CN113039762A - 发送装置以及发送方法 - Google Patents

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CN113039762A CN201980075480.9A CN201980075480A CN113039762A CN 113039762 A CN113039762 A CN 113039762A CN 201980075480 A CN201980075480 A CN 201980075480A CN 113039762 A CN113039762 A CN 113039762A
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rcw
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水谷圭一
原田博司
松村武
水谷侑二
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Kyoto University NUC
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Abstract

一种发送装置，具有时间轴加窗处理电路，该时间轴加窗处理电路被输入发送符号，对发送符号乘以时间窗，其中，作为时间窗，使用预先将任意的滤波器与任意的时间窗卷积而获得的结果。

Description

发送装置以及发送方法
技术领域
本发明涉及一种例如不仅能够在现有的移动通信系统中使用还能够在第五代移动通信系统及其之后的新时代系统中使用的发送装置以及发送方法。
背景技术
在无线LAN、LTE(Long term evolution：长期演进)等的移动电话系统中，采用了正交频分复用方式(OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)或者DFTs-OFDM方式，该DFTs-OFDM方式是通过附加使用离散傅里叶变换(DFT)的扩展(spread)处理来具有与OFDM相同的谱性质的单载波传输方式。该OFDM方式、DFTs-OFDM方式是将多个子载波捆绑发送的多载波方式，有助于提高无线通信系统的传输速率。
然而，在OFDM方式和DFT扩展OFDM方式中，带外发射(Out-of-band Emission，下面适当地记载为OOBE)功率高，该OOBE成为对相邻系统的干扰，因此摸索出了有效地抑制该OOBE的方法。OFDM以及DFTs-OFDM中发生OOBE的原因是符号间的不连续性。抑制OOBE的一个对策是在时间轴上与限带滤波器进行卷积，提出了滤波OFDM(F-OFDM)、(通用滤波OFDM(UF-OFDM))等方式。
另一方面，作为通过利用时间窗将符号间的不连续性平滑化来抑制OOBE的方法，提出了通用时域加窗正交频分复用方式(Universal Time-domain Windowed OFDM(UTW-OFDM))(参照专利文献1)、加窗OFDM(W-OFDM)等。通过使窗过渡长度增长，可预料到足够大的OOBE抑制效果。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2017-123604号公报
发明内容
发明要解决的问题
然而，在利用滤波器进行严格的带宽限制的方法中，需要滤波器的抽头系数大，时间轴上的卷积处理所涉及的乘法器数量增加，由此存在会使安装电路规模、计算量增大的问题。另外，通过利用时间窗将符号间的不连续性平滑化来抑制OOBE的方法在窗过渡长度过长的情况下，存在导致通信品质劣化的问题。
因而，本发明的目的在于提供一种以新的窗函数的生成方法为特征的发送装置以及发送方法，该新的窗函数用于解决基于滤波器的OOBE抑制方法所具有的计算量问题以及基于时间窗的OOBE抑制方法所具有的通信品质劣化问题这两者。
用于解决问题的方案
本发明是一种发送装置，具有时间轴加窗处理电路，该时间轴加窗处理电路被输入发送符号，对发送符号乘以时间窗，
其中，作为时间窗，使用预先将任意的滤波器与任意的时间窗卷积而获得的结果。
另外，本发明是一种发送方法，具有时间轴加窗处理，在该时间轴加窗处理中输入发送符号，对发送符号乘以时间窗，
其中，作为时间窗，使用预先将任意的滤波器与任意的时间窗卷积而获得的结果。
发明的效果
根据本发明，能够以小电路规模以及相同的窗过渡长度来获得更大的OOBE抑制效果。因而，由于能够缩短获得相同的OOBE抑制效果所需要的窗过渡长度，因此能够提高通信品质。此外，未必限定于在此记载的效果，也可以是本发明中记载的任意效果。另外，不应解释为利用下面的说明中例示的效果来限定本发明的内容。
附图说明
图1是示出eUF-DFTs-OFDM的发送机的结构的框图。
图2是用于说明各子带的时域中的处理的概略图。
图3是示出本发明的一个实施方式的发送机结构的框图。
图4是示出本发明的一个实施方式的接收机结构的框图。
图5是用于说明本发明的一个实施方式的发送信号生成的时序图。
图6是用于说明本发明的一个实施方式中的时间窗的生成处理的时序图。
图7是用于说明本发明的一个实施方式的带外发射功率的抑制性能的曲线图。
图8是用于说明本发明一个实施方式的PAPR的曲线图。
图9是示出本发明一个实施方式的BLER特性的曲线图。
图10是用于说明本发明的其它实施方式的发送信号生成的时序图。
图11是用于说明本发明的其它实施方式中的时间窗的生成处理的时序图。
图12是用于说明本发明的其它实施方式的波形图。
图13是用于说明本发明的其它实施方式的OOBE抑制的曲线图。
图14是用于说明本发明的其它实施方式的PAPR的曲线图。
图15是用于说明本发明的其它实施方式的BLER的曲线图。
图16是用于说明本发明的其它实施方式的BLER的曲线图。
图17是用于说明本发明的其它实施方式的BLER的曲线图。
图18是示出本发明的其它实施方式的从OOBE特性及BLER特性这两个观点出发进行评价而得到的结果的曲线图。
图19是示出本发明的其它实施方式的从OOBE特性及BLER特性这两个观点出发进行评价而得到的结果的曲线图。
具体实施方式
下面，对本发明的一个实施方式进行说明。此外，下面说明的一个实施方式是本发明的优选的具体例，虽然加以了技术上优选的各种限定，但只要在下面的说明中没有特别记载限定本发明的意思，则本发明的范围不被这些实施方式限定。
首先，作为本发明的比较例，对其它调制方式(eUF-DFTs-OFDM(enhancedUniversal Filtered-DFTs-OFDM：增强型通用滤波DFTs-OFDM))进行概要性说明。在图1中示出eUF-DFTs-OFDM的发送机的结构。eUF-DFTs-OFDM是UF-DFTs-OFDM中追加了CP插入处理的方式。发送位序列被供给至信道编码器1来被进行信道编码。信道编码器1的输出被供给至交织电路2进行交织。交织电路2的输出被供给至调制器3，被调制为复数信号。按照物理层调度器(未图示)的资源控制信息(编码参数、交织参数、调制参数)，来选择信道编码方式及其编码率、适当的交织方式以及适当的一次调制方式。
调制器3的输出被供给至M点DFT电路4来接受DFT处理。M表示一个DFTs-OFDM符号中包含的调制符号的数量。M点DFT电路4的输出被供给至PRB(物理资源块)映射电路5。在PRB映射电路5的处理之后，子载波被分割为B个子带。对于各子带而言包含M_0个子载波。是(B＝M/M_0)的关系。
与各子带对应的发送处理部61、…、6B-1、6B中分别包括IDFT电路7、CP(CyclicPrefix：循环前缀)附加电路8以及低通滤波器(LPF)9。通过IDFT电路7变换为时域的波形。CP是用于吸收IDFT电路7的输出所受到的传播延迟的影响的冗余数据。发送处理部61、…、6B-1、6B的输出被相加后供给至并行串行变换电路10，由此形成发送信号Tx。
参照图2来对各子带的时域中的处理进行说明。图2中的(a)示出基于CP的离散傅里叶变换(DFT)扩展OFDM(CP-DFTs-OFDM)的第M个子带的符号。CP具有长度LCP’。是LCP’＝LCP-(LF-1)。LCP和LF是现有的CP-DFTs-OFDM中的CP的长度和LPF的响应时间长度(参照图2中的(b))。
图2中的(a)所示的CP-DFTs-OFDM的符号接受利用图2中的(b)所示的LPF的响应时间来进行的卷积运算的处理而被归一化。然后，生成图2中的(c)所示的第M个子带的eUF-DFTs-OFDM符号。全部子带的eUF-DFTs-OFDM符号被相加后形成图2中的(d)所示的eUF-DFTs-OFDM符号。
在接收侧，在时域的处理之后，对时域的接收信号进行NFFT点FFT处理。在信道均衡之后，通过与发送机的处理逆向的处理来获得频域的接收信号。由于各子带中的LPF的处理需要进行卷积运算，因此上述的eUF-DFTs-OFDM存在用于信号处理的电路规模变大的问题。此外，在作为类似方式的UF-DFTs-OFDM、UF-OFDM、eUF-OFDM等中也存在同样的问题。
接着，对本发明的一个实施方式进行说明。一个实施方式是对通用时域加窗DFT扩展OFDM(UTW-DFTs-OFDM)方式应用了本发明的实施方式。在图3中示出本发明的一个实施方式的发送机的结构。发送位序列被供给至信道编码器11来被进行信道编码。信道编码器11的输出被供给至交织电路12进行交织。交织电路12的输出被供给至调制器13，被调制为复数信号。
调制器13的输出被供给至PRB(物理资源块)映射电路14。来自PRB映射电路14的符号被供给至M点DFT电路15。对M点DFT电路15的输出附加了M1及M2的0符号而得到的发送符号被供给至NFFT点IFFT电路16。NFFT点IFFT电路16的输出被供给至用于吸收传播延迟的影响的CP(Cyclic Prefix)插入电路17。
CP插入电路17的输出在时间轴加窗处理电路18中被进行时间轴加窗处理，来生成UTW-DFTs-OFDM发送符号。通过乘以如后所述的时间窗函数(Universal Time-domainWindow：通用时域加窗；UTW)，来抑制带外发射功率。与时间轴加窗处理电路18相关联地设置有存储器19。
存储器19中保存有用于时间轴加窗处理的查询表，利用查询表来规定用于时间轴加窗处理的系数。此外，能够按照每个信道任意设定时间窗的种类、窗过渡长度，除此以外，还可以设为能够乘以任意的标准化系数，以能够控制基带中的发送功率。另外，时间窗的种类、窗过渡长度以及标准化系数的控制例如也可以由物理层调度器这样的控制器进行控制。
如图4所示，在接收机中，首先向CP去除电路21供给UTW-DFTs-OFDM接收信号，在CP被去除之后，利用NFFT点FFT电路22对接收数据符号向量进行FFT处理。接着，提取相当于分配带宽的要素，利用信道均衡电路23进行信道均衡。并且，利用PRB解映射电路24和M点IDFT电路25进行IDFT处理，由此获得接收一次调制符号。
M点IDFT电路25的输出被解调器26解调后供给至解交织电路27。在解交织电路27中被进行解交织处理后供给至信道解码器28。从信道解码器28的输出提取接收序列。
对上述的本发明的一个实施方式的发送处理进行说明。图5说明发送信号的生成。图3的M点DFT电路15利用与eUF-DFTs-OFDM相同的处理来生成频域子载波Zk。生成将子载波映射到与数据传输的分配到的资源块对应的资源元素、另外将0映射到其它要素而得到的向量xk(数1)(式1)。
[数1]
Figure BDA0003066460590000061
其中，在(式1)中M(≥)0，(数1)的零如(数2)所示那样，是P行Q列的零矩阵。
[数2]
0P×Q
接着，被NFFT点IFFT16变换为时域的波形。被附加长度为XCP的CP和长度为XCS的CS(Cyclic-suffix：循环后缀)。包含该CP和CS的插入的处理通过(数3)的矩阵如(数4)(式2)那样表示。
[数3]
Figure BDA0003066460590000062
[数4]
(V-1')l，m＝exp[j2πm(l-XCP)/NFFT]， (2)
在(式2)中，存在(数5)所示的关系。
[数5]
0≤l＜NFFT+XCP+XCS以及0≤m＜M.
最后，通过应用后述的时域的窗，来获得UTW-DFTs-OFDM发送信号。UTW-DFTs-OFDM的发送信号的第k个符号由(数6)(式3)表示。
[数6]
Figure BDA0003066460590000071
在(式3)中，时域的窗矩阵由(数7)表示。
[数7]
Figure BDA0003066460590000072
在本发明的一个实施方式中，使用作为将任意的滤波器与任意的时间窗卷积所得到的结果而生成的新的时间窗，来作为应用于上述的UTW-DFTs-OFDM方式(或者UTW-OFDM方式)的窗函数。例如将使作为比较例列举出的调制方式(eUF-DFTs-OFDM)的处理中使用的LPF 9与矩形窗卷积而得到的结果设为新的时间窗。该LPF 9例如是道尔夫-切比雪夫(Dolph-Chebyshev)滤波器。
说明对UTW-DFTs-OFDM方式应用的时间窗函数的生成处理。为了从现有的UTW-DFTs-OFDM方式中去除重叠符号的处理，导入由(式4)表示的限制。
[数8]
XCP+XCS＝LCP. (4)
因而，建议的时间窗矩阵由(数9)表示。
[数9]
Figure BDA0003066460590000073
由于去除了重叠符号的处理，因此波形整形所需要的乘法器的数量可以为1个。此外，即使在进行了符号重叠处理的情况下，也能够应用由本发明生成的窗函数。
时间窗函数如图6所示那样形成。如图6中的(a)所示，首先，准备振幅为1、长度为NFFT+LCP’的矩形窗。在此，NFFT和LCP分别表示由3GPP定义的FFT大小和CP长度。LF表示矩形窗中应用的LPF的响应时间的长度。接着，通过进行具有图6中的(b)所示的响应时间的LPF与该矩形窗的卷积，来生成建议时间窗函数(图6中的(c))。LPF的脉冲响应为g(n)(0≤n<LF)。因而，建议时间窗矩阵使用对角矩阵由下面的(数10)(式5)表示。
[数10]
Figure BDA0003066460590000081
在此，(数11)表示矩形窗向量。另外，(数12)是表示LPF的卷积积分的托普利兹矩阵，如下面的(数13)(式6)、(数14)(式7)、(数15)(式8)那样定义。另外，(数16)是对角元素具有向量a的对角矩阵，N表示归一化系数。
[数11]
Figure BDA0003066460590000082
[数12]
Figure BDA0003066460590000083
[数13]
Figure BDA0003066460590000084
[数14]
Figure BDA0003066460590000085
[数15]
(G)p，q＝(G)p-1，q-1(p≠0，q≠0). (8)
[数16]
A＝diag(a)
这样由本发明的一个实施方式生成的建议时间窗函数(图6中的(c))的数据被保存在发送机的存储器19中，在时间轴加窗处理电路18中被进行时间轴加窗处理。
接着，评价本发明的一个实施方式(应用了上述的建议时间窗函数的UTW-DFTs-OFDM方式(下面称为建议UTW-DFTs-OFDM方式))、eUF-DFTs-OFDM方式、以往的CP-DFTs-OFDM方式的标准化功率谱密度PSD(Relative Power Spectrum Density：相对功率谱密度)、PAPR特性、BLER特性(block error rate：误块率)。在计算机模拟中，使用应用了表1的各要素的LTE信号。
[表1]
表1.模拟参数
参数 值
带宽 5.0MHz
采样频率 7.68MHz
子帧 1ms
FFT大小N<sub>FFT</sub> 512
DFT大小M 300
GI长度L<sub>CP</sub> 128
每个子帧的时隙数量 2
每个时隙的RB数量B 25
每个时隙的符号数量 6
滤波方式 道尔夫-切比雪夫
滤波器长度L<sub>F</sub> 37
阻带衰减 40dB
图7是信道边缘处的OOBE抑制性能的曲线图。图7的横轴为频率偏移，纵轴为标准化功率谱密度PSD。
图8示出PAPR的互补累积分布函数(CCDF：Complementary CumulativeDistribution Function)的结果。
图9是示出误块率BLER特性的曲线图。图9的横轴为Es/No(通信品质)。示出了分别使用QPSK、16QAM、64QAM时的BLER。在表2中示出用于模拟误块率BLER特性的参数。
[表2]
表2.用于BLER评价的模拟参数
Figure BDA0003066460590000101
在下述的表3中示出模拟的结果。
[表3]
Figure BDA0003066460590000111
如图7和图9所示，建议UTW-DFTs-OFDM方式的PAPR特性及BLER特性与eUF-DFTs-OFDM方式的PAPR特性及BLER特性等效，另一方面，如图7所示，这两个方式相较于以往CP-DFTs-OFDM方式，在信道边缘将OOBE改善了约20dB。另外，对于发送终端的电路规模而言，当将B定义为子带数时，eUF-DFTs-OFDM方式需要BLF个乘法器以执行以抑制OOBE为目的的LPF的卷积积分。本计算机模拟的情况下，B＝25、LF＝37，需要BLF＝925个乘法器。与此相对，本发明的一个实施方式(建议UTW-DFTs-OFDM方式)的调制所需要的乘法器仅为1个。根据上面的结果，本发明的一个实施方式能够通过使用1个乘法器的简易的调制处理来实现与eUF-DFTs-OFDM方式等效的发送及接收特性。
如上面说明的那样，根据本发明的一个实施方式，以利用简易的发送机结构来抑制OOBE为目的，提供一种应用于UTW-DFTs-OFDM的新的时间窗函数。建议时间窗函数通过将应用于eUF-DFTs-OFDM方式的LPF与矩形窗卷积来生成。并且，通过使用了LTE上行链路参数的计算机模拟来评价了应用了建议时间窗函数的UTW-DFTs-OFDM方式的OOBE特性、PAPR特性、BLER特性以及调制所需要的乘法器数量。其结果，本发明的一个实施方式仅通过在现行方式中实施使用1个乘法器的简易的追加处理，就能够实现与eUF-DFTs-OFDM方式等效的发送及接收特性。此外，利用本发明，还能够实现与类似方式的UF-DFTs-OFDM、UF-OFDM、eUF-OFDM等等效的发送及接收特性。
接着，说明对应用了升余弦窗的UTW-OFDM、UTW-DFTs-OFDM方式应用了本发明的其它实施方式。发送机的结构与图3相同，接收机的结构与图4相同。在其它实施方式中，将道尔夫-切比雪夫滤波器与升余弦窗卷积来生成新的时间窗。
当对发送处理进行说明时，首先，(数17)的多个符号被进行M点离散傅里叶变换(Discrete Fourier transform；DFT)处理，另外被变换到(数18)所示的子载波的频域，由(数19)(式11)和(数20)(式12)表示。
[数17]
Figure BDA0003066460590000131
[数18]
Figure BDA0003066460590000132
[数19]
zk＝FMak， (11)
[数20]
Figure BDA0003066460590000133
在(式11)和(式12)中，DFT矩阵由(数21)表示。另外，存在(0≤p1<M)和(0≤p2<M)的关系。
[数21]
Figure BDA0003066460590000134
接着，生成将DFT处理后的发送向量Zk映射到相当于分配的频带的要素、并且将0映射到其它要素而得到的向量xk(数22)(式13)。式(13)中包含P行Q列的零矩阵。
[数22]
Figure BDA0003066460590000135
对向量xk进行N点快速傅里叶逆变换(Inversed fast Fourier transform；IFFT)处理。并且，如图10中的(a)所示，插入长度为LCP的CP，并且，在相邻的DFTs-OFDM发送符号之间插入长度为LOM及LOM+1的OMs(Overlap Margins：重叠余量)。
当定义为(NGM＝NFFT+LCP+2LOM+1)时，乘以图10中的(b)所示的时间窗，来生成(数23)的第k个UTW-DFTs-OFDM符号。该符号由(数24)(式14)和(数25)(式15)表示。
[数23]
Figure BDA0003066460590000136
[数24]
sk＝WFGM -1xk，(14)
[数25]
Figure BDA0003066460590000141
在此，时间窗矩阵由(数26)表示。
[数26]
Figure BDA0003066460590000142
另外，插入了CP和OMs的IDFT矩阵由(数27)表示。在此，设为(0≤l<NGM)及(0≤m<M)的关系。
[数27]
Figure BDA0003066460590000143
最后，如图10中的(c)所示，相邻的发送符号前后的OM以重叠的方式结合，来生成UTW-DFTs-OFDM发送信号。此外，接收机的结构与上述的结构相同，因此省略其说明。
在应用了以往的升余弦窗(Raised Cosine Window；RCW)的UTW-DFTs-OFDM方式中，为了强力抑制OOBE，需要延长时间窗的过渡长度NTR，但波形的失真变大而导致严重的通信品质劣化。通过应用本发明，即使窗过渡长度短也能够具有大的OOBE抑制性能。设为将该新的建议时间窗称为f-RCW。
在将以往的RCW用作时间窗的方式中，作为表示时间窗的乘法运算的矩阵，应用了(数29)(式16)和(数30)(式17)所示的矩阵作为(数28)所示的RCW矩阵。另外，存在(数31)(式18)、(数32)(式19)以及(数33)(式20)的关系。
[数28]
Figure BDA0003066460590000144
[数29]
Figure BDA0003066460590000145
[数30]
Figure BDA0003066460590000151
[数31]
Figure BDA0003066460590000152
[数32]
Figure BDA0003066460590000153
[数33]
wn＝sin2(nπ/2NTR)，(20)
在(数29)中，diag(a)是对角元素具有向量a的对角矩阵，(数34)是全部成分为1的矩阵。另外，(数35)和(数36)分别为RCW的过渡向量以及逆过渡向量。
[数34]
Figure BDA0003066460590000154
[数35]
Figure BDA0003066460590000155
[数36]
Figure BDA0003066460590000156
因而，应用以往RCW的UTW-DFTs-OFDM方式的第k个UTW-DFTs-OFDM符号由(数37)(式21)表示。
[数37]
Figure BDA0003066460590000157
接着，参照图11来对本发明的其它实施方式的建议时间窗f-RCW的生成处理进行说明。首先，准备由(数39)(式22)定义的长度为NGM-(LF-1)的RCW向量(数38)。
[数38]
Figure BDA0003066460590000158
[数39]
Figure BDA0003066460590000161
在此，LF是LPF的响应时间的长度。最后，通过在时间轴上将LPF与RCW向量卷积，来生成建议RCW向量(数40)。
[数40]
Figure BDA0003066460590000162
该时间轴上的LPF的卷积由(数41)(式23)表示。
[数41]
Figure BDA0003066460590000163
在此，N是归一化系数。另外，(数42)是表示时间轴上的LPF的卷积积分的托普利兹矩阵，由(数43)(式24)(式25)(式26)定义。
[数42]
Figure BDA0003066460590000164
[数43]
Figure BDA0003066460590000165
Figure BDA0003066460590000166
(G)p，q＝(G)p-1，q-1(p≠0，q≠0)， (26)
在此，g(n)(0<l＝n<LP)是LPF的脉冲响应。因而，应用了建议f-RCW的UTW-DFTs-OFDM方式的第k个符号由(数44)(式27)和(数45)(式28)表示。最后，通过如图10中的(c)所示那样将相邻符号结合来生成发送符号。
图12示出NTR/NFFT＝1/8、1/4、1/2、1的条件下的应用了以往RCW的UTW-DFTs-OFDM方式(下面称作以往RCW方式)以及应用了建议f-RCW的UTW-DFTs-OFDM方式(下面称作建议f-RCW方式)各自的波形。建议f-RCW相较于以往RCW，波形的两端的变化更平缓，能够进一步缓解符号间的信号不连续性。
下面对模拟进行说明。在模拟中，使用LTE上行链路的参数通过计算机模拟来评价以往CP-DFTs-OFDM方式、以往RCW方式以及建议f-RCW方式的OOBE特性、PAPR特性、BLER特性。使用假设了延迟波的最大延迟时间为5.0μs的长延迟传播环境的3GPP扩展典型城市(ETU)模型作为信道模型。因此，在本模拟中，应用了比通常的CP更长的扩展CP模式。
A.关于抑制OOBE
按照表4的各评价要素生成建议f-RCW方式、以往RCW方式、以往CP-DFTs-OFDM方式的发送信号，在图13中示出对标准化功率谱密度(Relative Power Spectrum Density；PSD)的最大保持(Max-hold)值进行评价而得到的结果。其中，分辨率带宽设为100kHz，以4倍的过采样进行了评价。
[表4]
表4.模拟参数
参数 值
带宽 5.0MHz
采样频率 7.68MHz
FFT大小N<sub>FFT</sub> 512
DFT大小M 300
GI长度L<sub>CP</sub> 128
每个子帧的时隙数量 2
每个时隙的RB数量 25
每个时隙的符号数量 6
RCW的过渡时间N<sub>TR</sub> 16,32,64,128,256,512
重叠余量N<sub>OM</sub> N<sub>TR</sub>/2
LPF类型 道尔夫-切比雪夫
LPE的滤波器长度L<sub>F</sub> 37
LPE的阻带衰减 40dB
建议f-RCW方式相较于以往RCW方式，对于窗过渡长度(NTR/NFFT＝1/32、NTR/NFFT＝1/16、NTR/NFFT＝1/8、NTR/NFFT＝1/4、NTR/NFFT＝1/2、NTR/NFFT＝1)，能够在信道边缘(也就是从中心频率偏移的偏移频率为2.5MHz)将OOBE改善约12dB。另外，在从中心频率偏移的偏移频率大于2.65MHz的频域中，能够将OOBE改善约40dB。其结果，建议f-RCW方式相较于以往CP-DFTs-OFDM方式，在信道边缘最大能够改善82dB，在从中心频率偏移的偏移频率大于2.65MHz的频域中，最大能够改善150dB。这是因为：在时间窗的生成过程中，在时间轴上进一步将LPF与RCW卷积，由此能够使时间窗的过渡部分的上升方式变得更平缓，更强力地缓解信号不连续点。另外，从频域的观点来看是因为：通过乘以LPF，从而能够直接使以往RCW方式的旁瓣变小。
B.PAPR(峰值平均功率比特性)
按照表4的各评价要素，评价了建议f-RCW方式、以往RCW方式以及以往CP-DFTs-OFDM方式的发送信号的PAPR特性。其中，调制方式设为QPSK。在图14中示出通过计算机模拟求出的PAPR的互补累积分布函数(CCDF：Complementary Cumulative DistributionFunction)的结果。可知建议f-RCW方式相较于以往RCW方式，对于各窗过渡长度，PAPR特性分别大致等效。
C.BLER(误块率特性)
在表5中示出BLER的特性评价中使用的各要素。
[表5]
表5.用于BLER评价的参数
Figure BDA0003066460590000181
Figure BDA0003066460590000191
在模拟中为了简便，设为将1个传输块分配给1子帧，1个用户占有全部资源块。另外，信道模型使用假设长延迟传播环境且多普勒频率为70Hz的ETU模型。另外，在接收侧，建议f-RCW方式、以往RCW方式以及以往CP-DFTs-OFDM方式中的任一个方式都进行频域均衡，来补偿由多径衰落造成的信道变动。在使用了扩展型(Extended)CP的LTE的上行链路中，使用各时隙的第三符号来发送解调用基准信号。在使用该解调用基准信号来估计信道变动之后，在时间方向上进行线性插值，来估计全部符号的变动。另外，在接收侧的信道均衡使用了MMSE(Minimum Mean Square Error：最小均方误差)滤波器。MMSE滤波器设计为使发送信号与信道均衡后的信号之间的均方误差(Mean Square Error；MSE)变为最小。
在使用了QPSK时，对于各窗过渡长度NTR，建议f-RCW方式的达成BLER＝10-3的Es/No(通信品质)示出与以往RCW方式及以往CP-DFTs-OFDM方式等效的值(参照图15)。
在使用了16QAM的情况下，在NTR/NFFT≤1/2时，建议f-RCW方式的达成BLER＝10-3的Es/No示出与以往RCW方式及以往CP-DFTs-OFDM方式等效的值(参照图16)。
在使用了64QAM的情况下，在NTR/NFFT≤1/4时，建议f-RCW方式的达成BLER＝10-3的Es/No示出与以往RCW方式及以往CP-DFTs-OFDM方式等效的值(参照图17)。
在16QAM、64QAM中，在窗过渡长度大时产生误码平台是因为受到了由于时间窗而产生的符号间干扰、载波间干扰的影响。
接着，为了综合性地示出建议f-RCW方式的有效性，从OOBE特性和BLER特性这两个观点出发评价了建议f-RCW方式。在图18中示出使NTR/NFFT变化时的达成BLER＝10-3的Es/No(通信品质)与信道边缘的相对PSD(OOBE抑制性能)之间的关系。
在使用了QPSK的情况下，若允许达成BLER＝10-3的Es/No劣化0.8dB，则建议f-RCW方式相较于以往CP-DFTs-OFDM方式能够将OOBE改善约90dB，相较于以往的RCW方式能够将OOBE改善约12dB。
在使用了16QAM的情况下，若允许达成BLER＝10-3的Es/No劣化0.1dB，则建议f-RCW方式相较于以往CP-DFTs-OFDM方式能够将OOBE改善约75dB，相较于以往RCW方式能够将OOBE改善约12dB。
在使用了64QAM的情况下，若允许达成BLER＝10-3的Es/No劣化0.2dB，则建议f-RCW方式相较于以往CP-DFTs-OFDM方式能够将OOBE改善约65dB，相较于以往RCW方式能够将OOBE改善约12dB。
在图19中示出使NTR/NFFT发生变化时的、达成BLER＝10-3的Es/No(通信品质)与从中心频率偏移的偏移频率大于2.65MHz的频域中的相对PSD(OOBE抑制性能)之间的关系。
在使用了QPSK的情况下，若允许达成BLER＝10-3的Es/No劣化0.8dB，则建议f-RCW方式相较于以往CP-DFTs-OFDM方式能够将OOBE改善约115dB，相较于以往RCW方式能够将OOBE改善约42dB。
在使用了16QAM的情况下，若允许达成BLER＝10-3的Es/No劣化0.1dB，则建议f-RCW方式相较于以往CP-DFTs-OFDM方式能够将OOBE改善约100dB，相较于以往RCW方式能够将OOBE改善约42dB。
在使用了64QAM的情况下，若允许达成BLER＝10-3的Es/No劣化0.2dB，则建议f-RCW方式相较于以往CP-DFTs-OFDM方式能够将OOBE改善约90dB，相较于以往的RCW方式能够将OOBE改善约42dB。
如上面说明的那样，本发明的其它实施方式提出了将RCW与LPF组合而生成的新的时间窗，以进一步提高在LTE的上行链路中有用的应用了以往RCW的UTW-DFTs-OFDM方式的OOBE抑制性能。通过计算机模拟评价了应用了新的时间窗的UTW-DFTs-OFDM方式的OOBE抑制特性、PAPR特性以及BLER特性。其结果，应用了建议时间窗的UTW-DFTs-OFDM方式在时间窗的窗过渡长度为NTR/NFFT≤1/4时，无论调制方式如何都能够保持与应用以往RCW的UTW-DFTs-OFDM方式等效的通信品质，同时能够在信道边缘将OOBE抑制约12dB，在偏移频率大于2.65MHz的频域中能够进一步将OOBE抑制约40dB。根据上面的结果，可知应用了建议时间窗的UTW-DFTs-OFDM方式是能够保持与应用了以往RCW的UTW-DFTs-OFDM方式等效的通信品质、同时能够大幅提高OOBE抑制性能的有用方式。
上面对本发明的实施方式进行了具体说明，但不限定于上述的各实施方式，能够基于本发明的技术思想进行各种变形。例如本发明还能够应用于矩形窗和升余弦窗RCW以外的窗。另外，也可以与LPF以外的特性的滤波器进行卷积。
附图标记说明
11：信道编码器；12：交织电路；13：调制器；14：PRB映射电路；15：M点DFT电路；16：NFFT点FFT电路；17：CP插入电路；18：加窗电路；19：存储器。

Claims (12)

1.一种发送装置，具有时间轴加窗处理电路，该时间轴加窗处理电路被输入发送符号，对所述发送符号乘以时间窗，
其中，作为所述时间窗，使用预先将任意的滤波器与任意的时间窗卷积而获得的结果。
2.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，
采用正交频分复用即OFDM或者与之类似的方式作为调制方式。
3.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，
所述时间窗是矩形窗。
4.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，
所述时间窗是升余弦窗。
5.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，
所述滤波器是低通滤波器即LPF。
6.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，
所述发送符号具有插入循环前缀即CP后的数据部。
7.一种发送方法，具有时间轴加窗处理，在该时间轴加窗处理中输入发送符号，对所述发送符号乘以时间窗，
其中，作为所述时间窗，使用预先将任意的滤波器与任意的时间窗卷积而获得的结果。
8.根据权利要求7所述的发送方法，其特征在于，
采用正交频分复用即OFDM或者与之类似的方式作为调制方式。
9.根据权利要求7所述的发送方法，其特征在于，
所述时间窗是矩形窗。
10.根据权利要求7所述的发送方法，其特征在于，
所述时间窗是升余弦窗。
11.根据权利要求7所述的发送方法，其特征在于，
所述滤波器是低通滤波器即LPF。
12.根据权利要求7所述的发送方法，其特征在于，
所述发送符号具有插入循环前缀即CP后的数据部。
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