CN113632342A - 电动机及包括该电动机的电动机系统 - Google Patents

电动机及包括该电动机的电动机系统 Download PDF

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CN113632342A CN202080025001.5A CN202080025001A CN113632342A CN 113632342 A CN113632342 A CN 113632342A CN 202080025001 A CN202080025001 A CN 202080025001A CN 113632342 A CN113632342 A CN 113632342A
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中田知希
荒木刚
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Abstract

轴(10)相对于转子铁芯(40)仅在轴向单侧被支承着能够旋转。转子铁芯(40)具有磁饱和促进单元(50)，将各磁极(43)以其磁极中心为基准分割为旋转方向侧和反旋转方向侧时，磁饱和促进单元(50)使包括永磁铁(42)的至少一个磁极(43)的旋转方向侧的半部(43a)容易磁饱和。磁饱和促进单元(50)设在比永磁铁(42)靠径向外侧的位置。以通过磁极(43)的磁极中心和转子(12)的轴心(O)的直线(L1)为基准，该磁极(43)的旋转方向侧的半部(43a)的形状和反旋转方向侧的半部(43b)的形状是非对称的。

Description

电动机及包括该电动机的电动机系统
技术领域
本公开涉及一种电动机及包括该电动机的电动机系统。
背景技术
专利文献1公开了一种电动机，其包括形成有多个磁铁插孔的转子铁芯。在专利文献1的电动机中，在转子铁芯上的位于磁铁插孔的径向外侧的位置处设有多个狭缝，该狭缝具有第一部分和第二部分。从磁极中心线到第一部分的距离从径向内侧越靠径向外侧越大。从磁极中心线到第二部分的距离从径向内侧到径向外侧保持不变。根据上述构成方式，专利文献1的电动机能够减小振动。
专利文献1：日本公开专利公报特开2017－108626号公报
发明内容
－发明要解决的技术问题－
本申请发明人发现：尤其是在轴相对于转子铁芯仅在轴向单侧被支承的情况下，电动机中产生的不平衡磁吸引力使施加于转子轴上的径向的负载增大这一情况会成为问题。需要说明的是，“不平衡磁吸引力”是指转子相对于定子相对地发生径向位移时，在转子与定子之间产生而促进该位移的磁力。
本公开的目的在于：减小电动机中产生的不平衡磁吸引力。
－用以解决技术问题的技术方案－
第一方面的公开以一种电动机1为对象，所述电动机1包括转子12和定子11。所述转子12具有转子铁芯40、轴10以及多个永磁铁42，所述轴10插入并固定在该转子铁芯40中，多个所述永磁铁42形成沿周向排列的多个磁极43。所述磁极 43是根据所述转子12的表面的磁场的方向是朝径向外侧还是朝径向内侧而将所述转子12沿周向分割而成的区域。所述轴10相对于所述转子铁芯40仅在轴向单侧被支承着能够旋转。所述转子铁芯40具有磁饱和促进单元50，将各所述磁极43 以其磁极中心为基准分割为旋转方向侧和反旋转方向侧时，所述磁饱和促进单元 50使包括所述永磁铁42的至少一个所述磁极43的所述旋转方向侧的半部43a容易磁饱和。所述磁饱和促进单元50设在比所述永磁铁42靠径向外侧的位置。以通过所述磁极43的磁极中心和所述转子12的轴心O的直线L1为基准，该磁极43 的所述旋转方向侧的半部43a的形状和所述反旋转方向侧的半部43b的形状是非对称的。
在第一方面中，磁饱和促进单元50使磁极43的旋转方向侧的半部43a容易磁饱和。这样一来，能够减小电动机1中产生的不平衡磁吸引力。
第二方面的公开在上述第一方面的公开的基础上，其特征在于：所述磁饱和促进单元50是设在所述转子铁芯40中比所述永磁铁42靠径向外侧且所述磁极43 的所述旋转方向侧的半部43a上的磁阻部51、52。
在第二方面中，磁阻部51、52使磁极43的旋转方向侧的半部43a容易磁饱和。
第三方面的公开在上述第二方面的公开的基础上，其特征在于：所述磁阻部 51、52布置在直线L2与直线L1之间，所述直线L2通过所述磁极43的所述永磁铁42中所述旋转方向侧的端部和所述转子12的轴心O，所述直线L1通过所述磁极43的磁极中心和所述转子12的轴心O。
在第三方面中，通过在磁阻部51、52的布置方式上下功夫，能够进一步减小不平衡磁吸引力。
第四方面的公开在上述第二或第三方面的公开的基础上，其特征在于：所述磁阻部51、52是形成在所述转子铁芯40中的空隙51。
在第四方面中，能够由空隙51低成本地构成磁阻部51、52。
第五方面的公开在上述第二或第三方面的公开的基础上，其特征在于：所述磁阻部51、52是形成在所述转子铁芯40的外周面上的凹部52。
在第五方面中，能够由凹部52低成本地构成磁阻部51、52。
第六方面的公开在上述第一方面的公开的基础上，其特征在于：在所述转子铁芯40中，比所述永磁铁42靠径向外侧且所述磁极43的所述旋转方向侧的半部43a 的至少一部分是由磁性材料构成的磁饱和容易部53，该磁性材料的饱和磁通密度比构成该半部43a以外的部分的磁性材料低，所述磁饱和促进单元50由所述磁饱和容易部53构成。
在第六方面中，磁饱和容易部53使磁极43的旋转方向侧的半部43a容易磁饱和。
第七方面的公开在上述第一到第六方面中任一方面的公开的基础上，其特征在于：所述转子12具有设在所述转子铁芯40的轴向一端侧和轴向另一端侧中的至少一侧的配重块13a、13c，所述配重块13a、13c的重心从所述转子12的轴心O偏心。
在第七方面中，在设有具有从转子12的轴心O偏心的重心的配重块13a、13c 的情况下，也能够通过减小不平衡磁吸引力来抑制轴10的轴跳动。
第八方面的公开以一种压缩机100为对象。压缩机100包括壳体15、电动机1 以及压缩机构20，所述电动机1是收纳在所述壳体15内的上述第一到第七方面中任一方面的公开所述的电动机1，所述压缩机构20收纳在所述壳体15内且由所述电动机1驱动。
在第八方面中，在由电动机1驱动压缩机构20高速旋转的情况下，该电动机 1中也难以产生不平衡磁吸引力，因此能够抑制轴10的轴跳动而适当地驱动压缩机构20。
第九方面的公开以一种电动机系统MS为对象，所述电动机系统MS包括电动机1、逆变器210b以及控制部209，所述电动机1是上述第一到第七方面中任一方面的公开所述的电动机1且利用所述轴10的旋转驱动负载20，所述逆变器210b 输出作为施加在所述电动机1上的电压的施加电压Vs，所述控制部209控制所述逆变器210b。所述控制部209使所述逆变器210b输出具有小于第一最大值 Vmax_ωMAX的振幅的所述施加电压Vs，使所述电动机1以第一速度ωMAX旋转而驱动规定的所述负载20，所述控制部209使所述逆变器210b输出具有第二最大值 Vmax_ω3的振幅的所述施加电压Vs，使所述电动机1以第二速度ω3旋转而驱动所述规定的所述负载20。所述第一最大值Vmax_ωMAX是所述电动机1以所述第一速度ωMAX驱动所述规定的所述负载20时所述施加电压的振幅|Vs|能取的值的最大值。所述第一速度ωMAX是所述电动机1驱动所述规定的所述负载20时的所述电动机的转速ωm的最大值。所述第二最大值Vmax_ω3是所述电动机1以所述第二速度ω3 驱动所述规定的所述负载20时所述施加电压的振幅|Vs|能取的值的最大值。所述第二速度ω3小于所述第一速度ωMAX。
在第九方面中，通过由控制部209对逆变器210b进行规定的控制，能够减小电动机1中产生的不平衡磁吸引力。
第十方面的公开以一种电动机系统MS为对象，所述电动机系统MS包括电动机1、逆变器210b以及控制部209，所述电动机1是上述第一到第七方面中任一方面的公开所述的电动机1且利用所述轴10的旋转驱动负载20，所述逆变器210b 输出作为施加在所述电动机1上的电压的施加电压Vs，所述控制部209控制所述逆变器210b。当所述电动机1输出规定的转矩时的所述电动机1的转速ωm在所述电动机1输出所述规定的转矩时的所述电动机1的基本速度(base speed)ωb以上时，所述控制部209使所述逆变器210b输出具有用第一最大值Vmax_ω1乘以第一比而得到的振幅的所述施加电压Vs，使所述电动机1以第一速度ω1旋转，且使该电动机1输出所述规定的转矩，所述控制部209使所述逆变器210b输出具有用第二最大值Vmax_ω2乘以第二比而得到的振幅的所述施加电压Vs，使所述电动机1 以第二速度ω2旋转，且使该电动机1输出所述规定的转矩。所述第一最大值 Vmax_ω1是所述电动机1以所述第一速度ω1输出所述规定的转矩时所述施加电压的振幅|Vs|能取的值的最大值。所述第二最大值Vmax_ω2是所述电动机1以所述第二速度ω2输出所述规定的转矩时所述施加电压的振幅|Vs|能取的值的最大值。所述第二速度ω2大于所述第一速度ω1。所述第二比小于所述第一比。
在第十方面中，通过由控制部209对逆变器210b进行规定的控制，能够减小电动机1中产生的不平衡磁吸引力。
附图说明
图1是示例出第一实施方式的压缩机的构造的剖视图；
图2是示出电动机和驱动电动机的电动机驱动装置的构成的方框图；
图3是将实施方式中所采用的控制与转速之间的关系用实线示出的曲线图；
图4是示出控制器对输出电路的控制的流程图；
图5是以转速为辅助变量示出轴偏差与驱动电压之间的关系的曲线图；
图6是以转速为辅助变量示出电流振幅与轴偏差之间的关系的曲线图；
图7是示出以转矩为规定的值时转速与电流振幅之间的关系的曲线图；
图8是以转速为辅助变量示出电流矢量的相位与轴偏差之间的关系的曲线图；
图9是示出以转矩为规定的值时转速与相位之间的关系的曲线图；
图10是以转速为辅助变量示出d轴电流与轴偏差之间的关系的曲线图；
图11是以转速为辅助变量示出q轴电流与轴偏差之间的关系的曲线图；
图12是示出以转矩为规定的值时转速与q轴电流之间的关系的曲线图；
图13是示出磁场磁通矢量、电枢反作用的磁通矢量、一次磁通矢量的关系的矢量图；
图14是以转速为辅助变量示出T轴电流与轴偏差之间的关系的曲线图；
图15是示出以转矩为规定的值时转速与T轴电流之间的关系的曲线图；
图16是以转速为辅助变量示出一次磁通与轴偏差之间的关系的曲线图；
图17是示出以转矩为规定的值时转速与一次磁通之间的关系的曲线图；
图18是以转速为辅助变量示出负载角与轴偏差之间的关系的曲线图；
图19是示出以转矩为规定的值时转速与负载角之间的关系的曲线图；
图20是以转速为辅助变量示出瞬时实功率与轴偏差之间的关系的曲线图；
图21是示出以转矩为规定的值时转速与瞬时实功率之间的关系的曲线图；
图22是示出控制器的第一变形的方框图；
图23是示出控制器的第二变形的方框图；
图24是示出第一实施方式的电动机的构成的俯视图；
图25是第一实施方式的转子的俯视图；
图26是用于说明转子的磁极的定义的俯视图；
图27是第一实施方式的变形例的转子的俯视图；
图28是第二实施方式的转子的俯视图；
图29是第三实施方式的转子的俯视图。
具体实施方式
(第一实施方式)
图1是示例出制冷回路(例如热泵)中采用的压缩机100的构造的剖视图。压缩机100包括压缩机构20、电动机1、轴承14以及壳体15。压缩机构20对制冷剂(省略图示)进行压缩。压缩机构20例如采用摆动式，通过由轴10从电动机1 传递来的旋转对制冷剂进行压缩。压缩机构20是电动机1驱动的负载。
电动机1包括定子11和转子12。例如，定子11和转子12分别通过电枢、场磁体实现。例如，电动机1是内转子式磁铁内置同步电动机，转子12具有能产生磁场磁通的永磁铁(省略图示)。
转子12具有转子铁芯40和插入并固定在转子铁芯40中的轴10。轴10通过轴承14能够旋转地安装在壳体15上。轴10相对于转子铁芯40仅在轴向单侧(在该例中为上下方向的仅下侧)被支承着能够旋转。
在转子12的沿轴10延伸的方向(以下称为“轴向”)的压缩机构20侧，设有平衡配重块13a。在转子12的轴向的与压缩机构20相反一侧，设有平衡配重块13c。各平衡配重块13a、13c的重心从转子12的轴心O彼此反向偏心。各平衡配重块 13a、13c构成配重块。
为了便于对构造进行说明，在图1中，在剖视图上，相对于转子12的剖面用四条假想轮廓线即点划线将转子12的顶视图(沿轴向从与压缩机构20相反一侧观察转子12时的图)结合起来示出。需要说明的是，电动机1的构造会在下文详述。
通过转子12的旋转(以下有时也称为电动机1的旋转)，离心力FA、FC分别作用于平衡配重块13a、13c。不平衡磁吸引力FB作用于轴10。不平衡磁吸引力 FB是因定子11与转子12之间的磁吸引力的不平衡而产生的、径向上即与轴向正交的方向上的分量。此处之所以着眼于该分量，是因为离心力FA、FC作用于径向，我们要研究与离心力FA、FC一起沿径向施加于轴10的应力下产生的挠曲量(以下称为“轴偏差(axis deviation)”)。此处为了便于说明，图示中使不平衡磁吸引力 FB作用于转子12的轴向中央的轴10的位置B。
电动机1旋转的速度(以下也称为“转速”)越大，则离心力FA、FC越大。转速越高，则轴偏差越大。轴偏差是从轴10对轴承14施加的径向的应力在特定的旋转角度下变强即所谓的不均匀接触的主要原因。
从提高制冷回路的能力的观点出发，转速较大为佳。换言之，轴偏差较小在提高制冷回路的能力这一点上是有利的。
在以下的实施方式中，介绍用于减小轴偏差的电动机驱动技术。图2是示出电动机系统MS的构成的方框图。电动机系统MS包括电动机1和驱动电动机1的电动机控制装置200。此处示例出电动机1为三相磁铁内置式同步电动机(图中用 IPMSM表示)的情况。电动机控制装置200将在电动机1中流动的三相交流电流Iu、Iv、Iw转换为d轴分量(以下称为“d轴电流”)id、q轴分量(以下称为“q轴电流”)iq并进行矢量控制。此处，“d轴”、“q轴”分别表示与电动机1的磁场磁通同相位的坐标轴和相对于该相位前进90度的坐标轴。d轴电流id有助于磁场磁通， q轴电流iq有助于电动机1输出的转矩。
电动机控制装置200包括输出电路210和控制输出电路210工作的控制器209。输出电路210向电动机1输出施加到电动机1上的施加电压Vs。通过施加电压Vs，例如控制电动机1的转速而驱动电动机1。例如输出电路210对直流电压Vdc进行 DC/AC转换并向电动机1输出三相施加电压Vs。输出电路210向电动机1供给三相交流电流Iu、Iv、Iw。控制器209构成控制部。
输出电路210包括脉宽调制电路(图中用“PWM电路”表示)210a和电压控制式PWM逆变器210b。三相电压指令值vu＊、vv＊、vw＊被输入脉宽调制电路210a，脉宽调制电路210a生成控制PWM逆变器210b工作的门信号G。不过，也能够采用其他调制方式的逆变器来代替PWM逆变器210b。PWM逆变器210b构成逆变器。
从直流电源向PWM逆变器210b供给直流电压Vdc。通过门信号G控制PWM 逆变器210b工作，将直流电压Vdc转换为施加电压Vs，并施加于电动机1。从PWM 逆变器210b向电动机1供给三相交流电流Iu、Iv、Iw。电压指令值vu＊、vv＊、 vw＊是施加电压Vs的指令值。
图2中供给直流电压Vdc的电源设在电动机控制装置200的外部，但也可以包含在电动机控制装置200内。该电源例如能够通过AC/DC转换器实现。
控制器209例如包括电流指令生成部211、电流控制器212、坐标转换器213、 214、位置检测器215、乘法器216以及速度运算器217。
电流检测器218u、218v分别检测交流电流Iu、Iv。控制器209也可以包括电流检测器218u、218v。位置检测器215将电动机1的旋转位置作为其机械角下的旋转角度θm进行检测。乘法器216用旋转角度θm乘以极对数Pn，求出作为电角的旋转角度θ。交流电流Iu、Iv的值和旋转角度θ被输入坐标转换器214，坐标转换器214求出d轴电流id、q轴电流iq。
速度运算器217根据旋转角度θm求出机械角下的转速ωm。转矩指令τ＊、或转速ωm及其指令值ωm＊被输入电流指令生成部211，电流指令生成部211根据它们求出d轴电流id的指令值id＊、q轴电流iq的指令值iq＊。转矩指令τ＊是电动机1输出的转矩τ的指令值。
电流控制器212根据d轴电流id及其指令值id＊、q轴电流iq及其指令值iq＊，求出d轴电压vd的指令值vd＊和q轴电压vq的指令值vq＊。例如，通过使d轴电流id与其指令值id＊之间的偏差、q轴电流iq与其指令值iq＊之间的偏差接近零的反馈控制，求出指令值vd＊、vq＊。
坐标转换器213根据d轴电压vd的指令值vd＊、q轴电压vq的指令值vq＊以及旋转角度θ，生成三相电压指令值vu＊、vv＊、vw＊。
在本实施方式中，并非一定需要位置检测器215。也可以采用所谓的无传感器方式，即根据交流电流Iu、Iv和施加电压Vs求出旋转角度θm。
图3是将本实施方式中所采用的控制与转速ωm之间的关系用实线示出的曲线图。在图3(a)、(b)、(c)中，均在横轴采用转速ωm，且将转矩指令τ＊统一为某定值。
图3(a)、(b)、(c)分别在纵轴采用施加电压Vs的振幅|Vs|、轴偏差δC、 d轴电流id。此处，轴偏差δC设为轴10的轴向的平衡配重块13c侧的端部的位置 C(图1)处的轴偏差。
转速ωm在转速v1(也简称为“速度v1”，其他转速也以此类推)以下时，转速ωm越大，则振幅|Vs|越大。例如，上述控制能够采用最大转矩/电流(Maximum Torque PerAmpere，MTPA)控制、最大效率控制。图3中示例出转速ωm在速度 v1以下时进行最大转矩/电流控制的情况。并且，将转速ωm为速度v1时的振幅| Vs|作为电压值Vmax示出。
转速ωm在速度v2以上时，设振幅|Vs|小于电压值Vmax。速度v2在速度 v1以上。在本实施方式中，为了便于说明，将上述控制暂称为“电压降低控制”。图3(a)中示出v2＞v1且转速ωm越大则振幅|Vs|越小的情况作为上述控制之例。
当转速ωm大于速度v1且在速度v2以下时，不管转速ωm如何，振幅|Vs| 都等于速度v1下的振幅|Vs|(＝Vmax)。此时，对电动机1进行所谓的弱磁通控制。如果v1＝v2，则不会出现转速ωm大于速度v1且在速度v2以下的情况，不进行弱磁通控制。
控制器209根据上述施加电压Vs对转速ωm的依赖性，使输出电路210输出施加电压Vs。具体而言，控制器209生成并向输出电路210输出电压指令值vu＊、 vv＊、vw＊，电压指令值vu＊、vv＊、vw＊使输出电路210输出与转速ωm相应的施加电压Vs。
图4是示出控制器209对输出电路210的控制的流程图。该流程图是控制施加电压Vs的例行程序，该例行程序例如是对未图示的主例行程序的中断处理，通过中断处理开始该例行程序，通过该例行程序的结束，处理返回该主例行程序。该例行程序例如与该主例行程序一起由控制器209进行。
在步骤S401中对转速ωm和速度v1、v2进行比较。如果在步骤S401中判断出ωm≤v1则处理进入步骤S402。如果在步骤S401中判断出v1＜ωm≤v2则处理进入步骤S403。如果在步骤S401中判断出v2＜ωm则处理进入步骤S404。
在步骤S402中进行最大转矩/电流控制。或者也可以在步骤S402中进行最大效率控制来代替最大转矩/电流控制。或者也可以在步骤S402中切换进行最大转矩/电流控制和最大效率控制。
在步骤S403中振幅|Vs|采用电压值Vmax，例如进行弱磁通控制。在步骤 S404中进行电压降低控制，振幅|Vs|采用小于电压值Vmax的值。
在图3中，为了与本实施方式进行比较，虚线示出在不采用“电压降低控制”且转速ωm大于速度v2的情况下依然维持弱磁通控制的情况。不管采用最大转矩 /电流控制、最大效率控制、弱磁通控制中的哪一个，都是转速ωm越大则轴偏差δC越大。
图3中示出轴偏差δC的上限值δCo。预先实测或计算求出通过最大转矩/电流控制、最大效率控制或弱磁通控制，轴偏差δC取上限值δCo的速度v2。此处示例出以下情况：即使转速ωm上升并超过速度v1而从最大转矩/电流控制变为弱磁通控制，转速ωm在速度v2以下时，轴偏差δC也小于上限值δCo。也就是说，示例出的是以下情况：转速ωm在速度v2以下时，即使振幅|Vs|维持其电压值Vmax，轴偏差δC也小于上限值δCo。
转速ωm超过速度v2时，振幅|Vs|取小于电压值Vmax的值。这样一来，即使转速ωm变大，也能够将轴偏差δC抑制在上限值δCo以下。
例如，电压值Vmax是PWM逆变器210b能够从直流电压Vdc转换的交流电压的最大值。此处，因为采用最大转矩/电流控制，所以使振幅|Vs|达到电压值Vmax的速度v1与基本速度一致。此处，基本速度是通过最大转矩/电流控制能够使电动机1产生转矩τ的电动机1的转速的最大值。采用最大效率控制时，速度v1大于基本速度。
图5是以转速ωm为辅助变量示出轴偏差δC与振幅|Vs|之间的关系的曲线图。示出的是图3和图5使用同一转矩指令值τ＊的情况。下面，使用图5说明通过电压降低控制能将轴偏差δC抑制在上限值δCo以下的理由。
图5中示出转速ωm取速度v1、v5、v6、v7(其中，v1＜v2＜v5＜v6＜v7)时的轴偏差δC与振幅|Vs|之间的关系。维持转矩τ时，用于实现转速ωm的振幅| Vs|越大，则轴偏差δC越大。转速ωm越大，则轴偏差δC越大。
图5中还追加标出转速ωm取速度v3、v4、v2(其中，v3＜v4＜v1＜v2)时最大转矩/电流控制和弱磁通控制中所采用的振幅|Vs|下的轴偏差δC的值。图5 中的粗线表示本实施方式中采用的振幅|Vs|沿该粗线附带的箭头的方向随转速ωm上升而变化的情况。
随着转速ωm上升到速度v3、v4、v1，振幅|Vs|和轴偏差δC上升。并且，转速ωm达到速度v1时，振幅|Vs|达到电压值Vmax。因此，继续使转速ωm上升时，振幅|Vs|也不会继续增大。
并且，转速ωm达到速度v2之前，振幅|Vs|维持在电压值Vmax(粗线箭头在图5中与纵轴平行地从下往上延伸)。此时，进行弱磁通控制，轴偏差δC上升。
并且，转速ωm达到速度v2时，轴偏差δC达到上限值δCo，转速ωm超过速度 v2时，进行电压降低控制。这样一来，即使转速ωm变大，轴偏差δC也维持在上限值δCo。
当然，并不是说即使振幅|Vs|降低，轴偏差δC也一定会维持在上限值δCo。然而，如果振幅|Vs|降低到小于电压值Vmax，则与振幅|Vs|维持在电压值 Vmax的情况相比，轴偏差δC减小。就图3(b)而言，采用电压降低控制时，实线所示的曲线一定位于虚线所示的曲线的下方。换言之，电动机1旋转时，特定的旋转角度下的径向的应力减小。这有助于减少轴10相对于轴承14的不均匀接触。
如上所述，也可以振幅|Vs|降低，轴偏差δC小于上限值δCo。例如，电压降低控制中的振幅|Vs|也能够取小于图3(a)的实线所示的电压值的一定值。
在图3(c)中，在电压降低控制中也与弱磁通控制一样，d轴电流id降低(因为d轴电流id为负值，所以其绝对值增加)。不过，相对于转速ωm的上升，d轴电流id降低的倾斜程度在电压降低控制中比在弱磁通控制中更显著。
不过，与单纯的弱磁通控制不同，在电压降低控制中，振幅|Vs|取小于其最大值的值。
下面，使用数学式说明用于使轴偏差δC在上限值δCo以下的d轴电流id。
[表1]
Figure BDA0003281597470000111
轴偏差δC能够根据梁挠度的弹性方程式，用式(1)表示。
[数学式1]
δC＝kAFA+kBFB+kCFC…(1)
电动机1的电枢所包括的电枢绕组以在各相串联连接有多个线圈的情况为例。在此情况下，不平衡磁吸引力FB用式(2)表示。
[数学式2]
Figure BDA0003281597470000121
其中
Figure BDA0003281597470000122
并且，离心力FA、FC用式(3)表示，由式(1)、(2)、(3)导出式(4)。
[数学式3]
FAmArAωm 2，FC＝mCrCωm 2…(3)
[数学式4]
Figure BDA0003281597470000123
使q轴电流iq一定时，不仅值a、b一定，值c也一定。因此，由在式(4)中设δC＝δCo而得到的式(5)所示的关系可知，转速ωm的平方与d轴电流id的二次式成正比。即，根据转速ωm用式(5)决定d轴电流id，由此能够使轴偏差δC在上限值δCo以下。
[数学式5]
Figure BDA0003281597470000131
由式(5)可以理解，d轴电流id大于值(－b/2a)时，d轴电流id越小，则轴偏差δC也越小。并且，d轴电流id小于值(－b/2a)时，d轴电流id越小，则轴偏差δC越大。因此，从最大限度减小轴偏差δC的观点出发，d轴电流id取值(－ b/2a)较佳。
图6是以转速ωm为辅助变量示出电流振幅ia(任意单位)与轴偏差δC之间的关系的曲线图。其中，使转矩τ一定。此处，ia＝[id 2+iq 2]1/2，是将交流电流Iu、 Iv、Iw表示为电流矢量Ia时的电流矢量Ia的振幅。
图6中示出转速ωm取速度v1、v5、v6、v7时的轴偏差δC与电流振幅ia之间的关系。维持转矩τ时，用于实现转速ωm的电流振幅ia越大，则轴偏差δC越小。转速ωm越大，则轴偏差δC越大。
图6中还追加标出转速ωm取速度v2时弱磁通控制中所采用的电流振幅ia下的轴偏差δC的值(其相当于上限值δCo)。此时，振幅|Vs|取电压值Vmax，电流振幅ia取如后述求出的值ia＾。在最大转矩/电流控制中，转速ωm在速度v1 以下时，电流振幅ia取值ia0。
图7是示出以转矩τ为规定的值时转速ωm与电流振幅ia(任意单位，但与图 6的单位一致)之间的关系的曲线图。实线示出ωm＞v2时采用电压降低控制的情况，虚线示出ωm＞v2时采用弱磁通控制的情况。分别示出ωm≤v1时采用最大转矩 /电流控制的情况和v1＜ωm≤v2时采用弱磁通控制的情况。
因此，转速ωm超过速度v2时，电流振幅ia取大于在弱磁通控制中所采用的值(其大于值ia＾)的值，由此能够进行上述电压降低控制。
也就是说，转速ωm超过速度v2时，控制器209使输出电路210向电动机1 输出交流电流Iu、Iv、Iw，该交流电流Iu、Iv、Iw能够得到电流振幅ia的电流矢量Ia，该电流振幅ia的值大于在弱磁通控制中所采用的电流振幅ia的值(其大于值ia＾)。
在弱磁通控制中所采用的电流振幅ia的值能够如下求出。导入作为电角的转速ω、转矩τ(也可以用转矩指令值τ＊代替)、电动机1的d轴电感Ld、q轴电感Lq、由电动机1所具有的场磁体即永磁铁产生的磁场磁通Ψa、电动机1的电阻Ra、 d轴电压vd和q轴电压vq(也可以分别用它们各自的指令值vd＊、vq＊代替)、微分算子p，式(6)、(7)、(8)、(9)成立。
[数学式6]
Figure BDA0003281597470000141
[数学式7]
Figure BDA0003281597470000142
[数学式8]
τ＝PnΨaiq+Pn(Ld-Lq)idiq…(8)
[数学式9]
Figure BDA0003281597470000143
因为转速ω能够通过转速ωm与极对数Pn的乘积求出，所以设ω＝Pn·ωm时，将式(6)、(7)、(8)、(9)联立而得到的电流振幅ia是在弱磁通控制中所采用的电流振幅ia的值。设式(6)的左边为ω＝Pn·v1时，将式(6)、(7)、(8)、(9) 联立而得到的电流振幅ia为值ia0。
图8是以转速ωm为辅助变量示出电流矢量Ia的相对于q轴的相位β与轴偏差δC之间的关系的曲线图。其中，使转矩τ一定。此处，存在(10)的关系。
[数学式10]
Figure BDA0003281597470000144
图8中示出转速ωm取速度v1、v5、v6、v7时的轴偏差δC与相位β之间的关系。维持转矩τ时，用于实现转速ωm的相位β越大，则轴偏差δC越小。转速ωm越大，则轴偏差δC越大。
图8中还追加标出转速ωm取速度v2时弱磁通控制中所采用的相位β下的轴偏差δC的值(其相当于上限值δCo)。此时，振幅|Vs|取电压值Vmax，相位β取如后述求出的值β＾。在最大转矩/电流控制中，转速ωm在速度v1以下时，相位β取值β0。
图9是示出以转矩τ为规定的值时的转速ωm与相位β之间的关系的曲线图。实线示出ωm＞v2时采用电压降低控制的情况，虚线示出ωm＞v2时采用弱磁通控制的情况。分别示出ωm≤v1时采用最大转矩/电流控制的情况和v1＜ωm≤v2时采用弱磁通控制的情况。
因此，转速ωm超过速度v2时，相位β取大于在弱磁通中所采用的值(其大于值β＾)的值，由此能够进行上述电压降低控制。
也就是说，转速ωm超过速度v2时，控制器209使输出电路210向电动机1 输出交流电流Iu、Iv、Iw，该交流电流Iu、Iv、Iw能够得到相位β，该相位β的值大于在弱磁通控制中所采用的相位β的值。
设ω＝Pn·ωm时，将式(6)、(7)、(8)、(10)联立而得到的相位β是在弱磁通控制中所采用的相位β的值。设式(6)的左边为ω＝Pn·v1时，将式(6)、(7)、 (8)、(10)联立而得到的相位β为值β0。
图10是以转速ωm为辅助变量示出d轴电流id(＜0，任意单位)与轴偏差δC之间的关系的曲线图。
图10中示出转速ωm取速度v1、v5、v6、v7时的轴偏差δC与d轴电流id之间的关系。其中，使转矩τ一定。维持转矩τ时，用于实现转速ωm的d轴电流id越大(绝对值越小)，则轴偏差δC越大。转速ωm越大，则轴偏差δC越大。
图10中还追加标出转速ωm取速度v2时弱磁通控制中所采用的d轴电流id下的轴偏差δC的值(其相当于上限值δCo)。此时，振幅|Vs|取电压值Vmax，d轴电流id取如后述求出的值id＾。在最大转矩/电流控制中，转速ωm在速度v1以下时，d轴电流id取值id0(也参照图3(c))。
因此，转速ωm超过速度v2时，d轴电流id取小于在弱磁通控制中所采用的值 (其小于值id＾)的值(绝对值较大的值)，由此能够进行上述电压降低控制。
也就是说，转速ωm超过速度v2时，控制器209使输出电路210向电动机1 输出交流电流Iu、Iv、Iw，该交流电流Iu、Iv、Iw具有d轴分量，该d轴分量的值小于在弱磁通控制中所采用的d轴电流id的值。
图11是以转速ωm为辅助变量示出q轴电流iq(任意单位)与轴偏差δC之间的关系的曲线图。其中，使转矩τ一定。
图11中示出转速ωm取速度v1、v5、v6、v7时的q轴电流iq与轴偏差δC之间的关系。维持转矩τ时，用于实现转速ωm的q轴电流iq越大，则轴偏差δC越大。转速ωm越大，则轴偏差δC越大。
图11中还追加标出转速ωm取速度v2时弱磁通控制中所采用的q轴电流iq下的轴偏差δC的值(其相当于上限值δCo)。此时，振幅|Vs|取电压值Vmax，q轴电流iq取如后述求出的值iq＾。在最大转矩/电流控制中，转速ωm在速度v1以下时，q轴电流iq取值iq0。
因此，转速ωm超过速度v2时，q轴电流iq取小于在弱磁通中所采用的值(其小于值iq＾)的值，由此能够进行上述电压降低控制。
图12是示出以转矩τ为规定的值时转速ωm与q轴电流iq(任意单位，但与图 11的单位一致)之间的关系的曲线图。实线示出ωm＞v2时采用电压降低控制的情况，虚线示出ωm＞v2时采用弱磁通控制的情况。分别示出ωm≤v1时采用最大转矩 /电流控制的情况和v1＜ωm≤v2时采用弱磁通控制的情况。
也就是说，转速ωm超过速度v2时，控制器209使输出电路210向电动机1 输出交流电流Iu、Iv、Iw，该交流电流Iu、Iv、Iw具有q轴分量，该q轴分量的值小于在弱磁通控制中所采用的q轴电流iq的值。
设ω＝Pn·ωm时，将(6)、(7)、(8)联立得到的d轴电流id、q轴电流iq分别为在弱磁通控制中所采用的d轴电流、q轴电流。设式(6)的左边为ω＝Pn·v1时，将式(6)、(7)、(8)联立得到的d轴电流id、q轴电流iq分别为值id0、iq0。
图13是示出磁场磁通矢量Ψa、电枢反作用的磁通矢量Ψb、一次磁通矢量λ0的关系的矢量图。在图13中，为了明确示出上述磁通矢量Ψa、Ψb、λ0为矢量，在它们各自的符号上标出箭头。不过，在本实施方式的说明中，上述矢量的振幅也用相同的符号表示，称为磁场磁通Ψa、磁通Ψb、一次磁通λ0。
一次磁通矢量λ0是磁通矢量(－Ψb)和磁场磁通矢量Ψa合成得到的。负载角δ0是一次磁通矢量λ0相对于磁场磁通矢量Ψa的相位。一次磁通λ0用式(11)表示。一次磁通λ0与负载角δ0之间存在式(12)的关系。
[数学式11]
Figure BDA0003281597470000171
[数学式12]
Figure BDA0003281597470000172
α轴、β轴是电动机1中的固定坐标系的坐标轴。d轴、q轴是旋转坐标系的坐标轴，它们各自的含义如上所述。磁场磁通矢量Ψa与d轴同相位且在矢量图中彼此方向一致。M轴、T轴分别表示与一次磁通矢量λ0同相位的坐标轴和相对于该相位前进90度的坐标轴。一次磁通矢量λ0和M轴在矢量图中彼此方向一致。以下，也将在电动机1中流动的三相交流电流Iu、Iv、Iw的M轴分量称为M轴电流 iM，且将T轴分量称为T轴电流iT。T轴电流iT用式(13)表示。
[数学式13]
iT＝-idsinδo+iqcosδo…(13)
图14是以转速ωm为辅助变量示出T轴电流iT(任意单位)与轴偏差δC之间的关系的曲线图。其中，使转矩τ一定。
图14中示出转速ωm取速度v1、v5、v6、v7时的轴偏差δC与T轴电流iT之间的关系。维持转矩τ时，用于实现转速ωm的T轴电流iT越大，则轴偏差δC越小。转速ωm越大，则轴偏差δC越大。
图14中还追加标出转速ωm取速度v2时弱磁通控制中所采用的T轴电流iT下的轴偏差δC的值(其相当于上限值δCo)。此时，振幅|Vs|取电压值Vmax，T轴电流iT取如后述求出的值iT^。在最大转矩/电流控制中，转速ωm在速度v1以下时，T轴电流iT取值iT0。
因此，转速ωm超过速度v2时，T轴电流iT取大于在弱磁通中所采用的值(其大于值iT^)的值，由此能够进行上述电压降低控制。
图15是示出以转矩τ为规定的值时转速ωm与T轴电流iT(任意单位，但与图 14的单位一致)之间的关系的曲线图。实线示出ωm＞v2时采用电压降低控制的情况，虚线示出ωm＞v2时采用弱磁通控制的情况。示出ωm≤v1时采用最大转矩/电流控制的情况和v1＜ωm≤v2时采用弱磁通控制的情况。
也就是说，转速ωm超过速度v2时，控制器209使输出电路210向电动机1 输出交流电流Iu、Iv、Iw，该交流电流Iu、Iv、Iw具有T轴分量，该T轴分量的值大于在超过速度v2的速度下实施弱磁通控制时在电动机1中流动的交流电流Iu、 Iv、Iw的T轴分量(T轴电流iT)的值。
设ω＝Pn·ωm时，将式(6)、(7)、(8)、(12)、(13)联立得到的T轴电流iT是实施弱磁通控制时的T轴电流iT的值。设式(6)的左边为ω＝Pn·v1时，将式 (6)、(7)、(8)、(12)、(13)联立得到的T轴电流iT为值iT0。
图16是以转速ωm为辅助变量示出一次磁通λ0(任意单位)与轴偏差δC之间的关系的曲线图。其中，使转矩τ一定。
图16中示出转速ωm取速度v1、v5、v6、v7时的轴偏差δC与一次磁通λ0之间的关系。维持转矩τ时，用于实现转速ωm的一次磁通λ0越大，则轴偏差δC越大。转速ωm越大，则轴偏差δC越大。
图16中还追加标出转速ωm取速度v2时弱磁通控制中所采用的一次磁通λ0下的轴偏差δC的值(其相当于上限值δCo)。此时，振幅|Vs|取电压值Vmax，一次磁通λ0取如后述求出的值λ0＾。在最大转矩/电流控制中，转速ωm在速度 v1以下时，一次磁通λ0取值λ00。
因此，转速ωm超过速度v2时，产生一次磁通λ0，该一次磁通λ0的值取小于实施弱磁通控制时的一次磁通的值，由此能够进行上述电压降低控制。
图17是示出以转矩τ为规定的值时转速ωm与一次磁通λ0(任意单位，但与图 16的单位一致)之间的关系的曲线图。实线示出ωm＞v2时采用电压降低控制的情况，虚线示出ωm＞v2时采用弱磁通控制的情况。分别示出ωm≤v1时采用最大转矩 /电流控制的情况和v1＜ωm≤v2时采用弱磁通控制的情况。
也就是说，转速ωm超过速度v2时，控制器209使输出电路210向电动机1 输出交流电流Iu、Iv、Iw，该交流电流Iu、Iv、Iw使电动机1产生一次磁通λ0，该一次磁通λ0的值小于实施弱磁通控制时的一次磁通的值。
设ω＝Pn·ωm时，将式(6)、(7)、(8)、(11)联立得到的一次磁通λ0为实施弱磁通控制时的一次磁通λ0的值。设式(6)的左边为ω＝Pn·v1时，将式(6)、(7)、 (8)、(11)联立得到的一次磁通λ0为值λ00。
图18是以转速ωm为辅助变量示出负载角δ0与轴偏差δC之间的关系的曲线图。其中，使转矩一定。
图18中示出转速ωm取速度v1、v5、v6、v7时的轴偏差δC与负载角δ0之间的关系。维持转矩τ时，用于实现转速ωm的负载角δ0越大，则轴偏差δC越小。转速ωm越大，则轴偏差δC越大。
图18中还追加标出转速ωm取速度v2时弱磁通控制中所采用的负载角δ0下的轴偏差δC的值(其相当于上限值δCo)。此时，振幅|Vs|取电压值Vmax，负载角δ0取如后述求出的值δ0＾。在最大转矩/电流控制中，转速ωm在速度v1以下时，负载角δ0取值δ00。
因此，转速ωm超过速度v2时，负载角δ0的值取大于实施弱磁通控制时的负载角的值，由此能够进行上述电压降低控制。
图19是示出以转矩τ为规定的值时的转速ωm与负载角δ0之间的关系的曲线图。实线示出ωm＞v2时采用电压降低控制的情况，虚线示出ωm＞v2时采用弱磁通控制的情况。分别示出ωm≤v1时采用最大转矩/电流控制的情况和v1＜ωm≤v2 时采用弱磁通控制的情况。
也就是说，转速ωm超过速度v2时，控制器209使输出电路210输出交流电流Iu、Iv、Iw，该交流电流Iu、Iv、Iw使电动机1产生负载角δ0，该负载角δ0的值大于实施弱磁通控制时的负载角的值。
设ω＝Pn·ωm时，将式(6)、(7)、(8)、(12)联立得到的负载角δ0为实施弱磁通控制时的负载角δ0的值。设式(6)的左边为ω＝Pn·v1，将式(6)、(7)、(8)、 (12)联立得到的负载角δ0为值δ00。
图20是以转速ωm为辅助变量示出瞬时实功率Po(任意单位)与轴偏差δC之间的关系的曲线图。其中，使转矩一定。
图20中示出转速ωm取速度v1、v5、v6、v7时的轴偏差δC与瞬时实功率Po 之间的关系。瞬时实功率Po是输出电路210向电动机1供给的瞬时实功率。瞬时实功率Po也可以说是电动机1产生的瞬时实功率。Po＝vd·id+vq·iq，例如能够使用指令值vd＊、vq＊通过vd＊·id+vq＊·iq计算。
维持转矩τ时，用于实现转速ωm的瞬时实功率Po越大，则轴偏差δC越小。转速ωm越大，则轴偏差δC越大。
图20中还追加标出转速ωm取速度v2时弱磁通控制中所采用的瞬时实功率Po 下的轴偏差δC的值(其相当于上限值δCo)。此时，振幅|Vs|取电压值Vmax，瞬时实功率Po取值Po＾(＝vd＊·id＾+vq＊·iq＾)。在最大转矩/电流控制中，转速ωm在速度v1以下时，瞬时实功率Po在值Po0(＝vd＊·id0+vq＊·iq0)以下。
因此，转速ωm超过速度v2时，瞬时实功率Po的值取大于实施弱磁通控制时的瞬时实功率的值，由此能够进行上述电压降低控制。
图21是示出以转矩τ为规定的值时转速ωm与瞬时实功率Po(任意单位，但与图20的单位一致)之间的关系的曲线图。实线示出ωm＞v2时采用电压降低控制的情况，虚线示出ωm＞v2时采用弱磁通控制的情况。分别示出ωm≤v1时采用最大转矩/电流控制的情况和v1＜ωm≤v2时采用弱磁通控制的情况。
也就是说，转速ωm超过速度v2时，控制器209使输出电路210向电动机1 输出瞬时实功率Po，该瞬时实功率Po的值大于实施弱磁通控制时的瞬时实功率的值。
图22是示出控制器209的第一变形的方框图。在第一变形中，仅提取示出图 2所示的电流指令生成部211和电流控制器212附近。在第一变形中，在控制器209 中且电流指令生成部211与电流控制器212之间设有限制器219，将d轴电流id的指令值id＊限制在上限值idlim以下。具体而言，如果从电流指令生成部211得到的指令值id＊超过上限值idlim，则限制器219向电流控制器212输入上限值idlim作为指令值id＊。
在第一变形中，在控制器209中，还设有上限值计算部220。上限值计算部220 使用q轴电流iq的指令值iq＊、转速ωm的指令值ωm＊、轴偏差δC的上限值δCo计算上限值idlim。将式(5)变形能够得到式(14)。
[数学式14]
Figure BDA0003281597470000201
能够将上限值idlim作为下述值计算，该值是在式(14)中采用指令值ωm＊作为转速ωm而得到的d轴电流id的值。
如上所述，从最大限度减小轴偏差δC的观点出发，d轴电流id取值(－b/2a) 较佳。因此，避免使idlim＜(－b/2a)较佳。idlim＜(－b/2a)时，例如采用使指令值ωm＊降低的控制(下垂控制)较佳。
图23是示出控制器209的第二变形的方框图。第二变形能够采用所谓的一次磁通控制，即控制一次磁通λ0。
控制器209例如包括电压指令生成部221、坐标转换器223、224以及角度运算部227。
角度运算部227根据作为电角的转速ω的指令值ω＊和T轴电流iT，使用公知的手法求出M轴的转速ωOC，并进一步得到M轴的位置θOC。坐标转换器224 根据交流电流Iu、Iv的值和位置θOC，求出M轴电流iM、T轴电流iT。
电压指令生成部221根据M轴电流iM、T轴电流iT和一次磁通λ0的指令值λ0＊、转速ωOC，求出T轴电压vT的指令值vT＊、M轴电压vM的指令值vM＊。
在坐标转换器223中，根据指令值vT＊、vM＊以及位置θOC，生成三相电压指令值vu＊、vv＊、vw＊。
控制器209还包括限制器229和上限值计算部220、225。限制器229将一次磁通λ0的指令值λ0＊限制在上限值λ0lim以下。具体而言，如果指令值λ0＊超过上限值λ0lim，则限制器229向电压指令生成部221输入上限值λ0lim作为指令值λ0＊。
在上限值计算部220中，能够将上限值idlim作为下述值计算，该值是在式(14) 中，采用指令值ωm＊作为转速ωm且采用q轴电流iq的推定值iqe作为q轴电流iq而得到的d轴电流id的值。
上限值计算部225能够将上限值λ0lim作为下述值计算，该值是在式(11)中采用id＝idlim、iq＝iqe而得到的一次磁通λ0的值。
将式(12)变形能够得到式(15)。由式(4)、(15)能够得到式(16)。由式 (16)可知，如果负载角δ0和轴偏差δC为一定值，则转速ωm的平方与一次磁通λ0的二次式成正比。
[数学式15]
Figure BDA0003281597470000211
[数学式16]
Figure BDA0003281597470000221
上限值λ0lim也可以在δC＝δCo、ωm＝ωm＊的条件下使用式(16)求出。
如上所述，电动机控制装置200包括PWM逆变器210b和控制器209。PWM 逆变器210b向电动机1输出施加于电动机1的施加电压Vs。控制器209控制PWM 逆变器210b工作。电动机1利用轴10的旋转驱动作为其负载的压缩机构20。PWM 逆变器210b包含于输出电路210中。
在上述实施方式中，例如，使电动机1输出规定的转矩τ之际，
(i)转速ωm在速度v1以下时，转速ωm越大，则振幅|Vs|越大(例如，最大转矩/电流控制、最大效率控制)；
(ii)转速ωm大于速度v2(≥v1)时的振幅|Vs|小于速度v1下的振幅|Vs| 的电压值Vmax(电压降低控制)；
(iii)转速ωm大于速度v1且在速度v2以下时的振幅|Vs|为电压值Vmax (例如，弱磁通控制)。
例如，在电压降低控制中，转速ωm大于速度v2时，转速ωm越大，则振幅| Vs|越小。
使电动机1产生规定的转矩τ之际，转速ωm超过速度v2时，控制器209使 PWM逆变器210b进行例如以下动作：
(iia)向电动机1输出交流电流Iu、Iv、Iw，该交流电流Iu、Iv、Iw的相位β大于在超过速度v2的速度下应用弱磁通控制时在电动机1中流动的交流电流Iu、 Iv、Iw的相位β；
(iib)向电动机1输出交流电流Iu、Iv、Iw，该交流电流Iu、Iv、Iw能够得到电流振幅ia的电流矢量Ia，该电流振幅ia大于在超过速度v2的速度下应用弱磁通控制时在电动机1中流动的交流电流Iu、Iv、Iw的电流矢量Ia的电流振幅ia；
(iic)向电动机1输出交流电流Iu、Iv、Iw，该交流电流Iu、Iv、Iw的d轴分量(d轴电流id)小于在超过速度v2的速度下应用弱磁通控制时在电动机1中流动的交流电流Iu、Iv、Iw的d轴分量(d轴电流id的值id)；
(iid)向电动机1输出交流电流Iu、Iv、Iw，该交流电流Iu、Iv、Iw的q轴分量(q轴电流iq)小于在超过速度v2的速度下应用弱磁通控制时在电动机1中流动的交流电流Iu、Iv、Iw的q轴分量(q轴电流iq的值iq)；
(iie)向电动机1输出交流电流Iu、Iv、Iw，该交流电流Iu、Iv、Iw的T轴分量(T轴电流iT)大于在超过速度v2的速度下应用弱磁通控制时在电动机1中流动的交流电流Iu、Iv、Iw的T轴分量(T轴电流iT的值iT)；
(iif)向电动机1输出交流电流Iu、Iv、Iw，该交流电流Iu、Iv、Iw使电动机1产生一次磁通λ0，该一次磁通λ0的振幅小于在超过速度v2的速度下应用弱磁通控制时在电动机1中产生的一次磁通(更准确而言是其振幅的值λ0)；
(iig)向电动机1输出交流电流Iu、Iv、Iw，该交流电流Iu、Iv、Iw使电动机1产生一次磁通λ0，该一次磁通λ0的负载角δ0大于在超过速度v2的速度下应用弱磁通控制时在电动机1中产生的一次磁通λ0的负载角δ0；或
(iih)向电动机1输出瞬时实功率Po，该瞬时实功率Po大于在超过速度v2 的速度下应用弱磁通控制时在电动机1中产生的瞬时实功率Po。
并非必须采用最大转矩/电流控制、最大效率控制、弱磁通控制。一般而言，产品系统所采用的电动机的转速的最大值依该产品系统而定。此处，就实施方式而言，产品系统包括电动机1、电动机控制装置200以及电动机1驱动的压缩机构20。振幅|Vs|的最大值取决于转速ωm。
下面，为了方便说明，对各量做出定义。将依产品系统而定的电动机1的转速ωm的最大值设为速度ωMAX。将电动机1以速度ωMAX旋转时振幅|Vs|能取的最大值设为电压值Vmax_ωMAX。将电动机1以小于速度ωMAX的速度ω3旋转时振幅| Vs|能取的最大值设为电压值Vmax_ω3。
如上所述，转速越高则轴偏差δC越大，能够通过使振幅|Vs|变小而使轴偏差δC变小。因此，电动机1以速度ωMAX旋转时，从PWM逆变器210b输出小于电压值Vmax_ωMAX的施加电压Vs较佳。
另一方面，从减少消耗的电流的观点出发，振幅|Vs|取电动机1旋转时能取的最大值较佳。因此，至少在一个速度ω3下，从PWM逆变器210b输出振幅| Vs|为电压值Vmax_ω3的施加电压Vs较佳。
上述内容可以总结如下：
(a)使PWM逆变器210b输出具有小于电压值Vmax_ωMAX的振幅|Vs|的施加电压Vs，使电动机1以速度ωMAX旋转而驱动负载(例如压缩机构20)；
(b)使PWM逆变器210b输出具有电压值Vmax_ω3的振幅|Vs|的施加电压 Vs，使电动机1以速度ω3(＜ωMAX)旋转而驱动负载。此处，
(c)电压值Vmax_ωMAX是电动机1以速度ωMAX驱动负载时振幅|Vs|能取的值的最大值；
(d)速度ωMAX是电动机1驱动负载时的转速ωm的最大值；
(e)电压值Vmax_ω3是电动机1以速度ω3驱动负载时振幅|Vs|能取的值的最大值；
(f)速度ω3小于速度ωMAX(上述条件不需要在小于速度ωMAX的所有转速ωm下成立)。
换言之，
(g)在速度ωMAX下，振幅|Vs|相对于电压值Vmax_ωMAX的比小于1；
(h)在小于速度ωMAX的某一速度ω3下，振幅|Vs|相对于电压值Vmax_ω3 的比等于1。
转速ωm越高，则轴偏差δC越大，这不限于电动机1以速度ωMAX旋转的情况。并且，电压降低控制能够以基本速度(定义如下：通过最大转矩/电流控制或最大效率控制能够使电动机1产生转矩τ的电动机1的转速的最大速度)以上的转速ωm进行。因此，可以导入电动机1输出规定的转矩τ时的基本速度ωb、速度ω1(≥ωb)、ω2(＞ω1)、电压值Vmax_ω1、电压值Vmax_ω2，并存在以下关系。其中，将以速度ω1旋转时振幅|Vs|能取的最大值作为电压值Vmax_ω1，将以速度ω2旋转时振幅|Vs|能取的最大值作为电压值Vmax_ω2。
电动机1输出规定的转矩τ之际，
(i)在输出该转矩τ时的基本速度ωb以上的某一速度ω1下，振幅|Vs|相对于电压值Vmax_ω1的比为第一比；
(j)在大于速度ω1的某一速度ω2下，振幅|Vs|相对于电压值Vmax_ω2的比为第二比；
(k)第二比小于第一比(上述条件不需要在基本速度ωb以上的所有转速ωm下都成立)。
换言之，电动机1输出规定的转矩τ时的转速ωm在输出该转矩τ时的基本速度ωb以上时，
(l)使PWM逆变器210b输出具有用电压值Vmax_ω1乘以第一比而得到的振幅|Vs|的施加电压Vs，使电动机1以速度ω1旋转，且使电动机1输出该转矩τ；
(m)使PWM逆变器210b输出具有用电压值Vmax_ω2乘以第二比而得到的振幅|Vs|的施加电压Vs，使电动机1以速度ω2旋转，且使电动机1输出该转矩τ；
(n)电压值Vmax_ω1是电动机1以速度ω1输出该转矩τ时振幅|Vs|能取的值的最大值；
(o)电压值Vmax_ω2是电动机1以速度ω2输出该转矩τ时振幅|Vs|能取的值的最大值；
(p)速度ω2大于速度ω1；
(q)第二比小于第一比。
因为存在ω2＞ω1≥ωb的关系，所以速度ω2也可以是电动机1输出该转矩τ时转速ωm能取的最大值ωmax。如果ω1＝v1，则Vmax＝Vmax_ω1。
下面以图3为例说明v2＞ωb且维持转矩τ的情况。如上所述，v6＞v5＞v2。
(l’)使电动机1以速度v5旋转。此时的振幅|Vs|具有用第一电压值乘以第一比而得到的值；
(m’)使电动机1以速度v6旋转。此时的振幅|Vs|具有用第二电压值乘以第二比而得到的值；
(n’)第一电压值是电动机1以速度v5输出转矩τ时振幅|Vs|能取的值的最大值；
(o’)第二电压值是电动机1以速度v6输出转矩τ时振幅|Vs|能取的值的最大值；
(p’)速度v6大于速度v5；
(q’)第二比小于第一比。
通过上述控制使电动机1旋转时的特定的旋转角度下的径向的应力减小。这有助于减轻轴10对轴承14的不均匀接触。
供给直流电压Vdc的电源设在电动机控制装置200的外部，但也可以包含在电动机控制装置200中。该电源例如能够通过AC/DC转换器实现。下面，说明上述情况下PWM逆变器210b输出的施加电压Vs的振幅|Vs|。
该转换器将交流电压Vin转换为直流电压Vdc。在该转换中，交流电流Iin流入转换器，转换器输出直流电流Idc。导入转换器的输入侧的功率因数cosΦin、转换器转换时的损耗Ploss1。
在下述说明中，PWM逆变器210b输出交流电压Vout、交流电流Iout。导入 PWM逆变器210b的输出侧的功率因数cosΦout、PWM逆变器210b转换时的损耗 Ploss2。
关于转换器，根据能量守恒定律，下式(17)成立。第一式的右边第二项表示因转换器损耗而引起的电压下降。导入转换器的变压比a。
[数学式17]
Vdc＝Vin×a-Ploss1/Idc、a＝Iin×cosΦin/Idc…(17)
关于PWM逆变器210b，根据能量守恒定律，下式(18)成立。第一式的右边第二项表示因转换器损耗而引起的电压下降。导入PWM逆变器210b的调制率 b。
[数学式18]
Vout＝Vdc×b-Ploss2/(Iout×cosΦout)、b＝Idc/Iout/cosΦout …(18)
根据式(17)、(18)，下式成立。
[数学式19]
Vout＝(Vin×a-Ploss1/Idc)×b-Ploss2/(Iout×cosΦout)
＝Vin×a×b-b×Ploss1/Idc-Ploss2/(Iout×cosΦout)…(19)
根据式(19)，从PWM逆变器210b输出的交流电压Vout由转换器转换的交流电压Vin、变压比a、调制率b、转换器的损耗Ploss1、PWM逆变器210b的损耗Ploss2、输入PWM逆变器210b的直流电流Idc、PWM逆变器210b输出的交流电流Iout、PWM逆变器210b的功率因数cosΦout唯一确定。需要说明的是，只要被PWM逆变器210b施加电压的电动机所采用的产品系统、该电动机的转矩、转速确定，变压比a、调制率b、损耗Ploss1、Ploss2、直流电流Idc、交流电流Iout、功率因数cosΦout就唯一确定。
因此，只要电源电压、产品系统、转矩τ、转速ωm确定，上述实施方式的振幅|Vs|就唯一确定。不过，由AC/DC转换器实现供给直流电压Vdc的电源时，振幅|Vs|也取决于输入该转换器的交流电压Vin。
下面进一步说明振幅|Vs|的最大值。根据式(19)，交流电压Vout在变压比a、调制率b达最大时取最大值。导入变压比a、调制率b各自的最大值aMAX、 bMAX，则交流电压Vout的最大值VoutMAX由下式(20)决定。
[数学式20]
VoutMAX＝Vin×aMAX×bMAX-bMAX×Ploss1/Idc -Ploss2/(Iout×cosΦout)…(20)
最大值aMAX、bMAX均由各产品系统唯一决定。如上所述，只要电源电压、产品系统、转矩τ、转速ωm确定，振幅|Vs|就唯一确定。因此，只要电源电压、产品系统、转矩τ、转速ωm确定，振幅|Vs|的最大值也唯一确定。例如，在某一产品系统中或某一电源电压下维持同一转矩τ时，电压值Vmax_ω1、Vmax_ω2、 Vmax_ω3、Vmax_ωMAX分别由速度ω1、ω2、ω3、ωMAX唯一确定。
不过，由AC/DC转换器实现供给直流电压Vdc的电源时，上述电压值也取决于输入该转换器的交流电压Vin。
(电动机的构成)
下面，参照图24～图26，说明本实施方式的电动机1的构成。
如图24所示，电动机1的定子11包括定子铁芯30和线圈33。
定子铁芯30具有背轭部31和多个定子齿部32。背轭部31是实质上形成为圆筒状的部分。背轭部31由磁性材料(例如，电磁钢板)构成。
多个定子齿部32是从背轭部31的内周向内径方向突出的部分。各定子齿部 32与背轭部31构成为一体。各定子齿部32由磁性材料(例如，电磁钢板)构成。
线圈33卷绕在多个定子齿部32上。线圈33由被绝缘覆盖的导体(例如，铜) 构成。线圈33通过集中绕组方式卷绕在各定子齿部32上。需要说明的是，线圈 33也可以通过分布绕组方式卷绕在多个定子齿部32上。
如图24和图25所示，电动机1的转子12包括转子铁芯40和多个永磁铁42。
转子铁芯40实质上形成为圆筒状。转子铁芯40由磁性材料(例如，电磁钢板) 构成。在转子铁芯40上，沿周向排列形成有多个磁铁插孔41。
各磁铁插孔41呈朝向径向内侧突出的V字形。各磁铁插孔41具有两个磁铁插入部41a和两个隔磁桥部41b。磁铁插入部41a是从径向内侧向径向外侧倾斜延伸的部分。隔磁桥部41b是与磁铁插入部41a的径向外侧端连续形成的空隙部分。隔磁桥部41b沿转子铁芯40的外周面呈直线状延伸。
各永磁铁42形成为扁平的长方体状。各永磁铁42插入各磁铁插孔41的各磁铁插入部41a。各永磁铁42例如由含有稀土类的烧结磁铁构成，但不限于此。
插入同一磁铁插孔41的一对永磁铁42以形成一个磁极43的方式被磁化。相邻的磁铁插孔41的永磁铁42形成彼此极性不同的磁极43。此处，“磁极43”是指下述区域，如图26所示，该区域是根据转子12的表面(具体而言是外周面)的磁场的方向(在该图中用箭头表示)是朝径向外侧还是朝径向内侧而将该转子12沿周向分割而成的区域。
在本实施方式中，形成有周向长度实质上彼此相等的六个磁极43。此处，磁极43的“周向长度”是指转子12的外周面中与各磁极43对应的区域的周向长度。当各磁极43以其磁极中心为基准被分割为旋转方向侧和反旋转方向侧时，各磁极 43的旋转方向侧的半部43a的形状和反旋转方向侧的半部43b的形状以磁极中心为基准是非对称的。
如图25所示，在转子铁芯40中，当各磁极43以其磁极中心为基准被分割为旋转方向侧和反旋转方向侧时，在所有磁极43的旋转方向侧的半部43a，形成有作为磁阻部51、52的空隙51。空隙51布置在转子铁芯40中比永磁铁42靠径向外侧的位置。空隙51布置在通过磁极43的永磁铁42中旋转方向侧的端部(更具体而言是永磁铁42的旋转方向侧且径向外侧的角部)和转子12的轴心O的直线与通过磁极43的磁极中心和转子12的轴心O的直线之间。
空隙51的周向长度比其附近的隔磁桥部41b的周向长度短。空隙51的径向长度实质上等于其附近的隔磁桥部41b的径向长度。空隙51与转子12的外周面之间的距离实质上等于其附近的隔磁桥部41b与转子12的外周面之间的距离。空隙51 沿轴向贯穿转子铁芯40。空隙51构成磁饱和促进单元，磁饱和促进单元使磁极43 的旋转方向侧的半部43a容易磁饱和。
－第一实施方式的效果－
本实施方式的电动机1包括转子12和定子11，所述转子12具有转子铁芯40、轴10以及多个永磁铁42，所述轴10插入并固定在该转子铁芯40中，多个所述永磁铁42形成沿周向排列的多个磁极43，所述磁极43是根据所述转子12的表面的磁场的方向是朝径向外侧还是朝径向内侧而将所述转子12沿周向分割而成的区域，所述轴10相对于所述转子铁芯40仅在轴向单侧被支承着能够旋转，所述转子铁芯40具有磁饱和促进单元50，将各所述磁极43以其磁极中心为基准分割为旋转方向侧和反旋转方向侧时，所述磁饱和促进单元50使包括所述永磁铁42的至少一个所述磁极43的所述旋转方向侧的半部43a容易磁饱和，所述磁饱和促进单元50设在比所述永磁铁42靠径向外侧的位置，以通过所述磁极43的磁极中心和所述转子 12的轴心O的直线L1为基准，该磁极43的所述旋转方向侧的半部43a的形状和所述反旋转方向侧的半部43b的形状是非对称的。因此，磁饱和促进单元50使磁极43的旋转方向侧的半部43a容易磁饱和。这样一来，能够减小电动机1中产生的不平衡磁吸引力。
此处，对不平衡磁吸引力的产生机制和不平衡磁吸引力因磁饱和而减小的理由进行说明。
首先，说明不平衡磁吸引力的产生机制。当转子12偏心时，在转子12和定子 11彼此接近的区域，磁通量增加，二者之间的径向的磁吸引力增大，而在转子12 和定子11彼此远离的区域，磁通量减少，二者之间的径向的磁吸引力降低。这样一来，作用于转子12的径向的力变得不平衡，产生不平衡磁吸引力。
接着，说明不平衡磁吸引力因磁饱和而减小的理由。当转子12的外周面附近磁饱和时，在转子12和定子11彼此接近的区域，磁通量由于磁饱和而难以增加，因此二者之间的径向的磁吸引力也难以增大。而且，当转子12的外周面附近磁饱和时，在转子12和定子11彼此远离的区域，磁通量由于磁饱和而难以减少，因此二者之间的径向的磁吸引力也难以降低。因此，作用于转子12的径向的力难以变得不平衡，不平衡磁吸引力因转子12的磁饱和而减小。
下面进一步说明使磁极43的旋转方向侧的半部43a容易磁饱和的理由。本申请发明人发现：造成不平衡磁吸引力出现的径向的力几乎都是在磁极43的旋转方向侧的半部43a产生的。于是，通过使磁极43的旋转方向侧的半部43a容易磁饱和，能够有效地减小不平衡磁吸引力。
此外，在本实施方式的电动机1中，以通过所述磁极43的磁极中心和所述转子12的轴心O的直线L1为基准，该磁极43的所述旋转方向侧的半部43a的形状和所述反旋转方向侧的半部43b的形状是非对称的，且所述旋转方向侧的半部43a 呈比所述反旋转方向侧的半部43b容易磁饱和的形状。因此，不仅能够减小电动机 1中产生的不平衡磁吸引力，而且能够在电动机1中产生较大的磁阻转矩。其原因在于，能够将相对难以磁饱和的磁极43的反旋转方向侧的半部43b作为用于产生磁阻转矩的磁通的路径进行有效利用。
此外，在本实施方式的电动机1中，所述磁饱和促进单元50是设在所述转子铁芯40中比所述永磁铁42靠径向外侧且所述磁极43的所述旋转方向侧的半部43a 上的磁阻部51、52。因此，磁阻部51、52使磁极43的旋转方向侧的半部43a容易磁饱和。
此外，在本实施方式的电动机1中，所述磁阻部51、52布置在直线L2与直线L1之间，所述直线L2通过所述磁极43的所述永磁铁42中所述旋转方向侧的端部和所述转子12的轴心O，所述直线L1通过所述磁极43的磁极中心和所述转子12的轴心O。因此，通过在磁阻部51、52的布置方式上下功夫，能够进一步减小不平衡磁吸引力。
此外，在本实施方式的电动机1中，所述磁阻部51、52是形成在所述转子铁芯40中的空隙51。因此，能够由空隙51低成本地构成磁阻部51、52。
此外，在本实施方式的电动机1中，所述转子12具有设在所述转子铁芯40 的轴向一端侧和轴向另一端侧这两侧的平衡配重块13a、13c，所述平衡配重块13a、 13c的重心从所述转子12的轴心O偏心。因此，在设有具有从转子12的轴心O 偏心的重心的平衡配重块13a、13c的情况下，也能够通过减小不平衡磁吸引力来抑制轴10的轴跳动。
此外，本实施方式的压缩机100包括壳体15、所述电动机1以及压缩机构20，所述电动机1收纳在所述壳体15内，所述压缩机构20收纳在所述壳体15内且由所述电动机1驱动。因此，在由电动机1驱动压缩机构20高速旋转的情况下，该电动机1中也难以产生不平衡磁吸引力，因此能够抑制轴10的轴跳动而适当地驱动压缩机构20。
此外，本实施方式的电动机系统MS包括所述电动机1、逆变器210b以及控制部209，所述电动机1利用所述轴10的旋转驱动压缩机构20，逆变器210b输出作为施加在所述电动机1上的电压的施加电压Vs，所述控制器209控制所述逆变器210b，所述控制器209使所述逆变器210b输出具有小于第一最大值Vmax_ωMAX的振幅的所述施加电压Vs，使所述电动机1以第一速度ωMAX旋转而驱动所述压缩机构20，所述控制部209使所述逆变器210b输出具有第二最大值Vmax_ω3的振幅的所述施加电压Vs，使所述压缩机构20以第二速度ω3旋转而驱动所述压缩机构 20，所述第一最大值Vmax_ωMAX是所述电动机1以所述第一速度ωMAX驱动所述压缩机构20时所述施加电压的振幅|Vs|能取的值的最大值，所述第一速度ωMAX是所述电动机1驱动所述压缩机构20时的所述电动机的转速ωm的最大值，所述第二最大值Vmax_ω3是所述电动机1以所述第二速度ω3驱动所述压缩机构20时所述施加电压的振幅|Vs|能取的值的最大值，所述第二速度ω3小于所述第一速度ωMAX。因此，通过由控制器209对逆变器210b进行规定的控制，能够减小电动机1中产生的不平衡磁吸引力。
此处，在得到不平衡磁吸引力的减小效果方面，本实施方式的规定的控制与本实施方式的电动机1非常匹配。具体而言，如果将本实施方式的规定的控制应用于一般的电动机，由于通过该控制会缓解转子的磁饱和(这会使不平衡磁吸引力增大)，所以只能在一定程度上得到不平衡磁吸引力的减小效果。相对于此，将本实施方式的规定的控制应用于本实施方式的电动机1时，由于磁饱和促进单元(具体而言是空隙51)的存在，即使应用该控制，转子12的磁饱和也几乎不会被缓解，能够最大限度地得到不平衡磁吸引力的减小效果。
此外，本实施方式的电动机系统MS包括所述电动机1、逆变器210b以及控制部209，所述电动机1利用所述轴10的旋转驱动压缩机构20，所述逆变器210b 输出作为施加在所述电动机1上的电压的施加电压Vs，所述控制器209控制所述逆变器210b，当所述电动机1输出规定的转矩时的所述电动机1的转速ωm在所述电动机1输出所述规定的转矩时的所述电动机1的基本速度ωb以上时，所述控制器209使所述逆变器210b输出具有用第一最大值Vmax_ω1乘以第一比而得到的振幅的所述施加电压Vs，使所述电动机1以第一速度ω1旋转，且使该电动机1输出所述规定的转矩，所述控制器209使所述逆变器210b输出具有用第二最大值Vmax_ω2乘以第二比而得到的振幅的所述施加电压Vs，使所述电动机1以第二速度ω2旋转，且使该电动机1输出所述规定的转矩，所述第一最大值Vmax_ω1是所述电动机1以所述第一速度ω1输出所述规定的转矩时所述施加电压的振幅|Vs|能取的值的最大值，所述第二最大值Vmax_ω2是所述电动机1以所述第二速度ω2输出所述规定的转矩时所述施加电压的振幅|Vs|能取的值的最大值，所述第二速度ω2 大于所述第一速度ω1，所述第二比小于所述第一比。因此，通过由控制器209对逆变器210b进行规定的控制，能够减小电动机1中产生的不平衡磁吸引力。
－第一实施方式的变形例－
下面说明第一实施方式的变形例。在本变形例的电动机1中，磁饱和促进单元的构成与上述第一实施方式不同。下面主要说明与上述第一实施方式的不同点。
如图27所示，在转子铁芯40的外周面上，各磁极43都形成有凹部52。凹部 52设在所有磁极43的旋转方向侧的半部43a。凹部52布置在通过磁极43的永磁铁42中旋转方向侧的端部(更具体而言是永磁铁42的旋转方向侧且径向外侧的角部)和转子12的轴心O的直线与通过磁极43的磁极中心和转子12的轴心O的直线之间。凹部52沿轴向在转子铁芯40的整个长度上延伸。凹部52构成磁阻部，且构成磁饱和促进单元。
－第一实施方式的变形例的效果－
根据本变形例的电动机1、压缩机100以及电动机系统MS，也能够得到与上述第一实施方式相同的效果。
此外，在本变形例的电动机1中，所述磁阻部51、52是形成在所述转子铁芯 40的外周面上的凹部52。因此，能够由凹部52低成本地构成磁阻部51、52。
(第二实施方式)
下面说明第二实施方式。在本实施方式的电动机1中，磁饱和促进单元的构成与上述第一实施方式不同。下面主要说明与上述第一实施方式的不同点。
如图28所示，在转子铁芯40中，比永磁铁42靠径向外侧且磁极43的旋转方向侧的半部43a的一部分为磁饱和容易部53。磁饱和容易部53是由磁性材料(例如，坡莫合金、非晶金属材料或铁素体)构成的部分，该磁性材料的饱和磁通密度比构成该半部43a以外的部分的磁性材料(例如，电磁钢板)低。其形状和布置方式与上述第一实施方式的空隙51相同。磁饱和容易部53构成磁饱和促进单元。
－第二实施方式的效果－
根据本实施方式的电动机1、压缩机100以及电动机系统MS，也能够得到与上述第一实施方式相同的效果。
此外，在本实施方式的电动机1中，在所述转子铁芯40中，比所述永磁铁42 靠径向外侧且所述磁极43的所述旋转方向侧的半部43a的至少一部分是由磁性材料构成的磁饱和容易部53，所述磁性材料的饱和磁通密度比构成该半部43a以外的部分的磁性材料低，所述磁饱和促进单元50由所述磁饱和容易部53构成。因此，磁饱和容易部53使磁极43的旋转方向侧的半部43a容易磁饱和。这样一来，能够减小电动机1中产生的不平衡磁吸引力。
(第三实施方式)
下面说明第三实施方式。在本实施方式的电动机1中，主要磁极43的数量和构成与上述第一实施方式不同。下面主要说明与上述第一实施方式的不同点。
如图29所示，在转子铁芯40上，沿周向排列形成有四个磁铁插孔41。各磁铁插孔41具有沿周向呈直线状延伸的磁铁插入部41a和从磁铁插入部41a的两端向径向外侧延伸的隔磁桥部41b。
四个磁铁插孔41彼此的周向长度不同。具体而言，图29的右上的磁铁插孔 41的周向长度最长，图29的右下和左下的磁铁插孔41的周向长度第二长，图29 的左上的磁铁插孔41的周向长度最短。
插入各磁铁插孔41的磁铁插入部41a的四个永磁铁42彼此的周向长度不同。具体而言，图29的右上的永磁铁42的周向长度最长，图29的右下和左下的永磁铁42的周向长度第二长，图29的左上的永磁铁42的周向长度最短。
根据上述构成方式，四个磁极43彼此的周向长度不同。具体而言，图29的右上的磁极43的周向长度最长，图29的右下和左下的磁极43的周向长度第二长，图29的左上的磁极43的周向长度最短。
在图29中，在右上的磁极43中，沿周向排列形成有作为磁阻部51、52的三个空隙51，在右下和左上的磁极43中，沿周向排列形成有作为磁阻部51、52的两个空隙51，在左下的磁极43中，形成有作为磁阻部51、52的一个空隙51。
－第三实施方式的效果－
根据本实施方式的电动机1、压缩机100以及电动机系统MS，也能够得到与上述第一实施方式相同的效果。
(其他实施方式)
上述实施方式还可以采用以下构成。
例如，在各上述实施方式中，在所有磁极43中都设有磁饱和促进单元50，但磁饱和促进单元50也可以仅设在部分磁极43中。
此外，例如，在转子12的磁极43中，也可以是反旋转方向侧的半部43b呈比旋转方向侧的半部43a容易磁饱和的形状。
此外，转子12的磁极43的数量不限于各上述实施方式中的数量，各磁极43 所具有的永磁铁42的数量也不限于各上述实施方式中的数量。
此外，各在上述实施方式中，电动机1是磁铁内置式同步电动机，但电动机1 的种类不限于此。例如，电动机1也可以是交替极式(Consequent pole)电动机。
以上说明了实施方式和变形例，但可知在不脱离权利要求书的主旨以及范围的情况下能够对方案及具体情况进行各种改变。只要不影响本公开的对象的功能，还可以对上述实施方式和变形例适当地进行组合和替换。
－产业实用性－
综上所述，本公开对电动机及包括该电动机的电动机系统很有用。
－符号说明－
1 电动机
10 轴
11 定子
12 转子
13a、13b 平衡配重块(配重块)
20 压缩机构(负载)
40 转子铁芯
42 永磁铁
43 磁极
43a 旋转方向侧的半部
43b 反旋转方向侧的半部
50 磁饱和促进单元
51 空隙(磁阻部)
52 凹部(磁阻部)
53 磁饱和容易部
209 控制器(控制部)
210 PWM逆变器(逆变器)
L1 (通过磁极中心和轴心的)直线
L2 (通过永磁铁的端部和轴心的)直线
O 轴心。

Claims (10)

1.一种电动机(1)，包括转子(12)和定子(11)，其特征在于：
所述转子(12)具有转子铁芯(40)、轴(10)以及多个永磁铁(42)，所述轴(10)插入并固定在该转子铁芯(40)中，多个所述永磁铁(42)形成沿周向排列的多个磁极(43)，
所述磁极(43)是根据所述转子(12)的表面的磁场的方向是朝径向外侧还是朝径向内侧而将所述转子(12)沿周向分割而成的区域，
所述轴(10)相对于所述转子铁芯(40)仅在轴向单侧被支承着能够旋转，
所述转子铁芯(40)具有磁饱和促进单元(50)，将各所述磁极(43)以其磁极中心为基准分割为旋转方向侧和反旋转方向侧时，所述磁饱和促进单元(50)使包括所述永磁铁(42)的至少一个所述磁极(43)的所述旋转方向侧的半部(43a)容易磁饱和，
所述磁饱和促进单元(50)设在比所述永磁铁(42)靠径向外侧的位置，
以通过所述磁极(43)的磁极中心和所述转子(12)的轴心(O)的直线(L1)为基准，该磁极(43)的所述旋转方向侧的半部(43a)的形状和所述反旋转方向侧的半部(43b)的形状是非对称的。
2.根据权利要求1所述的电动机，其特征在于：
所述磁饱和促进单元(50)是设在所述转子铁芯(40)中比所述永磁铁(42)靠径向外侧且所述磁极(43)的所述旋转方向侧的半部(43a)上的磁阻部(51、52)。
3.根据权利要求2所述的电动机，其特征在于：
所述磁阻部(51、52)布置在直线(L2)与直线(L1)之间，所述直线(L2)通过所述磁极(43)的所述永磁铁(42)中所述旋转方向侧的端部和所述转子(12)的轴心(O)，所述直线(L1)通过所述磁极(43)的磁极中心和所述转子(12)的轴心(O)。
4.根据权利要求2或3所述的电动机，其特征在于：
所述磁阻部(51、52)是形成在所述转子铁芯(40)中的空隙(51)。
5.根据权利要求2或3所述的电动机，其特征在于：
所述磁阻部(51、52)是形成在所述转子铁芯(40)的外周面上的凹部(52)。
6.根据权利要求1所述的电动机，其特征在于：
在所述转子铁芯(40)中，比所述永磁铁(42)靠径向外侧且所述磁极(43)的所述旋转方向侧的半部(43a)的至少一部分是由磁性材料构成的磁饱和容易部(53)，该磁性材料的饱和磁通密度比构成该半部(43a)以外的部分的磁性材料低，
所述磁饱和促进单元(50)由所述磁饱和容易部(53)构成。
7.根据权利要求1到6中任一项权利要求所述的电动机，其特征在于：
所述转子(12)具有设在所述转子铁芯(40)的轴向一端侧和轴向另一端侧中的至少一侧的配重块(13a、13c)，
所述配重块(13a、13c)的重心从所述转子(12)的轴心(O)偏心。
8.一种压缩机，其特征在于：
所述压缩机包括壳体(15)、电动机(1)以及压缩机构(20)，
所述电动机(1)是收纳在所述壳体(15)内的权利要求1～7中任一项权利要求所述的电动机(1)，
所述压缩机构(20)收纳在所述壳体(15)内且由所述电动机(1)驱动。
9.一种电动机系统(MS)，包括电动机(1)、逆变器(210b)以及控制部(209)，所述电动机(1)是权利要求1～7中任一项权利要求所述的电动机(1)且利用所述轴(10)的旋转驱动负载(20)，所述逆变器(210b)输出作为施加在所述电动机(1)上的电压的施加电压(Vs)，所述控制部(209)控制所述逆变器(210b)，其特征在于：
所述控制部(209)使所述逆变器(210b)输出具有小于第一最大值(Vmax_ωMAX)的振幅的所述施加电压(Vs)，使所述电动机(1)以第一速度(ωMAX)旋转而驱动规定的所述负载(20)，
所述控制部(209)使所述逆变器(210b)输出具有第二最大值(Vmax_ω3)的振幅的所述施加电压(Vs)，使所述电动机(1)以第二速度(ω3)旋转而驱动所述规定的所述负载(20)，
所述第一最大值(Vmax_ωMAX)是所述电动机(1)以所述第一速度(ωMAX)驱动所述规定的所述负载(20)时所述施加电压的振幅(|Vs|)能取的值的最大值，
所述第一速度(ωMAX)是所述电动机(1)驱动所述规定的所述负载(20)时的所述电动机(1)的转速(ωm)的最大值，
所述第二最大值(Vmax_ω3)是所述电动机(1)以所述第二速度(ω3)驱动所述规定的所述负载(20)时所述施加电压的振幅(|Vs|)能取的值的最大值，
所述第二速度(ω3)小于所述第一速度(ωMAX)。
10.一种电动机系统(MS)，包括电动机(1)、逆变器(210b)以及控制部(209)，所述电动机(1)是权利要求1～7中任一项权利要求所述的电动机(1)且利用所述轴(10)的旋转驱动负载(20)，所述逆变器(210b)输出作为施加在所述电动机(1)上的电压的施加电压(Vs)，所述控制部(209)控制所述逆变器(210b)，其特征在于：
当所述电动机(1)输出规定的转矩时的所述电动机(1)的转速(ωm)在所述电动机(1)输出所述规定的转矩时的所述电动机(1)的基本速度(ωb)以上时，
所述控制部(209)使所述逆变器(210b)输出具有用第一最大值(Vmax_ω1)乘以第一比而得到的振幅的所述施加电压(Vs)，使所述电动机(1)以第一速度(ω1)旋转，且使该电动机(1)输出所述规定的转矩，
所述控制部(209)使所述逆变器(210b)输出具有用第二最大值(Vmax_ω2)乘以第二比而得到的振幅的所述施加电压(Vs)，使所述电动机(1)以第二速度(ω2)旋转，且使该电动机(1)输出所述规定的转矩，
所述第一最大值(Vmax_ω1)是所述电动机(1)以所述第一速度(ω1)输出所述规定的转矩时所述施加电压的振幅(|Vs|)能取的值的最大值，
所述第二最大值(Vmax_ω2)是所述电动机(1)以所述第二速度(ω2)输出所述规定的转矩时所述施加电压的振幅(|Vs|)能取的值的最大值，
所述第二速度(ω2)大于所述第一速度(ω1)，
所述第二比小于所述第一比。
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