WO2019021433A1 - 受信装置 - Google Patents

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WO2019021433A1
WO2019021433A1 PCT/JP2017/027304 JP2017027304W WO2019021433A1 WO 2019021433 A1 WO2019021433 A1 WO 2019021433A1 JP 2017027304 W JP2017027304 W JP 2017027304W WO 2019021433 A1 WO2019021433 A1 WO 2019021433A1
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WO
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estimation
unit
signal
demodulation
result
Prior art date
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PCT/JP2017/027304
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English (en)
French (fr)
Inventor
俊介 上橋
康義 能田
栗田　明
元吉　克幸
Original Assignee
三菱電機株式会社
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/01—Equalisers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation

Definitions

  • the present invention relates to a receiver for receiving a wireless signal.
  • SIC Successessive Interference Cancellation
  • the receiving apparatus In order for the receiving apparatus to perform reception processing using SIC, it is premised that the positions on the time axis and the frequency axis of each of the interfering transmission signals are obtained by some synchronization method. Therefore, when the position on the time axis and the position on the frequency axis of each interfering transmit signal are not known, ie, the interfering signal is asynchronous, the receiving apparatus determines the position on the temporal axis of each transmit signal and the frequency axis. It is necessary to estimate the upper position.
  • a receiving device that receives such an asynchronous transmission signal there is a receiving device mounted on a moving object such as a moving vehicle, an aircraft, or a satellite.
  • each transmission signal is a transmitting device Since different propagation delays are generated depending on the arrival path from the point to the moving object, a part of the signal is received with a non-specific overlap on the time axis.
  • the frequency of each signal may also be unspecified due to the Doppler frequency deviation generated due to the relative velocity of the moving body and each transmitter, the error of the frequency oscillator, and the like.
  • the wireless signal received by the receiving device has a part of the signal overlapping in a two-dimensional space formed by the time axis and the frequency axis, and the position on the time axis and the position on the frequency axis It includes a plurality of transmission signals whose position and location are not known.
  • each transmit signal has phase fluctuation due to phase noise, propagation path fluctuation, band limit parameter dispersion, etc.
  • the difference between each transmission signal of and the corresponding replica is larger than in the case where there is no phase fluctuation or the like. Therefore, the generation accuracy of the replica is lower than that in the case where there is no phase fluctuation or the like, and the performance of interference canceling is degraded.
  • Patent Document 1 discloses interference for improving suppression performance when suppressing an interference signal from a received signal including a desired signal and an interference signal.
  • a suppression circuit is disclosed.
  • the interference suppression circuit described in Patent Document 1 generates a replica of an interference signal from a reception signal including a desired signal and an interference signal.
  • the interference suppression circuit changes the amplitude of the replica according to the amplitude of the received signal in order to improve the accuracy of the replica.
  • this interference suppression circuit passes the replica through the transversal filter and adjusts the characteristics of the transversal filter so as to reduce the power of the error signal, thereby improving the replica generation accuracy.
  • the technique described in Patent Document 1 improves the replica generation accuracy by adjusting the amplitude of the replica and adjusting the filter characteristic of the transversal filter through which the replica passes. For this reason, the technique described in Patent Document 1 can not correct even an error caused by phase fluctuation such as phase noise. Therefore, even if the technique described in Patent Document 1 is used, there is a problem that a decrease in the generation accuracy of the replica of the interference signal due to the phase fluctuation can not be suppressed.
  • the present invention has been made in view of the above, and has been made to suppress a decrease in replica generation accuracy due to phase fluctuation due to phase noise, fluctuation of propagation path, fluctuation of band limitation parameter for each transmitter, etc.
  • the object is to obtain a receiving device that can
  • a receiving apparatus is based on a received signal including a plurality of transmission signals having the same signal format and having signal strength in a common frequency band.
  • a time-frequency estimation unit is provided that performs a first estimation process of estimating an arrival time of an estimation target signal, which is one of a plurality of transmission signals, and a frequency of the estimation target signal.
  • the receiving apparatus performs a second estimation process of estimating the phase of the estimation target signal based on the result of the first estimation process, and a demodulation processing unit that demodulates the estimation target signal; And a replica generation unit that generates a replica of the estimation target signal using the result of the estimation process and the result of the second estimation process.
  • the receiving apparatus has an effect that it is possible to suppress a decrease in generation accuracy of replicas caused by phase fluctuation due to phase noise, fluctuation of propagation path, fluctuation of band limitation parameter for each transmitting apparatus, and the like.
  • FIG. 6 shows an example of a signal format of a transmission signal according to the first embodiment.
  • FIG. 2 shows a configuration example of a demodulation unit according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing another configuration example of the filter parameter estimation unit of the first embodiment.
  • Flow chart showing an example of the processing procedure of the receiving apparatus according to the first embodiment Block diagram showing an example of functional configuration of a receiving apparatus according to a second embodiment
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of a functional configuration of a receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the receiving apparatus 10 includes a receiving unit 1, a time frequency estimating unit 2, a demodulating unit 3, an amplitude estimating unit 4, a filter parameter estimating unit 5, a replica generating unit 6, and an interference canceling unit 7 and the switching unit 8.
  • the receiving apparatus 10 can receive a wireless signal including a plurality of asynchronous transmission signals that cause a part of the signal to overlap in the two-dimensional space of the time axis and the frequency axis.
  • the receiving device 10 is mounted on a moving object such as, for example, a moving vehicle, an aircraft, or a satellite. Although an example in which the receiving apparatus 10 is mounted on a mobile unit will be described below, the configuration and operation of the receiving apparatus 10 described in the present embodiment can be applied even when the receiving apparatus 10 is not mounted on a mobile unit.
  • the signals transmitted from a plurality of transmitting devices sharing a frequency band may overlap.
  • a mechanism for signal collision avoidance for example, CSMA / CA (Carrier Sense Multiple Access / Collision Avoidance), TDMA (Time Division Multiple Access), ALOHA protocol, etc.
  • the mechanism for compensating for the frequency error of the oscillator among the plural terminals in the sensor network is not sufficient, or when the transmitter or the receiver moves, the signal from each transmitter is received with different Doppler frequency transition. Will arrive.
  • multiple signals may arrive at slightly different time frequencies in the same band, and may partially overlap and collide. Signal collisions that occur under such conditions are unlikely to occur, for example, in a cellular communication system in which a base station controls terminals, but communication between devices that accommodates a large number of devices, such as Doppler frequency in drones and automobiles, etc. If there are parameters that can not be controlled by, similar problems may occur.
  • a radio signal including a plurality of asynchronous transmission signals that cause a part of the signal to overlap in the two-dimensional space of the time axis and frequency axis assumed in the present embodiment is the above-described. It is not limited to the system which
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of the signal format of each transmission signal.
  • the transmission signal is composed of a preamble 21, a data payload 22 and an error detection code 23.
  • a unit of a transmission signal transmitted in the format shown in FIG. 2 is called a frame.
  • the preamble 21 is a predetermined bit string and is also referred to as a synchronization signal or a reference signal.
  • the preamble 21 is used for detection of the head position of a frame in the receiving device 10, that is, for synchronization of frame timing.
  • the data payload 22 is data indicating information transmitted from the transmission device.
  • the error detection code 23 is redundant data for error detection generated in error detection coding using the error detection code.
  • An example of the error detection code is a cyclic redundancy check (CRC), but is not limited to the CRC code and may be another error detection code.
  • FIG. 2 shows an example in which a systematic code capable of separating information system data and redundant data is used as an error detection code, but the present invention is not limited to this example, and an error detection code other than systematic code is used. It may be done.
  • FIG. 3 is an example of a diagram showing a situation when two transmission signals Sig1 and Sig2 configured in the same signal format arrive at the receiving apparatus 10. As shown in FIG. In FIG. 3, it is assumed that the signal format shown in FIG. 2 is used.
  • the transmission signal Sig2 is offset from the transmission signal Sig1 by ⁇ f on the frequency axis and by ⁇ t on the time axis, but overlaps in part of the signal on the two-dimensional space of the time axis and the frequency axis.
  • part of the frame of the transmission signal Sig2 is included in the range of frame lengths of the transmission signal Sig1, and part of the band of the transmission signal Sig2 also overlaps within the bandwidth of the transmission signal Sig1, The part of the signal of (1) interferes with each other in the time axis and the frequency axis. If the desired signal in the receiver 10 is the transmission signal Sig1, the transmission signal Sig2 is an interference signal.
  • each transmission signal of the format shown in FIG. 2 is transmitted by a transmission method in which operations such as transmission is stopped after being transmitted for a fixed time is repeated, that is, transmission method transmitted in bursts.
  • the format of the frame of the transmission signal is not limited to the example shown in FIG. 2, and the transmission method of each transmission signal is not limited to bursty transmission.
  • the receiving unit 1 includes an antenna for receiving a wireless signal.
  • the receiver 1 performs reception processing on a radio signal received by the antenna, and outputs a reception signal as a sampled electrical signal.
  • the receiving process performed by the receiving unit 1 includes a process of sampling a wireless signal at a predetermined sampling rate. It is assumed that this sampling rate is set as a rate sufficient to discriminate a signal whose frequency has shifted due to the Doppler effect or the like.
  • the reception process performed by the reception unit 1 may include a process of converting an RF (Radio Frequency) signal which is a radio signal of a radio frequency band received by the antenna into a baseband signal.
  • the reception processing performed by the reception unit 1 may include filtering using a digital filter as a countermeasure against interference and noise.
  • the time frequency estimation unit 2 estimates the arrival time of the estimation target signal which is one of the plurality of transmission signals and the frequency of the estimation target signal based on the input signal.
  • the signal input to the time frequency estimation unit 2 is a reception signal output from the reception unit 1 or a signal output from the interference cancellation unit 7.
  • the time frequency estimation unit 2 generates an evaluation function g ( ⁇ , f) related to the time variable ⁇ and the frequency variable f using the input signal.
  • the time frequency estimation unit 2 corresponds to the estimation target signal that is the transmission signal with the largest power among the plurality of transmission signals included in the input signal based on the generated evaluation function g ( ⁇ , f).
  • the time and frequency estimates are output as time frequency estimates.
  • the time corresponding to the transmission signal indicates, for example, the time received by the reception device 10, that is, the arrival time. For example, in the case of estimation on a frame basis, it is the time when the beginning of the frame is received.
  • the input signal is the reception signal output from the receiving unit 1
  • the plurality of transmission signals having the largest power are included in the reception signal.
  • the interference cancellation unit 7 subtracts the replica of the transmission signal with the largest power from the reception signal, when a signal is input from the interference cancellation unit 7 to the time frequency estimation unit 2,
  • the transmission signal with the largest power among the plurality of transmission signals included is the transmission signal with the second largest power among the plurality of transmission signals included in the reception signal output from the reception unit 1. Furthermore, in the processing in the case where a signal is subsequently input from the interference cancellation unit 7 to the time frequency estimation unit 2, the transmission signal with the largest power among the plurality of transmission signals included in the input signal is received The transmission signal with the third largest power among the plurality of transmission signals included in the reception signal output from the unit 1 is obtained.
  • the time variable ⁇ is a delay amount of the preamble
  • the frequency variable f is a carrier
  • a plurality of pattern signals p ( ⁇ , f) are generated in which the time variable ⁇ and the frequency variable f are changed.
  • the delay amount of the preamble is, for example, the time from the reference time to the start position of the preamble.
  • a carrier frequency deviation may be used as the frequency variable f.
  • the pattern signal p ( ⁇ , f) is a signal in which the delay amount of the preamble is the time variable ⁇ and the carrier frequency f is generated in a simulated manner.
  • time variable ⁇ is determined from ⁇ 1 to ⁇ 5
  • frequency variable f is determined from f 1 to f 5
  • pattern signals p ( ⁇ 1 , f 1 ), p ( ⁇ 2 , f 1 ),. p ( ⁇ 5 , f 1 ),..., p ( ⁇ 1 , f 5 ),..., p ( ⁇ 5 , f 5 ) are generated in advance.
  • the time frequency estimation unit 2 calculates the correlation value between the reception signal and the pattern signal for all pattern signals. The magnitude of these calculated correlation powers is taken as an evaluation function g ( ⁇ , f).
  • the time frequency estimation unit 2 obtains values of the time variable ⁇ and the frequency variable f at which the evaluation function g ( ⁇ , f) is maximum, and calculates a time frequency estimated value from the obtained time variable ⁇ and the frequency variable f.
  • the time and frequency in the time frequency estimate may be expressed in any way as long as the time and frequency can be identified.
  • the time in the time frequency estimate may be an elapsed time from a certain reference time or may be indicated by the number of sampling points.
  • the frequency in the time frequency estimated value may be the frequency itself, a deviation from a reference frequency, or a number identifying the frequency.
  • the estimation process described above is performed for each candidate pattern, and time frequency estimation of the candidate pattern showing the highest correlation power value is performed. It is conceivable to use a value.
  • the demodulation unit 3 which is a demodulation processing unit is a demodulation unit having a phase fluctuation estimation function, and based on the received signal output from the reception unit 1 and the time frequency estimation value output from the time frequency estimation unit 2, Among the plurality of transmission signals included in the reception signal, phase fluctuation estimation and demodulation processing is performed on the transmission signal with the highest power. That is, the demodulation unit 3 performs the second estimation process of estimating the phase of the estimation target signal based on the result of the first estimation process which is the estimation process of the time frequency estimation unit 2, and It is a demodulation processing unit that demodulates. Specifically, the demodulation unit 3 demodulates using the synchronous detection method while estimating the phase of the estimation target signal using the result of the first estimation process.
  • the demodulation unit 3 uses synchronous detection.
  • the demodulation unit 3 sequentially performs phase estimation using the hard decision value of the symbol, and performs demodulation while updating the phase estimation value for each symbol.
  • a symbol is a unit of data, for example, a unit of data to be modulated when the transmission signal is modulated.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of the configuration of the demodulation unit 3.
  • the demodulation unit 3 includes a synchronization detection unit 31, a hard determination unit 32, a phase estimation unit 33, and a determination unit 34.
  • the synchronous detection unit 31 performs synchronous detection by multiplying the reproduced carrier and the reception signal, and outputs the signal after synchronous detection to the hard decision unit 32.
  • a commonly used method can be used as the method of reproducing the modulation scheme carrier, and the detailed description will be omitted here.
  • the hard decision unit 32 performs hard decision on the signal output from the synchronous detection unit 31 in symbol units, and outputs the hard decision result to the phase estimation unit 33 and the decision unit 34.
  • any method may be used as long as it is a method of determining a transmitted bit value on a symbol basis according to a modulation scheme applied to a transmission signal.
  • the phase estimation unit 33 performs phase estimation using the hard decision result, and outputs the phase estimation result to the determination unit 34.
  • the determination unit 34 performs an error detection process using the error detection code 23 based on the hard determination result, and outputs an estimation result of phase to the synchronous detection unit 31 when there is an error.
  • the synchronous detection unit 31 changes the phase of the reproduced carrier based on the phase estimation result, performs synchronous detection again, and outputs the signal after synchronous detection to the hard decision unit 32.
  • the hard decision unit 32 performs hard decision on the signal output from the synchronous detection unit 31 in symbol units, and outputs the hard decision result to the phase estimation unit 33 and the decision unit 34.
  • the determination unit 34 outputs the phase estimation result received from the phase estimation unit 33 to the synchronous detection unit 31, and performs an error detection process using the error detection code 23 included in the hard determination result.
  • the determination unit 34 When it is determined by the error detection processing that there is no error, the determination unit 34 outputs the hard decision as a demodulation result and outputs the phase estimation result as a phase fluctuation estimation result. If it is determined by the error detection processing that there is an error, the determination unit 34 determines that there is an error, outputs the demodulation result, and ends the processing without outputting the phase fluctuation estimation result.
  • the demodulator 3 can estimate the phase fluctuation which is the amount of change from the phase of the reference. Note that the configuration example of the demodulation unit 3 is not limited to the example shown in FIG.
  • the amplitude estimation unit 4 carries out a third estimation process of estimating the amplitude of the estimation target signal. Specifically, amplitude estimation unit 4 receives the received signal output from reception unit 1, the time-frequency estimated value output from time-frequency estimation unit 2, the phase fluctuation estimation result output from demodulation unit 3, and the demodulation result Of the plurality of transmission signals included in the reception signal, the replica of the transmission signal with the highest power is generated. Next, the amplitude estimation unit 4 calculates a correlation value between the replica and a signal corresponding to the replica among the reception signals, and outputs the correlation value as an amplitude estimation value.
  • the amplitude estimation unit 4 In the process of the time-frequency estimation unit 2, it is possible to estimate the amplitude secondarily by taking a method such as correlation value calculation as described later, and desired cancellation in the later stage cancellation process If the accuracy can be obtained, the amplitude estimation unit 4 may not be mounted.
  • the filter parameter estimation unit 5 performs a fourth estimation process of estimating the parameter of the band limitation filter used when the estimation target signal is transmitted. Specifically, the received signal output from the receiver 1, the time frequency estimated value output from the time frequency estimator 2, the phase fluctuation estimation result and the demodulation result output from the demodulator 3, and the amplitude estimator 4 The parameter of the band-limiting filter corresponding to the transmission signal with the largest power among the plurality of transmission signals included in the reception signal is estimated based on the amplitude estimation value output from B. and the estimation result is output.
  • the parameters of the band limiting filter are parameters such as the BT product of the band limiting filter used in the transmission apparatus that has transmitted the transmission signal, and the roll-off rate. The BT product is the product of bandwidth and symbol time. A specific estimation method of the band limiting filter parameters will be described later.
  • the filter parameter estimation unit 5 Does not have to be mounted.
  • the replica generation unit 6 calculates the time frequency estimated value output from the time frequency estimation unit 2, the phase fluctuation estimation result and demodulation result output from the demodulation unit 3, and the amplitude estimated value output from the amplitude estimation unit 4, Based on the estimation result output from the filter parameter estimation unit 5, a replica corresponding to the transmission signal with the largest power among the plurality of transmission signals included in the reception signal is generated, and the generated replica is output. That is, the replica generation unit 6 uses the result of the first estimation process, the result of the second estimation process, the result of the third estimation process, and the result of the fourth estimation process to obtain an estimation target signal. Generate a replica of.
  • the replica generation unit 6 uses the result of the first estimation process, the result of the second estimation process, and the result of the fourth estimation process. To generate a replica of the estimation target signal. Further, when the filter parameter estimation unit 5 does not perform estimation, the replica generation unit 6 determines the result of the first estimation process, the result of the second estimation process, and the result of the third estimation process. This is used to generate a replica of the estimation target signal.
  • the interference cancellation unit 7 subtracts the replica output from the replica generation unit 6 from the reception signal output from the reception unit 1 and outputs a signal after subtraction.
  • the switching unit 8 switches the signal input to the time frequency estimation unit 2 between the reception signal output from the reception unit 1 and the signal output from the interference cancellation unit 7. In the initial state, the switching unit 8 outputs the received signal output from the receiving unit 1 to the time frequency estimation unit 2, the demodulation unit 3, the amplitude estimation unit 4, the filter parameter estimation unit 5, the replica generation unit 6 and the interference cancellation unit 7. It is set to the connection state as it is input.
  • the switching unit 8 When a signal is output from the interference cancellation unit 7, the switching unit 8 causes the signal output from the interference cancellation unit 7 to be the time frequency estimation unit 2, the demodulation unit 3, the amplitude estimation unit 4, the filter parameter estimation unit 5, and replica generation
  • the connection state is set to be input to the unit 6 and the interference cancellation unit 7.
  • the control of the switching unit 8 may be performed by the interference cancellation unit 7 or may be performed by a control unit (not shown).
  • the operations of the demodulation unit 3, the amplitude estimation unit 4, the filter parameter estimation unit 5, the replica generation unit 6 and the interference cancellation unit 7 described above have been described using an example in which the reception signal output from the reception unit 1 is input.
  • the demodulation unit 3, the amplitude estimation unit 4, the filter parameter estimation unit 5, the replica generation unit 6, and the interference cancellation unit 7 are output from the interference cancellation unit 7 when the signal output from the interference cancellation unit 7 is input.
  • the signal is treated in the same manner as the received signal output from the receiving unit 1 and the same operation is performed.
  • the time-frequency estimation unit 2 When the signal output from the interference cancellation unit 7 is input to the time-frequency estimation unit 2, the time-frequency estimation unit 2 performs the same processing as in the case where the above-described reception signal is input to the input signal. carry out. Since the input signal is a signal obtained by subtracting the replica of the transmission signal with the largest power among the plurality of transmission signals included in the reception signal by the above-described processing, the time frequency estimation unit 2 The estimated value of time and frequency corresponding to the transmission signal with large power is output as a time frequency estimated value. Thereafter, in each unit, processing corresponding to the transmission signal with the second largest power is similarly performed using the signal output from the interference cancellation unit 7 instead of the reception signal output from the reception unit 1.
  • the interference cancellation unit 7 subtracts the replica of the transmission signal with the second largest power from the signal obtained by subtracting the replica of the transmission signal with the largest power from the reception signal, that is, the signal itself output in the previous processing. By repeating these processes, the demodulation results of the plurality of transmission signals included in the reception signal are sequentially output from the demodulation unit 3.
  • FIG. 5 is a view showing a configuration example of the filter parameter estimation unit 5.
  • the filter parameter estimation unit 5 includes a replica generation unit 51, a parameter setting unit 52, an interference cancellation unit 53, and a residual power calculation unit 54.
  • the replica generation unit 51 estimates the time frequency estimated value and the demodulation result output from the time frequency estimation unit 2, the phase fluctuation estimation result output from the demodulation unit 3, the amplitude estimation value output from the amplitude estimation unit 4, A plurality of replicas are output based on the plurality of parameter values output from the parameter setting unit 52.
  • the parameter setting unit 52 outputs a plurality of parameter values to the replica generation unit 51 regarding the parameters of the band limiting filter. For example, when the parameter of the band limiting filter is the roll-off rate, the parameter setting unit 52 outputs ⁇ , ⁇ , and ⁇ ( ⁇ ⁇ ⁇ ) as values of the roll-off rate to the replica generation unit 51.
  • the interference cancellation unit 53 subtracts the plurality of replicas output from the replica generation unit 51 from the reception signal, calculates a plurality of subtraction results, and outputs a plurality of subtraction results.
  • the residual power calculation unit 54 calculates the power of each of the plurality of subtraction results output from the interference cancellation unit 53, and outputs the parameter value to which the smallest power is given as the estimation result.
  • the filter parameter estimation unit 5 generates a plurality of replicas of the estimation target signal by using a plurality of candidate values of the parameters of the band limiting filter, respectively.
  • the candidate value to be the result of the fourth estimation process is selected from the plurality of candidate values based on the power obtained by subtracting each of the replicas of.
  • to obtain the minimum value of the residual power after the interference cancellation means that it is a condition that can cancel the interference most.
  • FIG. 6 is a diagram showing another configuration example of the filter parameter estimation unit 5.
  • the filter parameter estimation unit 5 includes a replica generation unit 51, a parameter setting unit 52, and a correlation value calculation unit 55.
  • the replica generation unit 51 and the parameter setting unit 52 are similar to the replica generation unit 51 and the parameter setting unit 52 in the filter parameter estimation unit 5 shown in FIG.
  • the correlation value calculation unit 55 calculates, for each replica, correlation values between the received signal and the plurality of replicas output from the replica generation unit 51, and outputs a parameter value to which the highest correlation value is given as an estimation result. As described above, in the configuration example shown in FIG.
  • the filter parameter estimation unit 5 generates a plurality of replicas of the estimation target signal using a plurality of candidate values of the parameters of the band limiting filter, respectively,
  • the candidate value to be the result of the fourth estimation process is selected from the plurality of candidate values based on the correlation value with each of the replicas of.
  • the fact that the highest correlation value is obtained means that it is the parameter value closest to the parameter of the band limiting filter actually used to generate the transmission signal.
  • the candidate values of the plurality of parameters for example, when the range of the parameter value is limited by the communication standard, it is determined by the communication standard. For example, it is possible to set a value within the range of parameter values that have been set. When the range of the parameter value is not limited, it is possible to set from among the parameter values that each transmitting apparatus may use.
  • the plurality of parameter candidate values for example, there is a method of determining the minimum value first, increasing the value by a certain step width from the minimum value, and setting the plurality of candidate values.
  • the step width needs to be set to meet the performance required for canceling the interference signal.
  • the step width is set by performing prior simulation or calculation.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of the hardware configuration of the receiving device 10.
  • the receiving device 10 is realized using dedicated hardware.
  • the receiver 1 shown in FIG. 1 is realized by the receiver 101.
  • the time-frequency estimation unit 2, the demodulation unit 3, the amplitude estimation unit 4, the filter parameter estimation unit 5, the replica generation unit 6, the interference cancellation unit 7 and the switching unit 8 shown in FIG. 1 are realized by the processing circuit 102.
  • the processing circuit 102 is dedicated hardware such as a field programmable gate array (FPGA) or an application specific integrated circuit (ASIC).
  • FPGA field programmable gate array
  • ASIC application specific integrated circuit
  • FIG. 8 is a diagram showing another example of the hardware configuration of the receiving device 10.
  • the receiving device 10 is realized using the processor 103 and a program executed on the processor 103.
  • the receiver 1 shown in FIG. 1 is realized by the receiver 101.
  • the processor 103 is stored in the memory 104 in the time-frequency estimation unit 2, the demodulation unit 3, the amplitude estimation unit 4, the filter parameter estimation unit 5, the replica generation unit 6, the interference cancellation unit 7 and the switching unit 8 shown in FIG. It is realized by reading out and executing the program. That is, the functions of the time frequency estimation unit 2, the demodulation unit 3, the amplitude estimation unit 4, the filter parameter estimation unit 5, the replica generation unit 6, and the interference cancellation unit 7 are realized using a program that is software.
  • the memory 104 is also used as a work area of the processor 103. Besides the configurations shown in FIGS. 7 and 8, various configurations combining software and dedicated hardware are applicable.
  • the receiving unit 1 is described on the premise that it includes an antenna and a circuit for processing an RF signal, that is, a module called an RF front end, but the receiving unit 1 may not have this module. Good.
  • the reception unit 1 receives and stores the signal received and processed by another device by any means including wireless communication, wired communication, RoF (Radio ON Fiber), or a combination thereof.
  • the signal may be read out and output as a reception signal.
  • FIG. 9 is a flowchart illustrating an example of the processing procedure of the receiving device 10 according to the present embodiment.
  • the processing procedure of the receiving apparatus 10 according to this embodiment is not limited to the flowchart shown in FIG. 9, and the order of processing may be changed or parallelized as long as equivalent results are obtained. good.
  • the receiving unit 1 receives a wireless signal and generates a received signal (step S1).
  • the time frequency estimation unit 2 calculates an evaluation function g ( ⁇ , f), and outputs a time frequency estimated value of the transmission signal with the largest power among the plurality of transmission signals included in the reception signal (see FIG. Step S2).
  • the range of the time variable ⁇ and the frequency variable f to be considered when calculating the evaluation function g ( ⁇ , f) is determined from, for example, the communication standard and the line design.
  • the demodulation unit 3 performs demodulation while performing phase fluctuation estimation using the time frequency estimated value output from the time frequency estimation unit 2 and the reception signal output from the reception unit 1 (step S3). .
  • the demodulation unit 3 executes CRC calculation, that is, error detection processing (step S4), and determines whether there is an error (step S5). If there is an error (Yes in step S5), the receiving device 10 ends the process. If there is no error (No at step S5), the demodulator 3 outputs the demodulation result and the phase fluctuation estimation result, and the amplitude estimator 4 receives the received signal and the time frequency estimation value output from the time frequency estimator 2. Based on the phase variation estimation result and the demodulation result output from the demodulation unit 3, the estimation of the amplitude of the transmission signal with the largest power among the plurality of transmission signals included in the reception signal is performed (step S6).
  • filter parameter estimation unit 5 outputs the received signal, the time frequency estimation value output from time frequency estimation unit 2, the phase fluctuation estimation result and demodulation result output from demodulation unit 3, and the output from amplitude estimation unit 4.
  • the parameter of the filter corresponding to the transmission signal with the highest power among the plurality of transmission signals included in the reception signal is estimated based on the estimated amplitude value (step S7).
  • the replica generation unit 6 estimates the time frequency estimated value output from the time frequency estimation unit 2, the phase fluctuation estimation result and demodulation result output from the demodulation unit 3, and the amplitude estimation output from the amplitude estimation unit 4. Based on the value and the estimation result output from the filter parameter estimation unit 5, a replica corresponding to the transmission signal with the largest power among the plurality of transmission signals included in the reception signal is generated (step S8).
  • the interference cancellation unit 7 performs interference cancellation by subtracting the replica output from the replica generation unit 6 from the reception signal output from the reception unit 1 and outputting the subtraction result (step S9).
  • the signal input to the time frequency estimation unit 2 is switched from the reception signal output from the reception unit 1 to the signal output from the interference cancellation unit 7 and the step S2 and subsequent steps corresponding to the transmission signal with the next largest power. Processing is performed.
  • band limitation may be performed using a digital filter.
  • the reception unit 1 does not implement band limitation but performs reception prior to band limitation.
  • Each process from step S2 to step S9 may be performed on the signal.
  • a process that requires band limitation for example, a filter that implements band limitation may be provided in the previous stage of the demodulation process.
  • step S2 pattern signals are generated for a plurality of time variables ⁇ and frequency variables f.
  • the step width when determining the plurality of time variables ⁇ and frequency variables f needs to be set so as to satisfy the phase fluctuation estimation performance, the demodulation performance, etc. required of the demodulator 3.
  • the pattern signal used in the process of step S2 may be generated using only the preamble, or may be generated using the entire frame including the preamble and data payload, or the preamble, data payload and error detection code. Good.
  • replicas generated using the entire frame including the preamble, data payload and error detection code are respectively generated, and the replicas are respectively subtracted from the received signal.
  • the amount of attenuation of power between the waveform and the waveform resulting from the subtraction may be set as the evaluation function g ( ⁇ , f).
  • the temporary demodulation processing may be either synchronous detection or asynchronous detection having a phase fluctuation estimation function.
  • step S2 When the correlation value is used as the evaluation function g ( ⁇ , f) in the process of step S2, it is also possible to estimate the amplitude of the transmission signal from the correlation value, and omit the amplitude estimation process in the latter stage. Is also possible.
  • the demodulation unit 3 performs demodulation processing while updating the phase estimation value on the premise that synchronous detection is used.
  • the phase variation in the frame can not be ignored and demodulation is difficult Can be considered.
  • the phase estimation value is updated for each symbol.
  • the demodulation unit 3 can also perform averaging with a digital filter using the phase estimation value of the symbol that has already been estimated, and can suppress the error of the estimation value due to noise or the like.
  • a digital filter a FIR (Finite Impulse Response) filter represented by a moving average may be used, or an IIR (Infinite Impulse Response) filter may be used.
  • the end of the process is determined using the error detection code 23.
  • the time frequency estimation unit 2 estimates in advance the number of transmission signals included in the reception signal, and from step S2 according to the estimated number.
  • the processing may be terminated after the processing up to step S8 is performed.
  • a method of estimating the number of transmission signals for example, a time variable .tau. Where the evaluation function g (.tau., F) of the correlation value between the reception signal and the preamble pattern calculated by the time frequency estimation unit 2 exceeds a predetermined threshold.
  • a combination of frequency variables f corresponds to each transmission signal, and the number of transmission signals can be estimated by counting the number of combinations in which the evaluation function g ( ⁇ , f) exceeds a threshold.
  • the magnitude of the residual power after cancellation of the interference cancellation unit 7 is less than or equal to a threshold
  • the receiving apparatus 10 may end the processing of the receiving apparatus 10 on the assumption that the transmittable signal that can be demodulated is not included.
  • the amplitude estimation unit 4 uses the received signal, the time frequency estimation value output from the time frequency estimation unit 2, and the phase fluctuation estimation result and demodulation result output from the demodulation unit 3 Based on this, a replica is generated, and then a correlation value between the replica and the corresponding received signal is calculated, and this correlation value is output as an amplitude estimation value.
  • interference signals can be removed by replicas of appropriate amplitudes by estimating the amplitude using high-precision replicas using estimated values of time, frequency and phase variations, and interference cancellation can be made high. It is possible to operate with accuracy.
  • the amplitude estimation unit 4 determines a temporary amplitude estimation value from the amplitude estimation value obtained by the above processing or the correlation value when estimating the time frequency in step S2.
  • a plurality of replicas whose amplitudes are changed with an appropriate step width on the basis of the temporary amplitude estimated value are generated, respectively subtracted from the received signal, and an amplitude value giving the smallest residual power is determined as a final amplitude estimated value.
  • the filter parameter estimation unit 5 When the filter parameter estimation unit 5 having the configuration shown in FIG. 5 is used in the process of step S6, the filter parameter estimation unit 5 outputs the estimated parameter value, and instead, the residual power calculation unit 54 produces the smallest residual power.
  • the subtraction result determined to be may be output. In this case, it is possible to omit the subsequent replica generation and interference cancellation processing, and to reduce the amount of computation.
  • step S6 and the process of step S7 may be switched.
  • the time frequency estimation unit 2 determines a temporary amplitude estimation value from the correlation value at the time of time frequency estimation in step S2, The value is output to the filter parameter estimation unit 5.
  • the filter parameter estimation unit 5 generates a replica using the temporary amplitude estimation value, and estimates the parameter value as described above.
  • the accuracy of the amplitude estimation can be enhanced by performing the amplitude estimation process using the replica generated using the estimated parameter estimated value.
  • the filter parameter estimation unit 5 when the filter parameter estimation unit 5 having the configuration shown in FIG. 6 is used, the estimated value of the amplitude in the filter parameter estimation unit 5 becomes unnecessary, and in this case also, the order of the process of step S6 and the process of step S7. It is possible to improve the accuracy of amplitude estimation by replacing.
  • the filter parameter estimation unit 5 calculates not only the received signal and the correlation value of the plurality of replicas, but also outputs the filter parameter value to which the highest correlation value is given, and at the same time, the highest correlation value is also estimated. By outputting as a value, it is possible to omit the amplitude estimation process in the latter stage and reduce the amount of calculation.
  • the reception device 10 may store information for identifying the transmission source and the estimation result of the parameter value of the filter. Thus, when receiving the transmission signal from the transmission source in which the estimation result of the parameter value is stored, the receiving apparatus 10 uses the stored parameter value for the transmission signal to obtain the filter parameter information. The estimation process can be omitted to reduce the amount of calculation.
  • the estimated parameter values may be used to reestimate the above-described estimated values.
  • a re-estimation method in this case, a method of estimating a residual power by subtracting a replica from a received signal, or a method of calculating a correlation value can be considered.
  • the receiving apparatus 10 when receiving a plurality of asynchronous transmission signals that cause a part of the signals to overlap in the two-dimensional space of the time axis and the frequency axis, the receiving apparatus 10 according to the present embodiment By estimating time and frequency and estimating phase fluctuation due to phase noise or the like, it is possible to suppress a decrease in demodulation accuracy due to phase fluctuation. Thereby, the receiving apparatus 10 can improve the probability that it can demodulate each transmission signal normally.
  • the amplitude estimation processing and the parameter estimation processing of the band limit filter for each transmission signal it is possible to generate a replica with high accuracy even when the characteristics of the band limit filter are different for each transmitter. As compared with the case where the parameter estimation process is not performed, the probability of correctly demodulating each transmission signal can be further improved.
  • FIG. 10 is a block diagram showing an example of a functional configuration of a receiving apparatus according to a second embodiment of the present invention.
  • the receiving apparatus 10a of the present embodiment includes a demodulating unit 3a in place of the demodulating unit 3 of the receiving apparatus 10 of the first embodiment, and the precision estimating unit 9 is added at the subsequent stage of the demodulating unit 3a. Be done.
  • the configuration of the receiving device 10 a other than these is the same as that of the receiving device 10 of the first embodiment.
  • the components having the same functions as those of the first embodiment are given the same reference numerals as those of the first embodiment, and the redundant description will be omitted.
  • the wireless signal received by the receiving device 10a of the second embodiment is the same as the wireless signal received by the receiving device 10 of the first embodiment, and includes a plurality of transmission signals.
  • a receiver 10a capable of estimating the phase fluctuation with higher accuracy than the receiver 10 of the first embodiment will be described.
  • accuracy of frequency estimation processing in the time frequency estimation unit 2 And the residual frequency deviation is large.
  • the receiver 10 a can improve the phase estimation accuracy more than the receiver 10 of the first embodiment by estimating the phase fluctuation using the fine estimation unit 9. Further, by providing the precision estimation unit 9, it is possible to use the demodulation unit 3a not having the phase estimation function. Since it is not necessary to have a phase estimation function, the demodulation unit 3a may perform demodulation using either synchronous detection or asynchronous detection.
  • Demodulation section 3a and precision estimation section 9 of the present embodiment constitute demodulation processing section 300.
  • Demodulation section 3a may have the same function as demodulation section 3 of the first embodiment.
  • the hardware configuration of the receiving device 10a of the present embodiment is the same as that of the receiving device 10 of the first embodiment, and the demodulation unit 3a and the precision estimation unit 9 may be realized by the processing circuit 102 shown in FIG. It may be realized by the processor 103 shown in FIG. 8 reading and executing the program stored in the memory 104.
  • reception unit 1 time frequency estimation unit 2, amplitude estimation unit 4, filter parameter estimation unit 5, replica generation unit 6, interference cancellation unit 7, and switching unit 8 are the same as in the first embodiment, and thus the description thereof is omitted. Do. However, in the present embodiment, the phase fluctuation estimation result is input from the precision estimation unit 9 to the amplitude estimation unit 4, the filter parameter estimation unit 5, and the replica generation unit 6 not from the demodulation unit 3 a.
  • the demodulation unit 3a has the largest power among the plurality of transmission signals included in the reception signal based on the reception signal output from the reception unit 1 and the time frequency estimation value output from the time frequency estimation unit 2 Demodulates the transmission signal and outputs the demodulation result. Further, when the transmission signal includes the error detection code 23, the demodulation unit 3a performs an error detection process.
  • the demodulation method used here may be synchronous detection while performing phase estimation as in the first embodiment, or asynchronous detection such as a differential detection method or a discriminator detection method used in FSK (frequency shift keying) It may be a method.
  • demodulation unit 3a performs maximum likelihood decoding (MLD: Maximum Likelihood). Simultaneous estimation of multiple waves may be performed using Detection.
  • MLD Maximum Likelihood
  • the demodulation unit 3a may perform demodulation according to a plurality of demodulation methods, and may output, as a demodulation result, one of a plurality of results obtained according to a plurality of demodulation methods for which an error is not detected.
  • the demodulator 3a can compensate for the disadvantages of each demodulation scheme depending on the situation. For example, synchronous detection is excellent in noise resistance performance but weak in phase fluctuation, and asynchronous detection is inferior in noise resistance performance to synchronous detection but strong in phase fluctuation.
  • the demodulation unit 3a demodulates the estimation target signal using at least one of the synchronous detection method and the asynchronous detection method.
  • the fine estimation unit 9 is a phase estimation unit that estimates the phase of the estimation target signal using the demodulation result obtained by the demodulation by the demodulation unit 3a. Specifically, based on the demodulation result output from the demodulation unit 3a and the time-frequency estimation value output from the time-frequency estimation unit 2, the precision estimation unit 9 is the most accurate of the plurality of transmission signals included in the reception signal. The phase variation of the transmission signal with large power is estimated, and the estimation result is output as the phase variation estimation result.
  • the phase fluctuation estimated here is a phase noise generated in the transmitter, a residual frequency deviation caused by an error of the frequency estimated value estimated in the time frequency estimation unit 2, and a signal fluctuation or fading due to the fluctuation of the transmission path. It is included.
  • the precise estimation unit 9 is provided separately from the demodulation unit 3a, and the phase is estimated more accurately than in the first embodiment, that is, the transmission signals are normally demodulated by performing the precise estimation of the phase. The probability can be further improved than in the first embodiment.
  • FIG. 11 is a view showing a configuration example of the precision estimation unit 9.
  • the precision estimation unit 9 includes a replica generation unit 91, a phase difference calculation unit 92, and a digital filter 93.
  • the replica generation unit 91 generates a replica corresponding to the demodulated signal based on the demodulation result output from the demodulation unit 3a and the time frequency estimated value output from the time frequency estimation unit 2, and outputs a replica.
  • the phase difference calculating unit 92 calculates the phase difference at each sample point between the received signal output from the receiving unit 1 and the replica output from the replica generating unit 91, and outputs the calculated result to the digital filter 93.
  • the digital filter 93 filters the phase fluctuation estimation result output from the phase difference calculating unit 92 to reduce an error included in the phase fluctuation estimation result, and outputs the filtered result as a phase fluctuation estimation value.
  • any filter may be used as long as it suppresses errors.
  • phase fluctuation estimation can be performed by the fine estimation unit 9 depending on the number of erroneous bits. Therefore, in the present embodiment, even if the demodulation unit 3a determines that there is an error in the demodulation result in the error detection process, the phase variation estimation process by the fine estimation unit 9 may be performed without ending the process. Good. In this case, the demodulation unit 3a corrects the received signal using the phase fluctuation estimation result output from the fine estimation unit 9 and performs demodulation again, thereby improving the possibility of correct demodulation. . By improving the possibility that correct demodulation can be performed, it is possible to reduce an error at the time of replica generation and to improve the accuracy of interference cancellation.
  • the precision estimation unit 9 which is a phase estimation unit, obtains the phase difference between the replica generated using the demodulation result and the received signal, and filters the phase difference with the digital filter 93 to obtain the phase of the estimation target signal.
  • the phase difference calculation unit 92 of the fine estimation unit 9 determines that the phase difference is the largest relative to the estimation result of the phase difference. It may have a function of performing bit error correction such as inverting a bit corresponding to.
  • bit error correction is performed.
  • the residual frequency deviation due to the error of the frequency estimation value estimated by the time frequency estimation unit 2 appears as a linear function of the phase on the time axis.
  • the slope of this linear function corresponds to the residual frequency deviation. Therefore, the demodulator 3a can calculate the residual frequency deviation by differentiating the phase fluctuation estimated value.
  • the demodulation unit 3a can suppress the demodulation failure that occurs depending on the residual frequency deviation by calculating the residual frequency deviation, removing the residual frequency deviation, and performing demodulation again.
  • the receiving apparatus 10 a of the present embodiment by performing precise estimation of the phase, a highly accurate replica can be generated even in an environment where phase fluctuation is severe, and interference cancellation can be performed. it can.
  • highly accurate phase fluctuation estimation can be performed regardless of the demodulation method, there is no restriction on the demodulation method, it is possible to use the demodulation method suitable for the environment, and the possibility of improving the demodulation performance is increased.
  • the accuracy of interference cancellation can be improved by improving the possibility that correct demodulation can be performed correctly, such as correcting the received signal using the phase variation estimation result and performing demodulation again.
  • the configuration shown in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and one of the configurations is possible within the scope of the present invention. Parts can be omitted or changed.

Landscapes

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  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

本発明にかかる受信装置（１０）は、同一の信号フォーマットを有し、共通の周波数帯に信号強度を持つ複数の送信信号を含む受信信号に基づいて、複数の送信信号の中の１つである推定対象信号の到来時刻と推定対象信号の周波数とを推定する第１の推定処理を実施する時間周波数推定部（２）と、第１の推定処理の結果に基づいて、推定対象信号の位相を推定する第２の推定処理を実施するとともに、推定対象信号を復調する復調部（３）と、第１の推定処理の結果と、第２の推定処理の結果とを用いて、推定対象信号のレプリカを生成するレプリカ生成部（６）と、を備える。

Description

受信装置
　本発明は、無線信号を受信する受信装置に関する。
　無線通信システムにおいて、同一の信号フォーマットを有する複数の送信信号が時間軸、周波数軸で構成される２次元空間上で信号の一部に重なりを生じる場合、例えば受信装置においての所望信号と同じ周波数帯に信号強度を持つ送信信号が同じ時期に受信装置に到来した場合、これらの非直交な送信信号を受信した受信装置においては所望信号以外の送信信号は干渉信号となる。このような場合に有効な受信技術として、ＳＩＣ（Ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）に代表される干渉キャンセリングが挙げられる。ＳＩＣは、受信信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、受信信号からレプリカを減算することにより所望信号を抽出する技術である。
　受信装置が、ＳＩＣを用いた受信処理を行うためには、干渉する各送信信号の時間軸上および周波数軸上の位置が、何らかの同期手法によってそれぞれ得られていることが前提となる。したがって、干渉する各送信信号の時間軸上の位置と周波数軸上の位置とが既知でない、すなわち干渉する信号が非同期である場合、受信装置は、各送信信号の時間軸上の位置と周波数軸上の位置とを推定する必要がある。このような非同期な送信信号を受信する受信装置の一例としては、移動する車両、航空機、人工衛星といった移動体に搭載された受信装置が挙げられる。移動体に搭載された受信装置が、周波数帯を共用し、時間軸上で重ならないように制御された複数の送信装置から送信された送信信号を受信する場合、それぞれの送信信号は、送信装置から移動体までの到達経路に依存した異なる伝搬遅延が生じることから、時間軸上で信号の一部が不特定な重なりを生じた状態で受信されてしまう。また、移動体と各送信装置の相対速度により発生するドップラー周波数偏差、周波数発振器の誤差などによりそれぞれの信号の周波数も不特定となる場合がある。このような場合に、受信装置により受信される無線信号は、時間軸、周波数軸で構成される２次元空間上で信号の一部に重なりを有し、時間軸上の位置と周波数軸上の位置とが既知でない複数の送信信号を含むことになる。
　干渉する各送信信号の時間軸上および周波数軸上の位置を正確に推定したとしても、各送信信号に、位相雑音による位相変動、伝搬経路の変動、帯域制限パラメータのばらつきなどがある場合、実際の各送信信号と対応するレプリカとの差が、位相変動などがない場合より大きくなる。したがって、レプリカの生成精度が、位相変動などがない場合より低下することになり、干渉キャンセリングの性能が劣化する。
　干渉キャンセリングにおいて、レプリカの生成精度を向上させるための技術として、特許文献１には、所望信号と干渉信号とを含む受信信号から、干渉信号を抑圧する際の抑圧性能を向上させるための干渉抑圧回路が開示されている。特許文献１に記載されている干渉抑圧回路は、所望信号と干渉信号とを含む受信信号から、干渉信号のレプリカを生成する。次に、この干渉抑圧回路は、レプリカの精度を向上させるために、受信信号の振幅に応じてレプリカの振幅を変化させる。さらに、この干渉抑圧回路は、レプリカを、トランスバーサルフィルタを通過させ、誤差信号のパワーが小さくなるようにトランスバーサルフィルタの特性を調節することでレプリカの生成精度を向上させている。
特開２０１５－１９２２９２号公報
　しかしながら、特許文献１に記載されている技術は、レプリカの振幅調整と、レプリカが通過するトランスバーサルフィルタのフィルタ特性の調節とを行うことによりレプリカの生成精度を向上させている。このため、特許文献１に記載されている技術は、位相雑音などの位相変動に起因する誤差までは補正できない。したがって、特許文献１に記載されている技術を用いても、位相変動による干渉信号のレプリカの生成精度の低下を抑制できないという問題がある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、位相雑音による位相変動、伝搬経路の変動、送信機毎の帯域制限パラメータのばらつきなどに起因するレプリカの生成精度の低下を抑制することができる受信装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる受信装置は、同一の信号フォーマットを有し、共通の周波数帯に信号強度を持つ複数の送信信号を含む受信信号に基づいて、複数の送信信号の中の１つである推定対象信号の到来時刻と推定対象信号の周波数とを推定する第１の推定処理を実施する時間周波数推定部を備える。さらに、この受信装置は、第１の推定処理の結果に基づいて、推定対象信号の位相を推定する第２の推定処理を実施するとともに、推定対象信号を復調する復調処理部と、第１の推定処理の結果と、第２の推定処理の結果とを用いて、推定対象信号のレプリカを生成するレプリカ生成部と、を備える。
　本発明にかかる受信装置は、位相雑音による位相変動、伝搬経路の変動、送信装置毎の帯域制限パラメータのばらつきなどに起因するレプリカの生成精度の低下を抑制することができるという効果を奏する。
実施の形態１にかかる受信装置の機能構成の一例を示すブロック図 実施の形態１の送信信号の信号フォーマットの一例を示す図 二つの送信信号が受信装置に到来したときの状況を示す図 実施の形態１の復調部の構成例を示す図 実施の形態１のフィルタパラメータ推定部の構成例を示す図 実施の形態１のフィルタパラメータ推定部の別の構成例を示す図 実施の形態１の受信装置のハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態１の受信装置のハードウェア構成の別の一例を示す図 実施の形態１の受信装置の処理手順の一例を示すフローチャート 実施の形態２の受信装置の機能構成例を示すブロック図 実施の形態２の精推定部の構成例を示す図
　以下に、本発明の実施の形態にかかる受信装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１にかかる受信装置の機能構成の一例を示すブロック図である。図１に示すように、本実施の形態の受信装置１０は、受信部１、時間周波数推定部２、復調部３、振幅推定部４、フィルタパラメータ推定部５、レプリカ生成部６、干渉キャンセル部７および切替え部８を備える。
　本実施の形態の受信装置１０は、時間軸、周波数軸の２次元空間上で信号の一部に重なりを生じる複数の非同期な送信信号が含まれる無線信号を受信可能である。受信装置１０は、例えば、移動する車両、航空機、人工衛星といった移動体に搭載される。以下では、受信装置１０が移動体に搭載される例を説明するが、受信装置１０が移動体に搭載されない場合にも本実施の形態で述べる受信装置１０の構成および動作は適用可能である。
　時間軸、周波数軸の２次元空間上で信号の一部に重なりを生じる複数の非同期な送信信号が含まれる例としては、周波数帯を共用する複数の送信装置から送信された信号が重なり合う場合が挙げられる。例えば、多数の端末がセンサデータや位置情報などを短いバーストで伝送する無線通信システムで、送受信装置のどちらか一方が高速で移動する場合、地上または海上からの信号を衛星で受信するような場合などにこのような現象が発生しやすい。通常、これらのシステムでは信号衝突回避のための仕組み、たとえばＣＳＭＡ／ＣＡ（Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｓｅｎｓｅ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ／Ｃｏｌｌｉｓｉｏｎ　Ａｖｏｉｄａｎｃｅ）、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）、ＡＬＯＨＡプロトコルなどを利用しているが、送受信装置の位置関係によっては信号の衝突が回避できることを保証しておらず、また送受信装置の移動が発生する場合に信号の衝突が回避できることを保証していない。これらの信号が衝突する場合は、端末間の同期精度が十分でなかったり、十分な同期精度があっても、送受信装置間の距離が長く、受信装置と各送信装置との間の伝搬する光路長のばらつきが大きかったりする。このとき、受信装置から見たときに、複数の端末からの信号のタイミングがシンボル長以上の時間差を持って到来し、非同期に衝突してしまう場合がある。また、センサネットワークにおいて複数端末間で発振器の周波数誤差などを補償する仕組みが十分でない場合や、送信装置または受信装置が移動する場合、異なるドップラー周波数遷移を持って各送信装置からの信号が受信装置に到来してしまう。この結果、複数の信号が、同一帯域でありながら僅かに異なる時間周波数で到来し、部分的にオーバラップして衝突してしまう場合がある。このような条件で発生する信号衝突は、たとえば基地局が端末を制御するセルラ通信システムでは発生しにくいが、多数のデバイスを収容する装置間通信で、ドローンや自動車などにおいて、ドップラー周波数などをシステムで制御しきれないパラメータがある場合は、同様の問題が発生する可能性がある。なお、上述のシステムは一例であり、本実施の形態において想定する時間軸、周波数軸の２次元空間上で信号の一部に重なりを生じる複数の非同期な送信信号が含まれる無線信号は、上述したシステムに限定されない。
　以下、本実施の形態では、受信装置１０が、同一の信号フォーマットで送信され、時間軸、周波数軸の２次元空間上で信号の一部に重なりを生じる複数の非同期な送信信号を受信する例について説明する。図２は、各送信信号の信号フォーマットの一例を示す図である。図２に示した例では、送信信号は、プリアンブル２１、データペイロード２２および誤り検出符号２３で構成される。図２に示したフォーマットで送信される送信信号の単位をフレームと呼ぶ。プリアンブル２１は、あらかじめ定められたビット列であり、同期信号または参照信号とも呼ばれる。プリアンブル２１は、受信装置１０においてフレームの先頭位置の検出すなわちフレームタイミングの同期に使用される。データペイロード２２は、送信装置から送信される情報を示すデータである。誤り検出符号２３は、誤り検出符号を用いた誤り検出符号化において生成される誤り検出のための冗長データである。誤り検出符号の例としては、ＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ　Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ　Ｃｈｅｃｋ）が挙げられるが、ＣＲＣ符号に限定されず他の誤り検出符号でもよい。また、図２では、誤り検出符号として、情報系データと冗長データとが分離可能な組織符号が用いられる例を示しているが、この例に限定されず、組織符号以外の誤り検出符号が用いられてもよい。
　図３は、同一の信号フォーマットで構成された二つの送信信号Ｓｉｇ１およびＳｉｇ２が受信装置１０に到来したときの状況を示す図の一例である。なお、図３では図２に示した信号フォーマットで構成されているものとして説明する。送信信号Ｓｉｇ２は、送信信号Ｓｉｇ１に対して周波数軸上でΔｆ、時間軸上でΔｔずれているが時間軸および周波数軸の２次元空間上で信号の一部に重なりを生じている。つまり、送信信号Ｓｉｇ１のフレーム長の範囲内に送信信号Ｓｉｇ２のフレームの一部も含まれ、送信信号Ｓｉｇ１の持つ帯域幅内に送信信号Ｓｉｇ２の持つ帯域の一部も重なりを生じており、これらの信号の一部は時間軸および周波数軸で互いに干渉している状況となる。受信装置１０においての所望信号が送信信号Ｓｉｇ１であれば、送信信号Ｓｉｇ２は干渉信号となる。
　以下では、図２に示すフォーマットの各送信信号が、一定時間送信された後に送信が停止されるといった動作が繰り返される送信方法、すなわちバースト的に送信される送信方法により送信される例を説明する。なお、送信信号のフレームのフォーマットは図２に示した例に限定されず、各送信信号の送信方法もバースト的な送信に限定されない。
　図１の説明に戻り、受信部１は、無線信号を受信するアンテナを含む。受信部１は、アンテナにより受信した無線信号に対して受信処理を行うことにより、サンプリングされた電気信号として受信信号を出力する。受信部１が行う受信処理には、あらかじめ定められたサンプリングレートで無線信号をサンプリングする処理が含まれる。このサンプリングレートは、ドップラー効果などによって周波数変移した信号を判別するのに十分なレートとして定められているとする。受信部１が行う受信処理には、アンテナによって受信された無線周波数帯域の無線信号であるＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号をベースバンド信号に変換する処理などが含まれていてもよい。また、受信部１が行う受信処理には、干渉および雑音への対策として、ディジタルフィルタを用いたフィルタリングが含まれていてもよい。
　時間周波数推定部２は、入力される信号に基づいて、複数の送信信号の中の１つである推定対象信号の到来時刻と推定対象信号の周波数とを推定する。時間周波数推定部２に入力される信号は、受信部１から出力される受信信号または干渉キャンセル部７から出力される信号である。具体的には、時間周波数推定部２は、入力される信号を用いて時間変数τと周波数変数ｆに関わる評価関数ｇ（τ，ｆ）を生成する。時間周波数推定部２は、生成した評価関数ｇ（τ，ｆ）に基づいて、入力される信号に含まれる複数の送信信号の中で、最も電力の大きい送信信号である推定対象信号に対応する時間および周波数の推定値を時間周波数推定値として出力する。送信信号に対応する時間とは、例えば、受信装置１０において受信された時刻すなわち到来時刻を示す。例えば、フレーム単位で推定する場合には、フレームの先頭を受信した時刻である。入力される信号が、受信部１から出力される受信信号である場合には、入力される信号に含まれる複数の送信信号の中で、最も電力の大きい送信信号は、受信信号に含まれる複数の送信信号の中で、最も電力の大きい送信信号である。
　後述するように、干渉キャンセル部７は受信信号から最も電力の大きい送信信号のレプリカを減算するため、干渉キャンセル部７から時間周波数推定部２に信号が入力される場合は、入力される信号に含まれる複数の送信信号の中で、最も電力の大きい送信信号は、受信部１から出力される受信信号に含まれる複数の送信信号のうち２番目に電力の大きい送信信号となる。さらに、次に干渉キャンセル部７から時間周波数推定部２に信号が入力される場合の処理においては、入力される信号に含まれる複数の送信信号の中で、最も電力の大きい送信信号は、受信部１から出力される受信信号に含まれる複数の送信信号のうち３番目に電力の大きい送信信号となる。
　ここで、評価関数ｇ（τ，ｆ）の一例を説明する。時間変数τをプリアンブルの遅延量とし、周波数変数ｆをキャリアとし、時間変数τと周波数変数ｆをそれぞれ変更した複数のパターン信号ｐ（τ，ｆ）を生成しておく。プリアンブルの遅延量は、例えば基準時刻からプリアンブルの先頭位置までの時間である。なお、周波数変数ｆとしてキャリア周波数偏差を用いても良い。パターン信号ｐ（τ，ｆ）は、プリアンブルの遅延量が時間変数τでありキャリア周波数ｆである信号が模擬的に生成されたものである。例えば、時間変数τとしてτ１からτ５までを定め、周波数変数ｆとしてｆ１からｆ５までを定め、パターン信号ｐ（τ１，ｆ１），ｐ（τ２，ｆ１），…，ｐ（τ５，ｆ１），…，ｐ（τ１，ｆ５），…，ｐ（τ５，ｆ５）を生成しておく。時間周波数推定部２は、受信信号とパターン信号との相関値を、全てのパターン信号に対して算出する。これらの算出された相関電力の大きさを評価関数ｇ（τ，ｆ）とする。ここでは、評価関数ｇ（τ，ｆ）が最大となる、時間変数τと周波数変数ｆとの組み合わせが、最も電力の大きい送信信号に対応するものであると推定することとする。時間周波数推定部２は、評価関数ｇ（τ，ｆ）が最大となる時間変数τおよび周波数変数ｆの値を求め、求めた時間変数τおよび周波数変数ｆから時間周波数推定値を算出する。なお、時間周波数推定値における時間および周波数は、時間および周波数が識別できればどのように表現されていてもよい。例えば、時間周波数推定値における時間は、ある基準時刻からの経過時間であってもよいし、サンプリング点の番号により示されていてもよい。また、時間周波数推定値における周波数は、周波数自体であってもよいし、基準となる周波数からの偏差であってもよいし、周波数を識別する番号であってもよい。なお、上述したプリアンブル等の参照信号について複数の候補となるビットパターンが存在するシステムでは、それぞれの候補パターンで上述した推定処理を実施し、最も高い相関電力値を示した候補パターンの時間周波数推定値を用いるなどが考えられる。
　復調処理部である復調部３は、位相変動推定機能を有する復調部であり、受信部１から出力される受信信号と、時間周波数推定部２から出力される時間周波数推定値とに基づいて、受信信号に含まれる複数の送信信号の中で、最も電力の大きい送信信号に対して、位相変動推定および復調処理を実施する。すなわち、復調部３は、時間周波数推定部２における推定処理である第１の推定処理の結果に基づいて、推定対象信号の位相を推定する第２の推定処理を実施するとともに、推定対象信号を復調する復調処理部である。具体的には、復調部３は、第１の推定処理の結果を用いて、推定対象信号の位相を推定しながら同期検波方式により復調を行う。ここでは、復調部３は、同期検波を用いることを前提とする。復調部３は、シンボルの硬判定値を用いて逐次位相推定を実施し、シンボルごとに位相推定値を更新しながら復調を行う。シンボルとはデータの単位であり、例えば、送信信号が変調されている場合、変調されるデータ単位である。
　図４は、復調部３の構成例を示す図である。図４に示した構成例では、復調部３は、同期検波部３１、硬判定部３２、位相推定部３３および判定部３４を備える。同期検波部３１は、再生されたキャリアと受信信号とを乗算することにより同期検波を行い、同期検波後の信号を硬判定部３２へ出力する。変調方式キャリアの再生方法については一般的に行われる方法を用いることができ、ここでは詳細な説明は省略する。硬判定部３２は、同期検波部３１から出力された信号に対して、シンボル単位で硬判定を行い、硬判定結果を位相推定部３３および判定部３４へ出力する。硬判定の方法は、送信信号に施された変調方式にしたがって、シンボル単位で、送信されたビット値を判定する方法であれば、どのような方法を用いてもよい。位相推定部３３は、硬判定結果を用いて位相推定を実施し、位相推定結果を判定部３４へ出力する。
　判定部３４は、硬判定結果に基づいて、誤り検出符号２３を用いて誤り検出処理を実施し、誤りがあった場合、位相推定結果を同期検波部３１へ出力する。同期検波部３１は、位相推定結果に基づいて再生されたキャリアの位相を変更し、再び、同期検波を行い、同期検波後の信号を硬判定部３２へ出力する。硬判定部３２は、同期検波部３１から出力された信号に対して、シンボル単位で硬判定を行い、硬判定結果を位相推定部３３および判定部３４へ出力する。判定部３４は、位相推定部３３から受け取った位相推定結果を同期検波部３１へ出力するとともに、硬判定結果に含まれる誤り検出符号２３を用いて誤り検出処理を行う。誤り検出処理により誤りが無いと判定された場合、判定部３４は、硬判定を復調結果として出力し、位相推定結果を位相変動推定結果として出力する。誤り検出処理により誤りがあると判定された場合、判定部３４は、誤り有りと判定して、復調結果を出力し、位相変動推定結果を出力せずに処理を終了する。復調部３は、以上のように位相を推定する機能を有することにより、基準の位相からの変化量である位相変動を推定することができる。なお、復調部３の構成例は図４に示した例に限定されない。
　図２の説明に戻り、振幅推定部４は、推定対象信号の振幅を推定する第３の推定処理を実施する。具体的には、振幅推定部４は、受信部１から出力される受信信号と時間周波数推定部２から出力される時間周波数推定値と、復調部３から出力される位相変動推定結果および復調結果とに基づいて、受信信号に含まれる複数の送信信号の中で、最も電力の大きい送信信号のレプリカを生成する。次に、振幅推定部４は、上記レプリカと受信信号のうち上記レプリカに対応する信号との相関値を算出し、この相関値を振幅推定値として出力する。なお、時間周波数推定部２の処理において、後述するような相関値算出などの手法をとることで副次的に振幅推定することが可能であり、かつ、後段のキャンセリング処理において所望のキャンセリング精度を得られるのであれば、振幅推定部４は搭載しなくてよい。
　フィルタパラメータ推定部５は、推定対象信号が送信される際に用いられた帯域制限フィルタのパラメータを推定する第４の推定処理を実施する。具体的には、受信部１から出力される受信信号と時間周波数推定部２から出力される時間周波数推定値と、復調部３から出力される位相変動推定結果および復調結果と、振幅推定部４から出力される振幅推定値とに基づいて、受信信号に含まれる複数の送信信号の中で、最も電力の大きい送信信号に対応する帯域制限フィルタのパラメータを推定し、推定結果を出力する。帯域制限フィルタのパラメータは、送信信号を送信した送信装置において用いられた帯域制限フィルタのＢＴ積、ロールオフ率といったパラメータである。ＢＴ積は、帯域幅とシンボル時間との積である。帯域制限フィルタのパラメータの具体的な推定方法は、後述する。
　なお、復調部３における位相変動推定機能でフィルタパラメータ誤差によるレプリカの位相の誤差を補うことができ、後段のキャンセリング処理において、所望のキャンセリング精度が得られるのであれば、フィルタパラメータ推定部５は搭載しなくてよい。
　レプリカ生成部６は、時間周波数推定部２から出力される時間周波数推定値と、復調部３から出力される位相変動推定結果および復調結果と、振幅推定部４から出力される振幅推定値と、フィルタパラメータ推定部５から出力される推定結果とに基づいて、受信信号に含まれる複数の送信信号の中で、最も電力の大きい送信信号に対応するレプリカを生成し、生成したレプリカを出力する。すなわち、レプリカ生成部６は、第１の推定処理の結果と、第２の推定処理の結果と、第３の推定処理の結果と、第４の推定処理の結果とを用いて、推定対象信号のレプリカを生成する。なお、レプリカ生成部６は、振幅推定部４による推定が行われない場合には、第１の推定処理の結果と、第２の推定処理の結果と、第４の推定処理の結果とを用いて、推定対象信号のレプリカを生成する。また、レプリカ生成部６は、フィルタパラメータ推定部５による推定が行われない場合には、第１の推定処理の結果と、第２の推定処理の結果と、第３の推定処理の結果とを用いて、推定対象信号のレプリカを生成する。
　干渉キャンセル部７は、受信部１から出力される受信信号から、レプリカ生成部６から出力されるレプリカを減算し、減算後の信号を出力する。切替え部８は、時間周波数推定部２に入力される信号を、受信部１から出力される受信信号と、干渉キャンセル部７から出力される信号との間で切替える。初期状態では、切替え部８は、受信部１から出力される受信信号が時間周波数推定部２、復調部３、振幅推定部４、フィルタパラメータ推定部５、レプリカ生成部６および干渉キャンセル部７に入力されるような接続状態に設定される。干渉キャンセル部７から信号が出力されると、切替え部８は、干渉キャンセル部７から出力される信号が時間周波数推定部２、復調部３、振幅推定部４、フィルタパラメータ推定部５、レプリカ生成部６および干渉キャンセル部７に入力されるような接続状態に設定される。切替え部８の制御は干渉キャンセル部７により行われてもよいし、図示しない制御部により行われてもよい。なお、上述した復調部３、振幅推定部４、フィルタパラメータ推定部５、レプリカ生成部６および干渉キャンセル部７の動作は、受信部１から出力される受信信号が入力される例で説明した。復調部３、振幅推定部４、フィルタパラメータ推定部５、レプリカ生成部６および干渉キャンセル部７は、干渉キャンセル部７から出力される信号が入力される場合は、干渉キャンセル部７から出力される信号を受信部１から出力される受信信号と同様に扱って同様の動作を実施する。
　干渉キャンセル部７から出力される信号が時間周波数推定部２に入力されると、時間周波数推定部２は、入力された信号に対して、上述した受信信号が入力される場合と同様の処理を実施する。入力された信号は、上述した処理により、受信信号に含まれる複数の送信信号の中で、最も電力の大きい送信信号のレプリカが減算された信号であるから、時間周波数推定部２は、２番目に電力の大きい送信信号に対応する時間および周波数の推定値を時間周波数推定値として出力することになる。以降、各部では、受信部１から出力される受信信号の替わりに干渉キャンセル部７から出力される信号を用いて、２番目に電力の大きい送信信号に対応した処理が同様に実施される。干渉キャンセル部７は、受信信号から最も電力の大きい送信信号のレプリカが減算された信号すなわち自身が前回の処理で出力した信号から、２番目に電力の大きい送信信号のレプリカを減算する。これらの処理を、繰り返すことにより、受信信号に含まれる複数の送信信号のそれぞれの復調結果が、順次復調部３から出力されることになる。
　次に、フィルタパラメータ推定部５における帯域制限フィルタのパラメータの推定方法について説明する。図５は、フィルタパラメータ推定部５の構成例を示す図である。図５に示すように、フィルタパラメータ推定部５は、レプリカ生成部５１、パラメータ設定部５２、干渉キャンセル部５３および残留電力算出部５４を備える。レプリカ生成部５１は、時間周波数推定部２から出力される時間周波数推定値および復調結果と、復調部３から出力される位相変動推定結果と、振幅推定部４から出力される振幅推定値と、パラメータ設定部５２から出力される複数のパラメータ値とに基づいて、複数のレプリカを出力する。パラメータ設定部５２は、帯域制限フィルタのパラメータに関して複数のパラメータ値をレプリカ生成部５１へ出力する。例えば、帯域制限フィルタのパラメータがロールオフ率である場合、パラメータ設定部５２は、ロールオフ率の値としてα、β、γ（α＜β＜γ）をレプリカ生成部５１へ出力する。
　干渉キャンセル部５３は、受信信号から、レプリカ生成部５１から出力される複数のレプリカをそれぞれ減算し、複数の減算結果を算出し、複数の減算結果を出力する。残留電力算出部５４は、干渉キャンセル部５３から出力される複数の減算結果のそれぞれの電力を算出し、最も小さい電力を与えたパラメータ値を推定結果として出力する。このように、図５に示した構成例では、フィルタパラメータ推定部５は、帯域制限フィルタのパラメータの複数の候補値をそれぞれ用いて、推定対象信号の複数のレプリカを生成し、受信信号から複数のレプリカのそれぞれを減算した結果の電力に基づいて、複数の候補値の中から第４の推定処理の結果となる候補値を選択する。ここで、干渉キャンセル後の残留電力が最小値を得るということは、最も干渉を多くキャンセルできた条件であることを意味する。
　図６は、フィルタパラメータ推定部５の別の構成例を示す図である。図６に示した例では、フィルタパラメータ推定部５は、レプリカ生成部５１、パラメータ設定部５２および相関値算出部５５を備える。レプリカ生成部５１およびパラメータ設定部５２は、図５に示したフィルタパラメータ推定部５におけるレプリカ生成部５１およびパラメータ設定部５２と同様である。相関値算出部５５は、受信信号とレプリカ生成部５１が出力する複数のレプリカとの相関値をレプリカごとにそれぞれ計算し、最も高い相関値を与えたパラメータ値を推定結果として出力する。このように、図６に示した構成例では、フィルタパラメータ推定部５は、帯域制限フィルタのパラメータの複数の候補値をそれぞれ用いて、推定対象信号の複数のレプリカを生成し、受信信号と複数のレプリカのそれぞれとの相関値に基づいて、複数の候補値の中から第４の推定処理の結果となる候補値を選択する。ここで、最も高い相関値が得られたということは、送信信号の生成に実際に用いられた帯域制限フィルタのパラメータに最も近いパラメータ値であることを意味する。
　ここで、パラメータ設定部５２が出力する複数のパラメータ値、すなわち複数のパラメータの候補値の決定法としては、たとえば、通信規格などでパラメータ値の範囲が限定されている場合は、通信規格で定められているパラメータ値の範囲内の値を設定するなどが挙げられる。パラメータ値の範囲が限定されていない場合は、各送信装置が用いる可能性のあるパラメータ値の中から設定するなどが挙げられる。ここで、複数のパラメータ候補値は、例えば、最小値をまず決定し、最小値からあるステップ幅で値を増加させて複数の候補値を設定する方法がある。ステップ幅は、干渉信号のキャンセリングに要求される性能を満たすように設定する必要がある。ステップ幅は、事前のシミュレーションや計算などを実施して設定する。
　次に、受信装置のハードウェア構成について説明する。図７は、受信装置１０のハードウェア構成の一例を示す図である。図７に示した例では、受信装置１０は、専用ハードウェアを用いて実現される。図１に示した受信部１は、受信機１０１により実現される。図１に示した時間周波数推定部２、復調部３、振幅推定部４、フィルタパラメータ推定部５、レプリカ生成部６、干渉キャンセル部７および切替え部８は、処理回路１０２により実現される。処理回路１０２は、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）等の専用ハードウェアである。
　図８は、受信装置１０のハードウェア構成の別の一例を示す図である。図８に示した例では、受信装置１０はプロセッサ１０３とプロセッサ１０３上で実行されるプログラムを用いて実現される。図１に示した受信部１は、受信機１０１により実現される。図１に示した時間周波数推定部２、復調部３、振幅推定部４、フィルタパラメータ推定部５、レプリカ生成部６、干渉キャンセル部７および切替え部８は、プロセッサ１０３が、メモリ１０４に格納されたプログラムを読み出して実行することにより、実現される。すなわち、時間周波数推定部２、復調部３、振幅推定部４、フィルタパラメータ推定部５、レプリカ生成部６、干渉キャンセル部７の機能をソフトウェアであるプログラムを用いて実現する。メモリ１０４はプロセッサ１０３の作業領域としても使用される。なお、図７および図８に示した構成以外にもソフトウェアおよび専用ハードウェアを組み合わせた種々の構成が適用可能である。
　なお、上述した説明では、受信部１が、アンテナおよびＲＦ信号を処理する回路、すなわちＲＦフロントエンドと呼ばれるモジュールを備えることを前提として説明したが、受信部１はこのモジュールを備えていなくてもよい。別の装置が、受信して処理した信号を、受信部１が、無線通信、有線通信、ＲｏＦ（Ｒａｄｉｏ　ＯＮ　Ｆｉｂｅｒ）、またはこれらの組み合わせをはじめとしたなんらかの手段で受信して記憶し、記憶した信号を読みだして、受信信号として出力するようにしてもよい。
　図９は、本実施の形態の受信装置１０の処理手順の一例を示すフローチャートである。なお、この実施の形態の受信装置１０の処理手順は図９に示したフローチャートに限定されるものではなく、同等の結果が得られる限り、処理の順番を変更したり、並列化したりしても良い。
　受信装置１０では、まず、受信部１が、無線信号を受信して受信信号を生成する（ステップＳ１）。次に、時間周波数推定部２は、評価関数ｇ（τ，ｆ）を計算し、受信信号に含まれる複数の送信信号の中で、最も電力の大きい送信信号の時間周波数推定値を出力する（ステップＳ２）。評価関数ｇ（τ，ｆ）を計算する際に考慮する時間変数τおよび周波数変数ｆの範囲は、例えば、通信規格および回線設計などから定める。
　次に、復調部３が、時間周波数推定部２から出力される時間周波数推定値と受信部１から出力される受信信号とを用いて、位相変動推定を実施しながら復調を行う（ステップＳ３）。復調部３は、ＣＲＣ計算すなわち誤り検出処理を実施し（ステップＳ４）、誤りが有るか否かを判定する（ステップＳ５）。誤りがある場合（ステップＳ５　Ｙｅｓ）、受信装置１０は処理を終了する。誤りが無い場合（ステップＳ５　Ｎｏ）、復調部３は、復調結果および位相変動推定結果を出力し、振幅推定部４が、受信信号と時間周波数推定部２から出力される時間周波数推定値と、復調部３から出力される位相変動推定結果および復調結果とに基づいて、受信信号に含まれる複数の送信信号の中で、最も電力の大きい送信信号の振幅の推定を実施する（ステップＳ６）。
　次に、フィルタパラメータ推定部５は、受信信号と時間周波数推定部２から出力される時間周波数推定値、復調部３から出力される位相変動推定結果および復調結果と、振幅推定部４から出力される振幅推定値とに基づいて、受信信号に含まれる複数の送信信号の中で、最も電力の大きい送信信号に対応するフィルタのパラメータを推定する（ステップＳ７）。
　次に、レプリカ生成部６は、時間周波数推定部２から出力される時間周波数推定値と、復調部３から出力される位相変動推定結果および復調結果と、振幅推定部４から出力される振幅推定値と、フィルタパラメータ推定部５から出力される推定結果とに基づいて、受信信号に含まれる複数の送信信号の中で、最も電力の大きい送信信号に対応するレプリカを生成する（ステップＳ８）。
　次に、干渉キャンセル部７は、受信部１から出力される受信信号から、レプリカ生成部６から出力されるレプリカを減算し減算結果を出力することにより干渉キャンセルを実施する（ステップＳ９）。その後、時間周波数推定部２に入力される信号は、受信部１から出力される受信信号から干渉キャンセル部７から出力される信号に切替えられ、次に電力の大きい送信信号に対応するステップＳ２以降の処理が実施される。
　以下に、上述のステップＳ１からステップＳ９の処理の詳細について説明する。ステップＳ１における受信部１の処理では、上述した通り、ディジタルフィルタを用いて帯域制限を行ってもよい。また、ステップＳ２からステップＳ９のそれぞれの処理において、処理の目的を果たすために帯域制限が不必要な場合は、受信部１においては帯域制限を実施せずに、帯域制限を実施する前の受信信号に対してステップＳ２からステップＳ９の各処理を実施してもよい。その場合、帯域制限が必要な処理、たとえば復調処理の前段に帯域制限を実施するフィルタを設ける構成とすればよい。
　ステップＳ２の処理では、上述した通り、複数の時間変数τおよび周波数変数ｆに関してパターン信号を生成する。複数の時間変数τおよび周波数変数ｆを決定する際のステップ幅は、復調部３に要求される位相変動推定性能、復調性能などを満たせるように設定する必要がある。
　また、ステップＳ２の処理で用いるパターン信号は、プリアンブルだけを用いて生成されてもよいし、プリアンブルおよびデータペイロード、またはプリアンブル、データペイロードおよび誤り検出符号も含めたフレーム全体を用いて生成されてもよい。また、複数の時間変数τおよび周波数変数ｆに関して、プリアンブル、データペイロードおよび誤り検出符号も含めたフレーム全体を用いて生成されたレプリカをそれぞれ生成し、受信信号からレプリカをそれぞれ減算し、減算前の波形と減算結果の波形との間の電力の減衰量を評価関数ｇ（τ，ｆ）と設定してもよい。ここで、フレーム全体のレプリカの生成方法としては、評価関数ｇ（τ，ｆ）を算出するための仮の復調処理を行って、この仮復調結果からレプリカを生成することが考えられる。なお、仮の復調処理は位相変動推定機能を有する同期検波でも非同期検波でもよい。
　ステップＳ２の処理において、相関値が評価関数ｇ（τ，ｆ）として用いられている場合には、相関値から送信信号の振幅を推定することも可能であり、後段の振幅推定処理を省くことも可能である。
　ステップＳ３の処理では、上述したように、復調部３は、同期検波を用いることを前提とし、位相推定値を更新しながら復調処理を実施する。ここで、伝送路の変動による影響であるフェージング、位相雑音などによって、位相変動の推定結果または周波数推定値の少なくとも１つに誤差があると、フレーム内の位相変動が無視できなくなり、復調が困難になることも考えられる。これに対する対策として、ペイロードデータの区間の復調過程においても位相推定を実施する判定指向型のチャネル推定等を用いてもよい。たとえば、同期検波結果のシンボルについて硬判定した結果（シンボルの硬判定値）とその同期検波結果のシンボルとの差を用いて逐次位相推定を実施し、シンボル毎に位相推定値を更新することで、ペイロードデータの区間における位相変動に対応する。また、復調部３は、既に推定したシンボルの位相推定値を用いてディジタルフィルタによる平均化を実施し、雑音等による推定値の誤差を抑圧することもできる。ディジタルフィルタとしては、移動平均などに代表されるＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタでもよいし、ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いてもよい。
　上述した例では、ステップＳ５の処理では、誤り検出符号２３を用いて処理の終了を判定した。送信信号に誤り検出符号２３が含まれていないフレーム構成の場合は、時間周波数推定部２において、受信信号に含まれる送信信号の数をあらかじめ推定し、推定された数に応じて、ステップＳ２からステップＳ８までの処理を実施した後に処理を終了するなどの構成にしてもよい。送信信号の数の推定方法としては、たとえば、時間周波数推定部２で算出した、受信信号とプリアンブルパターンとの相関値の評価関数ｇ（τ，ｆ）があらかじめ定めた閾値を超えた時間変数τおよび周波数変数ｆの組み合わせが、各送信信号に対応するとし、評価関数ｇ（τ，ｆ）が閾値を超える組み合わせの数を計数することで、送信信号の数を推定する方法などが考えられる。
　また、送信信号に誤り検出符号２３が含まれていないフレーム構成の場合における、処理の終了判定に関する他の例としては、干渉キャンセル部７のキャンセル後の残留電力の大きさがある閾値以下の場合、受信装置１０は、復調可能な送信信号は含まれていないと仮定し、本受信装置１０の処理を終了する例が挙げられる。
　ステップＳ６の処理では、上述した通り、振幅推定部４は、受信信号と時間周波数推定部２から出力される時間周波数推定値と、復調部３から出力される位相変動推定結果および復調結果とに基づいて、レプリカを生成し、次に、レプリカと対応する受信信号との相関値を算出し、この相関値を振幅推定値として出力する。本振幅推定処理のように、時間、周波数および位相変動の推定値を用いた高精度なレプリカを用いて振幅を推定することで、干渉信号を適切な振幅のレプリカで除去でき、干渉キャンセルを高精度に動作させることが可能となる。
　なお、さらに振幅値の推定精度を向上させるため、振幅推定部４は、上記処理によって得られた振幅推定値、またはステップＳ２で時間周波数を推定する際の相関値から仮の振幅推定値を定め、この仮の振幅推定値を基準として適当なステップ幅で振幅を変化させたレプリカを複数生成し、受信信号からそれぞれ減算し、最も小さな残留電力を与える振幅値を最終的な振幅推定値として求めてもよい。
　ステップＳ６の処理において、図５に示した構成のフィルタパラメータ推定部５が用いられる場合、フィルタパラメータ推定部５は、推定したパラメータ値を出力する替わりに、残留電力算出部５４により最も小さい残留電力と判定された減算結果を出力するようにしてもよい。この場合、後段のレプリカ生成、および干渉キャンセルの処理を省略することができ、演算量を削減できる。
　なお、ステップＳ６の処理とステップＳ７の処理との順序は入れ替えてもよい。たとえば図５に示した構成のフィルタパラメータ推定部５が用いられる場合、時間周波数推定部２がステップＳ２で時間周波数を推定する際の相関値から仮の振幅推定値を決定し、仮の振幅推定値をフィルタパラメータ推定部５に出力する。これにより、フィルタパラメータ推定部５は仮の振幅推定値を用いてレプリカを生成し、上述したように、パラメータ値を推定する。推定されたパラメータ推定値を用いて生成されたレプリカを利用して、振幅推定処理を行うことで振幅推定の精度を高めることができる。
　また、図６に示した構成のフィルタパラメータ推定部５が用いられる場合、フィルタパラメータ推定部５における振幅の推定値は不要となるため、この場合もステップＳ６の処理とステップＳ７の処理との順序を入れ替えることで、振幅推定の精度を向上させることが可能である。または、フィルタパラメータ推定部５が、受信信号と複数のレプリカの相関値とをそれぞれ計算し、最も高い相関値を与えたフィルタパラメータ値を出力するだけでなく、同時にその最も高い相関値も振幅推定値として出力することで、後段の振幅推定処理を省略し、演算量を削減することも可能である。
　なお、復調結果に送信源となる送信装置を示す情報が含まれている場合、受信装置１０は、送信源を識別する情報とフィルタのパラメータ値の推定結果とを記憶しておいてもよい。これにより、パラメータ値の推定結果が記憶されている送信源からの送信信号を受信した場合には、受信装置１０は、該送信信号に関して、記憶されているパラメータ値を用いることでフィルタのパラメータの推定処理を省略し、演算量を削減することもできる。
　また、フィルタパラメータの推定より前段の処理において推定された前段の推定値、すなわち時間、周波数、位相変動および振幅の推定値を、さらに高精度に推定する必要がある場合は、フィルタのパラメータを推定した後に、推定されたパラメータ値を用いて、上述した前段の推定値を再推定してもよい。この場合の再推定方法も、レプリカを受信信号から減算して残留電力を推定する方法、または相関値を算出する方法が考えられる。
　以上のように、本実施の形態の受信装置１０は、時間軸、周波数軸の２次元空間上で信号の一部に重なりを生じる複数の非同期な送信信号を受信する場合に、各送信信号の時間および周波数を推定し、位相雑音などに起因する位相変動を推定することで位相変動による復調精度の低下を抑制することができる。これにより、受信装置１０は、正常に各送信信号を復調できる確率を向上させることができる。また、送信信号ごとに振幅推定処理、および帯域制限フィルタのパラメータ推定処理を実施することで、送信装置ごとに帯域制限フィルタの特性が異なる場合であっても高精度にレプリカを生成することができ、パラメータ推定処理を行わない場合に比べて、正常に各送信信号を復調する確率をさらに向上させることができる。
実施の形態２．
　図１０は、本発明にかかる実施の形態２の受信装置の機能構成例を示すブロック図である。図１０に示すように、本実施の形態の受信装置１０ａは、実施の形態１の受信装置１０の復調部３の替わりに復調部３ａを備え、復調部３ａの後段に精推定部９が追加される。これら以外の受信装置１０ａの構成は実施の形態１の受信装置１０と同様である。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。
　実施の形態２の受信装置１０ａが受信する無線信号は、実施の形態１の受信装置１０が受信する無線信号と同様であり、複数の送信信号を含む。本実施の形態では、実施の形態１の受信装置１０よりさらに高精度に位相変動を推定可能な受信装置１０ａについて説明する。受信装置１０ａが用いられる具体的な環境の例としては、各送信信号の位相雑音および伝送路の変動のうち少なくとも１つによる影響が通常より大きい場合、時間周波数推定部２における周波数推定処理の精度が低く残留周波数偏差が大きい場合などが挙げられる。
　受信装置１０ａは、精推定部９を用いて、位相変動を推定することにより、実施の形態１の受信装置１０よりさらに位相推定精度を向上させることができる。また、精推定部９を備えることにより、位相推定機能を有していない復調部３ａを用いることができる。位相推定機能を有する必要がないため、復調部３ａは、同期検波および非同期検波のいずれを用いて復調を行ってもよい。本実施の形態の復調部３ａおよび精推定部９は、復調処理部３００を構成する。なお、復調部３ａは、実施の形態１の復調部３と同一の機能を有していてもよい。
　本実施の形態の受信装置１０ａのハードウェア構成は、実施の形態１の受信装置１０と同様であり、復調部３ａおよび精推定部９は、図７に示した処理回路１０２により実現されてもよいし、図８に示したプロセッサ１０３がメモリ１０４に格納されたプログラムを読み出して実行することにより実現されてもよい。
　以下、受信装置１０ａの動作について、実施の形態１と異なる点を説明する。受信部１、時間周波数推定部２、振幅推定部４、フィルタパラメータ推定部５、レプリカ生成部６、干渉キャンセル部７および切替え部８の動作は実施の形態１と同様であるため、説明を省略する。ただし、本実施の形態では、位相変動推定結果は、復調部３ａからではなく精推定部９から振幅推定部４、フィルタパラメータ推定部５およびレプリカ生成部６へ入力される。
　復調部３ａは、受信部１から出力される受信信号と、時間周波数推定部２から出力される時間周波数推定値とに基づき、受信信号に含まれる複数の送信信号の中で、最も電力の大きい送信信号の復調を実施し、復調結果を出力する。また、復調部３ａは、送信信号に誤り検出符号２３が含まれている場合、誤り検出処理を実施する。ここで用いる復調方式は、実施の形態１と同様の位相推定を実施しながらの同期検波でもよいし、遅延検波方式またはＦＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）で使用されるディスクリミネータ検波方式などの非同期検波方式でもよい。復調方式に特に制約はなく、上述した例以外に、送信信号における変調方式など対応した復調方式であれば任意の復調方式を用いることができる。たとえば、複数の送信信号のそれぞれの時間および周波数が、時間周波数推定部２または図示しない他の構成要素によってすべて推定されている場合には、復調部３ａは、最尤復号法（ＭＬＤ：Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を用いて複数波の同時推定を実施してもよい。
　また、復調部３ａは、複数の復調方式によって復調を実施し、複数の復調方式によって得られる複数の結果のうち誤り検出がされなかったものを復調結果として出力してもよい。このような構成にすることで、復調部３ａは、各復調方式の欠点を、状況に応じて補うことができる。例えば、同期検波は耐雑音の性能は優れているが位相の変動には弱く、非同期検波は、耐雑音の性能は同期検波に比較すると劣るが、位相の変動には強い。
　以上のように、復調部３ａは、同期検波方式および非同期検波方式のうち少なくとも一方を用いて推定対象信号を復調する。
　精推定部９は、復調部３ａによる復調により得られた復調結果を用いて推定対象信号の位相を推定する位相推定部である。具体的には、精推定部９は、復調部３ａから出力される復調結果と時間周波数推定部２が出力する時間周波数推定値に基づき、受信信号に含まれる複数の送信信号の中で、最も電力の大きい送信信号の位相変動を推定し、推定結果を位相変動推定結果として出力する。ここで推定される位相変動は、送信装置において生じる位相雑音、時間周波数推定部２において推定された周波数推定値の誤差によって生じる残留周波数偏差、伝送路の変動による信号の変動すなわちフェージングなどの影響を含んだものである。本実施の形態では、精推定部９を復調部３ａとは別に設けて、実施の形態１より精度良く位相を推定する、すなわち位相の精推定を行うことで、正常に各送信信号を復調する確率を実施の形態１よりさらに向上させることができる。
　図１１は、精推定部９の構成例を示す図である。図１１に示すように、精推定部９は、レプリカ生成部９１、位相差算出部９２およびディジタルフィルタ９３を備える。レプリカ生成部９１は、復調部３ａから出力される復調結果と時間周波数推定部２から出力される時間周波数推定値とに基づき、復調された信号に対応するレプリカを生成し、レプリカを出力する。位相差算出部９２は、受信部１から出力される受信信号と、レプリカ生成部９１から出力されるレプリカとの各サンプル点における位相差を算出し、算出した結果をディジタルフィルタ９３へ出力する。ディジタルフィルタ９３は、位相差算出部９２から出力される位相変動推定結果をフィルタリングすることによって位相変動推定結果に含まれる誤差を低減させ、フィルタリングした結果を位相変動推定値として出力する。ディジタルフィルタ９３としては、誤差を抑制するフィルタであればどのようなものを用いてもよい。
　ディジタルフィルタ９３を用いて位相変動推定値にフィルタリングを施すことで、復調結果が誤っていた場合にも、誤りビット数によっては精推定部９による位相変動推定が実施可能である。したがって、本実施の形態では、復調部３ａが誤り検出処理において復調結果に誤りがあると判定した場合でも、処理を終了せず、精推定部９による位相変動推定処理を実施するようにしてもよい。この場合、復調部３ａが、精推定部９から出力される位相変動推定結果を用いて受信信号を補正し、再度復調を行うことで、正しく復調を行える可能性を向上させることが可能となる。正しく復調を行える可能性が向上することで、レプリカ生成時の誤差を低減し、干渉キャンセルの精度を向上させることが可能となる。
　以上のように位相推定部である精推定部９は、復調結果を用いて生成されたレプリカと受信信号との位相差を求め、位相差をディジタルフィルタ９３によってフィルタリングすることにより推定対象信号の位相を推定する。
　また、復調部３ａが誤り検出処理において復調結果に誤りがあると判定した場合には、精推定部９の位相差算出部９２が、位相差の推定結果に対して、位相差が最も大きい箇所に該当するビットを反転するなどのビット誤り訂正を行う機能を有するようにしてもよい。また、復調部３ａが、復調時に各ビット判定値に対応する尤度情報などを計算して復調を実施する場合には、誤り検出処理において復調結果に誤りがあると判定した場合、ビット誤り訂正を行ってもよい。ビット誤り訂正の方法としては、例えば、尤度の低い順にビットを反転させて誤り検出処理を実施することを、誤りが無いと判定されるまで繰り返す方法が挙げられる。また、フレームの開始と終了のタイミングでは、送信装置ごとの特性により送信信号に変動が生じやすいため、レプリカと受信信号との間の誤差が大きくなりやすく、ビット誤りが発生しやすい。このため、復調部３ａは、フレームの開始と終了のタイミングでは、優先的にビット反転による訂正処理を実施してもよい。
　なお、時間周波数推定部２で推定した周波数推定値の誤差による残留周波数偏差は、時間軸上の位相の一次関数として現れる。この一次関数の傾きが残留周波数偏差に対応する。したがって、復調部３ａは、位相変動推定値を微分することで残留周波数偏差を算出することが可能である。または、復調部３ａまたは精推定部９が、位相変動推定値を最小二乗法などで一次関数に近似したときの傾きから位相変動推定値を算出することもできる。上述した手法により、復調部３ａは、残留周波数偏差を算出して、残留周波数偏差を取り除いて再度復調を行うことで、残留周波数偏差に依存して生じる復調失敗を抑圧することも可能である。
　以上のように、本実施の形態の受信装置１０ａによれば、位相の精推定を実施することで、位相変動が激しい環境においても高精度なレプリカを生成し、干渉キャンセリングを実施することができる。また、復調方式によらず高精度な位相変動推定を実施できるため、復調方式に制約がなく環境に適した復調方式を用いることができ、復調性能を向上できる可能性が高まる。さらには、位相変動推定結果を用いて受信信号を補正し、再度復調を行うなど、正しく復調を行える可能性を向上させることで、干渉キャンセリングの精度を向上させることができる。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　受信部、２　時間周波数推定部、３，３ａ　復調部、４　振幅推定部、５　フィルタパラメータ推定部、６，５１，９１　レプリカ生成部、７，５３　干渉キャンセル部、８　切替え部、９　精推定部、１０，１０ａ　受信装置、３１　同期検波部、３２　硬判定部、３３　位相推定部、３４　判定部、５２　パラメータ設定部、５４　残留電力算出部、５５　相関値算出部、９２　位相差算出部、９３　ディジタルフィルタ。

Claims (9)

  1. 　同一の信号フォーマットを有し、共通の周波数帯に信号強度を持つ複数の送信信号を含む受信信号に基づいて、前記複数の送信信号の中の１つである推定対象信号の到来時刻と前記推定対象信号の周波数とを推定する第１の推定処理を実施する時間周波数推定部と、
    　前記第１の推定処理の結果に基づいて、前記推定対象信号の位相を推定する第２の推定処理を実施するとともに、前記推定対象信号を復調する復調処理部と、
    　前記第１の推定処理の結果と、前記第２の推定処理の結果とを用いて、前記推定対象信号のレプリカを生成するレプリカ生成部と、
    　を備えることを特徴とする受信装置。
  2. 　前記受信信号から前記レプリカを減算し、減算結果を出力する干渉キャンセル部、
    　を備え、
    　前記時間周波数推定部は、前記減算結果に基づいて、前記推定対象信号を前記第１の推定処理を実施していない前記複数の送信信号の中の１つに変更して前記第１の推定処理を実施し、
    　前記復調処理部は、変更後の前記推定対象信号に前記第２の推定処理を行うとともに、変更後の前記推定対象信号を復調することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  3. 　前記推定対象信号の振幅を推定する第３の推定処理を実施する振幅推定部、
    　を備え、
    　前記レプリカ生成部は、さらに前記第３の推定処理の推定結果に基づいて前記レプリカを生成することを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
  4. 　前記推定対象信号が送信される際に用いられた帯域制限フィルタのパラメータを推定する第４の推定処理を実施するフィルタパラメータ推定部、
    　を備え、
    　前記レプリカ生成部は、さらに前記第４の推定処理の結果に基づいて前記レプリカを生成することを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載の受信装置。
  5. 　前記フィルタパラメータ推定部は、前記帯域制限フィルタのパラメータの複数の候補値をそれぞれ用いて、前記推定対象信号の複数のレプリカを生成し、前記受信信号から前記複数のレプリカのそれぞれを減算した結果の電力に基づいて、前記複数の候補値の中から前記第４の推定処理の結果となる前記候補値を選択することを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
  6. 　前記フィルタパラメータ推定部は、前記帯域制限フィルタのパラメータの複数の候補値をそれぞれ用いて、前記推定対象信号の複数のレプリカを生成し、前記受信信号と前記複数のレプリカのそれぞれとの相関値に基づいて、前記複数の候補値の中から前記第４の推定処理の結果となる前記候補値を選択することを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
  7. 　前記復調処理部は、前記第１の推定処理の結果を用いて、前記推定対象信号の位相を推定しながら同期検波方式により復調を行うことを特徴とする請求項１から６のいずれか１つに記載の受信装置。
  8. 　前記復調処理部は、
    　同期検波方式および非同期検波方式のうち少なくとも一方を用いて前記推定対象信号を復調する復調部と、
    　前記復調により得られた復調結果を用いて前記推定対象信号の位相を推定する位相推定部と、
    　を備えることを特徴とする請求項１から６のいずれか１つに記載の受信装置。
  9. 　前記位相推定部は、前記復調結果を用いて生成されたレプリカと前記受信信号との位相差を求め、前記位相差をディジタルフィルタによってフィルタリングすることにより前記推定対象信号の位相を推定することを特徴とする請求項８に記載の受信装置。
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