WO2020095916A1 - 光伝送システム - Google Patents

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WO2020095916A1
WO2020095916A1 PCT/JP2019/043364 JP2019043364W WO2020095916A1 WO 2020095916 A1 WO2020095916 A1 WO 2020095916A1 JP 2019043364 W JP2019043364 W JP 2019043364W WO 2020095916 A1 WO2020095916 A1 WO 2020095916A1
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signal
unit
symbol
optical
digital
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PCT/JP2019/043364
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French (fr)
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山本　秀人
陽 増田
寛樹 谷口
木坂　由明
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日本電信電話株式会社
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Publication date
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    • H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
    • H03M13/41—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes using the Viterbi algorithm or Viterbi processors

Definitions

  • the present invention relates to an optical transmission system.
  • optical signal modulation technology that enables transmission of large-capacity traffic and optical transmission networks that use optical signal multiplexing technology are becoming widespread.
  • digital coherent technology combining coherent detection and digital signal processing technology is widely used in an ultrahigh-speed optical transmission system in which the transmission rate per wave is 100 Gbit / sec (hereinafter referred to as “Gb / s”) or more. It has become to.
  • Gb / s the transmission rate per wave
  • LTE Long Term Evolution
  • the cost is lower than that of the digital coherent technology described above, that is, 100 Gb / s class is achieved by a simpler transmission / reception device configuration. Realization of ultra-high-speed optical transmission is required.
  • a polarization multiplexing QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) modulation method (hereinafter referred to as “PDM-QPSK” (Polarization Division Multiplexing) -QPSK) is generally used. ..
  • the modulation speed when PDM-QPSK is used is about 25 GBd (GigaBaud).
  • the modulation rate in the case of performing ultra-high speed optical transmission of 100 Gb / s class using the PAM4 modulation method is about 50 GBd. Therefore, the signal spectrum when using PAM4 is a signal spectrum that occupies a wider frequency than the PDM-QPSK system.
  • Occupying a wide frequency means that when the PAM4 modulation method is applied to realize 100 Gb / s class ultra-high-speed optical transmission, waveform deterioration due to band limitation of an electric device is higher than that of the PDM-QPSK method. It means that it will be greatly affected. Further, in the direct detection method, the waveform deterioration due to the chromatic dispersion of the transmission fiber cannot be compensated by the digital signal processing. Therefore, when the PAM4 method is applied, the signal quality deterioration due to the chromatic dispersion is also a big problem. Become.
  • the signal quality deterioration due to chromatic dispersion is proportional to the square of the modulation speed, the signal quality deterioration due to chromatic dispersion becomes remarkable especially for a signal modulated at a high speed of 50 Gbaud or more.
  • Non-Patent Document 1 a method using non-linear trellis coding has been proposed as a method for narrowing the spectrum band of a signal of a coherent detection method in order to suppress the above-mentioned signal quality deterioration (for example, Non-Patent Document 1). 1).
  • Non-Patent Document 1 is a method for a quadrature amplitude modulation (QAM) modulated signal, it cannot be applied to a PAM4 signal which is a direct detection method. Therefore, there has been a problem that it is not possible to realize a narrow band of the spectrum and it is not possible to suppress deterioration of signal quality. It should be noted that such a problem is not limited to the PAM4 system, but similarly occurs in a system using an arbitrary multilevel symbol.
  • QAM quadrature amplitude modulation
  • the present invention aims to provide a technique capable of suppressing deterioration of signal quality.
  • One aspect of the present invention is an optical transmission system that includes an optical transmitter and an optical receiver, wherein the optical transmitter performs signal trellis coding corresponding to nonlinear computation on a symbol sequence. And a modulator that modulates the symbol sequence coded by the signal coding unit and transmits the modulated signal sequence to the optical receiver, wherein the optical receiver is the light transmitted from the optical transmitter.
  • An optical transmission system comprising: a light receiving unit that receives a signal and converts the signal into an electric signal; and a digital signal processing unit that restores the symbol sequence by performing digital signal processing on the electric signal.
  • One aspect of the present invention is the optical transmission system described above, wherein the optical receiver further includes a Viterbi decoding unit that performs symbol determination based on sequence estimation using Viterbi decoding when demodulating the electrical signal. ..
  • One aspect of the present invention is the above-described optical transmission system, wherein the optical transmitter generates Gray-coded N (N is an integer of 2 or more) value symbols using the input information data.
  • a signal generation unit is further provided, and the signal coding unit generates N + 2 binary symbols by the nonlinear trellis coding process shown in the following Expressions 7 to 9, and the digital signal processing unit
  • An N + 2 binary symbol is restored by performing a predetermined determination, and the restored N + 2 binary symbol and the N + 2 binary symbol of the previous time slot that has already been determined are used to calculate To restore the N-valued symbol before encoding.
  • the optical transmitter uses input information data to generate two systems of N-valued symbols (N is an integer of 2 or more) that are Gray-coded.
  • the signal encoding unit further includes a signal generating unit for generating, and the digital signal processing unit generates two systems of N + 2 binary symbols by the nonlinear trellis encoding process represented by the following formulas 7 to 9, By performing predetermined determination on the signal, the N + binary symbols of the two systems are restored, and the restored N + binary symbols and the N + binary symbols of the previous time slot that have already been determined. Is used to restore N-valued symbols before encoding based on the following Expressions 10 to 12.
  • the present invention makes it possible to suppress deterioration of signal quality.
  • FIG. 1 is a diagram showing a relationship between symbols in each time slot and symbol transitions between successive time slots.
  • the condition for the transition of the symbol S is not imposed.
  • the transition probability from each symbol S to each symbol S is 1/4 for all transitions.
  • the transition probability matrix P is expressed by the following Expression 1.
  • the eigenvector q with respect to the eigenvalue 1 of this transition matrix is represented by the following Expression 2.
  • the occurrence probability of each state is 1/4, and each symbol occurs with equal probability.
  • the state transition probability is controlled by the nonlinear trellis coding to narrow the spectrum of the PAM4 signal, thereby improving the band limiting resistance and the chromatic dispersion resistance.
  • u n is 4-ary symbol of 0,1,2,3.
  • 2 bits that are gray-coded are assigned to each symbol. That is, it is assumed that the encoding is applied so that the Hamming distance between adjacent symbols becomes 1.
  • the symbol 0 is assigned to the bit 01
  • the symbol 1 is assigned to the bit 00
  • the symbol 2 is assigned to the bit 10
  • the symbol 3 is assigned to the bit 11 to be a gray code.
  • the symbol after coding is v n
  • the symbol after coding generated by the nonlinear trellis coding in the present invention is generated based on the following Expression 3.
  • [.] Is a Gauss symbol, which is a process corresponding to a non-linear operation.
  • a hexadecimal symbol of 0, 1, 2, 3, 4, 5 is obtained as the encoded symbol v n .
  • the transition probability matrix P of the symbol v n after this encoding is expressed by the following Expression 4.
  • the transition of the coded symbol v n is partially limited. For example, there are four symbols 0, 1, 2, and 3 that can transit from the symbol 0, and the transition to the symbols 4,5 is not permitted.
  • the present invention suppresses the occurrence of high-frequency symbol transitions by imposing restrictions on the symbol transitions, and realizes narrowing of the signal spectrum band.
  • the eigenvector q with respect to the eigenvalue 1 of this transition matrix is represented by the following Expression 5.
  • the nonlinear trellis coding in the present invention is a process corresponding to probability shaping.
  • FIG. 2 is a diagram showing an image of a symbol transition of the symbol v n after being coded by the nonlinear trellis coding according to the present invention.
  • u n which is the information before encoding
  • v n which is the symbol after encoding.
  • the nonlinear trellis coding according to the present invention is a method of allocating information to state transitions, and is a method of suppressing the generation of high frequency components by imposing restrictions on the state transitions.
  • FIG. 3 is a diagram showing a signal spectrum of a conventional PAM4 signal and a signal spectrum of a PAM4 signal (NLTCP signal) to which the nonlinear trellis coding according to the present invention is applied.
  • FIG. 3A is a diagram showing a signal spectrum of a conventional PAM4 signal
  • FIG. 3B is a diagram showing a signal spectrum of a PAM4 signal (NLTCP signal) to which the nonlinear trellis coding according to the present invention is applied.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents signal power. Both of them apply a raised cosine filter with a roll-off coefficient of 0.01.
  • FIGS. 3A and 3B by applying the nonlinear trellis coding, the high frequency component of the signal spectrum is suppressed and the signal power is concentrated in the low frequency region.
  • specific processing will be described in the embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing a system configuration of the optical transmission system 100 according to the first embodiment.
  • the optical transmission system 100 includes an optical transmitter 10 and an optical receiver 20.
  • the optical transmitter 10 and the optical receiver 20 are connected via an optical fiber 30.
  • the optical fiber 30 is a transmission line that connects the optical transmitter 10 and the optical receiver 20.
  • the optical transmitter 10 includes a signal generator 11, a signal encoder 12, a DA converter 13, an amplifier 14, a signal light source 15, and an optical modulator 16.
  • the signal generation unit 11 inputs data information to be transmitted from the outside, and uses the input data information to generate a Gray-coded four-level symbol u n (0,1,2,3).
  • the signal encoding unit 12 performs a non-linear trellis encoding process on the 4-level symbol u n (0,1,2,3) generated by the signal generating unit 11 to generate a 6-level symbol v n (0,1). , 2, 3, 4, 5) is generated. Specifically, the signal encoding unit 12 performs the non-linear trellis encoding process shown in the above Expression 3 on the 4-level symbol u n (0,1,2,3) to generate the 6-level symbol v n. n (0,1,2,3,4,5) is generated.
  • the DA converter 13 converts the digital signal of the 6-valued symbol v n (0,1,2,3,4,5) generated by the signal encoding unit 12 into an analog signal.
  • the DA converter 13 outputs the analog signal to the amplifier 14.
  • the amplification unit 14 amplifies the signal power of the analog signal output from the DA converter 13 and applies it to the optical modulator 16.
  • the signal light source 15 sends continuous light to the optical modulator 16.
  • the optical modulator 16 modulates the continuous light emitted from the signal light source 15 with the analog signal amplified by the amplifier 14 to generate a NLTCP signal which is a 6-valued light intensity modulation signal.
  • the optical modulator 16 transmits the generated NLTCP signal to the optical receiver 20 via the optical fiber 30.
  • the signal light source 15 and the optical modulator 16 do not necessarily need to be separated, and the optical modulator 16 directly modulates the continuous light sent from the signal light source 15 to obtain a 6-valued light intensity modulation signal. May generate an NLTCP signal.
  • the optical receiver 20 includes a light receiving unit 21, an AD converter 22, and a digital signal processing unit 23.
  • the light receiving unit 21 directly detects the NLTCP signal transmitted from the optical transmitter 10 and acquires the light intensity information of the NLTCP signal.
  • the light receiving unit 21 converts the acquired light intensity information into an analog electric signal and outputs the analog electric signal to the AD converter 22.
  • the AD converter 22 converts the analog electric signal output from the light receiving unit 21 into a digital signal.
  • Digital signal processing unit 23, by processing the digital signal to obtain the u n is 4 value symbol prior to nonlinear trellis coding.
  • FIG. 5 is a diagram showing an internal configuration of the digital signal processing unit 23 in the first embodiment.
  • the digital signal processing unit 23 includes a digital filter 231, a signal determination unit 232, a signal decoding unit 233, a bit demapping unit 234, an adder 235, and a tap updating unit 236.
  • the digital filter 231 is composed of complex taps and shapes the waveform of the NLTCP signal.
  • the digital filter 231 outputs the NLTCP signal after waveform shaping to the signal determination unit 232 and the adder 235.
  • an FIR (Finite Impulse Response) filter that is a general linear filter, a Volterra filter that can describe a high-order transfer function, or the like is used.
  • the signal determination unit 232 acquires the 6-valued symbol v n by performing a threshold determination on the NLTCP signal after waveform shaping.
  • the signal determination unit 232 outputs the acquired 6-valued symbol v n to the signal decoding unit 233 and the adder 235.
  • the signal decoding unit 233 uses the 6-valued symbol v n output from the signal determination unit 232 and the 6-valued symbol v n ⁇ 1 of the immediately preceding time slot that has already been determined, based on the following Expression 6. to restore the u n is 4 value symbols before encoding by performing the process was.
  • the bit demapping unit 234 restores data information, which is bit information, from u n by performing Gray decoding on u n , which is a 4-level symbol restored by the signal decoding unit 233.
  • the adder 235 takes in the value output from the digital filter 231 and the value output from the signal determination unit 232.
  • the adder 235 takes in the value output from the digital filter 231 with a minus sign.
  • the adder 235 adds the two captured values, that is, subtracts the value output from the digital filter 231 from the value output from the signal determination unit 232, and outputs the subtraction value calculated by the subtraction to the tap update unit 236. To do.
  • the tap updating unit 236 updates the tap coefficient of the digital filter 231 based on the difference between the value after the determination by the signal determination unit 232 and the value before the determination by the signal determination unit 232. Specifically, the tap updating unit 236 digitally adjusts the difference between the value output from the digital filter 231 and the value output from the signal determining unit 232 to the minimum, that is, the subtraction value to 0. The tap coefficient of the filter 231 is updated. This improves the accuracy of demodulation.
  • FIG. 6 is a diagram showing transmission characteristics of a conventional PAM4 signal under a band-limited environment and an NLTCP signal according to the present invention evaluated by a numerical simulation.
  • FIG. 6A is a diagram showing the transmission characteristic of the PAM4 signal under the band limited environment
  • FIG. 6B is a diagram showing the transmission characteristic of the NLTCP signal of the present invention under the band limited environment.
  • the horizontal axis represents the reception power and the vertical axis represents the bit error rate. 6A and 6B, the signal modulation rate is 56 Gbaud and the transmission capacity is 112 Gb / s.
  • the conventional PAM4 signal has a waveform deterioration due to band limitation under the band limitation environment of 14 GHz corresponding to 25% of the modulation speed even when the reception power is sufficiently increased. Limits the transmission performance. Therefore, it is impossible to achieve a bit error rate (BER) lower than the error correction limit of 2.5 ⁇ 10 ⁇ 4 of KP4-FEC widely used in short-distance optical transmission systems.
  • BER bit error rate
  • the NLTCP signal in the present invention can achieve the error correction limit of KP4-FEC even under the 14 GHz band limited environment.
  • FIG. 7 is a diagram showing the transmission characteristics of the conventional PAM4 signal and NLTCP signal under the optical fiber transmission environment, that is, under the chromatic dispersion environment, evaluated by the numerical simulation.
  • FIG. 7A is a diagram showing the transmission characteristic of the PAM4 signal under the optical fiber transmission environment
  • FIG. 7B is a diagram showing the transmission characteristic of the NLTCP signal of the present invention under the optical fiber transmission environment.
  • the horizontal axis represents the reception power and the vertical axis represents the bit error rate.
  • the modulation rate of the signal is 56 Gbaud and the transmission capacity is 112 Gb / s.
  • the band limitation on the signal is set to 30 GHz.
  • the NLTCP signal according to the present invention can achieve the error correction limit of KP4-FEC even under the wavelength dispersion environment of ⁇ 48 ps / nm.
  • the nonlinear trellis coding according to the present invention it is possible to realize a dramatic improvement in the band limiting proof strength and the chromatic dispersion proof strength for the PAM4 signal.
  • the optical transmitter 10 generates a 6-level symbol by performing a nonlinear trellis encoding process on the 4-level symbol, and outputs an optical signal (NLTCP signal) based on the generated 6-level symbol. It transmits to the receiver 20.
  • NLTCP signal optical signal
  • the transition of symbols after coding is limited.
  • the occurrence probabilities of the respective states (symbols) are not equal to each other, but the probability is higher in the central symbol.
  • the optical receiver performs demodulation based on MLSE (Maximum Likelihood Sequence Estimation).
  • MLSE Maximum Likelihood Sequence Estimation
  • the configuration of the optical transmitter 10 is the same as that of the first embodiment, and the description thereof will be omitted.
  • the configuration of the optical receiver 20 is different from that of the optical receiver 20 according to the first embodiment in that a digital signal processing unit 23 is provided instead of the digital signal processing unit 23. The differences will be described below.
  • FIG. 8 is a diagram showing an internal configuration of the digital signal processing unit 23a in the second embodiment.
  • the digital signal processing unit 23a includes a signal decoding unit 233a, a bit demapping unit 234, a first digital filter 237, a Viterbi decoding unit 238, a second digital filter 239, an adder 240, and a metric calculation unit 241.
  • the first digital filter 237 is composed of complex taps and shapes the waveform of the NLTCP signal.
  • the first digital filter 237 outputs the waveform-shaped NLTCP signal to the Viterbi decoding unit 238 and the adder 240.
  • a general linear filter such as an FIR filter or a Volterra filter is used.
  • the Viterbi decoding unit 238 performs sequence estimation for the 6-valued symbol v n based on the waveform-shaped NLTCP signal output from the first digital filter 237 and the metric output from the metric calculation unit 241. Specifically, the Viterbi decoding unit 238 performs sequence estimation for the 6-ary symbol v n based on the Viterbi algorithm. The Viterbi decoding unit 238 adopts the symbol sequence having the smallest metric among the metrics obtained as a result of sequence estimation as the transmission sequence v n .
  • the metrics output from the metric calculator 241 are time-series data obtained by subjecting an expected sequence candidate (candidate sequence) to digital filtering by the second digital filter 239, and the first digital filter 237. Euclidean distance between time series data is used.
  • the second digital filter 239 is composed of complex taps, and obtains time series data by performing digital filtering on the input candidate series.
  • the second digital filter 239 outputs the acquired time series data to the adder 240.
  • a general linear filter such as an FIR filter or a Volterra filter is used.
  • a Volterra filter may be used as the second digital filter 239.
  • the determination of the symbol sequence v n in the present embodiment is the maximum likelihood sequence estimation (MLSE: Maximum Likelihood Sequence Estimation) itself with a memory length of 2.
  • the adder 240 takes in the value output from the first digital filter 237 and the value output from the second digital filter 239.
  • the adder 240 takes in the value output from the second digital filter 239 with a minus sign.
  • the adder 240 adds the two captured values, that is, subtracts the value (time series data) output from the second digital filter 239 from the value (time series data) output from the first digital filter 237,
  • the subtraction value calculated by the subtraction is output to the metric calculation unit 241.
  • the metric calculator 241 performs time-series data obtained by digitally filtering the subtraction value output from the adder 240, that is, an assumed sequence candidate (candidate sequence) by the second digital filter 239, and the first digital.
  • the Euclidean distance from the time series data output from the filter is calculated as a metric.
  • the signal decoding unit 233a restores the un-coded quaternary symbol u n by using Expression 6 from the transmission sequence v n adopted by the Viterbi decoding unit 238.
  • Bit demapping unit 234 restores the data information is bit information from the u n by performing a gray decoding to u n is 4 value symbols reconstructed by the signal decoding unit 233a.
  • optical transmission system 100 of the second embodiment configured as described above, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
  • the PAM4 signal is used as a symbol before encoding, but the present invention can be applied to any multi-level symbol. Therefore, in the third embodiment, a configuration in which the nonlinear trellis coding according to the present invention is applied to an N-valued PAM signal (PAM-N signal) will be described.
  • the configurations of the optical transmitter and the optical receiver in the third embodiment are the same as those in the first embodiment.
  • the signal generation unit 11 inputs data information to be transmitted from the outside, and uses the input data information to generate a Gray-coded N-ary symbol u n (0, 1, ..., N ⁇ 1). To do.
  • the signal encoding unit 12 performs a nonlinear trellis encoding process on the N-valued symbols u n (0, 1, ..., N ⁇ 1) generated by the signal generation unit 11 to generate N + 2 valued symbols v n (0 , 1, ..., N + 1) is generated.
  • the signal encoding unit 12 performs N + 2 on the N + 2-ary symbol v n (0,1, ..., N + 1) by performing the nonlinear trellis encoding processing shown in the following Equations 7 to 9. Generate value symbols v n (0, 1, ..., N + 1).
  • the DA converter 13 converts the N + binary symbol v n (0, 1, ..., N + 1) digital signal generated by the signal encoding unit 12 into an analog signal.
  • the DA converter 13 outputs the analog signal to the amplifier 14.
  • the amplification unit 14 amplifies the signal power of the analog signal output from the DA converter 13 and applies it to the optical modulator 16.
  • the signal light source 15 sends continuous light to the optical modulator 16.
  • the optical modulator 16 modulates the continuous light emitted from the signal light source 15 with the analog signal amplified by the amplifier 14 to generate an NLTCP signal which is an N + 2 valued light intensity modulation signal.
  • the optical modulator 16 transmits the generated NLTCP signal to the optical receiver 20 via the optical fiber 30.
  • the signal light source 15 and the optical modulator 16 do not necessarily have to be separated, and the optical modulator 16 directly modulates the continuous light transmitted from the signal light source 15 to obtain an N + 2 valued optical intensity modulation signal. May generate an NLTCP signal.
  • the light receiving unit 21 directly detects the NLTCP signal transmitted from the optical transmitter 10 and acquires the light intensity information of the NLTCP signal.
  • the light receiving unit 21 converts the acquired light intensity information into an analog electric signal and outputs the analog electric signal to the AD converter 22.
  • the AD converter 22 converts the analog electric signal output from the light receiving unit 21 into a digital signal.
  • Digital signal processing unit 23 by processing the digital signal to obtain a u n a N value symbol prior to nonlinear trellis coding.
  • the configuration of the digital signal processing unit 23 is similar to that of the first embodiment. That is, the digital signal processing unit 23 includes a digital filter 231, a signal determination unit 232, a signal decoding unit 233, a bit demapping unit 234, an adder 235, and a tap updating unit 236.
  • the digital filter 231 is composed of complex taps and shapes the waveform of the NLTCP signal.
  • the digital filter 231 outputs the NLTCP signal after waveform shaping to the signal determination unit 232 and the adder 235.
  • an FIR filter that is a general linear filter, a Volterra filter that can describe a high-order transfer function, or the like is used.
  • the signal determination unit 232 acquires the N + 2 valued symbol v n by performing a threshold determination on the NLTCP signal.
  • the signal determination unit 232 outputs the acquired N + binary symbol v n to the signal decoding unit 233 and the adder 235.
  • the signal decoding unit 233 uses the N + binary symbol v n output from the signal judging unit 232 and the N + binary symbol v n ⁇ 1 of the immediately preceding time slot that has already been judged, and uses the following formulas 10 to 10: process to recover the u n is before encoding n-ary symbol by the execution based on 12.
  • the bit demapping unit 234 restores data information, which is bit information, from u n by performing Gray decoding on u n , which is the N-ary symbol restored by the signal decoding unit 233.
  • the adder 235 takes in the value output from the digital filter 231 and the value output from the signal determination unit 232.
  • the adder 235 takes in the value output from the digital filter 231 with a minus sign.
  • the adder 235 adds the two captured values, that is, subtracts the value output from the digital filter 231 from the value output from the signal determination unit 232, and outputs the subtraction value calculated by the subtraction to the tap update unit 236. To do.
  • the tap updating unit 236 updates the tap coefficient of the digital filter 231 based on the difference between the value after the determination by the signal determination unit 232 and the value before the determination by the signal determination unit 232. Specifically, the tap updating unit 236 digitally adjusts the difference between the value output from the digital filter 231 and the value output from the signal determining unit 232 to the minimum, that is, the subtraction value to 0. The tap coefficient of the filter 231 is updated. This improves the accuracy of demodulation.
  • the configuration of the digital signal processing unit when performing symbol determination by Viterbi decoding is similar to that of the second embodiment. Specifically, the signal decoding unit 233 obtains the symbol u n before the nonlinear trellis coding from the adopted transmission sequence v n by using the equations 10 to 12. Subsequent processing is the same as that of the second embodiment, and therefore its explanation is omitted.
  • optical transmission system 100 of the third embodiment configured as described above, it can be applied to arbitrary multilevel symbols.
  • the first to third embodiments have shown the configurations in which the technique of the present invention is used for the PAM signal based on the direct detection method.
  • the technique of the present invention is applicable to QAM signals on the premise of the coherent detection method.
  • a configuration in which the nonlinear trellis coding according to the present invention is applied to 16QAM will be described.
  • FIG. 9 is a diagram showing a system configuration of an optical transmission system 100b according to the fourth embodiment.
  • the optical transmission system 100b includes an optical transmitter 10b and an optical receiver 20b.
  • the optical transmitter 10b and the optical receiver 20b are connected via an optical fiber 30.
  • the optical transmitter 10b includes signal generators 11b-1, 11b-2, signal encoders 12b-1, 12b-2, DA converters 13b-1, 13b-2, amplifiers 14b-1, 14b-2, A signal light source 15 and an optical vector modulator 17 are provided.
  • the signal generation unit 11b-1, the signal encoding unit 12b-1, the DA converter 13b-1, and the amplification unit 14b-1 are functional units that process the data information I.
  • the signal generator 11b-2, the signal encoder 12b-2, the DA converter 13b-1, and the amplifier 14b-1 are functional units that process the data information Q.
  • the signal generation units 11b-1 and 11b-2 will be referred to as the signal generation unit 11b when no distinction is made.
  • the signal coding units 12b-1 and 12b-2 will be referred to as the signal coding unit 12b unless distinction is made.
  • the DA converters 13b-1 and 13b-2 will be referred to as the DA converters 13b unless they are distinguished from each other.
  • the amplifiers 14b-1 and 14b-2 will be referred to as the amplifiers 14 when no distinction is made between them.
  • the signal generation unit 11b inputs data information to be transmitted from the outside and uses the input data information to generate two systems of Gray-coded four-valued symbols. Specifically, the signal generating unit 11b-1 receives the data information I consisting external transmission target, using the input data information I, 4-ary symbol is Gray coded ui n (0, 1 , 2, 3) is generated. The signal generation unit 11b-2 receives the data information Q to be transmitted from the outside, and uses the input data information Q, the gray-coded four-level symbol uq n (0,1,2,3) To generate.
  • Signal encoding unit 12b generated by the signal generating unit 11b 4-ary symbol ui n (0, 1, 2, 3) and uq n (0, 1, 2, 3) non-linear trellis coding on each
  • the signal coding unit 12b-1 performs the non-linear trellis coding processing shown in the above Expression 3 on the four-level symbol ui n (0,1,2,3) to generate a six-level signal.
  • the symbol vi n (0,1,2,3,4,5) is generated.
  • the signal encoding unit 12b-2 performs the non-linear trellis encoding process shown in the above Expression 3 on the 4-level symbol uq n (0,1,2,3) to generate the 6-level symbol vq n (0 , 1, 2, 3, 4, 5) is generated.
  • the DA converter 13b outputs the six-valued symbols vi n (0,1,2,3,4,5) and vq n (0,1,2,3,4,5) generated by the signal encoding unit 12b. Converts digital signals to analog signals. Specifically, the DA converter 13b-1 converts the digital signal of the 6-valued symbol vi n (0,1,2,3,4,5) generated by the signal encoding unit 12b-1 into an analog signal. To do. The DA converter 13b-1 outputs the analog signal to the amplifier 14b-1. The DA converter 13b-2 converts the digital signal of the 6-valued symbol vq n (0,1,2,3,4,5) generated by the signal coding unit 12b-2 into an analog signal. The DA converter 13b-2 outputs the analog signal to the amplifier 14b-2.
  • the amplifier 14b amplifies the signal power of the analog signal output from the DA converter 13b and applies it to the optical vector modulator 17.
  • the amplification unit 14b-1 amplifies the signal power of the analog signal output from the DA converter 13b-1 and applies it to the optical vector modulator 17.
  • the amplification unit 14b-2 amplifies the signal power of the analog signal output from the DA converter 13b-2 and applies it to the optical vector modulator 17.
  • the signal light source 15 sends out continuous light to the optical vector modulator 17.
  • the optical vector modulator 17 independently performs amplitude modulation using the analog signals output from the amplifiers 14b-1 and 14b-2. Specifically, the optical vector modulator 17 amplitude-modulates the In-phase component of the continuous light transmitted from the signal light source 15 with the analog signal output from the amplification unit 14b-1. The optical vector modulator 17 amplitude-modulates the quadrature component of the continuous light transmitted from the signal light source 15 with the analog signal output from the amplification unit 14b-2. In this way, the optical vector modulator 17 modulates the continuous light transmitted from the signal light source 15 by the optical vector modulator 17, thereby generating a 36-valued optical complex amplitude modulation signal (NLTCQ signal).
  • NLTCQ signal 36-valued optical complex amplitude modulation signal
  • the optical receiver 20b includes AD converters 22b-1 and 22b-2, a digital signal processing unit 23b, a local light source 24, and a coherent receiver 25.
  • the local light source 24 outputs local light that interferes with the received signal light.
  • the coherent receiver 25 outputs the complex amplitude information of the NLTCQ signal by coherently detecting the NLTCQ signal transmitted from the optical transmitter 10b based on the local light.
  • the complex amplitude information of the NLTCQ signal is the analog electric signal of the I component and the analog electric signal of the Q component.
  • the AD converter 22b converts the analog electric signal output from the coherent receiver 25 into a digital signal. Specifically, the AD converter 22b-1 converts the analog electric signal of the I component into a digital signal. The AD converter 22b-2 converts the Q component analog electric signal into a digital signal. The digital signal processing unit 23b, by processing the digital signal, ui n, obtains the uq n is a non-linear trellis coded previous symbol.
  • FIG. 10 is a diagram showing an internal configuration of the digital signal processing unit 23b in the fourth embodiment.
  • the digital signal processing unit 23b includes a digital filter 231b, a signal determining unit 232b, signal decoding units 233b-1 and 233b-2, bit demapping units 234b-1 and 234b-2, an adder 235b, a tap updating unit 236b, and IQ combining.
  • the unit 242, the phase estimation unit 243, and the IQ separation unit 244 are provided.
  • the IQ synthesizing unit 242 takes in each digital signal output from the AD converters 22b-1 and 22b-2 as a real part (I channel component digital signal) and an imaginary part (Q channel component digital signal).
  • the IQ combiner 242 combines the captured signals as a complex signal. Specifically, the IQ synthesizer 242 takes the digital signal output from the AD converter 22b-1 as the real part and the digital signal output from the AD converter 22b-2 as the imaginary part, and takes in each signal. Is synthesized as a complex signal.
  • the digital filter 231b is composed of complex taps, and shapes the waveform of the NLTCQ signal.
  • the digital filter 231b outputs the waveform-shaped NLTCQ signal to the phase estimation unit 243.
  • As the digital filter 231b an FIR filter that is a general linear filter, a Volterra filter that can describe a high-order transfer function, or the like is used.
  • the phase estimation unit 243 compensates for the phase difference between the signal light and the local light emitted by the local light source 24.
  • the phase estimation unit 243 outputs the compensated signal (NLTCQ signal) to the signal determination unit 232b and the adder 235b.
  • the signal determination unit 232b performs threshold determination on the NLTCQ signal as a 36-valued QAM signal.
  • the signal determination unit 232b outputs the signal obtained by the threshold determination to the adder 235b and the IQ separation unit 244.
  • the IQ separation unit 244 separates the signal output from the signal determination unit 232b into a real part (I channel component digital signal) and an imaginary part (Q channel component digital signal), so that two systems of six-valued symbols vi n , vq n are acquired.
  • the IQ separation unit 244 outputs the acquired 6-valued symbol vi n to the signal decoding unit 233b-1, and outputs the 6-valued symbol vq n to the signal decoding unit 233b-2.
  • the signal decoding unit 233b uses the 6-valued symbols vi n and vq n output from the IQ separation unit 244 and the 6-valued symbols vi n ⁇ 1 and vq n ⁇ 1 of the previous time slot that have already been determined.
  • Te, ui n is 4 value symbols before encoding by executing processing based on equation 6 to restore the uq n.
  • the signal decoding unit 233b-1 uses the 6-valued symbol vi n output from the IQ separation unit 244 and the 6-valued symbol vi n-1 of the previous time slot that has already been determined. restores ui n is 4 value symbols before encoding by executing processing based on equation 6.
  • the signal decoding unit 233b-2 using a 6-ary symbol vq n output from IQ separating section 244, and a 6-ary symbol vq n-1 of the previous time slot is already determined previously, the formula 6 Uq n , which is a four-valued symbol before encoding, is restored by executing processing based on
  • the bit demapping unit 234b performs gray decoding on the four-valued symbols ui n and uq n restored by the signal decoding unit 233b to generate data information I and Q, which is bit information, from ui n and uq n. Restore. Specifically, the bit demapping unit 234b-1 performs gray decoding on ui n , which is a four-level symbol restored by the signal decoding unit 233b-1, to obtain data information I that is bit information from ui n. Restore. The bit demapping unit 234b-2 restores the data information Q, which is bit information, from uq n by performing Gray decoding on uq n that is the four-level symbol restored by the signal decoding unit 233b-2.
  • the adder 235b takes in the value output from the phase estimation unit 243 and the value output from the signal determination unit 232b.
  • the adder 235b takes in the value output from the phase estimation unit 243 with a minus sign.
  • the adder 235b adds the two captured values, that is, subtracts the value output from the phase estimation unit 243 from the value output from the signal determination unit 232b, and outputs the subtraction value calculated by the subtraction to the tap update unit 236b. Output.
  • the tap update unit 236b updates the tap coefficient of the digital filter 231b based on the difference between the value after the determination by the signal determination unit 232b and the value before the determination by the signal determination unit 232b. Specifically, the tap updating unit 236b minimizes the difference between the value output from the phase estimation unit 243 and the value output from the signal determination unit 232b, that is, the subtraction value becomes 0. The tap coefficient of the digital filter 231b is updated. This improves the accuracy of demodulation.
  • FIG. 11 is a diagram showing an internal configuration of the digital signal processing unit 23c in the case of performing symbol determination by Viterbi decoding in the fourth embodiment.
  • the digital signal processing unit 23c includes signal decoding units 233c-1 and 233c-2, bit demapping units 234c-1 and 234c-2, first digital filter 237c, Viterbi decoding units 238c-1 and 238c-2, and second digital signals.
  • the unit 248 is provided.
  • the first digital filter 237c is composed of complex taps and shapes the waveform of the NLTCQ signal.
  • the first digital filter 237c outputs the waveform-shaped NLTCQ signal to the phase estimation unit 243c.
  • a general linear filter such as an FIR filter or a Volterra filter is used.
  • the phase estimation unit 243c compensates for the phase difference between the signal light and the local light emitted by the local light source 24.
  • the phase estimator 243c outputs the compensated signal (NLTCQ signal) to the IQ separator 244c and the adder 247c.
  • the IQ separation unit 244c separates the signal output from the phase estimation unit 243c into a real part (digital signal of I channel component) and an imaginary part (digital signal of Q channel component).
  • the IQ separation unit 244c outputs the signal of the I channel component to the Viterbi decoding unit 238c-1 and the adder 240c-2, and outputs the signal of the Q channel component to the Viterbi decoding unit 238c-2 and the adder 240c-1.
  • the Viterbi decoding unit 238c performs sequence estimation for each of the six-valued symbols vi n and vq n based on the signal output from the IQ separation unit 244c and the metric output from the metric calculation unit 241c. Specifically, the Viterbi decoding unit 238c-1 uses the Viterbi algorithm to calculate the I channel component based on the signal corresponding to the real part (I channel component) and the metric output from the metric calculating unit 241c-1. Sequence estimation is performed on the 6-valued symbol vi n in . The Viterbi decoding unit 238c-1 adopts the symbol sequence having the smallest metric among the metrics obtained as a result of sequence estimation as the transmission sequence vi n .
  • the sequence candidates (candidate sequences) assumed for vi n and vq n are combined into a complex number by the IQ combination unit 245, and then the second digital filter is used.
  • the Euclidean distance between the imaginary number component of the time series data digitally filtered by the 239c and the imaginary number component of the time series data output from the first digital filter 237c is used.
  • the Viterbi decoding unit 238c-2 uses the Viterbi algorithm to generate a 6-valued Q channel component based on the signal corresponding to the imaginary part (Q channel component) and the metric output from the metric calculation unit 241c-2. Sequence estimation is performed on the symbol vi n .
  • the Viterbi decoding unit 238c-2 adopts the symbol sequence having the smallest metric among the metrics obtained as a result of sequence estimation as the transmission sequence vq n .
  • a sequence candidate (candidate sequence) assumed for each of vi n and vq n is combined into a complex number by the IQ combination unit 245, and then the second digital filter is used.
  • the Euclidean distance between the real number component of the time series data digitally filtered by the 239c and the real number component of the time series data output from the first digital filter 237c is used.
  • the signal decoding unit 233c applies the equation 6 to each of the transmission sequences vi n and vq n adopted by the Viterbi decoding unit 238c for each of the vi n and vq n to obtain the ui n that is the symbol before the nonlinear trellis encoding. , uq n are restored.
  • the signal decoding unit 233c-1 is a symbol before nonlinear trellis coding by applying the expression 6 to the transmission sequence vi n adopted by the Viterbi decoding unit 238c-1 to vi n . Restore vq n .
  • Signal decoding unit 233 c-2 from the transmission sequence vq n adopted by the Viterbi decoding unit 238c-2, to restore the uq n is a non-linear trellis coded preceding symbol by applying Equation 6 with respect vq n ..
  • the bit demapping unit 234c performs gray decoding on the four-level symbols ui n and uq n restored by the signal decoding unit 233c to obtain data information I and Q, which is bit information, from ui n and uq n. Restore. Specifically, the bit demapping unit 234c-1 performs gray decoding on ui n , which is a four-level symbol restored by the signal decoding unit 233c-1, to obtain data information I that is bit information from ui n. Restore. The bit demapping unit 234c-2 restores the data information Q that is bit information from uq n by performing Gray decoding on uq n that is the four-level symbol restored by the signal decoding unit 233c-2.
  • the IQ combination unit 245 combines a sequence candidate (candidate sequence) assumed for each of the input vi n and vq n into a complex number.
  • the second digital filter 239c is composed of complex taps, and obtains time-series data by performing digital filter processing on the complex number synthesized by the IQ synthesizer 245.
  • the second digital filter 239c outputs the acquired time series data to the IQ separation unit 246 and the adder 247c.
  • a general linear filter such as an FIR filter or a Volterra filter is used.
  • a Volterra filter may be used as the second digital filter 239c for a system having a large non-linear response.
  • the IQ separation unit 246 separates the signal output from the second digital filter 239c into a real part and an imaginary part.
  • the IQ separation unit 246 outputs a signal corresponding to the real part (signal of the I channel component) to the adder 240c-2, and outputs a signal corresponding to the imaginary part (signal of the Q channel component) to the adder 240c-1. To do.
  • the adder 247c takes in the value output from the phase estimation unit 243c and the value output from the second digital filter 239c.
  • the adder 247c takes in the value output from the phase estimation unit 243c with a minus sign.
  • the adder 247c adds the two captured values, that is, subtracts the value output from the phase estimation unit 243c from the value output from the second digital filter 239c, and the subtraction value calculated by the subtraction is the metric calculation unit 248c. Output to.
  • the metric calculator 248c calculates the subtraction value output from the adder 247c as a metric.
  • the adder 240c-1 takes in the value output from the IQ separation section 246 (Q channel component signal) and the value output from the IQ separation section 244c (Q channel component signal).
  • the adder 240c-1 takes in the value output from the IQ separation unit 244c with a minus sign.
  • the adder 240c-1 adds the two captured values, that is, subtracts the value output from the phase estimation unit 243c from the value output from the IQ separation unit 246, and subtracts the subtraction value calculated by the subtraction from the metric calculation unit. It is output to 241c-1.
  • the adder 240c-2 takes in the value (I channel component signal) output from the IQ separation unit 246 and the value (I channel component signal) output from the IQ separation unit 244c.
  • the adder 240c-2 takes in the value output from the IQ separation unit 244c with a minus sign.
  • the adder 240c-2 adds the two captured values, that is, subtracts the value output from the phase estimation unit 243c from the value output from the IQ separation unit 246, and subtracts the subtraction value calculated by the subtraction from the metric calculation unit. It is output to 241c-2.
  • the metric calculator 241c-1 calculates the subtraction value output from the adder 240c-1 as a metric.
  • the metric calculator 241c-2 calculates the subtraction value output from the adder 240c-2 as a metric.
  • optical transmission system 100b according to the fourth embodiment configured as described above can be applied to the coherent detection method.
  • the present invention is applicable to QAM signals having arbitrary multi-level symbols. Therefore, in the fifth embodiment, a configuration in which the nonlinear trellis coding according to the present invention is applied to an N 2 -valued QAM signal will be described.
  • the configurations of the optical transmitter and the optical receiver in the fifth embodiment are similar to those in the fourth embodiment.
  • the signal generation unit 11b receives data information to be transmitted from the outside and uses the input data information to generate two systems of Gray-coded N-valued symbols. Specifically, the signal generating unit 11b-1 receives the data information I consisting external transmission target, using the input data information I, N-ary symbol is Gray coded ui n (0, 1 , ..., N-1) is generated. The signal generation unit 11b-2 receives the data information Q to be transmitted from the outside, and uses the input data information Q to gray-code the N-valued symbols uq n (0, 1, ..., N ⁇ ). 1) is generated.
  • the signal encoding unit 12b is nonlinear with respect to each of the N-valued symbols ui n (0,1, ..., N-1) and uq n (0,1, ..., N-1) generated by the signal generation unit 11b.
  • the signal encoding unit 12b-1 performs the non-linear trellis encoding processing shown in the above Expressions 7 to 9 on the N-ary symbol ui n (0, 1, ..., N-1). Generate N + 2 binary symbols vi n (0,1, ..., N + 1).
  • the signal encoding unit 12b-2 performs N + 2 value symbol vq n on the N value symbol uq n (0,1, ..., N-1) by the nonlinear trellis encoding process shown in the above Expressions 7 to 9. (0, 1, ..., N + 1) is generated.
  • the DA converter 13b converts the digital signal of the N + 2 binary symbols vi n (0,1, ..., N + 1) and vq n (0,1, ..., N + 1) generated by the signal encoding unit 12b into an analog signal. .. Specifically, the DA converter 13b-1 converts the digital signal of the N + binary symbol vi n (0,1, ..., N + 1) generated by the signal encoding unit 12b-1 into an analog signal. The DA converter 13b-1 outputs the analog signal to the amplifier 14b-1. The DA converter 13b-2 converts the vq n (0, 1, ..., N + 1) digital signal generated by the signal encoding unit 12b-2 into an analog signal. The DA converter 13b-2 outputs the analog signal to the amplifier 14b-2.
  • the amplifier 14b amplifies the signal power of the analog signal output from the DA converter 13b and applies it to the optical vector modulator 17.
  • the amplification unit 14b-1 amplifies the signal power of the analog signal output from the DA converter 13b-1 and applies it to the optical vector modulator 17.
  • the amplification unit 14b-2 amplifies the signal power of the analog signal output from the DA converter 13b-2 and applies it to the optical vector modulator 17.
  • the signal light source 15 sends out continuous light to the optical vector modulator 17.
  • the optical vector modulator 17 independently performs amplitude modulation using the analog signals output from the amplifiers 14b-1 and 14b-2. Specifically, the optical vector modulator 17 amplitude-modulates the In-phase component of the continuous light transmitted from the signal light source 15 with the analog signal output from the amplification unit 14b-1. The optical vector modulator 17 amplitude-modulates the quadrature component of the continuous light transmitted from the signal light source 15 with the analog signal output from the amplification unit 14b-2. Thus, the optical vector modulator 17 modulates a continuous light sent out from the signal source 15 by an optical vector modulator 17, generates an (N + 2) 2 value of the optical complex amplitude modulation signal (NLTCQ signal) ..
  • the local light source 24 outputs local light that interferes with the received signal light.
  • the coherent receiver 25 outputs the complex amplitude information of the NLTCQ signal by coherently detecting the NLTCQ signal transmitted from the optical transmitter 10b based on the local light.
  • the complex amplitude information of the NLTCQ signal is the analog electric signal of the I component and the analog electric signal of the Q component.
  • the AD converter 22b converts the analog electric signal output from the coherent receiver 25 into a digital signal. Specifically, the AD converter 22b-1 converts the analog electric signal of the I component into a digital signal. The AD converter 22b-2 converts the Q component analog electric signal into a digital signal. The digital signal processing unit 23b, by processing the digital signal, ui n, obtains the uq n is a non-linear trellis coded previous symbol.
  • the configuration of the digital signal processing unit 23b is similar to that of the fourth embodiment.
  • the IQ combiner 242 takes in the digital signals output from the AD converters 22b-1 and 22b-2, respectively, as a real part and an imaginary part.
  • the IQ combiner 242 combines the captured signals as a complex signal.
  • the IQ synthesizer 242 takes the digital signal output from the AD converter 22b-1 as the real part and the digital signal output from the AD converter 22b-2 as the imaginary part, and takes in each signal. Is synthesized as a complex signal.
  • the digital filter 231b is composed of complex taps, and shapes the waveform of the NLTCQ signal.
  • the digital filter 231b outputs the waveform-shaped NLTCQ signal to the phase estimation unit 243.
  • As the digital filter 231b an FIR filter that is a general linear filter, a Volterra filter that can describe a high-order transfer function, or the like is used.
  • the phase estimation unit 243 compensates for the phase difference between the signal light and the local light emitted by the local light source 24.
  • the phase estimation unit 243 outputs the compensated signal (NLTCQ signal) to the signal determination unit 232b and the adder 235b.
  • the signal determination unit 232b performs threshold determination on the NLTCQ signal as a (N + 2) 2 -valued QAM signal.
  • the signal determination unit 232b outputs the signal obtained by the threshold determination to the adder 235b and the IQ separation unit 244.
  • the IQ separation unit 244 separates the signal output from the signal determination unit 232b into a real part and an imaginary part, and acquires two systems of N + 2 binary symbols vi n and vq n .
  • the IQ separation unit 244 outputs the acquired N + 2 value symbol vi n to the signal decoding unit 233b-1 and outputs the N + 2 value symbol vq n to the signal decoding unit 233b-2.
  • the signal decoding unit 233b uses the N + 2 value symbols vi n , vq n output from the IQ separation unit 244 and the N + 2 value symbols vi n ⁇ 1 , vq n ⁇ 1 of the immediately preceding time slot that have already been determined. Then, the processing based on Expressions 10 to 12 is executed to restore ui n , uq n which are N-valued symbols before encoding. Specifically, the signal decoding unit 233b-1 uses the N + 2 value symbol vi n output from the IQ separation unit 244 and the N + 2 value symbol vi n ⁇ 1 of the previous time slot that has already been determined. restores ui n is n-ary symbol before encoding by executing processing based on equation 10 to equation 12.
  • the signal decoding unit 233b-2 uses the N + 2 binary symbol vq n output from the IQ separating unit 244 and the N + 2 binary symbol vq n-1 of the immediately preceding time slot that has already been determined, to obtain Expression 10 By executing the processing based on Expression 12, uq n , which is an N-value symbol before encoding, is restored.
  • the bit demapping unit 234b performs gray decoding on ui n , uq n , which are N-valued symbols restored by the signal decoding unit 233b, to generate data information I, Q that is bit information from ui n , uq n. Restore.
  • the bit demapping unit 234b-1 performs gray decoding on ui n , which is the N-valued symbol restored by the signal decoding unit 233b-1, to obtain data information I that is bit information from ui n. Restore.
  • the bit demapping unit 234b-2 restores the data information Q that is bit information from uq n by performing Gray decoding on uq n that is the N-valued symbol restored by the signal decoding unit 233b-2.
  • optical transmission system 100b in the fifth embodiment configured as described above, it can be applied to QAM of an arbitrary multivalued number.
  • a part or all of the functions of the optical transmitters 10 and 10b and the optical receivers 20 and 20b in the above-described embodiments may be realized by a computer.
  • the program for realizing this function may be recorded in a computer-readable recording medium, and the program recorded in this recording medium may be read by a computer system and executed.
  • the “computer system” mentioned here includes an OS and hardware such as peripheral devices.
  • the “computer-readable recording medium” refers to a portable medium such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM, a CD-ROM, or a storage device such as a hard disk built in a computer system.
  • the "computer-readable recording medium” means to hold a program dynamically for a short time like a communication line when transmitting the program through a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line.
  • a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line.
  • the program may be for realizing some of the functions described above, or may be one that can realize the functions described above in combination with a program already recorded in the computer system, It may be realized using a programmable logic device such as FPGA (Field Programmable Gate Array).
  • Signal determination unit 233 233a, 233b-1, 233b-2 ...
  • Signal decoding unit 234, 234b-1, 234b-2 ...
  • Bit demapping unit 235, 235b ... Adder, 2 6, 236b ...
  • First digital filter 238, 238c-1, 238c-2 ...
  • Viterbi decoding unit 239, 239c ...
  • Second digital filter 240, 240c-1, 240c-2 ... Adder, 241, 241c-1, 241c-2 ... Metric calculation section, 242 ... IQ combination section, 243, 243c ... Phase estimation section, 244, 244c ... IQ separation section, 245 ... IQ combination section, 246 ... IQ separation section , 247, 247c ... adder, 248 ... metric calculation unit

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Abstract

光送信器と、光受信器とを備える光伝送システムであって、光送信器は、シンボル系列に対して、非線形演算に相当する非線形トレリス符号化を行う信号符号化部と、信号符号化部により符号化がなされたシンボル系列を変調して光受信器に送信する変調器と、を備え、光受信器は、光送信器から送信された光信号を受光して電気信号に変換する受光部と、電気信号に対してデジタル信号処理を行うことによってシンボル系列を復元するデジタル信号処理部と、を備える光伝送システム。

Description

光伝送システム
　本発明は、光伝送システムに関する。
　データ通信需要の増大に伴い、大容量トラヒックの伝送を可能とする光信号変調技術や、光信号多重技術を用いた光伝送ネットワークが普及しつつある。特に、１波当たりの伝送速度が１００Ｇｂｉｔ／ｓｅｃ（以下「Ｇｂ／ｓ」という。）以上の超高速光伝送システムにおいて、コヒーレント検波とデジタル信号処理技術を組み合わせたデジタルコヒーレント技術が広く用いられるようになってきている。これに対して、ＬＴＥ（Long TermEvolution）に代表されるモバイル端末における大容量データ通信の普及により、上記のデジタルコヒーレント技術よりも安価に、すなわち、より簡易な送受信の装置構成によって１００Ｇｂ／ｓ級の超高速光伝送を実現することが求められている。
　簡易な装置構成で１００Ｇｂ／ｓ級の超高速光伝送を実現する方式として、光信号の強度情報に基づいてデータ信号の復調を行う直接検波方式が注目されている。その中でも、２値の強度変調信号であるＮＲＺ（Non Return-to-Zero）方式に比べて、高い周波数利用効率を有する４値強度変調方式であるＰＡＭ４（4-level Pulse Amplitude Modulation）を用いた超高速光伝送方式の検討が特に進められている。
　デジタルコヒーレント技術を用いた１００Ｇｂ／ｓ級光伝送では、一般に偏波多重ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）の変調方式（以下「ＰＤＭ－ＱＰＳＫ」（Polarization Division Multiplexing）－ＱＰＳＫという。）が用いられている。ＰＤＭ－ＱＰＳＫを用いた場合の変調速度は２５ＧＢｄ（ＧｉｇａＢａｕｄ）程度である。これに対して、ＰＡＭ４の変調方式を用いて１００Ｇｂ／ｓ級の超高速光伝送を行う場合の変調速度は、５０ＧＢｄ程度となる。そのため、ＰＡＭ４を用いた場合の信号スペクトルは、ＰＤＭ－ＱＰＳＫ方式よりも広い周波数を占有する信号スペクトルとなる。
　広い周波数を占有するということは、１００Ｇｂ／ｓ級の超高速光伝送の実現のためにＰＡＭ４の変調方式を適用した場合、ＰＤＭ－ＱＰＳＫ方式に比べて電気デバイスの帯域制限に起因する波形劣化の影響を大きく受けてしまうことを意味する。また、直接検波方式では、伝送ファイバの有する波長分散に起因した波形劣化をデジタル信号処理によって補償することができないため、ＰＡＭ４方式を適用する際には波長分散に起因した信号品質劣化も大きな問題となる。波長分散に起因した信号品質劣化は変調速度の二乗に比例するため、特に５０Ｇｂａｕｄ以上の高速に変調された信号に対しては、波長分散に起因した信号品質劣化は顕著なものとなる。
Joo Sung Park, Saul B. Gelfand and Michael P. Fitz, "A Spectral Shaping Nonlinear Binary Coded Modulation with Gray-Mapped QAM Signals",The 2010 Military Communications Conference - Unclassified Program - Waveforms and Signal Processing Track, pp. 2363-2368
　ＰＡＭ４方式を用いた１００Ｇｂ/ｓ級超高速光伝送の実現においては、上述した通り、電気光デバイスによる帯域制限に起因した信号品質劣化、及び、光ファイバ伝送路が有する波長分散に起因した信号品質劣化が課題となる。
　従来では、上記のような信号品質劣化を抑制するためにコヒーレント検波方式の信号に対するスペクトルの狭帯域化を実現する方式として、非線形トレリス符号化を用いる方式が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。しかしながら、非特許文献１に記載の方式は、直交位相振幅（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）変調信号に対する方式であるため、直接検波方式であるＰＡＭ４信号に適用することができない。そのため、スペクトルの狭帯域化を実現することができず、信号品質の劣化を抑制することができないという問題があった。なお、このような問題は、ＰＡＭ４方式に限らず、任意の多値シンボルを用いる方式にも同様に生じる問題である。
　上記事情に鑑み、本発明は、信号品質の劣化を抑制することができる技術の提供を目的としている。
　本発明の一態様は、光送信器と、光受信器とを備える光伝送システムであって、前記光送信器は、シンボル系列に対して、非線形演算に相当する非線形トレリス符号化を行う信号符号化部と、前記信号符号化部により符号化がなされたシンボル系列を変調して前記光受信器に送信する変調器と、を備え、前記光受信器は、前記光送信器から送信された光信号を受光して電気信号に変換する受光部と、前記電気信号に対してデジタル信号処理を行うことによって前記シンボル系列を復元するデジタル信号処理部と、を備える光伝送システムである。
　本発明の一態様は、上記の光伝送システムであって、前記光受信器は、前記電気信号を復調する際に、ビタビ復号を用いた系列推定に基づくシンボル判定を行うビタビ復号部をさらに備える。
　本発明の一態様は、上記の光伝送システムであって、前記光送信器は、入力された情報データを用いて、グレイ符号化されたＮ（Ｎは２以上の整数）値シンボルを生成する信号生成部をさらに備え、前記信号符号化部は、以下の式７～式９で示した非線形トレリス符号化処理によってＮ＋２値シンボルを生成し、前記デジタル信号処理部は、前記電気信号に対して所定の判定を行うことによってＮ＋２値シンボルを復元し、復元した前記Ｎ＋２値シンボルと、既に判定済みであるひとつ前のタイムスロットのＮ＋２値シンボルとを用いて、以下の式１０～式１２に基づいて、符号化前のＮ値シンボルを復元する。
　本発明の一態様は、上記の光伝送システムであって、前記光送信器は、入力された情報データを用いて、グレイ符号化されたＮ（Ｎは２以上の整数）値シンボルを２系統生成する信号生成部をさらに備え、前記信号符号化部は、以下の式７～式９で示した非線形トレリス符号化処理によってＮ＋２値シンボルを２系統生成し、前記デジタル信号処理部は、前記電気信号に対して所定の判定を行うことによって、２系統のＮ＋２値シンボルをそれぞれ復元し、復元した複数の前記Ｎ＋２値シンボルと、既に判定済みであるひとつ前のタイムスロットの複数のＮ＋２値シンボルとを用いて、以下の式１０～式１２に基づいて、符号化前のＮ値シンボルを復元する。
　本発明により、信号品質の劣化を抑制することが可能となる。
各タイムスロットにおけるシンボルと、連続するタイムスロット間のシンボル遷移の関係を示す図である。 本発明における非線形トレリス符号化によって符号化された後のシンボルのシンボル遷移のイメージを示す図である。 従来のＰＡＭ４信号の信号スペクトルと、本発明における非線形トレリス符号化を適用したＰＡＭ４信号の信号スペクトルとを示す図である。 第１の実施形態における光伝送システムシステム構成を示す図である。 第１の実施形態におけるデジタル信号処理部の内部構成を示す図である。 数値シミュレーションによって評価した、帯域制限環境下における従来のＰＡＭ４信号と、本発明におけるＮＬＴＣＰ信号の伝送特性を示す図である。 数値シミュレーションによって評価した、光ファイバ伝送環境下における従来のＰＡＭ４信号と本発明におけるＮＬＴＣＰ信号の伝送特性を示す図である。 第２の実施形態におけるデジタル信号処理部の内部構成を示す図である。 第４の実施形態における光伝送システムのシステム構成を示す図である。 第４の実施形態におけるデジタル信号処理部の内部構成を示す図である。 第４の実施形態においてビタビ復号によってシンボル判定を行う場合のデジタル信号処理部の内部構成を示す図である。
　以下、本発明の一実施形態を、図面を参照しながら説明する。
（概要）
　まず、本発明の概要について、従来技術と比較しながら説明する。
　従来のＰＡＭ４方式では、２ビットのデータ情報を０,１,２,３の４値シンボルの光強度に割り当てることで、２ｂｉｔ/ｓｙｍｂｏｌの伝送を実現している。図１は、各タイムスロットにおけるシンボルと、連続するタイムスロット間のシンボル遷移の関係を示す図である。図１に示すように、従来のＰＡＭ４方式の場合、例えばタイムスロットｔ＝０においてシンボルＳの値（シンボルレベル）が“２”であった場合、ｔ＝１におけるシンボルＳとして０,１,２,３のいずれのシンボルＳへの遷移が可能である。すなわち、従来のＰＡＭ４方式では、シンボルＳの遷移に対する条件が課されていない形となる。ランダムな信号系列を伝送する場合は、各シンボルＳから各シンボルＳへの遷移確率は、すべての遷移に対して１/４である。このシンボル遷移を離散マルコフ連鎖のモデルに当てはめると、遷移確率行列Ｐは以下の式１のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ここで、行列の各要素ｐｉｊ（ｉ,ｊ＝０，１，２，３）は、状態ｊから状態ｉへの遷移確率を表す。この遷移行列の固有値１に対する固有ベクトルｑは以下の式２のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　各状態（シンボル）の生起確率は１/４であり、各シンボルとも等確率に発生する。それに対して、本発明では、非線形トレリス符号化によって状態遷移確率を制御することにより、ＰＡＭ４信号のスペクトルを狭帯域化し、帯域制限耐力及び波長分散耐力の向上を実現する。
　本発明における非線形トレリス符号化の手順を以下に示す。
　タイムスロットｎ（ｎは１以上の整数）における符号化前のオリジナルの４値信号をｕｎとすると、ｕｎは０,１,２,３の４値シンボルとなる。ここで、各シンボルにはグレイ符号化された２ビットが割り当てられているものとする。すなわち、隣接するシンボル間のハミング距離が１となるような符号化が適用されているものとする。例えば、シンボル０にビット０１、シンボル１にビット００、シンボル２にビット１０、シンボル３にビット１１を割り当てたものはグレイ符号となっている。符号化後のシンボルをｖｎとすると、本発明における非線形トレリス符号化によって生成される符号化後シンボルは、以下の式３に基づいて生成される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ここで、[.]はガウス記号であり、非線形な演算に相当する処理である。このような符号化を施すことにより、符号化後シンボルｖｎとして０,１,２,３,４,５の６値シンボルが得られる。この符号化後のシンボルｖｎの遷移確率行列Ｐは以下の式４のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式４からわかるように、本発明における非線形トレリス符号化を適用することで、符号化後のシンボルｖｎの遷移が一部制限されている。例えば、シンボル０から遷移可能なシンボルは、０,１,２,３の４つであり、シンボル４,５への遷移は許されていない。このように、本発明ではシンボル遷移に制限を課すことによって高周波のシンボル遷移の発生を抑圧し、信号スペクトルの狭帯域化を実現する。この遷移行列の固有値１に対する固有ベクトルｑは、以下の式５のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　各状態（シンボル）の生起確率は等確率ではなく、中央のシンボルほど高い確率で発生する。これは、本発明における非線形トレリス符号化が、確率整形に相当する処理であることを意味する。
　図２は、本発明における非線形トレリス符号化によって符号化された後のシンボルｖｎのシンボル遷移のイメージを示す図である。図２からわかるように、符号化前の情報であるｕｎは、符号化後シンボルであるｖｎの状態遷移に対応している。すなわち、本発明における非線形トレリス符号化は、状態遷移に情報を割り当てる方式となっており、その状態遷移に制限を課すことによって高周波成分の発生を抑圧する方式となっている。
　図３は、従来のＰＡＭ４信号の信号スペクトルと、本発明における非線形トレリス符号化を適用したＰＡＭ４信号（ＮＬＴＣＰ信号）の信号スペクトルとを示す図である。図３（Ａ）は従来のＰＡＭ４信号の信号スペクトルを示す図であり、図３（Ｂ）は本発明における非線形トレリス符号化を適用したＰＡＭ４信号（ＮＬＴＣＰ信号）の信号スペクトルを示す図である。図３において横軸は周波数を表し、縦軸は信号パワーを表す。なお、両者とも、ロールオフ係数０．０１のレイズドコサインフィルタを適用している。
　図３（Ａ）及び（Ｂ）からわかるように、非線形トレリス符号化を適用することで、信号スペクトルの高周波成分が抑圧され、信号パワーが低周波領域に集中していることがわかる。
　以下、具体的な処理について実施形態で説明する。
（第１の実施形態）
　図４は、第１の実施形態における光伝送システム１００のシステム構成を示す図である。光伝送システム１００は、光送信器１０及び光受信器２０を備える。光送信器１０と光受信器２０とは、光ファイバ３０を介して接続される。光ファイバ３０は、光送信器１０と光受信器２０とを接続する伝送路である。
　光送信器１０は、信号生成部１１、信号符号化部１２、ＤＡ変換器１３、増幅部１４、信号光源１５及び光変調器１６を備える。
　信号生成部１１は、外部から送信対象となるデータ情報を入力し、入力されたデータ情報を用いて、グレイ符号化された４値シンボルｕｎ（０,１,２,３）を生成する。
　信号符号化部１２は、信号生成部１１によって生成された４値シンボルｕｎ（０,１,２,３）に対して非線形トレリス符号化処理を行うことによって６値シンボルｖｎ(０,１,２,３,４,５)を生成する。具体的には、信号符号化部１２は、４値シンボルｕｎ（０,１,２,３）に対して、上記の式３で示した非線形トレリス符号化処理を行うことによって６値シンボルｖｎ(０,１,２,３,４,５)を生成する。
　ＤＡ変換器１３は、信号符号化部１２によって生成された６値シンボルｖｎ(０,１,２,３,４,５)のデジタル信号をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器１３は、アナログ信号を増幅部１４に出力する。
　増幅部１４は、ＤＡ変換器１３から出力されたアナログ信号の信号パワーを増幅して、光変調器１６に印加する。
　信号光源１５は、光変調器１６に対して連続光を送出する。
　光変調器１６は、増幅部１４によって増幅されたアナログ信号で、信号光源１５から送出された連続光を変調することによって、６値の光強度変調信号であるＮＬＴＣＰ信号を生成する。光変調器１６は、生成したＮＬＴＣＰ信号を、光ファイバ３０を介して光受信器２０に送信する。なお、信号光源１５と、光変調器１６は、必ずしも分離されている必要はなく、光変調器１６は信号光源１５から送出された連続光を直接変調することによって、６値の光強度変調信号であるＮＬＴＣＰ信号を生成してもよい。
　光受信器２０は、受光部２１、ＡＤ変換器２２及びデジタル信号処理部２３を備える。
　受光部２１は、光送信器１０から送信されたＮＬＴＣＰ信号を直接検波してＮＬＴＣＰ信号の光強度情報を取得する。受光部２１は、取得した光強度情報をアナログの電気信号に変換してＡＤ変換器２２に出力する。
　ＡＤ変換器２２は、受光部２１から出力されたアナログの電気信号をデジタル信号に変換する。
　デジタル信号処理部２３は、デジタル信号を処理することによって、非線形トレリス符号化前の４値シンボルであるｕｎを取得する。
　図５は、第１の実施形態におけるデジタル信号処理部２３の内部構成を示す図である。
　デジタル信号処理部２３は、デジタルフィルタ２３１、信号判定部２３２、信号復号部２３３、ビットデマッピング部２３４、加算器２３５及びタップ更新部２３６を備える。
　デジタルフィルタ２３１は、複素タップで構成されており、ＮＬＴＣＰ信号の波形整形を行う。デジタルフィルタ２３１は、波形整形後のＮＬＴＣＰ信号を信号判定部２３２及び加算器２３５に出力する。デジタルフィルタ２３１は、一般的な線形フィルタであるＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタや、高次の伝達関数を記述可能なボルテラフィルタ等が用いられる。
　信号判定部２３２は、波形整形後のＮＬＴＣＰ信号に対して閾値判定を行うことによって６値シンボルｖｎを取得する。信号判定部２３２は、取得した６値シンボルｖｎを信号復号部２３３及び加算器２３５に出力する。
　信号復号部２３３は、信号判定部２３２から出力された６値シンボルｖｎと、既に判定済みであるひとつ前のタイムスロットの６値シンボルｖｎ－１とを用いて、以下の式６に基づいた処理を実行することで符号化前の４値シンボルであるｕｎを復元する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ただし、信号復号部２３３は、式６によって得られたｕｎが、ｕｎ＜０であった場合にはｕｎ＝０とし、ｕｎ＞３であった場合にはｕｎ＝３とする。
　ビットデマッピング部２３４は、信号復号部２３３によって復元された４値シンボルであるｕｎに対してグレイ復号を行うことによってｕｎからビット情報であるデータ情報を復元する。
　加算器２３５は、デジタルフィルタ２３１から出力された値と、信号判定部２３２から出力された値とを取り込む。なお、加算器２３５は、デジタルフィルタ２３１から出力された値をマイナスの符号を付与して取り込む。加算器２３５は、取り込んだ２つの値を加算、すなわち信号判定部２３２から出力された値から、デジタルフィルタ２３１から出力された値を減算し、減算により算出した減算値をタップ更新部２３６に出力する。
　タップ更新部２３６は、信号判定部２３２による判定後の値と、信号判定部２３２による判定前の値との差分に基づいて、デジタルフィルタ２３１のタップ係数を更新する。具体的には、タップ更新部２３６は、デジタルフィルタ２３１から出力された値と、信号判定部２３２から出力された値との差分が最小となるように、すなわち減算値が０となるようにデジタルフィルタ２３１のタップ係数を更新する。これにより、復調の精度が向上する。
　図６は、数値シミュレーションによって評価した、帯域制限環境下における従来のＰＡＭ４信号と、本発明におけるＮＬＴＣＰ信号の伝送特性を示す図である。図６（Ａ）は帯域制限環境下におけるＰＡＭ４信号の伝送特性を示す図であり、図６（Ｂ）は帯域制限環境下における本発明のＮＬＴＣＰ信号の伝送特性を示す図である。図６において、横軸は受信パワーを表し、縦軸はビット誤り率を表す。また、図６（Ａ）及び（Ｂ）ともに信号の変調速度は５６Ｇｂａｕｄであり、伝送容量は１１２Ｇｂ/ｓである。
　図６（Ａ）に示すように、従来のＰＡＭ４信号は、変調速度の２５％に相当する１４ＧＨｚの帯域制限環境下では、受信パワーを十分に大きくした場合であっても、帯域制限による波形劣化が伝送性能を律速してしまう。そのため、短距離光伝送システムにおいて広く用いられているＫＰ４－ＦＥＣの誤り訂正限界である２．５×１０－４を下回るビット誤り率（ＢＥＲ）を達成することができない。
　それに対して、図６（Ｂ）に示すように、本発明におけるＮＬＴＣＰ信号は、１４ＧＨｚの帯域制限環境下であってもＫＰ４－ＦＥＣの誤り訂正限界を達成することが可能である。
　図７は、数値シミュレーションによって評価した、光ファイバ伝送環境下、すなわち波長分散環境下における従来のＰＡＭ４信号とＮＬＴＣＰ信号の伝送特性を示す図である。
図７（Ａ）は光ファイバ伝送環境下におけるＰＡＭ４信号の伝送特性を示す図であり、図７（Ｂ）は光ファイバ伝送環境下における本発明のＮＬＴＣＰ信号の伝送特性を示す図である。図７において、横軸は受信パワーを表し、縦軸はビット誤り率を表す。また、図７（Ａ）及び（Ｂ）ともに信号の変調速度は５６Ｇｂａｕｄであり、伝送容量は１１２Ｇｂ/ｓである。また、信号に対する帯域制限は３０ＧＨｚとしている。
　図７（Ａ）に示すように、従来のＰＡＭ４信号は、－３２ｐｓ/ｎｍの波長分散環境下では受信パワーを十分に大きくした場合であっても、波長分散による波形劣化が伝送性能を律速してしまう。そのため、ＫＰ４－ＦＥＣの誤り訂正限界を達成することができない。　それに対して、図７（Ｂ）に示すように、本発明におけるＮＬＴＣＰ信号は、－４８ｐｓ/ｎｍの波長分散環境下であってもＫＰ４－ＦＥＣの誤り訂正限界を達成することが可能である。
　以上のように、本発明における非線形トレリス符号化を適用することで、ＰＡＭ４信号に対して飛躍的な帯域制限耐力の向上および波長分散耐力の向上を実現することが可能である。
　以上のように構成された光伝送システム１００によれば、信号品質の劣化を抑制することが可能になる。具体的には、光送信器１０において、４値シンボルに対して非線形トレリス符号化処理を行うことによって６値シンボルを生成して、生成した６値シンボルに基づく光信号（ＮＬＴＣＰ信号を）を光受信器２０に送信する。光送信器１０で非線形トレリス符号化処理を行うことによって、符号化後のシンボルの遷移に制限を与える。これにより、各状態（シンボル）の生起確率が等確率ではなく、中央のシンボルほど高い確率で発生するようになる。この構成により、時間的にみて強度の急激な変化が少なくなるため高周波のシンボル遷移の発生を抑圧し、信号スペクトルの狭帯域化を実現することができる。そのため、電気光デバイスによる帯域制限に起因した信号品質劣化、及び、光ファイバ伝送路が有する波長分散に起因した信号品質劣化を抑制することが可能になる。
（第２の実施形態）
　第２の実施形態では、光受信器においてＭＬＳＥ（Maximum Likelihood Sequence Estimation：最尤系列推定）に基づいて復調を行う。
　第２の実施形態において光送信器１０の構成は、第１の実施形態と同様であるため説明を省略する。光受信器２０の構成は、デジタル信号処理部２３に代えてデジタル信号処理部２３ａを備える点が第１の実施形態における光受信器２０と構成が異なる。以下、相違点について説明する。
　図８は、第２の実施形態におけるデジタル信号処理部２３ａの内部構成を示す図である。
　デジタル信号処理部２３ａは、信号復号部２３３ａ、ビットデマッピング部２３４、第１デジタルフィルタ２３７、ビタビ復号部２３８、第２デジタルフィルタ２３９、加算器２４０及びメトリック算出部２４１を備える。
　第１デジタルフィルタ２３７は、複素タップで構成されており、ＮＬＴＣＰ信号の波形整形を行う。第１デジタルフィルタ２３７は、波形整形後のＮＬＴＣＰ信号をビタビ復号部２３８及び加算器２４０に出力する。第１デジタルフィルタ２３７は、ＦＩＲフィルタやボルテラフィルタ等の一般的な線形フィルタが用いられる。
　ビタビ復号部２３８は、第１デジタルフィルタ２３７から出力された波形整形後のＮＬＴＣＰ信号と、メトリック算出部２４１から出力されるメトリックとに基づいて６値シンボルｖｎに対する系列推定を行う。具体的には、ビタビ復号部２３８は、ビタビアルゴリズムに基づいて６値シンボルｖｎに対する系列推定を行う。ビタビ復号部２３８は、系列推定の結果として得られたメトリックのうち最もメトリックの小さいシンボル系列を送信系列ｖｎとして採用する。メトリック算出部２４１から出力されるメトリックとしては、想定される系列の候補（候補系列）に対して第２デジタルフィルタ２３９によるデジタルフィルタ処理を施した時系列データと、第１デジタルフィルタ２３７から出力された時系列データ間のユークリッド距離が用いられる。
　第２デジタルフィルタ２３９は、複素タップで構成されており、入力された候補系列に対してデジタルフィルタ処理を施すことによって時系列データを取得する。第２デジタルフィルタ２３９は、取得した時系列データを加算器２４０に出力する。第２デジタルフィルタ２３９は、ＦＩＲフィルタやボルテラフィルタ等の一般的な線形フィルタが用いられる。特に、大きな非線形応答を有するシステムに対しては、第２デジタルフィルタ２３９としてボルテラフィルタを用いるとよい。
　なお、本発明における非線形トレリス符号化では、シンボルの遷移に制限が課せられているため、候補系列としては以下の２４通りが考えられる。
００
０１
０２
０３
１０
１１
１２
１３
２１
２２
２３
２４
３１
３２
３３
３４
４２
４３
４４
４５
５２
５３
５４
５５
　すなわち、本実施例におけるシンボル系列ｖｎの判定は、記憶長２の最尤系列推定（ＭＬＳＥ：Maximum Likelihood Sequence Estimation）そのものである。
　加算器２４０は、第１デジタルフィルタ２３７から出力された値と、第２デジタルフィルタ２３９から出力された値とを取り込む。なお、加算器２４０は、第２デジタルフィルタ２３９から出力された値をマイナスの符号を付与して取り込む。加算器２４０は、取り込んだ２つの値を加算、すなわち第１デジタルフィルタ２３７から出力された値（時系列データ）から、第２デジタルフィルタ２３９から出力された値（時系列データ）を減算し、減算により算出した減算値をメトリック算出部２４１に出力する。
　メトリック算出部２４１は、加算器２４０から出力された減算値、すなわち想定される系列の候補（候補系列）に対して第２デジタルフィルタ２３９によってデジタルフィルタ処理を施した時系列データと、第１デジタルフィルタから出力された時系列データとの間のユークリッド距離をメトリックとして算出する。
　信号復号部２３３ａは、ビタビ復号部２３８によって採用された送信系列ｖｎから、式６を用いることで符号化前の４値シンボルであるｕｎを復元する。
　ビットデマッピング部２３４は、信号復号部２３３ａによって復元された４値シンボルであるｕｎに対してグレイ復号を行うことによってｕｎからビット情報であるデータ情報を復元する。
　以上のように構成された第２の実施形態における光伝送システム１００によれば、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
（第３の実施形態）
　第１の実施形態及び第２の実施形態では、符号化前のシンボルとしてＰＡＭ４信号を対象としていたが、本発明は任意の多値シンボルに対しても適用可能である。そこで、第３の実施形態では、Ｎ値のＰＡＭ信号（ＰＡＭ－Ｎ信号）に対して本発明における非線形トレリス符号化を適用した構成について説明する。
　第３の実施形態における光送信器と光受信器の構成は、第１の実施形態と同様である。
　まず、第３の実施形態における光送信器１０の構成について説明する。
　信号生成部１１は、外部から送信対象となるデータ情報を入力し、入力されたデータ情報を用いて、グレイ符号化されたＮ値シンボルｕｎ（０,１,…,Ｎ－１）を生成する。
　信号符号化部１２は、信号生成部１１によって生成されたＮ値シンボルｕｎ（０,１,…,Ｎ－１）に対して非線形トレリス符号化処理を行うことによってＮ＋２値シンボルｖｎ（０,１,…,Ｎ＋１）を生成する。具体的には、信号符号化部１２は、Ｎ＋２値シンボルｖｎ（０,１,…,Ｎ＋１）に対して、以下の式７～式９で示した非線形トレリス符号化処理を行うことによってＮ＋２値シンボルｖｎ（０,１,…,Ｎ＋１）を生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　ＤＡ変換器１３は、信号符号化部１２によって生成されたＮ＋２値シンボルｖｎ（０,１,…,Ｎ＋１）のデジタル信号をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器１３は、アナログ信号を増幅部１４に出力する。
　増幅部１４は、ＤＡ変換器１３から出力されたアナログ信号の信号パワーを増幅して、光変調器１６に印加する。
　信号光源１５は、光変調器１６に対して連続光を送出する。
　光変調器１６は、増幅部１４によって増幅されたアナログ信号で、信号光源１５から送出された連続光を変調することによって、Ｎ＋２値の光強度変調信号であるＮＬＴＣＰ信号を生成する。光変調器１６は、生成したＮＬＴＣＰ信号を、光ファイバ３０を介して光受信器２０に送信する。なお、信号光源１５と、光変調器１６は、必ずしも分離されている必要はなく、光変調器１６は信号光源１５から送出された連続光を直接変調することによって、Ｎ＋２値の光強度変調信号であるＮＬＴＣＰ信号を生成してもよい。
　次に、第３の実施形態における光受信器２０の構成について説明する。
　受光部２１は、光送信器１０から送信されたＮＬＴＣＰ信号を直接検波してＮＬＴＣＰ信号の光強度情報を取得する。受光部２１は、取得した光強度情報をアナログの電気信号に変換してＡＤ変換器２２に出力する。
　ＡＤ変換器２２は、受光部２１から出力されたアナログの電気信号をデジタル信号に変換する。
　デジタル信号処理部２３は、デジタル信号を処理することによって、非線形トレリス符号化前のＮ値シンボルであるｕｎを取得する。
　デジタル信号処理部２３の構成は、第１の実施形態と同様である。すなわち、デジタル信号処理部２３は、デジタルフィルタ２３１、信号判定部２３２、信号復号部２３３、ビットデマッピング部２３４、加算器２３５及びタップ更新部２３６を備える。
　デジタルフィルタ２３１は、複素タップで構成されており、ＮＬＴＣＰ信号の波形整形を行う。デジタルフィルタ２３１は、波形整形後のＮＬＴＣＰ信号を信号判定部２３２及び加算器２３５に出力する。デジタルフィルタ２３１は、一般的な線形フィルタであるＦＩＲフィルタや、高次の伝達関数を記述可能なボルテラフィルタ等が用いられる。
　信号判定部２３２は、ＮＬＴＣＰ信号に対して閾値判定を行うことによってＮ＋２値シンボルｖｎを取得する。信号判定部２３２は、取得したＮ＋２値シンボルｖｎを信号復号部２３３及び加算器２３５に出力する。
　信号復号部２３３は、信号判定部２３２から出力されたＮ＋２値シンボルｖｎと、既に判定済みであるひとつ前のタイムスロットのＮ＋２値シンボルｖｎ－１とを用いて、以下の式１０～式１２に基づいた処理を実行することで符号化前のＮ値シンボルであるｕｎを復元する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　ただし、信号復号部２３３は、式１０～１２によって得られたｕｎが、ｕｎ＜０であった場合にはｕｎ＝０とし、ｕｎ＞Ｎ－１であった場合にはｕｎ＝Ｎ－１とする。
　ビットデマッピング部２３４は、信号復号部２３３によって復元されたＮ値シンボルであるｕｎに対してグレイ復号を行うことによってｕｎからビット情報であるデータ情報を復元する。
　加算器２３５は、デジタルフィルタ２３１から出力された値と、信号判定部２３２から出力された値とを取り込む。なお、加算器２３５は、デジタルフィルタ２３１から出力された値をマイナスの符号を付与して取り込む。加算器２３５は、取り込んだ２つの値を加算、すなわち信号判定部２３２から出力された値から、デジタルフィルタ２３１から出力された値を減算し、減算により算出した減算値をタップ更新部２３６に出力する。
　タップ更新部２３６は、信号判定部２３２による判定後の値と、信号判定部２３２による判定前の値との差分に基づいて、デジタルフィルタ２３１のタップ係数を更新する。具体的には、タップ更新部２３６は、デジタルフィルタ２３１から出力された値と、信号判定部２３２から出力された値との差分が最小となるように、すなわち減算値が０となるようにデジタルフィルタ２３１のタップ係数を更新する。これにより、復調の精度が向上する。
　なお、ビタビ復号によってシンボル判定を行う場合のデジタル信号処理部の構成は、第２の実施形態と同様である。具体的には、信号復号部２３３は、採用された送信系列ｖｎから、式１０～式１２を用いることで非線形トレリス符号化前のシンボルであるｕｎを得る。その後の処理においては、第２の実施形態と同様であるため説明を省略する。
　以上のように構成された第３の実施形態における光伝送システム１００によれば、任意の多値シンボルに対しても適用することができる。
（第４の実施形態）
　第１の実施形態から第３の実施形態では、本発明における技術を、直接検波方式を前提としたＰＡＭ信号に用いる構成を示した。本発明における技術は、コヒーレント検波方式を前提としＱＡＭ信号に対しても適用可能である。第４の実施形態では、１６ＱＡＭに対して本発明における非線形トレリス符号化を適用した構成について説明する。
　図９は、第４の実施形態における光伝送システム１００ｂのシステム構成を示す図である。光伝送システム１００ｂは、光送信器１０ｂ及び光受信器２０ｂを備える。光送信器１０ｂと光受信器２０ｂとは、光ファイバ３０を介して接続される。
　光送信器１０ｂは、信号生成部１１ｂ－１，１１ｂ－２、信号符号化部１２ｂ－１，１２ｂ－２、ＤＡ変換器１３ｂ－１，１３ｂ－２、増幅部１４ｂ－１，１４ｂ－２、信号光源１５及び光ベクトル変調器１７を備える。図９において、信号生成部１１ｂ－１、信号符号化部１２ｂ－１、ＤＡ変換器１３ｂ－１及び増幅部１４ｂ－１は、データ情報Ｉに対して処理を行う機能部である。また、信号生成部１１ｂ－２、信号符号化部１２ｂ－２、ＤＡ変換器１３ｂ－１及び増幅部１４ｂ－１は、データ情報Ｑに対して処理を行う機能部である。
　なお、以下の説明では、信号生成部１１ｂ－１，１１ｂ－２について区別しない場合には信号生成部１１ｂと記載する。また、以下の説明では、信号符号化部１２ｂ－１，１２ｂ－２について区別しない場合には信号符号化部１２ｂと記載する。また、以下の説明では、ＤＡ変換器１３ｂ－１，１３ｂ－２について区別しない場合にはＤＡ変換器１３ｂと記載する。また、以下の説明では、増幅部１４ｂ－１，１４ｂ－２について区別しない場合には増幅部１４と記載する。
　信号生成部１１ｂは、外部から送信対象となるデータ情報を入力し、入力されたデータ情報を用いて、グレイ符号化された４値シンボルを２系統生成する。具体的には、信号生成部１１ｂ－１は、外部から送信対象となるデータ情報Ｉを入力し、入力されたデータ情報Ｉを用いて、グレイ符号化された４値シンボルｕｉｎ（０,１,２,３）を生成する。信号生成部１１ｂ－２は、外部から送信対象となるデータ情報Ｑを入力し、入力されたデータ情報Ｑを用いて、グレイ符号化された４値シンボルｕｑｎ（０,１,２,３）を生成する。
　信号符号化部１２ｂは、信号生成部１１ｂによって生成された４値シンボルｕｉｎ（０,１,２,３）及びｕｑｎ（０,１,２,３）それぞれに対して非線形トレリス符号化処理を行うことによって６値シンボルを２系統生成する。具体的には、信号符号化部１２ｂ－１は、４値シンボルｕｉｎ（０,１,２,３）に対して、上記の式３で示した非線形トレリス符号化処理を行うことによって６値シンボルｖｉｎ(０,１,２,３,４,５)を生成する。信号符号化部１２ｂ－２は、４値シンボルｕｑｎ（０,１,２,３）に対して、上記の式３で示した非線形トレリス符号化処理を行うことによって６値シンボルｖｑｎ(０,１,２,３,４,５)を生成する。
　ＤＡ変換器１３ｂは、信号符号化部１２ｂによって生成された６値シンボルｖｉｎ(０,１,２,３,４,５)及びｖｑｎ(０,１,２,３,４,５) のデジタル信号をアナログ信号に変換する。具体的には、ＤＡ変換器１３ｂ－１は、信号符号化部１２ｂ－１によって生成された６値シンボルｖｉｎ(０,１,２,３,４,５)のデジタル信号をアナログ信号に変換する。
ＤＡ変換器１３ｂ－１は、アナログ信号を増幅部１４ｂ－１に出力する。ＤＡ変換器１３ｂ－２は、信号符号化部１２ｂ－２によって生成された６値シンボルｖｑｎ(０,１,２,３,４,５)のデジタル信号をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器１３ｂ－２は、アナログ信号を増幅部１４ｂ－２に出力する。
　増幅部１４ｂは、ＤＡ変換器１３ｂから出力されたアナログ信号の信号パワーを増幅して、光ベクトル変調器１７に印加する。具体的には、増幅部１４ｂ－１は、ＤＡ変換器１３ｂ－１から出力されたアナログ信号の信号パワーを増幅して、光ベクトル変調器１７に印加する。増幅部１４ｂ－２は、ＤＡ変換器１３ｂ－２から出力されたアナログ信号の信号パワーを増幅して、光ベクトル変調器１７に印加する。
　信号光源１５は、光ベクトル変調器１７に対して連続光を送出する。
　光ベクトル変調器１７は、増幅部１４ｂ－１及び１４ｂ－２それぞれから出力されたアナログ信号を用いて独立に振幅変調を行う。具体的には、光ベクトル変調器１７は、信号光源１５から送出された連続光のＩｎ－ｐｈａｓｅ成分を、増幅部１４ｂ－１から出力されたアナログ信号で振幅変調する。光ベクトル変調器１７は、信号光源１５から送出された連続光のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ成分を、増幅部１４ｂ－２から出力されたアナログ信号で振幅変調する。このように、光ベクトル変調器１７は、信号光源１５から送出された連続光を光ベクトル変調器１７によって変調することで、３６値の光複素振幅変調信号（ＮＬＴＣＱ信号）を生成する。Ｉｎ－ｐｈａｓｅ成分の値がｉ、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ成分の値がｊとなる確率をｒｉｊとした場合、ｒｉｊ＝ｓｉ×ｓｊとなる。ここで、ｓｎ(ｎ＝０,１,２,３,４,５)はそれぞれの成分がｎという値をとる確率である。したがって、ｒｉｊを成分とする６×６行列Ｒは、以下の式１３のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　光受信器２０ｂは、ＡＤ変換器２２ｂ－１，２２ｂ－２、デジタル信号処理部２３ｂ、局発光源２４及びコヒーレント受信器２５を備える。
　局発光源２４は、受信信号光に干渉させる局発光を出力する。
　コヒーレント受信器２５は、光送信器１０ｂから送信されたＮＬＴＣＱ信号を局発光に基づいてコヒーレント検波することで、ＮＬＴＣＱ信号の複素振幅情報を出力する。ここで、ＮＬＴＣＱ信号の複素振幅情報とは、Ｉ成分のアナログ電気信号とＱ成分のアナログ電気信号である。
　ＡＤ変換器２２ｂは、コヒーレント受信器２５から出力されたアナログの電気信号をデジタル信号に変換する。具体的には、ＡＤ変換器２２ｂ－１は、Ｉ成分のアナログ電気信号をデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器２２ｂ－２は、Ｑ成分のアナログ電気信号をデジタル信号に変換する。
　デジタル信号処理部２３ｂは、デジタル信号を処理することによって、非線形トレリス符号化前のシンボルであるｕｉｎ,ｕｑｎを取得する。
　図１０は、第４の実施形態におけるデジタル信号処理部２３ｂの内部構成を示す図である。
　デジタル信号処理部２３ｂは、デジタルフィルタ２３１ｂ、信号判定部２３２ｂ、信号復号部２３３ｂ－１，２３３ｂ－２、ビットデマッピング部２３４ｂ－１，２３４ｂ－２、加算器２３５ｂ、タップ更新部２３６ｂ、ＩＱ合成部２４２、位相推定部２４３及びＩＱ分離部２４４を備える。
　ＩＱ合成部２４２は、ＡＤ変換器２２ｂ－１及び２２ｂ－２から出力されるデジタル信号それぞれを実部（Ｉチャネル成分のデジタル信号）と虚部（Ｑチャネル成分のデジタル信号）として取り込む。ＩＱ合成部２４２は、取り込んだ各信号を複素信号として合成する。具体的には、ＩＱ合成部２４２は、ＡＤ変換器２２ｂ－１から出力されるデジタル信号を実部とし、ＡＤ変換器２２ｂ－２から出力されるデジタル信号を虚部として取り込み、取り込んだ各信号を複素信号として合成する。
　デジタルフィルタ２３１ｂは、複素タップで構成されており、ＮＬＴＣＱ信号の波形整形を行う。デジタルフィルタ２３１ｂは、波形整形後のＮＬＴＣＱ信号を位相推定部２４３に出力する。デジタルフィルタ２３１ｂは、一般的な線形フィルタであるＦＩＲフィルタや、高次の伝達関数を記述可能なボルテラフィルタ等が用いられる。
　位相推定部２４３は、信号光と局発光源２４による局発光との位相差を補償する。位相推定部２４３は、補償後の信号（ＮＬＴＣＱ信号）を信号判定部２３２ｂ及び加算器２３５ｂに出力する。
　信号判定部２３２ｂは、ＮＬＴＣＱ信号に対して３６値のＱＡＭ信号として閾値判定を行う。信号判定部２３２ｂは、閾値判定により得られた信号を加算器２３５ｂ及びＩＱ分離部２４４に出力する。
　ＩＱ分離部２４４は、信号判定部２３２ｂから出力された信号を実部（Ｉチャネル成分のデジタル信号）と虚部（Ｑチャネル成分のデジタル信号）に分離することで、２系統の６値シンボルｖｉｎ,ｖｑｎを取得する。ＩＱ分離部２４４は、取得した６値シンボルｖｉｎを信号復号部２３３ｂ－１に出力し、６値シンボルｖｑｎを信号復号部２３３ｂ－２に出力する。
　信号復号部２３３ｂは、ＩＱ分離部２４４から出力された６値シンボルｖｉｎ,ｖｑｎと、既に判定済みであるひとつ前のタイムスロットの６値シンボルｖｉｎ－１,ｖｑｎ－１とを用いて、式６に基づいた処理を実行することで符号化前の４値シンボルであるｕｉｎ,ｕｑｎを復元する。具体的には、信号復号部２３３ｂ－１は、ＩＱ分離部２４４から出力された６値シンボルｖｉｎと、既に判定済みであるひとつ前のタイムスロットの６値シンボルｖｉｎ－１とを用いて、式６に基づいた処理を実行することで符号化前の４値シンボルであるｕｉｎを復元する。また、信号復号部２３３ｂ－２は、ＩＱ分離部２４４から出力された６値シンボルｖｑｎと、既に判定済みであるひとつ前のタイムスロットの６値シンボルｖｑｎ－１とを用いて、式６に基づいた処理を実行することで符号化前の４値シンボルであるｕｑｎを復元する。
　ただし、信号復号部２３３ｂ－１は、式６によって得られたｕｉｎが、ｕｉｎ＜０であった場合にはｕｉｎ＝０とし、ｕｉｎ＞３であった場合にはｕｉｎ＝３とする。また、信号復号部２３３ｂ－２は、式６によって得られたｕｑｎが、ｕｑｎ＜０であった場合にはｕｑｎ＝０とし、ｕｑｎ＞３であった場合にはｕｑｎ＝３とする。
　ビットデマッピング部２３４ｂは、信号復号部２３３ｂによって復元された４値シンボルであるｕｉｎ,ｕｑｎに対してグレイ復号を行うことによってｕｉｎ,ｕｑｎからビット情報であるデータ情報Ｉ，Ｑを復元する。具体的には、ビットデマッピング部２３４ｂ－１は、信号復号部２３３ｂ－１によって復元された４値シンボルであるｕｉｎに対してグレイ復号を行うことによってｕｉｎからビット情報であるデータ情報Ｉを復元する。ビットデマッピング部２３４ｂ－２は、信号復号部２３３ｂ－２によって復元された４値シンボルであるｕｑｎに対してグレイ復号を行うことによってｕｑｎからビット情報であるデータ情報Ｑを復元する。
　加算器２３５ｂは、位相推定部２４３から出力された値と、信号判定部２３２ｂから出力された値とを取り込む。なお、加算器２３５ｂは、位相推定部２４３から出力された値をマイナスの符号を付与して取り込む。加算器２３５ｂは、取り込んだ２つの値を加算、すなわち信号判定部２３２ｂから出力された値から、位相推定部２４３から出力された値を減算し、減算により算出した減算値をタップ更新部２３６ｂに出力する。
　タップ更新部２３６ｂは、信号判定部２３２ｂによる判定後の値と、信号判定部２３２ｂによる判定前の値との差分に基づいて、デジタルフィルタ２３１ｂのタップ係数を更新する。具体的には、タップ更新部２３６ｂは、位相推定部２４３から出力された値と、信号判定部２３２ｂから出力された値との差分が最小となるように、すなわち減算値が０となるようにデジタルフィルタ２３１ｂのタップ係数を更新する。これにより、復調の精度が向上する。
　次に、ビタビ復号によってシンボル判定を行う場合のデジタル信号処理部の構成について図１１を用いて説明する。図１１は、第４の実施形態においてビタビ復号によってシンボル判定を行う場合のデジタル信号処理部２３ｃの内部構成を示す図である。
　デジタル信号処理部２３ｃは、信号復号部２３３ｃ－１，２３３ｃ－２、ビットデマッピング部２３４ｃ－１，２３４ｃ－２、第１デジタルフィルタ２３７ｃ、ビタビ復号部２３８ｃ－１，２３８ｃ－２、第２デジタルフィルタ２３９ｃ、加算器２４０ｃ－１，２４０ｃ－２、メトリック算出部２４１ｃ－１，２４１ｃ－２、ＩＱ合成部２４２、位相推定部２４３ｃ、ＩＱ合成部２４５、ＩＱ分離部２４６、加算器２４７及びメトリック算出部２４８を備える。
　第１デジタルフィルタ２３７ｃは、複素タップで構成されており、ＮＬＴＣＱ信号の波形整形を行う。第１デジタルフィルタ２３７ｃは、波形整形後のＮＬＴＣＱ信号を位相推定部２４３ｃに出力する。第１デジタルフィルタ２３７ｃは、ＦＩＲフィルタやボルテラフィルタ等の一般的な線形フィルタが用いられる。
　位相推定部２４３ｃは、信号光と局発光源２４による局発光との位相差を補償する。位相推定部２４３ｃは、補償後の信号（ＮＬＴＣＱ信号）をＩＱ分離部２４４ｃ及び加算器２４７ｃに出力する。
　ＩＱ分離部２４４ｃは、位相推定部２４３ｃから出力された信号を実部（Ｉチャネル成分のデジタル信号）と虚部（Ｑチャネル成分のデジタル信号）に分離する。ＩＱ分離部２４４ｃは、Ｉチャネル成分の信号をビタビ復号部２３８ｃ－１及び加算器２４０ｃ－２に出力し、Ｑチャネル成分の信号をビタビ復号部２３８ｃ－２及び加算器２４０ｃ－１に出力する。
　ビタビ復号部２３８ｃは、ＩＱ分離部２４４ｃから出力された信号と、メトリック算出部２４１ｃから出力されるメトリックとに基づいて６値シンボルｖｉｎ,ｖｑｎそれぞれに対する系列推定を行う。具体的には、ビタビ復号部２３８ｃ－１は、ビタビアルゴリズムを用いて、実部（Ｉチャネル成分）に対応する信号と、メトリック算出部２４１ｃ－１から出力されるメトリックとに基づいてＩチャネル成分における６値シンボルｖｉｎに対する系列推定を行う。ビタビ復号部２３８ｃ－１は、系列推定の結果として得られたメトリックのうち最もメトリックの小さいシンボル系列を送信系列ｖｉｎとして採用する。メトリック算出部２４１ｃ－１から出力されるメトリックとしては、ｖｉｎ,ｖｑｎそれぞれに対して想定される系列の候補（候補系列）をＩＱ合成部２４５によって複素数に合成したうえで、第２デジタルフィルタ２３９ｃによってデジタルフィルタ処理を施した時系列データの虚数成分と、第１デジタルフィルタ２３７ｃから出力された時系列データの虚数成分との間のユークリッド距離が用いられる。
　また、ビタビ復号部２３８ｃ－２は、ビタビアルゴリズムを用いて、虚部（Ｑチャネル成分）に対応する信号と、メトリック算出部２４１ｃ－２から出力されるメトリックとに基づいてＱチャネル成分における６値シンボルｖｉｎに対する系列推定を行う。ビタビ復号部２３８ｃ－２は、系列推定の結果として得られたメトリックのうち最もメトリックの小さいシンボル系列を送信系列ｖｑｎとして採用する。メトリック算出部２４１ｃ－２から出力されるメトリックとしては、ｖｉｎ,ｖｑｎそれぞれに対して想定される系列の候補（候補系列）をＩＱ合成部２４５によって複素数に合成したうえで、第２デジタルフィルタ２３９ｃによってデジタルフィルタ処理を施した時系列データの実数成分と、第１デジタルフィルタ２３７ｃから出力された時系列データの実数成分との間のユークリッド距離が用いられる。
　信号復号部２３３ｃは、ビタビ復号部２３８ｃによって採用された送信系列ｖｉｎ,ｖｑｎから、ｖｉｎ,ｖｑｎそれぞれに対して式６を適用することで非線形トレリス符号化前のシンボルであるｕｉｎ,ｕｑｎを復元する。具体的には、信号復号部２３３ｃ－１は、ビタビ復号部２３８ｃ－１によって採用された送信系列ｖｉｎから、ｖｉｎに対して式６を適用することで非線形トレリス符号化前のシンボルであるｖｑｎを復元する。信号復号部２３３ｃ－２は、ビタビ復号部２３８ｃ－２によって採用された送信系列ｖｑｎから、ｖｑｎに対して式６を適用することで非線形トレリス符号化前のシンボルであるｕｑｎを復元する。
　ビットデマッピング部２３４ｃは、信号復号部２３３ｃによって復元された４値シンボルであるｕｉｎ,ｕｑｎに対してグレイ復号を行うことによってｕｉｎ,ｕｑｎからビット情報であるデータ情報Ｉ，Ｑを復元する。具体的には、ビットデマッピング部２３４ｃ－１は、信号復号部２３３ｃ－１によって復元された４値シンボルであるｕｉｎに対してグレイ復号を行うことによってｕｉｎからビット情報であるデータ情報Ｉを復元する。ビットデマッピング部２３４ｃ－２は、信号復号部２３３ｃ－２によって復元された４値シンボルであるｕｑｎに対してグレイ復号を行うことによってｕｑｎからビット情報であるデータ情報Ｑを復元する。
　ＩＱ合成部２４５は、入力されたｖｉｎ,ｖｑｎそれぞれに対して想定される系列の候補（候補系列）を複素数に合成する。
　第２デジタルフィルタ２３９ｃは、複素タップで構成されており、ＩＱ合成部２４５によって合成された複素数に対してデジタルフィルタ処理を施すことによって時系列データを取得する。第２デジタルフィルタ２３９ｃは、取得した時系列データをＩＱ分離部２４６及び加算器２４７ｃに出力する。第２デジタルフィルタ２３９ｃは、ＦＩＲフィルタやボルテラフィルタ等の一般的な線形フィルタが用いられる。特に、大きな非線形応答を有するシステムに対しては、第２デジタルフィルタ２３９ｃとしてボルテラフィルタを用いるとよい。
　ＩＱ分離部２４６は、第２デジタルフィルタ２３９ｃから出力された信号を実部と虚部に分離する。ＩＱ分離部２４６は、実部に対応する信号（Ｉチャネル成分の信号）を加算器２４０ｃ－２に出力し、虚部に対応する信号（Ｑチャネル成分の信号）を加算器２４０ｃ－１に出力する。
　加算器２４７ｃは、位相推定部２４３ｃから出力された値と、第２デジタルフィルタ２３９ｃから出力された値とを取り込む。なお、加算器２４７ｃは、位相推定部２４３ｃから出力された値をマイナスの符号を付与して取り込む。加算器２４７ｃは、取り込んだ２つの値を加算、すなわち第２デジタルフィルタ２３９ｃから出力された値から、位相推定部２４３ｃから出力された値を減算し、減算により算出した減算値をメトリック算出部２４８ｃに出力する。
　メトリック算出部２４８ｃは、加算器２４７ｃから出力された減算値をメトリックとして算出する。
　加算器２４０ｃ－１は、ＩＱ分離部２４６から出力された値（Ｑチャネル成分の信号）と、ＩＱ分離部２４４ｃから出力された値（Ｑチャネル成分の信号）とを取り込む。なお、加算器２４０ｃ－１は、ＩＱ分離部２４４ｃから出力された値をマイナスの符号を付与して取り込む。加算器２４０ｃ－１は、取り込んだ２つの値を加算、すなわちＩＱ分離部２４６から出力された値から、位相推定部２４３ｃから出力された値を減算し、減算により算出した減算値をメトリック算出部２４１ｃ－１に出力する。
　加算器２４０ｃ－２は、ＩＱ分離部２４６から出力された値（Ｉチャネル成分の信号）と、ＩＱ分離部２４４ｃから出力された値（Ｉチャネル成分の信号）とを取り込む。なお、加算器２４０ｃ－２は、ＩＱ分離部２４４ｃから出力された値をマイナスの符号を付与して取り込む。加算器２４０ｃ－２は、取り込んだ２つの値を加算、すなわちＩＱ分離部２４６から出力された値から、位相推定部２４３ｃから出力された値を減算し、減算により算出した減算値をメトリック算出部２４１ｃ－２に出力する。
　メトリック算出部２４１ｃ－１は、加算器２４０ｃ－１から出力された減算値をメトリックとして算出する。
　メトリック算出部２４１ｃ－２は、加算器２４０ｃ－２から出力された減算値をメトリックとして算出する。
　以上のように構成された第４の実施形態における光伝送システム１００ｂによれば、コヒーレント検波方式にも適用することが可能になる。
（第５の実施形態）
　本発明は、任意の多値シンボルを有するＱＡＭ信号に対して適用可能である。そこで、第５の実施形態では、Ｎ２値のＱＡＭ信号に対して本発明における非線形トレリス符号化を適用した構成について説明する。
　第５の実施形態における光送信器と光受信器の構成は、第４の実施形態と同様である。
　まず、第５の実施形態における光送信器１０ｂの構成について説明する。
　信号生成部１１ｂは、外部から送信対象となるデータ情報を入力し、入力されたデータ情報を用いて、グレイ符号化されたＮ値シンボルを２系統生成する。具体的には、信号生成部１１ｂ－１は、外部から送信対象となるデータ情報Ｉを入力し、入力されたデータ情報Ｉを用いて、グレイ符号化されたＮ値シンボルｕｉｎ（０,１,…,Ｎ－１）を生成する。信号生成部１１ｂ－２は、外部から送信対象となるデータ情報Ｑを入力し、入力されたデータ情報Ｑを用いて、グレイ符号化されたＮ値シンボルｕｑｎ（０,１,…,Ｎ－１）を生成する。
　信号符号化部１２ｂは、信号生成部１１ｂによって生成されたＮ値シンボルｕｉｎ（０,１,…,Ｎ－１）及びｕｑｎ（０,１,…,Ｎ－１）それぞれに対して非線形トレリス符号化処理を行うことによってＮ＋２値シンボルを２系統生成する。具体的には、信号符号化部１２ｂ－１は、Ｎ値シンボルｕｉｎ（０,１,…,Ｎ－１）に対して、上記の式７～式９で示した非線形トレリス符号化処理によってＮ＋２値シンボルｖｉｎ（０,１,…,Ｎ＋１）を生成する。信号符号化部１２ｂ－２は、Ｎ値シンボルｕｑｎ（０,１,…,Ｎ－１）に対して、上記の式７～式９で示した非線形トレリス符号化処理によってＮ＋２値シンボルｖｑｎ（０,１,…,Ｎ＋１）を生成する。
　ＤＡ変換器１３ｂは、信号符号化部１２ｂによって生成されたＮ＋２値シンボルｖｉｎ（０,１,…,Ｎ＋１）及びｖｑｎ（０,１,…,Ｎ＋１）のデジタル信号をアナログ信号に変換する。具体的には、ＤＡ変換器１３ｂ－１は、信号符号化部１２ｂ－１によって生成されたＮ＋２値シンボルｖｉｎ（０,１,…,Ｎ＋１）のデジタル信号をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器１３ｂ－１は、アナログ信号を増幅部１４ｂ－１に出力する。ＤＡ変換器１３ｂ－２は、信号符号化部１２ｂ－２によって生成されたｖｑｎ（０,１,…,Ｎ＋１）のデジタル信号をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器１３ｂ－２は、アナログ信号を増幅部１４ｂ－２に出力する。
　増幅部１４ｂは、ＤＡ変換器１３ｂから出力されたアナログ信号の信号パワーを増幅して、光ベクトル変調器１７に印加する。具体的には、増幅部１４ｂ－１は、ＤＡ変換器１３ｂ－１から出力されたアナログ信号の信号パワーを増幅して、光ベクトル変調器１７に印加する。増幅部１４ｂ－２は、ＤＡ変換器１３ｂ－２から出力されたアナログ信号の信号パワーを増幅して、光ベクトル変調器１７に印加する。
　信号光源１５は、光ベクトル変調器１７に対して連続光を送出する。
　光ベクトル変調器１７は、増幅部１４ｂ－１及び１４ｂ－２それぞれから出力されたアナログ信号を用いて独立に振幅変調を行う。具体的には、光ベクトル変調器１７は、信号光源１５から送出された連続光のＩｎ－ｐｈａｓｅ成分を、増幅部１４ｂ－１から出力されたアナログ信号で振幅変調する。光ベクトル変調器１７は、信号光源１５から送出された連続光のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ成分を、増幅部１４ｂ－２から出力されたアナログ信号で振幅変調する。このように、光ベクトル変調器１７は、信号光源１５から送出された連続光を光ベクトル変調器１７によって変調することで、（Ｎ＋２）２値の光複素振幅変調信号（ＮＬＴＣＱ信号）を生成する。
　次に、第５の実施形態における光受信器２０ｂの構成について説明する。
　局発光源２４は、受信信号光に干渉させる局発光を出力する。
　コヒーレント受信器２５は、光送信器１０ｂから送信されたＮＬＴＣＱ信号を局発光に基づいてコヒーレント検波することで、ＮＬＴＣＱ信号の複素振幅情報を出力する。ここで、ＮＬＴＣＱ信号の複素振幅情報とは、Ｉ成分のアナログ電気信号とＱ成分のアナログ電気信号である。
　ＡＤ変換器２２ｂは、コヒーレント受信器２５から出力されたアナログの電気信号をデジタル信号に変換する。具体的には、ＡＤ変換器２２ｂ－１は、Ｉ成分のアナログ電気信号をデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器２２ｂ－２は、Ｑ成分のアナログ電気信号をデジタル信号に変換する。
　デジタル信号処理部２３ｂは、デジタル信号を処理することによって、非線形トレリス符号化前のシンボルであるｕｉｎ,ｕｑｎを取得する。
　デジタル信号処理部２３ｂの構成は、第４の実施形態と同様である。
　ＩＱ合成部２４２は、ＡＤ変換器２２ｂ－１及び２２ｂ－２から出力されるデジタル信号それぞれを実部と虚部として取り込む。ＩＱ合成部２４２は、取り込んだ各信号を複素信号として合成する。具体的には、ＩＱ合成部２４２は、ＡＤ変換器２２ｂ－１から出力されるデジタル信号を実部とし、ＡＤ変換器２２ｂ－２から出力されるデジタル信号を虚部として取り込み、取り込んだ各信号を複素信号として合成する。
　デジタルフィルタ２３１ｂは、複素タップで構成されており、ＮＬＴＣＱ信号の波形整形を行う。デジタルフィルタ２３１ｂは、波形整形後のＮＬＴＣＱ信号を位相推定部２４３に出力する。デジタルフィルタ２３１ｂは、一般的な線形フィルタであるＦＩＲフィルタや、高次の伝達関数を記述可能なボルテラフィルタ等が用いられる。
　位相推定部２４３は、信号光と局発光源２４による局発光との位相差を補償する。位相推定部２４３は、補償後の信号（ＮＬＴＣＱ信号）を信号判定部２３２ｂ及び加算器２３５ｂに出力する。
　信号判定部２３２ｂは、ＮＬＴＣＱ信号に対して（Ｎ＋２）２値のＱＡＭ信号として閾値判定を行う。信号判定部２３２ｂは、閾値判定により得られた信号を加算器２３５ｂ及びＩＱ分離部２４４に出力する。
　ＩＱ分離部２４４は、信号判定部２３２ｂから出力された信号を実部と虚部に分離することで、２系統のＮ＋２値シンボルｖｉｎ,ｖｑｎを取得する。ＩＱ分離部２４４は、取得したＮ＋２値シンボルｖｉｎを信号復号部２３３ｂ－１に出力し、Ｎ＋２値シンボルｖｑｎを信号復号部２３３ｂ－２に出力する。
　信号復号部２３３ｂは、ＩＱ分離部２４４から出力されたＮ＋２値シンボルｖｉｎ,ｖｑｎと、既に判定済みであるひとつ前のタイムスロットのＮ＋２値シンボルｖｉｎ－１,ｖｑｎ－１とを用いて、式１０～式１２に基づいた処理を実行することで、符号化前のＮ値シンボルであるｕｉｎ,ｕｑｎを復元する。具体的には、信号復号部２３３ｂ－１は、ＩＱ分離部２４４から出力されたＮ＋２値シンボルｖｉｎと、既に判定済みであるひとつ前のタイムスロットのＮ＋２値シンボルｖｉｎ－１とを用いて、式１０～式１２に基づいた処理を実行することで符号化前のＮ値シンボルであるｕｉｎを復元する。また、信号復号部２３３ｂ－２は、ＩＱ分離部２４４から出力されたＮ＋２値シンボルｖｑｎと、既に判定済みであるひとつ前のタイムスロットのＮ＋２値シンボルｖｑｎ－１とを用いて、式１０～式１２に基づいた処理を実行することで符号化前のＮ値シンボルであるｕｑｎを復元する。
　ただし、信号復号部２３３ｂ－１は、式１０～式１２によって得られたｕｉｎが、ｕｉｎ＜０であった場合にはｕｉｎ＝０とし、ｕｉｎ＞Ｎ－１であった場合にはｕｉｎ＝Ｎ－１とする。また、信号復号部２３３ｂ－２は、式１０～式１２によって得られたｕｑｎが、ｕｑｎ＜０であった場合にはｕｑｎ＝０とし、ｕｑｎ＞Ｎ－１であった場合にはｕｑｎ＝Ｎ－１とする。
　ビットデマッピング部２３４ｂは、信号復号部２３３ｂによって復元されたＮ値シンボルであるｕｉｎ,ｕｑｎに対してグレイ復号を行うことによってｕｉｎ,ｕｑｎからビット情報であるデータ情報Ｉ，Ｑを復元する。具体的には、ビットデマッピング部２３４ｂ－１は、信号復号部２３３ｂ－１によって復元されたＮ値シンボルであるｕｉｎに対してグレイ復号を行うことによってｕｉｎからビット情報であるデータ情報Ｉを復元する。ビットデマッピング部２３４ｂ－２は、信号復号部２３３ｂ－２によって復元されたＮ値シンボルであるｕｑｎに対してグレイ復号を行うことによってｕｑｎからビット情報であるデータ情報Ｑを復元する。
　以上のように構成された第５の実施形態における光伝送システム１００ｂによれば、任意の多値数のＱＡＭに対しても適用することができる。
　上述した実施形態における光送信器１０，１０ｂ及び光受信器２０，２０ｂの一部または全ての機能をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
１０、１０ｂ…光送信器，　１１、１１ｂ－１、１１ｂ－２…信号生成部，　１２、１２ｂ－１、１２ｂ－２…信号符号化部，　１３、１３ｂ－１、１３ｂ－２…ＤＡ変換器，　１４、１４ｂ－１、１４ｂ－２…増幅部，　１５…信号光源，　１６…光変調器，　１７…光ベクトル変調器，　２０、２０ｂ…光受信器，　２１…受光部，　２２、２１ｂ－１、２１ｂ－２…ＡＤ変換器，　２３、２３ａ、２３ｂ、２３ｃ…デジタル信号処理部，　２４…局発光源，　２５…コヒーレント受信器，　２３１、２３１ｂ…デジタルフィルタ，　２３２、２３２ｂ…信号判定部，　２３３、２３３ａ、２３３ｂ－１、２３３ｂ－２…信号復号部，　２３４、２３４ｂ－１、２３４ｂ－２…ビットデマッピング部，　２３５、２３５ｂ…加算器，　２３６、２３６ｂ…タップ更新部，　２３７、２３７ｃ…第１デジタルフィルタ，　２３８、２３８ｃ－１、２３８ｃ－２…ビタビ復号部，　２３９、２３９ｃ…第２デジタルフィルタ，　２４０、２４０ｃ－１、２４０ｃ－２…加算器，　２４１、２４１ｃ－１、２４１ｃ－２…メトリック算出部，　２４２…ＩＱ合成部，　２４３、２４３ｃ…位相推定部，　２４４、２４４ｃ…ＩＱ分離部，　２４５…ＩＱ合成部，　２４６…ＩＱ分離部，　２４７、２４７ｃ…加算器，　２４８…メトリック算出部

Claims (4)

  1. 　光送信器と、光受信器とを備える光伝送システムであって、
    　前記光送信器は、
    　シンボル系列に対して、非線形演算に相当する非線形トレリス符号化を行う信号符号化部と、
    　前記信号符号化部により符号化がなされたシンボル系列を変調して前記光受信器に送信する変調器と、
    　を備え、
    　前記光受信器は、
    　前記光送信器から送信された光信号を受光して電気信号に変換する受光部と、
    　前記電気信号に対してデジタル信号処理を行うことによって前記シンボル系列を復元するデジタル信号処理部と、
    　を備える光伝送システム。
  2. 　前記光受信器は、前記電気信号を復調する際に、ビタビ復号を用いた系列推定に基づくシンボル判定を行うビタビ復号部をさらに備える、請求項１に記載の光伝送システム。
  3. 　前記光送信器は、入力された情報データを用いて、グレイ符号化されたＮ（Ｎは２以上の整数）値シンボルを生成する信号生成部をさらに備え、
    　前記信号符号化部は、以下の式１～式３で示した非線形トレリス符号化処理によってＮ＋２値シンボルを生成し、
    　前記デジタル信号処理部は、前記電気信号に対して所定の判定を行うことによってＮ＋２値シンボルを復元し、復元した前記Ｎ＋２値シンボルと、既に判定済みであるひとつ前のタイムスロットのＮ＋２値シンボルとを用いて、以下の式４～式６に基づいて、符号化前のＮ値シンボルを復元する、請求項１に記載の光伝送システム。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  4. 　前記光送信器は、入力された情報データを用いて、グレイ符号化されたＮ（Ｎは２以上の整数）値シンボルを２系統生成する信号生成部をさらに備え、
    　前記信号符号化部は、以下の式７～式９で示した非線形トレリス符号化処理によってＮ＋２値シンボルを２系統生成し、
    　前記デジタル信号処理部は、前記電気信号に対して所定の判定を行うことによって、２系統のＮ＋２値シンボルをそれぞれ復元し、復元した複数の前記Ｎ＋２値シンボルと、既に判定済みであるひとつ前のタイムスロットの複数のＮ＋２値シンボルとを用いて、以下の式１０～式１２に基づいて、符号化前のＮ値シンボルを復元する、請求項１に記載の光伝送システム。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
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