WO2020189862A1 - 인버터 제어장치 및 방법 - Google Patents

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Definitions

  • the present invention relates to an inverter control apparatus and method.
  • the sampling frequency is limited due to problems such as operation time of the controller and heat generation of the power device. Therefore, if the sampling frequency of the inverter is not sufficiently large compared to the rotation frequency of the motor, the current control performance tends to deteriorate or become unstable, and this problem is prominent in a large-capacity system or an ultra-high-speed operation system using a permanent magnet motor.
  • the technical problem to be solved by the present invention is to provide an inverter control apparatus and method for improving modeling accuracy of an electric motor control system and securing command tracking performance and stability of the inverter.
  • an inverter control method includes the steps of determining a first voltage equation for an electric motor in a stationary coordinate system in a continuous time domain; Determining a second voltage equation by reflecting a zero-order-hold and a time delay in the first voltage equation; Discretizing the second voltage equation to determine a third voltage equation; Determining a fourth voltage equation in a synchronous coordinate system in a discrete time domain by reflecting the rotor position and speed of the electric motor; Determining a current control closed loop transfer function on a synchronous coordinate system in the discrete time domain from the current control response characteristic transfer function in the discrete time domain; And determining a current control transfer function to be provided to the inverter by using the current control closed loop transfer function.
  • the first voltage equation may be determined by the following equation.
  • G p (s) is the static coordinate system voltage equation
  • Is the input voltage of the stationary coordinate system Is the static coordinate system output current
  • R s may be the motor stator resistance
  • L s may be the motor stator inductance
  • the second voltage equation may be determined by the following equation.
  • G ZOH (s) is a transfer function reflecting zero-order-hold
  • G d (s) is a transfer function reflecting the time delay
  • T samp may be a sampling period.
  • the third voltage equation may be determined by the following equation.
  • ⁇ e may be the motor rotor speed.
  • the fourth voltage equation may be determined by the following equation.
  • the current control response characteristic in the discrete time domain may be designed as a low-pass filter, and the current control response characteristic may be determined by the following equation.
  • K may represent the dynamic characteristics of the actual current with respect to the current command.
  • the current control transfer function may be determined by the following equation.
  • the inverter control determines a current control transfer function that is a control signal in a discrete time domain.
  • the method includes the steps of discretizing a voltage expression for an electric motor on a stationary coordinate system reflecting a zero-order-hold and a time delay in a continuous time domain; And determining a voltage expression for the motor in the synchronous coordinate system in the discrete time domain by reflecting the rotor position and speed of the motor.
  • the present invention as described above, by performing the coordinate transformation from the stationary coordinate system to the synchronous coordinate system in the discrete time domain during system modeling, the sampling effect can be reflected in the system modeling, and the effect of improving the current command followability and stability. have.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a general inverter control system for explaining signal processing of a digital inverter.
  • FIG. 2 shows an example of a continuous time output signal sampled in 0.1 second increments for a continuous time input signal according to FIG. 1.
  • FIG. 3 is a block diagram of a system in which FIG. 1 is simplified in a continuous time domain.
  • FIG. 4 is an exemplary diagram for explaining a current control loop of a digital inverter.
  • FIG. 5 is a conceptual diagram of a digital inverter reflecting a conventional zero-order-hold and time delay.
  • FIG. 6 is an exemplary diagram for explaining a closed loop control circuit of a digital inverter including an electric motor.
  • FIG. 7 is a simplified example diagram of FIG. 6 in terms of a control algorithm of a controller.
  • FIG. 8 is a flowchart illustrating a conventional inverter control method.
  • FIG. 9 is a block diagram of an inverter system to which an inverter control device according to an embodiment of the present invention is applied.
  • FIG. 10 is an exemplary view schematically showing the control unit and the motor of FIG. 9 by modeling in a discrete time domain.
  • FIG. 11 shows a detailed configuration diagram of an inverter control apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating an inverter control method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is an exemplary diagram showing a relationship between a command current and an output current according to a conventional control method.
  • FIG. 14 is an exemplary diagram showing a relationship between a command current and an output current according to a control method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a general inverter control system for explaining signal processing of a digital inverter.
  • the discrete time conversion unit 110 receives continuous time input signals such as voltage, current, and rotational speed of the motor by a sample-and-hold method. Convert to discrete time signal.
  • the sample-and-hold method is a method in which a signal is memorized and held until the next signal to be memorized comes, and is a general method that converts a continuous time signal into a discrete time signal.
  • the digital conversion unit 120 quantizes the discrete time signal to enable computational processing.
  • the quantized signal in this way is output as another quantized signal through various calculation processes of the control unit 130, and finally as a continuous time output signal through the digital-to-analog converter (DAC) 140. It is converted and output.
  • This output signal is input to the motor and plays the role of controlling the control variable.
  • FIG. 2 shows an example of a continuous time output signal sampled in 0.1 second increments for a continuous time input signal according to FIG. 1.
  • the signal processing process of such an inverter is a complex system in which continuous and discrete time domains are mixed. This makes it difficult to define the relationship between the input signal and the output signal of the inverter.
  • the unit of discrete time that is, the sampling period of the system is sufficiently fast
  • the operation in the discrete time domain can be regarded as a continuous time domain. Therefore, the signal processing process of FIG. 1 is a continuous time domain as shown in FIG. It can be simplified.
  • 3 is a block diagram of a system in which FIG. 1 is simplified into a continuous time domain, and may be regarded as an inverter controller 300 in a continuous time domain.
  • ZOH zero-order-hold
  • Equation 1 the transfer function of zero-order-hold is expressed in the continuous time frequency domain, as shown in Equation 1 below.
  • s is an operator corresponding to the Laplace transform, and is used to convert a time function including derivative into a frequency domain, and operates in a continuous time domain.
  • FIG. 4 is an exemplary diagram for explaining a current control loop of a digital inverter.
  • the control unit of the inverter For the current measured and updated at each sampling period, during the sampling period T samp , the control unit of the inverter performs a calculation necessary for current control. And before the next sampling period arrives, the control unit's calculation for pulse width modulation (PWM) switching representing the output of the inverter is completed, and is output for the next period.
  • PWM pulse width modulation
  • the digital inverter has zero-order-hold (ZOH) and time delay characteristics, and in consideration of these characteristics, the relationship between the input and output signals of the digital inverter of FIG. It can be expressed in the continuous time frequency domain.
  • ZOH zero-order-hold
  • FIG. 5 is a conceptual diagram of a digital inverter reflecting a conventional zero-order-hold and time delay.
  • Equation 3 the relationship between the input and the output of the digital inverter can be integrated into the continuous time domain and expressed as Equation 3, and when designing the control algorithm G c (s) of the control unit 510, the form of Equation 3
  • the zero-order-hold reflecting unit 520 of the low digital inverter 500 and the zero-order-hold reflecting unit 530 of the time delay reflecting unit 530 should be designed to reflect the zero-order-hold and time delay.
  • FIG. 6 is an example diagram for explaining a control closed loop circuit of a digital inverter including an electric motor, which should be considered when designing a control algorithm of the control unit 510 in addition to the zero-order-hold unit 520 and the trial delay unit 530 It can be seen that the item to be performed is modeling for the electric motor 600.
  • FIG. 7 is a simplified example diagram of FIG. 6 in terms of a control algorithm of a controller.
  • the motor modeling unit 610 of the motor 600 is modified into a single block 620 by combining the considerations of zero-order-hold (ZOH) and time delay. It can be seen that one control closed loop block diagram can be shown.
  • the three-phase AC motor 600 is modeled in the form of d and q-axis signals through coordinate transformation.
  • AC motor 600 There are various types of the AC motor 600, of which a surface-attached permanent magnet motor will be described as an example.
  • Equation 4 If the output voltage expression of the motor is expressed as the voltage expression of the motor in the continuous time stop coordinate system, it is as shown in Equation 4 below.
  • Equation 4 Is the d-axis input voltage of the stationary coordinate system, Is the stationary coordinate system q-axis input voltage, Is the d-axis output current of the stationary coordinate system, Is the q-axis output current of the stationary coordinate system.
  • R s is the motor stator resistance
  • L s is the motor stator inductance
  • ⁇ PM is the permanent magnet linkage flux
  • ⁇ r is the position of the permanent magnet of the motor.
  • the synchronous coordinate system voltage equation may also be obtained in the form of Equation 6 through coordinate transformation that is synchronized with the position of the motor expressed as in Equation 5.
  • Is the synchronous coordinate system q-axis input voltage Is the synchronous coordinate system q-axis input voltage
  • Is the d-axis output current of the synchronous coordinate system Is the synchronous coordinate system q-axis output current.
  • ⁇ e is the motor rotor position
  • ⁇ e is the motor rotor speed.
  • Equations 4 and 6 when a Laplace transform is applied to obtain a relational expression of the output current for the voltage input of the motor, it can be expressed by the transfer function of Equations 7 and 8.
  • the control algorithm G c (s) of the controller 510 is designed through the closed-loop circuit analysis of FIG. 6.
  • G p (s) is in Equation 7 and Equation 8 or Means.
  • Equations 7 and 8 the modified closed-loop transfer function can be determined by using one block 610 in which the zero-order-hold and time delay effects of FIG. 7 are combined with motor modeling.
  • Equation 11 the synchronous coordinate system voltage equation of Equation 8 is used for the motor model, and at this time, the current command corresponding to the inverter input And the actual current corresponding to the output of the motor
  • Equation 10 a relational expression such as Equation 11 can be derived through the system as shown in FIG. 7.
  • Equation 11 the relationship of Equation 11 is utilized through the already known G T (s) and G closed (s) designed by the user, the control algorithm G c (s) of the control unit 510 is in the form of Equation 12.
  • Equation 13 In this case, in order to implement the control algorithm of the controller 510 in the digital inverter 500, a transfer function in the discrete time domain is required, not in the continuous time domain. Therefore, in order to discretize the relational expression of Equation 11, a control algorithm G c (z) that can be finally implemented in a discrete form by applying z-transform to G closed (s) and G T (s) is shown in Equation 13 and Are designed together.
  • the z-transformation converts a signal in a time domain represented by a real sequence or a complex sequence in signal processing into a representation of a complex frequency domain, and can be referred to as a conversion into a discrete time domain corresponding to the Laplace transform of a continuous time signal. Since the description thereof is widely known to those of ordinary skill in the art to which the present invention pertains, a detailed description will be omitted.
  • Equation 14 the control algorithm G c of the controller 510 as shown in Equation 16 through G T (z) of Equation 15 z) can be designed.
  • K used in the above equation represents a controller variable.
  • FIG. 8 is a flowchart illustrating a conventional inverter control method.
  • the motor voltage expression of the stationary coordinate system is determined in the continuous time domain (S810). This is the same as Equation 4. Thereafter, coordinate transformation is performed through Equation 5 (S820), and a voltage equation of the synchronous coordinate system motor in the continuous time domain may be determined (S830). This is shown in Equation 6.
  • Equation 9 the voltage equation of the synchronous coordinate system motor in the continuous time domain combining zero-order-hold and time delay is determined as in Equation 9 (S840), and the synchronous coordinate system current control closed loop transfer function in the continuous time domain is calculated. It is determined as in Equation 11 (S850).
  • the synchronous coordinate current control closed loop transfer function in the continuous time domain is discretized to determine the synchronous coordinate current control closed loop transfer function in the discrete time domain as shown in Equation 12 (S860), and the discrete time domain of Equation 14 Using the voltage equation of the synchronous coordinate system motor in the continuous time domain combining the transfer function of the current control response characteristic in Equation 15 and the discrete zero-order-hold and time delay in Equation 15, the current control transfer function of the inverter is calculated in Equation 16. It is determined as follows (S870), and it is transmitted to the inverter (S880).
  • the synchronous coordinate system voltage equation of Equation 6 corresponding to the last step of motor modeling is derived through the coordinate transformation of Equation 5 to the stationary coordinate system voltage equation of Equation 4.
  • the sampling period is used as a variable. That is, the result of the coordinate transformation varies according to the sampling period.
  • the sampling phenomenon for the coordinate transformation is not considered, and this has a problem that causes an error in the derivation result of the discrete G T (z) in Equation 15.
  • the system according to an embodiment of the present invention is to improve modeling accuracy by reflecting a sampling effect on coordinate transformation, and to secure command tracking performance and stability of an inverter controller under a lower sampling index condition.
  • FIG. 9 is a block diagram of an inverter system to which an inverter control device according to an embodiment of the present invention is applied.
  • the system of an embodiment of the present invention may include a control device 3 for transmitting an on/off control signal to the inverter unit 13 of the inverter 1 that drives the electric motor 2. have.
  • the inverter 1 includes a rectifying unit 11 that rectifies the input three-phase AC power, a smoothing unit 12 that smoothes and stores the DC voltage rectified by the rectifying unit 11, and the DC voltage stored in the smoothing unit 12. It may include an inverter unit 13 outputting an AC voltage having a predetermined voltage and frequency according to the control signal of the control device 3. The AC voltage output from the inverter unit 13 is provided to the electric motor 2.
  • FIG. 10 is an exemplary view schematically showing the control device 3 and the motor 2 of FIG. 9 by modeling them in a discrete time domain, which corresponds to the conventional FIG. 7, and is a control modeling unit 5 And a motor modeling unit 6.
  • the motor modeling unit 6 combines the static coordinate system voltage equation of Equation 7 and the zero-order-hold and time delay effects of Equations 1 and 2 to obtain a result for modeling the motor as shown in Equation 17. I can.
  • Equation 19 the synchronous coordinate system voltage equation combining the zero-order-hold and the time delay for the discrete time may be determined as in Equation 19.
  • Equation 20 is expressed as G prop (z), it is the same as Equation 21, and when the dynamic characteristics of the actual current with respect to the current command are designed with a low-pass filter such as Equation 14, the control modeling unit as shown in Equation 22 ( The algorithm of 5) can be derived.
  • K represents the controller variable and represents the dynamic characteristics of the actual current to the current command.
  • Equation 22 Comparing Equation 22 with Equation 16, it can be seen that the sampling effect not considered in the coordinate transformation in Equation 16 is reflected, and it can be seen that the control variable K is used as in Equation 16.
  • control modeling unit 5 while the same as in the prior art in terms of complexity, the accuracy of system modeling is increased, so that the current control performance can be improved.
  • FIG. 11 is a detailed configuration diagram of an inverter control apparatus according to an embodiment of the present invention, and is an exemplary diagram implementing Equation 22.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating an inverter control method according to an embodiment of the present invention.
  • control modeling unit 5 may determine the voltage equation of the motor of the stationary coordinate system in the continuous time domain as shown in Equation 7 (S10).
  • control modeling unit 5 determines the continuous-time stop coordinate system motor voltage equation combined with zero-order-hold and time delay as shown in Equation 17 (S11), and discretizes it, and zero-order-hold and time delay
  • the combined discrete-time stop coordinate system motor voltage equation may be determined as in Equation 18 (S12).
  • control modeling unit 5 may perform coordinate transformation using Equation 5 (S13) to determine a discrete-time synchronous coordinate system motor voltage equation combining zero-order-hold and time delay as shown in Equation 19. (S14).
  • control modeling unit 5 when designing the dynamic characteristics of the actual output current with respect to the current command as a low-pass filter, transfers the discrete-time synchronous coordinate system current control closed loop from the discrete-time current control response characteristic transfer function of Equation 14.
  • the function may be determined as in Equation 20 (S15).
  • control modeling unit 5 may determine the current control transfer function as shown in Equation 22 from the closed loop transfer function of Equation 20 (S16), and provide it to the inverter 1.
  • FIG. 13 is an exemplary diagram showing the relationship between the command current and the output current according to the conventional control method
  • FIG. 14 is an exemplary diagram showing the relationship between the command current and the output current according to the control method according to an embodiment of the present invention, respectively. It shows the condition that the sampling frequency is 2 kHz and the operating frequency is 500 Hz, that is, the sampling index is 4. 13 and 14, IdseRef and IqseRef denote current commands, and Idse and Iqse denote actual currents.
  • the sampling effect can be reflected in the system modeling, and current command followability and stability can be improved.

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Abstract

인버터 제어장치 및 방법이 개시된다. 본 발명의 일실시예의 방법은, 연속시간 영역에서, 제로-오더-홀드 및 시지연을 반영한 정지좌표계 상의 전동기에 대한 전압식을 이산화하고, 상기 전동기의 회전자 위치 및 속도를 반영하여, 이산시간 영역에서 동기좌표계 상의 전동기에 대한 전압식을 결정한다.

Description

인버터 제어장치 및 방법
본 발명은 인버터 제어장치 및 방법에 대한 것이다.
교류 전동기 시스템에서, 마이크로프로세서 및 각종 센서 등의 발전으로 말미암아 디지털 인버터가 보편화되고 있다. 이때 전동기의 순시토크를 제어하는 경우에, 자속기준 제어, 일명 벡터제어가 주로 적용되는데, 벡터제어의 성능은 디지털 인버터의 전류제어 성능에 의해 결정된다 할 수 있다.
한편, 디지털 인버터에서는 제어기의 연산시간과 전력소자의 발열 등의 문제로 인해 샘플링 주파수가 제한된다. 따라서 전동기의 회전주파수 대비 인버터의 샘플링 주파수가 충분히 크지 않은 경우 전류제어 성능이 저하되거나 불안정해지는 경향이 있으며, 이러한 문제는 대용량 시스템이나, 영구자석 전동기를 활용한 초고속 운전 시스템에서 두드러지게 나타난다.
즉, 샘플링 주기가 충분히 짧지 않은 전동기 제어 시스템에서는, 시스템에 대한 모델링의 정확성을 감소시키고, 이로 인해 인버터 시스템이 지령에 대한 추종성이 저하되고 안정적인 운전범위가 제한되는 문제점이 있었다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는, 전동기 제어 시스템의 모델링 정확성을 향상하고, 인버터의 지령추종 성능과 안정성을 확보하는, 인버터 제어장치 및 방법을 제공하는 것이다.
상기와 같은 기술적 과제를 해결하기 위해, 본 발명의 일실시예의 인버터 제어방법은, 연속시간 영역에서 정지좌표계 상의 전동기에 대한 제1전압식을 결정하는 단계; 상기 제1전압식에 제로-오더-홀드 및 시지연을 반영하여 제2전압식을 결정하는 단계; 상기 제2전압식을 이산화하여 제3전압식을 결정하는 단계; 상기 전동기의 회전자 위치 및 속도를 반영하여, 이산시간 영역에서 동기좌표계 상의 제4전압식을 결정하는 단계; 이산시간 영역의 전류제어 응답특성 전달함수로부터, 이산시간 영역의 동기좌표계 상의 전류제어 폐루프 전달함수를 결정하는 단계; 및 상기 전류제어 폐루프 전달함수를 이용하여, 인버터에 제공할 전류제어 전달함수를 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 제1전압식은, 아래 수학식으로 결정될 수 있다.
Figure PCTKR2019010306-appb-I000001
이때, Gp(s)는 정지좌표계 전압식이고,
Figure PCTKR2019010306-appb-I000002
는 정지좌표계 입력전압이고,
Figure PCTKR2019010306-appb-I000003
는 정지좌표계 출력전류이고, Rs는 전동기 고정자 저항, Ls는 전동기 고정자 인덕턴스일 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 제2전압식은, 아래 수학식으로 결정될 수 있다.
Figure PCTKR2019010306-appb-I000004
이때, GZOH(s)는 제로-오더-홀드를 반영한 전달함수이고, Gd(s)는 시지연을 반영한 전달함수이며, Tsamp는 샘플링 주기임일 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 제3전압식은, 아래 수학식으로 결정될 수 있다.
Figure PCTKR2019010306-appb-I000005
이때, ωe는 전동기 회전자 속도일 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 제4전압식은, 아래 수학식으로 결정될 수 있다.
Figure PCTKR2019010306-appb-I000006
본 발명의 일실시예에서, 상기 이산시간 영역의 전류제어 응답특성은, 저역통과필터로 설계될 수 있으며, 상기 전류제어 응답특성은, 아래 수학식으로 결정될 수 있다.
Figure PCTKR2019010306-appb-I000007
이때, K는 전류지령에 대한 실제 전류의 동특성을 나타내는 것일 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 전류제어 전달함수는, 아래 수학식으로 결정될 수 있다.
Figure PCTKR2019010306-appb-I000008
또한, 상기와 같은 과제를 해결하기 위해, 인버터의 교류전압을 출력하는 복수의 스위칭소자를 온오프하기 위하여, 이산시간 영역의 제어신호인 전류제어 전달함수를 결정하는 본 발명의 일실시예의 인버터 제어방법은, 연속시간 영역에서, 제로-오더-홀드 및 시지연을 반영한 정지좌표계 상의 전동기에 대한 전압식을 이산화하는 단계; 및 상기 전동기의 회전자 위치 및 속도를 반영하여, 이산시간 영역에서 동기좌표계 상의 전동기에 대한 전압식을 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
상기와 같은 본 발명은, 시스템 모델링시 정지좌표계에서 동기좌표계로의 좌표변환을 이산시간 영역에서 수행함으로써, 샘플링 효과를 시스템 모델링에 반영할 수 있고, 전류지령 추종성 및 안정성을 향상할 수 있는 효과가 있다.
도 1은 디지털 인버터의 신호처리를 설명하기 위한 일반적인 인버터 제어 시스템을 나타내는 구성도이다.
도 2는 도 1에 의해 연속시간 입력신호에 대해 0.1초 단위로 샘플링된 연속시간 출력신호의 예시를 나타낸다.
도 3은 도 1을 연속시간 영역으로 간략화한 시스템의 구성도이다.
도 4는 디지털 인버터의 전류제어 루프를 설명하기 위한 일예시도이다.
도 5는 종래의 제로-오더-홀드와 시지연을 반영한 디지털 인버터의 개념도를 나타낸 것이다.
도 6은 전동기를 포함한 디지털 인버터의 제어 폐루프 회로를 설명하기 위한 일예시도이다.
도 7은 도 6을 제어부의 제어 알고리즘 관점에서 간략화한 일예시도이다.
도 8은 종래의 인버터 제어방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
도 9는 본 발명의 일실시예의 인버터 제어장치가 적용되는 인버터 시스템의 구성도이다.
도 10은 도 9의 제어부와 전동기를 이산시간 영역으로 모델링하여 간략하게 도시한 일예시도이다.
도 11은 본 발명의 일실시예의 인버터 제어장치의 상세 구성도를 나타낸 것이다.
도 12는 본 발명의 일실시예의 인버터 제어방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
도 13은 종래의 제어방법에 의한 지령전류 및 출력전류의 관계를 나타낸 예시도이다.
도 14는 본 발명의 일실시예의 제어방법에 의한 지령전류 및 출력전류의 관계를 나타낸 일예시도이다.
본 발명의 구성 및 효과를 충분히 이해하기 위하여, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 설명한다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예에 한정되는 것이 아니라, 여러가지 형태로 구현될 수 있고 다양한 변경을 가할 수 있다. 단지, 본 실시예에 대한 설명은 본 발명의 개시가 완전하도록 하며, 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위하여 제공되는 것이다. 첨부된 도면에서 구성요소는 설명의 편의를 위하여 그 크기를 실제보다 확대하여 도시한 것이며, 각 구성요소의 비율은 과장되거나 축소될 수 있다.
'제1', '제2' 등의 용어는 다양한 구성요소를 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소는 위 용어에 의해 한정되어서는 안 된다. 위 용어는 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 권리범위를 벗어나지 않으면서 '제1구성요소'는 '제2구성요소'로 명명될 수 있고, 유사하게 '제2구성요소'도 '제1구성요소'로 명명될 수 있다. 또한, 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 표현하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 발명의 실시예에서 사용되는 용어는 다르게 정의되지 않는 한, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 통상적으로 알려진 의미로 해석될 수 있다.
이하에서는, 도 1 내지 도 8을 참조하여 종래의 디지털 인버터의 제어에 대해 설명하고, 도 9 내지 도 14를 참조하여 본 발명의 일실시예의 인버터 제어방법에 대해 설명하기로 한다.
도 1은 디지털 인버터의 신호처리를 설명하기 위한 일반적인 인버터 제어 시스템을 나타내는 구성도이다.
일반적인 인버터 제어 시스템(100)에서, 이산시간 변환부(110)는 전동기에서 발생하는 전압, 전류 및 전동기의 회전속도 등 연속시간 입력신호를 샘플-앤드-홀드(smaple-and-hold) 방식에 의해 이산시간 신호로 변환한다. 샘플-앤드-홀드 방식은 어떤 신호를 기억하여 그 다음에 기억해야 할 신호가 올 때까지 보유해 놓는 방식으로서, 연속시간 신호를 이산시간 신호로 변환하는 보편적인 방식이다.
디지털 변환부(analog-to-digital converter, ADC)(120)는 이산시간 신호를 연산처리가 가능하게 양자화한다. 이와 같이 양자화된 신호는 제어부(130)의 각종 연산과정을 거쳐 또 다른 양자화된 신호로 출력되고, 최종적으로 아날로그 변환부(digital-to-analog converter, DAC)(140)를 통해 연속시간 출력신호로 변환되어 출력된다. 이 출력신호는 전동기에 입력되어 제어변수를 통제하는 역할을 수행한다.
도 2는 도 1에 의해 연속시간 입력신호에 대해 0.1초 단위로 샘플링된 연속시간 출력신호의 예시를 나타낸다.
이와 같은 인버터의 신호처리 과정을 입력과 출력의 관점에서 보면, 연속시간과 이산시간 영역이 혼합되어 있는 복합 시스템이다. 이로 인해 인버터의 입력신호와 출력신호 사이의 관계를 정의하기 어렵다. 그러나 이산시간의 단위, 즉, 시스템의 샘플링 주기가 충분히 빠르다고 가정하면 이산시간 영역에 대한 동작을 연속시간 영역으로 간주할 수 있고, 따라서, 도 1의 신호처리 과정은 도 3과 같이 연속시간 영역으로 간략화 가능하다. 도 3은 도 1을 연속시간 영역으로 간략화한 시스템의 구성도로서, 연속시간 영역의 인버터 제어부(300)로 간주할 수 있다.
그러나, 샘플링 주기가 충분히 빠르지 않은 고속전류 제어 시스템의 경우, 디지털 인버터의 이산시간 동작을 도 3과 같은 연속시간 영역의 인버터 제어부(300)로 간주할 수 없기 때문에, 인버터의 입력과 출력관게를 도 3의 형태로 모델링할 수 없다.
따라서, 이산시간 동작을 포함하여 입력과 출력의 관계를 도출해야 하는데, 연속시간 영역에서 이산화 현상을 수학적으로 모델링하는 방법 중 하나가 제로-오더-홀드(zero-order-hold, ZOH)이다.
샘플링 주기가 Tsamp일 때 제로-오더-홀드의 전달함수를 연속시간 주파수 영역에서 표현하면, 아래의 수학식 1과 같다.
Figure PCTKR2019010306-appb-M000001
이때 s는 라플라스 변환에 해당하는 연산자로써, 미분을 포함한 시간에 대한 함수를 주파수 영역으로 변환하는데 사용되며, 연속시간 영역에 대해 동작한다.
한편, 디지털 인버터의 전류제어 루프에서는 전류정보가 샘플링 주기마다 측정되어 갱신된다. 도 4는 디지털 인버터의 전류제어 루프를 설명하기 위한 일예시도이다.
샘플링 주기마다 측정되어 갱신된 전류는, 샘플링 주기 Tsamp동안 인버터의 제어부에서 전류제어에 필요한 연산이 수행된다. 그리고 다음 샘플링 주기가 도래하기 전에 인버터의 출력을 나타내는 펄스폭변조(pulse width modulation, PWM) 스위칭에 대한 제어부의 연산이 완료되어 다음 주기동안 출력된다.
따라서, 측정된 입력전류에 대한 출력을 연산하는 관점에서는 샘플링 주기에 해당하는 시지연(delay)이 발생하게 된다. 이러한 시지연은 ZOH와 마찬가지로 샘플링 주기가 충분히 빠른 경우에는 그 효과를 무시해도 되지만, 고속 전류제어 시스템에서는 그 영향을 무시할 수 없다.
따라서, Tsamp에 대한 시지연 효과를 반영해야 하는데, 이에 대한 전달함수를 라플라스 변환을 이용하여 연속시간 주파수 영역에서 표현하면 아래 수학식 2와 같다.
Figure PCTKR2019010306-appb-M000002
수학식 1 및 수학식 2에서 살펴본 바와 같이, 디지털 인버터는 제로-오더-홀드(ZOH)와 시지연 특성을 가지며, 이러한 특성을 고려하여, 도 1의 디지털 인버터의 입력과 출력신호에 대한 관계식을 연속시간 주파수 영역에서 표현할 수 있다.
디지털 인버터에서 구현하고자 하는 제어부의 제어 알고리즘에 대한 전달함수를 라플라스 변환을 통해 Gc(s)라고 정의하면, 디지털 인버터의 이산시간 동작을 포함한 입력 및 출력에 대한 전체 신호처리는 도 5와 같다.
도 5는 종래의 제로-오더-홀드와 시지연을 반영한 디지털 인버터의 개념도를 나타낸 것이다.
따라서, 최종적으로 디지털 인버터의 입력과 출력에 대한 관계식은 연속시간 영역으로 통합되어 수학식 3과 같이 표현할 수 있으며, 제어부(510)의 제어 알고리즘 Gc(s)를 설계할 때에는 수학식 3의 형태로 디지털 인버터(500)의 제로-오더-홀드 반영부(520)와 시지연 반영부(530)의 제로-오더-홀드 및 시지연을 반영하여 설계해야 한다.
Figure PCTKR2019010306-appb-M000003
도 6은 전동기를 포함한 디지털 인버터의 제어 폐루프 회로를 설명하기 위한 일예시도로서, 제로-오더-홀드부(520)와 시지연부(530) 이외에도 제어부(510)의 제어 알고리즘을 설계할 때 고려해야 하는 항목은 전동기(600)에 대한 모델링임을 알 수 있다.
따라서, 동일한 전동기라 하여도 그에 대한 모델링의 정확성에 따라 인버터 제어부의 성능이 좌우된다고 할 수 있다.
도 7은 도 6을 제어부의 제어 알고리즘 관점에서 간략화한 일예시도이다.
즉, 제어부(510)의 제어 알고리즘 관점에서 보면, 전동기(600)의 전동기 모델링부(610)에 제로-오더-홀드(ZOH)와 시지연이 고려된 사항을 결합하여 하나의 블럭(620)으로 수정한 제어 폐루프 블록도를 나타낼 수 있음을 알 수 있다.
통상, 3상의 교류 전동기(600)에 대하여, 좌표변환을 통한 d, q축 신호의 형태로 모델링한다. 교류 전동기(600)은 다양한 형태가 존재하는데, 이중에서 표면부착형 영구자석 전동기의 예를 들어 설명하기로 하자.
전동기의 출력 전압식을 연속시간 정지좌표계의 전동기의 전압식으로 나타내면 다음 수학식 4와 같다.
Figure PCTKR2019010306-appb-M000004
위 수학식 4에서,
Figure PCTKR2019010306-appb-I000009
는 정지좌표계 d축 입력전압이고,
Figure PCTKR2019010306-appb-I000010
는 정지좌표계 q축 입력전압이고,
Figure PCTKR2019010306-appb-I000011
는 정지좌표계 d축 출력전류이고,
Figure PCTKR2019010306-appb-I000012
는 정지좌표계 q축 출력전류이다. 또한, Rs는 전동기 고정자 저항, Ls는 전동기 고정자 인덕턴스, λPM은 영구자석 쇄교자속, θr은 전동기의 영구자석의 위치를 나타낸다.
또는, 수학식 5와 같이 표현되는 전동기의 위치와 동기되는 좌표변환을 통해 동기좌표계 전압식을 수학식 6의 형태로도 얻을 수 있다.
Figure PCTKR2019010306-appb-M000005
Figure PCTKR2019010306-appb-M000006
이때,
Figure PCTKR2019010306-appb-I000013
는 동기좌표계 q축 입력전압이고,
Figure PCTKR2019010306-appb-I000014
는 동기좌표계 q축 입력전압이고,
Figure PCTKR2019010306-appb-I000015
는 동기좌표계 d축 출력전류이고,
Figure PCTKR2019010306-appb-I000016
는 동기좌표계 q축 출력전류이다. 또한, θe는 전동기 회전자 위치이고, ωe는 전동기 회전자 속도를 나타낸다.
즉, 동일한 전동기에 대해 다양한 형태의 표현이 가능하다.
수학식 4와 수학식 6의 전압식에 대해, 라플라스 변환을 적용하여 전동기 전압입력에 대한 출력전류의 관계식을 얻으면, 수학식 7와 수학식 8의 전달함수로 표현할 수 있다.
Figure PCTKR2019010306-appb-M000007
Figure PCTKR2019010306-appb-M000008
수학식 7 또는 수학식 8과 같은 전동기(610)에 대한 모델링을 바탕으로, 도 6의 폐루르 회로분석을 통해 제어부(510)의 제어 알고리즘 Gc(s)를 설계하게 된다. 도 6에서 Gp(s)는 수학식 7과 수학식 8의
Figure PCTKR2019010306-appb-I000017
또는
Figure PCTKR2019010306-appb-I000018
를 의미한다.
따라서, 수학식 7과 수학식 8을 이용하면, 도 7의 제로-오더-홀드와 시지연 효과를 전동기 모델링과 결합한 하나의 블럭(610)으로 수정한 제어 폐루프 전달함수를 결정할 수 있다.
Figure PCTKR2019010306-appb-M000009
종래의 시스템에서는, 전동기 모델에 대하여 수학식 8의 동기좌표계 전압식을 활용하며, 이때 인버터 입력에 해당하는 전류지령
Figure PCTKR2019010306-appb-I000019
와 전동기의 출력에 해당하는 실제 전류
Figure PCTKR2019010306-appb-I000020
에 대한 동특성을 수학식 10과 같이 설계하는 경우, 도 7과 같은 시스템을 통해 수학식 11과 같은 관계식을 유도할 수 있다.
Figure PCTKR2019010306-appb-M000010
Figure PCTKR2019010306-appb-M000011
즉, 이미 알고 있는 GT(s) 및 사용자가 직접 설계하는 Gclosed(s)를 통해 수학식 11의 관계를 활용하면, 제어부(510)의 제어 알고리즘 Gc(s)를 수학식 12의 형태로 결정할 수 있다.
Figure PCTKR2019010306-appb-M000012
이때 제어부(510)의 제어 알고리즘을 디지털 인버터(500)에 구현하기 위해서는, 연속시간 영역의 전달함수가 아닌 이산시간 영역의 전달함수가 요구된다. 따라서, 수학식 11의 관계식을 이산화하기 위해 Gclosed(s) 및 GT(s)에 대해 z 변환을 적용하여 최종적으로 이산화 형태로 구현될 수 있는 제어 알고리즘 Gc(z)가 수학식 13과 같이 설계된다.
이때 z 변환은 신호처리에서 실수열 또는 복소수열로 나타나는 시간영역의 신호를 복소 주파수 영역의 표현으로 변환하는 것으로서, 연속시간 신호에 대한 라플라스 변환에 대응하는 이산시간 영역으로의 변환이라 할 수 있다. 이에 대한 설명은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 널리 알려진 사항이므로, 상세한 설명은 생략하기로 하겠다.
Figure PCTKR2019010306-appb-M000013
구체적으로, 전류지령에 대한 실제 전류의 동특성을 수학식 14와 같은 저역통과필터로 설계한다면, 수학식 15의 GT(z)를 통해 수학식 16과 같은 제어부(510)의 제어 알고리즘 Gc(z)을 설계할 수 있다.
Figure PCTKR2019010306-appb-M000014
Figure PCTKR2019010306-appb-M000015
Figure PCTKR2019010306-appb-M000016
이때 위 수학식에서 사용된 K는 제어기 변수를 나타낸다.
도 8은 종래의 인버터 제어방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
종래의 고속 인버터 시스템에서는, 샘플링 주기가 충분히 빠르지 않으므로 샘플링 현상에 대한 고려가 수행되어야 한다. 따라서, 도 7의 인버터(500)와 제로-오더-홀드 및 시지연이 반영된 전동기(600) 모델을 기준으로 설명하기로 한다.
종래의 인버터(500)에서는, 연속시간 영역에서 정지좌표계 전동기 전압식을 결정한다(S810). 이는 수학식 4와 같다. 이후, 수학식 5를 통해 좌표변환을 수행하여(S820), 연속시간 영역에서의 동기좌표계 전동기 전압식을 결정할 수 있다(S830). 이는 수학식 6과 같다.
이후, 제로-오더-홀드 및 시지연을 결합한 연속시간 영역에서의 동기좌표계 전동기의 전압식을 수학식 9와 같이 결정하고(S840), 연속시간 영역에서의 동기좌표계 전류제어 폐루프 전달함수를 수학식 11과 같이 결정한다(S850).
이후, 연속시간 영역에서의 동기좌표계 전류제어 폐루프 전달함수를 이산화하여 이산시간 영역에서의 동기좌표계 전류제어 폐루프 전달함수를 수학식 12와 같이 결정하고(S860), 수학식 14의 이산시간 영역에서의 전류제어 응답특성의 전달함수와 수학식 15의 이산화한 제로-오더-홀드 및 시지연을 결합한 연속시간 영역에서의 동기좌표계 전동기의 전압식을 이용하여 인버터의 전류제어 전달함수를 수학식 16과 같이 결정하고(S870), 이를 인버터에 전달한다(S880).
이때, 전동기 모델링의 마지막 단계에 해당하는 수학식 6의 동기좌표계 전압식은, 수학식 4의 정지좌표계 전압식에 수학식 5의 좌표변환을 거쳐 도출된 것이다. 이때, 수학식 5의 좌표변환식을 보면, 샘플링 주기가 변수로 사용되고 있음을 알 수 있다. 즉, 샘플링 주기에 따라 좌표변환의 결과가 달라지는 것이다.
그러나, 수학식 6의 동기좌표계 전압식에는 샘플링 주기가 포함되지 않음을 알 수 있다. 이는 샘플링 주기가 충분히 빠르다는 전제 하에, 수학식 4로부터 도출되었기 때문이다.
따라서, 종래의 제어방법에 의하면 좌표변환에 대한 샘플링 현상이 고려되지 않은 상태이며, 이는 수학식 15의 이산화된 GT(z)의 도출결과에 오차를 야기하는 문제점이 있다.
즉, 종래의 시스템에 의하면, 샘플링 주기가 충분히 짧은 일반적인 인버터 제어 시스템에서는 문제가 되지 않으나, 고속전류 제어 시스템에서는 시스템에 대한 모델링의 정확성을 감소시키며, 이로 인해, 인버터 제어기는 지령에 대한 추종성이 저하되고, 안정적인 운전범위가 제한되는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명의 일실시예의 시스템은, 좌표변환에 대한 샘플링 효과를 반영하여 모델링 정확성을 향상시키고, 더 낮은 샘플링 지수 조건에서 인버터 제어기의 지령추종 성능과 안정성을 확보하기 위한 것이다.
도 9는 본 발명의 일실시예의 인버터 제어장치가 적용되는 인버터 시스템의 구성도이다.
도면에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일실시예의 시스템은, 전동기(2)를 구동하는 인버터(1)의 인버터부(13)에 온오프 제어신호를 전달하는 제어장치(3)를 포함할 수 있다.
인버터(1)는 입력되는 삼상의 교류전원을 정류하는 정류부(11)와, 정류부(11)가 정류한 직류전압을 평활하여 저장하는 평활부(12) 및 평활부(12)에 저장된 직류전압을 제어장치(3)의 제어신호에 따라 소정 전압 및 주파수를 가지는 교류전압으로 출력하는 인버터부(13)를 포함할 수 있다. 인버터부(13)가 출력하는 교류전압은 전동기(2)에 제공된다.
도 10은 도 9의 제어장치(3)와 전동기(2)를 이산시간 영역으로 모델링하여 간략하게 도시한 일예시도이며, 이는 종래의 도 7에 대응하여 도시한 것으로서, 제어 모델링부(5)와 전동기 모델링부(6)를 포함할 수 있다.
전동기 모델링부(6)는, 수학식 7의 정지좌표계 전압식과, 수학식 1 및 수학식 2의 제로-오더-홀드 및 시지연 효과를 결합하여, 수학식 17과 같은 전동기 모델링에 대한 결과를 얻을 수 있다.
Figure PCTKR2019010306-appb-M000017
위 수학식 17에 대하여 이산화를 수행하기 위해 z 변환을 수행하면 다음과 같다.
Figure PCTKR2019010306-appb-M000018
이후, 이산영역에서 수학식 5의 좌표변환을 수행하면, 이산시간에 대한 제로-오더-홀드 및 시지연을 결합한 동기좌표계 전압식을 수학식 19와 같이 결정할 수 있다.
Figure PCTKR2019010306-appb-M000019
이후, 도 10의 폐루프를 활용하여, 수학식 20과 같은 동기좌표계 상의 전류제어 폐루프 전달함수를 얻을 수 있다.
Figure PCTKR2019010306-appb-M000020
위 수학식 20을 Gprop(z)로 나타내면, 수학식 21과 같고, 전류지령에 대한 실제 전류의 동특성을 수학식 14와 같은 저역통과필터로 설계하는 경우, 수학식 22와 같은 제어 모델링부(5)의 알고리즘을 도출할 수 있다.
Figure PCTKR2019010306-appb-M000021
Figure PCTKR2019010306-appb-M000022
이때 K는 제어기 변수를 나타내는 것으로서, 전류지령에 대한 실제 전류의 동특성을 나타내는 것이다.
수학식 22를 수학식 16과 비교하면, 수학식 16에서 좌표변환에서 고려하지 않았던 샘플링 영향이 반영되었음을 알 수 있으며, 수학식 16과 같이 제어변수 K가 사용되었음을 알 수 있다.
따라서, 본 발명의 일실시예의 제어 모델링부(5)에 의하면 복잡성 측면에서 종래와 동일한 반면, 시스템 모델링에 대한 정확성이 증가하여 전류제어 성능이 향상될 수 있다.
도 11은 본 발명의 일실시예의 인버터 제어장치의 상세 구성도를 나타낸 것으로서, 수학식 22를 구현한 일예시도이다.
도 12는 본 발명의 일실시예의 인버터 제어방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
도면에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일실시예에서, 제어 모델링부(5)는, 연속시간 영역에서의 정지좌표계의 전동기의 전압식을 수학식 7과 같이 결정할 수 있다(S10).
이후, 제어 모델링부(5)는 제로-오더-홀드 및 시지연을 결합한 연속시간 정지좌표계 전동기 전압식을 수학식 17과 같이 결정하고(S11), 이를 이산화하여, 제로-오더-홀드 및 시지연을 결합한 이산시간 정지좌표계 전동기 전압식을 수학식 18과 같이 결정할 수 있다(S12).
이후, 제어 모델링부(5)는 수학식 5를 이용하여 좌표변환을 수행하여(S13), 제로-오더-홀드 및 시지연을 결합한 이산시간 동기좌표계 전동기 전압식을 수학식 19와 같이 결정할 수 있다(S14).
이후, 제어 모델링부(5)는, 전류지령에 대한 실제 출력전류의 동특성을 저역통과필터로 설계하는 경우, 수학식 14의 이산시간 전류제어 응답특성 전달함수로부터 이산시간 동기좌표계 전류제어 폐루프 전달함수를 수학식 20과 같이 결정할 수 있다(S15).
또한, 제어 모델링부(5)는 수학식 20의 폐루프 전달함수로부터, 전류제어 전달함수를 수학식 22와 같이 결정하여(S16), 이를 인버터(1)에 제공할 수 있다.
도 13은 종래의 제어방법에 의한 지령전류 및 출력전류의 관계를 나타낸 예시도이고, 도 14는 본 발명의 일실시예의 제어방법에 의한 지령전류 및 출력전류의 관계를 나타낸 일예시도로서, 각각 샘플링 주파수가 2kHz이고 운전주파수가 500Hz인 조건, 즉, 샘플링 지수가 4인 조건을 나타낸 것이다. 도 13과 도 14에서, IdseRef와 IqseRef는 전류지령을 나타내고, Idse와 Iqse는 실제 전류를 나타낸다.
도 13을 참고로 하면, 종래의 경우, 실제 전류에 리플이 발생하는 것을 알 수 있으나, 도 14의 본 발명의 제어방법에 의하면 전류지령에 대한 실제 전류의 추종성이 향상되고 안정성도 향상되었음을 알 수 있다.
이와 같이, 본 발명의 일실시예에 의하면, 시스템 모델링시 좌표변환을 이산시간 영역에서 수행함으로써, 샘플링 효과를 시스템 모델링에 반영할 수 있고, 전류지령 추종성 및 안정성을 향상할 수 있다.
이상에서 본 발명에 따른 실시예들이 설명되었으나, 이는 예시적인 것에 불과하며, 당해 분야에서 통상적 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 범위의 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 다음의 청구범위에 의해서 정해져야 할 것이다.

Claims (11)

  1. 인버터의 교류전압을 출력하는 복수의 스위칭소자를 온오프하기 위하여, 이산시간 영역의 제어신호인 전류제어 전달함수를 결정하는 인버터 제어방법에 있어서,
    연속시간 영역에서 정지좌표계 상의 전동기에 대한 제1전압식을 결정하는 단계;
    상기 제1전압식에 제로-오더-홀드 및 시지연을 반영하여 제2전압식을 결정하는 단계;
    상기 제2전압식을 이산화하여 제3전압식을 결정하는 단계;
    상기 전동기의 회전자 위치 및 속도를 반영하여, 이산시간 영역에서 동기좌표계 상의 제4전압식을 결정하는 단계;
    이산시간 영역의 전류제어 응답특성 전달함수로부터, 이산시간 영역의 동기좌표계 상의 전류제어 폐루프 전달함수를 결정하는 단계; 및
    상기 전류제어 폐루프 전달함수와 상기 제4전압식을 이용하여, 상기 전류제어 전달함수를 결정하는 단계를 포함하는 인버터 제어방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1전압식은, 아래 수학식으로 결정되는 인버터 제어방법.
    Figure PCTKR2019010306-appb-I000021
    (이때, Gp(s)는 정지좌표계 전압식이고,
    Figure PCTKR2019010306-appb-I000022
    는 정지좌표계 입력전압이고,
    Figure PCTKR2019010306-appb-I000023
    는 정지좌표계 출력전류이고, Rs는 전동기 고정자 저항, Ls는 전동기 고정자 인덕턴스임)
  3. 제1항에 있어서, 상기 제2전압식은, 아래 수학식으로 결정되는 인버터 제어방법.
    Figure PCTKR2019010306-appb-I000024
    (이때, GZOH(s)는 제로-오더-홀드를 반영한 전달함수이고, Gd(s)는 시지연을 반영한 전달함수이며, Tsamp는 샘플링 주기임)
  4. 제1항에 있어서, 상기 제3전압식은, 아래 수학식으로 결정되는 인버터 제어방법.
    Figure PCTKR2019010306-appb-I000025
    (이때, ωe는 전동기 회전자 속도임)
  5. 제1항에 있어서, 상기 제4전압식은, 아래 수학식으로 결정되는 인버터 제어방법.
    Figure PCTKR2019010306-appb-I000026
  6. 제1항에 있어서, 상기 이산시간 영역의 전류제어 응답특성은, 저역통과필터로 설계되는 인버터 제어방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 전류제어 응답특성은, 아래 수학식으로 결정되는 인버터 제어방법.
    Figure PCTKR2019010306-appb-I000027
    (이때, K는 전류지령에 대한 실제 전류의 동특성을 나타내는 것임)
  8. 제1항에 있어서, 상기 전류제어 전달함수는, 아래 수학식으로 결정되는 인버터 제어방법.
    Figure PCTKR2019010306-appb-I000028
  9. 인버터의 교류전압을 출력하는 복수의 스위칭소자를 온오프하기 위하여, 이산시간 영역의 제어신호인 전류제어 전달함수를 결정하는 인버터 제어방법에 있어서,
    연속시간 영역에서, 제로-오더-홀드 및 시지연을 반영한 정지좌표계 상의 전동기에 대한 전압식을 이산화하는 단계; 및
    상기 전동기의 회전자 위치 및 속도를 반영하여, 이산시간 영역에서 동기좌표계 상의 전동기에 대한 전압식을 결정하는 단계를 포함하는 인버터 제어방법.
  10. 교류전원을 정류하는 정류부;
    상기 정류부가 정류한 직류전압을 평활하여 저장하는 평활부;
    복수의 스위칭소자가 소정 토폴로지에 의해 배치되어, 상기 평활부에 저장된 직류전압을 소정 전압 및 주파수의 교류전압으로 출력하는 인버터부; 및
    상기 복수의 스위칭소자를 온오프하기 위하여, 이산시간 영역의 제어신호인 전류제어 전달함수를 결정하는 제어부를 포함하고,
    상기 제어부는,
    연속시간 영역에서, 제로-오더-홀드 및 시지연을 반영한 정지좌표계 상의 전동기에 대한 전압식을 이산화하여, 상기 전동기의 회전자 위치 및 속도를 반영하여, 이산시간 영역에서 동기좌표계 상의 전동기에 대한 전압식을 결정하는 인버터 제어장치.
  11. 제10항에 있어서, 상기 제어부는,
    연속시간 영역에서 정지좌표계 상의 전동기에 대한 제1전압식을 결정하고,
    상기 제1전압식에 제로-오더-홀드 및 시지연을 반영하여 제2전압식을 결정하고,
    상기 제2전압식을 이산화하여 제3전압식을 결정하고,
    상기 전동기의 회전자 위치 및 속도를 반영하여, 이산시간 영역에서 동기좌표계 상의 제4전압식을 결정하고,
    이산시간 영역의 전류제어 응답특성 전달함수로부터, 이산시간 영역의 동기좌표계 상의 전류제어 폐루프 전달함수를 결정하고,
    상기 전류제어 폐루프 전달함수와 상기 제4전압식을 이용하여, 상기 전류제어 전달함수를 결정하는 인버터 제어장치.
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