WO2020017227A1 - 回転電機、回転電動機駆動システム、並びに電動車両 - Google Patents

回転電機、回転電動機駆動システム、並びに電動車両 Download PDF

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WO2020017227A1
WO2020017227A1 PCT/JP2019/024337 JP2019024337W WO2020017227A1 WO 2020017227 A1 WO2020017227 A1 WO 2020017227A1 JP 2019024337 W JP2019024337 W JP 2019024337W WO 2020017227 A1 WO2020017227 A1 WO 2020017227A1
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electric machine
rotating electric
rotor
axis
cross
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PCT/JP2019/024337
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伊藤　誠
暁史 高橋
愼治 杉本
周一 民谷
昂歳 櫛田
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株式会社日立製作所
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    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K29/00—Motors or generators having non-mechanical commutating devices, e.g. discharge tubes or semiconductor devices
    • H02K29/03—Motors or generators having non-mechanical commutating devices, e.g. discharge tubes or semiconductor devices with a magnetic circuit specially adapted for avoiding torque ripples or self-starting problems
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K1/00—Details of the magnetic circuit
    • H02K1/06—Details of the magnetic circuit characterised by the shape, form or construction
    • H02K1/22—Rotating parts of the magnetic circuit
    • H02K1/27—Rotor cores with permanent magnets
    • H02K1/2706—Inner rotors
    • H02K1/272—Inner rotors the magnetisation axis of the magnets being perpendicular to the rotor axis
    • H02K1/274—Inner rotors the magnetisation axis of the magnets being perpendicular to the rotor axis the rotor consisting of two or more circumferentially positioned magnets
    • H02K1/2753—Inner rotors the magnetisation axis of the magnets being perpendicular to the rotor axis the rotor consisting of two or more circumferentially positioned magnets the rotor consisting of magnets or groups of magnets arranged with alternating polarity
    • H02K1/276—Magnets embedded in the magnetic core, e.g. interior permanent magnets [IPM]
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    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility

Definitions

  • the present invention relates to a rotating electric machine, a rotating electric motor drive system, and an electric vehicle including the rotating electric machine.
  • a driving motor which is a rotating electric machine used for electric vehicles such as electric vehicles and electric railway vehicles
  • a permanent magnet motor incorporating a permanent magnet for retaining magnetic energy
  • a drive motor is required to have high efficiency in a wide operation range such as low-speed large-torque and high-speed low-torque
  • an interior magnet type motor that satisfies these characteristics is generally used.
  • a drive motor for an electric vehicle is required to reduce vibration and noise. In order to reduce vibration and noise, it is necessary to reduce torque pulsation of the interior magnet type motor.
  • Patent Document 1 the technology described in Patent Document 1 is conventionally known.
  • the angle formed by the position of the rotor surface at which the magnetic pole of the permanent magnet disposed inside the rotor switches from the N pole to the S pole or from the S pole to the N pole is different.
  • a time delay occurs in the order in which the switching portions of the respective magnetic poles pass through the slots arranged on the stator side. Thereby, cogging torque is reduced.
  • Patent Document 1 discloses a rotor in which the width of the permanent magnet differs for each magnetic pole (FIG. 1) and a rotor in which the width of the slit in which the permanent magnet is embedded but the permanent magnet is embedded is different (FIG. 3). ing.
  • the present invention provides a rotating electric machine capable of reducing torque pulsation without generating torque rotation direction dependency, a rotating electric motor drive system including the rotating electric machine, and an electric vehicle.
  • the rotary electric machine by this invention is provided with a stator and the rotor facing a stator,
  • the number of poles of a rotor is six or more poles,
  • the cross-sectional shape is configured by arranging partial cross-sectional shapes for one pole pitch for the number of poles, and the partial cross-sectional shapes for the number of poles include three or more types of different shapes. Has line symmetry.
  • a rotating electric machine drive system includes a rotating electric machine that drives a load, and a power converter that drives the rotating electric machine, and the rotating electric machine is configured according to the present invention. It is a rotating electric machine.
  • an electric vehicle includes a rotating electric machine, a battery, and a power converter that converts DC power of the battery into AC power and supplies the AC power to the rotating electric machine.
  • the torque is transmitted to the wheels via a transmission, and the rotating electric machine is the rotating electric machine according to the present invention.
  • an electric railway vehicle includes a rotating electric machine and wheels driven by the rotating electric machine via gears, and the rotating electric machine includes a rotating electric machine according to the present invention. It is an electric machine.
  • torque pulsation can be reduced without causing rotation direction dependency of torque.
  • power loss and noise generated in the rotary motor drive system and the electric vehicle can be reduced.
  • FIG. 1 illustrates an overall configuration of a rotating electric machine that is Embodiment 1. It is sectional drawing of the rotary electric machine in FIG. It is sectional drawing of the rotor of the rotary electric machine which is a modification.
  • FIG. 4 shows a partial sectional view of the rotor of FIG. 3. It is sectional drawing of the rotor of the rotary electric machine which is another modification.
  • FIG. 6 shows a partial sectional view of the rotor of FIG. 5.
  • FIG. 4 shows a cross-sectional view of a rotating electric machine as a comparative example. 9 shows a relationship between a motor current and a ratio of a torque average value in a comparative example. 7 shows a torque waveform at a light load in a comparative example.
  • FIG. 10 is a cross-sectional view of a rotor of the rotary electric machine that is Embodiment 2; 3 shows a schematic configuration of a rotating electric machine drive system according to a third embodiment. 14 shows a schematic configuration of an electric vehicle that is Embodiment 4. 15 shows a schematic configuration of an electric railcar according to a fifth embodiment.
  • the rotating electric machine in each embodiment is an embedded magnet type permanent magnet synchronous motor.
  • the rotating electric machine in each embodiment is a so-called inner rotor type rotating electric machine.
  • FIG. 1 shows the entire configuration of a rotating electric machine that is Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view on a plane parallel to the rotation axis of the rotating electric machine.
  • the rotating electric machine 1 includes a stator 10, a rotor 30 rotatably supported radially inside the stator 10, a shaft 90 fixed to the rotor 30, and a stator 10. And a frame 5 that covers the rotor 30.
  • the rotor 30 faces the stator 10 via a gap 100 (gap).
  • the stator 10 includes a stator winding 21 wound around a stator slot 22 ("22" in FIG. 2) described later.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of the rotating electric machine 1 in FIG. 1 on a plane perpendicular to the rotation axis.
  • the rotor 30 rotates about the rotation axis X.
  • the terms “inner side” and “outer side” mean a side closer to and farther from the rotation axis X, respectively, unless otherwise noted.
  • the description “radial direction” means a linear direction perpendicular to the rotation axis X
  • the description “circumferential direction” means a rotation direction around the rotation axis X.
  • the rotor 30 includes a rotor core 40 made of a magnetic material, and a shaft 90 which is a rotation axis of the rotor 30 and penetrates the rotor core 40.
  • the rotor 30 has an even number (eight in FIG. 2) of six or more magnetic poles (eight in FIG. 2).
  • Each magnetic pole has at least one (one in FIG. 2) magnet insertion hole.
  • the magnet insertion holes accommodate permanent magnets (70a to 70c) for constituting magnetic poles.
  • the width of the magnet insertion hole in the circumferential direction is larger than the width (L1 to L3) of the permanent magnet (70a to 70c) in the circumferential direction in order to accommodate the permanent magnets (70a to 70c). Slightly larger, but in fact both widths are comparable.
  • the stator 10 includes a stator core 20 made of a magnetic material.
  • the stator core 20 has stator teeth 25 located on the inner peripheral side and facing the rotor 30.
  • a stator winding (not shown) passes through a stator slot 22 which is a space between two adjacent stator teeth 25.
  • the number of the stator slots 22 is 48.
  • the rotor 30 is, as it were, an aggregate of parts having a partial sectional shape 130 (a region surrounded by a broken line in the figure) corresponding to one pole pitch (angle ⁇ p) whose outer shape is substantially fan-shaped. It is.
  • a partial sectional shape 130 a region surrounded by a broken line in the figure
  • one pole pitch angle ⁇ p
  • the rotor 30 is, as it were, an aggregate of parts having a partial sectional shape 130 (a region surrounded by a broken line in the figure) corresponding to one pole pitch (angle ⁇ p) whose outer shape is substantially fan-shaped. It is.
  • three or more types of partial cross-sectional shapes 130 having different shapes are arranged in the first embodiment.
  • three types of partial cross-sectional shapes 130 are arranged.
  • the sectional shapes of the permanent magnets are different, and in FIG. 2, the widths of the permanent magnets in the circumferential direction are different.
  • the shape of the cross section (the pattern shape including the cross-sectional shape such as the permanent magnet and the gap (described later)) is a line having a straight line passing through the rotation axis X and orthogonal to the rotation axis as a symmetric axis.
  • Three types of partial cross-sectional shapes 130 are arranged so as to have symmetry.
  • two partial cross-sectional shapes 130 having a magnet width L1 four partial cross-sectional shapes 130 having a magnet width L2, two partial cross-sectional shapes 130 having a magnet width L3,
  • the magnets are arranged line-symmetrically with respect to a target axis L passing through the center in the width direction of the two magnet sections having the magnet width L3 facing each other.
  • the cross-sectional shape of the rotor 30 has line symmetry.
  • a straight line orthogonal to the axis of symmetry L that is, a straight line passing through the center in the width direction of two magnet cross sections of the magnet width L1 facing each other in the rotor 30 is also the target axis. That is, in this embodiment, two magnet sections having a magnet width L3 are arranged on the axis of symmetry L, and two magnet sections having a magnet width L1 are arranged on a straight line perpendicular to the axis of symmetry L. Four magnet sections having a magnet width L2 are arranged one by one between the four locations. Therefore, in two adjacent partial cross-sectional shapes 130, the magnet widths are different from each other.
  • the order of circumferential arrangement of the magnet widths in the three types (magnet widths L1 to L3) and the eight partial sectional shapes 130 is such that one of two L3s located on the axis of symmetry L is a starting point and an ending point. Clockwise in FIG. 2, the order is L3, L2, L1, L2, L3, L2, L1, L2, L3. Note that not only the magnet cross sections of the magnet widths L1 and L3 but also the magnet cross sections of the two magnet widths L2 facing each other are located on a straight line passing through the center in the width direction of the two magnet cross sections of the magnet width L2. Therefore, the cross-sectional shape of the rotor 30 has a two-fold rotational symmetry about the rotational axis X as the center of rotation (the shapes overlap for rotations of 180 ° and 360 °).
  • the rotor 30 is constituted by the partial cross-sections 130 for one pole pitch ( ⁇ p) whose outer shape is substantially fan-shaped so that the cross-sectional shape of the rotor 30 has line symmetry, and includes three or more different shapes.
  • ⁇ p pole pitch
  • the partial sectional shapes 130 for the number of poles are further arranged so as to have rotational symmetry. This reliably suppresses the rotation direction dependence of the magnetic flux distribution.
  • L1, L2, and L3 in FIG. 2 is not limited to L1 ⁇ L3 ⁇ L2 in the present embodiment, and may be, for example, L1 ⁇ L2 ⁇ L3.
  • the magnet material of the permanent magnets 70a to 70c may be any of ferrite, neodymium, samarium-cobalt and the like.
  • the permanent magnets 70a to 70c of the first embodiment have a rectangular shape in the cross section of FIG. 2, but are not limited thereto, and may have an arc shape.
  • the magnet insertion hole 50 may be injected and filled with a bond magnet (a plastic magnet or a rubber magnet). Further, the permanent magnet per pole may be divided into a plurality in the radial direction or the circumferential direction.
  • the magnetic material constituting the rotor core 40 preferably, a laminated body of magnetic steel sheets laminated with an electrical insulator is applied in order to reduce eddy current loss generated in the rotor core 40.
  • a solid (bulk) magnetic material may be used to reduce material costs and processing costs.
  • rotor core 40 may be formed by compression molding a powder magnetic material such as a dust core, or may be formed of an amorphous metal or a nanocrystalline material.
  • the rotor core 40 is fixed to the shaft 90 by means such as bonding, welding, press fitting, shrink fitting, and the like.
  • the rotor core 40 and the shaft 90 may be integrally molded.
  • the cross-sectional shape of the magnet insertion hole 50 is rectangular, but is not limited thereto, and may be a substantially V shape, a substantially arc shape, or the like.
  • stator core 20 As a material of the stator core 20, a laminated body of magnetic steel sheets laminated with an electrical insulator is preferably applied in order to reduce eddy current loss generated in the stator core 20. Note that a solid (bulk) magnetic material may be used to reduce material costs and processing costs. Further, the stator core 20 may be formed by compression molding of a powder magnetic material such as a dust core, or may be formed of an amorphous metal or a nanocrystalline material. The stator core 20 and the frame 5 are fixed using means such as adhesion, welding, press fitting, shrink fitting, and the like.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of a rotor of a rotary electric machine according to a modification of the first embodiment, taken along a plane perpendicular to the rotation axis.
  • the present modification is a so-called reluctance motor in which a permanent magnet is not embedded in the rotor core 40.
  • the configuration other than the rotor core is the same as that of the first embodiment.
  • the rotor 30 in the modified example of FIG. 3 includes a rotor core 40 made of a magnetic material, and a shaft 90 that is a rotation axis of the rotor 30 and penetrates the rotor core 40. Further, the rotor 30 has an even number (eight in FIG. 3) of voids (60a to 60c) arranged in the circumferential direction on the outer circumferential side. Since these gaps serve as magnetic barriers, the rotor 30 has six or more (eight in FIG. 3) magnetic pole portions (salient poles). That is, the rotor 30 has saliency due to the gaps 60a to 60c in the rotor core 40.
  • Each of the gaps 60a to 60c may be a vacuum, or may be filled with a gas such as air, a resin or a non-magnetic material. That is, the relative permeability in the air gap may be smaller than the relative permeability of the rotor core 40.
  • the rotor 30 of this modified example is a rotor in which the permanent magnets 70a to 70c are removed from the first embodiment (FIG. 2). That is, the widths w1, w2, w3 of the gaps 60a to 60c in the circumferential direction correspond to the magnet widths L1, L2, L3 in the first embodiment (FIG. 2), respectively. Therefore, in the present modified example, there is a relationship of w1 ⁇ w3 ⁇ w2 between the gap widths w1, w2, and w3.
  • the cross section of the rotor 30 of the present modified example three types of partial cross sectional shapes 130 having different shapes are arranged in the circumferential direction as in the first embodiment.
  • the sectional shapes of the gaps in the circumferential direction that is, the gap widths (w1, w2, w3) are different.
  • eight partial cross-sectional shapes 130 of three types are arranged line-symmetrically with respect to the symmetry axis L in FIG. They are arranged rotationally symmetrically.
  • FIG. 4 shows a partial cross-sectional view of the rotor 30 of FIG. 3 in a plane perpendicular to the rotation axis.
  • the magnitude of the magnetic resistance of the rotor 30 differs depending on the position of the rotor due to the gaps 60a to 60c. Therefore, the direction in which the magnetic resistance passing through the gap, that is, the magnetic pole portion (salient pole), is minimum is defined as the d-axis, and the direction orthogonal to the d-axis in electrical angle, that is, the direction passing through the center in the width direction of the gap is q Defined as an axis. That is, the d-axis and the q-axis can be defined in each partial cross-sectional shape 130.
  • the d-axis and the q-axis of one arbitrarily selected partial sectional shape 130 can be defined as the d-axis and the q-axis of the rotor 30.
  • the axis of symmetry L is preferably the d axis or the q axis.
  • the axis of symmetry L is the q axis.
  • FIG. 5 is a cross-sectional view in a plane perpendicular to the rotation axis of the rotor of the rotary electric machine that is another modification of the first embodiment.
  • the rotating electric machine of the present modification is an embedded magnet type permanent magnet synchronous motor which is an inner rotor type.
  • the rotor 30 in the modified example of FIG. 5 includes a rotor core 40 made of a magnetic material, and a shaft 90 that is a rotation axis of the rotor 30 and penetrates the rotor core 40.
  • the rotor 30 has an even number (eight in FIG. 5) of six or more magnetic poles (eight in FIG. 5) arranged in the circumferential direction on the outer peripheral side, and each magnetic pole has at least one magnetic pole (FIG. 5).
  • 5 has one) magnet insertion holes 50a to 50c.
  • Permanent magnets 70a to 70c for accommodating magnetic poles are accommodated in central portions of the magnet insertion holes 50a to 50c in the circumferential direction.
  • the magnet insertion holes 50b and 50c have a larger sectional area than the permanent magnets, and a region where the permanent magnets 70a to 70c are not inserted serves as a magnetic barrier 80.
  • This region may be vacuum, or may be filled with a gas such as air, resin, a non-magnetic material, or the like, similarly to the gaps 60a to 60c in FIG. That is, the relative permeability of the magnetic barrier 80 may be smaller than the relative permeability of the rotor core 40.
  • the rotor 30 of this modification is a rotor in which the permanent magnets 70a to 70c are inserted with the gaps 60a to 60c being the magnet insertion holes 50a to 50c in the above-described modification of FIG. That is, the widths w1, w2, w3 of the magnet insertion holes 50a to 50c in the circumferential direction respectively correspond to the gap widths w1, w2, w3 in the modified example of FIG. Therefore, in the modification of FIG. 5, there is a relationship of w1 ⁇ w3 ⁇ w2 between the magnet insertion hole widths w1, w2, and w3.
  • the permanent magnets 70a, 70b, 70c are housed in the magnet insertion holes 50a, 50b, 50c, respectively.
  • the permanent magnets 70a, 70b, 70c have the same magnet width L1. That is, the sectional shape of the permanent magnet in the partial sectional shape 130 is only one type.
  • the magnet insertion hole width w1 is substantially equal to the magnet width L1.
  • the magnet insertion hole width w2 is larger than the magnet width L1
  • the magnet insertion hole width w3 is larger than the magnet width L1.
  • the circumferential widths of the magnetic barriers 80 contacting the permanent magnets 70a, 70b, 70c are different from each other (however, the permanent magnet For 70a, the circumferential width of the magnetic barrier 80 is substantially “zero”).
  • three types of partial cross sectional shapes 130 having different shapes are arranged in the circumferential direction as in the first embodiment.
  • the widths of the magnet insertion holes (w1, w2, w3) and the width of the magnetic barrier 80 in the circumferential direction are different.
  • three kinds of eight partial cross-sectional shapes 130 are arranged line-symmetrically with respect to the symmetry axis L in FIG. 5 and are arranged twice rotationally symmetric with respect to the rotation axis X as the center of rotation.
  • the permanent magnets 70a to 70c generate magnet torque in addition to the reluctance torque generated by the saliency due to the magnet insertion hole, which is a gap, so that the motor torque is improved.
  • the arrangement of the sectional shapes of the permanent magnets 70a to 70c is n with respect to the rotation axis X of the rotor 30. It may have a circular symmetry.
  • the magnetomotive force distribution of the permanent magnet when the magnetic resistance distribution of the rotor core 40 is neglected is the same for each of the partial cross-sectional shapes 130, but the rotor core 40 is different for different partial cross-sectional shapes 130. Since the magnetic resistance distribution is different, torque pulsation can be reduced.
  • the insertion positions of the permanent magnets 70a to 70c are the same in each of the partial cross-sectional shapes 130, when the permanent magnets 70a to 70c are inserted, the positions and the amounts of the magnets are constant for each magnetic pole, so In assembling the electric machine, it becomes easy to automate the insertion of the magnet.
  • FIG. 6 shows a partial cross-sectional view of the rotor 30 of FIG. 5 in a plane perpendicular to the rotation axis.
  • the magnetomotive force distribution in the rotor 30 differs depending on the rotor position. Therefore, the direction of the maximum magnetomotive force in the permanent magnet is defined as the d-axis, and the direction orthogonal to the d-axis at an electrical angle, that is, the direction passing between adjacent magnetic barriers 80 is defined as the q-axis. That is, the d-axis and the q-axis can be defined in each partial cross-sectional shape 130. As long as the cross section of the rotor is not extremely distorted, the d-axis has a 180 ° electrical angle shift, and the q-axis has a 180 ° electrical angle shift. The same is true. In the present modification, the d-axis and the q-axis of one arbitrarily selected partial sectional shape 130 can be defined as the d-axis and the q-axis of the rotor 30.
  • the axis of symmetry L is preferably the d axis or the q axis.
  • the symmetry axis L is the d-axis.
  • the torque at each moment of each magnetic pole depends on the positional relationship between the magnetic resistance distribution of the rotor core 40 and the stator teeth 25. This torque also depends on the positional relationship between the magnetomotive force distribution of the permanent magnets 70a to 70c and the stator teeth 25 when the rotor 30 has the permanent magnets 70a to 70c.
  • the component of the order due to the slot combination for example, the 12th-order component in the 8-pole, 48-slot as in the first embodiment (FIG. 2) is the main torque pulsation component, and its phase is the phase of the rotor core 40.
  • stator resistance 25 It depends on the positional relationship between the stator resistance 25 and the magnetoresistance distribution or the magnetomotive force distribution of the permanent magnets 70a to 70c.
  • the direction in which the magnetic resistance of the rotor core 40 is the smallest, or the direction in which the magnetomotive force of the permanent magnets 70a to 70c is the largest, and the positional relationship when the stator teeth 25 face each other are the same.
  • the phases of the torque pulsations at the respective magnetic poles substantially coincide with each other.
  • FIG. 7 is a cross-sectional view of a rotating electric machine as a comparative example, taken on a plane perpendicular to the rotation axis.
  • the cross section of the rotor 30 has three or more types having different shapes (four types in FIG. 7 (the magnet widths of the permanent magnets 70a to 70d are L1, L2, L3, and L4, respectively): L1 ⁇ L4 ⁇ L3 ⁇ L2)), but the arrangement of these four types of eight partial cross-sections 130 does not have line symmetry.
  • FIGS. 8 to 15 described below are based on the study of the present inventors.
  • the rotational direction dependence of the torque of the comparative example (FIG. 7) and the example 1 (FIG. 2) is analyzed by electromagnetic field analysis.
  • the inner and outer diameters of the stator 10, the inner and outer diameters of the rotor 30, the shape and arrangement of the stator windings 21 are the same, and the dimensions and arrangement of the magnet insertion hole 50 and the permanent magnets 70a to 70d are the same. I made it different.
  • the comparative example does not have line symmetry, and the example has line symmetry. Further, in the comparative example and the example, the physical properties of the respective materials constituting each part of the rotating electric machine are the same. In the electromagnetic field analysis, the torque from a light load condition with a small current and a low torque to a heavy load condition with a large current and a high torque is calculated in the case of normal rotation and the case of reverse rotation.
  • FIG. 8 shows the relationship between the motor current and the ratio of the average torque value in the comparative example.
  • the horizontal axis indicates the magnitude of the current flowing through the stator winding 21 by a pu (per unit) value.
  • the current value is normalized with the maximum current being 1.
  • the vertical axis shows the ratio of the average torque value in the case of normal rotation and the case of reverse rotation in each current condition. For this reason, when the ratio of the torque average values is 1, each torque average value of the forward rotation and the reverse rotation is the same, which means that the torque does not depend on the rotation direction. Further, when the ratio of the torque average values is not 1, it means that the torque has rotation direction dependency.
  • the rotation direction dependency of the torque does not occur under the light load condition where the current is 0.4 pu or less, but the rotation direction dependency of the torque under the heavy load condition where the current is 0.4 pu or more. Occurs.
  • FIG. 9 shows a torque waveform at a light load in the forward rotation and the reverse rotation in the comparative example.
  • the horizontal axis shows the electrical angle, and the vertical axis shows the torque in pu (per @ unit) value.
  • the solid line shows the torque waveform at the time of forward rotation, and the broken line shows the torque waveform at the time of reverse rotation. In FIG. 9, the solid line and the broken line overlap.
  • the torque waveform of the comparative example does not depend on the rotation direction.
  • FIG. 10 shows torque waveforms under heavy load in forward rotation and reverse rotation in the comparative example.
  • the solid line shows the torque waveform at the time of forward rotation
  • the broken line shows the torque waveform at the time of reverse rotation.
  • the torque waveform of the comparative example has a rotation direction dependency.
  • FIG. 11 shows the relationship between the motor and the ratio of the average torque value in the first embodiment.
  • the horizontal axis and the vertical axis are the same as those in FIG.
  • the ratio of the torque average value is 1 regardless of the current, that is, regardless of the load condition. Therefore, the rotation direction dependency of the torque does not occur.
  • FIG. 12 shows a torque waveform at a light load in the forward rotation and the reverse rotation in the first embodiment.
  • the horizontal axis and the vertical axis are the same as in FIG. 9 described above.
  • the torque waveform of the first embodiment does not depend on the rotation direction.
  • FIG. 13 shows a torque waveform at the time of heavy load in forward rotation and reverse rotation in the first embodiment.
  • the torque waveform of the first embodiment does not depend on the rotation direction.
  • the rotation direction does not depend on the torque.
  • the cause of the rotation direction dependence of the torque in the comparative example is the magnetic saturation of the rotor core 40 between the permanent magnets 70a to 70c. If there is no line symmetry in the cross-sectional shape of the rotor, even if the magnetic flux generated by the current of the same magnitude is smaller in the region where the interval between the permanent magnets 70a to 70c is narrower than in the wide region, the rotor core 40 has a smaller size. Magnetic saturation advances and magnetic flux becomes difficult to pass. Therefore, the torque depends on the rotation direction depending on whether the interval between the permanent magnets 70a to 70c on the side where the magnetic flux generated by the current is concentrated is narrow or wide.
  • one semicircular region hereinafter, referred to as a region A
  • the other semicircular region hereinafter, referred to as a region A
  • the magnetic flux distribution during normal rotation and the magnetic flux distribution during reverse rotation appear complementarily. That is, the magnetic flux distribution in the area A during the forward rotation and the magnetic flux distribution in the area B during the reverse rotation have line symmetry with respect to the axis of symmetry L. Therefore, the rotation direction does not depend on the torque.
  • FIGS. 14 and 15 show examples of the magnetic flux distribution as described above.
  • the magnetic flux distribution shown in FIGS. 14 and 15 is based on the study of the present inventor, similarly to FIGS.
  • FIG. 14 shows the magnetic flux distribution of the first embodiment at the time of forward rotation and at the time of reverse rotation.
  • the magnetic flux distribution in the rotor area A during forward rotation (the semicircular area on the left side in the figure with respect to the symmetry axis L) and the rotor area B during reverse rotation (symmetric
  • the magnetic flux distribution on the right side in the drawing (the semicircular region on the right side of the drawing) with respect to the axis L is complementary.
  • the state of the magnetic flux distribution in both regions is the same.
  • FIG. 15 shows the magnetic flux distribution of the comparative example at the time of forward rotation and at the time of reverse rotation.
  • the magnetic flux distribution in the area A of the rotor during normal rotation (the semicircular area on the left side in the drawing with respect to the axis of symmetry L) and the area B of the rotor during reverse rotation (symmetric
  • the magnetic flux distribution is not complementary to the magnetic flux distribution on the right side in the drawing (semicircular region on the axis L). For example, when comparing a region A and a region B surrounded by a solid small circle, the state of the magnetic flux distribution in both regions is different.
  • torque pulsation can be reduced without causing rotation direction dependency of torque.
  • the cogging torque can be reduced, and the no-load induced electromotive force can be converted into a sine wave.
  • the no-load induced electromotive force can be converted into a sine wave.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view of the rotor 30 of the rotary electric machine according to the second embodiment of the present invention, taken on a plane perpendicular to the rotation axis.
  • the rotating electric machine according to the second embodiment is an embedded magnet type permanent magnet synchronous motor that is an inner rotor type.
  • the rotor 30 includes a rotor core 40 made of a magnetic material, and a shaft 90 that is a rotation axis of the rotor 30 and penetrates the rotor core 40. . Further, the rotor 30 has an even number (eight in FIG. 16) of six or more magnetic poles (eight in FIG. 16) arranged in the circumferential direction on the outer peripheral side, and each magnetic pole has at least one magnetic pole (FIG. 16). 16 has one) magnet insertion holes 50a to 50c. Permanent magnets 70a to 70c for accommodating magnetic poles are accommodated in central portions of the magnet insertion holes 50a to 50c in the circumferential direction. The magnet insertion holes 50b and 50c have a larger sectional area than the permanent magnet, and a region where the permanent magnet 70 is not inserted serves as a magnetic barrier 80.
  • the rotor 30 of the second embodiment is a rotor in which the permanent magnets 70a to 70c have different magnet widths in the modification of FIG. That is, there is a relationship w1 ⁇ w3 ⁇ w2 between the magnet insertion hole widths w1, w2, and w3, and the magnet widths of the permanent magnets 70a, 70b, and 70c are L1, L1, 3, and L1, respectively. is there.
  • the permanent magnets 70a, 70b, 70c are constituted by unit permanent magnets having a magnet width of L1. That is, each of the permanent magnets 70a, 70b, and 70c includes one, two, and three unit permanent magnets.
  • three types of partial cross sectional shapes 130 having different shapes are arranged in the circumferential direction.
  • the widths (w1, w2, w3) of the magnet insertion holes, the magnet widths (L1,2, L1, 3, L1) and the magnetic barrier 80 in the circumferential direction are provided.
  • three types of eight partial cross-sectional shapes 130 are arranged line-symmetrically with respect to the symmetry axis L in FIG. 16 and are arranged twice rotationally symmetric with respect to the rotation axis X as the rotation center.
  • the rotor 30 since the rotor 30 includes the permanent magnets 70a to 70c, the torque is improved. Further, since the permanent magnets 70a, 70b, 70c are composed of unit permanent magnets having the same magnet width (L1), it is easy to adjust the magnet torque and to reduce the manufacturing cost of the permanent magnets 70a to 70c. Therefore, the manufacturing cost of the rotating electric machine 1 can be reduced.
  • FIG. 17 shows a schematic configuration of a rotating electric machine drive system that is Embodiment 3 of the present invention.
  • any one of the rotating electric machines according to the above-described first embodiment and its modifications and the rotating electric machine according to the second embodiment is applied.
  • power for driving the rotating electrical machine 1 is supplied from a power supply 210 via a power converter 220 including an inverter, a converter, and the like.
  • the power converter 220 can perform output control according to the load 230 driven by the rotating electric machine 1.
  • torque pulsation is likely to occur. Therefore, when torque pulsation occurs, generally, in torque control, control is performed to supply a current that cancels torque pulsation. Be executed. Since the torque pulsation is generated as a higher-order pulsation component, a high-response power converter 220 is required to follow the control, and the cost of the power converter 220 increases. In addition, since a harmonic current for suppressing torque pulsation is injected, a switching loss in the power conversion device 220 and a harmonic loss generated in the rotating electric machine 1 increase, resulting in a decrease in system efficiency.
  • the rotating electric machine 1 of the first embodiment and its modified example and the second embodiment since the rotating electric machine 1 of the first embodiment and its modified example and the second embodiment is applied, torque pulsation of the rotating electric machine 1 can be suppressed to be small. For this reason, in any of the control methods of the torque control and the speed control, the high-responsive power converter 220 is not required. Further, the switching efficiency in the power conversion device 220 and the harmonic loss generated in the rotating electric machine 1 can be reduced, so that the system efficiency of the rotating electric machine drive system 200 is improved. Also in the case of the position control, the controllability does not decrease due to the torque pulsation, and the position control can be performed with high accuracy for various loads.
  • the rotation direction of the rotating electric machine 1 does not depend on the rotating electric machine 1, it is sufficient to set the control parameters of the rotating electric machine 1 for one direction. Therefore, the memory consumption of the control device in the power conversion device 220 can be reduced, and the configuration of the control device can be simplified, so that the cost of the power conversion device 220 can be reduced. Thereby, the system cost of the rotating electrical machine drive system 200 can be reduced.
  • FIG. 18 shows a schematic configuration of an electric vehicle that is Embodiment 4 of the present invention.
  • any one of the rotating electric machines according to the first embodiment and the modifications thereof and the rotating electric machine according to the second embodiment are applied.
  • the electric vehicle 300 is equipped with an engine 360, rotating electric machines 351 and 352, and a battery 380.
  • the battery 380 supplies DC power to a power converter 370 (inverter device) for driving the rotating electrical machines 351 and 352.
  • Power conversion device 370 converts DC power from battery 380 to AC power, and supplies the AC power to rotating electrical machines 351 and 352, respectively.
  • the rotating electric machines 351 and 352 generate AC power according to the kinetic energy of the vehicle and supply the AC power to the power converter 370.
  • Power conversion device 370 converts AC power from rotating electric machines 351 and 352 into DC power, and supplies the DC power to battery 380.
  • Rotation torque from the engine 360 and the rotating electric machines 351 and 352 is transmitted to the wheels 310 via the transmission 340, the differential gear 330 and the axle 320.
  • various torque transmission configurations for transmitting the rotational torque of the rotating electric machines 351 and 352 (or one of them) to the wheels can be applied.
  • torque pulsation of the rotating electric machines 351 and 352 can be reduced. Therefore, noise and vibration caused by torque pulsation of the rotating electric machines 351 and 352 can be reduced, so that the riding comfort of the electric vehicle 300 can be improved. Further, by reducing the torque pulsation of the rotating electric machines 351 and 352, the mechanical shock applied to the transmission 340 and the differential gear 330 can be reduced. As a result, the reliability and the life of the electric vehicle 300 can be improved. In addition, harmonic current injection for reducing torque pulsation becomes unnecessary, and the system efficiency of the electric vehicle 300 is improved. Therefore, the cruising distance of the electric vehicle 300 can be extended.
  • the torque pulsation can be reduced in the same manner as in the forward operation, and the noise and vibration caused by the torque pulsation can be reduced even in the reverse operation.
  • FIG. 19 shows a schematic configuration of an electric railway vehicle according to a fifth embodiment of the present invention.
  • the electric railway vehicle 400 includes a bogie 440 including a gear 410, wheels 420, an axle 430, and the rotating electric machine 1.
  • the rotating electric machine 1 drives wheels 420 connected to an axle 430 via a gear 410.
  • an example is described in which two rotating electric machines 1 are mounted, but the present invention is not limited to this, and one or three or more rotating electric machines 1 may be mounted.
  • the torque pulsation of the rotary electric machine 1 can be reduced, noise and vibration caused by the torque pulsation of the rotary electric machine 1 can be reduced regardless of the riding rate. Thereby, the riding comfort of the electric railway vehicle 400 is improved. Also, by reducing the torque pulsation of the rotating electric machine 1, the mechanical shock applied to the gear 410 can be reduced, so that the reliability and the life of the electric railway vehicle 400 can be improved. In addition, since harmonic current injection for reducing torque pulsation becomes unnecessary, the system efficiency of the electric railway vehicle 400 is improved.
  • the rotating electric machine 1 does not have a rotation direction dependency of the torque, the torque pulsation can be reduced, and noise and vibration caused by the torque pulsation can be reduced even when the traveling direction of the train is reversed.
  • the present invention is not limited to the embodiments described above, but includes various modifications.
  • the above-described embodiments have been described in detail for easy understanding of the present invention, and are not necessarily limited to those having all of the configurations described above. Further, for a part of the configuration of each embodiment, it is possible to add, delete, or replace another configuration.
  • the rotating electric machines according to the first embodiment, its modifications, and the second embodiment can be applied not only to electric vehicles and electric railway vehicles but also to other electric vehicles.
  • the cross-sectional shape of the rotor having line symmetry can be applied to the outer rotor type permanent magnet synchronous motor and the surface magnet type permanent magnet synchronous motor. Applicable.
  • Rotor core, 50a, 50b, 50c magnet insertion holes, 60a, 60b, 60c: air gaps, 70a, 70b, 70c, 70d: permanent magnets, 80: magnetic barrier, 90: shaft, 130: partial sectional shape, 200: rotary electric machine drive System, 210: power supply, 220: power conversion device, 230: load, 300: electric vehicle, 310: wheels, 320: axle, 330: differential gear, 340: transmission, 351, 352: rotating electric machine, 360: engine, 370: power conversion device, 380: battery, 400: electric railway vehicle, 410: gear, 420: wheels, 430: axle, 440: bogie

Landscapes

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Abstract

本発明は、トルクの回転方向依存性を発生させることなくトルク脈動を低減できる回転電機、並びに、回転電機を備える回転電動機駆動システムおよび電動車両を提供する。回転電機（１）が、固定子（１０）と、固定子に対向する回転子（３０）と、を備え、回転子の極数は６極以上であり、回転子の断面形状は、１極ピッチ分の部分的断面形状（１３０）が極数分配置されて構成され、極数分の部分的断面形状には、３種類以上の互いに異なる形状が含まれ、回転子の断面形状は線対称性を有する。

Description

回転電機、回転電動機駆動システム、並びに電動車両
　本発明は回転電機、回転電動機駆動システム、並びに回転電機を備える電動車両に関する。
　電気自動車や電気鉄道車両などの電動車両に用いられる回転電機である駆動用モータには大出力が求められるため、磁気エネルギーを保持する永久磁石を組み込んだ永久磁石モータが用いられる。特に駆動用モータには、低速大トルクや高速低トルクなど広い運転範囲での高効率化が求められるので、これらの特性を満足できる埋込磁石式モータが一般に利用されている。さらに、電動車両の駆動用モータには、これらの特性の他に、振動や騒音の低減が要求される。低振動化や、低騒音化のためには、埋込磁石式モータのトルク脈動低減が課題となる。
　これに対し、従来、特許文献１に記載の技術が知られている。本技術においては、回転子内部に配置された永久磁石の磁極がＮ極からＳ極へ、もしくはＳ極からＮ極へ切り替わる回転子表面の位置が成す角度がそれぞれ異なる。この構成を有する回転子が回転した場合、それぞれの磁極の切り替わる部分が固定子側に並んだスロット部を通過する順番に、時間的な遅れが生じる。これによりコギングトルクが低減される。
　なお、特許文献１においては、磁極ごとに永久磁石の幅が異なる回転子（図１）や、磁石幅は一定であるが永久磁石を埋め込むスリットの幅が異なる回転子（図３）が開示されている。
特開２００２－１１８９９４号公報
　上記従来技術では、コギングトルクを含むトルク脈動を低減できるが、トルクの回転方向依存性が発生するという問題がある。このため、電動車両に用いられる電動機の駆動制御が複雑になる。
　そこで、本発明は、トルクの回転方向依存性を発生させることなくトルク脈動を低減できる回転電機、並びに、回転電機を備える回転電動機駆動システムおよび電動車両を提供する。
　上記課題を解決するために、本発明による回転電機は、固定子と、固定子に対向する回転子と、を備えるものであって、回転子の極数は６極以上であり、回転子の断面形状は、１極ピッチ分の部分的断面形状が極数分配置されて構成され、極数分の部分的断面形状には、３種類以上の互いに異なる形状が含まれ、回転子の断面形状は線対称性を有する。
　上記課題を解決するために、本発明による回転電機駆動システムは、負荷を駆動する回転電機と、回転電機を駆動する電力変換装置と、を備えるものであって、回転電機は、上記本発明による回転電機である。
　上記課題を解決するために、本発明による電気自動車は、回転電機と、バッテリと、バッテリの直流電力を交流電力に変換して、回転電機に供給する電力変換装置と、を備え、回転電機のトルクが変速機を介して車輪に伝達されるものであって、回転電機は、上記本発明による回転電機である。
　上記課題を解決するために、本発明による電気鉄道車両は、回転電機と、ギアを介して前記回転電機によって駆動される車輪と、を有するものであって、回転電機は、上記本発明による回転電機である。
　本発明によれば、トルクの回転方向依存性を発生させることなくトルク脈動を低減できる。これにより、回転電動機駆動システムや電動車両において発生する電力損失や騒音を低減できる。
　上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
実施例１である回転電機の全体構成を示す。 図１における回転電機の断面図である。 一変形例である回転電機の回転子の断面図である。 図３の回転子の部分断面図を示す。 別の変形例である回転電機の回転子の断面図である。 図５の回転子の部分断面図を示す。 比較例である回転電機の断面図を示す。 比較例におけるモータ電流とトルク平均値の比との関係を示す。 比較例における軽負荷時のトルク波形を示す。 比較例における重負荷時のトルク波形を示す。 実施例１におけるモータ電流とトルク平均値の比との関係を示す。 実施例１における軽負荷時のトルク波形を示す。 実施例１における重負荷時のトルク波形を示す。 正回転時と逆回転時における実施例１の磁束分布を示す。 正回転時と逆回転時における比較例の磁束分布を示す。 実施例２である回転電機の回転子の断面図である。 実施例３である回転電機駆動システムの概略構成を示す。 実施例４である電気自動車の概略構成を示す。 実施例５である電気鉄道車両の概略構成を示す。
　以下、本発明の実施形態について、下記の実施例１～５により、図面を用いながら説明する。各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。なお、各実施例における回転電機は、埋込磁石型の永久磁石同期モータである。また、各実施例における回転電機は、いわゆるインナーロータ型の回転電機である。
　図１は、本発明の実施例１である回転電機の全体構成を示す。本図１は、回転電機の回転軸に平行な平面での断面図である。
　図１に示すように、回転電機１は、固定子１０と、固定子１０の径方向内側に回転可能に支持される回転子３０と、回転子３０に固定されるシャフト９０と、固定子１０および回転子３０を覆うフレーム５から構成されている。回転子３０は、固定子１０にギャップ１００（空隙）を介して対向する。固定子１０は、後述する固定子スロット２２（図２中の「２２」）に巻装される固定子巻線２１を備えている。
　図２は、図１における回転電機１の、回転軸に垂直な平面での断面図である。
　図２において、回転子３０は回転軸心Ｘを中心に回転する。なお、以下の説明において、断りのない限り、「内周側」および「外周側」という記載は、それぞれ回転軸心Ｘに対して距離が近い側および遠い側を意味する。また、「径方向」という記載は、回転軸心Ｘと垂直に交わる直線方向を意味し、「周方向」という記載は、回転軸心Ｘまわりの回転方向を意味する。
　図２に示すように、回転子３０は、磁性体からなる回転子コア４０と、回転子３０の回転軸であり、回転子コア４０を貫通するシャフト９０とから構成される。また、回転子３０は、偶数個（図２では８個）で６極以上（図２では８極）の磁極を有している。各磁極は、少なくとも一つ（図２では一つ）の磁石挿入孔を有している。磁石挿入孔には、磁極を構成するために永久磁石（７０ａ～７０ｃ）が収容されている。なお、本実施例１において、周方向における磁石挿入孔の幅は、永久磁石（７０ａ～７０ｃ）を収容するために、周方向における永久磁石（７０ａ～７０ｃ）の幅（Ｌ１～Ｌ３）よりもわずかに大きいが、実質、両幅は同等である。
　固定子１０は、磁性体からなる固定子コア２０を備える。固定子コア２０は、内周側に位置して回転子３０と対向する固定子ティース２５を有する。隣り合う二つの固定子ティース２５間の空間である固定子スロット２２には、図示されない固定子巻線が通る。なお、本実施例１においては、固定子スロット２２の個数が４８個である。
　図２に示すように、回転子３０は、いわば、外形が略扇形である１極ピッチ（角度τｐ）分の部分的断面形状１３０（図中、破線で囲んだ領域）を有する部分の集合体である。回転子３０の周方向においては、形状が異なる３種類以上の部分的断面形状１３０が配置されることが好ましく、本実施例１では３種類の部分的断面形状１３０が配置される。３種類の部分的断面形状１３０においては、永久磁石の断面形状が異なり、図２においては、周方向における永久磁石の幅が異なる。すなわち、永久磁石の幅が、永久磁石７０ａの幅Ｌ１、永久磁石７０ｂの幅Ｌ２、永久磁石７０ｃの幅Ｌ３の三種類である。なお、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３の間には、Ｌ１＜Ｌ３＜Ｌ２という関係がある。
　ここで、回転子３０の断面では、この断面の形状（永久磁石や空隙（後述）などの断面形状を含むパターン形状）が回転軸心Ｘを通り回転軸に直交する直線を対称軸とする線対称性を有するように、３種類かつ極数分（８個）の部分的断面形状１３０が配置される。本実施例１では、磁石幅Ｌ１の部分的断面形状１３０が２個、磁石幅Ｌ２の部分的断面形状１３０が４個、磁石幅Ｌ３の部分的断面形状１３０が２個、回転子３０内において互いに向かい合う磁石幅Ｌ３の２個の磁石断面の幅方向中央を通る対象軸Ｌに対して、線対称に配置される。これにより、回転子３０の断面形状は線対称性を有する。
　なお、対称軸Ｌに直交する直線、すなわち、回転子３０内において互いに向かい合う磁石幅Ｌ１の２個の磁石断面の幅方向中央を通る直線も対象軸となる。すなわち、本実施例では、対称軸Ｌ上に２個の磁石幅Ｌ３の磁石断面が配置され、対称軸Ｌに直交する直線上に２個の磁石幅Ｌ１の磁石断面が配置され、両磁石断面間（４か所）に４個の磁石幅Ｌ２の磁石断面が一個ずつ配置される。従って、隣接する２個の部分的断面形状１３０において、磁石幅は互いに異なっている。
　また、３種類（磁石幅Ｌ１～Ｌ３）、８個の部分的断面形状１３０内の磁石幅の周方向の配置順は、対称軸Ｌ上に位置する二個のＬ３の一方を起点かつ終点として、図２中の時計回りに、Ｌ３，Ｌ２，Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ２，Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３の順である。なお、磁石幅Ｌ１，Ｌ３の磁石断面だけでなく、互いに対向する２個の磁石幅Ｌ２の磁石断面も、これら磁石幅Ｌ２の２個の磁石断面の幅方向中央を通る直線上に位置する。従って、回転子３０の断面の形状は、回転軸心Ｘを回転中心とする２回対称の回転対称性（１８０°および３６０°の回転に対して形状が重なる）を有する。
　上述のように、回転子３０の断面形状が、線対称性を有するように、外形が略扇形である１極ピッチ（τｐ）分の部分的断面形状１３０から構成され、３種類以上の異なる形状の部分的断面形状１３０が極数分配置されることにより、後述するように、磁束分布の回転方向依存性が抑制される。これにより、トルクの回転方向依存性を発生させることなくトルク脈動を低減できる。本実施例では、さらに、極数分の部分的断面形状１３０が回転対称性を有するように配置される。これにより、確実に磁束分布の回転方向依存性が抑制される。
　なお、図２におけるＬ１，Ｌ２，Ｌ３の関係は、本実施例におけるＬ１＜Ｌ３＜Ｌ２に限らず、例えばＬ１＜Ｌ２＜Ｌ３でもよい。
　永久磁石７０ａ～７０ｃの磁石材料は、フェライト系、ネオジム系、サマリウムコバルト系などのいずれでもよい。また、本実施例１の永久磁石７０ａ～７０ｃは、図２の断面において矩形形状であるが、これに限らず円弧形状でもよい。さらに、磁石挿入孔５０に、ボンド磁石（プラスチック磁石やゴム磁石）を射出充填してもよい。また、１極当たりの永久磁石は、径方向や周方向に複数に分割されてもよい。
　回転子コア４０を構成する磁性体として、好ましくは、回転子コア４０に発生する渦電流損失を低減するために、電気的絶縁体でラミネーションされる磁性鋼板の積層体が適用される。なお、材料費や加工費を低減するためにソリッド（バルク）磁性体を使用してもよい。また、回転子コア４０は、圧粉磁心などの粉末磁性体を圧縮成型して構成してもよいし、アモルファス金属やナノ結晶材で構成してもよい。回転子コア４０は、シャフト９０に対して接着、溶接、圧入、焼き嵌めなどの手段によって固定される。回転子コア４０をソリッド（バルク）の磁性体で構成する場合は、回転子コア４０とシャフト９０を一体成型してもよい。また、図２では磁石挿入孔５０の断面形状を長方形としているが、これに限らず、略Ｖ字形状や略円弧形状などでもよい。
　また、固定子コア２０の材料として、好ましくは、固定子コア２０に発生する渦電流損失を低減するために、電気的絶縁体でラミネーションされる磁性鋼板の積層体が適用される。なお、材料費や加工費を低減するためにソリッド（バルク）の磁性体を使用してもよい。また、固定子コア２０は、圧粉磁心などの粉末磁性体を圧縮成型して構成してもよいし、アモルファス金属やナノ結晶材で構成してもよい。固定子コア２０とフレーム５は、接着、溶接、圧入、焼き嵌めなどの手段を用いて固定される。
　図３～６を用いて、実施例１の変形例について説明する。なお、主に、実施例１と異なる点について説明する。
　図３は、実施例１の一変形例である回転電機の回転子の、回転軸に垂直な平面での断面図である。本変形例は、回転子コア４０に永久磁石が埋め込まれない、いわゆるリラクタンス（reluctance）モータである。回転子コアの以外の構成は、前述の実施例１と同様である。
　図３の変形例における回転子３０は、磁性体からなる回転子コア４０と、回転子３０の回転軸であり、回転子コア４０を貫通するシャフト９０とから構成される。また、回転子３０は、外周側において周方向に配置される偶数個（図３では８個）の空隙（６０ａ～６０ｃ）を有する。こられの空隙が磁気障壁となることにより、回転子３０は、６極以上（図３では８極）の磁極部（突極）を有する。すなわち、回転子３０は、回転子コア４０内における空隙６０ａ～６０ｃによって、突極性を有する。
　空隙６０ａ～６０ｃ内は、真空でもよいし、空気などの気体、樹脂や非磁性体などが充填されてもよい。すなわち、空隙内の比透磁率が回転子コア４０の比透磁率よりも小さければよい。
　本変形例の回転子３０は、いわば、実施例１（図２）において永久磁石７０ａ～７０ｃを除去した回転子である。すなわち、周方向における空隙６０ａ～６０ｃの幅ｗ１，ｗ２，ｗ３は、それぞれ実施例１（図２）における磁石幅Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に対応する。従って、本変形例においては、空隙幅ｗ１，ｗ２，ｗ３の間に、ｗ１＜ｗ３＜ｗ２の関係がある。
　従って、本変形例の回転子３０の断面では、実施例１と同様に、形状が異なる３種類の部分的断面形状１３０が周方向に配置される。なお、本変形例における３種類の部分的断面形状１３０においては、周方向における空隙の断面形状すなわち空隙幅（ｗ１，ｗ２，ｗ３）が異なる。また、実施例１と同様に、３種類で８個の部分的断面形状１３０が、図３中の対称軸Ｌに対して線対称に配置されるともに、回転軸心Ｘを回転中心として２回回転対称に配置される。これにより、実施例１と同様に、トルクの回転方向依存性を生ずることなくトルク脈動が低減できる。
　図４は、図３の回転子３０の、回転軸に垂直な平面での部分断面図を示す。
　回転子３０の磁気抵抗の大きさは、空隙６０ａ～６０ｃにより、回転子位置によって異なる。そこで、空隙間すなわち磁極部（突極）を通る磁気抵抗が最小の方向をｄ軸と定義し、ｄ軸に対して電気角で直交する方向、すなわち空隙の幅方向中央部を通る方向をｑ軸と定義する。すなわち、各部分的断面形状１３０において、ｄ軸とｑ軸を定義することができる。回転子の断面が極端にいびつな形状ではない限り、ｄ軸どうしは電気角で１８０°ずれた関係にあり、同様にｑ軸どうしも電気角で１８０°ずれた関係にあり、本変形例も同様である。本変形例では、任意に選んだある１つの部分的断面形状１３０のｄ軸とｑ軸を、回転子３０のｄ軸およびｑ軸と定義することができる。
　上述のように、図３に示す回転子３０の断面では、形状が異なる３種類以上の部分的断面形状１３０が、図３中の対称軸Ｌに対して線対称に配置される。この場合、対称軸Ｌは、ｄ軸またはｑ軸であることが好ましい。なお、本変形例では、図３，４から判るように、対称軸Ｌはｑ軸である。
　図５は、実施例１の別の変形例である回転電機の回転子の回転軸に垂直な平面での断面図である。本変形例の回転電機は、インナーロータ型である埋込磁石型の永久磁石同期モータである。
　図５の変形例における回転子３０は、磁性体からなる回転子コア４０と、回転子３０の回転軸であり、回転子コア４０を貫通するシャフト９０とから構成される。また、回転子３０は、外周側において周方向に配置される偶数個（図５では８個）で６極以上（図５では８極）の磁極を有し、各磁極は少なくとも一つ（図５では一つ）の磁石挿入孔５０ａ～５０ｃを有している。周方向における磁石挿入孔５０ａ～５０ｃの中央部には、磁極を構成するために永久磁石７０ａ～７０ｃが収容されている。磁石挿入孔５０ｂおよび５０ｃは、永久磁石よりも断面積が大きく、永久磁石７０ａ～７０ｃの挿入されていない領域は磁気障壁８０となる。この領域内は、図３の空隙６０ａ～６０ｃと同様に、真空でもよいし、空気などの気体、樹脂や非磁性体などが充填されてもよい。すなわち、磁気障壁８０の比透磁率は、回転子コア４０比透磁率よりも小さければよい。
　本変形例の回転子３０は、いわば、前述の図３の変形例において、空隙６０ａ～６０ｃを磁石挿入孔５０ａ～５０ｃとして、永久磁石７０ａ～７０ｃを挿入した回転子である。すなわち、周方向における磁石挿入孔５０ａ～５０ｃの幅ｗ１，ｗ２，ｗ３は、それぞれ図３の変形例における空隙幅ｗ１，ｗ２，ｗ３に対応する。従って、図５の変形例においては、磁石挿入孔幅ｗ１，ｗ２，ｗ３の間に、ｗ１＜ｗ３＜ｗ２の関係がある。
　さらに、本変形例においては、磁石挿入孔５０ａ，５０ｂ，５０ｃに、それぞれ永久磁石７０ａ，７０ｂ，７０ｃが収容される。ここで、永久磁石７０ａ，７０ｂ，７０ｃは、同じ磁石幅Ｌ１を有する。すなわち、部分的断面形状１３０における永久磁石の断面形状が１種類のみである。磁石挿入孔幅ｗ１は実質、磁石幅Ｌ１に等しい。また、磁石挿入孔幅ｗ２は磁石幅Ｌ１よりも大きく、磁石挿入孔幅ｗ３も磁石幅Ｌ１よりも大きい。このような大小関係に加えて、前述のようにｗ１＜ｗ３＜ｗ２であるから、永久磁石７０ａ，７０ｂ，７０ｃに接する磁気障壁８０の周方向の幅は互に異なっている（但し、永久磁石７０ａについては、磁気障壁８０の周方向の幅は実質「零」）。
　このように、図５の変形例の回転子３０の断面では、実施例１と同様に、形状が異なる３種類の部分的断面形状１３０が周方向に配置される。なお、本変形例における３種類の部分的断面形状１３０においては、周方向における磁石挿入孔の幅（ｗ１，ｗ２，ｗ３）および磁気障壁８０の幅が異なる。また、３種類で８個の部分的断面形状１３０が、図５中の対称軸Ｌに対して線対称に配置されるともに、回転軸心Ｘを回転中心として２回回転対称に配置される。これにより、実施例１と同様に、トルクの回転方向依存性を生ずることなくトルク脈動が低減できる。
　なお、本変形例では、空隙である磁石挿入孔による突極性によって発生するリラクタンストルクに加え、永久磁石７０ａ～７０ｃによる磁石トルクが発生するので、モータトルクが向上する。
　本変形例においては、回転子３０の極数をｎと定義すると（図５ではｎ＝８）、永久磁石７０ａ～７０ｃの断面形状の配置が、回転子３０の回転軸心Ｘに対してｎ回対称性を有していてもよい。本配置では、回転子コア４０の磁気抵抗分布を無視する場合の永久磁石の起磁力分布は各部分的断面形状１３０で同一であるが、異なった部分的断面形状１３０どうしでは回転子コア４０の磁気抵抗分布が異なるため、トルク脈動を低減することができる。さらに、各部分的断面形状１３０で永久磁石７０ａ～７０ｃの挿入位置が同じであるため、永久磁石７０ａ～７０ｃを挿入する際に、磁極ごとに磁石の位置や磁石量が一定となるため、回転電機の組立において、磁石挿入の自動化が容易になる。
　図６は、図５の回転子３０の、回転軸に垂直な平面での部分断面図を示す。
　図５の回転子３０は、永久磁石７０ａ～７０ｃを有するので、回転子３０における起磁力分布が回転子位置によって異なる。そこで、永久磁石における最大起磁力方向をｄ軸と定義し、ｄ軸に対して電気角で直交する方向すなわち隣接する磁気障壁８０間を通る方向をｑ軸と定義する。すなわち、各部分的断面形状１３０において、ｄ軸とｑ軸を定義することができる。回転子の断面が極端にいびつな形状ではない限り、ｄ軸どうしは電気角で１８０°ずれた関係にあり、同様にｑ軸どうしも電気角で１８０°ずれた関係にあり、本変形例も同様である。本変形例では、任意に選んだある１つの部分的断面形状１３０のｄ軸とｑ軸を、回転子３０のｄ軸およびｑ軸と定義することができる。
　上述のように、図５に示す回転子３０の断面では、形状が異なる３種類以上の部分的断面形状１３０が、図５中の対称軸Ｌに対して線対称性に配置される。この場合、対称軸Ｌは、ｄ軸またはｑ軸であることが好ましい。なお、本変形例では、図５，６から判るように、対称軸Ｌはｄ軸である。
　次に実施例１の効果について説明する。なお、以下に説明する効果は、上述の各変形例、並びに後述の実施例２についても同様である。
　各磁極のある瞬間でのトルクは、回転子コア４０の磁気抵抗分布と固定子ティース２５との位置関係に依存する。また、このトルクは、回転子３０が永久磁石７０ａ～７０ｃを有する場合、永久磁石７０ａ～７０ｃの起磁力分布と固定子ティース２５との位置関係にも依存する。特に、スロットコンビネーションに起因する次数の成分、例えば、実施例１（図２）のような８極４８スロットでは１２次成分が、主要なトルク脈動成分であり、かつその位相は回転子コア４０の磁気抵抗分布もしくは永久磁石７０ａ～７０ｃの起磁力分布と、固定子ティース２５との位置関係に依存する。例えば、各磁極で、回転子コア４０の磁気抵抗が最小の方向、もしくは永久磁石７０ａ～７０ｃの起磁力が最大の方向と、固定子ティース２５とが対面する時の位置関係が同一である場合、各磁極でのトルク脈動の位相はほぼ一致する。
　したがって、形状が異なる部分的断面形状１３０において、各磁極で、回転子コア４０の磁気抵抗が最小の方向と固定子ティース２５とが対面する場合の両者の位置関係を異ならせたり、永久磁石７０ａ～７０ｃの起磁力が最大の方向と固定子ティース２５とが対面する場合の位置関係を異ならせたりすることで、各磁極のスロットコンビネーション起因のトルク脈動の位相をずらすことができる。これにより、トルク脈動を低減することができる。さらに、回転子の断面において、１極ピッチあたりの部分的断面形状１３０（図２）を３種類以上とすることで、トルク脈動を確実に低減させることができる。
　以下、図８～１５を用いて、実施例１の効果について説明するが、その前に、まず、比較例とする回転電機について説明する。
　図７は、比較例である回転電機の、回転軸に垂直な平面での断面図を示す。
　図７に示すように、本比較例では、回転子３０の断面は、形状が異なる３種類以上（図７では４種類（永久磁石７０ａ～７０ｄの磁石幅がそれぞれＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４：Ｌ１＜Ｌ４＜Ｌ３＜Ｌ２））の部分的断面形状１３０は有しているが、これら４種類８個の部分的断面形状１３０の配置は、線対称性を有していない。
　以下に説明する図８～１５は、本発明者の検討に基づく。本検討においては、比較例（図７）と実施例１（図２）のトルクの回転方向依存性を電磁界解析で分析している。比較例と実施例においては、固定子１０の内外径、回転子３０の内外径、固定子巻線２１の形状や配置は同一とし、磁石挿入孔５０および永久磁石７０ａ～７０ｄの寸法と配置を異ならせた。前述の通り、部分的断面形状１３０の配置すなわち永久磁石の断面形状の配置について、比較例は線対称性を有しておらず、実施例は線対称性を有している。また、比較例と実施例においては、回転電機の各部を構成する各材料の物性値は同一としている。なお、電磁界解析においては、小電流で低トルクの軽負荷条件から、大電流で高トルクの重負荷条件までのトルクを正回転の場合と逆回転の場合とで計算している。
　図８は、比較例におけるモータ電流とトルク平均値の比との関係を示す。
　図８において、横軸は固定子巻線２１に流した電流の大きさをｐｕ（per unit）値で示す。電流値は、最大電流を１として正規化されている。また、縦軸は、各電流条件で、正回転の場合と逆回転の場合のトルク平均値の比を示す。このため、トルク平均値の比が１の場合、正回転と逆回転の各トルク平均値は同一であり、トルクに回転方向依存性が発生していないことを意味する。また、トルク平均値の比が１ではない場合、トルクに回転方向依存性が発生することを意味する。
　図８に示すように、比較例では、電流が０．４ｐｕ以下の軽負荷条件ではトルクの回転方向依存性は発生しないが、電流が０．４ｐｕ以上の重負荷条件ではトルクの回転方向依存性が発生する。
　図９は、比較例における正回転と逆回転での軽負荷時のトルク波形を示す。横軸は電気角を示し、縦軸はトルクをｐｕ（per unit）値で示す。実線が正回転時のトルク波形を示し、破線が逆回転時のトルク波形を示す。なお、図９では実線と破線が重なっている。
　図９に示すように、軽負荷条件の場合、比較例のトルク波形に回転方向依存性は発生しない。
　図１０は、比較例における正回転と逆回転での重負荷時のトルク波形を示す。実線が正回転時のトルク波形を示し、破線が逆回転時のトルク波形を示す。
　図１０に示すように、重負荷条件の場合、比較例のトルク波形に回転方向依存性が発生する。
　図１１は、実施例１におけるモータとトルク平均値の比との関係を示す。横軸および縦軸については、前述の図８と同様である。
　図１１に示すように、実施例１では、電流によらず、すなわち負荷条件によらず、トルク平均値の比は１である。従って、トルクの回転方向依存性は発生しない。
　図１２は、実施例１における正回転と逆回転での軽負荷時のトルク波形を示す。横軸および縦軸については、前述の図９と同様である。
　図１２に示すように、軽負荷条件の場合、実施例１のトルク波形に回転方向依存性は発生しない。
　図１３は、実施例１における正回転と逆回転での重負荷時のトルク波形を示す。
　図１３に示すように、重負荷条件の場合、実施例１のトルク波形に回転方向依存性は発生しない。
　図１１～１３に示すように、実施例１では、トルクに回転方向依存性は発生しない。
　なお、本発明者の検討によれば、比較例においてトルクの回転方向依存性が発現する原因は、永久磁石７０ａ～７０ｃ間の回転子コア４０の磁気飽和である。回転子の断面の形状に線対称性がないと、同じ大きさの電流の作る磁束であっても、永久磁石７０ａ～７０ｃどうしの間隔が狭い領域では、広い領域に比べて回転子コア４０の磁気飽和が進み磁束が通りにくくなる。したがって、電流によって発生する磁束が集中する側の永久磁石７０ａ～７０ｃどうしの間隔が狭いか広いかの違いで、トルクは回転方向依存性を有する。
　これに対し、本発明者の検討によれば、実施例１では、対称軸Ｌを境界とする回転子の断面における一方の半円領域（以下、領域Ａと称する）と他方の半円領域（以下、領域Ｂと称する）で、正回転時の磁束分布と逆回転時の磁束分布が相補的に現れる。すなわち、正回転時の領域Ａでの磁束分布と、逆回転時の領域Ｂでの磁束分布は、対称軸Ｌに対する線対称性を有する。このため、トルクの回転方向依存性が発生しない。
　上述のような磁束分布の一例を図１４および図１５に示す。なお、図１４および図１５に示す磁束分布は、図８～１３と同様に本発明者の検討に基づく。
　図１４は、正回転時と逆回転時における実施例１の磁束分布を示す。
　図１４が示すように、正回転時の回転子の領域Ａ（対称軸Ｌを境とする、図中で左側の半円領域）の磁束分布と、逆回転時の回転子の領域Ｂ（対称軸Ｌを境とする、図中で右側の半円領域）の磁束分布とが相補的である。例えば、領域Ａと領域Ｂについて、実線の小円で囲む領域を比較すると、両領域における磁束分布の状態は同様である。
　図１５は、正回転時と逆回転時における比較例の磁束分布を示す。
　図１５が示すように、正回転時の回転子の領域Ａ（対称軸Ｌを境とする、図中で左側の半円領域）の磁束分布と、逆回転時の回転子の領域Ｂ（対称軸Ｌを境とする、図中で右側の半円領域）の磁束分布とは相補的ではない。例えば、領域Ａと領域Ｂについて、実線の小円で囲む領域を比較すると、両領域における磁束分布の状態は異なる。
　上述のように、実施例１によれば、トルクの回転方向依存性を発生させることなくトルク脈動を低減できる。
　また、実施例１によれば、コギングトルクを低減できたり、無負荷誘導起電力を正弦波化できたりする。無負荷誘導起電力の正弦波化により、スロットコンビネーションなどの回転電機の構造に起因する高調波損失を低減することができるので、回転電機の効率を向上できる。
　図１６は、本発明の実施例２である回転電機の回転子３０の、回転軸に垂直な平面での断面図である。本実施例２の回転電機は、インナーロータ型である埋め込み磁石型の永久磁石同期モータである。以下、主に実施例１やその変形例と異なる点について説明する。
　図１６に示すように、本実施例２の回転子３０は、磁性体からなる回転子コア４０と、回転子３０の回転軸であり、回転子コア４０を貫通するシャフト９０とから構成される。また、回転子３０は、外周側において周方向に配置される偶数個（図１６では８個）で６極以上（図１６では８極）の磁極を有し、各磁極は少なくとも一つ（図１６では一つ）の磁石挿入孔５０ａ～５０ｃを有している。周方向における磁石挿入孔５０ａ～５０ｃの中央部には、磁極を構成するために永久磁石７０ａ～７０ｃが収容されている。磁石挿入孔５０ｂおよび５０ｃは、永久磁石よりも断面積が大きく、永久磁石７０の挿入されていない領域は磁気障壁８０となる。
　本実施例２の回転子３０は、いわば、図５の変形例において、永久磁石７０ａ～７０ｃの磁石幅を異ならしめた回転子である。すなわち、磁石挿入孔幅ｗ１，ｗ２，ｗ３の間に、ｗ１＜ｗ３＜ｗ２の関係があるとともに、永久磁石７０ａ，７０ｂ，７０ｃの磁石幅が、それぞれ、Ｌ１，２・Ｌ１，３・Ｌ１である。ここで、永久磁石７０ａ，７０ｂ，７０ｃは、磁石幅がＬ１である単位永久磁石から構成される。すなわち、永久磁石７０ａ，７０ｂ，７０ｃは、それぞれ、１個、２個、３個の単位永久磁石から構成される。
　このように、本実施例２の回転子３０の断面では、実施例１と同様に、形状が異なる３種類の部分的断面形状１３０が周方向に配置される。なお、本変形例における３種類の部分的断面形状１３０においては、周方向における磁石挿入孔の幅（ｗ１，ｗ２，ｗ３）、磁石幅（Ｌ１，２・Ｌ１，３・Ｌ１）および磁気障壁８０の幅が異なる。また、３種類で８個の部分的断面形状１３０が、図１６中の対称軸Ｌに対して線対称に配置されるともに、回転軸心Ｘを回転中心として２回回転対称に配置される。これにより、実施例１と同様に、トルクの回転方向依存性を生ずることなくトルク脈動が低減できる。
　なお、本実施例２では、回転子３０が永久磁石７０ａ～７０ｃを備えることにより、トルクが向上する。また、永久磁石７０ａ，７０ｂ，７０ｃが、同じ磁石幅（Ｌ１）を有する単位永久磁石から構成されるので、磁石トルクの調整が容易になるとともに、永久磁石７０ａ～７０ｃの製造コストを低減することができるので回転電機１の製造コストを低減できる。
　図１７は、本発明の実施例３である回転電機駆動システムの概略構成を示す。
　本実施例３において、図１７における回転電機１として、前述の実施例１およびその変形例の回転電機、並びに実施例２の回転電機のいずれかが適用される。
　図１７の回転電機駆動システム２００において、回転電機１を駆動するための電力は、電源２１０からインバータやコンバータ等から構成される電力変換装置２２０を介して供給される。この場合、電力変換装置２２０によって、回転電機１で駆動される負荷２３０に応じた出力制御が可能である。
　従来技術による回転電機や前述の比較例（図７）では、トルク脈動が発生しやすいため、トルク脈動が発生する場合、一般的に、トルク制御では、トルク脈動を打ち消すような電流を流す制御が実行される。トルク脈動は高次の脈動成分として発生するため、これに制御を追従させるためには、高応答な電力変換装置２２０が必要になり、電力変換装置２２０のコストが増大する。また、トルク脈動を抑えるための高調波電流を注入することになるため、電力変換装置２２０内のスイッチング損失や、回転電機１内に発生する高調波損失が増大し、システム効率の低下を招く。速度制御でも、回転子の慣性モーメントが小さい場合、トルク脈動は速度変動につながるため、トルク制御時と同様に、高応答な電力変換装置２２０が必要になるとともに、システム効率が低下する。
　これに対し、本実施例３では、実施例１およびその変形例、並びに実施例２の回転電機１が適用されるので、回転電機１のトルク脈動は小さく抑えることができる。このため、トルク制御および速度制御のいずれの制御方式においても、高応答な電力変換装置２２０は不要となる。また、電力変換装置２２０内のスイッチング損失や、回転電機１内に発生する高調波損失を低減することができるため、回転電機駆動システム２００のシステム効率が向上する。また位置制御の場合も、トルク脈動による制御性の低下が起こらず、様々な負荷に対して高精度な位置制御が可能になる。
　さらに、従来技術による回転電機や前述の比較例（図７）では、負荷条件によってトルクの回転方向依存性が発生するため、回転電機１の回転方向それぞれに対して制御パラメータを設定する必要がある。
　これに対し、本実施例３では、回転電機１にトルクの回転方向依存性が発生しないため、回転電機１の制御パラメータは一方向分設定すれば十分である。このため、電力変換装置２２０における制御装置のメモリ消費を削減できたり、制御装置の構成を簡略化できたりするので、電力変換装置２２０を低コスト化することができる。これにより、回転電機駆動システム２００のシステムコストを低減することができる。
　図１８は、本発明の実施例４である電気自動車の概略構成を示す。
　本実施例４において、図１８における回転電機３５１，３５２として、実施例１およびその変形例の回転電機、並びに実施例２の回転電機のいずれかが適用される。
　図１８に示すように、電気自動車３００には、エンジン３６０と回転電機３５１，３５２と、バッテリ３８０とが搭載されている。
　バッテリ３８０は、回転電機３５１，３５２を駆動する場合、回転電機３５１，３５２を駆動するための電力変換装置３７０（インバータ装置）に直流電力を供給する。電力変換装置３７０は、バッテリ３８０からの直流電力を交流電力に変換して、この交流電力を回転電機３５１，３５２にそれぞれ供給する。
　また、回生走行時には、回転電機３５１，３５２が車両の運動エネルギーに応じて交流電力を発生して電力変換装置３７０に供給する。電力変換装置３７０は、回転電機３５１，３５２からの交流電力を直流電力に変換し、この直流電力をバッテリ３８０に供給する。
　エンジン３６０および回転電機３５１，３５２による回転トルクは、変速機３４０、デファレンシャルギア３３０および車軸３２０を介して車輪３１０に伝達される。このような本実施例３の構成にかぎらず、回転電機３５１，３５２（もしくはいずれか一方）の回転トルクを車輪に伝達する種々のトルク伝達構成を適用できる。
　本実施例５においては、回転電機３５１，３５２のトルク脈動低減が可能である。このため、回転電機３５１，３５２のトルク脈動に起因する騒音や振動を低減することができるので、電気自動車３００の乗り心地を向上させることができる。また、回転電機３５１，３５２のトルク脈動が低減することで、変速機３４０やデファレンシャルギア３３０に与える機械的な衝撃を緩和することができる。これにより、電気自動車３００の信頼性向上や長寿命化が可能になる。また、トルク脈動低減のための高調波電流注入が不要となり、電気自動車３００のシステム効率が向上するので、電気自動車３００の航続距離を延ばすことが可能になる。
　また、回転電機３５１，３５２におけるトルクの回転方向依存性がないため、バック運転時においても、前進時と同様のトルク脈動低減、およびトルク脈動に起因する騒音や振動の低減が可能になる。
　図１９は、本発明の実施例５である電気鉄道車両の概略構成を示す。
　本実施例５において、図１８における回転電機１として、前述の実施例１およびその変形例の回転電機、並びに実施例２の回転電機のいずれかが適用される。
　図１８に示すように、電気鉄道車両４００は、ギア４１０、車輪４２０、車軸４３０および回転電機１を備えた台車４４０を備えている。回転電機１は、ギア４１０を介して車軸４３０に接続された車輪４２０を駆動する。なお本実施例では、回転電機１は２基搭載して例で説明しているが、これに限らず、１基または３基以上搭載しても良い。
　実施例６では、回転電機１のトルク脈動低減が可能であるため、乗車率によらず、回転電機１のトルク脈動に起因する騒音や振動を低減することができる。これにより、電気鉄道車両４００の乗り心地が向上する。また、回転電機１のトルク脈動を低減することで、ギア４１０に与える機械的な衝撃を緩和することができるため、電気鉄道車両４００の信頼性向上や長寿命化が可能になる。また、トルク脈動低減のための高調波電流注入が不要となるので、電気鉄道車両４００のシステム効率が向上する。
　また、回転電機１においてトルクの回転方向依存性がないため、列車の進行方向が逆方向になった場合においても、トルク脈動低減、およびトルク脈動に起因する騒音や振動の低減が可能になる。
　なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
　例えば、実施例１およびその変形例や実施例２の回転電機は、電気自動車や電気鉄道車両に限らず、他の電動車両にも適用できる。
　また、実施例１およびその変形例や実施例２のように、線対称性を有する回転子の断面の形状は、アウターロータ型の永久磁石同期モータや、表面磁石型の永久磁石同期モータにも適用できる。
１…回転電機、５…フレーム、１０…固定子、２０…固定子コア、２１…固定子巻線、２２…固定子スロット、２５…固定子ティース、３０…回転子、４０…回転子コア、５０ａ，５０ｂ，５０ｃ…磁石挿入孔、６０ａ，６０ｂ，６０ｃ…空隙、７０ａ，７０ｂ，７０ｃ，７０ｄ…永久磁石、８０…磁気障壁、９０…シャフト、１３０…部分的断面形状、２００…回転電機駆動システム、２１０…電源、２２０…電力変換装置、２３０…負荷、３００…電気自動車、３１０…車輪、３２０…車軸、３３０…デファレンシャルギア、３４０…変速機、３５１，３５２…回転電機、３６０…エンジン、３７０…電力変換装置、３８０…バッテリ、４００…電気鉄道車両、４１０…ギア、４２０…車輪、４３０…車軸、４４０…台車

Claims (16)

  1. 　固定子と、
    　前記固定子に対向する回転子と、
    を備える回転電機において、
    　前記回転子の極数は６極以上であり、
    　前記回転子の断面形状は、１極ピッチ分の部分的断面形状が極数分配置されて構成され、
    　極数分の前記部分的断面形状には、３種類以上の互いに異なる形状が含まれ、
    　前記回転子の前記断面形状は線対称性を有すること特徴とする回転電機。
  2. 　請求項１に記載の回転電機において、
    　前記３種類以上の互いに異なる形状において、前記回転子のコアが備える永久磁石の断面形状が異なることを特徴とする回転電機。
  3. 　請求項２に記載の回転電機において、
    　前記永久磁石の前記断面形状における前記永久磁石の周方向の幅が異なることを特徴とする回転電機。
  4. 　請求項１に記載の回転電機において、
    　前記３種類以上の互いに異なる形状において、前記回転子のコアが備える空隙の断面形状が異なることを特徴とする回転電機。
  5. 　請求項４に記載の回転電機において、
    　前記空隙の前記断面形状における前記空隙の周方向の幅が異なることを特徴とする回転電機。
  6. 　請求項４に記載の回転電機において、
    　前記回転子は、前記空隙によって突極性を有することを特徴とする回転電機。
  7. 　請求項６に記載の回転電機おいて、
    　前記空隙の間を通る磁気抵抗が最小の方向をｄ軸とし、前記ｄ軸に対して電気角で直交する方向をｑ軸とすると、前記回転子の前記断面形状の対称軸は、前記ｄ軸または前記ｑ軸であることを特徴とする回転電機。
  8. 　請求項４に記載の回転電機おいて、
    　前記回転子は、前記空隙に位置する永久磁石を有することを特徴とする回転電機。
  9. 　請求項８に記載の回転電機おいて、
    　前記永久磁石における最大起磁力方向をｄ軸とし、前記ｄ軸に対して電気角で直交する方向をｑ軸とすると、前記回転子の前記断面形状の対称軸は、前記ｄ軸または前記ｑ軸であることを特徴とする回転電機。
  10. 　請求項８に記載の回転電機において、
    　前記３種類以上の互いに異なる形状において、前記永久磁石の前記断面形状は１種類であることを特徴とする回転電機。
  11. 　請求項１０に記載の回転電機において、
    　前記回転子の極数をｎとすると、前記永久磁石の前記断面形状の配置が前記回転子の回転軸心に対してｎ回対称性を有することを特徴とする回転電機。
  12. 　請求項８に記載の回転電機において、
    　前記３種類以上の互いに異なる形状において、前記永久磁石の前記断面形状は複数種類であることを特徴とする回転電機。
  13. 　請求項１２に記載の回転電機において、
    　前記永久磁石は、単数もしくは複数の単位永久磁石から構成されることを特徴とする回転電機。
  14. 　負荷を駆動する回転電機と、前記回転電機を駆動する電力変換装置と、を備える回転電機駆動システムにおいて、
    　前記回転電機は、請求項１に記載される回転電機であることを特徴とする回転電機駆動システム。
  15. 　回転電機と、バッテリと、前記バッテリの直流電力を交流電力に変換して、前記回転電機に供給する電力変換装置と、を備え、前記回転電機のトルクが変速機を介して車輪に伝達される電気自動車において、
    　前記回転電機は、請求項１に記載される回転電機であることを特徴とする電気自動車。
  16. 　回転電機と、
    　ギアを介して前記回転電機によって駆動される車輪と、
    を有する電気鉄道車両において、
    　前記回転電機は、請求項１に記載される回転電機であることを特徴とする電気鉄道車両。
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