７７と、通信インターフェイス（Ｉ／Ｆ）７８とを含む。これらは、バス７１で結合されている。

　ＣＰＵ７２は、予めＲＯＭ７３に格納されたプログラムを読み出して実行することによって、制御装置１０の動作を制御する。なお、ＲＯＭ７３には、ＣＰＵ７２によって用いられる各種情報が格納されている。ＣＰＵ７２は、たとえば、マイクロプロセッサである。なお、当該ハードウェアは、ＣＰＵ以外のＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）およびその他の演算機能を有する回路などであってもよい。

　ＣＰＵ７２は、バス７１を介して、信号変換部５６からディジタルデータを取り込む。ＣＰＵ７２は、ＲＯＭ７３に格納されているプログラムに従って、取り込んだディジタルデータを用いて制御演算を実行する。

　ＣＰＵ７２は、制御演算結果に基づいて、ＤＯ回路７６を介して、外部に制御指令を出力する。また、ＣＰＵ７２は、ＤＩ回路７５を介して、その制御指令に対する応答を受け取る。入力インターフェイス７７は、典型的には、各種ボタン等であり、系統運用者からの各種設定操作を受け付ける。また、ＣＰＵ７２は、通信インターフェイス７８を介して、他の装置と各種情報を送受信する。

　＜単独系統への移行の判定方式＞
　図５および図６を参照して、電力変換器２０と接続された交流系統１０１が連系系統から単独系統に移行したか否かを判定する判定方式について説明する。

　図５は、制御装置１０の機能構成の一例を示す図である。図５を参照して、制御装置１０は、電圧演算部２０１と、電流演算部２０９と、単独系統判定部２１１と、周波数制御部２２０と、電圧制御部２３０と、指令部２５０とを含む。これらの各機能は、例えば、演算処理部７０のＣＰＵ７２がＲＯＭ７３に格納されたプログラムを実行することによって実現される。なお、これらの機能の一部または全部はハードウェアで実現されるように構成されていてもよい。

　電圧演算部２０１は、交流電圧検出器８１により検出された３相の連系点電圧Ｖｓを取得し、連系点電圧Ｖｓの大きさを示す電圧絶対値｜Ｖｓ｜と、位相誤差Δθを算出する。具体的には、電圧演算部２０１は、ｄｑ変換部２０２と、電圧算出部２０３と、位相誤差算出部２０４とを含む。

　ｄｑ変換部２０２は、連系点電圧Ｖｓを電力変換器２０の電圧指令の位相θを用いてｄｑ変換し、連系点電圧のｄ軸成分であるＶｄ０とｑ軸成分であるＶｑ０を算出する。ｄｑ変換部２０２は、ローパスフィルタ処理によりｄ軸成分Ｖｄ０とｑ軸成分Ｖｑ０の高調波成分を除去し、高調波成分が除去されたｄ軸成分Ｖｄとｑ軸成分Ｖｑを算出する。なお、位相θは、後述する周波数制御部２２０により生成される。

　電圧算出部２０３は、ｄ軸成分Ｖｄとｑ軸成分Ｖｑを極座標変換し、振幅成分を算出する。具体的には、電圧算出部２０３は、連系点電圧Ｖｓの大きさを示す電圧絶対値｜Ｖｓ｜を算出する。典型的には、電圧絶対値｜Ｖｓ｜は、連系点電圧Ｖｓの振幅値または実効値である。

　位相誤差算出部２０４は、ｄ軸成分Ｖｄとｑ軸成分Ｖｑを極座標変換し、位相成分を算出する。この位相成分は、電力変換器２０の電圧指令の位相θと連系点電圧Ｖｓの位相との位相差である位相誤差Δθに相当する。これは、ｄｑ変換部２０２が、電力変換器２０の電圧指令の位相θによって連系点電圧Ｖｓをｄｑ変換しているためである。

　電流演算部２０９は、交流電流検出器８２により検出された３相の連系点電流Ｉｓを取得し、連系点電流Ｉｓの大きさを示す電流絶対値｜Ｉｓ｜を算出する。典型的には、電流絶対値｜Ｖｓ｜は、連系点電流Ｉｓの振幅値または実効値である。

　周波数制御部２２０は、位相生成部２２１を含む。位相生成部２２１は、電力変換器２０の電圧指令の位相θを生成し、位相θを指令部２５０および電圧演算部２０１に出力する。位相生成部２２１は、補償器２２２と、加算器２２３と、時間積分器２２４と、スイッチ２２５とを含む。

　補償器２２２は、位相誤差Δθの入力を受け付けて、位相誤差Δθを補償する補償角周波数Δωを演算し、出力する。具体的には、補償角周波数Δωは、位相誤差Δθをゼロにするための角周波数である。補償器２２２は、例えば、ＰＩ制御器（Proportional-Integral　Controller）等のフィードバック制御器で構成される。

　スイッチ２２５は、交流系統１０１が連系系統である場合にはＯＮ状態に制御され、交流系統１０１が単独系統である場合にはＯＦＦ状態に制御される。

　交流系統１０１が連系系統であり、スイッチ２２５がＯＮ状態に制御されている場合には、周波数制御部２２０は、連系系統モードでの制御方式により位相θを生成する。具体的には、位相生成部２２１の加算器２２３は、電力変換器２０の基準角周波数ω０と、補償角周波数Δωとを加算し、その和である角周波数ωを時間積分器２２４に出力する。時間積分器２２４は、角周波数ωを時間積分することにより、電力変換器２０の電圧指令の位相θを算出し、位相θを指令部２５０へ出力する。位相θは角度であるため、±１８０°の範囲内となるように３６０°の倍数を加減算してもよい。なお、スイッチ２２５がＯＦＦ状態に制御されている場合の周波数制御部２２０の動作の詳細については後述する。

　スイッチ２６０は、交流系統１０１が連系系統である場合にはＯＦＦ状態に制御され、交流系統１０１が単独系統である場合にはＯＮ状態に制御される。

　加減算器２６２は、基準電圧値Ｖｒｅｆと電圧絶対値｜Ｖｓ｜との電圧偏差ΔＶｒを算出する。加減算器２６２から出力される偏差ΔＶは、電圧制御部２３０に入力される。

　電圧制御部２３０は、電圧指令の電圧値Ｖを生成する。具体的には、電圧制御部２３０は、補償器２３１と、加減算器２３２と、ドループ演算器２３４（図５中の「Ｆｄｉ」に対応）とを含む。

　交流系統１０１が連系系統であり、スイッチ２６０がＯＦＦ状態に制御されている場合には、電圧制御部２３０は、連系系統モードでの制御方式により電圧値Ｖを生成する。具体的には、補償器２３１は、電圧偏差ΔＶｒに基づいて補償電圧値を演算する。具体的には、補償電圧値は、電圧偏差ΔＶｒをゼロにするための電圧値である。ドループ演算器２３４には電流絶対値｜Ｉｓ｜が入力されないため、ドループ演算器２３４は、電流絶対値｜Ｉｓ｜に応じたドループ値を出力しない。したがって、加減算器２３２は、補償電圧値を電圧指令の電圧値Ｖとして指令部２５０へ出力する。なお、スイッチ２６０がＯＮ状態に制御されている場合の電圧制御部２３０の動作の詳細については後述する。

　指令部２５０は、周波数制御部２２０により生成された位相θと、電圧制御部２３０により生成された電圧値Ｖと有する電圧指令を生成し、当該電圧指令を制御指令として電力変換器２０へ出力する。交流系統１０１が連系系統である場合、電力変換器２０は、当該連系系統と同期した電圧を発生させることができる。

　ここで、事故等により交流系統１０１から発電機５１が切り離され、交流系統１０１が連系系統から単独系統へ移行した場面を想定する。本実施の形態では、単独系統判定部２１１によって、連系系統から単独系統への移行が検出される。具体的には、単独系統判定部２１１は、位相誤差Δθと、連系点電圧Ｖｓの電圧絶対値｜Ｖｓ｜とに基づいて、交流系統１０１が連系系統から単独系統に移行したか否かを判定する。

　図６は、単独系統判定部２１１の構成を説明するための図である。図６を参照して、単独系統判定部２１１は、電圧判定回路３０１と、位相判定回路３０２，３０３と、変化率判定回路３０４と、ＯＲ回路３０５と、ＡＮＤ回路３０６とを含む。

　電圧判定回路３０１は、電圧絶対値｜Ｖｓ｜が電圧閾値Ｖｔｈ未満であるか否かを判定する。具体的には、電圧判定回路３０１は、｜Ｖｓ｜＜Ｖｔｈを満たすと判定した場合には、出力値“１”をＡＮＤ回路３０６に出力し、そうではないと判定した場合には、出力値“０”をＡＮＤ回路３０６に出力する。

　位相判定回路３０２は、位相誤差Δθが閾値θ１よりも大きいか否かを判定する。具体的には、位相判定回路３０２は、Δθ＞θ１を満たすと判定した場合には、出力値“１”をＯＲ回路３０５に出力し、そうではないと判定した場合には、出力値“０”をＯＲ回路３０５に出力する。

　位相判定回路３０３は、位相誤差Δθが閾値θ２（ただし、θ２＜θ１）未満か否かを判定する。具体的には、位相判定回路３０３は、Δθ＜θ２を満たすと判定した場合には、出力値“１”をＯＲ回路３０５に出力し、そうではないと判定した場合には、出力値“０”をＯＲ回路３０５に出力する。

　変化率判定回路３０４は、位相誤差Δθの変化率ｄΔθ／ｄｔが基準変化率Ｒａよりも大きいか否かを判定する。具体的には、変化率判定回路３０４は、ｄΔθ／ｄｔ＞Ｒａを満たすと判定した場合には、出力値“１”をＡＮＤ回路３０６に出力し、そうではないと判定した場合には、出力値“０”をＡＮＤ回路３０６に出力する。

　ＯＲ回路３０５は、位相判定回路３０２，３０３の各出力値のＯＲ演算を行なう。具体的には、これらの各出力値の少なくとも１つが”１”である場合には、ＯＲ回路３０５は出力値“１”をＡＮＤ回路３０６に出力し、そうではない場合には、出力値”０”をＡＮＤ回路３０６に出力する。

　ＡＮＤ回路３０６は、電圧判定回路３０１の出力の論理レベルを反転した値と、ＯＲ回路３０５の出力値と、変化率判定回路３０４の出力の論理レベルを反転した値とのＡＮＤ演算を行なう。

　具体的には、｜Ｖｓ｜＜Ｖｔｈを満たさず、Δθ＞θ１およびΔθ＜θ２の少なくとも一方を満たし、ｄΔθ／ｄｔ＞Ｒａを満たさない場合に、ＡＮＤ回路３０６は、交流系統１０１が連系系統から単独系統に移行したことを示す信号（すなわち、出力値”１”）を出力する。

　単独系統判定部２１１が上記ロジックにより、連系系統から単独系統への移行を判定する理由を説明する。具体的には、何らかの要因により発電機５１が交流系統１０１から切り離されると、電力変換器２０は、発電機５１と協調した周波数制御を実行することができなくなる。そのため、電力需給のアンバランス等により周波数がずれ始め、位相誤差Δθが大きくなり基準範囲外となる（すなわち、Δθ＞θ１またはΔθ＜θ２となる）。

　ここで、電圧判定回路３０１および変化率判定回路３０４を設けている理由は、交流系統１０１における一過性の事故の発生を、交流系統１０１の単独系統への移行と誤判定するのを防ぐためである。

　具体的には、交流系統１０１に一過性の事故が発生した場合には連系点における電圧値が下がり位相も変化する。そのため、電圧絶対値｜Ｖｓ｜が電圧閾値Ｖｔｈ未満である場合には、交流系統１０１に事故が発生した可能性が高いと考えられる。したがって、位相誤差Δθが基準範囲外となった場合であっても、電圧絶対値｜Ｖｓ｜が電圧閾値Ｖｔｈ未満である場合には、ＡＮＤ回路３０６は、交流系統１０１が単独系統へ移行したことを示す信号（すなわち、出力値“１”）を出力しない。

　また、一過性の事故が発生した場合には系統擾乱により位相誤差Δθが急激に変化する。そのため、位相誤差Δθの変化率ｄΔθ／ｄｔが基準変化率Ｒａよりも大きい場合には、交流系統１０１に事故が発生した可能性が高いと考えられる。したがって、位相誤差Δθが基準範囲外となった場合であっても、変化率ｄΔθ／ｄｔが基準変化率Ｒａよりも大きい場合には、ＡＮＤ回路３０６は出力値“１”を出力しない。

　単独系統判定部２１１は、電圧判定回路３０１および変化率判定回路３０４の少なくとも一方により、上記誤判定を防止する構成であってもよい。

　なお、一過性の事故と、交流系統１０１の単独系統への移行とをより精度よく区別するために、電圧判定回路３０１とＡＮＤ回路３０６との間にオフディレータイマを設ける構成であってもよい。具体的には、一過性の事故が発生した直後においては、連系点の電圧値が低下するため電圧判定回路３０１から出力値“１”が出力され、オフディレータイマによりこの出力値“１”が時間Ｔ１の間維持される。

　また、連系点電圧の位相も変化するため、位相誤差Δθが基準範囲外となるが、連系点電圧値の低下が検出されてから時間Ｔ１が経過するまではＡＮＤ回路３０６は出力値“１”を出力しない。その後、一過性の事故が解消されると連系点の電圧値および位相が通常状態に戻り位相誤差Δθが基準範囲内となる。この場合も、ＡＮＤ回路３０６は出力値“１”を出力しない。このように、オフディレータイマにより出力値“１”を時間Ｔ１維持することで、一過性の事故の発生を、交流系統１０１の単独系統への移行との誤判定するのをより精度よく防止することができる。

　なお、交流系統１０１が単独系統へ移行した場合には、一過性の事故とは異なり位相誤差Δθが基準範囲外の状態を維持するため、ＡＮＤ回路３０６から出力値“１”が出力される。

　上記の判定方式をまとめると、単独系統判定部２１１は、位相誤差Δθが基準範囲外（すなわち、Δθ＞θ１またはΔθ＜θ２）であるとの条件Ｃ１と、連系点電圧Ｖｓの電圧絶対値｜Ｖｓ｜が電圧閾値Ｖｔｈよりも大きいとの条件Ｃ２と、位相誤差Δθの変化率が基準変化率Ｒａ未満であるとの条件Ｃ３とが成立する場合に、交流系統１０１が連系系統から単独系統に移行したと判定する。なお、単独系統判定部２１１は、条件Ｃ１と条件Ｃ２とが成立する場合、あるいは、条件Ｃ１と条件Ｃ３とが成立する場合に、交流系統１０１が連系系統から単独系統に移行したと判定してもよい。

　＜単独系統と連系時の制御方式＞
　次に、図５、図７および図８を参照して、単独系統へ移行した交流系統１０１に電力変換器２０が連系しているときの当該電力変換器２０の制御方式について説明する。

　図５を参照して、単独系統判定部２１１は、交流系統１０１が単独系統に移行したと判定した場合、ＯＦＦ信号をスイッチ２２５に出力し、ＯＮ信号をスイッチ２６０に出力する。これにより、スイッチ２２５はＯＦＦ状態となり、スイッチ２６０はＯＮ状態となる。

　交流系統１０１が単独系統である場合、周波数制御部２２０は、単独系統モードでの制御方式により位相θを生成する。具体的には、位相生成部２２１の補償器２２２から出力されたΔωは、加算器２２３に入力されない。そのため、位相生成部２２１は、基準角周波数ω０を時間積分することにより電圧指令の位相θを生成する。

　詳細には、加算器２２３は、電力変換器２０の基準角周波数ω０を角周波数ωとして時間積分器２２４に出力する。時間積分器２２４は、角周波数ω（すなわち、基準角周波数ω０）を時間積分することにより電圧指令の位相θを算出し、位相θを指令部２５０へ出力する。この場合、位相θは変動しないため、指令部２５０から位相θを有する電圧指令を受けた電力変換器２０は、一定周波数を有する電圧を発生させる。

　また、交流系統１０１が単独系統である場合にはスイッチ２６０がＯＮ状態となる。この場合、電圧制御部２３０は、単独系統モードでの制御方式により電圧値Ｖを生成する。具体的には、電圧制御部２３０のドループ演算器２３４に、電流演算部２０９により算出された電流絶対値｜Ｉｓ｜が入力される。ドループ演算器２３４は、電流絶対値｜Ｉｓ｜に応じたドループ値を演算して、加減算器２３２に出力する。

　図７は、電圧制御部２３０の補償器２３１およびドループ演算器２３４の構成の一例を示す図である。図７を参照して、補償器２３１は、電圧偏差ΔＶｒを補償した値に対して一次遅れ処理を施すことにより補償電圧値を演算し、加減算器２３２に出力する。具体的には、補償器２３１は、ＰＩ制御器２３１ｘと、一次遅れ要素２３１ｙとを含む。

　ＰＩ制御器２３１ｘは、電圧偏差ΔＶｒの入力を受け付けて、電圧偏差ΔＶｒを補償するようにフィードバック制御した値を一次遅れ要素２３１ｙに出力する。

　一次遅れ要素２３１ｙは、伝達関数Ｇ１（＝１／（１＋Ｔｓ））で表されるフィルタである。一次遅れ要素２３１ｙは、ＰＩ制御器２３１ｘから出力された値に対して伝達関数Ｇ１によるフィルタ処理（すなわち、一次遅れ処理）を施して補償電圧値を算出し、加減算器２３２に出力する。

　ドループ演算器２３４は、電流絶対値｜Ｉｓ｜に不完全微分処理を施してＤｉ倍することによりドループ値ＤＩｓを演算する。具体的には、ドループ演算器２３４は、不完全微分要素２３４ｘと、ドループ係数要素２３４ｙとを含む。

　不完全微分要素２３４ｘは、伝達関数Ｇ２（＝Ｔｓ／（１＋Ｔｓ））で表わされるフィルタである。不完全微分要素２３４ｘは、電流絶対値｜Ｉｓ｜に対して伝達関数Ｇ２によるフィルタ処理（すなわち、不完全微分処理）を施して、ドループ係数要素２３４ｙへ出力する。なお、不完全微分要素２３４ｘの前段（すなわち、スイッチ２６０と不完全微分要素２３４ｘとの間）に不感帯要素を挿入してもよい。これにより電流が小さいときの不要動作を抑制することができる。

　ドループ係数要素２３４ｙは、不完全微分処理が施された電流絶対値｜Ｉｓ｜をＤｉ倍したドループ値ＤＩｓを加減算器２３２へ出力する。係数Ｄｉは、ドループ演算器２３４の電流ドループ特性の傾きを示す係数である。ドループ値ＤＩｓは、補償電圧値を補正するための電圧値となる。

　加減算器２３２は、補償電圧値とドループ値ＤＩｓとの偏差を、電圧指令の電圧値Ｖとして算出し、電圧値Ｖを指令部２５０へ出力する。加減算器２３２は、電圧値Ｖを算出する算出部として機能する。

　図８は、連系点電流Ｉｓと電圧値Ｖとの関係の一例を説明するための図である。図８を参照して、交流系統１０１側での事故が発生すると、連系点電圧Ｖｓの急峻な電圧変動によって連系点電流Ｉｓが急激に変化する。この場合、電流絶対値｜Ｉｓ｜が大きくなるほどドループ値ＤＩｓが大きくなる。これは、電流絶対値｜Ｉｓ｜に不完全微分処理が施されているためである。電流絶対値｜Ｉｓ｜が大きいほど、補償電圧値とドループ値ＤＩｓとの偏差（すなわち、電圧値Ｖ）は小さくなるため、電圧値Ｖは、連系点電流Ｉｓに応じてグラフ６０１のように変化する。このように、電流絶対値｜Ｉｓ｜が大きいほど電圧値Ｖを小さくすることで、電力変換器２０に過電流が流れるのを防止でき、運転を継続することができる。

　一方、連系点電圧Ｖｓの緩やかな電圧変動によって連系点電流Ｉｓが緩やかに変化する場合には、電流絶対値｜Ｉｓ｜に不完全微分処理が施されているため、ドループ値ＤＩｓは非常に小さくなる。この場合、電圧値Ｖは、補償器２３１から出力される補償電圧値とほぼ同一の値となり、グラフ６０３に示すように一定に保たれる。具体的には、電圧値Ｖは、基準電圧値Ｖｒｅｆ付近に固定される。すなわち、連系点電流Ｉｓが誘導性（すなわち、電力変換器２０から交流系統１０１側に流出する方向の遅れ無効電流が負）である場合でも、連系点電流Ｉｓが容量性（すなわち、電力変換器２０から流出する方向の遅れ無効電流が正）である場合でも、電圧値Ｖは一定となる。

　上記構成によると、単独系統である交流系統１０１側に事故が発生し急峻な電圧変動が発生した場合、制御装置１０は、電力変換器２０から出力される電圧を低下させることで過電流の発生を抑制できる。また、交流系統１０１側の緩やかな電圧変動が発生している場合には、制御装置１０は電力変換器２０から一定電圧を出力させることができる。

　（変形例）
　図９、図１０および図１１を参照して、交流系統１０１が単独系統である場合の電力変換器２０の制御方式の変形例について説明する。

　図９は、制御装置１０の機能構成の他の例を説明するための図である。図９を参照して、制御装置１０Ａは、電圧演算部２０１と、有効電力算出部２０５と、無効電力算出部２０７と、電流演算部２０９と、単独系統判定部２１１と、周波数制御部２２０Ａと、電圧制御部２３０Ａと、指令部２５０と、スイッチ２６０と、加減算器２６２とを有する。ここでは、図５に示す機能と異なる機能構成について説明する。制御装置１０Ａは図１に示す制御装置１０に対応するが、図５の制御装置１０との区別のため、便宜上「Ａ」といった追加の符号を付している。

　有効電力算出部２０５は、連系点における有効電力Ｐを算出する。具体的には、有効電力算出部２０５は、交流電圧検出器８１により検出された連系点電圧Ｖｓと、交流電流検出器８２により検出された連系点電流Ｉｓとに基づいて、連系点における有効電力Ｐを算出する。

　無効電力算出部２０７は、連系点における無効電力Ｑを算出する。具体的には、無効電力算出部２０７は、連系点電圧Ｖｓと連系点電流Ｉｓとに基づいて、連系点における無効電力Ｑを算出する。

　電圧制御部２３０Ａは、図５中の電圧制御部２３０にドループ演算器２３５（図９中の「Ｆｄｑ」に対応）および加減算器２３６を追加した構成に相当する。ドループ演算器２３５は、無効電力算出部２０７により算出された無効電力Ｑの入力を受け付ける。ドループ演算器２３５は、無効電力Ｑに応じたドループ値Ｄｑｓを演算して、加減算器２３６に出力する。具体的には、ドループ値Ｄｑｓは、無効電力ＱをＤｑ倍した値である。係数Ｄｑは、ドループ演算器２３５の電圧ドループ特性の傾きを示す係数である。なお、電圧ドループ特性は、無効電力出力（すなわち、電力変換器２０から流出する方向の遅れ無効電流）が増大するほど電圧を低下させる特性を有する。なお、無効電力の代わりに無効電流を用いる構成であってもよい。

　加減算器２３６は、加減算器２６２から電圧偏差ΔＶｒの入力を受け、ドループ演算器２３５からドループ値Ｄｑｓの入力を受ける。加減算器２３６は、電圧偏差ΔＶｒからドループ値Ｄｑｓを減算し、当該減算した値ΔＶｒｑ（以下、「減算値ΔＶｒｑ」とも称する。）を補償器２３１に出力する。補償器２３１は、減算値ΔＶｒｑに基づいて補償電圧値を算出する。具体的には、補償器２３１は、減算値ΔＶｒｑを補償した値に対して一次遅れ処理を施すことにより補償電圧値を算出し、加減算器２３２に出力する。より詳細には、ＰＩ制御器２３１ｘは、減算値ΔＶｒｑの入力を受け付けて、減算値ΔＶｒｑを補償するようにフィードバック制御した値を一次遅れ要素２３１ｙに出力する。一次遅れ要素２３１ｙは、ＰＩ制御器２３１ｘから出力された値に対して伝達関数Ｇ１によるフィルタ処理を施して補償電圧値を算出し、加減算器２３２に出力する。

　加減算器２３２は、補償電圧値とドループ値ＤＩｓとの偏差を、電圧指令の電圧値Ｖとして算出し、電圧値Ｖを指令部２５０へ出力する。

　図１０は、連系点電流Ｉｓと電圧値Ｖとの関係の他の例を説明するための図である。図１０を参照して、連系点電流Ｉｓが急激に変化する場合には、図８と同様に、電圧値Ｖは連系点電流Ｉｓに応じてグラフ６０１のように変化する。すなわち、電流絶対値｜Ｉｓ｜が大きいほど電圧値Ｖが小さくなる。そのため、単独系統である交流系統１０１側に事故が発生した場合でも、過電流の発生を抑制できる。

　一方、連系点電流Ｉｓが緩やかに変化する場合には、図８に示すように電圧値Ｖが一定ではなく、連系点電流Ｉｓに応じて緩やかに変化する。これは、電圧偏差ΔＶｒからドループ値Ｄｑｓが減算された減算値ΔＶｒｑに基づいて補償電圧値が算出されているためである。連系点電流Ｉｓが誘導性（すなわち、電力変換器２０から流出する方向の遅れ無効電流が負）である場合には、連系点電流Ｉｓの大きさに比例して電圧値Ｖが大きくなり、連系点電流Ｉｓが容量性（すなわち、電力変換器２０から流出する方向の遅れ無効電流が正）である場合には、連系点電流Ｉｓの大きさに比例して電圧値Ｖが小さくなる。

　再び、図９を参照して、周波数制御部２２０Ａは、位相生成部２２１Ａと、ドループ演算器２２８（図９中の「Ｆｄｐ」に対応）とを含む。交流系統１０１が単独系統である場合、補償角周波数Δωは、加算器２２３に入力されない。そのため、位相生成部２２１Ａは、基準角周波数ω０から有効電力ＰをＤｑ倍したドループ値を減算し、当該減算した値を時間積分することにより位相θを生成する。具体的には、位相生成部２２１Ａは、図５中の位相生成部２２１における加算器２２３を加減算器２２３Ａに置き換えた構成に相当する。

　ドループ演算器２２８は、有効電力算出部２０５により算出された有効電力Ｐの入力を受け付ける。ドループ演算器２２８は、有効電力Ｐに応じたドループ値Ｄｐｓを演算して、加減算器２２３Ａに出力する。具体的には、ドループ値Ｄｐｓは、有効電力ＰをＤｐ倍した値であり、角周波数ω０を補正するための角周波数となる。係数Ｄｐは、ドループ演算器２２８における周波数ドループ特性の傾きを示す係数である。なお、有効電力Ｐの代わりに有効電流を用いる構成であってもよい。

　図１１は、周波数ドループ特性を示す図である。電力変換器２０から有効電力Ｐが出力される方向を正方向とする。Ｐｍａｘは有効電力Ｐの最大値であり、Ｐｍｉｎは有効電力Ｐの最小値である。図１１の周波数ドループ特性６１１に示すように、有効電力Ｐが増大するほどドループ値Ｄｐｓが大きくなる。

　再び、図９を参照して、加減算器２２３Ａは、基準角周波数ω０とドループ値Ｄｐｓとの偏差（すなわち、基準角周波数ω０からドループ値Ｄｐｓを減算した値）である角周波数ωを時間積分器２２４に出力する。このことから、有効電力Ｐが増大（すなわち、ドループ値Ｄｐｓが増大）ほど角周波数ωは小さくなる。時間積分器２２４は、角周波数ωを時間積分して位相θを算出し、指令部２５０へ出力する。

　上記の変形例の構成によると、電力変換器２０が出力する有効電力に応じて周波数が調整され、無効電力に応じて電圧が調整される。そのため、電力変換器２０をより安定的に運転することが可能となる。また、例えば、複数の電力変換器２０を用いて単独系統である交流系統１０１に電力を融通する場合に、各電力変換器２０の出力のバランスを保つことができる。

　ここで、周波数ドループ特性は、図１２に示すように非線形な特性であってもよい。図１２は、非線形の周波数ドループ特性を示す図である。電力変換器２０から有効電力Ｐが出力される方向を正方向とする。

　図１２を参照して、非線形の周波数ドループ特性（以下、「非線形ドループ特性」とも称する。）は、連系点における有効電力Ｐが基準範囲内である場合のドループ特性６２１と、有効電力Ｐが基準範囲外である場合のドループ特性６２２，６２３とを有する。ドループ特性６２２，６２３の傾きは、ドループ特性６２１の傾きよりも大きい。

　図１２の例では、有効電力ＰがＰ２≦Ｐ≦Ｐ１である場合には、有効電力Ｐは基準範囲内となる。Ｐｍｉｎ≦Ｐ＜Ｐ２あるいはＰ１＜Ｐ≦Ｐｍａｘである場合には有効電力Ｐは基準範囲外となる。

　ドループ演算器２２８は、有効電力Ｐが基準範囲内である場合にはドループ特性６２１に従ってドループ値Ｄｐｓを演算し、有効電力Ｐが基準範囲外である場合にはドループ特性６２２，６２３に従ってドループ値Ｄｐｓを演算する。例えば、何らかの要因により電力変換器２０から出力される有効電力Ｐが想定以上に増大した場合、有効電力Ｐは基準範囲外となる。この場合、ドループ値Ｄｐｓは、ドループ特性６２２に従うため急激に増大する。その結果、角周波数ωが急激に小さくなって、電力変換器２０からの出力が想定範囲内に収まるため、過電流の発生を抑制することができる。

　なお、電力変換器２０から出力される有効電力Ｐが想定以上に低下した場合には、ドループ値Ｄｐｓが急激に低下し、角周波数ωが急激に大きくなる。この場合でも、電力変換器２０からの出力が想定範囲内に収まるため、過電流の発生を抑制することができる。

　＜制御方式の変更時のショック緩和＞
　図５において、交流系統１０１が単独系統に移行したと判定された場合、スイッチ２２５をＯＦＦ状態に制御することにより、周波数制御部２２０の制御方式を変更する構成について説明した。この場合、スイッチ２２５をＯＦＦ状態にしたと同時に、加算器２２３に対して補償角周波数Δωが入力されなくなる。

　そのため、例えば、単独移行直前の補償角周波数Δωが大きい場合には角周波数ωが急激に変化して電力変換器２０にショック（例えば、過電流等）を与える可能性がある。そこで、交流系統１０１が単独系統に移行したと判定された場合に、補償角周波数Δωを徐々に低下させていく構成について説明する。

　図１３は、ショック緩和のための周波数制御部の構成の一例を示す図である。図１３を参照して、周波数制御部２２０Ｘは、位相生成部２２１Ｘと、調整回路２２６とを含む。位相生成部２２１Ｘは、図５中のスイッチ２２５をスイッチ２２５Ｘに置き換えた構成に相当する。

　ここで、交流系統１０１が連系系統である場合にはスイッチ２２５Ｘは、接点Ｅａ側に接続されている。単独系統判定部２１１は、交流系統１０１が単独系統に移行したと判定すると、スイッチ２２５Ｘを接点Ｅａから接点Ｅｂに切り替えるための切替信号をスイッチ２２５Ｘに出力する。これにより、補償角周波数Δωは調整回路２２６を介して加算器２２３に入力される。

　調整回路２２６は、交流系統１０１が単独系統に移行した後、補償角周波数ω０を徐々に低減させる。具体的には、調整回路２２６は、交流系統１０１が単独系統に移行する直前の補償角周波数Δωで値を固定し、当該固定された補償角周波数Δωを徐々に低減させる。調整回路２２６は、例えば、ホールド要素と、信号の変化分は通し、定常信号をカットするウォッシュアウトフィルタとによって実現される。例えば、調整回路２２６は、図１４に示すように補償角周波数Δωを変化させる。

　図１４は、補償角周波数Δωの時間変化の一例を示す図である。図１４を参照して、補償角周波数ωａは、スイッチ２２５Ｘを接点Ｅａから接点Ｅｂ側に切り替える前に補償器２２２から出力されていた補償角周波数Δωの値である。時刻ｔａは、単独系統判定部２１１からの切替信号により、スイッチ２２５Ｘが接点Ｅｂ側に切り替えられたタイミングを示す時刻である。

　グラフ７０１に示すように、補償角周波数Δωは、時刻ｔ０～時刻ｔａまでの期間においては補償角周波数ωａに保たれている。時刻ｔａが過ぎると徐々に低下していき最終的にはゼロになる。

　再び、図１３を参照して、加算器２２３は、調整回路２２６によって低減された補償角周波数Δωと基準角周波数ω０との加算値を時間積分器２２４に出力する。時間積分器２２４は、当該加算値を時間積分することにより電圧指令の位相θを生成する。

　上記構成によると、交流系統１０１が単独系統に移行した場合でも、加算器２２３に対して入力される補償角周波数Δωが徐々に低減されていくため、角周波数ωの急激な変化を防止することができる。その結果、電力変換器２０に対するショックを緩和することができる。

　（変形例）
　図１５は、ショック緩和のための周波数制御部の構成の他の例を示す図である。図１５を参照して、周波数制御部２２０Ｙは、図１３の位相生成部２２１Ｘにドループ演算器２２８と、加減算器２２７とを追加した構成に相当する。ここでは、図１３で説明したように、交流系統１０１が単独系統に移行して、スイッチ２２５Ｘが接点Ｅｂに切り替えられた状態であるとする。

　ドループ演算器２２８Ｘは、有効電力Ｐに応じたドループ値Ｄｐｓを演算して、リミッタをランプ状に変化させることにより、ドループ値Ｄｐｓを加減算器２２７へ出力する。これにより、リミッタが０から線形的に変化していくため、想定以上のドループ値Ｄｐｓが加減算器２２７へ出力されることがない。

　加減算器２２７は、調整回路２２６から出力された補償角周波数Δωとドループ値Ｄｐｓとの偏差を算出し、当該偏差を加算器２２３へ出力する。この場合、当該偏差は図１６に示すように変化する。

　図１６は、補償角周波数Δωの時間変化の他の例を示す図である。図１６を参照して、補償角周波数Δωはグラフ７０３に示すように変化する。時刻ｔ０～時刻ｔａまでの期間において、補償角周波数Δωが補償角周波数ωａに保たれている点は、グラフ７０１とグラフ７０３とで同一である。しかし、時刻ｔａ以降においては、グラフ７０３に従う補償角周波数Δωは、グラフ７０１に従う補償角周波数Δωによりも緩やかに変化する。これは、ドループ値Ｄｐｓの影響によるものである。

　再び、図１５を参照して、加算器２２３は、補償角周波数Δωとドループ値Ｄｐｓとの偏差と基準角周波数ω０との加算値を時間積分器２２４に出力する。時間積分器２２４は、当該加算値を時間積分することにより電圧指令の位相θを生成する。

　この場合でも、加算器２２３に対して入力される補償角周波数Δωが徐々に低減されていくため、角周波数ωの急激な変化を防止し、電力変換器２０に対するショックを緩和することができる。

　＜連系系統への移行の判定方式（その１）＞
　ここでは、単独系統である交流系統１０１に発電機５１が接続されて、交流系統１０１が連系系統に移行したか否かを判定する判定方式について説明する。

　図１７は、交流系統の連系系統への移行を判定するための制御装置１０の機能構成の一例を示す図である。図１７を参照して、制御装置１０Ｂは、図５の制御装置１０に過電流判定部２７０および連系系統判定部２７２を追加し、図５の指令部２５０を指令部２５０Ｂに置き換えた構成に相当する。制御装置１０Ｂは図１に示す制御装置１０に対応するが、図５の制御装置１０との区別のため、便宜上「Ｂ」といった追加の符号を付している。

　ここでは、図５に示す機能と異なる機能構成について説明する。また、スイッチ２２５がＯＦＦ状態であり、スイッチ２６０がＯＮ状態であるとする。制御装置１０Ｂは、交流系統１０１が単独系統である場合の制御方式（すなわち、単独系統モード）で電力変換器２０を制御しているものとする。

　過電流判定部２７０は、電流演算部２０９から受け付けた電流絶対値｜Ｉｓ｜に基づいて、連系点電流Ｉｓが過電流であるか否かを判定する。具体的には、過電流判定部２７０は、電流絶対値｜Ｉｓ｜が閾値Ｉｔｈ以上であれば、連系点電流Ｉｓが過電流であると判定し、電流絶対値｜Ｉｓ｜が閾値Ｉｔｈ未満であれば、連系点電流Ｉｓが過電流ではないと判定する。過電流判定部２７０は、判定結果を指令部２５０Ｂに出力する。

　なお、過電流判定部２７０は、連系点電流の代わりに、各アーム電流Ｉｐｕ，Ｉｎｕ，Ｉｐｖ，Ｉｎｖ，Ｉｐｗ、Ｉｎｗを用いて過電流判定を行なってもよい。この場合、過電流判定部２７０は、各アーム電流の絶対値の少なくとも１つが閾値Ｉｔｈｓ以上であればアーム電流が過電流であると判定し、各アーム電流の絶対値のすべてが閾値Ｉｔｈｓ未満であれば、アーム電流が過電流ではないと判定する。

　指令部２５０Ｂは、連系点電流Ｉｓまたはアーム電流が過電流であるとの判定結果を受けると、制御指令として、電力変換器２０の動作を停止させる停止指令を出力する。具体的には、停止指令は、ゲートブロック指令である。これにより、電力変換器２０はゲートブロック状態、すなわち、各サブモジュール７のスイッチング素子２２Ａ，２２Ｂがオフ状態となる。

　指令部２５０Ｂは、電力変換器２０へ停止指令を出力した場合、電力変換器２０がゲートブロック状態であることを示すＧＢ情報を連系系統判定部２７２に出力する。

　連系系統判定部２７２は、ＧＢ情報と、電圧絶対値｜Ｖｓ｜とに基づいて、交流系統１０１が単独系統から連系系統へ移行したか否かを判定する。具体的には、連系系統判定部２７２は、ＧＢ情報を受信した場合（すなわち、電力変換器２０の動作が停止している場合）であって、かつ電圧絶対値｜Ｖｓ｜が閾値Ｖｋ以上である場合には、交流系統１０１が単独系統から連系系統へ移行したと判定する。なぜなら、電力変換器２０の動作が停止しているにも関わらず、電圧絶対値｜Ｖｓ｜が一定値以上ある場合には、電力変換器２０以外の電源（すなわち、発電機５１）が交流系統１０１に接続されていると考えられるためである。

　連系系統判定部２７２は、交流系統１０１が連系系統へ移行したことを示す判定結果を指令部２５０Ｂへ出力する。また、連系系統判定部２７２は、連系系統へ移行したと判定した場合、ＯＮ信号をスイッチ２２５に出力し、ＯＦＦ信号をスイッチ２６０に出力する。これにより、スイッチ２２５はＯＮ状態となり、スイッチ２６０はＯＦＦ状態となる。

　交流系統１０１が連系系統に移行した場合であって、かつ位相誤差Δθが閾値θａ未満になった場合、指令部２５０Ｂは、電力変換器２０の動作を復帰させる復帰指令を電力変換器２０へ出力する。具体的には、復帰指令は、デブロック指令である。これにより、電力変換器２０はデブロック状態、すなわち、各サブモジュール７のスイッチング素子２２Ａ，２２Ｂがオンできる状態となる。

　図１８を用いて制御装置１０Ｂの動作の流れを説明する。図１８は、交流系統が連系系統へ移行した場合の制御装置１０Ｂの動作を説明するためのタイミングチャートである。ここでは、説明の容易化のため、過電流判定部２７０は連系点電流Ｉｓが過電流か否かを判定するものとする。図１８を参照して、時刻ｔ１において、過電流が発生する。この場合、過電流判定部２７０は、電流絶対値｜Ｉｓ｜が閾値Ｉｔｈ以上と判定する。そのため、指令部２５０Ｂは、電力変換器２０にゲートブロック指令を出力する。これにより、電力変換器２０の動作は停止する。

　時刻ｔ２において、電力変換器２０がゲートブロック状態のときに電圧絶対値｜Ｖｓ｜が閾値Ｖｋ以上になると、連系系統判定部２７２は、交流系統１０１が連系系統に移行したと判定して、ＯＮ信号をスイッチ２２５に出力し、ＯＦＦ信号をスイッチ２６０に出力する。これにより、制御装置１０Ｂの制御方式が、単独系統モードから連系系統モードへ変更される。制御方式の変更直後においては、電圧指令の位相θと連系点電圧Ｖｓの位相との位相差は大きいため、位相誤差Δθは急激に増大する。

　その後、周波数制御部２２０によるフィードバック制御により、位相誤差Δθが徐々に小さくなっていき、時刻ｔ３に到達すると位相誤差Δθが閾値θａ未満となる。これは、電圧指令の位相θが、連系点電圧Ｖｓの位相と同期していることを意味する。そのため、時刻ｔ４において、指令部２５０Ｂは、デブロック指令を電力変換器２０へ出力する。これにより、電力変換器２０は復帰して、連系系統モードの制御方式に従って運転を継続する。

　上記構成により、制御装置１０Ｂは、交流系統１０１が単独系統から連系系統へ移行したことを精度よく判定することができる。また、交流系統１０１が連系系統へ移行したと判定した場合に、即時に電力変換器２０の動作が復帰するのではなく、位相誤差Δθが小さくなった（すなわち、電圧指令の位相θと連系点電圧Ｖｓの位相との同期が完了した）場合に、電力変換器２０の動作が復帰する。そのため、電力変換器２０が過電流状態となるのを防止することができる。

　＜連系系統への移行の判定方式（その２）＞
　交流系統１０１が単独系統から連系系統に移行したか否かを判定する他の判定方式について説明する。

　図１９は、交流系統の連系系統への移行を判定するための制御装置１０の機能構成の他の例を示す図である。図１９を参照して、制御装置１０Ｃは、図９の制御装置１０Ａに連系系統判定部２４０および加算器２４１を追加した構成に相当する。制御装置１０Ｃは図１に示す制御装置１０に対応するが、図９の制御装置１０Ａとの区別のため、便宜上「Ｃ」といった追加の符号を付している。

　ここでは、図９に示す機能と異なる機能構成について説明する。また、スイッチ２２５がＯＦＦ状態であり、スイッチ２６０がＯＮ状態であるとする。制御装置１０Ｃは、単独系統モードで電力変換器２０を制御しているものとする。

　連系系統判定部２４０は、電力変換器２０の基準角周波数ω０に、角周波数の変動値Δω０を加算して、基準角周波数ω０を変動させることにより、交流系統１０１が単独系統から連系系統へ移行したか否かを判定する。連系系統判定部２４０の判定方式について、図２０～図２３を用いて具体的に説明する。

　図２０は、連系系統判定部の判定方式を説明するためのモデル図である。具体的には、図２０（ａ）は、交流系統１０１が連系系統である場合のモデル図である。図２０（ｂ）は、交流系統１０１が単独系統である場合のモデル図である。

　図２０を参照して、連系点１１０は、交流系統１０１と、発電機５１または負荷４５とが接続される連系点である。図２０（ａ）の場合には、連系点１１０に発電機５１が接続されているため、交流系統１０１は連系系統である。図２０（ｂ）の場合には、連系点１１０に負荷４５が接続されているため、交流系統１０１は単独系統である。また、連系点１１０の電圧はＶ１で表わされている。

　連系点１１０は、交流系統１０１と電力変換器２０との連系点である。連系点１１０の電圧はＶ２で表わされている。連系点１１０における有効電力および無効電力は、それぞれＰ、Ｑで表わされている。位相差φは、連系点１２０の電圧Ｖ１の位相δ１と連系点１１０の電圧Ｖ２の位相δ２との位相差である。また、交流系統１０１の系統インピーダンスがｊｘで表わされている。

　図２１は、位相差φと有効電力Ｐとの関係を示す図である。図２１を参照して、位相差φに対して有効電力Ｐは放物線状に変化し、位相差φが９０°のときに有効電力Ｐは最大値Ｐｍａｘとなる。これは、交流系統１０１が単独系統であっても連系系統であっても同様である。位相差φの変動値Δφに応じて有効電力Ｐの変動値ΔＰが定まる。有効電力Ｐは以下の式（１）で表わされる。

　Ｐ＝｛（Ｖ１×Ｖ２）／ｘ｝ｓｉｎφ・・・（１）
　したがって、変動値ΔＰは以下の式（２）で表わされる。

　ΔＰ＝｛（Ｖ１×Ｖ２）／ｘ｝ｃｏｓφ×Δφ・・・（２）
　発電機５１は慣性があるため、基準角周波数ω０が変動したとしても連系点１１０の電圧の位相δ１は急変しない。一方、負荷４５は慣性がないため、基準角周波数ω０が変動した場合には連系点１１０の電圧の位相δ１は急変する。このことを利用して、連系系統判定部２４０は、交流系統１０１が単独系統から連系系統へ移行したか否かを判定する。

　図２２は、連系系統判定部２４０の判定方式を説明するためのタイミングチャートである。図２２を参照して、連系系統判定部２４０は、時刻ｔｘ１から時刻ｔｘ２までの一定時間Ｔｘだけ、正の変動値Δω０を注入して基準角周波数ω０を正方向に変動させ、時刻ｔｘ２から時刻ｔｘ３までの期間は変動値Δω０を注入せずに基準角周波数ω０の変動を停止する。

　続いて、連系系統判定部２４０は、時刻ｔｘ３から時刻ｔｘ４までの一定時間Ｔｘだけ負の変動値Δω０を注入して基準角周波数ω０を負方向に変動させる。これにより、基準角周波数ω０が変動値Δω０を注入する前の状態に戻るため、過電流の発生および脱調の発生を抑制することができる。

　交流系統１０１が連系系統である場合には、基準角周波数ω０を変動させると連系点１２０の位相δ２はδ＝∫ωdtの式に従って変化する。しかし、連系点１１０の角周波数ωおよび位相δ１は連系系統中の発電機５１の慣性により急変できないため、位相差φの変動値Δφは位相δ２の変化に従って山なり状に変化する。そのため、有効電力Ｐの変動値ΔＰも山なり状に変化する。

　一方、交流系統１０１が単独系統である場合には、発電機５１の慣性の影響はなく基準角周波数ω０を変動させると連系点１１０の位相δ１は急変できる。また、連系点１１０に接続されている負荷が周波数特性を有している場合、角周波数の変化に応じて負荷量が変化し、潮流量が変化する。その結果として位相差φが変化する。すなわち、位相差φの変動値Δφは変動値Δω０に追従して変化する。そのため、有効電力Ｐの変動値ΔＰも変動値Δω０に追従して変化する。なお、時刻ｔｘ１～時刻ｔｘ２までの期間における変動値ΔＰは、概ね、負荷４５の周波数特性定数とΔω０との乗算値となる。

　基準角周波数ω０を正方向に変動させ、当該変動を一旦停止する期間（すなわち、時刻ｔｘ２から時刻ｔｘ３までの期間）において、交流系統１０１が連系系統である場合の変動値ΔＰの値Ｐ１はゼロ以外の値をとる。値Ｐ１は、概ね、式（２）における変動値Δφに変動値Δωを代入した値となる。一方、基準角周波数ω０の変動を一旦停止する期間において、交流系統１０１が単独系統である場合の変動値ΔＰの値Ｐ２は概ねゼロとなる。

　したがって、連系系統判定部２４０は、基準角周波数ω０の変動を一旦停止する期間において、有効電力Ｐの変動値ΔＰが基準閾値Ｐｔｈ以上である場合には交流系統１０１が連系系統に移行したと判定することができる。なお、基準角周波数ω０の変動を開始してから終了するまでの期間（すなわち、時刻ｔｘ１～ｔｘ４の期間）は、数百ｍｓ以内であるため、短時間で当該判定が可能となる。

　図２３は、連系系統判定部２４０の構成の一例を示す図である。図２３を参照して、連系系統判定部２４０は、周波数変動部２４２と、変動値算出部２４３と、判定部２４５とを含む。ここでは、スイッチ２２５がＯＦＦ状態であり、電力変換器２０が単独系統モードで制御されているものとする。

　周波数変動部２４２は、交流系統１０１と電力変換器２０との連系点における有効電力Ｐが基準範囲外である場合に、電力変換器２０の基準角周波数ωを変動させる。具体的には、周波数変動部２４２は、有効電力Ｐが基準範囲外となった場合に、変動値Δω０を加算器２４１に入力する。

　典型的には、周波数変動部２４２は、図２２で説明したように変動値Δω０を加算器２４１に入力する。周波数変動部２４２が基準角周波数ω０を第１極性方向（例えば、正方向）に一定時間Ｔｘ変動させた後、当該基準角周波数ω０の変動を停止する。さらに、周波数変動部２４２は、第１極性方向への基準角周波数ω０の変動を停止した後、基準角周波数ω０を第１極性方向とは逆の第２極性方向（例えば、負方向）に一定時間Ｔｘ変動させる。加算器２４１は、基準角周波数ω０と変動値Δω０との和を加減算器２２３Ａに出力する。これにより、電力変換器２０から出力される電圧の周波数が変動する。

　変動値算出部２４３は、周波数変動部２４２が基準角周波数ω０を第１極性方向に一定時間Ｔｘ変動させた後、当該基準角周波数ω０の変動を停止した時点において、連系点における有効電力Ｐの変動値ΔＰを算出する。具体的には、変動値算出部２４３は、図２２における時刻ｔｘ２～時刻ｔｘ３の期間において、有効電力Ｐの変動値ΔＰを算出する。

　判定部２４５は、基準角周波数ω０の変動を停止した時点における有効電力Ｐの変動値ΔＰに基づいて、交流系統１０１が単独系統から連系系統へ移行したか否かを判定する。具体的には、判定部２４５は、変動値ΔＰが基準閾値Ｐｔｈ以上である場合に交流系統１０１が単独系統から連系系統へ移行したと判定し、変動値ΔＰが基準閾値Ｐｔｈ未満である場合に交流系統１０１が連系系統へ移行していない（すなわち、交流系統１０１が単独系統である）と判定する。

　判定部２４５は、交流系統１０１が連系系統へ移行したと判定した場合、ＯＮ信号をスイッチ２２５に出力し、ＯＦＦ信号をスイッチ２６０に出力する。これにより、スイッチ２２５はＯＮ状態となり、スイッチ２６０はＯＦＦ状態となるため、電力変換器２０は、連系系統モードでの制御方式により動作する。

　制御装置１０Ｃは、図１１に示す周波数ドループ特性に従う周波数制御を実行しながら、交流系統１０１の連系系統への移行判定を行なう構成であってもよい。この場合、制御装置１０Ｃは、電力変換器２０が出力する有効電力に応じて周波数を調整しながら、交流系統１０１の連系系統への移行判定を行なう。

　また、制御装置１０Ｃは、図１２に示す非線形の周波数ドループ特性に従う周波数制御を実行しながら、交流系統１０１の連系系統への移行判定を行なう構成であってもよい。交流系統１０１が単独系統から連系系統に移行していた場合には、電力変換器２０から出力される有効電力Ｐが想定以上に増大し、有効電力Ｐは基準範囲外となる。この場合、ドループ値Ｄｐｓはドループ特性６２２に従うため急激に増大し、角周波数ωが急激に小さくなる。これにより、交流系統１０１に追従した周波数制御が可能となる。

　そのため、電力変換器２０からの出力が想定範囲内に収まり、過電流の発生を抑制できる。したがって、制御装置１０Ｃは、過電流発生を抑制することで運転を継続しながら、交流系統１０１が単独系統から連系系統へ移行したか否かを判定できる。

　なお、この場合、制御装置１０Ｃは、有効電力Ｐが基準範囲外（すなわち、Ｐｍｉｎ≦Ｐ＜Ｐ２あるいはＰ１＜Ｐ≦Ｐｍａｘ）となった場合に、基準角周波数ωを変動させる。なぜなら、有効電力ＰがＰｍｉｎ≦Ｐ＜Ｐ２またはＰ１＜Ｐ≦Ｐｍａｘを満たす場合には、交流系統１０１が連系系統へ移行した可能性が高いためである。

　上記構成によると、制御装置１０Ｃは、交流系統１０１が単独系統から連系系統へ移行したことを精度よく判定することができる。また、基準角周波数ω０を変動値Δω０を注入する前の状態に戻すことで、過電流の発生および脱調の発生を抑制できる。また、基準角周波数ω０の変動を開始してから終了するまでの期間が数百ｍｓ以内であるため、短時間での移行判定が可能となる。

　その他の実施の形態．
　（１）上述した実施の形態では、図１に示すように、電力変換器２１が、直流送電線１４を介して電力変換器２０に接続されている構成について説明したが、当該構成に限られない。具体的には、発電機６３、変圧器６１、交流系統１０２および電力変換器２１の代わりに、直流電力を供給可能な直流電源が電力変換器２０に接続されていてもよい。

　図２４は、電力制御システムの構成の他の例を示す図である。図２４を参照して、電力変換器２０には、直流電源６５が接続されている。直流電源６５は、例えば、蓄電池、太陽光発電装置、燃料電池等である。

　（２）上述した実施の形態における電圧制御部は上記構成に限られず、例えば、図２５に示すような構成であってもよい。図２５は、電圧制御部の構成の変形例を示す図である。図２５を参照して、電圧制御部２３０Ｘは、図７の電圧制御部２３０に、ドループ演算器２３７，２３８と、加算器２３９とを追加した構成に相当する。また、制御装置１０は、加減算器２６４をさらに含む。

　加減算器２６４は、基準無効電力Ｑｒｅｆと、無効電力算出部２０７により算出された無効電力Ｑとの無効電力偏差ΔＱｒを算出する。加減算器２６４から出力される無効電力偏差ΔＱｒは、電圧制御部２３０Ｘのドループ演算器２３７に入力される。

　ドループ演算器２３７は、無効電力偏差ΔＱｒに応じたドループ値を演算して、加減算器２３９に出力する。具体的には、ドループ演算器２３７は、無効電力偏差ΔＱｒをＫｑ倍することによりドループ値Ｄｑｒを演算して、加減算器２３９に出力する。係数Ｋｑは、ドループ演算器２３７のドループ特性の傾きを示す係数である。なお、ドループ演算器２３７は、図９に示すドループ演算器２３５に対応している。

　ドループ演算器２３８は、電圧偏差ΔＶｒに応じたドループ値を演算して、加減算器２３９に出力する。具体的には、ドループ演算器２３８は、電圧偏差ΔＶｒをＫｖ倍することによりドループ値Ｄｖｒを演算して、加減算器２３９に出力する。係数Ｋｖは、ドループ演算器２３８のドループ特性の傾きを示す係数である。

　加算器２３９は、ドループ値Ｄｑｒとドループ値Ｄｖｒとの加算値Ｖｑｖを補償器２３１に出力する。補償器２３１は、加算値Ｖｑｖを補償した値に対して一次遅れ処理を施すことにより補償電圧値を算出し、加減算器２３２に出力する。具体的には、ＰＩ制御器２３１ｘは、加算値Ｖｑｖを補償するようにフィードバック制御した値を一次遅れ要素２３１ｙに出力する。一次遅れ要素２３１ｙは、ＰＩ制御器２３１ｘからの出力値に対して伝達関数Ｇ１によるフィルタ処理を施して補償電圧値を算出し、加減算器２３２に出力する。加減算器２３２の構成およびドループ演算器２３４の構成については図７で説明した構成と同様である。

　上記構成において、例えば、Ｋｖ＝１かつＫｑ＝０に設定すると、制御装置１０は、電力変換器２０の出力電圧を一定に制御する電圧一定制御方式で当該電力変換器２０を動作させる。また、Ｋｖ＝０かつＫｑ＝１に設定すると、制御装置１０は、電力変換器２０の無効電力出力を一定に制御する無効電力一定制御方式で電力変換器２０を動作させる。

　また、Ｋｖ＝１かつ、０＜Ｋｑ＜１に設定すると、制御装置１０は、電力変換器２０の無効電力出力に応じて出力電圧を調整しながら電力変換器２０を動作させる。また、０＜Ｋｖ＜１かつ、Ｋｑ＝１に設定すると、制御装置１０は、電力変換器２０の出力電圧に応じて無効電力出力を調整しながら電力変換器２０を動作させる。係数Ｋｑ，Ｋｖは、系統運用者によって適宜変更されてもよいし、電力系統の系統電圧に応じて適宜変更されてもよい。

　（３）上述した実施の形態では、電力変換器２０，２１がモジュラーマルチレベル変換器である構成について説明したが、当該構成に限られない。例えば、電力変換器２０，２１の回路方式は、交流電力を２レベルの直流電力に変換する２レベル変換器で構成されていてもよいし、交流電力を３レベルの直流電力に変換する３レベル変換器で構成されていてもよい。

　（４）上述の実施の形態として例示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能である。また、上述した実施の形態において、その他の実施の形態で説明した処理や構成を適宜採用して実施する場合であってもよい。

　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した説明ではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　４ｕ，４ｖ，４ｗ　レグ回路、５　上アーム、６　下アーム、７　サブモジュール、８Ａ，８Ｂ　リアクトル、９Ａ，９Ｂ　アーム電流検出器、１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１２　制御装置、１１Ａ，１１Ｂ　直流電圧検出器、１３，６１　変圧器、１４，１４Ｎ，１４Ｐ　直流送電線、２０，２１　電力変換器、２２Ａ，２２Ｂ　スイッチング素子、２３Ａ，２３Ｂ　ダイオード、２４　直流コンデンサ、２５　変換回路、２７　直流電圧検出部、２８　送受信部、２９　ゲート制御部、３２，３３　母線、３４，３５，３６　遮断器、４１，４２，４５　負荷、５１，６３　発電機、５５　補助変成器、５６　信号変換部、６５　直流電源、７０　演算処理部、７１　バス、７２　ＣＰＵ、７３　ＲＯＭ、７４　ＲＡＭ、７５　ＤＩ回路、７６　ＤＯ回路、７７　入力インターフェイス、７８　通信インターフェイス、８１　交流電圧検出器、８２　交流電流検出器、１０１，１０２　交流系統、１１０，１２０　連系点、２０１　電圧演算部、２０２　ｄｑ変換部、２０３　電圧算出部、２０４　位相誤差算出部、２０５　有効電力算出部、２０７　無効電力算出部、２０９　電流演算部、２１１　単独系統判定部、２２０，２２０Ａ，２２０Ｘ，２２０Ｙ　周波数制御部、２２１，２２１Ａ，２２１Ｘ　位相生成部、２２２，２３１　補償器、２２４　積分器、２２５，２２５Ｘ，２６０　スイッチ、２２６　調整回路、２２８，２２８Ｘ，２３４，２３５，２３７，２３８　ドループ演算器、２３０，２３０Ａ，２３０Ｘ　電圧制御部、２３１ｘ　ＰＩ制御器、２３１ｙ　一次遅れ要素、２３４ｘ　不完全微分要素、２３４ｙ　ドループ係数要素、２４０，２７２　連系系統判定部、２４２　周波数変動部、２４３　変動値算出部、２４５　判定部、２５０，２５０Ｂ　指令部、２７０　過電流判定部、３０１　電圧判定回路、３０２，３０３　位相判定回路、３０４　変化率判定回路、３０５　ＯＲ回路、３０６　ＡＮＤ回路。

Claims (11)

1. 　交流系統に接続された自励式の電力変換器を制御するための制御装置であって、
   　前記電力変換器の電圧指令の位相を生成する位相生成部と、
   　前記電圧指令の電圧値を生成する電圧制御部と、
   　生成された前記位相および前記電圧値を有する前記電圧指令を前記電力変換器へ出力する指令部とを備え、
   　前記電圧制御部は、
   　　基準電圧と、前記交流系統と前記電力変換器との連系点における連系点電圧との電圧偏差に基づいて、補償電圧値を演算する電圧補償部と、
   　　前記交流系統が発電機と接続されていない単独系統である場合、前記連系点に流れる連系点電流の大きさに応じた第１ドループ値を演算するドループ演算部と、
   　　前記補償電圧値と前記第１ドループ値との偏差に基づいて、前記電圧指令の電圧値を算出する算出部とを含む、制御装置。
2. 　前記電圧補償部は、前記電圧偏差を補償した値に対して一次遅れ処理を施すことにより前記補償電圧値を演算し、
   　前記ドループ演算部は、前記連系点電流の絶対値に不完全微分処理を施して第１の係数倍することにより前記第１ドループ値を演算する、請求項１に記載の制御装置。
3. 　前記算出部は、前記補償電圧値と前記第１ドループ値との偏差を前記電圧指令の電圧値として算出する、請求項１または請求項２に記載の制御装置。
4. 　前記電圧補償部は、前記電圧偏差から、前記連系点における無効電力を第２の係数倍した第２ドループ値を減算し、当該減算した値に基づいて前記補償電圧値を演算する、請求項１または請求項２に記載の制御装置。
5. 　前記交流系統が前記単独系統である場合、前記位相生成部は、基準角周波数を時間積分することにより前記電圧指令の位相を生成する、請求項１～請求項４のいずれか１項に記載の制御装置。
6. 　前記交流系統が前記単独系統である場合、前記位相生成部は、基準角周波数から、前記連系点における有効電力を第３の係数倍した第３ドループ値を減算し、当該減算した値を時間積分することにより前記電圧指令の位相を生成する、請求項１～請求項４のいずれか１項に記載の制御装置。
7. 　前記第３の係数は、周波数ドループ特性の傾きを示す係数であり、
   　前記周波数ドループ特性は、前記連系点における有効電力が基準範囲内である場合の第１ドループ特性と、前記連系点における有効電力が基準範囲外である場合の第２ドループ特性とを有する非線形ドループ特性であり、
   　前記第２ドループ特性の傾きは、前記第１ドループ特性の傾きよりも大きい、請求項６に記載の制御装置。
8. 　前記電力変換器の電圧指令の位相と、前記連系点電圧の位相との位相誤差を算出する位相誤差算出部をさらに備え、
   　前記位相生成部は、
   　　前記位相誤差を補償する補償角周波数を演算し、
   　　前記交流系統が前記単独系統に移行した後、前記補償角周波数を徐々に低減させ、
   　　前記補償角周波数と前記電力変換器の基準角周波数との加算値を時間積分することにより前記電圧指令の位相を生成する、請求項１～請求項４のいずれか１項に記載の制御装置。
9. 　前記電力変換器の電圧指令の位相と、前記連系点電圧の位相との位相誤差を算出する位相誤差算出部をさらに備え、
   　前記位相生成部は、
   　　前記位相誤差を補償する補償角周波数を演算し、
   　　前記交流系統が前記単独系統に移行した後、前記補償角周波数を徐々に低減させ、
   　　前記補償角周波数と、前記連系点における有効電力を第３の係数倍した第３ドループ値との偏差を算出し、
   　　当該偏差と前記電力変換器の基準角周波数との加算値を時間積分することにより前記電圧指令の位相を生成する、請求項１～請求項４のいずれか１項に記載の制御装置。
10. 　前記電力変換器は、前記交流系統と直流系統との間で電力変換を行なう電力変換器である、請求項１～請求項９のいずれか１項に記載の制御装置。
11. 　前記電力変換器は、第１アームおよび第２アームを含み、
    　前記第１アームおよび前記第２アームの各々は、互いに直列接続された複数のサブモジュールを含み、
    　各前記サブモジュールは、スイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列接続されるダイオードおよびコンデンサとを有する、請求項１～請求項１０のいずれか１項に記載の制御装置。

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