JPWO2020157804A1

JPWO2020157804A1 - 伝送線路及び移相器

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Publication number: JPWO2020157804A1
Application number: JP2020568894A
Authority: JP
Inventors: 程楊; 崇西村; 裕子陸田
Original assignee: Nihon Dengyo Kosaku Co Ltd
Current assignee: Nihon Dengyo Kosaku Co Ltd
Priority date: 2019-01-28
Filing date: 2019-01-28
Publication date: 2021-11-11
Anticipated expiration: 2039-01-28
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Abstract

クランク状に形成された曲折線路を介して対向に配置された一の環状スタブ及び他の環状スタブを有する単位線路を備え、単位線路を互いに反転して配置して構成される第１の導体と、第１の導体に対向して配置される第２の導体とを備える伝送線路。

Description

本発明は、伝送線路及び移相器に関する。

例えば、引用文献１には、複数のアンテナ素子と、信号をフィードし、及び／又は前記アンテナ素子からの信号を受信するように構成され、マルチブレードワイパー型の位相シフタを含むフィードネットワークと、を含むアンテナであって、回転の中心に位置された一又はそれ以上の導電性ストリップ、すなわち該導電性ストリップの少なくとも１つは、少なくとも１つの曲折された部分、切り目が付された部分を含み、それら少なくとも１つの曲折された部分、切り目が付された部分は、同じ物理的長さの単純な導電性ストリップの電気的長さよりも大きい電気的長さを有する増加した電気的長さを与える導電性ストリップを有するアンテナが開示されている。

特許第５３４８６８３号公報

伝送線路における位相量の差を大きくするために、伝送線路を長くすることがある。ただし、伝送線路を長くすることで、例えば伝送線路を備える移相器が大きくなるために移相器をアンテナに収容できなくなったり、伝送線路に要する費用が高くなったりするという問題がある。
本発明の目的は、従来のマイクロストリップ線路と比較して、位相遅延の量を大きくする伝送線路を提供することにある。

かかる目的のもと、本発明が適用される伝送線路は、クランク状に形成された曲折線路を介して対向に配置された一の環状スタブ及び他の環状スタブを有する単位線路を備え、当該単位線路を互いに反転して配置して構成される第１の導体と、前記第１の導体に対向して配置される第２の導体とを備える。
ここで、一の単位線路と他の単位線路との接続部には、切り込みが設けられることを特徴とすることができる。
また、前記切り込みは、特性インピーダンスの調整に用いられることを特徴とすることができる。
さらに、前記一の環状スタブ及び前記他の環状スタブにおける環は、リターンロスの抑制に用いられることを特徴とすることができる。
また、他の観点から捉えると、本発明が適用される伝送線路は、メアンダ形状の線路と、当該メアンダ形状の屈曲により形成される凹部に配置されるスタブとを有する第１の導体と、前記第１の導体に対向して配置される第２の導体とを備える。
ここで、前記スタブは、環状スタブであることを特徴とすることができる。
また、前記凹部のそれぞれには、複数の前記スタブが配置されることを特徴とすることができる。
さらに、前記メアンダ形状の線路では、クランク状に形成された一の曲折線路と他の曲折線路との接続部に、切り込みが設けられることを特徴とすることができる。
また、他の観点から捉えると、本発明が適用される移相器は、クランク状に形成された曲折線路を介して対向に配置された一の環状スタブ及び他の環状スタブを有する単位線路を備え、当該単位線路を互いに反転して配置して構成されており、一端部が第１の入出力端子に接続され、導電材料で構成された第１の導体と、一端部が第２の入出力端子に接続され、他端部が前記第１の導体と電気的に結合するように延びるとともに、当該第１の導体と電気的に結合する位置が当該第１の導体において相対的に移動可能である、導電材料で構成された第３の導体と、前記第１の導体及び前記第３の導体に対向して配置される第２の導体とを備える。

本発明によれば、従来のマイクロストリップ線路と比較して、位相遅延の量を大きくする伝送線路を提供できる。

（Ａ）実施の形態１が適用される移相器の構成例を示す図である。（Ｂ）は、図１（Ａ）のＡ−Ａ線での断面を示す図である。（Ａ）は、実施の形態１に係る導体を構成する単位となる単位構造を示す図であり、（Ｂ）は、２つの単位構造を配置した場合を示す図である。（Ｃ）は、実施の形態１に係る導体の概観を示す図である。実施の形態１に係る伝送線路の等価回路の一例を示した図である。（Ａ）は、実施の形態１に係る環状スタブと２つのインピーダンス調整部とを含む構成を示す図である。（Ｂ）は、図４（Ａ）に示す構成のパラメータを示す図である。（Ａ）は、Ｘ１〜Ｘ３の各パラメータの構成におけるスミスチャート特性を示す図である。（Ｂ）は、Ｘ１〜Ｘ３の各パラメータの構成における位相特性を示す図である。（Ａ）は、実施の形態１に係る単位構造を２つ配置した伝送線路を示す図である。（Ｂ）は、環状スタブの代わりに、環状ではないスタブを備えた伝送線路を示す図である。（Ａ）は、図６（Ａ）、（Ｂ）に示す伝送線路におけるリターンロス特性を示す図である。（Ｂ）は、図６（Ａ）、（Ｂ）に示す伝送線路における位相特性を示す図である。（Ａ）は、Ｘ４、Ｘ５の各パラメータの構成におけるリターンロス特性を示す図である。（Ｂ）は、Ｘ４、Ｘ５の各パラメータの構成における位相特性を示す図である。（Ａ）は、Ｘ６、Ｘ７の各パラメータの構成におけるリターンロス特性を示す図である。（Ｂ）は、Ｘ６、Ｘ７の各パラメータの構成における位相特性を示す図である。（Ａ）は、実施の形態１に係る実施例の導体を示す図である。（Ｂ）は、従来技術である比較例の導体を示す図である。実施例の導体及び比較例の導体のＶＳＷＲ特性を示す図である。実施例の導体及び比較例の導体の位相特性を示す図である。実施の形態２に係る導体の概観を示す図である。実施の形態３に係る導体の概観を示す図である。

以下、添付図面を参照して、本発明の実施の形態について詳細に説明する。

［実施の形態１］
＜移相器の構成＞
図１（Ａ）は、実施の形態１が適用される移相器１の構成例を示す図である。図１（Ｂ）は、図１（Ａ）のＡ−Ａ線での断面を示す図である。
移相器１は、板状部材１１４、板状部材１１５を備え、板状部材１１４の上に板状部材１１５が重ねられている。また、板状部材１１５の上には、直線状の導体１１１、一端部が導体１１１と重ねられた導体１１２、スペーサ１１３が配置される。付言すると、板状部材１１４は、板状部材１１５を挟んで、導体１１１、導体１１２、スペーサ１１３に対向して配置される。

また、移相器１は、導体１１２に接続される入出力端子のＰ−Ｉｎ／Ｏｕｔと、導体１１１に接続される入出力端子のＰｏｒｔ１、Ｐｏｒｔ２を備える。そして、移相器１は、入出力端子（Ｐ−Ｉｎ／Ｏｕｔ）に入力された送信信号の位相を２つの入出力端子（Ｐｏｒｔ１、Ｐｏｒｔ２）で異なるようにずらして出力する。また、移相器１は、２つの入出力端子（Ｐｏｒｔ１、Ｐｏｒｔ２）に入力された受信信号の位相を異なるようにずらして合成して、入出力端子（Ｐ−Ｉｎ／Ｏｕｔ）から出力する。
本実施の形態では、Ｐｏｒｔ１、Ｐｏｒｔ２のそれぞれが第１の入出力端子の一例である。また、Ｐ−Ｉｎ／Ｏｕｔが第２の入出力端子の一例である。

より具体的には、例えば、移相器１が電波を送信する場合、移相器１のＰｏｒｔ１及びＰｏｒｔ２は、Ｐ−Ｉｎ／Ｏｕｔに入力された送信信号に対してそれぞれ位相をずらして出力する。また、例えば、移相器１が電波を受信する場合、Ｐ−Ｉｎ／Ｏｕｔは、Ｐｏｒｔ１及びＰｏｒｔ２にそれぞれ入力された受信信号の位相をずらして合成して出力する。
なお、ずらす位相の量（移相量）は、後述するように、導体１１２を移動させることにより可変できるようになっている。

板状部材１１４は、銅又はアルミニウムなどの導電率の高い導電材料で構成される。この板状部材１１４は、例えばアースに接続されており、導体１１１及び導体１１２に対して基準電位を与えるものである。
板状部材１１５は、エポキシなどの絶縁材料（又は誘電材料）で構成される。

導体１１１、１１２は、例えば、銅又はアルミニウムなどの導電率の高い導電材料で構成され、例えば厚さは１ｍｍである。これらの導体１１１、１１２は、受信信号や送信信号が伝達される信号線路として機能するものである。
スペーサ１１３は、例えばポリテトラフルオロエチレンなどの高周波において損失が少ない絶縁材料（又は誘電材料）で構成されている。

さらに説明すると、導体１１１では、一端部がＰｏｒｔ１に接続され、他端部がＰｏｒｔ２に接続されている。また、導体１１２では、一端部がＰ−Ｉｎ／Ｏｕｔに接続され、他端部は、導体１１１と電気的に結合するように延びて導体１１１と重なっており、導体１１１と重なる部分αにおいて、導体１１１の幅方向に広がっている。さらに、導体１１２と導体１１１とが重なる部分αには、誘電体層であるスペーサ１１３が挟み込まれており、導体１１２と導体１１１とが重なる部分αにおいて、スペーサ１１３を介して、導体１１２と導体１１１とが容量結合（即ち、電気的に結合）するように構成されている。

また、導体１１２は、図１（Ａ）に示す矢印方向（例えば、導体１１１の幅方向）に移動可能に構成される。導体１１２を移動させることにより、導体１１２と導体１１１との重なる部分αの位置が導体１１１に沿って移動する。これにより、Ｐｏｒｔ１及びＰｏｒｔ２において、送受信信号の位相（移相量）が変化する。

なお、導体１１２の他端部を、導体１１１の幅方向に広げることで、送受信信号の結合（容量結合）の程度が大きくなる。しかし、導体１１２の他端部を幅方向に広げなくともよい。
また、スペーサ１１３は、導体１１２を移動させる場合に、導体１１１との摩擦を減らし、摺動を容易にする。なお、誘電体層であるスペーサ１１３の代わりに、空気層であってもよい。
さらに、導体１１２を移動させる代わりに、導体１１１を移動させてもよい。言い換えると、導体１１１と導体１１２とが相対的に移動可能であればよい。
本実施の形態では、第１の導体の一例として、導体１１１が用いられる。第２の導体の一例として、板状部材１１４が用いられる。第３の導体の一例として、導体１１２が用いられる。

＜導体１１１の説明＞
次に、実施の形態１に係る導体１１１について詳述する。
図２（Ａ）は、実施の形態１に係る導体１１１を構成する単位となる単位構造１２０を示す図であり、図２（Ｂ）は、２つの単位構造１２０を配置した場合を示す図である。また、図２（Ｃ）は、実施の形態１に係る導体１１１の概観を示す図である。
本実施の形態では、単位線路の一例として、単位構造１２０が用いられる。

図２（Ａ）に示すように、単位構造１２０は、環状に構成された２つの環状スタブ１Ａ、クランク形状の曲折線路１Ｂを備える。そして、２つの環状スタブ１Ａは、曲折線路１Ｂを介して対向に配置される。また、環状スタブ１Ａと曲折線路１Ｂとの間には切り込み１Ｄが形成される。言い換えると、単位構造１２０では、２つの環状スタブ１Ａ及び曲折線路１Ｂにより、互い違いに切り込み１Ｄが形成される。

また、曲折線路１Ｂの両端部、言い換えると、一の曲折線路１Ｂと他の曲折線路１Ｂとの接続部（又は、曲折線路１ＢにおいてＰｏｒｔ１又はＰｏｒｔ２と接続される部分）には、インピーダンス調整部１Ｃが設けられる。このインピーダンス調整部１Ｃは、図２（Ａ）に示すように、曲折線路１Ｂの両端部における凸部である。図２（Ｂ）のように２つの単位構造１２０を配置した場合には、導体１１１の両側から幅方向に向かう切り込みによって形成される。そして、一の単位構造１２０と他の単位構造１２０とは、インピーダンス調整部１Ｃを介して対向に配置される。即ち、図２（Ｂ）に示す構造は、インピーダンス調整部１Ｃに対して対称構造となっている。

このようにして、導体１１１は、単位構造１２０を互いに反転して配置して、単位構造１２０を繰り返し配置することにより構成される。図２（Ｃ）に示す例では、４つの単位構造１２０が配置されている。
また、導体１１１では、複数の曲折線路１Ｂを接続することにより、メアンダ形状が形成される。実施の形態１では、図２（Ｃ）に示すように、このメアンダ形状の屈曲により形成される凹部１Ｅに、２つの環状スタブ１Ａが設けられる。

次に、図２（Ｂ）を参照しながら、導体１１１を構成する各部の長さ・幅について説明する。
Ｈ１は、曲折線路１Ｂにおける導体１１１の幅である。Ｈ２は、環状スタブ１Ａと曲折線路１Ｂとの間の切れ込み１Ｄの長さである。Ｈ３は、環状スタブ１Ａにおいて、環状スタブ１Ａの端部と環（即ち、輪）の端部との間の長さである。
Ｌ１は、環状スタブ１Ａの環の長さである。Ｌ３は、環状スタブ１Ａの長さである。
Ｗ１は、曲折線路１Ｂの幅である。Ｗ２は、環状スタブ１Ａの幅である。Ｗ３は、インピーダンス調整部１Ｃの幅である。Ｗ４は、環状スタブ１Ａの環の端部と導体１１１の端部との間の幅である。
Ｐ１は、環状スタブ１Ａの環の幅である。Ｐ２は、環状スタブ１Ａと曲折線路１Ｂとの間の切れ込み１Ｄの幅である。Ｐ３は、インピーダンス調整部１Ｃを介して配置される一の環状スタブ１Ａと他の環状スタブ１Ａとの間の切れ込みの幅である。
なお、本実施の形態において、切れ込み１Ｄの長さＨ２と、環状スタブ１Ａの長さＬ３とは、同じにしてもよいし、例えば、切れ込み１Ｄを導体１１１の端部に向けて延長したり、環状スタブ１Ａの環の位置を変更したりして、Ｈ２とＬ３とが異なるようにしてもよい。
また、本実施の形態において、Ｈ３は、全ての環状スタブ１Ａにおいて共通の値にしてもよいが、このような構成に限られない。一の環状スタブ１Ａと他の環状スタブ１ＡとでＨ３を異なる値にしてもよい。

＜伝送線路の等価回路＞
次に、実施の形態１に係る導体１１１の特性を説明する。なお、導体１１１の特性を説明するにあたり、導体１１１と、例えば板状部材１１４のように基準電位を与える他の導体とによって、伝送線路（以下、単に「伝送線路」という）を構成するものとする。

図３は、実施の形態１に係る伝送線路の等価回路の一例を示した図である。実施の形態１に係る伝送線路は、図３に示す等価回路を複数接続した構成として表現される。付言すると、この等価回路は、一般的なマイクロストリップ線路と同様である。
ここで、本実施の形態では、伝送線路の単位長さ当たりの位相の遅延量を大きくすることにより、即ち、伝送線路の位相速度ｖ₀を小さくすることにより、物理的な伝送線路長を短縮させることを目的としている。この位相速度ｖ₀は、図３に示す等価回路の単位長さ当たりのインダクタンスＬ及びキャパシタンスＣを用いて、数１式のように表される。

数１式から、インダクタンスＬ又はキャパシタンスＣを増加させることで、位相速度ｖ₀が小さくなることがわかる。言い換えると、インダクタンスＬ又はキャパシタンスＣを増加させることで、物理的な伝送線路長を短縮させることが可能になるといえる。
他方、伝送線路の特性インピーダンスＺ₀は、数２式のように表される。

伝送線路の特性インピーダンスＺ₀を予め定められた値（例えば５０オーム）に整合するためには、数２式を満たすインダクタンスＬ又はキャパシタンスＣを設定することが求められる。
このように、実施の形態１に係る伝送線路では、物理的な伝送線路長を短縮させるために、また、特性インピーダンスＺ₀を予め定められた値に整合するために、インダクタンスＬ又はキャパシタンスＣを設定する必要がある。そこで、導体１１１の各部の長さが調整される。

＜環状スタブ１Ａの特性＞
次に、伝送線路のうちの環状スタブ１Ａの特性について説明する。図４（Ａ）は、実施の形態１に係る環状スタブ１Ａと２つのインピーダンス調整部１Ｃとを含む構成を示す図である。図４（Ｂ）は、図４（Ａ）に示す構成のパラメータを示す図である。図４（Ｂ）のＸ１〜Ｘ３のパラメータを使用して実験を行い、図４（Ａ）の構成の各部の長さの違いによる電気的特性の変化を確認した。

Ｘ１は、Ｌ３＝４ｍｍ、Ｗ２＝２．１ｍｍ、Ｗ４＝１．８ｍｍ、Ｈ３＝１ｍｍである。Ｘ２は、Ｌ３＝５ｍｍ、Ｗ２＝２．１ｍｍ、Ｗ４＝１．８ｍｍ、Ｈ３＝１ｍｍである。Ｘ３は、Ｌ３＝４ｍｍ、Ｗ２＝２．１ｍｍ、Ｗ４＝１．４ｍｍ、Ｈ３＝１ｍｍである。
付言すると、Ｘ１とＸ２を比較した場合、Ｗ２、Ｗ４、Ｈ３は共通し、Ｌ３について、Ｘ２はＸ１よりも１ｍｍ長い。また、Ｘ１とＸ３を比較した場合、Ｌ３、Ｗ２、Ｈ３は共通し、Ｗ４について、Ｘ３はＸ１よりも０．４ｍｍ短い。
なお、図４（Ｂ）に示す例では、環状スタブ１Ａの環の長さＬ１（図２（Ｂ）参照）について示していないが、Ｌ３について、Ｘ２はＸ１よりも１ｍｍ長いのと同様に、Ｌ１についても、Ｘ２はＸ１よりも１ｍｍ長いものとする。

図５（Ａ）は、Ｘ１〜Ｘ３の各パラメータの構成におけるスミスチャート特性を示す図である。また、図５（Ｂ）は、Ｘ１〜Ｘ３の各パラメータの構成における位相特性を示す図である。図５（Ｂ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸は位相（Phase）（度）である。ここで、位相特性とは、対象となる構成（この例では、環状スタブ１Ａ）において、その一端部から送信される電波の位相を基準として、その基準の位相と他端部に届く電波の位相との差異を示すものである。

Ｘ１を基準寸法とした場合、Ｘ２のように環状スタブ１Ａの長さＬ３を延長すると、図５（Ａ）に示すスミスチャート特性により、キャパシタンスＣが増加することが確認された。また、図５（Ｂ）に示す位相特性では、Ｘ２の場合、Ｘ１の場合と比較して、位相の遅れが生じており、例えば２．０ＧＨｚでは、１．４度の遅れが生じることが確認された。
以上より、環状スタブ１Ａの長さＬ３を長くすることにより、キャパシタンスＣが増加し、位相を遅延させる効果があることがわかる。なお、数２式に示すように、キャパシタンスＣは、特性インピーダンスＺ₀を調整する上で必要なパラメータであるため、環状スタブ１Ａの長さＬ３を変更することで、特性インピーダンスＺ₀も調整される。

また、Ｘ１を基準寸法とした場合、Ｘ３のようにＷ４を狭くすると、図５（Ａ）に示すスミスチャート特性により、インダクタンスＬが増加することが確認された。一方で、図５（Ｂ）に示す位相特性では、Ｘ３の場合、Ｘ１の場合と同様の特性を示している。
以上より、Ｗ４を０．４ｍｍ狭くすることにより、インダクタンスＬが増加するが、位相の遅延への影響は小さいことがわかる。なお、数２式に示すように、インダクタンスＬは、特性インピーダンスＺ₀を調整する上で必要なパラメータであるため、Ｗ４を変更することで、特性インピーダンスＺ₀も調整される。

このように、環状スタブ１Ａの長さＬ３又はＷ４をそれぞれ変更することにより、キャパシタンスＣ又はインダクタンスＬを調整し、特性インピーダンスＺ₀を調整することができる。また、環状スタブ１Ａの長さＬ３を変更することにより、位相遅延量を調整することができる。Ｗ４を変更した場合には、その変更の程度にもよるが、０．４ｍｍ狭くした場合には位相遅延量への影響は小さい。

＜環状スタブ１Ａの環による効果＞
次に、伝送線路のうちの環状スタブ１Ａの環による効果について説明する。図６（Ａ）は、実施の形態１に係る単位構造１２０を２つ配置した伝送線路を示す図である。一方、図６（Ｂ）は、環状スタブ１Ａの代わりに、環状ではないスタブ１Ｆを備えた伝送線路を示す図である。そして、Ｌ１＝３．５ｍｍ、Ｌ３＝４．５ｍｍ、Ｐ１＝０．７ｍｍ、Ｈ１＝５．８ｍｍ、Ｗ４＝１．３ｍｍとして、実験を行った。
なお、この例では、切れ込み１Ｄの長さＨ２（図２参照）と、環状スタブ１Ａ（又はスタブ１Ｆ）の長さＬ３とが同じ長さになるように構成した。

また、図７（Ａ）は、図６（Ａ）、（Ｂ）に示す伝送線路におけるリターンロス特性を示す図である。図７（Ａ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸はリターンロス（Return Loss）（dB）である。また、図７（Ｂ）は、図６（Ａ）、（Ｂ）に示す伝送線路における位相特性を示す図である。図７（Ｂ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸は位相（Phase）（度）である。

リターンロスが良好であるか否かを判断するための基準として、例えば−２５ｄＢ以下であることを条件とした場合、図７（Ａ）に示すように、図６（Ａ）の環状スタブ１Ａの構成（環あり）、図６（Ｂ）の環状ではないスタブ１Ｆの構成（環なし）、共にリターンロスが良好であった。ただし、環状スタブ１Ａの構成（環あり）の場合、環状ではないスタブ１Ｆの構成（環なし）の場合と比較して、リターンロスが抑制されることが確認された。

付言すると、メアンダ形状の線路に対して、環状スタブ１Ａやスタブ１Ｆのようなスタブを設けると、キャパシタンスＣが大きくなり、位相遅延が生じ易くなる。一方で、スタブに電流が流れることにより、特性インピーダンスＺ₀の整合が悪くなる。そこで、環状スタブ１Ａのように環を設けると、スタブに流れる電流の流れが変化するため、その結果、特性インピーダンスＺ₀が変わり、リターンロスが抑制されることになる。

また、図７（Ｂ）に示す位相特性では、図６（Ａ）の環状スタブ１Ａの構成（環あり）の場合、図６（Ｂ）の環状ではないスタブ１Ｆの構成（環なし）の場合と比較して、位相の遅れが生じた。例えば２ＧＨｚにおいて、環状スタブ１Ａの構成（環あり）では−１２０．８度であり、環状ではないスタブ１Ｆの構成（環なし）では−１２０．１度であった。よって、環状スタブ１Ａの構成（環あり）の場合には、環状ではないスタブ１Ｆの構成（環なし）の場合と比較して、０．７度の位相遅延が生じることが確認された。

以上より、環状スタブ１Ａの構成の場合、環状ではないスタブ１Ｆの構成の場合と比較して、リターンロスを抑制し、且つ位相遅延を増加させる効果があることがわかる。即ち、環状スタブ１Ａの環は、リターンロスの抑制、位相遅延の調整に用いることができる。
なお、図６に示す例では、単位構造１２０を２つ配置したが、配置する単位構造１２０の数を増やすことにより、位相遅延量は、その配置した単位構造１２０の個数分増加する。例えば、単位構造１２０を２Ｎ個配置した場合の位相遅延量は、単位構造１２０を２つ配置した場合の位相遅延量のＮ倍になる。

＜環状スタブ１Ａの長さを増加させた場合の位相遅延＞
次に、伝送線路のうちの環状スタブ１Ａの長さを増加させた場合の位相遅延効果について説明する。伝送線路は、図６（Ａ）に示すものと同様であり、パラメータとして、Ｘ４、Ｘ５を使用して実験を行った。
Ｘ４は、Ｌ１＝２．５ｍｍ、Ｌ３＝３．５ｍｍ、Ｐ１＝０．７ｍｍ、Ｈ１＝４．８ｍｍである。Ｘ５は、Ｌ１＝３．５ｍｍ、Ｌ３＝４．５ｍｍ、Ｐ１＝０．７ｍｍ、Ｈ１＝４．８ｍｍである。
付言すると、Ｘ４とＸ５を比較した場合、Ｐ１、Ｈ１は共通し、Ｌ１及びＬ３について、Ｘ５はＸ４よりも１ｍｍ長い。なお、Ｗ４は、Ｘ４とＸ５で共通である。
さらに説明すると、Ｘ４は、図６（Ａ）のパラメータと比較して、Ｌ１、Ｌ３、Ｈ１を１ｍｍずつ短くしたものであり、図６（Ａ）に示す構成のように、Ｈ１は、（Ｌ３＋Ｗ４）の長さに等しい。一方、Ｘ５の場合、Ｌ１及びＬ３をＸ４の場合よりも１ｍｍ長くして、Ｈ１及びＷ４を変更しない。そのため、Ｘ５では、環状スタブ１Ａの先端が、曲折線路１ＢのＨ１の長さの部分に対して、導体１１１の幅方向に飛び出した構造になる。
これらの構成により、環状スタブ１Ａの長さＬ３及び環の長さＬ１を増加させたことによる位相遅延効果を確認した。

図８（Ａ）は、Ｘ４、Ｘ５の各パラメータの構成におけるリターンロス特性を示す図である。図８（Ａ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸はリターンロス（Return Loss）（dB）である。また、図８（Ｂ）は、Ｘ４、Ｘ５の各パラメータの構成における位相特性を示す図である。図８（Ｂ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸は位相（Phase）（度）である。

図８（Ａ）に示すように、Ｘ４及びＸ５において、リターンロスは−２５ｄＢ以下であるため、基準である−２５ｄＢ以下であり、リターンロス特性は同様に良好であることが確認された。一方、図８（Ｂ）に示すように、Ｘ５の場合、Ｘ４の場合と比較して、位相の遅れが生じており、例えば２．０ＧＨｚにおける位相は、Ｘ４の場合には−１１２．７度であるのに対して、Ｘ５の場合には−１１７．１度であった。即ち、図６（Ａ）に示す伝送線路において、４箇所ある環状スタブ１Ａの長さが１ｍｍ増加することにより、４．４度の位相遅延が生じることが確認された。

以上より、環状スタブ１Ａの長さＬ３及び環の長さＬ１を増加させることにより、位相遅延を生じさせることが可能であり、Ｌ３及びＬ１の値を変更することにより、位相遅延量が調整される。

＜導体１１１の幅を増加させた場合の位相遅延＞
次に、伝送線路における導体１１１の幅を増加させた場合の位相遅延効果について説明する。伝送線路としては、図６（Ａ）に示すものと同様であり、パラメータとして、Ｘ６、Ｘ７を使用して実験を行った。
Ｘ６は、Ｌ１＝３．５ｍｍ、Ｌ３＝４．５ｍｍ、Ｐ１＝０．７ｍｍ、Ｈ１＝４．８ｍｍである。Ｘ７は、Ｌ１＝３．５ｍｍ、Ｌ３＝４．５ｍｍ、Ｐ１＝０．７ｍｍ、Ｈ１＝５．８ｍｍである。
付言すると、Ｘ６とＸ７を比較した場合、Ｌ１、Ｌ３、Ｐ１は共通し、Ｈ１について、Ｘ７はＸ６よりも１ｍｍ長い。なお、Ｗ４は、Ｘ６とＸ７で共通である。
さらに説明すると、Ｘ６は、Ｘ５のパラメータと同様であり、環状スタブ１Ａの先端が、曲折線路１ＢのＨ１の長さの部分に対して、導体１１１の幅方向に飛び出した構造である。一方、Ｘ７の場合、Ｈ１をＸ６の場合よりも１ｍｍ長くして、Ｌ１、Ｌ３、Ｐ１を変更しない。このＸ７は、図６（Ａ）のパラメータと同様であり、図６（Ａ）に示す構成のように、Ｈ１は、（Ｌ３＋Ｗ４）の長さに等しい。
これらの構成により、曲折線路１Ｂにおける導体１１１の幅Ｈ１を増加させたことによる位相遅延効果を確認した。

図９（Ａ）は、Ｘ６、Ｘ７の各パラメータの構成におけるリターンロス特性を示す図である。図９（Ａ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸はリターンロス（Return Loss）（dB）である。また、図９（Ｂ）は、Ｘ６、Ｘ７の各パラメータの構成における位相特性を示す図である。図９（Ｂ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸は位相（Phase）（度）である。

図９（Ａ）に示すように、Ｘ６及びＸ７において、リターンロスは−２５ｄＢ以下であるため、基準である−２５ｄＢ以下であり、リターンロス特性は同様に良好であることが確認された。一方、図９（Ｂ）に示すように、Ｘ７の場合、Ｘ６の場合と比較して、位相の遅れが生じており、例えば２．０ＧＨｚにおける位相は、Ｘ６の場合には−１１７．１度であるのに対して、Ｘ７の場合には−１２１．２度であった。即ち、図６（Ａ）に示す伝送線路において、２箇所あるＨ１の部分の幅を１ｍｍ増加することにより、４．１度の位相遅延が生じることが確認された。

以上より、導体１１１の幅Ｈ１を増加させることにより、位相遅延を生じさせることが可能であり、Ｈ１の値を変更することにより、位相遅延量が調整される。

なお、伝送線路では、インピーダンス調整部１Ｃの幅Ｗ３（図２参照）を広くすることで、伝送線路上で受信信号や送信信号が伝達され易くなるため、伝送線路の特性インピーダンスＺ₀は小さくなる。一方で、インピーダンス調整部１Ｃの幅Ｗ３を狭くすることで、伝送線路の特性インピーダンスＺ₀は大きくなる。例えば、環状スタブ１Ａの長さＬ３や環の長さＬ１、導体の幅Ｈ１などを調整して、位相遅延量や特性インピーダンスＺ₀を調整した後、導体１１１の特性インピーダンスＺ₀を例えば５０オームに整合させるために、インピーダンス調整部１Ｃの幅Ｗ３の調整が行われる。

より具体的には、例えば、導体１１１は、Ｐｏｒｔ１及びＰｏｒｔ２の入出力端子において、特性インピーダンスＺ₀が５０オームの機器やケーブルと接続される。そこで、Ｐｏｒｔ１又はＰｏｒｔ２と接続されるインピーダンス調整部１Ｃの幅Ｗ３を調整することにより、導体１１１の特性インピーダンスＺ₀が５０オームになるように整合される。また、単位構造１２０同士を接続するインピーダンス調整部１Ｃの幅Ｗ３についても、導体１１１の特性インピーダンスＺ₀を５０オームに整合するために用いられる。このように、インピーダンス調整部１Ｃを設けることにより、導体１１１の特性インピーダンスＺ₀を調整し易くなる。

＜伝送線路の特性＞
さらに、実施例に基づいて、実施の形態１に係る伝送線路の特性について説明する。
図１０（Ａ）は、実施の形態１に係る実施例の導体１１１を示す図である。また、図１０（Ｂ）は、従来技術である比較例の導体２０１を示す図である。
実施例の導体１１１の長さＬは６９．３ｍｍである。一方、比較例の導体２０１は、従来のマイクロストリップラインであり、長さＬは９８．５ｍｍである。

次に、図１１及び図１２を参照しながら、図１０（Ａ）の実施例の導体１１１及び図１０（Ｂ）の比較例の導体２０１を用いた実験結果について説明する。
図１１は、実施例の導体１１１及び比較例の導体２０１のＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）特性を示す図である。ＶＳＷＲ特性とは、高周波特性を示す指標の１つであり、高周波信号が通過するときに信号の一部が回路上で反射されてしまう度合である。反射が大きいほどＶＳＷＲの数値が大きくなり、信号ロス（即ち、リターンロス）が大きいことを示しているため、ＶＳＷＲはできる限り低いことが求められる。
ＶＳＷＲの数値は、電圧定在波比として、電圧の最大値と最小値との比で表され、数３式のように表される。

数３式において、ρは、電圧反射係数であり、進行波の振幅に対する反射波の振幅の比率である。

図１１において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸はＶＳＷＲである。ＶＳＷＲが良好であるか否かを判断するための基準として、例えば、１．１以下であることを条件とした場合、周波数０．１〜３．０ＧＨｚの範囲で、実施例の導体１１１のＶＳＷＲ特性は比較例の導体２０１のＶＳＷＲ特性と同等となり、良好な結果が得られた。言い換えると、実施例の導体１１１の長さＬは、比較例の導体２０１の長さＬよりも約３０ｍｍ短いが、実施例の導体１１１は、比較例の導体２０１と比較して、ＶＳＷＲ特性が損なわれていないことが確認された。

図１２は、実施例の導体１１１及び比較例の導体２０１の位相特性を示す図である。図１２において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸は位相（Phase）（度）である。そして、周波数０．１〜３．０ＧＨｚの範囲で、実施例の導体１１１の位相特性は比較例の導体２０１の位相特性と同等であった。言い換えると、実施例の導体１１１の長さＬは、比較例の導体２０１の長さＬよりも約３０ｍｍ短いが、実施例の導体１１１は、比較例の導体２０１と比較して、位相特性に大きな差異のないことが確認された。
なお、図１０〜図１２には示していないが、実施の形態１に係る伝送線路と、同じ物理長さのマイクロストリップ線路とを比較した場合、実施の形態１に係る伝送線路では、マイクロストリップ線路と比較して、位相遅延量が２０％〜３５％増加することが確認された。

［実施の形態２］
実施の形態１において、導体１１１は環状スタブ１Ａを備えていた。一方、実施の形態２では、導体１１１は、環状スタブ１Ａの代わりに、環状ではないスタブ１Ｆを備えている。なお、実施の形態２において、スタブ１Ｆ以外の他の構成は実施の形態１と同様である。よって、以下では、実施の形態１と同様の部分には同じ符号を付して説明を省略し、異なる部分を説明する。

図１３は、実施の形態２に係る導体１１１の概観を示す図である。図１３に示すように、単位構造１２０は、２つのスタブ１Ｆ、曲折線路１Ｂを備える。そして、２つのスタブ１Ｆは、曲折線路１Ｂを介して対向に配置される。また、２つの単位構造１２０は、インピーダンス調整部１Ｃを介して対向に配置される。このようにして、導体１１１は、単位構造１２０が繰り返し配置されることにより構成される。
そして、本実施の形態では、環状ではないスタブ１Ｆを用いるため、実施の形態１とは異なり、環を設けたり、環の長さＬ１（図２参照）を変化させたりすることによって、位相遅延量や特性インピーダンスＺ₀の調整は行われない。例えば導体１１１の幅Ｈ１（図２参照）やインピーダンス調整部１Ｃの幅Ｗ３など、その他の各部の長さが調整されることにより、位相遅延量や特性インピーダンスＺ₀が調整される。

また、実施の形態１と実施の形態２とを組み合わせてもよい。例えば、実施の形態１に係る導体１１１において、全ての環状スタブ１Ａに代えて、環状ではないスタブ１Ｆを用いるのではなく、一部の環状スタブ１Ａに代えて、環状ではないスタブ１Ｆを用いてもよい。言い換えると、導体１１１において、環状スタブ１Ａとスタブ１Ｆとが混在していてもよい。

［実施の形態３］
実施の形態１において、導体１１１の単位構造１２０は、２つの環状スタブ１Ａを備えていた。言い換えると、実施の形態１では、メアンダ形状の凹部１Ｅに、２つの環状スタブ１Ａが設けられた。一方、実施の形態３では、導体１１１の単位構造１２０は、１つの環状スタブ１Ａを備えている。そして、メアンダ形状の凹部１Ｅには、１つの環状スタブ１Ａが設けられる。なお、実施の形態３において、実施の形態１と同様の部分には同じ符号を付して説明を省略し、異なる部分を説明する。

図１４は、実施の形態３に係る導体１１１の概観を示す図である。図１４に示すように、導体１１１の単位構造１２０は、１つの環状スタブ１Ａ、Ｌ字型に曲折している曲折線路１Ｇを備える。また、曲折線路１Ｇの両端部には、インピーダンス調整部１Ｃが設けられる。そして、インピーダンス調整部１Ｃを介して単位構造１２０が配置される。
このようにして、導体１１１は、単位構造１２０が繰り返し配置されることにより構成される。図１４に示す例では、６つの単位構造１２０が配置されている。
付言すると、導体１１１では、複数の曲折線路１Ｇが配置されることにより、メアンダ形状が形成される。このメアンダ形状の凹部１Ｅに、１つの環状スタブ１Ａが設けられる。
そして、環状スタブ１Ａの長さＬ３や環の長さＬ１、導体の幅Ｈ１などの導体１１１の各部の長さが調整されることにより、位相遅延量や特性インピーダンスＺ₀が調整される。

なお、実施の形態３において、実施の形態２と同様に、環状スタブ１Ａの代わりに、環状ではないスタブ１Ｆを備えてもよい。この場合も、環を設けたり、環の長さＬ１を変化させたりすることによって、位相遅延量や特性インピーダンスＺ₀の調整は行われないが、例えば導体１１１の幅Ｈ１やインピーダンス調整部１Ｃの幅Ｗ３など、その他の各部の長さが調整されることにより、位相遅延量や特性インピーダンスＺ₀が調整される。

［他の実施の形態］
次に、他の実施の形態について説明する。
実施の形態１及び実施の形態３では、メアンダ形状の凹部１Ｅには、１つ又は２つの環状スタブ１Ａが設けられたが、メアンダ形状の凹部１Ｅに、３つ以上の環状スタブ１Ａを設けてもよい。この場合も、導体１１１の各部の長さが調整されることにより、位相遅延量や特性インピーダンスＺ₀が調整される。
また、メアンダ形状の凹部１Ｅに、環状スタブ１Ａの代わりに、環状ではないスタブ１Ｆを３つ以上設けてもよい。

また、実施の形態１〜実施の形態３では、さらに、導体１１１及び導体１１２の上に、絶縁材料（又は誘電材料）等を介して別の導体を設け、３層のトリプレート構造としてもよい。導体１１１及び導体１１２の上に設けられる別の導体は、例えばアースに接続されて、導体１１１及び導体１１２に対して基準電位を与える。そして、導体１１１及び導体１１２のそれぞれは、板状部材１１４によって伝送線路を構成するとともに、別の導体によっても伝送線路を構成する。即ち、基準電位を与える２層の部材（板状部材１１４、別の導体）、それら２層の間に設けられた信号線路の層（導体１１１及び導体１１２）という３層によって構成される。このように、別の導体を設けて３層のトリプレート構造にすることによって、例えば、伝送線路におけるノイズの発生が抑制される。

さらに、実施の形態１〜実施の形態３では、導体１１１を直線状の導体としたが、導体１１１は直線状のものに限られない。例えば、導体１１１を円弧上に湾曲した導体としてもよい。この場合、導体１１２は、例えば、導体１１１に対して回転可能に構成され、導体１１２を回転させることにより、導体１１２と導体１１１との重なる部分αの位置が導体１１１に沿って移動し、Ｐｏｒｔ１及びＰｏｒｔ２において、送受信信号の位相（移相量）が変化する。

そして、実施の形態１〜実施の形態３では、導体１１１を移相器１に用いることとしたが、移相器１に用いる構成に限られない。導体１１１は、受信信号や送信信号が伝達される信号線路として機能するものであればよい。

なお、上記では種々の実施形態および変形例を説明したが、これらの実施形態や変形例どうしを組み合わせて構成してももちろんよい。
また、本開示は上記の実施形態に何ら限定されるものではなく、本開示の要旨を逸脱しない範囲で種々の形態で実施することができる。

１…移相器、１Ａ…環状スタブ、１Ｂ…曲折線路、１Ｃ…インピーダンス調整部、１Ｅ…凹部、１Ｆ…スタブ、１１１…導体、１１２…導体、１１４…板状部材、１２０…単位構造

かかる目的のもと、本発明が適用される伝送線路は、クランク状に形成された曲折線路を介して対向に配置された一の環状スタブ及び他の環状スタブを有する複数の単位線路を備え、複数の当該単位線路を互いに反転して配置して構成される第１の導体と、前記第１の導体に対向して配置される第２の導体とを備える。
ここで、一の単位線路と他の単位線路との接続部には、切り込みが設けられることを特徴とすることができる。
また、前記切り込みは、特性インピーダンスの調整に用いられることを特徴とすることができる。
さらに、前記一の環状スタブ及び前記他の環状スタブにおける環は、リターンロスの抑制に用いられることを特徴とすることができる。
また、他の観点から捉えると、本発明が適用される伝送線路は、メアンダ形状の線路と、当該メアンダ形状の線路により形成される凹部に配置されるスタブとを有する第１の導体と、前記第１の導体に対向して配置される第２の導体とを備える。
ここで、前記スタブは、環状スタブであることを特徴とすることができる。
また、前記凹部のそれぞれには、複数の前記スタブが配置されることを特徴とすることができる。
さらに、前記メアンダ形状の線路では、クランク状に形成された一の曲折線路と他の曲折線路との接続部に、切り込みが設けられることを特徴とすることができる。
また、他の観点から捉えると、本発明が適用される移相器は、クランク状に形成された曲折線路を介して対向に配置された一の環状スタブ及び他の環状スタブを有する複数の単位線路を備え、複数の当該単位線路を互いに反転して配置して構成されており、一端部が第１の入出力端子に接続され、導電材料で構成された第１の導体と、一端部が第２の入出力端子に接続され、他端部が前記第１の導体と電気的に結合するように延びるとともに、当該第１の導体と電気的に結合する位置が当該第１の導体において相対的に移動可能である、導電材料で構成された第３の導体と、前記第１の導体及び前記第３の導体に対向して配置される第２の導体とを備える。

（Ａ）実施の形態１が適用される移相器の構成例を示す図である。（Ｂ）は、図１（Ａ）のＡ−Ａ線での断面を示す図である。（Ａ）は、実施の形態１に係る導体を構成する単位となる単位構造を示す図であり、（Ｂ）は、２つの単位構造を配置した場合を示す図である。（Ｃ）は、実施の形態１に係る導体の概観を示す図である。実施の形態１に係る伝送線路の等価回路の一例を示した図である。（Ａ）は、実施の形態１に係る環状スタブと２つのインピーダンス調整部とを含む構成を示す図である。（Ｂ）は、図４（Ａ）に示す構成のパラメータを示す図である。（Ａ）は、Ｘ１〜Ｘ３の各パラメータを用いた構成のスミスチャート特性を示す図である。（Ｂ）は、Ｘ１〜Ｘ３の各パラメータを用いた構成の位相特性を示す図である。（Ａ）は、実施の形態１に係る単位構造を２つ配置した伝送線路を示す図である。（Ｂ）は、環状スタブの代わりに、環状ではないスタブを備えた伝送線路を示す図である。（Ａ）は、図６（Ａ）、（Ｂ）に示す伝送線路におけるリターンロス特性を示す図である。（Ｂ）は、図６（Ａ）、（Ｂ）に示す伝送線路における位相特性を示す図である。（Ａ）は、Ｘ４、Ｘ５の各パラメータを用いた構成のリターンロス特性を示す図である。（Ｂ）は、Ｘ４、Ｘ５の各パラメータを用いた構成の位相特性を示す図である。（Ａ）は、Ｘ６、Ｘ７の各パラメータを用いた構成のリターンロス特性を示す図である。（Ｂ）は、Ｘ６、Ｘ７の各パラメータを用いた構成の位相特性を示す図である。（Ａ）は、実施の形態１に係る実施例の導体を示す図である。（Ｂ）は、従来技術である比較例の導体を示す図である。実施例の導体及び比較例の導体のＶＳＷＲ特性を示す図である。実施例の導体及び比較例の導体の位相特性を示す図である。実施の形態２に係る導体の概観を示す図である。実施の形態３に係る導体の概観を示す図である。

また、曲折線路１Ｂの両端部、言い換えると、一の曲折線路１Ｂと他の曲折線路１Ｂとの接続部（又は、曲折線路１ＢにおいてＰｏｒｔ１又はＰｏｒｔ２と接続される部分）には、インピーダンス調整部１Ｃが設けられる。このインピーダンス調整部１Ｃは、図２（Ａ）に示すように、曲折線路１Ｂの両端部における凸部である。図２（Ｂ）のように２つの単位構造１２０を配置した場合には、導体１１１の両側から幅方向に向かう切り込みが形成される。そして、一の単位構造１２０と他の単位構造１２０とは、インピーダンス調整部１Ｃを介して対向に配置される。即ち、図２（Ｂ）に示す構造は、インピーダンス調整部１Ｃに対して対称構造となっている。

このようにして、導体１１１は、複数の単位構造１２０を互いに反転して配置して、単位構造１２０を繰り返し配置することにより構成される。図２（Ｃ）に示す例では、４つの単位構造１２０が配置されている。
また、導体１１１では、複数の曲折線路１Ｂを接続することにより、メアンダ形状の線路が形成される。実施の形態１では、図２（Ｃ）に示すように、このメアンダ形状の線路により形成される凹部１Ｅに、２つの環状スタブ１Ａが設けられる。

図５（Ａ）は、Ｘ１〜Ｘ３の各パラメータを用いた構成のスミスチャート特性を示す図である。また、図５（Ｂ）は、Ｘ１〜Ｘ３の各パラメータを用いた構成の位相特性を示す図である。図５（Ｂ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸は位相（Phase）（度）である。ここで、位相特性とは、対象となる構成（この例では、環状スタブ１Ａ）において、その一端部から送信される電波の位相を基準として、その基準の位相と他端部に届く電波の位相との差異を示すものである。

図８（Ａ）は、Ｘ４、Ｘ５の各パラメータを用いた構成のリターンロス特性を示す図である。図８（Ａ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸はリターンロス（Return Loss）（dB）である。また、図８（Ｂ）は、Ｘ４、Ｘ５の各パラメータを用いた構成の位相特性を示す図である。図８（Ｂ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸は位相（Phase）（度）である。

図９（Ａ）は、Ｘ６、Ｘ７の各パラメータを用いた構成のリターンロス特性を示す図である。図９（Ａ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸はリターンロス（Return Loss）（dB）である。また、図９（Ｂ）は、Ｘ６、Ｘ７の各パラメータを用いた構成の位相特性を示す図である。図９（Ｂ）において、横軸は周波数（Frequency）（ＧＨｚ）、縦軸は位相（Phase）（度）である。

さらに、実施の形態１〜実施の形態３では、導体１１１を直線状の導体としたが、導体１１１は直線状のものに限られない。例えば、導体１１１を円弧状に湾曲した導体としてもよい。この場合、導体１１２は、例えば、導体１１１に対して回転可能に構成され、導体１１２を回転させることにより、導体１１２と導体１１１との重なる部分αの位置が導体１１１に沿って移動し、Ｐｏｒｔ１及びＰｏｒｔ２において、送受信信号の位相（移相量）が変化する。

Claims

クランク状に形成された曲折線路を介して対向に配置された一の環状スタブ及び他の環状スタブを有する単位線路を備え、当該単位線路を互いに反転して配置して構成される第１の導体と、
前記第１の導体に対向して配置される第２の導体と
を備える伝送線路。
一の単位線路と他の単位線路との接続部には、切り込みが設けられること
を特徴とする請求項１に記載の伝送線路。
前記切り込みは、特性インピーダンスの調整に用いられること
を特徴とする請求項２に記載の伝送線路。
前記一の環状スタブ及び前記他の環状スタブにおける環は、リターンロスの抑制に用いられること
を特徴とする請求項１に記載の伝送線路。
メアンダ形状の線路と、当該メアンダ形状の屈曲により形成される凹部に配置されるスタブとを有する第１の導体と、
前記第１の導体に対向して配置される第２の導体と
を備える伝送線路。
前記スタブは、環状スタブであること
を特徴とする請求項５に記載の伝送線路。
前記凹部のそれぞれには、複数の前記スタブが配置されること
を特徴とする請求項５又は６に記載の伝送線路。
前記メアンダ形状の線路では、クランク状に形成された一の曲折線路と他の曲折線路との接続部に、切り込みが設けられること
を特徴とする請求項５に記載の伝送線路。
クランク状に形成された曲折線路を介して対向に配置された一の環状スタブ及び他の環状スタブを有する単位線路を備え、当該単位線路を互いに反転して配置して構成されており、一端部が第１の入出力端子に接続され、導電材料で構成された第１の導体と、
一端部が第２の入出力端子に接続され、他端部が前記第１の導体と電気的に結合するように延びるとともに、当該第１の導体と電気的に結合する位置が当該第１の導体において相対的に移動可能である、導電材料で構成された第３の導体と、
前記第１の導体及び前記第３の導体に対向して配置される第２の導体と
を備える移相器。