WO2020157804A1 - 伝送線路及び移相器 - Google Patents

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WO2020157804A1
WO2020157804A1 PCT/JP2019/002774 JP2019002774W WO2020157804A1 WO 2020157804 A1 WO2020157804 A1 WO 2020157804A1 JP 2019002774 W JP2019002774 W JP 2019002774W WO 2020157804 A1 WO2020157804 A1 WO 2020157804A1
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WO
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conductor
stub
transmission line
annular
line
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PCT/JP2019/002774
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English (en)
French (fr)
Inventor
程 楊
西村　崇
裕子 陸田
Original Assignee
日本電業工作株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/18—Phase-shifters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P9/00—Delay lines of the waveguide type
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks

Definitions

  • the present invention relates to a transmission line and a phase shifter.
  • a plurality of antenna elements and a feed network configured to feed a signal and/or receive a signal from the antenna element and including a multi-blade wiper type phase shifter are disclosed.
  • An antenna comprising, wherein one or more conductive strips located at the center of rotation, i.e. at least one of said conductive strips, comprises at least one bent portion, a notched portion, The at least one bent portion, the notched portion, has a conductivity that provides an increased electrical length that is greater than the electrical length of a simple conductive strip of the same physical length.
  • An antenna having a conductive strip is disclosed.
  • the transmission line may be lengthened in order to increase the phase difference in the transmission line.
  • the transmission line is lengthened, there is a problem that the phase shifter including the transmission line becomes large, so that the phase shifter cannot be accommodated in the antenna or the cost required for the transmission line becomes high. It is an object of the present invention to provide a transmission line that increases the amount of phase delay as compared with the conventional microstrip line.
  • a transmission line to which the present invention is applied includes a unit line having one annular stub and another annular stub arranged opposite to each other through a bent line formed in a crank shape, and the unit line A first conductor configured by arranging the lines inverted to each other and a second conductor arranged so as to face the first conductor are provided.
  • a notch is provided at a connecting portion between one unit line and another unit line. The cut may be used to adjust the characteristic impedance.
  • the rings in the one annular stub and the other annular stub can be used for suppressing return loss.
  • a transmission line to which the present invention is applied includes a first conductor having a meander-shaped line and a stub arranged in a recess formed by the meander-shaped bend, and And a second conductor arranged to face the first conductor.
  • the stub may be an annular stub.
  • a plurality of the stubs may be arranged in each of the recesses.
  • the meander-shaped line may be characterized in that a notch is provided at a connection portion between one bent line and another bent line formed in a crank shape.
  • a phase shifter to which the present invention is applied includes a unit line having one annular stub and another annular stub arranged opposite to each other via a bent line formed in a crank shape.
  • the unit lines are arranged to be inverted with respect to each other, one end is connected to the first input/output terminal, and the first conductor is made of a conductive material, and one end is connected to the second input terminal. The other end is connected to the output terminal and extends so as to be electrically coupled to the first conductor, and the position electrically coupled to the first conductor is relatively movable in the first conductor.
  • a third conductor made of a conductive material, and a second conductor arranged to face the first conductor and the third conductor.
  • FIG. 1B is a diagram showing a cross section taken along the line AA of FIG.
  • (A) is a figure which shows the unit structure used as the unit which comprises the conductor which concerns on Embodiment 1
  • (B) is a figure which shows the case where two unit structures are arrange
  • (C) is a diagram showing an overview of a conductor according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of an equivalent circuit of the transmission line according to the first exemplary embodiment.
  • FIG. 3A is a diagram showing a configuration including an annular stub and two impedance adjusting units according to the first embodiment.
  • FIG. 9A is a diagram showing Smith chart characteristics in the configuration of each parameter of X1 to X3.
  • B is a diagram showing a phase characteristic in the configuration of each parameter of X1 to X3.
  • FIG. 4A is a diagram showing a transmission line in which two unit structures according to the first embodiment are arranged.
  • B is a figure which shows the transmission line provided with the non-annular stub instead of the annular stub.
  • FIG. 6A is a diagram showing a return loss characteristic in the transmission line shown in FIGS.
  • FIG. 6B is a diagram showing phase characteristics in the transmission lines shown in FIGS. 6A and 6B.
  • FIG. 6B is a diagram showing phase characteristics in the configuration of each parameter of X4 and X5.
  • A) is a figure which shows the return loss characteristic in the structure of each parameter of X6 and X7.
  • (B) is a diagram showing a phase characteristic in the configuration of each parameter of X6, X7.
  • A) is a figure which shows the conductor of the Example which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. 3B is a diagram showing a conductor of a comparative example which is a conventional technique. It is a figure which shows the VSWR characteristic of the conductor of an Example, and the conductor of a comparative example.
  • FIG. 6 is a diagram showing an overview of a conductor according to the second embodiment. It is a figure which shows the external appearance of the conductor which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. 1A is a diagram showing a configuration example of the phase shifter 1 to which the first embodiment is applied.
  • FIG. 1B is a diagram showing a cross section taken along the line AA of FIG.
  • the phase shifter 1 includes a plate member 114 and a plate member 115, and the plate member 115 is stacked on the plate member 114.
  • a linear conductor 111, a conductor 112 having one end overlapped with the conductor 111, and a spacer 113 are arranged on the plate-shaped member 115.
  • the plate-shaped member 114 is arranged to face the conductor 111, the conductor 112, and the spacer 113 with the plate-shaped member 115 interposed therebetween.
  • the phase shifter 1 includes P-In/Out which is an input/output terminal connected to the conductor 112, and Port1 and Port2 which are input/output terminals connected to the conductor 111. Then, the phase shifter 1 shifts the phase of the transmission signal input to the input/output terminal (P-In/Out) between the two input/output terminals (Port 1, Port 2) and outputs the shifted signal. Also, the phase shifter 1 shifts the phases of the received signals input to the two input/output terminals (Port 1, Port 2) so that they are different from each other, synthesizes them, and outputs them from the input/output terminals (P-In/Out). In the present embodiment, each of Port1 and Port2 is an example of the first input/output terminal. P-In/Out is an example of the second input/output terminal.
  • phase shifter 1 when the phase shifter 1 transmits a radio wave, Port1 and Port2 of the phase shifter 1 output the signals shifted in phase with respect to the transmission signal input to P-In/Out. .. Further, for example, when the phase shifter 1 receives a radio wave, P-In/Out shifts the phases of the received signals input to Port 1 and Port 2 and synthesizes and outputs them.
  • the amount of phase shift (phase shift amount) can be varied by moving the conductor 112, as will be described later.
  • the plate-shaped member 114 is made of a conductive material having high conductivity such as copper or aluminum.
  • the plate-shaped member 114 is connected to, for example, the ground and applies a reference potential to the conductor 111 and the conductor 112.
  • the plate member 115 is made of an insulating material (or a dielectric material) such as epoxy.
  • the conductors 111 and 112 are made of a conductive material having a high conductivity, such as copper or aluminum, and have a thickness of 1 mm, for example. These conductors 111 and 112 function as signal lines through which received signals and transmitted signals are transmitted.
  • the spacer 113 is made of, for example, an insulating material (or a dielectric material) such as polytetrafluoroethylene that causes little loss at high frequencies.
  • one end is connected to Port1 and the other end is connected to Port2.
  • one end is connected to P-In/Out, and the other end extends so as to be electrically coupled to the conductor 111 and overlaps with the conductor 111. It spreads in the width direction of the conductor 111.
  • a spacer 113 which is a dielectric layer, is sandwiched in a portion ⁇ where the conductor 112 and the conductor 111 overlap each other.
  • 111 is configured to be capacitively coupled (that is, electrically coupled).
  • the conductor 112 is configured to be movable in the arrow direction shown in FIG. 1A (for example, the width direction of the conductor 111). By moving the conductor 112, the position of the overlapping portion ⁇ of the conductor 112 and the conductor 111 moves along the conductor 111. As a result, the phase (phase shift amount) of the transmission/reception signal changes in Port1 and Port2.
  • the conductor 112 By widening the other end of the conductor 112 in the width direction of the conductor 111, the degree of coupling (capacitive coupling) of transmitted/received signals is increased. However, the other end of the conductor 112 does not have to be widened in the width direction. Further, the spacer 113 reduces friction with the conductor 111 when moving the conductor 112 and facilitates sliding. An air layer may be used instead of the spacer 113, which is a dielectric layer. Further, instead of moving the conductor 112, the conductor 111 may be moved. In other words, it is sufficient if the conductor 111 and the conductor 112 are relatively movable. In this embodiment, the conductor 111 is used as an example of the first conductor. The plate member 114 is used as an example of the second conductor. The conductor 112 is used as an example of the third conductor.
  • FIG. 2A is a diagram showing a unit structure 120 that is a unit constituting the conductor 111 according to the first embodiment
  • FIG. 2B is a diagram showing a case where two unit structures 120 are arranged. is there.
  • FIG. 2C is a diagram showing an overview of the conductor 111 according to the first embodiment.
  • the unit structure 120 is used as an example of the unit line.
  • the unit structure 120 includes two annular stubs 1A formed in an annular shape and a crank-shaped bent line 1B. Then, the two annular stubs 1A are arranged to face each other with the bent line 1B interposed therebetween. Further, a cut 1D is formed between the annular stub 1A and the bent line 1B. In other words, in the unit structure 120, the two annular stubs 1A and the bent line 1B alternately form cuts 1D.
  • an impedance adjusting section 1C is provided at both ends of the bent line 1B.
  • the impedance adjusting section 1C is a convex portion at both ends of the bent line 1B.
  • two unit structures 120 are arranged as shown in FIG. 2B, they are formed by notches extending from both sides of the conductor 111 in the width direction. Then, the one unit structure 120 and the other unit structure 120 are arranged to face each other via the impedance adjusting unit 1C. That is, the structure shown in FIG. 2B has a symmetrical structure with respect to the impedance adjusting unit 1C.
  • the conductor 111 is configured by arranging the unit structures 120 in an inverted manner and repeatedly arranging the unit structures 120.
  • four unit structures 120 are arranged.
  • a meander shape is formed by connecting a plurality of bent lines 1B.
  • two annular stubs 1A are provided in the recess 1E formed by the meander-shaped bending.
  • H1 is the width of the conductor 111 in the bent line 1B.
  • H2 is the length of the cut 1D between the annular stub 1A and the bent line 1B.
  • H3 is a length between the end of the annular stub 1A and the end of the ring (that is, the ring) in the annular stub 1A.
  • L1 is the length of the ring of the annular stub 1A.
  • L3 is the length of the annular stub 1A.
  • W1 is the width of the bent line 1B.
  • W2 is the width of the annular stub 1A.
  • W3 is the width of the impedance adjustment unit 1C.
  • W4 is the width between the end of the ring of the annular stub 1A and the end of the conductor 111.
  • P1 is the width of the ring of the annular stub 1A.
  • P2 is the width of the cut 1D between the annular stub 1A and the bent line 1B.
  • P3 is the width of the cut between the one annular stub 1A and the other annular stub 1A arranged via the impedance adjusting unit 1C.
  • the length H2 of the cut 1D and the length L3 of the annular stub 1A may be the same, or for example, the cut 1D may be extended toward the end of the conductor 111,
  • the position of the ring of the annular stub 1A may be changed so that H2 and L3 are different.
  • H3 may have a value common to all the annular stubs 1A, but it is not limited to such a configuration.
  • H3 may be set to different values for one annular stub 1A and another annular stub 1A.
  • transmission line ⁇ Equivalent circuit of transmission line>
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of an equivalent circuit of the transmission line according to the first exemplary embodiment.
  • the transmission line according to the first embodiment is expressed as a configuration in which a plurality of equivalent circuits shown in FIG. 3 are connected.
  • this equivalent circuit is similar to a general microstrip line.
  • the physical transmission line length is shortened by increasing the phase delay amount per unit length of the transmission line, that is, by decreasing the phase velocity v 0 of the transmission line. The purpose is to let.
  • This phase velocity v 0 is expressed by the equation 1 using the inductance L and the capacitance C per unit length of the equivalent circuit shown in FIG.
  • Equation 1 From Equation 1, it can be seen that the phase velocity v 0 becomes smaller by increasing the inductance L or the capacitance C. In other words, it can be said that the physical transmission line length can be shortened by increasing the inductance L or the capacitance C.
  • the characteristic impedance Z 0 of the transmission line is expressed by the equation (2).
  • the inductance L or the capacitance C is set in order to shorten the physical transmission line length and to match the characteristic impedance Z 0 with a predetermined value.
  • a predetermined value for example, 50 ohms
  • FIG. 4A is a diagram showing a configuration including the annular stub 1A and the two impedance adjusting units 1C according to the first embodiment.
  • FIG. 4B is a diagram showing parameters of the configuration shown in FIG. An experiment was conducted using the parameters X1 to X3 in FIG. 4B, and changes in electrical characteristics due to differences in length of each part of the configuration in FIG. 4A were confirmed.
  • X1 and X2, W2, W4, and H3 are common, and for L3, X2 is 1 mm longer than X1.
  • L3, W2, and H3 are common, and W4 is shorter by 0.4 mm than X1.
  • FIG. 5A is a diagram showing Smith chart characteristics in the configuration of each parameter of X1 to X3.
  • FIG. 5B is a diagram showing a phase characteristic in the configuration of each parameter of X1 to X3.
  • the horizontal axis represents frequency (Frequency) (GHz) and the vertical axis represents phase (Phase) (degrees).
  • the phase characteristic means the reference phase and the phase of the radio wave reaching the other end with the phase of the radio wave transmitted from one end of the target configuration (in this example, the annular stub 1A) as a reference. It shows the difference with.
  • the capacitance C increases due to the Smith chart characteristic shown in FIG. Further, in the phase characteristic shown in FIG. 5(B), in the case of X2, a phase delay occurs as compared with the case of X1, and it is confirmed that a delay of 1.4 degrees occurs at 2.0 GHz, for example. Was done. From the above, it is understood that the capacitance C increases and the phase is delayed by increasing the length L3 of the annular stub 1A. Since the capacitance C is a parameter necessary to adjust the characteristic impedance Z 0 as shown in the equation 2, the characteristic impedance Z 0 is also adjusted by changing the length L3 of the annular stub 1A. It
  • the capacitance C or the inductance L can be adjusted and the characteristic impedance Z 0 can be adjusted.
  • the phase delay amount can be adjusted by changing the length L3 of the annular stub 1A.
  • FIG. 6A is a diagram showing a transmission line in which two unit structures 120 according to the first embodiment are arranged.
  • FIG. 6B is a diagram showing a transmission line provided with a non-annular stub 1F instead of the annular stub 1A.
  • the length H2 of the cut 1D see FIG. 2
  • the length L3 of the annular stub 1A (or stub 1F) are the same.
  • FIG. 7A is a diagram showing a return loss characteristic in the transmission line shown in FIGS. 6A and 6B.
  • the horizontal axis represents frequency (Frequency) (GHz) and the vertical axis represents return loss (Return Loss) (dB).
  • FIG. 7B is a diagram showing phase characteristics in the transmission lines shown in FIGS. 6A and 6B.
  • the horizontal axis represents frequency (Frequency) (GHz) and the vertical axis represents phase (Phase) (degrees).
  • the annular stub 1A of FIG. 6(A) is The return loss was good in both the configuration (with a ring) and the configuration of the non-ring stub 1F in FIG. 6(B) (without a ring). However, it was confirmed that the return loss was suppressed in the case of the configuration of the annular stub 1A (with a ring), as compared with the configuration of the non-annular stub 1F (without a ring).
  • the capacitance C becomes large and the phase delay easily occurs.
  • the current flows through the stub, matching of the characteristic impedance Z 0 becomes poor. Therefore, when a ring such as the ring stub 1A is provided, the flow of current flowing through the stub changes, and as a result, the characteristic impedance Z 0 changes and the return loss is suppressed.
  • the configuration of the annular stub 1A has the effect of suppressing the return loss and increasing the phase delay as compared with the configuration of the non-annular stub 1F. That is, the ring of the annular stub 1A can be used for suppressing the return loss and adjusting the phase delay.
  • the phase delay amount increases by the number of arranged unit structures 120 by increasing the number of arranged unit structures 120.
  • the phase delay amount when 2N unit structures 120 are arranged is N times the phase delay amount when two unit structures 120 are arranged.
  • P1 and H1 are common, and for L1 and L3, X5 is 1 mm longer than X4.
  • W4 is common to X4 and X5. More specifically, X4 is obtained by shortening L1, L3, and H1 by 1 mm in comparison with the parameters of FIG. 6A, and H1 is (L3+W4) as in the configuration shown in FIG. ) Is equal to the length. On the other hand, in the case of X5, L1 and L3 are made 1 mm longer than in the case of X4, and H1 and W4 are not changed. Therefore, at X5, the tip of the annular stub 1A has a structure protruding in the width direction of the conductor 111 with respect to the portion having the length H1 of the bent line 1B. With these configurations, the phase delay effect by increasing the length L3 of the annular stub 1A and the length L1 of the ring was confirmed.
  • FIG. 8A is a diagram showing a return loss characteristic in the configuration of each parameter of X4 and X5.
  • the horizontal axis represents frequency (Frequency) (GHz) and the vertical axis represents return loss (Return Loss) (dB).
  • FIG. 8B is a diagram showing phase characteristics in the configuration of each parameter of X4 and X5.
  • the horizontal axis represents frequency (Frequency) (GHz) and the vertical axis represents phase (Phase) (degrees).
  • the return loss is -25 dB or less, so it is the reference -25 dB or less, and it is confirmed that the return loss characteristics are similarly good.
  • FIG. 8B in the case of X5, there is a delay in the phase as compared with the case of X4.
  • the phase at 2.0 GHz is -112.7 degrees in the case of X4.
  • X6 and X7 L1, L3, and P1 are common, and with respect to H1, X7 is 1 mm longer than X6.
  • W4 is common to X6 and X7.
  • X6 is the same as the parameter of X5, and has a structure in which the tip of the annular stub 1A projects in the width direction of the conductor 111 with respect to the portion of the length H1 of the bent line 1B.
  • H1 is made 1 mm longer than in the case of X6, and L1, L3, and P1 are not changed.
  • This X7 is the same as the parameter of FIG. 6(A), and H1 is equal to the length of (L3+W4) as in the configuration shown in FIG. 6(A). With these configurations, the phase delay effect by increasing the width H1 of the conductor 111 in the bent line 1B was confirmed.
  • FIG. 9A is a diagram showing a return loss characteristic in the configuration of each parameter of X6 and X7.
  • the horizontal axis represents frequency (Frequency) (GHz) and the vertical axis represents return loss (Return Loss) (dB).
  • FIG. 9B is a diagram showing a phase characteristic in the configuration of each parameter of X6 and X7.
  • the horizontal axis represents frequency (Frequency) (GHz) and the vertical axis represents phase (Phase) (degrees).
  • the characteristic impedance Z 0 of the transmission line becomes smaller. ..
  • the characteristic impedance Z 0 of the transmission line increases.
  • the length L3 and ring length L1 of the annular stub 1A by adjusting the width H1 of the conductor, after adjusting the phase delay and the characteristic impedance Z 0, for example, 50 ohm characteristic impedance Z 0 of the conductor 111
  • the width W3 of the impedance adjusting unit 1C is adjusted to match the width W3.
  • the conductor 111 is connected to a device or a cable having a characteristic impedance Z 0 of 50 ohms at the input/output terminals of Port1 and Port2. Therefore, by adjusting the width W3 of the impedance adjusting portion 1C connected to Port1 or Port2, the characteristic impedance Z 0 of the conductor 111 is matched so as to be 50 ohms.
  • the width W3 of the impedance adjusting portion 1C connecting the unit structures 120 is also used for matching the characteristic impedance Z 0 of the conductor 111 to 50 ohms. As described above, by providing the impedance adjusting section 1C, it becomes easy to adjust the characteristic impedance Z 0 of the conductor 111.
  • FIG. 10A is a diagram showing the conductor 111 of the example according to the first embodiment.
  • FIG. 10B is a diagram showing a conductor 201 of a comparative example which is a conventional technique.
  • the length L of the conductor 111 of the example is 69.3 mm.
  • the conductor 201 of the comparative example is a conventional microstrip line, and the length L is 98.5 mm.
  • FIG. 11 is a diagram showing VSWR (Voltage Standing Wave Ratio) characteristics of the conductor 111 of the example and the conductor 201 of the comparative example.
  • the VSWR characteristic is one of the indices showing the high frequency characteristic, and is the degree to which a part of the signal is reflected on the circuit when the high frequency signal passes through. The larger the reflection, the larger the numerical value of VSWR, indicating that the signal loss (that is, the return loss) is large. Therefore, the VSWR is required to be as low as possible.
  • the numerical value of VSWR is represented by the ratio of the maximum value and the minimum value of the voltage as the voltage standing wave ratio, and is represented by the formula (3).
  • Equation 3 ⁇ is the voltage reflection coefficient, which is the ratio of the amplitude of the reflected wave to the amplitude of the traveling wave.
  • the horizontal axis represents frequency (GHz) and the vertical axis represents VSWR.
  • the VSWR of the conductor 111 of the embodiment in the frequency range of 0.1 to 3.0 GHz.
  • the characteristics were equivalent to the VSWR characteristics of the conductor 201 of the comparative example, and good results were obtained.
  • the length L of the conductor 111 of the example is about 30 mm shorter than the length L of the conductor 201 of the comparative example, but the conductor 111 of the example has a VSWR characteristic as compared with the conductor 201 of the comparative example. It was confirmed that it was not damaged.
  • FIG. 12 is a diagram showing phase characteristics of the conductor 111 of the example and the conductor 201 of the comparative example.
  • the horizontal axis represents frequency (Frequency) (GHz) and the vertical axis represents phase (Phase) (degrees).
  • the phase characteristic of the conductor 111 of the example was equivalent to that of the conductor 201 of the comparative example.
  • the length L of the conductor 111 of the example is about 30 mm shorter than the length L of the conductor 201 of the comparative example, but the conductor 111 of the example has a phase characteristic higher than that of the conductor 201 of the comparative example. It was confirmed that there was no big difference.
  • the transmission line according to the first embodiment when the transmission line according to the first embodiment is compared with the microstrip line having the same physical length, the transmission line according to the first embodiment has a microstrip line. It was confirmed that the phase delay amount was increased by 20% to 35% as compared with the line.
  • the conductor 111 has the annular stub 1A.
  • the conductor 111 includes a non-annular stub 1F instead of the annular stub 1A.
  • the configuration other than the stub 1F is the same as that of the first embodiment. Therefore, in the following, the same parts as those in the first embodiment are designated by the same reference numerals, the description thereof will be omitted, and different parts will be described.
  • FIG. 13 is a diagram showing an overview of the conductor 111 according to the second embodiment.
  • the unit structure 120 includes two stubs 1F and a bent line 1B. Then, the two stubs 1F are arranged to face each other via the bent line 1B. Further, the two unit structures 120 are arranged to face each other with the impedance adjusting unit 1C interposed therebetween. In this way, the conductor 111 is formed by repeatedly arranging the unit structures 120. Further, in the present embodiment, since the stub 1F that is not a ring is used, unlike the first embodiment, by providing a ring or changing the length L1 (see FIG. 2) of the ring, the phase delay is increased.
  • phase delay amount and the characteristic impedance Z 0 are adjusted by adjusting the lengths of other portions such as the width H1 of the conductor 111 (see FIG. 2) and the width W3 of the impedance adjustment unit 1C.
  • first embodiment and the second embodiment may be combined.
  • the annular stubs 1A instead of all the annular stubs 1A, non-annular stubs 1F are used, and instead of some annular stubs 1A, non-annular stubs 1F are used. Good.
  • the annular stub 1A and the stub 1F may be mixed.
  • the unit structure 120 of the conductor 111 includes the two annular stubs 1A.
  • the two annular stubs 1A are provided in the meander-shaped recess 1E.
  • the unit structure 120 of the conductor 111 includes one annular stub 1A.
  • one annular stub 1A is provided in the meander-shaped recess 1E.
  • the same parts as those in the first embodiment will be designated by the same reference numerals, description thereof will be omitted, and different parts will be described.
  • FIG. 14 is a diagram showing an overview of the conductor 111 according to the third embodiment.
  • the unit structure 120 of the conductor 111 includes one annular stub 1A and a bent line 1G bent in an L shape. Further, impedance adjusting sections 1C are provided at both ends of the bent line 1G. Then, the unit structure 120 is arranged via the impedance adjustment unit 1C. In this way, the conductor 111 is formed by repeatedly arranging the unit structures 120. In the example shown in FIG. 14, six unit structures 120 are arranged.
  • the meander shape is formed by disposing the plurality of bent lines 1G.
  • One annular stub 1A is provided in the meander-shaped recess 1E.
  • each part of the conductor 111 such as the length L3 of the annular stub 1A, the length L1 of the ring, and the width H1 of the conductor is adjusted to adjust the phase delay amount and the characteristic impedance Z 0 .
  • a stub 1F that is not annular may be provided instead of the annular stub 1A.
  • the phase delay amount and the characteristic impedance Z 0 are not adjusted by providing the ring or changing the length L1 of the ring, but for example, the width H1 of the conductor 111 and the impedance adjusting unit 1C are not adjusted.
  • the phase delay amount and the characteristic impedance Z 0 are adjusted by adjusting the lengths of other parts such as the width W3.
  • the meander-shaped recess 1E is provided with one or two annular stubs 1A, but the meander-shaped recess 1E is provided with three or more annular stubs 1A. Good. Also in this case, the amount of phase delay and the characteristic impedance Z 0 are adjusted by adjusting the length of each part of the conductor 111. Further, three or more non-annular stubs 1F may be provided in the meander-shaped recess 1E instead of the annular stub 1A.
  • another conductor may be further provided on the conductor 111 and the conductor 112 through an insulating material (or a dielectric material) or the like to form a three-layer triplate structure. ..
  • Another conductor provided on the conductor 111 and the conductor 112 is connected to, for example, the ground, and gives a reference potential to the conductor 111 and the conductor 112. Then, each of the conductor 111 and the conductor 112 constitutes a transmission line by the plate-shaped member 114, and also constitutes a transmission line by another conductor.
  • the transmission line is composed of three layers of a two-layer member (plate-shaped member 114 and another conductor) that gives a reference potential and a signal line layer (conductor 111 and conductor 112) provided between the two layers.
  • a two-layer member plate-shaped member 114 and another conductor
  • a signal line layer conductor 111 and conductor 112
  • the conductor 111 is a linear conductor in the first to third embodiments, the conductor 111 is not limited to a linear conductor.
  • the conductor 111 may be a conductor curved in an arc.
  • the conductor 112 is configured to be rotatable with respect to the conductor 111, for example, and by rotating the conductor 112, the position of the overlapping portion ⁇ between the conductor 112 and the conductor 111 moves along the conductor 111, and Port1 And Port2, the phase of the transmission/reception signal (phase shift amount) changes.
  • the conductor 111 is used for the phase shifter 1, but the structure is not limited to the structure used for the phase shifter 1.
  • the conductor 111 may be one that functions as a signal line through which a reception signal and a transmission signal are transmitted.

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Abstract

クランク状に形成された曲折線路を介して対向に配置された一の環状スタブ及び他の環状スタブを有する単位線路を備え、単位線路を互いに反転して配置して構成される第１の導体と、第１の導体に対向して配置される第２の導体とを備える伝送線路。

Description

伝送線路及び移相器
　本発明は、伝送線路及び移相器に関する。
　例えば、引用文献１には、複数のアンテナ素子と、信号をフィードし、及び／又は前記アンテナ素子からの信号を受信するように構成され、マルチブレードワイパー型の位相シフタを含むフィードネットワークと、を含むアンテナであって、回転の中心に位置された一又はそれ以上の導電性ストリップ、すなわち該導電性ストリップの少なくとも１つは、少なくとも１つの曲折された部分、切り目が付された部分を含み、それら少なくとも１つの曲折された部分、切り目が付された部分は、同じ物理的長さの単純な導電性ストリップの電気的長さよりも大きい電気的長さを有する増加した電気的長さを与える導電性ストリップを有するアンテナが開示されている。
特許第５３４８６８３号公報
　伝送線路における位相量の差を大きくするために、伝送線路を長くすることがある。ただし、伝送線路を長くすることで、例えば伝送線路を備える移相器が大きくなるために移相器をアンテナに収容できなくなったり、伝送線路に要する費用が高くなったりするという問題がある。
　本発明の目的は、従来のマイクロストリップ線路と比較して、位相遅延の量を大きくする伝送線路を提供することにある。
　かかる目的のもと、本発明が適用される伝送線路は、クランク状に形成された曲折線路を介して対向に配置された一の環状スタブ及び他の環状スタブを有する単位線路を備え、当該単位線路を互いに反転して配置して構成される第１の導体と、前記第１の導体に対向して配置される第２の導体とを備える。
　ここで、一の単位線路と他の単位線路との接続部には、切り込みが設けられることを特徴とすることができる。
　また、前記切り込みは、特性インピーダンスの調整に用いられることを特徴とすることができる。
　さらに、前記一の環状スタブ及び前記他の環状スタブにおける環は、リターンロスの抑制に用いられることを特徴とすることができる。
　また、他の観点から捉えると、本発明が適用される伝送線路は、メアンダ形状の線路と、当該メアンダ形状の屈曲により形成される凹部に配置されるスタブとを有する第１の導体と、前記第１の導体に対向して配置される第２の導体とを備える。
　ここで、前記スタブは、環状スタブであることを特徴とすることができる。
　また、前記凹部のそれぞれには、複数の前記スタブが配置されることを特徴とすることができる。
　さらに、前記メアンダ形状の線路では、クランク状に形成された一の曲折線路と他の曲折線路との接続部に、切り込みが設けられることを特徴とすることができる。
　また、他の観点から捉えると、本発明が適用される移相器は、クランク状に形成された曲折線路を介して対向に配置された一の環状スタブ及び他の環状スタブを有する単位線路を備え、当該単位線路を互いに反転して配置して構成されており、一端部が第１の入出力端子に接続され、導電材料で構成された第１の導体と、一端部が第２の入出力端子に接続され、他端部が前記第１の導体と電気的に結合するように延びるとともに、当該第１の導体と電気的に結合する位置が当該第１の導体において相対的に移動可能である、導電材料で構成された第３の導体と、前記第１の導体及び前記第３の導体に対向して配置される第２の導体とを備える。
　本発明によれば、従来のマイクロストリップ線路と比較して、位相遅延の量を大きくする伝送線路を提供できる。
（Ａ）実施の形態１が適用される移相器の構成例を示す図である。（Ｂ）は、図１（Ａ）のＡ－Ａ線での断面を示す図である。 （Ａ）は、実施の形態１に係る導体を構成する単位となる単位構造を示す図であり、（Ｂ）は、２つの単位構造を配置した場合を示す図である。（Ｃ）は、実施の形態１に係る導体の概観を示す図である。 実施の形態１に係る伝送線路の等価回路の一例を示した図である。 （Ａ）は、実施の形態１に係る環状スタブと２つのインピーダンス調整部とを含む構成を示す図である。（Ｂ）は、図４（Ａ）に示す構成のパラメータを示す図である。 （Ａ）は、Ｘ１～Ｘ３の各パラメータの構成におけるスミスチャート特性を示す図である。（Ｂ）は、Ｘ１～Ｘ３の各パラメータの構成における位相特性を示す図である。 （Ａ）は、実施の形態１に係る単位構造を２つ配置した伝送線路を示す図である。（Ｂ）は、環状スタブの代わりに、環状ではないスタブを備えた伝送線路を示す図である。 （Ａ）は、図６（Ａ）、（Ｂ）に示す伝送線路におけるリターンロス特性を示す図である。（Ｂ）は、図６（Ａ）、（Ｂ）に示す伝送線路における位相特性を示す図である。 （Ａ）は、Ｘ４、Ｘ５の各パラメータの構成におけるリターンロス特性を示す図である。（Ｂ）は、Ｘ４、Ｘ５の各パラメータの構成における位相特性を示す図である。 （Ａ）は、Ｘ６、Ｘ７の各パラメータの構成におけるリターンロス特性を示す図である。（Ｂ）は、Ｘ６、Ｘ７の各パラメータの構成における位相特性を示す図である。 （Ａ）は、実施の形態１に係る実施例の導体を示す図である。（Ｂ）は、従来技術である比較例の導体を示す図である。 実施例の導体及び比較例の導体のＶＳＷＲ特性を示す図である。 実施例の導体及び比較例の導体の位相特性を示す図である。 実施の形態２に係る導体の概観を示す図である。 実施の形態３に係る導体の概観を示す図である。
　以下、添付図面を参照して、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
［実施の形態１］
＜移相器の構成＞
　図１（Ａ）は、実施の形態１が適用される移相器１の構成例を示す図である。図１（Ｂ）は、図１（Ａ）のＡ－Ａ線での断面を示す図である。
　移相器１は、板状部材１１４、板状部材１１５を備え、板状部材１１４の上に板状部材１１５が重ねられている。また、板状部材１１５の上には、直線状の導体１１１、一端部が導体１１１と重ねられた導体１１２、スペーサ１１３が配置される。付言すると、板状部材１１４は、板状部材１１５を挟んで、導体１１１、導体１１２、スペーサ１１３に対向して配置される。
　また、移相器１は、導体１１２に接続される入出力端子のＰ－Ｉｎ／Ｏｕｔと、導体１１１に接続される入出力端子のＰｏｒｔ１、Ｐｏｒｔ２を備える。そして、移相器１は、入出力端子（Ｐ－Ｉｎ／Ｏｕｔ）に入力された送信信号の位相を２つの入出力端子（Ｐｏｒｔ１、Ｐｏｒｔ２）で異なるようにずらして出力する。また、移相器１は、２つの入出力端子（Ｐｏｒｔ１、Ｐｏｒｔ２）に入力された受信信号の位相を異なるようにずらして合成して、入出力端子（Ｐ－Ｉｎ／Ｏｕｔ）から出力する。
　本実施の形態では、Ｐｏｒｔ１、Ｐｏｒｔ２のそれぞれが第１の入出力端子の一例である。また、Ｐ－Ｉｎ／Ｏｕｔが第２の入出力端子の一例である。
　より具体的には、例えば、移相器１が電波を送信する場合、移相器１のＰｏｒｔ１及びＰｏｒｔ２は、Ｐ－Ｉｎ／Ｏｕｔに入力された送信信号に対してそれぞれ位相をずらして出力する。また、例えば、移相器１が電波を受信する場合、Ｐ－Ｉｎ／Ｏｕｔは、Ｐｏｒｔ１及びＰｏｒｔ２にそれぞれ入力された受信信号の位相をずらして合成して出力する。
　なお、ずらす位相の量（移相量）は、後述するように、導体１１２を移動させることにより可変できるようになっている。
　板状部材１１４は、銅又はアルミニウムなどの導電率の高い導電材料で構成される。この板状部材１１４は、例えばアースに接続されており、導体１１１及び導体１１２に対して基準電位を与えるものである。
　板状部材１１５は、エポキシなどの絶縁材料（又は誘電材料）で構成される。
　導体１１１、１１２は、例えば、銅又はアルミニウムなどの導電率の高い導電材料で構成され、例えば厚さは１ｍｍである。これらの導体１１１、１１２は、受信信号や送信信号が伝達される信号線路として機能するものである。
　スペーサ１１３は、例えばポリテトラフルオロエチレンなどの高周波において損失が少ない絶縁材料（又は誘電材料）で構成されている。
　さらに説明すると、導体１１１では、一端部がＰｏｒｔ１に接続され、他端部がＰｏｒｔ２に接続されている。また、導体１１２では、一端部がＰ－Ｉｎ／Ｏｕｔに接続され、他端部は、導体１１１と電気的に結合するように延びて導体１１１と重なっており、導体１１１と重なる部分αにおいて、導体１１１の幅方向に広がっている。さらに、導体１１２と導体１１１とが重なる部分αには、誘電体層であるスペーサ１１３が挟み込まれており、導体１１２と導体１１１とが重なる部分αにおいて、スペーサ１１３を介して、導体１１２と導体１１１とが容量結合（即ち、電気的に結合）するように構成されている。
　また、導体１１２は、図１（Ａ）に示す矢印方向（例えば、導体１１１の幅方向）に移動可能に構成される。導体１１２を移動させることにより、導体１１２と導体１１１との重なる部分αの位置が導体１１１に沿って移動する。これにより、Ｐｏｒｔ１及びＰｏｒｔ２において、送受信信号の位相（移相量）が変化する。
　なお、導体１１２の他端部を、導体１１１の幅方向に広げることで、送受信信号の結合（容量結合）の程度が大きくなる。しかし、導体１１２の他端部を幅方向に広げなくともよい。
　また、スペーサ１１３は、導体１１２を移動させる場合に、導体１１１との摩擦を減らし、摺動を容易にする。なお、誘電体層であるスペーサ１１３の代わりに、空気層であってもよい。
　さらに、導体１１２を移動させる代わりに、導体１１１を移動させてもよい。言い換えると、導体１１１と導体１１２とが相対的に移動可能であればよい。
　本実施の形態では、第１の導体の一例として、導体１１１が用いられる。第２の導体の一例として、板状部材１１４が用いられる。第３の導体の一例として、導体１１２が用いられる。
＜導体１１１の説明＞
　次に、実施の形態１に係る導体１１１について詳述する。
　図２（Ａ）は、実施の形態１に係る導体１１１を構成する単位となる単位構造１２０を示す図であり、図２（Ｂ）は、２つの単位構造１２０を配置した場合を示す図である。また、図２（Ｃ）は、実施の形態１に係る導体１１１の概観を示す図である。
　本実施の形態では、単位線路の一例として、単位構造１２０が用いられる。
　図２（Ａ）に示すように、単位構造１２０は、環状に構成された２つの環状スタブ１Ａ、クランク形状の曲折線路１Ｂを備える。そして、２つの環状スタブ１Ａは、曲折線路１Ｂを介して対向に配置される。また、環状スタブ１Ａと曲折線路１Ｂとの間には切り込み１Ｄが形成される。言い換えると、単位構造１２０では、２つの環状スタブ１Ａ及び曲折線路１Ｂにより、互い違いに切り込み１Ｄが形成される。
　また、曲折線路１Ｂの両端部、言い換えると、一の曲折線路１Ｂと他の曲折線路１Ｂとの接続部（又は、曲折線路１ＢにおいてＰｏｒｔ１又はＰｏｒｔ２と接続される部分）には、インピーダンス調整部１Ｃが設けられる。このインピーダンス調整部１Ｃは、図２（Ａ）に示すように、曲折線路１Ｂの両端部における凸部である。図２（Ｂ）のように２つの単位構造１２０を配置した場合には、導体１１１の両側から幅方向に向かう切り込みによって形成される。そして、一の単位構造１２０と他の単位構造１２０とは、インピーダンス調整部１Ｃを介して対向に配置される。即ち、図２（Ｂ）に示す構造は、インピーダンス調整部１Ｃに対して対称構造となっている。
　このようにして、導体１１１は、単位構造１２０を互いに反転して配置して、単位構造１２０を繰り返し配置することにより構成される。図２（Ｃ）に示す例では、４つの単位構造１２０が配置されている。
　また、導体１１１では、複数の曲折線路１Ｂを接続することにより、メアンダ形状が形成される。実施の形態１では、図２（Ｃ）に示すように、このメアンダ形状の屈曲により形成される凹部１Ｅに、２つの環状スタブ１Ａが設けられる。
　次に、図２（Ｂ）を参照しながら、導体１１１を構成する各部の長さ・幅について説明する。
　Ｈ１は、曲折線路１Ｂにおける導体１１１の幅である。Ｈ２は、環状スタブ１Ａと曲折線路１Ｂとの間の切れ込み１Ｄの長さである。Ｈ３は、環状スタブ１Ａにおいて、環状スタブ１Ａの端部と環（即ち、輪）の端部との間の長さである。
　Ｌ１は、環状スタブ１Ａの環の長さである。Ｌ３は、環状スタブ１Ａの長さである。
　Ｗ１は、曲折線路１Ｂの幅である。Ｗ２は、環状スタブ１Ａの幅である。Ｗ３は、インピーダンス調整部１Ｃの幅である。Ｗ４は、環状スタブ１Ａの環の端部と導体１１１の端部との間の幅である。
　Ｐ１は、環状スタブ１Ａの環の幅である。Ｐ２は、環状スタブ１Ａと曲折線路１Ｂとの間の切れ込み１Ｄの幅である。Ｐ３は、インピーダンス調整部１Ｃを介して配置される一の環状スタブ１Ａと他の環状スタブ１Ａとの間の切れ込みの幅である。
　なお、本実施の形態において、切れ込み１Ｄの長さＨ２と、環状スタブ１Ａの長さＬ３とは、同じにしてもよいし、例えば、切れ込み１Ｄを導体１１１の端部に向けて延長したり、環状スタブ１Ａの環の位置を変更したりして、Ｈ２とＬ３とが異なるようにしてもよい。
　また、本実施の形態において、Ｈ３は、全ての環状スタブ１Ａにおいて共通の値にしてもよいが、このような構成に限られない。一の環状スタブ１Ａと他の環状スタブ１ＡとでＨ３を異なる値にしてもよい。
＜伝送線路の等価回路＞
　次に、実施の形態１に係る導体１１１の特性を説明する。なお、導体１１１の特性を説明するにあたり、導体１１１と、例えば板状部材１１４のように基準電位を与える他の導体とによって、伝送線路（以下、単に「伝送線路」という）を構成するものとする。
　図３は、実施の形態１に係る伝送線路の等価回路の一例を示した図である。実施の形態１に係る伝送線路は、図３に示す等価回路を複数接続した構成として表現される。付言すると、この等価回路は、一般的なマイクロストリップ線路と同様である。
　ここで、本実施の形態では、伝送線路の単位長さ当たりの位相の遅延量を大きくすることにより、即ち、伝送線路の位相速度ｖ0を小さくすることにより、物理的な伝送線路長を短縮させることを目的としている。この位相速度ｖ0は、図３に示す等価回路の単位長さ当たりのインダクタンスＬ及びキャパシタンスＣを用いて、数１式のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　数１式から、インダクタンスＬ又はキャパシタンスＣを増加させることで、位相速度ｖ0が小さくなることがわかる。言い換えると、インダクタンスＬ又はキャパシタンスＣを増加させることで、物理的な伝送線路長を短縮させることが可能になるといえる。
　他方、伝送線路の特性インピーダンスＺ0は、数２式のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　伝送線路の特性インピーダンスＺ0を予め定められた値（例えば５０オーム）に整合するためには、数２式を満たすインダクタンスＬ又はキャパシタンスＣを設定することが求められる。
　このように、実施の形態１に係る伝送線路では、物理的な伝送線路長を短縮させるために、また、特性インピーダンスＺ0を予め定められた値に整合するために、インダクタンスＬ又はキャパシタンスＣを設定する必要がある。そこで、導体１１１の各部の長さが調整される。
＜環状スタブ１Ａの特性＞
　次に、伝送線路のうちの環状スタブ１Ａの特性について説明する。図４（Ａ）は、実施の形態１に係る環状スタブ１Ａと２つのインピーダンス調整部１Ｃとを含む構成を示す図である。図４（Ｂ）は、図４（Ａ）に示す構成のパラメータを示す図である。図４（Ｂ）のＸ１～Ｘ３のパラメータを使用して実験を行い、図４（Ａ）の構成の各部の長さの違いによる電気的特性の変化を確認した。
　Ｘ１は、Ｌ３＝４ｍｍ、Ｗ２＝２．１ｍｍ、Ｗ４＝１．８ｍｍ、Ｈ３＝１ｍｍである。Ｘ２は、Ｌ３＝５ｍｍ、Ｗ２＝２．１ｍｍ、Ｗ４＝１．８ｍｍ、Ｈ３＝１ｍｍである。Ｘ３は、Ｌ３＝４ｍｍ、Ｗ２＝２．１ｍｍ、Ｗ４＝１．４ｍｍ、Ｈ３＝１ｍｍである。
　付言すると、Ｘ１とＸ２を比較した場合、Ｗ２、Ｗ４、Ｈ３は共通し、Ｌ３について、Ｘ２はＸ１よりも１ｍｍ長い。また、Ｘ１とＸ３を比較した場合、Ｌ３、Ｗ２、Ｈ３は共通し、Ｗ４について、Ｘ３はＸ１よりも０．４ｍｍ短い。
　なお、図４（Ｂ）に示す例では、環状スタブ１Ａの環の長さＬ１（図２（Ｂ）参照）について示していないが、Ｌ３について、Ｘ２はＸ１よりも１ｍｍ長いのと同様に、Ｌ１についても、Ｘ２はＸ１よりも１ｍｍ長いものとする。
　図５（Ａ）は、Ｘ１～Ｘ３の各パラメータの構成におけるスミスチャート特性を示す図である。また、図５（Ｂ）は、Ｘ１～Ｘ３の各パラメータの構成における位相特性を示す図である。図５（Ｂ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸は位相（Phase）（度）である。ここで、位相特性とは、対象となる構成（この例では、環状スタブ１Ａ）において、その一端部から送信される電波の位相を基準として、その基準の位相と他端部に届く電波の位相との差異を示すものである。
　Ｘ１を基準寸法とした場合、Ｘ２のように環状スタブ１Ａの長さＬ３を延長すると、図５（Ａ）に示すスミスチャート特性により、キャパシタンスＣが増加することが確認された。また、図５（Ｂ）に示す位相特性では、Ｘ２の場合、Ｘ１の場合と比較して、位相の遅れが生じており、例えば２．０ＧＨｚでは、１．４度の遅れが生じることが確認された。
　以上より、環状スタブ１Ａの長さＬ３を長くすることにより、キャパシタンスＣが増加し、位相を遅延させる効果があることがわかる。なお、数２式に示すように、キャパシタンスＣは、特性インピーダンスＺ0を調整する上で必要なパラメータであるため、環状スタブ１Ａの長さＬ３を変更することで、特性インピーダンスＺ0も調整される。
　また、Ｘ１を基準寸法とした場合、Ｘ３のようにＷ４を狭くすると、図５（Ａ）に示すスミスチャート特性により、インダクタンスＬが増加することが確認された。一方で、図５（Ｂ）に示す位相特性では、Ｘ３の場合、Ｘ１の場合と同様の特性を示している。
　以上より、Ｗ４を０．４ｍｍ狭くすることにより、インダクタンスＬが増加するが、位相の遅延への影響は小さいことがわかる。なお、数２式に示すように、インダクタンスＬは、特性インピーダンスＺ0を調整する上で必要なパラメータであるため、Ｗ４を変更することで、特性インピーダンスＺ0も調整される。
　このように、環状スタブ１Ａの長さＬ３又はＷ４をそれぞれ変更することにより、キャパシタンスＣ又はインダクタンスＬを調整し、特性インピーダンスＺ0を調整することができる。また、環状スタブ１Ａの長さＬ３を変更することにより、位相遅延量を調整することができる。Ｗ４を変更した場合には、その変更の程度にもよるが、０．４ｍｍ狭くした場合には位相遅延量への影響は小さい。
＜環状スタブ１Ａの環による効果＞
　次に、伝送線路のうちの環状スタブ１Ａの環による効果について説明する。図６（Ａ）は、実施の形態１に係る単位構造１２０を２つ配置した伝送線路を示す図である。一方、図６（Ｂ）は、環状スタブ１Ａの代わりに、環状ではないスタブ１Ｆを備えた伝送線路を示す図である。そして、Ｌ１＝３．５ｍｍ、Ｌ３＝４．５ｍｍ、Ｐ１＝０．７ｍｍ、Ｈ１＝５．８ｍｍ、Ｗ４＝１．３ｍｍとして、実験を行った。
　なお、この例では、切れ込み１Ｄの長さＨ２（図２参照）と、環状スタブ１Ａ（又はスタブ１Ｆ）の長さＬ３とが同じ長さになるように構成した。
　また、図７（Ａ）は、図６（Ａ）、（Ｂ）に示す伝送線路におけるリターンロス特性を示す図である。図７（Ａ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸はリターンロス（Return Loss）（dB）である。また、図７（Ｂ）は、図６（Ａ）、（Ｂ）に示す伝送線路における位相特性を示す図である。図７（Ｂ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸は位相（Phase）（度）である。
　リターンロスが良好であるか否かを判断するための基準として、例えば－２５ｄＢ以下であることを条件とした場合、図７（Ａ）に示すように、図６（Ａ）の環状スタブ１Ａの構成（環あり）、図６（Ｂ）の環状ではないスタブ１Ｆの構成（環なし）、共にリターンロスが良好であった。ただし、環状スタブ１Ａの構成（環あり）の場合、環状ではないスタブ１Ｆの構成（環なし）の場合と比較して、リターンロスが抑制されることが確認された。
　付言すると、メアンダ形状の線路に対して、環状スタブ１Ａやスタブ１Ｆのようなスタブを設けると、キャパシタンスＣが大きくなり、位相遅延が生じ易くなる。一方で、スタブに電流が流れることにより、特性インピーダンスＺ0の整合が悪くなる。そこで、環状スタブ１Ａのように環を設けると、スタブに流れる電流の流れが変化するため、その結果、特性インピーダンスＺ0が変わり、リターンロスが抑制されることになる。
　また、図７（Ｂ）に示す位相特性では、図６（Ａ）の環状スタブ１Ａの構成（環あり）の場合、図６（Ｂ）の環状ではないスタブ１Ｆの構成（環なし）の場合と比較して、位相の遅れが生じた。例えば２ＧＨｚにおいて、環状スタブ１Ａの構成（環あり）では－１２０．８度であり、環状ではないスタブ１Ｆの構成（環なし）では－１２０．１度であった。よって、環状スタブ１Ａの構成（環あり）の場合には、環状ではないスタブ１Ｆの構成（環なし）の場合と比較して、０．７度の位相遅延が生じることが確認された。
　以上より、環状スタブ１Ａの構成の場合、環状ではないスタブ１Ｆの構成の場合と比較して、リターンロスを抑制し、且つ位相遅延を増加させる効果があることがわかる。即ち、環状スタブ１Ａの環は、リターンロスの抑制、位相遅延の調整に用いることができる。
　なお、図６に示す例では、単位構造１２０を２つ配置したが、配置する単位構造１２０の数を増やすことにより、位相遅延量は、その配置した単位構造１２０の個数分増加する。例えば、単位構造１２０を２Ｎ個配置した場合の位相遅延量は、単位構造１２０を２つ配置した場合の位相遅延量のＮ倍になる。
＜環状スタブ１Ａの長さを増加させた場合の位相遅延＞
　次に、伝送線路のうちの環状スタブ１Ａの長さを増加させた場合の位相遅延効果について説明する。伝送線路は、図６（Ａ）に示すものと同様であり、パラメータとして、Ｘ４、Ｘ５を使用して実験を行った。
　Ｘ４は、Ｌ１＝２．５ｍｍ、Ｌ３＝３．５ｍｍ、Ｐ１＝０．７ｍｍ、Ｈ１＝４．８ｍｍである。Ｘ５は、Ｌ１＝３．５ｍｍ、Ｌ３＝４．５ｍｍ、Ｐ１＝０．７ｍｍ、Ｈ１＝４．８ｍｍである。
　付言すると、Ｘ４とＸ５を比較した場合、Ｐ１、Ｈ１は共通し、Ｌ１及びＬ３について、Ｘ５はＸ４よりも１ｍｍ長い。なお、Ｗ４は、Ｘ４とＸ５で共通である。
　さらに説明すると、Ｘ４は、図６（Ａ）のパラメータと比較して、Ｌ１、Ｌ３、Ｈ１を１ｍｍずつ短くしたものであり、図６（Ａ）に示す構成のように、Ｈ１は、（Ｌ３＋Ｗ４）の長さに等しい。一方、Ｘ５の場合、Ｌ１及びＬ３をＸ４の場合よりも１ｍｍ長くして、Ｈ１及びＷ４を変更しない。そのため、Ｘ５では、環状スタブ１Ａの先端が、曲折線路１ＢのＨ１の長さの部分に対して、導体１１１の幅方向に飛び出した構造になる。
　これらの構成により、環状スタブ１Ａの長さＬ３及び環の長さＬ１を増加させたことによる位相遅延効果を確認した。
　図８（Ａ）は、Ｘ４、Ｘ５の各パラメータの構成におけるリターンロス特性を示す図である。図８（Ａ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸はリターンロス（Return Loss）（dB）である。また、図８（Ｂ）は、Ｘ４、Ｘ５の各パラメータの構成における位相特性を示す図である。図８（Ｂ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸は位相（Phase）（度）である。
　図８（Ａ）に示すように、Ｘ４及びＸ５において、リターンロスは－２５ｄＢ以下であるため、基準である－２５ｄＢ以下であり、リターンロス特性は同様に良好であることが確認された。一方、図８（Ｂ）に示すように、Ｘ５の場合、Ｘ４の場合と比較して、位相の遅れが生じており、例えば２．０ＧＨｚにおける位相は、Ｘ４の場合には－１１２．７度であるのに対して、Ｘ５の場合には－１１７．１度であった。即ち、図６（Ａ）に示す伝送線路において、４箇所ある環状スタブ１Ａの長さが１ｍｍ増加することにより、４．４度の位相遅延が生じることが確認された。
　以上より、環状スタブ１Ａの長さＬ３及び環の長さＬ１を増加させることにより、位相遅延を生じさせることが可能であり、Ｌ３及びＬ１の値を変更することにより、位相遅延量が調整される。
＜導体１１１の幅を増加させた場合の位相遅延＞
　次に、伝送線路における導体１１１の幅を増加させた場合の位相遅延効果について説明する。伝送線路としては、図６（Ａ）に示すものと同様であり、パラメータとして、Ｘ６、Ｘ７を使用して実験を行った。
　Ｘ６は、Ｌ１＝３．５ｍｍ、Ｌ３＝４．５ｍｍ、Ｐ１＝０．７ｍｍ、Ｈ１＝４．８ｍｍである。Ｘ７は、Ｌ１＝３．５ｍｍ、Ｌ３＝４．５ｍｍ、Ｐ１＝０．７ｍｍ、Ｈ１＝５．８ｍｍである。
　付言すると、Ｘ６とＸ７を比較した場合、Ｌ１、Ｌ３、Ｐ１は共通し、Ｈ１について、Ｘ７はＸ６よりも１ｍｍ長い。なお、Ｗ４は、Ｘ６とＸ７で共通である。
　さらに説明すると、Ｘ６は、Ｘ５のパラメータと同様であり、環状スタブ１Ａの先端が、曲折線路１ＢのＨ１の長さの部分に対して、導体１１１の幅方向に飛び出した構造である。一方、Ｘ７の場合、Ｈ１をＸ６の場合よりも１ｍｍ長くして、Ｌ１、Ｌ３、Ｐ１を変更しない。このＸ７は、図６（Ａ）のパラメータと同様であり、図６（Ａ）に示す構成のように、Ｈ１は、（Ｌ３＋Ｗ４）の長さに等しい。
　これらの構成により、曲折線路１Ｂにおける導体１１１の幅Ｈ１を増加させたことによる位相遅延効果を確認した。
　図９（Ａ）は、Ｘ６、Ｘ７の各パラメータの構成におけるリターンロス特性を示す図である。図９（Ａ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸はリターンロス（Return Loss）（dB）である。また、図９（Ｂ）は、Ｘ６、Ｘ７の各パラメータの構成における位相特性を示す図である。図９（Ｂ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸は位相（Phase）（度）である。
　図９（Ａ）に示すように、Ｘ６及びＸ７において、リターンロスは－２５ｄＢ以下であるため、基準である－２５ｄＢ以下であり、リターンロス特性は同様に良好であることが確認された。一方、図９（Ｂ）に示すように、Ｘ７の場合、Ｘ６の場合と比較して、位相の遅れが生じており、例えば２．０ＧＨｚにおける位相は、Ｘ６の場合には－１１７．１度であるのに対して、Ｘ７の場合には－１２１．２度であった。即ち、図６（Ａ）に示す伝送線路において、２箇所あるＨ１の部分の幅を１ｍｍ増加することにより、４．１度の位相遅延が生じることが確認された。
　以上より、導体１１１の幅Ｈ１を増加させることにより、位相遅延を生じさせることが可能であり、Ｈ１の値を変更することにより、位相遅延量が調整される。
　なお、伝送線路では、インピーダンス調整部１Ｃの幅Ｗ３（図２参照）を広くすることで、伝送線路上で受信信号や送信信号が伝達され易くなるため、伝送線路の特性インピーダンスＺ0は小さくなる。一方で、インピーダンス調整部１Ｃの幅Ｗ３を狭くすることで、伝送線路の特性インピーダンスＺ0は大きくなる。例えば、環状スタブ１Ａの長さＬ３や環の長さＬ１、導体の幅Ｈ１などを調整して、位相遅延量や特性インピーダンスＺ0を調整した後、導体１１１の特性インピーダンスＺ0を例えば５０オームに整合させるために、インピーダンス調整部１Ｃの幅Ｗ３の調整が行われる。
　より具体的には、例えば、導体１１１は、Ｐｏｒｔ１及びＰｏｒｔ２の入出力端子において、特性インピーダンスＺ0が５０オームの機器やケーブルと接続される。そこで、Ｐｏｒｔ１又はＰｏｒｔ２と接続されるインピーダンス調整部１Ｃの幅Ｗ３を調整することにより、導体１１１の特性インピーダンスＺ0が５０オームになるように整合される。また、単位構造１２０同士を接続するインピーダンス調整部１Ｃの幅Ｗ３についても、導体１１１の特性インピーダンスＺ0を５０オームに整合するために用いられる。このように、インピーダンス調整部１Ｃを設けることにより、導体１１１の特性インピーダンスＺ0を調整し易くなる。
＜伝送線路の特性＞
　さらに、実施例に基づいて、実施の形態１に係る伝送線路の特性について説明する。
　図１０（Ａ）は、実施の形態１に係る実施例の導体１１１を示す図である。また、図１０（Ｂ）は、従来技術である比較例の導体２０１を示す図である。
　実施例の導体１１１の長さＬは６９．３ｍｍである。一方、比較例の導体２０１は、従来のマイクロストリップラインであり、長さＬは９８．５ｍｍである。
　次に、図１１及び図１２を参照しながら、図１０（Ａ）の実施例の導体１１１及び図１０（Ｂ）の比較例の導体２０１を用いた実験結果について説明する。
　図１１は、実施例の導体１１１及び比較例の導体２０１のＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）特性を示す図である。ＶＳＷＲ特性とは、高周波特性を示す指標の１つであり、高周波信号が通過するときに信号の一部が回路上で反射されてしまう度合である。反射が大きいほどＶＳＷＲの数値が大きくなり、信号ロス（即ち、リターンロス）が大きいことを示しているため、ＶＳＷＲはできる限り低いことが求められる。
　ＶＳＷＲの数値は、電圧定在波比として、電圧の最大値と最小値との比で表され、数３式のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　数３式において、ρは、電圧反射係数であり、進行波の振幅に対する反射波の振幅の比率である。
　図１１において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸はＶＳＷＲである。ＶＳＷＲが良好であるか否かを判断するための基準として、例えば、１．１以下であることを条件とした場合、周波数０．１～３．０ＧＨｚの範囲で、実施例の導体１１１のＶＳＷＲ特性は比較例の導体２０１のＶＳＷＲ特性と同等となり、良好な結果が得られた。言い換えると、実施例の導体１１１の長さＬは、比較例の導体２０１の長さＬよりも約３０ｍｍ短いが、実施例の導体１１１は、比較例の導体２０１と比較して、ＶＳＷＲ特性が損なわれていないことが確認された。
　図１２は、実施例の導体１１１及び比較例の導体２０１の位相特性を示す図である。図１２において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸は位相（Phase）（度）である。そして、周波数０．１～３．０ＧＨｚの範囲で、実施例の導体１１１の位相特性は比較例の導体２０１の位相特性と同等であった。言い換えると、実施例の導体１１１の長さＬは、比較例の導体２０１の長さＬよりも約３０ｍｍ短いが、実施例の導体１１１は、比較例の導体２０１と比較して、位相特性に大きな差異のないことが確認された。
　なお、図１０～図１２には示していないが、実施の形態１に係る伝送線路と、同じ物理長さのマイクロストリップ線路とを比較した場合、実施の形態１に係る伝送線路では、マイクロストリップ線路と比較して、位相遅延量が２０％～３５％増加することが確認された。
［実施の形態２］
　実施の形態１において、導体１１１は環状スタブ１Ａを備えていた。一方、実施の形態２では、導体１１１は、環状スタブ１Ａの代わりに、環状ではないスタブ１Ｆを備えている。なお、実施の形態２において、スタブ１Ｆ以外の他の構成は実施の形態１と同様である。よって、以下では、実施の形態１と同様の部分には同じ符号を付して説明を省略し、異なる部分を説明する。
　図１３は、実施の形態２に係る導体１１１の概観を示す図である。図１３に示すように、単位構造１２０は、２つのスタブ１Ｆ、曲折線路１Ｂを備える。そして、２つのスタブ１Ｆは、曲折線路１Ｂを介して対向に配置される。また、２つの単位構造１２０は、インピーダンス調整部１Ｃを介して対向に配置される。このようにして、導体１１１は、単位構造１２０が繰り返し配置されることにより構成される。
　そして、本実施の形態では、環状ではないスタブ１Ｆを用いるため、実施の形態１とは異なり、環を設けたり、環の長さＬ１（図２参照）を変化させたりすることによって、位相遅延量や特性インピーダンスＺ0の調整は行われない。例えば導体１１１の幅Ｈ１（図２参照）やインピーダンス調整部１Ｃの幅Ｗ３など、その他の各部の長さが調整されることにより、位相遅延量や特性インピーダンスＺ0が調整される。
　また、実施の形態１と実施の形態２とを組み合わせてもよい。例えば、実施の形態１に係る導体１１１において、全ての環状スタブ１Ａに代えて、環状ではないスタブ１Ｆを用いるのではなく、一部の環状スタブ１Ａに代えて、環状ではないスタブ１Ｆを用いてもよい。言い換えると、導体１１１において、環状スタブ１Ａとスタブ１Ｆとが混在していてもよい。
［実施の形態３］
　実施の形態１において、導体１１１の単位構造１２０は、２つの環状スタブ１Ａを備えていた。言い換えると、実施の形態１では、メアンダ形状の凹部１Ｅに、２つの環状スタブ１Ａが設けられた。一方、実施の形態３では、導体１１１の単位構造１２０は、１つの環状スタブ１Ａを備えている。そして、メアンダ形状の凹部１Ｅには、１つの環状スタブ１Ａが設けられる。なお、実施の形態３において、実施の形態１と同様の部分には同じ符号を付して説明を省略し、異なる部分を説明する。
　図１４は、実施の形態３に係る導体１１１の概観を示す図である。図１４に示すように、導体１１１の単位構造１２０は、１つの環状スタブ１Ａ、Ｌ字型に曲折している曲折線路１Ｇを備える。また、曲折線路１Ｇの両端部には、インピーダンス調整部１Ｃが設けられる。そして、インピーダンス調整部１Ｃを介して単位構造１２０が配置される。
　このようにして、導体１１１は、単位構造１２０が繰り返し配置されることにより構成される。図１４に示す例では、６つの単位構造１２０が配置されている。
　付言すると、導体１１１では、複数の曲折線路１Ｇが配置されることにより、メアンダ形状が形成される。このメアンダ形状の凹部１Ｅに、１つの環状スタブ１Ａが設けられる。
　そして、環状スタブ１Ａの長さＬ３や環の長さＬ１、導体の幅Ｈ１などの導体１１１の各部の長さが調整されることにより、位相遅延量や特性インピーダンスＺ0が調整される。
　なお、実施の形態３において、実施の形態２と同様に、環状スタブ１Ａの代わりに、環状ではないスタブ１Ｆを備えてもよい。この場合も、環を設けたり、環の長さＬ１を変化させたりすることによって、位相遅延量や特性インピーダンスＺ0の調整は行われないが、例えば導体１１１の幅Ｈ１やインピーダンス調整部１Ｃの幅Ｗ３など、その他の各部の長さが調整されることにより、位相遅延量や特性インピーダンスＺ0が調整される。
［他の実施の形態］
　次に、他の実施の形態について説明する。
　実施の形態１及び実施の形態３では、メアンダ形状の凹部１Ｅには、１つ又は２つの環状スタブ１Ａが設けられたが、メアンダ形状の凹部１Ｅに、３つ以上の環状スタブ１Ａを設けてもよい。この場合も、導体１１１の各部の長さが調整されることにより、位相遅延量や特性インピーダンスＺ0が調整される。
　また、メアンダ形状の凹部１Ｅに、環状スタブ１Ａの代わりに、環状ではないスタブ１Ｆを３つ以上設けてもよい。
　また、実施の形態１～実施の形態３では、さらに、導体１１１及び導体１１２の上に、絶縁材料（又は誘電材料）等を介して別の導体を設け、３層のトリプレート構造としてもよい。導体１１１及び導体１１２の上に設けられる別の導体は、例えばアースに接続されて、導体１１１及び導体１１２に対して基準電位を与える。そして、導体１１１及び導体１１２のそれぞれは、板状部材１１４によって伝送線路を構成するとともに、別の導体によっても伝送線路を構成する。即ち、基準電位を与える２層の部材（板状部材１１４、別の導体）、それら２層の間に設けられた信号線路の層（導体１１１及び導体１１２）という３層によって構成される。このように、別の導体を設けて３層のトリプレート構造にすることによって、例えば、伝送線路におけるノイズの発生が抑制される。
　さらに、実施の形態１～実施の形態３では、導体１１１を直線状の導体としたが、導体１１１は直線状のものに限られない。例えば、導体１１１を円弧上に湾曲した導体としてもよい。この場合、導体１１２は、例えば、導体１１１に対して回転可能に構成され、導体１１２を回転させることにより、導体１１２と導体１１１との重なる部分αの位置が導体１１１に沿って移動し、Ｐｏｒｔ１及びＰｏｒｔ２において、送受信信号の位相（移相量）が変化する。
　そして、実施の形態１～実施の形態３では、導体１１１を移相器１に用いることとしたが、移相器１に用いる構成に限られない。導体１１１は、受信信号や送信信号が伝達される信号線路として機能するものであればよい。
　なお、上記では種々の実施形態および変形例を説明したが、これらの実施形態や変形例どうしを組み合わせて構成してももちろんよい。
　また、本開示は上記の実施形態に何ら限定されるものではなく、本開示の要旨を逸脱しない範囲で種々の形態で実施することができる。
１…移相器、１Ａ…環状スタブ、１Ｂ…曲折線路、１Ｃ…インピーダンス調整部、１Ｅ…凹部、１Ｆ…スタブ、１１１…導体、１１２…導体、１１４…板状部材、１２０…単位構造

Claims (9)

  1. 　クランク状に形成された曲折線路を介して対向に配置された一の環状スタブ及び他の環状スタブを有する単位線路を備え、当該単位線路を互いに反転して配置して構成される第１の導体と、
    　前記第１の導体に対向して配置される第２の導体と
    を備える伝送線路。
  2. 　一の単位線路と他の単位線路との接続部には、切り込みが設けられること
    を特徴とする請求項１に記載の伝送線路。
  3. 　前記切り込みは、特性インピーダンスの調整に用いられること
    を特徴とする請求項２に記載の伝送線路。
  4. 　前記一の環状スタブ及び前記他の環状スタブにおける環は、リターンロスの抑制に用いられること
    を特徴とする請求項１に記載の伝送線路。
  5. 　メアンダ形状の線路と、当該メアンダ形状の屈曲により形成される凹部に配置されるスタブとを有する第１の導体と、
    　前記第１の導体に対向して配置される第２の導体と
    を備える伝送線路。
  6. 　前記スタブは、環状スタブであること
    を特徴とする請求項５に記載の伝送線路。
  7. 　前記凹部のそれぞれには、複数の前記スタブが配置されること
    を特徴とする請求項５又は６に記載の伝送線路。
  8. 　前記メアンダ形状の線路では、クランク状に形成された一の曲折線路と他の曲折線路との接続部に、切り込みが設けられること
    を特徴とする請求項５に記載の伝送線路。
  9. 　クランク状に形成された曲折線路を介して対向に配置された一の環状スタブ及び他の環状スタブを有する単位線路を備え、当該単位線路を互いに反転して配置して構成されており、一端部が第１の入出力端子に接続され、導電材料で構成された第１の導体と、
    　一端部が第２の入出力端子に接続され、他端部が前記第１の導体と電気的に結合するように延びるとともに、当該第１の導体と電気的に結合する位置が当該第１の導体において相対的に移動可能である、導電材料で構成された第３の導体と、
    　前記第１の導体及び前記第３の導体に対向して配置される第２の導体と
    を備える移相器。
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