WO2020095986A1 - 光伝送システム - Google Patents

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symbol
unit
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山本　秀人
聖司 岡本
陽 増田
寛樹 谷口
木坂　由明
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    • H04L25/4917—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes

Definitions

  • the present invention relates to an optical transmission system.
  • optical signal modulation technology that enables transmission of large-capacity traffic and optical transmission networks that use optical signal multiplexing technology are becoming widespread.
  • digital coherent technology combining coherent detection and digital signal processing technology is widely used in an ultrahigh-speed optical transmission system in which the transmission rate per wave is 100 Gbit / sec (hereinafter referred to as “Gb / s”) or more. It has become to.
  • Gb / s the transmission rate per wave
  • LTE Long Term Evolution
  • the cost is lower than that of the digital coherent technology described above, that is, 100 Gb / s class is achieved by a simpler transmission / reception device configuration. Realization of ultra-high-speed optical transmission is required.
  • a polarization multiplexing QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) modulation method (hereinafter referred to as “PDM-QPSK” (Polarization Division Multiplexing) -QPSK) is generally used. ..
  • the modulation speed when PDM-QPSK is used is about 25 GBd (GigaBaud).
  • the modulation rate in the case of performing ultra-high speed optical transmission of 100 Gb / s class using the PAM4 modulation method is about 50 GBd. Therefore, the signal spectrum when using PAM4 is a signal spectrum that occupies a wider frequency than the PDM-QPSK system.
  • Occupying a wide frequency means that when the PAM4 modulation method is applied to realize 100 Gb / s class ultra-high-speed optical transmission, waveform deterioration due to band limitation of an electric device is higher than that of the PDM-QPSK method. It means that it will be greatly affected. Further, in the direct detection method, the waveform deterioration due to the chromatic dispersion of the transmission fiber cannot be compensated by the digital signal processing. Therefore, when the PAM4 method is applied, the signal quality deterioration due to the chromatic dispersion is also a big problem. Become.
  • the signal quality deterioration due to chromatic dispersion is proportional to the square of the modulation speed, the signal quality deterioration due to chromatic dispersion becomes remarkable especially for a signal modulated at a light speed of 50 Gbaud or more.
  • Non-Patent Document 1 an encoding method called a probability shaping method (Probabilistic Shaping) has been proposed as a method for improving the reception sensitivity of an optical signal (see Non-Patent Document 1, for example).
  • the method described in Non-Patent Document 1 is intended to improve the reception sensitivity in a Gaussian noise environment, and therefore, in an inter-symbol interference environment caused by frequency response such as band limitation and chromatic dispersion. It cannot be applied to the method that realizes the improvement of the reception sensitivity of. Therefore, there is a problem in that deterioration of signal quality cannot be suppressed.
  • the present invention aims to provide a technique capable of suppressing deterioration of signal quality.
  • One aspect of the present invention is an optical transmission system including an optical transmitter and an optical receiver, wherein the optical transmitter is an M (M is an integer of 1 or more) value symbol sequence input as data information, or A signal for generating an L-value symbol sequence (L is an integer of 2 or more, where L> M) corresponding to the M-value symbol sequence or the bit sequence at a ratio of 1: 1 by performing non-linear block coding on the bit sequence.
  • the optical transmitter is an M (M is an integer of 1 or more) value symbol sequence input as data information
  • An encoding unit a digital-analog conversion unit that converts the generated L-value symbol sequence into an analog signal, and a modulator that generates an optical modulation signal by performing modulation based on the analog signal
  • the optical receiver is configured to receive a light modulation signal transmitted from the optical transmitter and convert the light modulation signal into an electric signal, and to perform a process opposite to the process performed by the signal encoding unit on the electric signal.
  • a signal decoding unit for restoring said M-ary symbol sequence or bit sequence Te is an optical transmission system comprising a.
  • One aspect of the present invention is the optical transmission system described above, wherein the signal encoding unit receives as the data information an M-ary symbol sequence composed of N (N is an integer of 1 or more) symbols.
  • N is an integer of 1 or more
  • M N M number of M Assign to the value symbol sequence.
  • One aspect of the present invention is the optical transmission system described above, wherein the signal encoding unit performs a discrete Fourier transform on all L (N + P) L-level symbol sequences to thereby generate L-level symbol sequences, respectively.
  • the signal spectrum spread ⁇ 2 is calculated as the cost value using the following Expression 1 based on the acquired signal spectrum.
  • One aspect of the present invention is the optical transmission system described above, wherein the signal encoding unit receives as the data information an M-ary symbol sequence composed of N (N is an integer of 1 or more) symbols.
  • N is an integer of 1 or more
  • the spectrum spread ⁇ 2 is used as a cost value, and is assigned to M N M-ary symbol sequences in order from the smallest cost value.
  • One aspect of the present invention is the optical transmission system described above, wherein the signal encoding unit inputs a bit sequence composed of 1 block J (J is an integer of 1 or more) bits as the data information. , L N (N is an integer greater than or equal to 1) number of L-value symbol strings, 2 J are extracted in order from the L-value symbol string having the smallest cost value, and the L-value symbol string is assigned to J bits at a ratio of 1: 1. ..
  • One aspect of the present invention is the above optical transmission system, wherein the optical transmitter further includes an error correction coding unit that performs error correction coding after nonlinear block coding, and the optical receiver is a nonlinear An error correction decoding unit that performs error correction decoding before block decoding is further provided.
  • One aspect of the present invention is the optical transmission system described above, wherein the optical receiver performs determination based on maximum likelihood sequence estimation in signal demodulation for the L-ary symbol sequence.
  • One aspect of the present invention is the optical transmission system described above, wherein the signal encoding unit converts the M-ary symbol sequence into an L-ary symbol sequence composed of N + P-1 L-ary symbols.
  • a plurality of scrambler units that generate different K types of L-value symbol sequences, and a plurality of scrambler number assigning units that assign a symbol indicating a scrambler number to each of the K types of L-value symbol sequences.
  • the L-value symbol sequence includes a plurality of cost value calculation units that calculate cost values, and a sequence selection unit that selects a sequence having the smallest cost value from the K types of L-value symbol sequences.
  • the signal decoding unit includes a plurality of scrambler number removing units for removing a symbol indicating a scrambler number from the L-ary symbol sequence, and a descrambler corresponding to the scrambler number. And use, performs a decoding process corresponding to inverse conversion of the encoding process by the scrambler, and a plurality of descramblers to recover the M-ary symbol sequence, which is a symbol sequence before encoding.
  • the present invention makes it possible to suppress deterioration of signal quality.
  • the conventional probability shaping method applies non-linear coding to a block composed of N (N is an integer of 1 or more) symbols to reduce the average power of an optical signal while maintaining the signal point interval, This is a method for improving the reception sensitivity.
  • N M an integer of 1 or more
  • L an integer of 2 or more
  • the probability shaping method it is necessary to assign 8 types of ternary symbol sequences to all 8 types of binary symbol sequences at a ratio of 1: 1.
  • the average power of the encoded ternary symbol sequence can be reduced by performing the encoding in which the ternary symbol sequence having the smaller signal power is preferentially assigned to the binary symbol sequence. For example, for all eight types of binary symbol sequences, 000 ⁇ 000 001 ⁇ 001 010 ⁇ 010 011 ⁇ 011 100 ⁇ 100 101 ⁇ 002 110 ⁇ 020 111 ⁇ 200
  • ternary symbol string By allocating ternary symbols as described above, it becomes possible to generate a ternary symbol string with a low average power.
  • the probability of occurrence of symbol 0 is 1/2 and the probability of occurrence of symbol 1 is 1/2.
  • the probability of occurrence of symbol 0 is 16/24
  • the probability of occurrence of symbol 1 is 5/24
  • the probability of occurrence of symbol 2 is 3/24. ..
  • the probability shaping method it is possible to reduce the signal power without reducing the amount of information that can be transmitted and maintaining the signal point interval.
  • the probability shaping method when transmitting the above-mentioned ternary symbol sequence with the same average power as the normal binary symbol sequence, it is possible to realize a wider signal point interval than the normal binary symbol sequence. Therefore, the resistance to white noise is improved, and as a result, the reception sensitivity can be improved.
  • FIG. 1 is a diagram showing the relationship between the optical signal power level and the appearance frequency of a normal binary symbol sequence and ternary symbol sequence.
  • 1A is a diagram showing the relationship between the optical signal power level of a binary symbol string and the appearance frequency
  • FIG. 1B is a diagram showing the relationship between the optical signal power level of a ternary symbol string and the appearance frequency. is there.
  • the horizontal axis represents the optical signal power level
  • the vertical axis represents the appearance frequency.
  • FIGS. 1 (A) and 1 (B) there is a difference in filing frequency between the binary symbol sequence and the ternary symbol sequence.
  • the method according to the present invention does not allocate a ternary symbol sequence having a low signal power to the binary symbol sequence, but preferentially assigns a ternary symbol sequence having a small signal fluctuation, that is, a narrower signal spectrum, to the binary symbol sequence.
  • a ternary symbol sequence having a small signal fluctuation that is, a narrower signal spectrum
  • FIG. 2 is a diagram showing a system configuration of the optical transmission system 100 according to the first embodiment.
  • the optical transmission system 100 includes an optical transmitter 10 and an optical receiver 20.
  • the optical transmitter 10 and the optical receiver 20 are connected via an optical fiber 30.
  • the optical fiber 30 is a transmission line that connects the optical transmitter 10 and the optical receiver 20.
  • the optical transmitter 10 includes a signal encoding unit 11, a DA converter 12, a signal light source 13, and an optical modulator 14.
  • the data information input to the optical transmitter 10 is an M-value symbol before encoding.
  • the signal encoding unit 11 converts an M-ary symbol string, which is data information, into an L-ary symbol string.
  • the signal encoding unit 11 performs encoding by preferentially assigning an L-value symbol sequence having a small signal fluctuation to an M-value symbol sequence. As a result, it becomes possible to generate an L-value symbol string having a narrowed signal spectrum.
  • the DA converter 12 converts the digital signal of the L-value symbol sequence generated by the signal encoding unit 11 into an analog signal.
  • the DA converter 12 applies the analog signal to the optical modulator 14.
  • the signal light source 13 sends out continuous light to the optical modulator 14.
  • the optical modulator 14 modulates the continuous light emitted from the signal light source 13 with the analog signal applied by the DA converter 12 to generate an L-valued optical modulation signal.
  • the optical modulator 14 transmits the generated L-valued optical modulation signal to the optical receiver 20 via the optical fiber 30.
  • the signal light source 13 and the optical modulator 14 do not necessarily have to be separated, and the optical modulator 14 directly modulates the continuous light emitted from the signal light source 13 to generate an L-valued optical modulation signal. May be generated.
  • the optical receiver 20 includes a light receiving unit 21, an AD converter 22, and a digital signal processing unit 23.
  • the light receiving unit 21 directly detects the L-valued optical modulation signal transmitted from the optical transmitter 10, and acquires the light intensity information of the L-valued optical modulation signal.
  • the light receiving unit 21 converts the acquired light intensity information into an analog electric signal and outputs the analog electric signal to the AD converter 22.
  • the AD converter 22 converts the analog electric signal output from the light receiving unit 21 into a digital signal.
  • the digital signal processing unit 23 acquires the M-value symbol before encoding by processing the digital signal.
  • FIG. 3 is a diagram showing an internal configuration of the digital signal processing unit 23 in the first embodiment.
  • the digital signal processing unit 23 includes a digital filter 231, a signal determination unit 232, and a signal decoding unit 233.
  • the digital filter 231 shapes the waveform of the L-valued optical modulation signal.
  • the digital filter 231 outputs the L-valued optical modulation signal after waveform shaping to the signal determination unit 232.
  • an FIR Finite Impulse Response
  • the signal determination unit 232 acquires an L-value symbol sequence by performing symbol determination on the L-valued optical modulation signal after waveform shaping.
  • the signal determination unit 232 outputs the acquired L-value symbol sequence to the signal decoding unit 233.
  • the signal decoding unit 233 restores the M-value symbol sequence based on the correspondence between the L-value symbol sequence output from the signal determination unit 232 and the M-value symbol sequence.
  • a correspondence table showing the correspondence relation between the L-value symbol sequence and the M-value symbol sequence may be transmitted from the optical transmitter 10 to the optical receiver 20 in advance. However, they may be transmitted together when the modulated signal is transmitted from the optical transmitter 10.
  • an M-value symbol sequence is converted into an L-value symbol sequence having a larger value than the M value, and signal fluctuations in the converted L-value symbol sequence are reduced.
  • Encoding is performed by extracting only such a pattern and allocating it so as to correspond to the M-ary symbol sequence at a ratio of 1: 1.
  • the signal encoding unit 11 preferentially allocates the L-ary symbol sequence having a small signal fluctuation to the M-ary symbol sequence by performing the following procedures 1 to 6.
  • the signal encoding unit 11 enumerates all L-valued symbol sequences composed of N + P symbols. As a result, L (N + P) L-value symbol strings are obtained.
  • the signal encoding unit 11 obtains the signal spectrum of each L-value symbol string by performing a discrete Fourier transform on all L (N + P) L-value symbol strings.
  • the signal encoding unit 11 calculates the spread of the signal spectrum of each L-ary symbol sequence.
  • the signal encoding unit 11 performs (N + P) number series (F1, F2, ..., F (N + P ) obtained by performing a discrete Fourier transform on an L-value symbol sequence composed of (N + P) symbols. ) ) Is obtained, the signal spectrum broadening ⁇ 2 is obtained.
  • This ⁇ 2 is the cost value.
  • [] is a Gauss symbol.
  • the signal encoding unit 11 sequentially assigns the L-value symbol sequence having the smallest cost value to the M-value symbol sequence.
  • the value of the first symbol or the last symbol is limited to the L-value symbol sequence in which the value is [(L-1) / 2], and is assigned to the M-value symbol sequence. It is also possible to suppress high-frequency fluctuations at the boundary between consecutive symbol strings.
  • the signal encoding unit 11 creates a correspondence table of the M-value symbol sequence that is the signal before encoding and the L-value symbol sequence that is the signal after encoding, based on the allocation result in procedure 4.
  • the signal encoding unit 11 converts the M-ary symbol sequence into an L-ary symbol sequence based on the correspondence table. Thereby, the signal encoding unit 11 encodes the M-ary symbol sequence.
  • the signal decoding unit 233 of the optical receiver 20 decodes the L-ary symbol sequence into the M-ary symbol sequence based on the correspondence table created above.
  • FIG. 4 is a diagram showing signal spectra of binary symbols before coding and ternary symbols after coding obtained by the non-linear coding in the present invention.
  • FIG. 4 (A) is a diagram showing a signal spectrum of a binary symbol before coding
  • FIG. 4 (B) is a signal spectrum of a ternary symbol after coding obtained by the non-linear coding in the present invention. It is a figure.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents signal power.
  • a pseudo-random pattern of degree 15 is used as a binary symbol before encoding.
  • a raised cosine filter with a roll-off coefficient of 0.01 is applied to the symbol sequence.
  • FIG. 4 (B) in the coded symbol sequence, the generation of high frequency components is suppressed, and the signal power is concentrated in the low frequency region. That is, narrowing of the signal spectrum has been realized. This narrowing of the band reduces the effects of waveform limitation due to band limitation and chromatic dispersion inherent in the optical transmission system.
  • FIG. 5 is a diagram showing an eye pattern of a received signal after being transmitted under a 10 GHz band limitation and a wavelength dispersion environment of ⁇ 64 ps / nm.
  • 5A is a diagram showing the eye pattern in FIG. 4A
  • FIG. 5B is a diagram showing the eye pattern in FIG. 4B.
  • the modulation rate of the signal is 56 GBd
  • waveform deterioration compensation by an 11-tap FIR (Finite Impulse Response) filter is applied to the received signal.
  • FIR Finite Impulse Response
  • FIG. 5 (A) in the binary symbol sequence before encoding, significant eye aperture deterioration occurs due to the influence of band limitation and chromatic dispersion, making it difficult to identify binary symbols. ing.
  • FIG. 5 (B) in the ternary symbol sequence after encoding, a large eye opening deterioration does not occur even in an environment in which there is significant band limitation or chromatic dispersion, and the ternary symbol is It is in a state where it can be easily identified. That is, it can be confirmed that by applying the non-linear coding in the present invention, it is possible to improve the band limiting resistance and the chromatic dispersion resistance of the optical signal.
  • FIG. 6 is a diagram showing a signal spectrum of a quaternary symbol before encoding and a quinary symbol after encoding obtained by nonlinear encoding in the present invention.
  • FIG. 6 (A) is a diagram showing a signal spectrum of a 4-level symbol before coding
  • FIG. 6 (B) is a signal spectrum of a 5-level symbol after coding obtained by the non-linear coding in the present invention. It is a figure.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents signal power.
  • no limitation is imposed on the first symbol and the last symbol with respect to the encoded four-valued symbol sequence.
  • the generation of high frequency components is suppressed in the coded symbol sequence, and the signal power is concentrated in the low frequency region. That is, narrowing of the signal spectrum has been realized. This narrowing of the band reduces the effects of waveform limitation due to band limitation and chromatic dispersion inherent in the optical transmission system.
  • FIG. 7 is a diagram showing an eye pattern of a reception signal after being transmitted under a 22 GHz band limitation and -32 ps / nm wavelength dispersion environment.
  • FIG. 7A is a diagram showing the eye pattern in FIG. 6A
  • FIG. 7B is a diagram showing the eye pattern in FIG. 6B.
  • the modulation rate of the signal is 56 GBd
  • the waveform deterioration compensation by the 31-tap FIR filter is applied to the received signal.
  • the signal encoding unit 11 of the optical transmitter 10 performs the encoding process of the above steps 1 to 6 to perform the L-level symbol. It is possible to select a pattern that reduces the signal fluctuation in the columns. Then, the signal encoding unit 11 performs encoding so as to correspond to the selected L-value symbol sequence and the M-value symbol sequence in a 1: 1 relationship. By this means, it is possible to generate an L-ary symbol string having a narrowed signal spectrum. Therefore, it is possible to suppress deterioration of signal quality even in a situation where there is band limitation and to perform high-quality transmission.
  • encoding is performed using a cost function different from the cost function shown in the second embodiment.
  • the signal encoding unit 11 calculates the signal spectrum spread ⁇ 2 as the cost function in [Procedure 3] of the third embodiment by performing the calculations shown in the following Expressions 2 and 3 without using the signal spectrum. obtain.
  • This ⁇ 2 is the cost value.
  • the L-value symbol sequence composed of N symbols is (S1, S2, ..., S (N + P) ).
  • the signal spectrum spread ⁇ 2 obtained in this way also has a characteristic that it exhibits a large value for a symbol sequence having a large signal variation and a small value for a symbol sequence having a small signal variation.
  • ⁇ 2 32 for a ternary symbol sequence with large signal fluctuations such as 0202 and 2020, and a ternary symbol sequence with small signal fluctuations such as 0000, 1111 and 2222.
  • ⁇ 2 0.
  • the signal encoding unit 11 is limited to the L-value symbol string in which the value of the first symbol or the last symbol of the L-value symbol string is [(L ⁇ 1) / 2]. Then, by assigning it to the M-value symbol sequence, it is also possible to suppress high-frequency fluctuations at boundaries between temporally consecutive symbol sequences.
  • the signal encoding unit 11 of the optical transmitter 10 performs an encoding process by a method different from that of the second embodiment. Specifically, the signal encoding unit 11 calculates the cost value representing the spread of the signal spectrum without using the signal spectrum. Then, the signal encoding unit 11 selects the L-value symbol sequence in order from the L-value symbol sequence having the smallest cost value based on the calculated cost value. Thereby, the signal coding unit 11 can select a pattern in the L-ary symbol sequence in which the signal fluctuation is small. Then, the signal encoding unit 11 performs encoding so as to correspond to the selected L-value symbol sequence and the M-value symbol sequence in a 1: 1 relationship. By this means, it is possible to generate an L-ary symbol string having a narrowed signal spectrum. Therefore, it is possible to suppress deterioration of signal quality even in a situation where there is band limitation and to perform high quality transmission.
  • the signal coding unit 11 in the third embodiment performs coding without using the signal spectrum.
  • the signal encoding unit 11 does not need to perform the discrete Fourier transform process on each L-ary symbol sequence. Therefore, [Procedure 2] in the second embodiment can be omitted. That is, the processing can be shortened as compared with the second embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing a system configuration of an optical transmission system 100a according to the fourth embodiment.
  • the optical transmission system 100a includes an optical transmitter 10a and an optical receiver 20a.
  • the optical transmitter 10a and the optical receiver 20a are connected via an optical fiber 30.
  • the optical transmitter 10a includes signal encoders 11a-1 and 11a-2, DA converters 12a-1 and 12a-2, a signal light source 13, and an optical vector modulator 15.
  • the signal encoding unit 11a-1 and the DA converter 12a-1 are functional units that process the data information I.
  • the signal coding unit 11a-2 and the DA converter 12a-2 are functional units that process the data information Q.
  • the data information I and Q are M-value symbols before encoding, and are sequences of independent M-value symbols.
  • the signal coding units 11a-1 and 11a-2 will be referred to as the signal coding unit 11a if no distinction is made between them. Further, in the following description, the DA converters 12a-1 and 12a-2 will be referred to as the DA converters 12a unless they are distinguished from each other.
  • the signal encoding unit 11a inputs data information I and Q to be transmitted from the outside, and converts the M-value symbol sequence corresponding to the input data information I and Q into an L-value symbol sequence. Specifically, the signal encoding unit 11a-1 converts the M-ary symbol sequence corresponding to the input data information I into an L-ary symbol sequence. The signal encoding unit 11a-2 converts the M-ary symbol sequence corresponding to the input data information Q into an L-ary symbol sequence. The signal encoding unit 11a performs encoding in which an L-value symbol sequence with a small signal fluctuation is preferentially assigned to an M-value symbol sequence. As a result, it becomes possible to generate an L-value symbol string having a narrowed signal spectrum.
  • the DA converter 12a converts the digital signal of the L-value symbol sequence generated by the signal encoding unit 11a into an analog signal.
  • the DA converter 12a applies an analog signal to the optical vector modulator 15.
  • the DA converter 12a-1 converts the digital signal of the L-value symbol sequence generated by the signal encoding unit 11a-1 into an analog signal.
  • the DA converter 12a-1 applies the analog signal to the optical vector modulator 15.
  • the DA converter 12a-2 converts the digital signal of the L-value symbol sequence generated by the signal encoding unit 11a-2 into an analog signal.
  • the DA converter 12a-2 applies the analog signal to the optical vector modulator 15.
  • the signal light source 13 sends continuous light to the optical vector modulator 15.
  • the optical vector modulator 15 independently performs amplitude modulation using the analog signals output from the DA converters 12a-1 and 12a-2. Specifically, the optical vector modulator 15 modulates the continuous light emitted from the signal light source 13 using an analog signal to generate an L 2 -QAM signal whose L value is in each of the I channel and the Q channel. To generate.
  • the optical vector modulator 15 transmits the generated L 2 -QAM signal to the optical receiver 20a via the optical fiber 30.
  • the optical receiver 20a includes AD converters 22a-1 and 22a-2, a digital signal processing unit 23a, a local light source 24, and a coherent receiver 25.
  • the local light source 24 outputs local light that interferes with the received signal light.
  • the coherent receiver 25 converts the L 2 -QAM signal into an analog electric signal by coherently detecting the L 2 -QAM signal transmitted from the optical transmitter 10a based on the local light.
  • the AD converter 22a converts the analog electric signal output from the coherent receiver 25 into a digital signal. Specifically, the AD converter 22a-1 converts the analog electric signal of the I component into a digital signal. The AD converter 22a-2 converts the Q component analog electric signal into a digital signal. The digital signal processing unit 23a processes the digital signal to obtain M-value symbols before encoding corresponding to the data information I and the data information Q, respectively.
  • FIG. 9 is a diagram showing the internal configuration of the digital signal processing unit 23a in the fourth embodiment.
  • the digital signal processing unit 23a includes a digital filter 231a, signal determination units 232a-1 and 232a-2, signal decoding units 233a-1 and 233a-2, an IQ synthesis unit 234, and an IQ separation unit 235.
  • the IQ synthesizing unit 234 takes in each of the digital signals output from the AD converters 22a-1 and 22a-2 as a real part (digital signal of I channel component) and an imaginary part (digital signal of Q channel component).
  • the IQ combiner 234 combines the captured signals into a complex signal.
  • the IQ synthesizer 234 takes in the digital signal output from the AD converter 22a-1 as a real part and the digital signal output from the AD converter 22a-2 as an imaginary part, and takes in each signal. Is synthesized as a complex signal.
  • the digital filter 231a shapes the waveform of the signal that is complex-synthesized by the IQ synthesizer 234.
  • the digital filter 231a outputs the complex-combined signal after waveform shaping to the IQ separation unit 235.
  • the IQ separation unit 235 separates the signal output from the digital filter 231a into a real part (digital signal of I channel component) and an imaginary part (digital signal of Q channel component).
  • the IQ separation unit 235 outputs the signal of the I channel component to the signal determination unit 232a-1, and outputs the signal of the Q channel component to the signal determination unit 232a-2.
  • the signal determination unit 232a independently performs symbol determination on each of the I-channel component signal and the Q-channel component signal output from the IQ separation unit 235, so that the L value corresponding to the I-channel component and the Q-channel component is determined. Get each symbol string. Specifically, the signal determination unit 232a-1 acquires the L-value symbol sequence corresponding to the I channel component by performing symbol determination on the signal of the I channel component output from the IQ separation unit 235. The signal determination unit 232a-1 outputs the L value symbol sequence corresponding to the acquired I channel component to the signal decoding unit 233a-1. The signal determination unit 232a-2 acquires the L-value symbol sequence corresponding to the Q channel component by performing symbol determination on the signal of the Q channel component output from the IQ separation unit 235. The signal determination unit 232a-2 outputs the L value symbol sequence corresponding to the acquired Q channel component to the signal decoding unit 233a-2.
  • the signal decoding unit 233a uses the data information output from the signal determining unit 232a based on the correspondence relationship between the L-value symbol sequence corresponding to the I-channel component and the L-value symbol sequence corresponding to the Q-channel component and the M-value symbol sequence.
  • the M-ary symbol strings corresponding to I and Q are restored respectively.
  • the signal decoding unit 233a-1 is based on the correspondence relationship between the L value symbol sequence corresponding to the I channel component output from the signal determining unit 232a-1 and the M value symbol sequence corresponding to the I channel component. Then, the M-ary symbol sequence corresponding to the data information I is restored.
  • the signal decoding unit 233a-2 receives the data information Q based on the correspondence relationship between the L-value symbol sequence corresponding to the Q channel component output from the signal determining unit 232a-2 and the M-value symbol sequence corresponding to the Q channel component. The M-ary symbol sequence corresponding to is restored.
  • the L value symbol sequence corresponding to the I channel component and the M value symbol sequence corresponding to the I channel component are The correspondence table indicating the correspondence may be transmitted from the optical transmitter 10a to the optical receiver 20a in advance, or may be transmitted together when the modulated signal is transmitted from the optical transmitter 10a.
  • the correspondence table showing the correspondence relationship between the columns may be transmitted from the optical transmitter 10a to the optical receiver 20a in advance, or may be transmitted together when the modulated signal is transmitted from the optical transmitter 10a.
  • the optical transmission system 100a configured as described above can be applied to QAM signals.
  • FEC Forward error correction
  • a configuration in which error correction is applied to a PAM signal will be described.
  • the optical transmitter performs non-linear coding and then error correction coding
  • the optical receiver performs error correction decoding and then non-linear decoding.
  • the error correction code may be an error correction code based on hard decision information or an error correction code based on soft decision information.
  • FIG. 10 is a diagram showing a system configuration of an optical transmission system 100b according to the fifth embodiment.
  • the optical transmission system 100b includes an optical transmitter 10b and an optical receiver 20b.
  • the optical transmitter 10b and the optical receiver 20b are connected via an optical fiber 30.
  • the optical fiber 30 is a transmission line that connects the optical transmitter 10b and the optical receiver 20b.
  • the optical transmitter 10b includes a signal encoder 11, a DA converter 12b, a signal light source 13, an optical modulator 14, and an error correction encoder 16.
  • the data information input to the optical transmitter 10b is an M-value symbol before encoding.
  • the optical transmitter 10b performs the same processing as that of the optical transmitter 10 in any of the first to third embodiments, except for the configuration of the DA converter 12b and the error correction coding unit 16. Only the differences will be described below.
  • the error correction coding unit 16 performs error correction coding on the digital signal of the L-ary symbol sequence generated by the signal coding unit 11.
  • the error correction coding unit 16 outputs the digital signal of the L value symbol string after the error correction coding to the DA converter 12b.
  • the DA converter 12b converts the digital signal of the L value symbol string after the error correction coding output from the error correction coding unit 16 into an analog signal.
  • the DA converter 12b applies an analog signal to the optical modulator 14.
  • the optical receiver 20b includes a light receiving unit 21, an AD converter 22, and a digital signal processing unit 23b.
  • the optical receiver 20b performs the same processing as that of the optical receiver 20 in any of the first to third embodiments, except for the configuration of the digital signal processing unit 23b. Only the differences will be described below.
  • the digital signal processing unit 23b acquires the M-value symbol before encoding by processing the digital signal.
  • FIG. 11 is a diagram showing an internal configuration of the digital signal processing unit 23b in the fifth embodiment.
  • the digital signal processing unit 23b includes a digital filter 231, a signal determination unit 232, a signal decoding unit 233b, and an error correction decoding unit 236.
  • the configurations of the digital filter 231 and the signal determination unit 232 perform the same processing as that of the functional unit having the same name in any of the first to third embodiments, and thus the description thereof will be omitted.
  • the error correction decoding unit 236 performs error correction decoding on the L-value symbol sequence output from the signal determination unit 232.
  • the error correction decoding unit 236 outputs the digital signal of the L-value symbol sequence after error correction decoding to the signal decoding unit 233b.
  • the signal decoding unit 233b restores the M-value symbol sequence based on the correspondence relationship between the error-correction-decoded L-value symbol sequence output from the error-correction decoding unit 236 and the M-value symbol sequence.
  • error correction coding is performed after performing nonlinear coding in the optical transmitter 10b. Then, the optical receiver 20b performs error correction decoding and then nonlinear decoding. By performing such processing, it is possible to sufficiently reduce the symbol error with respect to the L-ary symbol generated by the transmission and then perform the non-linear decoding. Therefore, it is possible to avoid continuous errors due to the non-linear block coding.
  • FIG. 12 is a diagram showing a system configuration of an optical transmission system 100c in the sixth embodiment.
  • the optical transmission system 100c includes an optical transmitter 10c and an optical receiver 20c.
  • the optical transmitter 10c and the optical receiver 20c are connected via an optical fiber 30.
  • the optical fiber 30 is a transmission line that connects the optical transmitter 10c and the optical receiver 20c.
  • the optical transmitter 10c includes signal coding units 11a-1 and 11a-2, DA converters 12c-1 and 12c-2, a signal light source 13, an optical vector modulator 15, and error correction coding units 16c-1 and 16c-. 2 is provided. Regarding the configuration of the optical transmitter 10c other than the DA converters 12c-1 and 12c-2 and the error correction coding units 16c-1 and 16c-2, the same processing as that of the optical transmitter 10a in the fourth embodiment is performed. To do. Only the differences will be described below.
  • the error correction coding unit 16c performs error correction coding on the digital signal of the L-value symbol sequence generated by the signal coding unit 11a. Specifically, the error correction coding unit 16c-1 performs error correction coding on the digital signal of the L-ary symbol sequence generated by the signal coding unit 11a-1. The error correction coding unit 16c-1 outputs the digital signal of the L value symbol sequence after the error correction coding to the DA converter 12c-1. The error correction coding unit 16c-2 performs error correction coding on the digital signal of the L-value symbol sequence generated by the signal coding unit 11a-2. The error correction coding unit 16c-2 outputs the digital signal of the L value symbol string after the error correction coding to the DA converter 12c-2.
  • the DA converter 12c converts the digital signal of the L value symbol string after error correction coding output from the error correction coding unit 16c into an analog signal.
  • the DA converter 12c applies an analog signal to the optical vector modulator 15.
  • the DA converter 12c-1 converts the digital signal of the L value symbol string after error correction coding output from the error correction coding unit 16c-1 into an analog signal.
  • the DA converter 12c-1 applies the analog signal to the optical vector modulator 15.
  • the DA converter 12c-2 converts the digital signal of the L value symbol string after the error correction coding output from the error correction coding unit 16c-2 into an analog signal.
  • the DA converter 12c-2 applies the analog signal to the optical vector modulator 15.
  • the optical receiver 20c includes AD converters 22a-1 and 22a-2, a digital signal processing unit 23c, a local light source 24, and a coherent receiver 25.
  • the optical receiver 20c performs the same processing as that of the optical receiver 20a in the fourth embodiment except for the configuration other than the digital signal processing unit 23c. Only the differences will be described below.
  • the digital signal processing unit 23c processes the digital signal to obtain pre-encoding M-value symbols corresponding to the data information I and the data information Q.
  • FIG. 13 is a diagram showing an internal configuration of the digital signal processing unit 23c in the sixth embodiment.
  • the digital signal processing unit 23c includes a digital filter 231a, signal determination units 232a-1 and 232a-2, signal decoding units 233c-1 and 233c-2, an IQ combining unit 234, an IQ separation unit 235, and an error correction decoding unit 236-1.
  • An error correction decoding unit 236-2 is provided.
  • the configurations of the digital filter 231a, the signal determining units 232a-1 and 232a-2, the IQ synthesizing unit 234, and the IQ separating unit 235 are similar to those of the functional units having the same names in the fourth embodiment. The description is omitted because it is performed.
  • the error correction decoding unit 236 performs error correction decoding on the L-value symbol sequence output from the signal determination unit 232a. Specifically, the error correction decoding unit 236-1 performs error correction decoding on the L-value symbol sequence output from the signal determination unit 232a-1. The error correction decoding unit 236-1 outputs the digital signal of the L value symbol sequence after the error correction decoding to the signal decoding unit 233c-1. The error correction decoding unit 236-2 performs error correction decoding on the L-ary symbol sequence output from the signal determination unit 232a-2. The error correction decoding unit 236-2 outputs the digital signal of the L value symbol sequence after the error correction decoding to the signal decoding unit 233c-2.
  • the signal decoding unit 233c receives the data information based on the correspondence relationship between the L value symbol sequence corresponding to the I channel component and the L value symbol sequence corresponding to the Q channel component output from the signal determining unit 232a and the M value symbol sequence.
  • the M-ary symbol strings corresponding to I and Q are restored respectively.
  • the signal decoding unit 233c-1 includes an L-value symbol sequence after error correction decoding corresponding to the I channel component output from the error correction decoding unit 236-1 and an M value symbol corresponding to the I channel component.
  • the M-value symbol sequence corresponding to the data information I is restored based on the column correspondence.
  • the signal decoding unit 233c-2 determines the correspondence relationship between the L-value symbol sequence after error correction decoding corresponding to the Q channel component output from the error correction decoding unit 236-2 and the M-value symbol sequence corresponding to the Q channel component. Based on this, the M-ary symbol string corresponding to the data information Q is restored.
  • error correction coding is performed after performing nonlinear coding in the optical transmitter 10c. Then, the optical receiver 20c performs error correction decoding and then nonlinear decoding. By performing such processing, it is possible to sufficiently reduce the symbol error with respect to the L-ary symbol generated by the transmission and then perform the non-linear decoding. Therefore, even when the QAM signal is used, it is possible to avoid continuous errors caused by the non-linear block coding.
  • FIG. 14 is a diagram showing the internal configuration of the digital signal processing unit 23d in the seventh embodiment.
  • the digital signal processing unit 23d includes a signal decoding unit 233d, a first digital filter 237, a Viterbi decoding unit 238, a second digital filter 239, an adder 240, and a metric calculation unit 241.
  • the first digital filter 237 shapes the waveform of the L-valued optical modulation signal.
  • the first digital filter 237 is used to compensate for waveform deterioration of the L-ary symbol sequence.
  • the first digital filter 237 outputs the L-valued optical modulation signal after waveform shaping to the Viterbi decoding unit 238 and the adder 240.
  • a general linear filter such as an FIR filter or a Volterra filter is used.
  • the Viterbi decoding unit 238 performs sequence estimation based on the L-valued optical modulation signal output from the first digital filter 237 and the metric output from the metric calculation unit 241.
  • a Viterbi algorithm is a typical algorithm for making a determination based on a metric value.
  • the Viterbi decoding unit 238 performs sequence estimation based on the Viterbi algorithm, and employs the symbol sequence with the smallest metric among the metrics obtained as a result of sequence estimation as the transmission sequence.
  • the second digital filter 239 acquires time-series data by performing digital filter processing on the input candidate series.
  • the candidate sequence is an L-value symbol sequence used when performing MLSE.
  • the second digital filter 239 is for simulating the waveform deterioration that occurs in the transmission path for the L-value symbol sequence that is the candidate sequence.
  • the second digital filter 239 outputs the acquired time series data to the adder 240.
  • a general linear filter such as an FIR filter or a Volterra filter is used.
  • a Volterra filter may be used as the second digital filter 239.
  • the adder 240 takes in the value output from the first digital filter 237 and the value output from the second digital filter 239.
  • the adder 240 takes in the value output from the second digital filter 239 with a minus sign.
  • the adder 240 adds the two captured values, that is, subtracts the value (time series data) output from the second digital filter 239 from the value (time series data) output from the first digital filter 237,
  • the subtraction value calculated by the subtraction is output to the metric calculation unit 241.
  • the metric calculator 241 performs time-series data obtained by digitally filtering the subtraction value output from the adder 240, that is, an assumed sequence candidate (candidate sequence) by the second digital filter 239, and the first digital.
  • the Euclidean distance from the time series data output from the filter is calculated as a metric.
  • the signal decoding unit 233d restores the M-ary symbol sequence based on the correspondence between the transmission symbol sequence output from the Viterbi decoding unit 238 and the M-ary symbol sequence.
  • FIG. 15 is a diagram showing an image of the trellis diagram when the end point value is fixed.
  • the trellis path converges to one point at the block end point (symbol numbers 4 and 8 in FIG. 15), it is possible to determine the four symbols constituting the block for each block. , The symbol determination result in that block does not affect the symbol determination in other blocks.
  • the maximum likelihood sequence estimation is applied to the PAM signal for processing.
  • the L-value symbol sequence to be subjected to the non-linear coding is regarded as one block, that is, the L-value symbol sequence composed of (N + P) symbols. Can be regarded as one block, and sequence estimation can be applied.
  • the trellis line in MLSE Since the start point and the end point in the figure are fixed, the maximum likelihood sequence estimation can be performed for each block, and the delay associated with symbol determination can be minimized.
  • the optical transmitter 10 includes the error correction coding unit 16, and the digital signal processing unit 23d includes the error correction decoding unit 236.
  • FIG. 16 is a diagram showing an internal configuration of the digital signal processing unit 23e in the eighth embodiment.
  • the digital signal processing unit 23e includes signal decoding units 233e-1 and 233e-2, IQ combining unit 234, IQ separating unit 235e, first digital filter 237e, Viterbi decoding units 238e-1 and 238e-2, second digital filter 239e. , Adders 240e-1 and 240e-2, metric calculating units 241e-1 and 241e-2, a phase estimating unit 242, an IQ combining unit 243, and an IQ separating unit 244.
  • the IQ synthesizing unit 234 takes in each digital signal output from the AD converters 22a-1 and 22a-2 as a real part (digital signal of I channel component) and an imaginary part (digital signal of Q channel component).
  • the IQ combiner 234 combines the captured signals into a complex signal. Specifically, the IQ synthesizer 234 takes in the digital signal output from the AD converter 22a-1 as a real part and the digital signal output from the AD converter 22a-2 as an imaginary part, and takes in each signal. Is synthesized as a complex signal.
  • the first digital filter 237e shapes the waveform of the L-valued optical modulation signal.
  • the first digital filter 237e is used to compensate for waveform deterioration of the L-ary symbol sequence.
  • the first digital filter 237e outputs the L-valued optical modulation signal after waveform shaping to the phase estimation unit 242.
  • a general linear filter such as an FIR filter or a Volterra filter is used.
  • the phase estimation unit 242 compensates for the phase difference between the signal light and the local oscillation light by the local oscillation light source 24.
  • Phase estimation section 242 outputs the compensated signal to IQ separation section 235.
  • the IQ separation unit 235e separates the signal output from the phase estimation unit 242 into a real part (I channel component) and an imaginary part (Q channel component).
  • the IQ separation unit 235e outputs the signal of the I channel component to the Viterbi decoding unit 238e-1 and the adder 240e-2, and outputs the signal of the Q channel component to the Viterbi decoding unit 238e-2 and the adder 240e-1.
  • the Viterbi decoding unit 238e uses the signal corresponding to the real part (I channel component) and the signal corresponding to the imaginary part (Q channel component) output from the IQ separation unit 235e and the metric output from the metric calculation unit 241e. Based on this, sequence estimation is performed based on each. Specifically, the Viterbi decoding unit 238e-1 performs sequence estimation on the I channel component based on the signal corresponding to the real part (I channel component) and the metric based on the Viterbi algorithm. The Viterbi decoding unit 238e-1 employs the symbol sequence having the smallest metric among the metrics obtained as a result of sequence estimation as the transmission sequence in the I channel component.
  • the Viterbi decoding unit 238e-2 performs sequence estimation on the Q channel component based on the signal corresponding to the imaginary part (Q channel component) and the metric based on the Viterbi algorithm.
  • the Viterbi decoding unit 238e-2 adopts the symbol sequence having the smallest metric among the metrics obtained as a result of sequence estimation as the transmission sequence in the Q channel component.
  • IQ synthesizing section 243 synthesizes each of the input candidate sequence for the I channel component and the candidate sequence for the Q channel component into a complex number.
  • the candidate sequences in this embodiment are an L-value symbol sequence for the I channel component and an L-value symbol sequence for the Q channel component used when performing MLSE.
  • the second digital filter 239e acquires time series data by performing digital filter processing on the candidate series combined by the IQ combining unit 243.
  • the second digital filter 239e is for simulating the waveform deterioration that occurs in the transmission path for the L-ary symbol sequence that is the candidate sequence.
  • the second digital filter 239e outputs the acquired time series data to the IQ separation unit 244.
  • a general linear filter such as an FIR filter or a Volterra filter is used.
  • a Volterra filter may be used as the second digital filter 239e.
  • the IQ separation unit 244 separates the signal of the time series data output from the second digital filter 239e into a real part (I channel component) and an imaginary part (Q channel component).
  • the IQ separation unit 244 outputs the signal of the I channel component to the adder 240-1 and the signal of the Q channel component to the adder 240e-2.
  • the adder 240e-1 captures the value (Q channel component signal) output from the IQ separation unit 235e and the value (Q channel component signal) output from the IQ separation unit 244.
  • the adder 240e-1 takes in the value output from the IQ separation unit 235e with a minus sign.
  • the adder 240e-1 adds the two captured values, that is, subtracts the value output from the IQ separation section 235e from the value output from the IQ separation section 244, and subtracts the subtraction value calculated by the subtraction from the metric calculation section. It is output to 241e-1.
  • the adder 240e-2 takes in the value output from the IQ separation unit 235e (I channel component signal) and the value output from the IQ separation unit 244 (I channel component signal).
  • the adder 240e-2 takes in the value output from the IQ separation unit 235e with a minus sign.
  • the adder 240e-2 adds the two captured values, that is, subtracts the value output from the IQ separation unit 235e from the value output from the IQ separation unit 244, and subtracts the subtraction value calculated by the subtraction from the metric calculation unit. It is output to 241e-2.
  • the metric calculator 241e-1 calculates the subtraction value output from the adder 240e-1 as a metric.
  • the metric calculator 241e-2 calculates the subtraction value output from the adder 240e-2 as a metric.
  • the signal decoding unit 233e outputs the data information based on the correspondence relationship between the L-value symbol sequence corresponding to the I-channel component and the L-value symbol sequence corresponding to the Q-channel component output from the Viterbi decoding unit 238e, and the M-value symbol sequence.
  • the M-ary symbol strings corresponding to I and Q are restored respectively.
  • the signal decoding unit 233e-1 is based on the correspondence relationship between the L value symbol sequence corresponding to the I channel component output from the Viterbi decoding unit 238e-1 and the M value symbol sequence corresponding to the I channel component. Then, the M-ary symbol sequence corresponding to the data information I is restored.
  • the signal decoding unit 233e-2 is based on the correspondence relationship between the L-value symbol sequence after error correction decoding corresponding to the Q channel component output from the Viterbi decoding unit 238-2 and the M-value symbol sequence corresponding to the Q channel component. Then, the M-ary symbol string corresponding to the data information Q is restored.
  • the maximum likelihood sequence estimation is applied to the QAM signal to perform processing.
  • MLSE is a method corresponding to the determination for the entire sequence
  • the L-value symbol sequence to be subjected to the non-linear coding is regarded as one block, that is, the L-value symbol sequence composed of (N + P) symbols.
  • sequence estimation can be applied.
  • the trellis line in MLSE Since the start point and the end point in the figure are fixed, the maximum likelihood sequence estimation can be performed for each block, and the delay associated with symbol determination can be minimized.
  • the configuration using maximum likelihood sequence estimation has been described in the fourth embodiment, but the configuration shown in the present embodiment can also be applied to the sixth embodiment.
  • the optical transmitter 10c includes error correction coding units 16c-1 and 16c-2
  • the digital signal processing unit 23e includes 236-1 and 236-2.
  • the cost value ⁇ 2 is calculated for all L (N + P) symbol strings that can be candidates as the L-value symbol string after nonlinear coding, and the cost value is small.
  • the L-value symbol sequences are assigned 1: 1 to the M-value symbol sequences, which are the symbols before encoding, in order from the first one.
  • a method of executing non-linear coding by calculating cost values for a small number of candidates will be described.
  • FIG. 17 is a diagram showing an internal configuration of the signal encoding unit 11f in the ninth embodiment.
  • the signal encoding unit 11f includes scramblers 246-1 to 246-k (k is an integer of 2 or more), scrambler number assigning units 247-1 to 247-k, cost value calculating units 248-1 to 248-k, and
  • the sequence selection unit 249 is provided. Also in the present embodiment, it is assumed that one block of the M-ary symbol string to which the non-linear coding is applied is composed of N M-ary symbols.
  • the scrambler 246-1 to 246-k will be referred to as the scrambler 246 if no distinction is made.
  • the scrambler number assigning units 247-1 to 247-k will be referred to as the scrambler number assigning unit 247 if no distinction is made.
  • the cost value calculation units 248-1 to 248-k will be referred to as the cost value calculation unit 248 if no distinction is made.
  • the scrambler 246 converts the M-ary symbol sequence that is a symbol sequence before encoding into an L-ary symbol sequence composed of N + P ⁇ 1 L-ary symbols.
  • the scramble processing executed by each of the scramblers 246-1 to 246-k is reversible conversion, and each scrambler executes reversible conversion based on different conversion rules.
  • different K types of L-value symbol sequences are generated.
  • An example of the reversible transformation by the scrambler 246 is a (N + P-1) ⁇ N matrix having a pseudo-inverse matrix.
  • the scrambler number assigning unit 247 assigns a symbol indicating a scrambler number to each of the K types of L-value symbol strings.
  • the cost value calculation unit 248 calculates the cost value for each of the L-value symbol strings each composed of (N + P) L symbols.
  • the sequence selection unit 249 selects the sequence with the smallest cost value from the K types of L-value symbol sequences. The sequence selection unit 249 outputs the selected sequence as an output of the signal encoding unit 11f.
  • FIG. 18 is a diagram showing an internal configuration of the signal decoding unit 233f in the ninth embodiment.
  • the signal decoding unit 233f includes a decoding sequence selection unit 2331, scrambler number removal units 2332-1 to 2332-k, and descramblers 2333-1 to 2333-k.
  • the scrambler number removing units 2332-1 to 2332-k will be referred to as the scrambler number removing unit 2332 if no distinction is made.
  • the descramblers 2333-1 to 2333-k will be referred to as the descrambler 2333 if no distinction is made.
  • the decoding sequence selection unit 2331 selects the output destination of the received L-value symbol sequence. Specifically, first, decoding sequence selecting section 2331 confirms the symbol indicating the scrambler number given to the L-ary symbol sequence. Next, as a result of the confirmation, the decoding sequence selection unit 2331 identifies which of the K types of scramblers has encoded the L-value symbol sequence. Then, decoding sequence selecting section 2331 outputs the L-value symbol sequence to scrambler number removing section 2332 corresponding to the L-value symbol sequence based on the identification result.
  • the scrambler number removing unit 2332 removes the symbol indicating the scrambler number from the L-value symbol sequence.
  • the scrambler number removing unit 2332 outputs the L-value symbol sequence after removing the symbol indicating the scrambler number to the descrambler 2333.
  • the descrambler 2333 uses the descrambler corresponding to the scrambler number confirmed by the decoding sequence selection unit 2331 to execute the decoding process corresponding to the inverse conversion of the encoding process by the scrambler, and to execute the symbol before coding. A series of M-ary symbol sequences is restored.
  • An example of the reversible transformation by the scrambler 246 is a (N + P-1) ⁇ N matrix having a pseudo inverse matrix.
  • Block coding using such a matrix is reversible coding, and decoding can be realized by causing the descrambler 2333 to act on a pseudo-inverse matrix. Therefore, by using K different (N + P-1) ⁇ N matrices having pseudo-inverse matrices as the K types of scrambler, the encoding process and the decoding process in the present embodiment can be executed.
  • the coded symbol sequence is composed of L-valued symbols, and therefore the calculation of the sum associated with the matrix calculation is an operation modulo L-1.
  • the signal encoding unit 11f extracts an M-ary symbol sequence, which is a symbol sequence before encoding, from N + P ⁇ 1 L-ary symbols. Convert to a constructed L-value symbol string. As described above, the signal encoding unit 11f does not need to calculate the cost value ⁇ 2 for all L (N + P) symbol sequences that can be candidates as the L-value symbol sequence after nonlinear encoding in the signal encoding unit 11f. Therefore, the amount of calculation can be reduced.
  • J is an integer of 1 or more bits.
  • the J bits are assigned to the L-value symbol string composed of N symbols.
  • 2 J pieces are extracted in order from the L-value symbol string having the smallest cost value as shown in the second and third embodiments.
  • the L value symbol string is assigned to the J bits in a ratio of 1: 1.
  • FIG. 19 is a diagram showing an internal configuration of the signal encoding unit 11g in the tenth embodiment.
  • the signal encoding unit 11g includes scramblers 246g-1 to 246g-k, scrambler numbering units 247g-1 to 247g-k, cost value calculation units 248-1 to 248-k, a sequence selection unit 249, and a bit mapping unit. 250-1 to 250-k.
  • the scrambler 246g-1 to 246g-k will be referred to as the scrambler 246g if no distinction is made.
  • the scrambler number assigning units 247g-1 to 247g-k will be referred to as the scrambler number assigning unit 247g if no distinction is made.
  • the bit mapping units 250-1 to 250-k will be referred to as the bit mapping unit 250 if no distinction is made.
  • the scrambler 246g receives as an input a binary symbol sequence that is a symbol sequence before encoding.
  • a binary symbol sequence (bit sequence) that is a symbol sequence before encoding is subjected to different scrambling processing in each scrambler 246g-1 to 246g-k.
  • the scramble processing executed by each of the scramblers 246g-1 to 246g-k is a linear conversion that changes the order of the bits of the binary symbol string composed of J bits. .About.246g-k perform linear transformation based on different interchange rules. As a result, different K-type bit sequences composed of J bits are generated.
  • the bit mapping unit 250 converts each bit sequence into an L-value symbol string composed of N ⁇ H L-value symbols.
  • the scrambler number assigning unit 247g assigns a symbol indicating a scrambler number to each of the K types of L-value symbol sequences converted by the bit mapping unit 250.
  • the symbol indicating the scrambler number is represented using H L-value symbols. By doing so, K-type different L-value symbol sequences composed of N L-value symbols are generated.
  • FIG. 20 is a diagram showing the internal configuration of the signal decoding unit 233g in the tenth embodiment.
  • the signal decoding unit 233g includes a decoding sequence selection unit 2331, scrambler number removal units 2332-1 to 2332-k, descramblers 2333g-1 to 2333g-k, and bit demapping units 2334-1 to 2334-k.
  • bit demapping unit 2334 if the descramblers 2333g-1 to 2333g-k are not distinguished, they will be referred to as descrambler 2333g. Further, in the following description, the bit demapping units 2334-1 to 2334-k will be referred to as the bit demapping unit 2334 if no distinction is made.
  • the bit demapping unit 2334 performs demapping processing on each L value symbol string.
  • the descrambler 2333g uses the descrambler corresponding to the scrambler number confirmed by the decoding sequence selection unit 2331 to execute the decoding process corresponding to the inverse conversion of the encoding process by the scrambler, and to perform the decoding process on the symbol before encoding. A binary symbol sequence that is a sequence is restored.
  • Each matrix is a unit matrix and an arbitrary row of the unit matrix is replaced multiple times.
  • A represents a matrix operated by the scrambler 246g. For example, assuming that the bit string before encoding is [10010111], the output from each scrambler 246g is as follows.
  • Output from scrambler 246g-1 [10010111]
  • Output from scrambler 246g-2 [00101111]
  • Output from scrambler 246g-3 [01011110]
  • the conventional Gray code is applied as the bit mapping executed by the bit mapping unit 250. For example, the allocation “00 ⁇ 0, 01 ⁇ 1, 11 ⁇ 2, 10 ⁇ 3” is performed. By applying such a bit mapping, a 4-level symbol sequence composed of 4 symbols is generated.
  • the four-level symbol string corresponding to each scrambler 246g is as follows.
  • bit string can be restored from a quaternary symbol string by converting a quaternary symbol into 2 bits based on the Gray code.
  • a scrambler number is assigned to the 4-level symbol string output from the bit mapping. For example, the symbol corresponding to the scrambler number is added to the end of the quaternary symbol.
  • the symbol to give
  • the outputs from the scrambler numbering units 247g-1 to 247g-k are as follows.
  • Output corresponding to scrambler 246g-1 2031122
  • Output corresponding to scrambler 246g-2 21032222
  • Output corresponding to scrambler 246g-3 22112232
  • Output corresponding to scrambler 246g-4 2323112
  • the cost value calculation unit 248 calculates a cost value for each of these four-valued symbol strings. If the cost value shown in Equation 2 is used as the cost value, the cost value of the output corresponding to each scrambler 246g is as follows, and the output from the scrambler 246g-3 is the 4-value symbol sequence with the smallest cost value. It can be seen that it is. Therefore, it can be concluded that the output corresponding to the scrambler 246g-3 is a quaternary symbol sequence with the smallest signal fluctuation.
  • the sequence selection unit selects the output corresponding to the scrambler 246g-3, that is, [22111232] as the 4-level symbol sequence to be transmitted.
  • Output cost value corresponding to scrambler 246g-1 56
  • Output cost value corresponding to scrambler 246g-2 33
  • Output cost value corresponding to scrambler 246g-3 7
  • the signal decoding unit 233g of the optical receiver 20 confirms the scrambler number assigned to the 4-level symbol sequence.
  • the scrambler number is 3 from the value "2" of the second symbol.
  • the scrambler number removing unit 2332 removes the first two symbols and the last one symbol assigned by the scrambler number assigning unit 247g.
  • the 4-valued symbol string obtained by this is [1123].
  • the bit demapping unit 2334 converts the quaternary symbol into a binary symbol based on the Gray code. As a result, an 8-bit string [0101110] is obtained.
  • a descrambler 2333g-3 applies the matrix of the following equation 8 corresponding to the transposed matrix of the matrix operated by the scrambler 246g-3 to the bit string, which is the bit string before encoding [10010111].
  • 21 (A) and 22 (A) are diagrams showing a signal spectrum of a 4-level symbol before encoding
  • FIGS. 21 (B) and 22 (B) are obtained by the non-linear encoding in the present invention. It is a figure which shows the signal spectrum of the quaternary symbol after encoding. 21 and 22, the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents signal power.
  • Equation 1 is used to calculate the cost value in FIG. 21, and Equation 2 is used to calculate the cost value in FIG.
  • the generation of high frequency components is suppressed in the coded symbol sequence, and the signal power is concentrated in the low frequency region. That is, narrowing of the signal spectrum has been realized. This narrowing of the band reduces the effects of waveform limitation due to band limitation and chromatic dispersion inherent in the optical transmission system.
  • optical transmission system 100 of the ninth embodiment configured as described above, it is possible to generate an L-value symbol sequence from a bit sequence. As a result, the processing in each of the above-described embodiments can be performed even when the data information is input as a bit sequence.
  • a part or all of the functions of the optical transmitters 10, 10a, 10b, 10c and the optical receivers 20, 20a, 20b, 20c in the above-described embodiments may be realized by a computer.
  • the program for realizing this function may be recorded in a computer-readable recording medium, and the program recorded in this recording medium may be read by a computer system and executed.
  • the “computer system” mentioned here includes an OS and hardware such as peripheral devices.
  • the “computer-readable recording medium” refers to a portable medium such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM, a CD-ROM, or a storage device such as a hard disk built in a computer system.
  • the "computer-readable recording medium” means to hold a program dynamically for a short time like a communication line when transmitting the program through a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line.
  • a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line.
  • the program may be for realizing some of the functions described above, or may be one that can realize the functions described above in combination with a program already recorded in the computer system, It may be realized using a programmable logic device such as FPGA (Field Programmable Gate Array).
  • Digital filter 232, 232a, 232a-1, 232a-2 ...
  • Signal determination unit 233, 233a-1, 233a-2, 233b, 233c-1, 233c 2, 233d, 233e-1, 233e-2, 233f, 233g ...
  • Signal decoding unit 2331 ...
  • Decoding sequence selection unit 2332-1-2332-k ... Scrambler number removing unit, 2333-1-2333-k, 2333g -1 to 2333g-k ... descrambler, 2334-1 to 2334-k ... bit demapping section, 234 ... IQ combining section, 235, 235e ... IQ separating section, 236, 236a-1, 236a-2 ...
  • error correction decoding Section 237, 237e ... first digital filter, 238, 238e-1, 238e-2 ... Viterbi decoding section, 239, 239e ... second digital filter, 240, 240e-1, 240e-2 ... adder, 241, 241e -1, 241e-2 ... Metric calculation unit, 242 ... Phase estimation unit, 243 ... Q synthesis section, 244 ... IQ separation section, 246-1 to 246-k, 246g-1 to 246g-k ... scrambler, 247-1 to 247-k, 247g-1 to 247g-k ... scrambler numbering section , 248-1 to 248-k ... Cost value calculation unit, 249 ... Sequence selection unit, 250-1 to 250-k ... Bit mapping unit

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Abstract

光送信器と、光受信器とを備える光伝送システムであって、光送信器は、データ情報として入力されたＭ（Ｍは１以上の整数）値シンボル系列又はビット系列に対して非線形ブロック符号化を施すことにより、Ｍ値シンボル系列又はビット系列に１：１で対応するＬ（Ｌは２以上の整数、ただしＬ＞Ｍ）値シンボル系列を生成する信号符号化部と、生成されたＬ値シンボル系列をアナログ信号に変換するデジタルアナログ変換部と、アナログ信号に基づいて変調を行うことによって光変調信号を生成する変調器と、を備え、光受信器は、光送信器から送信された光変調信号を受光し、電気信号に変換する受光部と、電気信号に対して信号符号化部による処理と逆の処理を行うことによってＭ値シンボル系列又はビット系列を復元する信号復号部と、を備える光伝送システム。

Description

光伝送システム
　本発明は、光伝送システムに関する。
　データ通信需要の増大に伴い、大容量トラヒックの伝送を可能とする光信号変調技術や、光信号多重技術を用いた光伝送ネットワークが普及しつつある。特に、１波当たりの伝送速度が１００Ｇｂｉｔ／ｓｅｃ（以下「Ｇｂ／ｓ」という。）以上の超高速光伝送システムにおいて、コヒーレント検波とデジタル信号処理技術を組み合わせたデジタルコヒーレント技術が広く用いられるようになってきている。これに対して、ＬＴＥ（Long TermEvolution）に代表されるモバイル端末における大容量データ通信の普及により、上記のデジタルコヒーレント技術よりも安価に、すなわち、より簡易な送受信の装置構成によって１００Ｇｂ／ｓ級の超高速光伝送を実現することが求められている。
　簡易な装置構成で１００Ｇｂ／ｓ級の超高速光伝送を実現する方式として、光信号の強度情報に基づいてデータ信号の復調を行う直接検波方式が注目されている。その中でも、２値の強度変調信号であるＮＲＺ（Non Return-to-Zero）方式に比べて、高い周波数利用効率を有する４値強度変調方式であるＰＡＭ４（4-level Pulse Amplitude Modulation）を用いた超高速光伝送方式の検討が特に進められている。
　デジタルコヒーレント技術を用いた１００Ｇｂ／ｓ級光伝送では、一般に偏波多重ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）の変調方式（以下「ＰＤＭ－ＱＰＳＫ」（Polarization Division Multiplexing）－ＱＰＳＫという。）が用いられている。ＰＤＭ－ＱＰＳＫを用いた場合の変調速度は２５ＧＢｄ（ＧｉｇａＢａｕｄ）程度である。これに対して、ＰＡＭ４の変調方式を用いて１００Ｇｂ／ｓ級の超高速光伝送を行う場合の変調速度は、５０ＧＢｄ程度となる。そのため、ＰＡＭ４を用いた場合の信号スペクトルは、ＰＤＭ－ＱＰＳＫ方式よりも広い周波数を占有する信号スペクトルとなる。
　広い周波数を占有するということは、１００Ｇｂ／ｓ級の超高速光伝送の実現のためにＰＡＭ４の変調方式を適用した場合、ＰＤＭ－ＱＰＳＫ方式に比べて電気デバイスの帯域制限に起因する波形劣化の影響を大きく受けてしまうことを意味する。また、直接検波方式では、伝送ファイバの有する波長分散に起因した波形劣化をデジタル信号処理によって補償することができないため、ＰＡＭ４方式を適用する際には波長分散に起因した信号品質劣化も大きな問題となる。波長分散に起因した信号品質劣化は変調速度の二乗に比例するため、特に５０Ｇｂａｕｄ以上の光速に変調された信号に対しては、波長分散に起因した信号品質劣化は顕著なものとなる。
Seiji Okamoto, Masaki Terayama, Masato Yoshida, Keisuke Kasai, Toshihiko Hirooka, and Masataka Nakazawa, "Experimental and Numerical Comparison of Probabilistically-Shaped 4096 QAM and Uniformly-Shaped 1024 QAM in All-Raman Amplified 160 km Transmission", OFC 2018, M3C.5
　ＰＡＭ４方式を用いた１００Ｇｂ/ｓ級超高速光伝送の実現においては、上述した通り、電気光デバイスによる帯域制限に起因した信号品質劣化、及び、光ファイバ伝送路が有する波長分散に起因した信号品質劣化が課題となる。
　従来では、光信号の受信感度を向上させることを目的とした方式として、確率整形法（Probabilistic Shaping）と呼ばれる符号化方式が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。しかしながら、非特許文献１に記載の方式は、ガウス雑音環境下において受信感度を向上させることを目的とした方式であるため、帯域制限や波長分散などの周波数応答に起因したシンボル間干渉環境下での受信感度の向上を実現する方式に適用することができない。そのため、信号品質の劣化を抑制することができないという問題があった。
　上記事情に鑑み、本発明は、信号品質の劣化を抑制することができる技術の提供を目的としている。
　本発明の一態様は、光送信器と、光受信器とを備える光伝送システムであって、前記光送信器は、データ情報として入力されたＭ（Ｍは１以上の整数）値シンボル系列又はビット系列に対して非線形ブロック符号化を施すことにより、前記Ｍ値シンボル系列又はビット系列に１：１で対応するＬ（Ｌは２以上の整数、ただしＬ＞Ｍ）値シンボル系列を生成する信号符号化部と、生成された前記Ｌ値シンボル系列をアナログ信号に変換するデジタルアナログ変換部と、前記アナログ信号に基づいて変調を行うことによって光変調信号を生成する変調器と、を備え、前記光受信器は、前記光送信器から送信された光変調信号を受光し、電気信号に変換する受光部と、前記電気信号に対して前記信号符号化部による処理と逆の処理を行うことによって前記Ｍ値シンボル系列又はビット系列を復元する信号復号部と、を備える光伝送システムである。
　本発明の一態様は、上記の光伝送システムであって、前記信号符号化部は、前記データ情報としてＮ（Ｎは１以上の整数）個のシンボルから構成されるＭ値シンボル系列が入力された場合、想定される一部又は全てのＬ値シンボル列であるＬ（Ｎ＋Ｐ）個（Ｐは０以上の整数）のＬ値シンボル列のうち、コスト値が小さいものから順にＭＮ個のＭ値シンボル列に割り当てる。
　本発明の一態様は、上記の光伝送システムであって、前記信号符号化部は、Ｌ（Ｎ＋Ｐ）個のＬ値シンボル列すべてに対して、離散フーリエ変換を行うことによってＬ値シンボル列それぞれの信号スペクトルを取得し、取得した信号スペクトルに基づいて以下の式１を用いて信号スペクトル広がりσ２を前記コスト値として算出する。
　本発明の一態様は、上記の光伝送システムであって、前記信号符号化部は、前記データ情報としてＮ（Ｎは１以上の整数）個のシンボルから構成されるＭ値シンボル系列が入力された場合、想定される一部又は全てのＬ値シンボル列であるＬ（Ｎ＋Ｐ）個（Ｐは０以上の整数）のＬ値シンボル列のうち、以下の式２及び式３から算出される信号スペクトル広がりσ２をコスト値として、前記コスト値が小さいものから順にＭＮ個のＭ値シンボル列に割り当てる。
　本発明の一態様は、上記の光伝送システムであって、前記信号符号化部は、前記データ情報として１ブロックＪ（Ｊは１以上の整数）ビットで構成されるビット系列が入力された場合、ＬＮ（Ｎは１以上の整数）個のＬ値シンボル列の中からコスト値が小さいＬ値シンボル列から順に２Ｊ個を抽出し、ＪビットにＬ値シンボル列を１：１で割り当てる。
　本発明の一態様は、上記の光伝送システムであって、前記光送信器は、非線形ブロック符号化の後に誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号化部をさらに備え、前記光受信器は、非線形ブロック復号の前に誤り訂正復号を行う誤り訂正復号部をさらに備える。
　本発明の一態様は、上記の光伝送システムであって、前記光受信器は、Ｌ値シンボル系列に対する信号復調において最尤系列推定に基づく判定を行う。
　本発明の一態様は、上記の光伝送システムであって、前記信号符号化部は、前記Ｍ値シンボル列をＮ＋Ｐ－１個のＬ値シンボルから構成されるＬ値シンボル列に変換することによって、異なるＫ種類のＬ値シンボル列を生成する複数のスクランブラ部と、前記Ｋ種類のＬ値シンボル列それぞれに対して、スクランブラ番号を示すシンボルを付与する複数のスクランブラ番号付与部と、前記Ｌ値シンボル列それぞれに対してコスト値を算出する複数のコスト値算出部と、前記Ｋ種類のＬ値シンボル列の中からコスト値が最小の系列を選択する系列選択部とで構成され、前記信号復号部は、前記Ｌ値シンボル列からスクランブラ番号を示すシンボルを除去する複数のスクランブラ番号除去部と、前記スクランブラ番号に応じたデスクランブラを使用して、前記スクランブラ部による符号化処理の逆変換に相当する復号化処理を実行し、符号化前のシンボル系列であるＭ値シンボル列を復元する複数のデスクランブラで構成される。
　本発明により、信号品質の劣化を抑制することが可能となる。
通常の２値シンボル列及び３値シンボル列の光信号パワーレベルと出現頻度の関係を示す図である。 第１の実施形態における光伝送システムのシステム構成を示す図である。 第１の実施形態におけるデジタル信号処理部の内部構成を示す図である。 符号化前の２値シンボルと、本発明における非線形符号化によって得られた符号化後の３値シンボルの信号スペクトルを示す図である。 １０ＧＨｚの帯域制限、－６４ｐｓ／ｎｍの波長分散環境下を伝送させた後の受信信号のアイパターンを示す図である。 符号化前の４値シンボルと、本発明における非線形符号化によって得られた符号化後の５値シンボルの信号スペクトルを示す図である。 ２２ＧＨｚの帯域制限、－３２ｐｓ／ｎｍの波長分散環境下を伝送させた後の受信信号のアイパターンを示す図である。 第４の実施形態における光伝送システムのシステム構成を示す図である。 第４の実施形態におけるデジタル信号処理部の内部構成を示す図である。 第５の実施形態における光伝送システムのシステム構成を示す図である。 第５の実施形態におけるデジタル信号処理部の内部構成を示す図である。 第６の実施形態における光伝送システムのシステム構成を示す図である。 第６の実施形態におけるデジタル信号処理部の内部構成を示す図である。 第７の実施形態におけるデジタル信号処理部の内部構成を示す図である。 トレリス線図のイメージを示す図である。 第８の実施形態におけるデジタル信号処理部の内部構成を示す図である。 第９の実施形態における信号符号化部の内部構成を示す図である。 第９の実施形態における信号復号部の内部構成を示す図である。 第１０の実施形態における信号符号化部の内部構成を示す図である。 第１０の実施形態における信号復号部の内部構成を示す図である。 非線形符号化後の４値シンボル系列に対する信号スペクトルと、従来のＰＡＭ４信号に相当するＮ＝１２８のＰＡＭ４信号の信号スペクトルを示す図である。 非線形符号化後の４値シンボル系列に対する信号スペクトルと、従来のＰＡＭ４信号に相当するＮ＝１２８のＰＡＭ４信号の信号スペクトルを示す図である。
　以下、本発明の一実施形態を、図面を参照しながら説明する。
（概要）
　まず、本発明の概要について、従来技術と比較しながら説明する。
　従来の確率整形法は、Ｎ（Ｎは１以上の整数）シンボルから構成されるブロックに対して非線形符号化を適用することで、信号点間隔を保持したまま光信号の平均パワーを低減し、受信感度の向上を実現する方式である。具体的には、Ｎ個のＭ（Ｍは１以上の整数）値シンボルから構成されるＭ値シンボル列を、Ｎ個のＬ（Ｌは２以上の整数）値シンボルから構成されるＬ値シンボル列に１：１変換する。なお、以下の説明ではＬ＞Ｍとする。
このとき、Ｎ個のＬ値シンボルから構成されるＬ値シンボル列のうち、Ｌ値シンボル列が持つパワーが小さいものから順に、ＭＮ種類のＬ値シンボル列を抽出する。
　Ｎ個のＭ値シンボルから構成されるＭ値シンボル列の全パターン（全ＭＮ種類）に、抽出したＭＮ種類のＬ値シンボル列を対応付けることで、より平均パワーの小さいシンボル列を生成することが可能となる。このシンボル列を用いて信号を伝送することによって、信号点間隔を保持したまま光信号の平均パワーを低減することが可能となり、結果として受信感度の向上を実現することが可能となる。例として、Ｎ＝３,Ｍ＝２,Ｌ＝３の場合を考える。２値シンボル列を全て列挙すると、以下の８種類となる。
（２値シンボル列）
０００
００１
０１０
０１１
１００
１０１
１１０
１１１
　一方で３値シンボル列を全て列挙すると、以下の２７種類となる。
（３値シンボル列）
０００
００１
００２
０１０
０１１
０１２
０２０
０２１
０２２
１００
１０１
１０２
１１０
１１１
１１２
１２０
１２１
１２２
２００
２０１
２０２
２１０
２１１
２１２
２２０
２２１
２２２
　確率整形法では、全８種類の２値シンボル列に対して８種類の３値シンボル列を１：１で割り当てる必要がある。このとき、信号パワーの小さい３値シンボル列を優先的に２値シンボル列に割り当てるという符号化を行うことで、符号化後の３値シンボル列の平均パワーを小さくすることができる。例えば、全８種類の２値シンボル列に対して、０００→０００
００１→００１
０１０→０１０
０１１→０１１
１００→１００
１０１→００２
１１０→０２０
１１１→２００
　上記のように３値シンボルを割り当てることで、平均パワーの小さい３値シンボル列を生成することが可能となる。通常の２値シンボル列では、シンボル０が発生する確率は１/２、シンボル１が発生する確率も１/２である。一方、上記の変換によって生成した３値シンボル列では、シンボル０が発生する確率は１６/２４、シンボル１が発生する確率は５/２4、シンボル２が発生する確率は３/２４となっている。
　したがって、各シンボルの値を光強度に対応させて光伝送信号を伝送させる場合は、通常の２値シンボル列の光信号の平均パワーは、１／２（＝１/２×０＋１/２×１）となり、３値シンボル列の光信号の平均パワーは、１１／２４（＝１６／２４×０＋５／２４×１＋３／２４×２）となり、通常の２値シンボル列の平均パワーよりも小さいことが確認できる。このとき、この８種類の３値シンボル列が伝送可能な情報量は通常の２値シンボル列が伝送する情報量と同じ３ｂｉｔ（＝２３）である。
　したがって、確率整形法を用いることで、伝送可能な情報量を低減することなく、かつ信号点間隔を維持したまま、信号パワーを低減することが可能となる。言い換えると、通常の２値シンボル列と同じ平均パワーで上記の３値シンボル列を伝送する場合、通常の２値シンボル列よりも広い信号点間隔を実現することができる。そのため、白色雑音に対する耐力が向上し、結果として受信感度の向上を実現することが可能となる。
　図１は、通常の２値シンボル列及び３値シンボル列の光信号パワーレベルと出現頻度の関係を示す図である。図１（Ａ）は２値シンボル列の光信号パワーレベルと出現頻度の関係を示す図であり、図１（Ｂ）は３値シンボル列の光信号パワーレベルと出現頻度の関係を示す図である。図１において、横軸は光信号パワーレベルを表し、縦軸は出現頻度を表す。
　図１（Ａ）及び図１（Ｂ）に示すように、２値シンボル列と３値シンボル列とでは出願頻度に差がある。
　本発明における方法は、信号パワーの小さい３値シンボル列を２値シンボル列に割り当てるのではなく、信号の変動が小さい、すなわち信号スペクトルがより狭い３値シンボル列を優先的に２値シンボル列に割り当てるという符号化を行うことで、符号化後の３値シンボル列の信号スペクトルを狭帯域化することが可能となる。
　以下、具体的な実施形態について説明する。
（第１の実施形態）
　図２は、第１の実施形態における光伝送システム１００のシステム構成を示す図である。光伝送システム１００は、光送信器１０及び光受信器２０を備える。光送信器１０と光受信器２０とは、光ファイバ３０を介して接続される。光ファイバ３０は、光送信器１０と光受信器２０とを接続する伝送路である。
　光送信器１０は、信号符号化部１１、ＤＡ変換器１２、信号光源１３及び光変調器１４を備える。ここで、光送信器１０に入力されるデータ情報は、符号化前のＭ値シンボルとする。
　信号符号化部１１は、データ情報であるＭ値シンボル列をＬ値シンボル列に変換する。
信号符号化部１１は、信号変動の小さいＬ値シンボル列を優先的にＭ値シンボル列に割り当てるという符号化を行う。これにより、信号スペクトルが狭帯域化されたＬ値シンボル列を生成することが可能となる。
　ＤＡ変換器１２は、信号符号化部１１によって生成されたＬ値シンボル列のデジタル信号をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器１２は、アナログ信号を光変調器１４に印加する。
　信号光源１３は、光変調器１４に対して連続光を送出する。
　光変調器１４は、ＤＡ変換器１２によって印加されたアナログ信号で、信号光源１３から送出された連続光を変調することによって、Ｌ値の光変調信号を生成する。光変調器１４は、生成したＬ値の光変調信号を、光ファイバ３０を介して光受信器２０に送信する。
なお、信号光源１３と、光変調器１４は、必ずしも分離されている必要はなく、光変調器１４は信号光源１３から送出された連続光を直接変調することによって、Ｌ値の光変調信号を生成してもよい。
　光受信器２０は、受光部２１、ＡＤ変換器２２及びデジタル信号処理部２３を備える。
　受光部２１は、光送信器１０から送信されたＬ値の光変調信号を直接検波してＬ値の光変調信号の光強度情報を取得する。受光部２１は、取得した光強度情報をアナログの電気信号に変換してＡＤ変換器２２に出力する。
　ＡＤ変換器２２は、受光部２１から出力されたアナログの電気信号をデジタル信号に変換する。
　デジタル信号処理部２３は、デジタル信号を処理することによって、符号化前のＭ値シンボルを取得する。
　図３は、第１の実施形態におけるデジタル信号処理部２３の内部構成を示す図である。
　デジタル信号処理部２３は、デジタルフィルタ２３１、信号判定部２３２及び信号復号部２３３を備える。
　デジタルフィルタ２３１は、Ｌ値の光変調信号の波形整形を行う。デジタルフィルタ２３１は、波形整形後のＬ値の光変調信号を信号判定部２３２に出力する。デジタルフィルタ２３１は、一般的な線形フィルタであるＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタや、高次の伝達関数を記述可能なボルテラフィルタ等が用いられる。
　信号判定部２３２は、波形整形後のＬ値の光変調信号に対してシンボル判定を行うことによってＬ値シンボル列を取得する。信号判定部２３２は、取得したＬ値シンボル列を信号復号部２３３に出力する。
　信号復号部２３３は、信号判定部２３２から出力されたＬ値シンボル列と、Ｍ値シンボル列の対応関係に基づいて、Ｍ値シンボル列を復元する。Ｌ値シンボル列と、Ｍ値シンボル列の対応関係については、Ｌ値シンボル列とＭ値シンボル列の対応関係を示す対応表を予め光送信器１０から光受信器２０に送信していてもよいし、光送信器１０から変調信号の送信する際に一緒に送信してもよい。
　以上のように構成された光伝送システム１００によれば、Ｍ値シンボル列を、Ｍ値よりも値の大きいＬ値シンボル列に変換して、変換したＬ値シンボル列のうち信号変動が小さくなるようなパターンのみを抽出し、Ｍ値シンボル系列と１：１に対応するように割り当てる符号化を行う。これにより、信号スペクトルが狭帯域化されたＬ値シンボル列を生成することができる。そのため、帯域制限がある状況でも信号品質の劣化を抑制し、高品質な伝送が可能となる。
（第２の実施形態）
　第２の実施形態では、信号符号化部１１において信号変動の小さいＬ値シンボル列を優先的にＭ値シンボル列に割り当てる方法について説明する。以下の説明では、Ｍ値シンボル列を構成するシンボル数をＮ、Ｌ値シンボル列を構成するシンボル数をＮ＋Ｐ（Ｐは０以上の整数）とする。なお、第２の実施形態における光送信器１０と光受信器２０の構成は、第１の実施形態と同様である。
　信号符号化部１１は、以下の手順１～６を行うことによって、信号変動の小さいＬ値シンボル列を優先的にＭ値シンボル列に割り当てる。
［手順１］
　信号符号化部１１は、Ｎ＋Ｐシンボルから構成されるＬ値シンボル列を全て列挙する。
これによって、Ｌ（Ｎ＋Ｐ）個のＬ値シンボル列が得られる。
［手順２］
　信号符号化部１１は、Ｌ（Ｎ＋Ｐ）個のＬ値シンボル列すべてに対して、離散フーリエ変換を行うことで、各Ｌ値シンボル列の信号スペクトルを得る。
［手順３］
　信号符号化部１１は、各Ｌ値シンボル列の信号スペクトルの広がりを算出する。具体的には、信号符号化部１１は、（Ｎ＋Ｐ）シンボルから構成されるＬ値シンボル列を離散フーリエ変換することによって得られる（Ｎ＋Ｐ）個の数値系列（Ｆ１,Ｆ２,…,Ｆ（Ｎ＋Ｐ））に対して以下の式１に示す計算を行うことで、信号スペクトル広がりσ２を得る。
このσ２をコスト値とする。ここで、[]はガウス記号である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
［手順４］
　信号符号化部１１は、コスト値が小さいＬ値シンボル列から順番に、Ｍ値シンボル列に割り当てる。このとき、Ｌ値シンボル列のうち、最初のシンボルまたは最後のシンボルの値が［（Ｌ－１）/２］となるＬ値シンボル列に限定してＭ値シンボル列に割り当てることで、時間的に連続するシンボル列同士の境界で高周波の変動を抑えることも可能である。
［手順５］
　信号符号化部１１は、手順４における割り当て結果に基づいて、符号化前の信号であるＭ値シンボル列と符号化後の信号であるＬ値シンボル列の対応表を作成する。
［手順６］
　信号符号化部１１は、対応表に基づいて、Ｍ値シンボル列をＬ値シンボル列に変換する。これにより、信号符号化部１１は、Ｍ値シンボル列の符号化を行う。
　光受信器２０の信号復号部２３３では、上記で作成した対応表に基づいて、Ｌ値シンボル列をＭ値シンボル列に復号する。以下に、対応表の具体例を示す。以下では、Ｎ＝８,Ｍ＝２,Ｌ＝３,Ｐ＝０とする。２８個（２５６個）の２値シンボル列である「００００００００」～「１１１１１１１１」に対して、以下の２５６個の３値シンボル列を割り当てる。なお、ここでは、最初のシンボルが１である３値シンボル列に限定している。
１１１１１１１１
１１００００００
１１１１１１００
１００００００１
１１１１１００１
１１１１００１１
１１１００１１１
１１００１１１１
１００１１１１１
１２２１１１１１
１１２２１１１１
１１１２２１１１
１１１１２２１１
１１１１１２２１
１２２２２２２１
１１１１１１２２
１１２２２２２２
１１１１００００
１１１００００１
１１００００１１
１００００１１１
１２２２２１１１
１１２２２２１１
１１１２２２２１
１１１１２２２２
１１１０００００
１１１１０００１
１０００００１１
１１０００１１１
１１２２２１１１
１２２２２２１１
１１１１２２２１
１１１２２２２２
１１１１１０００
１１０００００１
１１１０００１１
１０００１１１１
１２２２１１１１
１１１２２２１１
１１２２２２２１
１１１１１２２２
１０００００００
１１１１１１１０
１１１１１１０１
１１１１１０１１
１１１１０１１１
１１１０１１１１
１１０１１１１１
１０１１１１１１
１２１１１１１１
１１２１１１１１
１１１２１１１１
１１１１２１１１
１１１１１２１１
１１１１１１２１
１１１１１１１２
１２２２２２２２
１２２１００００
１２２２２１００
１００００１２２
１００１２２２２
１２２２１０００
１０００１２２２
１２２１１１００
１１２２１００１
１１００１２２１
１００１１１２２
１２１０００００
１１１２２１００
１２２２２２１０
１２２１００１１
１００１２２１１
１０００００１２
１１１００１２２
１０１２２２２２
１１００１１００
１００１１００１
１２２１１２２１
１１２２１１２２
１１２１０００１
１１２２２１０１
１１０００１２１
１１０１２２２１
１２１１１０００
１１１２１０００
１２２２１１１０
１１１２２２１０
１２１０００１１
１２２２１０１１
１０００１２１１
１０１２２２１１
１１１０００１２
１０００１１１２
１１１０１２２２
１０１１１２２２
１１２２２１００
１２２１０００１
１００１２２２１
１１０００１２２
１２２１１０００
１１２２１０００
１２２２１１００
１２２２１００１
１０００１２２１
１０００１１２２
１１００１２２２
１００１１２２２
１１２２１１００
１２２１１００１
１００１１２２１
１１００１１２２
１２１１１１００
１１１１２１００
１２２１１１１０
１１１１２２１０
１１１２１００１
１１１２２１０１
１１２１００１１
１１２２１０１１
１２１００１１１
１２２１０１１１
１００１２１１１
１０１２２１１１
１１００１２１１
１１０１２２１１
１１１００１２１
１１１０１２２１
１１１１００１２
１００１１１１２
１１１１０１２２
１０１１１１２２
１１０１１０００
１１１００１００
１００１１１００
１１０００１１０
１２１１１１１０
１１１１１２１０
１０１１０００１
１１００１００１
１０００１１０１
１１１１２１０１
１００１００１１
１１１２１０１１
１１２１０１１１
１２１０１１１１
１０１２１１１１
１１０１２１１１
１１１０１２１１
１２２１２２１１
１１１１０１２１
１２２２１１２１
１１２２１２２１
１２１１２２２１
１１１１１０１２
１０１１１１１２
１１２２２１１２
１２２１１１２２
１１１２２１２２
１１２１１２２２
１２１１００００
１１２１００００
１２２２２１１０
１１２２２２１０
１２１００００１
１２２２２１０１
１００００１２１
１０１２２２２１
１１００００１２
１００００１１２
１１０１２２２２
１０１１２２２２
１１００１０００
１００１１０００
１１０００１００
１０００１１００
１１１０１１００
１１０１１１００
１１１００１１０
１１００１１１０
１００１０００１
１０００１００１
１１０１１００１
１０１１１００１
１１００１１０１
１００１１１０１
１０１１００１１
１００１１０１１
１２２１１２１１
１２１１２２１１
１２２１１１２１
１１２２１１２１
１２１１１２２１
１１２１１２２１
１２２２１２２１
１２２１２２２１
１１２２１１１２
１１１２２１１２
１１２１１１２２
１１１２１１２２
１２２２１１２２
１１２２２１２２
１２２１１２２２
１１２２１２２２
１００１００００
１００００１００
１１１１０１１０
１１０１１１１０
１１１０１１０１
１０１１１１０１
１１０１１０１１
１０１１０１１１
１２１１２１１１
１１２１１２１１
１２１１１１２１
１１１２１１２１
１１２１１１１２
１１１１２１１２
１２２２２１２２
１２２１２２２２
１１２１１１００
１１１２１１００
１１２２１１１０
１１１２２１１０
１２１１１００１
１１２１１００１
１２２１１１０１
１１２２１１０１
１２１１００１１
１２２１１０１１
１００１１２１１
１０１１２２１１
１１００１１２１
１００１１１２１
１１０１１２２１
１０１１１２２１
１１１００１１２
１１００１１１２
１１１０１１２２
１１０１１１２２
１１１２１１１０
１１２１１１０１
１２１１１０１１
１０１１１２１１
１１０１１１２１
１１１０１１１２
１１０１００００
１０１１００００
１１１１０１００
１０１１１１００
１１００００１０
１１１１００１０
１００００１１０
１００１１１１０
１０１００００１
１１１０１００１
１００００１０１
　図４は、符号化前の２値シンボルと、本発明における非線形符号化によって得られた符号化後の３値シンボルの信号スペクトルを示す図である。図４（Ａ）は符号化前の２値シンボルの信号スペクトルを示す図であり、図４（Ｂ）は本発明における非線形符号化によって得られた符号化後の３値シンボルの信号スペクトルを示す図である。図４において、横軸は周波数を表し、縦軸は信号パワーを表す。なお、ここでは、次数１５の疑似ランダムパターンを符号化前の２値シンボルとしている。
　また、図４では、シンボル系列に対してロールオフ係数０．０１のレイズドコサインフィルタを適用している。図４（Ｂ）に示すように、符号化後のシンボル系列では、高周波成分の発生が抑圧されており、信号パワーが低周波領域に集中している。すなわち、信号スペクトルの狭帯域化が実現されている。この狭帯域化によって、光伝送システムに内在する帯域制限や波長分散による波形劣化の影響が低減される。
　図５は、１０ＧＨｚの帯域制限、－６４ｐｓ／ｎｍの波長分散環境下を伝送させた後の受信信号のアイパターンを示す図である。図５（Ａ）は図４（Ａ）におけるアイパターンを示す図であり、図５（Ｂ）は図４（Ｂ）におけるアイパターンを示す図である。図５において、信号の変調速度は５６ＧＢｄであり、受信信号に対しては１１タップのＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタによる波形劣化補償を適用している。
　図５（Ａ）に示すように、符号化前の２値シンボル系列では、帯域制限及び波長分散の影響により著しいアイ開口劣化が生じており、２値シンボルを識別することが困難な状態となっている。
　それに対して、図５（Ｂ）に示すように、符号化後の３値シンボル系列では、著しい帯域制限や波長分散が存在する環境においても大きなアイ開口劣化は生じておらず、３値シンボルを容易に識別することが可能な状態となっている。すなわち、本発明における非線形符号化を適用することで、光信号の帯域制限耐力向上および波長分散耐力向上が実現可能であることが確認できる。
　図６は、符号化前の４値シンボルと、本発明における非線形符号化によって得られた符号化後の５値シンボルの信号スペクトルを示す図である。図６（Ａ）は符号化前の４値シンボルの信号スペクトルを示す図であり、図６（Ｂ）は本発明における非線形符号化によって得られた符号化後の５値シンボルの信号スペクトルを示す図である。図６において、横軸は周波数を表し、縦軸は信号パワーを表す。ここでは、符号化後の４値シンボル列に対して、最初のシンボルや最後のシンボルに対する限定は課していない。
　図６（Ｂ）が示すように、符号化後のシンボル系列では高周波成分の発生が抑圧されており、信号パワーが低周波領域に集中している。すなわち、信号スペクトルの狭帯域化が実現されている。この狭帯域化によって、光伝送システムに内在する帯域制限や波長分散による波形劣化の影響が低減される。
　図７は、２２ＧＨｚの帯域制限、－３２ｐｓ／ｎｍの波長分散環境下を伝送させた後の受信信号のアイパターンを示す図である。図７（Ａ）は図６（Ａ）におけるアイパターンを示す図であり、図７（Ｂ）は図６（Ｂ）におけるアイパターンを示す図である。図７において、信号の変調速度は５６ＧＢｄであり、受信信号に対しては３１タップのＦＩＲフィルタによる波形劣化補償を適用している。
　図７（Ａ）に示すように、符号化前の４値シンボル系列では、帯域制限及び波長分散の影響により著しいアイ開口劣化が生じており、４値シンボルを識別することが困難な状態となっている。
　それに対して、図７（Ｂ）に示すように、符号化後の５値シンボル系列では、著しい帯域制限や波長分散が存在する環境においても大きなアイ開口劣化は生じておらず、５値シンボルを容易に識別することが可能な状態となっている。すなわち、本発明で提案する非線形符号化を適用することで、光信号の帯域制限耐力向上および波長分散耐力向上が実現可能であることが確認できる。
　符号化に起因した原理的な感度劣化はＭとＬの比によって決定されるものであるため、Ｌ／Ｍの値が１に近い値であれば、原理的な感度劣化は無視できるほど小さい値となる。
一方で、Ｍ値シンボル列に割り当てるＬ値シンボル列の候補数はL（Ｎ＋Ｐ）であり、（Ｌ（Ｎ＋Ｐ））／（ＭＮ）が大きいほど効果的な信号スペクトルの狭帯域化が実現可能となる。したがって、Ｌ／Ｍの値が１に近い値であっても、Ｎの値を十分に大きくすることで、無視できるほど小さい感度劣化で信号スペクトルの狭帯域化が実現可能となる。例えば、Ｍ＝１６,Ｌ＝１７,Ｎ＝１２８,Ｐ＝０であれば、Ｌ／Ｍは約１．０６、（ＬＮ）／（ＭＮ）は約２３４５となる。
　以上のように構成された第２の実施形態における光伝送システム１００によれば、光送信器１０の信号符号化部１１は、上記の手順１～６の符号化処理を行うことでＬ値シンボル列のうち信号変動が小さくなるようなパターンを選択することができる。そして、信号符号化部１１は、選択したＬ値シンボル列と、Ｍ値シンボル系列と１：１に対応するように割り当てる符号化を行う。これにより、信号スペクトルが狭帯域化されたＬ値シンボル列を生成することができる。そのため、帯域制限がある状況でも信号品質の劣化を抑制し、高品質な伝送が可能となる。
（第３の実施形態）
　第３の実施形態では、第２の実施形態に示したコスト関数とは別のコスト関数を用いて符号化を行う。信号符号化部１１は、第３の実施形態の［手順３］におけるコスト関数として、信号スペクトルを用いずに、以下の式２及び式３に示す計算を行うことで、信号スペクトル広がりσ２を得る。このσ２をコスト値とする。ここでは、Ｎシンボルから構成されるＬ値シンボル列を（Ｓ１,Ｓ２,…,Ｓ（Ｎ＋Ｐ））とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　こうして得られる信号スペクトル広がりσ２も、信号の変動が大きいシンボル系列に対しては大きい値を示し、信号の変動が小さいシンボル系列に対しては小さい値を示すという特徴を持つ。例えば、Ｎ＝４,Ｐ＝０とした場合、０２０２や２０２０という信号変動の大きい３値シンボル系列に対してはσ２＝３２であり、００００や１１１１、２２２２という信号変動の小さい３値シンボル系列に対してはσ２＝０となる。
　信号符号化部１１は、第２の実施形態と同様に、Ｌ値シンボル列のうち、最初のシンボルまたは最後のシンボルの値が［（Ｌ－１）/２］となるＬ値シンボル列に限定してＭ値シンボル列に割り当てることで、時間的に連続するシンボル列同士の境界で高周波の変動を抑えることも可能である。
　以上のように構成された第３の実施形態における光伝送システム１００によれば、光送信器１０の信号符号化部１１は、第２の実施形態と別の手法で符号化処理を行う。具体的には、信号符号化部１１は、信号スペクトルを用いずに、信号スペクトル広がりを表すコスト値を算出する。そして、信号符号化部１１は、算出したコスト値に基づいて、コスト値が小さいＬ値シンボル列から順番にＬ値シンボル列を選択する。これにより、信号符号化部１１は、Ｌ値シンボル列のうち信号変動が小さくなるようなパターンを選択することができる。そして、信号符号化部１１は、選択したＬ値シンボル列と、Ｍ値シンボル系列と１：１に対応するように割り当てる符号化を行う。これにより、信号スペクトルが狭帯域化されたＬ値シンボル列を生成することができる。そのため、帯域制限がある状況でも信号品質の劣化を抑制し、高品質な伝送が可能となる。
　また、第３の実施形態における信号符号化部１１は、信号スペクトルを用いない符号化を行う。これにより、信号符号化部１１は、各Ｌ値シンボル列に対して離散フーリエ変換処理を行う必要がない。そのため、第２の実施形態における［手順２］を省略することが可能となる。すなわち、第２の実施形態と比較して、処理を短縮することができる。
（第４の実施形態）
　第４の実施形態では、第２の実施形態における符号化方法又は第３の実施形態における符号化方法をＱＡＭ信号に適用した構成について説明する。
　図８は、第４の実施形態における光伝送システム１００ａのシステム構成を示す図である。光伝送システム１００ａは、光送信器１０ａ及び光受信器２０ａを備える。光送信器１０ａと光受信器２０ａとは、光ファイバ３０を介して接続される。
　光送信器１０ａは、信号符号化部１１ａ－１，１１ａ－２、ＤＡ変換器１２ａ－１，１２ａ－２、信号光源１３及び光ベクトル変調器１５を備える。図８において、信号符号化部１１ａ－１及びＤＡ変換器１２ａ－１は、データ情報Ｉに対して処理を行う機能部である。また、信号符号化部１１ａ－２及びＤＡ変換器１２ａ－２は、データ情報Ｑに対して処理を行う機能部である。ここで、データ情報Ｉ,Ｑは、符号化前のＭ値シンボルであり、それぞれ独立したＭ値シンボルの系列である。
　なお、以下の説明では、信号符号化部１１ａ－１，１１ａ－２について区別しない場合には信号符号化部１１ａと記載する。また、以下の説明では、ＤＡ変換器１２ａ－１，１２ａ－２について区別しない場合にはＤＡ変換器１２ａと記載する。
　信号符号化部１１ａは、外部から送信対象となるデータ情報Ｉ,Ｑを入力し、入力されたデータ情報Ｉ,Ｑに対応するＭ値シンボル列をＬ値シンボル列に変換する。具体的には、信号符号化部１１ａ－１は、入力されたデータ情報Ｉに対応するＭ値シンボル列をＬ値シンボル列に変換する。信号符号化部１１ａ－２は、入力されたデータ情報Ｑに対応するＭ値シンボル列をＬ値シンボル列に変換する。信号符号化部１１ａは、信号変動の小さいＬ値シンボル列を優先的にＭ値シンボル列に割り当てるという符号化を行う。これにより、信号スペクトルが狭帯域化されたＬ値シンボル列を生成することが可能となる。
　ＤＡ変換器１２ａは、信号符号化部１１ａによって生成されたＬ値シンボル列のデジタル信号をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器１２ａは、アナログ信号を光ベクトル変調器１５に印加する。具体的には、ＤＡ変換器１２ａ－１は、信号符号化部１１ａ－１によって生成されたＬ値シンボル列のデジタル信号をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器１２ａ－１は、アナログ信号を光ベクトル変調器１５に印加する。ＤＡ変換器１２ａ－２は、信号符号化部１１ａ－２によって生成されたＬ値シンボル列のデジタル信号をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器１２ａ－２は、アナログ信号を光ベクトル変調器１５に印加する。
　信号光源１３は、光ベクトル変調器１５に対して連続光を送出する。
　光ベクトル変調器１５は、ＤＡ変換器１２ａ－１及び１２ａ－２それぞれから出力されたアナログ信号を用いて独立に振幅変調を行う。具体的には、光ベクトル変調器１５は、信号光源１３から送出された連続光を、アナログ信号を用いて変調することで、Ｉチャネル及びＱチャネルがそれぞれＬ値であるＬ２－ＱＡＭ信号を生成する。光ベクトル変調器１５は、生成したＬ２－ＱＡＭ信号を、光ファイバ３０を介して光受信器２０ａに送信する。
　光受信器２０ａは、ＡＤ変換器２２ａ－１，２２ａ－２、デジタル信号処理部２３ａ、局発光源２４及びコヒーレント受信器２５を備える。
　局発光源２４は、受信信号光に干渉させる局発光を出力する。
　コヒーレント受信器２５は、光送信器１０ａから送信されたＬ２－ＱＡＭ信号を局発光に基づいてコヒーレント検波することで、Ｌ２－ＱＡＭ信号をアナログの電気信号に変換する。
　ＡＤ変換器２２ａは、コヒーレント受信器２５から出力されたアナログの電気信号をデジタル信号に変換する。具体的には、ＡＤ変換器２２ａ－１は、Ｉ成分のアナログ電気信号をデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器２２ａ－２は、Ｑ成分のアナログ電気信号をデジタル信号に変換する。
　デジタル信号処理部２３ａは、デジタル信号を処理することによって、データ情報Ｉ及びデータ情報Ｑそれぞれに相当する符号化前のＭ値シンボルを取得する。
　図９は、第４の実施形態におけるデジタル信号処理部２３ａの内部構成を示す図である。
　デジタル信号処理部２３ａは、デジタルフィルタ２３１ａ、信号判定部２３２ａ－１，２３２ａ－２、信号復号部２３３ａ－１，２３３ａ－２、ＩＱ合成部２３４及びＩＱ分離部２３５を備える。
　ＩＱ合成部２３４は、ＡＤ変換器２２ａ－１及び２２ａ－２から出力されるデジタル信号それぞれを実部（Ｉチャネル成分のデジタル信号）と虚部（Ｑチャネル成分のデジタル信号）として取り込む。ＩＱ合成部２３４は、取り込んだ各信号を複素信号として合成する。具体的には、ＩＱ合成部２３４は、ＡＤ変換器２２ａ－１から出力されるデジタル信号を実部とし、ＡＤ変換器２２ａ－２から出力されるデジタル信号を虚部として取り込み、取り込んだ各信号を複素信号として合成する。
　デジタルフィルタ２３１ａは、ＩＱ合成部２３４による複素合成された信号の波形整形を行う。デジタルフィルタ２３１ａは、波形整形後の複素合成された信号をＩＱ分離部２３５に出力する。
　ＩＱ分離部２３５は、デジタルフィルタ２３１ａから出力された信号を実部（Ｉチャネル成分のデジタル信号）と虚部（Ｑチャネル成分のデジタル信号）に分離する。ＩＱ分離部２３５は、Ｉチャネル成分の信号を信号判定部２３２ａ－１に出力し、Ｑチャネル成分の信号を信号判定部２３２ａ－２に出力する。
　信号判定部２３２ａは、ＩＱ分離部２３５から出力されたＩチャネル成分の信号及びＱチャネル成分の信号それぞれに対して独立にシンボル判定を行うことによって、Ｉチャネル成分及びＱチャネル成分に対応するＬ値シンボル列をそれぞれ取得する。具体的には、信号判定部２３２ａ－１は、ＩＱ分離部２３５から出力されたＩチャネル成分の信号に対してシンボル判定を行うことによって、Ｉチャネル成分に対応するＬ値シンボル列を取得する。信号判定部２３２ａ－１は、取得したＩチャネル成分に対応するＬ値シンボル列を信号復号部２３３ａ－１に出力する。信号判定部２３２ａ－２は、ＩＱ分離部２３５から出力されたＱチャネル成分の信号に対してシンボル判定を行うことによって、Ｑチャネル成分に対応するＬ値シンボル列を取得する。信号判定部２３２ａ－２は、取得したＱチャネル成分に対応するＬ値シンボル列を信号復号部２３３ａ－２に出力する。
　信号復号部２３３ａは、信号判定部２３２ａから出力されたＩチャネル成分に対応するＬ値シンボル列及びＱチャネル成分に対応するＬ値シンボル列と、Ｍ値シンボル列の対応関係に基づいて、データ情報Ｉ,Ｑに対応するＭ値シンボル列をそれぞれ復元する。具体的には、信号復号部２３３ａ－１は、信号判定部２３２ａ－１から出力されたＩチャネル成分に対応するＬ値シンボル列と、Ｉチャネル成分に対応するＭ値シンボル列の対応関係に基づいて、データ情報Ｉに対応するＭ値シンボル列を復元する。信号復号部２３３ａ－２は、信号判定部２３２ａ－２から出力されたＱチャネル成分に対応するＬ値シンボル列と、Ｑチャネル成分に対応するＭ値シンボル列の対応関係に基づいて、データ情報Ｑに対応するＭ値シンボル列を復元する。
　Ｉチャネル成分に対応するＬ値シンボル列と、Ｉチャネル成分に対応するＭ値シンボル列の対応関係については、Ｉチャネル成分に対応するＬ値シンボル列とＩチャネル成分に対応するＭ値シンボル列の対応関係を示す対応表を予め光送信器１０ａから光受信器２０ａに送信していてもよいし、光送信器１０ａから変調信号の送信する際に一緒に送信してもよい。
　また、Ｑチャネル成分に対応するＬ値シンボル列と、Ｑチャネル成分に対応するＭ値シンボル列の対応関係については、Ｑチャネル成分に対応するＬ値シンボル列とＱチャネル成分に対応するＭ値シンボル列の対応関係を示す対応表を予め光送信器１０ａから光受信器２０ａに送信していてもよいし、光送信器１０ａから変調信号の送信する際に一緒に送信してもよい。
　以上のように構成された光伝送システム１００ａによれば、ＱＡＭ信号に適用することができる。
（第５の実施形態）
　第５の実施形態では、第１の実施形態～第３の実施形態において誤り訂正を用いる構成について説明する。誤り訂正としては、前方誤り訂正（ＦＥＣ: Forward Error Correction）を用いる。なお、第５の実施形態では、誤り訂正をＰＡＭ信号に適用した場合の構成について説明する。
　本発明では、非線形ブロック符号を用いているため、符号化後のＬ値シンボルの一つを誤るだけで、そのブロックに対応する符号化前のＭ値シンボル列に連続的な誤りが生じてしまう可能性があるという問題を有する。この問題を回避するために、光送信器では非線形符号化を行ったうえで誤り訂正符号化を行い、光受信器では誤り訂正復号化したうえで非線形復号化を行う。ここで、誤り訂正符号は、硬判定情報に基づく誤り訂正符号でも、軟判定情報に基づく誤り訂正符号であってもよい。
　図１０は、第５の実施形態における光伝送システム１００ｂのシステム構成を示す図である。光伝送システム１００ｂは、光送信器１０ｂ及び光受信器２０ｂを備える。光送信器１０ｂと光受信器２０ｂとは、光ファイバ３０を介して接続される。光ファイバ３０は、光送信器１０ｂと光受信器２０ｂとを接続する伝送路である。
　光送信器１０ｂは、信号符号化部１１、ＤＡ変換器１２ｂ、信号光源１３、光変調器１４及び誤り訂正符号化部１６を備える。ここで、光送信器１０ｂに入力されるデータ情報は、符号化前のＭ値シンボルとする。光送信器１０ｂにおいて、ＤＡ変換器１２ｂ及び誤り訂正符号化部１６以外の構成については、第１の実施形態～第３の実施形態のいずれかにおける光送信器１０と同様の処理を行う。以下、相違点についてのみ説明する。
　誤り訂正符号化部１６は、信号符号化部１１によって生成されたＬ値シンボル列のデジタル信号に対して誤り訂正符号化を行う。誤り訂正符号化部１６は、誤り訂正符号化後のＬ値シンボル列のデジタル信号をＤＡ変換器１２ｂに出力する。
　ＤＡ変換器１２ｂは、誤り訂正符号化部１６から出力された誤り訂正符号化後のＬ値シンボル列のデジタル信号をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器１２ｂは、アナログ信号を光変調器１４に印加する。
　光受信器２０ｂは、受光部２１、ＡＤ変換器２２及びデジタル信号処理部２３ｂを備える。光受信器２０ｂにおいて、デジタル信号処理部２３ｂ以外の構成については、第１の実施形態～第３の実施形態のいずれかにおける光受信器２０と同様の処理を行う。以下、相違点についてのみ説明する。
　デジタル信号処理部２３ｂは、デジタル信号を処理することによって、符号化前のＭ値シンボルを取得する。
　図１１は、第５の実施形態におけるデジタル信号処理部２３ｂの内部構成を示す図である。
　デジタル信号処理部２３ｂは、デジタルフィルタ２３１、信号判定部２３２、信号復号部２３３ｂ及び誤り訂正復号部２３６を備える。デジタル信号処理部２３ｂにおいて、デジタルフィルタ２３１及び信号判定部２３２の構成は、第１の実施形態～第３の実施形態のいずれかにおける同名の機能部と同様の処理を行うため説明を省略する。
　誤り訂正復号部２３６は、信号判定部２３２から出力されたＬ値シンボル列に対して誤り訂正復号を行う。誤り訂正復号部２３６は、誤り訂正復号後のＬ値シンボル列のデジタル信号を信号復号部２３３ｂに出力する。
　信号復号部２３３ｂは、誤り訂正復号部２３６から出力された誤り訂正復号後のＬ値シンボル列と、Ｍ値シンボル列の対応関係に基づいて、Ｍ値シンボル列を復元する。
　以上のように構成された光伝送システム１００ｂによれば、光送信器１０ｂにおいて非線形符号化を行ったうえで誤り訂正符号化を行う。そして、光受信器２０ｂにおいて誤り訂正復号化したうえで非線形復号を行う。このような処理を行うことで、伝送に伴って発生したＬ値シンボルに対するシンボル誤りを十分に低減したうえでの非線形復号化が可能となる。そのため、非線形ブロック符号化に起因した連続的な誤りを回避することが可能となる。
（第６の実施形態）
　第６の実施形態では、第４の実施形態において誤り訂正を用いる構成について説明する。なお、第６の実施形態では、誤り訂正をＱＡＭ信号に適用した場合の構成について説明する。
　図１２は、第６の実施形態における光伝送システム１００ｃのシステム構成を示す図である。光伝送システム１００ｃは、光送信器１０ｃ及び光受信器２０ｃを備える。光送信器１０ｃと光受信器２０ｃとは、光ファイバ３０を介して接続される。光ファイバ３０は、光送信器１０ｃと光受信器２０ｃを接続する伝送路である。
　光送信器１０ｃは、信号符号化部１１ａ－１，１１ａ－２、ＤＡ変換器１２ｃ－１，１２ｃ－２、信号光源１３、光ベクトル変調器１５及び誤り訂正符号化部１６ｃ－１，１６ｃ－２を備える。光送信器１０ｃにおいて、ＤＡ変換器１２ｃ－１，１２ｃ－２及び誤り訂正符号化部１６ｃ－１，１６ｃ－２以外の構成については、第４の実施形態における光送信器１０ａと同様の処理を行う。以下、相違点についてのみ説明する。
　誤り訂正符号化部１６ｃは、信号符号化部１１ａによって生成されたＬ値シンボル列のデジタル信号に対して誤り訂正符号化を行う。具体的には、誤り訂正符号化部１６ｃ－１は、信号符号化部１１ａ－１によって生成されたＬ値シンボル列のデジタル信号に対して誤り訂正符号化を行う。誤り訂正符号化部１６ｃ－１は、誤り訂正符号化後のＬ値シンボル列のデジタル信号をＤＡ変換器１２ｃ－１に出力する。誤り訂正符号化部１６ｃ－２は、信号符号化部１１ａ－２によって生成されたＬ値シンボル列のデジタル信号に対して誤り訂正符号化を行う。誤り訂正符号化部１６ｃ－２は、誤り訂正符号化後のＬ値シンボル列のデジタル信号をＤＡ変換器１２ｃ－２に出力する。
　ＤＡ変換器１２ｃは、誤り訂正符号化部１６ｃから出力された誤り訂正符号化後のＬ値シンボル列のデジタル信号をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器１２ｃは、アナログ信号を光ベクトル変調器１５に印加する。具体的には、ＤＡ変換器１２ｃ－１は、誤り訂正符号化部１６ｃ－１から出力された誤り訂正符号化後のＬ値シンボル列のデジタル信号をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器１２ｃ－１は、アナログ信号を光ベクトル変調器１５に印加する。ＤＡ変換器１２ｃ－２は、誤り訂正符号化部１６ｃ－２から出力された誤り訂正符号化後のＬ値シンボル列のデジタル信号をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器１２ｃ－２は、アナログ信号を光ベクトル変調器１５に印加する。
　光受信器２０ｃは、ＡＤ変換器２２ａ－１，２２ａ－２、デジタル信号処理部２３ｃ、局発光源２４及びコヒーレント受信器２５を備える。光受信器２０ｃにおいて、デジタル信号処理部２３ｃ以外の構成については、第４の実施形態における光受信器２０ａと同様の処理を行う。以下、相違点についてのみ説明する。
　デジタル信号処理部２３ｃは、デジタル信号を処理することによって、データ情報Ｉ及びデータ情報Ｑに相当する符号化前のＭ値シンボルを取得する。
　図１３は、第６の実施形態におけるデジタル信号処理部２３ｃの内部構成を示す図である。
　デジタル信号処理部２３ｃは、デジタルフィルタ２３１ａ、信号判定部２３２ａ－１，２３２ａ－２、信号復号部２３３ｃ－１，２３３ｃ－２、ＩＱ合成部２３４、ＩＱ分離部２３５及び誤り訂正復号部２３６－１，誤り訂正復号部２３６－２を備える。デジタル信号処理部２３ｃにおいて、デジタルフィルタ２３１ａ、信号判定部２３２ａ－１，２３２ａ－２、ＩＱ合成部２３４及びＩＱ分離部２３５の構成は、第４の実施形態における同名の機能部と同様の処理を行うため説明を省略する。
　誤り訂正復号部２３６は、信号判定部２３２ａから出力されたＬ値シンボル列に対して誤り訂正復号を行う。具体的には、誤り訂正復号部２３６－１は、信号判定部２３２ａ－１から出力されたＬ値シンボル列に対して誤り訂正復号を行う。誤り訂正復号部２３６－１は、誤り訂正復号後のＬ値シンボル列のデジタル信号を信号復号部２３３ｃ－１に出力する。誤り訂正復号部２３６－２は、信号判定部２３２ａ－２から出力されたＬ値シンボル列に対して誤り訂正復号を行う。誤り訂正復号部２３６－２は、誤り訂正復号後のＬ値シンボル列のデジタル信号を信号復号部２３３ｃ－２に出力する。
　信号復号部２３３ｃは、信号判定部２３２ａから出力されたＩチャネル成分に対応するＬ値シンボル列及びＱチャネル成分に対応するＬ値シンボル列と、Ｍ値シンボル列の対応関係に基づいて、データ情報Ｉ,Ｑに対応するＭ値シンボル列をそれぞれ復元する。具体的には、信号復号部２３３ｃ－１は、誤り訂正復号部２３６－１から出力されたＩチャネル成分に対応する誤り訂正復号後のＬ値シンボル列と、Ｉチャネル成分に対応するＭ値シンボル列の対応関係に基づいて、データ情報Ｉに対応するＭ値シンボル列を復元する。信号復号部２３３ｃ－２は、誤り訂正復号部２３６－２から出力されたＱチャネル成分に対応する誤り訂正復号後のＬ値シンボル列と、Ｑチャネル成分に対応するＭ値シンボル列の対応関係に基づいて、データ情報Ｑに対応するＭ値シンボル列を復元する。
　以上のように構成された光伝送システム１００ｃによれば、光送信器１０ｃにおいて非線形符号化を行ったうえで誤り訂正符号化を行う。そして、光受信器２０ｃにおいて誤り訂正復号化したうえで非線形復号を行う。このような処理を行うことで、伝送に伴って発生したＬ値シンボルに対するシンボル誤りを十分に低減したうえでの非線形復号化が可能となる。そのため、ＱＡＭ信号を用いた場合においても非線形ブロック符号化に起因した連続的な誤りを回避することが可能となる。
（第７の実施形態）
　第７の実施形態では、第１の実施形態～第３の実施形態において最尤系列推定（ＭＬＳＥ: Maximum Likelihood Sequence Estimation）を用いる構成について説明する。なお、第７の実施形態では、最尤系列推定をＰＡＭ信号に適用した場合の構成について説明する。
　上記の第１の実施形態から第６の実施形態では、Ｌ値シンボル系列に対する信号復調の際に、シンボルごとの判定を行うことを想定していた。しかしながら、本発明では、必ずしもシンボルごとの判定が必須ではない。そこで、本実施形態のように最尤系列推定に基づく判定を適用することもできる。
　図１４は、第７の実施形態におけるデジタル信号処理部２３ｄの内部構成を示す図である。
　デジタル信号処理部２３ｄは、信号復号部２３３ｄ、第１デジタルフィルタ２３７、ビタビ復号部２３８、第２デジタルフィルタ２３９、加算器２４０及びメトリック算出部２４１を備える。
　第１デジタルフィルタ２３７は、Ｌ値の光変調信号の波形整形を行う。第１デジタルフィルタ２３７は、Ｌ値シンボル系列の波形劣化を補償するために用いられる。第１デジタルフィルタ２３７は、波形整形後のＬ値の光変調信号をビタビ復号部２３８及び加算器２４０に出力する。第１デジタルフィルタ２３７は、ＦＩＲフィルタやボルテラフィルタ等の一般的な線形フィルタが用いられる。
　ビタビ復号部２３８は、第１デジタルフィルタ２３７から出力されたＬ値の光変調信号と、メトリック算出部２４１から出力されるメトリックとに基づいて系列推定を行う。メトリック値に基づく判定を行う代表的なアルゴリズムとして、ビタビアルゴリズムが挙げられる。ビタビ復号部２３８は、ビタビアルゴリズムに基づいて系列推定を行い、系列推定の結果として得られたメトリックのうち最もメトリックの小さいシンボル系列を送信系列として採用する。
　第２デジタルフィルタ２３９は、入力された候補系列に対してデジタルフィルタ処理を施すことによって時系列データを取得する。候補系列は、ＭＬＳＥを行う際に使用するＬ値シンボル系列である。第２デジタルフィルタ２３９は、候補系列であるＬ値シンボル系列に対して伝送路で発生する波形劣化を模擬するためのものである。第２デジタルフィルタ２３９は、取得した時系列データを加算器２４０に出力する。第２デジタルフィルタ２３９は、ＦＩＲフィルタやボルテラフィルタ等の一般的な線形フィルタが用いられる。特に、大きな非線形応答を有するシステムに対しては、第２デジタルフィルタ２３９としてボルテラフィルタを用いるとよい。
　加算器２４０は、第１デジタルフィルタ２３７から出力された値と、第２デジタルフィルタ２３９から出力された値とを取り込む。なお、加算器２４０は、第２デジタルフィルタ２３９から出力された値をマイナスの符号を付与して取り込む。加算器２４０は、取り込んだ２つの値を加算、すなわち第１デジタルフィルタ２３７から出力された値（時系列データ）から、第２デジタルフィルタ２３９から出力された値（時系列データ）を減算し、減算により算出した減算値をメトリック算出部２４１に出力する。
　メトリック算出部２４１は、加算器２４０から出力された減算値、すなわち想定される系列の候補（候補系列）に対して第２デジタルフィルタ２３９によってデジタルフィルタ処理を施した時系列データと、第１デジタルフィルタから出力された時系列データとの間のユークリッド距離をメトリックとして算出する。
　信号復号部２３３ｄは、ビタビ復号部２３８から出力された送信シンボル系列と、Ｍ値シンボル列の対応関係に基づいて、Ｍ値シンボル列を復元する。
　図１５は、終点の値を固定した場合のトレリス線図のイメージを示す図である。ここでは、Ｎ＝４,Ｌ＝５,Ｐ＝０としている。図１５に示すように、ブロックの終点（図１５では、シンボル番号４及び８）でトレリスパスが１点に収束するため、ブロックごとにそのブロックを構成する４つのシンボルの判定を行うことができ、そのブロックにおけるシンボル判定結果が他のブロックのシンボル判定に影響を与えることはない。
　以上のように構成された第７の実施形態における光伝送システム１００によれば、最尤系列推定をＰＡＭ信号に適用して処理を行う。具体的には、ＭＬＳＥは、系列全体に対する判定に相当する方式であるため、非線形符号化を施すＬ値シンボル列をひとつのブロックとみなして、すなわち（Ｎ＋Ｐ）シンボルから構成されるＬ値シンボル列をひとつのブロックとみなして、系列推定を適用することが可能となる。特にブロックを構成する最初のシンボルまたは最後のシンボル、またはその両方の値が［（Ｌ－１）/２］となるＬ値シンボル列に限定してＭ値シンボル列に割り当てる場合、ＭＬＳＥにおけるトレリス線図の始点と終点が固定されるため、ブロックごとに最尤系列推定を実施することが可能となり、シンボル判定に伴う遅延を最小限に抑えることが可能となる。
（変形例）
　本実施形態では、第１の実施形態～第３の実施形態において最尤系列推定を用いる構成について説明したが、本実施形態に示す構成は、第５の実施形態においても適用することができる。このように構成される場合、第５の実施形態における光送信器１０は、誤り訂正符号化部１６を備え、デジタル信号処理部２３ｄは誤り訂正復号部２３６を備える。
（第８の実施形態）
　第８の実施形態では、第４の実施形態において最尤系列推定を用いた構成について説明する。なお、第８の実施形態では、最尤系列推定をＱＡＭ信号に適用した場合の構成について説明する。
　上記の第１の実施形態から第６の実施形態では、Ｌ値シンボル系列に対する信号復調の際に、シンボルごとの判定を行うことを想定していた。しかしながら、本発明では、必ずしもシンボルごとの判定が必須ではない。そこで、本実施形態のように最尤系列推定に基づく判定を適用することもできる。
　図１６は、第８の実施形態におけるデジタル信号処理部２３ｅの内部構成を示す図である。
　デジタル信号処理部２３ｅは、信号復号部２３３ｅ－１，２３３ｅ－２、ＩＱ合成部２３４、ＩＱ分離部２３５ｅ、第１デジタルフィルタ２３７ｅ、ビタビ復号部２３８ｅ－１，２３８ｅ－２、第２デジタルフィルタ２３９ｅ、加算器２４０ｅ－１，２４０ｅ－２、メトリック算出部２４１ｅ－１，２４１ｅ－２、位相推定部２４２、ＩＱ合成部２４３及びＩＱ分離部２４４を備える。
　ＩＱ合成部２３４は、ＡＤ変換器２２ａ－１及び２２ａ－２から出力されるデジタル信号それぞれを実部（Ｉチャネル成分のデジタル信号）と虚部（Ｑチャネル成分のデジタル信号）として取り込む。ＩＱ合成部２３４は、取り込んだ各信号を複素信号として合成する。具体的には、ＩＱ合成部２３４は、ＡＤ変換器２２ａ－１から出力されるデジタル信号を実部とし、ＡＤ変換器２２ａ－２から出力されるデジタル信号を虚部として取り込み、取り込んだ各信号を複素信号として合成する。
　第１デジタルフィルタ２３７ｅは、Ｌ値の光変調信号の波形整形を行う。第１デジタルフィルタ２３７ｅは、Ｌ値シンボル系列の波形劣化を補償するために用いられる。第１デジタルフィルタ２３７ｅは、波形整形後のＬ値の光変調信号を位相推定部２４２に出力する。第１デジタルフィルタ２３７ｅは、ＦＩＲフィルタやボルテラフィルタ等の一般的な線形フィルタが用いられる。
　位相推定部２４２は、信号光と局発光源２４による局発光との位相差を補償する。位相推定部２４２は、補償後の信号をＩＱ分離部２３５に出力する。
　ＩＱ分離部２３５ｅは、位相推定部２４２から出力された信号を実部（Ｉチャネル成分）と虚部（Ｑチャネル成分）に分離する。ＩＱ分離部２３５ｅは、Ｉチャネル成分の信号をビタビ復号部２３８ｅ－１及び加算器２４０ｅ－２に出力し、Ｑチャネル成分の信号をビタビ復号部２３８ｅ－２及び加算器２４０ｅ－１に出力する。
　ビタビ復号部２３８ｅは、ＩＱ分離部２３５ｅから出力された実部（Ｉチャネル成分）に対応する信号及び虚部（Ｑチャネル成分）に対応する信号と、メトリック算出部２４１ｅから出力されるメトリックとに基づいてそれぞれ系列推定を行う。具体的には、ビタビ復号部２３８ｅ－１は、ビタビアルゴリズムに基づいて、実部（Ｉチャネル成分）に対応する信号と、メトリックとに基づいてＩチャネル成分における系列推定を行う。ビタビ復号部２３８ｅ－１は、系列推定の結果として得られたメトリックのうち最もメトリックの小さいシンボル系列をＩチャネル成分における送信系列として採用する。ビタビ復号部２３８ｅ－２は、ビタビアルゴリズムに基づいて、虚部（Ｑチャネル成分）に対応する信号と、メトリックとに基づいてＱチャネル成分における系列推定を行う。ビタビ復号部２３８ｅ－２は、系列推定の結果として得られたメトリックのうち最もメトリックの小さいシンボル系列をＱチャネル成分における送信系列として採用する。
　ＩＱ合成部２４３は、入力されたＩチャネル成分に対する候補系列及びＱチャネル成分に対する候補系列それぞれを複素数に合成する。本実施形態における候補系列は、ＭＬＳＥを行う際に使用するＩチャネル成分に対するＬ値シンボル系列及びＱチャネル成分に対するＬ値シンボル系列である。
　第２デジタルフィルタ２３９ｅは、ＩＱ合成部２４３によって合成された候補系列に対してデジタルフィルタ処理を施すことによって時系列データを取得する。第２デジタルフィルタ２３９ｅは、候補系列であるＬ値シンボル系列に対して伝送路で発生する波形劣化を模擬するためのものである。第２デジタルフィルタ２３９ｅは、取得した時系列データをＩＱ分離部２４４に出力する。第２デジタルフィルタ２３９ｅは、ＦＩＲフィルタやボルテラフィルタ等の一般的な線形フィルタが用いられる。特に、大きな非線形応答を有するシステムに対しては、第２デジタルフィルタ２３９ｅとしてボルテラフィルタを用いるとよい。
　ＩＱ分離部２４４は、第２デジタルフィルタ２３９ｅから出力された時系列データの信号を実部（Ｉチャネル成分）と虚部（Ｑチャネル成分）に分離する。ＩＱ分離部２４４は、Ｉチャネル成分の信号を加算器２４０－１に出力し、Ｑチャネル成分の信号を加算器２４０ｅ－２に出力する。
　加算器２４０ｅ－１は、ＩＱ分離部２３５ｅから出力された値（Ｑチャネル成分の信号）と、ＩＱ分離部２４４から出力された値（Ｑチャネル成分の信号）とを取り込む。なお、加算器２４０ｅ－１は、ＩＱ分離部２３５ｅから出力された値をマイナスの符号を付与して取り込む。加算器２４０ｅ－１は、取り込んだ２つの値を加算、すなわちＩＱ分離部２４４から出力された値から、ＩＱ分離部２３５ｅから出力された値を減算し、減算により算出した減算値をメトリック算出部２４１ｅ－１に出力する。
　加算器２４０ｅ－２は、ＩＱ分離部２３５ｅから出力された値（Ｉチャネル成分の信号）と、ＩＱ分離部２４４から出力された値（Ｉチャネル成分の信号）とを取り込む。なお、加算器２４０ｅ－２は、ＩＱ分離部２３５ｅから出力された値をマイナスの符号を付与して取り込む。加算器２４０ｅ－２は、取り込んだ２つの値を加算、すなわちＩＱ分離部２４４から出力された値から、ＩＱ分離部２３５ｅから出力された値を減算し、減算により算出した減算値をメトリック算出部２４１ｅ－２に出力する。
　メトリック算出部２４１ｅ－１は、加算器２４０ｅ－１から出力された減算値をメトリックとして算出する。
　メトリック算出部２４１ｅ－２は、加算器２４０ｅ－２から出力された減算値をメトリックとして算出する。
　信号復号部２３３ｅは、ビタビ復号部２３８ｅから出力されたＩチャネル成分に対応するＬ値シンボル列及びＱチャネル成分に対応するＬ値シンボル列と、Ｍ値シンボル列の対応関係に基づいて、データ情報Ｉ,Ｑに対応するＭ値シンボル列をそれぞれ復元する。具体的には、信号復号部２３３ｅ－１は、ビタビ復号部２３８ｅ－１から出力されたＩチャネル成分に対応するＬ値シンボル列と、Ｉチャネル成分に対応するＭ値シンボル列の対応関係に基づいて、データ情報Ｉに対応するＭ値シンボル列を復元する。信号復号部２３３ｅ－２は、ビタビ復号部２３８－２から出力されたＱチャネル成分に対応する誤り訂正復号後のＬ値シンボル列と、Ｑチャネル成分に対応するＭ値シンボル列の対応関係に基づいて、データ情報Ｑに対応するＭ値シンボル列を復元する。
　上記のように、ＱＡＭ信号に対しては、Ｉチャネルの信号とＱチャネルの信号それぞれに対してビタビアルゴリズムを適用することで、Ｉチャネル、Ｑチャネルそれぞれに対するＭＬＳＥを実行することができる。
　以上のように構成された第８の実施形態における光伝送システム１００によれば、最尤系列推定をＱＡＭ信号に適用して処理を行う。具体的には、ＭＬＳＥは、系列全体に対する判定に相当する方式であるため、非線形符号化を施すＬ値シンボル列をひとつのブロックとみなして、すなわち（Ｎ＋Ｐ）シンボルから構成されるＬ値シンボル列をひとつのブロックとみなして、系列推定を適用することが可能となる。特にブロックを構成する最初のシンボルまたは最後のシンボル、またはその両方の値が［（Ｌ－１）/２］となるＬ値シンボル列に限定してＭ値シンボル列に割り当てる場合、ＭＬＳＥにおけるトレリス線図の始点と終点が固定されるため、ブロックごとに最尤系列推定を実施することが可能となり、シンボル判定に伴う遅延を最小限に抑えることが可能となる。
（変形例）
　本実施形態では、第４の実施形態において最尤系列推定を用いる構成について説明したが、本実施形態に示す構成は、第６の実施形態においても適用することができる。このように構成される場合、光送信器１０ｃは、誤り訂正符号化部１６ｃ－１，１６ｃ－２を備え、デジタル信号処理部２３ｅは２３６－１，２３６－２を備える。
（第９の実施形態）
　第１の実施形態～第８の実施形態では、非線形符号化後のＬ値シンボル列として候補となりうるＬ（Ｎ＋Ｐ）個のシンボル列すべてに対してコスト値σ２を算出し、コスト値が小さいものから順に符号化前のシンボルであるＭ値シンボル列に１：１でＬ値シンボル列の割り当てを行った。しかしながら、本発明では必ずしもすべての候補に対してコスト値を算出する必要はない。第９の実施形態では、少数の候補に対するコスト値の算出によって非線形符号化を実行する方法について説明する。
　図１７は、第９の実施形態における信号符号化部１１ｆの内部構成を示す図である。
　信号符号化部１１ｆは、スクランブラ２４６－１～２４６－ｋ（ｋは２以上の整数）、スクランブラ番号付与部２４７－１～２４７－ｋ、コスト値算出部２４８－１～２４８－ｋ及び系列選択部２４９を備える。なお、本実施形態においても、非線形符号化を適用するＭ値シンボル列の１ブロックは、Ｎ個のＭ値シンボルから構成されているものとする。
　なお、以下の説明では、スクランブラ２４６－１～２４６－ｋについて区別しない場合にはスクランブラ２４６と記載する。また、以下の説明では、スクランブラ番号付与部２４７－１～２４７－ｋについて区別しない場合にはスクランブラ番号付与部２４７と記載する。また、以下の説明では、コスト値算出部２４８－１～２４８－ｋについて区別しない場合にはコスト値算出部２４８と記載する。
　スクランブラ２４６は、符号化前のシンボル系列であるＭ値シンボル列をＮ＋Ｐ－１個のＬ値シンボルから構成されるＬ値シンボル列に変換する。ここで、各スクランブラ２４６－１～２４６－ｋで実行されるスクランブル処理は可逆変換であり、それぞれのスクランブラは互いに異なる変換規則に基づいて可逆変換を実行することとする。これにより、異なるＫ種類のＬ値シンボル列が生成される。スクランブラ２４６による可逆変換の例としては、擬逆行列を有する（Ｎ＋Ｐ－１）×Ｎ行列が挙げられる。
　スクランブラ番号付与部２４７は、Ｋ種類のＬ値シンボル列それぞれに対して、スクランブラ番号を示すシンボルを付与する。
　コスト値算出部２４８は、（Ｎ＋Ｐ）個のＬシンボルから構成されるＬ値シンボル列それぞれに対してコスト値を算出する。
　系列選択部２４９は、Ｋ種類のＬ値シンボル列の中からコスト値が最小の系列を選択する。系列選択部２４９は、選択した系列を信号符号化部１１ｆの出力として出力する。
　図１８は、第９の実施形態における信号復号部２３３ｆの内部構成を示す図である。
　信号復号部２３３ｆは、復号系列選択部２３３１、スクランブラ番号除去部２３３２－１～２３３２－ｋ及びデスクランブラ２３３３－１～２３３３－ｋを備える。
　なお、以下の説明では、スクランブラ番号除去部２３３２－１～２３３２－ｋについて区別しない場合にはスクランブラ番号除去部２３３２と記載する。また、以下の説明では、デスクランブラ２３３３－１～２３３３－ｋについて区別しない場合にはデスクランブラ２３３３と記載する。
　復号系列選択部２３３１は、受信されたＬ値シンボル列の出力先を選択する。具体的には、まず復号系列選択部２３３１は、Ｌ値シンボル列に付与されているスクランブラ番号を示すシンボルを確認する。次に、復号系列選択部２３３１は、確認の結果、Ｌ値シンボル列がＫ種類のスクランブラのうちいずれのスクランブラによって符号化処理されたのかを識別する。そして、復号系列選択部２３３１は、識別結果に基づいてＬ値シンボル列に対応するスクランブラ番号除去部２３３２にＬ値シンボル列を出力する。
　スクランブラ番号除去部２３３２は、Ｌ値シンボル列からスクランブラ番号を示すシンボルを除去する。スクランブラ番号除去部２３３２は、スクランブラ番号を示すシンボルを除去した後のＬ値シンボル列をデスクランブラ２３３３に出力する。
　デスクランブラ２３３３は、復号系列選択部２３３１で確認したスクランブラ番号に応じたデスクランブラを使用して、スクランブラによる符号化処理の逆変換に相当する復号化処理を実行し、符号化前のシンボル系列であるＭ値シンボル列を復元する。
　スクランブラ２４６による可逆変換の例としては、擬逆行列を有する（Ｎ＋Ｐ－１）×Ｎ行列が挙げられる。このような行列を用いたブロック符号化は可逆な符号化であり、デスクランブラ２３３３にて擬逆行列を作用させることにより、復号を実現することが可能である。したがって、Ｋ種類のスクランブラとして、擬逆行列を有するＫ種類の異なる（Ｎ＋Ｐ－１）×Ｎ行列を用いることで、本実施形態における符号化処理及び復号処理を実行することが可能となる。本実施形態では、符号化後のシンボル列はＬ値シンボルから構成されているものであるため、行列演算に伴う和の計算は、Ｌ－１を法とした演算となる。
　以上のように構成された第９の実施形態における光伝送システム１００によれば、信号符号化部１１ｆは、符号化前のシンボル系列であるＭ値シンボル列をＮ＋Ｐ－１個のＬ値シンボルから構成されるＬ値シンボル列に変換する。このように、信号符号化部１１ｆは、において非線形符号化後のＬ値シンボル列として候補となりうるＬ（Ｎ＋Ｐ）個のシンボル列すべてに対してコスト値σ２を算出する必要がない。したがって、演算量を削減することが可能になる。
（第１０の実施形態）
　第１の実施形態から第９の実施形態では、Ｍ値シンボル列からＬ値シンボル列を生成することを想定していたが、本発明では必ずしもＭ値シンボル列からＬ値シンボル列を生成する必要はない。第１０の実施形態では、ビット系列からＬ値シンボル列を生成する構成について説明する。
　まず第１０の実施形態の概要について説明する。
　１ブロックがＪ（Ｊは１以上の整数）ビットで構成されているビット系列を考える。このＪビットをＮ個のシンボルから構成されるＬ値シンボル列に割り当てる。この際、考えうるＬＮ個のＬ値シンボル列の中から、第２の実施形態や第３の実施形態で示したようなコスト値が小さいＬ値シンボル列から順に２Ｊ個を抽出することで、ＪビットにＬ値シンボル列を１：１で割り当てる。
　上記のようにすることで、Ｍ値シンボル列からでなく、ビット系列から直接的にＬ値シンボル列を生成することが可能となる。すなわち、ビット系列に対して上記で示した非線形符号化を適用することで、Ｌ値シンボル列を生成することが可能である。これは、Ｊ個のシンボルから構成される２値シンボル列をＮ個のシンボルから構成されるＬ値シンボル列を生成する非線形ブロック符号化である。また、このようなビット系列から直接的にＬ値シンボル列を生成する方式においても、必ずしもＬＮ個すべてのＬ値シンボル列の候補に対してコスト値を算出する必要はない。以下、この方法を実現するための具体的な構成について説明する。
　図１９は、第１０の実施形態における信号符号化部１１ｇの内部構成を示す図である。
　信号符号化部１１ｇは、スクランブラ２４６ｇ－１～２４６ｇ－ｋ、スクランブラ番号付与部２４７ｇ－１～２４７ｇ－ｋ、コスト値算出部２４８－１～２４８－ｋ、系列選択部２４９及びビットマッピング部２５０－１～２５０－ｋを備える。
　なお、以下の説明では、スクランブラ２４６ｇ－１～２４６ｇ－ｋについて区別しない場合にはスクランブラ２４６ｇと記載する。また、以下の説明では、スクランブラ番号付与部２４７ｇ－１～２４７ｇ－ｋについて区別しない場合にはスクランブラ番号付与部２４７ｇと記載する。また、以下の説明では、ビットマッピング部２５０－１～２５０－ｋについて区別しない場合にはビットマッピング部２５０と記載する。
　スクランブラ２４６ｇは、符号化前のシンボル系列である２値シンボル列を入力とする。符号化前のシンボル系列である２値シンボル系列（ビット系列）は、各スクランブラ２４６ｇ－１～２４６ｇ－ｋにてそれぞれ異なるスクランブル処理がなされる。ここで、各スクランブラ２４６ｇ－１～２４６ｇ－ｋで実行されるスクランブル処理は、Ｊ個のビットから構成される２値シンボル列のビットの順序を入れ替える線形変換であり、各スクランブラ２４６ｇ－１～２４６ｇ－ｋは、互いに異なる入れ替え規則に基づいて線形変換を実行する。これにより、Ｊ個のビットから構成される異なるＫ種類のビット系列が生成される。
　ビットマッピング部２５０は、それぞれのビット系列をＮ－Ｈ個のＬ値シンボルから構成されるＬ値シンボル列に変換する。
　スクランブラ番号付与部２４７ｇは、ビットマッピング部２５０による変換後のＫ種類のＬ値シンボル列それぞれに対して、スクランブラ番号を示すシンボルを付与する。ここで、スクランブラ番号を示すシンボルは、Ｈ個のＬ値シンボルを用いて表現することとする。こうすることで、Ｎ個のＬ値シンボルから構成されるＫ種類の異なるＬ値シンボル列が生成されることとなる。
　図２０は、第１０の実施形態における信号復号部２３３ｇの内部構成を示す図である。
　信号復号部２３３ｇは、復号系列選択部２３３１、スクランブラ番号除去部２３３２－１～２３３２－ｋ、デスクランブラ２３３３ｇ－１～２３３３ｇ－ｋ及びビットデマッピング部２３３４－１～２３３４－ｋを備える。
　なお、以下の説明では、デスクランブラ２３３３ｇ－１～２３３３ｇ－ｋについて区別しない場合にはデスクランブラ２３３３ｇと記載する。また、以下の説明では、ビットデマッピング部２３３４－１～２３３４－ｋについて区別しない場合にはビットデマッピング部２３３４と記載する。
　ビットデマッピング部２３３４は、それぞれのＬ値シンボル列に対してデマッピング処理を行う。
　デスクランブラ２３３３ｇは、復号系列選択部２３３１で確認したスクランブラ番号に応じたデスクランブラを使用して、スクランブラによる符号化処理の逆変換に相当する復号化処理を実行し、符号化前のシンボル系列である２値シンボル列を復元する。
　スクランブラ２４６ｇ、デスクランブラ２３３３ｇによる線形変換の例、及び、ビットマッピング部２５０によるビットマッピング、ビットデマッピング部２３３４によるビットデマッピングの例を以下に示す。以下では、Ｊ＝８,Ｌ＝４,Ｎ＝７,Ｋ＝４とする。スクランブラ２４６ｇ－１～２４６ｇ－４で実行する線形変換を以下の式１～式４の行列で定義する。
［スクランブラ２４６ｇ－１］
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
［スクランブラ２４６ｇ－２］
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
［スクランブラ２４６ｇ－３］
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
［スクランブラ２４６ｇ－４］
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　Ｊビットから構成されるビット列に対してこのような行列を作用させることで、ビットの順序が異なる４種類のビット列が得られる。それぞれの行列は、単位行列および単位行列の任意の行を複数回入れ替えたものとなっている。それぞれの行列は、その転置行列が逆行列となる、すなわちＡ－１＝Ａｔであるという特徴を有する。したがって、スクランブラ２４６ｇにて作用させた行列の転置行列に相当する行列をデスクランブラ２３３３ｇで作用させることにより、スクランブラ２４６ｇによってスクランブル処理される前のビット列を復元することが可能である。ここで、Ａはスクランブラ２４６ｇで作用させる行列を表す。例えば、符号化前のビット列を［１００１０１１１］とすると、各スクランブラ２４６ｇからの出力は以下の通りとなる。
スクランブラ２４６ｇ－１からの出力：［１００１０１１１］スクランブラ２４６ｇ－２からの出力：［００１０１１１１］スクランブラ２４６ｇ－３からの出力：［０１０１１１１０］スクランブラ２４６ｇ－４からの出力：［１１１００１０１］
　ビットマッピング部２５０で実行するビットマッピングとして、従来のグレイ符号を適用する。例えば、「００→０、０１→１、１１→２、１０→３」という割り当てを行う。
このようなビットマッピングを適用することで、４シンボルから構成される４値シンボル列が生成される。各スクランブラ２４６ｇに対応する４値シンボル列はそれぞれ、以下の通りとなる。
スクランブラ２４６ｇ－１に対応する４値シンボル列：３１１２スクランブラ２４６ｇ－２に対応する４値シンボル列：０３２２スクランブラ２４６ｇ－３に対応する４値シンボル列：１１２３スクランブラ２４６ｇ－４に対応する４値シンボル列：２３１１
　ビットデマッピングにおいても、グレイ符号に基づいて４値シンボルを２ビットに変換することで、４値シンボル列からビット列を復元することができる。ビットマッピングから出力された４値シンボル列に対して、スクランブラ番号を付与する。例えば、４値シンボルの最後に、スクランブラ番号に対応するシンボルを付与する。付与するシンボルの例としては、
スクランブラ２４６ｇ－１に対応する付与シンボル：０
スクランブラ２４６ｇ－２に対応する付与シンボル：１
スクランブラ２４６ｇ－３に対応する付与シンボル：２
スクランブラ２４６ｇ－４に対応する付与シンボル：３
が挙げられる。これに加えて、ブロック間の変動を抑えるためにシンボルの両端に２を付与すると、スクランブラ番号付与部２４７ｇ－１～２４７ｇ－ｋからの出力は以下の通りとなる。
スクランブラ２４６ｇ－１に対応する出力：２０３１１２２スクランブラ２４６ｇ－２に対応する出力：２１０３２２２スクランブラ２４６ｇ－３に対応する出力：２２１１２３２スクランブラ２４６ｇ－４に対応する出力：２３２３１１２
　コスト値算出部２４８では、これらの４値シンボル列それぞれに対してコスト値を算出する。コスト値として式２で示したコスト値を用いるとすると、各スクランブラ２４６ｇに対応する出力のコスト値は以下の通りとなり、スクランブラ２４６ｇ－３からの出力が最もコスト値が小さい４値シンボル系列であることがわかる。したがって、スクランブラ２４６ｇ－３に対応する出力が、最も信号変動が小さい４値シンボル列であるという結論を得る。系列選択部では、スクランブラ２４６ｇ－３に対応する出力、すなわち［２２１１２３２］を送信する４値シンボル列として選択する。
スクランブラ２４６ｇ－１に対応する出力のコスト値：５６スクランブラ２４６ｇ－２に対応する出力のコスト値：３３スクランブラ２４６ｇ－３に対応する出力のコスト値：７スクランブラ２４６ｇ－４に対応する出力のコスト値：２２
　光受信器２０の信号復号部２３３ｇでは、４値シンボル列に付与されているスクランブラ番号を確認する。今の例では受信した４値シンボル系列は［２２１１２３２］であるので、２番目のシンボルの値「２」から、スクランブラ番号３であると認識する。スクランブラ番号除去部２３３２では、スクランブラ番号付与部２４７ｇで付与した最初の２シンボルと最後の１シンボルを除去する。
　これにより得られる４値シンボル列は［１１２３］である。ビットデマッピング部２３３４では、グレイ符号に基づいて４値シンボルを２値シンボルに変換する。これによって８ビット列である［０１０１１１１０］を得る。このビット列に対してデスクランブラ２３３３ｇ－３で、スクランブラ２４６ｇ－３で作用させた行列の転置行列に相当する以下の式８の行列を作用させることにより、符号化前のビット列である［１００１０１１１］を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　図２１及び図２２は、非線形符号化後の４値シンボル系列に対する信号スペクトルと、従来のＰＡＭ４信号に相当するＮ＝１２８のＰＡＭ４信号の信号スペクトルを示す図である。図２１（Ａ）及び図２２（Ａ）は符号化前の４値シンボルの信号スペクトルを示す図であり、図２１（Ｂ）及び図２２（Ｂ）は本発明における非線形符号化によって得られた符号化後の４値シンボルの信号スペクトルを示す図である。図２１及び図２２において、横軸は周波数を表し、縦軸は信号パワーを表す。
　なお、図２１及び図２０では、Ｊ＝２５６,Ｌ＝４,Ｎ＝１３２,Ｋ＝１６としている。
ここではシンボル系列に対してロールオフ係数０．０１のレイズドコサインフィルタを適用している。符号化率は１２８/１３２＝０．９７であり、符号化に伴って付与される冗長度は３％である。図２１におけるコスト値の算出には式１を、図２２におけるコスト値の算出には式２を用いている。
　図２１（Ｂ）及び図２２（Ｂ）に示すように、符号化後のシンボル系列では高周波成分の発生が抑圧されており、信号パワーが低周波領域に集中している。すなわち、信号スペクトルの狭帯域化が実現されている。この狭帯域化によって、光伝送システムに内在する帯域制限や波長分散による波形劣化の影響が低減される。
　以上のように構成された第９の実施形態における光伝送システム１００によれば、ビット系列からＬ値シンボル系列を生成することができる。これにより、データ情報がビット系列として入力された場合であっても上記の各実施形態における処理を行うことができる。
　上述した実施形態における光送信器１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ及び光受信器２０，２０ａ，２０ｂ，２０ｃの一部または全ての機能をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
１０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ…光送信器，　１１、１１ａ－１、１１ａ－２、１１ｆ、１１ｇ…信号符号化部，　１２、１２ｂ、１２ａ－１、１２ａ－２、１２ｃ－１、１２ｃ－２…ＤＡ変換器，　１３…信号光源，　１４…光変調器，　１５…光ベクトル変調器，　１６、１６ｃ－１、１６ｃ－２…誤り訂正符号化部，　２０、２０ａ、２０ｂ、２０ｃ…光受信器，　２１…受光部，　２２、２２ａ－１、２２ａ－２…ＡＤ変換器，　２３、２３ａ、２３ｂ、２３ｃ、２３ｄ…デジタル信号処理部，　２４…局発光源，　２５…コヒーレント受信器，　２３１、２３１ａ…デジタルフィルタ，　２３２、２３２ａ、２３２ａ－１、２３２ａ－２…信号判定部，　２３３、２３３ａ－１、２３３ａ－２、２３３ｂ、２３３ｃ－１、２３３ｃ－２、２３３ｄ、２３３ｅ－１、２３３ｅ－２、２３３ｆ、２３３ｇ…信号復号部，　２３３１…復号系列選択部，　２３３２－１～２３３２－ｋ…スクランブラ番号除去部，　２３３３－１～２３３３－ｋ、２３３３ｇ－１～２３３３ｇ－ｋ…デスクランブラ，　２３３４－１～２３３４－ｋ…ビットデマッピング部，　２３４…ＩＱ合成部，　２３５、２３５ｅ…ＩＱ分離部，　２３６、２３６ａ－１、２３６ａ－２…誤り訂正復号部，　２３７、２３７ｅ…第１デジタルフィルタ，　２３８、２３８ｅ－１、２３８ｅ－２…ビタビ復号部，　２３９、２３９ｅ…第２デジタルフィルタ，　２４０、２４０ｅ－１、２４０ｅ－２…加算器，　２４１、２４１ｅ－１、２４１ｅ－２…メトリック算出部，　２４２…位相推定部，　２４３…ＩＱ合成部，　２４４…ＩＱ分離部，　２４６－１～２４６－ｋ、２４６ｇ－１～２４６ｇ－ｋ…スクランブラ，　２４７－１～２４７－ｋ、２４７ｇ－１～２４７ｇ－ｋ…スクランブラ番号付与部，　２４８－１～２４８－ｋ…コスト値算出部，　２４９…系列選択部，　２５０－１～２５０－ｋ…ビットマッピング部

Claims (8)

  1. 　光送信器と、光受信器とを備える光伝送システムであって、
    　前記光送信器は、
    　データ情報として入力されたＭ（Ｍは１以上の整数）値シンボル系列又はビット系列に対して非線形ブロック符号化を施すことにより、前記Ｍ値シンボル系列又はビット系列に１：１で対応するＬ（Ｌは２以上の整数、ただしＬ＞Ｍ）値シンボル系列を生成する信号符号化部と、
    　生成された前記Ｌ値シンボル系列をアナログ信号に変換するデジタルアナログ変換部と、
    　前記アナログ信号に基づいて変調を行うことによって光変調信号を生成する変調器と、
    　を備え、
    　前記光受信器は、
    　前記光送信器から送信された光変調信号を受光し、電気信号に変換する受光部と、
    　前記電気信号に対して前記信号符号化部による処理と逆の処理を行うことによって前記Ｍ値シンボル系列又はビット系列を復元する信号復号部と、
    　を備える光伝送システム。
  2. 　前記信号符号化部は、前記データ情報としてＮ（Ｎは１以上の整数）個のシンボルから構成されるＭ値シンボル系列が入力された場合、想定される一部又は全てのＬ値シンボル列であるＬ（Ｎ＋Ｐ）個（Ｐは０以上の整数）のＬ値シンボル列のうち、コスト値が小さいものから順にＭＮ個のＭ値シンボル列に割り当てる、請求項１に記載の光伝送システム。
  3. 　前記信号符号化部は、Ｌ（Ｎ＋Ｐ）個のＬ値シンボル列すべてに対して、離散フーリエ変換を行うことによってＬ値シンボル列それぞれの信号スペクトルを取得し、取得した信号スペクトルに基づいて以下の式１を用いて信号スペクトル広がりσ２を前記コスト値として算出する、請求項２に記載の光伝送システム。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  4. 　前記信号符号化部は、前記データ情報としてＮ（Ｎは１以上の整数）個のシンボルから構成されるＭ値シンボル系列が入力された場合、想定される一部又は全てのＬ値シンボル列であるＬ（Ｎ＋Ｐ）個（Ｐは０以上の整数）のＬ値シンボル列のうち、以下の式２及び式３から算出される信号スペクトル広がりσ２をコスト値として、前記コスト値が小さいものから順にＭＮ個のＭ値シンボル列に割り当てる、請求項１に記載の光伝送システム。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  5. 　前記信号符号化部は、前記データ情報として１ブロックＪ（Ｊは１以上の整数）ビットで構成されるビット系列が入力された場合、ＬＮ（Ｎは１以上の整数）個のＬ値シンボル列の中からコスト値が小さいＬ値シンボル列から順に２Ｊ個を抽出し、ＪビットにＬ値シンボル列を１：１で割り当てる、請求項１に記載の光伝送システム。
  6. 　前記光送信器は、非線形ブロック符号化の後に誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号化部をさらに備え、
    　前記光受信器は、非線形ブロック復号の前に誤り訂正復号を行う誤り訂正復号部をさらに備える、請求項１から５のいずれか一項に記載の光伝送システム。
  7. 　前記光受信器は、Ｌ値シンボル系列に対する信号復調において最尤系列推定に基づく判定を行う、請求項１から６のいずれか一項に記載の光伝送システム。
  8. 　前記信号符号化部は、前記Ｍ値シンボル列をＮ＋Ｐ－１個のＬ値シンボルから構成されるＬ値シンボル列に変換することによって、異なるＫ種類のＬ値シンボル列を生成する複数のスクランブラ部と、
    　前記Ｋ種類のＬ値シンボル列それぞれに対して、スクランブラ番号を示すシンボルを付与する複数のスクランブラ番号付与部と、
    　前記Ｌ値シンボル列それぞれに対してコスト値を算出する複数のコスト値算出部と、
    　前記Ｋ種類のＬ値シンボル列の中からコスト値が最小の系列を選択する系列選択部とで構成され、
    　前記信号復号部は、前記Ｌ値シンボル列からスクランブラ番号を示すシンボルを除去する複数のスクランブラ番号除去部と、
    　前記スクランブラ番号に応じたデスクランブラを使用して、前記スクランブラ部による符号化処理の逆変換に相当する復号化処理を実行し、符号化前のシンボル系列であるＭ値シンボル列を復元する複数のデスクランブラで構成される、請求項１から７のいずれか一項に光伝送システム。
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