KR20170016653A - 비직교 파형을 갖는 다중 반송파 시스템에서 간섭 성분을 구성하고 채널을 추정하는 방법 및 장치 - Google Patents

비직교 파형을 갖는 다중 반송파 시스템에서 간섭 성분을 구성하고 채널을 추정하는 방법 및 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR20170016653A
KR20170016653A KR1020150110017A KR20150110017A KR20170016653A KR 20170016653 A KR20170016653 A KR 20170016653A KR 1020150110017 A KR1020150110017 A KR 1020150110017A KR 20150110017 A KR20150110017 A KR 20150110017A KR 20170016653 A KR20170016653 A KR 20170016653A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
channel
interference
receiver
channel state
signal
Prior art date
Application number
KR1020150110017A
Other languages
English (en)
Other versions
KR102312579B1 (ko
Inventor
조용호
김경연
김찬홍
윤여훈
설지윤
주레이타 호
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR1020150110017A priority Critical patent/KR102312579B1/ko
Priority to US15/229,032 priority patent/US10237010B2/en
Publication of KR20170016653A publication Critical patent/KR20170016653A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102312579B1 publication Critical patent/KR102312579B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H04L25/0236—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols using estimation of the other symbols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0242—Channel estimation channel estimation algorithms using matrix methods
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)

Abstract

본 개시는 LTE와 같은 4G 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 제공될 5G 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다. 비직교 시스템에서는 심볼간 간섭, 반송파간 간섭이 발생하므로 정확한 채널 추정을 하기 어렵다. 이러한 문제를 해결하기 위해 본 발명은 비직교 시스템에서 검출된 데이터 심볼과 추정된 채널 응답을 이용해 간섭 성분을 구성하는 방법 및 비직교 시스템의 구조와 간섭 성분을 이용한 채널 추정 방법 및 방법을 수행할 수 있는 장치를 제안한다. 본 발명에 따르면, 수신기는 송신기가 전송한 기준 신호와 데이터를 수신하고, 상기 기준 신호 주위의 인접 데이터 심볼을 검출하고, 초기 채널 상태를 추정하고, 상기 인접 데이터 심볼 및 상기 초기 채널 상태를 기반으로 상기 간섭 신호를 구성하고, 상기 구성된 간섭 신호를 기반으로 상기 채널 상태를 추정하고, 상기 추정된 채널 상태를 기반으로 상기 간섭 신호를 재구성하고, 상기 재구성된 간섭 신호를 기반으로 상기 채널 상태를 재추정하는 반복 과정을 수행한다.

Description

비직교 파형을 갖는 다중 반송파 시스템에서 간섭 성분을 구성하고 채널을 추정하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS OF INTERFERENCE RECONSTRUCTION AND CHANNEL ESTIMATION FOR MULTICARRIER SYSTEMS WITH NON-ORTHOGONAL WAVEFORM}
본 발명은 비직교 파형(waveform)을 갖는 다중 반송파(multi-carrier) 시스템에서 간섭 성분을 구성하는 방안을 제안하고, 이를 이용한 채널 추정 방법 및 장치에 대한 것이다.
4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 이후의 시스템이라 불리어지고 있다.
높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.
또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.
이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.
최근 데이터를 고속으로 전송하면서도 주파수 컨파인먼트(confinement)를 높이기 위해 비직교 (Non-orthogonal) 파형(waveform)을 사용한 다중 반송파 (Multi-carrier) 시스템에 대한 연구가 활발히 이루어지고 있다. 비직교 파형을 사용한 대표적인 다중 반송파 시스템으로는 오프셋-QAM(offset-QAM)을 이용한 필터 뱅크 기반 다중 반송파(filter bank multi-carrier, 이하 FBMC) 시스템이 있으며, 오프셋-QAM대신 일반적인 QAM을 지원하는 FBMC 시스템도 제안되고 있다. 또한 최근 활발히 연구되고 있는 일반적인 주파수 분할 다중화(Generalized Frequency Division Multiplexing, GFDM) 역시 비직교 파형을 사용한 다중 반송파 시스템에 속한다.
직교 주파수 다중 반송파 (orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 시스템에서는 데이터가 각각의 부반송파(subcarrier)에 할당되고 역 FFT(inverse FFT, IFFT) 연산을 통해 시간축 신호로 변환되어 전송된다. 이 때 각각의 데이터는 사각필터(rectangular filter)에 의해 변조된다고 볼 수 있으며, 이 사각필터로 인해 각 부반송파간의 직교성을 유지할 수 있게 된다. 하지만 사각필터를 적용할 경우 상당한 크기의 (-13dB)의 유출 전력이 생기게 되므로, OFDM의 경우 상당한 가드 밴드(guard band)가 필요하고, 결국 최대의 주파수 효율을 얻지 못하게 된다. 반면 비직교 파형을 사용한 다중 반송파 시스템은 OFDM에서의 사각필터보다 더 긴 길이의 시간 임펄스 응답을 갖는 필터를 사용하여 훨씬 작은 유출 전력을 가지므로 결과적으로 더 적은 가드밴드를 필요로 하여 주파수 사용 효율을 높일 수 있게 된다.
비직교 파형을 사용한 다중 반송파 시스템에서는 긴 임펄스 응답 필터로 인해 데이터 심볼 역시 OFDM에 비해 더 긴 길이의 심볼을 갖는다. 비직교 시스템에서는 늘어난 심볼길이에 의한 주파수 효율 하락을 방지하기 위해 겹침 및 합산(overlap & sum) 구조를 채택한다.
도 1은 비직교 시스템에서 채택한 겹침 및 합산 구조에 의해 송신 신호가 구성되는 일례를 도시한 도면이다. 도 1에 따르면, M은 나이퀴스트 전송 레이트(Nyquist transmission rate)이고, L은 오버래핑 지수(overlapping factor)라 불리는 2이상의 자연수이며 도 1의 경우 L은 4이나 이는 필터 설계에 따라 달라질 수 있다. 비직교 시스템에서는 다중 반송파 심볼이 M 샘플에 해당하는 시간만큼 지연된 후 전송된다. 반면 각 심볼의 길이는 LM이기 때문에 송신 신호 구성 과정에서 인접 심볼들이 중첩된다. 2번째 심볼(120)의 경우 앞으로는 0번째 심볼(100), 1번째 심볼(110)과 중첩되고, 뒤로는 3번째 심볼(130)과 4번째 심볼(140)과 중첩되게 된다. 이 때 필터의 비직교 특성으로 인해 중첩된 신호들간 심볼간 간섭 (inter-symbol interference, ISI))이 발생하게 된다.
이 뿐만이 아니라 비직교 시스템에서는 필터의 비직교 특성 때문에 같은 심볼내의 다른 부반송파 간의 간섭인 반송파간 간섭(inter-carrier interference, ICI)도 발생한다. 이러한 간섭은 OFDM 시스템과는 달리 비직교 시스템에서는 필터의 비직교 특성 때문에 발생하며, 다시 말하면 OFDM 시스템의 경우 신호 대 간섭비(Signal-to-Interference Ratio, SIR)이 무한대인 반면, 비직교 시스템의 경우 유한한 SIR 값을 갖는다. 이 두 간섭은 비직교 시스템의 수신 과정에 큰 영향을 미치기 때문에 OFDM 시스템과 동일한 수신 성능을 얻기 위해선 두 간섭에 의한 영향을 고려한 수신기 동작이 필수적으로 필요하다.
무선 통신시스템에서 전송 신호는 송신기와 수신기 사이의 무선 채널에 의해 왜곡되어 수신기에 도달하게 된다. 이 때 무선 채널 때문에 발생한 왜곡을 찾는 것을 채널 추정이라 한다. 수신기는 이런 왜곡을 잘 보상하여 전송 신호를 검출하게 된다. 따라서 채널 추정이 정확할수록 왜곡을 잘 보상할 수 있기 때문에 채널 추정은 시스템의 검출 성능에 큰 영향을 미친다.
비직교 시스템에서의 채널 추정은 앞서 설명한 필터에 의해 발생한 간섭으로 인해 OFDM에서의 채널 추정보다 훨씬 더 어려운 문제이며, 그렇기 때문에 현재 활발히 연구되고 있는 주제이다.
본 발명은 비직교 시스템에서 검출된 데이터 심볼과 추정된 채널 응답을 이용해 간섭 성분을 구성하는 방법 및 비직교 시스템의 구조와 간섭 성분을 이용한 채널 추정 방법 및 방법을 수행할 수 있는 장치를 제공한다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명은 수신기가 간섭 신호를 구성해 채널 상태를 추정하는 방법에 있어서, 송신기가 전송한 기준 신호와 데이터를 수신하는 단계; 상기 기준 신호 주위의 인접 데이터 심볼을 검출하는 단계; 초기 채널 상태를 추정하는 단계; 상기 인접 데이터 심볼 및 상기 초기 채널 상태를 기반으로 상기 간섭 신호를 구성하는 단계; 상기 구성된 간섭 신호를 기반으로 상기 채널 상태를 추정하는 단계; 및 상기 추정된 채널 상태를 기반으로 상기 간섭 신호를 재구성하고, 상기 재구성된 간섭 신호를 기반으로 상기 채널 상태를 재추정하는 반복 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한 간섭 신호를 구성해 채널 상태를 추정하는 수신기에 있어서, 송신기가 전송한 기준 신호와 데이터를 수신하는 송수신부; 및 상기 기준 신호 주위의 인접 데이터 심볼을 검출하고, 초기 채널 상태를 추정하고, 상기 인접 데이터 심볼 및 상기 초기 채널 상태를 기반으로 상기 간섭 신호를 구성하고, 상기 구성된 간섭 신호를 기반으로 상기 채널 상태를 추정하고, 상기 추정된 채널 상태를 기반으로 상기 간섭 신호를 재구성하고, 상기 재구성된 간섭 신호를 기반으로 상기 채널 상태를 재추정하는 반복 과정을 수행하도록 제어하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 실시예에 따르면 수신 기준 신호의 인접 송신 신호와 채널 임펄스 응답으로 간섭 신호를 구성하고 이를 채널 추정에 적극적으로 사용함으로써 수신기의 채널 추정 성능을 크게 향상 시킬 수 있다. 특히 본 발명은 채널 추정에 사용되는 기준 신호의 수가 적더라도 종래 기법에 비해 정확히 채널 응답을 추정할 수 있다는 장점이 있다. 구성된 간섭 신호는 채널 추정뿐 아니라 등화과정(equalization)이나 데이터 검출에 재사용될 수 있다.
도 1은 비직교 시스템에서 채택한 겹침 및 합산 구조에 의해 송신 신호가 구성되는 일례를 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명에서 제안하는 수신기의 구조를 도시한 도면이다.
도 3은 시간축 송신 신호를 기반으로 한 간섭 성분 구성 방법의 흐름도이다.
도 4는 주파수축 송신 신호를 기반으로 한 간섭 성분 구성 방법의 흐름도이다.
도 5는 간섭 성분을 활용한 채널 추정 방법을 도시하는 흐름도이다.
도 6은 본 발명의 세 가지 채널 추정 방법 중 어느 방법을 이용할지 결정하는 방법을 도시한 흐름도이다.
도 7은 본 발명의 첫 번째 채널 추정 방법에 따라 채널을 추정하는 방법을 도시한 도면이다.
도 8은 본 발명의 두 번째 채널 추정 방법 중 채널 응답 및 간섭 구성 행렬을 모두 업데이트하는 경우의 방법을 도시한 도면이다.
도 9는 본 발명의 두 번째 채널 추정 방법 중 채널 응답만을 업데이트하는 경우의 방법을 도시한 도면이다.
도 10은 본 발명의 효과를 도시한 도면이다.
도 11은 본 발명의 방법을 실행할 수 있는 또다른 수신기를 도시한 도면이다.
이하, 본 발명의 실시예를 첨부한 도면과 함께 상세히 설명한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
또한, 본 발명의 실시예들을 구체적으로 설명함에 있어서, FBMC 기반의 무선통신 시스템을 주된 대상으로 할 것이지만, 본 발명의 주요한 요지는 겹침 및 합산(overlap & sum) 송수신 구조를 채택한 일반적인 비직교 시스템에 적용 가능하다. 본 발명이 적용될 수 있는 대표적인 시스템으로는 QAM/FBMC, OQAM/FBMC, GFDM, BFDM(biorthogonal frequency division multiplexing), FMT(filterbank multitone) 시스템이 있다.
유사한 기술적 배경 및 채널형태를 가지는 여타의 통신 시스템에도 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 약간의 변형으로 적용 가능하며, 이는 본 발명의 기술분야에서 숙련된 기술적 지식을 가진 자의 판단으로 가능할 것이다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
발명의 동작설명에 앞서 본 발명은 기준 신호(reference signal, RS, 이는 pilot, 파일럿과 혼용 가능하다) 구조에 제약 없이 프리앰블(preamble), 셀 특정 기준 신호(cell-specific RS, CRS), 복조 기준 신호(demodulation RS, DMRS)등 다양한 구조의 기준 신호에 적용 가능하다. 또한 본 발명은 하향링크(downlink, DL)와 상향링크(uplink, UL) 두 가지 경우 모두 적용될 수 있다. 따라서 단말과 기지국 대신 송신기와 수신기라는 표현을 사용하며 상황에 따라 송신기 혹은 수신기를 단말 또는 기지국으로 지칭하고자 한다.
비직교 시스템에서 기준 신호에 영향을 주는 간섭 성분은 크게 송신 신호에 의해 결정되는 값과 채널 임펄스 응답으로 이루어 진다. 편의상 같은 심볼에 할당된 RS만 고려할 때, 비직교 시스템에서 수신되는 기준 신호 는 다음의 식 1과 같이 쓸 수 있다.
[식 1]
Figure pat00001
이 때 YRS 는 주파수 도메인에서 수신되는 기준 신호이고, PT는 필터 계수 행렬(filter coefficient matrix), X[k]는 k번째 심볼에서 전송되는 신호, W[0]은 잡음 벡터, WN은 N-포인트 DFT 행렬, T[k]는 절단 행렬(truncation matrix)를 의미한다. H[k]는 채널 행렬을 의미한다.
위 식 1은 아래 식 2와 같은 형태로 변환할 수 있다.
[식 2]
Figure pat00002
이 때
Figure pat00003
이고
Figure pat00004
이다. H는 채널 임펄스 응답(channel impulse response)를 의미한다.
위 식 2에서
Figure pat00005
은 간섭 성분을 의미한다. 따라서 수신기가 간섭 성분을 구성하기 위해선 기준 신호 주변의 검출된 송신 신호와 채널 임펄스 응답의 추정값이 필요하다.
도 2는 본 발명에서 제안하는 수신기의 구조를 도시한 도면이다. 도 2에 따르면, 본 발명에서 제안하는 수신기는 FFT 부(200), 정합 필터링을 수행하는 필터 행렬부(210), 간섭 성분 구성기(220), 채널 임펄스 응답 추정기(230), 심볼 레벨로 데이터를 검출하는 데이터 검출부(240), FFT부(250), 채널 주파수 응답(channel frequency response) 추정부(260), FFT부 채널 디코딩을 수행하는 채널 디코딩부(270) 으로 구성된다.
특히 본 발명에서 새롭게 제안하는 간섭 성분 구성기(220)는 크게 간섭 성분을 구성하기 위해 기준 신호 주변의 시간 및 주파수상으로 필요한 송신 신호의 범위인 윈도우를 결정하고 이를 바탕으로 송신 신호를 검출하는 부분, 검출된 송신 신호를 처리하는 부분, 마지막으로 검출된 송신신호에 의해 결정되는 값과 채널 임펄스 응답 추정기(230)에서 추정된 채널 임펄스 응답 추정값을 이용하여 간섭 성분을 구성하는 부분으로 이루어진다. 채널 임펄스 응답 추정기(230)은 간섭 성분 구성기에서 구성된 간섭 성분 및 계산된 채널 추정기를 이용해 채널 임펄스 응답을 계산한다.
본 발명에서는 두 가지 방식의 간섭 성분 구성 방법을 제안한다. 첫 번째는 시간축 송신 신호를 기반으로 한 간섭 성분 구성 방안이며, 두 번째는 주파수축 송신 신호를 기반으로 한 간섭 성분 구성 방안이다.
도 3은 시간축 송신 신호를 기반으로 한 간섭 성분 구성 방법의 흐름도이다. 도 3에 따르면, 수신기는 기준 신호에 인접한 데이터의 윈도우를 결정(300)한다. 이는 기준 신호에 인접한 데이터 심볼 중 어느 범위까지 간섭 성분을 구성하기 위해 고려할 것인지 결정하는 것이다. 윈도우가 커지면 간섭 성분 구성의 정확도가 높아지나 계산의 복잡도가 커지게 된다. 윈도우를 결정하기 위해 채널 상황을 반영한 SNR 및/또는 신호 대 간섭 및 잡음비(Signal to interference and noise ratio, SINR) 및 단말의 이동성(mobility) 및 변조 및 코딩 스킴(modulation and coding scheme, MCS)가 고려될 수 있다. 또한 FBMC 시스템의 특징을 반영한 겹침 및 합산 구조의 오버래핑 팩터 L 및 주위 심볼에 적용된 송신 필터의 간섭 정도를 나타낸 필터 간섭 표가 고려될 수 있다. 또한 자원 블록(resource block, RB) 상에서 부반송파가 어디에 위치해있는지에 따라 윈도우가 달라질 수 있으며, 최대 채널 길이(maximum delay spread)나 인접 셀(cell) 및 사용자의 상황이 고려될 수 있다. 윈도우는 채널 상황이나 FBMC 시스템의 특징에 따라 미리 결정되어 있을 수 있고, 또는 적응적으로 가변할 수 있다.
이 후 수신기는 결정한 윈도우에 따라 주파수축의 데이터 심볼을 검출(310)한다. 수신기는 검출한 데이터 심볼을 필터 주파수 응답을 고려해 LM-포인트 IFFT를 수행해 시간축으로 변환(310)하고, 시간축 데이터 심볼을 이용해 퇴플리츠 행렬(Toeplitz matrix)를 구성(330)한다. 이 과정에서 최대 채널 길이가 고려될 수 있다. 이 후 기준 신호에 인접한 데이터 심볼에 적용될 절단 행렬(truncation matrix)을 이용해 인접 데이터 심볼을 절단(340)하고, 다시 시간축 데이터 심볼을 필터 주파수 응답을 고려해 LM-포인트 FFT를 수행해 주파수축으로 변환(350)한 후 변환된 송신 신호와 추정된 채널 임펄스 응답을 이용해 간섭을 구성(360)한다.
이 때 도 3의 350까지의 과정은 수학식
Figure pat00006
을 계산하는 과정과 동일하다. 수신기는 주파수축 데이터 심볼 X[k] 를 검출(310)하고, 검출된 주파수축 데이터 심볼을 시간축으로 변환(320)하기 위해 WN HPT 행렬을 곱한다. 검출된 주파수축 심볼을 모아 퇴플리츠 행렬을 구성한 후, 절단 행렬 T[k]를 곱해 인접 데이터 심볼을 절단(350)하고, PT HWN 행렬을 곱해 데이터 심볼을 주파수축으로 변환한다. 이 때 절단 행렬은 FBMC 시스템의 겹침 및 합산 구조, 즉 심볼 간격을 고려해 결정될 수 있다.
도 4는 주파수축 송신 신호를 기반으로 한 간섭 성분 구성 방법의 흐름도이다. 이러한 방법에서 검출된 송신 신호에 의해 구성되는 간섭 성분은 아래 식 3과 같다.
[식 3]
Figure pat00007
이 때 γk는 전력 감소 계수(power reduction coefficient)이고 Θk,n 은 위상-회전 계수 행렬(phase-shift coefficient matix)이다.
도 4에 따르면, 수신기는 기준 신호에 인접한 데이터의 윈도우를 결정(400)한다. 이러한 과정에는 도 3에서 데이터의 윈도우를 결정하기 위해 고려되었던 사항이 고려될 수 있다. 수신기는 결정한 윈도우에 따라 주파수축의 데이터 심볼을 검출(410)한다. 이후 수신기는 전력 감소 계수 γk를 계산한다. 이는 필터 시간 임펄스 응답, 겹침 및 합산 구조의 심볼 간격 및 오버래핑 팩터 L을 고려해 결정할 수 있다. 이후 수신기는 위상-회전 계수 행렬을 계산한다. 위상-회전 계수 행렬 Θk,n 는 필터 주파수 응답, 겹침 및 합산 구조의 심볼 간격 및 오퍼래핑 팩터 L, 최대 채널 길이 자원 블록(resource block, RB) 상에서 부반송파가 어디에 위치해있는지에 따라 결정될 수 있다. 또한 각 주파수축의 데이터 심볼에 적용되는 전력 감소 계수는 동일한 값일 수 있으나, 위상-회전 계수 행렬은 각 데이터 심볼마다 달라질 수 있다. 수신기는 계산된 전력 감소 계수 및 위상-회전 계수 행렬 및 변환된 송신 신호와 채널 임펄스 응답 추정값을 이용해 간섭 성분을 구성(440)한다.
간섭 구성에 이용되는 계수는 사용하는 필터가 달라지는 경우, 또는 심볼의 자원 블록상의 위치에 따라, 또는 채널 상황이 달라질 경우 달라질 수 있다. 도 3의 시간축 송신 신호를 이용한 간섭 구성 방법의 경우 간섭 성분을 정확하게 구성할 수 있으나 수신기의 계산량이 크다는 단점이 있고, 도 4의 주파수축 송신 신호를 이용한 간섭 구성 방법의 경우 간섭 성분을 근사해 구성하는 방법이나 수신기의 계산량이 적다는 장점이 있다. 시간축 송신 신호를 기반으로 한 간섭 성분 구성 방법과 주파수축 송신 신호 기반으로 한 간섭 성분 구성 방법의 차이는 검출된 송신 신호를 변환하는 방법에 있으며, 나머지 과정들은 실질적으로 동일하다.
다음으로 본 발명에서 제안하는 구성된 간섭 성분을 활용한 채널 추정 방법에 대해 기술한다. 본 발명에서 고려하는 채널 추정기는 아래의 식 4와 같이 쓸 수 있다.
[식 4]
Figure pat00008
이 때, Cα는 채널 공분산 행렬(channel covariance matrix), σI 2는 간섭 분산(interference variance), σn 2는 잡음 분산(noise variance)를 의미한다. 수신기는 식 4의 채널 추정기를 이용해 채널 임펄스 응답을 아래 식 5과 같이 추정할 수 있다.
[식 5]
Figure pat00009
이 때 식 5의 z 및 식 4의 G는 아래 도 5에 의해 결정된다.
도 5는 간섭 성분을 활용한 채널 추정 방법을 도시하는 흐름도이다. 도 5에 따르면, 수신기는 간섭 구성기를 통해 구한 간섭 성분(500)을 이용하여 잡음과 간섭의 분산을 추정(510)한다. 이 때 SNR/SINR, 단말의 이동성 유무, 주위 심볼에 적용된 송신 필터의 시간/주파수상 간섭 정도를 나타낸 표, 인접 셀 혹은 셀 내 사용자간 간섭 정보 등이 잡음과 간섭의 분산을 추정 시 활용될 수 있다.
다음으로 수신기는 채널 추정기를 결정(520)한다. 이 때 송신 기준 신호, 간섭 성분 구성 방식, SNR/SINR, 단말의 이동성 유무, MCS, 간섭 구성 방식, 필터 주파수 응답 정보 등이 채널 추정기 결정에 이용될 수 있다. 마지막으로 수신 기준 신호와 채널 추정기를 이용하여 채널 임펄스 응답을 추정(530)한다.
본 발명에서는 구성된 간섭 성분을 이용해 채널을 추정하는 세 가지 방법을 제안한다. 첫 번째로 재구성된 인접 심볼을 이용해 채널 추정값을 업데이트하는 방법, 두 번째로 구성된 간섭 성분을 수신 심볼에서 제하는 방법으로 채널 추정값을 업데이트하는 방법, 세 번째로 간섭 성분의 통계적 특성을 이용해 채널 추정값을 계산하는 방법이 있다.
도 6은 본 발명의 세 가지 채널 추정 방법 중 어느 방법을 이용할지 결정하는 방법을 도시한 흐름도이다. 도 6에 따르면, 수신기는 600 단계에서 SNR이나 SINR이 제 1 문턱값보다 높을 경우, 수신기의 이동성이 제 2 문턱값보다 높을 경우, 수신기에 적용되는 MCS 레벨이 제 3 문턱값보다 높을 경우 수신기는 z값을 YRS 로 결정(610)한다. 그렇지 않을 경우 수신기는 채널을 추정하기 위해 간섭 성분 제거 기법을 사용할지 여부를 판단(630)한다. 제 1 내지 제 3 문턱값은 미리 정해진 값일 수 있으며, 송신 필터 및 채널 상황, 겹침 및 합산 구조 등을 감안해 가변적으로 결정될 수 있다. 또한 수신기는 600 단계에서 간섭 구성 방식에 따라 610 또는 620 단계를 선택할 수 있다. 수신기에서 데이터 심볼을 검출함에 있어 신호의 SNR, SINR, MCS 레벨에 따라 요구되는 채널 추정의 정확도가 다를 수 있다. 예를 들어 송신 신호의 MCS 레벨이 높은 경우 매우 정확한 채널 추정이 필요하다. SNR 혹은 SINR이 낮은 상황에서는 정확한 채널 추정이 요구되지 않을 수 있다. 따라서 본 발명에서 제안한 세 가지 채널 추정 방법간에 복잡도와 채널 추정 정확도가 다르기 때문에 SNR, SINR, MCS 레벨에 따라 요구되는 채널 추정의 정확도에 맞게 적절한 채널 추정 방법을 선택해야 한다.
610 단계에서 z값을 YRS 로 결정한 후 수신기는 식 4의 G값을
Figure pat00010
로 결정(620)한다. 수신기는 630 단계에서 간섭 성분 제거 기법을 적용한다면
Figure pat00011
로 결정(640)한다. 이는 z값에서 구성된 간섭 성분을 제하는 것이다. 이후 수신기는 G값을
Figure pat00012
로 결정(660)한다. 수신기는 630 단계에서 간섭 성분 제거 기법을 적용하지 않는다면 z값을 YRS 로 결정(650)하고 G값을
Figure pat00013
로 결정(660)한다. 620 단계의 채널 추정 방법은 위의 첫 번째 방법이고, 630 단계에서 간섭 성분 제거 기법을 적용한 채널 추정 방법은 위의 두 번째 방법이고, 630 단계에서 간섭 성분 제거 기법을 적용하지 않은 채널 추정 방법은 위의 세 번째 방법이다.
수신기는 도 6을 통해 결정된 z 및 G 값을 이용해 식 4에 따라 채널 추정기를 생성하고, 식 5에 따라 채널 주파수 응답을 추정하게 된다. 수신기는 추정된 채널 주파수 응답을 기반으로 다시 채널 추정기를 업데이트하거나, 재구성된 간섭을 업데이트 할 수 있다.
도 7은 본 발명의 첫 번째 채널 추정 방법에 따라 채널을 추정하는 방법을 도시한 도면이다. 도 7에 따르면, 수신기는 초기 채널을 추정(700)하고, 초기 인접 데이터를 검출(710)한다. 수신기는 초기 채널과 초기 인접 데이터를 기초로 초기 간섭을 재구성(720)하고, 구성된 초기 간섭과 파일럿 신호(780)를 이용해 식 4의 채널 추정기를 계산(730)한다. 수신기는 730 단계에서 계산된 채널 추정기를 기반으로 식 5에 따라 채널을 추정(740)하고, 다시 추정된 채널을 기반으로 인접 데이터를 검출(760)한다. 수신기는 재검출된 인접 데이터를 기반으로 간섭을 재구성(770)하고, 재구성된 간섭 성분을 이용해 다시 채널 추정기를 계산(730)한다. 수신기는 다시 계산된 채널 추정기를 이용해 채널을 추정(740)하고 정해진 반복 횟수 동안 채널 추정기를 업데이트 후 최종적으로 M 또는 LM 포인트 채널 주파수 응답을 추정(750)한다.
채널 추정기를 업데이트하는 반복 횟수는 SNR 또는 SINR, MCS, 채널 상태 또는 FBMC 시스템에 따라 미리 정해져 있을 수 있다. 또는 채널 추정기를 업데이트하는 과정 중 수신된 기준 신호에서 기준 신호와 구성된 간섭 성분을 제한 결과와 잡음의 분산을 비교하거나 반복적으로 추정된 채널값 간의 차이가 특정 문턱값보다 작게 될 경우 반복을 중단할 수도 있다. 이러한 반복 횟수는 다른 채널 추정 방법의 반복에도 적용될 수 있다.
이 때 z값은 YRS가 되고, G값은
Figure pat00014
가 된다.
도 8은 본 발명의 두 번째 채널 추정 방법 중 채널 응답 및 간섭 구성 행렬을 모두 업데이트하는 경우의 방법을 도시한 도면이다. 도 8에 따르면, 수신기는 초기 채널을 추정(800)하고, 초기 인접 데이터를 검출(810)한다. 수신기는 초기 채널과 초기 인접 데이터를 기초로 초기 간섭을 재구성(820)하고, 수신된 파일럿 신호에서 구성된 초기 간섭을 제하는 방법으로 간섭을 제거(830)한다. 수신기는 간섭이 제거된 수신 신호 및 파일럿 신호(880)를 기반으로 계산된 채널 추정기(890)를 기반으로 채널을 추정하고(840), 다시 추정된 채널을 기반으로 인접 데이터를 검출(860)한다. 수신기는 재검출된 인접 데이터를 기반으로 간섭을 재구성(870)하고, 재구성된 간섭 성분을 기반으로 다시 수신된 파일럿 신호에서 재구성된 간섭을 제거(830)한다. 수신기는 다시 재구성된 간섭이 제거된 수신 신호 및 파일럿 신호를 기반으로 식 4 및 식 5를 통해 채널을 추정(840)한다. 수신기는 정해진 반복 횟수 동안 채널 추정 및 간섭 구성 행렬을 업데이트 한 후 최종적으로 M 또는 LM 포인트 채널 주파수 응답을 추정(850)한다.
이 때 z값은
Figure pat00015
이 되고 G값은
Figure pat00016
이 된다.
도 9는 본 발명의 두 번째 채널 추정 방법 중 채널 응답만을 업데이트하는 경우의 방법을 도시한 도면이다. 도 9에 따르면, 수신기는 수신기는 초기 채널을 추정(900)하고, 초기 인접 데이터를 검출(910)한다. 수신기는 초기 채널과 초기 인접 데이터를 기초로 초기 간섭을 재구성(920)하고, 수신된 파일럿 신호에서 구성된 초기 간섭을 제하는 방법으로 간섭을 제거(930)한다. 수신기는 간섭이 제거된 수신 신호 및 파일럿 신호(960)를 기반으로 계산한 채널 추정기(970)을 기반으로 채널을 추정하고(840), 다시 추정된 채널과 초기 인접 데이터를 기반으로 간섭을 재구성하여 수신된 기준 신호로부터 재구성된 간섭을 제거(930)한다. 수신기는 다시 재구성된 간섭이 제거된 수신 신호 및 파일럿 신호를 기반으로 식 4 및 식 5를 통해 채널을 추정(940)한다. 수신기는 정해진 반복 횟수 동안 채널 추정 및 간섭 구성 행렬을 업데이트 한 후 최종적으로 M 또는 LM 포인트 채널 주파수 응답을 추정(950)한다.
이 때 z값은
Figure pat00017
이 되고 G값은
Figure pat00018
이 된다.
본 발명의 세 번째 채널 추정 방법은 간섭 성분의 통계적 특성을 이용해 채널 추정값을 계산하는 방법으로, 식 4의 간섭 분산값을 송신 필터의 간섭 표로부터 추정해 채널 추정기를 계산하는 방법이다.
이 때 z값은 YRS가 되고 G값은
Figure pat00019
이 된다.
도 10은 본 발명의 효과를 도시한 도면이다. 도 10에 따르면, 기존의 채널 추정 방법과 본 발명에서 제안한 채널 추정 방법에 따른 채널 추정의 MSE(mean square error)를 SNR에 따라 도시한 결과, 기존의 채널 추정 방법에 비해 본 발명에서 제안한 채널 추정 방법에 따를 경우 MSE가 낮아지는 것을 확인할 수 있다. 또한 완벽한 채널 추정의 경우와 기존의 채널 추정 방법 및 본 발명에서 제안한 채널 추정 방법에 따른 BER (bit error rate)을 SNR에 따라 도시한 결과, 기존의 채널 추정 방법에 비해 본 발명에서 제안한 채널 추정 방법에 따를 경우 SNR 10dB 정도의 향상 효과를 볼 수 있다.
도 11은 본 발명의 방법을 실행할 수 있는 또 다른 수신기를 도시한 도면이다. 수신기(1100)은 송수신부(1110) 및 제어부(1120)으로 구성되고, 송수신부(1110)는 송신기(도시되지 않음)이 전송한 기준 신호 및 데이터를 수신한다. 제어부(1120)는 본 발명의 도 3 내지 도 9에 도시된 방법을 수행한다. 보다 구체적으로, 제어부(1120)는 기준 신호 인접 데이터에 대한 윈도우를 결정하고, 초기 데이터 심볼 및 초기 채널을 추정하고, 간섭을 구성하고, 채널 추정기를 결정하고, 채널을 추정하고, 채널 임펄스 응답을 추정할 수 있다. 또한 이러한 과정을 위한 연산을 수행할 수 있다.
본 발명은 수신된 기준 신호의 인접 송신신호와 채널 임펄스 응답으로 간섭 신호를 구성하고 이를 채널 추정에 적극적으로 사용함으로써 채널 추정 성능을 크게 향상 시킬 수 있다. 특히 본 발명은 채널추정에 사용되는 기준 신호의 수가 적더라도 종래 기법에 비해 정확히 채널 응답을 추정할 수 있다는 장점이 있다. 구성된 간섭 신호는 채널 추정뿐 아니라 등화과정(equalization)이나 데이터 검출에 재사용될 수도 있다. 본 발명은 채널의 시간 임펄스 응답을 추정하기 때문에 주파수축에서 부반송파에 해당하는 채널 주파수 응답뿐만 아니라 오버샘플(oversample)된 채널 주파수 응답도 얻을 수 있다. 오버샘플된 채널 주파수 응답은 비직교 시스템에서 수신기 성능 향상을 위한 등화과정에 반드시 필요하다.본 발명은 겹침 및 합산 송신 구조를 채택한 일반적인 비직교 시스템에 적용 가능하다.

Claims (20)

  1. 수신기가 간섭 신호를 구성해 채널 상태를 추정하는 방법에 있어서,
    송신기가 전송한 기준 신호와 데이터를 수신하는 단계;
    상기 기준 신호 주위의 인접 데이터 심볼을 검출하는 단계;
    초기 채널 상태를 추정하는 단계;
    상기 인접 데이터 심볼 및 상기 초기 채널 상태를 기반으로 상기 간섭 신호를 구성하는 단계;
    상기 구성된 간섭 신호를 기반으로 상기 채널 상태를 추정하는 단계; 및
    상기 추정된 채널 상태를 기반으로 상기 간섭 신호를 재구성하고, 상기 재구성된 간섭 신호를 기반으로 상기 채널 상태를 재추정하는 반복 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 상태 추정 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 인접 데이터 심볼을 검출하는 범위인 윈도우를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 상태 추정 방법.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 간섭 신호를 기반으로 채널 추정기를 계산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 상태 추정 방법.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 채널 추정기를 기반으로 추정된 상기 채널 상태를 기반으로 상기 인접 데이터 심볼을 재검출하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 상태 추정 방법.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 채널 추정기 J는
    Figure pat00020
    이고,
    Cα는 채널 공분산 행렬(channel covariance matrix), σI 2는 간섭 분산(interference variance), σn 2는 잡음 분산(noise variance)인 것을 특징으로 하는 채널 상태 추정 방법.
  6. 제 5항에 있어서, 상기 채널 상태는 채널 임펄스 응답 h에 의해 결정되고, 상기 채널 임펄스 응답은
    Figure pat00021
    에 의해 계산되며, z는 YRS이고, G는
    Figure pat00022
    인 것을 특징으로 하는 채널 상태 추정 방법.
  7. 제 1항에 있어서, 상기 간섭 신호를 기반으로 수신된 기준 신호에서 상기 간섭 신호를 제하는 간섭 제거를 수행하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 상태 추정 방법.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 간섭이 제거된 수신된 기준 신호를 기반으로 추정한 상기 채널 상태를 기반으로 상기 인접 데이터 심볼을 재검출하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 상태 추정 방법.
  9. 제 8항에 있어서, 상기 채널 상태는 채널 임펄스 응답 h에 의해 결정되고, 상기 채널 임펄스 응답은
    Figure pat00023
    에 의해 계산되며, 채널 추정기 J는
    Figure pat00024
    이고
    Figure pat00025
    이고 G는
    Figure pat00026
    이며 Cα는 채널 공분산 행렬(channel covariance matrix), σI 2는 간섭 분산(interference variance), σn 2는 잡음 분산(noise variance)인 것을 특징으로 하는 채널 상태 추정 방법.
  10. 상기 1항에 있어서, 상기 채널 상태는 채널 임펄스 응답 h에 의해 결정되고, 상기 채널 임펄스 응답은
    Figure pat00027
    에 의해 계산되며, 채널 추정기 J는
    Figure pat00028
    이고 z는 YRS이고 G는
    Figure pat00029
    이며 Cα는 채널 공분산 행렬(channel covariance matrix), σI 2는 간섭 분산(interference variance), σn 2는 잡음 분산(noise variance)이며, 상기 잡음 분산은 초기 채널 상태에서 추정되는 것을 특징으로 하는 채널 상태 추정 방법.
  11. 간섭 신호를 구성해 채널 상태를 추정하는 수신기에 있어서,
    송신기가 전송한 기준 신호와 데이터를 수신하는 송수신부; 및
    상기 기준 신호 주위의 인접 데이터 심볼을 검출하고, 초기 채널 상태를 추정하고, 상기 인접 데이터 심볼 및 상기 초기 채널 상태를 기반으로 상기 간섭 신호를 구성하고, 상기 구성된 간섭 신호를 기반으로 상기 채널 상태를 추정하고, 상기 추정된 채널 상태를 기반으로 상기 간섭 신호를 재구성하고, 상기 재구성된 간섭 신호를 기반으로 상기 채널 상태를 재추정하는 반복 과정을 수행하도록 제어하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  12. 제 11항에 있어서, 상기 제어부는 상기 인접 데이터 심볼을 검출하는 범위인 윈도우를 더 결정하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  13. 제 11항에 있어서, 상기 제어부는 상기 간섭 신호를 기반으로 채널 추정기를 더 계산하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  14. 제 13항에 있어서, 상기 제어부는 상기 채널 추정기를 기반으로 추정된 상기 채널 상태를 기반으로 상기 인접 데이터 심볼을 더 재검출하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  15. 제 14항에 있어서, 상기 채널 추정기 J는
    Figure pat00030
    이고,
    Cα는 채널 공분산 행렬(channel covariance matrix), σI 2는 간섭 분산(interference variance), σn 2는 잡음 분산(noise variance)인 것을 특징으로 하는 수신기.
  16. 제 15항에 있어서, 상기 채널 상태는 채널 임펄스 응답 h에 의해 결정되고, 상기 채널 임펄스 응답은
    Figure pat00031
    에 의해 계산되며, z는 YRS이고, G는
    Figure pat00032
    인 것을 특징으로 하는 수신기.
  17. 제 11항에 있어서, 상기 제어부는 상기 간섭 신호를 기반으로 수신된 기준 신호에서 상기 간섭 신호를 제하는 간섭 제거를 더 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  18. 제 17항에 있어서, 상기 제어부는 상기 간섭이 제거된 수신된 기준 신호를 기반으로 추정한 상기 채널 상태를 기반으로 상기 인접 데이터 심볼을 더 재검출하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  19. 제 18항에 있어서, 상기 채널 상태는 채널 임펄스 응답 h에 의해 결정되고, 상기 채널 임펄스 응답은
    Figure pat00033
    에 의해 계산되며, 채널 추정기 J는
    Figure pat00034
    이고
    Figure pat00035
    이고 G는
    Figure pat00036
    이며 Cα는 채널 공분산 행렬(channel covariance matrix), σI 2는 간섭 분산(interference variance), σn 2는 잡음 분산(noise variance)인 것을 특징으로 하는 수신기.
  20. 상기 11항에 있어서, 상기 채널 상태는 채널 임펄스 응답 h에 의해 결정되고, 상기 채널 임펄스 응답은
    Figure pat00037
    에 의해 계산되며, 채널 추정기 J는
    Figure pat00038
    이고 z는 YRS이고 G는
    Figure pat00039
    이며 Cα는 채널 공분산 행렬(channel covariance matrix), σI 2는 간섭 분산(interference variance), σn 2는 잡음 분산(noise variance)이며, 상기 잡음 분산은 초기 채널 상태에서 추정되는 것을 특징으로 하는 수신기.
KR1020150110017A 2015-08-04 2015-08-04 비직교 파형을 갖는 다중 반송파 시스템에서 간섭 성분을 구성하고 채널을 추정하는 방법 및 장치 KR102312579B1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020150110017A KR102312579B1 (ko) 2015-08-04 2015-08-04 비직교 파형을 갖는 다중 반송파 시스템에서 간섭 성분을 구성하고 채널을 추정하는 방법 및 장치
US15/229,032 US10237010B2 (en) 2015-08-04 2016-08-04 Method and apparatus of constructing interference component and estimating channel for multicarrier systems with non-orthogonal waveform

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020150110017A KR102312579B1 (ko) 2015-08-04 2015-08-04 비직교 파형을 갖는 다중 반송파 시스템에서 간섭 성분을 구성하고 채널을 추정하는 방법 및 장치

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20170016653A true KR20170016653A (ko) 2017-02-14
KR102312579B1 KR102312579B1 (ko) 2021-10-14

Family

ID=58053137

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020150110017A KR102312579B1 (ko) 2015-08-04 2015-08-04 비직교 파형을 갖는 다중 반송파 시스템에서 간섭 성분을 구성하고 채널을 추정하는 방법 및 장치

Country Status (2)

Country Link
US (1) US10237010B2 (ko)
KR (1) KR102312579B1 (ko)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9979583B2 (en) * 2015-09-25 2018-05-22 Nxp Usa, Inc. Methods and system for generating a waveform for transmitting data to a plurality of receivers and for decoding the received waveform
US11785420B2 (en) * 2021-03-31 2023-10-10 Apple Inc. Angle-based positioning improvements in presence of non line of sight reference signals
US11736321B2 (en) * 2022-01-24 2023-08-22 Qualcomm Incorporated Online spur detection and mitigation
CN116016051B (zh) * 2022-12-28 2023-10-10 哈尔滨工程大学 基于基扩展模型的fbmc-oqam系统信道拟合与估计方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140198688A1 (en) * 2013-01-17 2014-07-17 Broadcom Corporation Method and Apparatus for Reducing Self Interference
US20140226600A1 (en) * 2011-09-14 2014-08-14 St-Ericsson Sa Channel Estimation Method, Channel Estimation Apparatus and Communication Device for CDMA Systems
US20150003359A1 (en) * 2012-01-25 2015-01-01 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America Terminal, base station, transmission method, and reception method

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103368889B (zh) 2012-03-29 2016-06-29 上海贝尔股份有限公司 滤波器组多载波信号发射及信道估计的方法和装置
CN103888406B (zh) 2014-03-28 2017-02-15 华中科技大学 一种滤波器组多载波系统的数据传输方法
SG11201610674QA (en) * 2014-06-26 2017-02-27 Huawei Tech Co Ltd Interference cancellation apparatus and method

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140226600A1 (en) * 2011-09-14 2014-08-14 St-Ericsson Sa Channel Estimation Method, Channel Estimation Apparatus and Communication Device for CDMA Systems
US20150003359A1 (en) * 2012-01-25 2015-01-01 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America Terminal, base station, transmission method, and reception method
US20140198688A1 (en) * 2013-01-17 2014-07-17 Broadcom Corporation Method and Apparatus for Reducing Self Interference

Also Published As

Publication number Publication date
KR102312579B1 (ko) 2021-10-14
US10237010B2 (en) 2019-03-19
US20170041097A1 (en) 2017-02-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8630359B2 (en) Radio transmission method, radio reception method, radio transmission apparatus and radio reception apparatus
Gaspar et al. Low complexity GFDM receiver based on sparse frequency domain processing
KR100996535B1 (ko) 다중입출력 안테나 직교주파수 분할 다중화 시스템의 셀간 간섭 완화를 위한 공간 공분산 행렬 추정 기법을 이용한 셀간 간섭 완화 방법 및 이를 이용한 셀간 간섭 완화 수신 장치
CN101682588B (zh) 用于ofdm系统的信道估计器
CN107306238B (zh) 载波调制信号的接收、发送方法及相应接收机与发射机
JP2009152876A (ja) 無線通信システム、受信装置及び受信方法
WO2009107146A1 (en) Optimal training sequence and channel estimation method and system for superimposed training based ofdm systems
JP2009152877A (ja) 無線通信システム、受信装置、受信方法
KR102312579B1 (ko) 비직교 파형을 갖는 다중 반송파 시스템에서 간섭 성분을 구성하고 채널을 추정하는 방법 및 장치
CN110266627B (zh) 基于伪导频和判决反馈的cir和cfo联合估计方法
Chisab et al. Performance evaluation Of 4G-LTE-SCFDMA scheme under SUI And ITU channel models
Okano et al. Overlap-windowed-DFTs-OFDM with overlap FFT filter-bank for flexible uplink access in 5G and beyond
Al-kamali et al. Equalization and carrier frequency offsets compensation for the SC-FDMA system
JP2020088576A (ja) 送信装置および送信方法
Shaikh et al. Performance Evaluation of LTE Physical Layer Using SC-FDMA & OFDMA
Samal et al. 5G communication networks and modulation schemes for next-generation smart grids
Li et al. Comparison of Spectral Efficiency for OFDM and SC-FDE under IEEE 802.16 Scenario
Rana et al. An adaptive LMS channel estimation method for LTE SC-FDMA systems
Hussein et al. Least square estimation-based different fast fading channel models in mimo-ofdm systems
Kuriki et al. Enhanced UF-OFDM for long-delay multipath fading environment
KR20090035790A (ko) 무선통신시스템에서 채널 추정 장치 및 방법
Miyake et al. Hybrid single-carrier and multi-carrier system: Widening uplink coverage with optimally selecting SDM or join FDE/antenna diversity
He et al. Performance comparison of single-carrier and multi-carrier waveforms over terahertz wireless channels
Mozan et al. Performance of Downlink Channel Equalization in Various Modulation Mappings for Long Term Evolution Systems.
Zhang et al. Linearly time-varying channel estimation and symbol detection for OFDMA uplink using superimposed training

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant