WO2019234786A1 - 電力変換装置 - Google Patents
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- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Definitions
- Patent Document 1 discloses a phase current detection device that detects a current required for controlling the rotation speed and torque of a motor that is a load.
- [Problem] The phase current is detected quickly and with high accuracy by eliminating the influence of the resonance current caused by switching of the inverter.
- An AC power supply 1 is input.
- the power provided with the current detection means that suppresses the increase of the voltage on the DC link line in the power converter and reduces the applied voltage to the semiconductor element, and suppresses the resonance current to improve the current detection accuracy.
- a conversion device can be provided.
- FIG. 7 is a diagram schematically showing voltage waveform examples of voltages applied to the IGBTs 130 to 135 of the power conversion means 13 when there is no current detection means 12 according to the first embodiment of the present invention. 2 to 6 will be described later.
- the vertical axis represents voltage [V]
- the horizontal axis is the time (transition time) [.mu.s]
- spike voltage V SP is the element at both ends of the semiconductor switching elements (IGBT130 ⁇ 135) breakdown voltage V BD It is an example of the waveform when exceeding.
- the spike-like voltage shown as an example in FIG. 7 may cause problems such as failure of the semiconductor switching elements (IGBTs 130 to 135) and generation of noise that causes malfunction of other devices.
- the current detection unit 12A reduces the spike voltage applied to the semiconductor switching elements (IGBTs 130 to 135) and increases the detection accuracy of the current flowing through the DC link line of the current detector 125 (current detection unit 12A). There is a function to improve.
- the second capacitors 122 are provided at both ends of the input side of the power conversion means 13, and the semiconductor switching elements (IGBTs 130 to 130) of the power conversion means 13 are provided. 135) to suppress a rapid current change in the DC link line. With this configuration, it is possible to suppress the back electromotive force of the parasitic inductances 170, 171, and 172, which are the cause of the spike voltage, and to reduce the spike voltage applied to the semiconductor switching elements (IGBTs 130 to 135).
- FIG. 3 is a diagram regarding the current detection accuracy of the current detection unit 12A according to the first embodiment of the present invention.
- the vertical axis represents a difference current [A] between the current Is flowing through the current detector 125 and the current (motor current) Ic flowing through the motor 22, and the horizontal axis represents time (time transition) [ ⁇ s].
- a characteristic line 1301 shows an example of a waveform of a difference between the current Is flowing through the current detector 125 and the current (motor current) Ic flowing through the motor 22 when the instantaneous value of the motor current Ic is 34 [A].
- any of the semiconductor switching elements (130 to 135) starts switching.
- FIG. 6 is a diagram illustrating a circuit configuration example of the current detection unit 12C in the power conversion device according to the third embodiment of the present invention.
- the current detection unit 12 in FIG. 1 has the circuit configuration of the current detection unit 12C in FIG. That is, since the configuration is the same as that of the first embodiment except for the current detection unit 12C, a duplicate description is omitted.
- the current detector 125 is provided on the positive power supply line 11P side.
- the anode of the diode 123 is connected to the positive power supply line 11P.
- the series connection body in which the resistor 124 and the second capacitor 122 are connected in series one end of the resistor 124 is connected to the positive power supply line 11P, and one end of the second capacitor 122 is connected to the negative power supply line 11N.
- the first capacitor 121 of the current detection unit 12C is connected between the positive power supply line 11P and the negative power supply line 11N, similarly to the current detection unit 12B.
- the DC voltage (DC power) input to the power conversion device 4 is input to the power conversion means 15 via the smoothing capacitor 11 and the current detection means 12.
- the power conversion means 15 in FIG. 4 is a DC-DC converter circuit, and is configured as a plurality of forward converters arranged in parallel.
- the DC voltage (DC power) is converted into a DC voltage of two different voltages and output, and the DC voltage (DC power) is supplied to the loads 23 and 24, respectively.
- the power conversion means 15 in FIG. 8 may not be a two-line DC-DC converter circuit but a single-line or three-line or more DC-DC converter circuit.
- a configuration using power conversion means for outputting a series of DC voltage (DC power) and a series of AC voltage (AC power) is also possible.
- the current detection means 12 is provided, and there is an effect of reducing the application of spike voltage to the semiconductor switching element.
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Abstract
直流電源の直流電圧を交流電圧、または異なる直流電圧に変換する電力変換手段（１３）と、前記電力変換手段（１３）を制御する制御手段（１４）と、前記直流電源と前記電力変換手段（１３）とを結ぶＤＣリンクライン上に設けられる電流検出手段（１２）と、を備え、前記電流検出手段（１２）は、前記ＤＣリンクライン上に設けられる電流検出器と、前記電力変換手段の入力端に接続される第１コンデンサと、第２コンデンサと抵抗とが直列接続された直列接続体と、前記第２コンデンサと前記抵抗との接続点と前記ＤＣリンクラインとの間に接続されるダイオードと、を具備し、前記直列接続体は、前記第１コンデンサの両端に接続され、前記ダイオードは、前記第２コンデンサと共に、正負二つの前記ＤＣリンクライン間にバイパス経路を形成する。
Description
本発明は、電力変換装置に関する。
電力変換装置では、電力を供給する対象となる負荷の制御のために、電流の検出が必要となる場合がある。例えば、負荷であるモータの回転数やトルクの制御に必要な電流を検出する相電流検出装置が特許文献１に記載されている。
特許文献１の［要約］には、「［課題］インバータのスイッチングに起因する共振電流の影響を排除して、迅速かつ高精度に相電流を検出する。［解決手段］交流電源１を入力とする整流回路２の出力端子間に第１コンデンサ（平滑用コンデンサ）２ａを接続し、第１コンデンサ２ａと並列に３相インバータ３を接続し、３相インバータ３の出力をモータ４に供給している。そして、３相インバータ３の入力側に並列に第２コンデンサ３ａを接続し、第１コンデンサ２ａと第２コンデンサ３ａとの間に電流検出器５を接続し、電流検出器５よりも電源側に、抵抗６ａと第３コンデンサ６ｂとの直列接続回路（スナバ回路）６を第１コンデンサ２ａと並列に接続している。」と記載され、相電流検出装置の技術が開示されている。
特許文献１の［要約］には、「［課題］インバータのスイッチングに起因する共振電流の影響を排除して、迅速かつ高精度に相電流を検出する。［解決手段］交流電源１を入力とする整流回路２の出力端子間に第１コンデンサ（平滑用コンデンサ）２ａを接続し、第１コンデンサ２ａと並列に３相インバータ３を接続し、３相インバータ３の出力をモータ４に供給している。そして、３相インバータ３の入力側に並列に第２コンデンサ３ａを接続し、第１コンデンサ２ａと第２コンデンサ３ａとの間に電流検出器５を接続し、電流検出器５よりも電源側に、抵抗６ａと第３コンデンサ６ｂとの直列接続回路（スナバ回路）６を第１コンデンサ２ａと並列に接続している。」と記載され、相電流検出装置の技術が開示されている。
しかしながら、スイッチの遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収するための回路（例えばスナバ回路）の小型化のため、カーボン被膜抵抗や酸化金属皮膜抵抗などと比較して小型で電力容量の高い巻線抵抗が用いられる場合がある。しかし巻線抵抗は巻線状の抵抗体で構成されるため、一般的に他の抵抗素子よりも高い寄生インダクタンスを有する。
そのため、特許文献１に開示された技術において、巻線抵抗を用いると、抵抗の寄生インダクタンスの影響で直流電源線であるＤＣリンクラインの電圧の上昇や共振電流の抑制が妨げられるなどの問題の発生する場合がある。
そのため、特許文献１に開示された技術において、巻線抵抗を用いると、抵抗の寄生インダクタンスの影響で直流電源線であるＤＣリンクラインの電圧の上昇や共振電流の抑制が妨げられるなどの問題の発生する場合がある。
そこで、本発明は、電力変換装置におけるＤＣリンクライン上の電圧の上昇を抑えて半導体素子への印加電圧を低減するとともに、共振電流を抑えて電流の検出精度を向上する電流検出手段を備える電力変換装置を提供することを課題（目的）とする。
前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
すなわち、本発明の電力変換装置は、直流電源の直流電圧を交流電圧、または異なる直流電圧に変換する電力変換手段と、前記電力変換手段を制御する制御手段と、前記直流電源と前記電力変換手段とを結ぶＤＣリンクライン上に設けられる電流検出手段と、を備え、前記電流検出手段は、前記ＤＣリンクライン上に設けられる電流検出器と、前記電力変換手段の入力端に接続される第１コンデンサと、第２コンデンサと抵抗とが直列接続された直列接続体と、前記第２コンデンサと前記抵抗との接続点と前記ＤＣリンクラインとの間に接続されるダイオードと、を具備し、前記直列接続体は、前記第１コンデンサの両端に接続され、前記ダイオードは、前記第２コンデンサと共に、正負二つの前記ＤＣリンクライン間にバイパス経路を形成する、ことを特徴とする。
すなわち、本発明の電力変換装置は、直流電源の直流電圧を交流電圧、または異なる直流電圧に変換する電力変換手段と、前記電力変換手段を制御する制御手段と、前記直流電源と前記電力変換手段とを結ぶＤＣリンクライン上に設けられる電流検出手段と、を備え、前記電流検出手段は、前記ＤＣリンクライン上に設けられる電流検出器と、前記電力変換手段の入力端に接続される第１コンデンサと、第２コンデンサと抵抗とが直列接続された直列接続体と、前記第２コンデンサと前記抵抗との接続点と前記ＤＣリンクラインとの間に接続されるダイオードと、を具備し、前記直列接続体は、前記第１コンデンサの両端に接続され、前記ダイオードは、前記第２コンデンサと共に、正負二つの前記ＤＣリンクライン間にバイパス経路を形成する、ことを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
本発明によれば、電力変換装置におけるＤＣリンクライン上の電圧の上昇を抑えて半導体素子への印加電圧を低減するとともに、共振電流を抑えて電流の検出精度を向上する電流検出手段を備える電力変換装置を提供することができる。
以下に、本願の発明を実施するための形態（以下、「実施形態」と称す）を、図面を参照して説明する。
≪第１実施形態：電力変換装置≫
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置について、図１～図３を参照して説明する。なお、第１実施形態の電力変換装置は、図１における電流検出手段１２の具体的な構成として、図２に示す電流検出手段１２Ａの回路構成を適用したものである。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１の回路構成例と、直流電源２１および負荷（モータ）２２との接続構成例を示す図である。
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置について、図１～図３を参照して説明する。なお、第１実施形態の電力変換装置は、図１における電流検出手段１２の具体的な構成として、図２に示す電流検出手段１２Ａの回路構成を適用したものである。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１の回路構成例と、直流電源２１および負荷（モータ）２２との接続構成例を示す図である。
図１において、電力変換装置１は、平滑コンデンサ１１、電流検出手段１２、電力変換手段１３、制御手段１４を備えて構成されている。
電力変換装置１は、直流電源２１から正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎを介して、直流電圧（直流電力）を入力している。なお、正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎには、それぞれ寄生インダクタンス１７０と寄生インダクタンス１７１が寄生して含まれている。また、正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１ＮをＤＣリンクラインとも適宜、呼称する。
電力変換装置１は、直流電源２１から正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎを介して、直流電圧（直流電力）を入力している。なお、正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎには、それぞれ寄生インダクタンス１７０と寄生インダクタンス１７１が寄生して含まれている。また、正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１ＮをＤＣリンクラインとも適宜、呼称する。
電力変換装置１に入力した直流電圧（直流電力）は、平滑コンデンサ１１と、電流検出手段１２とを介して電力変換手段１３に入力している。図１における電力変換手段１３は、３相インバータ回路を構成しており、直流電圧（直流電力）を３相交流電圧（３相交流電力）に変換して出力して、モータ２２にＵ相、Ｖ相、Ｗ相で構成される３相交流電圧（３相交流電力）を供給している。
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１の特徴である電流検出手段１２の詳細については、後記する。
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１の特徴である電流検出手段１２の詳細については、後記する。
電力変換手段１３は、半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar T ransistor）１３０～１３５を備えている。後記するように、ＩＧＢＴ１３０～１３５は制御手段１４に制御される。
ＩＧＢＴ１３０とＩＧＢＴ１３１は、レグを構成し、直流電圧をＵ相交流電圧に変換する。ＩＧＢＴ１３２とＩＧＢＴ１３３は、レグを構成し、直流電圧をＶ相交流電圧に変換する。ＩＧＢＴ１３４とＩＧＢＴ１３５は、レグを構成し、直流電圧をＷ相交流電圧に変換する。以上で構成された電力変換手段１３は、３相交流電圧（３相交流電力）を出力して、負荷（モータ）２２を駆動する。すなわち、電力変換手段１３は、３相インバータ回路（インバータ回路）を構成している。
なお、ＩＧＢＴ１３０～１３５には、それぞれ逆並列ダイオードが付加されている、もしくは寄生している。
ＩＧＢＴ１３０とＩＧＢＴ１３１は、レグを構成し、直流電圧をＵ相交流電圧に変換する。ＩＧＢＴ１３２とＩＧＢＴ１３３は、レグを構成し、直流電圧をＶ相交流電圧に変換する。ＩＧＢＴ１３４とＩＧＢＴ１３５は、レグを構成し、直流電圧をＷ相交流電圧に変換する。以上で構成された電力変換手段１３は、３相交流電圧（３相交流電力）を出力して、負荷（モータ）２２を駆動する。すなわち、電力変換手段１３は、３相インバータ回路（インバータ回路）を構成している。
なお、ＩＧＢＴ１３０～１３５には、それぞれ逆並列ダイオードが付加されている、もしくは寄生している。
制御手段１４は、３相インバータ回路（電力変換手段１３）を構成するＩＧＢＴ１３０～１３５を統合的に制御する。なお、制御手段１４は、正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎとから直流電源２１の直流電圧と、電流検出手段１２から出力された検出電流値を入力している。
制御手段１４は、これら直流電圧と検出電流値の情報を基に、所望の回転数とトルクを得られるようにＩＧＢＴ１３０～１３５を駆動してモータ２２を制御する。
制御手段１４は、これら直流電圧と検出電流値の情報を基に、所望の回転数とトルクを得られるようにＩＧＢＴ１３０～１３５を駆動してモータ２２を制御する。
以上の構成によって、電力変換装置１は、直流電源２１から直流電圧（直流電力）を入力して、３相インバータ回路である電力変換手段１３と制御手段１４によって、３相交流電圧（３相交流電力）を負荷であるモータ２２に供給するモータ駆動システムを構成している。
なお、モータ駆動システムである電力変換装置１は、モータ２２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を直接検出する代わりに、電流検出手段１２で正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎの電流値を検出し、それを基にモータ２２の各相の電流を算出する。この算出方法により、電流の検出に用いるセンサ等の数量を減らしてコストを低減できる。
なお、モータ駆動システムである電力変換装置１は、モータ２２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を直接検出する代わりに、電流検出手段１２で正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎの電流値を検出し、それを基にモータ２２の各相の電流を算出する。この算出方法により、電流の検出に用いるセンサ等の数量を減らしてコストを低減できる。
なお、直流電源２１の出力から電力変換手段１３の入力に至る正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎとを、ＤＣリンクラインと呼称するが、このＤＣリンクラインは、例えば、プリント基板の銅箔パターンや電線で構成された配線であって、前記したように、寄生インダクタンス１７０，１７１が寄生して含まれている。
また、寄生インダクタンス１７０，１７１は、ＤＣリンクラインに広く分布するものであって、１箇所に集中して存在するものではない。図１においては、寄生インダクタンス１７０，１７１として図示しているが、この表記は便宜上のものである。
また、寄生インダクタンス１７０，１７１は、ＤＣリンクラインに広く分布するものであって、１箇所に集中して存在するものではない。図１においては、寄生インダクタンス１７０，１７１として図示しているが、この表記は便宜上のものである。
＜半導体スイッチング素子に印加されるスパイク電圧＞
ここで電力変換手段１３の半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１３０～１３５に印加される電圧について説明する。
半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１３０～１３５のスイッチングによって、ＤＣリンクライン（正極側電源線１１Ｐ，負極側電源線１１Ｎ）の電流が急激に変化するとき、寄生インダクタンス１７０，１７１に逆起電力が発生する。この逆起電力が要因となり、これらの半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１３０～１３５の両端に素子の耐圧を超えるスパイク状の電圧が印加される場合がある。
ここで電力変換手段１３の半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１３０～１３５に印加される電圧について説明する。
半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１３０～１３５のスイッチングによって、ＤＣリンクライン（正極側電源線１１Ｐ，負極側電源線１１Ｎ）の電流が急激に変化するとき、寄生インダクタンス１７０，１７１に逆起電力が発生する。この逆起電力が要因となり、これらの半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１３０～１３５の両端に素子の耐圧を超えるスパイク状の電圧が印加される場合がある。
図７は、本発明の第１実施形態に係る電流検出手段１２がない場合に、電力変換手段１３のＩＧＢＴ１３０～１３５に印加される電圧の電圧波形例を模式的に示す図である。なお、図２～図６については、後記する。
図７において、縦軸は電圧［Ｖ］、横軸は時間（時間の推移）［μｓ］であり、スパイク状の電圧ＶＳＰが半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ１３０～１３５）の両端に素子の耐圧ＶＢＤを超える場合の波形の一例である。
図７に一例として示したスパイク状の電圧が原因で、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ１３０～１３５）の故障や、他の機器の誤動作を誘発するノイズの発生等の問題が起こるおそれがある。
図７において、縦軸は電圧［Ｖ］、横軸は時間（時間の推移）［μｓ］であり、スパイク状の電圧ＶＳＰが半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ１３０～１３５）の両端に素子の耐圧ＶＢＤを超える場合の波形の一例である。
図７に一例として示したスパイク状の電圧が原因で、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ１３０～１３５）の故障や、他の機器の誤動作を誘発するノイズの発生等の問題が起こるおそれがある。
＜電流検出手段１２，１２Ａ＞
以上、述べたように、電力変換手段１３において、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ１３０～１３５）の故障や、他の機器の誤動作を誘発するスパイク状の電圧が発生する可能性がある。
このような状況下において発生するスパイク状の電圧（図７）を低減するとともに、電流の検出精度を向上させるために、図１（１２）および図２（１２Ａ）に示す電流検出手段１２，１２Ａを用いる。
以上、述べたように、電力変換手段１３において、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ１３０～１３５）の故障や、他の機器の誤動作を誘発するスパイク状の電圧が発生する可能性がある。
このような状況下において発生するスパイク状の電圧（図７）を低減するとともに、電流の検出精度を向上させるために、図１（１２）および図２（１２Ａ）に示す電流検出手段１２，１２Ａを用いる。
図２は、本発明の第１実施形態に係る電流検出手段１２Ａの回路構成例を示す図である。また、電流検出手段１２Ａと平滑コンデンサ１１との接続、および、電力変換手段１３におけるＩＧＢＴ１３０，１３１との接続を示す図である。
図２において、電流検出手段１２Ａは、第１コンデンサ１２１、第２コンデンサ１２２、ダイオード１２３、抵抗（抵抗素子）１２４、電流検出器１２５を備えて構成される。
電流検出器１２５は、検出した電流値を電流検出手段１２Ａとして、制御手段１４（図１）に情報として送る。また、電流検出器１２５は、例えば、ホール素子で構成された電流センサや、電流検出抵抗、電流トランスなどで構成される。また、電流検出器１２５の内部には、寄生インダクタンス１７２が寄生している。寄生インダクタンス１７２は、寄生インダクタンス１７０，１７１と同様にＤＣリンクライン（１１Ｎ）に存在するため、前述のスパイク電圧の要因になる。
図２において、電流検出手段１２Ａは、第１コンデンサ１２１、第２コンデンサ１２２、ダイオード１２３、抵抗（抵抗素子）１２４、電流検出器１２５を備えて構成される。
電流検出器１２５は、検出した電流値を電流検出手段１２Ａとして、制御手段１４（図１）に情報として送る。また、電流検出器１２５は、例えば、ホール素子で構成された電流センサや、電流検出抵抗、電流トランスなどで構成される。また、電流検出器１２５の内部には、寄生インダクタンス１７２が寄生している。寄生インダクタンス１７２は、寄生インダクタンス１７０，１７１と同様にＤＣリンクライン（１１Ｎ）に存在するため、前述のスパイク電圧の要因になる。
図２において、第１コンデンサ１２１は、電力変換手段１３の入力側、すなわち正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎの間に接続される。
第２コンデンサ１２２と抵抗１２４とは、直列接続され、直列接続体を構成する。この第２コンデンサ１２２と抵抗１２４とによる直列接続体は、第１コンデンサ１２１の両端、すなわち正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎの間に接続される。また、抵抗１２４の両端にダイオード１２３が並列に接続される。また、ダイオード１２３のカソードが負極側電源線１１Ｎに接続される。
この接続において、第２コンデンサ１２２とダイオード１２３は、ＤＣリンクラインである正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎとの間にバイパス経路を形成する。
また、電流検出器１２５は、平滑コンデンサ１１とダイオード１２３のカソードとの間に設けられる。
第２コンデンサ１２２と抵抗１２４とは、直列接続され、直列接続体を構成する。この第２コンデンサ１２２と抵抗１２４とによる直列接続体は、第１コンデンサ１２１の両端、すなわち正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎの間に接続される。また、抵抗１２４の両端にダイオード１２３が並列に接続される。また、ダイオード１２３のカソードが負極側電源線１１Ｎに接続される。
この接続において、第２コンデンサ１２２とダイオード１２３は、ＤＣリンクラインである正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎとの間にバイパス経路を形成する。
また、電流検出器１２５は、平滑コンデンサ１１とダイオード１２３のカソードとの間に設けられる。
＜電流検出手段１２Ａの作用と効果＞
図２に示した電流検出手段１２Ａの作用と効果について説明する。
電流検出手段１２Ａは、前記した半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ１３０～１３５）に印加されるスパイク状の電圧を低減するとともに、電流検出器１２５（電流検出手段１２Ａ）のＤＣリンクラインに流れる電流の検出精度を向上させる機能がある。
前記したスパイク状の電圧を低減するために本（第１）実施形態では、電力変換手段１３の入力側の両端に第２コンデンサ１２２を具備して、電力変換手段１３の半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ１３０～１３５）を起因とするＤＣリンクラインの急激な電流変化を抑える。
この構成により、スパイク状の電圧の原因である寄生インダクタンス１７０、１７１、１７２の逆起電力を抑制し、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ１３０～１３５）に印加されるスパイク電圧を低減する効果が得られる。
図２に示した電流検出手段１２Ａの作用と効果について説明する。
電流検出手段１２Ａは、前記した半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ１３０～１３５）に印加されるスパイク状の電圧を低減するとともに、電流検出器１２５（電流検出手段１２Ａ）のＤＣリンクラインに流れる電流の検出精度を向上させる機能がある。
前記したスパイク状の電圧を低減するために本（第１）実施形態では、電力変換手段１３の入力側の両端に第２コンデンサ１２２を具備して、電力変換手段１３の半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ１３０～１３５）を起因とするＤＣリンクラインの急激な電流変化を抑える。
この構成により、スパイク状の電圧の原因である寄生インダクタンス１７０、１７１、１７２の逆起電力を抑制し、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ１３０～１３５）に印加されるスパイク電圧を低減する効果が得られる。
ただし、第１コンデンサ１２１を具備したことにより、寄生インダクタンス１７０，１７１，１７２と平滑コンデンサ１１との間に共振現象が発生することがある。
この共振現象の影響で電流検出器１２５の電流が振動し、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ１３０～１３５）を介してＤＣリンクラインに流れるモータ２２の電流との間に差異を生じさせる。
この電流の振動が長時間継続すると、モータ２２に流れる電流の電流検出精度が悪化して制御不能になるおそれがある。
この共振現象の影響で電流検出器１２５の電流が振動し、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ１３０～１３５）を介してＤＣリンクラインに流れるモータ２２の電流との間に差異を生じさせる。
この電流の振動が長時間継続すると、モータ２２に流れる電流の電流検出精度が悪化して制御不能になるおそれがある。
この問題を解決するために本（第１）実施形態では、第１コンデンサ１２１の両端に第２コンデンサ１２２と抵抗５０との直列接続体を具備し、前述の共振による振動を減衰させて、電流の検出精度を向上させる効果を得る。
また第２コンデンサ１２２と抵抗５０の直列接続体は、ＤＣリンクラインの急激な電流変化の抑制にも寄与するため、同じ役割の第１コンデンサ１２１と並列に配置するのが望ましい。
なお、第２コンデンサ１２２と抵抗５０の直列接続体による振動減衰の効果は、第１コンデンサ１２１と第２コンデンサ１２２との静電容量値の比率を高めることで向上する。この効果を考慮し、実用上は第２コンデンサ１２２の静電容量値を第１コンデンサ１２１の静電容量値の５倍以上にすることが望ましい。
また第２コンデンサ１２２と抵抗５０の直列接続体は、ＤＣリンクラインの急激な電流変化の抑制にも寄与するため、同じ役割の第１コンデンサ１２１と並列に配置するのが望ましい。
なお、第２コンデンサ１２２と抵抗５０の直列接続体による振動減衰の効果は、第１コンデンサ１２１と第２コンデンサ１２２との静電容量値の比率を高めることで向上する。この効果を考慮し、実用上は第２コンデンサ１２２の静電容量値を第１コンデンサ１２１の静電容量値の５倍以上にすることが望ましい。
ただし、抵抗１２４に巻線抵抗を適用した場合、他種の抵抗と比較して高い寄生インダクタンスの影響で、前述の共振現象を減衰させる作用が妨げられる可能性がある。そして、この作用が妨げられることにより、第１コンデンサ１２１の両端電圧、すなわちＤＣリンクラインの電圧が上昇して、電力変換手段１３の半導体スイッチング素子に、この上昇した電圧が印加される可能性がある。
これらの問題を解決するために本（第１）実施形態では、抵抗１２４と並列にダイオード１２３を備えて、ＤＣリンクラインの正極側と負極側とを結ぶバイパス経路（第２コンデンサ１２２とダイオード１２３の直列回路）を形成させる。この構成によって、第１コンデンサ１２１の電圧を第２コンデンサ１２２の電圧でクランプさせ、ＤＣリンクラインの電圧上昇を抑制する効果が得られる。
そして、この作用により、一般に寄生インダクタンスの高い巻線抵抗を適用した場合においても、半導体スイッチング素子への印加電圧を低減する効果を得ることができる。
そして、この作用により、一般に寄生インダクタンスの高い巻線抵抗を適用した場合においても、半導体スイッチング素子への印加電圧を低減する効果を得ることができる。
＜電流検出手段１２Ａの電流検出精度＞
第１実施形態の電流検出手段１２Ａの電流検出精度について説明する。
図３は、本発明の第１実施形態に係る電流検出手段１２Ａの電流検出精度に関する図である。
図３において、縦軸は電流検出器１２５に流れる電流Ｉｓとモータ２２に流れる電流（モータ電流）Ｉｃとの差分の電流［Ａ］であり、横軸は時間（時間の推移）［μｓ］である。特性線１３０１は、モータ電流Ｉｃの瞬時値が３４［Ａ］のときの電流検出器１２５に流れる電流Ｉｓとモータ２２に流れる電流（モータ電流）Ｉｃとの差分の波形の一例を示している。また時間ｔＳ０において、半導体スイッチング素子（１３０～１３５）のいずれかがスイッチング開始している。
第１実施形態の電流検出手段１２Ａの電流検出精度について説明する。
図３は、本発明の第１実施形態に係る電流検出手段１２Ａの電流検出精度に関する図である。
図３において、縦軸は電流検出器１２５に流れる電流Ｉｓとモータ２２に流れる電流（モータ電流）Ｉｃとの差分の電流［Ａ］であり、横軸は時間（時間の推移）［μｓ］である。特性線１３０１は、モータ電流Ｉｃの瞬時値が３４［Ａ］のときの電流検出器１２５に流れる電流Ｉｓとモータ２２に流れる電流（モータ電流）Ｉｃとの差分の波形の一例を示している。また時間ｔＳ０において、半導体スイッチング素子（１３０～１３５）のいずれかがスイッチング開始している。
図３に示すように、電流の差分（Ｉｓ－Ｉｃ）を表す特性線１３０１は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作直後は約３０［Ａ］の電流の差分（Ｉｓ－Ｉｃ）が生じている。しかし、その後は前述の振動減衰の作用が効果的に機能し、波形の振動は継続せずに速やかに０に収束している。
図３において、電流検出手段１２Ａの検出誤差の許容範囲をモータ電流Ｉｃの最大値（３４［Ａ］）の１／１０と定義した場合、電流の差分が許容値±３．４Ａに収束するまでの時間は１．２μｓであった。
つまり、本（第１）実施形態における制御手段１４は、スイッチング動作から１．２μｓ後以降の電流（Ｉｓ－Ｉｃ）を取り込むことで、モータの安定的な制御に必要な電流値を取得することが可能になる。
図３において、電流検出手段１２Ａの検出誤差の許容範囲をモータ電流Ｉｃの最大値（３４［Ａ］）の１／１０と定義した場合、電流の差分が許容値±３．４Ａに収束するまでの時間は１．２μｓであった。
つまり、本（第１）実施形態における制御手段１４は、スイッチング動作から１．２μｓ後以降の電流（Ｉｓ－Ｉｃ）を取り込むことで、モータの安定的な制御に必要な電流値を取得することが可能になる。
この１．２μｓ後以降の電流（Ｉｓ－Ｉｃ）を取り込むという方法は、一般的な数ｋＨｚから数十ｋＨｚのスイッチング周波数で駆動されるシステムにおいて、モータへの出力パルス幅を制限することなく、十分に安定して制御できる値である。以上から、本（第１）実施形態によって電流の検出精度が向上することを確認できる。
＜第１実施形態の効果＞
以上に説明したとおり、本（第１）実施形態に係る電流検出手段１２Ａを備えることによって、ＤＣリンクライン上の寄生インダクタンスの逆起電力を所定の範囲に抑制できる。
その結果、半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減することができる。それとともに、寄生インダクタンスと回路内のコンデンサ間の共振による振動を抑制して、電流検出精度を向上する効果を得ることができる。
以上に説明したとおり、本（第１）実施形態に係る電流検出手段１２Ａを備えることによって、ＤＣリンクライン上の寄生インダクタンスの逆起電力を所定の範囲に抑制できる。
その結果、半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減することができる。それとともに、寄生インダクタンスと回路内のコンデンサ間の共振による振動を抑制して、電流検出精度を向上する効果を得ることができる。
≪第２実施形態：電力変換装置≫
本発明の第２実施形態に係る電力変換装置について、図１、図４、図５を参照して説明する。なお、第２実施形態の電力変換装置は、図１における電流検出手段１２の具体的な構成として、図４に示す電流検出手段１２Ｂの回路構成を適用したものである。
図４は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置における電流検出手段１２Ｂの回路構成例を示す図である。
本発明の第２実施形態に係る電力変換装置１（図１）においては、前記したように、図１における電流検出手段１２を図４における電流検出手段１２Ｂの回路構成としたものである。すなわち、電流検出手段１２Ｂ以外は第１実施形態と同様の構成であるので、重複する説明は省略する。
以下に、図４と図５とを参照して、電流検出手段１２Ｂの回路構成と、電流検出精度について詳しく説明する。
本発明の第２実施形態に係る電力変換装置について、図１、図４、図５を参照して説明する。なお、第２実施形態の電力変換装置は、図１における電流検出手段１２の具体的な構成として、図４に示す電流検出手段１２Ｂの回路構成を適用したものである。
図４は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置における電流検出手段１２Ｂの回路構成例を示す図である。
本発明の第２実施形態に係る電力変換装置１（図１）においては、前記したように、図１における電流検出手段１２を図４における電流検出手段１２Ｂの回路構成としたものである。すなわち、電流検出手段１２Ｂ以外は第１実施形態と同様の構成であるので、重複する説明は省略する。
以下に、図４と図５とを参照して、電流検出手段１２Ｂの回路構成と、電流検出精度について詳しく説明する。
図４において、電流検出手段１２Ｂは、第１コンデンサ１２１、第２コンデンサ１２２、ダイオード１２３、抵抗１２４、電流検出器１２５を備えて構成される。以上のように、図４に示す電流検出手段１２Ｂの構成要素は、図２に示した電流検出手段１２Ａの構成要素と同一である。
ただし、第２実施形態の電流検出手段１２Ｂが、第１実施形態の電流検出手段１２Ａとは、一部の接続関係が異なっている。異なるのは、図４の電流検出手段１２Ｂにおいて、ＤＣリンクラインの正極側と負極側とを結ぶバイパス経路を構成するダイオード１２３の一端が電流検出器１２５の直流電源側接点に接続されたことである。
ただし、第２実施形態の電流検出手段１２Ｂが、第１実施形態の電流検出手段１２Ａとは、一部の接続関係が異なっている。異なるのは、図４の電流検出手段１２Ｂにおいて、ＤＣリンクラインの正極側と負極側とを結ぶバイパス経路を構成するダイオード１２３の一端が電流検出器１２５の直流電源側接点に接続されたことである。
この接続によって、ダイオード１２３、抵抗１２４、電流検出器１２５で構成されたループが形成される。
このループには、電流検出器１２５の寄生インダクタンス１７２に蓄積された磁束エネルギーの消費を速める作用がある。
第２実施形態（電流検出手段１２Ｂ）におけるこの新たなループにより、第１実施形態（電流検出手段１２Ａ）で述べたＤＣリンクライン上の共振による振動に対する減衰を速めて、モータ電流の検出精度を向上させる効果を得ることができる。
なお、ＤＣリンクラインの電圧上昇を抑制して半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減する作用と効果に関しては、第２実施形態（電流検出手段１２Ｂ）は、第１実施形態（電流検出手段１２Ａ）と同様の効果がある。
このループには、電流検出器１２５の寄生インダクタンス１７２に蓄積された磁束エネルギーの消費を速める作用がある。
第２実施形態（電流検出手段１２Ｂ）におけるこの新たなループにより、第１実施形態（電流検出手段１２Ａ）で述べたＤＣリンクライン上の共振による振動に対する減衰を速めて、モータ電流の検出精度を向上させる効果を得ることができる。
なお、ＤＣリンクラインの電圧上昇を抑制して半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減する作用と効果に関しては、第２実施形態（電流検出手段１２Ｂ）は、第１実施形態（電流検出手段１２Ａ）と同様の効果がある。
＜電流検出手段１２Ｂの電流検出精度＞
第２実施形態の電流検出手段１２Ｂの電流検出精度について説明する。
図５は、本発明の第２実施形態に係る電流検出手段１２Ｂの電流検出精度に関する図である。
図５において、縦軸は電流検出器１２５に流れる電流Ｉｓとモータ２２に流れる電流（モータ電流）Ｉｃとの差分の電流［Ａ］であり、横軸は時間（時間の推移）［μｓ］である。特性線１３０２は、モータ電流Ｉｃの瞬時値が３４［Ａ］のときの電流検出器１２５に流れる電流Ｉｓとモータ２２に流れる電流（モータ電流）Ｉｃとの差分の波形の一例を示している。また時間ｔＳ０において、半導体スイッチング素子（１３０～１３５）のいずれかがスイッチングを開始した時間である。
第２実施形態の電流検出手段１２Ｂの電流検出精度について説明する。
図５は、本発明の第２実施形態に係る電流検出手段１２Ｂの電流検出精度に関する図である。
図５において、縦軸は電流検出器１２５に流れる電流Ｉｓとモータ２２に流れる電流（モータ電流）Ｉｃとの差分の電流［Ａ］であり、横軸は時間（時間の推移）［μｓ］である。特性線１３０２は、モータ電流Ｉｃの瞬時値が３４［Ａ］のときの電流検出器１２５に流れる電流Ｉｓとモータ２２に流れる電流（モータ電流）Ｉｃとの差分の波形の一例を示している。また時間ｔＳ０において、半導体スイッチング素子（１３０～１３５）のいずれかがスイッチングを開始した時間である。
図５において、図３の場合と同様に、電流検出手段１２Ｂの検出誤差の許容範囲をモータ電流Ｉｃの最大値（３４［Ａ］）の１／１０と定義した場合、電流の差分が許容値±３．４Ａに収束するまでの時間は０．８μｓであった。
第２実施形態（電流検出手段１２Ｂ）の図５と、第１実施形態（電流検出手段１２Ａ）の図３において、電流の差分（Ｉｓ－Ｉｃ）を比較すると、第１実施形態（特性線１３０１）では、収束するまでの時間は１．２μｓであったのに対して、第２実施形態（特性線１３０２）では、前記のように、０．８μｓであるので、０．４μｓ短縮されている。この収束が速い分、第２実施形態（電流検出手段１２Ｂ）は、第１実施形態（電流検出手段１２Ａ）よりも、さらに電流検出精度を向上する効果を得ることができた。
第２実施形態（電流検出手段１２Ｂ）の図５と、第１実施形態（電流検出手段１２Ａ）の図３において、電流の差分（Ｉｓ－Ｉｃ）を比較すると、第１実施形態（特性線１３０１）では、収束するまでの時間は１．２μｓであったのに対して、第２実施形態（特性線１３０２）では、前記のように、０．８μｓであるので、０．４μｓ短縮されている。この収束が速い分、第２実施形態（電流検出手段１２Ｂ）は、第１実施形態（電流検出手段１２Ａ）よりも、さらに電流検出精度を向上する効果を得ることができた。
＜第２実施形態の効果＞
第２実施形態では、第４図に示すような電流検出手段１２Ｂの回路構成をとって、ダイオード１２３、抵抗１２４、電流検出器１２５で構成される新しいループを形成したことにより、第１実施形態（電流検出手段１２Ａ）よりも、収束が速く、さらに電流検出精度を向上する効果が得られる。
また、第２実施形態において、第１実施形態と同様に、半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減する効果がある。
第２実施形態では、第４図に示すような電流検出手段１２Ｂの回路構成をとって、ダイオード１２３、抵抗１２４、電流検出器１２５で構成される新しいループを形成したことにより、第１実施形態（電流検出手段１２Ａ）よりも、収束が速く、さらに電流検出精度を向上する効果が得られる。
また、第２実施形態において、第１実施形態と同様に、半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減する効果がある。
≪第３実施形態：電力変換装置≫
本発明の第３実施形態に係る電力変換装置について、図１、図６を参照して説明する。なお、第３実施形態の電力変換装置は、図１における電流検出手段１２の具体的な構成として、図６に示す電流検出手段１２Ｃの回路構成を適用したものである。
図６は、本発明の第３実施形態に係る電力変換装置における電流検出手段１２Ｃの回路構成例を示す図である。
本発明の第３実施形態に係る電力変換装置１（図１）においては、前記したように、図１における電流検出手段１２を図４における電流検出手段１２Ｃの回路構成としたものである。すなわち、電流検出手段１２Ｃ以外は第１実施形態と同様の構成であるので、重複する説明は省略する。
本発明の第３実施形態に係る電力変換装置について、図１、図６を参照して説明する。なお、第３実施形態の電力変換装置は、図１における電流検出手段１２の具体的な構成として、図６に示す電流検出手段１２Ｃの回路構成を適用したものである。
図６は、本発明の第３実施形態に係る電力変換装置における電流検出手段１２Ｃの回路構成例を示す図である。
本発明の第３実施形態に係る電力変換装置１（図１）においては、前記したように、図１における電流検出手段１２を図４における電流検出手段１２Ｃの回路構成としたものである。すなわち、電流検出手段１２Ｃ以外は第１実施形態と同様の構成であるので、重複する説明は省略する。
以下に、図６を参照して、電流検出手段１２Ｃの回路構成について説明する。
図６において、電流検出手段１２Ｃは、第１コンデンサ１２１、第２コンデンサ１２２、ダイオード１２３、抵抗１２４、電流検出器１２５を備えて構成される。以上のように、図６に示す電流検出手段１２Ｃの構成要素は、図４に示した電流検出手段１２Ｂの構成要素と同一である。
ただし、第３実施形態の電流検出手段１２Ｃが、第２実施形態の電流検出手段１２Ｂとは、正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎとの接続が逆になっている。
図６において、電流検出手段１２Ｃは、第１コンデンサ１２１、第２コンデンサ１２２、ダイオード１２３、抵抗１２４、電流検出器１２５を備えて構成される。以上のように、図６に示す電流検出手段１２Ｃの構成要素は、図４に示した電流検出手段１２Ｂの構成要素と同一である。
ただし、第３実施形態の電流検出手段１２Ｃが、第２実施形態の電流検出手段１２Ｂとは、正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎとの接続が逆になっている。
すなわち、電流検出手段１２Ｃにおいて、電流検出器１２５は、正極側電源線１１Ｐ側に設けられている。また、ダイオード１２３のアノードが正極側電源線１１Ｐに接続されている。また、抵抗１２４と第２コンデンサ１２２との直列接続された直列接続体は、抵抗１２４の一端が正極側電源線１１Ｐに接続され、第２コンデンサ１２２の一端が負極側電源線１１Ｎに接続されている。なお、電流検出手段１２Ｃの第１コンデンサ１２１は、電流検出手段１２Ｂと同様に、正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎとの間に接続されている。
以上の電流検出手段１２Ｃの構成は、電流検出手段１２Ｂの構成を正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎに関して逆の構成としたものであるので、作用と効果は、電流検出手段１２Ｂと基本的には同じである。
＜第３実施形態の効果＞
第３実施形態（電流検出手段１２Ｃ）は、第２実施形態（電流検出手段１２Ｂ）と同様に、ダイオード１２３、抵抗１２４、電流検出器１２５で構成される新しいループを有しているので、第１実施形態（電流検出手段１２Ａ）よりも、収束が速く、さらに電流検出精度を向上する効果が得られる。
また、第３実施形態において、第１実施形態および第２実施形態と同様に、半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減する効果がある。
第３実施形態（電流検出手段１２Ｃ）は、第２実施形態（電流検出手段１２Ｂ）と同様に、ダイオード１２３、抵抗１２４、電流検出器１２５で構成される新しいループを有しているので、第１実施形態（電流検出手段１２Ａ）よりも、収束が速く、さらに電流検出精度を向上する効果が得られる。
また、第３実施形態において、第１実施形態および第２実施形態と同様に、半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減する効果がある。
≪第４実施形態：電力変換装置≫
本発明の第４実施形態に係る電力変換装置４について、図８を参照して説明する。
図８は、本発明の第４実施形態に係る電力変換装置４の回路構成例と、直流電源２１および負荷２３，２４との接続構成例を示す図である。
電力変換装置４は、平滑コンデンサ１１、電流検出手段１２、電力変換手段１５、制御手段１４Ｂを備えて構成されている。
電力変換装置４は、直流電源２１から正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎを介して、直流電圧（直流電力）を入力している。なお、正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎには、それぞれ寄生インダクタンス１７０と寄生インダクタンス１７１が寄生して含まれている。
本発明の第４実施形態に係る電力変換装置４について、図８を参照して説明する。
図８は、本発明の第４実施形態に係る電力変換装置４の回路構成例と、直流電源２１および負荷２３，２４との接続構成例を示す図である。
電力変換装置４は、平滑コンデンサ１１、電流検出手段１２、電力変換手段１５、制御手段１４Ｂを備えて構成されている。
電力変換装置４は、直流電源２１から正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎを介して、直流電圧（直流電力）を入力している。なお、正極側電源線１１Ｐと負極側電源線１１Ｎには、それぞれ寄生インダクタンス１７０と寄生インダクタンス１７１が寄生して含まれている。
電力変換装置４に入力した直流電圧（直流電力）は、平滑コンデンサ１１と、電流検出手段１２とを介して電力変換手段１５に入力している。図４における電力変換手段１５は、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路であり、複数並列されたフォワードコンバータの構成している。そして、直流電圧（直流電力）を２系列で異なる電圧の直流電圧に変換して出力し、負荷２３，２４にそれぞれ直流電圧（直流電力）を供給している。
以上の図８に示す電力変換装置４の構成において、平滑コンデンサ１１、電流検出手段１２、正極側電源線１１Ｐ、負極側電源線１１Ｎ、寄生インダクタンス１７０，１７１は、図１に示した電力変換装置１の構成と同じであるので、重複する説明は省略する。
図８に示す電力変換装置４の構成において、前記したように、電力変換手段１５は、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路を構成している。
電力変換手段１５は、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）１３６，１３７、トランス１８０，１８１、ダイオード１５１～１５４、インダクタ５７５，５７６、平滑コンデンサ５２５，５２６を備えている。
第１系列においては、トランス１８０の１次側をＩＧＢＴ１３６でスイッチングすることにより、１次側に交流電圧を生成し、トランス１８０で昇圧または降圧（変圧）して２次側に交流電圧を生成する。この２次側の交流電圧をダイオード１５１，１５２で整流し、インダクタ５７５と平滑コンデンサ５２５で平滑された直流電圧（直流電力）を負荷２３に供給する。
電力変換手段１５は、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）１３６，１３７、トランス１８０，１８１、ダイオード１５１～１５４、インダクタ５７５，５７６、平滑コンデンサ５２５，５２６を備えている。
第１系列においては、トランス１８０の１次側をＩＧＢＴ１３６でスイッチングすることにより、１次側に交流電圧を生成し、トランス１８０で昇圧または降圧（変圧）して２次側に交流電圧を生成する。この２次側の交流電圧をダイオード１５１，１５２で整流し、インダクタ５７５と平滑コンデンサ５２５で平滑された直流電圧（直流電力）を負荷２３に供給する。
同様に、第２系列においては、トランス１８１の１次側をＩＧＢＴ１３７でスイッチングすることにより、１次側に交流電圧を生成し、トランス１８１で昇圧または降圧（変圧）して２次側に交流電圧を生成する。この２次側の交流電圧をダイオード１５３，１５４で整流し、インダクタ５７６と平滑コンデンサ５２６で平滑された直流電圧（直流電力）を負荷２３に供給する。
制御手段１４Ｂは、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）１３６，１３７のオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）動作を制御する。
制御手段１４Ｂは、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）１３６，１３７のオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）動作を制御する。
図８における電流検出手段１２は、図２、図４、図６でそれぞれ示した電流検出手段１２Ａ、電流検出手段１２Ｂ、電流検出手段１２Ｃのいずれかを用いる。
電流検出手段１２として、電流検出手段１２Ａ、１２Ｂ、１２Ｃのいずれかを用いることによって、半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減し、それとともに、寄生インダクタと回路内のコンデンサ間の共振による振動を抑制して電流検出精度を向上する効果が得られる。
電流検出手段１２として、電流検出手段１２Ａ、１２Ｂ、１２Ｃのいずれかを用いることによって、半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減し、それとともに、寄生インダクタと回路内のコンデンサ間の共振による振動を抑制して電流検出精度を向上する効果が得られる。
＜第４実施形態の効果＞
電流検出手段１２として、電流検出手段１２Ａ、１２Ｂ、１２Ｃのいずれかを用いることによって、電力変換手段（ＤＣ－ＤＣコンバータ回路）１５における半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減し、寄生インダクタと回路内のコンデンサ間の共振による振動を抑制して電流検出精度を向上した電力変換装置４を提供できる。
電流検出手段１２として、電流検出手段１２Ａ、１２Ｂ、１２Ｃのいずれかを用いることによって、電力変換手段（ＤＣ－ＤＣコンバータ回路）１５における半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減し、寄生インダクタと回路内のコンデンサ間の共振による振動を抑制して電流検出精度を向上した電力変換装置４を提供できる。
≪その他の実施形態≫
以上、本発明の実施形態について、図面を参照して説明したが、本発明はこれら実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。
以上、本発明の実施形態について、図面を参照して説明したが、本発明はこれら実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。
《半導体スイッチング素子》
図１に示した第１実施形態に係る電力変換手段１３においては、半導体スイッチング手段（１３０～１３５）として、ＩＧＢＴを例として説明した。しかし、半導体スイッチング手段（１３０～１３５）は、ＩＧＢＴに限定されない。
例えば、半導体スイッチング手段として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ、ＢｉＣＭＯＳ（Bipolar CMOS）、サイリスタ（Silicon Controlled Rectifier）、ＧＴＯ（Gate Turn-Off Thyristor）などを用いてもよい。
図１に示した第１実施形態に係る電力変換手段１３においては、半導体スイッチング手段（１３０～１３５）として、ＩＧＢＴを例として説明した。しかし、半導体スイッチング手段（１３０～１３５）は、ＩＧＢＴに限定されない。
例えば、半導体スイッチング手段として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ、ＢｉＣＭＯＳ（Bipolar CMOS）、サイリスタ（Silicon Controlled Rectifier）、ＧＴＯ（Gate Turn-Off Thyristor）などを用いてもよい。
《電力変換手段》
電力変換手段として、第１実施形態の図１においては、電力変換手段１３として、直流電圧（直流電力）を３相交流電圧（３相交流電力）に変換する３相インバータ回路を説明した。また、第４実施形態の図８においては、電力変換手段１５として、直流電圧を２系列の異なる電圧の直流電圧に変換するＤＣ－ＤＣコンバータ回路を説明した。
しかし、電力変換手段は、前記の回路構成に限定されない。例えば、図１における電力変換手段１３は、３相交流電圧（３相交流電力）でなくとも単相交流電圧（単相交流電力）への変換であってもよい。つまり単相インバータ回路（インバータ回路）でもよい。
電力変換手段として、第１実施形態の図１においては、電力変換手段１３として、直流電圧（直流電力）を３相交流電圧（３相交流電力）に変換する３相インバータ回路を説明した。また、第４実施形態の図８においては、電力変換手段１５として、直流電圧を２系列の異なる電圧の直流電圧に変換するＤＣ－ＤＣコンバータ回路を説明した。
しかし、電力変換手段は、前記の回路構成に限定されない。例えば、図１における電力変換手段１３は、３相交流電圧（３相交流電力）でなくとも単相交流電圧（単相交流電力）への変換であってもよい。つまり単相インバータ回路（インバータ回路）でもよい。
また、図８における電力変換手段１５は、２系列のＤＣ－ＤＣコンバータ回路でなくとも、１系列や３系列以上のＤＣ－ＤＣコンバータ回路であってもよい。
また、直流電圧（直流電力）の系列と、交流電圧（交流電力）の系列を併せて出力する電力変換手段を用いる構成も可能である。
このような様々な電力変換手段に対しても、電流検出手段１２を設けて半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減する効果がある。
また、直流電圧（直流電力）の系列と、交流電圧（交流電力）の系列を併せて出力する電力変換手段を用いる構成も可能である。
このような様々な電力変換手段に対しても、電流検出手段１２を設けて半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減する効果がある。
《直流電源》
図１の第１実施形態の説明において、直流電源２１として、具体的な構成については説明しなかったが、太陽電池、バッテリー、交流電圧を整流して平滑して得られる直流電圧源などの種々の直流電圧源を対象としている。
図１の第１実施形態の説明において、直流電源２１として、具体的な構成については説明しなかったが、太陽電池、バッテリー、交流電圧を整流して平滑して得られる直流電圧源などの種々の直流電圧源を対象としている。
１，４ 電力変換装置
１１，５２５，５２６ 平滑コンデンサ（コンデンサ）
１２，１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ 電流検出手段
１３ 電力変換手段（３相インバータ回路）
１４，１４Ｂ 制御手段
１５ 電力変換手段（ＤＣ－ＤＣコンバータ回路）
２１ 直流電源
２２ 負荷、モータ
２３，２４ 負荷
１１Ｐ 正極側電源線（ＤＣリンクライン）
１１Ｎ 負極側電源線（ＤＣリンクライン）
１２１ 第１コンデンサ（コンデンサ）
１２２ 第２コンデンサ（コンデンサ）、（直列接続体）
１２３，１５１～１５４ ダイオード
１２４ 抵抗（抵抗素子）、（直列接続体）
１２５ 電流検出器
１３０～１３７ 半導体スイッチング素子、ＩＧＢＴ
１７０，１７１，１７２ 寄生インダクタンス
１８０，１８１ トランス
５７５，５７６ インダクタ
１１，５２５，５２６ 平滑コンデンサ（コンデンサ）
１２，１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ 電流検出手段
１３ 電力変換手段（３相インバータ回路）
１４，１４Ｂ 制御手段
１５ 電力変換手段（ＤＣ－ＤＣコンバータ回路）
２１ 直流電源
２２ 負荷、モータ
２３，２４ 負荷
１１Ｐ 正極側電源線（ＤＣリンクライン）
１１Ｎ 負極側電源線（ＤＣリンクライン）
１２１ 第１コンデンサ（コンデンサ）
１２２ 第２コンデンサ（コンデンサ）、（直列接続体）
１２３，１５１～１５４ ダイオード
１２４ 抵抗（抵抗素子）、（直列接続体）
１２５ 電流検出器
１３０～１３７ 半導体スイッチング素子、ＩＧＢＴ
１７０，１７１，１７２ 寄生インダクタンス
１８０，１８１ トランス
５７５，５７６ インダクタ
Claims (8)
- 直流電源の直流電圧を交流電圧、または異なる直流電圧に変換する電力変換手段と、
前記電力変換手段を制御する制御手段と、
前記直流電源と前記電力変換手段とを結ぶＤＣリンクライン上に設けられる電流検出手段と、
を備え、
前記電流検出手段は、
前記ＤＣリンクライン上に設けられる電流検出器と、
前記電力変換手段の入力端に接続される第１コンデンサと、
第２コンデンサと抵抗とが直列接続された直列接続体と、
前記第２コンデンサと前記抵抗との接続点と前記ＤＣリンクラインとの間に接続されるダイオードと、
を具備し、
前記直列接続体は、前記第１コンデンサの両端に接続され、
前記ダイオードは、前記第２コンデンサと共に、正負二つの前記ＤＣリンクライン間にバイパス経路を形成する、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１において、
前記電流検出手段の前記ダイオードは、前記抵抗と並列に接続される、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１において、
前記電流検出器は、前記ダイオードと前記ＤＣリンクラインの接続点と、前記抵抗と前記ＤＣリンクラインの接続点との間に設けられ、
前記ダイオードと前記抵抗と前記電流検出器とでループが形成される、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１において、
前記電流検出器は、ホール素子または電流検出抵抗または電流トランスを有している、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１において、
前記第２コンデンサの静電容量値は、前記第１コンデンサの静電容量値の５倍以上である、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１において、
前記電力変換手段は、インバータ回路を構成する、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１において、
前記電力変換手段は、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路を構成する、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１において、
前記電力変換手段は、ＩＧＢＴの半導体スイッチング素子を有する、
ことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (3)
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|---|---|---|---|
| JP2019518335A JP6602509B1 (ja) | 2018-06-04 | 2018-06-04 | 電力変換装置 |
| PCT/JP2018/021326 WO2019234786A1 (ja) | 2018-06-04 | 2018-06-04 | 電力変換装置 |
| CN201880094338.4A CN112236930B (zh) | 2018-06-04 | 2018-06-04 | 电力转换装置 |
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|---|---|---|---|
| PCT/JP2018/021326 WO2019234786A1 (ja) | 2018-06-04 | 2018-06-04 | 電力変換装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| WO2019234786A1 true WO2019234786A1 (ja) | 2019-12-12 |
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ID=68462345
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| PCT/JP2018/021326 WO2019234786A1 (ja) | 2018-06-04 | 2018-06-04 | 電力変換装置 |
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| Country | Link |
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Citations (5)
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|---|---|---|---|---|
| JPS60200769A (ja) * | 1984-03-23 | 1985-10-11 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JPH01215465A (ja) * | 1988-02-25 | 1989-08-29 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | アーク電源装置 |
| JPH03226274A (ja) * | 1990-01-31 | 1991-10-07 | Okuma Mach Works Ltd | インバータ装置 |
| JPH0947036A (ja) * | 1995-07-25 | 1997-02-14 | Aisin Aw Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2017143688A (ja) * | 2016-02-12 | 2017-08-17 | 田淵電機株式会社 | インタフェース装置、パワーコンディショナ及び電源接続方法 |
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|---|---|---|---|---|
| JP4360202B2 (ja) * | 2001-09-25 | 2009-11-11 | ダイキン工業株式会社 | 相電流検出装置 |
-
2018
- 2018-06-04 CN CN201880094338.4A patent/CN112236930B/zh active Active
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Patent Citations (5)
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|---|---|---|---|---|
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| JPH0947036A (ja) * | 1995-07-25 | 1997-02-14 | Aisin Aw Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2017143688A (ja) * | 2016-02-12 | 2017-08-17 | 田淵電機株式会社 | インタフェース装置、パワーコンディショナ及び電源接続方法 |
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|---|---|
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| JPWO2019234786A1 (ja) | 2020-07-02 |
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| JP6602509B1 (ja) | 2019-11-06 |
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