WO2020137510A1 - 駆動制御装置、モータ駆動装置およびパワーステアリング装置 - Google Patents

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WO2020137510A1
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frequency
drive
control device
inverter
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PCT/JP2019/048243
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香織 鍋師
北村　高志
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日本電産株式会社
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a drive control device, a motor drive device, and a power steering device.
  • connectionless motor having n-phase windings (coils) and no connection between the coils.
  • a driving system called a full bridge in which an inverter is connected to both ends of each phase coil.
  • two inverters are normally driven and one inverter can be switched to the neutral point to perform three-phase control when an abnormality occurs.
  • a structure in which two inverters are controlled by two control circuits is known.
  • the first control unit controls the driving of the first inverter
  • the second control unit controls the driving of the second inverter.
  • an object of the present invention is to reduce the torque ripple while ensuring the independence of each control circuit.
  • One aspect of a drive control device is a drive control device that controls drive of a motor, and is connected to a first inverter connected to one end of a winding of the motor and to the other end of the one end.
  • a first control circuit that performs PWM control on the first inverter; and a second control circuit that performs PWM control on the second inverter, the first control circuit and the first control circuit At least one of the two control circuits has a changing function of changing the frequency of the PWM control carrier signal to bring the frequency closer to the frequency of the PWM control carrier signal in the other.
  • An aspect of the motor drive device includes the drive control device and a motor whose drive is controlled by the drive control device. ..
  • an aspect of a power steering device includes the drive control device, a motor whose drive is controlled by the drive control device, and a power steering mechanism driven by the motor.
  • FIG. 1 is a diagram schematically showing a block configuration of a motor drive unit according to this embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram schematically showing the circuit configuration of the motor drive unit according to the present embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing a current value flowing in each coil of each phase of the motor.
  • FIG. 4 is a diagram schematically showing a voltage application state in a switching operation under PWM control.
  • FIG. 5 is a diagram schematically showing a state in which the application is stopped in the switching operation under the PWM control.
  • FIG. 6 is a diagram showing a PWM signal.
  • FIG. 7 is a functional block diagram schematically showing the functions of the frequency synchronization unit and the microcontroller.
  • FIG. 1 is a diagram schematically showing a block configuration of a motor drive unit according to this embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram schematically showing the circuit configuration of the motor drive unit according to the present embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing a current value flowing in each coil of each phase of
  • FIG. 8 is a diagram showing a circuit configuration of a motor drive unit in a modified example in which circuit wiring is different.
  • FIG. 9 is a diagram schematically showing a block configuration of a motor drive unit in a modified example having a different sensor configuration.
  • FIG. 10 is a diagram schematically showing the configuration of the electric power steering device according to the present embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram schematically showing a block configuration of a motor drive unit 1000 according to this embodiment.
  • the motor drive unit 1000 includes inverters 101 and 102, a motor 200, and control circuits 301 and 302.
  • a motor drive unit 1000 including a motor 200 as a constituent element will be described.
  • the motor drive unit 1000 including the motor 200 corresponds to an example of the drive device of the present invention.
  • the motor drive unit 1000 may be a device for driving the motor 200, in which the motor 200 is omitted as a constituent element.
  • the motor drive unit 1000 in which the motor 200 is omitted corresponds to an example of the drive control device of the present invention. ..
  • the motor drive unit 1000 uses the two inverters 101 and 102 to convert the electric power from the power supply (403 and 404 in FIG. 2) into the electric power supplied to the motor 200.
  • the inverters 101 and 102 can convert DC power into three-phase AC power that is a U-phase, V-phase, and W-phase pseudo sine wave.
  • the two inverters 101 and 102 include current sensors 401 and 402, respectively. ..
  • the motor 200 is, for example, a three-phase AC motor.
  • the motor 200 has U-phase, V-phase, and W-phase coils.
  • the winding method of the coil is, for example, concentrated winding or distributed winding. ..
  • the first inverter 101 is connected to one end 210 of the coil of the motor 200 and applies a drive voltage to the one end 210
  • the second inverter 102 is connected to the other end 220 of the coil of the motor 200 and connected to the other end 220. Apply drive voltage.
  • connection between parts (components) means electrical connection unless otherwise specified. ..
  • the control circuits 301 and 302 include microcontrollers 341 and 342, etc., which will be described in detail later.
  • the control circuits 301 and 302 control the drive voltage of the inverters 101 and 102 based on the input signals from the current sensors 401 and 402 and the angle sensors 321 and 322.
  • a control method of the inverters 101 and 102 by the control circuits 301 and 302 for example, a control method selected from vector control and direct torque control (DTC) is used.
  • DTC direct torque control
  • FIG. 2 is a diagram schematically showing a circuit configuration of the motor drive unit 1000 according to the present embodiment. ..
  • the motor drive unit 1000 is connected to a first power source 403 and a second power source 404, which are independent of each other.
  • the power supplies 403 and 404 generate a predetermined power supply voltage (for example, 12V).
  • a DC power supply is used as the power supplies 403 and 404.
  • the power supplies 403 and 404 may be AC-DC converters or DC-DC converters, or batteries (storage batteries).
  • the first power supply 403 for the first inverter 101 and the second power supply 404 for the second inverter 102 are shown as an example, but the motor drive unit 1000 is common to the first inverter 101 and the second inverter 102. May be connected to a single power source. Further, the motor drive unit 1000 may include a power source inside. ..
  • the motor drive unit 1000 includes a first system corresponding to the one end 210 side of the motor 200 and a second system corresponding to the other end 220 side of the motor 200.
  • the first system includes the first inverter 101 and the first control circuit 301.
  • the second system includes the second inverter 102 and the second control circuit 302. Electric power is supplied from the first power supply 403 to the inverter 101 and the control circuit 301 of the first system.
  • the second inverter 102 and the control circuit 302 are supplied with power from the second power supply 404. ..
  • the first inverter 101 includes a bridge circuit having three legs. Each leg of the first inverter 101 includes a high side switch element connected between the power supply and the motor 200 and a low side switch element connected between the motor 200 and the ground. Specifically, the U-phase leg includes a high-side switch element 113H and a low-side switch element 113L. The V-phase leg includes a high side switch element 114H and a low side switch element 114L. The W-phase leg includes a high side switch element 115H and a low side switch element 115L.
  • the switch element for example, a field effect transistor (MOSFET or the like) or an insulated gate bipolar transistor (IGBT or the like) is used. When the switch element is an IGBT, a diode (free wheel) is connected in antiparallel with the switch element. ..
  • the first inverter 101 includes, for example, shunt resistors 113R, 114R, and 115R as current sensors 401 (see FIG. 1) for detecting currents flowing in windings of U-phase, V-phase, and W-phase, respectively. Prepare for each leg.
  • the current sensor 401 includes a current detection circuit (not shown) that detects a current flowing through each shunt resistor.
  • the shunt resistor may be connected between the low side switch elements 113L, 114L and 115L and the ground.
  • the resistance value of the shunt resistor is, for example, about 0.5 m ⁇ to 1.0 m ⁇ . ..
  • the number of shunt resistors may be other than three.
  • two shunt resistors 113R and 114R for U phase and V phase, two shunt resistors 114R and 115R for V phase and W phase, or two shunt resistors 113R and 115R for U phase and W phase are used. May be The number of shunt resistors used and the arrangement of shunt resistors are appropriately determined in consideration of product cost, design specifications and the like. ..
  • the second inverter 102 includes a bridge circuit having three legs. Each leg of the second inverter 102 includes a high side switch element connected between the power supply and the motor 200 and a low side switch element connected between the motor 200 and the ground. Specifically, the U-phase leg includes a high side switch element 116H and a low side switch element 116L. The V-phase leg includes a high side switch element 117H and a low side switch element 117L. The W-phase leg includes a high side switch element 118H and a low side switch element 118L. Similar to the first inverter 101, the second inverter 102 includes, for example, shunt resistors 116R, 117R and 118R. ..
  • the motor drive unit 1000 includes capacitors 105 and 106.
  • the capacitors 105 and 106 are so-called smoothing capacitors, and absorb the circulating current generated in the motor 200 to stabilize the power supply voltage and suppress the torque ripple.
  • the capacitors 105 and 106 are, for example, electrolytic capacitors, and the capacity and the number of capacitors used are appropriately determined according to design specifications and the like. ..
  • the control circuits 301 and 302 include, for example, power supply circuits 311, 312, angle sensors 321, 322, input circuits 331, 332, microcontrollers 341, 342, drive circuits 351, 352, and ROMs 361, 362. ..
  • the control circuits 301 and 302 are connected to the inverters 101 and 102. Then, the first control circuit 301 controls the first inverter 101, and the second control circuit 302 controls the second inverter 102. ..
  • the control circuits 301 and 302 can realize the closed loop control by controlling the target position (rotation angle), rotation speed, current, and the like of the rotor.
  • the rotation speed is obtained, for example, by differentiating the rotation angle (rad) with time, and is represented by the number of rotations (rpm) at which the rotor rotates in a unit time (for example, 1 minute).
  • the control circuits 301 and 302 can also control the target motor torque.
  • the control circuits 301 and 302 may include a torque sensor for torque control, but torque control is possible even if the torque sensor is omitted. Further, a sensorless algorithm may be provided instead of the angle sensors 321 and 322.
  • the power supply circuits 311 and 312 generate DC voltages (for example, 3V and 5V) required for each block in the control circuits 301 and 302. ..
  • the angle sensors 321 and 322 are resolvers or Hall ICs, for example.
  • the angle sensors 321 and 322 are also realized by a combination of an MR sensor having a magnetoresistive (MR) element and a sensor magnet.
  • the angle sensors 321 and 322 detect the rotation angle of the rotor of the motor 200 and output a rotation signal representing the detected rotation angle to the microcontrollers 341 and 342.
  • the angle sensors 321 and 322 may be omitted depending on the motor control method (for example, sensorless control). ..
  • the input circuits 331 and 332 receive the motor current value detected by the current sensors 401 and 402 (hereinafter, referred to as “actual current value”).
  • the input circuits 331 and 332 convert the level of the actual current value into the input level of the microcontrollers 341 and 342 as necessary, and output the actual current value to the microcontrollers 341 and 342.
  • the input circuits 331 and 332 are analog-digital conversion circuits. ..
  • the microcontrollers 341 and 342 receive the rotation signal of the rotor detected by the angle sensors 321 and 322 and the actual current value output from the input circuits 331 and 332.
  • the microcontrollers 341 and 342 set a target current value according to the actual current value and the rotation signal of the rotor, generate a PWM signal, and output the generated PWM signal to the drive circuits 351 and 352.
  • the microcontrollers 341 and 342 generate PWM signals for controlling the switching operation (turn-on or turn-off) of each switch element in the inverters 101 and 102. ..
  • the generation of the PWM signal in each of the microcontrollers 341 and 342 is executed according to the clock signal supplied from the internal clock (not shown) of each of the microcontrollers 341 and 342.
  • the internal clock of each of the microcontrollers 341 and 342 oscillates a clock signal by, for example, a crystal oscillator, but the frequency of the clock signal may differ due to individual differences of the crystal oscillator. Such a frequency difference causes a frequency synchronization deviation between carrier signals that generate PWM signals, and a synchronization deviation between carrier signals may cause a torque ripple in the motor 200. ..
  • the frequency synchronization unit 370 is provided in the microcontroller 341 included in the first control circuit 301 in order to synchronize the frequencies of the carrier signals in the microcontrollers 341 and 342 with each other.
  • the function of the frequency synchronization unit 370 will be described in detail later. ..
  • the drive circuits 351 and 352 are typically gate drivers.
  • the drive circuits 351 and 352 generate a control signal (for example, a gate control signal) that controls the switching operation of each switch element in the first inverter 101 and the second inverter 102 according to the PWM signal, and generate the control signal to each switch element.
  • the microcontrollers 341 and 342 may have the functions of the driving circuits 351 and 352. In that case, the drive circuits 351 and 352 are omitted. ..
  • the ROMs 361 and 362 are, for example, writable memories (for example, PROM), rewritable memories (for example, flash memory), or read-only memories.
  • the ROMs 361 and 362 store control programs including instruction groups for causing the microcontrollers 341 and 342 to control the inverters 101 and 102.
  • the control program is once expanded in the RAM (not shown) at boot time.
  • the control circuits 301 and 302 drive the motor 200 by performing three-phase energization control using both the first inverter 101 and the second inverter 102. Specifically, the control circuits 301 and 302 perform three-phase energization control by switching-controlling the switch element of the first inverter 101 and the switch element of the second inverter 102.
  • FIG. 3 is a diagram showing a current value flowing in each coil of each phase of the motor 200.
  • FIG. 3 is a current obtained by plotting current values flowing in the U-phase, V-phase, and W-phase coils of the motor 200 when the first inverter 101 and the second inverter 102 are controlled according to the three-phase energization control.
  • a waveform (sine wave) is illustrated.
  • the horizontal axis of FIG. 3 represents the motor electrical angle (deg), and the vertical axis represents the current value (A).
  • I pk represents the maximum current value (peak current value) of each phase.
  • the inverters 101 and 102 can drive the motor 200 by using, for example, a rectangular wave other than the sine wave illustrated in FIG.
  • the current waveform illustrated in FIG. 3 is generated when a voltage having a waveform corresponding to the current waveform is applied to the motor 200. Then, such a voltage is generated by the switching element of the first inverter 101 and the switching element of the second inverter 102 switching by PWM control at a high speed such as 20 kHz.
  • 4 and 5 are diagrams schematically showing a switching operation under PWM control.
  • FIG. 4 shows a state of voltage application
  • FIG. 5 shows a state of application stop. ..
  • the U-phase leg includes the high-side switch element 113H and the low-side switch element 113L on the first inverter 101 side, and the high-side switch element 116H and the low-side switch element 116L on the second inverter 102 side. ..
  • the high-side switch element 113H and the low-side switch element 113L on the side of the first inverter 101 are not turned on at the same time, and when one is turned on, the other is turned off. Similarly, the high-side switch element 116H and the low-side switch element 116L on the second inverter 102 side are not turned on at the same time. ..
  • the high side switch elements 113H and 116H are turned on in one of the two inverters 101 and 102 (the second inverter 102 in the case of FIG. 4) and the other (FIG. In the case of 4, the first inverter 101) turns on the low-side switch elements 113L and 116L. As a result, a current flows from the one side to the other side as indicated by the arrow in the figure. ..
  • FIG. 6 is a diagram showing a PWM signal. ..
  • the PWM signal is a binary pulse signal, and a first value representing voltage application and a second value representing application stop occur alternately.
  • the pulse of the PWM signal is repeated at a cycle T0, and the cycle T0 is divided into a first value duration T1 and a second value duration T2. ..
  • the PWM signal is a high frequency signal of, for example, 20 kHz, so the cycle T0 is a short cycle of, for example, 50 ⁇ sec. Therefore, the effective voltage (effective voltage) applied to the motor 200 becomes a voltage leveled in the cycle T0, and the ratio (duty) between the cycle T0 and the duration T1 of the first value is the power supply voltage and the effective voltage. Equal to the ratio of.
  • the effective voltage is a voltage that changes with time corresponding to a changing current value as shown in the current waveform of FIG. 3, for example. Such time change of the effective voltage is realized by controlling the duty of the PWM signal by the microcontrollers 341 and 342. ..
  • Each of the two microcontrollers 341 and 342 generates a carrier signal with a period T0 and generates a PWM signal based on the carrier signal.
  • the period T0 in each of the microcontrollers 341 and 342 depends on the inside of each of the microcontrollers 341 and 342. It depends on the cycle (frequency) of the clock. For this reason, if there is a period (frequency) difference between the internal clocks, there is a possibility that carrier signals may be out of synchronization with each other, which may cause a torque ripple.
  • the motor drive unit 1000 of the present embodiment is provided with the frequency synchronization unit 370 for synchronizing the cycles (frequency) of carrier signals, as described above.
  • FIG. 7 is a functional block diagram schematically showing the functions of the frequency synchronization unit 370 and the microcontrollers 341 and 342. ..
  • Each of the microcontrollers 341 and 342 includes, as internal functions, a UVW phase dqz axis conversion unit 345, an applied voltage control unit 346, a dqz axis UVW phase conversion unit 347, and a PWM modulation unit 348.
  • the microcontroller 341 provided in the first control circuit 301 is also provided with the frequency synchronization unit 370 described above.
  • the frequency synchronization unit 370 may be provided in both of the two microcontrollers 341 and 342.
  • the UVW-phase dqz-axis conversion unit 345 converts the actual current value of each UVW phase detected via the current sensors 401 and 402 into the actual current value of the dqz-axis. ..
  • the applied voltage control unit 346 performs feedback control to reduce the difference between the actual current value and the target current value, for example, based on the actual current value of the dqz axis obtained by the UVW-phase dqz axis conversion unit 345, and performs the dqz axis.
  • the applied voltage value of is calculated.
  • the dqz axis UVW phase conversion unit 347 converts the applied voltage value calculated by the applied voltage control unit 346 into the applied voltage value of each UVW phase. ..
  • the PWM modulator 348 performs PWM modulation according to the carrier signal on the applied voltage value of each UVW phase obtained by the dqz-axis UVW phase converter 347 to generate a PWM signal.
  • the PWM modulator 348 inputs the generated PWM signal to the drive circuit (351 and 352 in FIG. 1) and operates the switching elements of the inverters 101 and 102. ..
  • the frequency synchronization unit 370 constitutes a frequency lock loop that locks the frequency of the carrier signal used for PWM modulation.
  • the frequency synchronization unit 370 includes a fast Fourier transform (FFT) unit 371, a frequency fixed detection unit 372, and a carrier signal generation unit 373. As described below, the frequency synchronizing unit 370 performs a changing function of changing the frequency of the PWM-controlled carrier signal to bring it closer to the frequency of the carrier signal in the other control circuit 302 not including the frequency synchronizing unit 370. ..
  • FFT fast Fourier transform
  • the FFT unit 371 acquires a q-axis current value that has a large contribution to the torque of the motor among the actual current values of the dqz-axis obtained by the UVW-phase dqz-axis conversion unit 345 for a plurality of cycles in terms of the electrical angle of the motor 200. Fast Fourier transform.
  • the applied voltage control unit 346 of the present embodiment controls the driving of the motor 200 using, for example, a vector control method that uses the real current value of the dqz axes, and thus the FFT unit 371 uses the real current of the dqz axes used by the applied voltage control unit 346.
  • the q-axis current value is obtained from the value. ..
  • the applied voltage control unit 346 for example, a control method of directly calculating the applied voltage value of the UVW phase from the actual current value of the UVW phase may be adopted.
  • the applied voltage control unit 346 does not need the actual current value of the dqz axis, but the FFT unit 371 preferably uses the q-axis current value obtained from the actual current value of the UVW phase. This is because the q-axis current value makes a large contribution to the torque of the motor and the component corresponding to the torque ripple can be easily extracted. Since a torque ripple also occurs in the d-axis current value of the dqz-axis actual current value, the FFT unit 371 may use the d-axis current value.
  • the d-axis current does not generate torque
  • the d-axis current is supplied to the motor 200 separately from the torque control, and the d-axis current is used by the FFT unit 371 to detect the torque ripple (that is, to detect the deviation of the frequency synchronization). ) Is also possible when the motor is stopped. ..
  • the frequency fixed detection unit 372 calculates the peak value in the low frequency region of 1 kHz or less (that is, the low-order component value of the q-axis current in the motor 200) from the conversion result of the q-axis current value by the FFT unit 371. However, the peak corresponding to the rotation frequency of the motor is excluded. Since the fast Fourier transform is performed on the q-axis current value for a plurality of cycles by the electrical angle of the motor 200, the low-order component value can be easily obtained. ..
  • the calculated peak value is an example of the reference value corresponding to the torque ripple.
  • the frequency fixing detector 372 fixes the frequency of the carrier signal at the current frequency when the peak value (reference value) is smaller than the predetermined value. That is, when the frequency of the carrier signal is synchronized between the two microcontrollers 341 and 342, the component value corresponding to the torque ripple is small, and the frequency fixing detection unit 372 fixes the frequency of the carrier signal. ..
  • the fixed frequency detector 372 changes the frequency of the carrier signal. That is, when the two microcontrollers 341 and 342 are out of synchronization with each other in the frequency of the carrier signal and a torque ripple is generated, the frequency fixed detection unit 372 changes the frequency of the carrier signal. That is, the frequency fixed detection unit 372 of the present embodiment changes the frequency of the carrier signal based on the low-order component value of the q-axis current in the motor 200. By changing and fixing the carrier signal frequency, the carrier signal synchronization status can be easily obtained. ..
  • the frequency fixed detection unit 372 sets the frequency of the carrier signal to the previous value. Change to the opposite direction. Thereby, the change direction in which the frequencies are synchronized can be easily confirmed. ..
  • the frequency fixed detection unit 372 may change the frequency of the carrier signal based on the detection value of the angle sensor 321. For example, a method is conceivable in which the acceleration (that is, torque) of the motor is obtained by twice differentiating the detected value of the angle sensor 321, and the occurrence of torque ripple is determined based on this torque to change the frequency. ..
  • the fixed frequency detector 372 inputs the fixed or changed frequency f to the carrier signal generator 373.
  • the carrier signal generation unit 373 frequency-converts the clock signal of the internal clock with the conversion coefficient corresponding to the frequency f input from the frequency fixed detection unit 372. Then, the carrier signal generation unit 373 generates a carrier signal of frequency f by the frequency-converted clock signal and supplies it to the PWM modulation unit 348. ..
  • FIG. 8 is a diagram showing a circuit configuration of a motor drive unit 1000 in a modified example having different circuit wiring.
  • the ground ends of the first inverter 101 and the second inverter 102 are separated. Even with such a separated structure, a torque ripple occurs when the frequency of the carrier signal shifts. Therefore, also in the modification shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram schematically showing a block configuration of a motor drive unit 1000 in a modified example having a different sensor configuration.
  • torque sensors 381 and 382 are provided instead of the angle sensors 321 and 322.
  • the detection values detected by the torque sensors 381, 382 are received by the microcontrollers 341, 342 in the same manner as the current detection values by the angle sensors 321, 322, and used for drive control of the motor 200. ..
  • the frequency synchronization unit 370 in this modified example performs FFT conversion on the detection values detected by the torque sensors 381 and 382 to obtain the peak value of the torque ripple in the low frequency region. Based on this peak value, the frequency synchronization unit 370 changes and fixes the frequency of the carrier signal in the same manner as described above, and the carrier signal is synchronized.
  • the detection value detected by the torque sensors 381 and 382 is a kind of detection value of the sensor that detects the rotation state of the motor. Further, the frequency synchronization unit 370 in this modification changes the frequency of the carrier signal based on the detection value of such a sensor. As described above, also in the modification example in which the torque sensors 381 and 382 are provided, the frequencies of the carrier signals are synchronized and the torque ripple is suppressed. (Embodiment of power steering device)
  • Vehicles such as automobiles generally include a power steering device.
  • the power steering device generates an assist torque for assisting a steering torque of a steering system generated by a driver operating a steering wheel.
  • the auxiliary torque is generated by the auxiliary torque mechanism, and the driver's operation load can be reduced.
  • the auxiliary torque mechanism is composed of a steering torque sensor, an ECU, a motor, a speed reduction mechanism, and the like.
  • the steering torque sensor detects a steering torque in the steering system.
  • the ECU generates a drive signal based on the detection signal of the steering torque sensor.
  • the motor generates an auxiliary torque according to the steering torque based on the drive signal, and transmits the auxiliary torque to the steering system via the speed reduction mechanism. ..
  • the motor drive unit 1000 of the above embodiment is preferably used for a power steering device.
  • FIG. 10 is a diagram schematically showing the configuration of the electric power steering device 2000 according to the present embodiment.
  • the electric power steering device 2000 includes a steering system 520 and an auxiliary torque mechanism 540. ..
  • the steering system 520 includes, for example, a steering handle 521, a steering shaft 522 (also referred to as “steering column”), universal shaft couplings 523A and 523B, and a rotary shaft 524 (also referred to as “pinion shaft” or “input shaft”). ). ..
  • the steering system 520 includes, for example, a rack and pinion mechanism 525, a rack shaft 526, left and right ball joints 552A and 552B, tie rods 527A and 527B, knuckles 528A and 528B, and left and right steering wheels (for example, left and right front wheels) 529A, 529B. ..
  • the steering handle 521 is connected to the rotating shaft 524 via the steering shaft 522 and the universal shaft couplings 523A and 523B.
  • a rack shaft 526 is connected to the rotating shaft 524 via a rack and pinion mechanism 525.
  • the rack and pinion mechanism 525 has a pinion 531 provided on the rotating shaft 524 and a rack 532 provided on the rack shaft 526.
  • the right steering wheel 529A is connected to the right end of the rack shaft 526 through a ball joint 552A, a tie rod 527A, and a knuckle 528A in this order.
  • the left steering wheel 529B is connected to the left end of the rack shaft 526 via a ball joint 552B, a tie rod 527B, and a knuckle 528B in this order.
  • the right side and the left side correspond to the right side and the left side as seen from the driver sitting in the seat, respectively. ..
  • steering torque is generated by the driver operating the steering wheel 521, and is transmitted to the left and right steering wheels 529A and 529B via the rack and pinion mechanism 525. This allows the driver to operate the left and right steering wheels 529A and 529B. ..
  • the auxiliary torque mechanism 540 includes, for example, a steering torque sensor 541, an ECU 542, a motor 543, a speed reduction mechanism 544, and a power supply device 545.
  • the auxiliary torque mechanism 540 applies an auxiliary torque to the steering system 520 extending from the steering wheel 521 to the left and right steering wheels 529A and 529B.
  • the auxiliary torque may be referred to as "additional torque”. ..
  • the ECU 542 for example, the control circuits 301 and 302 shown in FIG. 1 and the like are used. Further, as the power supply device 545, for example, the inverters 101 and 102 shown in FIG. 1 and the like are used. As the motor 543, for example, the motor 200 shown in FIG. 1 or the like is used.
  • the ECU 542, the motor 543, and the power supply device 545 may form a unit generally referred to as an “integrated electromechanical motor”. ..
  • the mechanism including the elements other than the ECU 542, the motor 543, and the power supply device 545 corresponds to an example of a power steering mechanism driven by the motor 543. ..
  • the steering torque sensor 541 detects the steering torque of the steering system 520 provided by the steering handle 521.
  • the ECU 542 generates a drive signal for driving the motor 543 based on the detection signal from the steering torque sensor 541 (hereinafter referred to as “torque signal”).
  • the motor 543 generates an auxiliary torque according to the steering torque based on the drive signal.
  • the auxiliary torque is transmitted to the rotary shaft 524 of the steering system 520 via the speed reduction mechanism 544.
  • the reduction mechanism 544 is, for example, a worm gear mechanism.
  • the auxiliary torque is further transmitted from the rotary shaft 524 to the rack and pinion mechanism 525. ..
  • the power steering device 2000 is classified into a pinion assist type, a rack assist type, a column assist type, and the like, depending on the location where the auxiliary torque is applied to the steering system 520.
  • FIG. 10 shows a pinion assist type power steering device 2000.
  • the power steering device 2000 is also applied to a rack assist type, a column assist type and the like. ..
  • the microcontroller of the ECU 542 can PWM-control the motor 543 based on the torque signal, the vehicle speed signal, and the like. ..
  • the ECU 542 sets the target current value based on at least the torque signal. It is preferable that the ECU 542 set the target current value in consideration of the vehicle speed signal detected by the vehicle speed sensor, and further in consideration of the rotor rotation signal detected by the angle sensor.
  • the ECU 542 can control the drive signal of the motor 543, that is, the drive current so that the actual current value detected by the current sensor (see FIG. 1) matches the target current value. ..
  • the left and right steered wheels 529A and 529B can be operated by the rack shaft 526 using a composite torque obtained by adding the assist torque of the motor 543 to the steering torque of the driver.
  • smooth power assist with less torque ripple is realized. ..
  • the power steering device is mentioned here as an example of the drive control device of the present invention and the method of use in the drive device, the use method of the drive control device and drive device of the present invention is not limited to the above, and a pump, a compressor It can be used in a wide range. ..

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Abstract

駆動制御装置の一態様は、モータの駆動を制御する駆動制御装置であって、上記モータの巻線の一端に接続される第１インバータと、上記一端に対する他端に接続される第２インバータと、上記第１インバータに対してＰＷＭ制御を行う第１制御回路と、上記第２インバータに対してＰＷＭ制御を行う第２制御回路と、を備え、上記第１制御回路および上記第２制御回路の少なくとも一方は、ＰＷＭ制御のキャリア信号における周波数を変更して当該一方に対する他方におけるＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数に近づける変更機能を有する。

Description

駆動制御装置、モータ駆動装置およびパワーステアリング装置
本発明は、駆動制御装置、モータ駆動装置およびパワーステアリング装置に関する。
従来、ｎ相の巻線(コイル)を有し、それらのコイル相互間が無結線の無結線モータが知られる。また、このような無結線モータの駆動方法としては、各相のコイルの両端にインバータが接続されたフルブリッジと称される駆動システムが知られる。フルブリッジによる無結線モータの駆動では、通常時は二つのインバータで駆動し、異常時には一方のインバータを中性点に切り替えて三相制御を行うことができる。そして、故障率の低減の観点から二つのインバータを二つの制御回路にて制御する構造が知られている。　例えば特許文献１では、第１制御部は、第１インバータの駆動を制御し、第２制御部は、第２インバータの駆動を制御する。
特開２０１６－０７３０９７号公報
故障率低減の観点から考えると、制御回路間で共有した回路部分がない独立駆動の方が好ましい。しかし、フルブリッジの駆動システムの場合、各制御回路におけるＰＭＷキャリアの信号において周波数の同期がずれるとモータのトルクリップルが悪化してしまう。　そこで、本発明は、各制御回路の独立性を確保しつつ、トルクリップルの低減を図ることを目的の一つとする。
本発明に係る駆動制御装置の一態様は、モータの駆動を制御する駆動制御装置であって、上記モータの巻線の一端に接続される第１インバータと、上記一端に対する他端に接続される第２インバータと、上記第１インバータに対してＰＷＭ制御を行う第１制御回路と、上記第２インバータに対してＰＷＭ制御を行う第２制御回路と、を備え、上記第１制御回路および上記第２制御回路の少なくとも一方は、ＰＷＭ制御のキャリア信号における周波数を変更して当該一方に対する他方におけるＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数に近づける変更機能を有する。　また、本発明に係るモータ駆動装置の一態様は、上記駆動制御装置と、上記駆動制御装置によって駆動が制御されるモータと、を備える。　
また、本発明に係るパワーステアリング装置の一態様は、上記駆動制御装置と、上記駆動制御装置によって駆動が制御されるモータと、上記モータによって駆動されるパワーステアリング機構と、を備える。
本発明によれば、各制御回路の独立性が確保されつつ、トルクリップルの低減が図られる。
図１は、本実施形態によるモータ駆動ユニットのブロック構成を模式的に示す図である。 図２は、本実施形態によるモータ駆動ユニットの回路構成を模式的に示す図である。 図３は、モータの各相の各コイルに流れる電流値を示す図である。 図４は、ＰＷＭ制御の下でのスイッチング動作における電圧印加の状態を模式的に示す図である。 図５は、ＰＷＭ制御の下でのスイッチング動作における印加停止の状態を模式的に示す図である。 図６は、ＰＷＭ信号を示す図である。 図７は、周波数同期部およびマイクロコントローラの機能を模式的に表した機能ブロック図である。 図８は、回路配線が異なる変形例におけるモータ駆動ユニットの回路構成を示す図である。 図９は、センサ構成が異なる変形例におけるモータ駆動ユニットのブロック構成を模式的に示す図である。 図１０は、本実施形態による電動パワーステアリング装置の構成を模式的に示す図である。
以下、添付の図面を参照しながら、本開示の駆動制御装置、駆動装置およびパワーステアリング装置の実施形態を詳細に説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。　
本明細書において、電源からの電力を、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の巻線（「コイル」と表記する場合がある。）を有する三相モータに供給する駆動制御装置を例にして、本開示の実施形態を説明する。ただし、電源からの電力を、四相または五相などのｎ相（ｎは４以上の整数）の巻線を有するｎ相モータに供給する駆動制御装置も本開示の範疇である。

（モータ駆動ユニット１０００の構造）

　図１は、本実施形態によるモータ駆動ユニット１０００のブロック構成を模式的に示す図である。　モータ駆動ユニット１０００は、インバータ１０１、１０２、モータ２００および制御回路３０１、３０２を備える。　
本明細書では、構成要素としてモータ２００を備えるモータ駆動ユニット１０００を説明する。モータ２００を備えるモータ駆動ユニット１０００は、本発明の駆動装置の一例に相当する。ただし、モータ駆動ユニット１０００は、構成要素としてモータ２００が省かれた、モータ２００を駆動するための装置であってもよい。モータ２００が省かれたモータ駆動ユニット１０００は、本発明の駆動制御装置の一例に相当する。　
モータ駆動ユニット１０００は、２つのインバータ１０１、１０２によって、電源（図２の４０３、４０４）からの電力を、モータ２００に供給する電力に変換する。インバータ１０１、１０２は、例えば直流電力を、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の擬似正弦波である三相交流電力に変換することが可能である。２つのインバータ１０１、１０２は、それぞれ電流センサ４０１、４０２を備える。　
モータ２００は、例えば三相交流モータである。モータ２００は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のコイルを有する。コイルの巻き方は、例えば集中巻きまたは分布巻きである。　
第１インバータ１０１は、モータ２００のコイルの一端２１０に接続されて当該一端２１０に駆動電圧を印加し、第２インバータ１０２は、モータ２００のコイルの他端２２０に接続されて当該他端２２０に駆動電圧を印加する。本明細書において、部品（構成要素）同士の「接続」とは、特に断らない限り電気的な接続を意味する。　
制御回路３０１、３０２は、後で詳述するようにマイクロコントローラ３４１、３４２などを備える。制御回路３０１、３０２は、電流センサ４０１、４０２および角度センサ３２１、３２２からの入力信号に基づいてインバータ１０１、１０２の駆動電圧を制御する。制御回路３０１、３０２によるインバータ１０１、１０２の制御手法としては、例えばベクトル制御、直接トルク制御（ＤＴＣ）から選択された制御手法が用いられる。　図２を参照して、モータ駆動ユニット１０００の具体的な回路構成を説明する。　図２は、本実施形態によるモータ駆動ユニット１０００の回路構成を模式的に示す図である。　
モータ駆動ユニット１０００はそれぞれ独立した第１電源４０３および第２電源４０４に接続される。電源４０３、４０４は所定の電源電圧（例えば１２Ｖ）を生成する。電源４０３、４０４として、例えば直流電源が用いられる。ただし、電源４０３、４０４は、ＡＣ－ＤＣコンバータまたはＤＣ―ＤＣコンバータであってもよいし、バッテリー（蓄電池）であってもよい。図２では、一例として、第１インバータ１０１用の第１電源４０３および第２インバータ１０２用の第２電源４０４が示されるが、モータ駆動ユニット１０００は、第１インバータ１０１および第２インバータ１０２に共通の単一電源に接続されてもよい。また、モータ駆動ユニット１０００は、内部に電源を備えていてもよい。　
モータ駆動ユニット１０００は、モータ２００の一端２１０側に対応した第１系統と、モータ２００の他端２２０側に対応した第２系統とを備える。第１系統には、第１インバータ１０１と第１の制御回路３０１が含まれる。第２系統には、第２インバータ１０２と第２の制御回路３０２が含まれる。第１系統のインバータ１０１および制御回路３０１は第１電源４０３から電力を供給される。第２系統のインバータ１０２および制御回路３０２は第２電源４０４から電力を供給される。　
第１インバータ１０１は、３個のレグを有するブリッジ回路を備える。第１インバータ１０１の各レグは、電源とモータ２００との間に接続されたハイサイドスイッチ素子およびモータ２００とグランドとの間に接続されたローサイドスイッチ素子を備える。具体的には、Ｕ相用レグは、ハイサイドスイッチ素子１１３Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１３Ｌを備える。Ｖ相用レグは、ハイサイドスイッチ素子１１４Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１４Ｌを備える。Ｗ相用レグは、ハイサイドスイッチ素子１１５Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１５Ｌを備える。スイッチ素子としては、例えば電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴなど）または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴなど）が用いられる。なお、スイッチ素子がＩＧＢＴである場合には、スイッチ素子と逆並列にダイオード（フリーホイール）が接続される。　
第１インバータ１０１は、例えば、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相の巻線に流れる電流を検出するための電流センサ４０１（図１を参照）として、シャント抵抗１１３Ｒ、１１４Ｒおよび１１５Ｒをそれぞれ各レグに備える。電流センサ４０１は、各シャント抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路（不図示）を備える。例えば、シャント抵抗は、ローサイドスイッチ素子１１３Ｌ、１１４Ｌおよび１１５Ｌとグランドとの間に接続され得る。シャント抵抗の抵抗値は、例えば０．５ｍΩ～１．０ｍΩ程度である。　
シャント抵抗の数は３つ以外でもよい。例えば、Ｕ相、Ｖ相用の２つのシャント抵抗１１３Ｒ、１１４Ｒ、Ｖ相、Ｗ相用の２つのシャント抵抗１１４Ｒ、１１５Ｒ、または、Ｕ相、Ｗ相用の２つのシャント抵抗１１３Ｒ、１１５Ｒが用いられてもよい。使用されるシャント抵抗の数およびシャント抵抗の配置は、製品コストおよび設計仕様などが考慮されて適宜決定される。　
第２インバータ１０２は、３個のレグを有するブリッジ回路を備える。第２インバータ１０２の各レグは、電源とモータ２００との間に接続されたハイサイドスイッチ素子およびモータ２００とグランドとの間に接続されたローサイドスイッチ素子を備える。具体的には、Ｕ相用レグは、ハイサイドスイッチ素子１１６Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１６Ｌを備える。Ｖ相用レグは、ハイサイドスイッチ素子１１７Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１７Ｌを備える。Ｗ相用レグは、ハイサイドスイッチ素子１１８Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１８Ｌを備える。第１インバータ１０１と同様に、第２インバータ１０２は、例えば、シャント抵抗１１６Ｒ、１１７Ｒおよび１１８Ｒを備える。　
モータ駆動ユニット１０００はコンデンサ１０５、１０６を備える。コンデンサ１０５、１０６は、いわゆる平滑コンデンサであり、モータ２００で発生する環流電流を吸収することで電源電圧を安定化させてトルクリップルを抑制する。コンデンサ１０５、１０６は、例えば電解コンデンサであり、容量および使用する個数は設計仕様などによって適宜決定される。　
再び図１を参照する。制御回路３０１、３０２は、例えば、電源回路３１１、３１２と、角度センサ３２１、３２２と、入力回路３３１、３３２と、マイクロコントローラ３４１、３４２と、駆動回路３５１、３５２と、ＲＯＭ３６１、３６２とを備える。制御回路３０１、３０２はインバータ１０１、１０２に接続される。そして、第１制御回路３０１は第１インバータ１０１を制御し、第２制御回路３０２は第２インバータ１０２を制御する。　
制御回路３０１、３０２は、目的とするロータの位置（回転角）、回転速度、および電流などを制御してクローズドループ制御を実現することができる。回転速度は、例えば、回転角（ｒａｄ）を時間微分することにより得られ、単位時間（例えば１分間）にロータが回転する回転数（ｒｐｍ）で表される。制御回路３０１、３０２は、目的とするモータトルクを制御することも可能である。制御回路３０１、３０２は、トルク制御のためにトルクセンサを備えてもよいがトルクセンサが省かれていてもトルク制御は可能である。また、角度センサ３２１、３２２に変えてセンサレスアルゴリズムを備えてもよい。　電源回路３１１、３１２は、制御回路３０１、３０２内の各ブロックに必要なＤＣ電圧（例えば３Ｖ、５Ｖ）を生成する。　
角度センサ３２１、３２２は、例えばレゾルバまたはホールＩＣである。角度センサ３２１、３２２は、磁気抵抗（ＭＲ）素子を有するＭＲセンサとセンサマグネットとの組み合わせによっても実現される。角度センサ３２１、３２２は、モータ２００のロータの回転角を検出し、検出した回転角を表した回転信号をマイクロコントローラ３４１、３４２に出力する。モータ制御手法（例えばセンサレス制御）によっては、角度センサ３２１、３２２は省かれる場合がある。　
入力回路３３１、３３２は、電流センサ４０１、４０２によって検出されたモータ電流値（以下、「実電流値」と表記する。）を受け取る。入力回路３３１、３３２は、マイクロコントローラ３４１、３４２の入力レベルに実電流値のレベルを必要に応じて変換し、実電流値をマイクロコントローラ３４１、３４２に出力する。入力回路３３１、３３２は、アナログデジタル変換回路である。　
マイクロコントローラ３４１、３４２は、角度センサ３２１、３２２によって検出されたロータの回転信号を受信するとともに、入力回路３３１、３３２から出力された実電流値を受信する。マイクロコントローラ３４１、３４２は、実電流値およびロータの回転信号などに従って目標電流値を設定してＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号を駆動回路３５１、３５２に出力する。例えば、マイクロコントローラ３４１、３４２は、インバータ１０１、１０２における各スイッチ素子のスイッチング動作（ターンオンまたはターンオフ）を制御するためのＰＷＭ信号を生成する。　
各マイクロコントローラ３４１、３４２におけるＰＷＭ信号の生成は、各マイクロコントローラ３４１、３４２の内部クロック（図示省略）から供給されるクロック信号に従って実行される。各マイクロコントローラ３４１、３４２の内部クロックは、例えば水晶振動子によってクロック信号を発振するが、水晶振動子の個体差などによってクロック信号の周波数に差が生じる場合がある。このような周波数差は、ＰＷＭ信号を生成するキャリア信号同士における周波数の同期ずれの原因となり、キャリア信号同士の同期ずれはモータ２００でトルクリップルを生じさせる虞がある。　
本実施形態では、各マイクロコントローラ３４１、３４２におけるキャリア信号の周波数を相互に同期させるため、第１の制御回路３０１に備えられたマイクロコントローラ３４１に周波数同期部３７０が設けられる。周波数同期部３７０の機能については後で詳述する。　
駆動回路３５１、３５２は、典型的にはゲートドライバである。駆動回路３５１、３５２は、第１インバータ１０１および第２インバータ１０２における各スイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御信号（例えば、ゲート制御信号）をＰＷＭ信号に従って生成し、生成した制御信号を各スイッチ素子に与える。マイクロコントローラ３４１、３４２は、駆動回路３５１、３５２の機能を有していてもよい。その場合、駆動回路３５１、３５２は省かれる。　
ＲＯＭ３６１、３６２は、例えば書き込み可能なメモリ（例えばＰＲＯＭ）、書き換え可能なメモリ（例えばフラッシュメモリ）または読み出し専用のメモリである。ＲＯＭ３６１、３６２は、マイクロコントローラ３４１、３４２にインバータ１０１、１０２などを制御させるための命令群を含む制御プログラムを格納する。例えば、制御プログラムはブート時にＲＡＭ（不図示）に一旦展開される。　以下、モータ駆動ユニット１０００の動作の具体例を説明し、主としてインバータ１０１、１０２の動作の具体例を説明する。　
制御回路３０１、３０２は、第１インバータ１０１および第２インバータ１０２の両方を用いて三相通電制御することによってモータ２００を駆動する。具体的に、制御回路３０１、３０２は、第１インバータ１０１のスイッチ素子と第２インバータ１０２のスイッチ素子とをスイッチング制御することにより三相通電制御を行う。　図３は、モータ２００の各相の各コイル
に流れる電流値を示す図である。　
図３には、三相通電制御に従って第１インバータ１０１および第２インバータ１０２が制御されたときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各コイルに流れる電流値をプロットして得られる電流波形（正弦波）が例示されている。図３の横軸は、モータ電気角（ｄｅｇ）を示し、縦軸は電流値（Ａ）を示す。Ｉｐｋは各相の最大電流値（ピーク電流値）を表す。なお、インバータ１０１、１０２は、図３に例示した正弦波以外に、例えば矩形波を用いてモータ２００を駆動することも可能である。　
図３に例示されたような電流波形は、そのような電流波形に応じた波形の電圧がモータ２００に印加されることで生じる。そして、そのような電圧は、第１インバータ１０１のスイッチ素子と第２インバータ１０２のスイッチ素子がＰＷＭ制御によって例えば２０ｋＨｚというような高速でスイッチングすることによって生じる。　図４および図５は、ＰＷＭ制御の下でのスイッチング動作を模式的に示す図であり、図４には電圧印加の状態が示され、図５には印加停止の状態が示される。　
図４および図５には、インバータ１０１、１０２が有するレグのうち例えばＵ相のレグが示される。上述したようにＵ相のレグには、第１インバータ１０１側のハイサイドスイッチ素子１１３Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１３Ｌと、第２インバータ１０２側のハイサイドスイッチ素子１１６Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１６Ｌとが含まれる。　
第１インバータ１０１側のハイサイドスイッチ素子１１３Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１３Ｌは、同時にオン状態とはならず、一方がオン状態となる場合には他方はオフ状態になる。第２インバータ１０２側のハイサイドスイッチ素子１１６Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１６Ｌも同様に、同時にオン状態とはならない。　
モータ２００の巻線に電圧が印加される場合には、２つのインバータ１０１、１０２の一方（図４の場合は第２インバータ１０２）でハイサイドスイッチ素子１１３Ｈ、１１６Ｈがオン状態となり、他方（図４の場合は第１インバータ１０１）でローサイドスイッチ素子１１３Ｌ、１１６Ｌがオン状態となる。この結果、当該一方側から当該他方側へと図中の矢印のように電流が流れることになる。　
印加停止時には、全てのスイッチ素子がオフ状態となる。オフ状態となった直後には、コンデンサ（図２の１０５、１０６）にモータ２００からの環流電流が流れるが、その後は電流が流れない。また、環流電流はモータ２００のトルクには寄与しない。　
２つのインバータ１０１、１０２では、図４に示す電圧印加の状態と図５に示す印加停止の状態とが高速で繰り返される。インバータ１０１、１０２における電圧印加と印加停止との繰り返しは、制御回路３０１、３０２のマイクロコントローラ３４１、３４２によって生成されるＰＷＭ信号に従って実行される。　図６は、ＰＷＭ信号を示す図である。　
ＰＷＭ信号は２値のパルス信号であり、電圧印加を表す第１値と印加停止を表す第２値とが交互に生じる。ＰＷＭ信号のパルスは周期Ｔ０で繰り返され、周期Ｔ０は第１値の継続時間Ｔ１と第２値の継続時間Ｔ２とに案分される。　
ＰＷＭ信号は上述した様に例えば２０ｋＨｚといった高周波数の信号であるため周期Ｔ０は例えば５０μ秒といった短周期となる。従って、モータ２００に印加される実効的な電圧（実効電圧）は、周期Ｔ０で均された電圧となり、周期Ｔ０と第１値の継続時間Ｔ１との比（デューティー）が電源電圧と実効電圧との比に等しい。実効電圧は、例えば図３に示す電流波形のように変化する電流値に対応して時間変化する電圧である。実効電圧のそのような時間変化は、マイクロコントローラ３４１、３４２によってＰＷＭ信号のデューティーが制御されることで実現される。　
２つのマイクロコントローラ３４１、３４２それぞれが周期Ｔ０のキャリア信号を生成し、そのキャリア信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するが、各マイクロコントローラ３４１、３４２における周期Ｔ０は、各マイクロコントローラ３４１、３４２の内部クロックの周期（周波数）に依存する。このため、内部クロック同士に周期（周波数）差が存在するとキャリア信号同士で同期ずれを生じ、トルクリップルの原因となる虞がある。　本実施形態のモータ駆動ユニット１０００では、上述した様に、キャリア信号同士の周期（周波数）を同期させるための周波数同期部３７０が備えられる。　図７は、周波数同期部３７０およびマイクロコントローラ３４１、３４２の機能を模式的に表した機能ブロック図である。　
各マイクロコントローラ３４１、３４２は、それぞれ内部機能として、ＵＶＷ相ｄｑｚ軸変換部３４５と、印加電圧制御部３４６と、ｄｑｚ軸ＵＶＷ相変換部３４７と、ＰＷＭ変調部３４８とを備える。そして、２つのマイクロコントローラ３４１、３４２のうち、第１の制御回路３０１に備えられたマイクロコントローラ３４１には、上述した周波数同期部３７０も備えられる。なお、周波数同期部３７０は２つのマイクロコントローラ３４１、３４２の双方に備えられてもよい。　ＵＶＷ相ｄｑｚ軸変換部３４５は、電流センサ４０１、４０２を介して検出されたＵＶＷ各相の実電流値をｄｑｚ軸の実電流値に変換する。　
印加電圧制御部３４６は、ＵＶＷ相ｄｑｚ軸変換部３４５によって得られたｄｑｚ軸の実電流値に基づいて、例えば実電流値と目標電流値との差分を減少させるフィードバック制御を行って、ｄｑｚ軸の印加電圧値を算出する。　ｄｑｚ軸ＵＶＷ相変換部３４７は、印加電圧制御部３４６によって算出された印加電圧値をＵＶＷ各相の印加電圧値に変換する。　
ＰＷＭ変調部３４８は、ｄｑｚ軸ＵＶＷ相変換部３４７によって得られたＵＶＷ各相の印加電圧値に対し、キャリア信号に従ったＰＷＭ変調を行ってＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ変調部３４８は、生成したＰＷＭ信号を駆動回路（図１の３５１、３５２）に入力し、インバータ１０１、１０２のスイッチング素子を動作させる。　
周波数同期部３７０は、ＰＷＭ変調に用いられるキャリア信号の周波数を固定する周波数固定ループを構成する。周波数同期部３７０は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部３７１と、周波数固定検出部３７２と、キャリア信号生成部３７３とを備える。以下説明するように、周波数同期部３７０は、ＰＷＭ制御のキャリア信号における周波数を変更して、周波数同期部３７０を備えない他方の制御回路３０２におけるキャリア信号の周波数に近づける変更機能を果たす。　
ＦＦＴ部３７１は、ＵＶＷ相ｄｑｚ軸変換部３４５によって得られたｄｑｚ軸の実電流値のうち、モータのトルクへの寄与が大きいｑ軸電流値を、モータ２００の電気角で複数周期分取得して高速フーリエ変換を施す。本実施形態の印加電圧制御部３４６が、ｄｑｚ軸の実電流値を用いる例えばベクトル制御方式でモータ２００の駆動を制御するので、ＦＦＴ部３７１は、印加電圧制御部３４６が用いるｄｑｚ軸の実電流値からｑ軸電流値を取得する。　
なお、印加電圧制御部３４６における制御としては、例えばＵＶＷ相の実電流値から直接にＵＶＷ相の印加電圧値を算出する制御方式が採用されてもよい。この場合には、印加電圧制御部３４６はｄｑｚ軸の実電流値を必要としないが、ＦＦＴ部３７１では、ＵＶＷ相の実電流値から求められたｑ軸電流値が用いられることが望ましい。ｑ軸電流値はモータのトルクへの寄与が大きく、トルクリップルに相当する成分の抽出が容易だからである。　なお、ｄｑｚ軸の実電流値のうちｄ軸電流値にもトルクリップルは生じるので、ＦＦＴ部３７１はｄ軸電流値を用いてもよい。ｄ軸電流はトルクを生じないため、トルクの制御とは別にｄ軸電流がモータ２００に流されてＦＦＴ部３７１によってｄ軸電流が用いられることでトルクリップルの検出（即ち周波数同期のずれの検出）がモータ停止時にも可能となる。　
周波数固定検出部３７２は、ＦＦＴ部３７１によるｑ軸電流値の変換結果から、１ｋＨｚ以下の低周波領域におけるピーク値（即ちモータ２００におけるｑ軸電流の低次成分値）を算出する。但しモータの回転周波数相当におけるピークは除かれる。モータ２００の電気角で複数周期分のｑ軸電流値に高速フーリエ変換が施されるので低次成分値が容易に求められる。　
この算出されたピーク値が、トルクリップルに対応した参照値の一例である。周波数固定検出部３７２は、このピーク値（参照値）が既定値よりも小さい場合にはキャリア信号の周波数を現状の周波数で固定する。つまり、２つのマイクロコントローラ３４１、３４２の相互でキャリア信号の周波数が同期した場合には、トルクリップルに相当する成分値が小さく、周波数固定検出部３７２によりキャリア信号の周波数が固定される。　
一方、ピーク値（参照値）が既定値よりも大きい場合には、周波数固定検出部３７２はキャリア信号の周波数を変更する。つまり、２つのマイクロコントローラ３４１、３４２の相互でキャリア信号の周波数の同期がズレてトルクリップルが発生した場合には、周波数固定検出部３７２によりキャリア信号の周波数が変更される。つまり、本実施形態の周波数固定検出部３７２は、モータ２００におけるｑ軸電流の低次成分値に基づいてキャリア信号の周波数を変更する。　このようなキャリア信号の周波数の変更と固定により、容易にキャリア信号の同期状態が得られる。　
また、周波数固定検出部３７２により周波数が変更された結果、低周波領域におけるピーク値が増えた（即ちトルクリップルが増加した）場合には、周波数固定検出部３７２はキャリア信号の周波数を前回とは逆方向に変更する。これにより、周波数が同期する変更方向が容易に確認できる。　
なお、周波数固定検出部３７２は、角度センサ３２１の検出値に基づいてキャリア信号の周波数を変更してもよい。例えば角度センサ３２１の検出値の２回微分によってモータの加速度（即ちトルク）が求められ、このトルクに基づいてトルクリップルの発生が判定されて周波数が変更される方式が考えられる。　
周波数固定検出部３７２は、固定されあるいは変更された周波数ｆをキャリア信号生成部３７３に入力する。キャリア信号生成部３７３は、周波数固定検出部３７２から入力された周波数ｆに対応する変換係数で内部クロックのクロック信号を周波数変換する。そして、キャリア信号生成部３７３は、その周波数変換されたクロック信号によって周波数ｆのキャリア信号を生成してＰＷＭ変調部３４８に供給する。　
キャリア信号の周波数に対する上述した変更および固定によってキャリア信号が同期すると、以後はその同期した周波数が維持されて、トルクリップルが抑制されたモータ２００の駆動が実現する。

（変形例）

　次に、本実施形態の変形例について説明する。　図８は、回路配線が異なる変形例におけるモータ駆動ユニット１０００の回路構成を示す図である。　図８に示す変形例では、第１インバータ１０１と第２インバータ１０２とのグランド端同士が分離する。このように分離した構成であっても、キャリア信号の周波数にずれが生じるとトルクリップルが発生する。従って、図８に示す変形例でも、周波数固定検出部３７２によるトルクリップルの検出とキャリア信号の周波数の変更が上記と同様に実行され、キャリア信号の周波数の同期が実現される。　図９は、センサ構成が異なる変形例におけるモータ駆動ユニット１０００のブロック構成を模式的に示す図である。　
図９に示す変形例では、角度センサ３２１、３２２に替えてトルクセンサ３８１、３８２が備えられる。このトルクセンサ３８１、３８２によって検出された検出値は、角度センサ３２１、３２２による電流の検出値と同様にマイクロコントローラ３４１、３４２に受信されてモータ２００の駆動制御に用いられる。　
また、この変形例における周波数同期部３７０は、トルクセンサ３８１、３８２によって検出された検出値に対してＦＦＴ変換を施して低周波領域におけるトルクリップルのピーク値を求める。周波数同期部３７０はこのピーク値に基づいて、上記と同様に、キャリア信号の周波数に対する変更および固定を行い、キャリア信号が同期される。トルクセンサ３８１、３８２によって検出された検出値は、モータの回転状態を検出するセンサの検出値の一種である。また、この変形例における周波数同期部３７０は、そのようなセンサの検出値に基づいてキャリア信号の周波数を変更する。　このように、トルクセンサ３８１、３８２が備えられた変形例でも、キャリア信号の周波数が同期し、トルクリップルが抑制される。

（パワーステアリング装置の実施形態）
自動車等の車両は一般的に、パワーステアリング装置を備える。パワーステアリング装置は、運転者がステアリングハンドルを操作することによって発生するステアリング系の操舵トルクを補助するための補助トルクを生成する。補助トルクは、補助トルク機構によって生成され、運転者の操作の負担を軽減することができる。例えば、補助トルク機構は、操舵トルクセンサ、ＥＣＵ、モータおよび減速機構などから構成される。操舵トルクセンサは、ステアリング系における操舵トルクを検出する。ＥＣＵは、操舵トルクセンサの検出信号に基づいて駆動信号を生成する。モータは、駆動信号に基づいて操舵トルクに応じた補助トルクを生成し、減速機構を介してステアリング系に補助トルクを伝達する。　
上記実施形態のモータ駆動ユニット１０００は、パワーステアリング装置に好適に利用される。図１０は、本実施形態による電動パワーステアリング装置２０００の構成を模式的に示す図である。　電動パワーステアリング装置２０００は、ステアリング系５２０および補助トルク機構５４０を備える。　
ステアリング系５２０は、例えば、ステアリングハンドル５２１、ステアリングシャフト５２２（「ステアリングコラム」とも称される。）、自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂ、および回転軸５２４（「ピニオン軸」または「入力軸」とも称される。）を備える。　
また、ステアリング系５２０は、例えば、ラックアンドピニオン機構５２５、ラック軸５２６、左右のボールジョイント５５２Ａ、５５２Ｂ、タイロッド５２７Ａ、５２７Ｂ、ナックル５２８Ａ、５２８Ｂ、および左右の操舵車輪（例えば左右の前輪）５２９Ａ、５２９Ｂを備える。　
ステアリングハンドル５２１は、ステアリングシャフト５２２と自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂとを介して回転軸５２４に連結される。回転軸５２４にはラックアンドピニオン機構５２５を介してラック軸５２６が連結される。ラックアンドピニオン機構５２５は、回転軸５２４に設けられたピニオン５３１と、ラック軸５２６に設けられたラック５３２とを有する。ラック軸５２６の右端には、ボールジョイント５５２Ａ、タイロッド５２７Ａおよびナックル５２８Ａをこの順番で介して右の操舵車輪５２９Ａが連結される。右側と同様に、ラック軸５２６の左端には、ボールジョイント５５２Ｂ、タイロッド５２７Ｂおよびナックル５２８Ｂをこの順番で介して左の操舵車輪５２９Ｂが連結される。ここで、右側および左側は、座席に座った運転者から見た右側および左側にそれぞれ一致する。　
ステアリング系５２０によれば、運転者がステアリングハンドル５２１を操作することによって操舵トルクが発生し、ラックアンドピニオン機構５２５を介して左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂに伝わる。これにより、運転者は左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを操作することができる。　
補助トルク機構５４０は、例えば、操舵トルクセンサ５４１、ＥＣＵ５４２、モータ５４３、減速機構５４４および電力供給装置５４５を備える。補助トルク機構５４０は、ステアリングハンドル５２１から左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂに至るステアリング系５２０に補助トルクを与える。なお、補助トルクは「付加トルク」と称されることがある。　
ＥＣＵ５４２としては、例えば図１などに示された制御回路３０１、３０２が用いられる。また、電力供給装置５４５としては、例えば図１などに示されたインバータ１０１、１０２が用いられる。また、モータ５４３としては、例えば図１などに示されたモータ２００が用いられる。ＥＣＵ５４２、モータ５４３および電力供給装置５４５は、一般的に「機電一体型モータ」と称されるユニットを構成してもよい。　
図１０に示された各要素のうち、ＥＣＵ５４２、モータ５４３および電力供給装置５４５を除いた要素で構成された機構は、モータ５４３によって駆動されるパワーステアリング機構の一例に相当する。　
操舵トルクセンサ５４１は、ステアリングハンドル５２１によって付与されたステアリング系５２０の操舵トルクを検出する。ＥＣＵ５４２は、操舵トルクセンサ５４１からの検出信号（以下、「トルク信号」と表記する。）に基づいてモータ５４３を駆動するための駆動信号を生成する。モータ５４３は、操舵トルクに応じた補助トルクを駆動信号に基づいて発生する。補助トルクは、減速機構５４４を介してステアリング系５２０の回転軸５２４に伝達される。減速機構５４４は、例えばウォームギヤ機構である。補助トルクはさらに、回転軸５２４からラックアンドピニオン機構５２５に伝達される。　
パワーステアリング装置２０００は、補助トルクがステアリング系５２０に付与される箇所によって、ピニオンアシスト型、ラックアシスト型、およびコラムアシスト型等に分類される。図１０には、ピニオンアシスト型のパワーステアリング装置２０００が示される。ただし、パワーステアリング装置２０００は、ラックアシスト型、コラムアシスト型等にも適用される。　
ＥＣＵ５４２には、トルク信号だけでなく、例えば車速信号も入力され得る。ＥＣＵ５４２のマイクロコントローラは、トルク信号や車速信号などに基づいてモータ５４３をＰＷＭ制御することができる。　
ＥＣＵ５４２は、少なくともトルク信号に基づいて目標電流値を設定する。ＥＣＵ５４２は、車速センサによって検出された車速信号を考慮し、さらに角度センサによって検出されたロータの回転信号を考慮して、目標電流値を設定することが好ましい。ＥＣＵ５４２は、電流センサ（図１参照）によって検出された実電流値が目標電流値に一致するように、モータ５４３の駆動信号、つまり、駆動電流を制御することができる。　
パワーステアリング装置２０００によれば、運転者の操舵トルクにモータ５４３の補助トルクを加えた複合トルクを利用してラック軸５２６によって左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを操作することができる。特に、上記実施形態のモータ駆動ユニット１０００が利用されることにより、トルクリップルの少ない円滑なパワーアシストが実現される。　
なお、ここでは、本発明の駆動制御装置、駆動装置における使用方法の一例としてパワーステアリング装置が挙げられるが、本発明の駆動制御装置、駆動装置の使用方法は上記に限定されず、ポンプ、コンプレッサなど広範囲に使用可能である。　
上述した実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した実施の形態ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
１０１、１０２：インバータ　２００：モータ　３０１、３０２：制御回路　３１１，３１２：電源回路　３２１、３２２：角度センサ　３３１、３３２：入力回路　３４１、３４２：マイクロコントローラ　３５１、３５２：駆動回路　３６１、３６２：ＲＯＭ　３７０：周波数同期部　４０１、４０２：電流センサ　４０３、４０４：電源　１０００：モータ駆動ユニット　１００１、１００２：実装基板　２０００：パワーステアリング装置

Claims (8)

  1. モータの駆動を制御する駆動制御装置であって、　前記モータの巻線の一端に接続される第１インバータと、　前記一端に対する他端に接続される第２インバータと、　前記第１インバータに対してＰＷＭ制御を行う第１制御回路と、　前記第２インバータに対してＰＷＭ制御を行う第２制御回路と、を備え、　前記第１制御回路および前記第２制御回路の少なくとも一方は、ＰＷＭ制御のキャリア信号における周波数を変更して当該一方に対する他方におけるキャリア信号の周波数に近づける変更機能を有する駆動制御装置。
  2. 前記変更機能は、前記モータにおけるｑ軸電流の低次成分値に基づいてキャリア信号の周波数を変更する請求項１に記載の駆動制御装置。
  3. 前記変更機能は、前記モータの電気角で複数周期分のｑ軸電流に対して高速フーリエ変換を施すことで低次成分値を検出する請求項２に記載の駆動制御装置。
  4. 前記変更機能は、前記モータの回転状態を検出するセンサの検出値に基づいてキャリア信号の周波数を変更する請求項１に記載の駆動制御装置。
  5. 前記変更機能は、キャリア信号の周波数を変更した結果、前記モータにおけるトルクリップルが増加した場合には、キャリア信号の周波数を逆方向に変更する請求項１から４のいずれか１項に記載の駆動制御装置。
  6. 前記変更機能は、前記モータにおけるトルクリップルに対応した参照値が規定値よりも大きい場合にはキャリア信号の周波数を変更し、当該参照値が当該規定値よりも小さい場合にはキャリア信号の周波数を固定する請求項１から５のいずれか１項に記載の駆動制御装置。
  7. 請求項１から５のいずれか１項に記載の駆動制御装置と、　前記駆動制御装置によって駆動が制御されるモータと、を備えるモータ駆動装置。
  8. 請求項１から５のいずれか１項に記載の駆動制御装置と、　前記駆動制御装置によって駆動が制御されるモータと、　前記モータによって駆動されるパワーステアリング機構と、を備えるパワーステアリング装置。
     
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010221856A (ja) * 2009-03-24 2010-10-07 Hitachi Automotive Systems Ltd 操舵制御装置
JP2016073097A (ja) * 2014-09-30 2016-05-09 株式会社日本自動車部品総合研究所 駆動装置
JP2017158233A (ja) * 2016-02-29 2017-09-07 株式会社Ｓｏｋｅｎ 電力変換装置
WO2017150641A1 (ja) * 2016-03-04 2017-09-08 日本電産株式会社 電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置
JP2018182859A (ja) * 2017-04-10 2018-11-15 株式会社ジェイテクト 車両制御装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010221856A (ja) * 2009-03-24 2010-10-07 Hitachi Automotive Systems Ltd 操舵制御装置
JP2016073097A (ja) * 2014-09-30 2016-05-09 株式会社日本自動車部品総合研究所 駆動装置
JP2017158233A (ja) * 2016-02-29 2017-09-07 株式会社Ｓｏｋｅｎ 電力変換装置
WO2017150641A1 (ja) * 2016-03-04 2017-09-08 日本電産株式会社 電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置
JP2018182859A (ja) * 2017-04-10 2018-11-15 株式会社ジェイテクト 車両制御装置

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