WO2020196380A1

WO2020196380A1 - 電動機およびそれを備えた電動機システム

Info

Publication number: WO2020196380A1
Application number: PCT/JP2020/012648
Authority: WO
Inventors: 知希中田; 剛荒木
Original assignee: ダイキン工業株式会社
Priority date: 2019-03-28
Filing date: 2020-03-23
Publication date: 2020-10-01
Also published as: EP3930151A1; JP7022282B2; JP2020162379A; CN113632342A; EP3930151A4; US20220014059A1

Abstract

シャフト（10）は、回転子コア（40）に対して軸方向の片側のみで回転可能に支持される。回転子コア（40）は、各磁極（43）をその極中心に対して回転方向側と反回転方向側とに二分割した場合に、永久磁石（42）を含む少なくとも１つの磁極（43）の回転方向側の半部（43a）を磁気飽和しやすくする磁気飽和助長手段（50）を有する。磁気飽和助長手段（50）は、永久磁石（42）よりも径方向外側に設けられる。磁極（43）は、自身の極中心と回転子（12）の軸心（O）とを通る直線（L1）に関して、回転方向側の半部（43a）の形状と、反回転方向側の半部（43b）の形状とが非対称である。

Description

電動機およびそれを備えた電動機システム

　本開示は、電動機およびそれを備えた電動機システムに関する。

　特許文献１には、複数の磁石挿入孔が形成された回転子コアを備えた電動機が開示されている。特許文献１の電動機は、回転子コアにおける磁石挿入孔の径方向外側に、複数のスリットが設けられ、当該スリットは、第１部分および第２部分を有する。磁極中心線から第１部分までの距離は、径方向内側から径方向外側に向けて大きくなる。磁極中心線から第２部分までの距離は、径方向内側から径方向外側に向けて一定である。このような構成により、特許文献１の電動機は、振動を小さくすることができる。

特開２０１７－１０８６２６号公報

　ところで、本願発明者は、電動機で生じる不平衡磁気吸引力が回転子のシャフトにかかる径方向の負荷を増大させることが、特にシャフトが回転子コアに対して軸方向の片側のみで支持される場合に問題となることを見出した。なお、「不平衡磁気吸引力」とは、回転子が固定子に対して相対的に径方向に変位したときに、当該変位を助長するように回転子と固定子との間で生じる磁気力のことをいう。

　本開示の目的は、電動機で生じる不平衡磁気吸引力を低減することにある。

　本開示の第１の態様は、回転子（12）および固定子（11）を備えた電動機（1）を対象とする。上記回転子（12）は、回転子コア（40）と、該回転子コア（40）に挿通および固定されるシャフト（10）と、周方向に並んだ複数の磁極（43）を形成する複数の永久磁石（42）とを有する。上記磁極（43）は、上記回転子（12）の表面における磁場の向きが径方向外向きであるか、径方向内向きであるかによって上記回転子（12）が周方向に分割された領域である。上記シャフト（10）は、上記回転子コア（40）に対して軸方向の片側のみで回転可能に支持される。上記回転子コア（40）は、各上記磁極（43）をその極中心に対して回転方向側と反回転方向側とに二分割した場合に、上記永久磁石（42）を含む少なくとも１つの上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）を磁気飽和しやすくする磁気飽和助長手段（50）を有する。上記磁気飽和助長手段（50）は、上記永久磁石（42）よりも径方向外側に設けられている。上記磁極（43）は、自身の極中心と上記回転子（12）の軸心（O）とを通る直線（L1）に関して、上記回転方向側の半部（43a）の形状と、上記反回転方向側の半部（43b）の形状とが非対称である。

　第１の態様では、磁気飽和助長手段（50）によって磁極（43）の回転方向側の半部（43a）が磁気飽和しやすくなる。これにより、電動機（1）で生じる不平衡磁気吸引力を低減することができる。

　本開示の第２の態様は、上記第１の態様において、上記磁気飽和助長手段（50）は、上記回転子コア（40）の上記永久磁石（42）よりも径方向外側における、上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）に設けられた磁気抵抗部（51,52）であることを特徴とする。

　第２の態様では、磁気抵抗部（51,52）によって磁極（43）の回転方向側の半部（43a）が磁気飽和しやすくなる。

　本開示の第３の態様は、上記第２の態様において、上記磁気抵抗部（51,52）は、上記磁極（43）の上記永久磁石（42）において上記回転方向側の端部および上記回転子（12）の軸心（O）を通る直線（L2）と、上記磁極（43）の極中心および上記回転子（12）の軸心（O）を通る直線（L1）との間に配置されていることを特徴とする。

　第３の態様では、磁気抵抗部（51,52）の配置を工夫することで、不平衡磁気吸引力をより一層低減することができる。

　本開示の第４の態様は、上記第２または第３の態様において、上記磁気抵抗部（51,52）は、上記回転子コア（40）に形成された空隙（51）であることを特徴とする。

　第４の態様では、空隙（51）によって低コストに磁気抵抗部（51,52）を構成することができる。

　本開示の第５の態様は、上記第２または第３の態様において、上記磁気抵抗部（51,52）は、上記回転子コア（40）の外周面に形成された凹部（52）であることを特徴とする。

　第５の態様では、凹部（52）によって低コストに磁気抵抗部（51,52）を構成することができる。

　本開示の第６の態様は、上記第１の態様において、上記回転子コア（40）は、上記永久磁石（42）よりも径方向外側における上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）の少なくとも一部が、該半部（43a）以外の部分を構成する磁性材料よりも飽和磁束密度が低い磁性材料で構成された磁気飽和容易部（53）になっており、上記磁気飽和助長手段（50）は、上記磁気飽和容易部（53）により構成されていることを特徴とする。

　第６の態様では、磁気飽和容易部（53）によって磁極（43）の回転方向側の半部（43a）が磁気飽和しやすくなる。

　本開示の第７の態様は、上記第１～第６の態様のいずれか１つにおいて、上記回転子（12）は、上記回転子コア（40）の軸方向一端側および軸方向他端側の少なくとも一方に設けられた錘（13a,13c）を有し、上記錘（13a,13c）の重心は、上記回転子（12）の軸心（O）から偏心していることを特徴とする。

　第７の態様では、回転子（12）の軸心（O）から偏心した重心を有する錘（13a,13c）を設ける場合であっても、不平衡磁気吸引力を低減することでシャフト（10）の軸振れを抑止することができる。

　本開示の第８の態様は、圧縮機（100）を対象とする。圧縮機（100）は、ケーシング（15）と、上記ケーシング（15）に収容された上記第１～第７の態様のいずれか１つの電動機（1）と、上記ケーシング（15）に収容されかつ上記電動機（1）により駆動される圧縮機構（20）とを備える。

　第８の態様では、電動機（1）により圧縮機構（20）が高速回転駆動される場合でも、当該電動機（1）で不平衡磁気吸引力が生じにくいので、シャフト（10）の軸振れを抑えて圧縮機構（20）を適切に駆動することができる。

　本開示の第９の態様は、上記第１～第７の態様のいずれか１つの電動機（1）であって、上記シャフト（10）の回転を用いて負荷（20）を駆動する電動機（1）と、上記電動機（1）に印加される電圧である印加電圧（Vs）を出力するインバータ（210b）と、上記インバータ（210b）を制御する制御部（209）とを備えた電動機システム（MS）を対象とする。上記制御部（209）は、第１の最大値（V_max_ω_MAX）よりも小さい振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第１の速度（ω_MAX）で上記電動機（1）を回転して所定の上記負荷（20）を駆動し、第２の最大値（V_max_ω3）の振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第２の速度（ω3）で上記電動機（1）を回転して上記所定の上記負荷（20）を駆動する。上記第１の最大値（V_max_ω_MAX）は、上記第１の速度（ω_MAX）で上記所定の上記負荷（20）を上記電動機（1）が駆動するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値である。上記第１の速度（ω_MAX）は、上記電動機（1）が上記所定の上記負荷（20）を駆動するときの上記電動機の回転の速度（ω_m）の最大値である。上記第２の最大値（V_max_ω3）は、上記第２の速度（ω3）で上記所定の上記負荷（20）を上記電動機（1）が駆動するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値である。上記第２の速度（ω3）は、上記第１の速度（ω_MAX）よりも小さい。

　第９の態様では、制御部（209）によるインバータ（210b）の所定の制御により、電動機（1）で生じる不平衡磁気吸引力を低減することができる。

　本開示の第１０の態様は、上記第１～第７の態様のいずれか１つの電動機（1）であって、上記シャフト（10）の回転を用いて負荷（20）を駆動する電動機（1）と、上記電動機（1）に印加される電圧である印加電圧（Vs）を出力するインバータ（210b）と、上記インバータ（210b）を制御する制御部（209）とを備えた電動機システム（MS）を対象とする。上記電動機（1）が所定のトルクを出力するときの上記電動機（1）の回転の速度（ω_m）が、上記電動機（1）が上記所定のトルクを出力するときの上記電動機（1）の基底速度（ωb）以上であるとき、上記制御部（209）は、第１の最大値（V_max_ω1）に第１の比を乗じた振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第１の速度（ω1）で上記電動機（1）を回転させ、かつ該電動機（1）に上記所定のトルクを出力させ、第２の最大値（V_max_ω2）に第２の比を乗じた振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第２の速度（ω2）で上記電動機（1）を回転させ、かつ該電動機（1）に上記所定のトルクを出力させる。上記第１の最大値（V_max_ω1）は、上記第１の速度（ω1）で上記所定のトルクを上記電動機（1）が出力するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値である。上記第２の最大値（V_max_ω2）は、上記第２の速度（ω2）で上記所定のトルクを上記電動機（1）が出力するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値である。上記第２の速度（ω2）は、上記第１の速度（ω1）よりも大きい。上記第２の比は、上記第１の比よりも小さい。

　第１０の態様では、制御部（209）によるインバータ（210b）の所定の制御により、電動機（1）で生じる不平衡磁気吸引力を低減することができる。

図１は、実施形態１の圧縮機の構造を例示する断面図である。図２は、モータと、モータを駆動するモータ駆動装置の構成とを示すブロック図である。図３は、実施形態において採用される制御と回転速度との関係を実線で示すグラフである。図４は、制御器による出力回路の制御を示すフローチャートである。図５は、回転速度を助変数とし、軸偏倚と駆動電圧との関係を示すグラフである。図６は、回転速度を助変数として電流振幅と軸偏倚との関係を示すグラフである。図７は、トルクを所定の値としたときの回転速度と電流振幅との関係を示すグラフである。図８は、回転速度を助変数として電流ベクトルの位相と軸偏倚との関係を示すグラフである。図９は、トルクを所定の値としたときの回転速度と位相との関係を示すグラフである。図１０は、回転速度を助変数としてｄ軸電流と軸偏倚との関係を示すグラフである。図１１は、回転速度を助変数としてｑ軸電流と軸偏倚との関係を示すグラフである。図１２は、トルクを所定の値としたときの回転速度とｑ軸電流との関係を示すグラフである。図１３は、界磁磁束ベクトル、電機子反作用による磁束ベクトル、一次磁束ベクトルの関係を示すベクトル図である。図１４は、回転速度を助変数としてＴ軸電流と軸偏倚との関係を示すグラフである。図１５は、トルクを所定の値としたときの回転速度とＴ軸電流との関係を示すグラフである。図１６は、回転速度を助変数として一次磁束と軸偏倚との関係を示すグラフである。図１７は、トルクを所定の値としたときの回転速度と一次磁束との関係を示すグラフである。図１８は、回転速度を助変数として負荷角と軸偏倚との関係を示すグラフである。図１９は、トルクを所定の値としたときの回転速度と負荷角との関係を示すグラフである。図２０は、回転速度を助変数として瞬時実電力と軸偏倚との関係を示すグラフである。図２１は、トルクを所定の値としたときの回転速度と瞬時実電力との関係を示すグラフである。図２２は、制御器の第１の変形を示すブロック図である。図２３は、制御器の第２の変形を示すブロック図である。図２４は、実施形態１の電動機の構成を示す平面図である。図２５は、実施形態１の回転子の平面図である。図２６は、回転子の磁極の定義について説明するための平面図である。図２７は、実施形態１の変形例の回転子の平面図である。図２８は、実施形態２の回転子の平面図である。図２９は、実施形態３の回転子の平面図である。

　《実施形態１》
　図１は冷凍回路、例えばヒートポンプで採用される圧縮機（100）の構造を例示する断面図である。圧縮機（100）は圧縮機構（20）、電動機（1）、軸受（14）、ケーシング（15）を備える。圧縮機構（20）は冷媒（図示省略）を圧縮する。圧縮機構（20）には例えばスイング方式が採用され、シャフト（10）によって電動機（1）から伝達される回転によって冷媒を圧縮する。圧縮機構（20）は電動機（1）が駆動する負荷である。

　電動機（1）は固定子（11）と回転子（12）を備える。例えば固定子（11）と回転子（12）はそれぞれ電機子、界磁子で実現される。例えば電動機（1）はインナーロータ型の埋込磁石同期モータであって、回転子（12）は界磁磁束を発生する永久磁石（図示省略）を有する。

　回転子（12）は、回転子コア（40）と、回転子コア（40）に挿通および固定されるシャフト（10）とを有する。シャフト（10）は、軸受（14）によって回転可能にケーシング（15）に取り付けられる。シャフト（10）は、回転子コア（40）に対して軸方向の片側のみ（この例では、上下方向の下側のみ）で回転可能に支持される。

　回転子（12）の、シャフト（10）に沿った方向（以下「軸方向」）の圧縮機構（20）側に、バランスウェイト（13a）が設けられる。回転子（12）の、軸方向の圧縮機構（20）とは反対側に、バランスウェイト（13c）が設けられる。各バランスウェイト（13a,13c）の重心は、回転子（12）の軸心（O）から互いに逆方向に偏心している。各バランスウェイト（13a,13c）は、錘を構成している。

　構造の説明の便宜のため、図１において、断面図の上には、回転子（12）の上面図（軸方向に沿って圧縮機構（20）とは反対側から回転子（12）を見た図）が、回転子（12）の断面に対して四本の仮想線たる鎖線で結合して示される。なお、電動機（1）の構造については、後に詳述する。

　回転子（12）の回転（以下、電動機（1）の回転と称すこともある）により、バランスウェイト（13a,13c）にはそれぞれ遠心力Ｆ_Ａ，Ｆ_Ｃが働く。シャフト（10）には不均衡磁気吸引力Ｆ_Ｂが働く。不均衡磁気吸引力Ｆ_Ｂは、固定子（11）と回転子（12）との間の磁気吸引力の不均衡に起因した、径方向、即ち軸方向と直交する方向の成分である。ここで当該成分のみに着目したのは、遠心力Ｆ_Ａ，Ｆ_Ｃが径方向に働き、これらと共にシャフト（10）に対して径方向にかかる応力で発生する撓み量（以下「軸偏倚」と称す）を検討するからである。ここでは便宜状、不均衡磁気吸引力Ｆ_Ｂは回転子（12）の軸方向中央におけるシャフト（10）の位置Ｂに働くとして図示した。

　電動機（1）が回転する速度（以下、「回転速度」とも称す）が大きいほど遠心力Ｆ_Ａ，Ｆ_Ｃは大きい。回転速度が高いほど、軸偏倚が大きい。軸偏倚はシャフト（10）から軸受（14）に対して与える径方向の応力が特定の回転角度において強くなる、いわゆる片当たりの要因である。

　冷凍回路の能力を高める観点からは、回転速度が大きいことが望ましい。換言すれば、軸偏倚が小さいことは冷凍回路の能力を向上する点で有利である。

　以下の実施形態では、軸偏倚を低減するためのモータの駆動技術を紹介する。図２は電動機システム（MS）の構成を示すブロック図である。電動機システム（MS）は、電動機（1）と、電動機（1）を駆動するモータ制御装置（200）とを備える。ここでは電動機（1）が三相の埋込磁石形同期モータ（図ではＩＰＭＳＭと表記）である場合を例示する。モータ制御装置（200）は電動機（1）に流れる三相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、ｄ軸成分（以下「ｄ軸電流」）ｉ_ｄ、ｑ軸成分（以下「ｑ軸電流」）ｉ_ｑに変換してベクトル制御を行う。ここで「ｄ軸」、「ｑ軸」は、それぞれ電動機（1）の界磁磁束と同相およびこれに対して９０度で進相する座標軸を示す。ｄ軸電流ｉ_ｄは界磁磁束に寄与し、ｑ軸電流ｉ_ｑは電動機（1）が出力するトルクに寄与する。

　モータ制御装置（200）は、出力回路（210）と、出力回路（210）の動作を制御する制御器（209）とを備える。出力回路（210）は、電動機（1）に印加される印加電圧Ｖｓを電動機（1）に出力する。電動機（1）は印加電圧Ｖｓによって、例えば回転速度が制御されて駆動される。例えば出力回路（210）は直流電圧ＶdcをＤＣ／ＡＣ変換して三相の印加電圧Ｖｓを電動機（1）に出力する。出力回路（210）は電動機（1）に三相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを供給する。制御器（209）は、制御部を構成している。

　出力回路（210）はパルス幅変調回路（図中「ＰＷＭ回路」と表示）２１０ａと電圧制御型のＰＷＭインバータ（210b）とを含む。パルス幅変調回路（210a）は三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を入力し、ＰＷＭインバータ（210b）の動作を制御するゲート信号Ｇを生成する。ただし、ＰＷＭインバータ（210b）に替えて、他の変調方式のインバータを採用することもできる。ＰＷＭインバータ（210b）は、インバータを構成している。

　ＰＷＭインバータ（210b）には直流電源から直流電圧Ｖdcが供給される。ＰＷＭインバータ（210b）はゲート信号Ｇによって制御される動作を行い、直流電圧Ｖdcを印加電圧Ｖｓに変換し、電動機（1）に印加する。三相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗはＰＷＭインバータ（210b）から電動機（1）に供給される。電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊は印加電圧Ｖｓの指令値である。

　図２では直流電圧Ｖdcを供給する電源はモータ制御装置（200）の外部に設けているが、モータ制御装置（200）に含めてもよい。当該電源は例えばＡＣ／ＤＣコンバータで実現することができる。

　制御器（209）は例えば、電流指令生成部（211）、電流制御器（212），座標変換器（213,214）、位置検出器（215）、乗算器（216）、速度演算器（217）を備える。

　電流検出器（218u,218v）は、それぞれ交流電流Ｉｕ，Ｉｖを検出する。制御器（209）が電流検出器（218u,218v）を備えてもよい。位置検出器（215）は電動機（1）の回転位置をその機械角での回転角度θ_ｍとして検出する。乗算器（216）は回転角度θ_ｍに極対数Ｐ_ｎを乗算し、電気角としての回転角度θを求める。座標変換器（214）は交流電流Ｉｕ，Ｉｖの値および回転角度θを入力し、ｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑを求める。

　速度演算器（217）は回転角度θ_ｍから機械角での回転速度ω_ｍを求める。電流指令生成部（211）は、トルク指令τ^＊、あるいは回転速度ω_ｍおよびその指令値ω_ｍ ^＊とを入力し、これらからｄ軸電流ｉ_ｄの指令値ｉ_ｄ ^＊、ｑ軸電流ｉ_ｑの指令値ｉ_ｑ ^＊を求める。トルク指令τ^＊は電動機（1）が出力するトルクτの指令値である。

　電流制御器（212）は、ｄ軸電流ｉ_ｄおよびその指令値ｉ_ｄ ^＊、ｑ軸電流ｉ_ｑおよびその指令値ｉ_ｑ ^＊から、ｄ軸電圧ｖ_ｄの指令値ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧ｖ_ｑの指令値ｖ_ｑ ^＊を求める。例えばｄ軸電流ｉ_ｄとその指令値ｉ_ｄ ^＊との偏差、ｑ軸電流ｉ_ｑとその指令値ｉ_ｑ ^＊との偏差を零に近づけるフィードバック制御によって指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊が求められる。

　座標変換器（213）は、ｄ軸電圧ｖ_ｄの指令値ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧ｖ_ｑの指令値ｖ_ｑ ^＊と回転角度θとから、三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を生成する。

　本実施形態において、必ずしも位置検出器（215）は要しない。交流電流Ｉｕ，Ｉｖと印加電圧Ｖｓから回転角度θ_ｍを求める、いわゆるセンサレス方式を採用してもよい。

　図３は本実施形態において採用される制御と回転速度ω_ｍとの関係を実線で示すグラフである。図３（ａ），（ｂ），（ｃ）のいずれにおいても横軸に回転速度ω_ｍを採り、トルク指令τ^＊をある一定値に揃えている。

　図３（ａ），（ｂ），（ｃ）はそれぞれ縦軸に印加電圧Ｖｓの振幅｜Ｖｓ｜、軸偏倚δ_Ｃ、ｄ軸電流ｉ_ｄを採用している。ここでは、軸偏倚δ_Ｃはシャフト（10）の、軸方向におけるバランスウェイト（13c）側の端部の位置Ｃ（図１）での軸偏倚とする。

　回転速度ω_ｍが回転速度ｖ１（単に「速度ｖ１」とも称す：他の回転速度についても同様）以下では、回転速度ω_ｍが大きいほど、振幅｜Ｖｓ｜は大きい。例えばこのような制御としては最大トルク／電流制御や最大効率制御を採用することができる。図３では回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下では最大トルク／電流制御が行われる場合を例示した。そして回転速度ω_ｍが速度ｖ１であるときの振幅｜Ｖｓ｜を電圧値Ｖmaxとして示した。

　回転速度ω_ｍが速度ｖ２以上では、振幅｜Ｖｓ｜を電圧値Ｖmax未満とする。速度ｖ２は速度ｖ１以上である。このような制御を本実施形態では便宜的に「電圧低下制御」と仮称する。図３（ａ）ではその例として、ｖ２＞ｖ１であって、回転速度ω_ｍが大きいほど振幅｜Ｖｓ｜が小さい場合が示されている。

　回転速度ω_ｍが速度ｖ１よりも大きく速度ｖ２以下であるとき、振幅｜Ｖｓ｜は回転速度ω_ｍに依らずに速度ｖ１における振幅｜Ｖｓ｜（＝Ｖmax）と等しい。このとき、電動機（1）に対してはいわゆる弱め磁束制御が行われる。ｖ１＝ｖ２であれば回転速度ω_ｍが速度ｖ１よりも大きく速度ｖ２以下である事象は発生せず、弱め磁束制御が行われない。

　制御器（209）は、このような印加電圧Ｖｓの回転速度ω_ｍに対する依存性で、出力回路（210）に印加電圧Ｖｓを出力させる。具体的には回転速度ω_ｍに応じた印加電圧Ｖｓを出力回路（210）が出力するような電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を、制御器（209）が生成し、これを出力回路（210）に出力する。

　図４は制御器（209）による出力回路（210）の制御を示すフローチャートである。当該フローチャートは印加電圧Ｖｓを制御するルーチンであり、当該ルーチンは例えば不図示のメインルーチンに対する割り込み処理であり、割り込み処理によって開始し、当該ルーチンの終了により処理は当該メインルーチンに復帰する。当該ルーチンは、例えば当該メインルーチンと共に、制御器（209）で行われる。

　ステップＳ４０１において回転速度ω_ｍと速度ｖ１，ｖ２との比較が行われる。ステップＳ４０１においてω_ｍ≦ｖ１と判断されれば処理はステップＳ４０２に進む。ステップＳ４０１においてｖ１＜ω_ｍ≦ｖ２と判断されれば処理はステップＳ４０３に進む。ステップＳ４０１においてｖ２＜ω_ｍと判断されれば処理はステップＳ４０４に進む。

　ステップＳ４０２では最大トルク／電流制御が行われる。あるいは最大トルク／電流制御に代えてステップＳ４０２で最大効率制御が行われてもよい。あるいはステップＳ４０２において最大トルク／電流制御と最大効率制御とが切り替えて行われてもよい。

　ステップＳ４０３では振幅｜Ｖｓ｜として電圧値Ｖmaxが採用され、例えば弱め磁束制御が行われる。ステップＳ４０４では電圧低下制御が行われ、振幅｜Ｖｓ｜として電圧値Ｖmax未満の値が採用される。

　図３において破線は本実施形態との比較のため、「電圧低下制御」を採用せずに回転速度ω_ｍが速度ｖ２よりも大きい場合でも弱め磁束制御を維持した場合を示す。最大トルク／電流制御、最大効率制御、弱め磁束制御のいずれを採用しても回転速度ω_ｍが大きいほど軸偏倚δ_Ｃは大きい。

　図３では軸偏倚δ_Ｃの上限値δ_Ｃｏを示した。最大トルク／電流制御、最大効率制御、あるいは弱め磁束制御によって軸偏倚δ_Ｃが上限δ_Ｃｏを採る速度ｖ２を予め実測若しくは計算して求めておく。ここでは回転速度ω_ｍが上昇し、速度ｖ１を超えて最大トルク／電流制御から弱め磁束制御に制御が移っても、速度ｖ２以下では軸偏倚δ_Ｃが上限値δ_Ｃｏ未満である場合が例示されている。つまり速度ｖ２以下では振幅｜Ｖｓ｜がその電圧値Ｖmaxを維持しても軸偏倚δ_Ｃが上限値δ_Ｃｏ未満である場合が例示されている。

　回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えると、振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmax未満の値を採る。これにより回転速度ω_ｍが大きくても、軸偏倚δ_Ｃを上限値δ_Ｃｏ以下に抑えることができる。

　例えば電圧値ＶmaxはＰＷＭインバータ（210b）が直流電圧Ｖdcから変換できる交流電圧の最大値である。ここでは最大トルク／電流制御が採用されるので、振幅｜Ｖｓ｜が電圧値Ｖmaxとなる速度ｖ１は基底速度と一致する。ここで基底速度とは、最大トルク／電流制御で電動機（1）にトルクτを発生させることができる、電動機（1）の回転速度の最大値である。最大効率制御が採用される場合、速度ｖ１は基底速度よりも大きい。

　図５は、回転速度ω_ｍを助変数とし、軸偏倚δ_Ｃと振幅｜Ｖｓ｜との関係を示すグラフである。図３と図５とは同じトルク指令値τ^＊を用いた場合を示した。以下、図５を用いて、電圧低下制御によって軸偏倚δ_Ｃが上限値δ_Ｃｏ以下に抑えられる理由を説明する。

　図５では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７（但しｖ１＜ｖ２＜ｖ５＜ｖ６＜ｖ７）を採るときの軸偏倚δ_Ｃと振幅｜Ｖｓ｜との関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するための振幅｜Ｖｓ｜が大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

　図５では回転速度ω_ｍが速度ｖ３，ｖ４，ｖ２（但しｖ３＜ｖ４＜ｖ１＜ｖ２）を採るときに最大トルク／電流制御と弱め磁束制御で採用される振幅｜Ｖｓ｜での軸偏倚δ_Ｃの値も追加してプロットした。図５における太線は、それに付記された矢頭の向きに沿って、回転速度ω_ｍの上昇に伴って本実施形態で採用される振幅｜Ｖｓ｜が変化することを示す。

　回転速度ω_ｍが速度ｖ３，ｖ４，ｖ１と上昇するにしたがって振幅｜Ｖｓ｜および軸偏倚δ_Ｃが上昇する。そして回転速度ω_ｍが速度ｖ１まで到達したときには振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxに到達する。よってこれ以上に回転速度ω_ｍを上昇させるときでも振幅｜Ｖｓ｜はこれ以上には増大しない。

　そして回転速度ω_ｍが速度ｖ２に到達するまで振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを維持する（太線矢印は図５において縦軸に平行に下から上へ向かう）。このとき弱め磁束制御が行われ、軸偏倚δ_Ｃは上昇する。

　そして回転速度ω_ｍが速度ｖ２に到達すると軸偏倚δ_Ｃは上限値δ_Ｃｏに到達し、回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えると電圧低下制御が行われる。これにより回転速度ω_ｍが大きくても軸偏倚δ_Ｃは上限値δ_Ｃｏに維持される。

　もちろん、振幅｜Ｖｓ｜が低下しても、必ずしも軸偏倚δ_Ｃは上限値δ_Ｃｏに維持されるものでもない。しかし電圧値Ｖmaxよりも振幅｜Ｖｓ｜が低下すれば、振幅｜Ｖｓ｜が電圧値Ｖmaxに維持される場合よりも軸偏倚δ_Ｃは軽減される。図３（ｂ）に即して言えば、電圧低下制御が採用されるとき、実線で示された曲線は破線で示された曲線よりも必ず下方にある。換言すれば電動機（1）が回転しているときの、特定の回転角度における径方向の応力が軽減される。これは軸受（14）に対するシャフト（10）による片当たりの軽減に資する。

　上述のように振幅｜Ｖｓ｜が低下して、軸偏倚δ_Ｃが上限値δ_Ｃｏよりも小さくなってもよい。例えば電圧低下制御における振幅｜Ｖｓ｜は図３（ａ）の実線で示された電圧値よりも低い一定値を採ることもできる。

　図３（ｃ）では、電圧低下制御においても弱め磁束制御と同様に、ｄ軸電流ｉ_ｄが低下（ｄ軸電流ｉ_ｄは負値であるので、その絶対値は増加）する。ただし、回転速度ω_ｍの上昇に対してｄ軸電流ｉ_ｄが低下する傾きは、弱め磁束制御よりも電圧低下制御でより顕著となる。

　ただし電圧低下制御では、単なる弱め磁束制御とは異なり、振幅｜Ｖｓ｜がその最大値よりも低い値を採る。

　以下、数式を用いて、軸偏倚δ_Ｃを上限値δ_Ｃｏ以下にするためのｄ軸電流ｉ_ｄについて説明する。

　軸偏倚δ_Ｃは、梁の撓みの弾性方程式から式（１）で表現できる。

　電動機（1）の電機子が備える電機子巻線は、各相毎に複数のコイルが直列に接続されている場合を例に採る。この場合、不均衡磁気吸引力Ｆ_Ｂは式（２）で表される。

　そして遠心力Ｆ_Ａ，Ｆ_Ｃは式（３）で表され、式（１），（２），（３）から式（４）が導出される。

　ｑ軸電流ｉ_ｑを一定とする場合、値ａ，ｂのみならず値ｃも一定となる。よって式（４）においてδ_Ｃ＝δ_Ｃｏとおいて得られる式（５）に示される関係から、回転速度ω_ｍの２乗はｄ軸電流ｉ_ｄの二次式に正比例することがわかる。即ち回転速度ω_ｍに応じてｄ軸電流ｉ_ｄを式（５）で決定することにより、軸偏倚δ_Ｃを上限値δ_Ｃｏ以下にすることができる。

　式（５）から理解されるように、ｄ軸電流ｉ_ｄが値（－ｂ／２ａ）よりも大きいときにはｄ軸電流ｉ_ｄが小さいほど軸偏倚δ_Ｃも小さい。そしてｄ軸電流ｉ_ｄが値（－ｂ／２ａ）よりも小さいときにはｄ軸電流ｉ_ｄが小さいほど軸偏倚δ_Ｃは大きい。よって軸偏倚δ_Ｃを最も低減する観点ではｄ軸電流ｉ_ｄが値（－ｂ／２ａ）を採ることが望ましい。

　図６は回転速度ω_ｍを助変数として電流振幅ｉａ（任意単位）と軸偏倚δ_Ｃとの関係を示すグラフである。ただしトルクτを一定とした。ここでｉａ＝［ｉ_ｄ ^２＋ｉ_ｑ ^２］^１／２であり、交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電流ベクトルＩａとして表した場合の、電流ベクトルＩａの振幅である。

　図６では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δ_Ｃと電流振幅ｉａとの関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するための電流振幅ｉａが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは小さい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

　図６では回転速度ω_ｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用される電流振幅ｉａでの軸偏倚δ_Ｃの値（これは上限値δ_Ｃｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、電流振幅ｉａは後述のように求められる値ｉａ＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるときに電流振幅ｉａは値ｉａ０を採る。

　図７はトルクτを所定の値としたときの回転速度ω_ｍと電流振幅ｉａ（任意単位：但し図６と単位は揃えている）との関係を示すグラフである。実線はω_ｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はω_ｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ω_ｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ω_ｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。

　よって回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、電流振幅ｉａが弱め磁束において採用される値（これは値ｉａ＾よりも大きい）よりも大きい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。

　つまり回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器（209）は出力回路（210）に、電流振幅ｉａが弱め磁束制御において採用される値（これは値ｉａ＾よりも大きい）よりも大きい電流振幅ｉａの電流ベクトルＩａが得られる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる。

　電流振幅ｉａが弱め磁束制御において採用される値は以下のようにして求めることができる。電気角としての回転速度ω、トルクτ（これはトルク指令値τ^＊で代用してもよい）、電動機（1）のｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、電動機（1）が有する界磁子の永久磁石によって発生する界磁磁束Ψ_ａ、電動機（1）の電気抵抗Ｒａ、ｄ軸電圧ｖ_ｄおよびｑ軸電圧ｖ_ｑ（これらはそれぞれの指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊で代用してもよい）、微分演算子ｐを導入して、式（６），（７），（８），（９）が成立する。

　回転速度ωは回転速度ω_ｍと極対数Ｐ_ｎとの積で求められるので、ω＝Ｐ_ｎ・ω_ｍとおいて式（６），（７），（８），（９）を連立させて得られる電流振幅ｉａが、弱め磁束制御において採用される電流振幅ｉａの値である。式（６）の左辺をω＝Ｐ_ｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８），（９）を連立させて得られる電流振幅ｉａが値ｉａ０である。

　図８は回転速度ω_ｍを助変数として電流ベクトルＩａのｑ軸に対する位相βと軸偏倚δ_Ｃとの関係を示すグラフである。ただしトルクτを一定とした。ここで式（１０）の関係がある。

　図８では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δ_Ｃと位相βとの関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するための位相βが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは小さい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

　図８では回転速度ω_ｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用される位相βでの軸偏倚δ_Ｃの値（これは上限値δ_Ｃｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、位相βは後述のように求められる値β＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるときに位相βは値β０を採る。

　図９はトルクτを所定の値としたときの回転速度ω_ｍと位相βとの関係を示すグラフである。実線はω_ｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はω_ｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ω_ｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ω_ｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。

　よって回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、位相βが弱め磁束において採用される値（これは値β＾よりも大きい）よりも大きい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。

　つまり回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器（209）は出力回路（210）に、位相βが弱め磁束制御において採用される値よりも大きい位相βが得られる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる。

　ω＝Ｐ_ｎ・ω_ｍとおいて式（６），（７），（８），（１０）を連立させて得られる位相βが、弱め磁束制御において採用される位相βの値である。式（６）の左辺をω＝Ｐ_ｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８），（１０）を連立させて得られる位相βが値β０である。

　図１０は回転速度ω_ｍを助変数としてｄ軸電流ｉ_ｄ（＜０；任意単位）と軸偏倚δ_Ｃとの関係を示すグラフである。

　図１０では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δ_Ｃとｄ軸電流ｉ_ｄとの関係が示される。ただしトルクτを一定とした。トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するためのｄ軸電流ｉ_ｄが大きいほど（絶対値が小さいほど）、軸偏倚δ_Ｃは大きい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

　図１０では回転速度ω_ｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用されるｄ軸電流ｉ_ｄでの軸偏倚δ_Ｃの値（これは上限値δ_Ｃｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、ｄ軸電流ｉ_ｄは後述のように求められる値ｉ_ｄ＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるときにｄ軸電流ｉ_ｄは値ｉ_ｄ０を採る（図３（ｃ）も参照）。

　よって回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、ｄ軸電流ｉ_ｄが弱め磁束制御において採用される値（これは値ｉ_ｄ＾よりも小さい）よりも小さい値（絶対値が大きい値）を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。

　つまり回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器（209）は出力回路（210）に、ｄ軸電流ｉ_ｄが弱め磁束制御において採用される値よりも小さい値のｄ軸成分を有する交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる。

　図１１は回転速度ω_ｍを助変数としてｑ軸電流ｉ_ｑ（任意単位）と軸偏倚δ_Ｃとの関係を示すグラフである。ただしトルクτを一定とした。

　図１１では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δ_Ｃとの関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するためのｑ軸電流ｉ_ｑが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

　図１１では回転速度ω_ｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用されるｑ軸電流ｉ_ｑでの軸偏倚δ_Ｃの値（これは上限値δ_Ｃｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、ｑ軸電流ｉ_ｑは後述のように求められる値ｉ_ｑ＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるときにｑ軸電流ｉ_ｑは値ｉ_ｑ０を採る。

　よって回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、ｑ軸電流ｉ_ｑが弱め磁束において採用される値（これは値ｉ_ｑ＾よりも小さい）よりも小さい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。

　図１２はトルクτを所定の値としたときの回転速度ω_ｍとｑ軸電流ｉ_ｑ（任意単位：但し図１１と単位は揃えている）との関係を示すグラフである。実線はω_ｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はω_ｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ω_ｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ω_ｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。

　つまり回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器（209）は出力回路（210）に、ｑ軸電流ｉ_ｑが弱め磁束制御において採用される値よりも小さい値のｑ軸成分を有する交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる。

　ω＝Ｐ_ｎ・ω_ｍとおいて式（６），（７），（８）を連立させて得られるｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑがそれぞれ弱め磁束制御において採用されるｄ軸電流、ｑ軸電流である。式（６）の左辺をω＝Ｐ_ｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８）を連立させて得られるｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑがそれぞれ値ｉ_ｄ０，ｉ_ｑ０である。

　図１３は、界磁磁束ベクトルΨ_ａ、電機子反作用による磁束ベクトルΨ_ｂ、一次磁束ベクトルλ_０の関係を示すベクトル図である。図１３ではこれらの磁束ベクトルΨ_ａ，Ψ_ｂ，λ_０がベクトルであることを明示するために、それぞれの記号に矢印を載せている。ただし、本実施形態の説明ではこれらのベクトルの振幅についても重複した記号を用いて、界磁磁束Ψ_ａ、磁束Ψ_ｂ、一次磁束λ_０と称する。

　一次磁束ベクトルλ_０は磁束ベクトル（－Ψ_ｂ）と界磁磁束ベクトルΨ_ａとの合成である。負荷角δ_０は一次磁束ベクトルλ_０の界磁磁束ベクトルΨ_ａに対する位相である。一次磁束λ_０は式（１１）で表される。一次磁束λ_０と負荷角δ_０との間には式（１２）の関係がある。

　α軸、β軸は電動機（1）における固定座標系の座標軸である。ｄ軸、ｑ軸は回転座標系の座標軸であり、それぞれの意味は上述した。界磁磁束ベクトルΨ_ａとｄ軸とは同相であってベクトル図において方向が互いに一致する。Ｍ軸、Ｔ軸はそれぞれ一次磁束ベクトルλ_０と同相およびこれに対して９０度で進相する座標軸を示す。一次磁束ベクトルλ_０とＭ軸とはベクトル図において方向が互いに一致する。以下、電動機（1）に流れる三相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗのＭ軸成分をＭ軸電流ｉ_Ｍ、Ｔ軸成分をＴ軸電流ｉ_Ｔとも称す。Ｔ軸電流ｉ_Ｔは式（１３）で表される。

　図１４は回転速度ω_ｍを助変数としてＴ軸電流ｉ_Ｔ（任意単位）と軸偏倚δ_Ｃとの関係を示すグラフである。ただしトルクτを一定とした。

　図１４では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δ_ＣとＴ軸電流ｉ_Ｔとの関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するためのＴ軸電流ｉ_Ｔが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは小さい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

　図１４では回転速度ω_ｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用されるＴ軸電流ｉ_Ｔでの軸偏倚δ_Ｃの値（これは上限値δ_Ｃｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、Ｔ軸電流ｉ_Ｔは後述のように求められる値ｉ_Ｔ＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるときにＴ軸電流ｉ_Ｔは値ｉ_Ｔ０を採る。

　よって回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、Ｔ軸電流ｉ_Ｔが弱め磁束において採用される値（これは値ｉ_Ｔ＾よりも大きい）よりも大きい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。

　図１５はトルクτを所定の値としたときの回転速度ω_ｍとＴ軸電流ｉ_Ｔ（任意単位：但し図１４と単位は揃えている）との関係を示すグラフである。実線はω_ｍ＞ｖ２で電圧低下制御を用いた場合を、破線はω_ｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を示す。ω_ｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御が、ｖ１＜ω_ｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を採用した場合が示される。

　つまり回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器（209）は出力回路（210）に、その速度で弱め磁束制御を実施した場合において電動機（1）に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗのＴ軸成分（Ｔ軸電流ｉ_Ｔ）の値よりも大きい値のＴ軸成分を有する交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる。

　ω＝Ｐ_ｎ・ω_ｍとおいて式（６），（７），（８），（１２），（１３）を連立させて得られるＴ軸電流ｉ_Ｔが、弱め磁束制御を実施した場合のＴ軸電流ｉ_Ｔの値である。式（６）の左辺をω＝Ｐ_ｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８），（１２），（１３）を連立させて得られるＴ軸電流ｉ_Ｔが値ｉ_Ｔ０である。

　図１６は回転速度ω_ｍを助変数として一次磁束λ_０（任意単位）と軸偏倚δ_Ｃとの関係を示すグラフである。ただしトルクτを一定とした。

　図１６では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δ_Ｃと一次磁束λ_０との関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するための一次磁束λ_０が大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

　図１６では回転速度ω_ｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用される一次磁束λ_０での軸偏倚δ_Ｃの値（これは上限値δ_Ｃｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、一次磁束λ_０は後述のように求められる値λ_０＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるときに一次磁束λ０は値λ_００を採る。

　よって回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、弱め磁束制御を実施した場合の一次磁束の値よりも小さい値を採る一次磁束λ_０を発生させることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。

　図１７はトルクτを所定の値としたときの回転速度ω_ｍと一次磁束λ_０（任意単位：但し図１６と単位は揃えている）との関係を示すグラフである。実線はω_ｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はω_ｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ω_ｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ω_ｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。

　つまり回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器（209）は出力回路（210）に、弱め磁束制御を実施した場合の一次磁束の値よりも小さい一次磁束λ_０を電動機（1）に発生させる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）に流させる。

　ω＝Ｐ_ｎ・ω_ｍとおいて式（６），（７），（８），（１１）を連立させて得られる一次磁束λ_０が、弱め磁束制御を実施した場合の一次磁束λ_０の値である。式（６）の左辺をω＝Ｐ_ｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８），（１１）を連立させて得られる一次磁束λ_０が値λ_００である。

　図１８は回転速度ω_ｍを助変数として負荷角δ_０と軸偏倚δ_Ｃとの関係を示すグラフである。ただしトルクを一定とした。

　図１８では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δ_Ｃと負荷角δ_０との関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するための負荷角δ_０が大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは小さい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

　図１８では回転速度ω_ｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用される負荷角δ_０での軸偏倚δ_Ｃの値（これは上限値δ_Ｃｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、負荷角δ_０は後述のように求められる値δ_０＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるときに負荷角δ_０は値δ_００を採る。

　よって回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、負荷角δ_０は弱め磁束制御を実施した場合の負荷角の値よりも大きい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。

　図１９はトルクτを所定の値としたときの回転速度ω_ｍと負荷角δ_０との関係を示すグラフである。実線はω_ｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はω_ｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ω_ｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ω_ｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。

　つまり回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器（209）は出力回路（210）に、弱め磁束制御を実施した場合の負荷角の値よりも大きい負荷角δ_０を電動機（1）に発生させる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流させる。

　ω＝Ｐ_ｎ・ω_ｍとおいて式（６），（７），（８），（１２）を連立させて得られる負荷角δ_０が、弱め磁束制御を実施した場合の負荷角δ_０の値である。式（６）の左辺をω＝Ｐ_ｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８），（１２）を連立させて得られる負荷角δ_０が値δ_００である。

　図２０は回転速度ω_ｍを助変数として瞬時実電力Ｐｏ（任意単位）と軸偏倚δ_Ｃとの関係を示すグラフである。ただしトルクを一定とした。

　図２０では回転速度ω_ｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δ_Ｃと瞬時実電力Ｐｏとの関係が示される。瞬時実電力Ｐｏは出力回路（210）が電動機（1）へ供給する瞬時実電力である。瞬時実電力Ｐｏは電動機（1）が発生する瞬時実電力であるとも言える。Ｐｏ＝ｖ_ｄ・ｉ_ｄ＋ｖ_ｑ・ｉ_ｑであり、例えば指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を用いてｖ_ｄ ^＊・ｉ_ｄ＋ｖ_ｑ ^＊・ｉ_ｑで計算できる。

　トルクτが維持されるとき、回転速度ω_ｍを実現するための瞬時実電力Ｐｏが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは小さい。回転速度ω_ｍが大きいほど、軸偏倚δ_Ｃは大きい。

　図２０では回転速度ω_ｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用される瞬時実電力Ｐｏでの軸偏倚δ_Ｃの値（これは上限値δ_Ｃｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、瞬時実電力Ｐｏは値Ｐｏ＾（＝ｖ_ｄ ^＊・ｉ_ｄ＾＋ｖ_ｑ ^＊・ｉ_ｑ＾）を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるときに瞬時実電力Ｐｏは値Ｐｏ０（＝ｖ_ｄ ^＊・ｉ_ｄ０＋ｖ_ｑ ^＊・ｉ_ｑ０）以下となる。

　よって回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、瞬時実電力Ｐｏは弱め磁束制御を実施した場合の瞬時実電力の値よりも大きい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。

　図２１はトルクτを所定の値としたときの回転速度ω_ｍと瞬時実電力Ｐｏ（任意単位：但し図２０と単位は揃えている）との関係を示すグラフである。実線はω_ｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はω_ｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ω_ｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ω_ｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。

　つまり回転速度ω_ｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器（209）は出力回路（210）に、弱め磁束制御を実施した場合の瞬時実電力の値よりも大きい瞬時実電力Ｐｏを電動機（1）へ出力させる。

　図２２は制御器（209）の第１の変形を示すブロック図である。第１の変形では図２に示された電流指令生成部（211）と電流制御器（212）の近傍のみを抽出して示している。第１の変形では制御器（209）において電流指令生成部（211）と電流制御器（212）との間にリミッタ（219）が設けられ、ｄ軸電流ｉ_ｄの指令値ｉ_ｄ ^＊を上限値ｉ_ｄｌｉｍ以下に制限する。具体的には電流指令生成部（211）から得られた指令値ｉ_ｄ ^＊が上限値ｉ_ｄｌｉｍを超えていれば、リミッタ（219）は指令値ｉ_ｄ ^＊として上限値ｉ_ｄｌｉｍを電流制御器（212）へ入力する。

　第１の変形では制御器（209）において、更に上限値算出部（220）が設けられる。上限値算出部（220）はｑ軸電流ｉ_ｑの指令値ｉ_ｑ ^＊と、回転速度ω_ｍの指令値ω_ｍ ^＊と、軸偏倚δ_Ｃの上限値δ_Ｃｏとを用いて上限値ｉ_ｄｌｉｍを算出する。式（５）を変形して式（１４）が得られる。

　式（１４）において回転速度ω_ｍとして指令値ω_ｍ ^＊を採用して得られるｄ軸電流ｉ_ｄの値として上限値ｉ_ｄｌｉｍが算出できる。

　上述のように、軸偏倚δ_Ｃを最も低減する観点ではｄ軸電流ｉ_ｄが値（－ｂ／２ａ）を採ることが望ましい。よってｉ_ｄｌｉｍ＜（－ｂ／２ａ）とならないようにすることが望ましい。ｉ_ｄｌｉｍ＜（－ｂ／２ａ）となる場合には例えば指令値ω_ｍ ^＊を低下させる制御（垂下制御）を採用することが望ましい。

　図２３は制御器（209）の第２の変形を示すブロック図である。第２の変形は一次磁束λ_０を制御する、いわゆる一次磁束制御に採用することができる。

　制御器（209）は例えば、電圧指令生成部（221）、座標変換器（223,224）、角度演算部（227）を備える。

　角度演算部（227）は、電気角としての回転速度ωの指令値ω^＊と、Ｔ軸電流ｉ_Ｔとから、公知の手法を用いてＭ軸の回転速度ω_ＯＣを求め、更にＭ軸の位置θ_ＯＣを得る。座標変換器（224）は交流電流Ｉｕ，Ｉｖの値と位置θ_ＯＣとから、Ｍ軸電流ｉ_Ｍ、Ｔ軸電流ｉ_Ｔを求める。

　電圧指令生成部（221）は、Ｍ軸電流ｉ_Ｍ、Ｔ軸電流ｉ_Ｔおよび一次磁束λ_０の指令値λ_０ ^＊、回転速度ω_ＯＣからＴ軸電圧ｖ_Ｔの指令値ｖ_Ｔ ^＊、Ｍ軸電圧ｖ_Ｍの指令値ｖ_Ｍ ^＊を求める。

　座標変換器（223）では、指令値ｖ_Ｔ ^＊，ｖ_Ｍ ^＊と位置θ_ＯＣとから三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を生成する。

　制御器（209）は更に、リミッタ（229）、上限値算出部（220,225）を備える。リミッタ（229）は一次磁束λ_０の指令値λ_０ ^＊を上限値λ_０ｌｉｍ以下に制限する。具体的には指令値λ_０ ^＊が上限値λ_０ｌｉｍを超えていれば、リミッタ（229）は指令値λ_０ ^＊として上限値λ_０ｌｉｍを電圧指令生成部（221）へ入力する。

　上限値算出部（220）においては、式（１４）において回転速度ω_ｍとして指令値ω_ｍ ^＊を、ｑ軸電流ｉ_ｑとしてその推定値ｉ_ｑｅを、それぞれ採用して得られるｄ軸電流ｉ_ｄの値として上限値ｉ_ｄｌｉｍが算出できる。

　上限値算出部（225）は、式（１１）においてｉ_ｄ＝ｉ_ｄｌｉｍ，ｉ_ｑ＝ｉ_ｑｅを採用して得られる一次磁束λ_０の値として上限値λ_０ｌｉｍが算出できる。

　式（１２）を変形して式（１５）が得られる。式（４），（１５）から式（１６）が得られる。式（１６）から、負荷角δ_０および軸偏倚δ_Ｃが一定値であれば、回転速度ω_ｍの２乗は一次磁束λ_０の二次式に正比例することがわかる。

　上限値λ_０ｌｉｍは、式（１６）を用いて、δ_Ｃ＝δ_Ｃｏ、ω_ｍ＝ω_ｍ ^＊として求めてもよい。

　上記に説明したように、モータ制御装置（200）は、ＰＷＭインバータ（210b）と制御器（209）とを備える。ＰＷＭインバータ（210b）は、電動機（1）に印加される印加電圧Ｖｓを電動機（1）に出力する。制御器（209）はＰＷＭインバータ（210b）の動作を制御する。電動機（1）は、その負荷たる圧縮機構（20）を、シャフト（10）の回転を用いて駆動する。ＰＷＭインバータ（210b）は出力回路（210）に含まれる。

　上述した実施形態では例えば、所定のトルクτを電動機（1）から出力させるとき、
　(i)回転速度ω_ｍが速度ｖ１以下であるとき、回転速度ω_ｍが大きいほど振幅｜Ｖｓ｜が大きく（例えば最大トルク／電流制御、最大効率制御）；
　(ii)回転速度ω_ｍが速度ｖ２（≧ｖ１）よりも大きいときの振幅｜Ｖｓ｜が、速度ｖ１における振幅｜Ｖｓ｜の電圧値Ｖmax未満であり（電圧低下制御）；
　(iii)回転速度ω_ｍが速度ｖ１よりも大きく速度ｖ２以下であるときの振幅｜Ｖｓ｜が電圧値Ｖmaxである（例えば弱め磁束制御）。

　例えば電圧低下制御において、回転速度ω_ｍが速度ｖ２よりも大きいとき、回転速度ω_ｍが大きいほど振幅｜Ｖｓ｜は小さい。

　電動機（1）に所定のトルクτを発生させる場合に、回転速度ω_ｍが速度ｖ２を越えるとき、制御器（209）はＰＷＭインバータ（210b）に、例えば：
　(iia)その速度において弱め磁束制御を適用した際に電動機（1）に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの位相βよりも大きい位相βの交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる；
　(iib)その速度において弱め磁束制御を適用した際に電動機（1）に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流ベクトルＩａの電流振幅ｉａよりも大きい電流振幅ｉａの電流ベクトルＩａが得られる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる；
　(iic)その速度において弱め磁束制御を適用した際に電動機（1）に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのｄ軸成分（ｄ軸電流ｉ_ｄの値ｉ_ｄ）よりも小さいｄ軸成分（ｄ軸電流ｉ_ｄ）の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる；
　(iid)その速度において弱め磁束制御を適用した際に電動機（1）に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのｑ軸成分（ｑ軸電流ｉ_ｑの値ｉ_ｑ）よりも小さいｑ軸成分（ｑ軸電流ｉ_ｑ）の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる；
　(iie)その速度において弱め磁束制御を適用した際に電動機（1）に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗのＴ軸成分（Ｔ軸電流ｉ_Ｔの値ｉ_Ｔ）よりも大きいＴ軸成分（Ｔ軸電流ｉ_Ｔ）の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる；
　(iif)その速度において弱め磁束制御を適用した際に電動機（1）に発生する一次磁束（より正確にはその振幅の値λ_０）よりも小さい振幅の一次磁束λ_０を電動機（1）に発生させる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる；
　(iig)その速度において弱め磁束制御を適用した際に電動機（1）に発生する一次磁束λ_０の負荷角δ_０よりも大きい負荷角δ_０の一次磁束λ_０を電動機（1）に発生させる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）に流させる；あるいは
　(iih)その速度において弱め磁束制御を適用した際に電動機（1）に発生する瞬時実電力Ｐｏよりも大きい瞬時実電力Ｐｏを電動機（1）へ出力させる。

　必ずしも最大トルク／電流制御、最大効率制御、弱め磁束制御が採用される必要はない。一般的に、製品システムに採用されるモータの回転速度の最大値は、その製品システムに依存して決まる。ここで製品システムとは、実施形態に即して言えば、電動機（1）、モータ制御装置（200）、および電動機（1）が駆動する圧縮機構（20）を含む。振幅｜Ｖｓ｜の最大値は回転速度ω_ｍに依存する。

　以下、説明の便宜状、諸量を定義する。製品システムに依存して決まる電動機（1）の回転速度ω_ｍの最大値を速度ω_ＭＡＸとする。電動機（1）が速度ω_ＭＡＸで回転するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る最大値を電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸとする。電動機（1）が速度ω_ＭＡＸよりも小さい速度ω３で回転するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る最大値を電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω３とする。

　上述のように、回転速度が高いほど軸偏倚δ_Ｃが大きく、振幅｜Ｖｓ｜を小さくして軸偏倚δ_Ｃを小さくできる。よって電動機（1）が速度ω_ＭＡＸで回転するとき、電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸよりも小さい印加電圧Ｖｓが、ＰＷＭインバータ（210b）から出力されることが望ましい。

　他方、消費する電流を低減する観点では、振幅｜Ｖｓ｜は、電動機（1）が回転するときに採り得る最大値を採ることが望ましい。よって少なくともある一つの速度ω３において、振幅｜Ｖｓ｜が電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω３である印加電圧Ｖｓが、ＰＷＭインバータ（210b）から出力されることが望ましい。

　これらを纏めると、以下のように表現できる：
　(a)電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸよりも小さい振幅｜Ｖｓ｜を有する印加電圧ＶｓをＰＷＭインバータ（210b）に出力させて、速度ω_ＭＡＸで電動機（1）を回転して負荷（例えば圧縮機構（20））を駆動し；
　(b)電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω３の振幅｜Ｖｓ｜を有する印加電圧ＶｓをＰＷＭインバータ（210b）に出力させて、速度ω３（＜ω_ＭＡＸ）で電動機（1）を回転して負荷を駆動する：ここで、
　(c)電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸは、速度ω_ＭＡＸで負荷を電動機（1）が駆動するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値であり；
　(d)速度ω_ＭＡＸは、電動機（1）が負荷を駆動するときの回転速度ω_ｍの最大値であり；
　(e)電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω３は、速度ω３で負荷を電動機（1）が駆動するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値であり；
　(f)速度ω３は速度ω_ＭＡＸよりも小さい（速度ω_ＭＡＸよりも小さい全ての回転速度ω_ｍにおいて上記条件が成立する必要はない）。

　換言すれば：
　(g)速度ω_ＭＡＸにおいて、振幅｜Ｖｓ｜の電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸに対する比は１より小さく；
　(h)速度ω_ＭＡＸよりも小さいある速度ω３において、振幅｜Ｖｓ｜の電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω３に対する比は１に等しい。

　電動機（1）が速度ω_ＭＡＸで回転するときに限らず、回転速度ω_ｍが高いほど軸偏倚δ_Ｃが大きい。そして、電圧低下制御は基底速度（最大トルク／電流制御、あるいは最大効率制御で電動機（1）にトルクτを発生させることができる、電動機（1）の回転速度の最大速度と定義する）以上の回転速度ω_ｍで行われる。よって所定のトルクτを電動機（1）が出力するときの基底速度ωｂ、速度ω１（≧ωｂ），ω２（＞ω１）と、速度ω１で回転するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る最大値を電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω１と、速度ω２で回転するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る最大値を電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω２とを導入して、次の関係があってもよい。

　電動機（1）が所定のトルクτを出力するとき、
　(i)当該トルクτを出力するときの基底速度ωｂ以上の、ある速度ω１において振幅｜Ｖｓ｜の電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω１に対する比が第１の比であり；
　(j)速度ω１よりも大きいある速度ω２において振幅｜Ｖｓ｜の電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω２に対する比が第２の比であり；
　(k)第２の比が第１の比よりも小さい（基底速度ωｂ以上の全ての二つの回転速度ω_ｍにおいて上記条件が成立する必要はない）。

　換言すれば、電動機（1）が所定のトルクτを出力するときの回転速度ω_ｍが、当該トルクτを出力するときの基底速度ωｂ以上であるとき：
　(l)電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω１に第１の比を乗じた振幅｜Ｖｓ｜を有する印加電圧ＶｓをＰＷＭインバータ（210b）に出力させて、速度ω１で電動機（1）を回転させ、かつ電動機（1）に当該トルクτを出力させ；
　(m)電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω２に第２の比を乗じた振幅｜Ｖｓ｜を有する印加電圧ＶｓをＰＷＭインバータ（210b）に出力させて、速度ω２で電動機（1）を回転させ、かつ電動機（1）に当該トルクτを出力させ；
　(n)電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω１は、速度ω１で当該トルクτを電動機（1）が出力するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値であり；
　(o)電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω２は、速度ω２で当該トルクτを電動機（1）が出力するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値であり；
　(p)速度ω２は速度ω１よりも大きく；
　(q)第２の比は第１の比よりも小さい。

　ω２＞ω１≧ωｂの関係にあるので、速度ω２は電動機（1）が当該トルクτを出力するときに回転速度ω_ｍが採り得る最大値ω_ｍａｘであってもよい。ω１＝ｖ１であればＶmax＝Ｖ_ｍａｘ_ω１である。

　ｖ２＞ωｂであり、トルクτを維持した場合について図３を例にとって説明する。上述のようにｖ６＞ｖ５＞ｖ２である。

　(l')速度ｖ５で電動機（1）を回転させる。このときの振幅｜Ｖｓ｜は第１の電圧値に第１の比を乗じた値を有する；
　(m')速度ｖ６で電動機（1）を回転させる。このときの振幅｜Ｖｓ｜は第２の電圧値に第２の比を乗じた値を有する；
　(n')第１の電圧値は、速度ｖ５でトルクτを電動機（1）が出力するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値である；
　(o')第２の電圧値は、速度ｖ６でトルクτを電動機（1）が出力するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値である；
　(p')速度ｖ６は速度ｖ５よりも大きく；
　(q')第２の比は第１の比よりも小さい。

　上述の制御によって電動機（1）が回転しているときの、特定の回転角度における径方向の応力が軽減される。これは軸受（14）に対するシャフト（10）による片当たりを軽減することに資する。

　直流電圧Ｖdcを供給する電源はモータ制御装置（200）の外部に設けているが、モータ制御装置（200）に含めてもよい。当該電源は例えばＡＣ／ＤＣコンバータで実現することができる。以下、このような場合のＰＷＭインバータ（210b）が出力する印加電圧Ｖｓの振幅｜Ｖｓ｜について説明する。

　当該コンバータは交流電圧Ｖinを直流電圧Ｖdcに変換する。この変換においてコンバータには交流電流Ｉinが流れ込み、直流電流Ｉdcを出力する。コンバータの入力側の力率cosΦin、コンバータの変換時の損失Ploss1を導入する。

　以下の説明ではＰＷＭインバータ（210b）は交流電圧Ｖout、交流電流Ｉoutを出力する。ＰＷＭインバータ（210b）の出力側の力率cosΦout、ＰＷＭインバータ（210b）の変換時の損失Ploss2を導入する。

　コンバータに関して、エネルギー保存則から次式（１７）が成立する。第１式の右辺第２項は変換器ロスによる電圧降下を示す。コンバータの変圧比ａを導入した。

　ＰＷＭインバータ（210b）に関して、エネルギー保存則から次式（１８）が成立する。第１式の右辺第２項は変換器ロスによる電圧降下を示す。ＰＷＭインバータ（210b）の変調率ｂを導入した。

　式（１７），（１８）から次式が成立する。

　式（１９）から、ＰＷＭインバータ（210b）から出力される交流電圧Ｖoutは、コンバータが変換する交流電圧Ｖin、変圧比ａ、変調率ｂ、コンバータの損失Ploss1、ＰＷＭインバータ（210b）の損失Ploss2、ＰＷＭインバータ（210b）に入力する直流電流Ｉdc、ＰＷＭインバータ（210b）が出力する交流電流Ｉout、ＰＷＭインバータ（210b）の力率cosΦoutによって一意に定まる。なお変圧比ａ、変調率ｂ、損失Ploss1，Ploss2、直流電流Ｉdc、交流電流Ｉout、力率cosΦoutは、ＰＷＭインバータ（210b）から電圧が印加されるモータが採用される製品システム、当該モータのトルク、回転速度が決まれば一意に決まる。

　よって上記実施形態の振幅｜Ｖｓ｜は電源電圧、製品システム、トルクτ、回転速度ω_ｍが決まれば一意に決まる。ただし、直流電圧Ｖdcを供給する電源としてＡＣ／ＤＣコンバータで実現する場合、振幅｜Ｖｓ｜は当該コンバータに入力する交流電圧Ｖinにも依存する。

　更に振幅｜Ｖｓ｜の最大値について説明する。式（１９）から、交流電圧Ｖoutは変圧比ａ、変調率ｂが最大となるときに最大値を採る。変圧比ａ、変調率ｂのそれぞれの最大値ａMAX，ｂMAXを導入すると交流電圧Ｖoutの最大値ＶoutMAXは、次式（２０）で決定される。

　最大値ａMAX，ｂMAXは、いずれも製品システムごとに一意に決まる。上述のように振幅｜Ｖｓ｜は電源電圧、製品システム、トルクτ、回転速度ω_ｍが決まれば一意に決まる。よって振幅｜Ｖｓ｜の最大値も電源電圧、製品システム、トルクτ、回転速度ω_ｍが決まれば一意に決まる。例えばある製品システム、ある電源電圧において同じトルクτを維持するとき、電圧値Ｖ_ｍａｘ_ω１，Ｖ_ｍａｘ_ω２，Ｖ_ｍａｘ_ω３，Ｖ_ｍａｘ_ω_ＭＡＸはそれぞれ速度ω１，ω２，ω３，ω_ＭＡＸによって一意に決定する。

　ただし、直流電圧Ｖdcを供給する電源としてＡＣ／ＤＣコンバータで実現する場合、これらの電圧値も当該コンバータに入力する交流電圧Ｖinにも依存する。

　　《電動機の構成》
　次に、図２４～図２６を参照して、本実施形態の電動機（1）の構成について説明する。

　図２４に示すように、電動機（1）の固定子（11）は、固定子コア（30）と、コイル（33）とを備える。

　固定子コア（30）は、バックヨーク部（31）および複数のティース部（32）を有する。バックヨーク部（31）は、実質的に円筒状に形成された部分である。バックヨーク部（31）は、磁性材料（例えば、電磁鋼板）で構成される。

　複数のティース部（32）は、バックヨーク部（31）の内周から内径方向に突出する部分である。各ティース部（32）は、バックヨーク部（31）と一体に構成される。各ティース部（32）は、磁性材料（例えば、電磁鋼板）で構成される。

　コイル（33）は、複数のティース部（32）に巻回される。コイル（33）は、絶縁被覆された導体（例えば、銅）で構成される。コイル（33）は、各ティース部（32）に集中巻方式で巻回される。なお、コイル（33）は、複数のティース部（32）に分布巻方式で巻回されてもよい。

　図２４および図２５に示すように、電動機（1）の回転子（12）は、回転子コア（40）と、複数の永久磁石（42）とを備える。

　回転子コア（40）は、実質的に円筒状に形成される。回転子コア（40）は、磁性材料（例えば、電磁鋼板）で構成される。回転子コア（40）は、周方向に並んで複数の磁石挿入孔（41）が形成される。

　各磁石挿入孔（41）は、径方向内側に向かって凸になるＶ字状になっている。各磁石挿入孔（41）は、２つの磁石挿入部（41a）と、２つのフラックスバリア部（41b）とを有する。磁石挿入部（41a）は、径方向内側から径方向外側へ斜めに延びる部分である。フラックスバリア部（41b）は、磁石挿入部（41a）の径方向外側端に連続して形成された空隙部分である。フラックスバリア部（41b）は、回転子コア（40）の外周面に沿って直線状に延びている。

　各永久磁石（42）は、扁平な直方体状に形成される。各永久磁石（42）は、各磁石挿入孔（41）の各磁石挿入部（41a）に挿入される。各永久磁石（42）は、例えば希土類を含む焼結磁石で構成されるが、これに限られない。

　同じ磁石挿入孔（41）に挿入される一対の永久磁石（42）は、１つの磁極（43）を形成するように着磁される。隣り合う磁石挿入孔（41）の永久磁石（42）は、互いに極性の異なる磁極（43）を形成する。ここで、「磁極（43）」とは、図２６に示すように、回転子（12）の表面（具体的には、外周面）における磁場の向き（同図に矢印で示す）が径方向外向きであるか、径方向内向きであるかによって当該回転子（12）が周方向に分割された領域のことである。

　本実施形態では、互いに周方向長さが実質的に等しい６つの磁極（43）が形成される。ここで、磁極（43）の「周方向長さ」とは、回転子（12）の外周面のうち各磁極（43）に対応する領域の周方向長さのことをいう。各磁極（43）は、その極中心に対して回転方向側と反回転方向側とに二分割される場合に、回転方向側の半部（43a）の形状と、反回転方向側の半部（43b）の形状とが極中心に関して非対称である。

　図２５に示すように、回転子コア（40）は、各磁極（43）をその極中心に対して回転方向側と反回転方向側とに二分割した場合に、全ての磁極（43）の回転方向側の半部（43a）に、磁気抵抗部（51,52）としての空隙（51）が形成される。空隙（51）は、回転子コア（40）における永久磁石（42）よりも径方向外側に配置される。空隙（51）は、磁極（43）の永久磁石（42）において回転方向側の端部（より具体的には、永久磁石（42）の回転方向側かつ径方向外側の角部）および回転子（12）の軸心（O）を通る直線と、磁極（43）の極中心および回転子（12）の軸心（O）を通る直線との間に配置される。

　空隙（51）の周方向長さは、その近くのフラックスバリア部（41b）の周方向長さよりも短い。空隙（51）の径方向長さは、その近くのフラックスバリア部（41b）の径方向長さと実質的に等しい。空隙（51）と回転子（12）の外周面との間の距離は、その近くのフラックスバリア部（41b）と回転子（12）の外周面との間の距離と実質的に等しい。空隙（51）は、回転子コア（40）を軸方向に貫通している。空隙（51）は、磁極（43）の回転方向側の半部（43a）を磁気飽和しやすくする磁気飽和助長手段を構成している。

　　－実施形態１の効果－
　本実施形態の電動機（1）は、回転子（12）および固定子（11）を備え、上記回転子（12）は、回転子コア（40）と、該回転子コア（40）に挿通および固定されるシャフト（10）と、周方向に並んだ複数の磁極（43）を形成する複数の永久磁石（42）とを有し、上記磁極（43）は、上記回転子（12）の表面における磁場の向きが径方向外向きであるか、径方向内向きであるかによって上記回転子（12）が周方向に分割された領域であり、上記シャフト（10）は、上記回転子コア（40）に対して軸方向の片側のみで回転可能に支持され、上記回転子コア（40）は、各上記磁極（43）をその極中心に対して回転方向側と反回転方向側とに二分割した場合に、上記永久磁石（42）を含む少なくとも１つの上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）を磁気飽和しやすくする磁気飽和助長手段（50）を有し、上記磁気飽和助長手段（50）は、上記永久磁石（42）よりも径方向外側に設けられており、上記磁極（43）は、自身の極中心と上記回転子（12）の軸心（O）とを通る直線（L1）に関して、上記回転方向側の半部（43a）の形状と、上記反回転方向側の半部（43b）の形状とが非対称である。したがって、磁気飽和助長手段（50）によって磁極（43）の回転方向側の半部（43a）が磁気飽和しやすくなる。これにより、電動機（1）で生じる不平衡磁気吸引力を低減することができる。

　ここで、不平衡磁気吸引力の発生メカニズムと、磁気飽和によって不平衡磁気吸引力が低減される理由とについて説明する。

　まず、不平衡磁気吸引力の発生メカニズムについて説明する。回転子（12）が偏心すると、回転子（12）と固定子（11）とが互いに近づく領域では磁束量が増加して両者の間における径方向の磁気吸引力が増大する一方、回転子（12）と固定子（11）とが互いに離れる領域では磁束量が減少して両者の間における径方向の磁気吸引力が低下する。これにより、回転子（12）に作用する径方向の力がアンバランスになり、不平衡磁気吸引力が発生する。

　次に、磁気飽和によって不平衡磁気吸引力が低減される理由について説明する。回転子（12）の外周面近傍が磁気飽和していると、回転子（12）と固定子（11）とが互いに近づく領域では、磁気飽和のために磁束量が増加しにくく、よって両者の間における径方向の磁気吸引力も増大しにくい。さらに、回転子（12）の外周面近傍が磁気飽和していると、回転子（12）と固定子（11）とが互いに離れる領域では、磁気飽和のために磁束量が減少しにくく、よって両者の間における径方向の磁気吸引力も低下しにくい。したがって、回転子（12）に作用する径方向の力がアンバランスになりにくく、回転子（12）における磁気飽和によって不平衡磁気吸引力が低減される。

　さらに、磁極（43）の回転方向側の半部（43a）を磁気飽和しやすくする理由についても説明する。本願発明者は、不平衡磁気吸引力の原因となる径方向の力は、ほとんどが磁極（43）の回転方向側の半部（43a）で発生することを見出した。そこで、磁極（43）の回転方向側の半部（43a）を磁気飽和しやすくすることで、効率的に不平衡磁気吸引力を低減できるようにしたのである。

　また、本実施形態の電動機（1）は、上記磁極（43）が、自身の極中心と上記回転子（12）の軸心（O）とを通る直線（L1）に関して、上記回転方向側の半部（43a）の形状と、上記反回転方向側の半部（43b）の形状とが非対称であり、かつ上記回転方向側の半部（43a）の方が上記反回転方向側の半部（43b）よりも磁気飽和しやすい形状になっている。したがって、電動機（1）で生じる不平衡磁気吸引力を低減することができることに加え、電動機（1）において大きなリラクタンストルクを発生させることができる。なぜなら、相対的に磁気飽和しにくい磁極（43）の反回転方向側の半部（43b）を、リラクタンストルクを発生させるための磁束の経路として有効活用できるためである。

　また、本実施形態の電動機（1）は、上記磁気飽和助長手段（50）が、上記回転子コア（40）の上記永久磁石（42）よりも径方向外側における、上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）に設けられた磁気抵抗部（51,52）である。したがって、磁気抵抗部（51,52）によって磁極（43）の回転方向側の半部（43a）が磁気飽和しやすくなる。

　また、本実施形態の電動機（1）は、上記磁気抵抗部（51,52）が、上記磁極（43）の上記永久磁石（42）において上記回転方向側の端部および上記回転子（12）の軸心（O）を通る直線（L2）と、上記磁極（43）の極中心および上記回転子（12）の軸心（O）を通る直線（L1）との間に配置されている。したがって、磁気抵抗部（51,52）の配置を工夫することで、不平衡磁気吸引力をより一層低減することができる。

　また、本実施形態の電動機（1）は、上記磁気抵抗部（51,52）が、上記回転子コア（40）に形成された空隙（51）である。したがって、空隙（51）によって低コストに磁気抵抗部（51,52）を構成することができる。

　また、本実施形態の電動機（1）は、上記回転子（12）が、上記回転子コア（40）の軸方向一端側および軸方向他端側の両方に設けられたバランスウェイト（13a,13c）を有し、上記バランスウェイト（13a,13c）の重心が、上記回転子（12）の軸心（O）から偏心している。したがって、回転子（12）の軸心（O）から偏心した重心を有するバランスウェイト（13a,13c）を設ける場合であっても、不平衡磁気吸引力を低減することでシャフト（10）の軸振れを抑止することができる。

　また、本実施形態の圧縮機（100）は、ケーシング（15）と、上記ケーシング（15）に収容された上記電動機（1）と、上記ケーシング（15）に収容されかつ上記電動機（1）により駆動される圧縮機構（20）とを備える。したがって、電動機（1）により圧縮機構（20）が高速回転駆動される場合でも、当該電動機（1）で不平衡磁気吸引力が生じにくいので、シャフト（10）の軸振れを抑えて圧縮機構（20）を適切に駆動することができる。

　また、本実施形態の電動機システム（MS）は、上記シャフト（10）の回転を用いて圧縮機構（20）を駆動する上記電動機（1）と、上記電動機（1）に印加される電圧である印加電圧（Vs）を出力するインバータ（210b）と、上記インバータ（210b）を制御する制御器（209）とを備え、上記制御器（209）は、第１の最大値（V_max_ω_MAX）よりも小さい振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第１の速度（ω_MAX）で上記電動機（1）を回転して上記圧縮機構（20）を駆動し、第２の最大値（V_max_ω3）の振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第２の速度（ω3）で上記電動機（1）を回転して上記圧縮機構（20）を駆動し、上記第１の最大値（V_max_ω_MAX）は、上記第１の速度（ω_MAX）で上記圧縮機構（20）を上記電動機（1）が駆動するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値であり、上記第１の速度（ω_MAX）は、上記電動機（1）が上記圧縮機構（20）を駆動するときの上記電動機の回転の速度（ω_m）の最大値であり、上記第２の最大値（V_max_ω3）は、上記第２の速度（ω3）で上記圧縮機構（20）を上記電動機（1）が駆動するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値であり、上記第２の速度（ω3）は、上記第１の速度（ω_MAX）よりも小さい。したがって、制御器（209）によるインバータ（210b）の所定の制御により、電動機（1）で生じる不平衡磁気吸引力を低減することができる。

　ここで、本実施形態の所定の制御と、本実施形態の電動機（1）とは、不平衡磁気吸引力の低減効果を得る上で極めて相性が良い。具体的に、一般的な電動機に本実施形態の所定の制御を適用すると、同制御によって回転子での磁気飽和が緩和される（このことは、不平衡磁気吸引力を増大させる）ために不平衡磁気吸引力の低減効果をある程度までしか得られない。これに対し、本実施形態の電動機（1）に本実施形態の所定の制御を適用する場合、磁気飽和助長手段（具体的には、空隙（51））が存在するために同制御を適用しても回転子（12）での磁気飽和がほとんど緩和されず、不平衡磁気吸引力の低減効果を最大限に得ることができる。

　また、本実施形態の電動機システム（MS）は、上記シャフト（10）の回転を用いて圧縮機構（20）を駆動する上記電動機（1）と、上記電動機（1）に印加される電圧である印加電圧（Vs）を出力するインバータ（210b）と、上記インバータ（210b）を制御する制御器（209）とを備え、上記電動機（1）が所定のトルクを出力するときの上記電動機（1）の回転の速度（ω_m）が、上記電動機（1）が上記所定のトルクを出力するときの上記電動機（1）の基底速度（ωb）以上であるとき、上記制御器（209）は、第１の最大値（V_max_ω1）に第１の比を乗じた振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第１の速度（ω1）で上記電動機（1）を回転させ、かつ該電動機（1）に上記所定のトルクを出力させ、第２の最大値（V_max_ω2）に第２の比を乗じた振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第２の速度（ω2）で上記電動機（1）を回転させ、かつ該電動機（1）に上記所定のトルクを出力させ、上記第１の最大値（V_max_ω1）は、上記第１の速度（ω1）で上記所定のトルクを上記電動機（1）が出力するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値であり、上記第２の最大値（V_max_ω2）は、上記第２の速度（ω2）で上記所定のトルクを上記電動機（1）が出力するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値であり、上記第２の速度（ω2）は、上記第１の速度（ω1）よりも大きく、上記第２の比は、上記第１の比よりも小さい。したがって、制御器（209）によるインバータ（210b）の所定の制御により、電動機（1）で生じる不平衡磁気吸引力を低減することができる。

　　－実施形態１の変形例－
　実施形態１の変形例について説明する。本変形例の電動機（1）は、磁気飽和助長手段の構成が上記実施形態１と異なる。以下、上記実施形態１と異なる点について主に説明する。

　図２７に示すように、回転子コア（40）の外周面に、各磁極（43）ごとに凹部（52）が形成されている。凹部（52）は、全ての磁極（43）の回転方向側の半部（43a）に設けられる。凹部（52）は、磁極（43）の永久磁石（42）において回転方向側の端部（より具体的には、永久磁石（42）の回転方向側かつ径方向外側の角部）および回転子（12）の軸心（O）を通る直線と、磁極（43）の極中心および回転子（12）の軸心（O）を通る直線との間に配置される。凹部（52）は、軸方向において回転子コア（40）の全長にわたって延びている。凹部（52）は、磁気抵抗部を構成し、かつ磁気飽和助長手段を構成している。

　　－実施形態１の変形例の効果－
　本変形例の電動機（1）、圧縮機（100）、および電動機システム（MS）によっても、上記実施形態１と同様の効果が得られる。

　また、本変形例の電動機（1）は、上記磁気抵抗部（51,52）が、上記回転子コア（40）の外周面に形成された凹部（52）である。したがって、凹部（52）によって低コストに磁気抵抗部（51,52）を構成することができる。

　《実施形態２》
　実施形態２について説明する。本実施形態の電動機（1）は、磁気飽和助長手段の構成が上記実施形態１と異なる。以下、上記実施形態１と異なる点について主に説明する。

　図２８に示すように、回転子コア（40）は、永久磁石（42）よりも径方向外側における磁極（43）の回転方向側の半部（43a）の一部が、磁気飽和容易部（53）になっている。磁気飽和容易部（53）は、当該半部（43a）以外の部分を構成する磁性材料（例えば、電磁鋼板）よりも飽和磁束密度が低い磁性材料（例えば、パーマロイ、アモルファス金属材料、またはフェライト）で構成された部分である。その形状および配置は、上記実施形態１の空隙（51）のものと同様である。磁気飽和容易部（53）は、磁気飽和助長手段を構成している。

　　－実施形態２の効果－
　本実施形態の電動機（1）、圧縮機（100）、および電動機システム（MS）によっても、上記実施形態１と同様の効果が得られる。

　また、本実施形態の電動機（1）は、上記回転子コア（40）が、上記永久磁石（42）よりも径方向外側における上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）の少なくとも一部が、該半部（43a）以外の部分を構成する磁性材料よりも飽和磁束密度が低い磁性材料で構成された磁気飽和容易部（53）になっており、上記磁気飽和助長手段（50）は、上記磁気飽和容易部（53）により構成されている。したがって、磁気飽和容易部（53）によって磁極（43）の回転方向側の半部（43a）が磁気飽和しやすくなる。これにより、電動機（1）で生じる不平衡磁気吸引力を低減することができる。

　《実施形態３》
　実施形態３について説明する。本実施形態の電動機（1）は、主に磁極（43）の数と構成が上記実施形態１と異なる。以下、上記実施形態１と異なる点について主に説明する。

　図２９に示すように、回転子コア（40）は、周方向に並んで４つの磁石挿入孔（41）が形成されている。各磁石挿入孔（41）は、周方向に沿って直線状に延びる磁石挿入部（41a）と、磁石挿入部（41a）の両端から径方向外側に延びるフラックスバリア部（41b）とを有する。

　４つの磁石挿入孔（41）は、互いに周方向長さが異なる。具体的に、図２９の右上の磁石挿入孔（41）の周方向長さが最も長く、図２９の右下および左下の磁石挿入孔（41）の周方向長さがその次に長く、図２９の左上の磁石挿入孔（41）の周方向長さが最も短い。

　各磁石挿入孔（41）の磁石挿入部（41a）に挿入される４つの永久磁石（42）は、互いに周方向長さが異なる。具体的に、図２９の右上の永久磁石（42）の周方向長さが最も長く、図２９の右下および左下の永久磁石（42）の周方向長さがその次に長く、図２９の左上の永久磁石（42）の周方向長さが最も短い。

　このような構成により、４つの磁極（43）は、互いに周方向長さが異なる。具体的に、図２９の右上の磁極（43）の周方向長さが最も長く、図２９の右下および左下の磁極（43）の周方向長さがその次に長く、図２９の左上の磁極（43）の周方向長さが最も短い。

　図２９において、右上の磁極（43）には、磁気抵抗部（51,52）としての３つの空隙（51）が周方向に並んで形成され、右下および左上の磁極（43）には、磁気抵抗部（51,52）としての２つの空隙（51）が周方向に並んで形成され、左下の磁極（43）には、磁気抵抗部（51,52）としての１つの空隙（51）が形成される。

　　－実施形態３の効果－
　本実施形態の電動機（1）、圧縮機（100）、および電動機システム（MS）によっても、上記実施形態１と同様の効果が得られる。

　《その他の実施形態》
　上記実施形態については、以下のような構成としてもよい。

　例えば、各上記実施形態では、全ての磁極（43）に磁気飽和助長手段（50）が設けられているが、磁気飽和助長手段（50）は、一部の磁極（43）のみに設けられていてもよい。

　また、例えば、回転子（12）の磁極（43）は、反回転方向側の半部（43b）の方が回転方向側の半部（43a）よりも磁気飽和しやすい形状になっていてもよい。

　また、回転子（12）の磁極（43）の数は、各上記実施形態のものに限られないし、各磁極（43）が有する永久磁石（42）の数も、各上記実施形態のものに限られない。

　また、各上記実施形態では、電動機（1）は、埋込磁石型同期電動機であるが、電動機（1）の種類はこれに限られない。例えば、電動機（1）は、コンシクエントポール型の電動機であってもよい。

　以上、実施形態および変形例を説明したが、特許請求の範囲の趣旨および範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。また、以上の実施形態および変形例は、本開示の対象の機能を損なわない限り、適宜組み合わせたり、置換したりしてもよい。

　以上説明したように、本開示は、電動機およびそれを備えた電動機システムについて有用である。

　 1　電動機
　10　シャフト
　11　固定子
　12　回転子
　13a,13b　バランスウェイト（錘）
　20　圧縮機構（負荷）
　40　回転子コア
　42　永久磁石
　43　磁極
　43a　回転方向側の半部
　43b　反回転方向側の半部
　50　磁気飽和助長手段
　51　空隙（磁気抵抗部）
　52　凹部（磁気抵抗部）
　53　磁気飽和容易部
　209　制御器（制御部）
　210　ＰＷＭインバータ（インバータ）
　L1　（極中心と軸心を通る）直線
　L2　（永久磁石の端部と軸心を通る）直線
　 O　軸心

Claims

　回転子（12）および固定子（11）を備えた電動機（1）であって、
　上記回転子（12）は、回転子コア（40）と、該回転子コア（40）に挿通および固定されるシャフト（10）と、周方向に並んだ複数の磁極（43）を形成する複数の永久磁石（42）とを有し、
　上記磁極（43）は、上記回転子（12）の表面における磁場の向きが径方向外向きであるか、径方向内向きであるかによって上記回転子（12）が周方向に分割された領域であり、
　上記シャフト（10）は、上記回転子コア（40）に対して軸方向の片側のみで回転可能に支持され、
　上記回転子コア（40）は、各上記磁極（43）をその極中心に対して回転方向側と反回転方向側とに二分割した場合に、上記永久磁石（42）を含む少なくとも１つの上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）を磁気飽和しやすくする磁気飽和助長手段（50）を有し、
　上記磁気飽和助長手段（50）は、上記永久磁石（42）よりも径方向外側に設けられており、
　上記磁極（43）は、自身の極中心と上記回転子（12）の軸心（O）とを通る直線（L1）に関して、上記回転方向側の半部（43a）の形状と、上記反回転方向側の半部（43b）の形状とが非対称である
ことを特徴とする電動機。
　請求項１において、
　上記磁気飽和助長手段（50）は、上記回転子コア（40）の上記永久磁石（42）よりも径方向外側における、上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）に設けられた磁気抵抗部（51,52）である
ことを特徴とする電動機。
　請求項２において、
　上記磁気抵抗部（51,52）は、上記磁極（43）の上記永久磁石（42）において上記回転方向側の端部および上記回転子（12）の軸心（O）を通る直線（L2）と、上記磁極（43）の極中心および上記回転子（12）の軸心（O）を通る直線（L1）との間に配置されている
ことを特徴とする電動機。
　請求項２または３において、
　上記磁気抵抗部（51,52）は、上記回転子コア（40）に形成された空隙（51）である
ことを特徴とする電動機。
　請求項２または３において、
　上記磁気抵抗部（51,52）は、上記回転子コア（40）の外周面に形成された凹部（52）である
ことを特徴とする電動機。
　請求項１において、
　上記回転子コア（40）は、上記永久磁石（42）よりも径方向外側における上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）の少なくとも一部が、該半部（43a）以外の部分を構成する磁性材料よりも飽和磁束密度が低い磁性材料で構成された磁気飽和容易部（53）になっており、
　上記磁気飽和助長手段（50）は、上記磁気飽和容易部（53）により構成されている
ことを特徴とする電動機。
　請求項１～６のいずれか１項において、
　上記回転子（12）は、上記回転子コア（40）の軸方向一端側および軸方向他端側の少なくとも一方に設けられた錘（13a,13c）を有し、
　上記錘（13a,13c）の重心は、上記回転子（12）の軸心（O）から偏心している
ことを特徴とする電動機。
　ケーシング（15）と、
　上記ケーシング（15）に収容された請求項１～７のいずれか１項に記載の電動機（1）と、
　上記ケーシング（15）に収容されかつ上記電動機（1）により駆動される圧縮機構（20）とを備える
ことを特徴とする圧縮機。
　請求項１～７のいずれか１項に記載の電動機（1）であって、上記シャフト（10）の回転を用いて負荷（20）を駆動する電動機（1）と、
　上記電動機（1）に印加される電圧である印加電圧（Vs）を出力するインバータ（210b）と、
　上記インバータ（210b）を制御する制御部（209）とを備えた電動機システム（MS）であって、
　上記制御部（209）は、
　　第１の最大値（V_max_ω_MAX）よりも小さい振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第１の速度（ω_MAX）で上記電動機（1）を回転して所定の上記負荷（20）を駆動し、
　　第２の最大値（V_max_ω3）の振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第２の速度（ω3）で上記電動機（1）を回転して上記所定の上記負荷（20）を駆動し、
　上記第１の最大値（V_max_ω_MAX）は、上記第１の速度（ω_MAX）で上記所定の上記負荷（20）を上記電動機（1）が駆動するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値であり、
　上記第１の速度（ω_MAX）は、上記電動機（1）が上記所定の上記負荷（20）を駆動するときの上記電動機の回転の速度（ω_m）の最大値であり、
　上記第２の最大値（V_max_ω3）は、上記第２の速度（ω3）で上記所定の上記負荷（20）を上記電動機（1）が駆動するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値であり、
　上記第２の速度（ω3）は、上記第１の速度（ω_MAX）よりも小さい
ことを特徴とする電動機システム。
　請求項１～７のいずれか１項に記載の電動機（1）であって、上記シャフト（10）の回転を用いて負荷（20）を駆動する電動機（1）と、
　上記電動機（1）に印加される電圧である印加電圧（Vs）を出力するインバータ（210b）と、
　上記インバータ（210b）を制御する制御部（209）とを備えた電動機システム（MS）であって、
　上記電動機（1）が所定のトルクを出力するときの上記電動機（1）の回転の速度（ω_m）が、上記電動機（1）が上記所定のトルクを出力するときの上記電動機（1）の基底速度（ωb）以上であるとき、
　上記制御部（209）は、
　　第１の最大値（V_max_ω1）に第１の比を乗じた振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第１の速度（ω1）で上記電動機（1）を回転させ、かつ該電動機（1）に上記所定のトルクを出力させ、
　　第２の最大値（V_max_ω2）に第２の比を乗じた振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第２の速度（ω2）で上記電動機（1）を回転させ、かつ該電動機（1）に上記所定のトルクを出力させ、
　上記第１の最大値（V_max_ω1）は、上記第１の速度（ω1）で上記所定のトルクを上記電動機（1）が出力するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値であり、
　上記第２の最大値（V_max_ω2）は、上記第２の速度（ω2）で上記所定のトルクを上記電動機（1）が出力するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値であり、
　上記第２の速度（ω2）は、上記第１の速度（ω1）よりも大きく、
　上記第２の比は、上記第１の比よりも小さい
ことを特徴とする電動機システム。