JP6619234B2 - 送信装置、送信方法および受信装置 - Google Patents

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Description

本発明は、効率的なチャネルアグリゲーションを可能とする送信装置、送信方法および受信装置に関する。
通信容量の拡大のために、様々な周波数帯域に存在する利用可能チャネルを束ねて伝送するチャネルアグリゲーションが注目を集めている。ＩＥＥＥ８０２．１１ａｃなどの無線ＬＡＮシステムやＬＴＥ−Advancedなどのセルラシステム、またＩＥＥＥ８０２．１１ａｆなどのホワイトスペース無線システムや、第５世代移動通信システム（５Ｇシステム）などで、チャネルアグリゲーションに関連した国際標準規格の策定完了、または策定中、および研究開発がすすめられている。
上述したシステムでは、変調方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）もしくはマルチユーザによる多元接続を可能とするＯＦＤＭである直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ：Orthogonal Frequency Division Multiple Access）が採用されている。このＯＦＤＭ（Ａ）方式では互いに直交するように
並べられた多数のサブキャリアに複素変調シンボルがマッピングされ、その複素変調シンボル群を逆離散フーリエ変換することで時系列信号が導出され、無線送信用の送信ＯＦＤＭ（Ａ）シンボルが作成される。また伝搬遅延波の影響を抑圧するためにガードインターバル（ＧＩ）が送信ＯＦＤＭ（Ａ）シンボルに挿入される。受信側では、そのようなＯＦＤＭ（Ａ）シンボルを離散フーリエ変換長だけ切り出したあとに離散フーリエ変換し、適切な伝搬路推定および等化を行うことで送信されたサブキャリアの複素変調シンボル群が導出され、復調などの受信処理を行う事で送信データが再現される。
ＯＦＤＭ（Ａ）は、その高い周波数利用効率によって通信システムの伝送容量改善に大きく寄与してきたが、帯域外輻射電力が高いことや消費電力効率の面で課題が残されている。特に稠密端末環境やホワイトスペース二次利用環境などでは帯域外輻射電力の抑圧が非常に重要である。帯域外輻射電力を抑圧するためにはローパスフィルタ（ＬＰＦ）が有効であり、ＬＰＦベースの新物理層信号波形としてＵＦ−ＯＦＤＭ（Universal-filtered OFDM ）やＦＢＭＣ（Filter bank multicarrier）などが提案されている。しかし例えば無線ＬＡＮや４Ｇシステムの一つであるＬＴＥ(Long term evolution)では帯域内のガー
ド帯域幅が両側に高々０．２５ＭHz程度しか残されていない。この狭いガード帯域以内で十分に帯域外輻射電力を抑圧するＬＰＦを実装するためには大きな計算量規模が必要となる。
ところで無線ＬＡＮや５Ｇシステムなどではチャネルアグリゲーション（もしくはキャリアアグリゲーション、またはチャネルボンディング）とよばれる、連続する、もしくは非連続の複数の伝送周波数チャネルを束ねて、一つのシステムとして伝送する方式が導入されているまたは導入が検討されている。複数のチャネルを束ねて伝送することで実効的な伝送帯域が広がるため、システムとしての伝送容量が増加する。
これまでの通信システムでは基本的に一意に割り当てられた帯域において周波数チャネルを運用する形態がほとんどであった。しかしチャネルアグリゲーションではスペクトラムマスクなど全く事情の違う離れた帯域のチャネル同士を同時に束ねて利用する可能性が発生する。また、隣接もしくは近隣チャネル同士のアグリゲーションを行う場合であっても、例えばライセンスバンドを二次利用する通信形態であるホワイトスペース通信においては、隣接チャネルが一次利用者によって占有されているかいないかによって要求スペクトラムマスクが変化する場合もあり、異なるスペクトラムマスク条件のチャネル同士を束ねて利用する場合もある。このような異なるスペクトラムマスク条件のチャネルを複数利用する場合、それぞれのチャネルにおける条件を満たす帯域外輻射抑圧性能を達成する複数のＬＰＦを設計する必要が発生する。また、これらのＬＰＦは設計条件によっては時間軸におけるフィルタ長が可変してしまうため、あるシステムフォーマットで定められた時間軸信号長を満足するためには送信シンボル生成処理が複雑もしくは困難となる。
本願発明者は、ＬＰＦを用いずに、ＯＦＤＭ（Ａ）信号を送信するＯＦＤＭ（Ａ）信号送信装置に関し、ホワイトスペースなどの送信スペクトラム規定が厳しい運用周波数帯においてＯＦＤＭ（Ａ）無線通信を行う場合でも、帯域外輻射を十分に抑圧し、同じ帯域内もしくは異なる帯域における複数のチャネルを束ねて伝送を行うチャネルアグリゲーション適用時にも効率的な運用が可能なユニバーサル時間軸窓型直交周波数分割多重方式 (Universal time-domain windowed OFDM;ＵＴＷ−ＯＦＤＭ)方式を提案している（特許文献
１参照）。ＯＦＤＭ（Ａ）の帯域外輻射電力を時間軸窓で抑圧する手法は無線ＬＡＮを中心に導入されているが、従来の要求スペクトラムマスクは厳しいものではなかったため、現在多く実装されている時間軸窓では稠密端末環境やホワイトスペース二次利用環境などにおいて隣接チャネル使用時に影響が出る可能性が高い。ＵＴＷ−ＯＦＤＭ方式では，従来多く使用されている時間軸窓における非常に短い窓長を、最大でシンボル長と同じ長さまで拡大することで、非常に大きな帯域外輻射電力抑圧効果を得ることができる。また、本発明では帯域外輻射抑圧処理を時間軸窓で行うため基本的には乗算処理で実現可能であり、周波数軸処理であるＬＰＦベースの手法における畳み込み処理となって計算量が増加する問題を解決できる。また異なるスペクトラムマスク条件のチャネルを束ねて伝送する場合であっても、それぞれのチャネルに割り当てられた時間軸信号に個別に種類の異なるユニバーサルな時間軸窓（Universal Time-domain Window；ＵＴＷ）を簡易に適応できる設計となっているため、システムに要求される信号時間長フォーマットを満足しつつ異なるチャネル運用条件に対応できる効率的なチャネルアグリゲーションを可能とする。
特開２０１５−２０７８３４号公報
厳しいスペクトラムマスクが課せられるチャネルでの運用、または周波数利用効率を大幅に改善する必要があるチャネルでの運用を実現するために、帯域外輻射を大幅に抑圧する必要があるが、周波数フィルタによる処理で実現する場合には計算量が増加する。また、複数チャネルを束ねて一つのシステムとしてシステムとして伝送を行うチャネルアグリゲーションの場合、束ねるチャネルにおいて個々に要求されるスペクトラムマスクや送信電力、帯域幅などの条件が異なる場合に、周波数フィルタベースの方式では効率的な送信信号の生成が困難になる。
したがって、本発明は、少ない計算量で帯域外輻射抑圧を実現可能とし、チャネルアグリゲーション適用時にも各チャネルにおいて帯域外輻射電力を効率的に抑圧可能な時間軸窓を用いて効率的なチャネルアグリゲーションを実現可能とする送信装置、送信方法および受信装置を提供することにある。
本発明は、様々な周波数帯域に存在する利用可能チャネルを束ねて伝送するチャネルアグリゲーションを採用し、変調方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）を含む時間軸シンボルをブロック毎に送信する方式を採用する送信装置において、
サブキャリアマッピング回路の後段に１または複数の周波数帯域と対応して１または複数の送信部が並列に設けられ、
送信部のそれぞれに１または複数のチャネルと対応して１または複数の送信処理部が並列に設けられ、
送信処理部は、高速逆フーリエ変換回路もしくは離散逆フーリエ変換回路とＧＩおよびオーバーラップマージン（ＯＭ）付加回路と時間軸ウィンドウイング処理部を有し、
時間軸ウィンドウイング処理部は、各チャネルにおいて要求されるスペクトラムマスクや送信電力に応じて、任意の時間軸窓関数を乗じ、各チャネル毎に帯域外輻射電力を抑圧するようになされ、
時間軸窓関数はその種類や窓遷移長をチャネル毎に任意に設定できるようになされた送信装置である。
本発明は、様々な周波数帯域に存在する利用可能チャネルを束ねて伝送するチャネルアグリゲーションを採用し、変調方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）を含む時間軸シンボルをブロック毎に送信する方式を採用する送信方法において、
サブキャリアマッピング回路の後段に１または複数の周波数帯域と対応して１または複数の送信部が並列に設けられ、
送信部のそれぞれに１または複数のチャネルと対応して１または複数の送信処理部が並列に設けられ、
送信処理部によって、高速逆フーリエ変換処理もしくは離散逆フーリエ変換処理とＧＩおよびＯＭ付加処理と時間軸ウィンドウイング処理を順次行うようになされ、
時間軸ウィンドウイング処理は、各チャネルにおいて要求されるスペクトラムマスクや送信電力に応じて、任意の時間軸窓関数を乗じ、各チャネル毎に帯域外輻射電力を抑圧するようになされ、
時間軸窓関数はその種類や窓遷移長をチャネル毎に任意に設定できるようになされた送信方法である。
本発明は、様々な周波数帯域に存在する利用可能チャネルを束ねて伝送するチャネルアグリゲーションを採用し、変調方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）を含む時間軸シンボルをブロック毎に送信する方式を採用する受信装置において、
１または複数の周波数帯域と対応して１または複数の受信部が並列に設けられ、
受信部のそれぞれに１または複数のチャネルと対応して１または複数の受信処理部が並列に設けられ、
受信処理部は、ＧＩ除去部と時間軸ウィンドウイング処理部と高速フーリエ変換回路を有し、
時間軸ウィンドウイング処理部は、各チャネルにおいて要求されるスペクトラムマスクや送信電力に応じて、任意の時間軸窓関数を乗じ、各チャネル毎に帯域外輻射電力を抑圧するようになされ、
時間軸窓関数はその種類や窓遷移長を送信側と同一に設定できるようになされた受信装置である。
複数のチャネルを束ねて伝送するチャネルアグリゲーションにおいて、周波数が離れたチャネルにまたがって送信を行う場合や、束ねるチャネルにおいて要求されるスペクトラムマスクや送信電力、帯域幅などの条件が異なる場合に、効率的な送信信号の生成が困難になる。少なくとも一つの実施形態によれば、本発明は各チャネルにおける上記送信条件をそれぞれ満たす送信信号を一括的に生成することができる。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、この発明中に記載されたいずれの効果であってもよい。また、以下の説明における例示された効果によりこの発明の内容が限定して解釈されるものではない。
本発明の一実施の形態の構成を示すブロック図である。 時間軸ウィンドウイング処理について説明するための略線図である。 本発明を適用したＬＴＥ信号の電力スペクトラム密度を示すグラフである。 帯域外輻射電力の抑圧性能を説明するためのグラフである。 本発明の一実施の形態の動作を示す周波数スペクトラムである。 シングルチャネルの場合の送信装置の構成を示すブロック図である。 シングルチャネルの場合の受信装置の構成を示すブロック図である。 ＬＴＥ信号のビット誤り率評価のためのグラフである。 受信装置におけるユニバーサル時間軸窓の効果の説明に使用するグラフである。
以下、この発明を実施の形態について説明する。なお、以下に説明する一実施の形態は、この発明の好適な具体例であり、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、この発明の範囲は、以下の説明において、特にこの発明を限定する旨の記載がない限り、これらの実施の形態に限定されないものとする。
一実施の形態は、ＯＦＤＭ方式の信号を送信するＯＦＤＭ信号送信装置である。すなわち、送信信号を任意の周波数帯域、任意のチャネル幅、任意のスペクトラムマスク、任意の電力で送信を可能とするＯＦＤＭもしくはＯＦＤＭＡの様な時間軸シンボルをブロック毎に送信する通信装置である。図１は、本発明の一実施の形態の構成を示す。
送信バイナリデータはチャネル符号化器２に供給され、チャネル符号化される。チャネル符号化器２の出力がインターリーブ回路３に供給され、インターリーブされる。インターリーブ回路３の出力が変調器４に供給され、複素信号へ変調される。物理層スケジューラ１のリソース制御情報（符号化パラメータ、インターリーブパラメータ、変調パラメータ）に従い、チャネル符号化方式とその符号化率、適切なインターリーブ方式並びに適切な一次変調方式が選択される。
変調器４の出力がサブキャリアマッピング回路５に供給され、所望の周波数帯域における所望のチャネルの、所望のサブキャリア位置となるように、該当ブランチに属する該当サブブランチの高速逆フーリエ変換(Inverse fast Fourier transform;ＩＦＦＴ)の入力
にマッピングする。サブキャリアマッピング回路５に対して物理層スケジューラ１からアグリゲーション制御信号が供給される。
図１の構成では、Ｍ個のブランチに対応して並列に送信部Ｂ1 〜ＢM が設けられている。送信部Ｂ1 には、Ｘ個のサブブランチに対応して並列に送信処理部ＳＢ1 〜ＳＢX が設けられ、送信部Ｂ2 には、Ｙ個のサブブランチに対応して並列に送信処理部ＳＢ1 〜ＳＢY が設けられ、送信部ＢM には、Ｚ個のサブブランチに対応して並列に送信処理部ＳＢ1 〜ＳＢZ が設けられている。
送信部は互いに同様の構成を有し、送信処理部は互いに同様の構成を有している。例えばブランチＢ1 のサブブランチＳＢ1 の構成について説明する。送信処理部はＩＦＦＴ回路１１によってＯＦＤＭシンボル単位で一括して逆フーリエ変換し、時間領域のベースバンドのＯＦＤＭ信号（NativeＯＦＤＭシンボルと称する）を生成する。サンプリング周波数をＦS ，NativeＯＦＤＭシンボル長をＴF とすると、NativeＯＦＤＭシンボルの１周期はＮ＝ＴF ＦS サンプル点で表現される。
ＧＩおよびＯＭ付加回路１２においてＩＦＦＴ回路１１の出力に対して伝搬遅延の影響を吸収するためのＧＩおよび隣接ＯＦＤＭシンボルとのオーバーラップマージン（Overlap margin;ＯＭ）が挿入される。ＧＩおよびＯＭは図２Ａに示すようにそれぞれNativeＯ
ＦＤＭシンボルの前後をコピーすることで生成する。これはNativeＯＦＤＭシンボルの周期性を利用して、連続性を崩さずにそのシンボル長を延長する操作に他ならない。
ＧＩおよびＯＭ付加回路１２においてＧＩおよびＯＭが付加された後、時間軸ウィンドウイング処理部１３において、時間軸ウィンドウイング処理がなされる。各チャネルにおいて要求されるスペクトラムマスクや送信電力に応じて、任意の時間軸窓関数（Universal Time-domain Window; ＵＴＷ）を乗じ、各サブブランチ毎に帯域外輻射電力を抑圧する。ここでの時間軸窓関数はチャネル毎にその種類や窓遷移長を任意に設定できる他、ベースバンドにおける送信電力制御が可能な様に任意の規格化係数を乗ずることができるものである。時間軸窓の種類と窓遷移長と規格化係数の制御は例えば物理層スケジューラ１のような制御器によって制御される。さらに、時間軸ウィンドウイング処理のためのルックアップテーブル２０によって時間軸ウィンドウイング処理の係数が規定される。
図２Ｂは時間軸窓関数の一例を示す。NativeＯＦＤＭシンボル（図２Ａ）に対して時間軸窓関数（図２Ｂ）を乗じる処理（時間軸ウィンドウイング処理）の結果を図２Ｃに示す。窓遷移長（ＮTR）は、実際に上述した時間軸窓関数に基づいてウィンドウイングを施す時間に相当するものである。この窓遷移長（ＮTR）が長いほど時間軸窓関数によりウィンドウイングが施される時間帯が長くなる。そして時間軸窓関数の形状は、傾斜がその分緩やかになる。これに対して、窓遷移長（ＮTR）が短いほど時間軸窓関数によりウィンドウイングが施される時間帯が短くなり、時間軸窓関数の形状は、傾斜がその分急峻になる。
下記の表１に示すＬＴＥ信号を用いて計算機シミュレーションにより帯域外輻射電力抑圧性能を評価する。図３に１ブランチかつ１サブブランチのシステムの場合のＬＴＥ信号の規格化電力スペクトラム密度（Relative power spectrum density; Relative PSD）のMax-hold値を示す。分解能帯域幅 (Resolution bandwidth; RBW)は１００ｋＨｚとし、４
倍オーバーサンプリングにて評価を行った。また本評価ではユニバーサル時間軸窓としてレイズドコサイン窓関数を用いた。
図３に示すように、窓遷移長（ＮTR）が長くなるにつれてスペクトラムマスクに対する帯域外輻射が小さくなることが分かる。時間軸ウィンドウイング処理を全く施さない場合（ＮTR＝０）の場合には、帯域外においてスペクトラムマスクを超える周波数成分が非常に大きいのに対して、時間軸ウィンドウイング処理をある程度施した場合には、ＯＦＤＭ信号の帯域外の輻射電力が抑圧される。更に窓遷移長を長くすると、ＯＦＤＭ信号の帯域外の輻射電力が更に抑圧される。図３より従来のＯＦＤＭ方式によるＬＴＥ信号には高い帯域外輻射電力が存在することがわかる。窓遷移長ＮTRを長くするにつれてその帯域外輻射電力は抑圧される。
図４に窓遷移長ＮTRを変化させた時のチャネル帯域端 (Band-edge)におけるRelative PSDのMax-hold値を示す。従来ＯＦＤＭのBand-edgeにおけるRelative PSDが−１７．８（
ｄＢｒ／１００ｋＨｚ）であるのに対して、窓遷移長が第２〜７シンボルにおけるＧＩ長に相当するＮTR／Ｎ＝３６／５１２≒０．０７のとき−５０．４（ｄＢｒ／１００ｋＨｚ）となり、３２．６ｄＢの改善が確認できる。さらに窓遷移長を延長し、ＮTR／Ｎ＝１２８／５１２＝０．２５，ＮTR／Ｎ＝２５６／５１２＝０．５，ＮTR／Ｎ＝５１２／５１２＝１．０としたとき、Band-edgeにおける Relative PSDはそれぞれ−７２．９，−８４．５，−９４．９（ｄＢｒ／１００ｋＨｚ）を達成し、従来ＯＦＤＭと比較して５５．１，６６．７，７７．１（ｄＢ）抑圧性能を改善できることが示された。
図１に戻って説明すると、時間軸ウィンドウイング処理部１３の出力がシンボル連結部１４に供給され、シンボル同士が連結される。隣接する他の第ｍ−１シンボルおよび第ｍ＋１シンボルと組み合わせた状態を図２Ｃに示す。
ブランチＢ1 のサブブランチＳＢ1 〜ＳＢX のそれぞれで形成された送信シンボルが周波数シフト回路１５にて各チャネル運用周波数にあわせて任意に周波数シフトを行った後に、合成回路１６にて時間軸で合成される。合成回路１６の出力がＤ／Ａコンバータ１７によってアナログ信号に変換され、共通のＲＦ回路１８に供給され、アンテナ１９を通じて送出される。ＲＦ回路１８の送信電力は物理層スケジューラ１からの制御信号によって制御される。なお、シンボル連結部１４と合成回路１６の順序は逆でも良く、ＵＴＷ適用後のシンボルを合成回路１６によってサブブランチ内で合成してからまとめて一つのシンボル連結部１４によってシンボル同士を連結する構成としても良い。また、図１では無線送信機の例を示しているが、アンテナの代わりに各種信号変換器を用いることで、例えば光ファイバ通信などの有線通信でも適用が可能である。
上述したブランチＢ1 における処理と同様の処理が他の送信部Ｂ1 〜ＢM のそれぞれにおいてなされる。図５は、動作の一例を示した図であり、周波数帯＃１にブランチＢ1 が対応し、周波数帯＃ＭにブランチＢM が対応している。また、各周波数帯においては、例えば周波数帯＃１においては、チャネル＃1-1 にサブブランチＳＢ1 が対応し、チャネル＃1-X にサブブランチＳＢx が対応している。例えばチャネル＃2-Y では送信電力が小さいため、スペクトラムマスクを満たすために必要な帯域外輻射電力抑圧性能は小さくてもよいので、時間軸窓の長さや種類は大きな抑圧性能を持たないものを選択する。逆に要求されるスペクトラムマスクが厳しい場合はより抑圧性能の大きい時間軸窓および窓遷移長を選択する。なお、当然であるがＩＦＦＴの入力端子のうち部分的にマッピングを行わないことも可能であり、その場合はチャネル＃2-1 のようにスペクトラムホールを形成可能である。また、各ブランチにおけるサブブランチ数は任意であり当然１つでも良い。さらにはブランチ数も任意であり、当然１つでもよく、１ブランチかつ１サブブランチのシステムはチャネルアグリゲーションを行わないシングルチャネルの表現となる。
図６は、シングルチャネルの場合の送信機の構成を示す。図１と対応する部分には、同一の参照符号を付している。
また、図７にシングルチャネルの場合の受信機の構成を示す。チャネルアグリゲーションの場合の受信機は、図７に示す構成がサブブランチに対応して並列に設けられて１ブランチの構成が形成され、さらに、ブランチの個数に対応して並列にブランチの構成が設けられる。
以下、シングルチャネルの場合について説明する。最初にＯＦＤＭ方式について説明する。ＯＦＤＭ方式は周波数利用効率が高く、ＬＴＥや無線ＬＡＮ、地上デジタルテレビジョン放送ＩＳＤＢ−Ｔなどで広く採用されている通信方式である。ｘ(m,n) を第ｍ番目シンボルの第ｎ番目サブキャリア信号とすると、数１で示されるＯＦＤＭ送信シンボルは以下の数２のように生成できる。
ただし、Ｎはサブキャリア数、ＮG はガードインターバル(Guard interval; ＧＩ)に相当する時間サンプル数である。また、数３はＧＩ挿入を考慮した逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）行列であり、０≦ｇ＜Ｎ＋ＮG および０≦ｑ＜Ｎである。このようにひとつのＯＦＤＭシンボル内では連続した周期関数の性質を持つが、隣接シンボル間には不連続点が生じ，高い帯域外輻射電力を発生させる要因となる。
次にＵＴＷ−ＯＦＤＭ方式について説明する。この方式はＯＦＤＭ方式の高い帯域外輻射電力を効率良く抑圧するために、送受信機双方で時間軸窓処理を導入するものである。ＯＦＤＭ方式で問題となる帯域外輻射電力の発生の主な要因は、シンボル間に存在する不連続点である。ＵＴＷ−ＯＦＤＭ方式ではこのシンボル間の不連続点を時間軸窓によって連続化することで帯域外輻射電力を抑圧する。この時間軸窓関数による処理はＩＥＥＥ８０２．１１などをはじめ一般的に知られた手法ではあるが、極短い窓関数長であっても従来の無線システムで要求されるような比較的緩慢なスペクトラムマスクを達成するには十分であったため、窓関数長をユニバーサルに延長することによって帯域外輻射電力を極めて低いレベルまで抑圧するようなシステムはほとんど存在しない。ＵＴＷ−ＯＦＤＭ方式では、窓関数の種類および窓遷移長をユニバーサルに適応可変可能なアーキテクチャを提案し，窓遷移長を大きく設計することで得られる帯域外輻射電力抑圧性能を評価するとともに、トレードオフとして発生するＩＳＩ(Inter Symbol Interference)およびＩＣＩ(Inter Carrier Interference)による受信品質劣化を改善する受信機構成を提案する。
図６に示す送信機において送信バイナリデータは物理層スケジューラ１のリソース制御情報に従い、適切な一次変調方式、チャネル符号化方式とその符号化率が選択され、適切なサブキャリアへとマッピングされる。マッピングされたサブキャリア信号は高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）により時間軸ＯＦＤＭ信号(NativeＯＦＤＭシンボル)に変換される。サンプリング周波数をＦS ，NativeＯＦＤＭシンボル長をＴF とすると、NativeＯＦＤＭシンボルの１周期はＮ＝ＴF ＦS サンプル点で表現される。
その後伝搬遅延の影響を吸収するためのＧＩおよび隣接ＯＦＤＭシンボルとのオーバーラップマージン（ＯＭ）が挿入される。ＧＩおよびＯＭは図２Ａに示すようにそれぞれNativeＯＦＤＭシンボルの前後をコピーすることで生成する。これはNativeＯＦＤＭシンボルの周期性を利用して、連続性を崩さずにそのシンボル長を延長する操作に他ならない。ＮG サンプルのＧＩ、シンボル前にＮM サンプルおよびシンボル後にＮM+1 サンプルずつのＯＭが挿入された第ｍ番目のＯＦＤＭシンボル（数４）は、数式５で表すことができる。
ただし、ＮGM＝Ｎ＋ＮG ＋２ＮM ＋１である。また、数６の項は、ＧＩおよびＯＭ挿入を考慮したＩＦＦＴ行列であり、数７のように定義される。
ただし０≦ｐ＜ＮGMである。このＧＩとＯＭを挿入したＯＦＤＭ信号に対して図２Ｂに示す様なユニバーサル時間軸窓を数９の様に乗算することで第ｍ番目ＵＴＷ−ＯＦＤＭシンボル（数８）を生成する。
ここで、数１０はユニバーサル時間軸窓行列であり、diag( )は対角行列化演算子、数
１１はユニバーサル時間軸窓ベクトルであり以下のように設計される。
ただし、０PxQ および１PxQ はそれぞれＰ行Ｑ列の零行列と要素がすべて１の行列である。また、数１３および数１４はそれぞれユニバーサル時間軸窓遷移ベクトル、逆遷移ベクトルおよび窓遷移長であり、数１５の通り定義する。ただし、数１６に示すレイズドコサイン窓関数以外の窓関数を用いる場合には数１５の条件（１０）および（１１）は必ずしも満足しなくてよい。
上記のユニバーサル時間軸窓遷移ベクトルは様々な関数によって実現することができ、例えばレイズドコサイン窓関数を適用する場合は下記の数１６となる。
最後に図２Ｃに示す様に，隣接するＵＴＷ−ＯＦＤＭシンボル前後のＯＭ区間が重なる様に結合し、ＵＴＷ−ＯＦＤＭ送信信号を生成する。生成したＵＴＷ−ＯＦＤＭ送信信号は周波数シフト回路１５によってベースバンドで信号の中心周波数を変換してもよい。
図７にＵＴＷ−ＯＦＤＭ方式の受信機構成を示す。図１に示すチャネルアグリゲーションの構成と対応した構成の場合、１または複数の周波数帯域と対応して１または複数の受信部が並列に設けられ、受信部のそれぞれに１または複数のチャネルと対応して１または複数の受信処理部が並列に設けられている。受信処理部は、ＧＩ除去部とＩＳＩ／ＩＣＩ抑圧処理部と高速フーリエ変換回路を有する。図７ではＩＳＩ／ＩＣＩ抑圧処理に時間軸ウィンドウイングを用いた場合の実装例を示しており、時間軸ウィンドウイング処理部は、各チャネルにおいて要求されるスペクトラムマスクや送信電力に応じて、任意の時間軸窓関数を乗じ、各チャネル毎に帯域外輻射電力を抑圧するようになされ、時間軸窓関数はその種類や窓遷移長を送信側と同一に設定できるようになされている。当然その他のＩＳＩ／ＩＣＩ抑圧処理方法を適用しても良い。
図７はシングルチャネルの構成である。アンテナ２１で受信された信号がＲＦ回路２２を介して周波数シフト回路１５に供給され、周波数シフトされた受信信号がフレーム同期抽出部２３に供給され、受信側の処理のためのタイミング信号が形成される。この時周波数シフト量は当然０でもよい。タイミング信号がウィンドウイング係数発生部３２に対して供給される。ＧＩ除去部２４にてガードインターバルが除去されてから時間軸ウィンドウイング処理部２５に供給される。
時間軸ウィンドウイング処理部２５の出力が高速フーリエ変換ＦＦＴ(Fast Fourier transform)回路２６に供給され、高速フーリエ変換される。ＦＦＴ回路２６の出力がチャネル等化回路２７を介してサブキャリアデマッピング回路２８に供給される。サブキャリアデマッピング回路２８の出力が復調回路２９に供給され、復調回路２９の出力がデインターリーブ回路３０に供給される。デインターリーブ回路３０の出力がチャネル復号器３１に供給され、チャネル復号器３１の出力に受信バイナリデータが取り出される。物理層スケジューラ３３のリソース制御情報（復号化パラメータ、デインターリーブパラメータ、復調パラメータ）に従い、これらの処理が制御される。
さらにＩＳＩ／ＩＣＩ抑圧処理に時間軸ウィンドウイングを用いた場合の受信側の処理について説明する。伝搬チャネル行列を数１７で示すものとし、ｎm,n を第ｍ番目シンボルの第ｎ番目サンプルにおける平均 0で分散がσ2 のガウス雑音とすると、第ｍ番目シンボル部分のＵＴＷ−ＯＦＤＭ受信信号（数１８）は、数式１９と表すことができる。
簡単のために送受信機間の伝搬チャネルが周波数フラットな特性を持つとすると伝搬チャネル行列は数式２０と定義できる。
また、数式２１および数式２２はそれぞれ第（ｍ−１）番目シンボルおよび第（ｍ＋１）番目シンボルから第ｍ番目シンボルに漏れこむＩＳＩ成分であり、数式２３と表現できる。
Ｆ-1 (-)およびＦ-1 (+)は前後シンボルから漏れこむＩＳＩ成分を表現するための逆フーリエ変換行列であり、数式２４とそれぞれ表現できる。ただしＮ＋ＮG ＜ｐ(-)＜ＮGM，
および０≦ｐ(+)＜２ＮM ＋１である。
また、数式２５および数式２６は前後シンボルから漏れ込んだ部分のユニバーサル時間軸窓関数行列であり、数式２７で表すことができる。
この第ｍ番目シンボル部分のＵＴＷ−ＯＦＤＭ受信信号ｒm に対してフレーム同期を行った後，その同期ポイントに合わせて調整した送信側と同じユニバーサル時間軸窓を乗算してからフーリエ変換を行うことでサブキャリア成分を抽出する。抽出された第ｍ番目シンボルのサブキャリア信号ベクトル（数式２８）は数式２９と表現することができる。
ただし数式３０はそれぞれフレーム同期（ガードインターバル除去）行列、受信側ユニバーサル時間軸窓行列およびフーリエ変換行列であり、数式３１の通り定義する。
ただし数式３２は単位行列、ＮS はフレーム同期点である。この受信側のユニバーサル時間軸窓は隣接チャネルからのＩＳＩ成分と、このＩＳＩ成分によってフーリエ変換対の直交性が崩れることで生じるＩＣＩ成分の抑圧を目的とするＩＳＩ／ＩＣＩ抑圧処理の実装の一例であり他の干渉抑圧手法を適用しても良い。その後サブキャリア分割された受信信号はサブキャリア毎にチャネル推定・等化を行い、デマッピングを行った後にＩ／Ｑ復調が行われ、最後にチャネル復号を施して復調処理を完了する。
上述したＵＴＷ−ＯＦＤＭ方式のビット誤り率 (Bit-error-rate; BER)特性を計算機シミュレーションによって評価する。送信信号については表１に示すＵＴＷ−ＯＦＤＭを適用した５ＭＨｚ帯域幅モードのＬＴＥDownlink信号とする。表２に計算機シミュレーション諸元を示す。変調方式はＱＰＳＫ：チャネル符号化は畳み込みターボ符号化、その復号は Max-Log MAPアルゴリズムを用いた。
図８（ａ）および（ｂ）にターボ復号反復回数３および５の場合における受信側のユニバーサル時間軸窓を用いない場合のＢＥＲ特性を示し、また図６（ｃ）および（ｄ）にターボ復号反復回数３および５の場合における受信側のユニバーサル時間軸窓を用いる場合のＢＥＲ特性をそれぞれ示す。またＥb ／Ｎ0 ＝２．４ｄＢにおけるＢＥＲによって時間軸窓遷移長および受信側ユニバーサル時間軸窓の効果を比較評価した結果を図９に示す。ＮTR＝０はユニバーサル時間軸窓の遷移長が０である状態、すなわち時間軸窓を適用しない従来ＯＦＤＭの結果である。あるＥb ／Ｎ0 において、ＮTRを増加させるとすべての場合において徐々にＢＥＲは改善する。これはＮTRを増加させることにより，帯域外輻射電力が抑圧され、全送信電力に占める帯域内のデータ部分の送信電力が増加するためである。しかし、ＮTR＝１２８以上になると徐々にＢＥＲが劣化する。これは帯域外輻射電力抑圧による送信電力効率改善効果よりも、ユニバーサル時間軸窓遷移長が長くなることで、隣接シンボルへ漏れ出すＩＳＩ成分、およびそれによって発生するＩＣＩ成分による受信品質の劣化が支配的になるためである。受信側ユニバーサル時間軸窓を導入することで、このＩＳＩ成分およびＩＣＩ成分を緩和することが可能となり、ターボ復号反復回数５、ＮTR＝５１２の場合においてＢＥＲを約１０倍程度改善できることがわかる。同条件で従来ＯＦＤＭ（ＮTR＝０）とＵＴＷ−ＯＦＤＭ（ＮTR＝５１２）とを比較すると、ＢＥＲが１０-6を達成する所要Ｅb ／Ｎ0 は高々０．１ｄＢ程度しか差がない。提案ＵＴＷ−ＯＦＤＭ方式は，この所要Ｅb ／Ｎ0 の差約０．１ｄＢと引き換えに、 Band-edgeにおける帯域外輻射電力を約７５ｄＢ改善することが可能であり，非常に大きな有効性があるといえる。またＵＴＷ−ＯＦＤＭは本質的には従来ＯＦＤＭと同じ信号発生原理であり、非常に簡単な信号処理を追加するだけで上記特性を達成可能であるため、現在の様々なＯＦＤＭをベースとする通信システム全般に非常に高い互換性を有する。
以上、この発明の実施の形態について具体的に説明したが、上述の各実施の形態に限定されるものではなく、この発明の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。
１ 物理層スケジューラ
２ チャネル符号化器
３ インターリーブ回路
４ 変調器
５ サブキャリアマッピング回路
Ｂ1 〜ＢM 送信部
ＳＢ1 〜ＳＢX 送信処理部
１１ ＩＦＦＴ回路
１２ ＧＩおよびＯＭ付加回路
１３ 時間軸ウィンドウイング処理部
２５ 時間軸ウィンドウイング処理部
２６ ＦＦＴ回路

Claims (6)

  1. 様々な周波数帯域に存在する利用可能チャネルを束ねて伝送するチャネルアグリゲーションを採用し、変調方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）を含む時間軸シンボルをブロック毎に送信する方式を採用する送信装置において、
    サブキャリアマッピング回路の後段に１または複数の周波数帯域と対応して１または複数の送信部が並列に設けられ、
    前記送信部のそれぞれに１または複数のチャネルと対応して１または複数の送信処理部が並列に設けられ、
    前記送信処理部は、高速逆フーリエ変換回路もしくは離散逆フーリエ変換回路とＧＩおよびオーバーラップマージン（ＯＭ）付加回路と時間軸ウィンドウイング処理部を有し、
    前記時間軸ウィンドウイング処理部は、各チャネルにおいて要求されるスペクトラムマスクや送信電力に応じて、任意の時間軸窓関数を乗じ、各チャネル毎に帯域外輻射電力を抑圧するようになされ、
    前記時間軸窓関数はその種類や窓遷移長を前記チャネル毎に任意に設定できるようになされた送信装置。
  2. 前記時間軸ウィンドウイング処理部は、ベースバンドにおける送信電力制御が可能な様に任意の信号振幅規格化係数を乗ずるようになされた請求項１に記載の送信装置。
  3. 複数の送信処理部を合成する合成回路を有し、合成回路の出力を無線または有線で送出する請求項１に記載の送信装置。
  4. 前記時間軸ウィンドウイング処理部に対して周波数シフト回路が接続され、前記周波数シフト回路によって、各チャネルに合わせて周波数シフトをチャネル毎に任意に設定するようになされた請求項１に記載の送信装置。
  5. 様々な周波数帯域に存在する利用可能チャネルを束ねて伝送するチャネルアグリゲーションを採用し、変調方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）を含む時間軸シンボルをブロック毎に送信する方式を採用する送信方法において、
    サブキャリアマッピング回路の後段に１または複数の周波数帯域と対応して１または複数の送信部が並列に設けられ、
    前記送信部のそれぞれに１または複数のチャネルと対応して１または複数の送信処理部が並列に設けられ、
    前記送信処理部によって、高速逆フーリエ変換処理もしくは離散逆フーリエ変換処理とＧＩおよびＯＭ付加処理と時間軸ウィンドウイング処理を順次行うようになされ、
    前記時間軸ウィンドウイング処理は、各チャネルにおいて要求されるスペクトラムマスクや送信電力に応じて、任意の時間軸窓関数を乗じ、各チャネル毎に帯域外輻射電力を抑圧するようになされ、
    前記時間軸窓関数はその種類や窓遷移長を前記チャネル毎に任意に設定できるようになされた送信方法。
  6. 様々な周波数帯域に存在する利用可能チャネルを束ねて伝送するチャネルアグリゲーションを採用し、変調方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）を含む時間軸シンボルをブロック毎に送信する方式を採用する受信装置において、
    １または複数の周波数帯域と対応して１または複数の受信部が並列に設けられ、
    前記受信部のそれぞれに１または複数のチャネルと対応して１または複数の受信処理部が並列に設けられ、
    前記受信処理部は、ＧＩ除去部と時間軸ウィンドウイング処理部と高速フーリエ変換回路を有し、
    前記時間軸ウィンドウイング処理部は、各チャネルにおいて要求されるスペクトラムマスクや送信電力に応じて、任意の時間軸窓関数を乗じ、各チャネル毎に帯域外輻射電力を抑圧するようになされ、
    前記時間軸窓関数はその種類や窓遷移長を送信側と同一に設定できるようになされた受信装置。
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