KR100984405B1 - 통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호 내의 dc 오프셋을 결정하는 방법, 통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호 내의 dc 오프셋을 보상하는 방법, 통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호 내의 dc 오프셋을 결정하는 장치, 및 수신기 - Google Patents

통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호 내의 dc 오프셋을 결정하는 방법, 통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호 내의 dc 오프셋을 보상하는 방법, 통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호 내의 dc 오프셋을 결정하는 장치, 및 수신기 Download PDF

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Abstract

통신 채널을 통하여 수신되며, 트레이닝 심볼들의 시퀀스를 포함하는 통신 신호 내의 DC 오프셋을 결정하는 방법. 상기 방법은 트레이닝 심볼들의 상기 시퀀스에 기초하여 통신 채널의 채널 추정을 제공하는 단계; 상기 채널 추정에 기초하여, 상기 통신 채널에 의하여 유도된 잡음 기여의 추정을 결정하는 단계; 및 잡음 기여의 결정된 추정으로부터 DC 오프셋의 추정을 결정하는 단계를 포함한다.
송신기, 수신기, 통신 채널, 변조기, 복조기, TDMA 프레임, 애버리징 블럭, 동기 및 스팬 적응 블럭, 트렌드 추정 블럭, DC 정정 블럭, 채널 추정기

Description

통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호 내의 DC 오프셋을 결정하는 방법, 통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호 내의 DC 오프셋을 보상하는 방법, 통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호 내의 DC 오프셋을 결정하는 장치, 및 수신기{METHOD AND CORRESPONDING ARRANGEMENT FOR DC OFFSET COMPENSATION USING CHANNEL ESTIMATION}
본 발명은 통신채널을 통하여 수신된 통신신호 내의 DC 오프셋의 결정에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 통신채널을 통하여 수신되며, 트레이닝 심볼의 시퀀스를 포함하는 통신신호 내의 DC 오프셋의 결정에 관한 것이다.
TDMA1, GSM, EDGE, 등에 따른 시스템과 같은, 디지털 통신 시스템에서, 데이터는 심볼로 인코드되고, 버스트로 패크되며 물리적 송신 채널을 통한 송신 이전에 변조된다. 수신기에서, 복조가 수행되고, 예를 들면 ISI(inter-symbol interference)로 인한 채널 왜곡들을 보상하는 등화기(equalizer)를 포함한다.
많은 통신 시스템, 특히 이동통신 시스템의 경우, 수신기 아키텍쳐의 설계는 비용이 절감되고, 작은 사이즈이며, 낮은 전력소모를 갖기 위한 조건들에 의하여 결정된다. 불행히도, 그러한 많은 수신기 아키텍쳐들은 무선 주파수 신호를 기저대역 신호로 직접 변환시키는 통신 시스템, 특히 호모다인(homodyne) 수신기와 같은 수신기들에서 유도된 DC-오프셋을 겪는다.
DC 오프셋은 예를 들면, 안테나로 누입되고(leaking to) 안테나에서 반사되 며 DC로 다운컨버트되는 로컬 오실레이터 신호, 로컬 오실레이터로 누입하는 큰 근접채널 간섭자(near-channel interferer), 신호경로 내의 성분(component) 불일치, 또는 다른 이유들로 인하여, 다수의 상이한 소스들에 의하여 유도될 수 있다. 비록 DC 오프셋들에 대한 상기 소스들 중 일부가 주의 깊은 프런트-엔드(front-end) 설계에 의하여 어느 정도는 감소될 수 있지만, 많은 통신 시스템에서 기저대역 프로세싱시 DC 오프셋은 여전히 존재하며 심각한 수신기 성능 저하를 야기할 수 있다. 따라서, 보상을 고려하기 위하여 DC 오프셋들의 정확한 추정을 제공하는 것이 바람직하다.
국제특허출원 WO 01/03396은 송신 채널 및 DC 오프셋을 동시에 추정하는 방법을 개시한다. 이 종래기술의 방법에 따르면, DC 오프셋은 멀티탭 채널 추정에서 여분의 탭으로서 처리된다.
동시적인 채널 및 DC 오프셋 추정이 심각한 계산 복잡도를 수반하는 것이 상기 종래기술 방법의 문제이다. 여분의 탭으로 인하여 추가적인 파라미터가 추정되어, 채널 추정의 품질을 저하시키게 되는 것이 또 다른 문제이다.
상기 및 다른 문제들은 통신채널을 통하여 수신되고, 트레이닝 심볼들의 일 시퀀스를 포함하는 통신신호 내의 DC 오프셋을 결정하는 방법에 의하여 해결되며; 상기 방법은
트레이닝 심볼의 상기 시퀀스에 기초하여 통신채널의 채널 추정을 제공하는 단계;
상기 채널 추정에 기초하여, 통신채널에 의하여 유도된 잡음 기여(noise contribution)의 추정을 결정하는 단계; 및
잡음 기여의 결정된 추정으로부터 DC 오프셋의 추정을 결정하는 단계를 포함한다.
본 발명에 따라, 초기 채널 추정으로부터 획득된 잡음 샘플들에 기초한 DC 오프셋의 추정은 상당히 향상된 성능을 제공하는 것이 실현되었다.
본 발명에 따른 상기 방법은 프로세싱의 복잡도를 감소시키는 것이 더 실현되었다.
용어 DC-오프셋은 수신 신호의 저주파 왜곡을 포함한다. 본문의 용어 "저주파 왜곡"은, 존재한다면, 송신된 정보의 속도 및 무선 채널의 다이내믹스(dynamics)에 비하여 느린 변화의 속도를 가지는 왜곡을 포함한다(예를 들면, 저주파 왜곡은 두 개의 송신된 심볼들의 스팬 동안 비교적 일정함).
본 발명의 바람직한 일 실시예에서, 잡음 기여의 추정을 결정하는 단계는 결정된 채널 추정에 기초하여 다수의 수신된 트레이닝 심볼들 및 대응하는 예측 트레이닝 심볼들 사이의 차이로부터 잡음 기여의 추정을 결정하는 단계를 포함한다. 따라서, 효율적인 잡음 추정이 제공된다.
또 다른 바람직한 실시예에서, 채널 추정을 제공하는 단계는 특징이 없는 간섭 기여로서 잠재적인 DC 오프셋을 처리하여(즉, DC 오프셋을 고려함이 없이), 상기 추정된 잡음에 기초하여 DC 오프셋의 후속하는 추정을 허용하는 단계를 포함한다.
또 다른 바람직한 실시예에서, 잡음 기여의 결정된 추정으로부터 DC 오프셋 의 추정을 결정하는 단계는 잡음 기여의 결정된 추정을 나타내는 추정된 잡음 벡터와 회전 트렌드 벡터(rotation trend vector)의 내적을 계산하는 단계를 포함한다. 따라서, n-m 복소수 MAC(complex multiply and accumulate) 동작만을 요구하는 계산적으로 효율적인 추정이 제공되며, 여기서 n은 트레이닝 심볼들의 수이고 m은 등화기 윈도우의 크기이며, 따라서 수신된 무선 신호의 지연 확산(delay spread)에 관련된다. 이것은 전술된 종래기술 접근의 조인트 채널-DC 추정의 복잡도와 비교하여 복잡도의 큰 감소이다.
또 다른 바람직한 실시예에서, 채널 추정을 결정하는 단계는 채널 추정 기반 등화기의 등화기 윈도우의 원하는 사이즈 및 통신신호의 수신된 신호 버스트에 관한 트레이닝 심볼들의 시퀀스의 원하는 동기 위치(synchronization position)를 동시에 결정하는 단계를 포함한다. 어떠한 DC 오프셋에 대하여도 강인하고(robust), 동시에, 본 발명에 따른 DC 오프셋 결정에서 유리하게 이용될 수 있는 초기 채널 추정을 산출하는 수신기의 등화기 윈도우 사이즈 및 동기 위치의 동시 추정이 수행될 수 있음이 본 발명자에 의하여 더 실현되었다. 따라서, DC 오프셋 추정 이전에 동기 위치 및 등화기 스팬을 결정함으로써, 추가적인 계산 부담 없는 동기 및 등화기 스팬 적응에 의하여 채널 추정이 제공되어, DC 오프셋 보상의 복잡도를 더 감소시킨다.
또 다른 바람직한 실시예에서, 상기 방법은 등화기 윈도우의 사이즈 및 동기 위치의 함수(function)로서 송신채널의 다수의 채널 추정을 결정하는 단계; 등화기 윈도우의 사이즈 및 동기 위치의 다수의 선택된 값들에 대하여 결정된 추정들 및 수신된 신호 버스트에 기초한 에러 측정을 계산함으로써 등화기 윈도우의 원하는 사이즈 및 원하는 동기 위치를 결정하는 단계를 더 포함한다.
버스트 동기 및 등화기 스팬 사이징(equalizer span sizing)의 상기 방법은 버스트 애버리징(burst averaging)후 나머지 DC 성분들에 대하여 강인한 버스트 동기를 산출하는 것이 실현되었다.
또 다른 바람직한 실시예에서, 등화기 윈도우의 사이즈 및 동기 위치의 다수의 선택된 값들에 대하여 결정된 추정들 및 수신된 신호 버스트에 기초한 에러 측정 계산에 의하여 등화기 윈도우의 원하는 사이즈 및 원하는 동기 위치를 결정하는 단계는 소정의 상한과 하한 사이에서 등화기 윈도우의 사이즈의 값들을 선택하는 단계를 포함하며; 상기 방법은 이전에 수신된 신호 버스트에 대하여 결정된 바대로 등화기 윈도우의 하나 이상의 원하는 사이즈에 기초하여 상한 및 하한을 결정하는 단계를 더 포함한다. 따라서, 스팬 적응을 위한 적응 간극(adaptive aperture)이 제공된다.
디지털 통신시스템의 물리 채널은, 예를 들면, 급격한 변동을 경험할 수 있는 신호의 강도 및 위상과는 대조적으로 지연 확산에 관하여 즉시 변화하지 않는 것이 실현되었다. 이 이해에 기초하여, 등화기 스팬의 간극은 적응적으로 될 수 있는데, 즉, 현재의 스팬 최적화를 위한 간극은 하나 이상의 이전의 버스트에 대하여 결정된 등화기 스팬에 기초하여 결정될 수 있다.
또 다른 바람직한 실시예에서, 상기 방법은 수신된 신호 버스트를 통하여 상기 수신된 통신신호를 애버리징하여, 초기 채널 추정으로의 입력으로서 일 신호를 제공하는 단계를 더 포함하며, 여기에서 DC 오프셋의 상당한 부분이 제거된다. 따라서, 후속하는 프로세싱의 품질이 더 향상된다.
바람직하게는, 통신신호는 GSM 명세(specification) 또는 EDGE 명세에 따른 신호를 포함한다. EDGE(Enhanced Data rates for Global Evolution)는 GSM 네트워크를 위하여 최근에 개발된 인터페이스 모드이다. EDGE의 기본 특징은 무선 인터페이스(air interface)에서 데이터 용량 및 속도를 증가시키는 새로운 변조 및 코딩 스킴을 포함한다. EDGE는 GSM에 완전히 기반하며 GSM과 동일한 TDMA(Time Division Multiple Access) 프레임 구조를 이용하여, GSM 오퍼레이터가 기존의 GSM 무선대역(radio bands)을 이용하여 무선 멀티미디어 기반 서비스 및 어플리케이션을 제공하도록 한다.
본 발명은 상기 및 후속하여 기술된 방법, 장치, 및 또 다른 방법들 및 제조수단을 포함하는 상이한 방식들로 수행될 수 있으며, 각각은 첫 번째로 언급된 방법과 연계하여 설명된 이점 및 장점들 중 하나 이상을 산출하고, 각각은 첫 번째 언급된 방법과 연계하여 기술되고 종속되는 청구범위에 개시된 바람직한 실시예들에 대응하는 하나 이상의 바람직한 실시예들을 갖는다.
전술되고 후술되는 방법의 특징들은 소프트웨어에서 실행되고 데이터 프로세싱 시스템 또는 컴퓨터 실행가능 명령들의 실행에 의하여 야기된 다른 프로세싱 수단에서 수행될 수 있음을 주목한다. 상기 명령들은 기억매체 또는 컴퓨터 네트워크를 통한 또 다른 컴퓨터로부터, RAM과 같은, 메모리 내에 로드된 프로그램 코드수단일 수 있다. 또는, 상기 기술된 특징들은 소프트웨어 대신 하드와이어 회로 (hardwired circuitry)에 의하여 또는 소프트웨어와 조합하여 실시될 수 있다.
본 발명은 또한 통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호 내의 DC 오프셋 보상 방법에 관한 것이고, 상기 통신 신호는 트레이닝 심볼들의 시퀀스를 포함하며; 상기 방법은
상기 및 이하에서 기술된 방법에 따라 통신 신호 내의 DC 오프셋을 결정하는 단계; 및
상기 통신 신호를 조작하여 상기 결정된 DC 오프셋을 보상하는 단계를 포함한다.
바람직한 일 실시예에서, 상기 방법은
상기 조작된 통신 신호에 기초하여 통신 채널의 채널 추정을 결정하는 단계;
상기 결정된 채널 추정에 기초하여 등화기 내의 조작된 통신 신호를 필터링하는 단계를 더 포함한다.
본 발명은 또한 통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호 내의 DC 오프셋을 결정하는 장치에 관한 것이며, 상기 통신 신호는 트레이닝 심볼들의 시퀀스를 포함하며; 상기 장치는
트레이닝 심볼들의 상기 시퀀스에 기초하여 통신 채널의 채널 추정을 제공하는 프로세싱 수단;
상기 채널 추정에 기초하여, 통신 채널에 의하여 유도된 잡음 기여의 추정을 결정하는 프로세싱 수단; 및
잡음 기여의 결정된 추정으로부터 DC 오프셋의 추정을 결정하는 프로세싱 수 단을 포함한다.
상기 용어 프로세싱 수단은 임의의 적절한 일반적 또는 특정 목적의 프로그램 가능한 마이크로 프로세서, DSP(Digital Signal Processor), ASIC(Application Specific Integrated Circuit), PLA(Programmable Logic Array), FPGA(Field Programmable Gate Array), 특정 목적의 전자회로, 등, 또는 그 조합을 포함한다.
본 발명은 또한 송신 채널을 통하여 통신 신호를 수신하는 수신기에 관한 것이며, 상기 수신기는 통신 신호를 수신하는 수단 및 전술되고 후술되는 통신 신호 내의 DC 오프셋을 결정하는 장치를 포함한다.
통신 신호를 수신하는 수단은 디지털 통신 시스템에서 이용된 통신 스킴의 신호 버스트를 수신하는데 적절한 임의의 장치 또는 회로를 포함할 수 있다. 그러한 수신기의 예들은 무선 수신기(radio receiver), 예를 들면, GSM, EDGE, 등에 따른 디지털 통신 시스템의 무선 수신기를 포함한다.
상기 수신기는 전자장치의 일부일 수 있으며 여기서 용어 전자장치는 모든 고정형 및 포터블 무선 통신장치 및 다른 핸드헬드 또는 포터블 장치들을 포함한다. 용어 포터블 무선 통신장치는 이동전화, 페이저, 커뮤니케이터, 즉 전자 조직자(electronic organisers), 스마트폰, PDAs(personal digital assistants), 핸드헬드 컴퓨터, 등과 같은 모든 장치를 포함한다.
본 발명의 상기 및 또 다른 측면들은 바람직한 일 실시예와 연계하고 도면을 참조하여 더욱 상세히 설명될 것이다.
도 1은 통신 시스템의 일반적인 모델을 구조적으로 도시하고;
도 2는 GSM/EDGE 표준에 따라 디지털 통신시스템에서 이용된 TDMA 프레임의 구조를 도시하고;
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기의 구조적인 블럭도를 도시하고;
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 DC 오프셋 결정의 흐름도를 도시하고;
도 5는 조인트 동기(joint synchronization) 및 등화기 스팬 적응의 구조적 블럭도를 도시하며;
도 6은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 버스트 동기 및 스팬 적응의 흐름도를 도시한다.
도 1은 통신 시스템의 일반적인 모델을 구조적으로 도시한다. 상기 통신 시스템은 통신 채널(103)을 통하여 통신하는 수신기(102) 및 송신기(101)를 포함한다. 예를 들면, 실제의 실시에서, 송신기는 이동 터미널이고 수신기는 셀룰러 RF(radio frequency) 통신 시스템의 기지국일 수 있거나 그 역일 수 있다. 이동 터미널 및 기지국은 무선 인터페이스를 통하여 송신된 통신 신호들을 통하여 서로 통신한다. 다음의 설명의 목적으로, 송신기(101)는 필요한 변조를 신호에 적용하여 통신 채널을 통해 송신될 수 있도록 하는 변조기(105)를 포함하는 것으로 간주된다. 수신기는 변조기(105)에 의하여 수행된 변조 프로세스에 대응하는 복조 프로세스를 수행하여, 수신 신호로부터 원래 송신된 정보를 복구하도록 하는 복조기(106)를 포함한다.
본 설명의 목적으로, 전술된 변조 및 복조 프로세스들은 DC 오프셋 및 위상 시프트를 유도하는 것으로 간주될 수 있다. DC 오프셋의 크기는 모르며, 제거되지 않으면, 수신된 신호에 대한 후속하는 DSP 프로세싱 단계들에서 문제를 야기시킨다. 위상 시프트는 이용된 변조 방법에 따르며 알려진다. 각각의 신호 심볼은 송신 전에 변조되며 이용된 변조 기술에 따라 위상 시프트를 경험한다. 이 위상 시프트는 또한 회전(rotation)으로 알려져 있으며 각도 α에 의한(즉, 인자 exp(j α)에 의한, j는 복소수 표시임) 회전으로서 표현될 수 있다.
예를 들면, EDGE에서 선택된 변조는 3π/8-8PSK이다. 기본적인 8PSK 콘스텔레이션(constellation)에는 유니트 서클 상에 8개의 등거리 지점들이 존재한다. 이것은 송신된 심볼들 xk는 심볼 값, 즉 통신되는 비트 시퀀스에 따라 8개의 가능한 값들을 가정할 수 있음을 의미하며, xk = exp(jㆍiㆍπ/4)이고 i = 0,...,7이다. 이제 3π/8-8PSK의 경우, 3ㆍπ/8 시프트는 송신된 심볼들은 3π/8 회전 값이 곱해져서 x'k = xkㆍexp(jㆍkㆍ3ㆍπ/8)을 산출하는 것을 의미하며, 여기에서 k는 심볼 인덱스이다.
수신기에서, 수신된 심볼들은 각도 -α에 따라 역회전된다(de-rotate). 예를 들면, EDGE에서, 심볼들은 exp(-jㆍkㆍ3ㆍπ/8)에 의하여 역회전되어 오리지날 8PSK 콘스텔레이션이 등화되도록 한다. 그러나, 이 역회전(de-rotation)은 또한 exp(-jㆍkㆍ3ㆍπ/8)에 의한 신호 회전에 존재할 수 있는 임의의 DC 오프셋을 만들 것이며, 그리하여 상기 수신된 신호 내에서 부가적인 회전 트렌드(rotating trend)를 야기시킨다.
도 2는 GSM 표준에 따른 이동통신 시스템에서 이용된 TDMA 프레임(200)의 구조를 구조적으로 도시한다. GSM 표준에 따른 TDMA 시스템의 경우, 이동국들은 기지국 제어기에 의하여 각각의 셀들로 할당된 채널들에 따라 각각의 반송 주파수 상의 변조 신호들로서 버스트들을 송신한다. 하나의 주파수 채널은 최대 여덟개의 호(calls)를 지원할 수 있고, 각각의 호는 각각의 버스트와 연관되며, 여기에서 각각의 호는 버스트를 보내는 일 TDMA 프레임 내의 일 타임슬롯이 할당된다. 도 2에서, 프레임(200)은 4.615 ms의 지속시간을 가지며, 도 2에서 0-7로 표시되는, 8 정보채널(타임슬롯)(201)을 수용한다. 8 타임슬롯의 각각은 0.577 ms의 지속시간을 가지며 148 비트 신호부 및 인접하는 타임슬롯들 내의 신호들 사이의 분리를 유지하는 기능을 하는 가드부(도시하지 않음)를 포함한다. 148비트 신호부는 일반적으로 정상 버스트로서 지칭되고 제1의 3비트 테일 비트부(202), 제1의 57비트 코드된 데이터부(203), 제1의 1비트 하우스키핑 비트부(204), 26비트 트레일링 시퀀스부(205), 제2의 1비트 하우스키핑 비트부(206), 제2의 57비트 코드된 데이터부(207) 및 제2의 3비트 테일 비트부(208)를 포함한다. GSM 디지털 통신 시스템에서 트레이닝 시퀀스부(205)를 포함하는 26비트는, 16비트의 중앙 위치부(210)(때로는 미드앰블부(mid-amble portion)로 지칭함), 및 각각 5비트의 측부(209 및 211)로 구분되는 것으로 보이는 것이 보통이다. 또는, GSM/EDGE 디지털 통신 시스템에서, 26비트 트레이닝 시퀀스(205)는 또한 16비트 화이트 시퀀스(white sequence) 및 10비트 주기적 프리픽스(cyclic prefix)를 포함하는 것으로 보일 수도 있다. GSM 표준에 따른 TDMA 시스템의 또 다른 세부사항들은 당업자에게 공지되어 있으므로 여기에 기술되지는 않는다.
또는, 트레이닝 심볼들의 적절한 시퀀스를 제공하는 다른 버스트 구조들이 이용될 수 있음을 주목한다.
디지털 통신 시스템에서, 신호가 송신되는 송신채널에서의 시간 분산(time dispersion)의 결과로서 심볼간(inter-symbol) 간섭이 발생할 수 있다. GSM/EDGE 시스템에서, ISI를 보상하는 보통의 방법은 수신기 내에 채널 추정 기반 등화기를 제공하는 것이다. 정확한 버스트 동기는 등화기의 성능에 중요한 것이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기의 구조적인 블럭도를 도시한다. 수신기(102)는 애버리징 블럭(301), 역회전 블럭(302), 동기 및 스팬 적응 블럭(303), 트렌드 추정 블럭(304), DC 정정 블럭(305), 채널 추정기(306), 및 등화기(307)를 포함한다.
애버리징 블럭(301)은 수신된 신호를 수신하고 일 버스트를 통하여 상기 수신된 신호의 애버리징을 수행하며, 상기 애버리징에 의하여 식별된 DC 오프셋을 제거한다. 그러나, 통상적으로 이 간단한 접근은 전체 DC를 제거하지 않고 잔존 DC 오프셋을 남긴다.
역회전 블럭(302)은 도 1과 연계하여 기술된 바대로 그리고 이용된 변조 스킴에 따라 소정의 각도에 의하여 상기 수신된 심볼들을 역회전한다.
동기 블럭(303)은 트레이닝 시퀀스에 대응하는 상기 수신된 신호의 부분을 식별한다: 전술된 바와 같이, 상기 신호들은 버스트들 내에서 송신된다. 수신기에서, 수신된 버스트의 형상은 잡음, 다중경로 전파, 등과 같은, 송신채널에 의하여 유도된 왜곡들 및 송신된 버스트의 결과이다. 버스트 동기의 태스크는 상기 수신된 버스트 내의 트레이닝 시퀀스의 적절한 위치 p를 결정하는 태스크를 포함한다.
일 실시예에서, 이것은 등화기 윈도우 사이즈 m을 소정의 값으로 설정하고 LSE(Least-Squares Error) 방법을 이용하여 버스트 동기를 수행함으로써 달성될 수 있다. 이 접근은 각각의 가능한 동기 위치 p에 대하여 초기 채널 추정
Figure 112005025974804-pct00001
를 필요로 한다. 원하는 동기 위치는 그 후
Figure 112005025974804-pct00002
에 따라 자승오차(square error)를 최소화시킴으로써 결정되며, 여기서
Figure 112005025974804-pct00003
는 초기 채널 추정
Figure 112005025974804-pct00004
에 기초한 상기 수신된 심볼의 추정이다.
본 발명의 바람직한 일 실시예에서, 버스트 동기는, 이하에서 더욱 상세히 설명되는 바와 같이, 등화기의 윈도우 사이즈 m의 최적화와 결합된다.
트렌드 추정 블럭(304)은 애버리징 블럭(301)에 의하여 제거되지 않은 잔존하는 DC 오프셋에 의하여 야기된 임의의 잔존하는 회전 트렌드를 식별한다. 트렌드 추정 블럭(304)은, 이하에 더욱 상세히 설명되는 바와 같이, 동기 블럭(303)으로부터 초기 채널 추정을 수신하고 잔존하는 회전 트렌드를 결정한다.
DC 오프셋 정정기(305)는 트렌드 추정 블럭(304)으로부터 추정된 회전 트렌드를 수신하고 채널 추정기(306) 및 등화기(307)로 신호를 보내기 전에 검출된 오프셋에 대하여 기저대역 신호를 정정한다.
등화기(307)(예를 들면, 비터비(Viterbi) 등화기)는 채널 효과를 보상하고 상기 수신된 데이터에 대응하는 수신된 기저대역 신호의 관련 부분들을 복조한다. 이동 터미널들의 이동, 다중경로(시간 분산적) 전파 채널들의 변동(fluctuation) 및 잡음을 유도하는 다양한 간섭들을 포함하는 다양한 인자들로 인하여 송신 채널의 송신 특성들은 자주 변화한다. 당업자에게 공지되어 있는 바와 같이, 다중경로 채널 및 잡음 성분은 수신된 신호의 품질에 부정적인 영향을 미치며, 예를 들면, 심볼간 간섭을 야기할 수 있고; 이것은 수신된 신호가, 통상적으로 채널 추정 기반의 등화기에 의하여 정정되는 것을 필요로 한다.
특히, 등화기(307)는 송신채널의 추정을 이용하여 상기 수신된 신호를 정정하는 시도를 한다. 등화기(307)는 수신기에 의한 추가적인 프로세싱을 위하여 실제 송신된 심볼들의 추정을 나타내는 데이터를 생성한다.
수신기는 등화기의 선택된 윈도우 사이즈 m 에 대응하는 다수의 필터 탭 hi, i=1,...,m을 계산하는 채널 추정기(306)를 더 포함한다. 채널 추정기(306)에 의하여 생성된 채널 추정은 등화기(307)로 입력된다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 DC 오프셋 결정의 흐름도를 도시한다.
트렌드 추정 블럭을 더욱 상세히 설명하기 위하여, 송신기(101)로부터 수신기(102)로 보내지는 길이 n의 일 트레이닝 시퀀스 t = [t0 t1 ...tn-1]T 를 포함하는 신호 버스트를 고려한다. 수신기(102)에서는, 도 3과 연계하여 설명된 바와 같이신호는 애버리징 블럭(301), 역회전 블럭(302) 및 동기 블럭(303)으로 입력된다. 버스트 동기 이후의 결과적인 역회전 신호는 r = [r0 r1 ...rn-m]T= Φh +
Figure 112005025974804-pct00005
q + v 에 따라 기저대역 내의 벡터로서 모델될 수 있다.
따라서, r은 회귀 매트릭스(regression matrix)
Figure 112005025974804-pct00006
및 채널벡터 h = [h0 h1 ...hm-1]T의 함수인 송신채널로부터의 기여(contribution)를 포함한다.
여기서, m은 심볼들의 관점에서 전파 채널(propagation channel)의 지연확산에 대응하는 채널 스팬이다. r에 대한 상기 표현은 블럭(302)의 역회전에 의하여 회전 트렌드로 변환되는 상기 수신된 신호 내의 DC 오프셋에 의하여 야기되는 회전 트렌드 기여를 더 포함한다. 회전 트렌드는 잔존하는 DC 오프셋의 크기
Figure 112005025974804-pct00007
가 곱해지는 회전 트렌드 벡터 q = [1 e-jα e-j2α ...e-j(n-m-1)α]로서 모델된다. 여기서, α는 전술된 바와 같이 이용된 변조 방법에 따르는 회전 증분(rotation increment)을 나타낸다. 예를 들면, EDGE에서 α= 3π/8인 한편 GSM에서 α= π/2이다.
결국, r에 대한 상기 표현은 잡음벡터 v = [v0 v1 ...vn-m]T를 포함한다.
본 발명에 따르면, DC 오프셋을 보상하기 위하여, 초기에, 단계 401에서 잔존 DC 오프셋을 고려하지 않고, 즉 DC 오프셋을 특징이 없는 간섭 기여로서 처리함으로써 초기 LSE 채널 추정
Figure 112005025974804-pct00008
이 제공된다. 여기에서 (...)*는 복소수 켤레 치환을 나타낸다. GSM 및 EDGE에서와 같이, 실수 트레이닝 시퀀스들의 경우, 이것은 평이한 치환으로 된다.
단계 402에서, 잡음 샘플들의 대응하는 초기 추정은 아래에 따라 계산된다
Figure 112005025974804-pct00009
본 발명의 바람직한 일 실시예에서, 단계 401은 후술되는 바와 같이 등화기 스팬 적응 및 동기 위치의 조인트 최적화를 포함한다. 결과적인 동기는 잔존 DC 오프셋에 대하여 강인한데, 즉 어떠한 DC 오프셋의 존재에 의하여 크게 영향받지 않는다.
잔존하는 DC에 대하여 강인한 그런 채널 추정의 경우, 잡음 샘플들은
Figure 112005025974804-pct00010
에 따라, 회전 트렌드의 함수로서 간주될 수 있으며, 여기서 v'은 추정에서의 부정확에 기인한 에러들을 나타낸다.
따라서, 계산된 잡음 샘플들로부터, 단계 403에서 회전 트렌드의 LS(Least Square) 추정은
Figure 112005025974804-pct00011
에 따라 도출된다.
여기에서, 제2 식별(identity)은 회전 벡터가 단위 길이를 가져서, 회전 벡터의 내적(inner product)의 역으로서 단순한 수를 산출하는 사실에 기인한다. 따라서, 단계 403에서 DC 오프셋의 크기
Figure 112005025974804-pct00012
는 잡음 샘플들의 초기 추정
Figure 112005025974804-pct00013
및 회전 트렌드 벡터 q의 스케일된 내적으로서 계산된다.
결국, DC 오프셋에 기인한 회전 트렌드를 나타내는 결과적인 복소수
Figure 112005025974804-pct00014
는, 잔존 DC 오프셋에 대한 정정을 위하여 최종 단계 404에서, 수신된 신호로부터 항
Figure 112005025974804-pct00015
q를 감산하고 결과적인 DC 정정된 신호 r' = r -
Figure 112005025974804-pct00016
q 를 최종의 채널 추정기, 즉 도 3의 채널 추정기(306)로 입력함으로써, 이용된다.
DC 오프셋의 상기 추정은 전술된 종래기술 접근의 조인트 채널-DC 추정의 복잡도에 비하여 복잡도의 큰 감소인 n-m 복소수 MAC 동작들만을 필요로 하는 것을 주목한다.
도 5는 조인트 동기 및 등화기 스팬 적응의 구조적인 블럭도를 도시한다.
전술된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에서, 수신기는 등화기 윈도우의 사이즈 m 및 동기 위치 p의 조인트 결정을 수행하는 조인트 동기 및 스팬 적응 모듈(303)을 포함한다.
조인트 동기 및 스팬 적응 모듈(303)은 윈도우 사이즈의 소정의 간격 내의 동기 위치 및 등화기 스팬의 조인트 최적화를 위한 최적화 모듈(501)을 포함한다. 따라서, 동기화 및 스팬 적응 모듈(303)은, 각각, 후속하는 버스트의 동기화를 위하여 최적화 모듈에 의해 이용되는 윈도우 사이즈의 상한 및 하한 mu 및 ml를 결정하는 간극 모듈(502)을 더 포함한다. 간극 모듈(502)은 최적화 모듈(501)로부터 현재의 버스트에 대하여 결정된 윈도우 사이즈 m을 수신하고 다음 버스트에 대한 결과적인 한계를 다시 최적화 모듈(501)로 보낸다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 버스트 동기 및 스팬 적응의 흐름도를 도시한다.
도 6의 실시예는 트레이닝 시퀀스들의 주기적 프리픽스 구조로부터 발생하는 GSM/EDGE 트레이닝 시퀀스들의 두개의 이전에 이용되지 않은 특성들을 인식 및 이용함으로써 효율적인 채널추정 방법을 제공한다. 특히, 본 실시예는 26 심볼 GSM/EDGE 트레이닝 시퀀스들은, 특정 범위 내에서, 시프트 불변 및 오더 불변(order invariant)인 것을 인식한다. 시프트 불변의 특성은 채널 추정이 지연된(시프트된) 트레이닝 시퀀스 세그먼트들로 수행되는 것을 가능하게 한다. 이것은, 순서대로: I. 긴 분산채널에서 가급적 회피되는 ISI 손상된 리딩 트레이닝 시퀀스 심볼들; 및 II. 등화기 윈도우의 사이즈에 관계없이, 동일한 트레이닝 시퀀스 세그먼트들을 이용하여 추정되는 채널의 리딩 탭들을 허용한다. 오더 불변의 특성은 트레이닝 시퀀스의 임의의 연속적인 16 심볼 세그먼트가 이용되면 매트릭스 역변환(matrix inversion)없이 추정되는 1-8 심볼들(제1-8 오더의 복소수 다항식들로서)로부터, 상이한 시간 분산(time dispersion)을 갖는 채널들을 허용한다.
특히, 단계 601에서 신호 버스트 r(k)의 수신시, LSE(Least Square Error) 알고리즘이 수행되어 단계 602-605를 포함하는 루프에 의하여 도시되는 바와 같이 등화기 윈도우 스팬 m 및 동기 위치 p를 결정한다.
본 실시예에 따라, 등화기 윈도우 스팬 m 및 동기 위치 p는
Figure 112005025974804-pct00017
(1)
과 같이 결정되며 여기서
Figure 112005025974804-pct00018
(p,m)=αm/2ㆍe(p,m)은 에러 함수
Figure 112005025974804-pct00019
로부터 도출되는 일반화된 에러 측정이다.
여기에서
Figure 112005025974804-pct00020
는 m 및 p의 함수로서 표현된 수신 신호의 추정이며, 즉 e(p, m)은 트레이닝 시퀀스 t상의 추정된 송신채널
Figure 112005025974804-pct00021
에 의하여 유도된 잡음 전력의 측정이다. 실제 실시에서는, 에러 함수 e(p, m)의 상기 정의에서의 제곱근은 생략될 수 있으며, 즉 에러의 제곱이 대신 이용될 수 있다는 점을 주목한다.
최적화를 위한 에러 함수로서 잡음 전력이 직접 이용되면, 채널 윈도우 사이즈 m은 필요 이상으로 커지기 쉽다. 이것은 더 큰 필터의 추가적인 파라미터들이 스스로를 잡음의 특정한 실현의 특별한 특성에 맞게 조정할 수 있기 때문이다(즉, 상기 현상은 때로는 오버피팅(overfitting)으로 지칭됨). 이를 회피하기 위하여, MDL(Minimum Description Length Principle)(예를 들면, R. Johansson, "System Modeling and Identification", Prentice Hall, 1993 참조)에 따라 페널티 인자 αm이 도입된다. 페널티 인자는 큰 등화기 스팬 m에 페널티를 주어, 오버피팅의 효과를 억제한다. 바람직한 일 실시예에서, 인자 α는 트레이닝 시퀀스의 길이 n에 의하여 결정된다(α=n1/n). 따라서, 16 심볼 트레이닝 시퀀스의 예에서 α=1.189이다. 그러나, 큰 윈도우 스팬들에 페널티를 부과하는 대안적인 다른 함수들이 이용될 수 있음을 주목한다.
식 (1)의 최적화는 p 및 m 모두에 대하여 수행되며, 여기에서 m은, 각각, 후술되는 바와 같이 상한 및 하한 mu 및 ml 사이의 간격에서 변화된다.
여전히 도 6을 참조하면, 최적화 루프는 다음의 단계들을 포함한다:
단계 602: 식 (1)에서 나타낸 간격들 내에서 한 쌍의 값들(p, m)을 선택한다.
단계 603: 기억된 트레이닝 시퀀스 t(608)에 기초하여 p 및 m의 선택된 값들에 대하여 송신채널
Figure 112005025974804-pct00022
을 추정한다. 가정의 동기 위치 p 및 등화기 윈도우 사이즈 m에 대하여, 조인트 동기 및 등화기 윈도우 사이징을 위한 LSE 접근이 이용되는 경우, 채널 추정은 h = Φ-1 t * r=(1/16)t * r 로서 계산될 수 있다.
일정한 인자를 제외하고는, 명백한 콘벌루션 형태
Figure 112005025974804-pct00023
(4)
로 표현될 수도 있다.
이것은 FIR-스타일 계산으로서 간주될 수 있다. k+1을 갖는 다음 탭의 경우, 회귀 관계(recurrent relation)가 설정될 수 있다:
Figure 112005025974804-pct00024
(5)
IIR-스타일 계산에서 이 2차원(동기-포인트 탭-위치) 순환 관계를 이용함으로써, 오직 4개의 실수 MAC 동작들만 이용하여 새로운 탭이 계산될 수 있다(트레이닝 시퀀스들은 실수이므로).
단계 604: 일반화된 에러
Figure 112005025974804-pct00025
2(p, m)를 계산한다. 16 심볼 GSM 트레이닝 시퀀스들 및 M<8의 경우, 일반화된 에러
Figure 112005025974804-pct00026
2(p, m)는
Figure 112005025974804-pct00027
과 같이 표현될 수 있음이 주목된다.
따라서, 이 경우에, 에러 측정
Figure 112005025974804-pct00028
2(p, m)는 추정된 채널 탭의 스케일된 전력
Figure 112005025974804-pct00029
와 수신된 신호 전력
Figure 112005025974804-pct00030
의 차이로서 , 즉 실제 잡음을 계산할 필요없이 효율적으로 계산될 수 있다. 표현식
Figure 112005025974804-pct00031
은 부정확한 동기 위치들에서는 음수가 될 수 있으므로, 제한
Figure 112005025974804-pct00032
2>0이 명백히 강행되어야 함을 주목한다. 따라서,
Figure 112005025974804-pct00033
경우에 상기 제약이 충족되지 않으므로, 추가적인 계산은 필요하지 않으며 가정의 동기 위치는 즉시 거절된다.
단계 605: 적절한 최소값이 발견될 때까지 상기 단계들을 반복한다. 일 실시예에서, 상기 간격들 내의 모든 가능한 쌍들(p, m)에 대하여 에러가 계산되며, 모든 계산된 값들의 최소값은 값들의 최적의 세트 (p, m)opt로서 결정된다.
값들의 최적의 세트 (p, m)opt 가 결정되는 경우, 단계 606에서는 후속하는 버스트의 스팬 최적화를 위한 간극(즉, 상한 및 하한 mu 및 ml)이 결정되고 후속하는 최적화에 이용하기 위하여 기억된다(607). 본 실시예에 따르면, 각각의 버스트에서 업데이트되는 하나의 상태 ms를 갖는 단순 AR(auto regressive) 필터의 이용에 의하여 적응성 간극이 달성된다:
ms(t) = aㆍms(t-1) + bㆍm(t),
여기서 m(t)는 상기 최적화에 의하여 결정된 현재의 등화기 스팬이다. 따라서, 상태 ms(t)는 이전에 결정된 등화기 스팬들의 가중평균(weighted mean)에 대응하며, 여기서 가장 최근의 버스트들에 대하여 결정된 스팬들이 가장 강하게 가중된다. 적절한 초기치(예를 들면, ms(t=1) = m(t=1) = (mmin + mmax)/2)가 가정된다. 파라미터 a 및 b에 의하여 상대적 가중치들이 결정된다. 바람직하게는 a 및 b는 구간[0, 1]에서, 바람직하게는 a>b, 예를 들면 a∈[0.8, 0.9] 및 b∈[0.1, 0.2] 가 되도록 선택되는데, 예를 들면 a=0.875 및 b=0.125이다. a의 값이 더 클 수록 가장 최근의 변화들의 상대적인 영향을 감소시키며 그 역도 성립하는데, 즉 바람직하게는 파라미터 a 및 b는 지연확산에서의 변동의 시간 스케일에 따라서 선택된다.
따라서 등화기 스팬 최적화의 간극은 다음과 같이 결정된다:
ml = round(ms(t-1)) - A, ml≥mmin
mu = round(ms(t-1)) + B, mmax≥mu,
즉, ml 및 mu는, 각각, ms 주위의 일 간격의 하한 및 상한이다. 상수 A 및 B는 간극의 폭을 결정한다. 예를 들면, A=B=1은 2-3 탭 넓이의 간극을 산출한다.
일정한 상한 및 하한 mmax 및 mmin은 ml 및 mu가 원하는 한계 내에 있는 것(예를 들면, TU(typical urban)에 대응하는 mmin=4, 및 HT(hilly terrain)에 대응하는 mmax=8)을 확실하게 한다.
본 실시예는 정확한 채널 지연 확산(channel delay spread)에 대하여 가정이 이루어질 필요가 없어서, 동기 및 후속하는 등화(equalization)의 성능을 개선하는 장점을 갖는다.
동기 방법에 의하여 제공되는 채널 추정은 DC 오프셋에 대하여 강인하여, DC 오프셋 추정에 대한 양호한 입력을 제공하는 것이 본 실시예의 또 다른 장점이다.
EDGE 수신기와 관련하여, 간섭을 억제하고, 그 결과, 협소 수신기 필터(narrow receiver filter)의 필요성을 회피하기 위하여 수신기 필터를 잡음 화이트닝(noise whitening) 필터와 결합하는 것이 바람직하다.
본 발명은 주로 GSM/EDGE 트레이닝 심볼들과 관련하여 기술되었다. 그러나, 본 발명은 GSM/EDGE에만 한정되는 것은 아니며, 버스트 동기를 위하여 적절한 트레이닝 시퀀스들을 이용하는 다른 통신 스킴들의 신호 버스트에 적용될 수 있다.

Claims (14)

  1. 통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호 내의 DC 오프셋을 결정하는 방법으로서, 상기 통신 신호는 트레이닝 심볼들의 시퀀스를 포함하며; 상기 방법은
    트레이닝 심볼들의 상기 시퀀스에 기초하여 상기 통신 채널의 채널 추정을 제공하는 단계;
    상기 채널 추정에 기초하여, 상기 통신 채널에 의하여 유도된 잡음 기여의 추정을 결정하는 단계; 및
    상기 결정된 잡음 기여의 추정으로부터 DC 오프셋의 추정을 결정하는 단계를 포함하고,
    상기 결정된 잡음 기여의 추정으로부터 DC 오프셋의 추정을 결정하는 단계는 상기 결정된 잡음 기여의 추정을 나타내는 추정된 잡음 벡터와 회전 트렌드 벡터의 내적으로서 상기 DC 오프셋의 크기를 계산하는 것에 기초하여 상기 DC 오프셋의 추정을 결정하는 단계를 포함하는,
    통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호 내의 DC 오프셋을 결정하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 잡음 기여의 추정을 결정하는 단계는 상기 결정된 채널 추정에 기초하여 다수의 수신된 트레이닝 심볼들 및 대응하는 예측 트레이닝 심볼들 사이의 차이로부터 잡음 기여의 추정을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 채널 추정을 제공하는 단계는 잠재적 DC 오프셋을 특징이 없는 간섭 기여로서 처리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 삭제
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 채널 추정을 제공하는 단계는 상기 통신 신호의 수신된 신호 버스트에 관한 트레이닝 심볼들의 시퀀스의 원하는 동기 위치 및 채널 추정 기반의 등화기의 등화기 윈도우의 원하는 사이즈를 동시에 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 방법은 상기 등화기 윈도우의 사이즈 및 동기 위치의 함수로서 상기 통신 채널의 다수의 채널 추정들을 결정하는 단계; 상기 등화기 윈도우의 사이즈 및 동기 위치의 다수의 선택된 값들에 대하여 결정된 추정들 및 상기 수신된 신호 버스트에 기초하여 에러 측정을 계산함으로써 등화기 윈도우의 원하는 사이즈 및 원하는 동기 위치를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 등화기 윈도우의 사이즈 및 동기 위치의 다수의 선택된 값들에 대하여 결정된 추정들 및 상기 수신된 신호 버스트에 기초하여 에러 측정을 계산함으로써 상기 등화기 윈도우의 원하는 사이즈 및 원하는 동기 위치를 결 정하는 단계는 소정의 상한과 하한 사이의 상기 등화기 윈도우의 사이즈의 값들을 선택하는 단계를 포함하며, 상기 방법은 적어도 이전에 수신된 신호 버스트에 대하여 상기 결정된 등화기 윈도우의 원하는 사이즈에 기초하여 상기 상한 및 하한을 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 방법은 수신된 신호 버스트를 통하여 상기 수신된 통신 신호를 애버리징하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 통신 신호는 GSM 명세에 따르는 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 통신 신호는 EDGE 명세에 따르는 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호 내의 DC 오프셋을 보상하는 방법으로서, 상기 통신 신호는 트레이닝 심볼들의 시퀀스를 포함하며; 상기 방법은
    제1항 또는 제2항의 방법에 따라 상기 통신 신호 내의 DC 오프셋을 결정하는 단계; 및
    상기 통신 신호를 조작하여 상기 결정된 DC 오프셋을 보상하는 단계를 포함하는, 통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호 내의 DC 오프셋을 보상하는 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 방법은
    상기 조작된 통신 신호에 기초하여 통신 채널의 채널 추정을 결정하는 단계;
    상기 결정된 채널 추정에 기초하여 등화기 내에서 상기 조작된 통신 신호를 필터링하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호 내의 DC 오프셋을 결정하는 장치로서, 상기 통신 신호는 트레이닝 심볼들의 시퀀스를 포함하며; 상기 장치는,
    트레이닝 심볼들의 상기 시퀀스에 기초하여 상기 통신 채널의 채널 추정을 제공하는 프로세싱 수단;
    상기 채널 추정에 기초하여, 상기 통신 채널에 의해 유도된 잡음 기여의 추정을 결정하는 프로세싱 수단; 및
    상기 결정된 잡음 기여의 추정으로부터 DC 오프셋의 추정을 결정하는 프로세싱 수단을 포함하고,
    상기 결정된 잡음 기여의 추정으로부터 DC 오프셋의 추정을 결정하는 프로세싱 수단은 상기 결정된 잡음 기여의 추정을 나타내는 추정된 잡음 벡터와 회전 트렌드 벡터의 내적으로서 상기 DC 오프셋의 크기를 계산하는 것에 기초하여 상기 DC 오프셋의 추정을 결정하는 수단을 포함하는,
    통신채널을 통하여 수신된 통신신호 내의 DC 오프셋을 결정하는 장치.
  14. 송신 채널을 통하여 통신 신호를 수신하는 수신기로서, 상기 수신기는 통신 신호를 수신하는 수단 및 제13항에 따른 통신 신호 내의 DC 오프셋을 결정하는 장치를 포함하는, 송신채널을 통하여 통신신호를 수신하는 수신기.
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