JPWO2019234786A1 - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
Description
特許文献1の[要約]には、「[課題]インバータのスイッチングに起因する共振電流の影響を排除して、迅速かつ高精度に相電流を検出する。[解決手段]交流電源1を入力とする整流回路2の出力端子間に第1コンデンサ(平滑用コンデンサ)2aを接続し、第1コンデンサ2aと並列に3相インバータ3を接続し、3相インバータ3の出力をモータ4に供給している。そして、3相インバータ3の入力側に並列に第2コンデンサ3aを接続し、第1コンデンサ2aと第2コンデンサ3aとの間に電流検出器5を接続し、電流検出器5よりも電源側に、抵抗6aと第3コンデンサ6bとの直列接続回路(スナバ回路)6を第1コンデンサ2aと並列に接続している。」と記載され、相電流検出装置の技術が開示されている。
そのため、特許文献1に開示された技術において、巻線抵抗を用いると、抵抗の寄生インダクタンスの影響で直流電源線であるDCリンクラインの電圧の上昇や共振電流の抑制が妨げられるなどの問題の発生する場合がある。
すなわち、本発明の電力変換装置は、直流電源の直流電圧を交流電圧、または異なる直流電圧に変換する電力変換手段と、前記電力変換手段を制御する制御手段と、前記直流電源と前記電力変換手段とを結ぶDCリンクライン上に設けられる電流検出手段と、を備え、前記電流検出手段は、前記DCリンクライン上に設けられる電流検出器と、前記電力変換手段の入力端に接続される第1コンデンサと、第2コンデンサと抵抗とが直列接続された直列接続体と、前記第2コンデンサと前記抵抗との接続点と前記DCリンクラインとの間に接続されるダイオードと、を具備し、前記直列接続体は、前記第1コンデンサの両端に接続され、前記ダイオードは、前記第2コンデンサと共に、正負二つの前記DCリンクライン間にバイパス経路を形成する、ことを特徴とする。
本発明の第1実施形態に係る電力変換装置について、図1〜図3を参照して説明する。なお、第1実施形態の電力変換装置は、図1における電流検出手段12の具体的な構成として、図2に示す電流検出手段12Aの回路構成を適用したものである。
図1は、本発明の第1実施形態に係る電力変換装置1の回路構成例と、直流電源21および負荷(モータ)22との接続構成例を示す図である。
電力変換装置1は、直流電源21から正極側電源線11Pと負極側電源線11Nを介して、直流電圧(直流電力)を入力している。なお、正極側電源線11Pと負極側電源線11Nには、それぞれ寄生インダクタンス170と寄生インダクタンス171が寄生して含まれている。また、正極側電源線11Pと負極側電源線11NをDCリンクラインとも適宜、呼称する。
本発明の第1実施形態に係る電力変換装置1の特徴である電流検出手段12の詳細については、後記する。
IGBT130とIGBT131は、レグを構成し、直流電圧をU相交流電圧に変換する。IGBT132とIGBT133は、レグを構成し、直流電圧をV相交流電圧に変換する。IGBT134とIGBT135は、レグを構成し、直流電圧をW相交流電圧に変換する。以上で構成された電力変換手段13は、3相交流電圧(3相交流電力)を出力して、負荷(モータ)22を駆動する。すなわち、電力変換手段13は、3相インバータ回路(インバータ回路)を構成している。
なお、IGBT130〜135には、それぞれ逆並列ダイオードが付加されている、もしくは寄生している。
制御手段14は、これら直流電圧と検出電流値の情報を基に、所望の回転数とトルクを得られるようにIGBT130〜135を駆動してモータ22を制御する。
なお、モータ駆動システムである電力変換装置1は、モータ22のU相、V相、W相の電流を直接検出する代わりに、電流検出手段12で正極側電源線11Pと負極側電源線11Nの電流値を検出し、それを基にモータ22の各相の電流を算出する。この算出方法により、電流の検出に用いるセンサ等の数量を減らしてコストを低減できる。
また、寄生インダクタンス170,171は、DCリンクラインに広く分布するものであって、1箇所に集中して存在するものではない。図1においては、寄生インダクタンス170,171として図示しているが、この表記は便宜上のものである。
ここで電力変換手段13の半導体スイッチング素子であるIGBT130〜135に印加される電圧について説明する。
半導体スイッチング素子であるIGBT130〜135のスイッチングによって、DCリンクライン(正極側電源線11P,負極側電源線11N)の電流が急激に変化するとき、寄生インダクタンス170,171に逆起電力が発生する。この逆起電力が要因となり、これらの半導体スイッチング素子であるIGBT130〜135の両端に素子の耐圧を超えるスパイク状の電圧が印加される場合がある。
図7において、縦軸は電圧[V]、横軸は時間(時間の推移)[μs]であり、スパイク状の電圧VSPが半導体スイッチング素子(IGBT130〜135)の両端に素子の耐圧VBDを超える場合の波形の一例である。
図7に一例として示したスパイク状の電圧が原因で、半導体スイッチング素子(IGBT130〜135)の故障や、他の機器の誤動作を誘発するノイズの発生等の問題が起こるおそれがある。
以上、述べたように、電力変換手段13において、半導体スイッチング素子(IGBT130〜135)の故障や、他の機器の誤動作を誘発するスパイク状の電圧が発生する可能性がある。
このような状況下において発生するスパイク状の電圧(図7)を低減するとともに、電流の検出精度を向上させるために、図1(12)および図2(12A)に示す電流検出手段12,12Aを用いる。
図2において、電流検出手段12Aは、第1コンデンサ121、第2コンデンサ122、ダイオード123、抵抗(抵抗素子)124、電流検出器125を備えて構成される。
電流検出器125は、検出した電流値を電流検出手段12Aとして、制御手段14(図1)に情報として送る。また、電流検出器125は、例えば、ホール素子で構成された電流センサや、電流検出抵抗、電流トランスなどで構成される。また、電流検出器125の内部には、寄生インダクタンス172が寄生している。寄生インダクタンス172は、寄生インダクタンス170,171と同様にDCリンクライン(11N)に存在するため、前述のスパイク電圧の要因になる。
第2コンデンサ122と抵抗124とは、直列接続され、直列接続体を構成する。この第2コンデンサ122と抵抗124とによる直列接続体は、第1コンデンサ121の両端、すなわち正極側電源線11Pと負極側電源線11Nの間に接続される。また、抵抗124の両端にダイオード123が並列に接続される。また、ダイオード123のカソードが負極側電源線11Nに接続される。
この接続において、第2コンデンサ122とダイオード123は、DCリンクラインである正極側電源線11Pと負極側電源線11Nとの間にバイパス経路を形成する。
また、電流検出器125は、平滑コンデンサ11とダイオード123のカソードとの間に設けられる。
図2に示した電流検出手段12Aの作用と効果について説明する。
電流検出手段12Aは、前記した半導体スイッチング素子(IGBT130〜135)に印加されるスパイク状の電圧を低減するとともに、電流検出器125(電流検出手段12A)のDCリンクラインに流れる電流の検出精度を向上させる機能がある。
前記したスパイク状の電圧を低減するために本(第1)実施形態では、電力変換手段13の入力側の両端に第2コンデンサ122を具備して、電力変換手段13の半導体スイッチング素子(IGBT130〜135)を起因とするDCリンクラインの急激な電流変化を抑える。
この構成により、スパイク状の電圧の原因である寄生インダクタンス170、171、172の逆起電力を抑制し、半導体スイッチング素子(IGBT130〜135)に印加されるスパイク電圧を低減する効果が得られる。
この共振現象の影響で電流検出器125の電流が振動し、半導体スイッチング素子(IGBT130〜135)を介してDCリンクラインに流れるモータ22の電流との間に差異を生じさせる。
この電流の振動が長時間継続すると、モータ22に流れる電流の電流検出精度が悪化して制御不能になるおそれがある。
また第2コンデンサ122と抵抗50の直列接続体は、DCリンクラインの急激な電流変化の抑制にも寄与するため、同じ役割の第1コンデンサ121と並列に配置するのが望ましい。
なお、第2コンデンサ122と抵抗50の直列接続体による振動減衰の効果は、第1コンデンサ121と第2コンデンサ122との静電容量値の比率を高めることで向上する。この効果を考慮し、実用上は第2コンデンサ122の静電容量値を第1コンデンサ121の静電容量値の5倍以上にすることが望ましい。
そして、この作用により、一般に寄生インダクタンスの高い巻線抵抗を適用した場合においても、半導体スイッチング素子への印加電圧を低減する効果を得ることができる。
第1実施形態の電流検出手段12Aの電流検出精度について説明する。
図3は、本発明の第1実施形態に係る電流検出手段12Aの電流検出精度に関する図である。
図3において、縦軸は電流検出器125に流れる電流Isとモータ22に流れる電流(モータ電流)Icとの差分の電流[A]であり、横軸は時間(時間の推移)[μs]である。特性線1301は、モータ電流Icの瞬時値が34[A]のときの電流検出器125に流れる電流Isとモータ22に流れる電流(モータ電流)Icとの差分の波形の一例を示している。また時間tS0において、半導体スイッチング素子(130〜135)のいずれかがスイッチング開始している。
図3において、電流検出手段12Aの検出誤差の許容範囲をモータ電流Icの最大値(34[A])の1/10と定義した場合、電流の差分が許容値±3.4Aに収束するまでの時間は1.2μsであった。
つまり、本(第1)実施形態における制御手段14は、スイッチング動作から1.2μs後以降の電流(Is−Ic)を取り込むことで、モータの安定的な制御に必要な電流値を取得することが可能になる。
以上に説明したとおり、本(第1)実施形態に係る電流検出手段12Aを備えることによって、DCリンクライン上の寄生インダクタンスの逆起電力を所定の範囲に抑制できる。
その結果、半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減することができる。それとともに、寄生インダクタンスと回路内のコンデンサ間の共振による振動を抑制して、電流検出精度を向上する効果を得ることができる。
本発明の第2実施形態に係る電力変換装置について、図1、図4、図5を参照して説明する。なお、第2実施形態の電力変換装置は、図1における電流検出手段12の具体的な構成として、図4に示す電流検出手段12Bの回路構成を適用したものである。
図4は、本発明の第2実施形態に係る電力変換装置における電流検出手段12Bの回路構成例を示す図である。
本発明の第2実施形態に係る電力変換装置1(図1)においては、前記したように、図1における電流検出手段12を図4における電流検出手段12Bの回路構成としたものである。すなわち、電流検出手段12B以外は第1実施形態と同様の構成であるので、重複する説明は省略する。
以下に、図4と図5とを参照して、電流検出手段12Bの回路構成と、電流検出精度について詳しく説明する。
ただし、第2実施形態の電流検出手段12Bが、第1実施形態の電流検出手段12Aとは、一部の接続関係が異なっている。異なるのは、図4の電流検出手段12Bにおいて、DCリンクラインの正極側と負極側とを結ぶバイパス経路を構成するダイオード123の一端が電流検出器125の直流電源側接点に接続されたことである。
このループには、電流検出器125の寄生インダクタンス172に蓄積された磁束エネルギーの消費を速める作用がある。
第2実施形態(電流検出手段12B)におけるこの新たなループにより、第1実施形態(電流検出手段12A)で述べたDCリンクライン上の共振による振動に対する減衰を速めて、モータ電流の検出精度を向上させる効果を得ることができる。
なお、DCリンクラインの電圧上昇を抑制して半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減する作用と効果に関しては、第2実施形態(電流検出手段12B)は、第1実施形態(電流検出手段12A)と同様の効果がある。
第2実施形態の電流検出手段12Bの電流検出精度について説明する。
図5は、本発明の第2実施形態に係る電流検出手段12Bの電流検出精度に関する図である。
図5において、縦軸は電流検出器125に流れる電流Isとモータ22に流れる電流(モータ電流)Icとの差分の電流[A]であり、横軸は時間(時間の推移)[μs]である。特性線1302は、モータ電流Icの瞬時値が34[A]のときの電流検出器125に流れる電流Isとモータ22に流れる電流(モータ電流)Icとの差分の波形の一例を示している。また時間tS0において、半導体スイッチング素子(130〜135)のいずれかがスイッチングを開始した時間である。
第2実施形態(電流検出手段12B)の図5と、第1実施形態(電流検出手段12A)の図3において、電流の差分(Is−Ic)を比較すると、第1実施形態(特性線1301)では、収束するまでの時間は1.2μsであったのに対して、第2実施形態(特性線1302)では、前記のように、0.8μsであるので、0.4μs短縮されている。この収束が速い分、第2実施形態(電流検出手段12B)は、第1実施形態(電流検出手段12A)よりも、さらに電流検出精度を向上する効果を得ることができた。
第2実施形態では、第4図に示すような電流検出手段12Bの回路構成をとって、ダイオード123、抵抗124、電流検出器125で構成される新しいループを形成したことにより、第1実施形態(電流検出手段12A)よりも、収束が速く、さらに電流検出精度を向上する効果が得られる。
また、第2実施形態において、第1実施形態と同様に、半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減する効果がある。
本発明の第3実施形態に係る電力変換装置について、図1、図6を参照して説明する。なお、第3実施形態の電力変換装置は、図1における電流検出手段12の具体的な構成として、図6に示す電流検出手段12Cの回路構成を適用したものである。
図6は、本発明の第3実施形態に係る電力変換装置における電流検出手段12Cの回路構成例を示す図である。
本発明の第3実施形態に係る電力変換装置1(図1)においては、前記したように、図1における電流検出手段12を図4における電流検出手段12Cの回路構成としたものである。すなわち、電流検出手段12C以外は第1実施形態と同様の構成であるので、重複する説明は省略する。
図6において、電流検出手段12Cは、第1コンデンサ121、第2コンデンサ122、ダイオード123、抵抗124、電流検出器125を備えて構成される。以上のように、図6に示す電流検出手段12Cの構成要素は、図4に示した電流検出手段12Bの構成要素と同一である。
ただし、第3実施形態の電流検出手段12Cが、第2実施形態の電流検出手段12Bとは、正極側電源線11Pと負極側電源線11Nとの接続が逆になっている。
第3実施形態(電流検出手段12C)は、第2実施形態(電流検出手段12B)と同様に、ダイオード123、抵抗124、電流検出器125で構成される新しいループを有しているので、第1実施形態(電流検出手段12A)よりも、収束が速く、さらに電流検出精度を向上する効果が得られる。
また、第3実施形態において、第1実施形態および第2実施形態と同様に、半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減する効果がある。
本発明の第4実施形態に係る電力変換装置4について、図8を参照して説明する。
図8は、本発明の第4実施形態に係る電力変換装置4の回路構成例と、直流電源21および負荷23,24との接続構成例を示す図である。
電力変換装置4は、平滑コンデンサ11、電流検出手段12、電力変換手段15、制御手段14Bを備えて構成されている。
電力変換装置4は、直流電源21から正極側電源線11Pと負極側電源線11Nを介して、直流電圧(直流電力)を入力している。なお、正極側電源線11Pと負極側電源線11Nには、それぞれ寄生インダクタンス170と寄生インダクタンス171が寄生して含まれている。
電力変換手段15は、半導体スイッチング素子(IGBT)136,137、トランス180,181、ダイオード151〜154、インダクタ575,576、平滑コンデンサ525,526を備えている。
第1系列においては、トランス180の1次側をIGBT136でスイッチングすることにより、1次側に交流電圧を生成し、トランス180で昇圧または降圧(変圧)して2次側に交流電圧を生成する。この2次側の交流電圧をダイオード151,152で整流し、インダクタ575と平滑コンデンサ525で平滑された直流電圧(直流電力)を負荷23に供給する。
制御手段14Bは、半導体スイッチング素子(IGBT)136,137のオン・オフ(ON/OFF)動作を制御する。
電流検出手段12として、電流検出手段12A、12B、12Cのいずれかを用いることによって、半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減し、それとともに、寄生インダクタと回路内のコンデンサ間の共振による振動を抑制して電流検出精度を向上する効果が得られる。
電流検出手段12として、電流検出手段12A、12B、12Cのいずれかを用いることによって、電力変換手段(DC−DCコンバータ回路)15における半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減し、寄生インダクタと回路内のコンデンサ間の共振による振動を抑制して電流検出精度を向上した電力変換装置4を提供できる。
以上、本発明の実施形態について、図面を参照して説明したが、本発明はこれら実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。
図1に示した第1実施形態に係る電力変換手段13においては、半導体スイッチング手段(130〜135)として、IGBTを例として説明した。しかし、半導体スイッチング手段(130〜135)は、IGBTに限定されない。
例えば、半導体スイッチング手段として、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)、スーパージャンクションMOSFET、BiCMOS(Bipolar CMOS)、サイリスタ(Silicon Controlled Rectifier)、GTO(Gate Turn-Off Thyristor)などを用いてもよい。
電力変換手段として、第1実施形態の図1においては、電力変換手段13として、直流電圧(直流電力)を3相交流電圧(3相交流電力)に変換する3相インバータ回路を説明した。また、第4実施形態の図8においては、電力変換手段15として、直流電圧を2系列の異なる電圧の直流電圧に変換するDC−DCコンバータ回路を説明した。
しかし、電力変換手段は、前記の回路構成に限定されない。例えば、図1における電力変換手段13は、3相交流電圧(3相交流電力)でなくとも単相交流電圧(単相交流電力)への変換であってもよい。つまり単相インバータ回路(インバータ回路)でもよい。
また、直流電圧(直流電力)の系列と、交流電圧(交流電力)の系列を併せて出力する電力変換手段を用いる構成も可能である。
このような様々な電力変換手段に対しても、電流検出手段12を設けて半導体スイッチング素子へのスパイク電圧の印加を低減する効果がある。
図1の第1実施形態の説明において、直流電源21として、具体的な構成については説明しなかったが、太陽電池、バッテリー、交流電圧を整流して平滑して得られる直流電圧源などの種々の直流電圧源を対象としている。
11,525,526 平滑コンデンサ(コンデンサ)
12,12A,12B,12C 電流検出手段
13 電力変換手段(3相インバータ回路)
14,14B 制御手段
15 電力変換手段(DC−DCコンバータ回路)
21 直流電源
22 負荷、モータ
23,24 負荷
11P 正極側電源線(DCリンクライン)
11N 負極側電源線(DCリンクライン)
121 第1コンデンサ(コンデンサ)
122 第2コンデンサ(コンデンサ)、(直列接続体)
123,151〜154 ダイオード
124 抵抗(抵抗素子)、(直列接続体)
125 電流検出器
130〜137 半導体スイッチング素子、IGBT
170,171,172 寄生インダクタンス
180,181 トランス
575,576 インダクタ
すなわち、本発明の電力変換装置は、直流電源の直流電圧を交流電圧、または異なる直流電圧に変換する電力変換手段と、前記電力変換手段を制御する制御手段と、前記直流電源と前記電力変換手段とを結ぶDCリンクライン上に設けられる電流検出手段と、を備え、前記電流検出手段は、前記DCリンクライン上に設けられる電流検出器と、前記電力変換手段の入力端に接続される第1コンデンサと、第2コンデンサと抵抗とが直列接続された直列接続体と、前記第2コンデンサと前記抵抗との接続点と前記DCリンクラインとの間に接続されるダイオードと、を具備し、前記直列接続体は、前記第1コンデンサの両端に接続され、前記ダイオードは、前記第2コンデンサと共に、正負二つの前記DCリンクライン間にバイパス経路を形成し、前記電流検出器は、前記ダイオードと前記DCリンクラインの接続点と、前記抵抗と前記DCリンクラインの接続点との間に設けられ、前記ダイオードと前記抵抗と前記電流検出器とでループが形成される、ことを特徴とする。
すなわち、本発明の電力変換装置は、直流電源の直流電圧を交流電圧、または異なる直流電圧に変換する電力変換手段と、前記電力変換手段を制御する制御手段と、前記直流電源と前記電力変換手段とを結ぶ正極側電源線と負極側電源線との対からなるDCリンクライン上に設けられる電流検出手段と、を備え、前記電流検出手段は、負極側電源線上に設けられる電流検出器と、前記電力変換手段の入力端につながる正極側電源線と負極側電源線との間に接続される第1コンデンサと、第2コンデンサと抵抗とが直列接続された直列接続体と、前記第2コンデンサと前記抵抗との接続点と負極側電源線との間に接続されるダイオードと、を具備し、前記直列接続体は、正極側電源線と負極側電源線との間に接続され、前記ダイオードは、前記第2コンデンサと共に、正極側電源線と負極側電源線との間にバイパス経路を形成し、前記電流検出器は、前記ダイオードと負極側電源線との接続点と、前記抵抗と負極側電源線との接続点との間に設けられ、前記ダイオードと前記抵抗と前記電流検出器とでループが形成される、ことを特徴とする。
Claims (8)
- 直流電源の直流電圧を交流電圧、または異なる直流電圧に変換する電力変換手段と、
前記電力変換手段を制御する制御手段と、
前記直流電源と前記電力変換手段とを結ぶDCリンクライン上に設けられる電流検出手段と、
を備え、
前記電流検出手段は、
前記DCリンクライン上に設けられる電流検出器と、
前記電力変換手段の入力端に接続される第1コンデンサと、
第2コンデンサと抵抗とが直列接続された直列接続体と、
前記第2コンデンサと前記抵抗との接続点と前記DCリンクラインとの間に接続されるダイオードと、
を具備し、
前記直列接続体は、前記第1コンデンサの両端に接続され、
前記ダイオードは、前記第2コンデンサと共に、正負二つの前記DCリンクライン間にバイパス経路を形成する、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1において、
前記電流検出手段の前記ダイオードは、前記抵抗と並列に接続される、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1において、
前記電流検出器は、前記ダイオードと前記DCリンクラインの接続点と、前記抵抗と前記DCリンクラインの接続点との間に設けられ、
前記ダイオードと前記抵抗と前記電流検出器とでループが形成される、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1において、
前記電流検出器は、ホール素子または電流検出抵抗または電流トランスを有している、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1において、
前記第2コンデンサの静電容量値は、前記第1コンデンサの静電容量値の5倍以上である、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1において、
前記電力変換手段は、インバータ回路を構成する、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1において、
前記電力変換手段は、DC−DCコンバータ回路を構成する、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1において、
前記電力変換手段は、IGBTの半導体スイッチング素子を有する、
ことを特徴とする電力変換装置。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
PCT/JP2018/021326 WO2019234786A1 (ja) | 2018-06-04 | 2018-06-04 | 電力変換装置 |
Publications (2)
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