WO2019208044A1 - アンテナ装置及び通信端末装置 - Google Patents

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WO2019208044A1
WO2019208044A1 PCT/JP2019/012058 JP2019012058W WO2019208044A1 WO 2019208044 A1 WO2019208044 A1 WO 2019208044A1 JP 2019012058 W JP2019012058 W JP 2019012058W WO 2019208044 A1 WO2019208044 A1 WO 2019208044A1
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coil
antenna
coupling
antenna device
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貴文 那須
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株式会社村田製作所
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    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole
    • H01Q9/42—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole with folded element, the folded parts being spaced apart a small fraction of the operating wavelength

Definitions

  • the present invention relates to an antenna device and a communication terminal device including an antenna coupling element connected between a plurality of radiating elements and a power feeding circuit.
  • Patent Document 1 discloses an antenna device that includes two radiating elements and an antenna coupling element that controls power feeding to the two radiating elements.
  • some mobile phone communication antennas cover a wide band such as 0.6 GHz to 2.7 GHz. Further, in order to cope with carrier aggregation that increases a transmission rate by using a plurality of frequency bands at the same time, an antenna device that can use a wide band simultaneously is required.
  • the antenna device disclosed in Patent Document 1 is configured by connecting an antenna coupling element using a transformer between two radiating elements (a feeding radiating element and a parasitic radiating element) and a feeding circuit.
  • the antenna device having this configuration is very useful for simultaneously covering a wide band.
  • the feed radiating element and the parasitic radiating element are arranged close to each other. Thereby, the electric field coupling between the feed radiating element and the parasitic radiating element is strengthened.
  • an object of the present invention is to suppress a decrease in radiation efficiency due to cancellation of current flowing through a radiating element when there is a direct coupling between two radiating elements and an indirect coupling via an antenna coupling element. Another object is to provide an antenna device and a communication terminal device.
  • An antenna device as an example of the present disclosure is: A first radiating element, a second radiating element, a first coil connected to one of the first radiating element and the feed circuit, and a second coil connected to the second radiating element and electromagnetically coupled to the first coil.
  • a coil, and the first radiating element and the second radiating element are electrically coupled.
  • An antenna coupling element is configured by the first coil and the second coil, and the second radiation is generated by electromagnetic coupling between the first coil and the second coil at a resonance frequency provided by the antenna coupling element and the second radiation element.
  • the first coil and the second coil so that the absolute value of the phase difference between the current flowing through the element and the current flowing through the second radiating element due to electric field coupling between the first radiating element and the second radiating element is 90 degrees or less.
  • the direction of coupling with is determined.
  • the current flowing through the second radiating element due to electromagnetic coupling between the first coil and the second coil is caused by the current flowing through the second radiating element due to electric field coupling between the first radiating element and the second radiating element. It is not canceled out, and a decrease in the radiation efficiency of the second radiating element is suppressed.
  • the present invention when there is a direct coupling due to a parasitic capacitance between two radiating elements and an indirect coupling via an antenna coupling element, a reduction in radiation efficiency due to cancellation of a current flowing through the radiating element is suppressed.
  • the obtained antenna device and communication terminal device are obtained.
  • FIG. 1 is a perspective view of an antenna coupling element 20 used in an antenna apparatus and a communication terminal apparatus according to an embodiment of the present invention, and a partial exploded perspective view of the antenna coupling element 20.
  • FIG. 2 is a plan view showing main configurations of the antenna device 101 and the communication terminal device 111 including the antenna device 101.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the antenna device 101 including the antenna coupling element 20.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating the frequency characteristics of the radiation efficiency of the antenna device 101.
  • 5A and 5B are diagrams each showing a configuration of an antenna device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a plan view showing main configurations of the antenna device 102 and the communication terminal device 112 having the antenna device 102.
  • FIG. 7 is a plan view showing main configurations of the antenna device 103 and the communication terminal device 113 having the antenna device 103.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of the antenna device 103.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of the antenna device 104.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of the antenna device 105.
  • FIG. 1 is a perspective view of an antenna coupling element 20 used in an antenna apparatus and a communication terminal apparatus according to an embodiment of the present invention, and a partly exploded perspective view of the antenna coupling element 20.
  • the antenna coupling element 20 of this embodiment is a rectangular parallelepiped chip component mounted on a circuit board in a communication terminal device.
  • the outer shape of the antenna coupling element 20 and the internal structure thereof are shown separately.
  • a first radiation element connection terminal T1, a feeder circuit connection terminal T2, a ground connection terminal T3, and a second radiation element connection terminal T4 are formed on the outer surface of the antenna coupling element 20, a first radiation element connection terminal T1, a feeder circuit connection terminal T2, a ground connection terminal T3, and a second radiation element connection terminal T4 are formed.
  • the antenna coupling element 20 includes a first surface MS1 and a second surface MS2 that is a surface opposite to the first surface MS1.
  • the first surface MS1 or the second surface MS2 is a mounting surface.
  • conductor patterns L1a, L1b, L2a and L2b are formed inside the antenna coupling element 20, conductor patterns L1a, L1b, L2a and L2b are formed.
  • the conductor pattern L1a and the conductor pattern L1b are connected via an interlayer connection conductor V1.
  • the conductor pattern L2a and the conductor pattern L2b are connected via an interlayer connection conductor V2.
  • the insulating base materials S11, S12, S21, and S22 on which the respective conductor patterns are formed are shown separated in the stacking direction.
  • the insulating base is, for example, a liquid crystal polymer (LCP) sheet, and the conductor patterns L1a, L1b, L2a, L2b are, for example, patterned copper foil.
  • the insulating base material is, for example, low-temperature co-fired ceramics (LTCC [Low Temperature Co-fired Ceramics]), and the conductor patterns L1a, L1b, L2a, and L2b are, for example, A copper paste is formed by printing.
  • the base material layer is non-magnetic (not magnetic ferrite), it can be used as a transformer having a predetermined inductance and a predetermined coupling coefficient even in a high frequency band of 0.6 GHz to 2.7 GHz.
  • the conductor patterns L1a, L1b, L2a, and L2b are concentrated on the intermediate layer of the multilayer body, the ground conductor and the first coil L1 existing on the circuit board in a state where the antenna coupling element 20 is mounted on the circuit board. And the space
  • FIG. 2 is a plan view showing a main configuration of the antenna device 101 and the communication terminal device 111 having the antenna device 101.
  • the communication terminal device 111 includes a first radiating element 11, a second radiating element 12, a circuit board 40, a resin portion for forming the radiating element, and a housing 50.
  • the power supply circuit 30 is configured on the circuit board 40.
  • the antenna coupling element 20 and the inductor L11 are mounted on the circuit board 40.
  • the housing 50 has conductivity and surrounds the first radiating element 11, the second radiating element 12, and the circuit board 40 in a plan view.
  • the first radiating element 11 is configured by a part of the casing 50, and a part of the casing is configured electrically independent of the other casing 50 parts.
  • the second radiating element 12 is composed of a conductor pattern formed by a LDS (Laser-Direct-Structuring) method on a resin portion in the housing 50.
  • LDS Laser-Direct-Structuring
  • the present invention is not limited to this.
  • it may be configured by a conductor pattern formed on a FPC (Flexible Printed Circuit) by a photoresist method.
  • the first radiating element connection terminal T 1 of the antenna coupling element 20 is connected to the first radiating element 11, and the second radiating element connecting terminal T 4 is connected to the second radiating element 12.
  • the power supply circuit connection terminal T2 is connected to the power supply circuit 30, and the ground connection terminal T3 is connected to the ground conductor pattern.
  • the inductor L11 is connected between one end of the first radiating element 11 and the ground.
  • the first radiating element 11 acts as a loop antenna by the inductor L11 and the ground conductor pattern formed on the circuit board.
  • the second radiating element 12 acts as a monopole antenna.
  • a parasitic capacitance C12 between the radiating elements is generated.
  • a part of the first radiating element 11 and a part of the second radiating element 12 including the tip of the second radiating element 12 are running in parallel in the proximity part PP.
  • a parasitic capacitance C12 is generated in that portion. That is, the first radiating element 11 and the second radiating element 12 are electrically coupled via the parasitic capacitance C12.
  • a part of the first radiating element 11 and the tip of the second radiating element 12 are particularly strongly electrically coupled.
  • a loop antenna is configured including the first radiating element 11, the space of the first radiating element 11 can be reduced. Moreover, if it is a loop antenna structure, the fluctuation
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the antenna device 101 including the antenna coupling element 20.
  • the antenna coupling element 20 includes a first coil L1 and a second coil L2 that are electromagnetically coupled to each other.
  • the first radiating element 11 resonates in a low band (for example, 0.60 GHz to 0.96 GHz). That is, the first radiating element 11 to which the first coil L1 is connected is responsible for at least the low band.
  • the resonance frequency located in such a low band is the “first resonance frequency” according to the present invention.
  • the first radiating element resonates even in a high band (eg, 1.71 GHz to 2.69 GHz) which is a frequency band higher than the low band. For example, when the resonance frequency of the fundamental wave by the first radiating element 11 to which the first coil L1 is connected is in the low band and the resonance frequency of the third harmonic is in the high band, the first radiating element 11 is high even in the low band. It can be said that even the band resonates.
  • the second radiating element 12 resonates with the antenna coupling element 20 in a high band (eg, 1.71 GHz to 2.69 GHz).
  • This resonance frequency is the “second resonance frequency” according to the present invention, and is 2.3 GHz, for example. That is, the second radiating element 12 takes charge of the high band, and widens the high band. Therefore, the resonance frequency of the fundamental wave due to the first radiation element to which at least the first coil L1 is connected is lower than the resonance frequency of the fundamental wave due to the second radiation element 12 and the antenna coupling element.
  • the first radiating element 11 is fed from the feeding circuit 30 via the first coil L1.
  • the second radiating element 12 is fed from the second coil L2 (powered by an induced electromotive force generated in the second coil L2).
  • the current i1 flows through the first coil L1
  • the current i2 is induced in the second coil L2
  • the second radiating element 12 is fed (driven) by the current i2.
  • the second radiating element 12 is electrically coupled to the first radiating element 11 via the parasitic capacitance C12, there is a current i12 that flows into the second radiating element 12 due to the electric field coupling.
  • a resonance circuit RC is constituted by the parasitic capacitance C12, the first coil L1, and the second coil L2 between the first radiating element 11 and the second radiating element 12. That is, the resonance circuit RC is parasitically configured by connecting the antenna coupling element 20 to the first radiating element 11 and the second radiating element 12 that are electric field coupled. If the resonance frequency of the resonance circuit RC is in the vicinity of the second resonance frequency, the current flowing through the second coil L2 in the second resonance frequency band (high band) and the second radiating element are described as follows. The direction of the current flowing through 12 is important.
  • the polarity of the coupling between the first coil L1 and the second coil L2 is determined so that the current i2 and the current i12 do not weaken each other at the second resonance frequency. That is, the electromagnetic coupling between the first coil L1 and the second coil L2 at the second resonance frequency provided by the antenna coupling element 20 and the second radiating element 12 configured by the first coil L1 and the second coil L2. Therefore, the first coil L1 and the second coil L2 are configured so that the absolute value of the phase difference between the current i12 flowing through the second radiating element 12 and the current i2 flowing through the second radiating element 12 by electric field coupling is 90 degrees or less. Join.
  • the antenna coupling element 20 may have the terminal T3 as a second radiating element connection terminal and the terminal T4 as a ground connection terminal depending on the electric field coupling location of the antenna.
  • the first coil L1 and the second coil L2 have the direction of the magnetic field generated in the first coil L1 when the current flows from the first coil L1 to the first radiating element 11, and the second coil L2 to the second coil L2.
  • the configuration is such that the direction of the magnetic field generated in the second coil L2 when the current flows to the radiating element 12 is opposite to each other.
  • the current i12 and the current i2 do not weaken each other, so that high-band radiation efficiency is improved.
  • the absolute value of the phase difference between the current i12 and the current i2 is smaller than 90 degrees, it can be said that the two are strengthening each other, thereby further improving the high-band radiation efficiency.
  • FIG. 4 is a diagram showing the frequency characteristics of the radiation efficiency of the antenna device 101.
  • RE1 is the radiation efficiency of the antenna device of the comparative example
  • RE2 is the radiation efficiency of the antenna device 101 of the present embodiment.
  • the polarity of the coupling between the first coil L1 and the second coil L2 of the antenna coupling element 20 is the same as that of the first coil L1 and the second coil of the antenna coupling element 20 included in the antenna device 101 according to the present embodiment.
  • the polarity of the coupling with the coil L2 is opposite to that of the coil L2. That is, in the antenna device of the comparative example, the current i12 flowing through the second radiating element 12 due to the electromagnetic coupling between the first coil L1 and the second coil L2 and the second radiating element 12 due to the electric field coupling shown in FIG.
  • the absolute value of the phase difference with the flowing current i2 becomes larger than 90 degrees, and the current i12 and the current i2 weaken each other.
  • the radiation efficiency of the antenna device is equivalent at 0.6 GHz to 2.0 GHz, but the radiation efficiency of the antenna device 101 of the present embodiment is higher at 2.0 GHz or higher. .
  • the current i12 and the current i2 weaken each other, whereas in the antenna device of the present embodiment, the current i12 and the current i2 do not weaken each other, but rather are added. This is because that.
  • the phase of the current i12 flowing through the second radiating element 12 is such that, for example, in the arrangement of the antenna device 101 as shown in FIG. And the phase of the current flowing between the second radiating element and the second coil L2 at the second resonance frequency is measured by a network analyzer or the like.
  • a network analyzer or the like it is actually difficult to directly measure current probes so as not to come close to each other. Therefore, for example, first, there are two input terminals of the first radiating element 11 (an end on the power source side of the first radiating element 11) and an input terminal of the second radiating element 12 (an end on the ground side of the second radiating element 12).
  • a 2 ⁇ 2 S parameter using two inputs of the input end of the first radiating element 11 and the input end of the second radiating element 12 is measured, and then the coupling element 20 is removed. It may be obtained by calculating the current flowing between the second radiating element 12 and the ground on the circuit simulator using the circuit configuration of the antenna device 101 after the layout change and the 2 ⁇ 2 S parameter. .
  • the second is obtained by electromagnetic field coupling between the first coil L1 and the second coil L2 at the second resonance frequency.
  • An example is shown in which the current i12 flowing through the radiating element 12 and the current i2 flowing through the second radiating element 12 due to electric field coupling do not weaken each other.
  • FIGS. 5A and 5 (B) are diagrams showing the configuration of the antenna device according to the embodiment of the present invention.
  • Each of the antenna devices illustrated in FIGS. 5A and 5B includes a first radiating element 11, a second radiating element 12, and an antenna coupling element 20.
  • the first radiating element 11 and the second radiating element 12 are both monopole radiating elements.
  • the feeding point for the first radiating element 11 is the same, but the proximity position of the second radiating element 12 is different. That is, in FIG. 5A and FIG. 5B, the second radiating element 12 is field-coupled to the first radiating element 11 at a position where the polarity of the potential distributed in the first radiating element 11 is different.
  • the current i12 flowing through the second radiating element 12 due to electromagnetic coupling between the first coil L1 and the second coil L2 and the current i2 flowing through the second radiating element 12 due to electric field coupling cancel each other.
  • the antenna coupling element 20 shown in FIG. 5 (A) and the antenna coupling element 20 shown in FIG. 5 (B) the polarities of the coupling between the first coil L1 and the second coil L2 are reversed under the conditions that are not performed. It is.
  • Two types of antenna coupling elements 20 having different coupling polarities between the first coil L1 and the second coil L2 are prepared in advance, and an antenna having a predetermined coupling polarity according to the conditions to which the antenna coupling element 20 is applied.
  • a coupling element 20 may be used.
  • the polarity of the coupling can also be selected depending on whether the antenna coupling element 20 has a top surface or a bottom surface as a mounting surface.
  • FIG. 6 is a plan view showing main configurations of the antenna device 102 and the communication terminal device 112 having the antenna device 102.
  • the communication terminal device 112 includes a first radiating element 11, a second radiating element 12, a third radiating element 13, a circuit board 40, and a housing 50.
  • the power supply circuit 30 is configured on the circuit board 40.
  • the antenna coupling element 20 and the inductor L11 are mounted on the circuit board 40.
  • the first radiating element 11, the second radiating element 12, and the third radiating element 13 are configured by a conductor pattern formed on a resin portion in the housing 50 by an LDS (Laser-Direct-Structuring) method or the like. Further, the present invention is not limited to this, and it may be formed on the circuit board 40, or may be configured by a conductor pattern formed on a FPC (Flexible Printed Circuit) by a photolithography method or the like. Thus, when all the radiating elements are formed in the housing, the housing 50 may be formed of an insulating member such as glass or resin that does not have conductivity.
  • the first radiating element connection terminal T 1 of the antenna coupling element 20 is connected to the first radiating element 11, and the second radiating element connecting terminal T 4 is connected to the second radiating element 12.
  • the power supply circuit connection terminal T2 is connected to the power supply circuit 30, and the ground connection terminal T3 is connected to the ground conductor pattern.
  • the inductor L11 is connected between one end of the first radiating element 11 and the ground.
  • the first radiating element 11 acts as a loop antenna by the inductor L11 and the ground conductor pattern formed on the circuit board.
  • the second radiating element 12 acts as a monopole antenna.
  • the third radiating element 13 is a GPS antenna, for example, and is connected to a feeding circuit different from the feeding circuit 30.
  • FIG. 7 is a plan view showing the main configuration of the antenna device 103 and the communication terminal device 113 having the antenna device 103.
  • the communication terminal device 113 includes a first radiating element 11, a second radiating element 12, a circuit board 40, and a housing 50.
  • the first radiating element 11 is composed of a part of the casing, and is electrically independent from the other parts of the casing.
  • the circuit board 40 includes a ground region GZ in which the ground conductor pattern 42 is formed and a non-ground region NGZ in which the ground conductor pattern 42 is not formed.
  • the second radiating element 12 is formed in the non-ground region NGZ.
  • the second radiating element 12 is composed of a linear conductor pattern having a folded portion 12FB in the middle.
  • the second radiating element 12 is provided in a space-saving manner by being configured with a linear conductor pattern having a folded portion in the middle.
  • it has the 1st linear conductor pattern part 12A extended
  • the resonance bandwidth of the resonance circuit including the second radiating element 12 can be widened.
  • FIG. 8 is a diagram showing the configuration of the antenna device 103.
  • the antenna device 103 includes a first radiating element 11, a second radiating element 12, an antenna coupling element 20, inductors L11a and L11b, capacitors C11a and C11b, and a switch 4.
  • the switch 4 selectively connects one of the inductors L ⁇ b> 11 a and L ⁇ b> 11 b and the capacitors C ⁇ b> 11 a and C ⁇ b> 11 b to the tip of the first radiating element 11 in accordance with a control signal given from the outside of the antenna device. Therefore, the effective length of the antenna can be changed by the switch 4.
  • Inductor L11a and inductor L11b have different inductances, and capacitor C11a and capacitor C11b have different capacitances.
  • the resonance frequency of the first radiating element 11 is switched depending on which of the reactance elements L11a, L11b, C11a, and C11b is selected. The other configuration is as shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram showing the configuration of the antenna device 104.
  • the antenna device 104 includes a first radiating element 11, a second radiating element 12, and an antenna coupling element 20.
  • the power feeding circuit 30 is connected to the power feeding end of the first radiating element 11 via the first coil L ⁇ b> 1 of the antenna coupling element 20.
  • emission element 11 is open
  • the first radiating element 11 functions as an inverted F antenna.
  • the first radiating element 11 is a conductor having a planar shape, it acts as a PIFA (planar-inverted-F-antenna). In this way, by using the first radiating element 11 as an inverted F-type antenna or PIFA, the impedance of the first radiating element 11 can be made substantially the same as that of the power feeding circuit, and impedance matching becomes easy.
  • PIFA plane-inverted-
  • the present invention can also be applied to an antenna device in which the first radiating element 11 is an inverted F antenna or a PIFA.
  • FIG. 10 is a diagram showing the configuration of the antenna device 105.
  • the antenna device 105 includes a first radiating element 11, a second radiating element 12, and an antenna coupling element 20.
  • the first coil L1 of the antenna coupling element 20 is connected as a short pin between a predetermined ground position PS of the first radiating element 11 and the ground.
  • the second radiating element 12 is connected to the second coil L ⁇ b> 2 of the antenna coupling element 20.
  • the first radiating element 11 functions as an inverted F antenna.
  • the first radiating element 11 is a conductor having a planar shape, it acts as a PIFA (planar-inverted-F-antenna).
  • the present invention can also be applied to an inverted-F antenna or PIFA antenna device having such a structure.
  • C11a, C11b ... Capacitor C12 Parasitic capacitance between radiation elements GZ ... Ground region L1 ... First coils L1a, L1b, L2a, L2b ... Conductor patterns L11, L11a, L11b ... Inductor L2 ... Second coil MS1 ... First surface MS2 ... Second surface NGZ ... Non-ground region PP ... Proximity part PS ... Grounding position RC ... Resonant circuit S11, S12, S21, S22 ... Insulating substrate T1 ... First radiation element connection terminal T2 ... Feed circuit connection terminal T3 ... Ground connection terminal T4 ... second radiating element connection terminals V1, V2 ... interlayer connection conductor 4 ...

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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  • Details Of Aerials (AREA)
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Abstract

アンテナ装置（１０１）は、第１放射素子（１１）と、第２放射素子（１２）と、第１放射素子（１１）又は給電回路（３０）に接続される第１コイル（Ｌ１）と、第２放射素子（１２）に接続され、第１コイル（Ｌ１）に対して電磁界結合する第２コイル（Ｌ２）と、を有する。第１放射素子（１１）と第２放射素子（１２）とは電界結合する。アンテナ結合素子（２０）と第２放射素子（１２）とにより付与される共振周波数において、第１コイル（Ｌ１）と第２コイル（Ｌ２）との電磁界結合により第２放射素子（１２）に流れる電流と、電界結合により第２放射素子（１２）に流れる電流との位相差の絶対値は９０度以下である。

Description

アンテナ装置及び通信端末装置
　本発明は複数の放射素子と給電回路との間に接続されるアンテナ結合素子を備えたアンテナ装置及び通信端末装置に関するものである。
　アンテナ装置の使用可能周波数帯域を広帯域化するため、又は複数の周波数帯域に対応するために、直接的又は間接的に結合する２つの放射素子を備えるアンテナ装置が用いられている。また、２つの放射素子と、この２つの放射素子に対する給電を制御するアンテナ結合素子とを備えたアンテナ装置が特許文献１に示されている。
特許第５５０５５６１号公報
　例えば携帯電話の通信用アンテナでは、0.6GHz～2.7GHzのような広帯域をカバーするものがある。また、複数の周波数帯域を同時に使用することで伝送レートを高めるキャリアアグリゲーションに対応するために、広帯域を同時に使用可能なアンテナ装置が求められている。
　特許文献１に示されるアンテナ装置は、二つの放射素子（給電放射素子及び無給電放射素子）と給電回路との間に、トランスによるアンテナ結合素子を接続したものである。この構成のアンテナ装置は、広帯域を同時にカバーするうえで非常に有用なものである。
　ところが、アンテナ装置を備える通信端末装置の高機能化に伴ってアンテナスペースが限られてくると、給電放射素子と無給電放射素子とが近接配置されることとなる。これにより、給電放射素子と無給電放射素子との電界結合が強くなる。
　このような状況で、アンテナ結合素子によって無給電放射素子に流れる電流と、上記電界結合により無給電放射素子に流れる電流とが互いに弱めあう関係となると十分な放射効率が得られない、という不具合が生じる。
　このように、無給電放射素子に流れるべき電流量が低下する状態では、無給電放射素子の放射効率が低下してしまう。
　そこで、本発明の目的は、二つの放射素子間の直接的な結合とアンテナ結合素子を介する間接的な結合とが存在する場合に、放射素子に流れる電流の相殺による放射効率の低下が抑制されたアンテナ装置及び通信端末装置を提供することにある。
　本開示の一例としてのアンテナ装置は、
　第１放射素子と、第２放射素子と、第１放射素子及び給電回路の一方に接続される第１コイルと、第２放射素子に接続され、第１コイルに対して電磁界結合する第２コイルと、を有し、第１放射素子と第２放射素子とは電界結合する。そして、第１コイル及び第２コイルによりアンテナ結合素子が構成され、アンテナ結合素子と第２放射素子とにより付与される共振周波数において、第１コイルと第２コイルとの電磁界結合により第２放射素子に流れる電流と、第１放射素子と第２放射素子との電界結合により第２放射素子に流れる電流との位相差の絶対値が９０度以下となるように、第１コイルと第２コイルとの結合の方向が定められる。
　上記構成によれば、第１コイルと第２コイルとの電磁界結合により第２放射素子に流れる電流が、第１放射素子と第２放射素子との電界結合により第２放射素子に流れる電流によって相殺されず、第２放射素子の放射効率の低下が抑制される。
　本発明によれば、二つの放射素子間の寄生容量による直接的な結合とアンテナ結合素子を介する間接的な結合とが存在する場合に、放射素子に流れる電流の相殺による放射効率の低下が抑制されたアンテナ装置及び通信端末装置が得られる。
図１は、本発明の一実施形態であるアンテナ装置及び通信端末装置に用いられるアンテナ結合素子２０の斜視図と、アンテナ結合素子２０の一部の分解斜視図である。 図２は、アンテナ装置１０１と、それを備える通信端末装置１１１の主要な構成を示す平面図である。 図３はアンテナ結合素子２０を含むアンテナ装置１０１の回路図である。 図４はアンテナ装置１０１の放射効率の周波数特性を示す図である。 図５（Ａ）、図５（Ｂ）は、いずれも本発明の一実施形態のアンテナ装置の構成を示す図である。 図６は、アンテナ装置１０２と、それを備える通信端末装置１１２の主要な構成を示す平面図である。 図７は、アンテナ装置１０３と、それを備える通信端末装置１１３の主要な構成を示す平面図である。 図８はアンテナ装置１０３の構成を示す図である。 図９はアンテナ装置１０４の構成を示す図である。 図１０はアンテナ装置１０５の構成を示す図である。
　図１は本発明の一実施形態であるアンテナ装置及び通信端末装置に用いられるアンテナ結合素子２０の斜視図と、アンテナ結合素子２０の一部の分解斜視図である。本実施形態のアンテナ結合素子２０は、通信端末装置内の回路基板に実装される直方体状のチップ部品である。図１においては、アンテナ結合素子２０の外形とその内部の構造とを分離して図示している。アンテナ結合素子２０の外面には、第１放射素子接続端子Ｔ１、給電回路接続端子Ｔ２、グランド接続端子Ｔ３、及び第２放射素子接続端子Ｔ４が形成されている。また、アンテナ結合素子２０は第１面ＭＳ１と当該第１面ＭＳ１とは反対側の面である第２面ＭＳ２とを備える。本実施形態では、第１面ＭＳ１又は第２面ＭＳ２が実装面である。
　アンテナ結合素子２０の内部には、導体パターンＬ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂが形成されている。導体パターンＬ１ａと導体パターンＬ１ｂとは層間接続導体Ｖ１を介して接続されている。導体パターンＬ２ａと導体パターンＬ２ｂとは層間接続導体Ｖ２を介して接続されている。この図１においては、各導体パターンが形成された絶縁基材Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２を積層方向に分離して表している。
　アンテナ結合素子２０を樹脂多層基板で構成する場合、上記絶縁基材は例えば液晶ポリマー（LCP）シートであり、導体パターンＬ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂは例えば銅箔をパターンニングしたものである。また、アンテナ結合素子２０をセラミック多層基板で構成する場合、上記絶縁基材は例えば低温同時焼成セラミックス（LTCC［Low Temperature Co-fired Ceramics］）であり、導体パターンＬ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂは例えば銅ペーストを印刷形成したものである。
　このように、基材層が非磁性体であることにより（磁性体フェライトではないので）、0.6GHz～2.7GHzの高周波数帯でも所定インダクタンス、所定結合係数のトランスとして用いることができる。
　なお、導体パターンＬ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂを積層体の中間層に集中させているので、このアンテナ結合素子２０を回路基板に実装した状態で、回路基板に存在するグランド導体と第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２との間隔が確保される。また、アンテナ結合素子２０の上部に何らかの金属部材が近接しても、この金属部材と第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２との間隔が確保される。そのため、後に示す第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２の磁界が外部からの影響を受けにくく、安定した特性が得られる。
　図２は、アンテナ装置１０１と、それを備える通信端末装置１１１の主要な構成を示す平面図である。この通信端末装置１１１は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、回路基板４０、放射素子を形成するための樹脂部及び筐体５０を備える。
　回路基板４０には給電回路３０が構成されている。また、この回路基板４０にアンテナ結合素子２０及びインダクタＬ１１が実装されている。
　筐体５０は導電性を有し、平面視で第１放射素子１１、第２放射素子１２、回路基板４０を取り囲む。第１放射素子１１は、筐体５０の一部で構成されており、この筐体の一部は他の筐体５０の部分とは電気的に独立して構成されている。第２放射素子１２は筐体５０内の樹脂部に、LDS（Laser-Direct-Structuring）工法で形成された導体パターンで構成されている。また、これに限らず、例えばFPC(Flexible Printed Circuit)にフォトレジスト工法で形成された導体パターンで構成されていてもよい。
　アンテナ結合素子２０の第１放射素子接続端子Ｔ１は第１放射素子１１に接続され、第２放射素子接続端子Ｔ４は第２放射素子１２に接続される。給電回路接続端子Ｔ２は給電回路３０に接続され、グランド接続端子Ｔ３はグランド導体パターンに接続される。これによって、図１に示したアンテナ結合素子２０における第１コイル及び第２コイルは、第１コイルから第１放射素子へ電流が流れるときに第１コイルに生じる磁界の方向と、第２コイルから第２放射素子へ電流が流れるときに第２コイルに生じる磁界の方向とを同方向の関係となるように構成されている。
　インダクタＬ１１は第１放射素子１１の一方の端部とグランドとの間に接続されている。
　第１放射素子１１は、インダクタＬ１１及び回路基板に形成されたグランド導体パターンによってループアンテナとして作用する。第２放射素子１２はモノポールアンテナとして作用する。
　第１放射素子１１の一部と第２放射素子１２の一部との近接部ＰＰには、放射素子間の寄生容量Ｃ１２が生じる。図２に示した例では、近接部ＰＰにおいて、第１放射素子１１の一部と、第２放射素子１２の先端部を含む第２放射素子１２の一部と、が互いに並走しており、その部分において、特に寄生容量Ｃ１２が生じている。つまり、第１放射素子１１と第２放射素子１２とは、この寄生容量Ｃ１２を介して電界結合する。これによって、第１放射素子１１の一部と第２放射素子１２の先端部が特に強く電界結合する。なお、副次的には、第１放射素子１１と第２放射素子１２との磁界結合もあってもよい。
　図２に示したように、第１放射素子１１を含んでループアンテナを構成すれば、この第１放射素子１１のスペースを削減できる。また、ループアンテナ構造であれば、人体の近接による第１放射素子１１のアンテナ特性の変動を抑制できる。さらに、このループアンテナの構造上の内側にモノポール構造の第２放射素子１２を配置することで、人体の近接による第２放射素子１２のアンテナ特性の変動も抑制できる。
　図３は上記アンテナ結合素子２０を含むアンテナ装置１０１の回路図である。アンテナ結合素子２０は、互いに電磁界結合する第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２を含む。
　第１放射素子１１はローバンド（例えば0.60GHz～0.96GHz）の帯域内で共振する。つまり、第１コイルＬ１が接続された第１放射素子１１は少なくともローバンドを受け持つ。このようなローバンド内に位置する共振周波数は、本発明に係る「第１共振周波数」である。また、第１放射素子は上記ローバンドよりも高い周波数帯であるハイバンド（例えば1.71GHz～2.69GHz）の帯域内でも共振する。例えば、第１コイルＬ１が接続された第１放射素子１１による基本波の共振周波数がローバンド内にあり、その３倍波の共振周波数がハイバンドにある場合、第１放射素子１１はローバンドでもハイバンドでも共振すると言える。
　第２放射素子１２は、アンテナ結合素子２０と共に、ハイバンド（例えば1.71GHz～2.69GHz）の帯域内で共振する。この共振周波数は本発明に係る「第２共振周波数」であり、例えば2.3GHzである。つまり、第２放射素子１２はハイバンドを受け持ち、ハイバンドを広帯域化する。よって、少なくとも第１コイルＬ１が接続された第１放射素子による基本波の共振周波数は、第２放射素子１２とアンテナ結合素子とによる基本波の共振周波数よりも低い。
　第１放射素子１１は、給電回路３０から第１コイルＬ１を介して給電される。第２放射素子１２は第２コイルＬ２から給電（第２コイルＬ２に生じる誘導起電力で給電）される。例えば、第１コイルＬ１に電流ｉ１が流れるとき、第２コイルＬ２に電流ｉ２が誘導されて、この電流ｉ２によって第２放射素子１２が給電（駆動）される。さらに、第２放射素子１２は、寄生容量Ｃ１２を介して第１放射素子１１と電界結合するので、この電界結合により第２放射素子１２側に流れ込む電流ｉ１２がある。
　図３に示すように、第１放射素子１１と第２放射素子１２との間の寄生容量Ｃ１２、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２によって共振回路ＲＣが構成される。つまり、電界結合する第１放射素子１１と第２放射素子１２にアンテナ結合素子２０を接続することによって、共振回路ＲＣが寄生的に構成される。この共振回路ＲＣの共振周波数が上記第２共振周波数の近傍であると、次に述べるように、第２共振周波数の帯域（ハイバンド）で、第２コイルＬ２に流れる電流と、第２放射素子１２に流れる電流との方向が重要となる。
　第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合の極性は、上記第２共振周波数において、上記電流ｉ２と電流ｉ１２とが互いに弱め合わない関係となるように定められている。つまり、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２により構成されるアンテナ結合素子２０と第２放射素子１２とにより付与される第２共振周波数において、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との電磁界結合により第２放射素子１２に流れる電流ｉ１２と、電界結合により第２放射素子１２に流れる電流ｉ２との位相差の絶対値が９０度以下となるように、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とは結合する。
　つまり、第１コイルＬ１から第１放射素子１１に電流が流れる時の第１コイルＬ１に生じる磁界の方向と、第２コイルＬ２から第２放射素子１２へ電流が流れる時の第２コイルＬ２に生じる磁界の方向との関係はアンテナの電界結合箇所によって、同方向にも逆方向にもなるが、上記結合関係は変わらない。例えば、アンテナ結合素子２０は、アンテナの電界結合の箇所によっては、端子Ｔ３を第２放射素子接続端子とし、端子Ｔ４をグランド接続端子としてもよい。このような場合、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２は、第１コイルＬ１から第１放射素子１１へ電流が流れるときに第１コイルＬ１に生じる磁界の方向と、第２コイルＬ２から第２放射素子１２へ電流が流れるときに第２コイルＬ２に生じる磁界の方向とを互いに逆の関係となるように構成される。
　上述の関係であることにより、上記電流ｉ１２と電流ｉ２とが互いに弱めあわないので、ハイバンドの放射効率が向上する。また、電流ｉ１２と電流i２との位相差の絶対値が９０度より小さい場合には、両者が互いに強めあっていると言え、それによってハイバンドの放射効率がさらに向上する。
　図４はアンテナ装置１０１の放射効率の周波数特性を示す図である。図４において、ＲＥ１は、比較例のアンテナ装置の放射効率、ＲＥ２は本実施形態のアンテナ装置１０１の放射効率である。
　比較例のアンテナ装置は、アンテナ結合素子２０の第１コイルＬ１と第２コイルＬ２の結合の極性が、本実施形態に係るアンテナ装置１０１が備えるアンテナ結合素子２０の、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合の極性とは逆の関係にある。つまり、比較例のアンテナ装置では、図３に示した、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との電磁界結合により第２放射素子１２に流れる電流ｉ１２と、電界結合により第２放射素子１２に流れる電流ｉ２との位相差の絶対値が９０度より大きくなって、電流ｉ１２と電流ｉ２とは互いに弱めあう。
　本実施形態では、図４に表れているように、0.6GHz～2.0GHzではアンテナ装置の放射効率は同等であるが、2.0GHz以上では本実施形態のアンテナ装置１０１の方が、放射効率が高い。この周波数帯域において、比較例のアンテナ装置では、上記電流ｉ１２と電流ｉ２とは互いに弱めあうのに対し、本実施形態のアンテナ装置では、電流ｉ１２と電流ｉ２とは互いに弱めあわず、むしろ加算されるからである。
　上述した電磁界結合により、第２放射素子１２に流れる電流ｉ１２の位相は、例えば、図２に示したようなアンテナ装置１０１の配置において、第１放射素子１１と第２放射素子１２を十分物理的に離間するように配置変更し、第２共振周波数で第２放射素子と第２コイルＬ２との間に流れる電流の位相をネットワークアナライザなどで測定することで得られる。しかしながら、電流プローブ間を近接しないように直接測定することは実際には難しい。そこで、例えば、まず第１放射素子１１の入力端（第１放射素子１１の電源側の端）と第２放射素子１２の入力端（第２放射素子１２のグランド側の端）との２つを入力端とする、２×２のＳパラメータと、端子Ｔ１～Ｔ４の４つの端子を有する結合素子２０だけの４×４のＳパラメータとを測定し、その後、配置変更後のアンテナ装置１０１の回路構成と、上記Ｓパラメータとを用いて、回路シミュレータ上で第２放射素子１２と第２コイルＬ２との間に流れる電流を計算することで得る。また、電界結合により第２放射素子１２に流れる電流ｉ２の位相は、例えば、図２に示したようなアンテナ装置１０１の配置において、アンテナ結合素子２０を取り除くように配置変更し、第２共振周波数で第２放射素子１２とグランドとの間に流れる電流の位相をネットワークアナライザなどで測定することで得られる。この場合にも、例えば、第１放射素子１１の入力端と第２放射素子１２の入力端との２つを入力とする、２×２のＳパラメータを測定し、その後、結合素子２０を取り除く配置変更後のアンテナ装置１０１の回路構成と、前記２×２のＳパラメータとを用いて、回路シミュレータ上で第２放射素子１２とグランドとの間に流れる電流を計算することで得てもよい。
　図２、図３に示した給電回路３０は、第１放射素子１１の共振周波数を含むローバンドの通信信号と、アンテナ結合素子２０と第２放射素子１２とによる共振周波数を含むハイバンドの通信信号と、を入出力する。これにより、広帯域の通信信号を扱う通信端末装置が得られる。
　次に、アンテナ結合素子２０の第１コイルＬ１と第２コイルＬ２の結合の極性がいずれの場合でも、第２共振周波数において、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との電磁界結合により第２放射素子１２に流れる電流ｉ１２と、電界結合により第２放射素子１２に流れる電流ｉ２とが互いに弱めあわない例を示す。
　図５（Ａ）、図５（Ｂ）は、いずれも本発明の一実施形態のアンテナ装置の構成を示す図である。図５（Ａ）、図５（Ｂ）に示す、いずれのアンテナ装置も、第１放射素子１１と第２放射素子１２とアンテナ結合素子２０とを備える。第１放射素子１１及び第２放射素子１２はいずれもモノポール型の放射素子である。
　図５（Ａ）、図５（Ｂ）に示すアンテナ装置において、第１放射素子１１に対する給電点は同じであるが、第２放射素子１２の近接位置が異なる。つまり、図５（Ａ）と図５（Ｂ）とでは、第１放射素子１１に分布する電位の極性が異なる位置で、第２放射素子１２が第１放射素子１１と電界結合している。
　そのため、第２共振周波数において、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との電磁界結合により第２放射素子１２に流れる電流ｉ１２と、電界結合により第２放射素子１２に流れる電流ｉ２とが互いに相殺されない条件のもとで、図５（Ａ）に示したアンテナ結合素子２０と図５（Ｂ）に示したアンテナ結合素子２０とでは、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２の結合の極性は逆である。
　第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合の極性が異なる２種のアンテナ結合素子２０を予め用意しておき、そのアンテナ結合素子２０の適用先の条件に応じて、所定の結合極性のアンテナ結合素子２０を用いればよい。また、図１に示した例では、アンテナ結合素子２０を、その上面又は下面のどちらを実装面とするかによって、上記結合の極性を選択することもできる。
　次に、これまでに示したアンテナ装置とは各部の構成が異なるアンテナ装置について幾つかの例を示す。
　図６は、アンテナ装置１０２と、それを備える通信端末装置１１２の主要な構成を示す平面図である。この通信端末装置１１２は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、第３放射素子１３、回路基板４０及び筐体５０を備える。
　回路基板４０には給電回路３０が構成されている。また、この回路基板４０にアンテナ結合素子２０及びインダクタＬ１１が実装されている。
　第１放射素子１１、第２放射素子１２及び第３放射素子１３は、筐体５０内の樹脂部に、LDS（Laser-Direct-Structuring）工法などで形成された導体パターンで構成されている。また、これに限らず回路基板４０上に形成されたものでもよいし、FPC(Flexible Printed Circuit)にフォトリソグラフィ工法などで形成された導体パターンで構成されていてもよい。このようにして、全ての放射素子が筐体内に形成される場合には、筐体５０は導電性を有していないガラスや樹脂などの絶縁性部材で構成されてもよい。
　アンテナ結合素子２０の第１放射素子接続端子Ｔ１は第１放射素子１１に接続され、第２放射素子接続端子Ｔ４は第２放射素子１２に接続される。給電回路接続端子Ｔ２は給電回路３０に接続され、グランド接続端子Ｔ３はグランド導体パターンに接続される。
　インダクタＬ１１は第１放射素子１１の一方の端部とグランドとの間に接続されている。
　第１放射素子１１は、インダクタＬ１１及び回路基板に形成されたグランド導体パターンによってループアンテナとして作用する。第２放射素子１２はモノポールアンテナとして作用する。第３放射素子１３は例えばGPS用アンテナであり、給電回路３０とは別の給電回路に接続される。
　その他の構成は、図２、図５（Ａ）、図５（Ｂ）等に示したアンテナ装置と同様である。このように、第１放射素子１１は導体パターンで構成してもよい。
　図７は、アンテナ装置１０３と、それを備える通信端末装置１１３の主要な構成を示す平面図である。この通信端末装置１１３は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、回路基板４０及び筐体５０を備える。
　第１放射素子１１は、筐体の一部で構成されており、筐体のその他の部分とは電気的に独立している。回路基板４０は、グランド導体パターン４２が形成されているグランド領域ＧＺと、グランド導体パターン４２が形成されていない、非グランド領域ＮＧＺとを備える。この非グランド領域ＮＧＺに第２放射素子１２が形成されている。
　第２放射素子１２は、途中に折り返し部１２ＦＢを有する線状の導体パターンで構成されている。このように、途中に折り返し部を有する線状の導体パターンで構成されることにより、第２放射素子１２は省スペースに設けられる。また、この例では、アンテナ結合素子２０から延伸する第１線状導体パターン部１２Ａと、第１放射素子１１から遠ざかる側に折り返された第２線状導体パターン部１２Ｂとを有する。この構造により、第１放射素子１１に近接する部分は短く、且つ、延伸方向が互いに逆方向であるので、第１放射素子１１との実質的な電界結合は小さい。
　なお、第２線状導体パターン部１２Ｂは第１線状導体パターン部１２Ａより線幅が太いので、第２放射素子１２を含む共振回路の共振帯域幅を広げることができる。
　図８はアンテナ装置１０３の構成を示す図である。このアンテナ装置１０３は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、アンテナ結合素子２０、インダクタＬ１１ａ，Ｌ１１ｂ、キャパシタＣ１１ａ，Ｃ１１ｂ及びスイッチ４を備える。スイッチ４は、アンテナ装置外部から与えられる制御信号に応じて、インダクタＬ１１ａ，Ｌ１１ｂ、キャパシタＣ１１ａ，Ｃ１１ｂのうち一つを選択的に第１放射素子１１の先端に接続する。したがって、スイッチ４によりアンテナの実効長が変更可能となる。
　インダクタＬ１１ａとインダクタＬ１１ｂとではインダクタンスが異なり、キャパシタＣ１１ａとキャパシタＣ１１ｂとではキャパシタンスが異なる。これらリアクタンス素子Ｌ１１ａ，Ｌ１１ｂ，Ｃ１１ａ，Ｃ１１ｂのうちどの素子を選択するかによって、第１放射素子１１の共振周波数が切り替えられる。その他の構成は図２に示したとおりである。
　図９はアンテナ装置１０４の構成を示す図である。このアンテナ装置１０４は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、及びアンテナ結合素子２０を備える。第１放射素子１１の給電端にアンテナ結合素子２０の第１コイルＬ１を介して給電回路３０が接続されている。そして、第１放射素子１１の先端は開放されていて、途中の所定の接地位置ＰＳがグランドに接地されている。この構成により、第１放射素子１１は逆Ｆアンテナとして作用する。また、第１放射素子１１が面状に拡がりのある導体であれば、PIFA（planar inverted-F antenna）として作用する。このように、第１放射素子１１を逆Ｆ型アンテナやPIFAとすることによって、第１放射素子１１のインピーダンスを給電回路とのインピーダンスと同程度にでき、インピーダンス整合が容易となる。
　本発明はこのように第１放射素子１１が逆ＦアンテナやPIFAであるアンテナ装置にも適用できる。
　図１０はアンテナ装置１０５の構成を示す図である。このアンテナ装置１０５は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、及びアンテナ結合素子２０を備える。第１放射素子１１の所定の接地位置ＰＳとグランドとの間のショートピンとして、アンテナ結合素子２０の第１コイルＬ１が接続されている。そして、アンテナ結合素子２０の第２コイルＬ２に第２放射素子１２が接続されている。この構成により、第１放射素子１１は逆Ｆアンテナとして作用する。また、第１放射素子１１が面状に拡がりのある導体であれば、PIFA（planar inverted-F antenna）として作用する。
　本発明は、このような構造の逆ＦアンテナやPIFAであるアンテナ装置にも適用できる。
　最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形及び変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。
Ｃ１１ａ，Ｃ１１ｂ…キャパシタ
Ｃ１２…放射素子間寄生容量
ＧＺ…グランド領域
Ｌ１…第１コイル
Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ…導体パターン
Ｌ１１，Ｌ１１ａ，Ｌ１１ｂ…インダクタ
Ｌ２…第２コイル
ＭＳ１…第１面
ＭＳ２…第２面
ＮＧＺ…非グランド領域
ＰＰ…近接部
ＰＳ…接地位置
ＲＣ…共振回路
Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２…絶縁基材
Ｔ１…第１放射素子接続端子
Ｔ２…給電回路接続端子
Ｔ３…グランド接続端子
Ｔ４…第２放射素子接続端子
Ｖ１，Ｖ２…層間接続導体
４…スイッチ
１１…第１放射素子
１２…第２放射素子
１２Ａ…第１線状導体パターン部
１２Ｂ…第２線状導体パターン部
１３…第３放射素子
２０…アンテナ結合素子
３０…給電回路
４０…回路基板
４２…グランド導体パターン
５０…筐体
１０１～１０５…アンテナ装置
１１１～１１３…通信端末装置

Claims (6)

  1. 　第１放射素子と、第２放射素子と、前記第１放射素子及び給電回路の一方に接続される第１コイルと、前記第２放射素子に接続され、前記第１コイルに対して電磁界結合する第２コイルと、を有し、
    　前記第１放射素子と前記第２放射素子とは電界結合し、
    　前記第１コイル及び前記第２コイルによりアンテナ結合素子が構成され、前記アンテナ結合素子と前記第２放射素子とにより付与される共振周波数において、前記第１コイルと前記第２コイルとの電磁界結合により前記第２放射素子に流れる電流と、前記電界結合により前記第２放射素子に流れる電流との位相差の絶対値が９０度以下である、
    　アンテナ装置。
  2. 　前記アンテナ結合素子を含む前記第２放射素子の基本波の共振周波数である第２共振周波数は前記第１放射素子の基本波の共振周波数である第１共振周波数より高い、請求項１に記載のアンテナ装置。
  3. 　前記第１放射素子と前記第２放射素子とは互いに並走する部分を有し、前記並走する部分において前記電界結合をする、請求項１に記載のアンテナ装置。
  4. 　前記第１コイル及び前記第２コイルは、前記第１コイルから前記第１放射素子へ電流が流れるときに前記第１コイルに生じる磁界の方向と、前記第２コイルから前記第２放射素子へ電流が流れるときに前記第２コイルに生じる磁界の方向とを互いに逆の関係とした、
    　請求項１から３のいずれかに記載のアンテナ装置。
  5. 　前記第１コイル及び前記第２コイルは、前記第１コイルから前記第１放射素子へ電流が流れるときに前記第１コイルに生じる磁界の方向と、前記第２コイルから前記第２放射素子へ電流が流れるときに前記第２コイルに生じる磁界の方向とを同方向の関係とした、
    　請求項１から３のいずれかに記載のアンテナ装置。
  6. 　請求項１から５のいずれかに記載のアンテナ装置と、前記給電回路とを備え、
    　前記給電回路は、前記第１放射素子の共振周波数を含むローバンドの通信信号と、前記アンテナ結合素子と前記第２放射素子とによる共振周波数を含むハイバンドの通信信号と、を操作する、
    　通信端末装置。
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