WO2019180767A1 - 物体検知装置、物体検知方法、及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体 - Google Patents

物体検知装置、物体検知方法、及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体 Download PDF

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慎吾 山之内
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    • G01S7/411—Identification of targets based on measurements of radar reflectivity

Definitions

  • the present invention relates to an object detection device and an object detection method for recognizing or identifying the presence of a detection target by irradiating a detection target with radio waves and detecting radio waves reflected or emitted from the target. Furthermore, the present invention relates to a computer-readable recording medium on which a program for realizing these is recorded.
  • Radio waves are superior to light in terms of their ability to penetrate objects.
  • Devices have been put to practical use that utilize radio wave transmission capabilities to image and inspect articles under clothing and in a bag.
  • remote sensing technology has been put into practical use in which the surface of the earth is imaged through a cloud from a satellite or an aircraft by utilizing the ability to transmit radio waves.
  • FIG. 12 is a conceptual diagram showing the concept of a general array antenna system.
  • the measurement apparatus includes a transmitter 211 and a receiver 201.
  • the transmitter 211 includes a transmission antenna 212.
  • the receiver 201 includes receiving antennas 202 1 , 202 2 ,..., And 202 N (N is the number of receiving antennas).
  • the transmitter 211 irradiates an RF signal (radio wave) 213 from the transmission antenna 212 toward the detection objects 204 1 , 204 2 ,..., 204 K (K is the number of objects).
  • RF signal (radio wave) 213 detects the object 204 1, 204 2, ..., are reflected in the 204 K, the reflected wave 203 1, 203 2, ..., 203 K is generated, respectively.
  • the receiver 201 the reflected wave 203 1 receiving, 203 2, ..., based on 203 K, the detection object 204 1, 204 2, ..., and calculates the signal strength is reflected from 204 K .
  • images of the detection objects 204 1 , 204 2 ,..., 204 K can be obtained.
  • FIG. 13 is a diagram more specifically showing the configuration of the receiver shown in FIG.
  • the phase shifters 206 1 , 206 2 ,..., 206 N are connected to the incoming waves 208 1 , 208 2 , 208 N received by the receiving antennas 202 1 , 202 2 ,. ..., to 208 N, added phase rotation ⁇ 1, ⁇ 2, ⁇ , ⁇ N , respectively.
  • Phase rotation ⁇ 1, ⁇ 2, ⁇ , ⁇ N is incoming wave 208 1 applied, 208 2, ⁇ ⁇ ⁇ , 208 N are added by the adder 207.
  • the phase shifters 206 1 , 206 2 ,..., 206 N and the adder 207 may be implemented by analog circuits or digital processing by software.
  • the array antenna system, the phase shifter 206 1, 206 2, ..., 206 phase rotation [Phi 1 by N, [Phi 2, ..., by setting [Phi N, directivity of the array antenna is controlled.
  • the directivity g of the receiving antenna 202 (theta), the receiving antenna 202 n incoming wave 208 received by the n (n 1,2, ⁇ , N) when the respective amplitudes and phases of a n and phi n
  • the directivity E ( ⁇ ) of the array antenna is calculated as the following equation (1).
  • the directivity component AF ( ⁇ ) obtained by removing the directivity g ( ⁇ ) of the receiving antenna 202 from the directivity E ( ⁇ ) of the array antenna is called an array factor.
  • the array factor AF ( ⁇ ) represents the effect of directivity due to the formation of the array antenna.
  • lambda is arriving wave 208 1, 208 2, ..., a wavelength of 208 N.
  • the array factor AF ( ⁇ ) is maximized in the direction of the angle ⁇ . This indicates a method of controlling the directivity of the array antenna by the phase rotation ⁇ n of the phase shifter 206 n .
  • phase shifters 206 1 , 206 2 ,..., 206 N are built in the receiver 201 and the receiving antennas 202 1 , 202 2 ,. -Connected to 202N . These phase shifters 206 1, 206 2, ..., the 206 N, receive antennas 202 1, 202 2, ..., the directivity of the receiving array antenna formed by 202 N is controlled.
  • the frequency dependence of the receiving array antennas (202 1 , 202 2 ,..., 202 N ) is utilized, and the receiving array antennas (202 1 , 202 2 ,. • 202 N ) directivity is controlled.
  • the detection object 204 1, 204 2, ..., the receiving array antennas to respective 204 K (202 1, 202 2 , ⁇ , 202 N) directional By directing the beam, the radio wave intensity reflected from the detection objects 204 1 , 204 2 ,..., 204 K is calculated.
  • the array antenna system disclosed in Patent Document 3 is also common to the array antenna system disclosed in Patent Document 1 or 2.
  • the receiving antenna 202 1, 202 2, ..., 202 intervals of each antenna of N reflected wave 203 1 received at the receiver 201, 203 2 ,..., 203 K has a restriction that it must be less than half of the wavelength ⁇ .
  • Patent Document 4 discloses a technique for relaxing the restriction on the interval between the receiving antennas 202 1 , 202 2 ,..., 202 N in the array antenna system.
  • a plurality of pulse signals having different RF frequencies are transmitted toward an object, and signals having different RF frequencies reflected from the object are received by a plurality of receiving antennas.
  • Pulse signals of different RF frequencies received at their receiving antennas are phase aligned and then (coherently) synthesized.
  • a virtual antenna can be formed at a position corresponding to the RF frequency, and as a result, the actual interval between the receiving antennas can be extended to more than half of the wavelength ⁇ .
  • FIG. 14 is a conceptual diagram showing the concept of a general synthetic aperture radar system.
  • the measurement device in the synthetic aperture radar system, includes a transmitter 311 and a receiver 301.
  • the transmitter 311 includes a transmission antenna 312.
  • the receiver 301 includes a receiving antenna 302.
  • the transmitter 311 emits an RF signal (radio wave) 313 from the transmission antenna 312 toward the detection objects 304 1 , 304 2 ,..., 304 K (K is the number of objects).
  • RF signal (radio wave) 313, the detection object 304 1, 3042, ..., are reflected in the 304 K, the reflected wave 303 1, 303 2. ..., 303 K is generated, respectively.
  • receiver 301, receiver 301 1, 301 2, ... while moving to the position of 301 N, receive antennas 302 1, 302 2, ..., the reflection wave in the 302 N (the position of) 303 1 , 303 2 ,..., 303 K are received.
  • the receiving antennas 302 1, 302 2, ..., 302 N may receive antennas 202 1, 202 2 in the array antenna system shown in FIG. 12, ..., as with 202 N, the N A receiving array antenna (virtual array antenna) is formed by the antenna.
  • the receiver 301 the reflected wave 303 1 receiving, 303 2, ..., based on 303 K, The radio wave intensity reflected from the detection objects 304 1 , 304 2 ,..., 304 K is calculated. Also, in the synthetic aperture radar system, it is possible to obtain images of the detection objects 304 1 , 304 2 ,..., 304 K by imaging the distribution of the radio wave intensity.
  • the problem of the array antenna system (see FIG. 12) disclosed in Patent Documents 1 to 3 will be described.
  • the problem with the array antenna system is that as the number of necessary receiving antennas 202 1 , 202 2 ,..., 202 N increases, the number N of receivers also increases accordingly. The cost, size, and weight are increased.
  • the receiving antenna 202 1, 202 2, ..., 202 intervals of each antenna of N reflected wave 203 1 received at the receiver 201, 203 2, ..., 203 K There is a condition that it must be less than or equal to half the wavelength ⁇ . If this condition can not be fulfilled, the generated image, the detection object 204 1, 204 2, ..., a problem that a virtual image is generated occurs in a position where there is no 204 K.
  • the reflected waves 203 1 , 203 2 ,..., 203 K are millimeter waves, the wavelength is about several millimeters, so the distance between the antennas is extremely small.
  • the image resolution is determined by the directional beam width ⁇ of the receiving array antenna (202 1 , 202 2 ,..., 202 N ).
  • the directional beam width ⁇ of the receiving array antennas (202 1 , 202 2 ,..., 202 N ) is given by ⁇ to ⁇ / D.
  • D is the aperture size of the receiving array antenna (202 1 , 202 2 ,... 202 N ), and corresponds to the distance between the receiving antenna 202 1 and the receiving antenna 202 N existing at both ends.
  • the aperture size D of the receiving array antenna (202 1 , 202 2 ,..., 202 N ) It is necessary to take several tens of centimeters to several meters.
  • the array antenna system has two conditions. That is, the interval between the receiving antennas 202 1 , 202 2 ,..., 202 N must be less than half of the wavelength ⁇ (several mm or less), and the receiving antenna 202 1 existing at both ends and the receiving the distance between the antenna 202 N is the fact that it is necessary at least several tens of cm. For this reason, when the array antenna system is adopted, the number N of antennas required for one row is about several hundred.
  • FIG. 15 is a configuration diagram showing an example of an antenna layout in a general array antenna type imaging apparatus.
  • the conventional array antenna type imaging apparatus requires a large amount of antennas and receivers, so that the cost is very high.
  • antennas are spread over an area of several tens of centimeters to several meters, the size and weight of the device are very large.
  • the array antenna system disclosed in Patent Document 4 described above transmits a plurality of pulse signals having different RF frequencies, and forms a virtual antenna at a position corresponding to the RF frequency.
  • the virtual image is suppressed while extending the interval to more than half of the wavelength ⁇ .
  • the array antenna system disclosed in Patent Document 4 has a problem in that a wide RF frequency range must be set in order to achieve high resolution.
  • two pulse signals having RF frequencies f 0 , f 1 ,..., F N are transmitted and installed at an interval d.
  • the effective aperture size D at this time is d ⁇ (f N ⁇ f 0 ) / f 0 . From the effective aperture size D, the angular resolution ⁇ is given by the following equation (2).
  • the angular resolution in the array antenna system disclosed in Patent Document 4 is f 0 / (f N ⁇ f 0 ) times that of the array antenna system disclosed in Patent Documents 1 to 3, that is, 10 It will deteriorate to about 100 times.
  • a pulse signal is used.
  • the RF bandwidth of the pulse signal is set to several hundred MHz to several GHz.
  • the bandwidth of the baseband signal is the same as the RF bandwidth.
  • the sampling frequency of the baseband signal must be increased from several hundred MHz to several GHz, which leads to an increase in the amount of calculation.
  • noise proportional to the bandwidth of the baseband signal is mixed in the baseband signal.
  • the bandwidth of the baseband signal is wide, degradation of signal quality due to noise becomes a problem.
  • an imaging apparatus using radio waves has a problem that the cost, size, and weight of the apparatus become very large.
  • the required resolution and signal quality cannot be obtained, resulting in a problem of poor accuracy.
  • the speed of inspecting the object is limited.
  • An example of an object of the present invention is an object detection device, an object detection method, and an object detection device that can reduce the cost and size of the device while solving the above-described problems and suppressing deterioration of image quality in imaging of an object by radio waves.
  • an object detection device for detecting an object by radio waves, A transmitter that irradiates a radio wave as a transmission signal toward the object; and A radio wave reflected by the object is received as a reception signal by a plurality of reception antennas, and an intermediate frequency signal is generated for each reception signal received by each of the plurality of reception antennas.
  • a receiving unit By determining a sampling time so that generation of a virtual image due to a beam pattern obtained by combining each of the intermediate frequency signals is suppressed, and sampling the intermediate frequency signal at the determined sampling time, Generate an intermediate frequency signal for position detection, An arithmetic unit that detects the object using the generated intermediate frequency signal for position detection; With It is characterized by that.
  • an object detection method is a method for detecting an object by radio waves, (A) irradiating the object with a radio wave serving as a transmission signal; and (B) A radio wave reflected by the object is received as a reception signal by a plurality of reception antennas, and an intermediate frequency is received for each reception signal received by each of the plurality of reception antennas.
  • a computer-readable recording medium is provided.
  • a radio wave reflected from the object is received as a reception signal by a transmitter and a plurality of reception antennas that radiate a radio wave as a transmission signal toward the object, and further received by each of the plurality of reception antennas.
  • an object detection device including a receiving unit that generates an intermediate frequency signal using the received signal and a computer.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of an object detection device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram specifically showing the configuration of the transmission unit and the reception unit of the object detection device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram specifically illustrating the configuration of another example of the transmission unit and the reception unit of the object detection device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram specifically illustrating the configuration of another example of the transmission unit and the reception unit of the object detection device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a transmission signal emitted by the object detection device according to the first exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of an object detection device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram specifically showing the configuration of the transmission unit and the reception unit of the object detection device according to Embodiment 1 of
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a positional relationship between an object to be detected and a transmission antenna and a reception antenna for detection in Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating another example of a positional relationship between an object to be detected and a transmission antenna and a reception antenna for detection in Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 8 is a flowchart showing the operation of the object detection apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram showing the arrangement of the ranging receiving antennas used in Embodiment 1 of the present invention and how to obtain a desired time sampling point.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a positional relationship between an object to be detected and a transmission antenna and a reception antenna for detection in Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating an example of a computer that implements the object detection apparatus according to Embodiments 1 and 2 of the present invention.
  • FIG. 12 is a conceptual diagram showing the concept of a general array antenna system.
  • FIG. 13 is a diagram more specifically showing the configuration of the receiver shown in FIG.
  • FIG. 14 is a conceptual diagram showing the concept of a general synthetic aperture radar system.
  • FIG. 15 is a configuration diagram showing an example of an antenna layout in a general array antenna type imaging apparatus.
  • the first embodiment shows an example in which not only the position of an object to be detected but also information related to the shape such as the width of the object can be detected using a small radar device.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of an object detection device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • An object detection apparatus 1000 is an apparatus for detecting an object using radio waves. As illustrated in FIG. 1, the object detection apparatus 1000 includes a transmission unit 1101, a reception unit 1102, and a calculation device 1211.
  • the transmission / reception device 1001 is configured by the transmission unit 1101 and the reception unit 1102, and the object detection device 100 is mainly configured by the transmission / reception device 1001 and the arithmetic device 1211.
  • the calculation device 1211 functions as a calculation unit in the object detection device 1000.
  • the transmission unit 1101 irradiates a radio wave serving as a transmission signal toward an object (hereinafter referred to as “target object”) 1003 that is an object existing on the target object placement surface 1005 and is a detection target. .
  • target object an object that is an object existing on the target object placement surface 1005 and is a detection target.
  • the receiving unit 1102 receives a radio wave reflected by the object 1003 as a received signal by a plurality of receiving antennas (see FIG. 2 described later).
  • the receiving unit 1102 further generates an intermediate frequency signal (hereinafter referred to as “IF (Intermediate Frequency) signal”) using each received signal for each received signal received by each receiving antenna.
  • IF Intermediate Frequency
  • the transmission unit 1101 outputs a transmission signal to the reception unit 1102 via the terminal 1208.
  • the reception unit 1102 mixes the reception signal reflected by the object 1003 and the transmission signal output via the terminal 1208 to generate an IF signal.
  • the transmission unit 1101 outputs the generated IF signal to the arithmetic device 1211.
  • the arithmetic unit (arithmetic unit) 1211 determines the sampling time so that the generation of a virtual image due to the beam pattern obtained by combining the IF signals is suppressed. Further, the arithmetic device 1211 generates an IF signal for detecting the position of the object 1003 (hereinafter referred to as “position detection IF signal”) by sampling the IF signal at the determined sampling time. . Then, the calculation unit 1211 detects the object 1003 using the position detection IF signal.
  • the obtained sampling data can be used as the IF signal from the reception signal received by the virtual antenna.
  • a virtual antenna that does not actually exist can be replaced with a reception antenna in a general array antenna system, which is the same as the case where a larger number of reception antennas are provided. High resolution can be realized. For this reason, according to the first embodiment, in imaging of an object using radio waves, it is possible to reduce the cost and size of the apparatus while suppressing deterioration in image quality.
  • each transmission unit 1101 and one reception unit 1102 are illustrated, but a plurality of transmission units 1101 and reception units 1102 may actually be provided.
  • each of the plurality of reception units 1102 corresponds to one of the transmission units 1101.
  • FIG. 2 is a diagram specifically showing the configuration of the transmission unit and the reception unit of the object detection device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram specifically illustrating the configuration of another example of the transmission unit and the reception unit of the object detection device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram specifically illustrating the configuration of another example of the transmission unit and the reception unit of the object detection device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the transmission unit 1101 includes an oscillator 1201 and a transmission antenna 1202.
  • the receiving unit 1102 includes a receiving antenna 1203, a mixer 1204, and an interface circuit 1205. Further, as shown in FIG. 1, the transmission unit 1101 and the reception unit 1102 are connected via a terminal 1208.
  • the oscillator 1201 In the transmission unit 1101, the oscillator 1201 generates an RF signal (radio wave).
  • the RF signal generated by the oscillator 1201 is transmitted as a transmission signal from the transmission antenna 1202 and irradiated onto the object 1003.
  • the radio wave reflected by the object 1003 is received by the reception antenna 1203 in the reception unit 1102.
  • the mixer 1204 generates an IF signal by mixing the RF signal input from the oscillator 1201 via the terminal 1208 and the radio wave (received signal) received by the receiving antenna 1203.
  • the IF signal generated by the mixer 1204 is transmitted to the arithmetic device 1211 via the interface circuit 1205.
  • the interface circuit 1205 has a function of converting an IF signal that is an analog signal into a digital signal that can be handled by the arithmetic device 1211, and outputs the obtained digital signal to the arithmetic device 1211.
  • one transmission unit 1101 is provided with one transmission antenna 1202.
  • the present embodiment is not limited to this mode.
  • a single transmission unit 1101 may include a plurality of transmission antennas 1202.
  • the transmission unit 1101 includes one oscillator 1201 and a plurality of transmission antennas 1202.
  • the transmission unit 1101 also includes a variable phase shifter 1206 provided for each transmission antenna 1202, and each transmission antenna 1202 is connected to the oscillator 1201 via the variable phase shifter 1206.
  • Each variable phase shifter 1206 controls the directivity of the transmission antenna 1202 by controlling the phase of the transmission signal supplied from the oscillator 1201 to each of the transmission antennas 1202.
  • a transmission / reception shared antenna 1210 may be provided instead of the transmission antenna 1202.
  • the transmission unit 1101 includes a shared transmission / reception antenna 1210 and a circulator 1209.
  • the circulator 1209 outputs the transmission signal supplied from the oscillator 1201 to the transmission / reception shared antenna 1210.
  • the transmission / reception shared antenna 1210 irradiates the object 1003 with the transmission signal output from the circulator 1209.
  • the reflected signal from the object 1003 received by the transmission / reception shared antenna 1210 is output to the mixer 1204 via the circulator 1209.
  • the receiving unit 1102 can include a reference receiving antenna and a measurement receiving antenna.
  • the arithmetic unit 1211 performs sampling on the intermediate frequency signal generated from the reception signal received by the measurement reception antenna and the intermediate frequency signal generated from the reception signal received by the reference reception antenna. Execute.
  • the arithmetic unit 1211 normalizes the IF signal generated from the received signal received by the measurement receiving antenna with the IF signal generated from the received signal received by the reference receiving antenna for the obtained sampling value. Thus, a position detection IF signal is generated.
  • the arithmetic device 1211 also determines the position (object) of the object 1003 with respect to the IF signal generated from the reception signal received by the measurement reception antenna and the IF signal generated from the reception signal received by the reference reception antenna. It is also possible to execute processing for limiting the distance to the detection apparatus 1000. In this case, the arithmetic unit 1211 performs sampling using the IF signal that has been processed.
  • the arithmetic device 1211 calculates a correlation matrix from the position detection IF signal, and calculates an evaluation function representing the position distribution of the object 1003 from the calculated correlation matrix. Then, the arithmetic device 1211 detects the position and shape of the object 1003 using the calculated evaluation function.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a transmission signal emitted by the object detection device according to the first exemplary embodiment of the present invention.
  • f min is the minimum value of the RF frequency
  • BW is the bandwidth of the RF signal.
  • the time change of the RF frequency may be either continuous or discrete.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a positional relationship between an object to be detected and a transmission antenna and a reception antenna for detection in Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating another example of a positional relationship between an object to be detected and a transmission antenna and a reception antenna for detection in Embodiment 1 of the present invention.
  • the receiving antenna 1203 m and the transmission antenna 1202 (m 0,1,2, ⁇ , M) the distance between the d m.
  • a transmission antenna 1202 and the reference receiving antenna 1203 0 is installed separately.
  • both transmission and reception antenna 1210 are used.
  • Receive shared antenna 1210 has a transmission antenna 1202 and reference receiving antenna 1203 0 both functions, act as both.
  • FIG. 8 is a flowchart showing the operation of the object detection apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIGS. 1 to 7 are referred to as appropriate.
  • the object detection method is implemented by operating the object detection apparatus 1000. Therefore, the description of the object detection method in the first embodiment is replaced with the following description of the operation of the object detection apparatus 1000.
  • a radio wave serving as a transmission signal is emitted from the transmission unit 1101 toward the object 1003 (step A1).
  • the transmission unit 1101 outputs the transmission signal to the reception unit 1102 via the terminal 1208 simultaneously with the irradiation of the radio wave serving as the transmission signal.
  • the reception antenna 1203 of the reception unit 1102 receives the radio wave reflected from the object 1003 as a reception signal (step A2).
  • the reception unit 1102 mixes the transmission signal generated by the transmission unit 1101 with each reception signal received by each reception antenna 1203 to generate an IF signal (step A3).
  • the arithmetic device 1211 generates an IF signal in which the distance from the object 1003 to the object detection device 1000 is restricted to a specific value from each IF signal obtained from the reception signal of each reception antenna 1203 in step A3 ( Step A4). Specifically, the arithmetic unit 1211 calculates the IF signal generated from the received signal received by the measurement receiving antenna and the IF signal generated from the received signal received by the reference receiving antenna. Execute processing to limit the detection range.
  • the arithmetic device 1211 calculates an evaluation function from the normalized IF signal, and further calculates the position (distance and angle) of the object 1003 from the evaluation function (step A6).
  • step A7 determines whether or not the processing has been performed for all predetermined distances. If the result of determination in step A7 is Yes, the arithmetic unit 1211 ends the operation. On the other hand, if the result of the determination in step A7 is No, the arithmetic device 1211 executes step A4 again.
  • steps A3 to A7 of steps A1 to A7 shown in FIG. 8 will be described in more detail.
  • Step A3 First, details of Step A3 will be described, in which a reception signal received by each reception antenna 1203 is mixed with a transmission signal generated by the transmission unit 1101 to generate an IF signal.
  • the reference IF signal calculated from the received signal of the reference receiving antenna 1203 0 or both transmission and reception antenna 1210 is given by the following equation (3).
  • a ⁇ d m d m -d 0.
  • Step A4 the arithmetic device 1211 generates an IF signal in which the distance from the object 1003 to the object detection device 1000 is restricted to a specific value based on the IF signal obtained from the reception signal of each reception antenna 1203 in step A3. Details of step A4 will be described.
  • the object placement surface of the elliptic path length from the transmitting antenna 1202 through to the reference receiving antenna 1203 0 via the object 1003 becomes 2R 0 (or circular)
  • An object 1003 is arranged on 1005.
  • an object may exist at a position other than the object placement surface 1005 specified by the distance R0 . Therefore, in step A4, the arithmetic unit 1211 extracts only the signal from the object 1003 existing at the position on the object arrangement surface 1005 specified by the distance R0 .
  • the target object 1003 exists at the position of the distance R 0 on the target object placement surface 1005.
  • the reference IF signal (IF 0 (t)) of Expression (3) generated by the object 1003 has a frequency of 2 ⁇ R 0 / c.
  • a time waveform of the received IF signal obtained by the reference receiving antenna 1203 0 or both transmission and reception antenna 1210 Fourier transform, be extracted only a signal component of the frequency of 2 ⁇ R 0 / c, the desired position the position of the object 1003
  • An IF signal constrained to (distance range) is obtained.
  • Step A5 Next, details of Step A5 will be described in which the measurement reception antenna IF signal is normalized by the reference reception antenna IF signal to generate the normalized IF signal.
  • the lower diagram of FIG. 9 also shows the arrangement of the conventional receiving antenna 202.
  • ⁇ the wavelength of the received wave.
  • the sampling time of the time waveform and the position of the actual receiving antenna 1203 m (m 1, 2,..., M).
  • step A5 the normalized IF signal r m (t) given by equation (5) is generated by dividing the measurement IF signal (IF m (t)) by the reference IF signal (IF 0 (t)).
  • p (m) is the number of sampling points of the normalized IF signal obtained by the receiving antenna 1203 m .
  • the sum p (1) + p (2) +... + P (M) of the sampling points of all antennas is N.
  • r m (t (m, n) ) r m, n .
  • r is an Nth-order vector.
  • the n-th component r n of the normalized IF signal vector r is expressed by the following equations (6) and (7).
  • Time t n in the above equation (7) is the nth sampling time.
  • Antenna position [Delta] d m varies depending on the value of n.
  • the condition of the sampling period ⁇ t m that satisfies the above equation (9) even if the angles ⁇ 0 and ⁇ a take an arbitrary value in the range of ⁇ to + ⁇ is given by the following equation (10).
  • the condition of the following equation (11) is set so that the range of the phase ⁇ n ( ⁇ ) of the above equation (7) is continuous.
  • the interval between adjacent receiving antennas 1203 m and 1203 m + 1 be within an upper limit value determined by minimum RF frequency f min and maximum RF frequency f max .
  • step A5 the arithmetic unit 1211 first performs interpolation processing on each of the measurement IF signal (IF m (t)) and the reference IF signal (IF 0 (t)), and performs sampling that satisfies the above equation (10). The value at the sampling time of the period ⁇ t m is calculated.
  • the arithmetic unit 1211 aligns the sampling times of the measurement IF signal (IF m (t)) and the reference IF signal (IF 0 (t)) by interpolation processing, and then, as shown by the above equation (5).
  • Step A6 Next, details of step A6 for calculating the evaluation function from the normalized IF signal will be described.
  • step A6 the arithmetic unit 1211 selects a plurality of ranges of the normalized IF signal, calculates a correlation matrix from each of the plurality of normalized IF signals defining the selected plurality of ranges, and from the average of the correlation matrix, An evaluation function representing the position distribution of the object 1003 is calculated. This will be described below.
  • the subscript H in the following equation (13) represents the complex conjugate transpose of the vector.
  • the number V of subarrays is greater than or equal to the number K of objects.
  • step A6 the arithmetic unit 1211 uses the direction vector a ( ⁇ ) given by the following equation (14) and the correlation matrix R all calculated from the normalized IF signal to obtain the equation from the equation (15).
  • One of the evaluation functions given in (17) is calculated.
  • the phase ⁇ ( ⁇ ) in the equation (14) is given by the above equation (7).
  • step A7 Next, step A7 will be described. In step from steps A1 ⁇ step A6, the distance over which was limited to a specific value R 0, there angle theta k of the object 1003 k have been calculated. Therefore, in step A7, the arithmetic device 1211 determines whether or not processing has been performed for all predetermined distances.
  • the arithmetic device 1211 when the processing is not performed for all the distances, the arithmetic device 1211 returns to step A4, changes the limited distance to another value, and calculates the existence angle ⁇ k of the object 1003 k. To do. As described above, by repeating Step A4 to Step A7, the arithmetic device 1211 calculates the existence angle ⁇ k of the object 1003 k for all the predetermined distances.
  • the arithmetic unit 1211 completes the processing from step A4 to step A6. Further, the object detection apparatus 1000 ends the operation when the distribution of the object 1003 k can be scanned at all predetermined distances and angles.
  • the program in the first embodiment may be a program that causes a computer to execute steps A1 to A7 shown in FIG.
  • the processor of the computer functions as the arithmetic device 1211.
  • the object detection apparatus 1000 and the object detection method according to the first embodiment can be realized.
  • Resolution of the reflected intensity s k obtained from the evaluation function of equation (17) from the above equation (15) is determined by the beam width which is formed by an antenna array having a receiving antenna arrangement shown in FIG. 9 in this embodiment 1 .
  • the resolution of the reflected intensity s k is a beam width and the same degree of the antenna array.
  • the resolution of the reflected intensity s k is a fraction of the order of the beam width of the antenna array.
  • the beam width formed by the antenna array having the receiving antenna arrangement shown in FIG. 9 is calculated.
  • the antenna array directivity (array factor AF ( ⁇ )) when the beam is directed in the angle ⁇ 0 direction is expressed by the following equation (18). ).
  • u 2 ⁇ q (sin ⁇ sin ⁇ 0 ).
  • ⁇ q is as constant regardless of the antenna number m, setting the sampling period Delta] t m corresponding to the receiving antennas according to the antenna position [Delta] d m.
  • given by the above equation (18) has a maximum value at the angle ⁇ 0 , and its peak width, that is, the beam width ⁇ is given by approximately ⁇ ⁇ 1 / N ⁇ q (rad).
  • the beam width ⁇ depends on the sum N of the sampling points of all antennas and the parameter ⁇ q determined by the sampling period and the antenna position.
  • the condition of Expression (10) which is a condition that does not generate a virtual image in the range of ⁇ to + ⁇ , is equivalent to ⁇ q? 1/2.
  • ⁇ q 1/2 optimizes the beam width (angular resolution) under the condition where a virtual image is not generated in the range of ⁇ to + ⁇ , and the beam width (angular resolution) in this case is ⁇ ⁇ 2 / N ( rad).
  • the beam width ⁇ that is, the resolution does not directly depend on the number M of antennas. That is, in the first embodiment, in principle, a single reference receiving antenna 1203 0, the measured receiving antenna 1203 1 of one, it is possible to configure only two receiving antennas. This means that the number of antennas can be greatly reduced as compared with the conventional method using a large number of antennas. Furthermore, in the first embodiment, it is possible to arbitrarily improve the resolution without increasing the number of antennas only by increasing the total number N of sampling points.
  • the beam width ⁇ that is, the resolution does not directly depend on the bandwidth BW of the RF signal.
  • this embodiment can operate even when the bandwidth of the RF signal is set arbitrarily narrow. This means that the first embodiment can be realized even in a situation where the bandwidth of the RF signal that can be used in the radio wave method is restricted. Furthermore, in this embodiment, it is possible to arbitrarily improve the resolution without increasing the bandwidth BW of the RF signal only by increasing the total number N of sampling points.
  • the frequency of the IF signal is given by 4BW ⁇ R 0 / cT chirp, in practical situations, IF frequency is several hundreds kHz about several tens kHz.
  • the sampling rate and the amount of calculation are reduced, and the problem of signal quality degradation due to noise is avoided. Is done.
  • the sampling data of the time waveform of the IF signal can be used as a virtual antenna when compared with a general array antenna system. it can. For this reason, according to the first embodiment, since a virtual antenna can be replaced with a receiving antenna in a general array antenna system, high resolution can be realized while reducing the number of receiving antennas.
  • the sampling data of the time waveform of the IF signal is used as a virtual antenna. Even in situations where the RF signal bandwidth cannot be obtained due to restrictions of the radio law, high-resolution operation can be realized. Furthermore, compared with the conventional method using a pulse signal, in the first embodiment, since the IF signal is a narrow band, the sampling rate and the calculation amount may be small, and the problem of signal quality degradation due to noise can be avoided. .
  • the conventional synthetic aperture radar system has a problem that it is necessary to move the receiver mechanically, and as a result, the time for detecting and inspecting the object becomes long.
  • the time for detecting and inspecting the object can be shortened as compared with the synthetic aperture radar system.
  • the number of necessary antennas and the associated receivers can be reduced as compared with a general array antenna system. There is an effect that size and weight can be reduced. Furthermore, the first embodiment has an effect that high-resolution operation can be realized even in a situation where the bandwidth of the RF signal cannot be obtained due to restrictions of the radio wave method.
  • the object detection apparatus and the object detection method according to the first embodiment also have an effect that the sampling rate and the calculation amount of the IF signal can be suppressed to a small amount, and the problem of signal quality deterioration due to noise can be avoided.
  • the object detection apparatus and the object detection method in the first embodiment do not require mechanical movement of the apparatus, so that the time required for object detection and inspection can be shortened. Play.
  • Embodiment 2 Next, an object detection apparatus, an object detection method, and a program according to Embodiment 2 of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the two-dimensional position of the object 1003 is measured using two variables, the distance R 0 and the angle ⁇ .
  • the three-dimensional position of the object 1003 is measured. This will be specifically described below.
  • the object detection apparatus according to the second embodiment has the same configuration as the object detection apparatus shown in FIGS. 1 to 5 in the first embodiment. Therefore, the description of the configuration of the object detection device according to the second embodiment is omitted.
  • the second embodiment differs from the first embodiment in the processing in the arithmetic device 1211. Therefore, differences from the first embodiment will be described below.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a positional relationship between an object to be detected and a transmission antenna and a reception antenna for detection in Embodiment 2 of the present invention.
  • transmission / reception shared antenna 1210 is installed at the origin.
  • receiving antennas 1203 x1 , 1203 x2 ,..., 1203 xMx are installed on the x axis
  • receiving antennas 1203 y1 , 1203 y2 , ..., 1203 yMy are installed on the y axis, respectively.
  • the receiving antenna 1203 is arranged only on the x axis, whereas in Embodiment 2, the receiving antenna 1203 is provided on the y axis in addition to the x axis. Has been placed.
  • the second embodiment is different from the first embodiment in the arrangement of receiving antennas.
  • steps A1 to A7 shown in FIG. 8 in the first embodiment are executed.
  • the details of steps A3 to A7 in the second embodiment are different from those in the first embodiment. Therefore, details of steps A3 to A7 in the present embodiment will be described below.
  • Step A3 First, details of Step A3 will be described, in which a reception signal received by each reception antenna 1203 is mixed with a transmission signal generated by the transmission unit 1101 to generate an IF signal.
  • the reference IF signal (IF 0 (t)) calculated from the reception signal of shared transmission / reception antenna 1210 is given by the above-described equation (3) shown in the first embodiment.
  • Step A4 the arithmetic device 1211 generates an IF signal in which the distance from the object 1003 to the object detection device is restricted to a specific value based on the IF signal obtained from the reception signal of each reception antenna 1203 in step A3. Details of step A4 will be described.
  • the object 1003 is arranged on a spherical object arrangement surface 1005 whose distance from the transmission / reception shared antenna 1210 is R 0 .
  • the object may exist at a position other than the object arrangement plane 1005 specified by the distance R0 . Therefore, in step A4, the arithmetic unit 1211 extracts only the signal from the object 1003 existing at the position on the object arrangement surface 1005 specified by the distance R0 .
  • the target object 1003 exists at the position of the distance R 0 on the target object placement surface 1005.
  • the reference IF signal (IF 0 (t)) of Expression (3) generated by the object 1003 has a frequency of 2 ⁇ R 0 / c.
  • a time waveform of the received IF signal obtained by the reference receiving antenna 1203 0 or both transmission and reception antenna 1210 Fourier transform, be extracted only a signal component of the frequency of 2 ⁇ R 0 / c, the desired position the position of the object 1003
  • An IF signal constrained to (distance range) is obtained.
  • Step A5 Next, details of Step A5 will be described in which the measurement reception antenna IF signal is normalized by the reference reception antenna IF signal to generate the normalized IF signal.
  • the measurement IF signal (IF xm (t)) obtained by the measurement receiving antenna 1203 xm arranged on the x-axis is divided by the reference IF signal (IF 0 (t)).
  • a normalized IF signal r xm (t) is generated.
  • the normalized IF signal r xm (t) is given by the following equation (21).
  • the measurement IF signal (IF ym (t)) obtained by the measurement receiving antenna 1203 ym arranged on the y-axis is divided by the reference IF signal (IF 0 (t)).
  • the normalized IF signal r ym (t) is generated.
  • the normalized IF signal r ym (t) is given by the following equation (22).
  • px (m) is the number of sampling points of the normalized IF signal obtained by the receiving antenna 1203 xm .
  • the sum px (1) + px (2) +... + Px (M x ) of the sampling points of all antennas is N x .
  • py (m) is the number of sampling points of the normalized IF signal obtained by the receiving antenna 1203 ym .
  • the sum py (1) + py (2) +... + Py (M y ) of the sampling points of all antennas is N y .
  • r xm (t (m, n) ) r xm, n is set.
  • r x is an N x order vector.
  • r ym (t (m, n) ) r ym, n is set.
  • r y is an N y -order vector.
  • Sampling periods of the normalized IF signals r xm (t) and r ym (t) obtained by the receiving antenna 1203 xm and the receiving antenna 1203 ym are ⁇ t xm and ⁇ t ym , respectively.
  • the condition shown in the following equation (25) is set for the sampling period as in the first embodiment.
  • the conditions shown in the following equations (26) and (27) are set at the position of the receiving antenna so that the phase range is continuous between adjacent receiving antennas, as in the first embodiment.
  • Step A6 Next, details of step A6 for calculating the evaluation function from the normalized IF signal will be described.
  • W corresponds to the number of sampling points constituting each subarray.
  • the arithmetic unit 1211 calculates the direct product of the subarray vectors r xv and r yv and generates a normalized IF signal r xyv represented by the following equation (28).
  • the standard signal r xyv is a (N 2 ⁇ 1) th order vector with the product of every combination of the elements of r xv and r yv as elements.
  • the arithmetic unit 1211 calculates the correlation matrix R col (v) calculated from the v-th subarray as shown in the following equation (29).
  • the number V of subarrays is greater than or equal to the number K of objects.
  • the problem caused by the correlation between reflections can be avoided by utilizing the property that the correlation is weakened between the received signals of different subarrays.
  • the arithmetic unit 1211 defines a direction vector a ( ⁇ x , ⁇ y ) given by the following equation (30).
  • the time t xn and t yn is the sampling time corresponding to the n th component of the normalized IF signal vector r x and r y, respectively.
  • the antenna positions ⁇ d mx and ⁇ d my vary depending on the value of n.
  • step A7 Next, step A7 will be described.
  • the existence angle ( ⁇ xk, ⁇ yk ) of the object 1003 k is calculated after the distance is limited to a specific value R 0 . Therefore, in step A7, the arithmetic device 1211 determines whether or not processing has been performed for all predetermined distances.
  • the distance if not performed processing for all the arithmetic unit 1211 returns to step A4, in terms of changing the distance to limit to a different value, the existence angle of the object 1003 k ( ⁇ xk, ⁇ yk ) is calculated. In this way, by repeating Step A4 to Step A7, the arithmetic device 1211 calculates the existence angle ( ⁇ xk, ⁇ yk ) of the object 1003 k for all the predetermined distances.
  • the arithmetic unit 1211 completes the processing from step A4 to step A6. Further, the object detection apparatus 1000 ends the operation when the distribution of the object 1003 k can be scanned at all predetermined distances and angles.
  • the program in the second embodiment may also be a program that causes a computer to execute steps A1 to A7 shown in FIG.
  • the processor of the computer functions as the arithmetic device 1211.
  • the object detection apparatus 1000 and the object detection method according to the second embodiment can be realized.
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating an example of a computer that implements the object detection apparatus according to Embodiments 1 and 2 of the present invention.
  • a computer 110 includes a CPU (Central Processing Unit) 111, a main memory 112, a storage device 113, an input interface 114, a display controller 115, a data reader / writer 116, and a communication interface 117. With. These units are connected to each other via a bus 121 so that data communication is possible.
  • the computer 110 may include a GPU (GraphicsGraphProcessing Unit) or an FPGA (Field-Programmable Gate Array) in addition to or instead of the CPU 111.
  • GPU GraphicsGraphProcessing Unit
  • FPGA Field-Programmable Gate Array
  • the CPU 111 performs various operations by developing the program (code) in the present embodiment stored in the storage device 113 in the main memory 112 and executing them in a predetermined order.
  • the main memory 112 is typically a volatile storage device such as a DRAM (Dynamic Random Access Memory).
  • the program in the present embodiment is provided in a state of being stored in a computer-readable recording medium 120. Note that the program in the present embodiment may be distributed on the Internet connected via the communication interface 117.
  • the storage device 113 include a hard disk drive and a semiconductor storage device such as a flash memory.
  • the input interface 114 mediates data transmission between the CPU 111 and an input device 118 such as a keyboard and a mouse.
  • the display controller 115 is connected to the display device 119 and controls display on the display device 119.
  • the computer 110 may include a GPU (GraphicsGraphProcessing Unit) or an FPGA (Field-Programmable Gate Array) in addition to or instead of the CPU 111.
  • the data reader / writer 116 mediates data transmission between the CPU 111 and the recording medium 120, and reads a program from the recording medium 120 and writes a processing result in the computer 110 to the recording medium 120.
  • the communication interface 117 mediates data transmission between the CPU 111 and another computer.
  • the recording medium 120 include general-purpose semiconductor storage devices such as CF (Compact Flash (registered trademark)) and SD (Secure Digital), magnetic recording media such as a flexible disk, or CD- An optical recording medium such as ROM (Compact Disk Read Only Memory) may be used.
  • CF Compact Flash
  • SD Secure Digital
  • magnetic recording media such as a flexible disk
  • CD- An optical recording medium such as ROM (Compact Disk Read Only Memory) may be used.
  • the object detection apparatus in the present embodiment can be realized by using hardware corresponding to each unit, not a computer in which a program is installed. Further, part of the object detection device may be realized by a program, and the remaining part may be realized by hardware.
  • the former array antenna system requires a large number of antennas.
  • this embodiment by replacing the sampling data of the time waveform of the IF signal with an actual receiving antenna as a virtual antenna, high resolution can be realized while reducing the number of receiving antennas.
  • the sampling data of the time waveform of the IF signal is used as a virtual antenna, so that RF is restricted due to radio wave law restrictions. High-resolution operation can be realized even when the signal bandwidth is not available.
  • the synthetic aperture radar system When the synthetic aperture radar system is compared with the present embodiment, the synthetic aperture radar system needs to mechanically move the receiver 301 (see FIG. 14). Therefore, the time for detecting and inspecting an object is required. There was a problem of becoming longer.
  • the device for moving the antenna mechanically since the device for moving the antenna mechanically is unnecessary, the device can be miniaturized and the mechanism is not worn by electronic scanning. There is an advantage that can be improved.
  • the number of necessary antennas and the number of receivers associated therewith can be reduced as compared with a general array antenna system. There is an effect that the cost, size, and weight can be reduced. Furthermore, there is an effect that high-resolution operation can be realized even in a situation where the bandwidth of the RF signal cannot be obtained due to restrictions of the radio wave method.
  • the object detection apparatus and the object detection method in the present embodiment do not require the apparatus to be moved mechanically, so that the time required for object detection and inspection can be shortened. Play.
  • An object detection device for detecting an object by radio waves, A transmitter that irradiates a radio wave as a transmission signal toward the object; and A radio wave reflected by the object is received as a reception signal by a plurality of reception antennas, and an intermediate frequency signal is generated for each reception signal received by each of the plurality of reception antennas.
  • a receiving unit By determining a sampling time so that generation of a virtual image due to a beam pattern obtained by combining each of the intermediate frequency signals is suppressed, and sampling the intermediate frequency signal at the determined sampling time, Generate an intermediate frequency signal for position detection, An arithmetic unit that detects the object using the generated intermediate frequency signal for position detection; With An object detection device characterized by that.
  • the object detection device (Appendix 2) The object detection device according to attachment 1, wherein The receiving unit includes a reference receiving antenna and a measurement receiving antenna, The computing unit is Sampling is performed on the intermediate frequency signal generated from the reception signal received by the measurement reception antenna and the intermediate frequency signal generated from the reception signal received by the reference reception antenna; About the obtained sampling value, the intermediate frequency signal generated from the reception signal received by the measurement reception antenna is normalized by the intermediate frequency signal generated from the reception signal received by the reference reception antenna, Generate a standardized intermediate frequency signal as an intermediate frequency signal for position detection, Further, an evaluation function representing the position distribution of the object is calculated from the normalized intermediate frequency signal, and the position and shape of the object are detected using the calculated evaluation function.
  • An object detection device characterized by that.
  • Appendix 4 The object detection device according to appendix 2 or 3, The calculation unit calculates a correlation matrix from the normalized intermediate frequency signal, and calculates the evaluation function from the calculated correlation matrix.
  • Appendix 6 The object detection device according to appendix 4 or 5, wherein The calculation unit selects a plurality of ranges of the normalized intermediate frequency signal, calculates the correlation matrix from each of the plurality of normalized intermediate frequency signals defining the selected plurality of ranges, and further calculates the correlation matrix From the average, the evaluation function representing the position distribution of the object is calculated.
  • An object detection device characterized by that.
  • the object detection device according to any one of appendices 1 to 6,
  • the transmitter irradiates, as the transmission signal, a radio wave whose frequency changes according to time toward the object,
  • the reception unit generates the intermediate frequency signal by mixing the transmission signal with the reception signal received by each of the reception antennas.
  • Appendix 8 The object detection device according to appendix 7, A plurality of the receiving antennas are provided, An interval between adjacent receiving antennas is set to be equal to or lower than an upper limit value determined by a minimum value and a maximum value of the frequency of the transmission signal. An object detection device characterized by that.
  • (Appendix 9) A method for detecting an object by radio waves, (A) irradiating the object with a radio wave serving as a transmission signal; and (B) A radio wave reflected by the object is received as a reception signal by a plurality of reception antennas, and an intermediate frequency is received for each reception signal received by each of the plurality of reception antennas. Generating a signal; and (C) by determining a sampling time so that generation of a virtual image by a beam pattern obtained by synthesizing each of the intermediate frequency signals is suppressed, and sampling the intermediate frequency signal at the determined sampling time Generating an intermediate frequency signal for object position detection; and (D) detecting the object using the generated intermediate frequency signal for position detection.
  • An object detection method characterized by the above.
  • step (Appendix 10) The object detection method according to attachment 9, wherein
  • a reference reception antenna and a measurement reception antenna are used as the reception antenna.
  • step (c) Sampling is performed on the intermediate frequency signal generated from the reception signal received by the measurement reception antenna and the intermediate frequency signal generated from the reception signal received by the reference reception antenna; About the obtained sampling value, the intermediate frequency signal generated from the reception signal received by the measurement reception antenna is normalized by the intermediate frequency signal generated from the reception signal received by the reference reception antenna, Generate a standardized intermediate frequency signal as an intermediate frequency signal for position detection,
  • an evaluation function representing the position distribution of the object is calculated from the normalized intermediate frequency signal, and the position and shape of the object are detected using the calculated evaluation function.
  • a radio wave reflected from the object is received as a reception signal by a transmitter and a plurality of reception antennas that radiate a radio wave as a transmission signal toward the object, and further received by each of the plurality of reception antennas.
  • an object detection device including a receiving unit that generates an intermediate frequency signal using the received signal and a computer.
  • the reception unit includes a reference reception antenna and a measurement reception antenna as the reception antenna,
  • Sampling is performed on the intermediate frequency signal generated from the reception signal received by the measurement reception antenna and the intermediate frequency signal generated from the reception signal received by the reference reception antenna;
  • About the obtained sampling value the intermediate frequency signal generated from the reception signal received by the measurement reception antenna is normalized by the intermediate frequency signal generated from the reception signal received by the reference reception antenna, Generate a standardized intermediate frequency signal as an intermediate frequency signal for position detection
  • an evaluation function representing the position distribution of the object is calculated from the normalized intermediate frequency signal, and the position and shape of the object are detected using the calculated evaluation function.
  • (Appendix 21) A computer-readable recording medium according to attachment 20, wherein A plurality of the measurement receiving antennas are provided, and the measurement receiving antennas are arranged along at least two directions with reference to the position of the reference receiving antenna, In the step (a), for each direction, generate the normalized intermediate frequency signal from the measurement receiving antenna installed in the direction, In the step (b), the correlation matrix is calculated from the direct product of the normalized intermediate frequency signals generated for each direction, and the multidimensional position distribution of the object is calculated from the calculated correlation matrix. Calculating the evaluation function to represent, A computer-readable recording medium.
  • Appendix 23 A computer-readable recording medium according to any one of appendices 17 to 22, The transmitter irradiates a radio wave whose frequency changes with time toward the object as the transmission signal, The receiver generates the intermediate frequency signal by mixing the transmission signal with the reception signal received by each of the reception antennas; A computer-readable recording medium.
  • Appendix 24 The computer-readable recording medium according to attachment 23, A plurality of the receiving antennas are provided, An interval between adjacent receiving antennas is set to be equal to or lower than an upper limit value determined by a minimum value and a maximum value of the frequency of the transmission signal. A computer-readable recording medium.
  • the present invention in imaging of an object using radio waves, it is possible to reduce the cost and size of the apparatus while suppressing deterioration in image quality.
  • the present invention is useful for a radar apparatus, an imaging apparatus for inspecting an object under clothes and in a bag.

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Abstract

物体検知装置１０００は、対象物１００３物体に向けて、送信信号となる電波を照射する、送信部１１０１と、受信アンテナによって、物体で反射された電波を受信信号として受信し、更に、各受信アンテナで受信された受信信号毎に、各受信信号を用いて、中間周波数信号を生成する、受信部１１０２と、中間周波数信号それぞれを合成して得られるビームパターンによる虚像の発生が抑制されるように、サンプリング時刻を決定し、決定したサンプリング時刻で中間周波数信号に対してサンプリングを行うことによって、対象物の位置検出用の中間周波数信号を生成し、位置検出用の中間周波数信号を用いて、対象物を検知する、演算装置１２１１と、を備えている。

Description

物体検知装置、物体検知方法、及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体
　本発明は、電波を検知対象物に照射し、対象物からの反射ないし放射された電波を検知する事で検知対象物の存在を認識又は識別するための、物体検知装置、及び物体検知方法に関し、更には、これらを実現するためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体に関する。
　電波（マイクロ波、ミリ波、テラヘルツ波など）は、光に比べて、物体を透過する能力の点で優れている。電波の透過能力を活用し、衣服下、鞄内の物品を画像化して検査を行う装置が実用化されている。また、電波の透過能力を活用して、衛星又は航空機から雲を透過して地表を画像化するリモートセンシング技術も実用化されている。
　電波を用いたイメージング装置（物体検知装置）としては、いくつかの方式が提案されている。一つは、図１２で概念図を示したアレイアンテナ方式である。図１２は、一般的なアレイアンテナ方式の概念を示す概念図である。図１２に示すように、アレイアンテナ方式において、測定装置は、送信機２１１と、受信機２０１とを備えている。
　また、図１２に示すように、送信機２１１は、送信アンテナ２１２を備えている。また、受信機２０１は、受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、及び２０２Ｎを備えている（Ｎは受信アンテナの数）。
　送信機２１１は、送信アンテナ２１２からＲＦ信号（電波）２１３を検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｋ（Ｋは対象物の数）に向けて照射する。ＲＦ信号（電波）２１３は検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｋにおいて反射され、反射波２０３１、２０３２、・・・、２０３Ｋがそれぞれ発生する。発生した反射波２０３１、２０３２、・・・、２０３Ｋは、受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎにおいて受信される。
　受信機２０１は、受信した反射波２０３１、２０３２、・・・、２０３Ｋに基づいて、検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｋから反射されている電波強度を算出する。その電波強度の分布を画像化する事で、検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｋの像を得る事ができる。
　アレイアンテナ方式では、図１３で示すように、受信機２０１における受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎそれぞれ毎に、移相器２０６１、２０６２、・・・、２０６Ｎがそれぞれ備えられている。図１３は、図１２に示した受信機の構成をより具体的に示す図である。図１３に示すように、移相器２０６１、２０６２、・・・、２０６Ｎは、受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎで受信した到来波２０８１、２０８２、・・・、２０８Ｎに対し、位相回転Φ１、Φ２、・・・、ΦＮをそれぞれ加える。位相回転Φ１、Φ２、・・・、ΦＮが加えられた到来波２０８１、２０８２、・・・、２０８Ｎは、加算器２０７で加算される。
　移相器２０６１、２０６２、・・・、２０６Ｎと、加算器２０７とは、アナログ回路で実装される事もあれば、ソフトウェアによるデジタル処理で実装される事もある。アレイアンテナ方式では、移相器２０６１、２０６２、・・・、２０６Ｎによる位相回転Φ１、Φ２、・・・、ΦＮの設定により、アレイアンテナの指向性が制御される。受信アンテナ２０２の指向性をｇ（θ）、受信アンテナ２０２ｎで受信した到来波２０８ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の振幅と位相をそれぞれａｎおよびφｎとした場合、アレイアンテナの指向性Ｅ（θ）は、以下の式（１）のように計算される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　なお、式（１）において、アレイアンテナの指向性Ｅ（θ）から受信アンテナ２０２の指向性ｇ（θ）を除去した指向性成分ＡＦ（θ）は、アレイファクターと呼ばれる。アレイファクターＡＦ（θ）が、アレイアンテナを形成した事による指向性の効果を表す。受信アンテナ２０２ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）で受信した信号はｇ（θ）ａｎｅｘｐ（ｊφｎ）であり、移相器２０６ｎの位相回転Φｎを受けた信号ｇ（θ）ａｎｅｘｐ（ｊφｎ）ｅｘｐ（ｊΦｎ）が、ｎ＝１，２，・・・，Ｎに渡って加算器２０７で加算されて得られた信号が式（１）の指向性Ｅ（θ）として得られる。
　受信アンテナ２０２ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）で入射角θの到来波２０８ｎを受信する際、到来波２０８ｎの位相φｎは、－２π・ｎ・ｄ・ｓｉｎθ／λで与えられる（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）。ここで、ｄは受信アンテナ２０２ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の間隔であり、λは到来波２０８１、２０８２、・・・、２０８Ｎの波長である。
　式（１）において、振幅ａｎがｎによらず一定とした場合、移相器２０６ｎの位相回転Φｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）を到来波２０８ｎの位相φｎと等しくなるように設定すると、アレイファクターＡＦ（θ）は角度θの方向において最大となる。この事がすなわち、移相器２０６ｎの位相回転Φｎによるアレイアンテナの指向性の制御法を示している。
　アレイアンテナ方式による電波イメージング装置の例は、特許文献１～３において開示されている。
　特許文献１及び２に開示されたアレイアンテナ方式では、移相器２０６１、２０６２、・・・、２０６Ｎは、受信機２０１に内蔵され、且つ、受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎに接続されている。これら移相器２０６１、２０６２、・・・、２０６Ｎにより、受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎで形成される受信アレイアンテナの指向性が制御される。
　つまり、ビーム状に形成された受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の指向性を変化させ、検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｋのそれぞれに受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の指向性ビームを向ける事で、検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｋから反射されている電波強度が算出される。
　特許文献３に開示されたアレイアンテナ方式では、受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の周波数依存性が利用されて、受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の指向性が制御されている。特許文献３に開示されたアレイアンテナ方式でも、検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｋのそれぞれに受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の指向性ビームを向ける事で、検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｋから反射されている電波強度が算出される。この点で、特許文献３に開示されたアレイアンテナ方式も、特許文献１又は２に開示されたアレイアンテナ方式と共通である。
　ところで、アレイアンテナ方式では、対象物２０４の虚像を抑制するため、受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎの各アンテナの間隔は、受信機２０１において受信される反射波２０３１、２０３２、・・・、２０３Ｋの波長λの半分以下で無ければならないという制約がある。
　アレイアンテナ方式における受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎの間隔の制約を緩和する技術が特許文献４において開示されている。特許文献４では、ＲＦ周波数が異なる複数のパルス信号が対象物に向けて送信され、対象物から反射された異なるＲＦ周波数の信号が複数の受信アンテナで受信される。それらの受信アンテナで受信された異なるＲＦ周波数のパルス信号は、位相が揃えられ、その後、（コヒーレントに）合成される。このような合成処理により、ＲＦ周波数に応じた位置に仮想的なアンテナを形成する事ができ、結果、実際の受信アンテナの間隔を波長λの半分以上に拡張する事が可能となる。
　電波を用いたイメージング装置の他の方式として、図１４で概念図を示した合成開口レーダー（Ｓｙｎｔｈｅｔｉｃ　ａｐｅｒｔｕｒｅ　ｒａｄａｒ，　ＳＡＲ）方式がある。図１４は、一般的な合成開口レーダー方式の概念を示す概念図である。図１４に示すように、合成開口レーダー方式において、測定装置は、送信機３１１と、受信機３０１とを備えている。送信機３１１は、送信アンテナ３１２を備えている。また、受信機３０１は、受信アンテナ３０２を備えている。
　送信機３１１は、送信アンテナ３１２から、ＲＦ信号（電波）３１３を、検知対象物３０４１、３０４２、・・・、３０４Ｋ（Ｋは対象物の数）に向けて照射する。ＲＦ信号（電波）３１３は、検知対象物３０４１、３０４２、・・・、３０４Ｋにおいて反射され、反射波３０３１、３０３２、・・・、３０３Ｋがそれぞれ発生する。この場合、受信機３０１は、受信機３０１１、３０１２、・・・、３０１Ｎの位置に移動しながら、受信アンテナ３０２１、３０２２、・・・、３０２Ｎ（の位置）において反射波３０３１、３０３２、・・・、３０３Ｋを受信する。
　更に、この場合、受信アンテナ３０２１、３０２２、・・・、３０２Ｎは、図１２で示したアレイアンテナ方式における受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎと同じく、Ｎ本のアンテナによる受信アレイアンテナ（仮想アレイアンテナ）を形成する。
　従って、図１２で示したアレイアンテナ方式と同じく、図１４で示した合成開口レーダー方式においても、受信機３０１は、受信した反射波３０３１、３０３２、・・・、３０３Ｋに基づいて、検知対象物３０４１、３０４２、・・・、３０４Ｋから反射されている電波強度を算出する。また、合成開口レーダー方式においても、その電波強度の分布を画像化する事で、検知対象物３０４１、３０４２、・・・、３０４Ｋの像を得る事ができる。
　また、合成開口レーダー方式による電波イメージング装置の例は、特許文献５～７において開示されている。
特表２０１３－５２８７８８号公報 特開２０１５－０１４６１１号公報 特許第５０８０７９５号 特開２０１５－２３０２１６号公報 特許第４６５３９１０号公報 特表２０１１－５１３７２１号公報 特開２０１５－０３６６８２号公報
　ここで、上記特許文献１～３に開示されたアレイアンテナ方式（図１２参照）の問題点について説明する。まず、アレイアンテナ方式の問題点は、必要となる受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎの数が増加すると、それに付随して受信機の数Ｎも増加して、結果、装置のコスト、サイズ、及び重量が大きくなる点である。
　上記の問題点について以下に具体的に説明する。まず、アレイアンテナ方式の場合、受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎの各アンテナの間隔は、受信機２０１において受信される反射波２０３１、２０３２、・・・、２０３Ｋの波長λの半分以下で無ければならない、という条件がある。この条件を満たせない場合、生成した画像において、検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｋが存在しない位置に虚像が発生するという問題が生じる。反射波２０３１、２０３２、・・・、２０３Ｋがミリ波である場合、波長は数ｍｍ程度であるので、アンテナの間隔は極めて小さい。
　次に、アレイアンテナ方式の場合、画像の分解能は、受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の指向性ビーム幅Δθで決まる。受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の指向性ビームの幅Δθは、Δθ～λ／Ｄにて与えられる。ここで、Ｄは受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の開口サイズであり、両端に存在する受信アンテナ２０２１と受信アンテナ２０２Ｎとの間の距離に対応する。従って、衣服の下にある物品、鞄の中にある物品の画像化において実用的な分解能を得るには、受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の開口サイズＤを数十ｃｍから数ｍ程度取る必要がある。
　このように、アレイアンテナ方式には２つの条件がある。即ち、受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎの各アンテナの間隔は波長λの半分以下（数ｍｍ以下）で無ければならないという事と、両端に存在する受信アンテナ２０２１と受信アンテナ２０２Ｎとの間の距離は少なくとも数十ｃｍ程度必要であるという事とである。このため、アレイアンテナ方式を採用すると、一列当たりに必要なアンテナの数Ｎは、数百個程度となる。
　また、実際の電波を用いたイメージング装置は、２次元画像を形成する必要がある。このため、図１５に示すように縦方向と横方向とに、それぞれＮ個ずつの受信アンテナ２０２を敷き詰める必要があり、全体で必要なアンテナの数はＮ２個となる。従って、全体で必要なアンテナの数と、それに付随する受信機の数とは、数万個程度となる。図１５は、一般的なアレイアンテナ方式のイメージング装置におけるアンテナのレイアウトの例を示す構成図である。
　このように、従来からのアレイアンテナ方式のイメージング装置では、大量のアンテナと受信機とが必要となるため、コストは非常に高いものになる。また、数十ｃｍ～数ｍ四方の領域にアンテナが敷き詰められるので、装置のサイズ及び重量は非常に大きなものとなる。
　一方、上記の特許文献４に開示されたアレイアンテナ方式は、ＲＦ周波数の異なる複数のパルス信号を送信し、ＲＦ周波数に応じた位置に仮想的なアンテナを形成する事で、実際の受信アンテナの間隔を波長λの半分以上に拡張しながら虚像の抑制を実現している。
　ところが、特許文献４に開示されたアレイアンテナ方式には、高分解能を実現するためにＲＦ周波数の範囲を広く設定しなければならないという問題点がある。具体的には、特許文献４に開示されたアレイアンテナ方式では、ＲＦ周波数ｆ０、ｆ１、・・・、ｆＮのパルス信号を送信し、且つ間隔ｄを空けて設置された２本の受信アンテナで受信を行った場合、ｄ・ｆｎ/ｆ０（ｎ＝０、１、・・・、Ｎ）の位置に仮想アンテナが設置される。この時の実効的な開口サイズＤは、ｄ・（ｆＮ－ｆ０）/ｆ０となる。実効的な開口サイズＤから、角度分解能Δθは以下の式（２）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　上記式（２）から分かるように、良好な角度分解能Δθを得るには、ＲＦ周波数の設定範囲ｆＮ－ｆ０を大きく取る必要がある。しかしながら、電波法の制約上、ＲＦ周波数の設定範囲ｆＮ－ｆ０を大きく取る事は困難であり、ｆ０/(ｆＮ－ｆ０)の値は、通常１０～１００程度となる。ここで、特許文献４の方式における受信アンテナの間隔ｄと、特許文献１～３に開示されたアレイアンテナ方式の開口サイズＤとが同じあるとする。そうすると、特許文献４に開示されたアレイアンテナ方式における角度分解能は、特許文献１～３に開示されたアレイアンテナ方式の角度分解能に比べ、ｆ０/(ｆＮ－ｆ０)倍、即ち、１０～１００倍程度に劣化する事となる。
　更に、特許文献４に開示されたアレイアンテナ方式では、パルス信号が用いられているが、距離分解能を得るためには、パルス信号のＲＦ帯域幅は、数百ＭＨｚから数ＧＨｚに設定されている必要がある。加えて、特許文献４において採用されているパルスレーダ方式では、ベースバンド信号の帯域幅はＲＦ帯域幅と同一である。そのため、ベースバンド信号のサンプリング周波数を数百ＭＨｚから数ＧＨｚにまで高速化しなければならず、この事は演算量の増加につながる。また、一般にベースバンド信号の帯域幅に比例した雑音がベースバンド信号に混入するが、パルスレーダ方式では、ベースバンド信号の帯域幅が広い分、雑音による信号品質の劣化も問題となる。
　続いて、上記特許文献５～７に開示された合成開口レーダー方式の問題点について以下に説明する。合成開口レーダー方式の問題点は、装置を機械的に動かす必要があり、そのために走査時間の短縮が難しいという事である。この事は、物品又は人をイメージング装置で検査する場合に、単位時間あたりに検査できる対象物の数が限られるという問題につながる。また、特に、特許文献７に開示されたイメージング装置では、受信機を動かすための機械的な機構が必要となるので、よりいっそう装置のサイズ及び重量が増大してしまう。
　以上のように、一般的に、電波を用いたイメージング装置では、装置のコスト、サイズ、重量が非常に大きなものになるという問題が発生する。一方、この問題を解決しようとすると、要求される分解能及び信号品質が得られず、精度が悪いという問題が発生してしまう。このため、イメージング装置を実際に使用できる用途及び機会は、限定されてしまうという問題が発生する。また、対象物を検査する速度が限られたものになるという問題も発生する。
　本発明の目的の一例は、上記問題を解消し、電波による物体のイメージングにおいて、画質の低下を抑制しつつ、装置の低コスト化及び小型化を図り得る、物体検知装置、物体検知方法、及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体を提供することにある。
　上記目的を達成するため、本発明の一側面における物体検知装置は、電波によって物体を検知するための物体検知装置であって、
　前記物体に向けて、送信信号となる電波を照射する、送信部と、
　複数の受信アンテナによって、前記物体で反射された電波を受信信号として受信し、更に、複数の前記受信アンテナそれぞれで受信された前記受信信号毎に、当該受信信号を用いて、中間周波数信号を生成する、受信部と、
　前記中間周波数信号それぞれを合成して得られるビームパターンによる虚像の発生が抑制されるように、サンプリング時刻を決定し、決定したサンプリング時刻で前記中間周波数信号に対してサンプリングを行うことによって、物体の位置検出用の中間周波数信号を生成し、
生成した前記位置検出用の中間周波数信号を用いて、前記物体を検知する、演算部と、
を備えている、
ことを特徴とする。
　また、上記目的を達成するため、本発明の一側面における物体検知方法は、電波によって物体を検知するための方法であって、
（ａ）前記物体に向けて、送信信号となる電波を照射する、ステップと、
（ｂ）複数の受信アンテナによって、前記物体で反射された電波を受信信号として受信し、更に、複数の前記受信アンテナそれぞれで受信された前記受信信号毎に、当該受信信号を用いて、中間周波数信号を生成する、ステップと、
（ｃ）前記中間周波数信号それぞれを合成して得られるビームパターンによる虚像の発生が抑制されるように、サンプリング時刻を決定し、決定したサンプリング時刻で前記中間周波数信号に対してサンプリングを行うことによって、物体の位置検出用の中間周波数信号を生成する、ステップと、
（ｄ）生成した前記位置検出用の中間周波数信号を用いて、前記物体を検知する、ステップと、を有している、
ことを特徴とする。
　更に、上記目的を達成するため、本発明の一側面におけるコンピュータ読み取り可能な記録媒体は、
　物体に向けて、送信信号となる電波を照射する、送信部と、複数の受信アンテナによって、前記物体で反射された電波を受信信号として受信し、更に、複数の前記受信アンテナそれぞれで受信された前記受信信号毎に、当該受信信号を用いて、中間周波数信号を生成する、受信部と、コンピュータと、を備えた物体検知装置において、
前記コンピュータに、
（ａ）前記中間周波数信号それぞれを合成して得られるビームパターンによる虚像の発生が抑制されるように、サンプリング時刻を決定し、決定したサンプリング時刻で前記中間周波数信号に対してサンプリングを行うことによって、物体の位置検出用の中間周波数信号を生成する、ステップと、
（ｂ）生成した前記位置検出用の中間周波数信号を用いて、前記物体を検知する、ステップと、を実行させる命令を含む、プログラムを記録している、
ことを特徴とする。
　以上のように、本発明によれば、電波による物体のイメージングにおいて、画質の低下を抑制しつつ、装置の低コスト化及び小型化を図ることができる。
図１は、本発明の実施の形態１における物体検知装置の概略構成を示す図である。 図２は、本発明の実施の形態１における物体検知装置の送信部及び受信部の構成を具体的に示す図である。 図３は、本発明の実施の形態１における物体検知装置の送信部及び受信部の他の例の構成を具体的に示す図である。 図４は、本発明の実施の形態１における物体検知装置の送信部及び受信部の他の例の構成を具体的に示す図である。 図５は、本発明の実施の形態１における物体検知装置が照射する送信信号の一例を示す図である 図６は、本発明の実施の形態１において検知の対象となる物体と検知を行うための送信アンテナ及び受信アンテナとの位置関係の一例を示す図である。 図７は、本発明の実施の形態１において検知の対象となる物体と検知を行うための送信アンテナ及び受信アンテナとの位置関係の他の例を示す図である。 図８は、本発明の実施の形態１における物体検知装置の動作を示すフロー図である。 図９は、本発明の実施の形態１で用いられる測距受信アンテナの配置と所望の時間サンプリング点の取り方を示す図である。 図１０は、本発明の実施の形態２において検知の対象となる物体と検知を行うための送信アンテナ及び受信アンテナとの位置関係の一例を示す図である。 図１１は、本発明の実施の形態１及び２における物体検知装置を実現するコンピュータの一例を示すブロック図である。 図１２は、一般的なアレイアンテナ方式の概念を示す概念図である。 図１３は、図１２に示した受信機の構成をより具体的に示す図である。 図１４は、一般的な合成開口レーダー方式の概念を示す概念図である。 図１５は、一般的なアレイアンテナ方式のイメージング装置におけるアンテナのレイアウトの例を示す構成図である。
　以下、本発明による送信装置および送信方法の好適な実施形態について添付図を参照して説明する。なお、以降に示す各図面において、同一または相当部分の部位については、同一符号を付して示すこととし、その説明は繰り返さないことにする。
（実施の形態）
　以下、本発明の実施の形態１における、物体検知装置、物体検知方法、及びプログラムについて、図１～図９を参照しながら説明する。本実施の形態１は、小型のレーダー装置を用いながら、検知対象となる物体の位置だけでなく、この物体の幅といった形状に関する情報も検知できる例について示す。
［装置構成］
　最初に、図１を用いて、本実施の形態１における物体検知装置の構成について説明する。図１は、本発明の実施の形態１における物体検知装置の概略構成を示す図である。
　図１に示す、本実施の形態１における物体検知装置１０００は、電波によって物体を検知するための装置である。図１に示すように、物体検知装置１０００は、送信部１１０１と、受信部１１０２と、演算装置１２１１とを備えている。
　また、本実施の形態では、送信部１１０１と受信部１１０２とで送受信装置１００１が構成されており、物体検知装置１００は、主に、送受信装置１００１と演算装置１２１１とで構成されている。また、演算装置１２１１は、物体検知装置１０００において、演算部として機能する。
　送信部１１０１は、対象物配置面１００５上に存在している物体であって、検知対象となる物体（以下、「対象物」と表記する）１００３に向けて、送信信号となる電波を照射する。
　受信部１１０２は、複数の受信アンテナ（後述の図２参照）によって、対象物１００３で反射された電波を受信信号として受信する。また、受信部１１０２は、更に、受信アンテナそれぞれで受信された受信信号毎に、各受信信号を用いて、中間周波数信号（以下「ＩＦ（Intermediate Frequency）信号」と表記する。）を生成する。
　具体的には、図１に示すように、送信部１１０１は、受信部１１０２に向けて、端子１２０８を経由して送信信号を出力する。受信部１１０２は、対象物１００３で反射された受信信号と、端子１２０８を経由して出力されてきた送信信号とを、ミキシングして、ＩＦ信号を生成する。また、送信部１１０１は、生成したＩＦ信号を演算装置１２１１に出力する。
　演算装置（演算部）１２１１は、ＩＦ信号それぞれを合成して得られるビームパターンによる虚像の発生が抑制されるように、サンプリング時刻を決定する。また、演算装置１２１１は、決定したサンプリング時刻でＩＦ信号に対してサンプリングを行うことによって、対象物１００３の位置検出用のＩＦ信号（以下「位置検出用ＩＦ信号」と表記する。）を生成する。そして、演算部１２１１は、位置検出用ＩＦ信号を用いて、対象物１００３を検知する。
　このように本実施の形態１では、ＩＦ信号を、適切なサンプリング時刻でサンプリングすることによって、得られたサンプリングデータを、仮想的なアンテナで受信された受信信号からのＩＦ信号として用いることができる。つまり、本実施の形態１では、実際には存在しない仮想的なアンテナを、一般的なアレイアンテナ方式における受信アンテナと置き換えることができ、実際よりも多数の受信アンテナを備えていた場合と同様の高分解能を実現できる。このため、本実施の形態１によれば、電波による物体のイメージングにおいて、画質の低下を抑制しつつ、装置の低コスト化及び小型化を図ることができる。
　また、図１においては、送信部１１０１及び受信部１１０２は、それぞれ一つのみが図示されているが、送信部１１０１及び受信部１１０２は、実際には複数備えられていても良い。送信部１１０１及び受信部１１０２が複数備えられている場合は、複数の受信部１１０２それぞれは、いずれかの送信部１１０１に対応している。
　続いて、図１に加えて、図２から図４までを用いて、本実施の形態１における物体検知装置１０００の構成について更に具体的に説明する。図２は、本発明の実施の形態１における物体検知装置の送信部及び受信部の構成を具体的に示す図である。図３は、本発明の実施の形態１における物体検知装置の送信部及び受信部の他の例の構成を具体的に示す図である。図４は、本発明の実施の形態１における物体検知装置の送信部及び受信部の他の例の構成を具体的に示す図である。
　図２に示すように、本実施の形態１では、送受信装置１００１において、送信部１１０１は、発振器１２０１と、送信アンテナ１２０２とを備えている。また、受信部１１０２は、受信アンテナ１２０３と、ミキサ１２０４と、インターフェイス回路１２０５とを備えている。更に、図１でも示したように、送信部１１０１と受信部１１０２とは、端子１２０８を介して接続されている。
　送信部１１０１において、発振器１２０１は、ＲＦ信号（電波）を生成する。発振器１２０１で生成されたＲＦ信号は、送信アンテナ１２０２から送信信号として送信され、対象物１００３に照射される。対象物１００３で反射された電波は、受信部１１０２において、受信アンテナ１２０３によって受信される。
　ミキサ１２０４は、発振器１２０１から端子１２０８を経由して入力されてきたＲＦ信号と受信アンテナ１２０３で受信された電波（受信信号）とを、ミキシングする事で、ＩＦ信号を生成する。ミキサ１２０４で生成されたＩＦ信号は、インターフェイス回路１２０５を経由して、演算装置１２１１へと送信される。インターフェイス回路１２０５は、アナログ信号であるＩＦ信号を、演算装置１２１１で扱えるデジタル信号に変換する機能を持ち、得られたデジタル信号を演算装置１２１１へと出力する。
　また、図２に示した例では、一つの送信部１１０１には、一つの送信アンテナ１２０２が備えられているが、本実施の形態は、この態様に限定されない。本実施の形態では、例えば、図３に示すように、一つの送信部１１０１において、複数の送信アンテナ１２０２が備えられていても良い。
　具体的には、図３の例では、送信部１１０１は、一つの発振器１２０１と、複数の送信アンテナ１２０２とを備えている。また、送信部１１０１は、送信アンテナ１２０２毎に設けられた可変移相器１２０６も備え、各送信アンテナ１２０２は、可変移相器１２０６を介して、発振器１２０１に接続されている。各可変移相器１２０６は、発振器１２０１から送信アンテナ１２０２の各々に供給される送信信号の位相を制御する事で、送信アンテナ１２０２の指向性の制御を行なっている。
　本実施の形態1では、例えば、図４に示すように、送信アンテナ１２０２の代わりに、送受信共用アンテナ１２１０が備えられていてもよい。具体的には、図４の例では、送信部１１０１において、送受信共用アンテナ１２１０とサーキュレータ１２０９が備えられている。サーキュレータ１２０９は、発振器１２０１から供給される送信信号を送受信共用アンテナ１２１０に出力する。送受信共用アンテナ１２１０は、サーキュレータ１２０９から出力された送信信号を対象物１００３に照射する。送受信共用アンテナ１２１０で受信した対象物１００３からの反射信号は、サーキュレータ１２０９を介してミキサ１２０４へと出力される。
　また、本実施の形態１では、受信部１１０２は、基準受信アンテナと測定受信アンテナとを備えることができる。この場合、演算装置１２１１は、測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号と、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号とに対して、サンプリングを実行する。
　そして、演算装置１２１１は、得られたサンプリング値について、測定受信アンテナで受信された受信信号から生成されたＩＦ信号を、基準受信アンテナで受信された受信信号から生成されたＩＦ信号によって、規格化して、位置検出用ＩＦ信号を生成する。
　また、演算装置１２１１は、測定受信アンテナで受信された受信信号から生成されたＩＦ信号と、基準受信アンテナで受信された受信信号から生成されたＩＦ信号とに対し、対象物１００３の位置（物体検知装置１０００までの距離）を制限する処理を実行することもできる。この場合は、演算装置１２１１は、処理が実行されたＩＦ信号を用いて、サンプリングを実行する。
　更に、本実施の形態では、演算装置１２１１は、位置検出用ＩＦ信号から相関行列を算出し、算出した相関行列から、対象物１００３の位置分布を表す評価関数を算出する。そして、演算装置１２１１は、算出した評価関数を用いて、対象物１００３の位置及び形状を検知する。
　ここで、図５を用いて、本実施の形態において物体に照射される送信信号について説明する。図５は、本発明の実施の形態１における物体検知装置が照射する送信信号の一例を示す図である。
　本実施の形態１において、発振器１２０１で生成されるＲＦ信号は、図５に示すように、周期Ｔchirpで、ＲＦ周波数がｆｍｉｎからｆｍｉｎ＋ＢＷ（＝ｆｍａｘ）に時間的に変化する、ＦＭＣＷ信号であることが好ましい。なお、ｆｍｉｎは、ＲＦ周波数の最小値であり、ＢＷはＲＦ信号の帯域幅である。また、ＲＦ周波数の時間変化は連続的と離散的のいずれでも良い。
　また、ここで、図６及び図７を用いて、対象物１００３と、送信アンテナ１２０２及び受信アンテナ１２０３との位置関係について説明する。図６は、本発明の実施の形態１において検知の対象となる物体と検知を行うための送信アンテナ及び受信アンテナとの位置関係の一例を示す図である。図７は、本発明の実施の形態１において検知の対象となる物体と検知を行うための送信アンテナ及び受信アンテナとの位置関係の他の例を示す図である。
　図６の例では、受信アンテナ１２０３は、基準受信アンテナ１２０３０と測定受信アンテナ１２０３ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）とで構成されている。
　図６で示すように、送信アンテナ１２０２と基準受信アンテナ１２０３０を焦点とする楕円状の対象物配置面１００５上にＫ個の対象物１００３ｋ（ｋ＝１、２、・・・、Ｋ）が存在する状況を考える。また、送信アンテナ１２０２から対象物１００３ｋを経由して基準受信アンテナ１２０３０に至るまでの経路長を２Ｒ０とする。また、送信アンテナ１２０２と受信アンテナ１２０３ｍ（ｍ＝０、１、２、・・・、Ｍ）との間隔をｄｍとする。対象物１００３ｋ（ｋ＝１、２、・・・、Ｋ）からの反射波は、各受信アンテナ１２０３ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）において振幅skで受信されるものとする。
　また、図６の例では、送信アンテナ１２０２と基準受信アンテナ１２０３０とは、個別に設置されている。一方、図７に示す例では、送信アンテナ１２０２と基準受信アンテナ１２０３０との代わりに、送受信共用アンテナ１２１０が用いられている。送受信共用アンテナ１２１０は、送信アンテナ１２０２及び基準受信アンテナ１２０３０両方の機能を有し、両者としての役割を果たす。また、図７の例では、対象物１００３ｋ（ｋ＝１、２、・・・、Ｋ）は、送受信共用アンテナ１２１０を中心とする半径Ｒ０の円上に配置されているとする。
［装置動作］
　次に、本実施の形態１における物体検知装置１０００の動作について図８及び図９を用いて説明する。図８は、本発明の実施の形態１における物体検知装置の動作を示すフロー図である。以下の説明においては、適宜図１～図７を参酌する。また、本実施の形態１では、物体検知装置１０００を動作させることによって、物体検知方法が実施される。よって、本実施の形態１における物体検知方法の説明は、以下の物体検知装置１０００の動作説明に代える。
　図８に示すように、最初に、送受信装置１００１において、送信部１１０１から、対象物１００３に向けて、送信信号となる電波を照射する（ステップＡ１）。また、送信部１１０１は、送信信号となる電波の照射と同時に、端子１２０８を介して、送信信号を受信部１１０２に出力する。
　次に、送受信装置１００１において、受信部１１０２の受信アンテナ１２０３が、対象物１００３から反射された電波を、受信信号として受信する（ステップＡ２）。
　次に、受信部１１０２は、各受信アンテナ１２０３で受信した受信信号それぞれに、送信部１１０１で生成された送信信号をそれぞれミキシングして、ＩＦ信号を生成する（ステップＡ３）。
　次に、演算装置１２１１が、ステップＡ３で各受信アンテナ１２０３の受信信号から得たＩＦ信号それぞれから、対象物１００３の物体検知装置１０００までの距離を特定の値に制約したＩＦ信号を生成する（ステップＡ４）。具体的には、演算装置１２１１は、測定受信アンテナで受信された受信信号から生成されたＩＦ信号と、基準受信アンテナで受信された受信信号から生成されたＩＦ信号とに対し、対象物１００３の検知範囲を制限する処理を実行する。
　次に、演算装置１２１１は、測定受信アンテナ１２０３ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）のＩＦ信号と、基準受信アンテナ１２０３０のＩＦ信号とを用いて、位置検出用ＩＦ信号を生成する（ステップＡ５）。
　具体的には、演算装置１２１１は、ＩＦ信号それぞれを合成して得られるビームパターンによる虚像の発生が抑制されるように、サンプリング時刻を決定する。そして、演算装置１２１１は、決定したサンプリング時刻の値が得られるように、補間処理を行って、測定受信アンテナ１２０３ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）のＩＦ信号の値と、基準受信アンテナ１２０３０のＩＦ信号の値とを算出する。その後、演算装置１２１１は、算出した値を用いて、測定受信アンテナＩＦ信号を基準受信アンテナＩＦ信号によって規格化して、規格化ＩＦ信号を生成する。この生成された規格化ＩＦ信号が、位置検出用ＩＦ信号となる。
　次に、演算装置１２１１は、規格化ＩＦ信号から評価関数を算出し、さらに評価関数から対象物１００３の位置（距離および角度）を算出する（ステップＡ６）。
　次に、演算装置１２１１は、予め定められている距離全てについて処理を実施しているかどうかを判定する（ステップＡ７）。ステップＡ７の判定の結果、Ｙｅｓである場合は、演算装置１２１１は動作を終了する。一方、ステップＡ７の判定の結果、Ｎｏである場合は、演算装置１２１１は、再度ステップＡ４を実行する。
　続いて、図８に示したステップＡ１～Ａ７のうちステップＡ３～Ａ７について、より詳細に説明する。
［ステップＡ３］
　まず、各受信アンテナ１２０３で受信した受信信号に、送信部１１０１で生成された送信信号をそれぞれミキシングしてＩＦ信号を生成する、ステップＡ３の詳細について説明する。
　図６又は図７に示した配置において、基準受信アンテナ１２０３０又は送受信共用アンテナ１２１０の受信信号から算出される基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））は、以下の式（３）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　上記式（３）において、αは、図５で示したチャープ信号のチャープ率を示しており、α＝ＢＷ/Ｔchirpで与えられる。cは光速、tは時刻を示している。
　また、測定受信アンテナ１２０３ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）の受信信号から算出される測定ＩＦ信号（ＩＦｍ（ｔ））は、以下の式（４）で与えられる。以下の式（４）において、Δｄｍ = ｄｍ－ｄ０である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
［ステップＡ４］
　次に、演算装置１２１１が、ステップＡ３で各受信アンテナ１２０３の受信信号から得たＩＦ信号に基づいて、対象物１００３の物体検知装置１０００までの距離を特定の値に制約したＩＦ信号を生成する、ステップＡ４の詳細について説明する。
　図６又は図７に示した例では、送信アンテナ１２０２から対象物１００３を経由して基準受信アンテナ１２０３０に至るまでの経路長が２Ｒ０となる楕円状（又は円状）の対象物配置面１００５上に、対象物１００３が配置されている。実際の状況では、距離Ｒ０で指定される対象物配置面１００５以外の位置に対象物が存在する事もある。そこでステップＡ４では、演算装置１２１１は、距離Ｒ０で指定される対象物配置面１００５上の位置に存在する対象物１００３からの信号のみを抽出する。
　例えば、対象物配置面１００５において、距離Ｒ０の位置に、対象物１００３が存在しているとする。この場合、対象物１００３により生成される式（３）の基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））は、２αＲ０/cの周波数を有することになる。従って、基準受信アンテナ１２０３０又は送受信共用アンテナ１２１０で得た受信ＩＦ信号の時間波形をフーリエ変換し、２αＲ０/cの周波数の信号成分のみを抽出すれば、対象物１００３の位置を所望の位置（距離範囲）に制約したＩＦ信号が得られる。
　上記式（４）の測定ＩＦ信号（ＩＦｍ（ｔ））は、「２α（Ｒ０－Δｄｍ）/c」から「２α（Ｒ０＋Δｄｍ）/c」までの周波数を有する。従って、測定受信アンテナ１２０３ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）で得た測定ＩＦ信号の時間波形をフーリエ変換し、２α（Ｒ０－Δｄｍ）/cから２α（Ｒ０＋Δｄｍ）/cまでの周波数の信号成分のみを抽出すれば、距離の値がＲ０に制約されたＩＦ信号が得られる。
［ステップＡ５］
　次に、測定受信アンテナＩＦ信号を、基準受信アンテナＩＦ信号によって規格化して、規格化ＩＦ信号を生成する、ステップＡ５の詳細について説明する。
　図９は、本実施の形態１で用いられる測定受信アンテナ１２０３ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）の配置と所望の時間サンプリング点の取り方を示す図である。図９の下側の図は、従来方式の受信アンテナ２０２の配置も示している。
　背景技術の欄で述べたとおり、従来方式のアンテナアレイでは、虚像の発生を防ぐために受信アンテナ２０２ｎ（ｎ＝１、２、・・・、Ｎ）の間隔を、受信波の波長λの半分以下としなければならない。また、高分解能の実現のために、アレイ開口サイズ（受信アンテナ２０２１から２０２Ｎまでの長さ）を大きく取る必要があり、結果として多数の受信アンテナ２０２が必要となっていた。
　本実施の形態１では、測定ＩＦ信号（ＩＦｍ（ｔ））を基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））で除算して得られる規格化ＩＦ信号ｒｍ（ｔ）の時間波形のサンプリングデータを仮想的なアンテナ列１３０１ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）とする。そして仮想的なアンテナ列１３０１ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）を、従来方式の受信アンテナ２０２ｎ（ｎ＝１、２、・・・、Ｎ）の代用とする事で、実際の受信アンテナ１２０３ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）の数Ｍを小さく収めながら、高分解能を実現する。
　本実施の形態１では、虚像の発生を防ぐために、時間波形のサンプリング時刻および実際の受信アンテナ１２０３ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）の位置を適正に設定する必要がある。以下では、虚像の発生を防ぐ時間波形のサンプリング時刻および実際の受信アンテナ１２０３ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）の位置の設定例を示す。
　ステップＡ５では、測定ＩＦ信号（ＩＦｍ（ｔ））を基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））で除算する事で、式（５）で与えられる規格化ＩＦ信号ｒｍ（ｔ）が生成される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　受信アンテナ１２０３ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）で得られる規格化ＩＦ信号ｒｍ（ｔ）を、サンプリング時刻ｔ（ｍ,１），ｔ（ｍ,2）,・・・，ｔ（ｍ,p(m)）において取得する。ｐ（ｍ）は、受信アンテナ１２０３ｍで得られる規格化ＩＦ信号のサンプリング点数である。全てのアンテナのサンプリング点数の総和ｐ（１）＋ｐ（２）＋・・・＋ｐ（Ｍ）をＮとする。
　規格化ＩＦ信号ベクトルｒを以下のように定義する。
  r = [r1,1,・・・, r1,p(1),・・・,rM,1,・・・, rM,p(M)]T,
　ここで、rm（ｔ（ｍ,n））= rm,nとしている。rは、Ｎ次ベクトルである。規格化ＩＦ信号ベクトルrのn番目の成分rnは、以下の式（６）及び（７）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　上記式（７）における時刻tnは、n番目のサンプリング時刻である。アンテナ位置Δdmは、nの値によって変化する。
　次に、虚像の発生条件について説明する。角度θ0の方向に対象物１００３が存在し、且つ、以下の式（８）の条件が満たされる時、対象物１００３が本来は存在しない角度θaの方向に、対象物の虚像が発生する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　次に、前記の虚像を排除するため、以下の式（９）の条件が設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　上記式（９）において、Δtmは、受信アンテナ１２０３ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）で得られる規格化ＩＦ信号ｒｍ（ｔ）のサンプリング周期である。角度θ0およびθaが－πから＋πの範囲で任意の値を取っても上記式（９）が満たされるサンプリング周期Δtmの条件は、以下の式（１０）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　上記式（１０）が示すように、本実施の形態１では、上限を受信アンテナ１２０３ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）の位置Δdmに応じて定めると、この上限に収まるようにサンプリング周期Δtmを設定する事が望ましい。
　また、隣接する受信アンテナ１２０３ｍおよび１２０３ｍ＋１において、上記式（７）の位相φn(θ)の範囲が連続となるように、以下の式（１１）の条件が設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　本実施の形態１では、式（１１）の条件が満たされるように、アンテナ位置Δdm(ｍ＝１、２、・・・、Ｍ－１)を定める事が望ましい態様である。
　なお、隣接する受信アンテナ１２０３ｍと１２０３ｍ＋１との間隔を、Δd’m(＝Δdm+1－Δdm)とした場合、上記式(１１)は、以下の式(１２)と等価である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　すなわち、隣接する受信アンテナ１２０３ｍと１２０３ｍ＋１との間隔は、最小ＲＦ周波数fminと最大ＲＦ周波数fmaxとで定まる上限値以下に収める事が、本実施の形態１では好ましい態様である。
　ステップＡ５では、演算装置１２１１は、まず測定ＩＦ信号（ＩＦｍ（ｔ））と基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））とのそれぞれに対し、補間処理を行い、上記式（１０）を満たすサンプリング周期Δtmのサンプリング時刻における値を算出する。次に、演算装置１２１１は、補間処理により測定ＩＦ信号（ＩＦｍ（ｔ））と基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））とのサンプリング時刻を揃えた後に、上記式(５)で示すように測定ＩＦ信号（ＩＦｍ（ｔ））を基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））で除算して規格化ＩＦ信号ｒｍ（ｔ）(ｍ＝１、２、・・・、Ｍ)を算出する。
［ステップＡ６］
　次に、規格化ＩＦ信号から評価関数を算出するステップＡ６の詳細について説明する。
　ステップＡ６では、演算装置１２１１、規格化ＩＦ信号の範囲を複数選択し、選択した複数の範囲を定めた複数の規格化ＩＦ信号それぞれから、相関行列を算出し、そして、相関行列の平均から、対象物１００３の位置分布を表す評価関数を算出する。この点について以下に説明する。
　まず、ステップＡ６では、演算装置１２１１は、規格化ＩＦ信号ベクトルｒ=[r1,r2,・・・,rn,・・・,rN]からサブアレイベクトルを構成する。
　具体的には、v番目のサブアレイは、v番目からv+W－1番目までのサブアレイの受信信号、即ち、rv= [rv,rv+1,・・・,rv+W-1]Tで構成される。Wは、各サブアレイを構成するサンプリング点数に相当する。よって、演算装置１２１１は、v番目のサブアレイから計算される相関行列Rcol(v)を以下の式（１３）のように計算する。下記の式(１３)における添字Hは、ベクトルの複素共役転置を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　全てのサブアレイの相関行列Rcol(v) (v=1,2,・・・,V)の平均をRallとする。サブアレイの数Vは対象物の数K以上とする。
　上記の方法では、異なるサブアレイの受信信号間では相関が弱まるという性質を利用する事で、反射間の相関に起因する問題が回避される。更に、ステップＡ６では、演算装置１２１１は、以下の式(１４)で与えられる方向ベクトルa(θ)と、規格化ＩＦ信号から算出した相関行列Rallとを用いて、式(１５)から式(１７)で与えられる評価関数のいずれかを計算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　ここでベクトルｅｋ（ｋ＝Ｋ＋１，・・・，Ｗ）は、相関行列Ｒallの固有ベクトルの内、その固有値がノイズ電力に等しいものである。式(１４)内の位相φ(θ)は、上述の式(７)で与えられるものである。
　式（１５）から式（１７）で与えられる評価関数は、対象物１００３ｋ（ｋ＝１,2,・・・,Ｋ）が存在する角度θkにおいてピークを生じる。従って、演算装置１２１１は、式（１５）から式（１７）の評価関数のピークが得られる角度θｋから、対象物１００３ｋの位置を検知する。さらに、演算装置１２１１は、評価関数の値から、対象物１００３ｋ（ｋ＝１,2,・・・,Ｋ）における反射強度ｓｋの分布を見積もる事ができる。
　上記のステップＡ６までの処理により、対象物１００３ｋ（ｋ＝１,2,・・・,Ｋ）の位置を表す指標として距離Ｒ０と角度θｋとが定まる。
［ステップＡ７］
　次に、ステップＡ７について説明する。ステップＡ１～ステップＡ６までのステップにおいて、距離を特定の値Ｒ０に限定した上で、対象物１００３ｋの存在角度θｋが、算出されている。そこで、ステップＡ７では、演算装置１２１１は、予め定められている距離全てについて処理を実施しているかどうかを判定する。
　判定の結果、距離全てについて処理を実施していない場合は、演算装置１２１１は、ステップＡ４に戻り、限定する距離を別の値に変更した上で、対象物１００３ｋの存在角度θｋを算出する。このように、ステップＡ４からステップＡ７までを繰り返す事で、演算装置１２１１は、予め定められている距離全てについて、対象物１００３ｋの存在角度θｋを算出する。
　一方、判定の結果、距離全てについて処理を実施している場合は、演算装置１２１１は、ステップＡ４からステップＡ６の処理を完了する。また、物体検知装置１０００は、予め定められている全ての距離と角度とで対象物１００３ｋの分布をスキャンできた時点で、その動作を終了する。
［プログラム］
　本実施の形態１におけるプログラムは、コンピュータに、図７に示すステップＡ１～Ａ７を実行させるプログラムであれば良い。このプログラムを物体検知装置に備えられているコンピュータにインストールし、実行することによって、コンピュータのプロセッサが演算装置１２１１として機能する。この結果、本実施の形態１における物体検知装置１０００及び物体検知方法を実現することができる。
［装置性能］
　次に、本実施の形態における物体検知装置１０００の性能、詳しくは、対象物１００３ｋの反射強度ｓｋの分解能について説明する。
　上述の式（１５）から式（１７）の評価関数から得られる反射強度ｓｋの分解能は、本実施形態１における図９で示した受信アンテナ配置を持つアンテナアレイで形成されるビーム幅で定まる。例えば、式（１５）および（１６）に対応するビームステアリング型の方式であれば、反射強度ｓｋの分解能は、アンテナアレイのビーム幅と同程度となる。また式（１７）に対応するヌルステアリング型の方式であれば、反射強度ｓｋの分解能は、アンテナアレイのビーム幅の数分の一程度となる。
　本実施形態１においては、図９で示した受信アンテナ配置を持つアンテナアレイで形成されるビーム幅が算出される。
　また、アンテナアレイの受信信号が、上述の式(６)で与えられる時、ビームを角度θ０方向に向けた時のアンテナアレイ指向性(アレイファクターＡＦ（θ）)は、以下の式（１８）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　ここで、ｕ＝２πΔｑ（ｓｉｎθ－ｓｉｎθ０）である。なお、Δｑ＝αΔｔｍΔｄｍ/ｃ （ｍ＝１，２、・・・、Ｍ）である。Δｑはアンテナ番号ｍによらず一定になるように、アンテナ位置Δｄｍに応じて各受信アンテナに対応するサンプリング周期Δｔｍを設定する。
　上記式（１８）で与えられるアレイファクター｜ＡＦ（θ）｜は角度θ０において最大値を持ち、かつそのピーク幅すなわちビーム幅ΔθはおよそΔθ～１/ＮΔｑ（ｒａｄ）で与えられる。
　即ち、ビーム幅Δθは、全てのアンテナのサンプリング点数の総和Ｎと、サンプリング周期とアンテナ位置とで決まるパラメータΔｑに依存する。なお、－πから＋πの範囲で虚像を発生させない条件である式（１０）の条件は、Δｑ?１/２と等価である。－πから＋πの範囲で虚像を発生させない条件下でビーム幅（角度分解能）を最良にするのはΔｑ＝１/２であり、その場合のビーム幅（角度分解能）はΔθ～２/Ｎ（ｒａｄ）となる。
　ビーム幅Δθ、即ち、分解能は、アンテナ数Ｍに直接依存しない。即ち、本実施の形態１では、原理的には、一本の基準受信アンテナ１２０３０と、一本の測定受信アンテナ１２０３1と、の２本の受信アンテナのみで構成が可能である。この事は、多数のアンテナを用いる従来方式に比べて、大幅にアンテナ数を削減できる事を意味する。更に、本実施の形態１では、サンプリング点数の総和Ｎを増やすだけで、アンテナ数を増やさなくても任意に分解能の向上が可能である。
　また、ビーム幅Δθ、即ち、分解能は、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷに直接依存しない。即ち、本実施の形態は、原理的には、ＲＦ信号の帯域幅を任意に狭く設定しても動作が可能である。この事は、電波法で使用できるＲＦ信号の帯域幅が制約されている状況においても、本実施の形態１を実現可能である事を意味する。更に、本実施の形態では、サンプリング点数の総和Ｎを増やすだけで、ＲＦ信号の帯域幅ＢＷを拡大しなくても、任意に分解能の向上が可能である。
　本実施の形態１では、ＦＭＣＷ信号の使用が想定されている。この時、ＩＦ信号の周波数は、４ＢＷ・Ｒ０/ｃＴchirpで与えられ、実用的な状況において、ＩＦ周波数は数十ｋＨｚから数百ｋＨｚ程度となる。ベースバンド信号の帯域幅が、数百ＭＨｚから数ＧＨｚと広帯域となるパルス方式に比べ、本実施の形態では、サンプリングレートと演算量とが削減され、且つ、雑音による信号品質劣化の問題が回避される。
［実施の形態１における効果］
　以上のように、本実施の形態における物体検知装置１０００及び物体検知方法によれば、一般的なアレイアンテナ方式と比較した場合、ＩＦ信号の時間波形のサンプリングデータを仮想的なアンテナとして用いることができる。このため、本実施の形態１によれば、仮想的なアンテナを、一般的なアレイアンテナ方式における受信アンテナと置き換えることができるので、受信アンテナの数を削減しながら、高分解能を実現できる。
　また、ＲＦ周波数の異なる複数のパルス信号を送信し、ＲＦ周波数に応じた位置に仮想的なアンテナを形成する従来方式と比較した場合を検討する。従来方式では、高分解能を実現するためにＲＦ周波数の範囲を広く設定する必要があるのに対し、本実施の形態１では、ＩＦ信号の時間波形のサンプリングデータを仮想的なアンテナとする事で、電波法の制約でＲＦ信号の帯域幅が取れない状況でも高分解能の動作を実現できる。更に、パルス信号を用いる従来方式と比較して、本実施の形態１では、ＩＦ信号が狭帯域であるため、サンプリングレートと演算量は少量で良く、また雑音による信号品質劣化の問題も回避できる。
　また、従来からの合成開口レーダー方式には、受信機を機械的に動かす必要があり、この結果、物体の検知及び検査のための時間が長くなるという問題があった。一方、本実施の形態１では、受信機の位置ではなく、受信周波数を電子的に走査すればよいので、合成開口レーダー方式に比べて、物体の検知及び検査のための時間を短縮化できる。
　即ち、本実施の形態１における物体検知装置及び物体検知方法においては、一般的なアレイアンテナ方式よりも、必要なアンテナ及びそれに付随する受信機の数を削減する事ができるので、装置のコスト、サイズ、重量を削減できるという効果を奏する。更に、本実施の形態１は、電波法の制約でＲＦ信号の帯域幅が取れない状況でも、高分解能の動作を実現できるという効果を奏する。
　更に、本実施の形態１における物体検知装置及び物体検知方法は、ＩＦ信号のサンプリングレートと演算量とを少量に抑え、雑音による信号品質劣化の問題を回避できるという効果も奏する。また、本実施の形態１における物体検知装置及び物体検知方法は、一般的な合成開口レーダー方式と異なり、装置を機械的に動かす必要がないため、物体検知及び検査の時間を短縮できるという効果も奏する。
　（実施の形態２）
　次に、本発明の実施の形態２における、物体検知装置、物体検知方法、及びプログラムについて、図１０を用いて説明する。
　上述した実施の形態１においては、距離Ｒ０と角度θとの２つの変数により、対象物１００３の２次元的な位置が測定されている。これに対し、本実施の形態２では、対象物１００３の３次元的な位置が測定される。以下に具体的に説明する。
［装置構成］
　本実施の形態２における物体検知装置は、実施の形態１において図１から図５に示した物体検知装置と同様の構成を備えている。従って、本実施の形態２における物体検知装置の構成についての説明は、省略する。
　但し、本実施の形態２においては、演算装置１２１１での処理において、実施の形態１と異なる部分がある。よって、以下に、実施の形態１との相違点について説明する。
　まず、図１０を用いて、本実施の形態２における、対象物１００３と、送受信共用アンテナ１２１０及び受信アンテナ１２０３との位置関係について説明する。図１０は、本発明の実施の形態２において検知の対象となる物体と検知を行うための送信アンテナ及び受信アンテナとの位置関係の一例を示す図である。
　図１０に示すように、本実施の形態２では、送受信共用アンテナ１２１０は、原点に設置される。また、ｘ軸上に受信アンテナ１２０３ｘ１、１２０３ｘ２、・・・、１２０３ｘＭｘがそれぞれ設置され、ｙ軸上に受信アンテナ１２０３ｙ１、１２０３ｙ２、・・・、１２０３ｙＭｙがそれぞれ設置される。
　このように、実施の形態１では、ｘ軸上のみに受信アンテナ１２０３が配置されていたのに対し、本実施の形態２では、ｘ軸上に加えて、ｙ軸上にも受信アンテナ１２０３が配置されている。本実施の形態２は、受信アンテナの配置の点で、実施の形態１と異なっている。
　また、図１０の例において、送受信共用アンテナ１２１０とｘ軸上に配置された受信アンテナ１２０３ｘｍ（ｍ＝０、１、２、・・・、Ｍｘ）との間隔をΔｄｘｍとする。更に、送受信共用アンテナ１２１０とｙ軸上に配置された受信アンテナ１２０３ｙｍ（ｍ＝０、１、２、・・・、Ｍｙ）との間隔をΔｄｙｍとする。
　そして、図１０の例では、対象物１００３ｋ（ｋ＝１、２、・・・、Ｋ）は、送受信共用アンテナ１２１０を中心とする半径Ｒ０の円上に配置されている状況を考える。また、対象物１００３ｋ（ｋ＝１、２、・・・、Ｋ）からの反射波は、各受信アンテナ１２０３において振幅skで受信されるものとする。また、送受信共用アンテナ１２１０と対象物１００３ｋとを結ぶベクトルとを想定する。この想定したベクトルとｘ軸との成す角をθｘｋとし、同ベクトルとｙ軸との成す角をθｙｋとする。
［装置動作］
　次に、本実施の形態２における物体検知装置の動作について説明する。また、本実施の形態２においても、物体検知装置を動作させることによって、物体検知方法が実施される。よって、本実施の形態２における物体検知方法の説明も、以下の物体検知装置の動作説明に代える。
　また、本実施の形態２においても、実施の形態１において図８に示したステップＡ１～Ａ７が実行される。但し、本実施の形態２におけるステップＡ３～Ａ７の詳細は、実施の形態１と異なっている。よって、以下に、本実施の形態におけるステップＡ３～Ａ７の詳細について説明する。
［ステップＡ３］
　まず、各受信アンテナ１２０３で受信した受信信号に、送信部１１０１で生成された送信信号をそれぞれミキシングしてＩＦ信号を生成する、ステップＡ３の詳細について説明する。
　図１０に示した配置において、送受信共用アンテナ１２１０の受信信号から算出される基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））は、実施の形態１で示した上述の式（３）で与えられる。
　ｘ軸に配置された測定受信アンテナ１２０３ｘｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍｘ）の受信信号から算出される測定ＩＦ信号（ＩＦｘｍ（ｔ））は、以下の式（１９）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　またｙ軸に配置された測定受信アンテナ１２０３ｙｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍｙ）の受信信号から算出される測定ＩＦ信号（ＩＦｙｍ（ｔ））は、以下の式（２０）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
［ステップＡ４］
　次に、演算装置１２１１が、ステップＡ３で各受信アンテナ１２０３の受信信号から得たＩＦ信号に基づいて、対象物１００３の物体検知装置までの距離を特定の値に制約したＩＦ信号を生成する、ステップＡ４の詳細について説明する。
　図１０に示した例では、送受信共用アンテナ１２１０からの距離がＲ０となる球面状の対象物配置面１００５上に、対象物１００３が配置されている。実際の状況では、距離Ｒ０で指定される対象物配置面１００５上以外の位置に対象物が存在する事もある。そこでステップＡ４では、演算装置１２１１は、距離Ｒ０で指定される対象物配置面１００５上の位置に存在する対象物１００３からの信号のみを抽出する。
　例えば、対象物配置面１００５において、距離Ｒ０の位置に、対象物１００３が存在しているとする。この場合、対象物１００３により生成される式（３）の基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））は、２αＲ０/cの周波数を有することになる。従って、基準受信アンテナ１２０３０又は送受信共用アンテナ１２１０で得た受信ＩＦ信号の時間波形をフーリエ変換し、２αＲ０/cの周波数の信号成分のみを抽出すれば、対象物１００３の位置を所望の位置（距離範囲）に制約したＩＦ信号が得られる。
　ｘ軸上に配置した受信アンテナ１２０３ｘｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍｘ）で得られる式（１９）の測定ＩＦ信号（ＩＦｘｍ（ｔ））は、２α（Ｒ０－Δｄｘｍ）/cから２α（Ｒ０＋Δｄｘｍ）/cまでの周波数を有する。従って、測定受信アンテナ１２０３ｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）で得た測定ＩＦ信号の時間波形をフーリエ変換し、２α（Ｒ０－Δｄｘｍ）/cから２α（Ｒ０＋Δｄｘｍ）/cまでの周波数の信号成分のみを抽出すれば、距離の値がＲ０に制約されたＩＦ信号が得られる。
　ｙ軸上に配置した受信アンテナ１２０３ｙｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍｙ）で得られる式（２０）の測定ＩＦ信号（ＩＦｙｍ（ｔ））も同様である。フーリエ変換した後に２α（Ｒ０－Δｄｙｍ）/cから２α（Ｒ０＋Δｄｙｍ）/cまでの周波数の信号成分のみを抽出すれば、所望の距離範囲に制約したＩＦ信号が得られる。
［ステップＡ５］
　次に、測定受信アンテナＩＦ信号を、基準受信アンテナＩＦ信号によって規格化して、規格化ＩＦ信号を生成する、ステップＡ５の詳細について説明する。
　本実施の形態２では、ｘ軸上に配置した測定受信アンテナ１２０３ｘｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍｘ）とｙ軸上に配置した測定受信アンテナ１２０３ｙｍ（ｍ＝１、２、・・・、Ｍｙ）とのそれぞれにおいて、実施の形態１と同じく、図９で示した内容に沿って受信アンテナ１２０３の位置と時間サンプリング点とが設定される。
　更に、本実施の形態２では、ｘ軸上に配置された測定受信アンテナ１２０３ｘｍで得られる測定ＩＦ信号（ＩＦｘｍ（ｔ））を、基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））で除算して、規格化ＩＦ信号ｒｘｍ（ｔ）が生成される。規格化ＩＦ信号ｒｘｍ（ｔ）は、以下の式（２１）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　同様に、本実施の形態２では、ｙ軸上に配置された測定受信アンテナ１２０３ｙｍで得られる測定ＩＦ信号（ＩＦｙｍ（ｔ））を、基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））で除算して、規格化ＩＦ信号ｒｙｍ（ｔ）が生成される。規格化ＩＦ信号ｒｙｍ（ｔ）は、以下の式（２２）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　x軸上に配置された受信アンテナ１２０３xm（ｍ＝１、２、・・・、Mx）で得られる規格化ＩＦ信号ｒxm（ｔ）を、サンプリング時刻ｔ（xm,１）, ｔ（xm,2）,・・・、ｔ（xm,px(m)）において取得する。px(m)は、受信アンテナ１２０３xmで得られる規格化ＩＦ信号のサンプリング点数である。全てのアンテナのサンプリング点数の総和px(1)+px(2)+・・・+px(Mx)をNxとする。
　同様に、y軸上に配置された受信アンテナ１２０３ym（ｍ＝１、２、・・・、My）で得られる規格化ＩＦ信号ｒym（ｔ）を、サンプリング時刻ｔ(ym,1), ｔ(ym,2),・・・、ｔ（ym,py(m)）において取得する。py(m)は、受信アンテナ１２０３ymで得られる規格化ＩＦ信号のサンプリング点数である。全てのアンテナのサンプリング点数の総和py(1)+py(2)+・・・+py(My)をNyとする。
　x軸上に配置された受信アンテナ１２０３xm（ｍ＝１、２、・・・、Mx）に関する規格化ＩＦ信号ベクトルrxは、以下の式（２３）のように定義される。式（２３）において、rxm（ｔ（ｍ,n））= rxm,nとしている。rxはＮx次ベクトルである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　同様に、y軸上に配置された受信アンテナ１２０３ym（ｍ＝１、２、・・・、My）に関する規格化ＩＦ信号ベクトルryは、以下の式（２４）のように定義される。式（２４）においても、rym（ｔ（ｍ,n））= rym,nとしている。ryはＮy次ベクトルである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　なお、本実施の形態では、x軸上に配置された受信アンテナ１２０３xm（ｍ＝１、２、・・・、Mx）で得られるサンプリング点数の総和Ｎｘと、ｙ軸上に配置された受信アンテナ１２０３ym（ｍ＝１、２、・・・、My）で得られるサンプリング点数の総和Ｎyとは、等しい事が好ましい以下では、Ｎ＝Ｎｘ＝Ｎｙとする。
　受信アンテナ１２０３xm及び受信アンテナ１２０３ymで得られる、規格化ＩＦ信号ｒxm（ｔ）及びｒym（ｔ）のサンプリング周期を、それぞれΔtxmおよびΔtymとする。虚像の発生を抑制するため、実施の形態１と同様に、サンプリング周期に対して、以下の式（２５）に示す条件が設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　また、隣接する受信アンテナで位相の範囲が連続となるように、実施の形態１と同じく、受信アンテナの位置に以下の式（２６）及び（２７）に示す条件が設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　ステップＡ５では、演算装置１２１１は、まずｘ軸上に配置された測定受信アンテナ１２０３xmで得られた、測定ＩＦ信号（ＩＦxm（ｔ））と基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））とのそれぞれに対して、補間処理を行う。そして、演算装置１２１１は、上述の式（２５）を満たすサンプリング周期Δtxmのサンプリング時刻における値を算出する。次に、演算装置１２１１は、補間処理により測定ＩＦ信号（ＩＦxm（ｔ））と基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））とのサンプリング時刻を揃えた後に、上述の式(２１)で示すように測定ＩＦ信号（ＩＦxm（ｔ））を基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））で除算して規格化ＩＦ信号ｒxm（ｔ）(ｍ＝１、２、・・・、Ｍx)を算出する。
　同様に、演算装置１２１１は、y軸上に配置された測定受信アンテナ１２０３ymで得た測定ＩＦ信号（ＩＦym（ｔ））と基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））とのそれぞれに対しても、補間処理を行う。そして、演算装置１２１１は、上述の式（２５）を満たすサンプリング周期Δtymのサンプリング時刻における値を算出する。次に、演算装置１２１１は、補間処理により測定ＩＦ信号（ＩＦym（ｔ））と基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））とのサンプリング時刻を揃えた後に、上述の式(２２)で示すように測定ＩＦ信号（ＩＦym（ｔ））を基準ＩＦ信号（ＩＦ０（ｔ））で除算して規格化ＩＦ信号ｒym（ｔ）(ｍ＝１、２、・・・、Ｍy)を算出する。
［ステップＡ６］
　次に、規格化ＩＦ信号から評価関数を算出するステップＡ６の詳細について説明する。
　まず、ステップＡ６では、演算装置１２１１は、x軸上に配置した受信アンテナ１２０３xm及びy軸上に配置した受信アンテナ１２０３ymで得られる、規格化ＩＦ信号ベクトルrx=[rx1,rx2,・・・, rxn,・・・,rxN]T及びry=[ry1,ry2,・・・, ryn,・・・,ryN]Tから、それぞれサブアレイベクトルを構成する。具体的には、v番目のサブアレイは、v番目からv+W－1番目までのサブアレイの受信信号、即ちrxv = [rxv,rx(v+1),・・・,rx(v+W-1)]Tとryv= [ryv,ry(v+1),・・・,ry(v+W-1)]Tとで構成される。Wは、各サブアレイを構成するサンプリング点数に相当する。
　次に、演算装置１２１１は、サブアレイベクトルrxvとryvの直積を取り、以下の式（２８）に示す規格化IF信号rxyvを生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　規格信号rxyvは、rxvとryvとの要素の全ての組み合わせ毎の積を要素とした（N2×1 ）次ベクトルとなる。
　次に、演算装置１２１１は、v番目のサブアレイから計算される相関行列Rcol(v)を以下の式（２９）のように計算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　全てのサブアレイの相関行列Rcol(v) (v=1,2,・・・,V)の平均をRallとする。サブアレイの数Vは対象物の数K以上とする。
　上記の方法では、異なるサブアレイの受信信号間では相関が弱まるという性質を利用する事で、反射間の相関に起因する問題が回避される。
　次に、演算装置１２１１は、以下の式(３０)で与えられる方向ベクトルa(θx,θy)を定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
　また、上記式（３０）における、時刻txn及びtynは、それぞれ規格化ＩＦ信号ベクトルrxおよびryのn番目の成分に対応するサンプリング時刻である。またアンテナ位置Δdmx及びΔdmyは、nの値によって変化する。
　次に、式(３１)から式(３３)で与えられる評価関数のいずれかを計算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
　上記式（３１）から式（３３）で与えられる評価関数は、対象物１００３ｋ（ｋ＝１,2,・・・,Ｋ）が存在する角度(θxk,θyk）においてピークを生じる。従って式（３１）から式（３３）の評価関数のピークが得られる角度(θxk,θyk）から、対象物１００３ｋの位置を検知できる。更に、評価関数の値から、対象物１００３ｋ（ｋ＝１,2,・・・,Ｋ）における反射強度ｓｋの分布を見積もる事ができる。
　ステップＡ１～ステップＡ６までの処理で、対象物１００３ｋの距離Ｒ０と角度(θxk,θyk）とが測定されるので、それらのデータから対象物１００３ｋの３次元的な位置を算出できる。
［ステップＡ７］
　次に、ステップＡ７について説明する。ステップＡ１～ステップＡ６までのステップにおいて、距離を特定の値Ｒ０に限定した上で、対象物１００３ｋの存在角度(θxk,θyk）が、算出されている。そこで、ステップＡ７では、演算装置１２１１は、予め定められている距離全てについて処理を実施しているかどうかを判定する。
　判定の結果、距離全てについて処理を実施していない場合は、演算装置１２１１は、ステップＡ４に戻り、限定する距離を別の値に変更した上で、対象物１００３ｋの存在角度(θxk,θyk）を算出する。このように、ステップＡ４からステップＡ７までを繰り返す事で、演算装置１２１１は、予め定められている距離全てについて、対象物１００３ｋの存在角度(θxk,θyk）を算出する。
　一方、判定の結果、距離全てについて処理を実施している場合は、演算装置１２１１は、ステップＡ４からステップＡ６の処理を完了する。また、物体検知装置１０００は、予め定められている全ての距離と角度とで対象物１００３ｋの分布をスキャンできた時点で、その動作を終了する。
［プログラム］
　本実施の形態２におけるプログラムも、コンピュータに、図７に示すステップＡ１～Ａ７を実行させるプログラムであれば良い。このプログラムを物体検知装置に備えられているコンピュータにインストールし、実行することによって、コンピュータのプロセッサが演算装置１２１１として機能する。この結果、本実施の形態２における物体検知装置１０００及び物体検知方法を実現することができる。
［装置性能及び実施の形態２における効果］
　本実施の形態２においても、実施の形態１において述べた性能及び効果を得ることができる。また、本実施の形態２によれば、対象物１００３の３次元空間における位置を測定でき、実施の形態１よりも多くの場面に適用可能となる。
（物理構成）
　ここで、実施の形態１及び２におけるプログラムを実行することによって、物体検知装置を実現するコンピュータ（演算装置）について図１１を用いて説明する。図１１は、本発明の実施の形態１及び２における物体検知装置を実現するコンピュータの一例を示すブロック図である。
　図１１に示すように、コンピュータ１１０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１１１と、メインメモリ１１２と、記憶装置１１３と、入力インターフェイス１１４と、表示コントローラ１１５と、データリーダ／ライタ１１６と、通信インターフェイス１１７とを備える。これらの各部は、バス１２１を介して、互いにデータ通信可能に接続される。なお、コンピュータ１１０は、ＣＰＵ１１１に加えて、又はＣＰＵ１１１に代えて、ＧＰＵ（Graphics Processing Unit）、又はＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）を備えていても良い。
　ＣＰＵ１１１は、記憶装置１１３に格納された、本実施の形態におけるプログラム（コード）をメインメモリ１１２に展開し、これらを所定順序で実行することにより、各種の演算を実施する。メインメモリ１１２は、典型的には、ＤＲＡＭ（Dynamic Random Access Memory）等の揮発性の記憶装置である。また、本実施の形態におけるプログラムは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体１２０に格納された状態で提供される。なお、本実施の形態におけるプログラムは、通信インターフェイス１１７を介して接続されたインターネット上で流通するものであっても良い。
　また、記憶装置１１３の具体例としては、ハードディスクドライブの他、フラッシュメモリ等の半導体記憶装置が挙げられる。入力インターフェイス１１４は、ＣＰＵ１１１と、キーボード及びマウスといった入力機器１１８との間のデータ伝送を仲介する。表示コントローラ１１５は、ディスプレイ装置１１９と接続され、ディスプレイ装置１１９での表示を制御する。なお、コンピュータ１１０は、ＣＰＵ１１１に加えて、又はＣＰＵ１１１に代えて、ＧＰＵ（Graphics Processing Unit）、又はＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）を備えていても良い。
　データリーダ／ライタ１１６は、ＣＰＵ１１１と記録媒体１２０との間のデータ伝送を仲介し、記録媒体１２０からのプログラムの読み出し、及びコンピュータ１１０における処理結果の記録媒体１２０への書き込みを実行する。通信インターフェイス１１７は、ＣＰＵ１１１と、他のコンピュータとの間のデータ伝送を仲介する。
　また、記録媒体１２０の具体例としては、ＣＦ（Compact Flash（登録商標））及びＳＤ（Secure Digital）等の汎用的な半導体記憶デバイス、フレキシブルディスク（Flexible Disk）等の磁気記録媒体、又はＣＤ－ＲＯＭ（Compact DiskRead Only Memory）などの光学記録媒体が挙げられる。
　なお、本実施の形態における物体検知装置は、プログラムがインストールされたコンピュータではなく、各部に対応したハードウェアを用いることによっても実現可能である。更に、物体検知装置は、一部がプログラムで実現され、残りの部分がハードウェアで実現されていてもよい。
（実施の形態１及び２における効果の要約）
　以下において、本実施の形態の効果を要約する。
　特許文献１から特許文献３に記載された一般的なアレイアンテナ方式と、本実施の形態とを比較した場合、前者のアレイアンテナ方式は多数のアンテナを必要とする。その一方で、本実施の形態では、ＩＦ信号の時間波形のサンプリングデータを仮想的なアンテナとして実際の受信アンテナと置き換える事で、受信アンテナの数を削減しながら高分解能を実現できる。
　ＲＦ周波数の異なる複数のパルス信号を送信し、ＲＦ周波数に応じた位置に仮想的なアンテナを形成する特許文献４に記載の従来方式では、高分解能を実現するためにＲＦ周波数の範囲を広く設定しなければならない。しかしながら、この従来方式には、電波法で使用できるＲＦ周波数の範囲が制約されているため実現が困難という問題点があった。
　一方で、本実施の形態では、ＲＦ周波数に応じた位置に仮想的なアンテナを形成する代わりに、ＩＦ信号の時間波形のサンプリングデータを仮想的なアンテナとする事で、電波法の制約でＲＦ信号の帯域幅が取れない状況でも高分解能の動作を実現できる。
　更に、パルス方式に基づく特許文献４に記載の従来方式では、ベースバンド信号の帯域幅が数百ＭＨｚから数ＧＨｚと広帯域であるため、高速なサンプリングレートと多大な演算量が必要となる事、及び雑音による信号品質劣化の問題があった。一方で、本実施の形態では、ＦＭＣＷ方式に基づくため、ＩＦ信号の帯域幅は、数十ｋＨｚから数百ｋＨｚと狭く、サンプリングレートと演算量とは少量でよく、また雑音による信号品質劣化の問題も回避できる。
　合成開口レーダー方式と本実施の形態とを比較した場合、合成開口レーダー方式は受信機３０１を機械的に動かす必要があり（図１４参照）、このため、物体の検知及び検査のための時間が長くなるという問題があった。一方、本実施の形態では、受信機の位置ではなくＩＦ信号の時間波形のサンプリングデータを電子的に走査すればよいので、合成開口レーダー方式に比べて、物体の検知及び検査のための時間を短縮できる。更に、本実施の形態では、アンテナを機械的に動かす装置が不要であるので、装置を小型化でき、電子走査で機構が摩滅する事はないので、機械走査に比べて装置寿命とメンテナンスコストとを改善できるという利点がある。
　即ち、本実施の形態における物体検知装置及び物体検知方法においては、一般的なアレイアンテナ方式よりも、必要なアンテナの数、及びそれに付随する受信機の数を削減する事ができるので、装置のコスト、サイズ、重量を削減できるという効果を奏する。更に、電波法の制約でＲＦ信号の帯域幅が取れない状況でも高分解能の動作を実現できるという効果を奏する。
　更に、ＩＦ信号のサンプリングレートと演算量とを少量に抑え、雑音による信号品質劣化の問題も回避できるという効果を奏する。また、本実施の形態における物体検知装置及び物体検知方法においては、一般的な合成開口レーダー方式と異なり、装置を機械的に動かす必要がないため、物体検知及び検査の時間を短縮できるという効果を奏する。
　上述した実施の形態の一部又は全部は、以下に記載する（付記１）～（付記２４）によって表現することができるが、以下の記載に限定されるものではない。
（付記１）
　電波によって物体を検知するための物体検知装置であって、
　前記物体に向けて、送信信号となる電波を照射する、送信部と、
　複数の受信アンテナによって、前記物体で反射された電波を受信信号として受信し、更に、複数の前記受信アンテナそれぞれで受信された前記受信信号毎に、当該受信信号を用いて、中間周波数信号を生成する、受信部と、
　前記中間周波数信号それぞれを合成して得られるビームパターンによる虚像の発生が抑制されるように、サンプリング時刻を決定し、決定したサンプリング時刻で前記中間周波数信号に対してサンプリングを行うことによって、物体の位置検出用の中間周波数信号を生成し、
生成した前記位置検出用の中間周波数信号を用いて、前記物体を検知する、演算部と、
を備えている、
ことを特徴とする物体検知装置。
（付記２）
付記１に記載の物体検知装置であって、
　前記受信部が、基準受信アンテナと測定受信アンテナとを備え、
　前記演算部は、
前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号と、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号とに対して、サンプリングを実行し、
得られたサンプリング値について、前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号を、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号によって、規格化して、前記位置検出用の中間周波数信号として、規格化中間周波数信号を生成し、
　更に前記規格化中間周波数信号から、前記物体の位置分布を表す評価関数を算出し、算出した前記評価関数を用いて、前記物体の位置及び形状を検知する、
ことを特徴とする物体検知装置。
（付記３）
付記２に記載の物体検知装置であって、
　前記演算部は、前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号と、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号とに対し、検知される前記物体の位置を制限する処理を実行し、
前記処理が実行された前記中間周波数信号を用いて、前記サンプリングを実行する、
ことを特徴とする物体検知装置。
（付記４）
付記２または３に記載の物体検知装置であって、
　前記演算部は、前記規格化中間周波数信号から相関行列を算出し、算出した前記相関行列から、前記評価関数を算出する、
ことを特徴とする物体検知装置。
（付記５）
付記４に記載の物体検知装置であって、
　前記測定受信アンテナが、複数備えられ、且つ、前記基準受信アンテナの位置を基準にして、少なくとも二つの方向それぞれに沿って配置されており、
　前記演算部は、前記方向毎に、当該方向に設置された前記測定受信アンテナから、前記規格化中間周波数信号を生成し、更に、前記方向毎に生成された前記規格化中間周波数信号の直積から、前記相関行列を算出し、そして、算出した前記相関行列から、前記物体の多次元の位置分布を表す前記評価関数を算出する、
ことを特徴とする物体検知装置。
（付記６）
付記４または５に記載の物体検知装置であって、
　前記演算部は、前記規格化中間周波数信号の範囲を複数選択し、選択した前記複数の範囲を定めた複数の前記規格化中間周波数信号それぞれから、前記相関行列を算出し、更に前記相関行列の平均から、前記物体の位置分布を表す前記評価関数を算出する、
ことを特徴とする物体検知装置。
（付記７）
付記１～６のいずれかに記載の物体検知装置であって、
　前記送信部は、前記物体に向けて周波数が時間に応じて変化する電波を、前記送信信号として照射し、
　前記受信部は、前記受信アンテナの各々で受信した前記受信信号に前記送信信号をミキシングして前記中間周波数信号を生成する、
ことを特徴とする物体検知装置。
（付記８）
付記７に記載の物体検知装置であって、
　前記受信アンテナが、複数備えられ、
　隣接する前記受信アンテナの間隔が、前記送信信号の周波数の最小値と最大値とで定められる上限値以下に設定されている、
ことを特徴とする物体検知装置。
（付記９）
　電波によって物体を検知するための方法であって、
（ａ）前記物体に向けて、送信信号となる電波を照射する、ステップと、
（ｂ）複数の受信アンテナによって、前記物体で反射された電波を受信信号として受信し、更に、複数の前記受信アンテナそれぞれで受信された前記受信信号毎に、当該受信信号を用いて、中間周波数信号を生成する、ステップと、
（ｃ）前記中間周波数信号それぞれを合成して得られるビームパターンによる虚像の発生が抑制されるように、サンプリング時刻を決定し、決定したサンプリング時刻で前記中間周波数信号に対してサンプリングを行うことによって、物体の位置検出用の中間周波数信号を生成する、ステップと、
（ｄ）生成した前記位置検出用の中間周波数信号を用いて、前記物体を検知する、ステップと、を有している、
ことを特徴とする物体検知方法。
（付記１０）
付記９に記載の物体検知方法であって、
　前記（ｂ）のステップにおいて、前記受信アンテナとして、基準受信アンテナと測定受信アンテナとを用い、
　前記（ｃ）のステップにおいて、
前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号と、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号とに対して、サンプリングを実行し、
得られたサンプリング値について、前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号を、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号によって、規格化して、前記位置検出用の中間周波数信号として、規格化中間周波数信号を生成し、
　前記（ｄ）のステップにおいて、前記規格化中間周波数信号から、前記物体の位置分布を表す評価関数を算出し、算出した前記評価関数を用いて、前記物体の位置及び形状を検知する、
ことを特徴とする物体検知方法。
（付記１１）
付記１０に記載の物体検知方法であって、
　前記（ｃ）のステップにおいて、
前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号と、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号とに対し、検知される前記物体の位置を制限する処理を実行し、
前記処理が実行された前記中間周波数信号を用いて、前記サンプリングを実行する、
ことを特徴とする物体検知方法。
（付記１２）
付記１０または１１に記載の物体検知方法であって、
　前記（ｄ）のステップにおいて、前記規格化中間周波数信号から相関行列を算出し、算出した前記相関行列から、前記評価関数を算出する、
ことを特徴とする物体検知方法。
（付記１３）
付記１２に記載の物体検知方法であって、
　前記測定受信アンテナが、複数備えられ、且つ、前記基準受信アンテナの位置を基準にして、少なくとも二つの方向それぞれに沿って配置されており、
　前記（ｃ）のステップにおいて、前記方向毎に、当該方向に設置された前記測定受信アンテナから、前記規格化中間周波数信号を生成し、
　前記（ｄ）のステップにおいて、前記方向毎に生成された前記規格化中間周波数信号の直積から、前記相関行列を算出し、そして、算出した前記相関行列から、前記物体の多次元の位置分布を表す前記評価関数を算出する、
ことを特徴とする物体検知方法。
（付記１４）
付記１２または１３に記載の物体検知方法であって、
　前記（ｄ）のステップにおいて、前記規格化中間周波数信号の範囲を複数選択し、選択した前記複数の範囲を定めた複数の前記規格化中間周波数信号それぞれから、前記相関行列を算出し、更に前記相関行列の平均から、前記物体の位置分布を表す前記評価関数を算出する、
ことを特徴とする物体検知方法。
（付記１５）
付記９～１４のいずれかに記載の物体検知方法であって、
　前記（ａ）のステップにおいて、前記物体に向けて周波数が時間に応じて変化する電波を、前記送信信号として照射し、
　前記（ｂ）のステップにおいて、前記受信アンテナの各々で受信した前記受信信号に前記送信信号をミキシングして前記中間周波数信号を生成する、
ことを特徴とする物体検知方法。
（付記１６）
付記１５に記載の物体検知方法であって、
　前記受信アンテナが、複数備えられ、
　前記（ｂ）のステップにおいて、隣接する前記受信アンテナの間隔が、前記送信信号の周波数の最小値と最大値とで定められる上限値以下に設定されている、
ことを特徴とする物体検知方法。
（付記１７）
　物体に向けて、送信信号となる電波を照射する、送信部と、複数の受信アンテナによって、前記物体で反射された電波を受信信号として受信し、更に、複数の前記受信アンテナそれぞれで受信された前記受信信号毎に、当該受信信号を用いて、中間周波数信号を生成する、受信部と、コンピュータと、を備えた物体検知装置において、
前記コンピュータに、
（ａ）前記中間周波数信号それぞれを合成して得られるビームパターンによる虚像の発生が抑制されるように、サンプリング時刻を決定し、決定したサンプリング時刻で前記中間周波数信号に対してサンプリングを行うことによって、物体の位置検出用の中間周波数信号を生成する、ステップと、
（ｂ）生成した前記位置検出用の中間周波数信号を用いて、前記物体を検知する、ステップと、を実行させる命令を含む、プログラムを記録している、
ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
（付記１８）
付記１７に記載のコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、
　前記受信部が、前記受信アンテナとして、基準受信アンテナと測定受信アンテナとを備えており、
　前記（ａ）のステップにおいて、
前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号と、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号とに対して、サンプリングを実行し、
得られたサンプリング値について、前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号を、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号によって、規格化して、前記位置検出用の中間周波数信号として、規格化中間周波数信号を生成し、
　前記（ｂ）のステップにおいて、前記規格化中間周波数信号から、前記物体の位置分布を表す評価関数を算出し、算出した前記評価関数を用いて、前記物体の位置及び形状を検知する、
ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
（付記１９）
付記１８に記載のコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、
　前記（ａ）のステップにおいて、
前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号と、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号とに対し、検知される前記物体の位置を制限する処理を実行し、
前記処理が実行された前記中間周波数信号を用いて、前記サンプリングを実行する、
ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
（付記２０）
付記１８または１９に記載のコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、
　前記（ｂ）のステップにおいて、前記規格化中間周波数信号から相関行列を算出し、算出した前記相関行列から、前記評価関数を算出する、
ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
（付記２１）
付記２０に記載のコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、
　前記測定受信アンテナが、複数備えられ、且つ、前記基準受信アンテナの位置を基準にして、少なくとも二つの方向それぞれに沿って配置されており、
　前記（ａ）のステップにおいて、前記方向毎に、当該方向に設置された前記測定受信アンテナから、前記規格化中間周波数信号を生成し、
　前記（ｂ）のステップにおいて、前記方向毎に生成された前記規格化中間周波数信号の直積から、前記相関行列を算出し、そして、算出した前記相関行列から、前記物体の多次元の位置分布を表す前記評価関数を算出する、
ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
（付記２２）
付記２０または２１に記載のコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、
　前記（ｂ）のステップにおいて、前記規格化中間周波数信号の範囲を複数選択し、選択した前記複数の範囲を定めた複数の前記規格化中間周波数信号それぞれから、前記相関行列を算出し、更に前記相関行列の平均から、前記物体の位置分布を表す前記評価関数を算出する、
ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
（付記２３）
付記１７～２２のいずれかに記載のコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、
　前記送信部が、前記物体に向けて周波数が時間に応じて変化する電波を、前記送信信号として照射し、
　前記受信部が、前記受信アンテナの各々で受信した前記受信信号に前記送信信号をミキシングして前記中間周波数信号を生成する、
ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
（付記２４）
付記２３に記載のコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、
　前記受信アンテナが、複数備えられ、
　隣接する前記受信アンテナの間隔が、前記送信信号の周波数の最小値と最大値とで定められる上限値以下に設定されている、
ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
　以上、本発明の好適な実施形態の構成を説明した。しかし、前述の各特許文献等に開示されている内容は、本発明に引用をもって繰り込むことも可能とする。本発明の全開示（特許請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施の形態の変更・調整が可能である。
　また、本発明の特許請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせあるいは選択も可能である。すなわち、本発明は、特許請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって、当業者であればなし得ることが可能な各種変形、修正を含むことは勿論である。
　更に、本願発明は上記実施の形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　以上のように、本発明によれば、電波による物体のイメージングにおいて、画質の低下を抑制しつつ、装置の低コスト化及び小型化を図ることができる。本発明は、レーダー装置、衣服の下及びカバンの中の物体を検査するイメージング装置等に有用である。
　１　　ハンドスキャナハウジング
　２　　入力書面
　３　　１次元イメージセンサ
　４　　ワイドレンズ
　５　　照明ランプ
　１１０　コンピュータ
　１１１　ＣＰＵ
　１１２　メインメモリ
　１１３　記憶装置
　１１４　入力インターフェイス
　１１５　表示コントローラ
　１１６　データリーダ／ライタ
　１１７　通信インターフェイス
　１１８　入力機器
　１１９　ディスプレイ装置
　１２０　記録媒体
　１２１　バス

Claims (24)

  1. 　電波によって物体を検知するための物体検知装置であって、
    　前記物体に向けて、送信信号となる電波を照射する、送信部と、
    　複数の受信アンテナによって、前記物体で反射された電波を受信信号として受信し、更に、複数の前記受信アンテナそれぞれで受信された前記受信信号毎に、当該受信信号を用いて、中間周波数信号を生成する、受信部と、
    　前記中間周波数信号それぞれを合成して得られるビームパターンによる虚像の発生が抑制されるように、サンプリング時刻を決定し、決定したサンプリング時刻で前記中間周波数信号に対してサンプリングを行うことによって、物体の位置検出用の中間周波数信号を生成し、
    生成した前記位置検出用の中間周波数信号を用いて、前記物体を検知する、演算部と、
    を備えている、
    ことを特徴とする物体検知装置。
  2. 請求項１に記載の物体検知装置であって、
    　前記受信部が、基準受信アンテナと測定受信アンテナとを備え、
    　前記演算部は、
    前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号と、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号とに対して、サンプリングを実行し、
    得られたサンプリング値について、前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号を、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号によって、規格化して、前記位置検出用の中間周波数信号として、規格化中間周波数信号を生成し、
    　更に前記規格化中間周波数信号から、前記物体の位置分布を表す評価関数を算出し、算出した前記評価関数を用いて、前記物体の位置及び形状を検知する、
    ことを特徴とする物体検知装置。
  3. 請求項２に記載の物体検知装置であって、
    　前記演算部は、前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号と、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号とに対し、検知される前記物体の位置を制限する処理を実行し、
    前記処理が実行された前記中間周波数信号を用いて、前記サンプリングを実行する、
    ことを特徴とする物体検知装置。
  4. 請求項２または３に記載の物体検知装置であって、
    　前記演算部は、前記規格化中間周波数信号から相関行列を算出し、算出した前記相関行列から、前記評価関数を算出する、
    ことを特徴とする物体検知装置。
  5. 請求項４に記載の物体検知装置であって、
    　前記測定受信アンテナが、複数備えられ、且つ、前記基準受信アンテナの位置を基準にして、少なくとも二つの方向それぞれに沿って配置されており、
    　前記演算部は、前記方向毎に、当該方向に設置された前記測定受信アンテナから、前記規格化中間周波数信号を生成し、更に、前記方向毎に生成された前記規格化中間周波数信号の直積から、前記相関行列を算出し、そして、算出した前記相関行列から、前記物体の多次元の位置分布を表す前記評価関数を算出する、
    ことを特徴とする物体検知装置。
  6. 請求項４または５に記載の物体検知装置であって、
    　前記演算部は、前記規格化中間周波数信号の範囲を複数選択し、選択した前記複数の範囲を定めた複数の前記規格化中間周波数信号それぞれから、前記相関行列を算出し、更に前記相関行列の平均から、前記物体の位置分布を表す前記評価関数を算出する、
    ことを特徴とする物体検知装置。
  7. 請求項１～６のいずれかに記載の物体検知装置であって、
    　前記送信部は、前記物体に向けて周波数が時間に応じて変化する電波を、前記送信信号として照射し、
    　前記受信部は、前記受信アンテナの各々で受信した前記受信信号に前記送信信号をミキシングして前記中間周波数信号を生成する、
    ことを特徴とする物体検知装置。
  8. 請求項７に記載の物体検知装置であって、
    　前記受信アンテナが、複数備えられ、
    　隣接する前記受信アンテナの間隔が、前記送信信号の周波数の最小値と最大値とで定められる上限値以下に設定されている、
    ことを特徴とする物体検知装置。
  9. 　電波によって物体を検知するための方法であって、
    （ａ）前記物体に向けて、送信信号となる電波を照射する、ステップと、
    （ｂ）複数の受信アンテナによって、前記物体で反射された電波を受信信号として受信し、更に、複数の前記受信アンテナそれぞれで受信された前記受信信号毎に、当該受信信号を用いて、中間周波数信号を生成する、ステップと、
    （ｃ）前記中間周波数信号それぞれを合成して得られるビームパターンによる虚像の発生が抑制されるように、サンプリング時刻を決定し、決定したサンプリング時刻で前記中間周波数信号に対してサンプリングを行うことによって、物体の位置検出用の中間周波数信号を生成する、ステップと、
    （ｄ）生成した前記位置検出用の中間周波数信号を用いて、前記物体を検知する、ステップと、を有している、
    ことを特徴とする物体検知方法。
  10. 請求項９に記載の物体検知方法であって、
    　前記（ｂ）のステップにおいて、前記受信アンテナとして、基準受信アンテナと測定受信アンテナとを用い、
    　前記（ｃ）のステップにおいて、
    前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号と、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号とに対して、サンプリングを実行し、
    得られたサンプリング値について、前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号を、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号によって、規格化して、前記位置検出用の中間周波数信号として、規格化中間周波数信号を生成し、
    　前記（ｄ）のステップにおいて、前記規格化中間周波数信号から、前記物体の位置分布を表す評価関数を算出し、算出した前記評価関数を用いて、前記物体の位置及び形状を検知する、
    ことを特徴とする物体検知方法。
  11. 請求項１０に記載の物体検知方法であって、
    　前記（ｃ）のステップにおいて、
    前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号と、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号とに対し、検知される前記物体の位置を制限する処理を実行し、
    前記処理が実行された前記中間周波数信号を用いて、前記サンプリングを実行する、
    ことを特徴とする物体検知方法。
  12. 請求項１０または１１に記載の物体検知方法であって、
    　前記（ｄ）のステップにおいて、前記規格化中間周波数信号から相関行列を算出し、算出した前記相関行列から、前記評価関数を算出する、
    ことを特徴とする物体検知方法。
  13. 請求項１２に記載の物体検知方法であって、
    　前記測定受信アンテナが、複数備えられ、且つ、前記基準受信アンテナの位置を基準にして、少なくとも二つの方向それぞれに沿って配置されており、
    　前記（ｃ）のステップにおいて、前記方向毎に、当該方向に設置された前記測定受信アンテナから、前記規格化中間周波数信号を生成し、
    　前記（ｄ）のステップにおいて、前記方向毎に生成された前記規格化中間周波数信号の直積から、前記相関行列を算出し、そして、算出した前記相関行列から、前記物体の多次元の位置分布を表す前記評価関数を算出する、
    ことを特徴とする物体検知方法。
  14. 請求項１２または１３に記載の物体検知方法であって、
    　前記（ｄ）のステップにおいて、前記規格化中間周波数信号の範囲を複数選択し、選択した前記複数の範囲を定めた複数の前記規格化中間周波数信号それぞれから、前記相関行列を算出し、更に前記相関行列の平均から、前記物体の位置分布を表す前記評価関数を算出する、
    ことを特徴とする物体検知方法。
  15. 請求項９～１４のいずれかに記載の物体検知方法であって、
    　前記（ａ）のステップにおいて、前記物体に向けて周波数が時間に応じて変化する電波を、前記送信信号として照射し、
    　前記（ｂ）のステップにおいて、前記受信アンテナの各々で受信した前記受信信号に前記送信信号をミキシングして前記中間周波数信号を生成する、
    ことを特徴とする物体検知方法。
  16. 請求項１５に記載の物体検知方法であって、
    　前記受信アンテナが、複数備えられ、
    　前記（ｂ）のステップにおいて、隣接する前記受信アンテナの間隔が、前記送信信号の周波数の最小値と最大値とで定められる上限値以下に設定されている、
    ことを特徴とする物体検知方法。
  17. 　物体に向けて、送信信号となる電波を照射する、送信部と、複数の受信アンテナによって、前記物体で反射された電波を受信信号として受信し、更に、複数の前記受信アンテナそれぞれで受信された前記受信信号毎に、当該受信信号を用いて、中間周波数信号を生成する、受信部と、コンピュータと、を備えた物体検知装置において、
    前記コンピュータに、
    （ａ）前記中間周波数信号それぞれを合成して得られるビームパターンによる虚像の発生が抑制されるように、サンプリング時刻を決定し、決定したサンプリング時刻で前記中間周波数信号に対してサンプリングを行うことによって、物体の位置検出用の中間周波数信号を生成する、ステップと、
    （ｂ）生成した前記位置検出用の中間周波数信号を用いて、前記物体を検知する、ステップと、を実行させる命令を含む、プログラムを記録している、
    ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
  18. 請求項１７に記載のコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、
    　前記受信部が、前記受信アンテナとして、基準受信アンテナと測定受信アンテナとを備えており、
    　前記（ａ）のステップにおいて、
    前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号と、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号とに対して、サンプリングを実行し、
    得られたサンプリング値について、前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号を、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号によって、規格化して、前記位置検出用の中間周波数信号として、規格化中間周波数信号を生成し、
    　前記（ｂ）のステップにおいて、前記規格化中間周波数信号から、前記物体の位置分布を表す評価関数を算出し、算出した前記評価関数を用いて、前記物体の位置及び形状を検知する、
    ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
  19. 請求項１８に記載のコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、
    　前記（ａ）のステップにおいて、
    前記測定受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号と、前記基準受信アンテナで受信された受信信号から生成された中間周波数信号とに対し、検知される前記物体の位置を制限する処理を実行し、
    前記処理が実行された前記中間周波数信号を用いて、前記サンプリングを実行する、
    ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
  20. 請求項１８または１９に記載のコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、
    　前記（ｂ）のステップにおいて、前記規格化中間周波数信号から相関行列を算出し、算出した前記相関行列から、前記評価関数を算出する、
    ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
  21. 請求項２０に記載のコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、
    　前記測定受信アンテナが、複数備えられ、且つ、前記基準受信アンテナの位置を基準にして、少なくとも二つの方向それぞれに沿って配置されており、
    　前記（ａ）のステップにおいて、前記方向毎に、当該方向に設置された前記測定受信アンテナから、前記規格化中間周波数信号を生成し、
    　前記（ｂ）のステップにおいて、前記方向毎に生成された前記規格化中間周波数信号の直積から、前記相関行列を算出し、そして、算出した前記相関行列から、前記物体の多次元の位置分布を表す前記評価関数を算出する、
    ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
  22. 請求項２０または２１に記載のコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、
    　前記（ｂ）のステップにおいて、前記規格化中間周波数信号の範囲を複数選択し、選択した前記複数の範囲を定めた複数の前記規格化中間周波数信号それぞれから、前記相関行列を算出し、更に前記相関行列の平均から、前記物体の位置分布を表す前記評価関数を算出する、
    ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
  23. 請求項１７～２２のいずれかに記載のコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、
    　前記送信部が、前記物体に向けて周波数が時間に応じて変化する電波を、前記送信信号として照射し、
    　前記受信部が、前記受信アンテナの各々で受信した前記受信信号に前記送信信号をミキシングして前記中間周波数信号を生成する、
    ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
  24. 請求項２３に記載のコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、
    　前記受信アンテナが、複数備えられ、
    　隣接する前記受信アンテナの間隔が、前記送信信号の周波数の最小値と最大値とで定められる上限値以下に設定されている、
    ことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
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