WO2020105481A1 - 送信装置および送信方法 - Google Patents

送信装置および送信方法

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WO2020105481A1
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ofdm
time window
dfts
equation
transmission
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水谷　圭一
原田　博司
武 松村
侑二 水谷
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国立大学法人京都大学
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    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Definitions

  • the present invention relates to a transmitting device and a transmitting method that can be used, for example, not only in an existing mobile communication system but also in a fifth generation mobile communication system and subsequent generation systems thereafter.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • an object of the present invention is to provide a transmission method characterized by a new window function generation method for solving both the computational complexity problem of the filter-based OOBE suppression method and the communication quality deterioration problem of the time window-based OOBE suppression method.
  • the present invention has a time axis windowing processing circuit to which a transmission symbol is input and which multiplies the transmission symbol by a time window,
  • the transmission device is configured to use a result obtained by previously convolving an arbitrary filter with an arbitrary time window as the time window.
  • the present invention has a time axis windowing process of inputting a transmission symbol and multiplying the transmission symbol by a time window, This is a transmission method that uses a result obtained by previously convolving an arbitrary filter with an arbitrary time window as the time window.
  • the present invention a large circuit size, the same window transition length, and a larger OOBE suppressing effect can be obtained. Therefore, the window transition length required to obtain the same OOBE suppression effect can be shortened, so that the communication quality can be improved.
  • the effects described here are not necessarily limited and may be any effects described in the present invention. Further, the content of the present invention is not construed as being limited by the effects illustrated in the following description.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a transmitter of eUF-DFTs-OFDM.
  • FIG. 2 is a schematic diagram for explaining the processing in the time domain of each subband.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a transmitter configuration of an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the receiver according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a timing chart used for explaining transmission signal generation according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a timing chart for explaining the time window generation processing according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a graph for explaining the suppression performance of out-of-band radiation power according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a graph for explaining PAPR according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a transmitter of eUF-DFTs-OFDM.
  • FIG. 2 is a schematic diagram for explaining the processing in the time domain of each sub
  • FIG. 9 is a graph showing BLER characteristics according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a timing chart used for explaining transmission signal generation of another embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a timing chart for explaining a time window generation process according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a waveform diagram for explaining another embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a graph for explaining OOBE suppression according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a graph for explaining PAPR according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a graph for explaining BLER according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a graph for explaining BLER according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 is a graph for explaining BLER according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a graph showing the results of evaluation from both viewpoints of OOBE characteristics and BLER characteristics according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a graph showing the results of evaluation from the viewpoints of the OOBE characteristic and the BLER characteristic of another embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 shows the configuration of the eUF-DFTs-OFDM transmitter.
  • eUF-DFTs-OFDM is a method in which CP insertion processing is added to UF-DFTs-OFDM.
  • the transmitted bit sequence is supplied to the channel encoder 1 and channel encoded.
  • the output of the channel encoder 1 is supplied to the interleave circuit 2 and interleaved.
  • the output of the interleave circuit 2 is supplied to the modulator 3 and modulated into a complex signal.
  • the resource control information coding parameter, interleaving parameter, modulation parameter
  • a physical layer scheduler not shown
  • a channel coding method and its coding rate an appropriate interleaving method and an appropriate primary modulation method are selected.
  • the output of the modulator 3 is supplied to the M-point DFT circuit 4 and undergoes DFT processing.
  • M represents the number of modulation symbols included in one DFTs-OFDM symbol.
  • the output of the M-point DFT circuit 4 is supplied to the PRB (physical resource block) mapping circuit 5.
  • the transmission processing units 6 1 , ..., 6 B-1 , 6 B corresponding to each subband include an IDFT circuit 7, a CP (Cyclic Prefix) adding circuit 8 and a low-pass filter (LPF) 9, respectively. There is.
  • the IDFT circuit 7 converts the waveform into a time domain waveform.
  • CP is redundant data for absorbing the influence of the propagation delay that the output of the IDFT circuit 7 receives.
  • the outputs of the transmission processing units 6 1 , ..., 6 B-1 , 6 B are added and supplied to the parallel-serial conversion circuit 10 to form a transmission signal Tx.
  • FIG. 2A shows a symbol of the M-th subband of CP-based discrete Fourier transform (DFT) -spread OFDM (CP-DFTs-OFDM).
  • CP has a length of L CP '.
  • L CP ′ L CP ⁇ (L F ⁇ 1).
  • L CP and L F are the length of the CP in the existing CP-DFTs-OFDM and the time response length of the LPF (see FIG. 2B).
  • the CP-DFTs-OFDM symbol shown in FIG. 2 (a) is subjected to convolution operation processing by the time response of the LPF shown in FIG. 2 (b) and normalized. Then, the eUF-DFTs-OFDM symbol of the M-th subband shown in FIG. 2C is generated. The eUF-DFTs-OFDM symbols of all subbands are added to form the eUF-DFTs-OFDM symbol shown in FIG. 2 (d).
  • the N FFT point FFT processing is performed on the time domain received signal.
  • the received signal in the frequency domain is obtained by the inverse process of the transmitter.
  • the eUF-DFTs-OFDM described above has a problem that the circuit scale for signal processing becomes large because the LPF processing in each subband needs to perform a convolution operation. Note that this is a similar method, UF-DFTs-OFDM, UF-OFDM, eUF-OFDM. Etc., there is a similar problem.
  • FIG. 3 shows the configuration of a transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • the transmission bit sequence is supplied to the channel encoder 11 and channel encoded.
  • the output of the channel encoder 11 is supplied to the interleave circuit 12 and interleaved.
  • the output of the interleave circuit 12 is supplied to the modulator 13 and modulated into a complex signal.
  • the output of the modulator 13 is supplied to a PRB (physical resource block) mapping circuit 14.
  • the symbols from the PRB mapping circuit 14 are supplied to the M-point DFT circuit 15.
  • a transmission symbol obtained by adding 0 symbols of M 1 and M 2 to the output of the M point DFT circuit 15 is supplied to the N FFT point IFFT circuit 16.
  • the output of the N FFT point IFFT circuit 16 is supplied to a CP (Cyclic Prefix) insertion circuit 17 for absorbing the influence of propagation delay.
  • the output of the CP insertion circuit 17 is subjected to time axis windowing processing in the time axis windowing processing circuit 18, and UTW-DFTs-OFDM transmission symbols are generated. Out-of-band radiated power is suppressed by multiplying by a time window function (Universal Time-domain Window; UTW) as described below.
  • a memory 19 is provided in association with the time axis windowing processing circuit 18.
  • a lookup table for the time axis windowing process is stored in the memory 19, and the coefficient used for the time axis windowing process is defined by the lookup table.
  • the type and window transition length of the time window can be arbitrarily set for each channel, and may be multiplied by an arbitrary normalization coefficient so that transmission power control in the baseband can be performed. Further, the control of the type of time window, the window transition length, and the normalization coefficient may be controlled by a controller such as a physical layer scheduler.
  • the CP removal circuit 21 is first supplied with the UTW-DFTs-OFDM received signal, and after the CP is removed, the N FFT point FFT circuit 22 performs an FFT on the received data symbol vector. Perform processing. Next, the elements corresponding to the allocated band are extracted and the channel equalization circuit 23 performs channel equalization. Further, reception primary modulation symbols are obtained by performing IDFT processing by the PRB demapping circuit 24 and the M point IDFT circuit 25.
  • the output of the M point IDFT circuit 25 is demodulated by the demodulator 26 and supplied to the deinterleave circuit 27.
  • Deinterleave processing is performed in the deinterleave circuit 27, and the result is supplied to the channel decoder 28. It is extracted from the received sequence at the output of the channel decoder 28.
  • FIG. 5 illustrates generation of a transmission signal.
  • the M-point DFT circuit 15 of FIG. 3 generates the frequency domain subcarrier Zk by the same process as the eUF-DFTs-OFDM.
  • the subcarrier is mapped to the resource element corresponding to the allocated resource block for data transmission, and 0 is mapped to other elements to generate a vector xk (equation 1) (equation 1).
  • a UTW-DFTs-OFDM transmission signal can be obtained by applying the time domain window described below.
  • the kth symbol of the UTW-DFTs-OFDM transmission signal is represented by (Equation 6) (Equation 3).
  • a new time window generated as a result of convolving an arbitrary filter with an arbitrary time window.
  • the result of convolving the LPF 9 used in the processing of the modulation method (eUF-DFTs-OFDM) given as a comparative example in a rectangular window is set as a new time window.
  • the LPF 9 is, for example, a Dolph-Chebyshev filter.
  • the window function generated by the present invention can be applied even when the symbol overlap processing is performed.
  • the time window function is formed as shown in FIG. As shown in FIG. 6A, first, a rectangular window having an amplitude of 1 and a length of N FFT + L CP 'is prepared.
  • N FFT and L CP indicate the FFT size and CP length defined in 3GPP, respectively.
  • L F represents the length of the time response of the LPF applied to the rectangular window.
  • the proposed time window function (FIG. 6C) is generated by performing convolution of the LPF having the time response shown in FIG. 6B on this rectangular window.
  • (Equation 11) indicates a rectangular window vector.
  • (Equation 12) is a Toeplitz matrix representing the convolution integral of the LPF, and is defined as the following (Equation 13) (Equation 6), (Equation 14) (Equation 7), (Equation 15) (Equation 8). To be done.
  • (Equation 16) is a diagonal matrix having a vector a in the diagonal element, and N represents a normalization coefficient.
  • the data of the proposed time window function (FIG. 6C) generated according to the embodiment of the present invention is stored in the memory 19 of the transmitter, and the time axis windowing processing circuit 18 makes the time axis window Ingress processing is performed.
  • UFT-DFTs-OFDM system to which the above proposed time window function is applied
  • eUF-DFTs-OFDM system eUF-DFTs-OFDM system
  • conventional CP -Standardized power spectrum density PSD Relative Power Spectrum Density
  • PAPR characteristic PAPR characteristic
  • BLER characteristic block error rate
  • FIG. 7 is a graph of OOBE suppression performance at the channel end.
  • the horizontal axis of FIG. 7 is the frequency offset, and the vertical axis is the standardized power spectrum density PSD.
  • Fig. 8 shows the result of the complementary cumulative distribution function (CCDF: Complementary Cumulative Distribution Function) of PAPR.
  • CCDF Complementary Cumulative Distribution Function
  • FIG. 9 is a graph showing the block error rate BLER characteristics.
  • the horizontal axis of FIG. 9 is Es / No (communication quality). BLER is shown when using QPSK, 16QAM, and 64QAM, respectively.
  • Table 2 shows parameters for simulation of the block error rate BLER characteristic.
  • one embodiment of the present invention can realize the transmission / reception characteristics equivalent to those of the eUF-DFTs-OFDM system by a simple modulation process using one multiplier.
  • a new time window function applied to UTW-DFTs-OFDM is provided for the purpose of suppressing OOBE with a simple transmitter configuration.
  • the proposed time window function is generated by convolving the LPF applied to the eUF-DFTs-OFDM system with a rectangular window. Furthermore, we evaluated the OOBE characteristics, PAPR characteristics, BLER characteristics, and the number of multipliers required for modulation of the UTW-DFTs-OFDM system to which the proposed time window function was applied, by computer simulation using LTE uplink parameters.
  • the transmission / reception characteristics equivalent to those of the eUF-DFTs-OFDM system can be realized only by performing a simple addition process using one multiplier on the current system.
  • UF-DFTs-OFDM, UF-OFDM, eUF-OFDM, which are similar systems are used. It is also possible to realize a transmission / reception characteristic equivalent to the above.
  • a new time window is generated by convolving the Dolph-Chebyshev filter with a raised cosine window.
  • Equation 17 a plurality of symbols in (Equation 17) are subjected to M point Discrete Fourier Transform (DFT) processing, and are also transformed to the subcarrier frequency domain shown in (Equation 18).
  • Expressions 19 and 11 are given as Expressions 11 and 20, respectively.
  • Equation (13) includes a zero matrix of P rows and Q columns.
  • An N-point inverse fast Fourier transform (IFFT) process is performed on the vector x k . Further, as shown in FIG. 10A, a CP having a length L CP is inserted, and further OMs (Overlap Margins) having a length L OM and L OM +1 are inserted between adjacent DFTs-OFDM transmission symbols. To be done.
  • IFFT inverse fast Fourier transform
  • the conventional method of using the RCW as the time window is the RCW matrix shown in (Equation 28) as the matrix showing the multiplication of the time window as shown in (Equation 29) (Equation 16) and (Equation 30) (Equation 17). Is applied. Further, there is a relationship of (Expression 31) (Expression 18), (Expression 32) (Expression 19) and (Expression 33) (Expression 20).
  • Equation 29 diag (a) is a diagonal matrix having the vector a as a diagonal element, and (Equation 34) is a matrix in which all the elements are 1. Also, (Equation 35) and (Equation 36) are the transition vector and the reverse transition vector of the RCW, respectively.
  • Equation 38 an RCW vector (Equation 38) of length NGM- (LF-1) defined by (Equation 39) (Equation 22) is prepared.
  • Equation 40 is generated by convolving the LPF on the time axis with the RCW vector.
  • N is a normalization coefficient.
  • (Equation 42) is a Toeplitz matrix that represents the convolution integral of the LPF on the time axis, and is defined by (Equation 43) (Equation 24) (Equation 25) (Equation 26).
  • the respective waveforms of the UTW-DFTs-OFDM system to which the f-RCW is applied (hereinafter referred to as the proposed f-RCW system) are shown.
  • the proposed f-RCW has more gentle changes at both ends of the waveform than the conventional RCW, and can further alleviate signal discontinuity between symbols.
  • the simulation is explained below.
  • the OOBE characteristics, PAPR characteristics, and BLER characteristics of the conventional CP-DFTs-OFDM system, the conventional RCW system, and the proposed f-RCW system are evaluated by computer simulation using the parameters of LTE uplink.
  • a 3GPP Extended Typical Urban (ETU) model that assumes a long-delay propagation environment with a maximum delay time of 5.0 ⁇ s was used. Therefore, in this simulation, the extended CP mode, which is longer than the normal CP, is applied.
  • the proposed f-RCW system can improve up to 82 dB at the channel edge compared to the conventional CP-DFTs-OFDM system, and in the frequency region where the offset frequency from the center frequency is larger than 2.65 MHz, Up to 150 dB can be improved.
  • the LPF is further convoluted with the RCW on the time axis in the process of generating the time window, so that the rising portion of the transition portion of the time window becomes more gradual and the signal discontinuity can be more strongly relaxed. This is because it can be done.
  • the side lobe of the conventional RCW method can be directly reduced by multiplying by the LPF.
  • PAPR peak to average power characteristics
  • the PAPR characteristics of the transmission signals of the proposed f-RCW system, the conventional RCW system, and the conventional CP-DFTs-OFDM system were evaluated according to the evaluation specifications in Table 4.
  • the modulation method is QPSK.
  • FIG. 14 shows the result of the complementary cumulative distribution function (CCDF) of PAPR obtained by computer simulation. It can be seen that the proposed f-RCW system has almost the same PAPR characteristics for each window transition length as compared with the conventional RCW system.
  • CCDF complementary cumulative distribution function
  • BLER block error rate characteristic Table 5 shows the specifications used for the characteristic evaluation of BLER.
  • one transport block is assigned to one subframe and all resource blocks are occupied by one user.
  • the channel model an ETU model with a Doppler frequency of 70 Hz was used assuming a long delay propagation environment.
  • the proposed f-RCW system, conventional RCW system, and conventional CP-DFTs-OFDM system all perform frequency domain equalization to compensate for channel fluctuations due to multipath fading.
  • the demodulation reference signal is transmitted using the third symbol of each slot. After estimating the channel fluctuation using this demodulation reference signal, linear interpolation is performed in the time direction to estimate the fluctuation of all symbols.
  • an MMSE Minimum Mean Square Error
  • the MMSE filter is designed to minimize the mean square error (MSE) between the transmitted signal and the signal after channel equalization.
  • the equivalent values are shown (see FIG. 15).
  • the equivalent values are shown (see FIG. 16).
  • the values are equivalent (see FIG. 17).
  • the floor error occurs when the window transition length is large in 16QAM and 64QAM because it is affected by inter-symbol interference and inter-carrier interference caused by the time window.
  • the proposed f-RCW method can achieve an OOBE of about 65 dB compared with the conventional CP-DFTs-OFDM method. In comparison with the conventional RCW method, it can be improved by about 12 dB.
  • the proposed f-RCW method can achieve an OOBE of about 90 dB compared with the conventional CP-DFTs-OFDM method. It can be improved by about 42 dB as compared with the conventional RCW method.
  • UTW-DFTs-OFDM to which the conventional RCW, which is useful in the LTE uplink, is applied.
  • a new time window generated by combining RCW and LPF.
  • the OOBE suppression characteristics, PAPR characteristics, and BLER characteristics of the UTW-DFTs-OFDM system applying a new time window were evaluated by computer simulation.
  • the scheme maintains OOBE while maintaining the same communication quality as the UTW-DFTs-OFDM scheme that applies the conventional RCW, regardless of the modulation scheme.
  • About 12 dB can be suppressed at the channel edge, and about 40 dB can be further suppressed in the frequency region where the offset frequency is higher than 2.65 MHz.
  • the UTW-DFTs-OFDM system to which the proposed time window is applied can significantly improve the OOBE suppression performance while maintaining the same communication quality as the UTW-DFTs-OFDM system to which the conventional RCW is applied. It turns out that it is a method.
  • the present invention has been specifically described above, but the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications based on the technical idea of the present invention are possible.
  • the present invention can be applied to windows other than the rectangular window and the raised cosine window RCW.
  • a filter having a characteristic other than the LPF may be convoluted.
  • 11 Channel encoder, 12 ... Interleave circuit, 13 ... modulator, 14 ... PRB mapping circuit, 15 ... M-point DFT circuit, 16 ... N FFT point FFT circuit, 17 ... CP insertion circuit, 18 ... Windowing circuit, 19 ... Memory

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Abstract

送信シンボルが入力され、送信シンボルに対して時間窓を乗じる時間軸ウィンドウイング処理回路を有し、時間窓として、任意の時間窓に任意のフィルタを予め畳み込んだ結果を用いるようになされた送信装置である。

Description

送信装置および送信方法
　本発明は、例えば既存のモバイル通信システムのみならず第５世代モバイル通信システムおよびそれ以降の次世代システムにおいて使用することが可能な送信装置および送信方法に関する。
　無線ＬＡＮや、ＬＴＥ（Long term evolution) などの携帯電話システムでは、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）もしくは、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）による拡散（spread）処理を付加することでＯＦＤＭと同様のスペクトル性質をもつシングルキャリア伝送方式であるＤＦＴs-ＯＦＤＭ方式が採用されている。このＯＦＤＭ方式やＤＦＴs-ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアを束ねて送信するマルチキャリア方式であり、無線通信システムの伝送レート向上に貢献してきた。
　しかし、ＯＦＤＭ方式およびＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ方式は、割り当て帯域外への輻射電力（Out-of-band Emission, 以下、ＯＯＢＥと適宜表記する）が高く、このＯＯＢＥ は隣接システムへの干渉となるため、このＯＯＢＥを効果的に抑圧する手法が模索されてきた。ＯＦＤＭならびにＤＦＴs-ＯＦＤＭにおけるＯＯＢＥの発生要因は、シンボル間の不連続性である。ＯＯＢＥを抑圧する一つの方策は、帯域制限フィルタを時間軸で畳み込むことであり、Filtered－ＯＦＤＭ（Ｆ－ＯＦＤＭ）や（Universal Filtered－ＯＦＤＭ (ＵＦ－ＯＦＤＭ））などの方式が提案されている。
　一方、シンボル間の不連続性を時間窓によって平滑化することでＯＯＢＥを抑圧する手法として、ユニバーサル時間窓型直交周波数分割多重方式（Universal Time-domain Windowed ＯＦＤＭ （ＵＴＷ－ＯＦＤＭ））（特許文献１参照）やWindowed ＯＦＤＭ（Ｗ－ＯＦＤＭ）などが提案されている。窓遷移長を長大にすることで十分大きなＯＯＢＥ抑圧効果が見込まれる。
特開２０１７－１２３６０４号公報
　しかし、フィルタによる厳しい帯域制限を行う手法では、大きなフィルタのタップ係数が必要であり、時間軸における畳み込み処理に係る乗算器数が増加することによって、実装回路規模や計算量の増大につながる問題がある。また、シンボル間の不連続性を時間窓によって平滑化することでＯＯＢＥを抑圧する手法は、長すぎる窓遷移長の場合には通信品質の劣化を招く問題がある。
　したがって、本発明の目的は、フィルタベースＯＯＢＥ抑圧手法の抱える計算量問題と、時間窓ベースＯＯＢＥ抑圧手法の抱える通信品質劣化問題の双方を解決するための新しい窓関数の生成方法を特徴とする送信装置および送信方法を提供することにある。
　本発明は、送信シンボルが入力され、送信シンボルに対して時間窓を乗じる時間軸ウィンドウイング処理回路を有し、
　時間窓として、任意の時間窓に任意のフィルタを予め畳み込んだ結果を用いるようになされた送信装置である。
　また、本発明は、送信シンボルが入力され、送信シンボルに対して時間窓を乗じる時間軸ウィンドウイング処理を有し、
　時間窓として、任意の時間窓に任意のフィルタを予め畳み込んだ結果を用いるようになされた送信方法である。
　本発明によれば、小さな回路規模であって、同じ窓遷移長であってより大きなＯＯＢＥ抑圧効果を得ることができる。したがって、同じＯＯＢＥ抑圧効果を得るために必要な窓遷移長を短くすることができるため、通信品質を向上できる。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、この発明中に記載されたいずれの効果であってもよい。また、以下の説明における例示された効果によりこの発明の内容が限定して解釈されるものではない。
図１はeUF-DFTs-OFDMの送信機の構成を示すブロック図である。 図２は各サブバンドの時間領域における処理について説明するための略線図である。 図３は本発明の一実施形態の送信機構成を示すブロック図である。 図４は本発明の一実施形態の受信機構成を示すブロック図である。 図５は本発明の一実施形態の送信信号生成の説明に用いるタイミングチャートである。 図６は本発明の一実施形態における時間窓の生成処理を説明するためのタイミングチャートである。 図７は本発明の一実施形態の帯域外輻射電力の抑圧性能を説明するためのグラフである。 図８は本発明一実施形態のＰＡＰＲを説明するためのグラフである。 図９は本発明一実施形態のＢＬＥＲ特性を示すグラフである。 図１０は本発明の他の実施形態の送信信号生成の説明に用いるタイミングチャートである。 図１１は本発明の他の実施形態における時間窓の生成処理を説明するためのタイミングチャートである。 図１２は本発明の他の実施形態を説明するための波形図である。 図１３は本発明の他の実施形態のＯＯＢＥ抑圧について説明するためのグラフである。 図１４は本発明の他の実施形態のＰＡＰＲを説明するためのグラフである。 図１５は本発明の他の実施形態のＢＬＥＲを説明するためのグラフである。 図１６は本発明の他の実施形態のＢＬＥＲを説明するためのグラフである。 図１７は本発明の他の実施形態のＢＬＥＲを説明するためのグラフである。 図１８は本発明の他の実施形態のＯＯＢＥ特性とＢＬＥＲ特性の両観点から評価した結果を示すグラフである。 図１９は本発明の他の実施形態のＯＯＢＥ特性とＢＬＥＲ特性の両観点から評価した結果を示すグラフである。
　以下、この発明の一実施形態について説明する。なお、以下に説明する一実施形態は、この発明の好適な具体例であり、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、この発明の範囲は、以下の説明において、特にこの発明を限定する旨の記載がない限り、これらの実施形態に限定されないものとする。
　最初に本発明の比較例として、他の変調方式（eUF-DFTs-OFDM （enhanced Universal Filtered-DFTs-OFDM)）について概略的に説明する。図１にeUF-DFTs-OFDMの送信機の構成を示す。eUF-DFTs-OFDMは、UF-DFTs-OFDM にＣＰ挿入処理が追加された方式である。送信ビットシーケンスがチャネル符号化器１に供給され、チャネル符号化される。チャネル符号化器１の出力がインターリーブ回路２に供給され、インターリーブされる。インターリーブ回路２の出力が変調器３に供給され、複素信号へ変調される。物理層スケジューラ（図示せず）のリソース制御情報（符号化パラメータ、インターリーブパラメータ、変調パラメータ）に従い、チャネル符号化方式とその符号化率、適切なインターリーブ方式並びに適切な一次変調方式が選択される。
　変調器３の出力がＭ－point ＤＦＴ回路４に供給され、ＤＦＴ処理を受ける。Ｍは、１つのDFTs-OFDMシンボルに含まれる変調シンボルの数を表す。Ｍ－pointＤＦＴ回路４の出力がＰＲＢ（物理リソースブロック）マッピング回路５に供給される。ＰＲＢマッピング回路５による処理の後でサブキャリアがＢ個のサブバンドに分割される。各サブバンドに対してＭ_0のサブキャリアが含まれる。（Ｂ＝Ｍ／Ｍ_0）の関係である。
　各サブバンドに対応する送信処理部６1 ，・・・，６B-1 ，６B には、ＩＤＦＴ回路７、ＣＰ（Cyclic Prefix）付加回路８およびローパスフィルタ（ＬＰＦ）９がそれぞれ含まれている。ＩＤＦＴ回路７によって時間領域の波形に変換される。ＣＰは、ＩＤＦＴ回路７の出力が受ける伝搬遅延の影響を吸収するための冗長データである。送信処理部６1 ，・・・，６B-1 ，６B の出力が加算され、並列直列変換回路１０に供給されることにより送信信号Ｔｘが形成される。
　図２を参照して各サブバンドの時間領域における処理について説明する。図２（ａ）は、CP-based discrete Fourier transform (DFT)-spread OFDM (CP-DFTs-OFDM)のＭ番目のサブバンドのシンボルを示す。ＣＰは、ＬCP'の長さを有する。ＬCP'＝ＬCP－（ＬF －１）である。ＬCPおよびＬF は、既存のCP-DFTs-OFDMにおけるＣＰの長さ、並びにＬＰＦの時間応答長（図２（ｂ）参照）である。
　図２（ａ）に示すCP-DFTs-OFDMのシンボルが、図２（ｂ）に示すＬＰＦの時間応答による畳み込み演算の処理を受け、正規化される。そして、図２（ｃ）に示すＭ番目のサブバンドのeUF-DFTs-OFDM シンボルが生成される。全てのサブバンドのeUF-DFTs-OFDM シンボルが加算されて、図２（ｄ）に示すeUF-DFTs-OFDM シンボルが形成される。
　受信側では、時間領域の処理後に、時間領域の受信信号に対してＮFFT ポイントのＦＦＴの処理がなされる。チャンネル等化の後に、送信機の処理と逆の処理によって周波数領域の受信信号が得られる。上述したeUF-DFTs-OFDM は、各サブバンドにおけるＬＰＦの処理が畳み込み演算を行う必要があるため、信号処理のための回路規模が大きくなる問題があった。なお、これは類似方式である、UF-DFTs-OFDM、UF-OFDM、eUF-OFDM 等においても同様の問題がある。
　次に、本発明の一実施形態について説明する。一実施形態は、Universal Time-domain Windowed-DFT-spread OFDM(UTW-DFTs-OFDM) 方式に対して本発明を適用した実施形態である。図３に本発明の一実施形態による送信機の構成を示す。送信ビット系列がチャネル符号化器１１に供給され、チャネル符号化される。チャネル符号化器１１の出力がインターリーブ回路１２に供給され、インターリーブされる。インターリーブ回路１２の出力が変調器１３に供給され、複素信号へ変調される。
　変調器１３の出力がＰＲＢ（物理リソースブロック）マッピング回路１４に供給される。ＰＲＢマッピング回路１４からのシンボルがＭポイントＤＦＴ回路１５に供給される。ＭポイントＤＦＴ回路１５の出力に対してＭ1 およびＭ2 の０シンボルを付加した送信シンボルがＮFFTポイントＩＦＦＴ回路１６に供給される。ＮFFTポイントＩＦＦＴ回路１６の出力が伝搬遅延の影響を吸収するためのＣＰ（Cyclic Prefix)挿入回路１７に供給される。
　ＣＰ挿入回路１７の出力が時間軸ウィンドウイング処理回路１８において、時間軸ウィンドウイング処理がなされ、UTW-DFTs-OFDM 送信シンボルが生成される。後述するような時間窓関数（Universal Time-domain Window; ＵＴＷ）を乗じることで、帯域外輻射電力を抑圧する。時間軸ウィンドウイング処理回路１８に関連してメモリ１９が設けられている。
　メモリ１９には、時間軸ウィンドウイング処理のためのルックアップテーブルが格納されており、ルックアップテーブルによって時間軸ウィンドウイング処理に使用される係数が規定される。なお、時間窓はチャネル毎にその種類や窓遷移長を任意に設定できる他、ベースバンドにおける送信電力制御が可能なように任意の規格化係数を乗ずることができるようにしてもよい。また、時間窓の種類と窓遷移長と規格化係数の制御は例えば物理層スケジューラのような制御器によって制御してもよい。
　図４に示すように、受信機では、まずＣＰ除去回路２１にUTW-DFTs-OFDM受信信号が供給され、ＣＰが除去された後、ＮFFTポイントＦＦＴ回路２２によって受信データシンボルベクトルに対してＦＦＴ処理を行う。次に、割り当て帯域に相当する要素を抜き出し、チャネル等化回路２３によるチャネル等化を行う。さらに、ＰＲＢデマッピング回路２４およびＭポイントＩＤＦＴ回路２５によるＩＤＦＴ処理を行うことで受信一次変調シンボルが得られる。
　ＭポイントＩＤＦＴ回路２５の出力が復調器２６で復調され、デインターリーブ回路２７に供給される。デインターリーブ回路２７においてデインターリーブ処理がされ、チャネル復号化器２８に供給される。チャネル復号化器２８の出力に受信系列から取り出される。
　上述した本発明の一実施形態の送信プロセスについて説明する。図５は、送信信号の生成を説明するものである。eUF-DFTs-OFDM と同一のプロセスによって図３のＭポイントＤＦＴ回路１５が周波数領域サブキャリアＺｋ を生成する。サブキャリアがデータ伝送の割り当てられたリソースブロックに対応するリソースエレメントにマップされ、また、その他の要素に０をマッピングしたベクトルｘｋ（数１）（式１）を生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ただし、（式１）でＭ（＞＝）０であり、（数１）のゼロは、（数２）で示すようにＰ行Ｑ列の零行列である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　次に、ＮFFT ポイントＩＦＦＴ１６によって時間領域の波形に変換される。長さＸCPのＣＰ、および長さＸCSのＣＳ（Cyclic-suffix）が付加される。このＣＰおよびＣＳの挿入を含むプロセスは、（数３）の行列によって（数４）（式２）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　（式２）においては、（数５）で示す関係がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　最終的に後述する時間領域の窓を適用することによって、UTW-DFTs-OFDM送信信号が得られる 。UTW-DFTs-OFDM の送信信号のｋ番目のシンボルは、（数６）（式３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　（式３）において、時間領域の窓行列は、（数７）で表すものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　本発明の一実施形態は、上述したUTW-DFTs-OFDM方式（又はUTW-OFDM方式)に適用する窓関数として、任意の時間窓に任意のフィルタを畳み込んだ結果生成される新たな時間窓を用いる。例えば比較例として挙げた変調方式（eUF-DFTs-OFDM）の処理で使用されるＬＰＦ９を矩形窓に畳み込んだ結果を新たな時間窓とする。このＬＰＦ９は、例えばDolph-Chebyshev フィルタである。
　UTW-DFTs-OFDM方式に対して適用する時間窓関数の生成プロセスについて説明する。既存のUTW-DFTs-OFDM方式からシンボルをオーバーラップする処理を除くために（式４）で表される制限を導入する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　したがって、提案する時間窓行列は、（数９）で示すものとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　シンボルをオーバーラップする処理を除いているので、波形整形のために必要な乗算器の数は１個でよい。なお、シンボルオーバーラップ処理を行なった場合でも本発明によって生成される窓関数を適用することは可能である。
　時間窓関数は、図６に示すように形成される。図６（ａ）に示すように、初めに、振幅１、長さＮFFT ＋ＬCP' の矩形窓を準備する。ここで、ＮFFT とＬCPは、それぞれ3GPPで定義されたＦＦＴサイズとＣＰ長を示す。ＬF は矩形窓に適用されるＬＰＦの時間応答の長さを表す。次に、この矩形窓に図６（ｂ）に示す時間応答を有するＬＰＦの畳み込みを行うことで提案時間窓関数（図６（ｃ））を生成する。ＬＰＦのインパルス応答は、ｇ（ｎ）（０＜＝ｎ＜ＬF ）である。従って、提案時間窓行列は対角行列を用いて以下の（数１０）（式５）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ここで、（数１１）は、矩形窓ベクトルを示す。また、（数１２）はＬＰＦの畳み込み積分を表すテプリッツ行列であり、次の（数１３）（式６）、（数１４）（式７）、（数１５）（式８）のように定義される。また、（数１６）は対角要素にベクトルａを持つ対角行列であり、Ｎは正規化係数を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　このように本発明の一実施形態によって生成された提案時間窓関数（図６（ｃ））のデータが送信機のメモリ１９に格納されており、時間軸ウィンドウイング処理回路１８において、時間軸ウィンドウイング処理がなされる。
　次に、本発明の一実施形態（上述した提案時間窓関数を適用したUTW-DFTs-OFDM方式(以下、提案UTW-DFTs-OFDM方式と呼ぶ））、eUF-DFTs-OFDM方式、従来のCP-DFTs-OFDM方式の規格化電力スペクトラム密度ＰＳＤ（Relative Power Spectrum Density)、ＰＡＰＲ 特性、ＢＬＥＲ特性（blockerror rate)を評価した。計算機シミレーションでは、表１の諸元を適用したＬＴＥ信号を用いる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000017
　図７はチャンネル端におけるＯＯＢＥ抑圧性能のグラフである。図７の横軸が周波数オフセットであり、縦軸が規格化電力スペクトラム密度ＰＳＤである。
　図８はＰＡＰＲの相補累積分布関数（CCDF:Complementary Cumulative Distribution Function）の結果を示す。
　図９はブロック誤り率ＢＬＥＲ特性を示すグラフである。図９の横軸は、Ｅs ／Ｎo （通信品質）である。ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭのそれぞれを用いた時のＢＬＥＲが示されている。ブロック誤り率ＢＬＥＲ特性のシミュレーションのためのパラメータを表２に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000018
　シミュレーションの結果を下記の表３に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000019
　図７および図９に示すように、提案UTW-DFTs-OFDM方式とeUF-DFTs-OFDM方式のＰＡＰＲ特性およびＢＬＥＲ特性は同等である一方で、図７に示すように、この両方式は従来CP-DFTs-OFDM方式と比較してチャネル端においてＯＯＢＥが約２０ｄＢ改善されている。また、送信端末の回路規模について、Ｂをサブバンド数と定義すると、eUF-DFTs-OFDM方式は、ＯＯＢＥの抑圧を目的としたＬＰＦの畳み込み積分を実行するために、ＢＬF個の乗算器を必要とする。本計算機シミュレーションではＢ＝２５、ＬF＝３７であり、ＢＬF＝９２５個の乗算器が必要となる。これに対して、本発明の一実施形態（提案UTW-DFTs-OFDM 方式）の変調に必要な乗算器は１つのみである。以上の結果より、本発明の一実施形態は、乗算器１つを用いた簡易な変調処理によって、eUF-DFTs-OFDM方式と同等の送受信特性を実現することができる。
　以上説明したように、本発明の一実施形態によれば、簡易な送信機構成でＯＯＢＥを抑圧することを目的として、UTW-DFTs-OFDM に適用される新たな時間窓関数が提供される。提案時間窓関数は、eUF-DFTs-OFDM方式に適用されるＬＰＦを矩形窓に畳み込むことで生成される。さらにＬＴＥアップリンクパラメータを用いた計算機シミュレーションによって、提案時間窓関数を適用したUTW-DFTs-OFDM 方式のＯＯＢＥ特性、ＰＡＰＲ特性、ＢＬＥＲ特性および変調に必要な乗算器数を評価した。その結果、本発明の一実施形態は、乗算器１つを用いた簡易な追加処理を現行方式に施すだけで、eUF-DFTs-OFDM方式と同等の送受信特性を実現することができる。なお本発明によって、類似方式である、UF-DFTs-OFDM、UF-OFDM、eUF-OFDM 等と同等の送受信特性を実現することもできる。
　次に、本発明を二乗余弦窓を適用したUTW-OFDMやUTW-DFTs-OFDM方式に対して適用した他の実施形態について説明する。送信機の構成は、図３と同様であり、受信機の構成は、図４と同様である。他の実施形態では、二乗余弦窓にDolph-Chebyshev フィルタを畳み込んで新しい時間窓が生成される。
　送信プロセスについて説明すると、まず、（数１７）の複数シンボルがＭポイントの離散フーリエ変換（Discrete Fourier transform; ＤＦＴ）処理され、また、（数１８）で示すサブキャリアの周波数領域に変換され、（数１９）（式１１）および（数２０）（式１２）で表すものとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　（式１１）および（式１２）において、ＤＦＴ行列が（数２１）で表される。また、（０＜＝ｐ１　＜Ｍ）および（０＜＝ｐ２　＜Ｍ）の関係がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　次に、ＤＦＴ処理後の送信ベクトルＺkを割り当てられた周波数帯域に相当する要素にマッピングし、さらにその他の要素に０をマッピングしたベクトルｘk（数２２）（式１３）を生成する。式（１３）にはＰ行Ｑ列の零行列が含まれる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　ベクトルｘk に対しＮポイントの逆高速フーリエ変換（Inversed fast Fourier transform; IFFT）処理がなされる。さらに、図１０（ａ）に示すように、長さＬCPのＣＰが挿入され、さらに、隣接するDFTs-OFDM 送信シンボルの間に長さＬOMおよびＬOM＋１のＯＭｓ(Overlap Margins）が挿入される。
　（ＮGM＝ＮFFT ＋ＬCP＋２ＬOM＋１）と定義すると、図１０（ｂ）で示す時間窓が乗算され、（数２３）のｋ番目のUTW-DFTs-OFDMシンボルが生成される。このシンボルは、(数２４）（式１４）および（数２５）（式１５）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　ここで、時間窓行列は（数２６）で示すものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　また、ＣＰおよびＯＭｓが挿入されたＩＤＦＴ行列は（数２７）で示すものである。ここで、（０＜＝ｌ＜ＮＧＭ）および（０＜＝ｍ＜Ｍ）の関係とされている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
　最終的に、図１０（ｃ）に示すように、隣接する送信シンボル前後のＯＭが重なるように結合し、UTW-DFTs-OFDM送信信号が生成される。なお、受信機の構成は、上述したものと同様であるので、その説明を省略する。
　従来の二乗余弦窓（Raised Cosine Window;ＲＣＷ）を適用したUTW-DFTs-OFDM方式は、強力にＯＯＢＥを抑圧するため時間窓の遷移長ＮＴＲを延長する必要があるが、波形の歪みが大きくなり深刻な通信品質の劣化を招く。本発明を適用することによって、短い窓遷移長でも大きなＯＯＢＥ抑圧性能を持つことができる。この新たな提案時間窓をf-RCWと呼ぶこととする。
　従来のＲＣＷを時間窓として使用する方式は、時間窓の乗算を表す行列として、（数２８）で示すＲＣＷ行列として（数２９）（式１６）および（数３０）（式１７）で示すものが適用される。また、（数３１）（式１８）、（数３２）（式１９）並びに（数３３）（式２０）の関係がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
　（数２９）において、diag(a) はベクトルaを対角要素に持つ対角行列であり、(数３４）は全ての成分が１の行列である。また、（数３５）と（数３６）はそれぞれＲＣＷの遷移ベクトル及び逆遷移ベクトルである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000039
　従って、従来ＲＣＷを適用するUTW-DFTs-OFDM方式の第k番目UTW-DFTs-OFDMシンボルは（数３７）（式２１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000040
　次に本発明の他の実施形態による提案時間窓f-RCW の生成プロセスについて図１１を参照しながら説明する。まず初めに、（数３９）（式２２）で定義される長さＮＧＭ－（ＬＦ－１）のＲＣＷベクトル（数３８）を準備する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000041
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000042
　ここで、ＬＦ はＬＰＦの時間応答の長さである。最後にＲＣＷベクトルにＬＰＦを時間軸上で畳み込むことによって提案ＲＣＷベクトル（数４０）が生成される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000043
　この時間軸上におけるＬＰＦの畳み込みは、（数４１）（式２３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000044
　ここで、Ｎは、正規化係数である。また、（数４２）は、時間軸上でのＬＰＦの畳み込み積分を表すテプリッツ行列であり、（数４３）（式２４）（式２５）（式２６）によって定義される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000045
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000046
　ここで、g（n）（0＜l＝n＜LP）はＬＰＦのインパルス応答である。したがって、提案ｆ－ＲＣＷを適用したUTW-DFTs-OFDM方式の第ｋ番目のシンボルは（数４４）（式２７）および(数４５）（式２８）で表される。最後に、図１０（c）に示すように隣接シンボルを結合することで送信シンボルが生成される。
　図１２は、ＮTR／ＮFFT＝１／８，１／４，１／２，１の条件での従来ＲＣＷを適用したUTW-DFTs-OFDM方式（以下、従来ＲＣＷ方式と呼ぶ）と、提案ｆ－ＲＣＷを適用したUTW-DFTs-OFDM方式（以下、提案ｆ－ＲＣＷ方式と呼ぶ)のそれぞれの波形を示す。提案ｆ－ＲＣＷは、従来ＲＣＷと比較して波形の両端の変化がよりなだらかであり、シンボル間の信号不連続性をさらに緩和することができる。
　以下にシミュレーションについて説明する。シミュレーションでは、従来CP-DFTs-OFDM方式、従来ＲＣＷ方式、そして提案ｆ－ＲＣＷ方式のＯＯＢＥ特性、ＰＡＰＲ特性、ＢＬＥＲ特性をＬＴＥアップリンクのパラメータを用いて計算機シミュレーションにより評価する。チャネルモデルとして、遅延波の最大遅延時間が５．０μｓの長遅延伝搬環境を想定した3GPP Extended Typical Urban（ETU）モデルを用いた。そのため、本シミュレーションでは、通常のＣＰよりも長い拡張ＣＰモードを適用した。
Ａ．ＯＯＢＥ抑圧について
　提案ｆ－ＲＣＷ方式、従来ＲＣＷ方式、従来CP-DFTs-OFDM方式の送信信号を表４の評価諸元に従って生成し、規格化電力スペクトラム密度（Relative Power Spectrum Density;PSD)のMax-hold値を評価した結果を図１３に示す。ただし、分解能帯域幅は１００ｋHzとし、４倍のオーバーサンプリングで評価した。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000047
　提案ｆ－ＲＣＷ方式は、従来ＲＣＷ方式と比較して、窓遷移長（ＮTR／ＮFFT ＝１／３２，ＮTR／ＮFFT ＝１／１６，ＮTR／ＮFFT ＝１／８，ＮTR／ＮFFT ＝１／４，ＮTR／ＮFFT ＝１／２，ＮTR／ＮFFT ＝１）に対してチャネル端（つまり中心周波数からのオフセット周波数が２．５ＭＨｚ）において、ＯＯＢＥを約１２ｄＢ改善することができる。また、中心周波数からのオフセット周波数が２．６５ＭＨｚより大きい周波数領域においては、ＯＯＢＥを約４０ｄＢ改善することができる。その結果、提案ｆ－ＲＣＷ方式は、従来CP-DFTs-OFDM方式と比較して、チャネル端では最大８２ｄＢ改善することができ、中心周波数からのオフセット周波数が２．６５ＭHzより大きい周波数領域においては、最大１５０ｄＢ改善することができる。これは時間窓の生成過程において、ＲＣＷに対してさらにＬＰＦを時間軸上において畳み込むことで、時間窓の遷移部分の立ち上がり方がよりなだらかになり、より強力に信号不連続点を緩和することができるためである。また、周波数領域の観点では、ＬＰＦを乗算することにより、従来ＲＣＷ方式のサイドローブを直接的に小さくすることができるためである。
Ｂ．ＰＡＰＲ（ピーク対平均電力特性）
　表４の評価諸元に従って、提案ｆ－ＲＣＷ方式、従来ＲＣＷ方式及び従来CP-DFTs-OFDM方式の送信信号のＰＡＰＲ特性を評価した。ただし、変調方式はＱＰＳＫとする。図１４に計算機シミュレーションで求めたＰＡＰＲの相補累積分布関数（CCDF:Complementary Cumulative Distribution Function）の結果を示す。提案ｆ－ＲＣＷ方式は従来ＲＣＷ方式と比較して、各窓遷移長に対してそれぞれＰＡＰＲ特性がほぼ同等であることがわかる。
Ｃ．ＢＬＥＲ（ブロック誤り率特性）
ＢＬＥＲの特性評価に用いた諸元を表５に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000048
　シミュレーションでは簡単のため、１トランスポートブロックを１サブフレームに割り当て、全てのリソースブロックを１ユーザが占有しているものとする。また、チャネルモデルは、長遅延伝搬環境を想定してドップラー周波数が７０ＨｚのETUモデルを用いた。また、受信側において、提案ｆ－ＲＣＷ方式、従来ＲＣＷ方式及び従来CP-DFTs-OFDM方式は、いずれの方式も周波数領域等化を行い、マルチパスフェージングによるチャネル変動を補償する。Extended CPを用いるＬＴＥのアップリンクでは、復調用基準信号は、各スロットの第３シンボルを使って送信される。この復調用基準信号を用いてチャネル変動を推定した後、時間方向に線形補間し、全シンボルの変動を推定する。また、受信側でのチャネル等化は、MMSE（Minimum Mean Square Error)フィルタを用いた。MMSEフィルタは、送信信号とチャネル等化後の信号間の平均二乗誤差（Mean Square Error; MSE）が最小となるように設計されている。
　ＱＰＳＫを用いた時、提案ｆ－ＲＣＷ方式のＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo （通信品質）は、各窓遷移長ＮTRに対して従来ＲＣＷ方式および従来CP-DFTs-OFDM方式と同等の値を示している（図１５参照）。
　１６ＱＡＭを用いた場合、提案ｆ－ＲＣＷ方式のＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo は、ＮTR／ＮFFT ＜＝１／２の時、従来ＲＣＷ方式および従来CP-DFTs-OFDM方式と同等の値を示している（図１６参照）。
　６４ＱＡＭを用いた場合、提案ｆ－ＲＣＷ方式のＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo は、ＮTR／ＮFFT ＜＝１／４の時、従来ＲＣＷ方式および従来CP-DFTs-OFDM方式と同等の値を示している（図１７参照）。
　１６ＱＡＭや６４ＱＡＭにおいて窓遷移長が大きい時にフロア誤りが生じているのは、時間窓によって生じるシンボル間干渉やキャリア間干渉の影響を受けるからである。
　次に提案ｆ－ＲＣＷ方式の有効性を総合的に示すために、提案ｆ－ＲＣＷ方式をＯＯＢＥ特性とＢＬＥＲ特性の両観点から評価した。図１８にＮTR／ＮFFT を変化させた時のＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo （通信品質）とチャネル端におけるRelative PSD（ＯＯＢＥ抑圧性能）の関係を示す。
　ＱＰＳＫを用いた場合、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo が０．８ｄＢ劣化することを許容すれば、提案ｆ－ＲＣＷ方式は従来CP-DFTs-OFDM方式と比較してＯＯＢＥを約９０ｄＢ、従来ＲＣＷ方式と比較して約１２ｄＢ改善することができる。
　１６ＱＡＭを用いた場合、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo が０．１ｄＢ劣化することを許容すれば、提案ｆ－ＲＣＷ方式は従来CP-DFTs-OFDM方式と比較してＯＯＢＥを約７５ｄＢ、従来ＲＣＷ方式と比較して約１２ｄＢ改善することができる。
　６４ＱＡＭを用いた場合、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo が０．２ｄＢ劣化することを許容すれば、提案ｆ－ＲＣＷ方式は従来CP-DFTs-OFDM方式と比較してＯＯＢＥを約６５ｄＢ、従来ＲＣＷ方式と比較して約１２ｄＢ改善することができる。
　図１９にＮTR／ＮFFT を変化させた時のＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo （通信品質）と中心周波数からのオフセット周波数が２．６５ＭHzより大きい周波数領域におけるRelative PSD（ＯＯＢＥ抑圧性能）の関係を示す。
　ＱＰＳＫを用いた場合、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo が０．８ｄＢ劣化することを許容すれば、提案ｆ－ＲＣＷ方式は従来CP-DFTs-OFDM方式と比較してＯＯＢＥを約１１５ｄＢ、従来ＲＣＷ方式と比較して約４２ｄＢ改善することができる。
　１６ＱＡＭを用いた場合、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo が０．１ｄＢ劣化することを許容すれば、提案ｆ－ＲＣＷ方式は従来CP-DFTs-OFDM方式と比較してＯＯＢＥを約１００ｄＢ、従来ＲＣＷ方式と比較して約４２ｄＢ改善することができる。
　６４ＱＡＭを用いた場合、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo が０．２ｄＢ劣化することを許容すれば、提案ｆ－ＲＣＷ方式は従来CP-DFTs-OFDM方式と比較してＯＯＢＥを約９０ｄＢ、従来ＲＣＷ方式と比較して約４２ｄＢ改善することができる。
　以上説明したように、本発明の他の実施形態は、ＬＴＥのアップリンクにおいて有用であった従来ＲＣＷを適用したUTW-DFTs-OFDM 方式のＯＯＢＥ抑圧性能をさらに高めるために、ＲＣＷとＬＰＦを組み合わせて生成した新たな時間窓を提案した。新たな時間窓を適用したUTW-DFTs-OFDM方式のＯＯＢＥ抑圧特性、ＰＡＰＲ特性およびＢＬＥＲ特性を計算機シミュレーションによって評価した。その結果、提案時間窓を適用したUTW-DFTs-OFDM 方式は時間窓の窓遷移長がＮTR／ＮFFT ＜＝１／４の時、変調方式にかかわらず、従来ＲＣＷを適用するUTW-DFTs-OFDM方式と同等の通信品質を保ちつつ、ＯＯＢＥをチャネル端において約１２ｄＢ抑圧することができ、オフセット周波数が２．６５ＭＨｚより大きい周波数領域において約４０ｄＢさらに抑圧することができる。以上の結果より、提案時間窓を適用したUTW-DFTs-OFDM方式は従来ＲＣＷを適用したUTW-DFTs-OFDM方式と同等の通信品質を保ちつつ、大幅にＯＯＢＥ抑圧性能を高めることができる有用な方式であることが分かる。
　以上、本発明の実施形態について具体的に説明したが、上述の各実施形態に限定されるものではなく、本発明の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。例えば本発明は、矩形窓および二乗余弦窓ＲＣＷ以外の窓に対しても適用することができる。また、ＬＰＦ以外の特性のフィルタを畳み込むようにしてもよい。
１１・・・チャネル符号化器、１２・・・インターリーブ回路、
１３・・・変調器、
１４・・・ＰＲＢマッピング回路、１５・・・ＭポイントＤＦＴ回路、
１６・・・ＮFFTポイントＦＦＴ回路、１７・・・ＣＰ挿入回路、
１８・・・ウィンドウイング回路、１９・・・メモリ

Claims (12)

  1. 　送信シンボルが入力され、前記送信シンボルに対して時間窓を乗じる時間軸ウィンドウイング処理回路を有し、
    　前記時間窓として、任意の時間窓に任意のフィルタを予め畳み込んだ結果を用いるようになされた送信装置。
  2. 　変調方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）もしくはそれに類する方式を採用する請求項１に記載の送信装置。
  3. 　前記時間窓が矩形窓である請求項１に記載の送信装置。
  4. 　前記時間窓が二乗余弦窓である請求項１に記載の送信装置。
  5. 　前記フィルタがローパスフィルタ（ＬＰＦ）である請求項１に記載の送信装置。
  6. 　前記送信シンボルは、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）が挿入されたdata部を有する請求項１に記載の送信装置。
  7. 　送信シンボルが入力され、前記送信シンボルに対して時間窓を乗じる時間軸ウィンドウイング処理を有し、
    　前記時間窓として、任意の時間窓に任意のフィルタを予め畳み込んだ結果を用いるようになされた送信方法。
  8. 　変調方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）もしくはそれに類する方式を採用する請求項７に記載の送信方法。
  9. 　前記時間窓が矩形窓である請求項７に記載の送信方法。
  10. 　前記時間窓が二乗余弦窓である請求項７に記載の送信方法。
  11. 　前記フィルタがローパスフィルタ（ＬＰＦ）である請求項７に記載の送信方法。
  12. 　前記送信シンボルは、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）が挿入されたdata部を有する請求項７に記載の送信方法。
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