CN109314530A - 光接收机、光传输装置和光接收机用的方法 - Google Patents

光接收机、光传输装置和光接收机用的方法 Download PDF

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Abstract

光接收机具备：第1运算部，基于接收信号按每M（M为自然数）维得到对数似然比；以及第2运算部，基于所述每M维的对数似然比来得到N（N为自然数）维符号的对数似然比。

Description

光接收机、光传输装置和光接收机用的方法
技术领域
本发明涉及光发送机、光接收机和光传输装置。
本申请基于在2016年6月21日向日本申请的日本特愿2016-122863号要求优先权，并将其内容引用于此。
背景技术
在光通信系统的基干网中，由于近年的通信业务量的扩大，代替DP-QPSK（DualPolarization-Quadrature Phase Shift Keying，双偏振正交相移键控）方式（例如，参照非专利文献1），在下一代的400Gbps级传输中，讨论了DP-16QAM（Quadrature AmplitudeModulation，正交调幅）方式（例如，参照非专利文献2）的采用。DP-QPSK方式是在100Gbps级传输中标准上采用的调制方式。DP-16QAM方式是频率利用效率比DP-QPSK方式高的调制方式。
在DP-16QAM中，针对X偏振波和Y偏振波，各个偏振波独立地被16QAM调制。调制后的信号在接收侧输入到相干接收机之后被ADC（Analog to Digital Converter，模拟数字转换器）数字化之后，通过数字信号处理进行偏振分离，作为独立的信号进行符号判定。
作为使进一步的传输容量增加的方式，讨论了在1Tbps级传输中频率利用效率比DP-16QAM高的DP-64QAM方式（例如，参照非专利文献2）等的调制信号的进一步的多值化。然而，由于调制信号的多值化，缩小符号间的最小欧式距离，针对噪声的抗性降低，对传输距离施加限制。
近年来，针对伴随着频率利用效率提高的最小欧式距离的缩小，扩展至今为止作为独立的维度处理的偏振波或时间、在波长方向配置信号点的设计维度，使频率利用效率与最小欧式距离的关系返回到N维空间中的球填充问题的概要，由此，提出了利用对最小欧式距离进行扩大的N维空间中的信号点配置的调制方式（例如，参照非专利文献3）。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：OIF, “100G Ultra Long Haul DWDM Framework Document”；
非专利文献2：T. J. Xia, S. Gringeri, and M. Tomizawa, “High-CapacityOptical Transport Networks,”IEEE Communications Magazine, vol. 50, no. 11,pp. 170-178, Nov. 2012；
非专利文献3：Toshiaki Koike-Akino, David S. Millar, Keisuke Kojima, andKieran Parsons, “Eight-Dimensional Modulation for Coherent OpticalCommunications”, Proc. (ECOC 2013)。
发明内容
发明要解决的课题
然而，为了应对软判定纠错码，需要计算针对多维符号的对数似然比（以下，LLR（Log-Likelihood Ratio））。通常，根据多维符号，利用以下的式（1）计算LLR。
[数式1]
。
在式（1）中，“LN-D（bj）”表示N维符号的第j个位的LLR。“S（bj=0或1）”表示第j个位为“0”或“1”的N维符号集合。“Ek”表示N维符号。“Ek”表示所接收的8D（维）矢量。“σ2”表示高斯噪声的方差。“LN-D（bj）”在存在来自后级的软判定纠错解码器的先验信息的反馈的情况下能够如以下的式（2）那样表示。
[数式2]
。
在式（2）中，“LLRsoft dec.”表示来自软判定纠错解码器的先验信息。此外，“bI=Demap（Ek）”表示将N维符号Ek向对应的位串的变换。
如上述那样，为了计算式（1）和式（2），需要针对候补的全部的多维符号计算欧式距离，存在运算量增大这样的问题。
鉴于上述事情，本发明的目的在于提供减少运算量的技术。
用于解决课题的方案
本发明的一个方式的光接收机具备：第1运算部，基于接收信号按每M维得到对数似然比，其中，M为自然数；以及第2运算部，基于所述每M维的对数似然比来得到N维符号的对数似然比，其中，N为自然数。
上述的光接收机还可以具备：软判定纠错码解码电路，基于所述N维符号的对数似然比来进行软判定纠错；以及反馈部，将来自所述软判定纠错码解码电路的输出反馈到所述第2运算部。所述第2运算部也可以根据基于反馈的输出结果而更新的所述每M维的对数似然比，得到N维符号的对数似然比。
本发明的一个方式的光传输装置具备上述的光发送机以及光接收机。光接收机具备：软判定纠错码编码电路，对输入位串附加在软判定纠错中使用的冗余位；N维编码器电路，进行将附加了冗余位的输入位串与N维空间的信号点配置相对应，其中，N为自然数；N维符号映射电路，基于来自所述N维编码器电路的输出来生成与N维符号对应的调制信号；以及光调制电路，使用所述调制信号来调制光并输出。
本发明的一个方式的光接收机用的方法包括：基于接收信号按每M维得到对数似然比，其中，M为自然数；以及基于所述每M维的对数似然比来得到N维符号的对数似然比，其中，N为自然数。
发明效果
根据本发明，能够减少运算量。
附图说明
图1是示出本实施方式中的光传输装置的结构的框图。
图2是示出本实施方式中的发送符号生成部11的结构例的图。
图3是示出本实施方式中的接收信号解调部23的结构例的图。
图4是示出本实施方式中的发送符号生成部11a的结构例的图。
图5是表示由图4所示的发送符号生成部11a的结构输出的8维符号的构成规则的图。
图6是示出本实施方式中的接收信号解调部23a的结构例的图。
图7是示出本实施方式中的16QAM的情况下的星座（constellation）形状的图。
图8是表示本实施方式中的比较结果的图。
图9示出本实施方式中的8QAM的情况下的星座形状。
图10示出本实施方式中的16QAM的情况下的查找表的例子。
图11是表示本实施方式中的各运算式中的软判定纠错（error correction）（FEC）后的位误码率（bit error rate）特性的图。
图12是示出本实施方式中的接收信号解调部23的另一结构的图。
图13是示出进行了本实施方式中的外部信息转移图（Exit Chart）解析后的结果的图。
图14是表示本实施方式中的相对于LDPC内迭代次数的反馈的先验信息量的图。
具体实施方式
以下，一边参照附图一边说明本发明的一个实施方式。
图1是示出本实施方式中的光传输装置100的结构的框图。光传输装置100具备光发送机10和光接收机20。在图1所示的例子中，示出了光发送机10和光接收机20被设置在光传输装置100中的结构。然而，光发送机10和光接收机20也可以分别为单体的装置。在该情况下，经由传输路径连接光发送机10和光接收机20。使用例如光纤和光放大器来构成传输路径。从光发送机10输出的光信号在光纤中传输，被光放大器放大，被输入到光接收机20中。此外，也可以在传输路径中设置路径切换机。
光发送机10具备发送符号生成部11和光调制电路12。发送符号生成部11受理作为二进制信息的发送数据序列（位串）的输入。发送符号生成部11在对所输入的发送数据序列附加了在软判定纠错中使用的冗余数据之后，使用发送数据序列来生成与多维符号对应的调制信号。发送符号生成部11将所生成的调制信号向光调制电路12输出。
使用偏振复用的马赫曾德型（Mach-Zehnder type）矢量调制机、驱动器放大器和激光模块构成光调制电路12。光调制电路12受理从发送符号生成部11输出的调制信号的输入。光调制电路12通过在各个通道（lane）中设置的驱动器放大器对所输入的调制信号进行放大，使用偏振复用型马赫曾德型的矢量调制机来对来自激光模块的光信号进行调制。光调制电路12对调制后的光信号进行复用并输出。
光调制电路12在将多维符号分派到波长间的情况下将其分派到多芯光纤的芯间、多模光纤的模式间、或者各个组合的情况下，从发送符号生成部11利用与各个维度对应的调制器进行调制。即，光调制电路12针对同相载波、正交相位载波、时间、偏振波、波长、空间（多模、多芯）进行光的调制。
光接收机20具备光相干接收器21、数字信号处理部22、以及接收信号解调部23。光相干接收器21受理光信号的输入。光相干接收器21利用来自激光模块的本振光将输入的光信号变换为基带信号（电信号）。光相干接收器21将电信号向数字信号处理部22输出。从光相干接收器21输出的电信号在被在光相干接收器21与数字信号处理部22之间设置的模拟/数字变换器（不图示）变换为数字信号之后，被输入到数字信号处理部22中。
数字信号处理部22受理数字信号的输入。数字信号处理部22对在传输路径中发生的、由波长色散或偏振变动、非线性光学效果造成的波形劣化进行补偿。此外，数字信号处理部22进行发送侧的激光与接收侧的激光的频率误差和由各个激光具有的线宽造成的相位噪声的补偿。接收信号解调部23根据在光接收机20中向物理维度进行了分配的调制维度进行多维矢量的再构成，计算多维符号的LLR，进行软判定纠错，之后，输出位串数据。
图2是示出发送符号生成部11的结构例的图。如图2所示，发送符号生成部11具备软判定纠错码编码电路（以下，存在称为校正码编码电路的情况）111、N维编码电路112、以及N维符号映射电路113。软判定纠错码编码电路111由LDPC（Low Density Parity Check，低密度奇偶校验）码或涡轮编码器（turbo encoder）等构成。软判定纠错码编码电路111对输入的发送数据序列附加为了进行软判定纠错而需要的冗余位。
N维编码电路112对从软判定纠错码编码电路111输出的发送数据序列进行与N维空间中的信号点的相对应，附加冗余位。再有，N为2以上的整数。N维编码电路112是用于通过附加冗余位来在由N维符号映射电路113映射后担保固定以上的最小欧式（Euclidean）距离的电路。N维编码电路112在输入汉明（Hamming）距离小的不同的序列的输入位时附加冗余位，以使映射后的N维符号间的欧式距离变小。由此，能够减少发生了符号错误的情况下的位错误。
N维符号映射电路113由M维（M为不足N的自然数）的L个（L=N/M）映射电路构成。N维符号映射电路113从输入的发送数据序列生成L个M维符号。此时，N维符号映射电路113根据由N维编码电路112附加的冗余位生成L个M维符号，以使L个M维符号成为彼此具有关联的符号。
图3是示出接收信号解调部23的结构例的图。如图3所示，接收信号解调部23具备M维LLR运算部（第1运算部）231、N维LLR运算部（第2运算部）232、以及软判定纠错码解码电路233。M维LLR运算部231根据L个M维符号分别计算LLR。N维LLR运算部232根据由M维LLR运算部231计算出的LLR计算N维LLR。软判定纠错码解码电路233基于从N维LLR运算部232输出的LLR来进行软判定纠错。
以下，作为具体例，假设“N=8”、“M=2”、“L=4”，说明本实施方式中的光发送机10和光接收机20的处理。
图4是示出发送符号生成部11a的结构例的图。图5是表示由图4所示的发送符号生成部11a的结构输出的8维符号的构成规则的图。
如图4所示，发送符号生成部11a具备软判定纠错码编码电路111a、8维编码电路112a、以及8维符号映射电路113a。软判定纠错码编码电路111a进行与软判定纠错码编码电路111同样的处理。即，使用通常的软判定纠错码的编码电路来构成软判定纠错码编码电路111a。8维编码电路112a能够基于图5的构成规则如以下的式（3）式（6）那样表示。
[数式3]
。
[数式4]
。
[数式5]
。
[数式6]
。
在式（3）~式（6）中，b1~b16对应于8维编码电路112a的输出位串。b8、b12、b15和b16为附加的冗余位。关于其他的位，直接输出输入位。8维符号映射电路113a根据图5的部分（b）的2维符号映射规则如b1~b4那样按每4位输出1个16QAM。在本例子中“L=4”，合计输出4个16QAM符号。图5的部分（a）示出了作为调制维度的分配目的地而在时间方向（时隙）上扩展的例子。在4个时隙中将正交相位、同相的2维用作物理维度，因此，合计为8维。该集合（set）为8维符号，从8维符号映射电路113a输出。图5的部分（c）、部分（d）表示从该8维编码电路112a和8维符号映射电路113a输出的8维符号的规则性。
图6是示出接收信号解调部23a的结构例的图。如图6所示，接收信号解调部23a具备2维LLR运算部（第1运算部）231a、8维LLR运算部（第2运算部）232a、以及软判定纠错码解码电路233a。使用16QAM-LLR计算电路来构成2维LLR运算部231a。16QAM-LLR计算电路能够基于以下的参考文献1如以下的式（7）~（8）那样简易地表示。（参考文献1：Ramesh PYNDIA,Annie PICART and Alain GLAVIEUX, “Performance of BlockTurbo Coded 16-QAM and64-QAM Modulation”. Global Telecommunications Conference, 1995. GLOBECOM '95., IEEE (Volume:2 )）。
[数式7]
。
[数式8]
。
在式（7）~式（8）中，“I”表示同相。“Q”表示正交相位。“MSB”表示最上位位。“LSB”表示最下位位。例如，在上述的式（3）~式（6）中的b1~b4中，16QAM I-MSB对应于b1。16QAM Q-MSB对应于b2。16QAM I-LSB对应于b3以及16QAM Q-LSB对应于b4。2维LLR运算部231a使用上述式（7）和（8），按每4个2维符号计算16QAM-LLR。在该例子中，更具体而言，2维LLR运算部231a使用式（7）和（8）按4个2维符号的每个同相分量和每个正交相位分量计算16QAM-LLR。因此，在该例子中，假设“M=1”，能够按每1维计算16QAM-LLR。再有，假设“M=1”能够按每1维计算LLR的情况下的具体例是16QAM或64QAM那样的星座形状为正方格子的情况即在着眼于IQ平面的情况下I分量与Q分量正交的情况。图7示出16QAM的情况下的星座形状。在图7所示的例子的情况下，假设“M=1”，能够按每1维计算16QAM-LLR。
8维LLR运算部232a受理由2维LLR运算部231a计算出的每4个2维符号的16QAM-LLR的输入。8维LLR运算部232a基于输入的每个2维符号的16QAM-LLR来计算8D-16QAM-LLR。8D-16QAM-LLR表示8维符号的16QAM-LLR。以下，说明8D-16QAM-LLR的计算方法。
通过使用16QAM-LLR，得到某个接收信号时的向2维中的16QAM符号点的后验概率PS 16QAM如以下的式（9）那样表示。
[数式9]
。
在式（9）中，“LLR16QAM（bm）”对应于针对第m个位的16QAM的LLR。同样地，得到某个接收信号时的向8维符号点的后验概率PS8D如以下的式（10）那样表示。
[数式10]
。
在式（10）中，“PS16QAM（16QAM为S的下标）（I）”表示第I个16QAM的后验概率。针对8维符号的LLR8D通过针对式（1）使用式（10）而能够如以下的式（11）那样表示。
[数式11]
。
在式（11）中，“bm（k=m：0或1）”表示第m个位，在“m=k”的情况下为0或1。关于本实施方式中的8维符号数，存在4096个。在此，利用“x→-∞、exp（x）”的关系，由此，能够缩小在式（11）中需要计算的8维符号候补。具体而言，使用图5的部分（b）~部分（d）的符号构成规则。根据图5的部分（b），16QAM的点被分类为A0、A1、B0、B1这4组。图5的部分（c）示出了通过与其他的维度的关联而取得的组的关系。A0、A1、B0、B1最终被分割为16个子集。因此，针对各2维的16QAM，将成为各组（A0、A1、B0、B1）的候补的点从4个缩小到1个（将与以上的式（11）有关的操作称为第1操作）。
例如，从“x→-∞、exp（x）”和式（9）可知：只要将PS16QAM（16QAM为S的下标）为最大的符号点作为候补即可。此外，如图5的部分（d）那样设计分配给符号的位与各组的关系。因此，在对接收信号进行硬判定之后，反转16QAM-LLR的绝对值小的位，由此，能够找到各个组中的PS16QAM（16QAM为S的下标）为最大的候补点。此外，根据图5的部分（c），候补点的组合被限定为16个子集，因此，式（11）能够简略化为以下的式（12）（将以上的操作称为第2操作）。
[数式12]
。
8维LLR运算部232a使用上述式（11）或（12）来计算8D-16QAM-LLR。软判定纠错码解码电路233a基于由8维LLR运算部232a计算出的8D-16QAM-LLR来进行软判定纠错。
在图8中示出式（1）和式（12）的运算量的比较结果。图8是表示比较结果的图。如图8所示，已知提出方式与以往方式相比显著减少了运算量。
根据如以上那样构成的光传输装置100，能够减少运算量。具体而言，光发送机10对输入位串附加在软判定纠错中使用的冗余位，进行将输入位串与N维空间的信号点相对应，输出与N维符号对应的调制信号。光接收机20在接收信号中按每M维得到对数似然比，从每M维的对数似然比得到N维符号的对数似然比。利用这样的结构，不需要针对成为候补的全部多维符号计算欧式距离。因此，能够在应用软判定纠错码时减少运算量。
在此，对M（自然数）的决定方法进行说明。优选使M为尽可能小的值，即，使M维为尽可能低维度。通过使M为小的值，从而能够更简易地计算低维度LLR。作为具体例，在“M=1”的情况下和“M≥2”的情况下进行比较。在“M=1”的情况下，能够如式（7）和（8）那样仅通过简单的运算计算LLR。另一方面，在“M≥2”的情况下，难以直接计算式（1）。因此，需要预先将式（1）中的Er的值所对应的计算结果准备为查找表。对于使用查找表时，也优选M为小的值。由此，能够防止伴随着M变大而查找表的尺寸以指数方式增加。
对需要准备查找表的情况下的具体例进行说明。图9示出8QAM的情况下的星座形状。在图9所示的例子的情况下，假设“M=2”，需要求取M维LLR。所以，在图9所示的例子的情况下，为了得到2维LLR，需要2维的查找表。
作为求取低维度的LLR的方法，针对1维的情况（即“M=1”的情况），列举16QAM的情况为例，上述了使用式（7）和（8）的方法。作为求取低维度的LLR的方法，说明了与使用式（7）和（8）的方法不同的实现方法。更具体而言，作为在2维以上（即“M≥2”）且低维度的情况下求取LLR的方法，能够使用用查找表的方式。在式（1）的Er和Ek为M维的情况下，根据Er的值来预先计算式（1）的值，保持计算结果。在计算LLR时，根据Er的值，从查找表读出值。通过使用查找表，从而不需要式（1）的“log（）”和“exp（）”的部分的运算。所以，向电路的安装变得容易。图10示出16QAM的情况下的查找表的例子。在图10中，黑点示出Ek。按区域f（1，1）~f（8，8）的每个，预先计算式（1）的值并保持。通过变更Ek的位置，从而能够应对任意的星座形状。
＜变形例＞
再有，在上述中，示出了N维符号映射电路113由M维的L个映射电路构成的结构，但是，根据值，存在L不为整数的情况即产生余数的情况。例如，在成为“N/M=L余数R（R为1以上的整数）”的情况下，8维LLR运算部232基于L个M维LLR和1个R维LLR来计算N维LLR。此外，作为变化，8维LLR运算部232也可以进一步使用K（K＜R）维LLR分割R维来计算N维LLR。
式（12）能够通过使用以下的式（13）那样的关系式来提高向电路的安装性。
[数式13]
。
通过将式（13）的右边第2项保持为查找表，从而不需要log和exp的部分的运算，能够进行进一步的运算量的减少。再有，在对式（12）应用式（13）的情况下，递归地应用式（13）。
式（13）能够如以下的式（14）所示那样近似。
[数式14]
。
当使用式（14）时，式（12）能够如以下的式（15）所示那样近似。
[数式15]
。
将式（12）如以下的式（16）那样变形。
[数式16]
。
式（16）的第1项目在“k=m”时为“bm=0”。此外，第2项目在“k=m”时为“bm=1”。因此，式（12）能够如以下的式（17）那样变形。
[数式17]
。
式（17）中的W（k）如以下的式（18）那样。
[数式18]
。
同样地，对于式（15）也如以下的式（19）那样变形。
[数式19]
。
式（19）中的W（k）如以下的式（20）那样。
[数式20]
。
在此，对W（k）和W’（k）即式（18）和式（20）进行比较。根据式（13），在A与B的距离（差分的绝对值）变小时，式（13）的右边的第2项目变大。另一方面，在式（12）中，与A、B对应的“exp（）”的部分的内部表示对数似然，接收信号越靠近着眼的符号点越大。在此，为了简单，将对数似然最大的符号点记载为S（A），将对数似然第二大的符号点记载为S（B）。此外，将针对各个符号的对数似然记载为A、B。因此，在A与B的差分的绝对值较小时，对应于在S（A）与S（B）之间存在接收信号，式（13）的右边的第1项目变小。当总结以上时，在本方式中，式（13）在｜A-B｜较小时，max（A，B）变小，log（1+exp（-｜A-B｜））变大。此外，在｜A-B｜较大时，max（A，B）变大，log（1+exp（-｜A-B｜））变小。当将该关系应用于式（18）和式（20）时，包括最靠近接收信号的符号的项的“max（.）”的运算部变大，log（1+exp（-｜.｜）的项变小。即，以下的式（21）的关系成立。
[数式21]
。
也就是说，关于式（19），由于近似式（21）的量，统计上产生误差。因此，能够通过减少该统计的误差来减轻由于近似造成的特性劣化。
具体而言，只要如式（22）那样设置成为“0≤α≤1”的系数或如式（23）那样使用“β≥0”的偏移系数即可。此外，如果满足式（21）的关系，则也可以使用其他的方法。
[数式22]
。
[数式23]
。
再有，关于式（22），发生小数点的乘法运算。关于式（23），能够仅通过与日本数学比较运算来实现，因此，电路安装上变得简易。此外，系数α、β的最佳值依赖于输入信号的SNR而变化，因此，能够通过根据输入信号的SNR进行最佳化来提高性能。
图11是表示各运算式中的软判定纠错（FEC）后的位误码率特性的图。在图11中，纵轴表示来自软判定纠错码解码电路232a的输出的位误码率。横轴表示8维接收信号的SNR。图11中的菱形（在图11中为“◇”）的绘图表示使用了由式（12）的计算式得到的8维LLR的结果。同样地，图11中的方形（在图11中为“□”）的绘图表示使用了由式（15）的计算式得到的8维LLR的结果。图11中的三角（在图11中为“△”）的绘图表示使用了由式（22）的计算式得到的8维LLR的结果。图11中的叉（在图11中为“×”）的绘图表示使用了由式（23）的计算式得到的8维LLR的结果。在图11中，已知通过使用式（22）或式（23）而靠近近似前的性能。
也可以如图12那样构成接收信号解调部23。图12是示出接收信号解调部23的另一结构的图。如图12所示，接收信号解调部23b具备2维LLR运算部231b、8维LLR运算部232b、软判定纠错码解码电路233b、以及反馈部234。2维LLR运算部231b、8维LLR运算部232b和软判定纠错码解码电路233b进行与图6所示的同名的功能部同样的处理。反馈部234受理来自软判定纠错码解码电路233b的输出即先验信息的输入。先验信息如以下的式（24）那样表示。
[数式24]
。
在此，“LLRsoft dec.（bI）”表示从软判定纠错码解码电路233b输出的先验信息。“LLRsoft dec. output（bI）”表示来自软判定纠错码解码电路233b的输出。“LLR8D（bI）”表示向软判定纠错码解码电路233b的输入。如图12所示，反馈部234对从2维LLR运算部231输出的16QAM的LLR（每个2维符号的16QAM-LLR）加上该先验信息，由此，如以下的式（25）那样更新16QAM-LLR。
[数式25]
。
在此，软判定纠错码不应用于式（3）~（6）的位，因此，成为“I∈（1，2，3，4，5，6，7，9，10，11，13，14）”、“m∈（1，2，3，4，5，6，7，8，9，10，11，12，13，14，15，16）”。8维LLR运算部232b能够通过将更新后的16QAM-LLR应用于式（12）来求取更新后的8维LLR。像这样，在追加反馈部234时也能够减少运算量。
图13是示出为了评价作为以往方式的使用了式（2）的方式和提出方式的使用了式（12）和式（25）的方式的解码特性而进行了外部信息转移图解析的结果的图。作为外部信息转移图解析，可以使用参考文献2所述的技术（参考文献2：Stephan ten Brink.“Convergence Behavior of Iteratively Decoded Parallel Concatenated Codes”.IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, VOL. 49, NO. 10, pp. 1727 OCTOBER2001。）。
在图13中，纵轴表示来自8D16QAMLLR运算部232b的输出的相互信息量。横轴表示先验概率（prior probabilities）的相互信息量。图13中的方形（在图13中为“□”）的绘图表示以往方式的结果。三角（在图13中为“▲”）的绘图表示提出方式的结果。从图13已知的那样，未见到利用提出方式的性能的劣化。在图13中，菱形（在图13中为“◇”）的绘图示出作为软判定纠错码的一种的LDPC码中的解码器的结果。在以往方式的线和◇的线不交叉的情况下，解析地示出了在反馈先验信息时能够正确地执行纠错。
在追加反馈部234时，可以从使用先验信息在8维LLR运算部232b中计算出的更新后的8维LLR减去反馈部234的先验信息。通过进行该操作，从而针对在前步骤中在软判定纠错码解码器电路中引起纠错的位，不传播错误信息，能够在下面的步骤中进行纠错。具体而言，使用式（12）、式（15）、式（22）或式（23）来更新8维LLR，按对应的每个位减去式（24）的先验信息的值。
通常，在LDPC码或涡轮码等软判定错误码解码电路232b中进行迭代运算（迭代）。在本方式中采取反馈结构的情况下，重复进行8维LLR的更新、软判定纠错，如由图13所示那样阶段性地进行信息量的更新。因此，能够使软判定错误码解码电路232b内的迭代次数少。在此，将软判定错误码解码电路232b内的迭代运算定义为内迭代，将使用反馈部234的迭代运算定义为外迭代。在该情况下，通过使内迭代和外迭代的次数最佳化，从而能够以更少的运算次数得到相同的性能或减少解码中的延迟。
图14是表示针对LDPC内迭代次数的反馈的先验信息量的图。图14是作为软判定错误码解码电路232b而使用LDPC将LDPC解码电路内的迭代次数（内迭代次数）分别变更为20次（图14中“◇”的绘图）、5次（图14中“○”的绘图）、2次（图14中“×”的绘图）时的外部信息转移图解析结果（LDPC迭代次数以外，与图11没有变更）。不会发生减少内迭代次数的情况下的哪个LDPC的线与作为8维调制的8D16QAM的线的交叉，因此，如参照图13上述的那样，示出了在反馈先验信息的情况下能够正确地解码。但是，在内迭代为2次的情况下，接近8D16QAM的线，因此，为了正确地进行解码，需要增加外迭代的次数。
接着，说明本实施方式中的4维调制的例子（4D7位‐16QAM）。
[数式26]
。
在式（26）中，被圆包围的加号的记号示出异或。“Σ”表示根据异或的加法运算。b1~b8被映射到2个16QAM符号并输出。在附加了上述的冗余位的情况下，能够与式（9）、式（10）同样地求取4维符号的后验概率，从式（11）求取4维LLR。此外，在本例子的情况下，在求取成为进行上述第1操作的候补的16QAM符号时，能够分离为图5的A、B的子集来考虑。此时，当应用与上述第2操作同样的操作时，能够从式（9）通过反转16QAM-LLR的绝对值小的位来在各个组（A，B）中找到Ps16QAM为最大的位串的候补。在图5的部分（b）的例子中，在与16QAM对应的4位的数据的异或为“1”的情况下，16QAM的点属于A的组。另一方面，在异或为“0”时，16QAM的点属于B的组。在图5的部分（b）的例子中，根据式（26），候补点的组合被限定为（A，A）或（B，B）这2种。根据上述，在以作为式（10）的4维版的Ps 4D-16QAM成为最大的方式求取位串的候补时，仅反转与绝对值小的16QAM‐LLR对应的位bm（“0→1”或“1→0”），此外，16QAM-LLR的正负对应于位的“0”和“1”。因此，能够进一步变形式（15），如式（27）那样表示。
[数式27]
。
在式（27）中，“sign（）”的部分表示“LLR16QAM（m）”的正负。
针对式（27），也对式（27）右边的第2项进行与式（22）、式（23）同样的操作，由此，即，与式（22）、式（23）同样地对右边乘以系数或设定偏移系数，由此，能够缓和由于近似造成的性能劣化。
接着，说明本实施方式中的8维调制的例子（8D15位-16QAM）。
[数式28]
。
在式（28）中，被圆包围的加号的记号示出异或。“Σ”表示根据异或的加法运算。b1~b16被映射到4个16QAM符号并输出。在附加了上述的冗余位的情况下，能够与式（9）、式（10）同样地求取8维符号的后验概率，从式（11）求取8维LLR。此外，在本例子的情况下，在求取成为进行上述第1操作的候补的16QAM符号时，能够分离为图5的A、B的子集来考虑。此时，当应用与上述第2操作同样的操作时，能够从式（9）通过反转16QAM-LLR的绝对值小的位来在各个组（A，B）中找到Ps16QAM为最大的位串的候补。在图5的部分（b）的例子中，在与16QAM对应的4位的数据的异或为“1”情况下，16QAM的点属于A的组。另一方面，在异或为“0”的情况下，16QAM的点属于B的组。在图5的部分（b）的例子中，根据式（28），候补点的组合被限定为8种。根据上述，在以式（10）的Ps 8D-16QAM成为最大的方式求取位串的候补时，仅反转与绝对值小的16QAM‐LLR对应的位bm（“0→1”或“1→0”），此外，16QAM-LLR的正负对应于位的“0”和“1”。因此，能够进一步变形式（15），如式（29）那样表示。
[数式29]
。
在式（29）中，“sign（）”的部分表示“LLR16QAM（m）”的正负。
针对式（29），也对式（27）右边的第2项进行与式（22）、式（23）同样的操作，由此，即，与式（22）、式（23）同样地对右边乘以系数或设定偏移系数，由此，能够缓和由于近似造成的性能劣化。
接着，说明本实施方式中的通常系统的N维调制的例子（N为2的倍数）。
[数式30]
。
在式（28）中，被圆包围的加号的记号示出异或。“Σ”表示根据异或的加法运算。b1~b2*N-1被映射到N/2个16QAM符号并输出。在附加了上述的冗余位的情况下，能够与式（9）、式（10）同样地求取N维符号的后验概率，从式（11）求取N维LLR。此外，在本例子的情况下，在求取成为进行上述第1操作的候补的16QAM符号时，能够分离为图5的A、B的子集来考虑。此时，当应用与上述第2操作同样的操作时，能够从式（9）通过反转16QAM-LLR的绝对值小的位来在各个组（A，B）中找到Ps16QAM为最大的位串的候补。在图5的部分（b）的例子中，在与16QAM对应的4位的数据的异或为“1”的情况下，16QAM的点属于A的组。另一方面，在异或为“0”的情况下，16QAM的点属于B的组。在图5的部分（b）的例子中，根据式（30），候补点的组合被限定为2（N/2-1）。根据上述，在以作为式（10）的N维版的Ps ND-16QAM成为最大的方式求取位串的候补时，仅反转与绝对值小的16QAM‐LLR对应的位bm（“0→1”或“1→0”），此外，16QAM-LLR的正负对应于位的“0”和“1”。因此，能够进一步变形式（15），如式（31）那样表示。
[数式31]
。
在式（31）中，“sign（）”的部分表示“LLR16QAM（m）”的正负。
针对式（31），也对式（27）右边的第2项进行与式（22）、式（23）同样的操作，由此，即，与式（22）、式（23）同样地对右边乘以系数或设定偏移系数，由此，能够缓和由于近似造成的性能劣化。
在上述中，说明了M维LLR运算部231使用运算式（例如，式（7）、（8））来得到M维的LLR的方法和使用查找表来得到M维的LLR的方法，但是，也可以组合这些方法。例如，M维LLR运算部231可以根据接收的N维接收信号的种类选择使用运算式的方法和使用查找表的方法的任一个来作为得到LLR的方法。
也可以通过将用于实现光发送机10和光接收机20的全部或一部分功能的程序记录在计算机可读取的记录介质中，使计算机系统读入记录在该记录介质中的程序并执行，从而进行各部的处理。再有，在此所说的“计算机系统”是指包含OS、周围设备等硬件。此外，如果在利用WWW系统的情况下，则“计算机系统”也包含主页提供环境（或者显示环境）。
“计算机可读取的记录介质”是指软盘、光磁盘、ROM、CD-ROM等移动介质、内置于计算机系统的硬盘等存储装置。进而，“计算机可读取的记录介质”是指还包含像经由因特网等网络或电话线路等通信线路来发送程序的情况下的通信线那样在短时间的期间动态地保持程序的记录介质、像该情况下的成为服务器或客户端的计算机系统内部的易失性存储器那样将程序保持固定时间的记录介质。此外，上述程序可以是用于实现前述的功能的一部分的程序，进而，也可以是能够以与已经记录在计算机系统中的程序的组合来实现前述的功能的程序。
以上，参照附图详细地描述了本发明的实施方式，但是，具体的结构并不限于本实施方式，也包含不偏离本发明的主旨的范围的设计等。
产业上的可利用性
本发明也可以应用于光接收机、光传输装置和光接收机用的方法。
附图标记的说明
10…光发送机
11、11a…发送符号生成部
12…光调制电路
20…光接收机
21…光相干接收器
22…数字信号处理部
23、23a、23b…接收信号解调部
100…光传输装置
111、111a…软判定纠错码编码电路
112…N维编码电路
112a…8维编码电路
113…N维符号映射电路
113a…8维符号映射电路
231…M维LLR运算部
231a、231b…2维LLR运算部
232…N维LLR运算部
232a、232b…8维LLR运算部
233、233a、233b…软判定纠错码解码电路
234…反馈部。

Claims (4)

1.一种光接收机，其中，具备：
第1运算部，基于接收信号按每M维得到对数似然比，其中，M为自然数；以及
第2运算部，基于所述每M维的对数似然比来得到N维符号的对数似然比，其中，N为自然数。
2.根据权利要求1所述的光接收机，其中，还具备：
软判定纠错码解码电路，基于所述N维符号的对数似然比来进行软判定纠错；以及
反馈部，将来自所述软判定纠错码解码电路的输出反馈到所述第2运算部，
所述第2运算部根据基于反馈的输出结果而更新的所述每M维的对数似然比，得到N维符号的对数似然比。
3.一种光传输装置，具备：
根据权利要求1或2所述的光接收机；以及
光发送机，
其中，
所述光发送机具备：
软判定纠错码编码电路，对输入位串附加在软判定纠错中使用的冗余位；
N维编码器电路，进行将附加了冗余位的输入位串与N维空间的信号点配置相对应，其中，N为自然数；
N维符号映射电路，基于来自所述N维编码器电路的输出来生成与N维符号对应的调制信号；以及
光调制电路，使用所述调制信号来调制光并输出。
4.一种光接收机用的方法，其中，包括：
基于接收信号按每M维得到对数似然比，其中，M为自然数；以及
基于所述每M维的对数似然比来得到N维符号的对数似然比，其中，N为自然数。
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