WO2020121727A1 - ゲート駆動回路 - Google Patents

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voltage
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gate drive
constant
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一輝 山内
康隆 千田
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Denso Corp
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    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration

Definitions

  • the present disclosure relates to a gate drive circuit.
  • a gate drive type switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or power MOSFET
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOSFET power MOSFET
  • an overcurrent flows due to a short circuit, etc.
  • the switching element itself will suddenly rise in temperature. May lead to destruction.
  • the short-circuit energy generated when an overcurrent flows due to a short circuit of the switching element increases, for example, in an IGBT, as the gate voltage generated between the gate and the emitter is higher. Therefore, in the gate drive circuit that drives the switching element, it is required to control the gate voltage at the time of on-driving for the purpose of reducing short circuit energy and preventing destruction.
  • the constant voltage control type can perform switching-on drive while controlling the gate voltage to be constant only by the constant voltage control circuit. Therefore, the constant voltage control type has a merit that the number of elements can be reduced as compared with the constant current driving type and thus the cost can be suppressed, but there is a problem that the switching loss is large.
  • the constant current control type has an advantage that the switching loss is smaller than the constant voltage drive type, but a power supply circuit needs to be provided upstream, and generally a plurality of output power elements are connected in series. Since it is necessary, there is a problem that the cost becomes high.
  • the present disclosure has an object to provide a gate drive circuit having two control functions of a constant voltage and a constant current, a low cost configuration without adding an output element of a drive unit.
  • a constant current drive circuit for controlling the element and a constant voltage drive circuit for controlling the output element so as to apply the gate drive signal to the gate of the gate drive type switching element at a constant voltage are provided.
  • a gate drive signal is applied to the gate of the gate drive type switching element by the output element, and the constant current drive circuit controls the gate drive signal so that it is supplied with a constant current.
  • the drive circuit controls so that the gate drive signal is given as a constant voltage.
  • the gate drive type switching element is controlled so as to maintain the constant voltage when the gate voltage rises at a constant rate of voltage rise due to the constant current and then reaches a predetermined gate voltage.
  • both the constant current control and the constant voltage control can be performed via one output element, and the cost can be reduced.
  • FIG. 1 is an electrical configuration diagram showing the first embodiment
  • FIG. 2 is an overall electrical configuration diagram of the application device showing the first embodiment
  • FIG. 3 is a time chart showing the first embodiment
  • FIG. 4 is an electrical configuration diagram showing the second embodiment
  • FIG. 5 is an electrical configuration diagram showing the third embodiment
  • FIG. 6 is an electrical configuration diagram showing the fourth embodiment
  • FIG. 7 is an electrical configuration diagram showing the fifth embodiment
  • FIG. 8 is a first electrical configuration diagram showing the sixth embodiment
  • FIG. 9 is a second electrical configuration diagram showing the sixth embodiment
  • FIG. 10 is a first electrical configuration diagram showing the seventh embodiment
  • FIG. 11 is a second electrical configuration diagram showing the seventh embodiment.
  • a gate drive circuit 10 drives an IGBT 1 as a gate drive type switching element.
  • the gate drive circuit 10 is supplied with power from the DC power supply VD through the shunt resistor 2 for current detection to the input terminal A, and drives the gate to the output terminal B via the source-drain of the P-channel MOSFET 3 as an output element. Output a signal.
  • the output terminal B is connected to the gate of the IGBT 1 via the gate resistor 4.
  • the gate drive circuit 10 includes a constant current drive circuit 20 and a constant voltage drive circuit 30.
  • the constant current drive circuit 20 has a first differential amplifier 21 and a first reference power supply 22.
  • the input voltage Vin is input from the DC power supply VD from the input terminal A via the shunt resistor 2 to the inverting input terminal of the first differential amplifier 21, and the non-inverting input terminal is input from the DC power supply VD via the first reference power supply 22.
  • the first reference voltage Vref1 is input.
  • the constant voltage drive circuit 30 includes a three-input type second differential amplifier 31, a second reference power source 32, and voltage dividing resistors 33 and 34.
  • the voltage dividing resistors 33 and 34 form a voltage dividing circuit by being connected in series, and are connected between the output terminal B and the ground.
  • the common connection point P of the voltage dividing resistors 33 and 34 outputs a voltage obtained by dividing the output voltage Vout of the output terminal B.
  • the second reference voltage Vref2 of the second reference power supply 32 is input to the inverting input terminal of the second differential amplifier 31, and the output signal of the first differential amplifier 21 is input to the first non-inverting input terminal of the second differential amplifier 31.
  • the divided voltage of the output voltage Vout is input to the non-inverting input terminal via the voltage dividing resistor 33.
  • the second differential amplifier 31 calculates the difference between the second reference voltage Vref2 input to the inverting input terminal and the smaller value of the first and second non-inverting input terminals to obtain the difference value.
  • the corresponding signal is output. That is, the second differential amplifier 31 corresponds to the difference between the output voltage of the first differential amplifier 21 and the divided voltage of the output voltage Vout, whichever is smaller, with the second reference voltage Vref2.
  • the voltage is output to the gate of MOSFET3.
  • the above configuration is a configuration for driving the IGBT 1 on, but the gate drive circuit 10 also includes a circuit configuration for off driving.
  • an N-channel type MOSFET is connected between the gate of the IGBT 1 and the ground, is turned on after the MOSFET 3 is turned off, and is configured to discharge the gate charge of the IGBT 1 to turn it off.
  • the gate drive circuit 10 having the above-described configuration applies a gate voltage to the IGBT 1 to be turned on when a high-level on-gate drive signal Sg is externally applied. Similarly, when the low-level gate drive signal Sg for instructing to turn off is applied, the gate drive circuit 10 stops applying the gate voltage to the IGBT 1 and discharges the gate charge to turn off the gate charge.
  • FIG. 1 is a configuration including a motor generator 100 having both functions of a motor and a generator and a power conversion device 200.
  • the motor generator 100 is used in an electric vehicle or the like.
  • the power conversion device 200 has a function of generating a three-phase alternating current from the battery 40 to drive the motor/generator 100 to rotate, and a function of converting a power output of the motor/generator 100 into a direct current and charging the battery 40.
  • the power conversion device 200 includes a DC power supply unit 201 and a three-phase inverter unit 202.
  • a capacitor 41 is connected in parallel to the battery 40, which is a DC power supply.
  • High voltage DC power is generated by energizing the booster coil 42 from the battery 40 by on/off control of the switching elements 43 and 44 to generate high voltage and charging the capacitor 45 connected to the output stage.
  • the three-phase inverter unit 202 includes six IGBTs 1a to 1f and forms a three-phase inverter circuit. The outputs of the three-phase arms are connected to the three terminals of the motor generator 100.
  • the six IGBTs 1a to 1f are drive-controlled by being supplied with gate voltages by similarly configured drive circuits 10a to 10f.
  • Each of the drive circuits 10a to 10f has the same configuration as the gate drive circuit 10 shown in FIG.
  • the DC power supply unit 201 when rotating the motor generator 100, controls the IGBTs 43 and 44 to be turned on and off, thereby boosting the terminal voltage of the battery 40 by the boosting coil 42 and causing the capacitor 45 to reach the capacitor 45.
  • the capacitors 45 are used as a DC power source to drive the IGBTs 1a to 1f on and off by the drive circuits 10a to 10f, respectively, to generate a three-phase alternating current and supply power to the motor generator 100.
  • the motor generator 100 functions as a generator
  • three-phase alternating current generated by rotation is converted into direct current through the three-phase inverter circuit 202 and the capacitor 45 is charged.
  • the electric charge of the capacitor 45 charges the battery 40 with the DC voltage reduced via the boosting coil 42 by turning on and off the IGBTs 43 and 44 in the DC power supply unit 201.
  • the motor generator 100 is rotationally driven by supplying power to the battery 40 with the power converter 200 in a three-phase alternating current, and in the case of regenerating electric power as a generator, the power converter 200 performs DC conversion and step-down. Then, it can be returned to the battery 40.
  • the gate drive circuit 10 starts operating at time t1 when a high-level gate drive signal Sg for instructing to turn on is externally applied at time t0.
  • the input voltage Vin is applied to the input terminal A from the DC power supply VD via the shunt resistor 2.
  • the first differential amplifier 21 turns on the MOSFET 3 because a voltage higher than the voltage set by the reference voltage Vref1 is applied to the inverting input terminal.
  • a voltage drop occurs due to the current Ig flowing from the DC power supply VD to the shunt resistor 2, and the input voltage Vin becomes lower than the terminal voltage of the DC power supply VD.
  • the input voltage Vin becomes a voltage lowered by the voltage obtained by the product of the current Ig flowing from the DC power supply VD to the shunt resistor 2, if the resistance value of the shunt resistor 2 is Rs, the input voltage Vin will be The voltage drops from the voltage of VD by “Rs ⁇ Ig”, which is the voltage drop at the shunt resistor 2.
  • the first differential amplifier 21 outputs a signal according to the difference between the input voltage Vin and the voltage set by the first reference voltage Vref1.
  • the output of the first differential amplifier 21 is controlled so that a predetermined gate current Ig set by the first reference voltage Vref1 flows through the shunt resistor 2.
  • the output signal of the first differential amplifier 21 is input to the second differential amplifier 31 of the constant voltage drive circuit 30.
  • the output voltage Vout of the output terminal B is controlled to be the predetermined gate voltage Vg set by the second reference voltage Vref2. In this case, when the output voltage Vout of the output terminal B has not reached the predetermined gate voltage Vg, the voltage applied to the second non-inverting input terminal is low, so that the MOSFET 3 is fully turned on as shown in FIG. Try to.
  • the second differential amplifier 31 since the value corresponding to the difference between the output signal from the first differential amplifier 21 and the second reference voltage Vref2 is smaller, as shown in FIG.
  • the output signal from the first differential amplifier 21 becomes a dominant control element, and as a result, a gate signal for flowing a constant current is output to the gate of the MOSFET 3 in a controlled state.
  • the MOSFET 3 is controlled so that the gate current Ig flows at a constant current as shown in FIG. 3C, and is output from the output terminal B to the gate of the IGBT 1.
  • the constant current Ig flows through the gate and the gate capacitance is charged with the constant current, so that the gate voltage Vg rises at a constant voltage change rate, as shown in FIG. 3B.
  • the gate voltage Vg is fixed to the mirror voltage Vmr until the time t2 when the mirror period ends.
  • the period T1 from time t0 to t2 is a constant current drive period in which the control by the constant current drive circuit 20 is performed.
  • the gate voltage Vg of the IGBT1 rises again at a constant voltage change rate.
  • the gate current Ig of the MOSFET 3 decreases and the gate voltage Vg reaches the predetermined level at time t3.
  • the period T2 from the time t2 to the time t3 is a constant current-constant voltage transition period in which the control state of constant current drive shifts to the control state of constant voltage drive.
  • the constant current drive circuit 20 performs the constant current control, and the MOSFET 3 is in the state of being controlled by the constant current output.
  • the first differential amplifier 21 of the constant current drive circuit 20 fully turns on the MOSFET 3 to flow the current.
  • the second differential amplifier 31 since the output voltage Vout of the constant voltage drive circuit 30 has reached the predetermined gate voltage Vg, the second differential amplifier 31 has almost the same level as the second reference voltage Vref2. Therefore, the second differential amplifier 31 serves as an output for turning off the MOSFET 3.
  • the second differential amplifier 31 stops the current output to the gate of the MOSFET 3 because the output voltage Vout reaches the predetermined voltage regardless of the signal output from the first differential amplifier 21. It becomes a state.
  • the second differential amplifier 31 controls the MOSFET 3 according to the fluctuation, and causes a gate current to flow through the IGBT 1 to generate a gate voltage. The control state is maintained to hold Vg.
  • the MOSFET 3 for giving the gate voltage of the IGBT 1 is driven by the gate drive circuit 10 immediately after being turned on by the constant current drive circuit 20 to perform constant current drive, and thereafter, when the gate voltage Vg reaches a predetermined level. Constant voltage driving is performed by the constant voltage driving circuit 30.
  • the gate drive circuit 10 causes the off drive circuit to discharge the gate charge of the IGBT 1 at time t5, as shown in FIG.
  • the gate voltage Vg is reduced to zero to turn off the IGBT 1.
  • the period T3 from the time t3 to t5 is a constant voltage drive period in which the control by the constant voltage drive circuit 30 is performed.
  • the MOSFET 3 is provided as a common output element, and the gate of the IGBT 1 can be driven by switching the control automatically by the constant current drive circuit 20 and the constant voltage drive circuit 30.
  • the gate drive circuit 10 can be constructed at low cost.
  • FIG. 4 shows the second embodiment, and hereinafter, portions different from the first embodiment will be described.
  • the gate drive circuit 10a includes a constant current drive circuit 20a and a constant voltage drive circuit 30a, and the constant current drive circuit 20a outputs a gate signal to the gate of the MOSFET 3.
  • the constant current drive circuit 20a includes a first differential amplifier 21a instead of the first differential amplifier 21.
  • the first differential amplifier 21a is of a 3-input type and has a function corresponding to the second differential amplifier 31 of the constant voltage drive circuit 30 in the first embodiment.
  • the constant voltage drive circuit 30a includes a two-input second differential amplifier 31a instead of the second differential amplifier 31.
  • the second embodiment employs a configuration in which the first differential amplifier 21 and the second differential amplifier 31 in the first embodiment are functionally replaced.
  • the first differential amplifier 21a receives the input voltage Vin from the DC power supply VD via the shunt resistor 2 and the input terminal A to the first inverting input terminal.
  • the output signal of the second differential amplifier 31a is input to the second inverting input terminal of the first differential amplifier 21a, and the first reference voltage is supplied from the DC power supply VD to the non-inverting input terminal via the first reference power supply 22.
  • Vref1 is input.
  • the output terminal of the first differential amplifier 21a is connected to the gate of the MOSFET 3 and applies a gate voltage.
  • the second differential amplifier 31a receives the second reference voltage Vref2 of the second reference power supply 32 at its inverting input terminal and outputs it at its non-inverting input terminal via the voltage dividing resistor 33.
  • the divided voltage of the voltage Vout is input.
  • the first differential amplifier 21a corresponds to a voltage value having a smaller difference between the first reference voltage Vref1 input to the non-inverting input terminal and the values of the first and second inverting input terminals.
  • the voltage corresponding to the difference from the 1 reference voltage Vref1 is output to the gate of the MOSFET 3.
  • the first differential amplifier 21a generates a gate drive signal for the MOSFET 3 similarly to the second differential amplifier 31 of the first embodiment. Therefore, the gate drive circuit 10a performs the constant current drive by the control of the constant current drive circuit 20a immediately after the IGBT 1 is turned on, and when the gate voltage Vg reaches a predetermined level thereafter, the constant voltage drive circuit 30a performs the constant voltage drive. Will be implemented. As a result, according to the second embodiment as described above, it is possible to obtain the same effect as that of the first embodiment.
  • FIG. 5 shows the third embodiment, and the portions different from the first embodiment will be described below.
  • the MOSFET 3 has a source directly connected to the DC power supply VD via the input terminal A and a drain connected to the output terminal B via the shunt resistor 2.
  • the gate drive circuit 10b is based on the gate drive circuit 10 in the first embodiment, and the constant voltage drive circuit 30b has the same configuration as the constant voltage drive circuit 30.
  • both terminals of the shunt resistor 2 are connected between both terminals of the first differential amplifier 21, and the terminal voltage of the shunt resistor 2 is input.
  • a voltage proportional to the current Ig flowing through the shunt resistor 2 is generated as in the first embodiment.
  • the constant current drive circuit 20b outputs a gate drive signal such that the first differential amplifier 21 causes a constant current Ig set by the second reference voltage Vref2 to flow to the gate of the MOSFET 3.
  • the constant current drive circuit 20b since the output voltage Vout of the output terminal B has not reached the predetermined voltage, the input signal to the second differential amplifier 31 becomes small, so that the difference from the second reference voltage Vref2 is small. growing. On the other hand, the difference between the output signal from the first differential amplifier 21 of the constant current drive circuit 20b and the second reference voltage Vref2 becomes small. As a result, in this state, the constant current drive circuit 20b enters the constant current control state.
  • FIG. 6 shows the fourth embodiment. Hereinafter, parts different from the third embodiment will be described.
  • the shunt resistor 2 of the third embodiment is omitted, and the gate resistance Ig is detected by the gate resistor 4.
  • the gate drive signal can be output to the MOSFET 3 as in the third embodiment, the drive control of the IGBT 1 can be performed in the same manner, and the same effect can be obtained.
  • the gate resistance 4 is used for current detection, the number of resistance elements can be reduced when the functions of the gate current detection operation and the gate input resistance can be combined.
  • FIG. 7 shows the fifth embodiment, and hereinafter, parts different from the second embodiment will be described.
  • the gate drive circuit 10a has the same configuration as that of the second embodiment.
  • an n-channel MOSFET 1a is driven instead of the IGBT 1.
  • the MOSFET 1a is controlled by the constant voltage drive circuit 20a for constant current drive at the time of on-driving similarly to the second embodiment, and is controlled by the constant voltage drive circuit 30a when the gate voltage reaches a predetermined level. Drive control is performed. Therefore, also in the fifth embodiment, it is possible to obtain the same effects as those in the second embodiment.
  • FIG. 8 and FIG. 9 show the sixth embodiment, and only portions different from the fifth embodiment will be described below.
  • the sixth embodiment employs a configuration in which the value of the constant current Ig can be changed in the constant current drive control of FIGS. 8 and 9.
  • the gate drive circuit 10x of the fifth embodiment is provided with a constant current drive circuit 20x instead of the constant current drive circuit 20a.
  • a variable first reference power supply 22x that supplies a variable first reference voltage Vref1x is provided instead of the first reference power supply 22 that supplies the first reference voltage Vref1.
  • the level when the constant current Ig flows in the gate of the MOSFET 3 can be set to different levels by adjusting the variable first reference voltage Vref1x. This makes it possible to adjust the voltage change rate when raising the gate voltage Vg of the MOSFET 1a.
  • the gate drive circuit 10a is the same as that of the fifth embodiment, and instead of the shunt resistor 2 having a predetermined shunt resistor R, a variable shunt resistor 2x capable of setting the variable shunt resistor Rx is provided. It is configured. As a result, even if the current Ig is the same, the value of the variable shunt resistor Rx of the variable shunt resistor 2x is changed, so that the input voltage Vin of the input terminal A is changed. Therefore, the level of the constant current set by the first reference voltage Vref1 is set to a substantially different level. This makes it possible to adjust the voltage change rate when raising the gate voltage Vg of the MOSFET 1a.
  • variable first reference voltage Vref1x is adjusted by the variable first reference power supply 22x, or the resistance value of the variable shunt resistance value Rx is adjusted by the variable shunt resistor 2x.
  • the level of the current Ig can be set to different levels. As a result, it is possible to cope with variations in the characteristics of the MOSFET 3 and the characteristics of the MOSFET 1a to be controlled, and to easily perform drive control under different conditions.
  • FIG. 10 and FIG. 11 show the seventh embodiment, and the portions different from the fifth embodiment will be described below.
  • the seventh embodiment employs a configuration in which the value of the constant voltage Vg can be changed in the constant voltage drive control of FIGS. 10 and 11.
  • the gate drive circuit 10a of the fifth embodiment has a gate drive circuit 10y provided with a constant voltage drive circuit 30y instead of the constant voltage drive circuit 30a.
  • a variable second reference power supply 32y that supplies a variable second reference voltage Vref2y is provided instead of the second reference power supply 32 that supplies the second reference voltage Vref2.
  • the level when the constant voltage Vg is applied to the gate of the MOSFET 3 can be set to a different level by adjusting the variable second reference voltage Vref2y. This makes it possible to adjust to which level the gate voltage Vg of the MOSFET 1a is set.
  • a constant voltage drive circuit 30z is provided instead of the constant voltage drive circuit 30a.
  • variable voltage dividing resistors 33z and 34z are provided instead of the voltage dividing resistors 33 and 34 that detect the output voltage Vout.
  • the constant voltage drive circuit 30z can adjust the level when the constant voltage Vg is applied to the gate of the MOSFET 3 and the voltage level for detecting the output voltage Vout of the output terminal B. This makes it possible to adjust to which level the gate voltage Vg of the MOSFET 1a is set.
  • the detection level of the output voltage Vout is adjusted by adjusting the variable second reference voltage Vref2y with the variable second reference power supply 32y or adjusting the resistance values of the variable voltage dividing resistors 33z and 34z. Can be set to different levels. As a result, it is possible to cope with variations in the characteristics of the MOSFET 3 and the characteristics of the MOSFET 1a to be controlled, and to easily perform drive control under different conditions.
  • control target can be the MOSFET 1a instead of the IGBT 1.
  • controlled object can be the IGBT 1 instead of the MOSFET 1a.
  • the level setting change of the variable first reference voltage Vref1x or the variable second reference voltage Vref2y, and the setting change of the resistance value of the variable shunt resistor 2x or the variable voltage dividing resistors 33z, 34z A configuration that can be set manually or electrically can be adopted. Further, in the configuration of electrically setting, a circuit for automatically adjusting to achieve a predetermined control level can be separately provided.
  • the first to seventh embodiments can form a composite gate drive circuit that is appropriately combined with each other.
  • the gate drive circuits 10, 10a, 10b, 10c, 10x, 10y, 10z of the present embodiment are also applied to gate drive type switching elements in circuit configurations other than the IGBTs 1a to 1f of the three-phase inverter 202 that drives the motor generator 100. can do.

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Abstract

ゲート駆動形スイッチング素子（１、１ａ）のゲートにゲート駆動信号を与える出力素子（３）と、前記ゲート駆動形スイッチング素子のゲートに前記ゲート駆動信号を定電流で与えるように前記出力素子を制御する定電流駆動回路（２０、２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、２０ｘ）と、前記ゲート駆動形スイッチング素子のゲートに前記ゲート駆動信号を定電圧で与えるように前記出力素子を制御する定電圧駆動回路（３０、３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、３０ｙ、３０ｚ）とを備えたゲート駆動回路。

Description

ゲート駆動回路 関連出願の相互参照
　本開示は、２０１８年１２月１０日に出願された日本出願番号２０１８－２３０８０４号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、ゲート駆動回路に関する。
　ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴなどのゲート駆動形スイッチング素子は、短絡等が発生して過電流が流れる場合に、その過電流が流れ続けるとスイッチング素子自身に急激な温度上昇が発生して破壊に至ることがある。スイッチング素子の短絡で過電流が流れるときに発生する短絡エネルギーは、例えばＩＧＢＴではゲート-エミッタ間に発生しているゲート電圧が高いほど大きくなる。このため、スイッチング素子を駆動するゲート駆動回路においては、短絡エネルギーを低減して破壊を防止することを目的として、オン駆動時にゲート電圧を一定に制御することが求められる。
　このようなスイッチング素子を駆動するゲート駆動回路としては、定電圧制御型のものや定電流制御型のものがある。この場合、定電圧制御型のものは、定電圧制御回路のみでゲート電圧を一定に制御しながらスイッチングオン駆動可能である。このため定電圧制御型のものは、定電流駆動型よりも素子点数を少なくできるためコストを抑えられるメリットがあるが、スイッチング損失が大きいという課題がある。
　一方、定電流制御型のものは、定電圧駆動型よりもスイッチング損失が小さいというメリットがあるが、上流に電源回路を設ける必要があり、一般的には複数の出力パワー素子を直列に接続する必要があるため、コストが高くなるという課題がある。
特開２０１４－１４０２７０号公報
　本開示は、定電圧および定電流の２つの制御機能を備え、且つ駆動部の出力素子を増設することがなく、低コストな構成のゲート駆動回路を提供することを目的とする。
　請求項１に記載のゲート駆動回路は、ゲート駆動形スイッチング素子のゲートにゲート駆動信号を与える出力素子と、前記ゲート駆動形スイッチング素子のゲートに前記ゲート駆動信号を定電流で与えるように前記出力素子を制御する定電流駆動回路と、前記ゲート駆動形スイッチング素子のゲートに前記ゲート駆動信号を定電圧で与えるように前記出力素子を制御する定電圧駆動回路とを備えている。
　上記構成を採用することにより、ゲート駆動形スイッチング素子のゲートに対して、出力素子によりゲート駆動信号を与える構成で、定電流駆動回路はゲート駆動信号を定電流で与えるように制御し、定電圧駆動回路はゲート駆動信号を定電圧で与えるように制御する。これにより、ゲート駆動形スイッチング素子は、ゲート電圧が定電流により一定の電圧上昇率で上昇し、この後所定のゲート電圧に達すると、定電圧を保持するように制御される。そして、この場合に、定電流制御および定電圧制御のいずれも一つの出力素子を介して実施することができ、低コストで構成することができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、第１実施形態を示す電気的構成図であり、 図２は、第１実施形態を示す適用装置の全体の電気的構成図であり、 図３は、第１実施形態を示すタイムチャートであり、 図４は、第２実施形態を示す電気的構成図であり、 図５は、第３実施形態を示す電気的構成図であり、 図６は、第４実施形態を示す電気的構成図であり、 図７は、第５実施形態を示す電気的構成図であり、 図８は、第６実施形態を示す電気的構成図その１であり、 図９は、第６実施形態を示す電気的構成図その２であり、 図１０は、第７実施形態を示す電気的構成図その１であり、 図１１は、第７実施形態を示す電気的構成図その２である。
　（第１実施形態）
　以下、第１実施形態について、図１～図３を参照して説明する。
　電気的構成を示す図１において、ゲート駆動回路１０は、ゲート駆動形スイッチング素子としてのＩＧＢＴ１を駆動するものである。ゲート駆動回路１０は、入力端子Ａに直流電源ＶＤから電流検出用のシャント抵抗２を介して給電され、出力素子としてのＰチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ３のソース－ドレイン間を介して出力端子Ｂにゲート駆動信号を出力する。出力端子Ｂはゲート抵抗４を介してＩＧＢＴ１のゲートに接続される。
　ゲート駆動回路１０は、定電流駆動回路２０および定電圧駆動回路３０を備えている。定電流駆動回路２０は、第１差動アンプ２１および第１参照電源２２を有する。第１差動アンプ２１の反転入力端子には入力端子Ａからシャント抵抗２を介して直流電源ＶＤから入力電圧Ｖｉｎが入力され、非反転入力端子には直流電源ＶＤから第１参照電源２２を介して第１参照電圧Ｖｒｅｆ１が入力される。
　定電圧駆動回路３０は、３入力型の第２差動アンプ３１、第２参照電源３２および分圧抵抗３３、３４を備えている。分圧抵抗３３および３４は直列接続することで分圧回路を構成し、出力端子Ｂとグランドとの間に接続される。分圧抵抗３３および３４の共通接続点Ｐは、出力端子Ｂの出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した電圧を出力する。第２差動アンプ３１の反転入力端子には第２参照電源３２の第２参照電圧Ｖｒｅｆ２が入力され、第１非反転入力端子には第１差動アンプ２１の出力信号が入力され、第２非反転入力端子には分圧抵抗３３を介して出力電圧Ｖｏｕｔの分圧電圧が入力される。
　第２差動アンプ３１は、反転入力端子に入力されている第２参照電圧Ｖｒｅｆ２に対して、第１および第２非反転入力端子のいずれか小さい値との差を演算して差の値に応じた信号を出力する。つまり、第２差動アンプ３１は、第１差動アンプ２１の出力電圧および出力電圧Ｖｏｕｔの分圧電圧のいずれか小さい方の電圧値に対して、第２参照電圧Ｖｒｅｆ２との差に相当する電圧をＭＯＳＦＥＴ３のゲートに出力する。
　なお、上記構成はＩＧＢＴ１をオン駆動するための構成であるが、ゲート駆動回路１０としては、オフ駆動をするための回路構成も備えている。例えばＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴが、ＩＧＢＴ１のゲートとグランドとの間に接続され、ＭＯＳＦＥＴ３がオフされた後にオン駆動され、ＩＧＢＴ１のゲート電荷を放電させてオフ動作させるように構成されている。
　また、上記構成のゲート駆動回路１０は、外部からハイレベルであるオンのゲート駆動信号Ｓｇが与えられると、ＩＧＢＴ１にゲート電圧を印加してオン動作させる。同様に、ゲート駆動回路１０は、オフ指示のローレベルのゲート駆動信号Ｓｇが与えられると、ＩＧＢＴ１へのゲート電圧印加を停止すると共に、ゲート電荷を放電させてオフ動作させる。
　次に、上記構成を採用したゲート駆動回路１０の使用形態の一例となる電気的構成を図２により説明する。モータと発電機との機能を兼ね備えた電動発電機１００と電力変換装置２００からなる構成である。電動発電機１００は、電気自動車などで用いられるものである。電力変換装置２００は、バッテリ４０から三相交流を生成して電動発電機１００を回転駆動すると共に、電動発電機１００による発電出力を直流に変換してバッテリ４０に充電する機能を有する。
　電力変換装置２００は、直流電源部２０１および三相インバータ部２０２を備える。直流電源部２０１において、直流電源であるバッテリ４０にはコンデンサ４１が並列に接続されている。バッテリ４０から昇圧コイル４２にスイッチング素子４３および４４のオンオフ制御により通電して高圧を発生させ、出力段に接続されたコンデンサ４５に充電することで高電圧直流電源を生成する。
　三相インバータ部２０２は、６個のＩＧＢＴ１ａ～１ｆを備え、三相のインバータ回路を形成している。三相の各アームの出力が電動発電機１００の３つの各端子に接続される。６個のＩＧＢＴ１ａ～１ｆは、同様に構成された駆動回路１０ａ～１０ｆによりゲート電圧が与えられて駆動制御される。駆動回路１０ａ～１０ｆは、いずれも図１に示したゲート駆動回路１０と同等の構成である。
　次に、上記構成の電力変換装置２００の動作について簡単に説明をし、その後、ゲート駆動回路１０の動作について、図３のタイムチャートも参照して説明する。
　電力変換装置２００において、直流電源部２０１は、電動発電機１００を回転駆動させる場合には、ＩＧＢＴ４３および４４をオンオフ制御することにより、バッテリ４０の端子電圧を昇圧コイル４２により昇圧させてコンデンサ４５に充電する。三相インバータ２０２では、コンデンサ４５を直流電源としてＩＧＢＴ１ａ～１ｆをそれぞれの駆動回路１０ａ～１０ｆによりオンオフ駆動され、三相交流を生成して電動発電機１００に給電する。
　一方、電動発電機１００が発電機として機能する場合には、回転により生ずる三相交流を、三相インバータ回路２０２を介して直流に変換してコンデンサ４５に充電する。コンデンサ４５の電荷は、直流電源部２０１においてＩＧＢＴ４３および４４をオンオフ駆動させることで昇圧コイル４２を介して降圧した直流電圧でバッテリ４０に充電する。
　これにより、電動発電機１００は、電力変換装置２００によりバッテリ４０の電源を三相交流にして給電して回転駆動され、発電機として電力を回生する場合には電力変換装置２００により直流変換および降圧してバッテリ４０に戻すことができる。
　次に、ゲート駆動回路１０の作用について説明する。ゲート駆動回路１０は、図３（ａ）に示すように、時刻ｔ０で外部からオン指示のハイレベルのゲート駆動信号Ｓｇが与えられると、時刻ｔ１から動作を開始する。まず、定電流駆動回路２０においては、直流電源ＶＤからシャント抵抗２を介して入力端子Ａに入力電圧Ｖｉｎとして与えられる。これにより、第１差動アンプ２１は参照電圧Ｖｒｅｆ１で設定された電圧よりも高い電圧が反転入力端子に与えられるので、ＭＯＳＦＥＴ３をオンさせる。このとき、直流電源ＶＤからシャント抵抗２に流れる電流Ｉｇにより電圧降下が生じて入力電圧Ｖｉｎは直流電源ＶＤの端子電圧よりも下がる。
　入力電圧Ｖｉｎは、直流電源ＶＤからシャント抵抗２に流れる電流Ｉｇとの積で得られる電圧分だけ下がった電圧となるから、シャント抵抗２の抵抗値をＲｓとすると、入力電圧Ｖｉｎは、直流電源ＶＤの電圧からシャント抵抗２での電圧降下分である「Ｒｓ×Ｉｇ」だけ下がった電圧となる。
　第１差動アンプ２１は、入力電圧Ｖｉｎと第１参照電圧Ｖｒｅｆ１で設定される電圧との差分に応じた信号を出力する。第１差動アンプ２１の出力は、シャント抵抗２に第１参照電圧Ｖｒｅｆ１で設定された所定のゲート電流Ｉｇが流れるように制御する。この第１差動アンプ２１の出力信号は、定電圧駆動回路３０の第２差動アンプ３１に入力される。
　定電圧駆動回路３０においては、出力端子Ｂの出力電圧Ｖｏｕｔが、第２参照電圧Ｖｒｅｆ２で設定される所定のゲート電圧Ｖｇとなるように制御する。この場合、出力端子Ｂの出力電圧Ｖｏｕｔが所定のゲート電圧Ｖｇに達していない状態では、第２非反転入力端子に与える電圧が低いので、図３（ｅ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ３をフルオンさせようとする。
　しかし、第２差動アンプ３１においては、第１差動アンプ２１からの出力信号と第２参照電圧Ｖｒｅｆ２との差分に相当する値の方が小さいので、図３（ｄ）に示すように、第１差動アンプ２１からの出力信号が支配的な制御要素となり、結果として定電流を流すためのゲート信号がＭＯＳＦＥＴ３のゲートに出力される制御状態となる。
　これにより、ＭＯＳＦＥＴ３は、図３（ｃ）に示すように、ゲート電流Ｉｇが定電流で流れるように制御され、出力端子ＢからＩＧＢＴ１のゲートに出力される。ＩＧＢＴ１は、ゲートに定電流Ｉｇが流れてゲート容量に定電流で充電されることで、図３（ｂ）に示すように、ゲート電圧Ｖｇは一定の電圧変化率で上昇する。なお、途中ＩＧＢＴ１のゲート電圧が一定となるミラー期間に入ると、ミラー期間が終了する時刻ｔ２までの期間中、ゲート電圧Ｖｇはミラー電圧Ｖｍｒに固定される。この結果、時刻ｔ０からｔ２までの期間Ｔ１は定電流駆動回路２０による制御が実施される定電流駆動期間となる。
　時刻ｔ２になってミラー期間が終了すると、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇは再び一定の電圧変化率で上昇してゆく。この後、ＩＧＢＴ１のゲートへの充電が進んでゲート電圧Ｖｇが所定レベルに近づくと、ＭＯＳＦＥＴ３のゲート電流Ｉｇは低下してゆき、時刻ｔ３でゲート電圧Ｖｇが所定レベルに達する。この結果、時刻ｔ２からｔ３までの期間Ｔ２は、定電流駆動の制御状態から定電圧駆動の制御状態に移行する定電流－定電圧移行期間となる。また、期間Ｔ１およびＴ２の期間中は、定電流駆動回路２０により定電流制御が行われ、ＭＯＳＦＥＴ３が定電流出力で制御される状態である。
　そして、時刻ｔ３以降の状態では、電流Ｉｇがほとんどゼロになるので、図３（ｄ）に示すように、定電流駆動回路２０の第１差動アンプ２１はＭＯＳＦＥＴ３をフルオンさせて電流を流そうとする。一方、定電圧駆動回路３０の出力電圧Ｖｏｕｔが所定のゲート電圧Ｖｇに達したことで、第２差動アンプ３１においては、第２参照電圧Ｖｒｅｆ２とほぼ同じレベルになる。このため、第２差動アンプ３１は、ＭＯＳＦＥＴ３をオフさせる出力となる。
　つまり、時刻ｔ３以降においては、第２差動アンプ３１は、第１差動アンプ２１からの信号出力にかかわらず、出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧に達したことでＭＯＳＦＥＴ３のゲートに対する電流出力を停止する状態となる。これにより、第２差動アンプ３１は、以後、図３（ｅ）に示すように、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇが変動すると、これに応じてＭＯＳＦＥＴ３を制御してＩＧＢＴ１にゲート電流を流してゲート電圧Ｖｇを保持する制御状態となる。
　このようにして、ＩＧＢＴ１のゲート電圧を与えるＭＯＳＦＥＴ３は、ゲート駆動回路１０により、オンした直後は定電流駆動回路２０の制御により定電流駆動を実施し、この後ゲート電圧Ｖｇが所定レベルに達すると定電圧駆動回路３０により定電圧駆動が実施されるようになる。
　なお、この後、時刻ｔ４でローレベルのゲート駆動信号Ｓｇが与えられると、ゲート駆動回路１０は、時刻ｔ５でオフ駆動回路によりＩＧＢＴ１のゲート電荷を放電させて図３（ｂ）示のようにゲート電圧Ｖｇをゼロまで低下させて、ＩＧＢＴ１をオフ動作させる。この結果、時刻ｔ３からｔ５までの期間Ｔ３は、定電圧駆動回路３０による制御が実施される定電圧駆動期間となる。
　このような第１実施形態によれば、共通の出力素子としてＭＯＳＦＥＴ３を設けて、ＩＧＢＴ１のゲートを定電流駆動回路２０および定電圧駆動回路３０により自動的に制御を切り替えて駆動することができるので、低コストでゲート駆動回路１０を構成することができる。
　（第２実施形態）
　図４は第２実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、ゲート駆動回路１０ａは、定電流駆動回路２０ａおよび定電圧駆動回路３０ａを備え、ＭＯＳＦＥＴ３のゲートに対して定電流駆動回路２０ａによりゲート信号を出力する構成である。
　定電流駆動回路２０ａは、第１差動アンプ２１に代えて第１差動アンプ２１ａを備える。第１差動アンプ２１ａは、３入力型のもので、第１実施形態における定電圧駆動回路３０の第２差動アンプ３１に相当する機能を備える。一方、定電圧駆動回路３０ａは、第２差動アンプ３１に代えて２入力の第２差動アンプ３１ａを備える。この第２実施形態では、第１実施形態における第１差動アンプ２１と第２差動アンプ３１とを機能的に入れ替えた構成を採用している。
　定電流駆動回路２０ａにおいては、第１差動アンプ２１ａは、第１反転入力端子に直流電源ＶＤからシャント抵抗２および入力端子Ａを介して入力電圧Ｖｉｎが入力される。また、第１差動アンプ２１ａは、第２反転入力端子に第２差動アンプ３１ａの出力信号が入力され、非反転入力端子に直流電源ＶＤから第１参照電源２２を介して第１参照電圧Ｖｒｅｆ１が入力される。第１差動アンプ２１ａの出力端子はＭＯＳＦＥＴ３のゲートに接続され、ゲート電圧を印加する。
　また、定電圧駆動回路３０ａにおいては、第２差動アンプ３１ａは、反転入力端子に第２参照電源３２の第２参照電圧Ｖｒｅｆ２が入力され、非反転入力端子に分圧抵抗３３を介して出力電圧Ｖｏｕｔの分圧電圧が入力される。
　第１差動アンプ２１ａは、非反転入力端子に入力されている第１参照電圧Ｖｒｅｆ１に対して、第１および第２反転入力端子の値との差が小さい方の電圧値に対応して第１参照電圧Ｖｒｅｆ１との差に相当する電圧をＭＯＳＦＥＴ３のゲートに出力する。
　これにより、第１差動アンプ２１ａは、第１実施形態の第２差動アンプ３１と同様にしてＭＯＳＦＥＴ３に対してゲート駆動信号を生成するようになる。したがって、ゲート駆動回路１０ａは、ＩＧＢＴ１がオンした直後は定電流駆動回路２０ａの制御により定電流駆動を実施し、この後ゲート電圧Ｖｇが所定レベルに達すると定電圧駆動回路３０ａにより定電圧駆動が実施されるようになる。
　この結果、このような第２実施形態によっても第１実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
　（第３実施形態）
　図５は第３実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ３は、ソースが入力端子Ａを介して直流電源ＶＤに直接接続され、ドレインはシャント抵抗２を介して出力端子Ｂに接続されている。
　ゲート駆動回路１０ｂは、第１実施形態におけるゲート駆動回路１０を前提とし、定電圧駆動回路３０ｂは、定電圧駆動回路３０と同等の構成としている。定電流駆動回路２０ｂは、第１差動アンプ２１の両端子間にシャント抵抗２の両端子が接続され、シャント抵抗２の端子間電圧が入力される。
　上記構成によれば、第１実施形態と同様にしてシャント抵抗２に流れる電流Ｉｇに比例した電圧が発生する。定電流駆動回路２０ｂは、第１差動アンプ２１によりＭＯＳＦＥＴ３のゲートに対して第２参照電圧Ｖｒｅｆ２で設定された定電流Ｉｇが流れるようにゲート駆動信号を出力する。
　このとき、定電圧駆動回路３０ｂは、出力端子Ｂの出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧に達していないことで第２差動アンプ３１への入力信号は小さくなるので、第２参照電圧Ｖｒｅｆ２との差が大きくなる。一方、定電流駆動回路２０ｂの第１差動アンプ２１からの出力信号と第２参照電圧Ｖｒｅｆ２との差は小さくなる。この結果、この状態では、定電流駆動回路２０ｂによる定電流制御状態となる。
　ＭＯＳＦＥＴ３のゲート電圧Ｖｏｕｔが、ミラー期間を過ぎて所定のゲート電圧Ｖｇに達すると、出力端子Ｂから定電圧駆動回路３０ｂの第２差動アンプ３１への信号が大きくなり、第２参照電圧Ｖｒｅｆ２との差が小さくなる。一方、これによってゲート電流Ｉｇがほぼゼロになるので、第１差動アンプ２１からの出力信号は大きくなる。この結果、この状態では定電圧駆動回路３０ｂによる定電圧制御状態となる。
　したがって、このような第３実施形態によっても第１実施形態と同様の作用効果をえることができる。
　（第４実施形態）
　図６は第４実施形態を示すもので、以下、第３実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、第３実施形態のシャント抵抗２を省略し、ゲート電流Ｉｇの検出をゲート抵抗４により行う構成としている。
　この構成によっても、第３実施形態と同様にしてＭＯＳＦＥＴ３にゲート駆動信号を出力することができ、同様にしてＩＧＢＴ１の駆動制御を行うことができ、同様の効果を得ることができる。
　また、この構成では、ゲート抵抗４を電流検出に用いるので、ゲート電流検出動作とゲート入力抵抗との機能を兼ね備えることができる場合には、抵抗素子の個数を減らすことができる。
　（第５実施形態）
　図７は第５実施形態を示すもので、以下、第２実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、ゲート駆動回路１０ａは、第２実施形態と同様の構成を採用している。また、制御対象となるゲート駆動形スイッチング素子としてＩＧＢＴ１に代えてｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ１ａを駆動する構成である。
　上記構成によれば、ＭＯＳＦＥＴ１ａは、第２実施形態と同様にして、オン駆動時にははじめに定電圧駆動回路２０ａにより定電流駆動制御され、ゲート電圧が所定レベルに達すると定電圧駆動回路３０ａにより定電圧駆動制御がなされる。
　したがって、このような第５実施形態によっても、第２実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
　（第６実施形態）
　図８および図９は第６実施形態を示すもので、以下、第５実施形態と異なる部分について説明する。第６実施形態においては、図８および図９のそれぞれの定電流駆動制御において、定電流Ｉｇの値を設定変更することができる構成を採用している。
　図８に示すものでは、第５実施形態のゲート駆動回路１０ａにおいて、定電流駆動回路２０ａに代えて定電流駆動回路２０ｘを設けたゲート駆動回路１０ｘとしている。定電流駆動回路２０ｘにおいては、第１参照電圧Ｖｒｅｆ１を与える第１参照電源２２に代えて、可変第１参照電圧Ｖｒｅｆ１ｘを与える可変第１参照電源２２ｘを設けている。
　この構成を採用することにより、定電流駆動回路２０ｘでは、ＭＯＳＦＥＴ３のゲートに定電流Ｉｇを流す場合のレベルを、可変第１参照電圧Ｖｒｅｆ１ｘを調整することで異なるレベルに設定することができる。これによって、ＭＯＳＦＥＴ１ａのゲート電圧Ｖｇを上昇させる場合の電圧変化率を調整することができる。
　また、図９に示すものでは、ゲート駆動回路１０ａは第５実施形態のままとし、所定のシャント抵抗Ｒを有するシャント抵抗２に代えて、可変シャント抵抗Ｒｘを設定可能な可変シャント抵抗２ｘを設ける構成としている。これにより、電流Ｉｇが同じでも可変シャント抵抗２ｘの可変シャント抵抗Ｒｘの値が変更されることで入力端子Ａの入力電圧Ｖｉｎが変化する。このため、第１参照電圧Ｖｒｅｆ１で設定された定電流のレベルが実質的に異なるレベルに設定されたこととなる。これによって、ＭＯＳＦＥＴ１ａのゲート電圧Ｖｇを上昇させる場合の電圧変化率を調整することができる。
　このような第６実施形態によれば、可変第１参照電圧Ｖｒｅｆ１ｘを可変第１参照電源２２ｘで調整したり、あるいは可変シャント抵抗２ｘにより可変シャント抵抗値Ｒｘの抵抗値を調整することで、定電流Ｉｇのレベルを異なるレベルに設定することができる。これにより、ＭＯＳＦＥＴ３の特性や制御対象となるＭＯＳＦＥＴ１ａの特性のばらつきに対応したり、異なる条件での駆動制御を簡単に実施することができる。
　（第７実施形態）
　図１０および図１１は第７実施形態を示すもので、以下、第５実施形態と異なる部分について説明する。第７実施形態においては、図１０および図１１のそれぞれの定電圧駆動制御において、定電圧Ｖｇの値を設定変更することができる構成を採用している。
　図１０に示すものでは、第５実施形態のゲート駆動回路１０ａにおいて、定電圧駆動回路３０ａに代えて、定電圧駆動回路３０ｙを設けたゲート駆動回路１０ｙとしている。定電圧駆動回路３０ｙにおいては、第２参照電圧Ｖｒｅｆ２を与える第２参照電源３２に代えて、可変第２参照電圧Ｖｒｅｆ２ｙを与える可変第２参照電源３２ｙを設けている。
　この構成を採用することにより、定電圧駆動回路３０ｙでは、ＭＯＳＦＥＴ３のゲートに定電圧Ｖｇを与える場合のレベルを、可変第２参照電圧Ｖｒｅｆ２ｙを調整することで異なるレベルに設定することができる。これによって、ＭＯＳＦＥＴ１ａのゲート電圧Ｖｇをどのレベルに設定するかを調整することができる。
　また、図１１に示すものでは、第５実施形態のゲート駆動回路１０ａにおいて、定電圧駆動回路３０ａに代えて、定電圧駆動回路３０ｚを設けたゲート駆動回路１０ｚとしている。定電圧駆動回路３０ｚにおいては、出力電圧Ｖｏｕｔを検出する分圧抵抗３３および３４に代えて、可変分圧抵抗３３ｚおよび３４ｚを設ける構成としている。
　この構成を採用することにより、定電圧駆動回路３０ｚでは、ＭＯＳＦＥＴ３のゲートに定電圧Ｖｇを与える場合のレベルを、出力端子Ｂの出力電圧Ｖｏｕｔを検出する電圧レベルを調整可能としている。これによって、ＭＯＳＦＥＴ１ａのゲート電圧Ｖｇをどのレベルに設定するかを調整することができる。
　このような第７実施形態によれば、可変第２参照電圧Ｖｒｅｆ２ｙを可変第２参照電源３２ｙで調整したり、可変分圧抵抗３３ｚおよび３４ｚの抵抗値を調整することで出力電圧Ｖｏｕｔの検出レベルを異なるレベルに設定することができる。これにより、ＭＯＳＦＥＴ３の特性や制御対象となるＭＯＳＦＥＴ１ａの特性のばらつきに対応したり、異なる条件での駆動制御を簡単に実施することができる。
　（他の実施形態）
　なお、本開示は、上述した実施形態のみに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能であり、例えば、以下のように変形または拡張することができる。
　第１、第３、第４実施形態において、ＩＧＢＴ１に代えて制御対象をＭＯＳＦＥＴ１ａとすることができる。第５～第７実施形態において、ＭＯＳＦＥＴ１ａに代えて制御対象をＩＧＢＴ１とすることができる。
　第６実施形態および第７実施形態では、可変第１参照電圧Ｖｒｅｆ１ｘあるいは可変第２参照電圧Ｖｒｅｆ２ｙのレベル設定変更や、可変シャント抵抗２ｘあるいは可変分圧抵抗３３ｚ、３４ｚの抵抗値の設定変更について、手動によりあるいは電気的に設定可能な構成とすることもできる。また電気的に設定する構成では、所定の制御レベルを達成させるための自動調整する回路を別途設けることもできる。
　第１～第７実施形態は、互いに適宜組み合わせた複合的なゲート駆動回路を構成することができる。
　本実施形態のゲート駆動回路１０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｘ、１０ｙ、１０ｚは、電動発電機１００を駆動する三相インバータ２０２のＩＧＢＴ１ａ～１ｆ以外の回路構成におけるゲート駆動形スイッチング素子にも適用することができる。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (6)

  1. 　ゲート駆動形スイッチング素子（１、１ａ）のゲートにゲート駆動信号を与える出力素子（３）と、
    　前記ゲート駆動形スイッチング素子のゲートに前記ゲート駆動信号を定電流で与えるように前記出力素子を制御する定電流駆動回路（２０、２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、２０ｘ）と、
    　前記ゲート駆動形スイッチング素子のゲートに前記ゲート駆動信号を定電圧で与えるように前記出力素子を制御する定電圧駆動回路（３０、３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、３０ｙ、３０ｚ）とを備えたゲート駆動回路。
  2. 　前記定電流駆動回路は、
    　第１参照電圧を発生させる第１参照電源（２２、２２ｘ）と、
    　電源から前記出力素子に至る経路に設けられるシャント抵抗（２、２ｘ）と、
    　前記シャント抵抗と前記出力素子との間の電圧が前記第１参照電圧に近づくように前記出力素子を制御し、前記出力素子に前記シャント抵抗の抵抗値と前記第１参照電圧とによって決まるシャント電流を流すように制御する第１差動アンプ（２１、２１ａ）とを備えた請求項１に記載のゲート駆動回路。
  3. 　前記定電圧駆動回路は、
    　第２参照電圧を発生させる第２参照電源（３２、３２ｙ）と、
    　前記ゲート駆動形スイッチング素子のゲート電圧が前記第２参照電圧に近づくように前記出力素子を制御する第２差動アンプ（３１、３１ａ）とを備えた請求項１または２に記載のゲート駆動回路。
  4. 　前記定電流駆動回路（２０ａ、２０ｘ）は、前記出力素子の前記シャント電流値を調整可能に設けられる請求項１から３のいずれか一項に記載のゲート駆動回路。
  5. 　前記定電圧駆動回路（３０ｙ、３０ｚ）は、前記ゲート駆動形スイッチング素子に与えるゲート電圧を調整可能に設けられる請求項１から４のいずれか一項に記載のゲート駆動回路。
  6. 　前記定電流駆動回路は、前記ゲート駆動形スイッチング素子のゲート電圧が所定レベルに到達するまで定電流を与え、
    　前記定電圧駆動回路は、前記ゲート駆動形スイッチング素子のゲート電圧が所定レベルに到達した後に定電圧を与える請求項１から５のいずれか一項に記載のゲート駆動回路。
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