WO2019130472A1 - レーザレーダ装置 - Google Patents

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light
optical
spectrum
signal
laser radar
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PCT/JP2017/046912
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勝治 今城
柳澤　隆行
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to laser radar technology that detects information such as the velocity of a target by measuring light scattered or reflected by a target irradiated with laser light.
  • a laser radar device emits laser light to an external space, receives light scattered or reflected by a target, and detects information such as the velocity of the target or the distance to the target by measuring the received light.
  • a laser that receives scattered light from targets such as aerosols (fine particles consisting of liquid or solid suspended in the atmosphere), cloud particles, or atmospheric molecules, and detects observed values such as wind speed by measuring the received light Radar technology is known.
  • laser radar technology is also known which receives diffused light reflected by a target such as a structure, a landform or a moving object, and detects the distance to the target by measuring the received light.
  • Patent Document 1 discloses a laser radar device (hereinafter referred to as “conventional laser radar device”) which detects a wind speed by processing a received signal obtained by optical heterodyne detection.
  • the conventional laser radar device comprises: a laser light source for outputting CW light of a single frequency; a light distributor for dividing the CW light into a first light for transmission and a second light for reference; A pulse modulator that performs pulse modulation on the first light, a frequency shifter that shifts the frequency of the second light to generate reference light, emits the output light of the pulse modulator into the atmosphere and scatters it from the atmosphere
  • a transmission / reception optical system for receiving light as reception light is provided.
  • the conventional laser radar device further includes an optical coupler for multiplexing the received light and the reference light, an optical receiver for converting the output light of the optical coupler into an electric signal, and the electric signal to be a digital reception signal. It has an A / D converter to convert, and a signal processing unit that performs signal processing on the received signal to detect the wind speed in the direction of the line of sight.
  • a laser radar device divides a plurality of laser beams respectively having a plurality of different wavelengths from each other to generate a reference light, and decomposes the reference light into a transmission light and a reference light.
  • An optical distributor an optical modulator that modulates the transmission light to generate modulated transmission light, emits the modulated transmission light to an external space, and receives light scattered or diffused by a target in the external space
  • An optical transmission / reception unit an optical multiplexer for multiplexing the reference light and the light received by the optical transmission / reception unit to generate an optical beat signal; and light for photoelectrically converting the optical beat signal to generate a reception signal
  • a frequency analyzer including: a detection circuit and a signal processing circuit, the signal processing circuit performing frequency analysis on the received signal with a predetermined frequency resolution, and calculating the spectrum of the received signal; Spectrum And a measurement value calculation unit for calculating a measurement value regarding the target based on the plurality of wavelengths, the frequency difference between a plurality of peaks appearing respectively
  • the generation of speckle noise can be suppressed, and the signal-to-noise ratio of the received signal can be improved.
  • FIG. 1 is a block diagram schematically showing a configuration example of a signal processing circuit of a first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram schematically showing an example of the hardware configuration of the signal processing circuit of the first embodiment. It is a figure which shows typically the state of the diffused light reflected on the target.
  • 5A to 5E are graphs showing examples of the transmission light, the reception light, the reception signal (heterodyne detection signal), the reception spectrum and the correction spectrum. It is a graph which shows the example of a Doppler shift spectral component.
  • FIG. 5 is a graph showing an example of transmission light, reception light, reception signal (heterodyne detection signal), envelope detection signal, and edge detection signal according to the first embodiment. It is a figure which shows roughly the structural example of the laser radar apparatus which is Embodiment 2 which concerns on this invention.
  • FIG. 7 is a block diagram schematically showing an example of configuration of a signal processing circuit according to a second embodiment. 15 is a graph showing an example of a pass band and a stop band of the band pass filter of the second embodiment. It is a figure which shows roughly the structural example of the laser radar apparatus which is Embodiment 3 which concerns on this invention.
  • FIG. 16 is a block diagram schematically showing a configuration example of a signal processing circuit of a third embodiment.
  • 14A and 14B are graphs showing examples of Doppler shift spectral components. It is a figure which shows roughly the structural example of the laser radar apparatus which is Embodiment 4 which concerns on this invention.
  • FIG. 16 is a block diagram schematically showing a configuration example of a signal processing circuit of a fourth embodiment.
  • FIG. 1 is a view showing a schematic configuration of a laser radar device 1 according to a first embodiment of the present invention.
  • the laser radar device 1 is a multi-wavelength reference light source 10 (hereinafter, simply referred to as “reference light source 10”) that generates a reference light by combining a plurality of laser lights having different wavelengths.
  • reference light source 10 a multi-wavelength reference light source 10
  • an optical distributor 21 for dividing the reference light input from the reference light source 10 into transmission light and reference light
  • an optical modulator 22 performing frequency modulation and amplitude modulation on the transmission light to generate modulated transmission light.
  • An optical transmitting / receiving unit 23 for emitting the modulated transmission light toward a specific viewing direction in the external space and then receiving the light scattered or diffused by the target, and combining the received light with the reference light;
  • Optical multiplexer 26 for generating an optical beat signal, and light for photoelectrically converting the optical beat signal to generate an analog reception signal (heterodyne detection signal) and A / D converting the analog reception signal to a digital reception signal
  • a detection circuit 27 is configured by a signal processing circuit 31 for calculating the measured value for the target based on the digital receive signal.
  • An optical heterodyne detector (optical heterodyne detector) is configured by the optical multiplexer 26 and the light detection circuit 27.
  • the reference light source 10 and the light splitter 21 are optically coupled to each other through the light transmission path C0, and the light splitter 21 and the light modulator 22 are optically coupled to each other through the light transmission path C1.
  • the distributor 21 and the optical multiplexer 26 are optically coupled to each other through the optical transmission path C2, and the optical modulator 22 and the optical transceiver 23 are optically coupled to each other through the optical transmission path C3.
  • the transmission / reception unit 23 and the optical multiplexer 26 are optically coupled to each other through the optical transmission path C5, and the optical multiplexer 26 and the light detection circuit 27 are optically coupled to each other through the optical transmission paths C6 and C7.
  • the light transmission paths C0 to C3 and C5 to C7 can be configured by optical fiber cables.
  • the reference light source 10 includes, as shown in FIG. 1, laser light sources 11 and 12, an optical multiplexer 13, a condensing optical system 14, and an optical connection portion 15.
  • the laser light sources 11 and 12 are optical oscillators that output laser light having a narrow spectral line width (hereinafter referred to as “line width”).
  • the laser light sources 11 and 12 may be configured to output laser beams having a narrow line width of, for example, about 100 MHz or less. These laser beams are linear polarized light whose polarization direction is held in a fixed direction. In this case, the frequency difference between these laser beams is selected to be 100 MHz or more.
  • Such laser light sources 11 and 12 can be configured by semiconductor lasers or solid state lasers.
  • the reference light source 10 is not limited to the configuration shown in FIG.
  • an Integratable Tunable Laser Assembly (ITLA) or an optical comb light source may be used that can generate light of multiple wavelengths simultaneously.
  • each of the laser light sources 11 and 12 does not have to be configured with a single optical oscillator that outputs light of a single wavelength.
  • Each of the laser light sources 11 and 12 may be configured by a plurality of optical oscillators that simultaneously output light of a plurality of wavelengths included in a predetermined wavelength width.
  • the optical multiplexer 13 multiplexes the laser beams incident from the laser light sources 11 and 12 to generate a reference light, and directs the reference light to the condensing optical system 14 and outputs the reference light.
  • the optical multiplexer 13 can be configured by, for example, a branch mirror using a dielectric multilayer film filter or a beam splitter.
  • the condensing optical system 14 condenses the reference light incident from the optical coupler 13 on the light input end of the optical connection unit 15.
  • the optical connection unit 15 inputs the reference light incident from the condensing optical system 14 to the light transmission path C0.
  • the optical distributor 21 is an optical component that distributes the reference light input from the reference light source 10 via the optical transmission path C0 to the optical transmission paths C1 and C2. That is, the optical distributor 21 divides the input reference light into the transmission light and the reference light with a predetermined branching ratio, outputs the transmission light to the optical transmission path C1, and outputs the reference light to the optical transmission path C2. Do.
  • the branching ratio of the light distributor 21 is predetermined by the system design.
  • the light distributor 21 can be configured by a branch mirror using a dielectric multilayer film filter or a beam splitter.
  • the optical modulator 22 performs frequency modulation and intensity modulation on the transmission light input from the optical distributor 21 via the optical transmission path C1 to generate modulated transmission light having a modulation frequency f m . That is, the optical modulator 22 is a modulator that shifts the frequency of the transmission light by modulating the frequency of the transmission light and pulsates the transmission light by modulating the intensity of the transmission light.
  • the light modulator 22 supplies a pulse trigger signal PT indicating the timing of pulsing the transmission light to the light detection circuit 27 and the signal processing circuit 31, so that the light detection circuit 27 and the signal processing circuit 31 are supplied. It can operate in synchronization with the pulse trigger signal PT.
  • the optical modulator 22 intensity-modulates the transmission light with a predetermined pulse width and pulse repetition frequency (PRF).
  • the pulse width corresponds to the distance resolution value.
  • the user can set the pulse width corresponding to the desired distance resolution value from the outside of the laser radar device 1.
  • the light modulator 22 may operate with a fixed pulse width and a fixed PRF set during system design.
  • an optical amplifier may be added to the subsequent stage of the optical modulator 22.
  • the intensity modulator portion of the optical modulator 22 can be configured using an LN (Lithium Niobate) modulator, and the frequency modulator portion of the optical modulator 22 can be an acousto-optic frequency shifter (AOFS). Or a frequency shifter composed of a plurality of optical phase modulators. Alternatively, both the intensity modulator portion and the frequency modulator portion of the light modulator 22 can be configured using an acousto-optic element.
  • a TTL (Transistor-Transistor Logic) pulse signal having a TTL level of 5 volts may be used as the pulse trigger signal PT.
  • the optical transmission / reception unit 23 includes an optical circulator 24 and an optical antenna 25 optically coupled to each other via an optical transmission path C4.
  • the optical circulator 24 is a nonreciprocal optical component having three ports. That is, the optical circulator 24 couples the optical transmission path C3 to the optical transmission path C4 with respect to the modulated transmission light input in the forward direction from the optical transmission path C3, but the optical transmission path C4 and the optical transmission path C5 Do not combine. Therefore, the optical circulator 24 supplies the optical antenna 25 with most of the modulated transmission light input from the optical transmission path C3 in the forward direction.
  • the optical antenna 25 emits the modulated transmission light in a specific viewing direction in the external space.
  • the optical transmission path C4 is coupled to the optical transmission path C5 for the received light input in the reverse direction from the optical transmission path C4, but the optical transmission path C4 is not coupled to the optical transmission path C3. Therefore, the optical circulator 24 supplies most of the received light input from the optical transmission path C4 in the reverse direction to the optical transmission path C5.
  • Such an optical circulator 24 can be configured by, for example, a space propagation circulator including a quarter wavelength plate and a polarization beam splitter.
  • the modulated transmission light transmitted through the polarization beam splitter as vertical polarization is emitted from the optical antenna 25 after being converted to circular polarization by the 1 ⁇ 4 wavelength plate.
  • the received light received by the optical antenna 25 is converted into horizontally polarized light by the 1 ⁇ 4 wavelength plate and then reflected in the direction of the light transmission path C5 by the polarization beam splitter.
  • the space propagation circulator can separate the modulated transmission light and the reception light from each other.
  • the optical antenna 25 is an optical system capable of collimating the input modulated transmission light and emitting it to the external space and receiving scattered light or diffused light that has arrived from a target in the external space as reception light.
  • the received light propagates through the optical transmission path C 4 and the optical circulator 24 and enters the optical multiplexer 26.
  • Targets in the external space include aerosols (fine particles consisting of liquid or solid suspended in the atmosphere), targets such as cloud particles or atmospheric molecules, or hardware such as structures, terrains or moving bodies (for example, vehicles) There is a target.
  • Such an optical antenna 25 can be configured using an optical telescope or a camera lens. Further, the optical antenna 25 may have an optical scanner (not shown) that scans a predetermined range in the external space with the modulated transmission light, and a condensing adjustment function.
  • the optical multiplexer 26 multiplexes the reference light input from the optical transmission path C2 and the reception light input from the optical transmission path C5 to generate multiplexed light including an optical beat signal component.
  • the combined light propagates through the optical transmission paths C6 and C7 and enters the light detection circuit 27.
  • the optical multiplexer 26 according to the present embodiment is used to combine multiplexed light (light of a phase opposite to the light of the positive phase) having a phase different from each other by 180 ° in accordance with the balanced receiver configuration of the light detection circuit 27. It is configured to output to the optical transmission paths C6 and C7, respectively.
  • Such an optical multiplexer 26 can be configured, for example, using a 90 ° hybrid coupler.
  • the light detection circuit 27 includes a light detector 28 having a balanced receiver configuration, and an A / D converter (Analog-to-Digital Converter, ADC) 29 which converts the output of the light detector 28 into a digital signal.
  • the photodetector 28 has two light receiving elements (for example, photodiodes) for photoelectrically converting the light of the positive phase input from the light transmission path C6 and the light of the negative phase input from the light transmission path C7. ing.
  • the photodetector 28 generates an analog reception signal BS based on the difference between the output currents of the light receiving elements. Since the light detection circuit 27 has such a balanced receiver configuration, reduction of relative intensity noise (RIN) caused by the reference light source 10 can be realized.
  • RIN relative intensity noise
  • the ADC 29 samples the analog reception signal BS by using the pulse trigger signal PT supplied from the optical modulator 22 as a trigger to sample the analog reception signal BS as a digital reception signal DS (hereinafter simply referred to as “reception signal DS”). Convert to The ADC 29 outputs the reception signal DS to the signal processing circuit 31.
  • the ADC 29 can be configured by a double integration type A / D converter, a successive approximation type A / D converter, or a parallel comparison type A / D converter.
  • the signal processing circuit 31 calculates measured values such as the relative velocity (moving velocity) of the target with respect to the laser radar device 1 and the distance to the target based on the received signal DS which is a carrier signal in the digital domain, Has a function of outputting measurement data MD.
  • FIG. 2 is a block diagram schematically showing a configuration example of the signal processing circuit 31 of the first embodiment.
  • the signal processing circuit 31 includes a first measurement unit 40 and a second measurement unit 60.
  • the first measurement unit 40 includes a frequency analyzer 44, a spectrum correction unit 45, and a measurement value calculation unit 50.
  • the frequency analyzer 44 performs frequency analysis including Fast Fourier Transform (FFT) on the reception signal DS with a predetermined frequency resolution ⁇ f to obtain a spectrum of the reception signal DS (hereinafter referred to as “reception spectrum”). ) And outputs a spectrum signal indicating the reception spectrum to the spectrum correction unit 45.
  • the reception spectrum may be either a power spectrum indicating the relationship between the power and the frequency of the reception signal DS or an amplitude spectrum indicating the relationship between the amplitude and the frequency of the reception signal DS.
  • the FFT is performed with the number of FFT bins N FFT .
  • N FFT represents a score used for FFT, for example, a value of 256 is used as FFT bin number N FFT .
  • the frequency resolution ⁇ f is equal to the width of each frequency bin of the received spectrum.
  • the spectrum correction unit 45 corrects the reception spectrum to generate a correction spectrum, and outputs a signal indicating the generated correction spectrum to the measurement value calculation unit 50.
  • the spectrum correction unit 45 may correct the shape of the reception spectrum by removing from the reception spectrum the noise floor (the relationship between the frequency and the noise level) previously measured in the state where the signal light is not received. it can.
  • the measurement value calculation unit 50 calculates a measurement value for the gaze direction based on the correction spectrum. Specifically, the measurement value calculation unit 50 calculates the Doppler shift amount of the laser light, that is, the Doppler shift frequency from the correction spectrum, and calculates the relative velocity of the target with respect to the gaze direction as the measurement value based on the calculated Doppler shift amount. can do. When the amount of Doppler shift is zero, the modulation frequency f m provided by the optical modulator 22 is the carrier frequency. On the other hand, when the target is moving relative to the laser radar device 1, the frequency shifted from the modulation frequency f m by the Doppler shift frequency is the carrier frequency. The measurement value calculation unit 50 can also calculate a three-dimensional relative velocity vector based on a plurality of measurement values for a plurality of gaze directions.
  • the second measuring unit 60 includes an envelope detector 61, an edge detecting unit 62, and a distance measuring unit 63 as shown in FIG.
  • the envelope detector 61 has a predetermined transmission frequency bandwidth for the reception signal DS.
  • the envelope detector 61 detects the envelope of the reception signal DS, and outputs an envelope detection signal indicating the detection result to the edge detection unit 62.
  • the edge detection unit 62 detects an edge (for example, rising edge, falling edge, or both rising edge and falling edge) of the signal waveform of the envelope detection signal, and measures an edge detection signal indicating the detection result. Output to the part 63.
  • a TTL signal can be used as the edge detection signal.
  • the distance measuring unit 63 measures a delay time ⁇ indicating a time difference between the transmission time of the transmission light pulse and the detection time of the reception light corresponding thereto, and calculates the distance to the target based on the delay time ⁇ .
  • the distance measuring unit 63 can be configured using a time measuring device such as a time-to-digital converter (TDC) or a time-to-amplitude converter (TAC). is there.
  • TDC time-to-digital converter
  • TAC time-to-amplitude converter
  • the hardware configuration of the signal processing circuit 31 described above is, for example, one or more processors having a semiconductor integrated circuit such as a digital signal processor (DSP), an application specific integrated circuit (ASIC), or a field-programmable gate array (FPGA). It should be realized.
  • the hardware configuration of the signal processing circuit 31 may be one or more including an arithmetic device such as a central processing unit (CPU) or a graphics processing unit (GPU) that executes a program code of software or firmware read from the memory. May be realized by a processor of
  • the hardware configuration of the signal processing circuit 31 may be realized by one or more processors including a combination of a semiconductor integrated circuit such as a DSP and an arithmetic device such as a CPU.
  • FIG. 3 is a block diagram schematically showing a signal processing circuit 70 which is a hardware configuration example for realizing the function of the signal processing circuit 31.
  • the signal processing circuit 70 includes a processor 71, a memory 72, an input interface unit 73, an output interface unit 74, and a signal path 75.
  • the signal path 75 is a bus for mutually connecting the processor 71, the memory 72, the input interface unit 73 and the output interface unit 74.
  • the input interface unit 73 has a function of transferring the reception signal DS input from the outside to the processor 71 via the signal path 75.
  • the processor 71 performs digital signal processing on the transferred reception signal DS to calculate measurement values regarding the target, and outputs measurement data MD indicating these measurement values to an external device via the signal path 75 and the output interface unit 74. can do.
  • the memory 72 is a data storage area used when the processor 71 executes digital signal processing.
  • the memory 72 has a data storage area for storing a program code of software or firmware executed by the processor 71.
  • a semiconductor memory such as a ROM (Read Only Memory) and an SDRAM (Synchronous Dynamic Random Access Memory) can be used.
  • the optical antenna 25 can collimate the input modulated transmission light and radiate it to the external space, and receive scattered light or diffused light that has arrived from a target in the external space as received light. It is known that when a laser light source that outputs a laser beam with a narrow line width is used, a fine spot pattern (speckle pattern) having high contrast, that is, speckle noise appears on the observation surface. If only a single laser light source 11 is used in this embodiment, speckle noise may be coupled to the optical transmission path C4 if speckle noise is generated on the optical antenna surface of the light transmitting / receiving unit 23. The speckle noise may not be coupled to the optical transmission path C4.
  • FIG. 4 is a view schematically showing the state of diffused light reflected on the target Tgt when only a single laser light source 11 is used.
  • the wavefronts WF1, WF2, and WF3 of the diffused light reflected at a plurality of points on the measurement target surface of the target Tgt interfere with each other in the propagation path RP between the target Tgt and the light receiving surface.
  • Such light interference is considered to cause speckle noise.
  • speckle noise When heterodyne detection is performed with only a single laser light source 11, light intensity fluctuations due to speckle noise generally occur according to a Gaussian distribution. Therefore, when the measurement value is calculated in one shot of the transmission light pulse, the measurement value can be calculated by the amplitude of the reception signal DS greatly fluctuating or the amplitude becoming almost zero. It may be virtually impossible.
  • the reference light source 10 since the reference light source 10 multiplexes a plurality of laser beams respectively having a plurality of different wavelengths to generate the reference light, the propagation path between the target Tgt and the light receiving surface Inside, a plurality of interference conditions respectively corresponding to a plurality of wavelengths occur. Thereby, it becomes possible to suppress the intensity fluctuation of the received signal DS due to the speckle noise in a stochastic manner.
  • the number of independent laser light sources 11 and 12 is two, it is not limited to this number.
  • the reception intensity may vary (standard deviation) if the level of the reception signal DS indicates a value within the range of “0” to “1”. ) Is n 1/2 .
  • the frequency analyzer 44 determines a predetermined frequency resolution ⁇ f with respect to the reception signal DS which is a carrier signal in the digital domain. Perform the frequency analysis to calculate the reception spectrum.
  • the spectrum correction unit 45 corrects the reception spectrum to generate a correction spectrum.
  • the measurement value calculation unit 50 can calculate the relative velocity of the target from the correction spectrum as a measurement value. Specifically, the measurement value calculation unit 50 detects the peak appearing in the correction spectrum by the maximum value detection method or the gravity center method, and calculates the Doppler shift amount (Doppler shift frequency) ⁇ based on the position of the detected peak. Do.
  • the measurement value calculation unit 50 can calculate the relative velocity V r of the target with respect to the gaze direction from the Doppler shift amount ⁇ .
  • FIG. 5A to 5E are graphs showing examples of the transmission light, the reception light, the reception signal (heterodyne detection signal), the reception spectrum and the correction spectrum.
  • transmission light having the amplitude shown in FIG. 5A is transmitted
  • reception light having the amplitude shown in FIG. 5B is received.
  • FIG. 5C shows a received signal waveform obtained from the received light shown in FIG. 5B.
  • FIG. 5D represents the received spectrum obtained from the received signal waveform shown in FIG. 5C.
  • This reception spectrum has a carrier frequency component Sa.
  • FIG. 5E shows a corrected spectrum obtained by correcting the reception spectrum shown in FIG. 5D.
  • the correction spectrum has a carrier frequency component (Doppler shift spectral component) Sb.
  • the measurement value calculation unit 50 can detect the peak of the carrier frequency component (Doppler shift spectral component) Sb, and calculate the Doppler shift amount ⁇ based on the position of the detected peak.
  • the modulation frequency f m provided by the light modulator 22 is a carrier frequency corresponding to the peak position.
  • the frequency shifted from the modulation frequency f m by the Doppler shift frequency ⁇ becomes the carrier frequency corresponding to the peak position.
  • V r ⁇ ⁇ ⁇ / 2 (1)
  • V r1 ⁇ 1 ⁇ ⁇ 1 / 2 (2A)
  • V r2 ⁇ 2 ⁇ ⁇ 2/2 (2 B)
  • V max the maximum value of the absolute value of the velocity in the measurable range of the relative velocity of the target
  • the target is the relative velocity of the maximum value V max
  • the Doppler shift amount ⁇ 1 is 129.032 MHz
  • the Doppler shift amount ⁇ 2 is 128.949 MHz.
  • FIG. 6 is a graph schematically showing an example of Doppler shift spectrum components S1 and S2 respectively corresponding to the wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 under such conditions.
  • S1 is the Doppler shift spectral components corresponding to the wavelength lambda 1 in the correction spectrum
  • S2 is the Doppler shift spectral components corresponding to the wavelength lambda 2 in the correction spectrum.
  • unnecessary frequency components U1 and U2 such as harmonic components. These unnecessary frequency components U1 and U2 will be described later.
  • two peaks of the Doppler shift spectral components S1 and S2 do not fall within the same frequency bin.
  • the frequency difference between the peaks of the Doppler shift spectral components S1 and S2 is larger than the width ⁇ f of the frequency bin corresponding to the frequency resolution. If the two peaks of these Doppler shift spectral components S1 and S2 exist at different frequency bin positions, failure in peak detection or decrease in the calculation accuracy of the relative velocity V r may occur in an environment where the reception quality is low. There is. For example, when the intensity of the received light is low, or when the signal-to-noise ratio of the received signal DS is deteriorated, a failure in peak detection or a decrease in the calculation accuracy of the relative velocity Vr occurs.
  • the oscillation wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 of the laser light sources 11 and 12 are selected so that the peaks of the Doppler shift spectrum components S1 and S2 fall within the same frequency bin.
  • the frequency difference between the peaks appearing corresponding to the wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 in the spectrum of the received signal DS before frequency analysis is the frequency resolution (of each frequency bin).
  • the oscillation wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 of the laser light sources 11 and 12 are set so as to be equal to or less than the width ⁇ f.
  • min and frequency resolution (width of each frequency bin) are represented by ⁇ f, it is desirable to select the laser light sources 11 and 12 that output laser light of the wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 satisfying the following equation (3) .
  • FIG. 7 is a graph showing an example of the Doppler shift spectrum components S1 and S2 when the oscillation wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 of the laser light sources 11 and 12 are optimized to satisfy the equation (3).
  • the peaks of the Doppler shift spectral components S1 and S2 fall within the same frequency bin. Therefore, as compared with the case of FIG. 6, a sharp peak is formed by the superposition of the Doppler shift spectrum components S1 and S2, so that the detection accuracy of the peak is improved and the calculation accuracy of the relative velocity V r is also improved.
  • the number of independent laser light sources 11 and 12 is two, it is not limited to this number.
  • An n number of laser light sources may be used which respectively output n (where n is an integer of 2 or more) different wavelength ⁇ 1 , ⁇ 2 ,..., ⁇ n laser beams.
  • the maximum wavelength of n wavelengths ⁇ 1 to ⁇ n is ⁇ max
  • the minimum wavelength of n wavelengths ⁇ 1 to ⁇ n is ⁇ min and the above equation (3) is satisfied. It is desirable to select n laser light sources that output laser light of wavelengths ⁇ 1 to ⁇ n .
  • n laser light sources constituting the reference light source By selecting n laser light sources constituting the reference light source in this manner, n peaks appearing corresponding to the wavelengths ⁇ 1 to ⁇ n in the reception spectrum and the correction spectrum are contained in the same frequency bin. be able to. Therefore, since sharp peaks are formed in the reception spectrum and the correction spectrum, the detection accuracy of the peaks is improved, and the calculation accuracy of the relative velocity V r is also improved.
  • the envelope detector 61 detects the envelope of the reception signal DS corresponding to the carrier signal in the digital domain, and detects the edge of the envelope detection signal indicating the detection result. Output to section 62.
  • the envelope detector 61 has a predetermined transmission frequency bandwidth BW with respect to the reception signal DS.
  • the transmission frequency bandwidth BW may be a bandwidth that allows the Doppler shift frequency component to pass when the speed measurement width in the first measurement unit 40 is the maximum value V max . Therefore, the transmission frequency bandwidth BW can be calculated for the wavelength ⁇ of the laser light based on the following equation (4).
  • FIG. 8A to 8E are graphs showing examples of the transmission light, the reception light, the reception signal (heterodyne detection signal), the envelope detection signal, and the edge detection signal.
  • transmission light having the amplitude shown in FIG. 8A is transmitted
  • reception light having the amplitude shown in FIG. 8B is received.
  • FIG. 8C shows a received signal waveform obtained from the received light shown in FIG. 8B.
  • FIG. 8D shows the waveform of an envelope detection signal obtained from the received signal waveform shown in FIG. 8C.
  • the edge detection unit 62 detects an edge of the signal waveform of the envelope detection signal, and outputs an edge detection signal (for example, a TTL signal) indicating the detection result to the distance measurement unit 63.
  • FIG. 8E shows a pulse waveform of an edge detection signal generated by detecting the rising edge and the falling edge of the signal waveform of the envelope detection signal shown in FIG. 8D.
  • the distance measuring unit 63 measures a delay time ⁇ indicating a time difference between the transmission timing of the transmission light pulse and the reception timing of the reception light corresponding thereto, and calculates the distance to the target based on the delay time ⁇ . be able to.
  • the delay time ⁇ changes in accordance with the distance R to the target.
  • the delay time ⁇ is given, for example, by the following equation (5).
  • c is the speed of light.
  • the laser radar device 1 generates a reference light by combining a plurality of laser beams each having a plurality of different wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2. 10, a plurality of interference conditions respectively corresponding to the plurality of wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 can be generated in the propagation path between the target and the light receiving surface of the photodetector 28.
  • a plurality of interference conditions respectively corresponding to the plurality of wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 can be generated in the propagation path between the target and the light receiving surface of the photodetector 28.
  • the laser radar device 1 according to the first embodiment can improve the signal-to-noise ratio of the reception signal DS. Therefore, the calculation accuracy of the measurement value is improved, and high accuracy calculation of the measurement value is possible even with one shot of the transmission light pulse.
  • the frequency difference between peaks appearing corresponding to the wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 in the spectrum of the received signal DS before frequency analysis with respect to any velocity within the velocity measurement range is
  • the oscillation wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 of the laser light sources 11 and 12 are set such that the frequency resolution (width of each frequency bin) ⁇ f or less.
  • Embodiment 2 according to the present invention will be described.
  • the selection conditions of the oscillation wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 of the laser light sources 11 and 12 constituting the reference light source 10 are provided.
  • the second embodiment such a selection condition is not provided.
  • the second embodiment further includes a band limiting filter for limiting the frequency band of the analog reception signal or the digital reception signal obtained by heterodyne detection to remove unnecessary frequency components.
  • band limiting filters may be either analog or digital filters.
  • FIG. 9 is a view schematically showing a configuration example of a laser radar device 2 according to a second embodiment of the present invention.
  • the laser radar device 2 includes a reference light source 10, an optical distributor 21, an optical modulator 22, an optical transceiver 23, an optical multiplexer 26, an optical detection circuit 27, and a signal processing circuit 32. It is configured.
  • the configuration of the laser radar device 2 of the present embodiment is the laser of the first embodiment except that the signal processing circuit 32 of FIG. 9 is provided instead of the signal processing circuit 31 (FIG. 1) of the first embodiment.
  • the configuration is the same as that of the radar device 1.
  • the signal processing circuit 32 has a band limiting filter.
  • FIG. 10 is a block diagram schematically showing a configuration example of the signal processing circuit 32 of the second embodiment.
  • the signal processing circuit 32 includes a first measurement unit 41 and a second measurement unit 60.
  • the configuration of the second measurement unit 60 is the same as the configuration of the second measurement unit 60 of the first embodiment.
  • the first measurement unit 41 has a frequency analyzer 44, a spectrum correction unit 45, and a measurement value calculation unit 50.
  • the first measurement unit 41 of the present embodiment further includes a band pass filter 46 operating as a band limiting filter.
  • the band pass filter 46 is provided at a stage prior to the measurement value calculation unit 50, generates a band restriction spectrum by restricting the frequency band of the correction spectrum calculated by the spectrum correction unit 45, and generates the generated band restriction The spectrum is output to the measurement value calculation unit 50.
  • the band pass filter 46 can remove unnecessary frequency components by limiting the frequency band of the correction spectrum.
  • FIG. 11 is a graph showing an example of the pass band and the stop band of the band pass filter 46.
  • FIG. 11 shows Doppler shift spectral components S1 and S2 respectively corresponding to the wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 .
  • Unwanted frequency components U1 and U2 such as harmonic components are eliminated by the stop band of the band pass filter 46.
  • the measurement value calculation unit 50 calculates the relative velocity V r of the target based on the amount of Doppler shift corresponding to the detected peak.
  • the measurement value calculation unit 50 detects a plurality of peaks that respectively appear corresponding to a plurality of wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 in the band limited spectrum, the Doppler shift corresponding to each of the detected plurality of peaks A plurality of relative velocity components V r1 and V r2 of the target are calculated based on the quantities.
  • the measurement value calculation unit 50 can calculate the relative velocity V r of the target by averaging the plurality of relative velocity components V r1 and V r2 . A root mean square may be used as the averaging process. At this time, the relative velocity V r can be calculated based on the following equation (6).
  • V r [(V r1 ) 2 + (V r 2 ) 2 ] 1/2 (6)
  • the measurement value calculation unit 50 When the measurement value calculation unit 50 detects a plurality of peaks that respectively appear corresponding to a plurality of wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 in the band limited spectrum, a plurality of Doppler shift spectra respectively corresponding to the plurality of peaks It may have a function of detecting the signal-to-noise ratio of the component and evaluating the frequency detection accuracy for each of the Doppler shift spectral components based on the detected signal-to-noise ratio. Based on the evaluation result, the measurement value calculation unit 50 can calculate the relative velocity V r of the target based on only the detection peak of one high-value Doppler shift spectrum component without performing the averaging process.
  • the laser radar device 2 of the present embodiment includes the reference light source 10 as in the case of the above-described first embodiment, generation of speckle noise is suppressed, and speckle noise is prevented. It is possible to suppress the intensity fluctuation of the received signal DS caused by Therefore, it is possible to improve the signal-to-noise ratio of the reception signal DS. Therefore, the calculation accuracy of the measurement value is improved, and high accuracy calculation of the measurement value is possible even with one shot of the transmission light pulse.
  • the band pass filter 46 generates a band limited spectrum by limiting the frequency band of the correction spectrum calculated by the spectrum correction unit 45, so unnecessary frequency components can be removed. . Furthermore, even when the measurement value calculation unit 50 detects a plurality of peaks that respectively appear corresponding to a plurality of wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 in the band-limited spectrum, a plurality of targets is detected based on the detected plurality of peaks. The relative velocity components V r1 and V r2 are calculated, and the plurality of relative velocity components V r1 and V r2 are averaged to calculate the relative velocity V r of the target. Therefore, even when the oscillation wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 of the laser light sources 11 and 12 constituting the reference light source 10 are not limited, the relative velocity V r of the target can be calculated based on the plurality of detected peaks.
  • the measurement value calculation unit 50 may detect the number of peaks according to the number of wavelengths. That is, the measurement value calculation unit 50 detects a plurality of peaks that respectively appear corresponding to a plurality of wavelengths ⁇ 1 , ⁇ 2 ,..., ⁇ n in the band limited spectrum, and targets based on the detected plurality of peaks.
  • the plurality of relative velocity components of may be calculated.
  • the measurement value calculation unit 50 can calculate the relative velocity of the target by averaging (for example, square averaging) the plurality of relative velocity components.
  • band pass filter 46 an analog filter that limits the frequency band of the analog received signal BS to remove unnecessary frequency components, or a frequency band of the received signal DS before frequency analysis is not needed. Digital filters that remove frequency components may be used.
  • FIG. 12 is a view schematically showing a configuration example of a laser radar device 3 according to a third embodiment of the present invention.
  • the laser radar device 3 includes a reference light source 10, a light splitter 21, a light modulator 22, a light transmitting / receiving unit 23, a switching control unit 80, a light switch 81, a light multiplexer 26, a light detection circuit. 27 and a signal processing circuit 33.
  • the configuration of the laser radar device 3 according to the present embodiment includes the switching control unit 80 and the optical switch 81, and the signal processing circuit 33 shown in FIG. 12 instead of the signal processing circuit 32 (FIG. 9) according to the second embodiment. Except the point which it has, it is the same as the composition of laser radar installation 2 of the above-mentioned Embodiment 2.
  • the optical switch 81 is provided in the optical transmission path between the optical distributor 21 and the optical multiplexer 26.
  • the optical distributor 21 and the optical switch 81 are optically coupled to each other through the optical transmission path C2a, and the optical switch 81 and the optical multiplexer 26 are optically coupled to each other through the optical transmission path C2b.
  • the light transmission paths C2a and C2b can be configured by optical fiber cables.
  • the optical switch 81 is an optical splitter that switches the wavelength in accordance with the switching control signal SC supplied from the switching control unit 80. That is, the optical switch 81 selectively separates sequentially a plurality of reference light components each having a plurality of wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 from the reference light input from the optical transmission path C 2 a according to the switching control signal SC. . Specifically, the optical switch 81 first separates the reference light component of the wavelength ⁇ 1 from the reference light and outputs the reference light component to the optical transmission path C 2 b , and then refers to the reference light component of the wavelength ⁇ 2 The reference light component is separated from the light and output to the light transmission path C2b.
  • the optical multiplexer 26 first multiplexes the reference light component of wavelength ⁇ 1 and the received light to generate multiplexed light, and outputs the multiplexed light to the light detection circuit 27.
  • the optical multiplexer 26 multiplexes the reference light component of the wavelength ⁇ 2 and the received light to generate a multiplexed light, and outputs the multiplexed light to the light detection circuit 27.
  • the light detection circuit 27 first outputs the reception signal DS (hereinafter referred to as “first reception signal DS1”) corresponding to the reference light component of the wavelength ⁇ 1 to the signal processing circuit 33, and then, the wavelength ⁇ 2
  • the reception signal DS (hereinafter referred to as “second reception signal DS2”) corresponding to the reference light component of the above is output to the signal processing circuit 33.
  • FIG. 13 is a block diagram schematically showing a configuration example of the signal processing circuit 33 of the third embodiment.
  • the signal processing circuit 33 includes a first measurement unit 42 and a second measurement unit 60.
  • the configuration of the second measurement unit 60 is the same as the configuration of the second measurement unit 60 of the first embodiment.
  • the first measurement unit 42 has a frequency analyzer 44, a spectrum correction unit 45, a band pass filter 46, and a measurement value calculation unit 50.
  • the first measurement unit 42 according to the present embodiment further includes a scale conversion unit 47 that operates in synchronization with the switching control signal SC, a memory 48 that temporarily stores the output of the scale conversion unit 47, and the switching control signal SC.
  • a spectrum integration unit 49 that operates in synchronization with
  • the band pass filter 46 first generates a band limited spectrum (hereinafter referred to as "first band limited spectrum”) corresponding to the first received signal DS1, and then a band limit corresponding to the second received signal DS2.
  • a spectrum hereinafter referred to as “second band-limited spectrum” is generated.
  • the scale converter 47 uses one of the first and second band-limited spectrums as a reference spectrum, and converts the scale of the remaining band-limited spectrum in the frequency axis direction with a predetermined conversion coefficient k.
  • the scale conversion unit 47 temporarily stores data indicating the reference spectrum and the scale conversion spectrum in the memory 48.
  • FIG. 14A is a graph showing an example of a first band-limited spectrum including Doppler shift spectrum component S1c obtained by scale conversion
  • FIG. 14B is an example of a second band-limited spectrum including Doppler shift spectrum component S2 FIG.
  • the position of the Doppler shifted spectral component S1c coincides with the position of the frequency bin of the Doppler shifted spectral component S2.
  • the spectrum integration unit 49 reads out data indicating the reference spectrum and the scale conversion spectrum from the memory 48, integrates the reference spectrum and the scale conversion spectrum, and calculates an integrated spectrum.
  • the measurement value calculation unit 50 detects a peak appearing in the integrated spectrum by the maximum value detection method or the centroid method, and calculates the Doppler shift amount based on the position of the detected peak.
  • the measurement value calculation unit 50 can calculate the relative velocity of the target with respect to the gaze direction from the Doppler shift amount.
  • the peak positions of the Doppler shift spectrum components appearing in the scale conversion spectrum substantially coincide with the peak positions of the Doppler shift spectrum components appearing in the reference spectrum. For this reason, in the integrated spectrum, a sharp peak is formed at the position of a single frequency bin by superposition of these Doppler shift spectral components. Therefore, the measurement value calculation unit 50 can detect the peak with high accuracy, and can calculate the relative velocity of the target with high accuracy.
  • the laser radar device 3 since the laser radar device 3 includes the reference light source 10 as in the first embodiment, the generation of speckle noise is suppressed, and the specifications It is possible to suppress the intensity fluctuation of the reception signal DS caused by noise. Therefore, it is possible to improve the signal-to-noise ratio of the reception signal DS.
  • the signal processing circuit 33 of the laser radar device 3 since the signal processing circuit 33 of the laser radar device 3 includes the spectrum integration unit 49 that calculates the integration spectrum, the measurement value calculation unit 50 calculates the measurement value based on the integration spectrum of low noise. Can. Therefore, the calculation accuracy of the measurement value is improved, and high accuracy calculation of the measurement value is possible even with one shot of the transmission light pulse.
  • the signal processing circuit 33 includes the scale conversion unit 47, the position on the frequency axis of the Doppler shift spectrum component appearing in the scale conversion spectrum substantially matches the position on the frequency axis of the Doppler shift spectrum component appearing in the reference spectrum. It can be done. For this reason, in the integrated spectrum, sharp peaks are formed at positions of single frequency bins by superposition of the Doppler shift spectral components. Therefore, in the laser radar device 3 of the present embodiment, even when the oscillation wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 of the laser light sources 11 and 12 constituting the reference light source 10 are not limited, the measurement regarding the target is performed based on the plurality of detected peaks. Values can be calculated with high accuracy.
  • n number of laser light sources 11 and 12 is two in the present embodiment, the number is not limited to this.
  • An n number of laser light sources may be used which respectively output n (where n is an integer of 2 or more) different wavelength ⁇ 1 , ⁇ 2 ,..., ⁇ n laser beams.
  • band pass filter 46 instead of the band pass filter 46, an analog filter that limits the frequency band of the analog reception signal BS to remove unnecessary frequency components, or A digital filter may be used which limits the frequency band of the received signal DS before frequency analysis to remove unnecessary frequency components.
  • the fourth embodiment is a modification of the third embodiment, and is configured to exhibit the same effect as the fourth embodiment.
  • FIG. 15 is a view schematically showing a configuration example of a laser radar device 4 according to a fourth embodiment of the present invention.
  • the laser radar device 4 includes the reference light source 10, the light distributor 21, the light modulator 22, and the light transmission / reception unit 23, as in the laser radar device 3 of the third embodiment.
  • the laser radar device 4 of the present embodiment further includes an optical splitter 82, a wavelength demultiplexer 83, optical multiplexers (optical multiplexers) 26A and 26B, an optical detection circuit 27M, and a signal processing circuit 33M.
  • the optical distributor 82 is provided in the optical transmission path between the optical circulator 24 and the optical multiplexer 26A.
  • the optical circulator 24 and the optical splitter 82 are optically coupled to each other through the optical transmission path C5a, and the optical splitter 82 and the optical multiplexer 26A are optically coupled to each other through the optical transmission path C5b.
  • the wavelength demultiplexer 83 is provided in the optical transmission path between the optical splitter 21 and the optical multiplexer 26A.
  • the optical splitter 21 and the wavelength demultiplexer 83 are optically coupled to each other through the optical transmission path C2a, and the wavelength demultiplexer 83 and the optical multiplexer 26A are optically coupled to each other through the optical transmission path C2b. It is done.
  • optical splitter 82 and the optical multiplexer 26B are optically coupled to each other through the optical transmission path C5c, and the wavelength demultiplexer 83 and the optical multiplexer 26B are optically coupled to each other through the optical transmission path C2c. It is combined.
  • the optical distributor 82 is an optical component that distributes the received light input from the optical circulator 24 via the optical transmission path C5a to the optical transmission paths C5b and C5c. That is, the optical splitter 82 splits the input received light into the first received light and the second received light with a predetermined branching ratio (50:50), and the first received light as the optical transmission path C5b. And the second received light to the optical transmission path C5c.
  • the light distributor 82 can be configured by a branch mirror using a dielectric multilayer film filter or a beam splitter.
  • the wavelength demultiplexer 83 is an optical separator that simultaneously separates a plurality of reference light components respectively having a plurality of wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 from the reference light input from the optical transmission path C 2 a. That is, the wavelength demultiplexer 83 outputs the reference light component in the light transmission path C2b separates wavelength lambda 1 of the reference light component from the reference beam, at the same time, separate the wavelength lambda 2 of the reference light component from the reference beam The reference light component is output to the light transmission path C2c.
  • the optical multiplexer 26A is an optical multiplexing element that combines the reference light input from the optical transmission path C2b and the first received light input from the optical transmission path C5b to generate multiplexed light including an optical beat signal component. It is. The combined light propagates through the optical transmission paths C6 and C7 and enters the light detection circuit 27M.
  • the optical multiplexer 26A outputs multiplexed light (light of a phase opposite to that of positive phase light) having a phase different from each other by 180 ° to the optical transmission paths C6 and C7 in accordance with the balanced receiver configuration of the light detection circuit 27M. It is configured to Such an optical multiplexer 26A can be configured, for example, using a 90 ° hybrid coupler.
  • the optical multiplexer 26B combines the reference light input from the optical transmission path C2c and the second received light input from the optical transmission path C5c to generate multiplexed light including an optical beat signal component. It is a wave element.
  • the combined light propagates through the optical transmission paths C8 and C9 and enters the light detection circuit 27M.
  • the optical multiplexer 26B like the optical multiplexer 26A, combines multiplexed light (light of a phase opposite to that of positive phase light) having phases different from each other by 180.degree. In accordance with the balanced receiver configuration of the light detection circuit 27M. It is configured to output to the transmission paths C8 and C9, respectively.
  • Such an optical multiplexer 26B can be configured, for example, using a 90 ° hybrid coupler.
  • the light detection circuit 27M includes light detectors 28A and 28B each having a balanced receiver configuration, an A / D converter (ADC) 29A that converts the output of the light detector 28A into a digital signal, and the light detector 28B. And an A / D converter (ADC) 29B for converting the output of the digital signal into a digital signal.
  • the photodetector 28A has two light receiving elements (for example, photodiodes) for photoelectrically converting the light of the positive phase input from the light transmission path C6 and the light of the negative phase input from the light transmission path C7. ing.
  • the photodetector 28A generates an analog reception signal BS1 based on the difference between the output currents of the light receiving elements.
  • the photodetector 28B converts two light receiving elements (for example, photodiodes) for photoelectrically converting the positive phase light input from the optical transmission path C8 and the negative phase light input from the optical transmission path C9. Have.
  • the photodetector 28B generates an analog reception signal BS2 based on the difference between the output currents of the light receiving elements. Since the light detection circuits 27A and 27B have a balanced receiver configuration, it is possible to realize the reduction of relative intensity noise (RIN) caused by the reference light source 10.
  • RIN relative intensity noise
  • the ADC 29A uses the pulse trigger signal PT supplied from the optical modulator 22 as a trigger to sample the analog reception signal BS1, thereby making the analog reception signal BS1 a digital reception signal DS1 (hereinafter referred to as a "first reception signal DS1". Convert to).
  • the ADC 29B converts the analog reception signal BS2 into a digital reception signal DS2 (hereinafter referred to as "second reception signal DS2”) by sampling the analog reception signal BS2 using the pulse trigger signal PT as a trigger.
  • the ADCs 29A and 29B output the first and second reception signals DS1 and DS2 to the signal processing circuit 33M.
  • the ADCs 29A and 29B can be configured by a double integration type A / D converter, a successive approximation type A / D converter, or a parallel comparison type A / D converter.
  • FIG. 16 is a block diagram schematically showing a configuration example of the signal processing circuit 33M of the fourth embodiment.
  • the signal processing circuit 33M includes a first measuring unit 42M and a second measuring unit 60.
  • the configuration of the second measurement unit 60 is the same as the configuration of the second measurement unit 60 of the first embodiment.
  • the second measuring unit 60 can detect the distance to the target based on the first reception signal DS1.
  • the first measurement unit 42M includes frequency analyzers 44A and 44B, spectrum correction units 45A and 45B, band pass filters 46A and 46B, a scale conversion unit 47M, a spectrum integration unit 49M, and a measurement value calculation unit 50.
  • the configurations of the frequency analyzer 44A, the spectrum correction unit 45A, and the band pass filter 46A are the same as the configurations of the frequency analyzer 44, the spectrum correction unit 45, and the band pass filter 46 described above.
  • the configurations of the correction unit 45B and the band pass filter 46B are the same as the configurations of the frequency analyzer 44, the spectrum correction unit 45 and the band pass filter 46 described above.
  • the band pass filter 46A generates a band limited spectrum (hereinafter referred to as "first band limited spectrum”) corresponding to the first received signal DS1.
  • the band pass filter 46B generates a band limited spectrum (hereinafter referred to as "second band limited spectrum”) corresponding to the second received signal DS2.
  • the scale conversion unit 47M uses one of the first and second band restriction spectra as a reference spectrum, and uses the scale in the frequency axis direction of the remaining band restriction spectrum.
  • a scale conversion spectrum is generated by converting with a predetermined conversion coefficient k.
  • the spectrum integration unit 49M integrates the reference spectrum and the scale conversion spectrum to calculate an integrated spectrum, as in the spectrum integration unit 49 of the third embodiment.
  • the measurement value calculation unit 50 detects a peak appearing in the integrated spectrum by the maximum value detection method or the centroid method, and calculates the Doppler shift amount based on the position of the detected peak.
  • the measurement value calculation unit 50 can calculate the relative velocity of the target with respect to the gaze direction from the Doppler shift amount.
  • the peak positions of the Doppler shift spectrum components appearing in the scale conversion spectrum substantially coincide with the peak positions of the Doppler shift spectrum components appearing in the reference spectrum. For this reason, in the integrated spectrum, a sharp peak is formed at the position of a single frequency bin by superposition of these Doppler shift spectral components. Therefore, the measurement value calculation unit 50 can detect the peak with high accuracy, and can calculate the relative velocity of the target with high accuracy.
  • the laser radar device 4 since the laser radar device 4 includes the reference light source 10 as in the first embodiment, the generation of speckle noise is suppressed, and the spec It is possible to suppress the intensity variation of the reception signals DS1 and DS2 caused by noise. Therefore, it is possible to improve the signal-to-noise ratio of the reception signals DS1 and DS2.
  • the signal processing circuit 33M of the laser radar device 4 since the signal processing circuit 33M of the laser radar device 4 includes the spectrum integration unit 49M that calculates the integration spectrum, the measurement value calculation unit 50 calculates the measurement value based on the integration spectrum of low noise. Can. Therefore, the calculation accuracy of the measurement value is improved. It is possible to calculate the measurement value with high accuracy even with one shot of the transmission light pulse.
  • the signal processing circuit 33M includes the scale conversion unit 47M, the position on the frequency axis of the Doppler shift spectrum component appearing in the scale conversion spectrum substantially matches the position on the frequency axis of the Doppler shift spectrum component appearing in the reference spectrum. It can be done. For this reason, in the integrated spectrum, sharp peaks are formed at positions of single frequency bins by superposition of the Doppler shift spectral components. Therefore, in the laser radar device 4 of the present embodiment, even if the oscillation wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2 of the laser light sources 11 and 12 constituting the reference light source 10 are not limited, the measurement regarding the target is performed based on the detected multiple peaks. Values can be calculated with high accuracy.
  • n number of laser light sources 11 and 12 is two in the present embodiment, the number is not limited to this.
  • An n number of laser light sources may be used which respectively output n (where n is an integer of 2 or more) different wavelength ⁇ 1 , ⁇ 2 ,..., ⁇ n laser beams.
  • band pass filters 46A and 46B instead of the band pass filters 46A and 46B, an analog that removes unnecessary frequency components by limiting the frequency band of the analog reception signals BS1 and BS2 A filter or a digital filter may be used which limits the frequency band of the received signals DS1 and DS2 before frequency analysis to remove unnecessary frequency components.
  • each of the signal processing circuits 32, 33, 33 M in the above-described second to fourth embodiments has, for example, a semiconductor integrated circuit such as a DSP, an ASIC, or an FPGA as in the first embodiment. It may be realized by one or more processors. Alternatively, the hardware configuration of each of the signal processing circuits 32, 33, 33M is realized by one or more processors including an arithmetic device such as a CPU or GPU that executes the program code of software or firmware read from the memory It may be done. The hardware configuration of each of the signal processing circuits 32, 33, 33M may be realized by one or more processors including a combination of a semiconductor integrated circuit such as a DSP and an arithmetic device such as a CPU. Furthermore, the hardware configuration of each of the signal processing circuits 32, 33, 33M may be realized by the signal processing circuit 70 shown in FIG.
  • the laser radar devices 1 to 4 according to the first to fourth embodiments are pulse-type laser radar devices that detect measurement values based on transmission light pulses. Instead of this, the configurations of the laser radar devices 1 to 4 in the first to fourth embodiments may be changed so as to calculate the measurement value by the CW wave (Continuous Wave) method.
  • CW wave Continuous Wave
  • the first measurement unit 40 and the second measurement unit 60 are configured to operate in parallel simultaneously, but instead, the configuration of the first embodiment determines the operating conditions. Depending on the measurement parameter, only one of the first measurement unit 40 and the second measurement unit 60 or both of the first measurement unit 40 and the second measurement unit 60 may be changed to operate. In this case, the laser radar device 1 of the first embodiment operates in an operation mode corresponding to the measurement parameter (that is, an operation mode for calculating only the relative velocity of the target, an operation mode for calculating only the distance to the target, and It can operate in any of the operating modes that calculate both speed and distance.
  • the measurement parameter that is, an operation mode for calculating only the relative velocity of the target, an operation mode for calculating only the distance to the target, and It can operate in any of the operating modes that calculate both speed and distance.
  • the configuration of the second embodiment only one of the first measurement unit 41 and the second measurement unit 60 or both of the first measurement unit 41 and the second measurement unit 60 according to the measurement parameter.
  • only one of the first measurement unit 42 and the second measurement unit 60 or the first measurement unit 42 and the configuration of the third embodiment may be changed according to the measurement parameter.
  • Both of the second measurement units 60 may be changed to operate, and the configuration of the fourth embodiment is based on only one of the first measurement unit 42M and the second measurement unit 60 according to the measurement parameter, Alternatively, both of the first measurement unit 42M and the second measurement unit 60 may be changed to operate.
  • the laser radar device can detect information such as the velocity of the target by measuring the light scattered or reflected by the target using laser light, so, for example, observation for observing the atmospheric state It is suitable for use in a system and a mobile detection system for detecting a mobile such as a vehicle.
  • 1 to 4 laser radar device 10 multi-wavelength reference light source, 11, 12 laser light source, 13 light multiplexer, 14 light collecting optical system, 15 light connecting portion, 21 light distributor, 22 light modulator, 23 light transmitter and receiver, Reference Signs List 24 optical circulator, 25 optical antenna, 26, 26A, 26B optical multiplexer, 27, 27M optical detection circuit, 28, 28A, 28B optical detector, 29 A / D converter (ADC), 31 to 33, 33M signal processing Circuit, 40 to 42, 42M first measurement unit, 44, 44A, 44b frequency analyzer, 45, 45A, 45B spectrum correction unit, 46, 46A, 46B bandpass filter, 47, 47M scale conversion unit, 48 memory, 49 , 49M spectrum integration unit, 50 measurement value calculation unit, 60 second measurement unit, 61 envelope detector, 62 edges Out part, 63 distance measuring part, 70 signal processing circuit, 71 processor, 72 memory, 73 input interface part, 74 output interface part, 75 signal path, 80 switching control part, 81 optical switch (optical splitter), 82 light distribution ,

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Abstract

レーザレーダ装置（１）は、互いに異なる複数の波長をそれぞれ有する複数のレーザ光を合波して基準光を生成する基準光源（１０）と、前記基準光を送信光と参照光とに分解する光分配器（２１）と、前記送信光を変調して変調送信光を生成する光変調器（２２）と、前記変調送信光を外部空間に放射し、ターゲットで散乱または拡散された光を受信する光送受信部（２３）と、前記参照光と受信光とを合波して光ビート信号を生成する光合波器（２６）と、前記光ビート信号を光電変換して受信信号を生成する光検出回路（２７）と、前記受信信号に基づいて前記ターゲットに関する計測値を算出する信号処理回路（３１）とを備える。

Description

レーザレーダ装置
　本発明は、レーザ光の照射を受けたターゲットで散乱または反射された光を計測することによって当該ターゲットの速度などの情報を検知するレーザレーダ技術に関するものである。
　レーザレーダ装置は、レーザ光を外部空間に放射し、ターゲットで散乱または反射された光を受信し、その受信光を計測することによって当該ターゲットの速度あるいは当該ターゲットとの距離といった情報を検知することができる。たとえば、エアロゾル（大気中に浮遊する、液体もしくは固体からなる微粒子）、雲粒または大気分子などのターゲットから散乱光を受信し、その受信光を計測することによって風速などの観測値を検知するレーザレーダ技術が知られている。また、構造物、地形物または移動体などのターゲットで反射された拡散光を受信し、その受信光を計測することによって当該ターゲットとの距離を検知するレーザレーダ技術も知られている。
　特許文献１には、光ヘテロダイン検波により得られた受信信号を信号処理して風速を検出するレーザレーダ装置（以下「従来のレーザレーダ装置」という。）が開示されている。この従来のレーザレーダ装置は、単一周波数のＣＷ光を出力するレーザ光源と、そのＣＷ光を送信用の第１の光と参照用の第２の光とに分配する光分配器と、当該第１の光にパルス変調を施すパルス変調器と、当該第２の光を周波数シフトして参照光を生成する周波数シフタと、パルス変調器の出力光を大気中に放射するとともに大気中から散乱光を受信光として受信する送受光学系とを備えている。従来のレーザレーダ装置は、さらに、受信光と参照光とを合波する光カプラと、この光カプラの出力光を電気信号に変換する光受信機と、当該電気信号をディジタル形式の受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、当該受信信号に信号処理を施して視線方向の風速を検出する信号処理部とを備える。
特開２００９－１６２６７８号公報
　上記した従来のレーザレーダ装置において、スペクトル線幅の狭いレーザ光を出力するレーザ光源が使用されると、ターゲットの表面で反射された拡散光の干渉が生じ、スペックル（ｓｐｅｃｋｌｅ）ノイズが発生する。レーザレーダ装置の場合、スペックルノイズは、受信光の振幅を変動させ、受信信号の信号対雑音比（Ｓｉｇｎａｌ－ｔｏ－Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｔｉｏ，ＳＮＲ）を劣化させるという課題がある。
　上記に鑑みて本発明の目的は、スペックルノイズの発生を抑制し、受信信号の信号対雑音比を向上させることができるレーザレーダ装置を提供することである。
　本発明の一態様によるレーザレーダ装置は、互いに異なる複数の波長をそれぞれ有する複数のレーザ光を合波して基準光を生成する基準光源と、前記基準光を送信光と参照光とに分解する光分配器と、前記送信光を変調して変調送信光を生成する光変調器と、前記変調送信光を外部空間に放射し、前記外部空間内のターゲットで散乱または拡散された光を受信する光送受信部と、前記参照光と前記光送受信部で受信された光とを合波して光ビート信号を生成する光合波器と、前記光ビート信号を光電変換して受信信号を生成する光検出回路と、信号処理回路とを備え、前記信号処理回路は、予め定められた周波数分解能で前記受信信号に周波数解析を施して前記受信信号のスペクトルを算出する周波数解析器と、当該算出されたスペクトルに基づいて前記ターゲットに関する計測値を算出する計測値算出部とを含み、前記複数の波長は、前記受信信号のスペクトルにおいて前記複数の波長にそれぞれ対応して現れる複数のピーク間の周波数差が前記周波数分解能以下となるように設定されていることを特徴とする。
　本発明によれば、スペックルノイズの発生を抑制し、受信信号の信号対雑音比を向上させることができる。
本発明に係る実施の形態１であるレーザレーダ装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態１の信号処理回路の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１の信号処理回路のハードウェア構成例を概略的に示すブロック図である。 ターゲット上で反射された拡散光の状態を模式的に示す図である。 図５Ａ～図５Ｅは、送信光、受信光、受信信号（ヘテロダイン検波信号）、受信スペクトルおよび補正スペクトルの例を示すグラフである。 ドップラーシフトスペクトル成分の例を示すグラフである。 ドップラーシフトスペクトル成分の他の例を示すグラフである。 実施の形態１に係る送信光、受信光、受信信号（ヘテロダイン検波信号）、包絡線検波信号およびエッジ検出信号の例を示すグラフである。 本発明に係る実施の形態２であるレーザレーダ装置の構成例を概略的に示す図である。 実施の形態２の信号処理回路の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態２のバンドパスフィルタの通過帯域および遮断帯域の例を示すグラフである。 本発明に係る実施の形態３であるレーザレーダ装置の構成例を概略的に示す図である。 実施の形態３の信号処理回路の構成例を概略的に示すブロック図である。 図１４Ａおよび図１４Ｂは、ドップラーシフトスペクトル成分の例を示すグラフである。 本発明に係る実施の形態４であるレーザレーダ装置の構成例を概略的に示す図である。 実施の形態４の信号処理回路の構成例を概略的に示すブロック図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明に係る種々の実施の形態について詳細に説明する。なお、図面全体において同一符号を付された構成要素は、同一構成および同一機能を有するものとする。
実施の形態１．
　図１は、本発明に係る実施の形態１であるレーザレーダ装置１の概略構成を示す図である。図１に示されるように、レーザレーダ装置１は、互いに異なる波長を有する複数のレーザ光を合波して基準光を生成する多波長基準光源１０（以下、単に「基準光源１０」という。）と、基準光源１０から入力された基準光を送信光と参照光とに分配する光分配器２１と、当該送信光に周波数変調および振幅変調を施して変調送信光を生成する光変調器２２と、当該変調送信光を外部空間内の特定の視線方向に向けて放射した後にターゲットで散乱または拡散された光を受信する光送受信部２３と、その受信光と当該参照光とを合波して光ビート信号を生成する光合波器２６と、当該光ビート信号を光電変換してアナログ受信信号（ヘテロダイン検波信号）を生成するとともに当該アナログ受信信号をディジタル受信信号にＡ／Ｄ変換する光検出回路２７と、当該ディジタル受信信号に基づいてターゲットに関する計測値を算出する信号処理回路３１とを備えて構成されている。なお、光合波器２６と光検出回路２７とにより光ヘテロダイン検波器（ｏｐｔｉｃａｌ　ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ　ｄｅｔｅｃｔｏｒ）が構成される。
　基準光源１０と光分配器２１とは光伝送路Ｃ０を介して互いに光学的に結合され、光分配器２１と光変調器２２とは光伝送路Ｃ１を介して互いに光学的に結合され、光分配器２１と光合波器２６とは光伝送路Ｃ２を介して互いに光学的に結合され、光変調器２２と光送受信部２３とは光伝送路Ｃ３を介して互いに光学的に結合され、光送受信部２３と光合波器２６とは光伝送路Ｃ５を介して互いに光学的に結合され、光合波器２６と光検出回路２７とは光伝送路Ｃ６，Ｃ７を介して互いに光学的に結合されている。たとえば、これら光伝送路Ｃ０～Ｃ３，Ｃ５～Ｃ７は、光ファイバケーブルで構成可能である。
　基準光源１０は、図１に示されるように、レーザ光源１１，１２、光合波器１３、集光光学系１４および光接続部１５を含む。レーザ光源１１，１２は、スペクトル線幅（以下「線幅」という。）の狭いレーザ光を出力する光発振器である。レーザ光源１１，１２は、たとえば、約１００ＭＨｚ以下の狭線幅のレーザビームをそれぞれ出力するように構成されていればよい。これらレーザビームは、偏光方向が一定方向に保持された線偏光である。この場合、これらレーザ光間の周波数差は１００ＭＨｚ以上となるように選択される。このようなレーザ光源１１，１２は、半導体レーザまたは固体レーザで構成可能である。
　また、基準光源１０は、図１に示される構成に限定されるものではない。たとえば、複数の波長の光を同時に生成することができる波長可変アッセンブリ（Ｉｎｔｅｇｒａｂｌｅ　Ｔｕｎａｂｌｅ　Ｌａｓｅｒ　Ａｓｓｅｍｂｌｙ，ＩＴＬＡ）または光コム光源が使用されてもよい。また、レーザ光源１１，１２の各々は、単一波長の光を出力する単一の光発振器で構成される必要はない。所定の波長幅内に含まれる複数の波長の光を同時に出力する複数の光発振器によってレーザ光源１１，１２の各々が構成されてもよい。
　光合波器１３は、レーザ光源１１，１２から入射したレーザ光を合波して基準光を生成し、基準光を集光光学系１４に向けて出力する。光合波器１３は、たとえば、誘電体多層膜フィルタを用いた分岐ミラー、またはビームスプリッタで構成可能である。集光光学系１４は、光合波器１３から入射した基準光を光接続部１５の光入力端に集光させる。光接続部１５は、集光光学系１４から入射した基準光を光伝送路Ｃ０に入力させる。
　光分配器２１は、基準光源１０から光伝送路Ｃ０を介して入力された基準光を光伝送路Ｃ１，Ｃ２に分配する光部品である。すなわち、光分配器２１は、入力された基準光を所定の分岐比で送信光と参照光とに分解し、送信光を光伝送路Ｃ１に出力するとともに、参照光を光伝送路Ｃ２に出力する。光分配器２１の分岐比は、システム設計により予め決定される。たとえば、光分配器２１は、誘電体多層膜フィルタを用いた分岐ミラー、またはビームスプリッタで構成可能である。
　光変調器２２は、光分配器２１から光伝送路Ｃ１を介して入力された送信光に周波数変調および強度変調を施して変調周波数ｆｍを有する変調送信光を生成する。すなわち、光変調器２２は、送信光の周波数を変調することにより当該送信光の周波数をシフトさせ、かつ送信光の強度を変調することにより当該送信光をパルス化する変調器である。このとき、光変調器２２は、送信光をパルス化するタイミングを示すパルストリガ信号ＰＴを光検出回路２７および信号処理回路３１に供給するので、光検出回路２７および信号処理回路３１は、供給されたパルストリガ信号ＰＴと同期して動作することができる。
　ここで、光変調器２２は、所定のパルス幅およびパルス繰り返し周波数（Ｐｕｌｓｅ　Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，ＰＲＦ）で送信光を強度変調する。パルス幅は距離分解能値に相当する。ユーザは、所望の距離分解能値に相当するパルス幅をレーザレーダ装置１の外部から設定することが可能である。あるいは、光変調器２２は、システム設計時に設定された固定のパルス幅および固定のＰＲＦで動作してもよい。また、光変調器２２の出力光の強度が不足している場合、光変調器２２の後段に光増幅器が追加されてもよい。
　たとえば、光変調器２２の強度変調器部分は、ＬＮ（Ｌｉｔｈｉｕｍ　Ｎｉｏｂａｔｅ）変調器を用いて構成可能であり、光変調器２２の周波数変調器部分は、音響光学周波数シフタ（Ａｃｏｕｓｔ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｓｈｉｆｔｅｒ，ＡＯＦＳ）、または、複数の光位相変調器で構成された周波数シフタを用いて構成可能である。あるいは、光変調器２２の強度変調器部分と周波数変調器部分との双方を音響光学素子を用いて構成することが可能である。パルストリガ信号ＰＴとしては、５ボルトのＴＴＬレベルを有するＴＴＬ（Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ－Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ　Ｌｏｇｉｃ）パルス信号が使用されればよい。
　光送受信部２３は、光伝送路Ｃ４を介して互いに光学的に結合された光サーキュレータ２４および光アンテナ２５を含む。光サーキュレータ２４は、３ポートを有する非相反型の光学部品である。すなわち、光サーキュレータ２４は、光伝送路Ｃ３から順方向に入力された変調送信光に対しては、光伝送路Ｃ３を光伝送路Ｃ４と結合するが、光伝送路Ｃ４を光伝送路Ｃ５と結合しない。このため、光サーキュレータ２４は、光伝送路Ｃ３から順方向に入力された変調送信光のほとんどを光アンテナ２５に供給する。光アンテナ２５は、外部空間の特定の視線方向に当該変調送信光を放射する。一方、光伝送路Ｃ４から逆方向に入力された受信光に対しては、光伝送路Ｃ４を光伝送路Ｃ５と結合するが、光伝送路Ｃ４を光伝送路Ｃ３と結合しない。このため、光サーキュレータ２４は、光伝送路Ｃ４から逆方向に入力された受信光のほとんどを光伝送路Ｃ５に供給する。
　このような光サーキュレータ２４は、たとえば、１／４波長板と偏光ビームスプリッタとを含む空間伝搬型のサーキュレータで構成可能である。この場合、たとえば、垂直偏光として偏光ビームスプリッタを透過した変調送信光は、１／４波長板で円偏光に変換された後に光アンテナ２５から放射される。光アンテナ２５で受信された受信光は、１／４波長板で水平偏光に変換された後に、偏光ビームスプリッタで光伝送路Ｃ５の方向へ反射させられる。このようにして空間伝搬型のサーキュレータは、変調送信光と受信光とを互いから分離することができる。
　光アンテナ２５は、入力された変調送信光をコリメートして外部空間に放射し、外部空間内のターゲットから到来した散乱光または拡散光を受信光として受信することができる光学系である。受信光は、光伝送路Ｃ４および光サーキュレータ２４を伝搬して光合波器２６に入射する。外部空間内のターゲットとしては、エアロゾル（大気中に浮遊する、液体もしくは固体からなる微粒子）、雲粒もしくは大気分子などのターゲット、あるいは、構造物、地形物もしくは移動体（たとえば車両）などのハードターゲットが挙げられる。このような光アンテナ２５は、光学望遠鏡またはカメラレンズを用いて構成可能である。また、光アンテナ２５は、外部空間内の所定範囲を変調送信光で走査する光スキャナ（図示せず）と、集光調整機能とを有してもよい。
　次に、光合波器２６は、光伝送路Ｃ２から入力された参照光と光伝送路Ｃ５から入力された受信光とを合波して光ビート信号成分を含む合波光を生成する。合波光は、光伝送路Ｃ６，Ｃ７を伝搬して光検出回路２７に入射する。本実施の形態の光合波器２６は、光検出回路２７のバランスド受信器（ｂａｌａｎｃｅｄ　ｒｅｃｅｉｖｅｒ）構成に合わせて、互いに１８０°異なる位相を有する合波光（正相の光と逆相の光）を光伝送路Ｃ６，Ｃ７にそれぞれ出力するように構成されている。このような光合波器２６は、たとえば、９０°ハイブリッドカプラを用いて構成可能である。
　光検出回路２７は、バランスド受信器構成を有する光検出器２８と、光検出器２８の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（Ａｎａｌｏｇ－ｔｏ－Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＡＤＣ）２９とを含む。光検出器２８は、光伝送路Ｃ６から入力された正相の光と光伝送路Ｃ７から入力された逆相の光とをそれぞれ光電変換する２個の受光素子（たとえばフォトダイオード）を有している。光検出器２８は、これら受光素子の出力電流の差分に基づいてアナログ受信信号ＢＳを生成する。光検出回路２７はこのようなバランスド受信器構成を有するので、基準光源１０に起因する相対強度雑音（Ｒｅｌａｔｉｖｅ　Ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ　Ｎｏｉｓｅ，ＲＩＮ）の低減を実現することができる。
　ＡＤＣ２９は、光変調器２２から供給されたパルストリガ信号ＰＴをトリガとして、アナログ受信信号ＢＳをサンプリングすることで、アナログ受信信号ＢＳをディジタル受信信号ＤＳ（以下、単に「受信信号ＤＳ」という。）に変換する。ＡＤＣ２９は、受信信号ＤＳを信号処理回路３１に出力する。たとえば、ＡＤＣ２９は、二重積分型Ａ／Ｄ変換器、逐次比較形Ａ／Ｄ変換器または並列比較型Ａ／Ｄ変換器で構成可能である。
　信号処理回路３１は、ディジタル領域でのキャリア信号である受信信号ＤＳに基づいて、レーザレーダ装置１に対するターゲットの相対速度（移動速度）およびターゲットとの距離といった計測値を算出し、これら計測値からなる計測データＭＤを出力する機能を有する。図２は、実施の形態１の信号処理回路３１の構成例を概略的に示すブロック図である。
　図２に示されるように信号処理回路３１は、第１計測部４０および第２計測部６０を含む。第１計測部４０は、周波数解析器４４、スペクトル補正部４５および計測値算出部５０を有している。
　周波数解析器４４は、受信信号ＤＳに対し、予め定められた周波数分解能Δｆで高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ＦＦＴ）を含む周波数解析を実行して受信信号ＤＳのスペクトル（以下「受信スペクトル」という。）を算出し、受信スペクトルを示すスペクトル信号をスペクトル補正部４５に出力する。受信スペクトルは、受信信号ＤＳのパワーと周波数との関係を示すパワースペクトル、または、受信信号ＤＳの振幅と周波数との関係を示す振幅スペクトルのいずれでもよい。ＦＦＴは、ＦＦＴビン数ＮＦＦＴで実行される。ＮＦＦＴは、ＦＦＴに使用される点数を表し、たとえば、２５６の値がＦＦＴビン数ＮＦＦＴとして用いられる。また、周波数分解能Δｆは、受信スペクトルの各周波数ビンの幅に等しい。
　スペクトル補正部４５は、受信スペクトルを補正して補正スペクトルを生成し、生成された補正スペクトルを示す信号を計測値算出部５０に出力する。具体的には、スペクトル補正部４５は、信号光が受信されない状態で予め測定されたノイズフロア（周波数とノイズレベルとの関係）を受信スペクトルから除去することによって受信スペクトルの形状を補正することができる。
　計測値算出部５０は、補正スペクトルに基づいて視線方向に対する計測値を算出する。具体的には、計測値算出部５０は、補正スペクトルからレーザ光のドップラーシフト量すなわちドップラーシフト周波数を算出し、算出されたドップラーシフト量に基づいて視線方向に対するターゲットの相対速度を計測値として算出することができる。ドップラーシフト量がゼロの場合は、光変調器２２によって付与された変調周波数ｆｍがキャリア周波数となる。一方、レーザレーダ装置１に対してターゲットが相対的に移動している場合には、変調周波数ｆｍからドップラーシフト周波数だけシフトした周波数がキャリア周波数となる。計測値算出部５０は、複数の視線方向に対する複数の計測値に基づいて３次元の相対速度ベクトルを算出することもできる。
　一方、第２計測部６０は、図２に示されるように包絡線検波器６１、エッジ検出部６２および測距部６３を含む。包絡線検波器６１は、受信信号ＤＳに対して所定の透過周波数帯域幅を有する。包絡線検波器６１は、受信信号ＤＳの包絡線を検波し、その検波結果を示す包絡線検波信号をエッジ検出部６２に出力する。エッジ検出部６２は、包絡線検波信号の信号波形のエッジ（たとえば、立ち上がりエッジ、立ち下がりエッジ、または立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの双方）を検出し、その検出結果を示すエッジ検出信号を測距部６３に出力する。エッジ検出信号としてはＴＴＬ信号が使用可能である。
　測距部６３は、送信光パルスの送信時刻とこれに対応する受信光の検出時刻との間の時間差を示す遅延時間τを計測し、その遅延時間τに基づいてターゲットとの距離を算出することができる。たとえば、測距部６３は、時間－ディジタル変換器（Ｔｉｍｅ－ｔｏ－Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＴＤＣ）または時間－波高変換器（Ｔｉｍｅ－ｔｏ－Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＴＡＣ）などの時間計測器を用いて構成可能である。
　上記した信号処理回路３１のハードウェア構成は、たとえば、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ），ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）またはＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）などの半導体集積回路を有する単数または複数のプロセッサで実現されればよい。あるいは、信号処理回路３１のハードウェア構成は、メモリから読み出されたソフトウェアまたはファームウェアのプログラムコードを実行する、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）またはＧＰＵ（Ｇｒａｐｈｉｃｓ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）などの演算装置を含む単数または複数のプロセッサで実現されてもよい。ＤＳＰなどの半導体集積回路とＣＰＵなどの演算装置との組み合わせを含む単数または複数のプロセッサで信号処理回路３１のハードウェア構成が実現されてもよい。
　図３は、信号処理回路３１の機能を実現するハードウェア構成例である信号処理回路７０を概略的に示すブロック図である。信号処理回路７０は、プロセッサ７１、メモリ７２、入力インタフェース部７３、出力インタフェース部７４および信号路７５を含んで構成されている。信号路７５は、プロセッサ７１、メモリ７２、入力インタフェース部７３および出力インタフェース部７４を相互に接続するためのバスである。入力インタフェース部７３は、外部から入力された受信信号ＤＳを信号路７５を介してプロセッサ７１に転送する機能を有する。プロセッサ７１は、転送された受信信号ＤＳにディジタル信号処理を施してターゲットに関する計測値を算出し、これら計測値を示す計測データＭＤを、信号路７５および出力インタフェース部７４を介して外部機器に出力することができる。
　ここで、メモリ７２は、プロセッサ７１がディジタル信号処理を実行する際に使用されるデータ記憶領域である。プロセッサ７１がＣＰＵなどの演算装置を内蔵する場合には、メモリ７２は、プロセッサ７１により実行されるソフトウェアまたはファームウェアのプログラムコードを記憶するデータ記憶領域を有する。メモリ７２としては、たとえば、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）およびＳＤＲＡＭ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｄｙｎａｍｉｃ　Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）などの半導体メモリを使用することが可能である。
　次に、上記レーザレーダ装置１の動作および構成についてより詳細に説明する。
　光アンテナ２５は、入力された変調送信光をコリメートして外部空間に放射し、外部空間内のターゲットから到来した散乱光または拡散光を受信光として受信することができる。線幅の狭いレーザ光を出力するレーザ光源が使用されると、コントラストの高い細かな斑点模様（スペックルパターン）すなわちスペックルノイズが観測面に現れることが知られている。仮に、本実施の形態において単一のレーザ光源１１のみが使用された場合、光送受信部２３の光アンテナ面にスペックルノイズが生じると、当該スペックルノイズが光伝送路Ｃ４に結合する場合と、当該スペックルノイズが光伝送路Ｃ４に結合しない場合とがある。図４は、単一のレーザ光源１１のみが使用された場合におけるターゲットＴｇｔ上で反射された拡散光の状態を模式的に示す図である。この場合、ターゲットＴｇｔの測定対象面上の複数点で反射された拡散光の波面ＷＦ１，ＷＦ２，ＷＦ３が、ターゲットＴｇｔと受光面との間の伝搬経路ＲＰ内で互いに干渉する。このような光の干渉がスペックルノイズを生じさせるものと考えられる。単一のレーザ光源１１のみでヘテロダイン検波が実行された場合、スペックルノイズによる光強度変動は、概してガウス分布に従って発生する。このため、送信光パルスの１ショットで計測値の算出が行われる場合には、受信信号ＤＳの振幅が大きく変動したり、あるいは、当該振幅がほぼゼロとなったりすることで計測値の算出が実質的に不可能になるおそれがある。
　これに対し、本実施の形態では、基準光源１０は、互いに異なる複数の波長をそれぞれ有する複数のレーザ光を合波して基準光を生成するので、ターゲットＴｇｔと受光面との間の伝搬経路内で、複数の波長にそれぞれ対応する複数の干渉条件が発生する。これにより、確率的にスペックルノイズに起因する受信信号ＤＳの強度変動を抑制することが可能となる。
　本実施の形態では、独立したレーザ光源１１，１２の個数は２個であるが、この個数に限定されるものではない。ｎ個（ｎは２以上の整数）のレーザ光源が使用された場合、受信信号ＤＳのレベルが「０」～「１」の範囲内の値を示すとすれば、受信強度のばらつき（標準偏差）はｎ１／２となる。
　次に、図２を参照すると、信号処理回路３１の第１計測部４０においては、周波数解析器４４は、ディジタル領域でのキャリア信号である受信信号ＤＳに対して、予め定められた周波数分解能Δｆで周波数解析を実行して受信スペクトルを算出する。スペクトル補正部４５は、受信スペクトルを補正して補正スペクトルを生成する。計測値算出部５０は、補正スペクトルからターゲットの相対速度を計測値として算出することができる。具体的には、計測値算出部５０は、最大値検出法または重心法により、補正スペクトルに現れるピークを検出し、検出されたピークの位置に基づいてドップラーシフト量（ドップラーシフト周波数）δを算出する。計測値算出部５０は、ドップラーシフト量δから、視線方向に対するターゲットの相対速度Ｖｒを算出することができる。
　図５Ａ～図５Ｅは、送信光、受信光、受信信号（ヘテロダイン検波信号）、受信スペクトルおよび補正スペクトルの例を示すグラフである。図５Ａに示される振幅を有する送信光が送信された場合、図５Ｂに示される振幅を有する受信光が受信される。図５Ｃは、図５Ｂに示される受信光から得られた受信信号波形を表している。図５Ｄは、図５Ｃに示される受信信号波形から得られた受信スペクトルを表している。この受信スペクトルはキャリア周波数成分Ｓａを有する。図５Ｅは、図５Ｄに示された受信スペクトルを補正することで得られた補正スペクトルを表している。この補正スペクトルは、キャリア周波数成分（ドップラーシフトスペクトル成分）Ｓｂを有する。計測値算出部５０は、キャリア周波数成分（ドップラーシフトスペクトル成分）Ｓｂのピークを検出し、検出されたピークの位置に基づいてドップラーシフト量δを算出することができる。
　ドップラーシフト量δがゼロの場合、光変調器２２によって付与された変調周波数ｆｍがピーク位置に対応するキャリア周波数である。一方、ターゲットが相対移動している場合には、その変調周波数ｆｍからドップラーシフト周波数δだけシフトした周波数がピーク位置に対応するキャリア周波数となる。ドップラーシフト量δ、レーザ光の波長λおよび相対速度Ｖｒの間の関係は、次式（１）で表される。
　　　　　　Ｖｒ＝λ×δ／２　　　　　　　　　　　　　　（１）
　レーザ光源１１，１２は、それぞれ異なる波長λ１，λ２を使用しているため、波長λ１，λ２に対応してそれぞれ発生するドップラーシフト量δ１，δ２も互いに異なる。この場合、ドップラーシフト量δ１，δ２にそれぞれ対応する相対速度Ｖｒ１，Ｖｒ２は、次式（２Ａ），（２Ｂ）で与えられる。
　　　Ｖｒ１＝λ１×δ１／２　　　　　　　　　　　　　　（２Ａ）
　　　Ｖｒ２＝λ２×δ２／２　　　　　　　　　　　　　　（２Ｂ）
　たとえば、仮に、λ１＝１５５０．０ｎｍ、λ２＝１５５１．０ｎｍのように波長λ１，λ２が選定されたとの条件を考える。この条件下でターゲットの相対速度の計測可能範囲（以下「速度計測範囲」という。）における速度の絶対値の最大値Ｖｍａｘが１００ｍ／秒である場合、ターゲットが最大値Ｖｍａｘの相対速度で移動すると、ドップラーシフト量δ１は１２９．０３２ＭＨｚであり、ドップラーシフト量δ２は１２８．９４９ＭＨｚとなる。図６は、このような条件での波長λ１，λ２にそれぞれ対応するドップラーシフトスペクトル成分Ｓ１，Ｓ２の例を概略的に示すグラフである。図６において、Ｓ１は、補正スペクトルにおいて波長λ１に対応するドップラーシフトスペクトル成分であり、Ｓ２は、補正スペクトルにおいて波長λ２に対応するドップラーシフトスペクトル成分である。また、図６には、高調波成分などの不要周波数成分Ｕ１，Ｕ２も示されている。これら不要周波数成分Ｕ１，Ｕ２については後述する。
　図６の例では、ドップラーシフトスペクトル成分Ｓ１，Ｓ２の２つのピークが同一の周波数ビン内に収まらない。言い換えれば、ドップラーシフトスペクトル成分Ｓ１，Ｓ２のピーク間の周波数差は、周波数分解能に相当する周波数ビンの幅Δｆよりも大きい。これらドップラーシフトスペクトル成分Ｓ１，Ｓ２の２つのピークが互いに異なる周波数ビンの位置に存在すると、受信品質が低い環境下では、ピーク検出の失敗、あるいは、相対速度Ｖｒの算出精度の低下が生じるおそれがある。たとえば、受信光の強度が低い場合、または受信信号ＤＳの信号対雑音比が劣化している場合には、ピーク検出の失敗、あるいは相対速度Ｖｒの算出精度の低下が生じる。
　そこで、本実施の形態では、ドップラーシフトスペクトル成分Ｓ１，Ｓ２のピークが同一の周波数ビン内に収まるようにレーザ光源１１，１２の発振波長λ１，λ２が選定される。言い換えれば、速度計測範囲内の任意の速度に対して、周波数解析前の受信信号ＤＳのスペクトルにおいて波長λ１，λ２にそれぞれ対応して現れるピーク間の周波数差が周波数分解能（各周波数ビンの幅）Δｆ以下となるように、レーザ光源１１，１２の発振波長λ１，λ２が設定されている。これにより、受信スペクトルにおいては波長λ１，λ２にそれぞれ対応して現れるピークを、同一の周波数ビン内に収めることが可能となる。
　より具体的には、速度計測範囲内における速度の絶対値の最大値がＶｍａｘ、波長λ１，λ２のうちの最大波長がλｍａｘ、波長λ１，λ２のうちの最小波長がλｍｉｎ、周波数分解能（各周波数ビンの幅）がΔｆでそれぞれ表されるとき、次式（３）を満たす波長λ１，λ２のレーザ光を出力するレーザ光源１１，１２を選定することが望ましい。
　　　Δｆ＞２×Ｖｍａｘ×（１／λｍｉｎ－１／λｍａｘ）　　（３）
　図７は、レーザ光源１１，１２の発振波長λ１，λ２が式（３）を満たすように最適化された場合のドップラーシフトスペクトル成分Ｓ１，Ｓ２の例を示すグラフである。図７に示されるようにドップラーシフトスペクトル成分Ｓ１，Ｓ２のピークは、同一の周波数ビン内に収められる。したがって、図６の場合と比べると、ドップラーシフトスペクトル成分Ｓ１，Ｓ２の重ね合わせにより鋭いピークが形成されるため、ピークの検出精度が向上し、相対速度Ｖｒの算出精度も向上する。
　ここで、本実施の形態では、独立したレーザ光源１１，１２の個数は２個であるが、この個数に限定されるものではない。互いに異なるｎ個（ｎは２以上の整数）の波長λ１，λ２，…，λｎのレーザ光をそれぞれ出力するｎ個のレーザ光源が使用されてもよい。この場合には、ｎ個の波長λ１～λｎのうちの最大波長をλｍａｘとし、ｎ個の波長λ１～λｎのうちの最小波長をλｍｉｎとして、上式（３）を満たす波長λ１～λｎのレーザ光を出力するｎ個のレーザ光源を選定することが望ましい。このようにして基準光源を構成するｎ個のレーザ光源が選定されることで、受信スペクトルおよび補正スペクトルにおいて波長λ１～λｎに対応して現れるｎ個のピークを同一の周波数ビン内に収めることができる。したがって、受信スペクトルおよび補正スペクトルに鋭いピークが形成されるため、ピークの検出精度が向上し、相対速度Ｖｒの算出精度も向上する。
　次に、図２に示される第２計測部６０の動作について説明する。第２計測部６０においては、上述のとおり、包絡線検波器６１は、ディジタル領域でのキャリア信号に相当する受信信号ＤＳの包絡線を検波し、その検波結果を示す包絡線検波信号をエッジ検出部６２に出力する。包絡線検波器６１は、受信信号ＤＳに対して所定の透過周波数帯域幅ＢＷを有している。透過周波数帯域幅ＢＷは、第１計測部４０における速度計測幅を最大値Ｖｍａｘとしたときのドップラーシフト周波数成分を通過させる帯域幅であればよい。このため、透過周波数帯域幅ＢＷは、レーザ光の波長λについて、次式（４）に基づいて算出可能である。
　　　ＢＷ＝４×Ｖｍａｘ／λ　　　　　　　　　　　　　（４）
　図８Ａ～図８Ｅは、送信光、受信光、受信信号（ヘテロダイン検波信号）、包絡線検波信号およびエッジ検出信号の例を示すグラフである。図８Ａに示される振幅を有する送信光が送信された場合、図８Ｂに示される振幅を有する受信光が受信される。図８Ｃは、図８Ｂに示される受信光から得られた受信信号波形を表している。図８Ｄは、図８Ｃに示される受信信号波形から得られた包絡線検波信号の波形を表している。
　エッジ検出部６２は、包絡線検波信号の信号波形のエッジを検出し、その検出結果を示すエッジ検出信号（たとえば、ＴＴＬ信号）を測距部６３に出力する。図８Ｅは、図８Ｄに示される包絡線検波信号の信号波形の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジを検出することにより生成されたエッジ検出信号のパルス波形を表している。
　測距部６３は、送信光パルスの送信タイミングとこれに対応する受信光の受信タイミングとの間の時間差を示す遅延時間τを計測し、その遅延時間τに基づいてターゲットとの距離を算出することができる。この遅延時間τは、ターゲットとの距離Ｒに応じて変化する。遅延時間τは、たとえば、次式（５）で与えられる。ここでｃは光速である。
　　　τ＝２×Ｒ／ｃ　　　　　　　　　　　　　　　　　（５）
　以上に説明したように、実施の形態１によれば、レーザレーダ装置１は、互いに異なる複数の波長λ１，λ２をそれぞれ有する複数のレーザ光を合波して基準光を生成する基準光源１０を備えていることから、ターゲットと光検出器２８の受光面との間の伝搬経路内で、複数の波長λ１，λ２にそれぞれ対応する複数の干渉条件を発生させることができる。これにより、スペックルノイズの発生が抑制され、スペックルノイズに起因する受信信号ＤＳの強度変動を抑制することが可能である。このため、実施の形態１のレーザレーダ装置１は、受信信号ＤＳの信号対雑音比を向上させることができる。したがって、計測値の算出精度が向上し、送信光パルスの１ショットでも計測値の高精度算出が可能である。
　また、実施の形態１によれば、速度計測範囲内の任意の速度に対して、周波数解析前の受信信号ＤＳのスペクトルにおいて波長λ１，λ２にそれぞれ対応して現れるピーク間の周波数差が周波数分解能（各周波数ビンの幅）Δｆ以下となるように、レーザ光源１１，１２の発振波長λ１，λ２が設定されている。これにより、受信スペクトルにおいては波長λ１，λ２にそれぞれ対応して現れるピークを、同一の周波数ビン内に収めることができる。したがって、ピークの検出精度が向上し、計測値の算出精度も向上する。
実施の形態２．
　次に、本発明に係る実施の形態２について説明する。上記実施の形態１では、基準光源１０を構成するレーザ光源１１，１２の発振波長λ１，λ２の選択条件が設けられていた。これに対し、実施の形態２では、そのような選択条件は設けられていない。また、実施の形態２は、ヘテロダイン検波により得られたアナログ受信信号またはディジタル受信信号の周波数帯域を制限して不要な周波数成分を除去する帯域制限フィルタを備える。このような帯域制限フィルタは、アナログフィルタまたはディジタルフィルタのいずれでもよい。
　図９は、本発明に係る実施の形態２であるレーザレーダ装置２の構成例を概略的に示す図である。図９に示されるように、レーザレーダ装置２は、基準光源１０、光分配器２１、光変調器２２、光送受信部２３、光合波器２６、光検出回路２７および信号処理回路３２を備えて構成されている。本実施の形態のレーザレーダ装置２の構成は、実施の形態１の信号処理回路３１（図１）に代えて図９の信号処理回路３２を有する点を除いて、上記実施の形態１のレーザレーダ装置１の構成と同じである。図９の構成例では、信号処理回路３２が帯域制限フィルタを有している。
　図１０は、実施の形態２の信号処理回路３２の構成例を概略的に示すブロック図である。図１０に示されるように信号処理回路３２は、第１計測部４１および第２計測部６０を含む。第２計測部６０の構成は、上記実施の形態１の第２計測部６０の構成と同じである。第１計測部４１は、上記実施の形態１の第１計測部４０と同様に、周波数解析器４４、スペクトル補正部４５および計測値算出部５０を有する。
　本実施の形態の第１計測部４１は、さらに、帯域制限フィルタとして動作するバンドパスフィルタ４６を有する。バンドパスフィルタ４６は、計測値算出部５０よりも前段に設けられており、スペクトル補正部４５で算出された補正スペクトルの周波数帯域を制限することで帯域制限スペクトルを生成し、生成された帯域制限スペクトルを計測値算出部５０に出力する。バンドパスフィルタ４６は、補正スペクトルの周波数帯域を制限することで不要な周波数成分を除去することができる。
　図１１は、バンドパスフィルタ４６の通過帯域および遮断帯域の例を示すグラフである。図１１には、波長λ１，λ２にそれぞれ対応するドップラーシフトスペクトル成分Ｓ１，Ｓ２が示されている。高調波成分などの不要周波数成分Ｕ１，Ｕ２は、バンドパスフィルタ４６の遮断帯域によって除去される。
　また、計測値算出部５０は、帯域制限スペクトルに現れる単一のピークを検出した場合には、当該検出されたピークに対応するドップラーシフト量に基づいてターゲットの相対速度Ｖｒを算出する。一方、計測値算出部５０は、帯域制限スペクトルにおいて複数の波長λ１，λ２にそれぞれ対応して現れる複数のピークを検出した場合には、当該検出された複数のピークにそれぞれ対応するドップラーシフト量に基づいてターゲットの複数の相対速度成分Ｖｒ１，Ｖｒ２を算出する。さらに、計測値算出部５０は、これら複数の相対速度成分Ｖｒ１，Ｖｒ２を平均化することで当該ターゲットの相対速度Ｖｒを算出することができる。平均化処理としては、二乗平均を使用すればよい。このとき、相対速度Ｖｒは、次式（６）に基づいて算出可能である。
　　　Ｖｒ＝［（Ｖｒ１）２＋（Ｖｒ２）２］１／２　　　　（６）
　なお、計測値算出部５０は、帯域制限スペクトルにおいて複数の波長λ１，λ２にそれぞれ対応して現れる複数のピークを検出した場合には、これら複数のピークにそれぞれ対応する複数のドップラーシフトスペクトル成分の信号対雑音比を検出し、検出された信号対雑音比に基づき、ドップラーシフトスペクトル成分それぞれについて周波数検出精度を評価する機能を有していてもよい。計測値算出部５０は、その評価結果に基づき、平均化処理をせずに、評価の高い１つのドップラーシフトスペクトル成分の検出ピークのみに基づき、ターゲットの相対速度Ｖｒを算出することができる。
　以上に説明したように、上記実施の形態１の場合と同様に、本実施の形態のレーザレーダ装置２は基準光源１０を備えていることから、スペックルノイズの発生を抑制し、スペックルノイズに起因する受信信号ＤＳの強度変動を抑制することができる。このため、受信信号ＤＳの信号対雑音比の向上が可能である。したがって、計測値の算出精度が向上し、送信光パルスの１ショットでも計測値の高精度算出が可能である。
　また、実施の形態２では、バンドパスフィルタ４６は、スペクトル補正部４５で算出された補正スペクトルの周波数帯域を制限することで帯域制限スペクトルを生成するので、不要な周波数成分を除去することができる。さらに、計測値算出部５０は、帯域制限スペクトルにおいて複数の波長λ１，λ２にそれぞれ対応して現れる複数のピークを検出した場合でも、当該検出された複数のピークに基づいてターゲットの複数の相対速度成分Ｖｒ１，Ｖｒ２を算出し、これら複数の相対速度成分Ｖｒ１，Ｖｒ２を平均化することで当該ターゲットの相対速度Ｖｒを算出する。したがって、基準光源１０を構成するレーザ光源１１，１２の発振波長λ１，λ２が制限されない場合でも、検出された複数のピークに基づいてターゲットの相対速度Ｖｒを算出することできる。
　なお、本実施の形態では、レーザ光源１１，１２の個数は２個であるが、この個数に限定されるものではない。互いに異なるｎ個（ｎは２以上の整数）の波長λ１，λ２，…，λｎのレーザ光をそれぞれ出力するｎ個のレーザ光源が使用されてもよい。この場合には、計測値算出部５０は、波長数に応じた数のピークを検出すればよい。すなわち、計測値算出部５０は、帯域制限スペクトルにおいて複数の波長λ１，λ２，…，λｎにそれぞれ対応して現れる複数のピークを検出し、当該検出された複数のピークに基づいてターゲットの複数の相対速度成分を算出すればよい。計測値算出部５０は、当該複数の相対速度成分を平均化（たとえば、二乗平均化）することでターゲットの相対速度を算出することができる。
　また、上記バンドパスフィルタ４６に代えて、アナログ受信信号ＢＳの周波数帯域を制限して不要な周波数成分を除去するアナログフィルタ、あるいは、周波数解析前の受信信号ＤＳの周波数帯域を制限して不要な周波数成分を除去するディジタルフィルタが使用されてもよい。
実施の形態３．
　次に、本発明に係る実施の形態３について説明する。図１２は、本発明に係る実施の形態３であるレーザレーダ装置３の構成例を概略的に示す図である。図１２に示されるように、レーザレーダ装置３は、基準光源１０、光分配器２１、光変調器２２、光送受信部２３、切替制御部８０、光スイッチ８１、光合波器２６、光検出回路２７および信号処理回路３３を備えて構成されている。
　本実施の形態のレーザレーダ装置３の構成は、切替制御部８０および光スイッチ８１を有する点と、実施の形態２の信号処理回路３２（図９）に代えて図１２の信号処理回路３３を有する点とを除いて、上記実施の形態２のレーザレーダ装置２の構成と同じである。
　光スイッチ８１は、光分配器２１と光合波器２６との間の光伝送経路に設けられている。光分配器２１と光スイッチ８１とは光伝送路Ｃ２ａを介して互いに光学的に結合され、光スイッチ８１と光合波器２６とは光伝送路Ｃ２ｂを介して互いに光学的に結合されている。たとえば、これら光伝送路Ｃ２ａ，Ｃ２ｂは光ファイバケーブルで構成可能である。
　光スイッチ８１は、切替制御部８０から供給された切替制御信号ＳＣに従って、波長を切り替える動作を行う光分離器である。すなわち、光スイッチ８１は、切替制御信号ＳＣに従って、光伝送路Ｃ２ａから入力された参照光の中から、複数の波長λ１，λ２をそれぞれ有する複数の参照光成分を選択的に順次分離する。具体的には、光スイッチ８１は、まず、波長λ１の参照光成分を参照光から分離してその参照光成分を光伝送路Ｃ２ｂに出力し、次いで、波長λ２の参照光成分を参照光から分離してその参照光成分を光伝送路Ｃ２ｂに出力する。
　この場合、光合波器２６は、まず、波長λ１の参照光成分と受信光とを合波して合波光を生成し、その合波光を光検出回路２７に出力する。次いで、光合波器２６は、波長λ２の参照光成分と受信光とを合波して合波光を生成し、その合波光を光検出回路２７に出力する。よって、光検出回路２７は、まず、波長λ１の参照光成分に対応する受信信号ＤＳ（以下「第１の受信信号ＤＳ１」という。）を信号処理回路３３に出力し、次いで、波長λ２の参照光成分に対応する受信信号ＤＳ（以下「第２の受信信号ＤＳ２」という。）を信号処理回路３３に出力することとなる。
　図１３は、実施の形態３の信号処理回路３３の構成例を概略的に示すブロック図である。図１３に示されるように信号処理回路３３は、第１計測部４２および第２計測部６０を含む。第２計測部６０の構成は、上記実施の形態１の第２計測部６０の構成と同じである。第１計測部４２は、上記実施の形態２の第１計測部４１と同様に、周波数解析器４４、スペクトル補正部４５、バンドパスフィルタ４６および計測値算出部５０を有する。本実施の形態の第１計測部４２は、さらに、切替制御信号ＳＣと同期して動作するスケール変換部４７と、スケール変換部４７の出力を一時的に記憶するメモリ４８と、切替制御信号ＳＣと同期して動作するスペクトル積算部４９とを有している。
　バンドパスフィルタ４６は、まず、第１の受信信号ＤＳ１に対応する帯域制限スペクトル（以下「第１の帯域制限スペクトル」という。）を生成し、次いで、第２の受信信号ＤＳ２に対応する帯域制限スペクトル（以下「第２の帯域制限スペクトル」という。）を生成する。スケール変換部４７は、これら第１および第２の帯域制限スペクトルのうちの１つを基準スペクトルとし、残る帯域制限スペクトルの周波数軸方向のスケールを所定の変換係数ｋで変換することでスケール変換スペクトルを生成する。これにより、スケール変換スペクトルに現れるドップラーシフトスペクトル成分の周波数軸上の位置を、基準スペクトルに現れるドップラーシフトスペクトル成分の周波数軸上の位置にほぼ一致させて、これらドップラーシフトスペクトル成分を同一の周波数ビン（基準スペクトルの周波数ビン）に収めることが可能となる。スケール変換部４７は、基準スペクトルおよびスケール変換スペクトルを示すデータをメモリ４８に一時記憶させる。
　たとえば、第２の帯域制限スペクトルが基準スペクトルとして選択された場合は、第１の帯域制限スペクトルの周波数軸方向のスケールを変換係数ｋ＝λ２／λ１で変換することができる。図１４Ａは、スケール変換により得られたドップラーシフトスペクトル成分Ｓ１ｃを含む第１の帯域制限スペクトルの例を示すグラフであり、図１４Ｂは、ドップラーシフトスペクトル成分Ｓ２を含む第２の帯域制限スペクトルの例を示す図である。図１４Ａおよび図１４Ｂに示されるように、ドップラーシフトスペクトル成分Ｓ１ｃの位置は、ドップラーシフトスペクトル成分Ｓ２の周波数ビンの位置と一致する。
　スペクトル積算部４９は、基準スペクトルおよびスケール変換スペクトルを示すデータをメモリ４８から読み出し、これら基準スペクトルおよびスケール変換スペクトルを積算して積算スペクトルを算出する。計測値算出部５０は、最大値検出法または重心法により、積算スペクトルに現れるピークを検出し、検出されたピークの位置に基づいてドップラーシフト量を算出する。計測値算出部５０は、ドップラーシフト量から、視線方向に対するターゲットの相対速度を算出することができる。
　スケール変換スペクトルに現れるドップラーシフトスペクトル成分のピーク位置は、基準スペクトルに現れるドップラーシフトスペクトル成分のピーク位置とほぼ一致する。このため、積算スペクトルには、これらドップラーシフトスペクトル成分の重ね合わせにより単一の周波数ビンの位置に鋭いピークが形成される。したがって、計測値算出部５０は、高い精度でピークを検出することができ、ターゲットの相対速度を高い精度で算出することができる。
　以上に説明したように実施の形態３によれば、上記実施の形態１の場合と同様に、レーザレーダ装置３は基準光源１０を備えていることから、スペックルノイズの発生を抑制し、スペックルノイズに起因する受信信号ＤＳの強度変動を抑制することができる。このため、受信信号ＤＳの信号対雑音比の向上が可能である。また、レーザレーダ装置３の信号処理回路３３は、積算スペクトルを算出するスペクトル積算部４９を備えていることから、計測値算出部５０は、低ノイズの積算スペクトルに基づいて計測値を算出することができる。したがって、計測値の算出精度が向上し、送信光パルスの１ショットでも計測値の高精度算出が可能である。
　また、信号処理回路３３はスケール変換部４７を備えることから、スケール変換スペクトルに現れるドップラーシフトスペクトル成分の周波数軸上の位置を、基準スペクトルに現れるドップラーシフトスペクトル成分の周波数軸上の位置にほぼ一致させることができる。このため、積算スペクトルには、ドップラーシフトスペクトル成分の重ね合わせにより単一の周波数ビンの位置に鋭いピークが形成される。したがって、本実施の形態のレーザレーダ装置３は、基準光源１０を構成するレーザ光源１１，１２の発振波長λ１，λ２が制限されない場合でも、検出された複数のピークに基づいてターゲットに関する計測値を高い精度で算出することできる。
　なお、本実施の形態では、レーザ光源１１，１２の個数は２個であるが、この個数に限定されるものではない。互いに異なるｎ個（ｎは２以上の整数）の波長λ１，λ２，…，λｎのレーザ光をそれぞれ出力するｎ個のレーザ光源が使用されてもよい。
　また、上記実施の形態２の場合と同様に、本実施の形態でも、バンドパスフィルタ４６に代えて、アナログ受信信号ＢＳの周波数帯域を制限して不要な周波数成分を除去するアナログフィルタ、あるいは、周波数解析前の受信信号ＤＳの周波数帯域を制限して不要な周波数成分を除去するディジタルフィルタが使用されてもよい。
実施の形態４．
　次に、本発明に係る実施の形態４について説明する。実施の形態４は、上記実施の形態３の変形例であり、上記実施の形態４と同様の効果を奏するように構成されている。
　図１５は、本発明に係る実施の形態４であるレーザレーダ装置４の構成例を概略的に示す図である。図１５に示されるように、レーザレーダ装置４は、実施の形態３のレーザレーダ装置３と同様に、基準光源１０、光分配器２１、光変調器２２および光送受信部２３を備えている。本実施の形態のレーザレーダ装置４は、さらに、光分配器８２、波長分波器８３、光合波器（光合波素子）２６Ａ，２６Ｂ、光検出回路２７Ｍおよび信号処理回路３３Ｍを備える。
　光分配器８２は、光サーキュレータ２４と光合波器２６Ａとの間の光伝送経路に設けられている。光サーキュレータ２４と光分配器８２とは光伝送路Ｃ５ａを介して互いに光学的に結合され、光分配器８２と光合波器２６Ａとは光伝送路Ｃ５ｂを介して互いに光学的に結合されている。また、波長分波器８３は、光分配器２１と光合波器２６Ａとの間の光伝送経路に設けられている。光分配器２１と波長分波器８３とは光伝送路Ｃ２ａを介して互いに光学的に結合され、波長分波器８３と光合波器２６Ａとは光伝送路Ｃ２ｂを介して互いに光学的に結合されている。さらに、光分配器８２と光合波器２６Ｂとは光伝送路Ｃ５ｃを介して互いに光学的に結合され、波長分波器８３と光合波器２６Ｂとは光伝送路Ｃ２ｃを介して互いに光学的に結合されている。
　光分配器８２は、光サーキュレータ２４から光伝送路Ｃ５ａを介して入力された受信光を光伝送路Ｃ５ｂ，Ｃ５ｃに分配する光部品である。すなわち、光分配器８２は、入力された受信光を所定の分岐比（５０：５０）で第１の受信光と第２の受信光とに分解し、第１の受信光を光伝送路Ｃ５ｂに出力するとともに、第２の受信光を光伝送路Ｃ５ｃに出力する。たとえば、光分配器８２は、誘電体多層膜フィルタを用いた分岐ミラー、またはビームスプリッタで構成可能である。
　波長分波器８３は、光伝送路Ｃ２ａから入力された参照光の中から、複数の波長λ１，λ２をそれぞれ有する複数の参照光成分を同時に分離する光分離器である。すなわち、波長分波器８３は、波長λ１の参照光成分を参照光から分離してその参照光成分を光伝送路Ｃ２ｂに出力し、同時に、波長λ２の参照光成分を参照光から分離してその参照光成分を光伝送路Ｃ２ｃに出力する。
　光合波器２６Ａは、光伝送路Ｃ２ｂから入力された参照光と光伝送路Ｃ５ｂから入力された第１の受信光とを合波して光ビート信号成分を含む合波光を生成する光合波素子である。合波光は、光伝送路Ｃ６，Ｃ７を伝搬して光検出回路２７Ｍに入射する。光合波器２６Ａは、光検出回路２７Ｍのバランスド受信器構成に合わせて、互いに１８０°異なる位相を有する合波光（正相の光と逆相の光）を光伝送路Ｃ６，Ｃ７にそれぞれ出力するように構成されている。このような光合波器２６Ａは、たとえば、９０°ハイブリッドカプラを用いて構成可能である。
　一方、光合波器２６Ｂは、光伝送路Ｃ２ｃから入力された参照光と光伝送路Ｃ５ｃから入力された第２の受信光とを合波して光ビート信号成分を含む合波光を生成する光合波素子である。合波光は、光伝送路Ｃ８，Ｃ９を伝搬して光検出回路２７Ｍに入射する。光合波器２６Ｂは、光合波器２６Ａと同様に、光検出回路２７Ｍのバランスド受信器構成に合わせて、互いに１８０°異なる位相を有する合波光（正相の光と逆相の光）を光伝送路Ｃ８，Ｃ９にそれぞれ出力するように構成されている。このような光合波器２６Ｂは、たとえば、９０°ハイブリッドカプラを用いて構成可能である。
　光検出回路２７Ｍは、各々がバランスド受信器構成を有する光検出器２８Ａ，２８Ｂと、光検出器２８Ａの出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２９Ａと、光検出器２８Ｂの出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２９Ｂとを含む。光検出器２８Ａは、光伝送路Ｃ６から入力された正相の光と光伝送路Ｃ７から入力された逆相の光とをそれぞれ光電変換する２個の受光素子（たとえばフォトダイオード）を有している。光検出器２８Ａは、これら受光素子の出力電流の差分に基づいてアナログ受信信号ＢＳ１を生成する。一方、光検出器２８Ｂは、光伝送路Ｃ８から入力された正相の光と光伝送路Ｃ９から入力された逆相の光とをそれぞれ光電変換する２個の受光素子（たとえばフォトダイオード）を有している。光検出器２８Ｂは、これら受光素子の出力電流の差分に基づいてアナログ受信信号ＢＳ２を生成する。光検出回路２７Ａ，２７Ｂはバランスド受信器構成を有するので、基準光源１０に起因する相対強度雑音（ＲＩＮ）の低減を実現することができる。
　ＡＤＣ２９Ａは、光変調器２２から供給されたパルストリガ信号ＰＴをトリガとして、アナログ受信信号ＢＳ１をサンプリングすることで、アナログ受信信号ＢＳ１をディジタル受信信号ＤＳ１（以下「第１の受信信号ＤＳ１」という。）に変換する。一方、ＡＤＣ２９Ｂは、パルストリガ信号ＰＴをトリガとして、アナログ受信信号ＢＳ２をサンプリングすることで、アナログ受信信号ＢＳ２をディジタル受信信号ＤＳ２（以下「第２の受信信号ＤＳ２」という。）に変換する。ＡＤＣ２９Ａ，２９Ｂは、これら第１および第２の受信信号ＤＳ１，ＤＳ２を信号処理回路３３Ｍに出力する。たとえば、ＡＤＣ２９Ａ，２９Ｂは、二重積分型Ａ／Ｄ変換器、逐次比較形Ａ／Ｄ変換器または並列比較型Ａ／Ｄ変換器で構成可能である。
　図１６は、実施の形態４の信号処理回路３３Ｍの構成例を概略的に示すブロック図である。図１６に示されるように信号処理回路３３Ｍは、第１計測部４２Ｍおよび第２計測部６０を含む。第２計測部６０の構成は、上記実施の形態１の第２計測部６０の構成と同じである。第２計測部６０は、第１の受信信号ＤＳ１に基づいてターゲットとの距離を検出することができる。
　第１計測部４２Ｍは、周波数解析器４４Ａ，４４Ｂ、スペクトル補正部４５Ａ，４５Ｂ、バンドパスフィルタ４６Ａ，４６Ｂ、スケール変換部４７Ｍ、スペクトル積算部４９Ｍおよび計測値算出部５０を有する。ここで、周波数解析器４４Ａ、スペクトル補正部４５Ａおよびバンドパスフィルタ４６Ａの構成は、上記した周波数解析器４４、スペクトル補正部４５およびバンドパスフィルタ４６の構成と同じであり、周波数解析器４４Ｂ、スペクトル補正部４５Ｂおよびバンドパスフィルタ４６Ｂの構成は、上記した周波数解析器４４、スペクトル補正部４５およびバンドパスフィルタ４６の構成と同じである。
　バンドパスフィルタ４６Ａは、第１の受信信号ＤＳ１に対応する帯域制限スペクトル（以下「第１の帯域制限スペクトル」という。）を生成する。並行して、バンドパスフィルタ４６Ｂは、第２の受信信号ＤＳ２に対応する帯域制限スペクトル（以下「第２の帯域制限スペクトル」という。）を生成する。スケール変換部４７Ｍは、実施の形態３のスケール変換部４７と同様に、これら第１および第２の帯域制限スペクトルのうちの１つを基準スペクトルとし、残る帯域制限スペクトルの周波数軸方向のスケールを所定の変換係数ｋで変換することでスケール変換スペクトルを生成する。
　スペクトル積算部４９Ｍは、実施の形態３のスペクトル積算部４９と同様に、基準スペクトルおよびスケール変換スペクトルを積算して積算スペクトルを算出する。計測値算出部５０は、最大値検出法または重心法により、積算スペクトルに現れるピークを検出し、検出されたピークの位置に基づいてドップラーシフト量を算出する。計測値算出部５０は、ドップラーシフト量から、視線方向に対するターゲットの相対速度を算出することができる。
　スケール変換スペクトルに現れるドップラーシフトスペクトル成分のピーク位置は、基準スペクトルに現れるドップラーシフトスペクトル成分のピーク位置とほぼ一致する。このため、積算スペクトルには、これらドップラーシフトスペクトル成分の重ね合わせにより単一の周波数ビンの位置に鋭いピークが形成される。したがって、計測値算出部５０は、高い精度でピークを検出することができ、ターゲットの相対速度を高い精度で算出することができる。
　以上に説明したように実施の形態４によれば、上記実施の形態１の場合と同様に、レーザレーダ装置４は基準光源１０を備えていることから、スペックルノイズの発生を抑制し、スペックルノイズに起因する受信信号ＤＳ１，ＤＳ２の強度変動を抑制することができる。このため、受信信号ＤＳ１，ＤＳ２の信号対雑音比の向上が可能である。また、レーザレーダ装置４の信号処理回路３３Ｍは、積算スペクトルを算出するスペクトル積算部４９Ｍを備えていることから、計測値算出部５０は、低ノイズの積算スペクトルに基づいて計測値を算出することができる。したがって、計測値の算出精度が向上する。送信光パルスの１ショットでも計測値の高精度算出が可能である。
　また、信号処理回路３３Ｍはスケール変換部４７Ｍを備えることから、スケール変換スペクトルに現れるドップラーシフトスペクトル成分の周波数軸上の位置を、基準スペクトルに現れるドップラーシフトスペクトル成分の周波数軸上の位置にほぼ一致させることができる。このため、積算スペクトルには、ドップラーシフトスペクトル成分の重ね合わせにより単一の周波数ビンの位置に鋭いピークが形成される。したがって、本実施の形態のレーザレーダ装置４は、基準光源１０を構成するレーザ光源１１，１２の発振波長λ１，λ２が制限されない場合でも、検出された複数のピークに基づいてターゲットに関する計測値を高い精度で算出することできる。
　なお、本実施の形態では、レーザ光源１１，１２の個数は２個であるが、この個数に限定されるものではない。互いに異なるｎ個（ｎは２以上の整数）の波長λ１，λ２，…，λｎのレーザ光をそれぞれ出力するｎ個のレーザ光源が使用されてもよい。
　また、上記実施の形態２の場合と同様に、本実施の形態でも、バンドパスフィルタ４６Ａ，４６Ｂに代えて、アナログ受信信号ＢＳ１，ＢＳ２の周波数帯域を制限して不要な周波数成分を除去するアナログフィルタ、あるいは、周波数解析前の受信信号ＤＳ１，ＤＳ２の周波数帯域を制限して不要な周波数成分を除去するディジタルフィルタが使用されてもよい。
実施の形態１～４の変形例．
　以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べたが、これら実施の形態は本発明の例示であり、これら実施の形態以外の様々な形態を採用することもできる。
　上記した実施の形態２～４の信号処理回路３２，３３，３３Ｍの各々のハードウェア構成は、上記実施の形態１の場合と同様に、たとえば、ＤＳＰ，ＡＳＩＣまたはＦＰＧＡなどの半導体集積回路を有する単数または複数のプロセッサで実現されればよい。あるいは、信号処理回路３２，３３，３３Ｍの各々のハードウェア構成は、メモリから読み出されたソフトウェアまたはファームウェアのプログラムコードを実行する、ＣＰＵまたはＧＰＵなどの演算装置を含む単数または複数のプロセッサで実現されてもよい。ＤＳＰなどの半導体集積回路とＣＰＵなどの演算装置との組み合わせを含む単数または複数のプロセッサで信号処理回路３２，３３，３３Ｍの各々のハードウェア構成が実現されてもよい。さらには、図３に示した信号処理回路７０で信号処理回路３２，３３，３３Ｍの各々のハードウェア構成が実現されてもよい。
　また、上記実施の形態１～４のレーザレーダ装置１～４は、送信光パルスに基づいて計測値を検出するパルス型のレーザレーダ装置である。この代わりに、ＣＷ波（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅ）方式で計測値を算出するように上記実施の形態１～４のレーザレーダ装置１～４の構成が変更されてもよい。
　また、上記実施の形態１は、第１計測部４０および第２計測部６０が同時並行に動作するように構成されていたが、この代わりに、実施の形態１の構成が、動作条件を定める測定パラメータに応じて、第１計測部４０および第２計測部６０のうちのいずれか一方のみ、または第１計測部４０および第２計測部６０の双方が動作するように変更されてもよい。この場合、実施の形態１のレーザレーダ装置１は、当該測定パラメータに応じた動作モード（すなわち、ターゲットの相対速度のみを算出する動作モード、ターゲットとの距離のみを算出する動作モード、および、相対速度および距離の双方を算出する動作モードのうちのいずれか）で動作することができる。同様に、実施の形態２の構成は、測定パラメータに応じて、第１計測部４１および第２計測部６０のうちのいずれか一方のみ、または第１計測部４１および第２計測部６０の双方が動作するように変更されてよく、実施の形態３の構成は、測定パラメータに応じて、第１計測部４２および第２計測部６０のうちのいずれか一方のみ、または第１計測部４２および第２計測部６０の双方が動作するように変更されてよく、実施の形態４の構成は、測定パラメータに応じて、第１計測部４２Ｍおよび第２計測部６０のうちのいずれか一方のみ、または第１計測部４２Ｍおよび第２計測部６０の双方が動作するように変更されてよい。
　本発明の範囲内において、上記実施の形態１～４の自由な組み合わせ、各実施の形態の任意の構成要素の変形、または各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。
　本発明に係るレーザレーダ装置は、レーザ光を用いてターゲットで散乱または反射された光を計測することによって当該ターゲットの速度などの情報を検知することができるので、たとえば、大気状態を観測する観測システム、および車両などの移動体を検出する移動体検出システムに用いられるのに適している。
　１～４　レーザレーダ装置、１０　多波長基準光源、１１，１２　レーザ光源、１３　光合波器、１４　集光光学系、１５　光接続部、２１　光分配器、２２　光変調器、２３　光送受信部、２４　光サーキュレータ、２５　光アンテナ、２６，２６Ａ，２６Ｂ　光合波器、２７，２７Ｍ　光検出回路、２８，２８Ａ，２８Ｂ　光検出器、２９　Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）、３１～３３，３３Ｍ　信号処理回路、４０～４２，４２Ｍ　第１計測部、４４，４４Ａ，４４ｂ　周波数解析器、４５，４５Ａ，４５Ｂ　スペクトル補正部、４６，４６Ａ，４６Ｂ　バンドパスフィルタ、４７，４７Ｍ　スケール変換部、４８　メモリ、４９，４９Ｍ　スペクトル積算部、５０　計測値算出部、６０　第２計測部、６１　包絡線検波器、６２　エッジ検出部、６３　測距部、７０　信号処理回路、７１　プロセッサ、７２　メモリ、７３　入力インタフェース部、７４　出力インタフェース部、７５　信号路、８０　切替制御部、８１　光スイッチ（光分離器）、８２　光分配器、８３　波長分波器（光分離器）、Ｃ０～Ｃ９　光伝送路、Ｔｇｔ　ターゲット。

Claims (12)

  1. 　互いに異なる複数の波長をそれぞれ有する複数のレーザ光を合波して基準光を生成する基準光源と、
    　前記基準光を送信光と参照光とに分解する光分配器と、
    　前記送信光を変調して変調送信光を生成する光変調器と、
    　前記変調送信光を外部空間に放射し、前記外部空間内のターゲットで散乱または拡散された光を受信する光送受信部と、
    　前記参照光と前記光送受信部で受信された光とを合波して光ビート信号を生成する光合波器と、
    　前記光ビート信号を光電変換して受信信号を生成する光検出回路と、
    　信号処理回路とを備え、
    　前記信号処理回路は、
    　予め定められた周波数分解能で前記受信信号に周波数解析を施して前記受信信号のスペクトルを算出する周波数解析器と、
    　当該算出されたスペクトルに基づいて前記ターゲットに関する計測値を算出する計測値算出部とを含み、
    　前記複数の波長は、前記受信信号のスペクトルにおいて前記複数の波長にそれぞれ対応して現れる複数のピーク間の周波数差が前記周波数分解能以下となるように設定されていることを特徴とするレーザレーダ装置。
  2. 　請求項１記載のレーザレーダ装置であって、
    　前記計測値算出部は、予め定められた速度計測範囲内で前記ターゲットの相対速度を前記計測値として算出し、
    　前記速度計測範囲内における速度の絶対値の最大値がＶｍａｘ，前記複数の波長のうちの最大波長がλｍａｘ，前記複数の波長のうちの最小波長がλｍｉｎ，前記周波数分解能がΔｆでそれぞれ表されるとき、前記複数の波長は、
    　　　　Δｆ＞２×Ｖｍａｘ×（１／λｍｉｎ－１／λｍａｘ）、
    との関係式を満たすように設定されていることを特徴とするレーザレーダ装置。
  3. 　請求項１または請求項２記載のレーザレーダ装置であって、前記複数のレーザ光の各々のスペクトル線幅が１００ＭＨｚ以下であることを特徴とするレーザレーダ装置。
  4. 　互いに異なる複数の波長をそれぞれ有する複数のレーザ光を合波して基準光を生成する基準光源と、
    　前記基準光を送信光と参照光とに分解する光分配器と、
    　前記送信光を変調して変調送信光を生成する光変調器と、
    　前記変調送信光を外部空間に放射し、前記外部空間内のターゲットで散乱または拡散された光を受信する光送受信部と、
    　前記参照光と前記光送受信部で受信された光とを合波して光ビート信号を生成する光合波器と、
    　前記光ビート信号を光電変換して受信信号を生成する光検出回路と、
    　信号処理回路とを備え、
    　前記信号処理回路は、
    　前記受信信号に周波数解析を施して前記受信信号のスペクトルを算出する周波数解析器と、
    　前記スペクトルにおいて前記複数の波長にそれぞれ対応して現れる複数のピークを検出し、当該検出された複数のピークに基づいて前記ターゲットの複数の相対速度成分を算出する計測値算出部とを含み、
    　前記計測値算出部は、前記複数の相対速度成分を平均化することで当該ターゲットの相対速度を算出する、
    ことを特徴とするレーザレーダ装置。
  5. 　請求項４記載のレーザレーダ装置であって、
    　前記光検出回路または前記信号処理回路のいずれか一方が、前記受信信号の周波数帯域を制限する帯域制限フィルタを含み、
    　前記帯域制限フィルタは、前記計測値算出部よりも前段に設けられている
    ことを特徴とするレーザレーダ装置。
  6. 　請求項５記載のレーザレーダ装置であって、
    　前記信号処理回路は、前記帯域制限フィルタとして動作するバンドパスフィルタを含み、
    　前記バンドパスフィルタは、前記周波数解析器で算出されたスペクトルの周波数帯域を制限することで帯域制限スペクトルを生成し、
    　前記計測値算出部は、前記帯域制限スペクトルにおいて現れる前記複数のピークを検出し、当該検出された複数のピークに基づいて前記複数の相対速度成分を算出する
    ことを特徴とするレーザレーダ装置。
  7. 　請求項４から請求項６のうちのいずれか１項記載のレーザレーダ装置であって、前記複数のレーザ光の各々のスペクトル線幅が１００ＭＨｚ以下であることを特徴とするレーザレーダ装置。
  8. 　互いに異なる複数の波長をそれぞれ有する複数のレーザ光を合波して基準光を生成する基準光源と、
    　前記基準光を送信光と参照光とに分解する光分配器と、
    　前記送信光を変調して変調送信光を生成する光変調器と、
    　前記変調送信光を外部空間に放射し、前記外部空間内のターゲットで散乱または拡散された光を受信する光送受信部と、
    　前記参照光の中から、前記複数の波長をそれぞれ有する複数の参照光成分を分離する光分離器と、
    　前記複数の参照光成分と前記光送受信部で受信された光とを合波して複数の光ビート信号を生成する光合波器と、
    　前記複数の光ビート信号を光電変換して複数の受信信号を生成する光検出回路と、
    　前記複数の受信信号に周波数解析を施して前記複数の受信信号それぞれの複数のスペクトルを算出する周波数解析器と、
    　前記複数のスペクトルを積算して積算スペクトルを算出するスペクトル積算部と、
    　前記積算スペクトルに基づき、前記ターゲットに関する計測値を算出する計測値算出部と
    を備えることを特徴とするレーザレーダ装置。
  9. 　請求項８記載のレーザレーダ装置であって、
    　前記複数のスペクトルのうちの１つを基準スペクトルとし、前記複数のスペクトルのうち前記基準スペクトル以外の単数または複数のスペクトルの周波数軸方向のスケールを変換してスケール変換スペクトルを生成するスケール変換部をさらに備え、
    　前記スペクトル積算部は、前記基準スペクトルおよび前記スケール変換スペクトルを積算して前記積算スペクトルを算出する、
    ことを特徴とすることを特徴とするレーザレーダ装置。
  10. 　請求項８または請求項９記載のレーザレーダ装置であって、前記光分離器は、前記参照光の中から前記複数の参照光成分を選択的に順次分離する光スイッチであることを特徴とするレーザレーダ装置。
  11. 　請求項８または請求項９記載のレーザレーダ装置であって、
    　前記光分離器は、前記参照光の中から前記複数の参照光成分を同時に分離する波長分波器であり、
    　前記光合波器は、前記光送受信部で受信された光を前記複数の参照光成分とそれぞれ合波して前記複数の光ビート信号を同時に生成する複数の光合波素子を含み、
    　前記光検出回路は、前記複数の光ビート信号をそれぞれ光電変換して前記複数の受信信号を同時に生成する複数の光検出器を含む、
    ことを特徴とするレーザレーダ装置。
  12. 　請求項８または請求項９記載のレーザレーダ装置であって、前記複数のレーザ光の各々のスペクトル線幅が１００ＭＨｚ以下であることを特徴とするレーザレーダ装置。
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