CN113196658B - 多工器 - Google Patents

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Abstract

具备配置在第一路径上的滤波器(22)、配置在第二路径上的滤波器(12)以及配置在第三路径上的滤波器(21)，根据滤波器(22)的通带内的发送信号(B1Tx)和滤波器(12)的通带内的发送信号(B3Tx)而产生的互调失真(IMD)的频率包含在滤波器(21)的通带中，滤波器(22)具有配置在第一路径上的一个以上的串联谐振器以及分别配置在连结第一路径上的一个以上的节点与接地的一个以上的路径上的一个以上的并联谐振器，一个以上的串联谐振器及一个以上的并联谐振器中的最接近共同端子(Port1)的谐振器的相对介电常数小于其他谐振器的相对介电常数。

Description

多工器
技术领域
本发明涉及多工器。
背景技术
近年来，使用了弹性波滤波器的多工器被广泛使用。在弹性波滤波器中，由于弹性波滤波器自身具有的非线性度，容易产生互调失真(IMD：Intermodulation Distortion)。
在向作为非线性器件的弹性波滤波器输入了两个以上的不同频率的信号的情况下，通过IMD，产生与基于频率之和或之差的组合的频率合成的信号。在合成信号的频率是其他滤波器的使用频带内的频率的情况下，成为干扰波。
在该IMD的影响下，存在滤波器的接收灵敏度劣化这样的问题。尤其是以CA(Carrier Aggregation，载波聚合)为背景，随着同时发送的Band数增加而影响变大，因此，需要对策。
例如，在专利文献1中，通过分割由梯型滤波器构成的发送滤波器的任意的(实施例中为天线端的串联臂)谐振器而增大面积，降低每单位面积的功率消耗，由此来抑制IMD的产生。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2007-074698号公报
发明内容
发明要解决的课题
但是，在多工器的情况下，在要分割IMD的影响最大的ANT端侧的谐振器而增大面积时，由于与共同连接对象侧滤波器的关系，存在如下的制约。即，谐振器的面积与阻抗(电容)成比例，因此，阻抗也发生改变。ANT端侧的阻抗的变化对共同连接对象侧滤波器的特性造成影响。因此，有时无法如专利文献1希望的那样增大ANT端侧谐振器的面积，得不到充分的IMD抑制效果。
对此，本发明是鉴于上述课题而完成的，其目的在于，在具有多个弹性波滤波器的多工器中，不改变最佳设计中的阻抗而有效抑制IMD的产生。
用于解决课题的手段
为了实现上述目的，本发明的一方式的多工器具备：第一滤波器，其配置在连结共同端子与第一端子的第一路径上；以及第二滤波器，其配置在连结所述共同端子与第二端子的第二路径上，根据所述第一滤波器的通带所包含的频率的第一信号和所述第二滤波器的通带所包含的频率的第二信号而产生的互调失真的频率包含在所述第二滤波器的通带中，所述第一滤波器及所述第二滤波器中的至少任一个滤波器具有多个弹性波谐振器，所述多个弹性波谐振器中的最接近所述共同端子的谐振器的相对介电常数小于其他谐振器的相对介电常数。
另外，本发明的另一方式的多工器具备：第一滤波器，其配置在连结共同端子与第一端子的第一路径上；第二滤波器，其配置在连结所述共同端子与第二端子的第二路径上；以及第三滤波器，其配置在连结所述共同端子与第三端子的第三路径上，根据所述第一滤波器的通带所包含的频率的第一信号和所述第二滤波器的通带所包含的频率的第二信号而产生的互调失真的频率包含在所述第三滤波器的通带中，所述第一滤波器及所述第二滤波器中的至少任一个滤波器具有多个弹性波谐振器，所述多个弹性波谐振器中的最接近所述共同端子的谐振器的相对介电常数小于其他谐振器的相对介电常数。
发明效果
根据这样的结构，构成第一滤波器及第二滤波器中的至少任一个滤波器的谐振器中的最接近共同端子的谐振器、即由于信号的功率最容易集中而最容易产生IMD的谐振器的相对介电常数构成为小于其他谐振器的相对介电常数。由此，为了得到最佳设计中的电容而使该谐振器在压电基板中占据的面积变大，每单位面积的功率消耗减少，因此，在该谐振器中产生的IMD被降低。由于减小信号的功率最容易集中的谐振器的相对介电常数，因此，能够使针对谐振器大型化的缺点而降低IMD的效果最大化。
附图说明
图1是示出基本的多工器的结构的一例的框图。
图2是示出构成多工器的滤波器的通带的一例的图。
图3A是示出基本的滤波器的结构的一例的电路图。
图3B是示出基本的滤波器的结构的另一例的电路图。
图4是示出基本的声表面波谐振器的构造的一例的示意图。
图5A是示出在多工器中产生的IMD的一例的示意图。
图5B是示出在多工器中产生的IMD的另一例的示意图。
图6是示出实施方式1的滤波器的结构的一例的电路图。
图7是示出在使用了实施例及比较例的滤波器的多工器中产生的IMD的强度的计算例的坐标图。
图8是示出实施方式1的声表面波谐振器的构造的一例的示意图。
图9是示出实施例及比较例的声表面波谐振器中的IMD的强度的测定例的坐标图。
图10A是示出在实施方式1的滤波器中使用的声表面波谐振器的构造的一例的示意图。
图10B是示出在实施方式1的滤波器中使用的声表面波谐振器的构造的另一例的示意图。
图10C是示出在实施方式1的滤波器中使用的声表面波谐振器的构造的又一例的示意图。
图10D是示出在实施方式1的滤波器中使用的体弹性波谐振器的构造的一例的示意图。
图11是示出实施方式2的多工器的结构的一例的框图。
图12是示出实施方式2的滤波器的通带的一例的图。
图13是示出在实施方式2的多工器中产生的IMD的一例的示意图。
具体实施方式
以下，对于本发明的实施方式，使用实施方式及附图进行详细说明。需要说明的是，以下说明的实施方式均示出包括或具体的例子。以下的实施方式所示的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置及连接方式等是一例，并非意在限定本发明。
(实施方式1)
对于实施方式1的多工器，举出四工器的例子进行说明。
图1是示出应用于实施方式的基本的四工器的功能结构的一例的框图。需要说明的是，在图1中也图示出与四工器1的共同端子Port1连接的天线元件2。
作为一例，四工器1对应于LTE(注册商标)(Long Term Evolution，长期演进)，使由3GPP(注册商标)(Third Generation Partnership Project，第三代合作伙伴计划)规定的后述的Band的高频信号通过。
如图1所示，四工器1具有共同端子Port1、四个独立端子Port11、Port12、Port21及Port22、四个滤波器11、12、21及22。
共同端子Port1共同地设置于四个滤波器11、12、21及22，在四工器1的内部与这些滤波器11、12、21及22连接。另外，共同端子Port1在四工器1的外部与天线元件2连接。即，共同端子Port1也是四工器1的天线端子。
独立端子Port11、Port12、Port21及Port22与滤波器11、12、21及22分别对应地设置，在四工器1的内部与对应的滤波器连接。另外，独立端子Port11、Port12、Port21及Port22在四工器1的外部经由放大电路等(未图示)而与RF信号处理电路(RFIC：RadioFrequency Integrated Circuit，射频集成电路，未图示)连接。
滤波器11是配置在连结共同端子Port1与独立端子Port11的路径上且将Band3中的下行频带设为通带的接收滤波器。
滤波器12是配置在连结共同端子Port1与独立端子Port12的路径上且将Band3中的上行频带设为通带的发送滤波器。
滤波器21是配置在连结共同端子Port1与独立端子Port21的路径上且将Band1中的下行频带设为通带的接收滤波器。
滤波器22是配置在连结共同端子Port1与独立端子Port22的路径上且将Band1中的上行频带设为通带的发送滤波器。
这里，独立端子Port22是第一端子的一例，滤波器22是配置在连结共同端子Port1与作为第一端子的独立端子Port22的第一路径上的第一滤波器的一例。
另外，独立端子Port12是第二端子的一例，滤波器12是配置在连结共同端子Port1与作为第二端子的独立端子Port12的第二路径上的第二滤波器的一例。
另外，独立端子Port21是第三端子的一例，滤波器21是配置在连结共同端子Port1与作为第三端子的独立端子Port21的第三路径上的第三滤波器的一例。
滤波器11和滤波器12构成对Band3的发送信号和接收信号进行分波及合波的双工器10。滤波器21和滤波器22构成对Band1的发送信号和接收信号进行分波及合波的双工器20。
这样，四工器1构成为将Band3用的双工器10的共同端子与Band1用的双工器20的共同端子在节点N处相互连接进而与共同端子Port1连接。
需要说明的是，在四工器1中，在连结各滤波器11、12、21及22与节点N的路径上或者连结节点N与共同端子Port1的路径上等，也可以连接阻抗匹配用的电感器等阻抗元件。
这里，对分配给四工器1的通带即Band1及Band3的频带的具体的范围进行说明。需要说明的是，以下，针对频带的范围，将表示A以上且B以下的数值范围简化记载为A～B。
图2是对分配给Band1及Band3的频带进行说明的图。需要说明的是，以后，对于各Band的下行频带(接收频带)及上行频带(发送频带)，有时例如对于Band1的接收频带，如“Band1Rx”那样以将频带名与附加在其末尾的表示接收频带或发送频带的文字Rx或Tx组合而得到的符号来参照。
如图2所示，在Band1中，向发送频带Band1Tx分配了1920～1980MHz，向接收频带Band1Rx分配了2110～2170MHz。在Band3中，向发送频带Band3Tx分配了1710～1785MHz，向接收频带Band3Rx分配了1805～1880MHz。因此，作为滤波器11、12、21及22的滤波器特性，要求图2的实线所示那样的、使对应的Band的发送频带或接收频带通过且使其他频带衰减这样的特性。
接着，对各滤波器11、12、21及22的基本结构进行说明。以下，以将Band1Tx设为通带的滤波器22(第一滤波器)为例进行说明。以下说明的滤波器的结构也可以应用于滤波器11、12及21。
图3A是示出滤波器22的基本结构的一例的电路图。如图3A所示，滤波器22具备串联谐振器111～114和并联谐振器121～124。串联谐振器111～114及并联谐振器121～124分别例如是声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)谐振器。
串联谐振器111～114在连结共同端子Port1与独立端子Port22的路径(串联臂)上从共同端子Port1侧开始依次相互串联地连接。另外，并联谐振器121～124在连结串联谐振器111～114的各连接点与基准端子(接地)的路径(并联臂)上相互并联地连接。由此，滤波器22构成具有四级梯式构造的带通滤波器。
需要说明的是，滤波器22的串联谐振器及并联谐振器的数量不限定于各四个，串联谐振器为一个以上且并联谐振器为一个以上即可。即，滤波器22是具有一级以上的梯式构造的滤波器即可。
另外，并联谐振器121～124也可以经由未图示的电感器而与基准端子(接地端子)连接。另外，也可以在串联臂上或并联臂上或者这两方插入或连接电感器及电容器等阻抗元件。
另外，也可以在构成梯型的滤波器构造的串联谐振器111～114中的最接近共同端子Port1的串联谐振器111的共同端子Port1侧的节点连接并联谐振器。另外，也可以省略与最接近独立端子Port22的串联谐振器114的独立端子Port22侧的节点连接的并联谐振器124。
另外，滤波器22不限于图3A所示的梯型的滤波器，例如，也可以是纵向耦合型的滤波器。
图3B是作为滤波器22的基本结构的另一例而示出纵向耦合型的滤波器的例子的电路图。如图3B所示，滤波器22也可以具备串联谐振器111和纵向耦合型谐振器131。串联谐振器111和纵向耦合型谐振器131在连结共同端子Port1与独立端子Port22的信号路径上从接近共同端子Port1的一侧开始依次配置。另外，滤波器22也可以为具备并联谐振器和纵向耦合型谐振器的结构。
接着，针对构成滤波器22的谐振器所使用的声表面波谐振器的基本构造进行说明。
图4是示出声表面波谐振器的基本构造的一例的示意图，(a)是俯视图，(b)是剖视图。图4的(b)对应于图4的(a)所示的单点划线处的剖面。图4所示的谐振器30的构造例如也应用于构成滤波器22的串联谐振器111～114、并联谐振器121～124、纵向耦合型谐振器131、以及构成滤波器11、12、21的谐振器中的任意一种谐振器。需要说明的是，图4的例示用于说明声表面波谐振器的基本构造，构成电极的电极指的根数及长度等不限于此。
谐振器30构成为在压电体层39上形成IDT电极33并利用保护层34进行覆盖。作为一例，也可以是，压电体层39由含有钽酸锂或铌酸锂等的压电材料构成，IDT电极33由铜、铝等金属或者它们的合金构成。保护层34也可以由以二氧化硅等为主成分的保护材料构成。压电体层39也可以形成在由硅基板等构成的支承基板上，压电体层39自身也可以为支承基板。
IDT电极33包括相互对置的一对梳齿状电极30a、30b。梳齿状电极30a包括相互平行的多个电极指31a和连接多个电极指31a的汇流条电极32a。梳齿状电极30b包括相互平行的多个电极指31b和连接多个电极指31b的汇流条电极32b。电极指31a、31b沿着与X轴方向正交的方向形成。由IDT电极33激励的弹性波在压电体层39沿X轴方向传播。
将规定IDT电极33的形状及大小的参数称为电极参数。作为电极参数的一例，举出电极指31a或电极指31b的弹性波的传播方向上的重复周期即波长λ、在沿弹性波的传播方向观察时电极指31a、31b重复的长度即交叉宽度L、电极指31a、31b的线宽W、以及相邻的电极指31a、31b之间的间隔宽度S。
作为将电极指31a、31b合起来的电极指的根数的1/2的对数N、作为将电极指31a、31b合起来的电极指的重复周期的电极间距(W+S)、作为线宽W在电极间距中占据的比例的占空比W/(W+S)也是电极参数的一例。
例如，滤波器22具有的多个弹性波谐振器中的最接近共同端子Port1的串联谐振器111具备IDT电极和压电性基板，在IDT电极与压电性基板之间还具有电介质膜。另外，多个弹性波谐振器中的至少一个弹性波谐振器具备IDT电极和压电性基板，在IDT电极与压电性基板之间还具有电介质膜，最接近共同端子Port1的串联谐振器111具有的电介质膜的膜厚大于至少一个弹性波谐振器具有的电介质膜的膜厚。
接着，使用图1的四工器1的结构及图2的频带的例子来说明在多工器中产生的IMD。
图5A示出在经由四工器1从一个天线元件2同时发送Band1的发送信号B1Tx和Band3的发送信号B3Tx的情况下在四工器1中产生的IMD的例子。
图5B示出在分别经由四工器1a、1b从两个天线元件2a、2b同时发送Band1的发送信号和Band3的发送信号的情况下在四工器1a、1b中产生的IMD的例子。需要说明的是，四工器1a、1b均具有与四工器1相同的结构。
在图5A及图5B中都是实际发送的程度的强度的发送信号B1Tx、B3Tx直接或者经由天线元件2a、2b间的耦合而集中于四工器1、1a、1b的电路部分C、Ca、Cb(阴影所示)。因此，在电路部分C、Ca、Cb容易产生发送信号B1Tx、B3Tx的IMD。
例如，从发送信号B1Tx的频率fB1Tx的两倍减去发送信号B3Tx的频率fB3Tx而得到的频率2fB1Tx-fB3Tx与Band1的接收信号B1Rx的频率fB1Rx重复。当从发送信号B1Tx、B3Tx产生Band1Rx中含有的IMD时，接收信号B1Rx被所产生的IMD妨碍，Band1中的接收灵敏度发生劣化。
在电路部分C、Ca、Cb中容易产生IMD的非线性元件例如是构成滤波器22的谐振器中的最接近共同端子Port1的谐振器。在图3的例子中，在构成滤波器22的串联谐振器111～114及并联谐振器121～124中，串联谐振器111与共同端子Port1直接连接，因此，是最接近共同端子Port1的谐振器。
最接近共同端子Port1的谐振器容易集中多个信号的功率(例如，发送信号B1Tx、B3Tx的功率)。因此，通过在该谐振器集中产生非线性的响应这样的大功率而产生IMD。
对此，在实施方式中，采用如下构造：使滤波器22中的最接近共同端子Port1的谐振器与其他谐振器相比，在压电基板中占据的每单位面积的功率消耗(以下简称为功率消耗)不易变大。需要说明的是，如图3A中的例示那样，在第一路径上最接近共同端子Port1而配置的是串联谐振器的情况下，最接近共同端子Port1的谐振器是该串联谐振器，但在第一路径上最接近共同端子Port1而配置的是节点的情况下，最接近共同端子Port1的谐振器是在连结该节点与接地的路径上连接的并联谐振器和与该节点直接连接的串联谐振器这两个。在该情况下，在该并联谐振器和该串联谐振器中的至少任一方应用功率消耗不易变大的构造。
另外，如图3B中的例示那样，在纵向耦合型的滤波器的情况下，电同样地应用最接近共同端子Port1的谐振器功率消耗不易变大的构造。
图6是示出实施方式的滤波器的结构的一例的电路图。如图6所示，滤波器22a与图3的滤波器22相比，在串联谐振器111a的相对介电常数构成为小于串联谐振器111的相对介电常数(作为一例，减少10％)这一点不同。需要说明的是，在本说明书中，谐振器的相对介电常数是指针对尺寸相同的谐振器与谐振器的电容值成比例的参数。
当减小谐振器的相对介电常数时，谐振器的电容减少。谐振器的电容的这种变动例如能够通过增大谐振器的尺寸而抵消。因此，为了减小谐振器的相对介电常数且抵消电容的变动而增大了尺寸的谐振器在谐振器的压电基板中占据的面积变大，每单位面积的功率消耗减少，因此，在该谐振器中产生的IMD被降低。这里，作为一例，增大谐振器的尺寸包括增加IDT电极的对数N及增加IDT电极的交叉宽度L中的至少一方。
在滤波器22a的例子中，将串联谐振器111a的相对介电常数构成为小于其他谐振器的相对介电常数。根据串联谐振器111a，与相对介电常数更大的其他谐振器相比，为了得到最佳设计中的电容而使在压电基板中占据的面积变大，每单位面积的功率消耗减少，因此，IMD被降低。另外，由于减小最接近共同端子Port1因而信号的功率最容易集中的串联谐振器111a的相对介电常数，因此，能够使针对谐振器大型化的缺点而降低IMD的效果最大化。
需要说明的是，在上述中，针对滤波器22，以使最接近共同端子Port1的谐振器的相对介电常数小于其他谐振器的相对介电常数为例进行了说明，但不限于该例。也可以将同样的结构应用于滤波器12，还可以应用于滤波器22、12双方。
接着，基于仿真的结果来说明在四工器1中代替滤波器22而使用了滤波器22a的情况下的IMD的降低效果。
在仿真中，比较了四工器1a(图5B)及用滤波器22a(图6)置换了四工器1a的滤波器22(图3)而得到的四工器(未图示)中的IMD。以下，将使用了滤波器22的四工器1a及使用了滤波器22a的四工器作为比较例、实施例分别来参照。
在比较例中，构成滤波器22的所有谐振器的相对介电常数相同。在实施例中，构成滤波器22a的谐振器中的串联谐振器111a的相对介电常数比其他谐振器的相对介电常数小10％，并且，为了弥补相对介电常数的减少所引起的电容的减少而增大尺寸。
针对比较例及实施例，计算出独立端子Port21处的Band1的接收频带(2110～2170MHz)的IMD的强度。在IMD的强度的计算中，设想应用于图5B的结构中的四工器1a，将滤波器22及滤波器12的输出端处的Band1及Band3的发送信号的信号强度分别设为25dBm及10dBm。
图7是示出IMD的强度的计算例的坐标图。如图7中观察到的那样，实施例1中的IMD的强度与比较例的IMD的强度相比，在Band1的大部分接收频带中降低(改善)。
根据该结果，可确定使由于最接近共同端子且容易集中信号的功率而容易产生IMD的谐振器的相对介电常数小于其他谐振器的相对介电常数对于降低IMD来说是有效的。
在上述的仿真中，没有特别限定用于减小谐振器的相对介电常数的构造，但作为一例，声表面波谐振器的相对介电常数能够通过在IDT电极与基板之间设置调整层而下降。
图8是示出实施方式的声表面波谐振器的构造的一例的示意图。如图8所示，谐振器40与图4的谐振器30相比，在IDT电极33与压电体层39之间追加了调整层41这一点不同。调整层41例如由二氧化硅等的电介质膜构成。
根据谐振器30、40的结构，试制不具有调整层41的声表面波谐振器(比较例)及具有调整层41的声表面波谐振器(实施例)，测定出各个声表面波谐振器中的IMD。在实施例的声表面波谐振器中，由厚度为10nm的二氧化硅构成了调整层41。
表1示出测定的条件。如表1所示，测定电路是单体的声表面波谐振器。测定了在向各个比较例及实施例中的声表面波谐振器输入了频率f1的信号Tx1及频率f2的信号Tx2时产生的频率2f1-f2的IMD的强度。信号Tx1、Tx2的强度及频率如表1所示。
[表1]
图9是示出各个比较例及实施例中的IMD的强度的测定例的坐标图。在图9中，针对各个比较例及实施例，标绘点表示IMD的强度的测定值，通过标绘点的直线表示与电容值(与谐振器的尺寸相关)对应的IMD的强度的预测值。例如，电容为2.0pF的表面弹性波谐振器中的IMD的强度在比较例(没有调整层)中预测值成为-86dBm，在实施例(有调整层)中预测值成为-95dBm，在相对介电常数低的实施例中，与比较例相比好了9dBm。
因此，作为一例，如图10A所示，构成滤波器22a的谐振器中，由具有调整层41的谐振器40构成串联谐振器111a，由不具有调整层41的谐振器30构成其他谐振器，由此，得到IMD小的滤波器22a。
需要说明的是，用于使串联谐振器111a的相对介电常数小于其他谐振器的相对介电常数的结构不限于图10A的例子。
例如，如图10B所示，也可以由具有较厚的调整层41a的谐振器40a构成串联谐振器111a，由具有比调整层41a薄的调整层41b的谐振器40b构成其他谐振器。
另外，如图10C所示，也可以由具有调整层41的谐振器40构成串联谐振器111a，由具有调整层42的谐振器40c构成其他谐振器，该调整层42由相对介电常数的下降幅度比调整层41小的其他材料构成。
另外，虽然未图示，但也可以将串联谐振器111a和其他谐振器形成在由相对介电常数互不相同的材料构成的不同基板上。
使串联谐振器111a的相对介电常数小于其他谐振器的相对介电常数的结构不限于表面弹性波谐振器，也能够应用于使用了体弹性波谐振器的滤波器。如图10D所示，谐振器50a、50b分别是压电体膜53、54被电极51、52夹着的体弹性波谐振器。谐振器50a、50b配置在设置于基板59上的腔室58上。
谐振器50a、50b的相对介电常数通过向压电体膜53、54掺杂杂质来调整。杂质没有特别限定，但作为一例，通过将钪掺杂到压电体膜53、54中，使谐振器50a、50b的相对介电常数上升。
对此，在压电体膜54中掺杂杂质(例如钪)，在压电体膜53中不掺杂杂质或者掺杂浓度比压电体膜54低的杂质。反之，在使用降低谐振器50a、50b的相对介电常数的杂质的情况下，在压电体膜53中掺杂杂质，在压电体膜54中不掺杂杂质或者掺杂浓度比压电体膜53低的杂质。
使用像这样构成的谐振器50a、50b，由谐振器50a构成串联谐振器111a，由谐振器50b构成其他谐振器，由此，得到IMD小的滤波器。
以上，针对在滤波器中使最接近共同端子Port1的谐振器的相对介电常数小于其他谐振器的相对介电常数的效果，举出四工器中的应用例进行了说明，但不限于该例。在作为包括两个滤波器的多工器的双工器或同向双工器中也得到同样的效果。
例如，在具备配置在连结共同端子与第一端子的第一路径上的第一滤波器和配置在连结共同端子与第二端子的第二路径上的第二滤波器的多工器中，第一滤波器具有多个弹性波谐振器。在这样的多工器中，当从第一滤波器的通带所包含的频率的第一信号和第二滤波器的通带所包含的频率的第二信号产生的互调失真的频率包含在第二滤波器的通带中时，在第一滤波器中，使最接近共同端子的谐振器的相对介电常数构成为小于其他谐振器的相对介电常数。
由此，与四工器中的应用例同样地，构成第一滤波器的谐振器中的最接近共同端子的谐振器、即由于信号的功率最容易集中而最容易产生IMD的谐振器的相对介电常数构成为小于其他谐振器的相对介电常数。
因此，为了得到最佳设计中的电容而使该谐振器在压电基板中占据的面积变大，每单位面积的功率消耗减少，因此，在该谐振器中产生的IMD被降低。由于减小信号的功率最容易集中的谐振器的相对介电常数，因此，能够使针对谐振器大型化的缺点而降低IMD的效果最大化。
(实施方式2)
针对应用了实施方式2的滤波器的多工器，举出具备带通滤波器和陷波滤波器的多工器的例子进行说明。
图11是示出实施方式2的多工器的结构的一例的框图。如图11所示，多工器6具有共同端子Port6、两个独立端子Port61、62、以及两个滤波器61、62。
共同端子Port6相对于两个滤波器61及62共同设置，在多工器6的内部与这些滤波器61及62连接。另外，共同端子Port6在多工器6的外部与天线元件2连接。即，共同端子Port6也是多工器6的天线端子。
滤波器61是配置在连结共同端子Port6与独立端子Port61的路径上且将用于WiFi(注册商标)的频带设为通带的带通滤波器。
滤波器62是配置在连结共同端子Port6与独立端子Port62的路径上且将用于WiFi的频带设为阻止频带的陷波滤波器。滤波器62在阻止频带的低频带侧具有与Band3至Band40对应的通带，在阻止频带的高频带侧具有与Band7/Band41对应的通带。
这里，独立端子Port61是第一端子的一例，滤波器61是配置在连结共同端子Port6与作为第一端子的独立端子Port61的第一路径上的第一滤波器的一例。
另外，独立端子Port62是第二端子的一例，滤波器62是配置在连结共同端子Port6与作为第二端子的独立端子Port62的第二路径上的第二滤波器的一例。
这里，针对分配给多工器6的通带的频带的具体范围进行说明。需要说明的是，以下，针对频带的范围，将表示A以上且B以下的数值范围简化记载为A～B。
图12是对分配给Band3至Band40、WiFi及Band7/Band41的频带进行说明的图。需要说明的是，以后，例如针对Band7的接收频带，有时如“Band7Rx”那样以将频带名与附加在其末尾的表示接收频带或发送频带的文字Rx或Tx组合而得到的符号来参照各Band的下行频带(接收频带)及上行频带(发送频带)。
如图12所示，向Band3至Band40分配了1.7～2.4GHz。向WiFi分配了2.4～2.5GHz。向Band7/Band41分配了2.5～2.7GHz。因此，作为滤波器61及62的滤波器特性，要求图12的实线所示那样的、使对应的Band的发送频带或接收频带通过且使其他频带衰减这样的特性。
基于图11的结构例及图12的频带的例子来说明在多工器6中产生的IMD。
图13的(a)示出在经由多工器6从天线元件2同时发送Band7的发送频带B7Tx的信号和WiFi的频带的信号的情况下在多工器6中在Band7的接收频带B7Rx产生IMD的例子。
另外，也可以根据与图5B中说明的结构同样的考虑方法，使用两组多工器6与天线元件2的组，从各个组同时发送Band41的发送频带B41Tx的信号。在该情况下，根据从一个多工器6发送的Band41的发送频带B41Tx的信号和从另一个多工器6经由天线元件2间的耦合而施加的信号，在一个多工器6中产生IMD。
图13的(b)及(c)示出在一个多工器中分别在WiFi的频带及Band30的接收频带B30Rx产生IMD的例子。
这样，在包括两个滤波器的多工器6中也可能产生由IMD引起的特性的劣化。对此，在滤波器61、62中的至少一方或双方，将最接近共同端子Port1的谐振器的相对介电常数构成为小于其他谐振器的相对介电常数。由此，能够降低在滤波器61、62中的至少一方或双方产生的IMD，得到特性优异的多工器6。
(总结)
本发明的一方式的多工器具备：第一滤波器，其配置在连结共同端子与第一端子的第一路径上；以及第二滤波器，其配置在连结所述共同端子与第二端子的第二路径上，根据所述第一滤波器的通带所包含的频率的第一信号和所述第二滤波器的通带所包含的频率的第二信号而产生的互调失真的频率包含在所述第二滤波器的通带中，所述第一滤波器及所述第二滤波器中的至少任一个滤波器具有多个弹性波谐振器，所述多个弹性波谐振器中的最接近所述共同端子的谐振器的相对介电常数小于其他谐振器的相对介电常数。
另外，本发明的另一方式的多工器具备：第一滤波器，其配置在连结共同端子与第一端子的第一路径上；第二滤波器，其配置在连结所述共同端子与第二端子的第二路径上；以及第三滤波器，其配置在连结所述共同端子与第三端子的第三路径上，根据所述第一滤波器的通带所包含的频率的第一信号和所述第二滤波器的通带所包含的频率的第二信号而产生的互调失真的频率包含在所述第三滤波器的通带中，所述第一滤波器及所述第二滤波器中的至少任一个滤波器具有多个弹性波谐振器，所述多个弹性波谐振器中的最接近所述共同端子的谐振器的相对介电常数小于其他谐振器的相对介电常数。
根据这样的结构，构成第一滤波器及所述第二滤波器中的至少任一个滤波器的谐振器中的最接近共同端子的谐振器、即由于信号的功率最容易集中而最容易产生IMD的谐振器的相对介电常数构成为小于其他谐振器的相对介电常数。由此，为了得到最佳设计中的电容而使该谐振器在压电基板中占据的面积变大，每单位面积的功率消耗减少，因此，在该谐振器中产生的IMD被降低。由于减小信号的功率最容易集中的谐振器的相对介电常数，因此，能够使针对谐振器大型化的缺点而降低IMD的效果最大化。
另外也可以是，所述第一滤波器及所述第二滤波器中的另一个滤波器具有多个弹性波谐振器，在所述另一个滤波器中，最接近所述共同端子的谐振器的相对介电常数小于其他谐振器的相对介电常数。
根据这样的结构，在另一个滤波器中也能够得到与针对第一滤波器及第二滤波器中的至少任一个滤波器说明的IMD的降低效果同样的效果。
另外也可以是，最接近所述共同端子的谐振器具备IDT电极和压电性基板，在所述IDT电极与所述压电性基板之间还具有电介质膜。此外也可以是，所述多个弹性波谐振器中的至少一个弹性波谐振器具备IDT电极和压电性基板，在所述IDT电极与所述压电性基板之间还具有电介质膜，最接近所述共同端子的谐振器具有的所述电介质膜的膜厚大于所述至少一个弹性波谐振器具有的所述电介质膜的膜厚。
另外也可以是，所述第一滤波器具有所述多个弹性波谐振器，所述第一滤波器具有的所述多个弹性波谐振器是配置在所述第一路径上的一个以上的串联谐振器、以及分别配置在连结所述第一路径上的一个以上的节点与接地的一个以上的路径上的一个以上的并联谐振器。
另外也可以是，所述第一滤波器具有所述多个弹性波谐振器，所述第一滤波器具有的所述多个弹性波谐振器是在所述第一路径上从接近所述共同端子的一侧开始依次配置的串联谐振器及纵向耦合型谐振器。
另外也可以是，所述第二滤波器具有所述多个弹性波谐振器，所述第二滤波器具有的所述多个弹性波谐振器是配置在所述第二路径上的一个以上的串联谐振器、以及分别配置在连结所述第二路径上的一个以上的节点与接地的一个以上的路径上的一个以上的并联谐振器。
另外也可以是，所述第二滤波器具有所述多个弹性波谐振器，所述第二滤波器具有的所述多个弹性波谐振器是在所述第二路径上从接近所述共同端子的一侧开始依次配置的串联谐振器及纵向耦合型谐振器。
根据这些结构，在将第一滤波器或第一滤波器及第二滤波器双方构成为梯型的滤波器电路或使用了纵向耦合型谐振器的滤波器电路的基础上，得到IMD的优异的降低效果。
另外也可以是，所述第一滤波器及所述第二滤波器中的一个滤波器的通带为1920MHz以上且1980MHz以下，另一个滤波器的通带为1710MHz以上且1785MHz以下，所述第三滤波器的通带为2110MHz以上且2200MHz以下。
根据这样的结构，第一滤波器的通带及第二滤波器的通带是Band1的发送频带Band1Tx及Band3的发送频带Band3Tx中的一方及另一方。另外，第三滤波器的通带是Band1的接收频带Band1Rx。即，第一滤波器及第二滤波器用作Band1的发送滤波器及Band3的发送滤波器中的一方及另一方，第三滤波器用作Band1的接收滤波器。
这里，从Band1的发送信号的频率的两倍减去Band3的发送信号的频率而得到的频率与Band1的接收信号的频率重复。因此，在同时发送Band1的发送信号和Band3的发送信号的情况下，Band1的发送信号与Band3的发送信号相互成为干扰波，在Band1的接收频带Band1Rx内产生高级别的IMD。对此，使用对第一滤波器或第一滤波器及第二滤波器双方实施了降低IMD的对策的滤波器。由此，能够降低在Band1的接收频带Band1Rx内产生的IMD，例如，抑制Band1的接收灵敏度的劣化。
以上，对本发明的实施方式的多工器进行了说明，但本发明不限定于各个实施方式。只要不脱离本发明的主旨，对本实施方式实施了本领域技术人员能够想到的各种变形而得到的方式、将不同实施方式中的构成要素组合而构筑的方式也可以包含在本发明的一个或多个方式的范围内。
产业上的可利用性
本发明作为多工器能够广泛利用于便携电话等通信设备中。
附图标记说明
1、1a、1b 四工器；
2、2a、2b 天线元件；
6 多工器；
10、20 双工器；
11、61、62 滤波器；
12 滤波器(第二滤波器)；
21 滤波器(第三滤波器)；
22、22a 滤波器(第一滤波器)；
30 谐振器(声表面波谐振器)；
30a、30b 梳齿状电极；
31a、31b 电极指；
32a、32b 汇流条电极；
33 IDT电极；
34 保护层；
38 调整层；
39 压电体层；
111、111a、112～114 串联谐振器；
121、121a、122～124 并联谐振器。

Claims (10)

1.一种多工器，具备：
第一滤波器，其配置在连结共同端子与第一端子的第一路径上；以及
第二滤波器，其配置在连结所述共同端子与第二端子的第二路径上，
根据所述第一滤波器的通带所包含的频率的第一信号和所述第二滤波器的通带所包含的频率的第二信号而产生的互调失真的频率包含在所述第二滤波器的通带中，
所述第一滤波器及所述第二滤波器中的至少任一个滤波器具有多个弹性波谐振器，
所述多个弹性波谐振器中的最接近所述共同端子的谐振器的相对介电常数小于其他谐振器的相对介电常数。
2.一种多工器，具备：
第一滤波器，其配置在连结共同端子与第一端子的第一路径上；
第二滤波器，其配置在连结所述共同端子与第二端子的第二路径上；以及
第三滤波器，其配置在连结所述共同端子与第三端子的第三路径上，
根据所述第一滤波器的通带所包含的频率的第一信号和所述第二滤波器的通带所包含的频率的第二信号而产生的互调失真的频率包含在所述第三滤波器的通带中，
所述第一滤波器及所述第二滤波器中的至少任一个滤波器具有多个弹性波谐振器，
所述多个弹性波谐振器中的最接近所述共同端子的谐振器的相对介电常数小于其他谐振器的相对介电常数。
3.根据权利要求1或2所述的多工器，其中，
所述第一滤波器及所述第二滤波器中的另一个滤波器具有多个弹性波谐振器，
在所述另一个滤波器中，最接近所述共同端子的谐振器的相对介电常数小于其他谐振器的相对介电常数。
4.根据权利要求1或2所述的多工器，其中，
最接近所述共同端子的谐振器具备IDT电极和压电性基板，
在所述IDT电极与所述压电性基板之间还具有电介质膜。
5.根据权利要求4所述的多工器，其中，
所述多个弹性波谐振器中的至少一个弹性波谐振器具备IDT电极和压电性基板，
在所述IDT电极与所述压电性基板之间还具有电介质膜，
最接近所述共同端子的谐振器具有的所述电介质膜的膜厚大于所述至少一个弹性波谐振器具有的所述电介质膜的膜厚。
6.根据权利要求1或2所述的多工器，其中，
所述第一滤波器具有所述多个弹性波谐振器，
所述第一滤波器具有的所述多个弹性波谐振器是配置在所述第一路径上的一个以上的串联谐振器以及分别配置在连结所述第一路径上的一个以上的节点与接地的一个以上的路径上的一个以上的并联谐振器。
7.根据权利要求1或2所述的多工器，其中，
所述第一滤波器具有所述多个弹性波谐振器，
所述第一滤波器具有的所述多个弹性波谐振器是在所述第一路径上从接近所述共同端子的一侧开始依次配置的串联谐振器及纵向耦合型谐振器。
8.根据权利要求3所述的多工器，其中，
所述第二滤波器具有所述多个弹性波谐振器，
所述第二滤波器具有的所述多个弹性波谐振器是配置在所述第二路径上的一个以上的串联谐振器以及分别配置在连结所述第二路径上的一个以上的节点与接地的一个以上的路径上的一个以上的并联谐振器。
9.根据权利要求3所述的多工器，其中，
所述第二滤波器具有所述多个弹性波谐振器，
所述第二滤波器具有的所述多个弹性波谐振器是在所述第二路径上从接近所述共同端子的一侧开始依次配置的串联谐振器及纵向耦合型谐振器。
10.根据权利要求2所述的多工器，其中，
所述第一滤波器及所述第二滤波器中的一个滤波器的通带为1920MHz以上且1980MHz以下，另一个滤波器的通带为1710MHz以上且1785MHz以下，
所述第三滤波器的通带为2110MHz以上且2200MHz以下。
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