WO2019044656A1

WO2019044656A1 - フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置

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Publication number: WO2019044656A1
Application number: PCT/JP2018/031175
Authority: WO
Inventors: 浩司野阪
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2017-08-28
Filing date: 2018-08-23
Publication date: 2019-03-07
Anticipated expiration: 2020-02-28
Also published as: CN111034042B; CN111034042A; US11316499B2; US20200195230A1

Abstract

フィルタ装置（１０Ａ）は、共通端子（Ｔｃ）、入出力端子（Ｔ１およびＴ２）と、共通端子（Ｔｃ）と入出力端子（Ｔ１）とを結ぶ第１経路上に接続され、第１帯域を通過帯域とするフィルタ（１１）と、共通端子（Ｔｃ）と入出力端子（Ｔ２）とを結ぶ第２経路上に接続され、第１帯域の周波数と異なり、かつ、第１帯域の周波数と重ならない第２帯域を通過帯域とするフィルタ（１２）と、第１経路上であってフィルタ（１１）および入出力端子（Ｔ１）の間のノード（Ｘ１）と、第２経路上であってフィルタ（１２）および入出力端子（Ｔ２）の間のノード（Ｘ２）との間に接続されたスイッチ（ＳＷ１）と、第２経路上であってノード（Ｘ２）と入出力端子（Ｔ２）との間に接続されたスイッチ（ＳＷ２）とを備える。

Description

フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置

　本発明は、フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置に関する。

　スイッチの導通（オン）および非導通（オフ）の切り替えにより、狭帯域の通過帯域を有するフィルタと広帯域の通過帯域を有するフィルタとを切り替えることが可能な周波数可変フィルタ（無線受信回路）が知られている（例えば、特許文献１参照）。具体的には、上記周波数可変フィルタは、狭帯域かつ相対的に中心周波数が低いフィルタと、狭帯域かつ相対的に中心周波数が高いフィルタとが並列に接続され、当該並列接続された２つのフィルタのいずれか一方の前段および後段にスイッチが接続された回路構成を有している。

特開２００８－１６０６２９号公報

　近年、相対的に広帯域の通過帯域を有するフィルタと、当該フィルタよりも狭帯域の複数の通過帯域を分波または合波するマルチプレクサとを切り替えることが可能なマルチバンドシステムが必要とされている。このマルチバンドシステムの一例としては、例えば、広帯域の通過帯域の時分割多重（ＴＤＤ）方式と、上記広帯域の通過帯域を含む狭帯域の通過帯域を送信帯域とし、上記広帯域の通過帯域を含む狭帯域の通過帯域を受信帯域とした周波数分割多重（ＦＤＤ）方式とを切り替えるシステムが挙げられる。

　特許文献１に記載された周波数可変フィルタを用いて上記システムに対応するには、特許文献１に記載された周波数可変フィルタと、狭帯域の通過帯域を有する別のフィルタとが共通端子に接続されたフィルタ装置を構成する必要がある。この場合、合計３つのフィルタを必要とするため、回路規模が大きくなるという問題がある。

　そこで、本発明は、広帯域の通過帯域を有するフィルタと、狭帯域の通過帯域を有するマルチプレクサとを切り替えることが可能な小型のフィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置を提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るフィルタ装置は、共通端子、第１入出力端子、および、第２入出力端子と、前記共通端子と前記第１入出力端子とを結ぶ第１経路上に接続され、第１帯域を通過帯域とする第１フィルタと、前記共通端子と前記第２入出力端子とを結ぶ第２経路上に接続され、前記第１帯域の周波数と異なり、かつ、前記第１帯域の周波数と重ならない第２帯域を通過帯域とする第２フィルタと、前記第１経路上であって前記第１フィルタおよび前記第１入出力端子の間の第１ノードと、前記第２経路上であって前記第２フィルタおよび前記第２入出力端子の間の第２ノードとの間に接続された第１スイッチ素子と、前記第２経路上であって前記第２ノードと前記第２入出力端子との間に接続された第２スイッチ素子と、を備える。

　上記構成によれば、第１スイッチ素子および第２スイッチ素子のオンおよびオフを切り替えることにより、（１）第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の通過帯域（以降、第３帯域と定義する）を有し共通端子と第１入出力端子との間で構成されるフィルタと、（２）第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子と第１入出力端子との間で構成される第１フィルタを通過する信号、および、第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子と第２入出力端子との間で構成される第２フィルタを通過する信号、を合波または分波するマルチプレクサと、を切り替える小型のフィルタ装置を提供することが可能となる。

　また、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とは、排他的に導通および非導通が切り替えられてもよい。

　これにより、第１スイッチ素子がオンかつ第２スイッチがオフの場合は、共通端子と第１入出力端子との間で、第１帯域の少なくとも一部と第２帯域の少なくとも一部とを含む第３帯域を通過帯域とするフィルタが構成される。一方、第１スイッチ素子がオフかつ第２スイッチがオンの場合は、共通端子と第１入出力端子との間で第１帯域を通過帯域とし、共通端子と第２入出力端子との間で第２帯域を通過帯域とするマルチプレクサが構成される。つまり、２つのフィルタ素子および２つのスイッチ素子で、広帯域フィルタとマルチプレクサとを実現できるので、小型のフィルタ装置を提供することが可能となる。

　また、さらに、前記第２経路上であって前記第２スイッチ素子および前記第２入出力端子の間の第３ノードとグランドとの間に接続された第３スイッチ素子を備え、前記第２スイッチ素子と前記第３スイッチ素子とは、排他的に導通及び非導通が切り替えられてもよい。

　これにより、第１スイッチ素子がオンかつ第２スイッチ素子がオフの場合に共通端子と第１入出力端子との間で形成される、第３帯域を通過帯域とするフィルタの通過帯域の挿入損失を低減することができる。

　また、前記第１スイッチ素子の非導通時の容量成分であるオフ容量は、前記第２スイッチ素子の非導通時の容量成分であるオフ容量より小さくてもよい。

　第１スイッチ素子は、フィルタ装置がマルチプレクサを構成する場合にオフとなる。このとき、第１スイッチ素子のオフ容量が大きいと、第１フィルタおよび第２フィルタの相互干渉が大きくなり、相手側の通過帯域に対応する減衰帯域の特性を悪化させる。一方、第２スイッチ素子は、フィルタ装置が広帯域を通過帯域とするフィルタを構成する場合にオフとなる。このとき、第２スイッチ素子と入出力端子との間には、信号通過させるデバイスは存在しないため、第２スイッチ素子のオフ容量が大きくなっても、当該フィルタの減衰量には影響しない。以上より、第１スイッチ素子のオフ容量を、第２スイッチ素子のオフ容量より小さくすることにより、マルチプレクサの減衰特性を向上しつつフィルタ装置の特性バランスを最適化することが可能となる。

　また、前記第１スイッチ素子のオフ容量は、０．１０ｐＦ以下であってもよい。

　これにより、フィルタ装置がマルチプレクサを構成する場合における、当該マルチプレクサの減衰特性を向上できる。

　また、前記第２スイッチ素子のオフ容量は、０．３５ｐＦ以下であってもよい。

　これにより、広帯域の第３帯域を通過帯域とし、共通端子と第１入出力端子との間で構成されるフィルタの挿入損失を低減できる。

　また、前記第１スイッチ素子は、互いに直列接続された複数の単位スイッチで構成され、さらに、前記複数の単位スイッチにおけるいずれかの接続ノードである第４ノードとグランドとの間に接続され、前記第１スイッチ素子と排他的に導通及び非導通が切り替えられる第４スイッチ素子を備えてもよい。

　これにより、フィルタ装置がマルチプレクサを構成する場合における、マルチプレクサの減衰特性を、オフ容量が大きい小型の第１スイッチ素子を使用しても向上できる。よって、フィルタ装置の小型化が可能となる。

　また、さらに、前記第２経路上であって前記第２スイッチ素子と前記第２入出力端子との間に接続され、前記第２帯域を通過帯域とする第３フィルタを備えてもよい。

　これによれば、第１スイッチ素子がオンかつ第２スイッチ素子がオフの場合であって、共通端子と第１入出力端子との間で、第３帯域を通過帯域とするフィルタが機能している場合、第３フィルタは機能しない。一方、第１スイッチ素子がオフかつ第２スイッチ素子がオンの場合であってマルチプレクサが機能している場合、共通端子と第２入出力端子との間で第３フィルタが機能し、共通端子と第２入出力端子との間で構成される第２帯域を通過帯域とするフィルタの通過帯域外の減衰特性が向上する。

　また、前記第１帯域の周波数は、前記第２帯域の周波数よりも低く、前記第３フィルタ単体の通過特性における第２帯域低域側の急峻度は、前記第２フィルタ単体の通過特性における第２帯域低域側の急峻度よりも高くてもよい。

　共通端子と第１入出力端子との間で、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタが機能している場合、第２フィルタの第２帯域低域側の急峻度が高いほど、通過帯域内にリップルが生じ易くなる。一方、マルチプレクサとして機能している場合、第２フィルタの第２帯域低域側の急峻度が高いほど、第１入出力端子と第２入出力端子との間において、第１帯域のアイソレーション（減衰量）が向上する。上記構成によれば、第２帯域低域側の急峻度が高く、第３帯域の構成には寄与しない第３フィルタが配置されるので、第３帯域を通過帯域とする広帯域フィルタのリップルを低減しつつ、第１フィルタと、第２フィルタおよび第３フィルタが縦続接続されたフィルタ回路とで構成されたマルチプレクサの減衰特性およびアイソレーション特性を向上させることが可能となる。

　さらに、第３フィルタの配置により、マルチプレクサを構成する第２フィルタの共振子数を低減できる。つまり、第２フィルタを構成する共振子次数を小さくでき第２帯域を広帯域化できるので、第３帯域のリップルを低減できる。

　また、前記第１帯域の周波数は、前記第２帯域の周波数よりも低く、前記第２フィルタは、第３入出力端子および第４入出力端子を有し、前記第２フィルタ単体を前記第３入出力端子から見たインピーダンスが極大になる周波数は、前記第２帯域の低域端の周波数以下であり、前記第２フィルタ単体を前記第４入出力端子から見たインピーダンスが極大になる周波数は、前記第２帯域の低域端の周波数以下であってもよい。

　これにより、上記第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内のリップルを、２０ｄＢ以下へと向上できる。

　また、前記第１帯域の周波数は、前記第２帯域の周波数よりも低く、前記第１フィルタ単体の振幅と前記第２フィルタ単体の振幅とが等しくなる周波数において、前記第１フィルタ単体と前記第２フィルタ単体との位相差は、－５０°以上＋５０°以下の範囲であってもよい。

　これにより、上記第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内のリップルを、１０ｄＢ以下へと向上できる。

　また、前記第１帯域の周波数は、前記第２帯域の周波数よりも低く、前記第２フィルタは、第３入出力端子および第４入出力端子を有し、前記第２フィルタ単体を前記第３入出力端子から見たインピーダンスが極大になる周波数は、前記第１帯域の高域端の周波数以下であり、前記第２フィルタ単体を前記第４入出力端子から見たインピーダンスが極大になる周波数は、前記第１帯域の高域端の周波数以下であってもよい。

　これにより、上記第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内のリップルを、５ｄＢ以下へと向上できる。

　また、前記第２フィルタは、第３入出力端子および第４入出力端子と、共振特性を有するフィルタ回路と、前記フィルタ回路の一方の端子と前記第３入出力端子との間に接続された第１移相器と、前記フィルタ回路の他方の端子と前記第４入出力端子との間に接続された第２移相器と、を有してもよい。

　これにより、第１フィルタと第２フィルタとの位相差を最適化することが可能となる。

　また、前記第１帯域の周波数は、前記第２帯域の周波数よりも高く、前記第３フィルタ単体の通過特性における第２帯域高域側の急峻度は、前記第２フィルタ単体の通過特性における第２帯域高域側の急峻度よりも高くてもよい。

　共通端子と第１入出力端子との間で、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタが機能している場合、第２フィルタの第２帯域高域側の急峻度が高いほど、通過帯域内にリップルが生じ易くなる。一方、マルチプレクサとして機能している場合、第２フィルタの第２帯域高域側の急峻度が高いほど、第１入出力端子と第２入出力端子との間において、第１帯域のアイソレーション（減衰量）が向上する。上記構成によれば、第２帯域高域側の急峻度が高く、第３帯域の構成には寄与しない第３フィルタが配置されるので、第３帯域を通過帯域とする広帯域フィルタのリップルを低減しつつ、第１フィルタと、第２フィルタおよび第３フィルタが縦続接続されたフィルタ回路とで構成されたマルチプレクサの減衰特性およびアイソレーション特性を向上させることが可能となる。

　また、前記第１帯域の周波数は、前記第２帯域の周波数よりも高く、前記第１フィルタは、第３入出力端子および第４入出力端子を有し、前記第１フィルタ単体を前記第３入出力端子から見たインピーダンスが極大になる周波数は、前記第１帯域の低域端の周波数以下であり、前記第１フィルタ単体を前記第４入出力端子から見たインピーダンスが極大になる周波数は、前記第１帯域の低域端の周波数以下であってもよい。

　また、前記第１帯域の周波数は、前記第２帯域の周波数よりも高く、前記第１フィルタ単体の振幅と前記第２フィルタ単体の振幅とが等しくなる周波数において、前記第１フィルタ単体と前記第２フィルタ単体との位相差は、－５０°以上＋５０°以下の範囲であってもよい。

　また、前記第１帯域の周波数は、前記第２帯域の周波数よりも高く、前記第１フィルタは、第３入出力端子および第４入出力端子を有し、前記第１フィルタ単体を前記第３入出力端子から見たインピーダンスが極大になる周波数は、前記第２帯域の高域端の周波数以下であり、前記第１フィルタ単体を前記第４入出力端子から見たインピーダンスが極大になる周波数は、前記第２帯域の高域端の周波数以下であってもよい。

　また、前記第１フィルタは、第３入出力端子および第４入出力端子と、共振特性を有するフィルタ回路と、前記フィルタ回路の一方の端子と前記第３入出力端子との間に接続された第１移相器と、前記フィルタ回路の他方の端子と前記第４入出力端子との間に接続された第２移相器と、を有してもよい。

　また、前記第１移相器および前記第２移相器のそれぞれは、キャパシタまたはインダクタで構成されるインピーダンス素子を有してもよい。

　これにより、集中定数素子を用いることにより、第１フィルタと第２フィルタとの位相差を最適化することが可能になるとともに、第１移相器および第２移相器を小型にできる。

　また、前記第１移相器および第２移相器の少なくとも一方は、前記第２経路上に配置されたインダクタと、前記第２経路上のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタと、を有してもよい。

　これにより、第１フィルタと第２フィルタとの位相差を最適化しつつ、第３帯域よりも高域側の減衰特性を向上できる。

　また、前記第１移相器および第２移相器の少なくとも一方は、前記第２経路上に配置されたキャパシタと、前記第２経路上のノードとグランドとの間に接続されたインダクタと、を有してもよい。

　これにより、第１フィルタと第２フィルタとの位相差を最適化しつつ、第３帯域よりも低域側の減衰特性を向上できる。

　また、前記第１フィルタおよび前記第２フィルタの少なくとも一方は、スイッチ素子の導通および非導通の切り替えにより通過帯域の周波数を可変するフィルタであってもよい。

　上記構成によれば、（１）第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の通過帯域を有するフィルタ、および、（２）第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域および第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を合波または分波するマルチプレクサの双方について、通過帯域を可変させることが可能となる。

　また、さらに、第５入出力端子と、前記共通端子と前記第５入出力端子とを結ぶ第３経路上に接続され、前記第１帯域および前記第２帯域の周波数と異なり、かつ、前記第１帯域の周波数と重ならない第４帯域を通過帯域とする第４フィルタと、前記第１ノードと、前記第３経路上であって前記第４フィルタおよび前記第５入出力端子の間の第５ノードとの間に接続された第５スイッチ素子と、前記第３経路上であって前記第５ノードと前記第５入出力端子との間に接続された第６スイッチ素子と、前記共通端子と前記第２フィルタとの間に接続された第７スイッチ素子と、前記共通端子と前記第４フィルタとの間に接続された第８スイッチ素子と、を備えてもよい。

　上記構成によれば、第７スイッチ素子および第８スイッチ素子のオンおよびオフを切り替えることにより、第２フィルタおよび第４フィルタを選択することが可能となる。これより、第１スイッチ素子、第２スイッチ素子、第５スイッチ素子、第６スイッチ素子、第７スイッチ素子および第８スイッチ素子のオンおよびオフを切り替えることにより、（１）広帯域の第３帯域を通過帯域とし共通端子と第１入出力端子との間で構成されるフィルタ、（２）第１帯域および第４帯域を含む相対的に広帯域の通過帯域を有し共通端子と第１入出力端子との間で構成されるフィルタ、（３）第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子と第１入出力端子との間で構成される第１フィルタを通過する信号、および、第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子と第２入出力端子との間で構成される第２フィルタを通過する信号、を合波または分波するマルチプレクサ、（４）第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子と第１入出力端子との間で構成される第１フィルタを通過する信号、および、第４帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子と第５入出力端子との間で構成される第４フィルタを通過する信号、を合波または分波するマルチプレクサと、を切り替える小型のフィルタ装置を提供することが可能となる。

　また、前記第１スイッチ素子が導通かつ前記第２スイッチが非導通の場合は、前記共通端子と前記第１入出力端子との間で、時間分割複信（ＴＤＤ）方式用のフィルタとして用いられ、前記第１スイッチ素子が非導通かつ前記第２スイッチが導通の場合は、前記共通端子と前記第１入出力端子との間、および、前記共通端子と前記第２入出力端子との間で、周波数分割複信（ＦＤＤ）方式用のマルチプレクサとして用いられてもよい。

　これによれば、（１）広帯域の第３帯域を通過帯域とし共通端子と第１入出力端子との間で構成されるＴＤＤ用フィルタと、（２）第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子と第１入出力端子との間で構成される第１フィルタを通過する信号、および、第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子と第２入出力端子との間で構成される第２フィルタを通過する信号、を合波または分波するＦＤＤ用マルチプレクサと、を兼用する小型のフィルタ装置を提供できる。

　また、前記第１フィルタおよび前記第２フィルタの少なくとも一方は、弾性表面波フィルタ、弾性境界波フィルタ、および、バルク弾性波（ＢＡＷ：Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）のいずれかを用いた弾性波フィルタであってもよい。

　これにより、選択度が高く、小型のフィルタ装置を実現できる。

　また、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、上記いずれかに記載のフィルタ装置を複数備え、前記フィルタ装置が有する前記共通端子は、全て、共通接続端子に直接的または間接的に接続されている。

　上記構成によれば、広帯域の通過帯域を有する複数のフィルタ、および、相対的に狭帯域の通過帯域を有する複数のデュプレクサ、を切り替える小型のマルチプレクサを提供することが可能となる。

　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記いずれかに記載のフィルタ装置または上記記載のマルチプレクサと、前記フィルタ装置または前記マルチプレクサに直接的または間接的に接続された増幅回路と、を備える。

　上記構成によれば、相対的に広帯域の通過帯域を有するフィルタと、相対的に狭帯域の通過帯域を有するマルチプレクサと、を切り替えることが可能な小型の高周波フロントエンド回路を提供することが可能となる。

　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記記載の高周波フロントエンド回路と、を備える。

　上記構成によれば、相対的に広帯域の通過帯域を有するフィルタと、相対的に狭帯域の通過帯域を有するマルチプレクサと、を切り替えることが可能な小型の通信装置を提供することが可能となる。

　本発明によれば、広帯域の通過帯域を有するフィルタと、狭帯域の通過帯域を有するマルチプレクサとを切り替えることが可能な小型のフィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置を提供することが可能となる。

図１Ａは、実施例１に係るフィルタ装置の回路ブロック図である。図１Ｂは、実施例１に係るフィルタ装置の通過特性を表すグラフである。図１Ｃは、変形例１に係るフィルタ装置の回路ブロック図である。図１Ｄは、変形例１に係るフィルタ装置の通過特性を表すグラフである。図２Ａは、比較例１に係るフィルタ装置の回路ブロック図である。図２Ｂは、比較例１に係るフィルタ装置の通過特性を表すグラフである。図３Ａは、比較例２に係るフィルタ装置の回路ブロック図である。図３Ｂは、比較例２に係るフィルタ装置の通過特性を表すグラフである。図４Ａは、実施例１および比較例２のフィルタモードの共通端子側のインピーダンスを比較するスミスチャートである。図４Ｂは、実施例１および比較例２のフィルタモードの入出力端子側のインピーダンスを比較するスミスチャートである。図５Ａは、実施例２に係るフィルタ装置の回路ブロック図である。図５Ｂは、実施例１および実施例２のフィルタモードにおける第２スイッチ素子のオフ容量と挿入損失との関係を表すグラフである。図６Ａは、実施例２に係るフィルタ装置の第１スイッチ素子のオフ容量を変化させた場合の通過特性を表すグラフである。図６Ｂは、実施例１および実施例２のデュプレクサモードにおける第１スイッチ素子のオフ容量と挿入損失との関係を表すグラフである。図６Ｃは、スイッチ素子のオフ容量を変化させた場合の挿入損失を表すグラフである。図６Ｄは、スイッチ素子に導通状態のシャントスイッチ素子が接続された回路のオフ容量を変化させた場合の挿入損失を表すグラフである。図７Ａは、実施例３に係るフィルタ装置の回路ブロック図である。図７Ｂは、実施例２および実施例３に係るフィルタ装置の通過特性を比較したグラフである。図７Ｃは、非導通状態のスイッチ素子のオフ容量を変化させた場合の挿入損失を表すグラフである。図７Ｄは、直列接続された非導通状態の２つのスイッチ素子の接続ノードに導通状態のシャントスイッチ素子が接続された回路のオフ容量を変化させた場合の挿入損失を表すグラフである。図８は、実施例３に係るフィルタ装置の通過特性、振幅特性、位相特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。図９Ａは、実施例３のフィルタモードにおける入出力端子側の位相を変化させた場合の通過特性、位相差特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。図９Ｂは、実施例３のフィルタモードにおける入出力端子側の位相を変化させた場合の第２フィルタのインピーダンス最大周波数およびフィルタ間位相差と、挿入損失およびリップルとの関係を表すグラフである。図１０Ａは、実施例３のフィルタモードにおける共通端子側の位相を変化させた場合の通過特性、位相差特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。図１０Ｂは、実施例３のフィルタモードにおける共通端子側の位相を変化させた場合の第２フィルタのインピーダンス最大周波数およびフィルタ間位相差と、挿入損失およびリップルとの関係を表すグラフである。図１１Ａは、実施例３のフィルタモードにおける共通端子側および入出力端子側の位相を変化させた場合の通過特性、位相差特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。図１１Ｂは、実施例３のフィルタモードにおける共通端子側および入出力端子側の位相を変化させた場合の第２フィルタのインピーダンス最大周波数およびフィルタ間位相差と、挿入損失およびリップルとの関係を表すグラフである。図１２は、実施例３に係るフィルタ装置の具体的回路構成図である。図１３Ａは、変形例２に係るフィルタ装置の回路構成図である。図１３Ｂは、変形例２に係るフィルタ装置の通過特性を表すグラフである。図１４Ａは、変形例３に係るフィルタ装置の回路構成図である。図１４Ｂは、変形例３に係るフィルタ装置の通過特性を表すグラフである。図１５Ａは、変形例４に係るフィルタ装置の回路構成図である。図１５Ｂは、変形例４に係るフィルタ装置の通過特性を表すグラフである。図１６Ａは、変形例５に係るフィルタ装置の回路構成図である。図１６Ｂは、変形例５に係るフィルタ装置の通過特性を表すグラフである。図１７Ａは、変形例５に係るフィルタ装置の広帯域通過特性を表すグラフである。図１７Ｂは、変形例２に係るフィルタ装置の広帯域通過特性を表すグラフである。図１８は、実施例４に係るフィルタ装置の回路構成図である。図１９は、実施例４に係るフィルタ装置の通過特性、振幅特性、位相特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。図２０は、実施例３および実施例４に係るフィルタ装置の通過特性を比較したグラフである。図２１Ａは、実施例５に係るフィルタ装置の回路構成図である。図２１Ｂは、実施例５に係る第１フィルタの変形例を示す回路構成図である。図２２Ａは、実施例５に係るフィルタ装置の通過特性、振幅特性、位相特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。図２２Ｂは、実施例５に係る第１ａ帯域および第２ａ帯域のデュプレクサモードにおける通過特性を表すグラフである。図２３Ａは、実施例５に係るフィルタ装置を構成する各フィルタの変形例６の回路構成図である。図２３Ｂは、実施例５に係るフィルタ装置を構成する各フィルタの変形例７の回路構成図である。図２３Ｃは、実施例５に係るフィルタ装置を構成する各フィルタの変形例８の回路構成図である。図２３Ｄは、実施例５に係るフィルタ装置を構成する各フィルタの変形例９の回路構成図である。図２４Ａは、実施例５に係るフィルタ装置を構成する各フィルタの変形例１０の回路構成図である。図２４Ｂは、実施例５に係るフィルタ装置を構成する各フィルタの変形例１１の回路構成図である。図２４Ｃは、実施例５に係るフィルタ装置を構成する各フィルタの変形例１２の回路構成図である。図２４Ｄは、実施例５に係るフィルタ装置を構成する各フィルタの変形例１３の回路構成図である。図２４Ｅは、実施例５に係るフィルタ装置を構成する各フィルタの変形例１４の回路構成図である。図２４Ｆは、実施例５に係るフィルタ装置を構成する各フィルタの変形例１５の回路構成図である。図２５は、実施例５に係るフィルタ装置の実装構成図である。図２６は、実施例６に係るフィルタ装置の回路構成図である。図２７は、実施例１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ｅに係る高周波フィルタの回路構成図である。図２８は、実施の形態１における並列腕共振子の構造を模式的に表す図の一例である。図２９Ａは、実施例１ａおよび実施例１ｅに係る高周波フィルタの通過特性および反射特性を比較したグラフである。図２９Ｂは、実施例１ａおよび実施例１ｅに係る直列腕共振子のインピーダンス特性および反射特性を比較したグラフである。図３０Ａは、実施例１ｂおよび実施例１ｅに係る高周波フィルタの通過特性を比較したグラフである。図３０Ｂは、実施例１ｂおよび実施例１ｅに係る並列腕共振子のインピーダンス特性および反射特性を比較したグラフである。図３１Ａは、実施例１ｃおよび実施例１ｅに係る高周波フィルタの通過特性を比較したグラフである。図３１Ｂは、実施例１ｃおよび実施例１ｅに係る並列腕共振子のインピーダンス特性および反射特性を比較したグラフである。図３２は、実施例１ｄおよび実施例１ｅに係る高周波フィルタの通過特性および反射特性を比較したグラフである。図３３Ａは、典型例の共振子において、Ｉ－Ｒピッチを０．４０λ～０．５０λで変化させた場合の特性の変化を表すグラフである。図３３Ｂは、典型例の共振子において、Ｉ－Ｒピッチを０．５０λ～０．６０λで変化させた場合の特性の変化を表すグラフである。図３４Ａは、実施の形態２に係る通信装置の構成図である。図３４Ｂは、実施の形態２の変形例１に係る通信装置の構成図である。図３４Ｃは、実施の形態２の変形例２に係る通信装置の構成図である。図３４Ｄは、実施の形態２の変形例３に係る通信装置の構成図である。

　以下、本発明の実施の形態について、実施例および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。また、共振子等の回路素子については要求仕様等に応じて定数が適宜調整され得る。このため、回路素子については、同一の符号であっても定数が異なる場合もある。

　また、共振子または回路における共振周波数とは、特に断りの無い限り、当該共振子または当該回路を含むフィルタの通過帯域または通過帯域近傍の減衰極を形成するための共振周波数であり、当該共振子または当該回路のインピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）である「共振点」の周波数である。

　また、共振子または回路における反共振周波数とは、特に断りの無い限り、当該共振子または当該回路を含むフィルタの通過帯域または通過帯域近傍の減衰極を形成するための反共振周波数であり、当該共振子または当該回路のインピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）である「反共振点」の周波数である。

　なお、以下の実施の形態において、直列腕（共振）回路および並列腕（共振）回路は、以下のように定義される。

　並列腕（共振）回路は、第１入出力端子および第２入出力端子を結ぶ経路上の一のノードと、グランドと、の間に配置された回路である。

　直列腕（共振）回路は、第１入出力端子または第２入出力端子と、並列腕（共振）回路が接続される上記経路上のノードと、の間に配置された回路、または、一の並列腕（共振）回路が接続される上記経路上の一のノードと、他の並列腕（共振）回路が接続される上記経路上の他のノードと、の間に配置された回路である。

　また、以下において、「通過帯域低域端」は、「通過帯域内の最も低い周波数」を意味する。また、「通過帯域高域端」は、「通過帯域内の最も高い周波数」を意味する。また、以下において、「通過帯域低域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より低周波数側」を意味する。また「通過帯域高域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より高周波数側」を意味する。また、以下では、「低周波数側」を「低域側」と称し、「高周波数側」を「高域側」と称する場合がある。

　（実施の形態１）
　［１．１　実施例１および変形例１に係るフィルタ装置］
　図１Ａは、実施例１に係るフィルタ装置１０Ａの回路ブロック図である。同図に示されたフィルタ装置１０Ａは、フィルタ１１および１２と、スイッチＳＷ１およびＳＷ２と、共通端子Ｔｃと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。

　本実施例において、フィルタ１１は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１とを結ぶ第１経路上に接続され、第１帯域を通過帯域とする第１フィルタである。また、フィルタ１２は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２とを結ぶ第２経路上に接続され、第２帯域を通過帯域とする第２フィルタである。第２帯域は、第１帯域の周波数よりも高く、かつ、第１帯域の周波数と重ならない周波数帯域である。本実施例では、入出力端子Ｔ１は第１入出力端子に相当し、入出力端子Ｔ２は、第２入出力端子に相当する。

　スイッチＳＷ１は、ノードＸ１と、ノードＸ２との間に接続された第１スイッチ素子である。スイッチＳＷ２は、ノードＸ２と入出力端子Ｔ２との間に接続された第２スイッチ素子である。ノードＸ１は、第１経路上であってフィルタ１１と入出力端子Ｔ１との間の第１ノードであり、ノードＸ２は、第２経路上であってフィルタ１２と入出力端子Ｔ２との間の第２ノードである。

　図１Ｂは、実施例１に係るフィルタ装置１０Ａの通過特性を表すグラフである。同図の（ａ）には、スイッチＳＷ１を導通（オン）、スイッチＳＷ２を非導通（オフ）とした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、同図の（ｂ）には、スイッチＳＷ１をオフ、スイッチＳＷ２をオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、同図の（ｃ）には、スイッチＳＷ１をオフ、スイッチＳＷ２をオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ２間の通過特性が示されている。

　なお、本実施例では、フィルタ１１の第１帯域を、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のＢａｎｄ１１の送信帯域（Ｂａｎｄ１１Ｔｘ：１４２８－１４４８ＭＨｚ）およびＢａｎｄ２１の送信帯域（Ｂａｎｄ２１Ｔｘ：１４４８－１４６３ＭＨｚ）を含む帯域(１４２８－１４６３ＭＨｚ)としている。また、フィルタ１２の第２帯域を、ＬＴＥのＢａｎｄ１１の受信帯域（Ｂａｎｄ１１Ｒｘ：１４７６－１４９６ＭＨｚ）およびＢａｎｄ２１の受信帯域（Ｂａｎｄ２１Ｒｘ：１４９６－１５１１ＭＨｚ）を含む帯域（１４７６－１５１１ＭＨｚ）としている。

　図１Ｂの（ａ）に示すように、スイッチＳＷ１をオンとし、スイッチＳＷ２をオフとした場合、フィルタ装置１０Ａは、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で、第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の第３帯域を有するフィルタを構成する。本実施例では、第３帯域を、ＬＴＥのＢａｎｄ３２の受信帯域（Ｂａｎｄ３２Ｒｘ：１４５２－１４９６ＭＨｚ）を含む帯域（１４２８－１５１１ＭＨｚ）としている。つまり、第３帯域は、第１帯域の少なくとも一部と第２帯域の少なくとも一部とを含む帯域となっている。

　なお、第２帯域とは、複数の離散的な帯域で構成された帯域ではなく、周波数的に連続した１つの帯域であると定義される。

　一方、図１Ｂの（ｂ）および（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ１をオフとし、スイッチＳＷ２をオンとした場合、フィルタ装置１０Ａは、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で、第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有するフィルタ１１と、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で、第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有するフィルタ１２とが共通端子Ｔｃで接続されたデュプレクサ（マルチプレクサ）を構成する。

　つまり、スイッチＳＷ１およびＳＷ２のオンおよびオフを切り替えることにより、（１）第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の通過帯域（第３帯域）を有し、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で構成されるフィルタと、（２）第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で構成されるフィルタ１１を通過する信号、および、第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で構成されるフィルタ１２を通過する信号、を合波または分波するマルチプレクサと、を切り替える小型のフィルタ装置を提供することが可能となる。

　上記のように、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２のオンおよびオフが排他的に切り替えられることにより、上記（１）のフィルタと、上記（２）のマルチプレクサとが切り替えられる。

　なお、本実施例に係るフィルタ装置１０Ａは、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２のオンおよびオフが排他的に切り替えられる場合だけでなく、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２の双方がオンである場合には、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１およびＴ２との間で電力分配器（または電力合成器）として適用できる。また、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２の双方がオフである場合には、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で第１帯域を通過帯域とする狭帯域フィルタ（フィルタ１１）として適用できる。

　なお、スイッチＳＷ２は、ノードＸ２と入出力端子Ｔ２との間に配置される替わりに、ノードＸ１と入出力端子Ｔ１との間に配置されてもよい。

　図１Ｃは、変形例１に係るフィルタ装置１０Ｂの回路ブロック図である。同図に示されたフィルタ装置１０Ｂは、フィルタ１１および１２と、スイッチＳＷ１およびＳＷ２と、共通端子Ｔｃと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。本変形例に係るフィルタ装置１０Ｂは、実施例１に係るフィルタ装置１０Ａと比較して、スイッチＳＷ２の配置が構成として異なる。以下、本変形例に係るフィルタ装置１０Ｂについて、実施例１に係るフィルタ装置１０Ａと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　本変形例において、フィルタ１１は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１（第２入出力端子）とを結ぶ第２経路上に接続され、第２帯域を通過帯域とする第２フィルタである。また、フィルタ１２は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２（第１入出力端子）とを結ぶ第１経路上に接続され、第１帯域を通過帯域とする第１フィルタである。第２帯域は、第１帯域の周波数よりも低く、かつ、第１帯域の周波数と重ならない周波数帯域である。本変形例では、入出力端子Ｔ１は第２入出力端子に相当し、入出力端子Ｔ２は、第１入出力端子に相当する。

　スイッチＳＷ１は、ノードＸ１と、ノードＸ２との間に接続された第１スイッチ素子である。スイッチＳＷ２は、ノードＸ１と入出力端子Ｔ１との間に接続された第２スイッチ素子である。ノードＸ１は、第２経路上であってフィルタ１１と入出力端子Ｔ１との間の第２ノードであり、ノードＸ２は、第１経路上であってフィルタ１２と入出力端子Ｔ２との間の第１ノードである。

　図１Ｄは、変形例１に係るフィルタ装置１０Ｂの通過特性を表すグラフである。同図の（ａ）には、スイッチＳＷ１をオン、スイッチＳＷ２をオフとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ２間の通過特性が示されている。また、同図の（ｂ）には、スイッチＳＷ１をオフ、スイッチＳＷ２をオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、同図の（ｃ）には、スイッチＳＷ１をオフ、スイッチＳＷ２をオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ２間の通過特性が示されている。

　図１Ｄの（ａ）に示すように、スイッチＳＷ１をオンとし、スイッチＳＷ２をオフとした場合、フィルタ装置１０Ｂは、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で、第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の第３帯域を有するフィルタを構成する。

　一方、図１Ｄの（ｂ）および（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ１をオフとし、スイッチＳＷ２をオンとした場合、フィルタ装置１０Ｂは、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で、第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有するフィルタ１１と、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で、第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有するフィルタ１２とが共通端子Ｔｃで接続されたデュプレクサ（マルチプレクサ）を構成する。

　つまり、本変形例においても、スイッチＳＷ１およびＳＷ２のオンおよびオフを切り替えることにより、（１）第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の通過帯域（第３帯域）を有し、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２（実施例１では入出力端子Ｔ１）との間で構成されるフィルタと、（２）第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で構成されるフィルタ１１を通過する信号、および、第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で構成されるフィルタ１２を通過する信号、を合波または分波するマルチプレクサと、を切り替える小型のフィルタ装置を提供することが可能となる。

　なお、本変形例に係るフィルタ装置１０Ｂは、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２のオンおよびオフが排他的に切り替えられる場合だけでなく、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２の双方がオンである場合には、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１およびＴ２との間で電力分配器（または電力合成器）として適用できる。また、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２の双方がオフである場合には、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で第１帯域を通過帯域とする狭帯域フィルタ（フィルタ１２）として適用できる。

　上記実施例１および変形例１のように、スイッチＳＷ２が接続される位置は、フィルタ１２側であってもよく、また、フィルタ１１側であってもよい。なお、実施例１では、スイッチＳＷ２がフィルタ１２と入出力端子Ｔ２との間に接続されているので、スイッチＳＷ２が配置されていないフィルタ１１側（共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間）の信号伝搬損失が低減される。また、変形例１では、スイッチＳＷ２がフィルタ１１と入出力端子Ｔ１との間に接続されているので、スイッチＳＷ２が配置されていないフィルタ１２側（共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ２間）の信号伝搬損失が低減される。

　また、入出力端子Ｔ１およびＴ２に、パワーアンプまたはローノイズアンプが接続される場合には、ローノイズアンプが接続される側の端子に、スイッチＳＷ２が接続されていることが望ましい。これは、耐電力性能の高いスイッチの場合サイズが大きくなるので、低電力のローノイズアンプ側にスイッチＳＷ２を配置することで、スイッチＳＷ２の小型化が図れることによるものである。

　実施例１に係るフィルタ装置１０Ａは、スイッチＳＷ１がオンかつスイッチＳＷ２がオフの場合は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で、時間分割複信（ＴＤＤ）方式用のフィルタとして用いられてもよい。一方、スイッチＳＷ１がオフかつスイッチＳＷ２がオンの場合は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間、および、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で、周波数分割複信（ＦＤＤ）方式用のマルチプレクサとして用いられてもよい。これによれば、（１）広帯域の第３帯域を通過帯域とし共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で構成されるＴＤＤ用フィルタと、（２）第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で構成されるフィルタ１１を通過する信号、および、第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で構成されるフィルタ１２を通過する信号、を合波または分波するＦＤＤ用マルチプレクサと、を兼用する小型のフィルタ装置を提供できる。

　また、変形例１に係るフィルタ装置１０Ｂは、スイッチＳＷ１がオンかつスイッチＳＷ２がオフの場合は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で、時間分割複信（ＴＤＤ）方式用のフィルタとして用いられてもよい。一方、スイッチＳＷ１がオフかつスイッチＳＷ２がオンの場合は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間、および、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で、周波数分割複信（ＦＤＤ）方式用のマルチプレクサとして用いられてもよい。これによれば、（１）広帯域の第３帯域を通過帯域とし共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で構成されるＴＤＤ用フィルタと、（２）第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で構成されるフィルタ１２を通過する信号、および、第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で構成されるフィルタ１１を通過する信号、を合波または分波するＦＤＤ用マルチプレクサと、を兼用する小型のフィルタ装置を提供できる。

　ここで、実施例１および変形例１に係るフィルタ装置１０Ａおよび１０Ｂが、広帯域通過帯域を有するフィルタと複数の狭帯域通過帯域を有するマルチプレクサとを小型の回路構成で実現できることを説明するため、比較例１および比較例２に係るフィルタ装置の構成および特性について説明する。

　［１．２　比較例１および比較例２に係るフィルタ装置］
　図２Ａは、比較例１に係るフィルタ装置５００の回路ブロック図である。同図に示されたフィルタ装置５００は、フィルタ１１、１２および５１２と、スイッチＳＷａ、ＳＷｂおよびＳＷｃと、共通端子Ｔｃと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。

　本比較例において、フィルタ１１は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１とを結ぶ第１経路上に接続され、第１帯域を通過帯域とするフィルタである。また、フィルタ１２は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２とを結ぶ第２経路上に接続され、第２帯域を通過帯域とするフィルタである。また、フィルタ５１２は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１とを結ぶ、第１経路とは異なる第４経路上に接続され、第２帯域を通過帯域とするフィルタである。第２帯域は、第１帯域の周波数よりも高く、かつ、第１帯域の周波数と重ならない周波数帯域である。

　スイッチＳＷａは、共通端子Ｔｃとフィルタ５１２との間の第４経路上に接続され、スイッチＳＷｂは、フィルタ５１２と入出力端子Ｔ１との間の第４経路上に接続され、スイッチＳＷｃは、共通端子Ｔｃとフィルタ１２との間の第２経路上に接続されている。

　図２Ｂは、比較例１に係るフィルタ装置５００の通過特性を表すグラフである。同図の（ａ）には、スイッチＳＷａおよびＳＷｂをオン、スイッチＳＷｃをオフとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、同図の（ｂ）には、スイッチＳＷａおよびＳＷｂをオフ、スイッチＳＷｃをオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、同図の（ｃ）には、スイッチＳＷａおよびＳＷｂをオフ、スイッチＳＷｃをオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ２間の通過特性が示されている。

　なお、本比較例においても、実施例１と同様に、第１帯域を、ＬＴＥのＢａｎｄ１１の送信帯域およびＢａｎｄ２１の送信帯域を含む帯域とし、第２帯域を、ＬＴＥのＢａｎｄ１１の受信帯域およびＢａｎｄ２１の受信帯域を含む帯域とし、第３帯域を、ＬＴＥのＢａｎｄ３２の受信帯域を含む帯域としている。

　図２Ｂの（ａ）に示すように、スイッチＳＷａおよびＳＷｂをオンとし、スイッチＳＷｃをオフとした場合、フィルタ装置５００は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で、フィルタ１１とフィルタ５１２との合成回路により、第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の第３帯域を有するフィルタを構成する。

　一方、図２Ｂの（ｂ）および（ｃ）に示すように、スイッチＳＷａおよびＳＷｂをオフとし、スイッチＳＷｃをオンとした場合、フィルタ装置５００は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で、第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有するフィルタ１１と、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で、第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有するフィルタ１２とが共通端子Ｔｃで接続されたデュプレクサ（マルチプレクサ）を構成する。

　しかしながら、比較例１に係るフィルタ装置５００では、３つのフィルタ１１、１２および５１２と、３つのスイッチＳＷａ、ＳＷｂおよびＳＷｃとを必要とするため、実施例１に係るフィルタ装置１０Ａと比較してサイズが大きくなる。

　また、スイッチＳＷａおよびＳＷｂをオフとし、スイッチＳＷｃをオンとした場合のマルチプレクサにおいて、比較例１のフィルタ１１側の挿入損失が３．７５ｄＢ、フィルタ１２側の挿入損失が３．５６ｄＢである。一方、実施例１のマルチプレクサにおいて、フィルタ１１側の挿入損失が３．６０ｄＢ、フィルタ１２側の挿入損失が３．５６ｄＢである。つまり、比較例１のフィルタ１１側の挿入損失が、実施例１と比較して大きい。これは、比較例１のほうが直列付加されたスイッチの数が多く、マルチプレクサにおけるスイッチロスが大きいためである。

　図３Ａは、比較例２に係るフィルタ装置６００の回路ブロック図である。同図に示されたフィルタ装置６００は、フィルタ１１、１２および６１３と、スイッチＳＷａ、ＳＷｂ、ＳＷｃ、ＳＷｄおよびＳＷｅと、共通端子Ｔｃと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。

　本比較例において、フィルタ１１は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１とを結ぶ第１経路上に接続され、第１帯域を通過帯域とするフィルタである。また、フィルタ１２は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２とを結ぶ第２経路上に接続され、第２帯域を通過帯域とするフィルタである。また、フィルタ６１３は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１とを結ぶ、第１経路とは異なる第４経路上に接続され、第３帯域を通過帯域とするフィルタである。第２帯域は、第１帯域の周波数よりも高く、かつ、第１帯域の周波数と重ならない周波数帯域である。また、第３帯域は、第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の周波数帯域である。

　スイッチＳＷａは、共通端子Ｔｃとフィルタ６１３との間の第４経路上に接続され、スイッチＳＷｂは、フィルタ６１３と入出力端子Ｔ１との間の第４経路上に接続され、スイッチＳＷｃは、共通端子Ｔｃとフィルタ１１との間の第１経路上に接続され、スイッチＳＷｄは、フィルタ１１と入出力端子Ｔ１との間の第１経路上に接続され、スイッチＳＷｅは、共通端子Ｔｃとフィルタ１２との間の第２経路上に接続されている。

　図３Ｂは、比較例２に係るフィルタ装置６００の通過特性を表すグラフである。同図の（ａ）には、スイッチＳＷａおよびＳＷｂをオン、スイッチＳＷｃ、ＳＷｄおよびＳＷｅをオフとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、同図の（ｂ）には、スイッチＳＷａおよびＳＷｂをオフ、スイッチＳＷｃ、ＳＷｄおよびＳＷｅをオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、同図の（ｃ）には、スイッチＳＷａおよびＳＷｂをオフ、スイッチＳＷｃ、ＳＷｄおよびＳＷｅをオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ２間の通過特性が示されている。

　図３Ｂの（ａ）に示すように、スイッチＳＷａおよびＳＷｂをオンとし、スイッチＳＷｃ、ＳＷｄおよびＳＷｅをオフとした場合、フィルタ装置６００は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で、フィルタ６１３により、第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の第３帯域を有するフィルタを構成する。

　一方、図３Ｂの（ｂ）および（ｃ）に示すように、スイッチＳＷａおよびＳＷｂをオフとし、スイッチＳＷｃ、ＳＷｄおよびＳＷｅをオンとした場合、フィルタ装置６００は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で、第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有するフィルタ１１と、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で、第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有するフィルタ１２とが共通端子Ｔｃで接続されたデュプレクサ（マルチプレクサ）を構成する。

　しかしながら、比較例２に係るフィルタ装置６００では、３つのフィルタ１１、１２および６１３と、５つのスイッチＳＷａ、ＳＷｂ、ＳＷｃ、ＳＷｄおよびＳＷｅとを必要とするため、実施例１に係るフィルタ装置１０Ａと比較してサイズが大きくなる。

　図４Ａは、実施例１および比較例２のフィルタモードにおける共通端子Ｔｃ側のインピーダンスを比較するスミスチャートである。また、図４Ｂは、実施例１および比較例２のフィルタモードにおける入出力端子Ｔ１側のインピーダンスを比較するスミスチャートである。図４Ａには、実施例１および比較例２に係るフィルタ装置が、相対的に広帯域である第３帯域を通過帯域とするフィルタを構成する場合（フィルタモード）における、共通端子Ｔｃ側のインピーダンスが表されている。また、図４Ｂには、実施例１および比較例２に係るフィルタ装置が、相対的に広帯域である第３帯域を通過帯域とするフィルタを構成する場合（フィルタモード）における、入出力端子Ｔ１側のインピーダンスが表されている。なお、本実施の形態における「フィルタモード」とは、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１（変形例１では入出力端子Ｔ２）との間で、第３帯域を通過帯域とするフィルタに切り替えられている状態を示す。また、「デュプレクサモード」とは、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有するフィルタと、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有するフィルタとが共通端子Ｔｃで接続されたデュプレクサに切り替えられている状態を示す。

　図４Ａおよび図４Ｂに示すように、比較例２に係るフィルタ装置６００では、広帯域である第３帯域を通過帯域とするフィルタ特性を１つのフィルタ６１３で構成しているため、実施例１に係るフィルタ装置１０Ａと比較して、通過帯域における入力側および出力側のインピーダンスの集中度がともに悪い。このため、フィルタ装置６００の前段または後段に接続される増幅器との良好なインピーダンス整合が得られないという問題がある。例えば、上記増幅器がローノイズアンプである場合、雑音指数（ＮＦ）が悪くなるという問題がある。

　上述した比較例１に係るフィルタ装置５００および比較例２に係るフィルタ装置６００に対して、実施例１に係るフィルタ装置１０Ａおよび変形例１に係るフィルタ装置１０Ｂでは、２つのフィルタ素子および２つのスイッチ素子により、相対的に広帯域の通過帯域を有するフィルタと、相対的に狭帯域の複数の通過帯域を有するデュプレクサ（マルチプレクサ）とを実現できる。よって、低損失かつ小型のフィルタ装置を提供することが可能となる。

　［１．３　実施例２に係るフィルタ装置］
　図５Ａは、実施例２に係るフィルタ装置１０Ｃの回路ブロック図である。同図に示されたフィルタ装置１０Ｃは、フィルタ１１および１２と、スイッチＳＷ１、ＳＷ２およびＳＷ３と、共通端子Ｔｃと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。本実施例に係るフィルタ装置１０Ｃは、実施例１に係るフィルタ装置１０Ａと比較して、スイッチＳＷ３が付加されている点が構成として異なる。以下、本実施例に係るフィルタ装置１０Ｃについて、実施例１に係るフィルタ装置１０Ａと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　スイッチＳＷ１は、ノードＸ１と、ノードＸ２との間に接続された第１スイッチ素子である。スイッチＳＷ２は、ノードＸ２と入出力端子Ｔ２との間に接続された第２スイッチ素子である。スイッチＳＷ３は、ノードＸ３とグランドとの間に接続された第３スイッチ素子である。ノードＸ１は、第１経路上であってフィルタ１１と入出力端子Ｔ１との間の第１ノードであり、ノードＸ２は、第２経路上であってフィルタ１２と入出力端子Ｔ２との間の第２ノードである。ノードＸ３は、第２経路上であってスイッチＳＷ２と入出力端子Ｔ２との間の第３ノードである。

　スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３とは、排他的にオンおよびオフが切り替えられる。

　図５Ｂは、実施例１および実施例２のフィルタモードにおけるスイッチＳＷ２のオフ容量と挿入損失との関係を表すグラフである。なお、オフ容量とは、スイッチがオフ状態の場合の、スイッチの容量成分を示す。同図に示すように、実施例１に係るフィルタ装置１０Ａが第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタとして適用される場合、スイッチＳＷ２がオフとなっているが、スイッチＳＷ２のオフ容量が大きいほど、第３帯域の挿入損失が増加している。これは、スイッチＳＷ２のオフ容量が大きいほど未使用の入出力端子Ｔ２への信号漏れ量が大きくなるためである。これに対して、実施例２に係るフィルタ装置１０Ｂが、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタとして適用される場合、スイッチＳＷ２のオフ容量が大きいほど、第３帯域の挿入損失は増加するが、実施例１と比較して、第３帯域の挿入損失の増加率は低減されている。これは、スイッチＳＷ２のオフ時に、スイッチＳＷ３がオンとなりノードＸ３がグランドにシャント接続されることで、スイッチＳＷ２から入出力端子Ｔ２までのアイソレーションが向上し、未使用の入出力端子Ｔ２への信号の漏れが抑制されることによるものである。

　実施例２の構成によれば、スイッチＳＷ１がオンかつスイッチＳＷ２がオフの場合に共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で形成される、第３帯域を通過帯域とするフィルタの通過帯域の挿入損失を低減することができる。

　なお、図５Ｂに示すように、実施例１に係るフィルタ装置１０Ａにおいて、スイッチＳＷ２が理想スイッチ素子（スイッチＳＷ２のオフ容量＝０ｐＦ）である場合の第３帯域挿入損失（３．６２ｄＢ）に対し、０．２ｄＢ以下の挿入損失の悪化に留めるには、スイッチＳＷ２のオフ容量Ｃｏｆｆを０．３５ｐＦ以下にする必要がある。同様に、実施例２に係るフィルタ装置１０Ｂにおいて、スイッチＳＷ２のオフ容量Ｃｏｆｆを０．３５ｐＦ以下とした場合、理想スイッチ素子に対する挿入損失の悪化を０．１ｄＢ以下とすることが可能となる。

　実施例１および実施例２のいずれにおいても、スイッチＳＷ２のオフ容量Ｃｏｆｆを０．３５ｐＦ以下とすることにより、広帯域の第３帯域を通過帯域とし、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で構成されるフィルタの挿入損失を低減できる。

　図６Ａは、実施例２に係るフィルタ装置１０ＣのスイッチＳＷ１のオフ容量を変化させた場合の通過特性を表すグラフである。より具体的には、図６Ａの（ａ）には、実施例２に係るフィルタ装置１０ＣのスイッチＳＷ１がオフおよびスイッチＳＷ２がオンの場合の、スイッチＳＷ１のオフ容量を変化させた場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、図６Ａの（ｂ）には、実施例２に係るフィルタ装置１０ＣのスイッチＳＷ１がオフおよびスイッチＳＷ２がオンの場合の、スイッチＳＷ１のオフ容量を変化させた場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ２間の通過特性が示されている。

　図６Ｂは、実施例１および実施例２のデュプレクサモードにおけるスイッチＳＷ１のオフ容量と挿入損失との関係を表すグラフである。同図の（ａ）には、実施例１および実施例２における、スイッチＳＷ１がオフおよびスイッチＳＷ２がオンである場合の、共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間における第１帯域（Ｂａｎｄ１１ＴｘおよびＢａｎｄ２１Ｔｘ）の挿入損失、および第２帯域（Ｂａｎｄ１１ＲｘおよびＢａｎｄ２１Ｒｘ）の減衰量が示されている。また、同図の（ｂ）には、実施例１および実施例２における、スイッチＳＷ１がオフおよびスイッチＳＷ２がオンである場合の、共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ２間における第１帯域（Ｂａｎｄ１１ＴｘおよびＢａｎｄ２１Ｔｘ）の減衰量、および第２帯域（Ｂａｎｄ１１ＲｘおよびＢａｎｄ２１Ｒｘ）の挿入損失が示されている。

　図６Ａの（ａ）および（ｂ）に示すように、スイッチＳＷ１のオフ容量が大きいほど、マルチプレクサの通過帯域近傍の減衰特性が悪化する。また、図６Ｂの（ａ）および（ｂ）に示すように、スイッチＳＷ１のオフ容量が大きいほど、マルチプレクサの通過帯域近傍の減衰特性の悪化とともに、通過帯域の挿入損失も悪化する。ここで、マルチプレクサに必要な減衰量は、概ね２０ｄＢ以上であることから、スイッチＳＷ１のオフ容量Ｃｏｆｆは、０．１ｄＢ以下であることが望ましい。これにより、実施例１および実施例２に係るフィルタ装置がマルチプレクサを構成する場合における、マルチプレクサの減衰特性を向上できる。

　図６Ｃは、実施例２に係るフィルタ装置１０ＣにおけるスイッチＳＷ１のオフ容量を変化させた場合のスイッチＳＷ１間のアイソレーション（減衰量）を表すグラフである。また、図６Ｄは、実施例２に係るフィルタ装置１０ＣにおけるスイッチＳＷ２およびＳＷ３で構成されるスイッチ回路において、スイッチＳＷ２のオフ容量を変化させた場合のスイッチ回路間のアイソレーション（減衰量）を表すグラフである。

　実施例１および実施例２に係るフィルタ装置では、図６Ａに示すように、マルチプレクサを構成する場合にスイッチＳＷ１がオフとなる。そのため、スイッチＳＷ１のオフ容量Ｃｏｆｆが大きいと、フィルタ１１および１２の特性が互いに影響し、それぞれの通過帯域の周波数で、減衰特性を悪化させる。

　一方、スイッチＳＷ２側は、広帯域の第３帯域を通過帯域とするフィルタを構成する場合にオフとなるが、フィルタ１２の入出力端子Ｔ２側には、信号通過させるデバイスは存在しないため、オフ容量Ｃｏｆｆが大きくなっても、減衰量に影響しない。ただし、通過帯域信号の漏洩が生じるため、通過帯域の挿入損失は悪化する。さらには、スイッチＳＷ２については、スイッチＳＷ３によって、アイソレーションを向上させることができる。

　以上より、スイッチＳＷ１のオフ容量Ｃｏｆｆは、スイッチＳＷ２のオフ容量Ｃｏｆｆより小さく設計する必要がある。

　スイッチＳＷ１のオフ容量を、スイッチＳＷ２のオフ容量より小さくすることにより、マルチプレクサの減衰特性を向上しつつフィルタ装置の特性バランスを最適化することが可能となる。

　［１．４　実施例３に係るフィルタ装置］
　図７Ａは、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄの回路ブロック図である。同図に示されたフィルタ装置１０Ｄは、フィルタ１１および１２と、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３およびＳＷ４と、共通端子Ｔｃと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。本実施例に係るフィルタ装置１０Ｄは、実施例２に係るフィルタ装置１０Ｃと比較して、スイッチＳＷ１が直列分割され、スイッチＳＷ４が付加されている点が構成として異なる。以下、本実施例に係るフィルタ装置１０Ｄについて、実施例２に係るフィルタ装置１０Ｃと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　スイッチＳＷ１は、ノードＸ１と、ノードＸ２との間に接続された第１スイッチ素子である。スイッチＳＷ１は、互いに直列接続された複数の単位スイッチで構成されている。スイッチＳＷ４は、互いに直列接続された複数の単位スイッチにおけるいずれかの接続ノードであるノードＸ４（第４ノード）とグランドとの間に接続され、スイッチＳＷ１と排他的にオンおよびオフが切り替えられる第４スイッチ素子である。なお、スイッチＳＷ１が互いに直列接続された複数の単位スイッチで構成されているとは、例えば、スイッチＳＷ１のスタック数をｎ（ｎは２以上の整数）とすると、スイッチＳＷ１が、スタック数ｋ（ｋはｎ－１以下の自然数）のスイッチ回路と、スタック数（ｎ－ｋ）のスイッチ回路とに分割されるということである。よって、スイッチＳＷ１を、直列分割された２つのスイッチ回路に分けること自体で、スイッチＳＷ１のサイズは大きくはならない。なお、単位スイッチは、例えば、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。

　スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４とは、排他的にオンおよびオフが切り替えられる。

　図７Ｂは、実施例２および実施例３に係るフィルタ装置の通過特性を比較したグラフである。図７Ｂの（ａ）～（ｃ）は、スイッチＳＷ１のオフ容量が０．０５ｐＦの場合における実施例２および実施例３の通過特性を比較したグラフである。また、図７Ｂの（ｄ）～（ｅ）は、スイッチＳＷ１のオフ容量が０．５０ｐＦの場合における実施例２および実施例３のフィルタモードの通過特性を比較したグラフである。

　また、図７Ｃは、実施例２に係るフィルタ装置１０ＣにおけるスイッチＳＷ１のオフ容量を変化させた場合のスイッチＳＷ１間のアイソレーション（減衰量）を表すグラフである。また、図７Ｄは、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄにおける直列分割されたスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４で構成されるスイッチ回路において、スイッチＳＷ１のオフ容量を変化させた場合のスイッチ回路間のアイソレーション（減衰量）を表すグラフである。

　実施例２に係るフィルタ装置１０Ｃでは、図７Ｃに示すように、マルチプレクサを構成する場合にスイッチＳＷ１がオフとなる。そのため、スイッチＳＷ１のオフ容量Ｃｏｆｆが大きいと、オフ状態のスイッチＳＷ１の信号漏れ量が多くなる（図７Ｃにおいて挿入損失が小さくなる）。これに対して、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄでは、スイッチＳＷ４を配置することにより、図７Ｄに示すように、スイッチＳＷ１のオフ容量Ｃｏｆｆが大きい場合であっても、オフ状態のスイッチＳＷ１の信号漏れ量が小さくなる（図７Ｄにおいてアイソレーションが大きくなる）。

　これにより、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄでは、実施例２に係るフィルタ装置１０Ｃと比較して、スイッチＳＷ１がオフ状態の場合のフィルタ１１とフィルタ１２との間のアイソレーションが向上し、マルチプレクサの減衰特性が向上する。また、図７Ｃおよび図７Ｄの比較から、スイッチＳＷ４が付加されたフィルタ装置１０Ｄでは、スイッチＳＷ１のオフ容量が大きくても、十分な減衰量を確保できるため、オフ容量が大きい小型のスイッチ素子(スタック数が少ないスイッチ素子)を使用することができる。

　［１．５　実施例３に係るフィルタ装置のインピーダンス特性］
　図８は、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄの通過特性、振幅特性、位相特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。図８の（ａ）には、フィルタ装置１０Ｄのフィルタモードにおける通過特性が示されている。図８の（ｂ）および（ｃ）には、フィルタ装置１０Ｄのマルチプレクサモードにおける通過特性が示されている。図８の（ｄ）には、フィルタ１１単体およびフィルタ１２単体の振幅特性、ならびにそれらの振幅差が示されている。図８の（ｅ）には、フィルタ１１単体およびフィルタ１２単体の位相特性、ならびにそれらの位相差が示されている。図８の（ｆ）には、共通端子Ｔｃからフィルタ１１単体およびフィルタ１２単体を見たインピーダンス特性が示されている。図８の（ｇ）には、入出力端子Ｔ１からフィルタ１１単体を見たインピーダンス特性および入出力端子Ｔ２からフィルタ１２単体を見たインピーダンス特性が示されている。

　なお、本実施の形態において、「インピーダンス」とは、反射のインピーダンスを指し、「位相」とは、通過の位相を表すものとしている。

　実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄにおいて、フィルタ１２単体のインピーダンスが最大となる周波数を調整することで、第３帯域を通過帯域とする広帯域フィルタのリップル（通過帯域内の挿入損失偏差）を改善することが可能となる。

　表１は、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄのフィルタモードにおいて、フィルタ１２の共通端子Ｔｃ側のインピーダンスを固定して入出力端子Ｔ２側のインピーダンスを変化させた場合の第３帯域における挿入損失、リップル、フィルタ１１および１２の振幅差が０ｄＢの周波数、フィルタ１１および１２の位相差、フィルタ１２の共通端子Ｔｃ側のインピーダンスが最大となる周波数ｆｚ２１、およびフィルタ１２の入出力端子Ｔ２側のインピーダンスが最大となる周波数ｆｚ２１を示している。なお、表１に示された第１移相器の位相および第２移相器の位相とは、それぞれ、フィルタ１２が共通端子Ｔｃ側に有する第１移相器の位相、および、フィルタ１２が入出力端子Ｔ２側に有する第２移相器の位相を示しており、フィルタ１２は、上記第１移相器、上記第２移相器、および上記第１移相器と上記第２移相器との間に接続されたフィルタ回路で構成される。フィルタ１２が、その両端に移相器を有することで、フィルタ１２単体のインピーダンスが最大となる周波数、および、フィルタ１１単体とフィルタ１２単体との位相差を変化させることが可能となる。

　また、図９Ａは、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄのフィルタモードにおいて、フィルタ１２の共通端子Ｔｃ側のインピーダンスを固定して入出力端子Ｔ２側のインピーダンスを変化させた場合の通過特性、位相差特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。

　また、図９Ｂは、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄのフィルタモードにおけるフィルタ１２の入出力端子Ｔ２側の位相を変化させた場合の第３帯域の挿入損失およびリップルを表すグラフである。図９Ｂの（ａ）は、フィルタ１２のインピーダンス最大周波数と第３帯域の挿入損失およびリップルとの関係を表すグラフであり、図９Ｂの（ｂ）は、図９Ｂの（ａ）のグラフを拡大したものである。また、図９Ｂの（ｃ）は、フィルタ１１および１２の位相差と第３帯域の挿入損失およびリップルとの関係を表すグラフであり、図９Ｂの（ｄ）は、図９Ｂの（ｃ）のグラフを拡大したものである。

　表１、図９Ａ、図９Ｂの（ａ）および（ｂ）より、フィルタ１２の共通端子Ｔｃ側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２１および入出力端子Ｔ２側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２２が、第２帯域低域端の周波数以下であることにより、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内の２０ｄＢを超える大きなリップルを、２０ｄＢ以下へと低減できることがわかる。

　また、表１、図９Ａ、図９Ｂの（ｃ）および（ｄ）より、フィルタ１１とフィルタ１２との位相差が、－５０°以上かつ＋５０°以下であることにより、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内の１０ｄＢを超える大きなリップルを、１０ｄＢ以下へと低減できることがわかる。

　さらに、表１、図９Ａ、図９Ｂの（ａ）および（ｂ）より、フィルタ１２単体の共通端子Ｔｃ側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２１および入出力端子Ｔ２側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２２が、第１帯域高域端の周波数以下であることにより、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内の５ｄＢを超える大きなリップルを、５ｄＢ以下へと低減できることがわかる。

　表２は、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄのフィルタモードにおいて、フィルタ１２の入出力端子Ｔ２側のインピーダンスを固定して共通端子Ｔｃ側のインピーダンスを変化させた場合の第３帯域における挿入損失、リップル、フィルタ１１および１２の振幅差が０ｄＢの周波数、フィルタ１１および１２の位相差、フィルタ１２の共通端子Ｔｃ側のインピーダンスが最大となる周波数ｆｚ２１、およびフィルタ１２の入出力端子Ｔ２側のインピーダンスが最大となる周波数ｆｚ２１を示している。なお、表２に示された第１移相器の位相および第２移相器の位相とは、それぞれ、フィルタ１２が共通端子Ｔｃ側に有する第１移相器の位相、および、フィルタ１２が入出力端子Ｔ２側に有する第２移相器の位相を示しており、フィルタ１２は、上記第１移相器、上記第２移相器、および上記第１移相器と上記第２移相器との間に接続されたフィルタ回路で構成される。フィルタ１２が、その両端に移相器を有することで、フィルタ１２単体のインピーダンスが最大となる周波数、および、フィルタ１１単体とフィルタ１２単体との位相差を変化させることが可能となる。

　また、図１０Ａは、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄのフィルタモードにおいて、フィルタ１２の入出力端子Ｔ２側のインピーダンスを固定して共通端子Ｔｃ側のインピーダンスを変化させた場合の通過特性、位相差特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。

　また、図１０Ｂは、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄのフィルタモードにおけるフィルタ１２の共通端子Ｔｃ側の位相を変化させた場合の第３帯域の挿入損失およびリップルを表すグラフである。図１０Ｂの（ａ）は、フィルタ１２のインピーダンス最大周波数と第３帯域の挿入損失およびリップルとの関係を表すグラフであり、図１０Ｂの（ｂ）は、図１０Ｂの（ａ）のグラフを拡大したものである。また、図１０Ｂの（ｃ）は、フィルタ１１および１２の位相差と第３帯域の挿入損失およびリップルとの関係を表すグラフであり、図１０Ｂの（ｄ）は、図１０Ｂの（ｃ）のグラフを拡大したものである。

　表２、図１０Ａ、図１０Ｂの（ａ）および（ｂ）より、フィルタ１２の共通端子Ｔｃ側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２１および入出力端子Ｔ２側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２２が、第２帯域低域端の周波数以下であることにより、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内の２０ｄＢを超える大きなリップルを、２０ｄＢ以下へと低減できることがわかる。

　また、表２、図１０Ａ、図１０Ｂの（ｃ）および（ｄ）より、フィルタ１１とフィルタ１２との位相差が、－５０°以上かつ＋５０°以下であることにより、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内の１０ｄＢを超える大きなリップルを、１０ｄＢ以下へと低減できることがわかる。

　さらに、表２、図１０Ａ、図１０Ｂの（ａ）および（ｂ）より、フィルタ１２単体の共通端子Ｔｃ側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２１および入出力端子Ｔ２側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２２が、第１帯域高域端の周波数以下であることにより、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内の５ｄＢを超える大きなリップルを、５ｄＢ以下へと低減できることがわかる。

　表３は、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄのフィルタモードにおいて、フィルタ１２の共通端子Ｔｃ側および入出力端子Ｔ２側のインピーダンスを変化させた場合の第３帯域における挿入損失、リップル、フィルタ１１および１２の振幅差が０ｄＢの周波数、フィルタ１１および１２の位相差、フィルタ１２の共通端子Ｔｃ側のインピーダンスが最大となる周波数ｆｚ２１、およびフィルタ１２の入出力端子Ｔ２側のインピーダンスが最大となる周波数ｆｚ２１を示している。なお、表３に示された第１移相器の位相および第２移相器の位相とは、それぞれ、フィルタ１２が共通端子Ｔｃ側に有する第１移相器の位相、および、フィルタ１２が入出力端子Ｔ２側に有する第２移相器の位相を示しており、フィルタ１２は、上記第１移相器、上記第２移相器、および上記第１移相器と上記第２移相器との間に接続されたフィルタ回路で構成される。フィルタ１２が、その両端に移相器を有することで、フィルタ１２単体のインピーダンスが最大となる周波数、および、フィルタ１１単体とフィルタ１２単体との位相差を変化させることが可能となる。

　また、図１１Ａは、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄのフィルタモードにおいて、フィルタ１２の共通端子Ｔｃ側および入出力端子Ｔ２側のインピーダンスを変化させた場合の通過特性、位相差特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。

　また、図１１Ｂは、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄのフィルタモードにおけるフィルタ１２の共通端子Ｔｃ側および入出力端子Ｔ２側の位相を変化させた場合の第３帯域の挿入損失およびリップルを表すグラフである。図１１Ｂの（ａ）は、フィルタ１２の共通端子Ｔｃ側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２１と第３帯域の挿入損失およびリップルとの関係を表すグラフであり、図１１Ｂの（ｂ）は、図１１Ｂの（ａ）のグラフを拡大したものである。また、図１１Ｂの（ｃ）は、フィルタ１２の入出力端子Ｔ２側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２２と第３帯域の挿入損失およびリップルとの関係を表すグラフであり、図１１Ｂの（ｄ）は、図１１Ｂの（ｃ）のグラフを拡大したものである。また、図１１Ｂの（ｅ）は、フィルタ１１および１２の位相差と第３帯域の挿入損失およびリップルとの関係を表すグラフであり、図１１Ｂの（ｆ）は、図１１Ｂの（ｅ）のグラフを拡大したものである。

　表３、図１１Ａ、および図１１Ｂの（ａ）～（ｄ）より、フィルタ１２の共通端子Ｔｃ側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２１および入出力端子Ｔ２側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２２が、第２帯域低域端の周波数以下であることにより、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内の２０ｄＢを超える大きなリップルを、２０ｄＢ以下へと低減できることがわかる。

　また、表３、図１１Ａ、図１１Ｂの（ｅ）および（ｆ）より、フィルタ１１とフィルタ１２との位相差が、－５０°以上かつ＋５０°以下であることにより、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内の１０ｄＢを超える大きなリップルを、１０ｄＢ以下へと低減できることがわかる。

　さらに、表３、図１１Ａ、図１１Ｂの（ａ）～（ｄ）より、フィルタ１２の共通端子Ｔｃ側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２１および入出力端子Ｔ２側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２２が、第１帯域高域端の周波数以下であることにより、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内の５ｄＢを超える大きなリップルを、５ｄＢ以下へと低減できることがわかる。

　なお、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄの変形例として、変形例１に係るフィルタ装置１０Ｂの構成と同様に、スイッチＳＷ２およびＳＷ３をフィルタ１１と入出力端子Ｔ１との間に配置した構成が考えられる。この場合には、フィルタ１１は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１（第２入出力端子）とを結ぶ第２経路上に接続され、第２帯域を通過帯域とする第２フィルタである。また、フィルタ１２は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２（第１入出力端子）とを結ぶ第１経路上に接続され、第１帯域を通過帯域とする第１フィルタである。第２帯域は、第１帯域の周波数よりも低く、かつ、第１帯域の周波数と重ならない周波数帯域である。入出力端子Ｔ１は第２入出力端子に相当し、入出力端子Ｔ２は、第１入出力端子に相当する。フィルタ１２（第１フィルタ）は、第１移相器、フィルタ回路、および第２移相器で構成される。

　この場合には、フィルタ１２の共通端子Ｔｃ側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２１および入出力端子Ｔ２側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２２が、第１帯域低域端の周波数以下であることにより、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内の２０ｄＢを超える大きなリップルを、２０ｄＢ以下へと低減できる。

　また、フィルタ１１とフィルタ１２との位相差が、－５０°以上かつ＋５０°以下であることにより、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内の１０ｄＢを超える大きなリップルを、１０ｄＢ以下へと低減できる。

　さらに、フィルタ１２の共通端子Ｔｃ側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２１および入出力端子Ｔ２側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２２が、第２帯域高域端の周波数以下であることにより、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内の５ｄＢを超える大きなリップルを、５ｄＢ以下へと低減できる。

　［１．６　実施例３に係るフィルタ装置の移相器構成］
　次に、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄのフィルタ１２を構成する移相器の構成について説明する。

　図１２は、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄの具体的回路構成図である。

　フィルタ１１は、共通端子ＴｃとノードＸ１とを結ぶ経路上に配置された直列腕共振子ｓ１１、ｓ１２およびｓ１３と、共通端子ＴｃとノードＸ１とを結ぶ経路上の各ノードとグランドとの間に配置された並列腕共振子ｐ１１、ｐ１２、ｐ１３およびｐ１４とを備える。上記構成により、フィルタ１１は、第１帯域を通過帯域とするラダー型のバンドパスフィルタを構成している。

　フィルタ１２は、共通端子ＴｃとノードＸ２とを結ぶ第２経路上に配置された直列腕共振子ｓ２１、ｓ２２およびｓ２３と、第２経路上の各ノードとグランドとの間に配置された並列腕共振子ｐ２１、ｐ２２、ｐ２３およびｐ２４と、移相器２１および２２と、入出力端子Ｔ３およびＴ４と、を備える。直列腕共振子ｓ２１～ｓ２３、および、並列腕共振子ｐ２１～ｐ２４は、共振特性を有するフィルタ部１２Ｒを構成している。移相器２１は、フィルタ部１２Ｒの一方の端子と入出力端子Ｔ３（第３入出力端子）との間に接続された第１移相器であり、移相器２２は、フィルタ部１２Ｒの他方の端子と入出力端子Ｔ４（第４入出力端子）との間に接続された第２移相器である。移相器２１および２２は、分布定数線路で構成される遅延線、または、集中定数素子で構成される。上記構成によれば、フィルタ１２は、第２帯域を通過帯域とする位相調整が可能なラダー型のバンドパスフィルタを構成している。

　表４に、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄの回路パラメータの一例を示す。

　図１３Ａは、変形例２に係るフィルタ装置１０Ｄ１の回路構成図である。同図に示されたフィルタ装置１０Ｄ１は、フィルタ装置１０Ｄの移相器２１および２２の具体的回路構成を示したものである。本変形例に係るフィルタ装置１０Ｄ１は、フィルタ１１および１２ａと、スイッチＳＷ１～ＳＷ４と、共通端子Ｔｃと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。

　フィルタ１２ａは、フィルタ部１２Ｒと、移相器２１ａおよび２２ａと、入出力端子Ｔ３およびＴ４と、を有している。

　移相器２１ａおよび２２ａは、キャパシタまたはインダクタで構成されるインピーダンス素子を有している。具体的には、移相器２１ａは、第２経路上に配置されたキャパシタＣｓ１１およびＣｓ１２と、キャパシタＣｓ１１およびＣｓ１２の接続ノードとグランドとの間に接続されたインダクタＬｐ１と、を有している。また、移相器２２ａは、第２経路上に配置されたキャパシタＣｓ２１およびＣｓ２２と、キャパシタＣｓ２１およびＣｓ２２の接続ノードとグランドとの間に接続されたインダクタＬｐ２と、を有している。つまり、本変形例に係る移相器２１ａおよび２２ａは、それぞれ、（Ｔ型３次の）高域通過フィルタ型の回路構成を有している。

　表４に示されたように、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄでは、移相器２１および２２の位相は、ともに正値（＋側の位相）であるため、高域通過フィルタ型の回路構成が適している。

　図１３Ｂは、変形例２に係るフィルタ装置１０Ｄ１の通過特性を表すグラフである。同図の（ａ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオン、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオフとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、同図の（ｂ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオフ、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、同図の（ｃ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオフ、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ２間の通過特性が示されている。

　なお、本変形例を含む以降の変形例２～５では、フィルタ１１の第１帯域を、ＬＴＥのＢａｎｄ１１の送信帯域およびＢａｎｄ２１の送信帯域を含む帯域としている。また、フィルタ１２ａの第２帯域を、ＬＴＥのＢａｎｄ１１の受信帯域およびＢａｎｄ２１の受信帯域を含む帯域としている。また、第１帯域の少なくとも一部と第２帯域の少なくとも一部とを含む第３帯域を、ＬＴＥのＢａｎｄ３２の受信帯域を含む帯域としている。

　図１３Ｂの（ａ）に示すように、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオンとし、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオフとした場合、フィルタ装置１０Ｄ１は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で、第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の第３帯域を有するフィルタを構成する。ここで、移相器２１ａおよび２２ａの位相を表４に示す値に調整することにより、フィルタ１１とフィルタ１２ａとの位相差を最適化することが可能となる。また、キャパシタおよびインダクタなどの集中定数素子を用いることにより、フィルタ１１とフィルタ１２ａとの位相差を最適化することが可能になるとともに、移相器２１ａおよび移相器２２ａを小型にできる。よって、第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の第３帯域を有するフィルタのリップルを改善することが可能となる。図１３Ｂの（ａ）では、第３帯域の（最大）挿入損失が４．１５ｄＢとなっており、第３帯域の低損失および低リップルが実現されていることがわかる。

　図１４Ａは、変形例３に係るフィルタ装置１０Ｄ２の回路構成図である。同図に示されたフィルタ装置１０Ｄ２は、フィルタ装置１０Ｄの移相器２１および２２の具体的回路構成を示したものである。本変形例に係るフィルタ装置１０Ｄ２は、フィルタ１１および１２ｂと、スイッチＳＷ１～ＳＷ４と、共通端子Ｔｃと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。

　フィルタ１２ｂは、フィルタ部１２Ｒと、移相器２１ｂおよび２２ｂと、入出力端子Ｔ３およびＴ４と、を有している。

　移相器２１ｂおよび２２ｂは、キャパシタまたはインダクタで構成されるインピーダンス素子を有している。具体的には、移相器２１ｂは、第２経路上に配置されたキャパシタＣｓ１と、キャパシタＣｓ１および入出力端子Ｔ３の接続ノードとグランドとの間に接続されたインダクタＬｐ１と、を有している。また、移相器２２ａは、第２経路上に配置されたキャパシタＣｓ２と、キャパシタＣｓ２および入出力端子Ｔ４の接続ノードとグランドとの間に接続されたインダクタＬｐ２と、を有している。つまり、本変形例に係る移相器２１ｂおよび２２ｂは、それぞれ、（Ｔ型２次の）高域通過フィルタ型の回路構成を有している。

　図１４Ｂは、変形例３に係るフィルタ装置１０Ｄ２の通過特性を表すグラフである。同図の（ａ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオン、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオフとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、同図の（ｂ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオフ、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、同図の（ｃ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオフ、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ２間の通過特性が示されている。

　図１４Ｂの（ａ）に示すように、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオンとし、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオフとした場合、フィルタ装置１０Ｄ２は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で、第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の第３帯域を有するフィルタを構成する。ここで、移相器２１ｂおよび２２ｂの位相を表４に示す値に調整することにより、フィルタ１１とフィルタ１２との位相差を最適化することが可能となる。また、キャパシタおよびインダクタなどの集中定数素子を用いることにより、フィルタ１１とフィルタ１２ｂとの位相差を最適化することが可能になるとともに、移相器２１ｂおよび移相器２２ｂを小型にできる。よって、第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の第３帯域を有するフィルタのリップルを改善することが可能となる。図１４Ｂの（ａ）では、第３帯域の（最大）挿入損失が５．３２ｄＢとなっており、第３帯域の低損失および低リップルが実現されていることがわかる。

　図１５Ａは、変形例４に係るフィルタ装置１０Ｄ３の回路構成図である。同図に示されたフィルタ装置１０Ｄ３は、フィルタ装置１０Ｄの移相器２１および２２の具体的回路構成を示したものである。本変形例に係るフィルタ装置１０Ｄ３は、フィルタ１１および１２ｃと、スイッチＳＷ１～ＳＷ４と、共通端子Ｔｃと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。

　フィルタ１２ｃは、フィルタ部１２Ｒと、移相器２１ｃおよび２２ｃと、入出力端子Ｔ３およびＴ４と、を有している。

　移相器２１ｃおよび２２ｃは、キャパシタまたはインダクタで構成されるインピーダンス素子を有している。具体的には、移相器２１ｃは、第２経路上に配置されたキャパシタＣｓ１と、キャパシタＣｓ１およびフィルタ部１２Ｒの接続ノードとグランドとの間に接続されたインダクタＬｐ１と、を有している。また、移相器２２ｃは、第２経路上に配置されたキャパシタＣｓ２と、キャパシタＣｓ２およびフィルタ部１２Ｒの接続ノードとグランドとの間に接続されたインダクタＬｐ２と、を有している。つまり、本変形例に係る移相器２１ｃおよび２２ｃは、それぞれ、（Ｔ型２次の）高域通過フィルタ型の回路構成を有している。

　図１５Ｂは、変形例４に係るフィルタ装置１０Ｄ３の通過特性を表すグラフである。同図の（ａ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオン、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオフとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、同図の（ｂ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオフ、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、同図の（ｃ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオフ、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ２間の通過特性が示されている。

　図１５Ｂの（ａ）に示すように、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオンとし、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオフとした場合、フィルタ装置１０Ｄ３は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で、第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の第３帯域を有するフィルタを構成する。ここで、移相器２１ｃおよび２２ｃの位相を表４に示す値に調整することにより、フィルタ１１とフィルタ１２との位相差を最適化することが可能となる。また、キャパシタおよびインダクタなどの集中定数素子を用いることにより、フィルタ１１とフィルタ１２ｃとの位相差を最適化することが可能になるとともに、移相器２１ｃおよび移相器２２ｃを小型にできる。よって、第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の第３帯域を有するフィルタのリップルを改善することが可能となる。図１５Ｂの（ａ）では、第３帯域の（最大）挿入損失が５．０５ｄＢとなっており、第３帯域の低損失および低リップルが実現されていることがわかる。

　図１６Ａは、変形例５に係るフィルタ装置１０Ｄ４の回路構成図である。同図に示されたフィルタ装置１０Ｄ４は、フィルタ装置１０Ｄの移相器２１および２２の具体的回路構成を示したものである。本変形例に係るフィルタ装置１０Ｄ４は、フィルタ１１および１２ｄと、スイッチＳＷ１～ＳＷ４と、共通端子Ｔｃと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。

　フィルタ１２ｄは、フィルタ部１２Ｒと、移相器２１ｄおよび２２ｄと、入出力端子Ｔ３およびＴ４と、を有している。

　移相器２１ｄおよび２２ｄは、キャパシタまたはインダクタで構成されるインピーダンス素子を有している。具体的には、移相器２１ｄは、第２経路上に配置されたインダクタＬｓ１１およびＬｓ１２と、インダクタＬｓ１１およびＬｓ１２の接続ノードとグランドとの間に接続されたキャパシタＣｐ１と、を有している。また、移相器２２ｄは、第２経路上に配置されたインダクタＬｓ２１およびＬｓ２２と、インダクタＬｓ２１およびＬｓ２２の接続ノードとグランドとの間に接続されたキャパシタＣｐ２と、を有している。つまり、本変形例に係る移相器２１ｄおよび２２ｄは、それぞれ、（Ｔ型３次の）低域通過フィルタ型の回路構成を有している。

　表４に示されたように、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄでは、移相器２１および２２の位相は、ともに正値（＋側の位相）であるが、本変形例のような低域通過フィルタ型の回路構成であっても位相調整が可能となる。なお、低域通過フィルタ型の回路構成を有する移相器は、負値（－側の位相）に調整される場合に適している。

　図１６Ｂは、変形例５に係るフィルタ装置１０Ｄ４の通過特性を表すグラフである。同図の（ａ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオン、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオフとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、同図の（ｂ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオフ、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、同図の（ｃ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオフ、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ２間の通過特性が示されている。

　図１６Ｂの（ａ）に示すように、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオンとし、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオフとした場合、フィルタ装置１０Ｄ４は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で、第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の第３帯域を有するフィルタを構成する。ここで、移相器２１ｄおよび２２ｄの位相を表４に示す値に調整することにより、フィルタ１１とフィルタ１２との位相差を最適化することが可能となる。また、キャパシタおよびインダクタなどの集中定数素子を用いることにより、フィルタ１１とフィルタ１２ｄとの位相差を最適化することが可能になるとともに、移相器２１ｄおよび移相器２２ｄを小型にできる。よって、第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の第３帯域を有するフィルタのリップルを改善することが可能となる。図１５Ｂの（ａ）では、第３帯域の（最大）挿入損失が５．０６ｄＢとなっており、第３帯域の低損失および低リップルが実現されていることがわかる。

　なお、変形例２～変形例５において、第１移相器と第２移相器とを同じ回路構成としたが、これに限られない。本発明に係るフィルタ装置として必要な第１フィルタと第２フィルタとの位相差を実現するため、第１移相器と第２移相器とが異なる回路構成であってもよい。例えば、第１移相器が低域通過フィルタ型の回路構成を有し、第２移相器が高域通過フィルタ型の回路構成を有していてもよく、また、その逆であってもよい。

　図１７Ａは、変形例５に係るフィルタ装置１０Ｄ４の広帯域通過特性を表すグラフである。また、図１７Ｂは、変形例２に係るフィルタ装置１０Ｄ１の広帯域通過特性を表すグラフである。図１７Ａおよび図１７Ｂの双方において、（ａ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオン、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオフとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、（ｂ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオフ、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性が示されている。また、（ｃ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオフ、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ２間の通過特性が示されている。

　図１７Ａに示すように、低域通過フィルタ型の回路構成を有する移相器２１ｄおよび２２ｄを用いたフィルタ装置１０Ｄ４では、通過帯域高域側の減衰特性が向上する。一方、図１７Ｂに示すように、高域通過フィルタ型の回路構成を有する移相器２１ａおよび２２ａを用いたフィルタ装置１０Ｄ１では、通過帯域高域側の減衰特性が向上する。よって、例えば、高調波およびバルク波などのスプリアスの発生周波数に応じて、低域通過フィルタ型の移相器および高域通過フィルタ型の移相器を選択してもよい。

　［１．７　実施例４に係るフィルタ装置］
　図１８は、実施例４に係るフィルタ装置１０Ｅの回路構成図である。同図に示されたフィルタ装置１０Ｅは、フィルタ１１、１２ｅおよび１３と、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３およびＳＷ４と、共通端子Ｔｃと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。本実施例に係るフィルタ装置１０Ｅは、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄと比較して、第２フィルタの回路構成、および、フィルタ１３が付加されている点が構成として異なる。以下、本実施例に係るフィルタ装置１０Ｅについて、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　フィルタ１１は、実施例３に係るフィルタ１１と同じ回路構成であり、直列腕共振子ｓ１１～ｓ１３と、並列腕共振子ｐ１１～ｐ１４とを備える。上記構成により、フィルタ１１は、第１帯域を通過帯域とするラダー型のバンドパスフィルタを構成している。

　フィルタ１２ｅは、共通端子ＴｃとノードＸ２とを結ぶ第２経路上であって共通端子ＴｃとノードＸ２との間に配置された直列腕共振子ｓ２１と、第２経路上であって共通端子ＴｃとノードＸ２との間の各ノードとグランドとの間に配置された並列腕共振子ｐ２１およびｐ２２と、移相器２１および２２と、を備える。直列腕共振子ｓ２１、並列腕共振子ｐ２１およびｐ２２は、共振特性を有するフィルタ回路を構成している。移相器２１は、フィルタ回路の一方の端子と共通端子Ｔｃとの間に接続された第１移相器であり、移相器２２は、フィルタ回路の他方の端子とノードＸ２との間に接続された第２移相器である。

　フィルタ１３は、第２経路上であってスイッチＳＷ２と入出力端子Ｔ２との間に接続され、第２帯域を通過帯域とする第３フィルタである。フィルタ１３は、ノードＸ３と入出力端子Ｔ２とを結ぶ経路に配置された直列腕共振子ｓ３１および縦結合型共振器３２と、縦結合型共振器３２と入出力端子Ｔ２とを結ぶノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子ｐ３１と、を備える。縦結合型共振器３２は、例えば、５つのＩＤＴ電極と当該５つのＩＤＴ電極の並び方向の両端に配置された反射器とで構成されている。なお、縦結合型共振器３２のＩＤＴ電極の数は２つ以上であればよく、反射器はなくてもよい。

　表５に、実施例４に係るフィルタ装置１０Ｅの回路パラメータの一例を示す。なお、縦結合型共振器３２の回路パラメータについては省略した。

　図１９は、実施例４に係るフィルタ装置１０Ｅの通過特性、振幅特性、位相特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。同図の（ａ）には、フィルタ装置１０Ｅのフィルタモードにおける通過特性が示されている。同図の（ｂ）および（ｃ）には、フィルタ装置１０Ｅのマルチプレクサモードにおける通過特性が示されている。同図の（ｄ）には、フィルタ１１単体、フィルタ１２ｅ単体およびフィルタ１３単体の振幅特性、フィルタ１１単体およびフィルタ１２ｅ単体の振幅差が示されている。同図の（ｅ）には、フィルタ１１単体およびフィルタ１２ｅ単体の位相特性、ならびにそれらの位相差が示されている。同図の（ｆ）には、共通端子Ｔｃからフィルタ１１単体およびフィルタ１２ｅ単体を見たインピーダンス特性が示されている。同図の（ｇ）には、入出力端子Ｔ１からフィルタ１１単体を見たインピーダンス特性および入出力端子Ｔ２からフィルタ１２ｅ単体を見たインピーダンス特性が示されている。

　また、図２０は、実施例３に係るフィルタ装置１０Ｄおよび実施例４に係るフィルタ装置１０Ｅの通過特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオン、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオフとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｂ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオフ、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ１間の通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｃ）には、スイッチＳＷ１およびＳＷ３をオフ、スイッチＳＷ２およびＳＷ４をオンとした場合の共通端子Ｔｃ－入出力端子Ｔ２間の通過特性の比較が示されている。

　実施例４に係るフィルタ装置１０Ｅの上記構成によれば、図１９の（ａ）および図２０の（ａ）に示すように、スイッチＳＷ１がオンかつスイッチＳＷ２がオフの場合であって共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で第３帯域を通過帯域とするフィルタが機能している場合、フィルタ１３は機能せず、第３帯域のリップルが低減された通過特性となっている。一方、スイッチＳＷ１素子がオフかつスイッチＳＷ２がオンの場合であってマルチプレクサが機能している場合、図１９の（ｃ）および図２０の（ｃ）に示すように、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間でフィルタ１３が機能し、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で構成される第２帯域を通過帯域とするフィルタの通過帯域外の減衰特性が向上する。

　また、図１９の（ｄ）に示すように、フィルタ１３単体の通過特性における第２帯域低域側の急峻度は、フィルタ１２単体の通過特性における第２帯域低域側の急峻度よりも高い。

　共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタが機能している場合、フィルタ１２ｅの第２帯域低域側の急峻度が高いほど、第３帯域にリップルが生じ易くなる。一方、当該フィルタ装置がマルチプレクサとして機能している場合、フィルタ１２ｅの第２帯域低域側の急峻度が高いほど、入出力端子Ｔ１と入出力端子Ｔ２との間において、第１帯域のアイソレーション（減衰量）は向上する。

　これに対して、本実施例に係るフィルタ装置１０Ｅによれば、第２帯域低域側の急峻度が高く、第３帯域の構成には寄与しないフィルタ１３が配置されるので、第３帯域を通過帯域とするフィルタは、フィルタ１１およびフィルタ１２ｅで構成されるので、第３帯域を通過帯域とするフィルタのリップルを低減しつつ、フィルタ１１と、フィルタ１２ｅおよび１３が縦続接続されたフィルタ回路とで構成されたマルチプレクサの減衰特性およびアイソレーション特性を向上させることが可能となる。

　さらに、フィルタ１３の配置により、マルチプレクサを構成するフィルタ１２ｅの共振子構成を少なくできる。つまり、フィルタ１２ｅを構成する共振子次数を小さくでき第２帯域を広帯域化できるので、第３帯域のリップルを低減できる。

　また、図１９の（ｆ）および（ｇ）に示すように、実施例４に係るフィルタ装置１０Ｅにおいて、フィルタ１２ｅのインピーダンスが最大となる周波数を調整することで、第３帯域を通過帯域とする広帯域フィルタのリップルを改善することが可能となる。

　なお、本実施例では、第２経路側にフィルタ１３が接続されているが、ノードＸ２と入出力端子Ｔ２との間にスイッチＳＷ２およびＳＷ３ならびにフィルタ１３が配置されているが、ノードＸ１と入出力端子Ｔ１との間にスイッチＳＷ２およびＳＷ３ならびにフィルタ１３が配置されていてもよい。この場合、マルチプレクサとして機能する場合、第２帯域を通過帯域とするフィルタ特性において、第１帯域である減衰特性が向上する。

　より具体的には、実施例４に係るフィルタ装置１０Ｅの変形例として、スイッチＳＷ２およびＳＷ３ならびにフィルタ１３をノードＸ１と入出力端子Ｔ１との間に接続した構成が考えられる。この場合には、フィルタ１１は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１（第２入出力端子）とを結ぶ第２経路上に接続され、第２帯域を通過帯域とする第２フィルタである。また、フィルタ１２ｅは、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２（第１入出力端子）とを結ぶ第１経路上に接続され、第１帯域を通過帯域とする第１フィルタである。第２帯域は、第１帯域の周波数よりも低く、かつ、第１帯域の周波数と重ならない周波数帯域である。入出力端子Ｔ１は第２入出力端子に相当し、入出力端子Ｔ２は、第１入出力端子に相当する。フィルタ１２ｅ（第１フィルタ）は、第１移相器、フィルタ回路、および第２移相器で構成される。

　また、フィルタ１３単体の通過特性における第２帯域高域側の急峻度は、フィルタ１１単体の通過特性における第２帯域高域側の急峻度よりも高い。

　共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタが機能している場合、フィルタ１１の第２帯域高域側の急峻度が高いほど、第３帯域にリップルが生じ易くなる。一方、当該フィルタ装置がマルチプレクサとして機能している場合、フィルタ１１の第２帯域高域側の急峻度が高いほど、入出力端子Ｔ１と入出力端子Ｔ２との間において、第１帯域のアイソレーションは向上する。

　これに対して、本構成によれば、第２帯域高域側の急峻度が高く、第３帯域の構成には寄与しないフィルタ１３が配置されるので、第３帯域を通過帯域とするフィルタは、フィルタ１１およびフィルタ１２ｅで構成されるので、第３帯域を通過帯域とするフィルタのリップルを低減しつつ、フィルタ１１および１３が縦続接続されたフィルタ回路と、フィルタ１２ｅとで構成されたマルチプレクサの減衰特性およびアイソレーション特性を向上させることが可能となる。

　さらに、フィルタ１３の配置により、マルチプレクサを構成するフィルタ１１の共振子構成を少なくできる。つまり、フィルタ１１を構成する共振子次数を小さくでき第２帯域を広帯域化できるので、第３帯域のリップルを低減できる。

　［１．８　実施例５に係るフィルタ装置］
　本実施例では、第１フィルタまたは第２フィルタが、スイッチ素子を有するインピーダンス回路が付加された直列腕回路または並列腕回路を有する構成について説明する。

　図２１Ａは、実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆの回路構成図である。同図に示されたフィルタ装置１０Ｆは、フィルタ１１ａ、１２ｅおよび１３と、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３およびＳＷ４と、共通端子Ｔｃと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。本実施例に係るフィルタ装置１０Ｆは、実施例４に係るフィルタ装置１０Ｅと比較して、フィルタ１１ａの回路構成が異なる。以下、本実施例に係るフィルタ装置１０Ｆについて、実施例４に係るフィルタ装置１０Ｅと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　フィルタ１１ａは、共通端子ＴｃとノードＸ１とを結ぶ経路上に配置された直列腕共振子ｓ１１、ｓ１２およびｓ１３と、共通端子ＴｃとノードＸ１とを結ぶ経路上の各ノードとグランドとの間に配置された並列腕共振子ｐ１１、ｐ１２、ｐ１３およびｐ１４と、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２およびＳＷ１３と、キャパシタＣ１１、Ｃ１２およびＣ１３と、を備える。なお、直列腕共振子ｓ１１、ｓ１２およびｓ１３のそれぞれは、共通端子ＴｃとノードＸ１とを結ぶ経路上に配置された直列腕回路であってもよい。並列腕共振子ｐ１１、ｐ１２、ｐ１３およびｐ１４のそれぞれは、共通端子ＴｃとノードＸ１とを結ぶ経路上の各ノードとグランドとの間に配置された並列腕回路であってもよい。直列腕回路および並列腕回路は、弾性波共振子で構成されていなくてもよく、インダクタやキャパシタなどの回路素子で構成されていてもよい。

　直列腕共振子ｓ１１および共通端子Ｔｃの接続ノードにはキャパシタＣ１１の一端が接続され、キャパシタＣ１１の他端と直列腕共振子ｓ１１およびｓ１２の接続ノードとの間にはスイッチＳＷ１１が接続されている。

　直列腕共振子ｓ１１およびｓ１２の接続ノードにはキャパシタＣ１２の一端が接続され、キャパシタＣ１２の他端と直列腕共振子ｓ１２およびｓ１３の接続ノードとの間にはスイッチＳＷ１２が接続されている。

　直列腕共振子ｓ１２およびｓ１３の接続ノードにはキャパシタＣ１３の一端が接続され、キャパシタＣ１３の他端と直列腕共振子ｓ１３およびノードＸ１の接続ノードとの間にはスイッチＳＷ１３が接続されている。

　上記構成により、フィルタ１１ａは、スイッチＳＷ１１～ＳＷ１３がオンの場合、第１ａ帯域（Ｂａｎｄ１１Ｔｘ）を通過帯域とし、スイッチＳＷ１１～ＳＷ１３がオフの場合、第１帯域（Ｂａｎｄ２１Ｔｘ）を通過帯域する周波数可変型のバンドパスフィルタを構成している。

　ここで、第１の直列腕回路は、直列腕共振子ｓ１１と、直列腕共振子ｓ１１に並列接続された第１のインピーダンス回路とを有している。第１のインピーダンス回路は、キャパシタＣ１１とスイッチＳＷ１１とが直列接続された回路である。第２の直列腕回路は、直列腕共振子ｓ１２と、直列腕共振子ｓ１２に並列接続された第２のインピーダンス回路とを有している。第２のインピーダンス回路は、キャパシタＣ１２とスイッチＳＷ１２とが直列接続された回路である。第３の直列腕回路は、直列腕共振子ｓ１３と、直列腕共振子ｓ１３に並列接続された第３のインピーダンス回路とを有している。第３のインピーダンス回路は、キャパシタＣ１３とスイッチＳＷ１３とが直列接続された回路である。

　表６に、実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆの回路パラメータを示す。

　図２２Ａは、実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆの通過特性、振幅特性、位相特性およびインピーダンス特性を表すグラフである。また、図２２Ｂは、実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆの第１ａ帯域および第２ａ帯域のデュプレクサモードにおける通過特性を表すグラフである。図２２Ａの（ａ）には、フィルタ装置１０Ｆのフィルタモードにおける通過特性が示されている。図２２Ａの（ｂ）および（ｃ）には、それぞれ、フィルタ装置１０Ｆのマルチプレクサモードにおける第１帯域（Ｂａｎｄ２１Ｔｘ）および第２帯域（Ｂａｎｄ２１Ｒｘ）の通過特性が示されている。図２２Ａの（ｄ）には、フィルタ１１ａ単体、フィルタ１２ｅ単体およびフィルタ１３単体の振幅特性、フィルタ１１ａ単体およびフィルタ１２ｅ単体の振幅差が示されている。図２２Ａの（ｅ）には、フィルタ１１ａ単体およびフィルタ１２ｅ単体の位相特性、ならびにそれらの位相差が示されている。図２２Ａの（ｆ）には、共通端子Ｔｃからフィルタ１１ａ単体およびフィルタ１２ｅ単体を見たインピーダンス特性が示されている。図２２Ａの（ｇ）には、入出力端子Ｔ１からフィルタ１１ａ単体を見たインピーダンス特性および入出力端子Ｔ２からフィルタ１２ｅ単体を見たインピーダンス特性が示されている。図２２Ｂの（ａ）および（ｂ）には、フィルタ装置１０Ｆのマルチプレクサモードにおける第１ａ帯域（Ｂａｎｄ１１Ｔｘ）および第２ａ帯域（Ｂａｎｄ１１Ｒｘ）の通過特性が示されている。

　フィルタ１１ａにおいて、キャパシタＣ１１～Ｃ１３のそれぞれは、スイッチＳＷ１１～ＳＷ１３がオンの場合、直列腕共振子ｓ１１～ｓ１３のそれぞれに、一対一で並列接続されるので、スイッチＳＷ１１～ＳＷ１３がオフからオンへと切り替わることにより、各直列腕回路の反共振周波数が低域側へと切り替えられる。

　なお、本実施の形態において、直列腕共振子、並列腕共振子、直列腕回路および並列腕回路のインピーダンス｜Ｚ｜が極小となる周波数が共振周波数であり、インピーダンス｜Ｚ｜が極大となる周波数が反共振周波数である。

　直列腕回路の反共振周波数は、ラダー型フィルタにおける通過帯域高域側の減衰極を規定することから、図２２Ａの（ｂ）および図２２Ｂの（ａ）に示すように、フィルタ１１ａは、スイッチＳＷ１１～ＳＷ１３のオンおよびオフの切り替えにより、通過帯域高域側の急峻度および通過帯域高域端の周波数が可変する。

　また、スイッチＳＷ１１～ＳＷ１３がオフからオンへと切り替わることで、フィルタ１１ａの通過帯域の高域側減衰極の周波数が低域側へ可変する（フィルタ１１ａの通過帯域がＢａｎｄ２１ＴｘからＢａｎｄ１１Ｔｘへ切り替わる）ことで、（Ｂａｎｄ１１Ｒｘを通過帯域とする）フィルタ１２ｅの低域側減衰量が向上する。

　また、図２２Ａの（ｆ）および（ｇ）より、フィルタ１２ｅの共通端子Ｔｃ側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２１および入出力端子Ｔ２側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２２が、第２帯域低域端の周波数以下である。これにより、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内の２０ｄＢを超える大きなリップルを、２０ｄＢ以下へと低減できる。

　また、図２２Ａの（ｄ）および（ｅ）より、フィルタ１１ａ単体の振幅とフィルタ１２ｅ単体の振幅とが等しくなる周波数において、フィルタ１１ａとフィルタ１２ｅとの位相差が、－５０°以上かつ＋５０°以下である。これにより、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内の１０ｄＢを超える大きなリップルを、１０ｄＢ以下へと低減できる。

　さらに、図２２Ａの（ｆ）および（ｇ）より、フィルタ１２ｅの共通端子Ｔｃ側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２１および入出力端子Ｔ２側のインピーダンス最大周波数ｆｚ２２が、第１帯域高域端の周波数以下である。これにより、第３帯域を通過帯域とする広帯域のフィルタにおける通過帯域内の５ｄＢを超える大きなリップルを、５ｄＢ以下へと低減できる。

　本実施例に係るフィルタ装置１０Ｆの構成によれば、（１）第１帯域（または第１ａ帯域）および第２帯域（または第２ａ帯域）を含む相対的に広帯域の通過帯域を有するフィルタ、および、第１帯域（または第１ａ帯域）である相対的に狭帯域の通過帯域および第２帯域（または第２ａ帯域）である相対的に狭帯域の通過帯域を合波または分波するマルチプレクサの双方について、通過帯域を可変させつつ、広帯域の通過帯域（第３帯域）のリップルを低減することが可能となる。

　なお、実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆのフィルタ１１ａは、図２１Ｂに示されたフィルタ１１ｂであってもよい。フィルタ１１ｂは、共通端子ＴｃとノードＸ１とを結ぶ経路上に配置された直列腕共振子ｓ１１、ｓ１２およびｓ１３と、共通端子ＴｃとノードＸ１とを結ぶ経路上の各ノードとグランドとの間に配置された並列腕共振子ｐ１１、ｐ１２、ｐ１３およびｐ１４と、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２およびＳＷ１３と、キャパシタＣ１１、Ｃ１２およびＣ１３と、を備える。フィルタ１１ｂは、フィルタ１１ａと比較して、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２およびＳＷ１３、ならびに、キャパシタＣ１１、Ｃ１２およびＣ１３の接続形態のみが異なる。以下、フィルタ１１ｂについて、フィルタ１１ａと異なる点のみを説明する。

　キャパシタＣ１１の他端には、キャパシタＣ１２の一端が接続され、キャパシタＣ１２の他端と直列腕共振子ｓ１２およびｓ１３の接続ノードとの間にはスイッチＳＷ１２が接続されている。

　キャパシタＣ１２の他端には、キャパシタＣ１３の一端が接続され、キャパシタＣ１３の他端と直列腕共振子ｓ１３およびノードＸ１の接続ノードとの間にはスイッチＳＷ１３が接続されている。

　実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆにおいて、上述した接続構成を有するフィルタ１１ｂを、フィルタ１１ａの替わりに配置しても、同様の効果を奏することが可能となる。さらに、フィルタ１１ｂが配置されたフィルタ装置１０Ｆは、フィルタ１１ａが配置されたフィルタ装置１０Ｆと比較して、接続ノード数が減るため、小型化に有利である。

　なお、本実施例では、周波数可変機能を第１フィルタ（フィルタ１１ａ）に付加したが、当該周波数可変機能は、第１フィルタ（フィルタ１１ａ）および第２フィルタ（フィルタ１２ｅ）の少なくとも一方に有していればよい。

　また、本実施例に係るフィルタ装置１０Ｆにおいて、フィルタ１１ａおよびフィルタ１１ｅのそれぞれを構成する、１つの直列腕回路およびその直列腕に接続された１つの並列腕回路で構成される単位回路としては、図２３Ａ～図２３Ｄ、および、図２４Ａ～図２４Ｆのような変形例が挙げられる。

　図２３Ａは、実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆを構成する各フィルタの変形例６の回路構成図である。同図に示されたフィルタ１４Ａは、直列腕回路１５１と並列腕回路とで構成されている。並列腕回路は、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ１およびインピーダンス回路を有する。インピーダンス回路は、互いに並列接続されたスイッチおよびキャパシタを有する。スイッチのオンおよびオフの切り替えにより、並列腕回路の共振周波数が切り替わる。

　図２３Ｂは、実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆを構成する各フィルタの変形例７の回路構成図である。同図に示されたフィルタ１４Ｂは、直列腕回路１５１と並列腕回路とで構成されている。並列腕回路は、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ１およびインピーダンス回路を有する。インピーダンス回路は、互いに並列接続されたスイッチおよびインダクタを有する。スイッチのオンおよびオフの切り替えにより、並列腕回路の共振周波数が切り替わる。

　図２３Ｃは、実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆを構成する各フィルタの変形例８の回路構成図である。同図に示されたフィルタ１４Ｃは、直列腕回路１５１と並列腕回路とで構成されている。並列腕回路は、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ１およびインピーダンス回路を有する。インピーダンス回路は、互いに並列接続されたスイッチとインダクタとの直列回路およびキャパシタを有する。スイッチのオンおよびオフの切り替えにより、並列腕回路の共振周波数が切り替わる。

　図２３Ｄは、実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆを構成する各フィルタの変形例９の回路構成図である。同図に示されたフィルタ１４Ｄは、直列腕回路１５１と並列腕回路とで構成されている。並列腕回路は、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ１およびインピーダンス回路を有する。インピーダンス回路は、互いに並列接続されたスイッチとキャパシタとの直列回路およびインダクタを有する。スイッチのオンおよびオフの切り替えにより、並列腕回路の共振周波数が切り替わる。

　図２４Ａは、実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆを構成する各フィルタの変形例１０の回路構成図である。同図に示されたフィルタ１５Ａは、直列腕回路１５１と、並列腕回路とで構成されている。並列腕回路は、並列腕共振子ｐ１と、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ２およびスイッチと、を有する。並列腕共振子ｐ１の共振周波数は並列腕共振子ｐ２の共振周波数より低く、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数は並列腕共振子ｐ２の反共振周波数より低く設定されている。スイッチのオンおよびオフの切り替えにより、並列腕回路の共振周波数および反共振周波数の少なくとも一方が切り替わる。

　図２４Ｂは、実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆを構成する各フィルタの変形例１１の回路構成図である。同図に示されたフィルタ１５Ｂは、直列腕回路１５１と並列腕回路とで構成されている。並列腕回路は、並列腕共振子ｐ１と、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ２およびインピーダンス回路を有する。並列腕共振子ｐ１の共振周波数は並列腕共振子ｐ２の共振周波数と異なり、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数は並列腕共振子ｐ２の反共振周波数と異なる。インピーダンス回路は、互いに並列接続されたスイッチおよびキャパシタを有する。並列腕回路は、２つの共振周波数と２つの反共振周波数を有し、スイッチの導通および非導通の切り替えにより、並列腕回路の共振周波数の少なくとも１つと、反共振周波数の少なくとも１つとが、ともに切り替わる。

　図２４Ｃは、実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆを構成する各フィルタの変形例１２の回路構成図である。同図に示されたフィルタ１５Ｃは、直列腕回路１５１と、並列腕回路とで構成されている。並列腕回路は、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ１および第１インピーダンス回路と、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ２および第２インピーダンス回路とを有する。並列腕共振子ｐ１の共振周波数は並列腕共振子ｐ２の共振周波数と異なり、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数は並列腕共振子ｐ２の反共振周波数と異なる。第１インピーダンス回路は、互いに並列接続されたスイッチＳＷ１およびキャパシタを有する。第２インピーダンス回路は、互いに並列接続されたスイッチＳＷ２およびキャパシタを有する。並列腕回路は、２つの共振周波数と２つの反共振周波数を有し、それぞれのスイッチのオンおよびオフの切り替えにより、並列腕回路の共振周波数の少なくとも１つと、反共振周波少なくとも１つとが、ともに切り替わる。

　図２４Ｄは、実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆを構成する各フィルタの変形例１３の回路構成図である。同図に示されたフィルタ１５Ｄは、直列腕回路１５１と、並列腕回路とで構成されている。並列腕回路は、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ１およびインピーダンス回路を有する。インピーダンス回路は、互いに並列接続されたスイッチＳＷ１および並列腕共振子ｐ２を有する。並列腕共振子ｐ１の共振周波数は並列腕共振子ｐ２の共振周波数と異なり、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数は並列腕共振子ｐ２の反共振周波数と異なる。スイッチのオンおよびオフの切り替えにより、並列腕回路の共振点および反共振点の周波数および個数が切り替わる。

　図２４Ｅは、実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆを構成する各フィルタの変形例１４の回路構成図である。同図に示されたフィルタ１５Ｅは、直列腕回路１５１と、並列腕回路とで構成されている。並列腕回路は、並列腕共振子ｐ１およびｐ２が並列接続された回路と、インピーダンス回路とが直列接続された構成を有する。並列腕共振子ｐ１の共振周波数は並列腕共振子ｐ２の共振周波数より低く、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数は並列腕共振子ｐ２の反共振周波数より低く設定されている。インピーダンス回路は、互いに並列接続されたスイッチＳＷ１およびキャパシタを有する。並列腕回路は、２つの共振周波数と２つの反共振周波数を有し、スイッチのオンおよびオフの切り替えにより、並列腕回路の２つの共振周波数が切り替わる。

　図２４Ｆは、実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆを構成する各フィルタの変形例１５の回路構成図である。同図に示されたフィルタ１５Ｆは、直列腕回路１５１と、並列腕回路とで構成されている。並列腕回路は、並列腕共振子ｐ１およびｐ２が並列接続された回路と、インピーダンス回路とが直列接続された構成を有する。並列腕共振子ｐ１の共振周波数は並列腕共振子ｐ２の共振周波数より低く、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数は並列腕共振子ｐ２の反共振周波数より低く設定されている。インピーダンス回路は、互いに並列接続されたスイッチＳＷ１およびインダクタを有する。並列腕回路は、２つの共振周波数と２つの反共振周波数を有し、スイッチのオンおよびオフの切り替えにより、並列腕回路の２つの共振周波数が切り替わる。

　［１．９　実施例５に係るフィルタ装置の実装構造］
　図２５は、実施例５に係るフィルタ装置１０Ｆの実装構成図である。なお、同図に示された実装構成図は、フィルタ装置１０Ｆを構成するフィルタ１１ａの替わりに変形例に係るフィルタ１１ｂを配置したものである。同図に示すように、本実施例では、直列腕共振子ｓ１１～ｓ１３および並列腕共振子ｐ１１～ｐ１４は、１つの共振子用のパッケージ４１（チップ）で構成されている。また、直列腕共振子ｓ２１および並列腕共振子ｐ２１、ｐ２２とキャパシタＣｓ１およびＣｓ２とは、１つの共振子用のパッケージ４２（チップ）で構成されている。また、直列腕共振子ｓ３１、並列腕共振子ｐ３１および縦結合型共振器３２は、１つの共振子用のパッケージ４３（チップ）で構成されている。また、スイッチＳＷ１１～ＳＷ１３と、コンデンサＣ１１～Ｃ１３は、スイッチ用のパッケージ４４で構成されている。また、スイッチＳＷ１～ＳＷ４は、スイッチ用のパッケージ４５で構成されている。これらパッケージ４１～４５と、インダクタＬｐ１およびＬｐ２とは、配線基板４０上に搭載されている。つまり、共振子とスイッチとは別のパッケージに形成されている。

　パッケージ４１～４５は、当該パッケージ４１～４５を配線基板４０に実装するための表面電極（図２５中の丸印、「ランド」または「パッド」とも言う）を底面に有する。なお、図２５では、簡明のため、各パッケージに構成された回路素子及び配線を模式的に示し、パッケージ４１～４５の内部を透過してその底面の表面電極を図示している。

　また、配線基板４０は、共通端子Ｔｃ、入出力端子Ｔ１およびＴ２のそれぞれを構成する外部接続電極を有する。この外部接続電極は、例えば、配線基板４０をマザー基板等に実装するための表面電極、配線基板４０と他の電子部品とを接続するコネクタである。

　なお、スイッチＳＷ１１～ＳＷ１３、ＳＷ１～ＳＷ４、キャパシタＣ１１～Ｃ１３、Ｃｓ１およびＣｓ２は、上記と異なる組み合わせでパッケージ化されていてもかまわない。

　［１．１０　実施例６に係るフィルタ装置］
　図２６は、実施例６に係るフィルタ装置１０Ｇの回路構成図である。同図に示されたフィルタ装置１０Ｇは、フィルタ１１、１２および１６と、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ５、ＳＷ６、ＳＷ７、ＳＷ８およびＳＷ９と、共通端子Ｔｃと、入出力端子Ｔ１、Ｔ２およびＴ５と、を備える。本実施例に係るフィルタ装置１０Ｇは、実施例２に係るフィルタ装置１０Ｃと比較して、フィルタ１６が配置された第３経路が付加され、第２経路と第３経路とを切り替えるスイッチＳＷ８およびＳＷ９が付加されている点が異なる。以下、本実施例に係るフィルタ装置１０Ｇについて、実施例２に係るフィルタ装置１０Ｃと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　フィルタ１６は、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ５（第５入出力端子）とを結ぶ第３経路上に接続され、第１帯域および第２帯域の周波数と異なり、かつ、第１帯域の周波数と重ならない第４帯域を通過帯域とする第４フィルタである。

　スイッチＳＷ５は、ノードＸ１と、第３経路上であってフィルタ１６および入出力端子Ｔ５の間のノードＸ５（第５ノード）との間に接続された第５スイッチ素子である。スイッチＳＷ６は、第３経路上であってノードＸ５と入出力端子Ｔ５との間に接続された第６スイッチ素子である。スイッチＳＷ７は、スイッチＳＷ６および入出力端子Ｔ５の接続ノードであるノードＸ６とグランドとの間に接続されている。スイッチＳＷ８は、共通端子Ｔｃとフィルタ１２との間に接続された第７スイッチ素子である。スイッチＳＷ９は、共通端子Ｔｃとフィルタ１６との間に接続された第８スイッチ素子である。

　スイッチＳＷ６とスイッチＳＷ７とは、排他的にオンおよびオフが切り替えられる。

　上記構成によれば、スイッチＳＷ８およびＳＷ９のオンおよびオフを切り替えることにより、フィルタ１２および１６を選択することが可能となる。これより、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ５、ＳＷ６、ＳＷ８およびＳＷ９のオンおよびオフを切り替えることにより、（１）広帯域の第３帯域を通過帯域とし共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で構成されるフィルタ、（２）第１帯域および第４帯域を含む相対的に広帯域の通過帯域を有し共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で構成されるフィルタ、（３）第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で構成されるフィルタ１１を通過する信号、および、第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で構成されるフィルタ１２を通過する信号、を合波または分波するマルチプレクサ、（４）第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で構成されるフィルタ１１を通過する信号、および、第４帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ５との間で構成されるフィルタ１６を通過する信号、を合波または分波するマルチプレクサと、を切り替える小型のフィルタ装置を提供することが可能となる。

　なお、本実施例では、第２経路および第３経路を、それぞれ１つずつ有する構成としたが、第１帯域および第２帯域の周波数と異なり、かつ、第１帯域の周波数と重ならない帯域を通過帯域とする経路を、さらに有していてもよい。

　［１．１１　実施例１ａ－１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈの構成］
　図２７は、実施例１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈの回路構成図である。同図に示されたフィルタ装置１０Ｈは、第１回路および第２回路と、共通端子１１０と入出力端子１２０および１３０と、スイッチＳＷ１およびＳＷ２と、を備える。フィルタ装置１０Ｈは、実施例１に係るフィルタ装置１０Ａの具体的回路構成例であり、第１回路はフィルタ１１の具体的回路構成例であり、第２回路はフィルタ１２の具体的回路構成例である。

　第１回路は、フィルタ１１Ｄで構成されている。フィルタ１１Ｄは、ノードＸ１とノードＸ２とを結ぶ第１経路上に配置された直列腕共振子ｓ１１およびｓ１２と、直列腕共振子ｓ１１と直列腕共振子ｓ１２とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に配置された並列腕共振子ｐ１１と、を備える。これにより、フィルタ１１Ｄは、ラダー型の帯域通過型フィルタを構成している。

　第２回路は、フィルタ１２Ｄと、移相器２１および２２とを備える。フィルタ１２Ｄは、ノードＸ１とノードＸ２とを結ぶ第２経路上に配置された直列腕共振子ｓ２１と、当該第２経路上の各ノードとグランドとの間に配置された並列腕共振子ｐ２１およびｐ２２と、を備える。これにより、フィルタ１２Ｄは、ラダー型の帯域通過型フィルタを構成している。

　移相器２１は、フィルタ１２Ｄの一方の端子に接続された第１移相器である。また、移相器２２は、フィルタ１２Ｄの他方の端子に接続された第２移相器である。つまり、移相器２１、フィルタ１２Ｄ、および移相器２２は、この順で、ノードＸ１とノードＸ２との間に直列接続されている。

　スイッチＳＷ１は、ノードＸ２と、ノードＸ３との間に接続された第１スイッチ素子である。スイッチＳＷ２は、ノードＸ３と入出力端子１３０との間に接続された第２スイッチ素子である。ノードＸ２は、第１経路上であってフィルタ１１Ｄと入出力端子１２０との間の第１ノードであり、ノードＸ３は、第２経路上であってフィルタ１２Ｄと入出力端子１３０との間の第２ノードである。

　スイッチＳＷ１をオンとし、スイッチＳＷ２をオフとした場合、フィルタ装置１０Ｈは、共通端子１１０と入出力端子１２０との間で、第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の第３帯域を有するフィルタを構成する。一方、スイッチＳＷ１をオフとし、スイッチＳＷ２をオンとした場合、フィルタ装置１０Ｈは、共通端子１１０と入出力端子１２０との間で、第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有する第１回路と、共通端子１１０と入出力端子１３０との間で、第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有する第２回路とが共通端子１１０で接続されたデュプレクサ（マルチプレクサ）を構成する。

　つまり、スイッチＳＷ１およびＳＷ２のオンおよびオフを切り替えることにより、（１）第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の通過帯域（第３帯域）を有し、共通端子１１０と入出力端子１２０との間で構成されるフィルタと、（２）第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子１１０と入出力端子１２０との間で構成される第１回路（フィルタ１１Ｄ）を通過する信号、および、第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有し共通端子１１０と入出力端子１３０との間で構成される第２回路（移相器２１＋フィルタ１２Ｄ＋移相器２２）を通過する信号、を合波または分波するマルチプレクサと、を切り替える小型のフィルタ装置を提供することが可能となる。

　本実施例では、スイッチＳＷ１をオンとしスイッチＳＷ２をオフとした場合の第３帯域を有する広帯域のフィルタと、Ｉ－Ｒピッチとの関係について示す。

　以下、フィルタ装置１０Ｈを構成する各共振子の構造について、並列腕共振子ｐ１１に着目してより詳細に説明する。なお、他の共振子については、Ｉ－Ｒピッチが弾性波の波長λの０．５倍程度で構成されている点等を除き、並列腕共振子ｐ１１と概ね同じ構造を有するため、詳細な説明を省略する。

　図２８は、実施の形態１における並列腕共振子ｐ１１の構造を模式的に表す図の一例であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は（ａ）の断面図である。なお、図２８に示された並列腕共振子ｐ１１は、フィルタ装置１０Ｈを構成する各共振子の典型的な構造を説明するためのものである。このため、フィルタ１０Ｈの各共振子のＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極を構成する電極指の本数や長さなどは、同図に示すＩＤＴ電極の電極指の本数や長さに限定されない。

　同図の（ａ）及び（ｂ）に示すように、並列腕共振子ｐ１１は、ＩＤＴ電極３２１及び反射器３２２を構成する電極膜３０１と、当該電極膜３０１が形成された圧電基板３０２と、当該電極膜３０１を覆う保護層３０３と、を備える。以下、これらの構成要素について、詳細に説明する。

　図２８の（ａ）に示すように、圧電基板３０２の上には、ＩＤＴ電極３２１を構成する互いに対向する一対の櫛歯電極３０１ａ及び３０１ｂが形成されている。櫛歯電極３０１ａは、互いに平行な複数の電極指３１０ａと、複数の電極指３１０ａを接続するバスバー電極３１１ａとで構成されている。また、櫛歯電極３０１ｂは、互いに平行な複数の電極指３１０ｂと、複数の電極指３１０ｂを接続するバスバー電極３１１ｂとで構成されている。複数の電極指３１０ａ及び３１０ｂは、弾性波の伝搬方向と直交する方向に沿って形成され、当該伝搬方向に沿って周期的に形成されている。

　このように構成されたＩＤＴ電極３２１は、当該ＩＤＴ電極３２１を構成する複数の電極指３１０ａ及び３１０ｂの電極ピッチ等によって規定される特定の周波数領域の弾性表面波を励振する。

　なお、櫛歯電極３０１ａ及び３０１ｂは、それぞれが単体でＩＤＴ電極と称される場合もある。ただし、以下では、便宜上、一対の櫛歯電極３０１ａ及び３０１ｂによって１つのＩＤＴ電極３２１が構成されているものとして説明する。

　反射器３２２は、ＩＤＴ電極３２１に対して弾性波の伝搬方向に配置されている。具体的には、一組の反射器３２２は、ＩＤＴ電極３２１を弾性波の伝搬方向両側から挟みこむように配置されている。反射器３２２は、互いに平行な複数の電極指４１０と、複数の電極指４１０の一方の端部を接続するバスバー電極４１１及び複数の電極指４１０の他方の端部を接続するバスバー電極４１１からなる一組のバスバー電極４１１とで構成されている。複数の電極指４１０は、ＩＤＴ電極３２１を構成する複数の電極指３１０ａ及び３１０ｂと同様に、弾性波の伝搬方向と直交する方向に沿って形成され、当該伝搬方向に沿って周期的に形成されている。

　このように構成された反射器３２２は、当該反射器３２２を構成する複数の電極指４１０の電極ピッチ等によって規定される周波数帯域（ストップバンド）において、弾性表面波を高い反射係数で反射する。つまり、ＩＤＴ電極３２１の電極ピッチと反射器３２２の電極ピッチとが等しい場合、反射器３２２は、ＩＤＴ電極３２１によって励振された弾性表面波を高い反射係数で反射する。

　このような反射器３２２を有することにより、並列腕共振子ｐ１１は、励振した弾性表面波を内部に閉じ込めて外部に漏らしにくくすることができる。よって、並列腕共振子ｐ１１は、ＩＤＴ電極３２１の電極ピッチ、対数及び交叉幅等で規定される共振点および反共振点のＱを向上させることができる。

　なお、反射器３２２は電極指４１０を有していればよく、バスバー電極４１１を有していなくてもかまわない。また、電極指４１０の本数は１以上であればよく、特に限定されない。ただし、電極指４１０の本数が少なすぎると弾性波の漏れが多くなるため、フィルタ特性が劣化し得る。一方、電極指４１０の本数が多すぎると反射器３２２が大型化になるため、フィルタ装置１０Ｈ全体が大型化し得る。このため、電極指４１０の本数は、フィルタ装置１０Ｈに要求されるフィルタ特性及びサイズ等を考慮して、適宜決定され得る。

　これらＩＤＴ電極３２１及び反射器３２２は、図２８の（ｂ）に示す電極膜３０１によって構成されている。本実施例では、電極膜３０１は、図２８の（ｂ）に示すように、密着層３０１ｇと主電極層３０１ｈとの積層構造となっている。なお、本実施例では、ＩＤＴ電極３２１と反射器３２２とが同じ電極膜３０１で構成されているが、これらは構造または組成等が互いに異なる電極膜で構成されていてもかまわない。

　密着層３０１ｇは、圧電基板３０２と主電極層３０１ｈとの密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層３０１ｇの膜厚は、例えば、１２ｎｍである。

　主電極層３０１ｈは、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層３０１ｈの膜厚は、例えば１６２ｎｍである。

　圧電基板３０２は、電極膜３０１（すなわち、ＩＤＴ電極３２１及び反射器３２２）が形成された基板であり、例えば、ＬｉＴａＯ_３圧電単結晶、ＬｉＮｂＯ_３圧電単結晶、ＫＮｂＯ_３圧電単結晶、水晶、または圧電セラミックスからなる。

　保護層３０３は、櫛歯電極３０１ａ及び３０１ｂを覆うように形成されている。保護層３０３は、主電極層３０１ｈを外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、及び、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。

　なお、フィルタ装置１０Ｈが有する各共振子の構造は、図２８に記載された構造に限定されない。例えば、電極膜３０１は、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。また、密着層３０１ｇ、主電極層３０１ｈ及び保護層３０３を構成する材料は、上述した材料に限定されない。また、電極膜３０１は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属又は合金から構成されてもよく、上記の金属又は合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層３０３は、形成されていなくてもよい。

　以上のように構成された並列腕共振子ｐ１１では、ＩＤＴ電極３２１の設計パラメータ等によって、励振される弾性波の波長が規定される。以下、ＩＤＴ電極３２１の設計パラメータ、すなわち櫛歯電極３０１ａ及び櫛歯電極３０１ｂの設計パラメータについて説明する。

　上記弾性波の波長は、図２８に示す櫛歯電極３０１ａ及び３０１ｂを構成する複数の電極指３１０ａまたは３１０ｂの繰り返し周期λで規定される。また、電極ピッチ（電極周期）とは、当該繰り返し周期λの１／２であり、櫛歯電極３０１ａ及び３０１ｂを構成する電極指３１０ａ及び３１０ｂのライン幅をＷとし、隣り合う電極指３１０ａと電極指３１０ｂとの間のスペース幅をＳとした場合、（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、ＩＤＴ電極３２１の交叉幅Ｌとは、図２８の（ａ）に示すように、櫛歯電極３０１ａの電極指３１０ａと櫛歯電極３０１ｂの電極指３１０ｂとを弾性波の伝搬方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、電極デューティ（デューティ比）は、複数の電極指３１０ａ及び３１０ｂのライン幅占有率であり、複数の電極指３１０ａ及び３１０ｂのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合であり、Ｗ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、対数とは、櫛歯電極３０１ａ及び３０１ｂのうち、対をなす電極指３１０ａ及び電極指３１０ｂの数であり、電極指３１０ａ及び電極指３１０ｂの総数の概ね半数である。例えば、対数をＮとし、電極指３１０ａ及び電極指３１０ｂの総数をＭとすると、Ｍ＝２Ｎ＋１を満たす。また、ＩＤＴ電極３２１の膜厚とは、複数の電極指３１０ａ及び３１０ｂの厚みｈである。

　次いで、反射器３２２の設計パラメータについて説明する。

　反射器３２２の電極ピッチ（電極周期）とは、電極指４１０のライン幅をＷ_ＲＥＦとし、隣り合う電極指４１０間のスペース幅をＳ_ＲＥＦとした場合、（Ｗ_ＲＥＦ＋Ｓ_ＲＥＦ）で定義される。また、反射器４２２の電極デューティ（デューティ比）は、複数の電極指４１０のライン幅占有率であり、電極指４１０のライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合であり、Ｗ_ＲＥＦ／（Ｗ_ＲＥＦ＋Ｓ_ＲＥＦ）で定義される。また、反射器３２２の膜厚とは、複数の電極指４１０の厚みである。

　本実施例では、反射器３２２の電極ピッチ及び電極デューティは、ＩＤＴ電極３２１の電極ピッチ及び電極デューティと同等である。また、反射器３２２は、弾性波の伝搬方向から見た場合に、一組のバスバー電極４１１がＩＤＴ電極３２１のバスバー電極３１１ａ及び３１１ｂに重なるように配置されている。

　なお、反射器３２２は、弾性波の漏れを抑制する観点から上記構成が好ましいが、上記構成と異なる構成であってもかまわない。

　次に、ＩＤＴ電極３２１と反射器３２２との相対的な配置に関する設計パラメータについて説明する。

　ＩＤＴ電極３２１と反射器３２２との間のピッチ（Ｉ－Ｒピッチ）は、（ｉ）ＩＤＴ電極３２１を構成する複数の電極指３１０ａまたは３１０ｂのうち最も反射器３２２側の電極指と（ｉｉ）反射器３２２を構成する複数の電極指４１０のうち最もＩＤＴ電極３２１側の電極指４１０との、中心間距離で定義される。このＩ－Ｒピッチは、櫛歯電極３０１ａ及び３０１ｂを構成する複数の電極指３１０ａまたは３１０ｂの繰り返し周期λ（すなわちＩＤＴ電極３２１の電極ピッチで定まる弾性波の波長λ）を用いて表すことができ、例えば、当該繰り返し周期λの０．５０倍の場合には０．５０λと表される。

　本実施例に係るフィルタ装置１０Ｈは、フィルタ１１Ｄおよび１２Ｄを備える。フィルタ１１Ｄは、ノードＸ１とノードＸ２とを結ぶ第１経路上に設けられた第１直列腕回路（直列腕共振子ｓ１１またはｓ１２）と、第１経路上に設けられたノードとグランドとに接続された第１並列腕回路（並列腕共振子ｐ１１）とを有する。フィルタ１２Ｄは、移相器２１と移相器２２とを結ぶ第２経路上に設けられた第２直列腕回路（直列腕共振子ｓ２１）と、第２経路上に設けられたノードとグランドとに接続された第２並列腕回路（並列腕共振子ｐ２１またはｐ２２）とを有する。第１直列腕回路、第１並列腕回路、第２直列腕回路、および、第２並列腕回路のうちの少なくとも１つは、弾性波共振子を有し、当該弾性波共振子の少なくとも１つは、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ電極と、反射器とを有する。ここで、上記弾性波共振子の少なくとも１つにおけるＩＤＴ電極の電極周期で定まる弾性波の波長をλとした場合、ＩＤＴ電極と反射器とのピッチは、０．４２λ以上かつ０．５０λ未満であることが望ましい。

　上記のように、ＩＤＴ電極３２１および反射器３２２を有する弾性波共振子は、周期的に並べられた電極指からなる周期構造によって構成され、特定の周波数領域の弾性表面波を高い反射係数で反射する周波数帯域を有する。この周波数帯域は、一般的にストップバンドと称され、上記周期構造の繰り返し周期等によって規定される。このとき、ストップバンドの高域端では、反射係数が局所的に大きくなるリップルが生じる。さらに、ＩＤＴ電極３２１と反射器３２２とのピッチ（Ｉ－Ｒピッチ）を０．５λ以上にすると、ストップバンドの高域端でのリップルが大きくなり、フィルタの通過帯域内のリップルが大きくなり、挿入損失が大きくなる。一方、Ｉ－Ｒピッチを０．４２λ以上かつ０．５０λ未満とすることにより、ストップバンドの高域端でのリップルを低減できる。上記観点から、フィルタ装置１０Ｈを構成するフィルタ１１Ｄおよび１２Ｄにおいて、Ｉ－Ｒピッチを０．４２λ以上かつ０．５０λ未満とすることにより、スイッチＳＷ１をオンとしスイッチＳＷ２をオフとした場合の第３帯域を有するフィルタ装置１０Ｈの通過帯域内の挿入損失を、より小さくすることができる。

　以下では、実施例１ａ～１ｄに係るフィルタ装置１０Ｈと実施例１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈとを比較する。

　なお、実施例１ａ～１ｄに係るフィルタ装置１０Ｈ、および、実施例１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈは、全て、図２７に示された回路構成を有しているが、Ｉ－Ｒピッチの構成が以下のとおりとなっている。

　（１）実施例１ｅ：全ての弾性波共振子（直列腕共振子ｓ１１、ｓ１２、ｓ２１および並列腕共振子ｐ１１、ｐ２１、ｐ２２）のＩ－Ｒピッチは０．５０λである。

　（２）実施例１ａ：直列腕共振子ｓ１１およびｓ１２のＩ－Ｒピッチは０．４４λであり、それ以外の弾性波共振子のＩ－Ｒピッチは０．５０λである。

　（３）実施例１ｂ：並列腕共振子ｐ１１のＩ－Ｒピッチは０．４４λであり、それ以外の弾性波共振子のＩ－Ｒピッチは０．５０λである。

　（４）実施例１ｃ：並列腕共振子ｐ２１およびｐ２２のＩ－Ｒピッチは０．４４λであり、それ以外の弾性波共振子のＩ－Ｒピッチは０．５０λである。

　（５）実施例１ｄ：全ての弾性波共振子（直列腕共振子ｓ１１、ｓ１２、ｓ２１および並列腕共振子ｐ１１、ｐ２１、ｐ２２）のＩ－Ｒピッチは０．４４λである。

　［１．１２　実施例１ａ－１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈのフィルタ特性］
　図２９Ａは、実施例１ａおよび実施例１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈの通過特性および反射特性を比較したグラフである。また、図２９Ｂは、実施例１ａおよび実施例１ｅに係る直列腕共振子ｓ１１およびｓ１２単体のインピーダンス特性および反射特性を比較したグラフである。なお、図２９Ａの左側には、実施例１ａおよび実施例１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈの（スイッチＳＷ１をオンとしスイッチＳＷ２をオフとした場合の）通過特性が示されている。また、図２９Ａの中央および右側には、実施例１ａおよび実施例１ｅに係るフィルタ１１Ｄ単体の通過特性および反射特性が示されている。

　まず、図２９Ｂに示すように、実施例１ｅに係る高周波フィルタの直列腕共振子ｓ１１およびｓ１２では、ストップバンドの高域端において、反射損失が局所的に大きくなるリップルが生じる。これに対して、実施例１ａに係るフィルタ装置１０Ｈの直列腕共振子ｓ１１およびｓ１２では、ストップバンドの高域端において、反射損失の上記リップルが低減されている（図中の領域Ａ４およびＡ５）。

　これに伴い、図２９Ａの右側の拡大グラフに示すように、実施例１ｅに係るフィルタ１１Ｄでは、ストップバンドの高域端において、反射損失が局所的に大きくなるリップルが生じる。これに対して、実施例１ａに係るフィルタ１１Ｄでは、ストップバンドの高域端において、反射損失の上記リップルが低減されている（図中の領域Ａ２およびＡ３）。

　この結果、図２９Ａの左側のグラフに示すように、実施例１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈでは、通過帯域高域端において、挿入損失が局所的に大きくなるリップルが生じる。これに対して、実施例１ａに係るフィルタ１０Ｈでは、通過帯域高域端において、挿入損失が低減している（図中の領域Ａ１）。

　すなわち、実施例１ａに係るフィルタ装置１０Ｈは、フィルタ１１Ｄおよび１２Ｄを備える。フィルタ１１Ｄは、ノードＸ１とノードＸ２とを結ぶ第１経路上に設けられた第１直列腕回路（直列腕共振子ｓ１１またはｓ１２）と、第１経路上に設けられたノードとグランドとに接続された第１並列腕回路（並列腕共振子ｐ１１）とを有する。フィルタ１２Ｄは、移相器２１および２２第２経路上に設けられた第２直列腕回路（直列腕共振子ｓ２１）と、第２経路上に設けられたノードとグランドとに接続された第２並列腕回路（並列腕共振子ｐ２１またはｐ２２）とを有する。第１直列腕回路は、弾性波共振子を有し、当該弾性波共振子は、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ電極と、反射器とを有する。ここで、上記弾性波共振子のＩＤＴ電極と反射器とのピッチは、０．４２λ以上かつ０．５０λ未満である。

　フィルタ１１Ｄの直列腕回路における直列腕共振子ｓ１１およびｓ１２は、フィルタ１１Ｄの通過帯域内に共振周波数を有し、フィルタ１１Ｄの通過帯域高域側のフィルタ１２Ｄの通過帯域に反共振周波数を有する。そして、直列腕共振子ｓ１１およびｓ１２のストップバンドは、フィルタ１２Ｄの通過帯域となる。これに対して、Ｉ－Ｒピッチを０．４２λ以上かつ０．５０λ未満とすることにより、ストップバンドの高域端でのリップルを低減できる。このため、Ｉ－Ｒピッチを０．４２λ以上かつ０．５０λ未満とすることにより、フィルタ装置１０Ｈの（スイッチＳＷ１をオンとしスイッチＳＷ２をオフとした場合の）通過帯域内の挿入損失を、より小さくすることができる。

　図３０Ａは、実施例１ｂおよび実施例１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈの通過特性を比較したグラフである。また、図３０Ｂは、実施例１ｂおよび実施例１ｅに係る並列腕共振子ｐ１１および単体のインピーダンス特性および反射特性を比較したグラフである。なお、図３０Ａの左側には、実施例１ｂおよび実施例１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈの（スイッチＳＷ１をオンとしスイッチＳＷ２をオフとした場合の）通過特性が示されている。また、図３０Ａの右側には、実施例１ｂおよび実施例１ｅに係るフィルタ１１Ｄ単体の通過特性が示されている。

　まず、図３０Ｂに示すように、実施例１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈの並列腕共振子ｐ１１では、ストップバンドの高域端において、反射損失が局所的に大きくなるリップルが生じる。これに対して、実施例１ｂに係るフィルタ装置１０Ｈの並列腕共振子ｐ１１では、ストップバンドの高域端において、反射損失の上記リップルが低減されている（図中の領域Ｂ３）。

　これに伴い、図３０Ａの右側のグラフに示すように、実施例１ｅに係るフィルタ１１Ｄでは、ストップバンドの高域端に相当する通過帯域内において、挿入損失が局所的に大きくなるリップルが生じる。これに対して、実施例１ｂに係るフィルタ１１Ｄでは、ストップバンドの高域端に相当する通過帯域内おいて、挿入損失の上記リップルが低減されている（図中の領域Ｂ２）。

　この結果、図３０Ａの左側のグラフに示すように、実施例１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈでは、通過帯域内において、挿入損失が局所的に大きくなるリップルが生じる。これに対して、実施例１ｂに係るフィルタ装置１０Ｈでは、通過帯域内において、挿入損失が低減している（図中の領域Ｂ１）。

　すなわち、実施例１ｂに係るフィルタ装置１０Ｈは、フィルタ１１Ｄおよび１２Ｄを備える。フィルタ１１Ｄは、ノードＸ１とノードＸ２とを結ぶ第１経路上に設けられた第１直列腕回路（直列腕共振子ｓ１１またはｓ１２）と、第１経路上に設けられたノードとグランドとに接続された第１並列腕回路（並列腕共振子ｐ１１）とを有する。フィルタ１２Ｄは、移相器２１および２２第２経路上に設けられた第２直列腕回路（直列腕共振子ｓ２１）と、第２経路上に設けられたノードとグランドとに接続された第２並列腕回路（並列腕共振子ｐ２１またはｐ２２）とを有する。第１並列腕回路は、弾性波共振子を有し、当該弾性波共振子は、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ電極と、反射器とを有する。ここで、上記弾性波共振子のＩＤＴ電極と反射器とのピッチは、０．４２λ以上かつ０．５０λ未満である。

　フィルタ１１Ｄの並列腕回路における並列腕共振子ｐ１１は、フィルタ１１Ｄの通過帯域低周波側に共振周波数を有し、フィルタ１１Ｄの通過帯域内に反共振周波数を有する。そして、並列腕共振子ｐ１１のストップバンドは、フィルタ１１Ｄの通過帯域内、または、フィルタ１１Ｄの通過帯域高周波数側に位置する。これに対して、Ｉ－Ｒピッチを０．４２λ以上かつ０．５０λ未満とすることにより、ストップバンドの高域端でのリップルを低減できる。このため、Ｉ－Ｒピッチを０．４２λ以上かつ０．５０λ未満とすることにより、フィルタ装置１０Ｈの（スイッチＳＷ１をオンとしスイッチＳＷ２をオフとした場合の）通過帯域内の挿入損失を、より小さくすることができる。

　図３１Ａは、実施例１ｃおよび実施例１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈの通過特性および反射特性を比較したグラフである。また、図３１Ｂは、実施例１ｃおよび実施例１ｅに係る並列腕共振子ｐ２１およびｐ２２単体のインピーダンス特性および反射特性を比較したグラフである。なお、図３１Ａの左側には、実施例１ｃおよび実施例１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈの（スイッチＳＷ１をオンとしスイッチＳＷ２をオフとした場合の）通過特性が示されている。また、図３１Ａの右側には、実施例１ｃおよび実施例１ｅに係るフィルタ１２Ｄ単体の通過特性が示されている。

　まず、図３１Ｂに示すように、実施例１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈの並列腕共振子ｐ２１およびｐ２２では、ストップバンドの高域端において、反射損失が局所的に大きくなるリップルが生じる。これに対して、実施例１ｃに係るフィルタ装置１０Ｈの並列腕共振子ｐ２１およびｐ２２では、ストップバンドの高域端において、反射損失の上記リップルが低減されている（図中の領域Ｃ３およびＣ４）。

　これに伴い、図３１Ａの右側のグラフに示すように、実施例１ｅに係るフィルタ１２Ｄでは、ストップバンドの高域端に相当する通過帯域内において、挿入損失が局所的に大きくなるリップルが生じる。これに対して、実施例１ｃに係るフィルタ１２Ｄでは、ストップバンドの高域端に相当する通過帯域内において、挿入損失の上記リップルが低減されている（図中の領域Ｃ２）。

　この結果、図３１Ａの左側のグラフに示すように、実施例１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈでは、通過帯域内において、挿入損失が局所的に大きくなるリップルが生じる。これに対して、実施例１ｃに係るフィルタ装置１０Ｈでは、通過帯域内において、挿入損失が低減している（図中の領域Ｃ１）。

　すなわち、実施例１ｃに係るフィルタ装置１０Ｈは、フィルタ１１Ｄおよび１２Ｄを備える。フィルタ１１Ｄは、ノードＸ１とノードＸ２とを結ぶ第１経路上に設けられた第１直列腕回路（直列腕共振子ｓ１１またはｓ１２）と、第１経路上に設けられたノードとグランドとに接続された第１並列腕回路（並列腕共振子ｐ１１）とを有する。フィルタ１２Ｄは、移相器２１および２２第２経路上に設けられた第２直列腕回路（直列腕共振子ｓ２１）と、第２経路上に設けられたノードとグランドとに接続された第２並列腕回路（並列腕共振子ｐ２１またはｐ２２）とを有する。第２並列腕回路は、弾性波共振子を有し、当該弾性波共振子は、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ電極と、反射器とを有する。ここで、上記弾性波共振子のＩＤＴ電極と反射器とのピッチは、０．４２λ以上かつ０．５０λ未満である。

　フィルタ１２Ｄの並列腕回路における並列腕共振子ｐ２１およびｐ２２は、フィルタ１２Ｄの通過帯域低周波側に共振周波数を有し、フィルタ１２Ｄの通過帯域内に反共振周波数を有する。そして、並列腕共振子ｐ２１およびｐ２２のストップバンドは、フィルタ１２Ｄの通過帯域内、または、フィルタ１２Ｄの通過帯域高周波側に位置する。これに対して、Ｉ－Ｒピッチを０．４２λ以上かつ０．５０λ未満とすることにより、ストップバンドの高域端でのリップルを低減できる。このため、Ｉ－Ｒピッチを０．４２λ以上かつ０．５０λ未満とすることにより、フィルタ装置１０Ｈの（スイッチＳＷ１をオンとしスイッチＳＷ２をオフとした場合の）通過帯域内の挿入損失を、より小さくすることができる。

　図３２は、実施例１ｄおよび実施例１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈの通過特性および反射特性を比較したグラフである。なお、図３２の左側には、実施例１ｄおよび実施例１ｅに係るフィルタ１０Ｈの（スイッチＳＷ１をオンとしスイッチＳＷ２をオフとした場合の）通過特性が示されている。また、図３２の中央には、実施例１ｄおよび実施例１ｅに係るフィルタ１１Ｄ単体の通過特性および反射特性が示されている。また、図３２の右側には、実施例１ｄおよび実施例１ｅに係るフィルタ１２Ｄ単体の通過特性および反射特性が示されている。

　まず、図３２の中央のグラフに示すように、実施例１ｅに係るフィルタ１１Ｄの直列腕共振子および並列腕共振子では、ストップバンドの高域端において、反射損失が局所的に大きくなるリップルが生じる。これに対して、実施例１ｄに係るフィルタ装置１０Ｈの直列腕共振子および並列腕共振子では、ストップバンドの高域端において、反射損失の上記リップルが低減されている（図中の領域Ｄ５およびＤ６）。

　また、図３２の右側のグラフに示すように、実施例１ｅに係るフィルタ１２Ｄの直列腕共振子および並列腕共振子では、ストップバンドの高域端において、反射損失が局所的に大きくなるリップルが生じる。これに対して、実施例１ｄに係るフィルタ装置１０Ｈの直列腕共振子および並列腕共振子では、ストップバンドの高域端において、反射損失の上記リップルが低減されている（図中の領域Ｄ９およびＤ１０）。

　この結果、図３２の左側のグラフに示すように、実施例１ｅに係るフィルタ装置１０Ｈでは、通過帯域内および高域端において、挿入損失が局所的に大きくなるリップルが生じる。これに対して、実施例１ｄに係るフィルタ装置１０Ｈでは、通過帯域内および高域端において、挿入損失が低減している（図中の領域Ｄ１およびＤ２）。

　すなわち、実施例１ｄに係るフィルタ装置１０Ｈは、フィルタ１１Ｄおよび１２Ｄを備える。フィルタ１１Ｄは、ノードＸ１とノードＸ２とを結ぶ第１経路上に設けられた第１直列腕回路（直列腕共振子ｓ１１またはｓ１２）と、第１経路上に設けられたノードとグランドとに接続された第１並列腕回路（並列腕共振子ｐ１１）とを有する。フィルタ１２Ｄは、移相器２１および２２第２経路上に設けられた第２直列腕回路（直列腕共振子ｓ２１）と、第２経路上に設けられたノードとグランドとに接続された第２並列腕回路（並列腕共振子ｐ２１またはｐ２２）とを有する。第１直列腕回路、第２直列腕回路、第１並列腕回路、および第２並列腕回路のそれぞれは、弾性波共振子を有し、当該弾性波共振子は、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ電極と、反射器とを有する。ここで、上記弾性波共振子のＩＤＴ電極と反射器とのピッチは、０．４２λ以上かつ０．５０λ未満である。フィルタ装置１０Ｈを構成する全ての弾性波共振子のＩ－Ｒピッチを０．４２λ以上かつ０．５０λ未満とすることにより、ストップバンドの高域端でのリップルを低減できる。このため、Ｉ－Ｒピッチを０．４２λ以上かつ０．５０λ未満とすることにより、フィルタ装置１０Ｈの（スイッチＳＷ１をオンとしスイッチＳＷ２をオフとした場合の）通過帯域内の挿入損失を、より小さくすることができる。

　なお、フィルタ１２Ｄの直列腕共振子ｓ２１のＩ－Ｒピッチに関しては、フィルタ装置１０Ｈの挿入損失には直接影響しないが、フィルタ装置１０Ｈと、当該フィルタ装置１０Ｈより高周波側の通過帯域を有するフィルタ（フィルタ装置１０Ｈのストップバンドリップルの発生周波数と通過帯域が重複するフィルタ）とでマルチプレクサを構成する場合、当該フィルタの挿入損失を低減することが可能となる。

　ここで、Ｉ－Ｒピッチと弾性波共振子特性との関係を詳細に説明する。

　図３３Ａは、典型例の共振子において、Ｉ－Ｒピッチを０．４０λ～０．５０λで変化させた場合の特性の変化を表すグラフである。また、図３３Ｂは、典型例の共振子において、Ｉ－Ｒピッチを０．５０λ～０．６０λで変化させた場合の特性の変化を表すグラフである。

　図３３Ａおよび図３３Ｂの双方において、（ａ）はインピーダンスの絶対値を表すグラフであり、（ｂ）は位相特性を表すグラフであり、（ｃ－１）はインピーダンスをスミスチャート表記したグラフであり、（ｃ－２）は反射損失（リターンロス）を表すグラフである。具体的には、図３３Ａには、図中の凡例に示すように、Ｉ－Ｒピッチを０．０２λ刻みで０．４０λから０．５０λまで変化させた場合の共振子の特性が示されている。また、図３３Ｂには、図中の凡例に示すように、Ｉ－Ｒピッチを０．０２λ刻みで０．５０λから０．６０λまで変化させた場合の共振子の特性が示されている。

　図３３Ｂに示すように、Ｉ－Ｒピッチが０．５λから大きくなるほど、ストップバンド高域端（具体的には反共振周波数の高域側）のリップル（同図の（ｂ）、（ｃ－１）及び（ｃ－２）の破線囲み内）が大きくなることが分かる。

　これに対して、図３３Ａに示すように、Ｉ－Ｒピッチが０．５λから小さくなるほど、ストップバンド高域端（具体的には反共振周波数の高域側）のリップル（同図の（ｂ）、（ｃ－１）及び（ｃ－２）の実線囲み内）が抑制されることが分かる。しかし、一方で、Ｉ－Ｒピッチが小さくなると共振周波数高域側（具体的には共振周波数と反共振周波数との間）に新たなリップル（同図の（ｂ）、（ｃ－１）及び（ｃ－２）の破線囲み内）が発生し、このリップルはＩ－Ｒピッチが狭くなるほど大きくなることが分かる。

　つまり、共振子のＩ－Ｒピッチを０．４２λ以上かつ０．５０λ以下とすることにより、共振子の共振周波数の高域側に発生し得るリップルを抑制することができるので、当該リップルによる通過帯域の挿入損失の悪化を抑制することができる。

　また、共振子のＩ－Ｒピッチを０．４４λ以上かつ０．４６λ以下とすることにより、（ｉ）ストップバンド高域端のリップル、及び、（ｉｉ）共振周波数の高域側に発生し得るリップルの双方を抑制することができるので、これら双方のリップルによる通過帯域内の挿入損失を抑制することができる。

　（実施の形態２）
　実施の形態１で説明したフィルタ装置は、使用バンド数が多いシステムに対応するマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置に適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このようなマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置について説明する。

　図３４Ａは、実施の形態２に係る通信装置６Ａの構成図である。同図に示すように、通信装置６Ａは、高周波フロントエンド回路３Ａと、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）４と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）５と、アンテナ素子２と、を備える。

　高周波フロントエンド回路３Ａは、実施例１に係るフィルタ装置１０Ａと、送信増幅回路５０Ｔと、受信増幅回路５０Ｒと、を備える。

　アンテナ素子２は、フィルタ装置１０Ａの共通端子Ｔｃに接続され、受信増幅回路５０Ｒは、フィルタ装置１０Ａの入出力端子Ｔ１に接続され、送信増幅回路５０Ｔは、フィルタ装置１０Ａの入出力端子Ｔ２に接続される。

　なお、高周波フロントエンド回路３Ａが有するフィルタ装置は、実施例１に係るフィルタ装置１０Ａに限定されず、実施の形態１で示された、各実施例および各変形例に係るフィルタ装置であってもよい。

　送信増幅回路５０Ｔは、所定の周波数帯域の高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプである。受信増幅回路５０Ｒは、所定の周波数帯域の高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。

　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）４は、アンテナ素子２で送受信される高周波信号を処理する回路である。具体的には、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）４は、アンテナ素子２から受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）５へ出力する。また、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）４は、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）５から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を送信側信号経路に出力する。

　上記構成において、フィルタ装置１０Ａがフィルタモードの場合、受信増幅回路５０Ｒを有する経路のみが機能し、受信のみが機能する通信装置となる。また、フィルタ装置１０Ａがデュプレクサモードの場合、受信増幅回路５０Ｒを有する経路および送信増幅回路５０Ｔを有する経路の双方が機能し、送受信の双方が機能する通信装置（ＦＤＤ方式）となる。

　上記構成によれば、相対的に広帯域の通過帯域を有するフィルタと、相対的に狭帯域の通過帯域を有するマルチプレクサと、を切り替えることが可能な小型の高周波フロントエンド回路および通信装置を提供することが可能となる。

　図３４Ｂは、実施の形態２の変形例１に係る通信装置６Ｂの構成図である。同図に示すように、通信装置６Ｂは、高周波フロントエンド回路３Ｂと、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）４と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）５と、アンテナ素子２と、を備える。

　高周波フロントエンド回路３Ｂは、フィルタ装置１０Ａと、送信増幅回路５０Ｔおよび５１Ｔと、受信増幅回路５１Ｒと、スイッチ６０と、を備える。本変形例に係る通信装置６Ｂは、実施の形態２に係る通信装置６Ａと比較して、フィルタ装置１０Ａと増幅回路との間にスイッチ６０が配置され、送信増幅回路５１Ｔが付加されている点が異なる。以下、本変形例に係る通信装置６Ｂについて、実施の形態２に係る通信装置６Ａと同じ点については説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　スイッチ６０は、フィルタ装置１０Ａの入出力端子Ｔ１に接続された共通接続端子と、受信増幅回路５１Ｒおよび送信増幅回路５１Ｔに接続された２つの選択端子とを有するスイッチ回路である。

　上記構成において、フィルタ装置１０ＡのスイッチＳＷ１をオンとし、スイッチＳＷ２をオフとした場合、フィルタ装置１０Ａは、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で、第１帯域および第２帯域を含む相対的に広帯域の第３帯域を有するフィルタを構成する。このとき、スイッチ６０の切り替えによって、フィルタ装置１０Ａの入出力端子Ｔ１と受信増幅回路５１Ｒとの接続、および、フィルタ装置１０Ａの入出力端子Ｔ１と送信増幅回路５１Ｔとの接続、を切り替えることができ、広帯域の第３帯域を通過帯域とする送受信フィルタを有するＴＤＤ方式に対応した通信装置に適用できる。

　一方、スイッチＳＷ１をオフとし、スイッチＳＷ２をオンとした場合、フィルタ装置１０Ａは、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ１との間で、第１帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有するフィルタ１１と、共通端子Ｔｃと入出力端子Ｔ２との間で、第２帯域である相対的に狭帯域の通過帯域を有するフィルタ１２とが共通端子Ｔｃで接続されたマルチプレクサを構成する。このとき、スイッチ６０により入出力端子Ｔ１と送信増幅回路５１Ｔとを接続することにより、フィルタ装置１０Ａを、狭帯域の第１帯域および第２帯域を有する送信系のマルチプレクサに適用できる。またこのとき、スイッチ６０により入出力端子Ｔ１と受信増幅回路５１Ｒとを接続することにより、第３帯域のＦＤＤ方式と、第１帯域を受信帯域とし第２帯域を送信帯域としたＦＤＤ方式と、を切り替えることができる。

　図３４Ｃは、実施の形態２の変形例２に係る通信装置６Ｃの構成図である。同図に示すように、通信装置６Ｃは、高周波フロントエンド回路３Ｃと、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）４と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）５と、アンテナ素子２と、を備える。

　高周波フロントエンド回路３Ｃは、フィルタ装置１０Ａと、デュプレクサ１５と、整合回路８０と、送信増幅回路５０Ｔおよび５２Ｔと、受信増幅回路５０Ｒおよび５２Ｒと、を備える。本変形例に係る通信装置６Ｃは、実施の形態２に係る通信装置６Ａと比較して、デュプレクサ１５、整合回路８０、送信増幅回路５２Ｔ、および受信増幅回路５２Ｒが付加されている点が異なる。以下、本変形例に係る通信装置６Ｃについて、実施の形態２に係る通信装置６Ａと同じ点については説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　フィルタ装置１０Ａと、デュプレクサ１５と、整合回路８０とは、マルチプレクサ７０を構成している。

　デュプレクサ１５は、フィルタ装置１０Ａに適用される第１帯域、第２帯域、および第３帯域と異なる周波数帯域を送信帯域および受信帯域とするデュプレクサである。デュプレクサ１５は、フィルタ装置１０Ａの共通端子Ｔｃおよびアンテナ素子２と、整合回路８０を介して接続されている。つまり、デュプレクサ１５とフィルタ装置１０Ａとは、整合回路８０を介して、マルチプレクサ７０の共通接続端子に接続されている。なお、整合回路８０は、なくてもよい。

　送信増幅回路５２Ｔは、デュプレクサ１５の送信端子に接続され、所定の周波数帯域の高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプである。受信増幅回路５２Ｒは、所定の周波数帯域の高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。

　なお、デュプレクサ１５は、実施の形態１で示された各実施例および各変形例に係るフィルタ装置のいずれかであってもよい。

　上記構成によれば、相対的に広帯域の通過帯域を有するフィルタと、相対的に狭帯域の通過帯域を有するデュプレクサと、を切り替え、さらには、他の周波数帯域に通過帯域を有するフィルタまたはデュプレクサなどとの切り替え、同時使用（分波または合波）することが可能な小型のマルチプレクサ７０および高周波フロントエンド回路３Ｃを提供することが可能となる。

　図３４Ｄは、実施の形態２の変形例３に係る通信装置６Ｄの構成図である。同図に示すように、通信装置６Ｄは、高周波フロントエンド回路３Ｄと、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）４と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）５と、アンテナ素子２と、を備える。

　高周波フロントエンド回路３Ｄは、フィルタ装置１０Ａと、デュプレクサ１７と、スイッチ６５と、送信増幅回路５０Ｔおよび５２Ｔと、受信増幅回路５０Ｒおよび５２Ｒと、を備える。本変形例に係る通信装置６Ｄは、実施の形態２に係る通信装置６Ｃと比較して、デュプレクサ１５、整合回路８０の替わりに、スイッチ６５が配置されている点が異なる。以下、本変形例に係る通信装置６Ｄについて、変形例２に係る通信装置６ＡＣと同じ点については説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　スイッチ６５は、アンテナ素子２とフィルタ装置１０Ａとの接続、および、アンテナ素子２とデュプレクサ１７との接続を切り替えるスイッチ回路である。

　フィルタ装置１０Ａの共通端子Ｔｃは、スイッチ６５の第１選択端子に接続されている。

　デュプレクサ１７は、フィルタ装置１０Ａに適用される第１帯域、第２帯域、および第３帯域と異なる周波数帯域を送信帯域および受信帯域とするデュプレクサである。デュプレクサ１７は、スイッチ６５の第２選択端子に接続されている。

　上記構成によれば、相対的に広帯域の通過帯域を有するフィルタと、相対的に狭帯域の通過帯域を有するデュプレクサと、を切り替え、さらには、他の周波数帯域に通過帯域を有するフィルタまたはデュプレクサなどとの切り替え、または、同時使用することが可能な小型の高周波フロントエンド回路を提供することが可能となる。

　（その他の実施の形態）
　以上、本発明に係るフィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置について、実施の形態１および２を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係るフィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。

　また、各フィルタを構成する直列腕共振子および並列腕共振子の各々は、１つの共振子に限らず、１つの共振子が分割された複数の分割共振子によって構成されていてもかまわない。

　また、実施の形態１で示された移相器は、位相変換とともにインピーダンス変換の機能も有しており、「インピーダンス変換器」と読み替えてもよい。

　また、上記実施の形態におけるデュプレクサ（マルチプレクサ）およびデュプレクサモードの「デュプレクサ」とは、ＦＤＤ方式において一方のフィルタに送信信号が流れ、他方のフィルタに受信信号が流れるマルチプレクサのみを指すのではなく、ＴＤＤ方式において双方のフィルタが受信フィルタである場合、および、ＴＤＤ方式において双方のフィルタが送信フィルタである場合も含まれる。さらには、ＴＤＤ方式において一方のフィルタに送信信号が流れ、他方のフィルタに受信信号が流れるマルチプレクサにも適用される。従って、共通端子Ｔｃが増幅器に接続された分波器（合波器）としても適用できる。

　また、例えば、各スイッチ素子のオンおよびオフを切り替える制御部は、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）４に設けられていてもよい。あるいは、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）４の外部に設けられていてもよく、例えば、高周波フロントエンド回路３Ａ～３Ｄのいずれかに設けられていてもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路３Ａ～３Ｄは、上記説明した構成に限らず、実施の形態１のいずれかに係るフィルタ装置と、当該フィルタ装置が備えるスイッチ素子のオンおよびオフを制御する制御部と、を備えてもかまわない。

　また、例えば、高周波フロントエンド回路３Ａ～３Ｄまたは通信装置６Ａ～６Ｄにおいて、各構成要素の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもかまわない。なお、インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。

　また、実施の形態１および２のいずれかに係るフィルタ装置が備える各スイッチ素子は、例えば、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチが挙げられる。このようなスイッチは小型であるため、実施の形態１および２のいずれかに係るフィルタ装置を小型化することができる。

　また、実施の形態１および２のいずれかに係るフィルタ装置が備える直列腕共振子および並列腕共振子は、弾性波を用いた弾性波共振子であり、例えば、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を利用した共振子、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を利用した共振子、もしくは、ＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ　Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）等である。これにより、選択度が高く、小型のフィルタ装置を実現できる。なお、ＳＡＷには、表面波だけでなく境界波も含まれる。

　また、実施の形態１および２のいずれかに係るフィルタ装置が備える直列腕共振子および並列腕共振子は、弾性表面波共振子またはバルク弾性波共振子などの弾性波共振子を使用した例であるが、インピーダンス極小点（極小周波数）とインピーダンス極大点（極大周波数）を有する共振回路で構成されていてもよい。また、直列腕共振子および並列腕共振子の一部に、インピーダンス極大点（極大周波数）のみを有するＬＣ共振回路、インピーダンス素子からなるフィルタ回路が挿入されていてもよい。

　本発明は、広帯域の通過帯域を有するフィルタと、狭帯域の通過帯域を有するマルチプレクサとを切り替えることが可能な小型のフィルタ、マルチプレクサ、フロントエンド回路および通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

　２　　アンテナ素子
　３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄ　　高周波フロントエンド回路
　４　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　５　　ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）
　６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄ　　通信装置
　１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄ、１０Ｄ１、１０Ｄ２、１０Ｄ３、１０Ｄ４、１０Ｅ、１０Ｆ、１０Ｇ、１０Ｈ、５００、６００　　フィルタ装置
　１１、１１ａ、１１ｂ、１１Ｄ、１２、１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄ、１２Ｄ、１２ｅ、１３、１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃ、１４Ｄ、１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｃ、１５Ｄ、１５Ｅ、１５Ｆ、１６、５１２、６１３　　フィルタ
　１２Ｒ　　フィルタ部
　１５、１７　　デュプレクサ
　２１、２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２２、２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ　　移相器
　３２　　縦結合型共振器
　４０　　配線基板
　４１、４２、４３、４４、４５　　パッケージ
　５０Ｒ、５１Ｒ、５２Ｒ　　受信増幅回路
　５０Ｔ、５１Ｔ、５２Ｔ　　送信増幅回路
　６０、６５、ＳＷ１、ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ１３、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ６、ＳＷ７、ＳＷ８、ＳＷ９、ＳＷａ、ＳＷｂ、ＳＷｃ、ＳＷｄ、ＳＷｅ　　スイッチ
　７０　　マルチプレクサ
　８０　　整合回路
　１１０、Ｔｃ　　共通端子
　１２０、１３０、Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５　　入出力端子
　１５１　　直列腕回路
　３０１　　電極膜
　３０１ａ、３０１ｂ　　櫛歯電極
　３０１ｇ　　密着層
　３０１ｈ　　主電極層
　３０２　　圧電基板
　３０３　　保護層
　３１０ａ、３１０ｂ、４１０　　電極指
　３１１ａ、３１１ｂ、４１１　　バスバー電極
　３２１　　ＩＤＴ電極
　３２２　　反射器
　Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃｐ１、Ｃｐ２、Ｃｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ１１、Ｃｓ１２、Ｃｓ２１、Ｃｓ２２　　キャパシタ
　Ｌｐ１、Ｌｐ２、Ｌｓ１１、Ｌｓ１２、Ｌｓ２１、Ｌｓ２２　　インダクタ
　ｐ１１、ｐ１２、ｐ１３、ｐ１４、ｐ２１、ｐ２２、ｐ２３、ｐ２４、ｐ３１　　並列腕共振子
　ｓ１１、ｓ１２、ｓ１３、ｓ２１、ｓ２２、ｓ２３、ｓ３１　　直列腕共振子

Claims

　共通端子、第１入出力端子、および、第２入出力端子と、
　前記共通端子と前記第１入出力端子とを結ぶ第１経路上に接続され、第１帯域を通過帯域とする第１フィルタと、
　前記共通端子と前記第２入出力端子とを結ぶ第２経路上に接続され、前記第１帯域の周波数と異なり、かつ、前記第１帯域の周波数と重ならない第２帯域を通過帯域とする第２フィルタと、
　前記第１経路上であって前記第１フィルタおよび前記第１入出力端子の間の第１ノードと、前記第２経路上であって前記第２フィルタおよび前記第２入出力端子の間の第２ノードとの間に接続された第１スイッチ素子と、
　前記第２経路上であって前記第２ノードと前記第２入出力端子との間に接続された第２スイッチ素子と、を備える、
　フィルタ装置。
　前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とは、排他的に導通および非導通が切り替えられる、
　請求項１に記載のフィルタ装置。
　さらに、
　前記第２経路上であって前記第２スイッチ素子および前記第２入出力端子の間の第３ノードとグランドとの間に接続された第３スイッチ素子を備え、
　前記第２スイッチ素子と前記第３スイッチ素子とは、排他的に導通及び非導通が切り替えられる、
　請求項１または２に記載のフィルタ装置。
　前記第１スイッチ素子の非導通時の容量成分であるオフ容量は、前記第２スイッチ素子の非導通時の容量成分であるオフ容量より小さい、
　請求項１～３のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
　前記第１スイッチ素子のオフ容量は、０．１０ｐＦ以下である、
　請求項１～４のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
　前記第２スイッチ素子のオフ容量は、０．３５ｐＦ以下である、
　請求項１～５のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
　前記第１スイッチ素子は、互いに直列接続された複数の単位スイッチで構成され、
　さらに、
　前記複数の単位スイッチにおけるいずれかの接続ノードである第４ノードとグランドとの間に接続され、前記第１スイッチ素子と排他的に導通及び非導通が切り替えられる第４スイッチ素子を備える、
　請求項１～６のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
　さらに、
　前記第２経路上であって前記第２スイッチ素子と前記第２入出力端子との間に接続され、前記第２帯域を通過帯域とする第３フィルタを備える、
　請求項１～７のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
　前記第１帯域の周波数は、前記第２帯域の周波数よりも低く、
　前記第３フィルタ単体の通過特性における第２帯域低域側の急峻度は、前記第２フィルタ単体の通過特性における第２帯域低域側の急峻度よりも高い、
　請求項８に記載のフィルタ装置。
　前記第１帯域の周波数は、前記第２帯域の周波数よりも低く、
　前記第２フィルタは、第３入出力端子および第４入出力端子を有し、
　前記第２フィルタ単体を前記第３入出力端子から見たインピーダンスが極大になる周波数は、前記第２帯域の低域端の周波数以下であり、
　前記第２フィルタ単体を前記第４入出力端子から見たインピーダンスが極大になる周波数は、前記第２帯域の低域端の周波数以下である、
　請求項１～９のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
　前記第１帯域の周波数は、前記第２帯域の周波数よりも低く、
　前記第１フィルタ単体の振幅と前記第２フィルタ単体の振幅とが等しくなる周波数において、前記第１フィルタ単体と前記第２フィルタ単体との位相差は、－５０°以上＋５０°以下の範囲である、
　請求項１～１０のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
　前記第１帯域の周波数は、前記第２帯域の周波数よりも低く、
　前記第２フィルタは、第３入出力端子および第４入出力端子を有し、
　前記第２フィルタ単体を前記第３入出力端子から見たインピーダンスが極大になる周波数は、前記第１帯域の高域端の周波数以下であり、
　前記第２フィルタ単体を前記第４入出力端子から見たインピーダンスが極大になる周波数は、前記第１帯域の高域端の周波数以下である、
　請求項１１に記載のフィルタ装置。
　前記第２フィルタは、
　第３入出力端子および第４入出力端子と、
　共振特性を有するフィルタ回路と、
　前記フィルタ回路の一方の端子と前記第３入出力端子との間に接続された第１移相器と、
　前記フィルタ回路の他方の端子と前記第４入出力端子との間に接続された第２移相器と、を有する、
　請求項１～１２のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
　前記第１帯域の周波数は、前記第２帯域の周波数よりも高く、
　前記第３フィルタ単体の通過特性における第２帯域高域側の急峻度は、前記第２フィルタ単体の通過特性における第２帯域高域側の急峻度よりも高い、
　請求項８に記載のフィルタ装置。
　前記第１帯域の周波数は、前記第２帯域の周波数よりも高く、
　前記第１フィルタは、第３入出力端子および第４入出力端子を有し、
　前記第１フィルタ単体を前記第３入出力端子から見たインピーダンスが極大になる周波数は、前記第１帯域の低域端の周波数以下であり、
　前記第１フィルタ単体を前記第４入出力端子から見たインピーダンスが極大になる周波数は、前記第１帯域の低域端の周波数以下である、
　請求項１～８および１４のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
　前記第１帯域の周波数は、前記第２帯域の周波数よりも高く、
　前記第１フィルタ単体の振幅と前記第２フィルタ単体の振幅とが等しくなる周波数において、前記第１フィルタ単体と前記第２フィルタ単体との位相差は、－５０°以上＋５０°以下の範囲である、
　請求項１～８、１４および１５のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
　前記第１帯域の周波数は、前記第２帯域の周波数よりも高く、
　前記第１フィルタは、第３入出力端子および第４入出力端子を有し、
　前記第１フィルタ単体を前記第３入出力端子から見たインピーダンスが極大になる周波数は、前記第２帯域の高域端の周波数以下であり、
　前記第１フィルタ単体を前記第４入出力端子から見たインピーダンスが極大になる周波数は、前記第２帯域の高域端の周波数以下である、
　請求項１６に記載のフィルタ装置。
　前記第１フィルタは、
　第３入出力端子および第４入出力端子と、
　共振特性を有するフィルタ回路と、
　前記フィルタ回路の一方の端子と前記第３入出力端子との間に接続された第１移相器と、
　前記フィルタ回路の他方の端子と前記第４入出力端子との間に接続された第２移相器と、を有する、
　請求項１～８および１４～１７のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
　前記第１移相器および前記第２移相器のそれぞれは、
　キャパシタまたはインダクタで構成されるインピーダンス素子を有する、
　請求項１３または１８に記載のフィルタ装置。
　前記第１移相器および第２移相器の少なくとも一方は、
　前記第２経路上に配置されたインダクタと、
　前記第２経路上のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタと、を有する、
　請求項１９に記載のフィルタ装置。
　前記第１移相器および第２移相器の少なくとも一方は、
　前記第２経路上に配置されたキャパシタと、
　前記第２経路上のノードとグランドとの間に接続されたインダクタと、を有する、
　請求項１９に記載のフィルタ装置。
　前記第１フィルタおよび前記第２フィルタの少なくとも一方は、
　スイッチ素子の導通および非導通の切り替えにより通過帯域の周波数を可変するフィルタである、
　請求項１～２１のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
　さらに、
　第５入出力端子と、
　前記共通端子と前記第５入出力端子とを結ぶ第３経路上に接続され、前記第１帯域および前記第２帯域の周波数と異なり、かつ、前記第１帯域の周波数と重ならない第４帯域を通過帯域とする第４フィルタと、
　前記第１ノードと、前記第３経路上であって前記第４フィルタおよび前記第５入出力端子の間の第５ノードとの間に接続された第５スイッチ素子と、
　前記第３経路上であって前記第５ノードと前記第５入出力端子との間に接続された第６スイッチ素子と、
　前記共通端子と前記第２フィルタとの間に接続された第７スイッチ素子と、
　前記共通端子と前記第４フィルタとの間に接続された第８スイッチ素子と、を備える、
　請求項１～２２のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
　前記第１スイッチ素子が導通かつ前記第２スイッチが非導通の場合は、前記共通端子と前記第１入出力端子との間で、時間分割複信（ＴＤＤ）方式用のフィルタとして用いられ、
　前記第１スイッチ素子が非導通かつ前記第２スイッチが導通の場合は、前記共通端子と前記第１入出力端子との間、および、前記共通端子と前記第２入出力端子との間で、周波数分割複信（ＦＤＤ）方式用のマルチプレクサとして用いられる、
　請求項１～２３のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
　前記第１フィルタおよび前記第２フィルタの少なくとも一方は、
　弾性表面波フィルタ、弾性境界波フィルタ、および、バルク弾性波（ＢＡＷ：Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）のいずれかを用いた弾性波フィルタである、
　請求項１～２４のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
　請求項１～２５のいずれか１項に記載のフィルタ装置を複数備え、
　前記フィルタ装置が有する前記共通端子は、全て、共通接続端子に直接的または間接的に接続されている、
　マルチプレクサ。
　請求項１～２５のいずれか１項に記載のフィルタ装置または請求項２６に記載のマルチプレクサと、
　前記フィルタ装置または前記マルチプレクサに直接的または間接的に接続された増幅回路と、を備える、
　高周波フロントエンド回路。
　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項２７に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
　通信装置。