WO2019017145A1 - 光マイクロ波伝送装置及び周波数変換装置並びに位相制御装置 - Google Patents

光マイクロ波伝送装置及び周波数変換装置並びに位相制御装置 Download PDF

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WO2019017145A1
WO2019017145A1 PCT/JP2018/023671 JP2018023671W WO2019017145A1 WO 2019017145 A1 WO2019017145 A1 WO 2019017145A1 JP 2018023671 W JP2018023671 W JP 2018023671W WO 2019017145 A1 WO2019017145 A1 WO 2019017145A1
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signal
frequency
optical
transmission
light source
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Application number
PCT/JP2018/023671
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English (en)
French (fr)
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彰裕 藤江
英介 原口
俊行 安藤
隼也 西岡
仁深 尾野
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/25—Arrangements specific to fibre transmission
    • H04B10/2575—Radio-over-fibre, e.g. radio frequency signal modulated onto an optical carrier

Definitions

  • the present invention relates to an optical microwave transmission device used for high frequency signal communication, a frequency conversion device using the optical microwave transmission device, and a phase control device.
  • a frequency converter In the generation of a high frequency signal such as a millimeter wave band or a sub-terahertz band, a frequency converter is required to multiply and convert a signal from a low frequency signal source to generate a high frequency signal.
  • a conventional frequency converter two optical signals having different frequencies f 1 and f 2 are multiplexed by a WDM coupler and photoelectrically converted by a photo mixer to generate a difference beat signal f 1 -f 2 And frequency conversion are realized (see, for example, Patent Document 1).
  • the conventional frequency conversion device has a problem of high cost, for example, two transmission light sources are required to generate modulated signals having different frequencies. Also, in consideration of actual use, it is necessary to separately add a phase synchronization circuit such as PLL (Phase Locked Loop) in order to synchronize the output phases of the two transmission light sources. And the cost is high.
  • PLL Phase Locked Loop
  • the present invention has been made to solve such a problem, and it is possible to miniaturize the apparatus and reduce the number of parts, and to reduce the cost, and to provide an optical microwave transmission apparatus, a frequency conversion apparatus and a phase control apparatus.
  • the purpose is to get.
  • An optical microwave transmission device comprises: a transmission signal source for generating an RF transmission signal to be transmitted; and a clock for outputting an RF clock signal having a frequency different from that of the RF transmission signal and higher in level than the RF transmission signal.
  • a signal source and a digital communication light source for converting a signal obtained by multiplexing an RF transmission signal and an RF clock signal into an optical signal are provided.
  • the optical microwave transmission device comprises a transmission signal source generating an RF transmission signal, and a clock signal source generating an RF clock signal having a large level at a frequency different from that of the RF transmission signal, and these RF transmission signals And an RF clock signal are converted into an optical signal by a light source for digital communication.
  • the apparatus can be miniaturized and the number of parts can be reduced, and the cost can be reduced.
  • FIG. 3A is an explanatory view showing a spectrum without an RF clock signal
  • FIG. 3B is an explanatory view showing a spectrum with an RF clock signal
  • FIGS. 4A to 4D are explanatory diagrams showing the spectrum of each part in the frequency converter according to the first embodiment of the present invention.
  • 6A to 6F are explanatory diagrams showing the spectrum of each part in the frequency converter of the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 It is a block diagram which shows the frequency converter of Embodiment 3 of this invention.
  • 8A to 8I are explanatory diagrams showing the spectrum of each part in the frequency converter of the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram of a frequency converter according to the present embodiment.
  • the frequency converter according to the present embodiment includes a transmission signal source 101, a clock signal source 102, an output control circuit 103, a coupler 104, a digital communication light source 105, an optical fiber 106, a photodiode 107, and a filter 108.
  • the transmission signal source 101 is a signal source that generates an RF transmission signal to be transmitted.
  • the clock signal source 102 is a signal source that generates an RF clock signal having a frequency different from that of the RF transmission signal and higher than that of the RF transmission signal.
  • the output control circuit 103 is a control circuit for controlling the level of the RF clock signal output from the clock signal source 102.
  • the coupler 104 is a coupler that combines the RF transmission signal from the transmission signal source 101 and the RF clock signal from the clock signal source 102.
  • the digital communication light source 105 is a device that acquires an electrical signal from the coupler 104, converts the signal into an optical signal, and outputs the optical signal.
  • the digital communication light source 105 includes a limiter amplifier 105a and an E / O converter 105b.
  • the limiter amplifier 105a is an amplifier that controls the gain according to the input level and holds the output level at a constant value.
  • the E / O conversion unit 105 b is a conversion unit that converts an electrical signal into an optical signal.
  • a small-form-factor-pluggable-plus (SFP) transmission unit is used as the digital communication light source 105.
  • the transmission signal source 101 to the digital communication light source 105 constitute an optical microwave transmission device which is a configuration on the transmission side of the frequency conversion device.
  • the optical fiber 106 constitutes an optical transmission path for connecting the digital communication light source 105 and the photodiode 107.
  • the photodiode 107 is a conversion element that converts an optical signal into an electrical signal.
  • the filter 108 is a filter for extracting a signal of a set frequency.
  • RF in this embodiment in addition to the RF transmission signal of a frequency f DATA, the frequency f .alpha.x different from the frequency f DATA
  • This RF transmission signal having a higher level of the RF transmit signal level It is characterized in that a clock signal is multitone input to the light source 105 for digital communication.
  • FIG. 2 shows the configuration when only the RF transmission signal is input to the digital communication light source 105. That is, the illustrated configuration is a configuration in which the clock signal source 102 to the coupler 104 are removed from the configuration of FIG. Under this configuration, the RF output signal level from the photodiode 107 becomes a constant value regardless of the input level of the transmission signal due to the effect of the limiter amplifier 105a in the digital communication light source 105, as shown in FIG. 3A. Amplitude information can not be included. That is, analog signal transmission becomes impossible.
  • an RF transmission signal of -10 dBm is shown by a dotted line
  • an RF transmission signal of -20 dBm is shown by a solid line, but they are almost overlapped.
  • 3A and 3B show the output spectrum of the RF transmission signal at 1 GHz.
  • the amplifier gain of the limiter amplifier 105a is fixed according to the input level of the RF clock signal.
  • the RF output signal level from the photodiode 107 fluctuates according to the RF transmission signal level, and includes amplitude information and phase information of the RF transmission signal. And can transmit analog signals.
  • the dotted line indicates an RF transmission signal of -10 dBm
  • the solid line indicates an RF transmission signal of -20 dBm. As shown, the signal strength changes by 10 dB.
  • the limiter amplifier keeps the output level constant regardless of the input level to the amplifier. This is because the limiter amplifier varies the amplifier gain according to the input level to the amplifier.
  • an RF clock signal is multi-tone input to the digital communication light source 105 separately from the RF transmission signal.
  • the limiter amplifier 105a in the digital communication light source 105 fixes the amplifier gain in accordance with the input level of the signal having the higher input level among the RF transmission signal or the RF clock signal.
  • an RF signal satisfying the condition of input level of RF clock signal> input signal level of RF transmission signal is input to the light source 105 for digital communication (amplifier gain determined from input level of RF clock signal) ⁇ (RF transmission)
  • the signal of the input level of the signal is output from the limiter amplifier 105a.
  • the transmission signal is transmitted as a sine wave and the clock signal is transmitted as a rectangular wave. Therefore, as shown in FIG. Sum component (2n + 1) ⁇ f ⁇ x + f DATA and frequency component (2n + 1) ⁇ f ⁇ x -f DATA of the frequency component f DATA of the transmission signal and the frequency component (2n + 1) ⁇ f ⁇ x of odd frequency multiple of the RF clock signal Do.
  • n is any integer. Therefore, by appropriately setting the frequency f ⁇ x of the RF clock signal, the signal from the low frequency signal source can be multiplied and converted to generate a high frequency signal without using the mixing means conventionally required. It becomes possible.
  • the transmission signal source 101 outputs a transmission signal of frequency f DATA as an RF transmission signal.
  • the clock signal source 102 also outputs a clock signal of frequency f ⁇ x as an RF clock signal.
  • f ⁇ x ⁇ f DATA .
  • (2n + 1) ⁇ f ⁇ x ⁇ f DATA ⁇ f DATA is set so that the difference beat frequency between the RF transmission signal and the harmonic of the RF clock signal does not coincide with the transmission signal frequency.
  • the output level P ⁇ x of the RF clock signal is larger than the output level P DATA of the RF transmission signal (P ⁇ x > P DATA ).
  • the coupler 104 combines the RF transmission signal and the RF clock signal.
  • the output spectrum of coupler 104 is shown in FIG. 4A.
  • the digital communication light source 105 converts the RF transmission signal and the RF clock signal into an optical signal.
  • the output spectrum of the digital communication light source 105 is shown in FIG. 4B.
  • f c is an optical carrier frequency of the light source 105 for digital communication.
  • the light modulation signal is an OOK modulation signal, it is also possible to transmit a phase shift keying signal such as a QPSK signal or a BPSK signal.
  • the photodiode 107 converts the optical transmission signal and the optical clock signal into electrical signals.
  • the output spectrum of the photodiode 107 is shown in FIG. 4C.
  • Frequency f DATA of RF transmission signal, odd multiple component of RF clock signal (2n + 1) ⁇ f ⁇ x , Sum frequency and difference frequency component of frequency of RF transmission signal and frequency of RF clock signal (2 n + 1) ⁇ f ⁇ x ⁇ f DATA ( n is an integer) signal is generated.
  • the filter 108 band-limits and takes out only a desired signal frequency from the output signal frequency f DATA of the photodiode 107, (2 n + 1) ⁇ f ⁇ x , (2 n + 1) ⁇ f ⁇ x ⁇ f DATA (n is an integer).
  • various filters such as a band pass filter, a high pass filter, and a low pass filter may be used as long as they are designed to block frequency components other than the desired frequency.
  • the output spectrum of filter 108 is shown in FIG. 4D.
  • the dashed line in FIG. 4D indicates the band of the filter 108.
  • two transmission light sources are required to obtain optical signals of two frequencies in the conventional configuration by multitone input of the transmission signal and the clock signal. It can be reduced to one, contributing to a reduction in the number of parts.
  • a phase synchronization circuit such as a PLL (Phase Locked Loop) or the like for synchronizing the output phases of the two transmission light sources becomes unnecessary, and the configuration can be simplified.
  • the multitone input of the transmission signal and the clock signal to the light source for digital communication makes it possible to apply the compact and integrated light source for digital communication to an analog RoF (Radio on / over Fiber) circuit. As a result, it can contribute to the reduction of the number of parts and the miniaturization of the device.
  • RoF Radio on / over Fiber
  • the RF clock signal from the clock signal source 102 has been described as a rectangular wave, it is not limited to this and may be, for example, a sine wave. That is, as described above, the limiter amplifier 105a has the effect of distorting the waveform so as to keep the output level constant regardless of the input level. Is output as a square wave. Even in the case of a sine wave input, as shown in FIG. 4B, frequency components of (2n + 1) ⁇ f ⁇ x ⁇ f DATA can be generated when O / E conversion is performed by the photodiode 107.
  • the transmission signal source for generating the RF transmission signal to be transmitted has a frequency different from that of the RF transmission signal, and the level is higher than that of the RF transmission signal.
  • a clock signal source for outputting a large RF clock signal and a digital communication light source for converting a signal obtained by multiplexing an RF transmission signal and an RF clock signal into an optical signal, thereby reducing the number of parts as a transmission light source The structure can be simplified and the cost can be reduced.
  • the light source for digital communication is converted into an optical signal including the signal of the frequency of the RF transmission signal and the signal of the odd multiple of the frequency of the RF clock signal.
  • the optical communication apparatus includes an output control circuit that controls the level of the RF clock signal output from the clock signal source, and the digital communication light source has a gain according to the input signal. Since the limiter amplifier for changing V.sub.2 is provided, it is possible to apply the light source for digital communication to the analog RoF circuit.
  • the optical microwave transmission device of the first embodiment is used to acquire the optical signal sent from the light source for optical digital communication, and the frequency of the RF transmission signal and the RF clock Since the photodiode is converted into an electric signal of the sum frequency and the difference frequency with the odd multiples of the frequency of the signal, and the filter for extracting the electric signal of the set frequency from the electric signal converted by the photodiode
  • the configuration can be simplified and the cost can be reduced.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a frequency converter according to a second embodiment.
  • the frequency conversion apparatus of the second embodiment is such that the path on the receiving side is branched.
  • the configuration of the optical microwave transmission apparatus that is, the configurations of the transmission signal source 101 to the digital communication light source 105, and the optical fiber 106 are the same as in the first embodiment shown in FIG.
  • the same reference numerals are given and the description thereof is omitted.
  • the configuration on the receiving side in the second embodiment includes an optical amplifier 201, an optical splitter 202, a first photodiode 203a, a second photodiode 203b, a first filter 204a, a second filter 204b, and an RF mixer 205.
  • the optical amplifier 201 is an amplifier that amplifies an optical signal on the receiving side.
  • the optical distributor 202 is a distributor for branching an output signal from the optical amplifier 201 into two systems of a first reception path and a second reception path.
  • the first reception path is a path consisting of a first photodiode 203a and a first filter 204a
  • the second reception path consists of a second photodiode 203b and a second filter 204b. It is a route.
  • the first photodiode 203a of the first reception path is a harmonic (2n 1 +1) ⁇ f of the frequency f DATA of the RF transmission signal and an odd multiple of the frequency of the RF clock signal from the optical signal from the optical splitter 202.
  • the first filter 204a converts the sum frequency with ⁇ x and the difference frequency (2n 1 +1) ⁇ f ⁇ x ⁇ f DATA into an electric signal, and the first filter 204a generates the set frequency (here, (2n 1 +1) ⁇ f ⁇ x ⁇ f Filter) to extract the signal of DATA ) as an electrical signal of the first frequency.
  • the second photodiode 203b of the second reception path is a harmonic (2n 2) different from the frequency of the first photodiode 203a at the frequency f DATA of the RF transmission signal and an odd multiple of the frequency of the RF clock signal.
  • the second filter 204b is set frequency (in this case (2n 2 +1) ⁇ the signal f ⁇ x + f DATA) is a filter for extracting an electric signal of a second frequency.
  • the RF mixer 205 has a difference frequency (here, 2 (n 2) between the electrical signal of the first frequency output from the first filter 204 a and the electrical signal of the second frequency output from the second filter 204 b. It is a mixer which takes out -n 1 ) ⁇ f ⁇ x + 2f DATA ).
  • the operation of the optical microwave transmission apparatus including the transmission signal source 101 to the digital communication light source 105 is the same as the operation of the optical microwave transmission apparatus of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted here.
  • the output spectrum of the coupler 104 is shown in FIG. 6A
  • the output spectrum of the digital communication light source 105 is shown in FIG. 6B.
  • f c is an optical carrier frequency of the light source 105 for digital communication.
  • the relationship between the RF transmission signal and the RF clock signal is as follows.
  • f .alpha.x a ⁇ f DATA also, as the difference beat frequency of an odd multiple harmonics of the RF transmission signal and the RF clock signal does not match the frequency of the RF transmission signal, (2n 1 +1) ⁇ f ⁇ x -f Let DATA ⁇ f DATA . Further, the output level P ⁇ x of the RF clock signal is made larger than the output level P DATA of the RF transmission signal (P ⁇ x > P DATA ).
  • the light modulation signal is an OOK modulation signal, it is also possible to transmit a phase shift keying signal such as a QPSK signal or a BPSK signal.
  • the optical amplifier 201 amplifies the intensity of the transmission optical signal output from the digital communication light source 105 and received through the optical fiber 106. That is, the loss due to the branching of the reception system is compensated by the optical amplifier 201.
  • the optical splitter 202 branches the reception system into two systems of a first reception path and a second reception path. Although in the present embodiment two reception systems are branched, the number of systems may be increased. In that case, add photodiodes and filters corresponding to the number of systems.
  • the first photodiode 203a and the second photodiode 203b convert the branched light signal into an electrical signal.
  • the output spectra of the first photodiode 203a and the second photodiode 203b are shown in FIG. 6C.
  • RF transmit signal frequency f DATA RF clock signal frequency (2 n 1 +1) ⁇ f ⁇ x and (2 n 2 +1) x f ⁇ x, sum frequency and difference frequency components of RF transmit signal frequency and RF clock signal frequency
  • a signal of (2n 1 +1) ⁇ f ⁇ x ⁇ f DATA , (2n 2 +1) ⁇ f ⁇ x ⁇ f DATA (n is an integer) is generated.
  • n 1 ⁇ n 2 here.
  • the first filter 204a and the second filter 204b perform band limitation, and only the desired signal frequency is extracted from the output signal frequency of the first photodiode 203a and the second photodiode 203b.
  • any filter such as a band pass filter, a high pass filter, and a low pass filter may be used if it is a design that blocks frequency components other than a desired frequency. It is also good.
  • the output spectrum of the first filter 204a is shown in FIG. 6D and the output spectrum of the second filter 204b is shown in FIG. 6E.
  • the broken line in FIG. 6D indicates the band of the first filter 204a
  • the broken line in FIG. 6E indicates the band of the second filter 204b.
  • the RF mixer 205 outputs a signal of the difference frequency of the output signal frequency of the first filter 204a and the second filter 204b.
  • the output spectrum of the RF mixer 205 is shown in FIG. 6F.
  • Signal frequency (2n 2 -2n 1) f ⁇ x + 2f DATA is outputted.
  • the frequency converter in the second embodiment can not be converted in the first embodiment by appropriately setting the specification bands of the first filter 204a and the second filter 204b in comparison with the frequency converter in the first embodiment. It is possible to convert the even frequency multiple of the frequency f ⁇ x of the RF clock signal and the sum frequency of the frequency f DATA of the RF transmission signal. As a result, the convertible frequency range can be expanded.
  • the transmission signal source for generating the RF transmission signal to be transmitted has a frequency different from that of the RF transmission signal, and the level is larger than that of the RF transmission signal.
  • a clock signal source that outputs an RF clock signal, a signal for the frequency of the RF transmission signal, and a light source for digital communication that converts a signal having a frequency that is an odd multiple of the frequency of the RF clock signal into an optical signal
  • the optical distribution system includes an optical splitter that branches a transmission path of the transmitted optical signal into a first reception path and a second reception path, and the first reception path acquires the optical signal transmitted from the digital communication light source.
  • a first photodiode for converting an electric signal of a sum frequency and a difference frequency of a frequency of an RF transmission signal and a harmonic of an odd multiple of the frequency of the RF clock signal; And a first filter for extracting an electric signal of a first frequency set from the electric signal converted at step b.
  • the second reception path acquires an optical signal sent from the light source for digital communication, and RF transmission
  • a second photodiode that converts an electrical signal of a sum frequency and a difference frequency of a frequency of the signal and an odd multiple of the frequency of the RF clock signal and a harmonic different from the frequency of the first photodiode; Since the second filter configured to extract the electric signal of the second frequency set from the electric signal converted by the diode is added, in addition to the effect of the first embodiment, conversion to two different frequencies is simultaneously performed. It has the effect of being possible.
  • the mixer for extracting the electric signal of the difference frequency between the electric signal of the first frequency and the electric signal of the second frequency since the mixer for extracting the electric signal of the difference frequency between the electric signal of the first frequency and the electric signal of the second frequency is provided, a convertible frequency range can be obtained. It can be expanded.
  • the output control circuit for controlling the level of the RF clock signal output from the clock signal source is provided, and the digital communication light source changes its gain according to the input signal. Since the limiter amplifier is provided, it is possible to apply the digital communication light source to the analog RoF circuit.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a frequency converter according to the third embodiment.
  • the frequency converter according to the third embodiment is provided with a second RF clock signal source in addition to the first RF clock signal source so as to expand the frequency convertible range.
  • the frequency converter includes a transmission signal source 101, a first clock signal source 102, an output control circuit 103, a coupler 104, a first digital communication light source 105, an optical fiber 106, and a second clock signal source 301.
  • Second digital communication light source 302, WDM (Wavelength Division Multiplex) coupler 303, optical amplifier 304, WDM coupler 305, first photodiode 306a, second photodiode 306b, first filter A second filter 307 b and an RF mixer 308 are provided.
  • the transmission signal source 101, the output control circuit 103, the coupler 104, and the optical fiber 106 are the same as those in the first and second embodiments, and thus the description thereof is omitted here.
  • the first clock signal source 102 has the same configuration as the clock signal source 102 in the first and second embodiments, and the first digital communication light source 105 corresponds to the digital communication light source 105 in the first and second embodiments. It is the same composition.
  • the second clock signal source 301 generates a second RF clock signal having a frequency different from that of the RF transmission signal output from the transmission signal source 101 and the first RF clock signal output from the first clock signal source 102. It is a signal source to output.
  • the second digital communication light source 302 is a device for converting an electrical signal output from the second clock signal source 301 into an optical signal, and includes a limiter amplifier 302a and E / O conversion. And a unit 302 b.
  • the WDM coupler 303 is an optical multiplexer for wavelength-multiplexing the optical signal output from the first digital communication light source 105 and the optical signal output from the second digital communication light source 302.
  • the optical amplifier 304 is an amplifier that amplifies an optical signal on the receiving side.
  • the WDM coupler 305 is an optical distributor that acquires the optical signal amplified by the optical amplifier 304 and distributes the optical signal to the first photodiode 306 a and the second photodiode 306 b.
  • the first photodiode 306 a and the first filter 307 a convert the electric signal into a sum frequency or a difference frequency of the frequency of the RF transmission signal and the harmonic of the odd multiple of the frequency of the first RF clock signal. It constitutes a received signal converter. That is, the first photodiode 306a is the sum frequency (2n 1 +1) of the frequency f DATA of the RF transmission signal and the harmonic (2n 1 +1) ⁇ f ⁇ x_1 of odd multiples of the frequency f ⁇ x_1 of the first RF clock signal.
  • the first filter 307a outputs a signal of the set frequency band as an electrical signal of the first frequency.
  • the second photodiode 306 b and the second filter 307 b constitute a second received signal converter that converts the second RF signal into an electrical signal that is a harmonic of an odd multiple of the frequency of the second RF clock signal.
  • the second photodiode 306 b converts the second RF clock signal into an electric signal of (2 n 2 +1) ⁇ f ⁇ x_2 (n is an integer), which is an odd harmonic of the frequency f ⁇ x_2 of the second RF clock signal.
  • the filter 307 b outputs a signal of the set frequency band as an electrical signal of the second frequency.
  • the RF mixer 308 generates an electrical signal of a difference frequency between the electrical signal of the first frequency output from the first filter 307 a and the electrical signal of the second frequency output from the second filter 307 b at a third frequency. It is a mixer to generate as an electrical signal of
  • the operations of the transmission signal source 101, the first clock signal source 102, the output control circuit 103, the coupler 104, and the first digital communication light source 105 are the same as in the first embodiment, and thus the description thereof is omitted. Do.
  • the output spectrum of coupler 104 is shown in FIG. 8A. Also in the third embodiment, the relationship between the RF transmission signal and the RF clock signal is as follows.
  • f ⁇ x_1 ⁇ f DATA also, transmission signal frequency f DATA and the first odd-number multiple of the harmonic of the clock signal from the clock signal source 102 (2n 1 +1) difference beat frequency ⁇ f ⁇ x_1 transmission signal
  • (2n 1 +1) ⁇ f ⁇ x — 1 ⁇ f DATA ⁇ f DATA In order not to match the frequency, (2n 1 +1) ⁇ f ⁇ x — 1 ⁇ f DATA ⁇ f DATA .
  • the output level P ⁇ x_1 of the clock signal is made larger than the output level P DATA of the transmission signal (P ⁇ x > P DATA ).
  • the light modulation signal is an OOK modulation signal, it is also possible to transmit a phase shift keying signal such as a QPSK signal or a BPSK signal.
  • the second clock signal source 301 outputs a clock signal of frequency f ⁇ x_2 . and f ⁇ x_1 ⁇ f ⁇ x_2.
  • the output spectrum of the second clock signal source 301 is shown in FIG. 8B.
  • the second digital communication light source 302 converts the clock signal from the second clock signal source 301 into a square wave digital light signal.
  • the light modulation signal is an OOK modulation signal, it is also possible to transmit a phase shift keying signal such as a QPSK signal or a BPSK signal.
  • the WDM coupler 303 multiplexes the respective outgoing lights from the first digital communication light source 105 and the second digital communication light source 302, and sends out the light to the receiving side via the optical fiber 106.
  • the optical amplifier 304 on the receiving side amplifies the intensity of the transmission optical signal received through the optical fiber 106.
  • the loss due to the branching of the reception system is compensated by the optical amplifier 304.
  • the WDM coupler 305 branches the reception system into two systems of a first reception signal converter and a second reception signal converter.
  • a signal carried at an optical carrier frequency fc1 of the first digital communication light source 105 is transmitted to a first reception signal conversion unit configured by the first photodiode 306a and the first filter 307a.
  • a signal carried at the optical carrier frequency fc2 of the second digital communication light source 302 is transmitted to the second reception signal conversion unit configured by the second photodiode 306 b and the second filter 307 b. .
  • FIGS. 8C and 8D The output spectrum of the WDM coupler 305 is shown in FIGS. 8C and 8D.
  • the first photodiode 306a in the first reception signal conversion unit converts the optical signal of the RF transmission signal and the RF clock signal into an electrical signal.
  • the output spectrum of the first photodiode 306a is shown in FIG. 8E.
  • a signal of f DATA (where n is an integer) is generated.
  • FIG. 8F shows an output spectrum of the second photodiode 306b in the second received signal conversion unit.
  • a signal of an odd multiple component (2n 2 +1) ⁇ f ⁇ x — 2 (n is an integer) of the frequency f ⁇ x — 2 of the RF clock signal from the second digital communication light source 302 is generated.
  • the first filter 307a and the second filter 307b of the first received signal conversion unit and the second received signal conversion unit perform band limitation, and take out only a desired signal frequency.
  • any filter capable of blocking frequency components other than a desired frequency may be used, using any one of a band pass filter, a high pass filter, and a low pass filter. It is also good.
  • the output spectrum of the first filter 307a is shown in FIG. 8G and the output spectrum of the second filter 307b is shown in FIG. 8H.
  • the broken line in FIG. 8G indicates the band of the first filter 307a
  • the broken line in FIG. 8H indicates the band of the second filter 307b.
  • the RF mixer 308 outputs the difference frequency of the output signal frequency of the first filter 307a and the second filter 307b.
  • the output spectrum of the RF mixer 308 is shown in FIG. 8I.
  • a signal of frequency (2n 1 +1) ⁇ f ⁇ x_1 + f DATA ⁇ (2n 2 +1) ⁇ f ⁇ x_2 is output.
  • the frequency converter in the third embodiment can not convert in the first embodiment by appropriately setting the clock signal frequency f ⁇ x — 2 from the second clock signal source 301 (2n 1 ⁇ 1 ) ⁇ f ⁇ x_1 + f DATA ⁇ (2n 1 +1) ⁇ f ⁇ x_1 + f DATA - (2n 2 +1) ⁇ f ⁇ x_2 ⁇ (2n 1 +1) can be converted to a frequency in the range of ⁇ f ⁇ x_1 + f DATA, convertible Frequency range can be expanded.
  • the transmission signal source for generating the RF transmission signal to be transmitted has a frequency different from that of the RF transmission signal, and the level is higher than that of the RF transmission signal.
  • a first clock signal source that outputs a first RF clock signal having a large value, a signal obtained by multiplexing the RF transmission signal and the first RF clock signal, and obtaining a signal of the frequency of the RF transmission signal, and
  • a second clock signal source for outputting a clock signal, a second digital communication light source for converting the second RF clock signal into an optical signal, an optical signal output from the first digital communication light source, Since an optical multiplexer which multiplexes the optical signals output from the second digital communication light source, it is possible to expand the frequency range
  • an output control circuit for controlling the level of the first RF clock signal output from the first clock signal source is provided, and also for the first digital communication. Since the light source includes the limiter amplifier that changes the gain according to the input signal, it is possible to apply the digital communication light source to the analog RoF circuit.
  • an optical splitter for branching the transmission path of the optical signal multiplexed by the optical multiplexer, and optical distribution Acquires the branched optical signal, and an electric signal of the sum frequency or the difference frequency of the frequency of the RF transmission signal and the harmonic of the odd multiple of the frequency of the first RF clock signal as the electric signal of the first frequency
  • the first received signal converting unit for converting and the optical signal distributed by the optical distributor are acquired, and the electric signal of the harmonic of the odd multiple of the frequency of the second RF clock signal is used as the electric signal of the second frequency
  • the second reception signal conversion unit for converting and the mixer for generating the electric signal of the difference frequency of the electric signal of the first frequency and the electric signal of the second frequency as the electric signal of the third frequency, To expand the frequency convertible range It can be.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a phase control device according to the fourth embodiment.
  • the phase control apparatus according to the fourth embodiment synchronizes the phase of a third RF signal generated from the first RF signal and the second RF signal with the first RF signal.
  • the phase control device includes a voltage-controlled oscillator (VCO) 401, a first demultiplexer 402, a transmission signal source 403, a reference signal source 404, a first mixer 405, and a phase synchronization circuit.
  • VCO voltage-controlled oscillator
  • 406 second splitter 407, second mixer 408, coupler 409, light source for digital communication 410, optical circulator 411, optical fiber 412, optical partial reflector 413, photodiode 414, first analog filter 415, A second analog filter 416, a third mixer 417, a frequency divider 418, a phase comparator 419, and a loop filter 420 are provided.
  • the VCO 401 is an oscillator that outputs a second RF signal as a clock signal source.
  • the first splitter 402 is a splitter that splits the clock signal output from the VCO 401.
  • the transmission signal source 403 is a signal source that outputs a first RF signal that is a transmission signal, and constitutes a first RF signal generation unit.
  • the reference signal source 404 is a reference signal source of a clock signal.
  • the first mixer 405 mixes the transmission signal output from the transmission signal source 403 and demultiplexed by the second demultiplexer 407 and the clock signal from the VCO 401 demultiplexed by the first demultiplexer 402. Mixer.
  • the phase synchronization circuit 406 is a circuit for synchronizing the phase of the transmission signal output from the transmission signal source 403 and the phase of the reference signal output from the reference signal source 404.
  • the second splitter 407 is a splitter that splits the transmission signal output from the transmission signal source 403.
  • the second mixer 408 is a mixer that mixes the transmission signal output from the transmission signal source 403 and demultiplexed by the second demultiplexer 407 with the reference signal output from the reference signal source 404.
  • the coupler 409 multiplexes the clock signal output from the VCO 401 and demultiplexed by the first demultiplexer 402 and the transmission signal output from the transmission signal source 403 and demultiplexed by the second demultiplexer 407. It is a multiplexer.
  • the digital communication light source 410 is a module integrated with transmission and reception, and converts an electrical signal and an optical signal.
  • the digital communication light source 410 includes limiter amplifiers 410a and 410d, an E / O converter 410b, and an O / E converter 410c.
  • the limiter amplifier 410a is a digital drive amplifier which controls the gain according to the input level and holds the output level at a constant value, as in the limiter amplifier 105a of the first to third embodiments.
  • the limiter amplifier 410d is an amplifier that performs the same operation as the limiter amplifier 410a on the electric signal output from the O / E conversion unit 410c.
  • the E / O conversion unit 410b is a circuit that converts an electrical signal into an optical signal, as with the E / O conversion unit 105b in the first to third embodiments.
  • the O / E conversion unit 410 c is a circuit that converts the optical signal from the optical circulator 411 into an electrical signal.
  • One example of the digital communication light source 410 is the use of a small-form-factor-pluggable-plus (SFP +) transmitter.
  • the digital communication light source 410 and the coupler 409 constitute a third RF signal generator.
  • the optical circulator 411 is a processing unit for separating the transmission path and the reception path of the optical signal, passes the optical signal from the E / O conversion unit 410b to the optical fiber 412, and O / E the optical signal from the optical fiber 412. Allowing the conversion unit 410c to pass.
  • the optical fiber 412 is an optical fiber similar to the optical fiber 106 of the first to third embodiments.
  • the optical partial reflector 413 reflects a part of the optical signal from the digital communication light source 410 transmitted through the optical fiber 412 toward the digital communication light source 410 and outputs the remaining optical signal to the photodiode 414. It is a reflector.
  • the photodiode 414 is an O / E converter that converts an optical signal into an electrical signal.
  • the first analog filter 415 is a filter for extracting only a signal of a desired RF signal frequency out of the electric signal output from the photodiode 414, and is formed of, for example, a band pass filter.
  • the second analog filter 416 is a filter for extracting only a desired RF signal frequency from the RF signal returned to the transmitting side, and is formed of, for example, a band pass filter.
  • the first analog filter 415 and the second analog filter 416 may be anything as long as they block frequency components other than the desired frequency.
  • the third mixer 417 mixes the RF signal output from the second analog filter 416 with the clock signal output from the VCO 401 and obtained via the first demultiplexer 402 and the first mixer 405. It is a mixer.
  • the frequency divider 418 is a frequency divider that divides the signal output from the third mixer 417 by half.
  • the phase comparator 419 is a comparator that compares the phase of the output signal of the frequency divider 418 and the output signal of the second mixer 408.
  • the loop filter 420 is a circuit that generates an error signal from the signal output from the phase comparator 419 by a feedback circuit and performs phase control of the output signal of the VCO 401.
  • a PLL is configured by the VCO 401, the frequency divider 418, the phase comparator 419, and the loop filter 420.
  • the VCO 401, the first demultiplexer 402, the reference signal source 404 to the second mixer 408, and the second analog filter 416 to the loop filter 420 constitute a second RF signal generation unit.
  • the phase control device in addition to the RF transmission signal, it has a frequency (f DATA ⁇ f ⁇ ) different from the transmission signal frequency f DATA and a level higher than the transmission signal level (P ⁇ > P).
  • DATA The RF clock signal is multi-tone input to the light source for digital communication 410, and the limiter amplifiers 410a and 410d built in the light source for digital communication 410 are analog-driven.
  • phase error component ⁇ 0 (t) + ⁇ ⁇ (t) ⁇ DATA (t) of the difference beat signal of the transmission signal and the clock signal is detected at the transmission end, and is fed back to the VCO 401 to transmit the transmission signal and the clock signal.
  • the phase of the difference beat signal is synchronized.
  • ⁇ 0 (t) is the output phase variation of the clock signal
  • ⁇ ⁇ (t) is the phase variation in the optical path where the clock signal receives
  • ⁇ DATA (t) is the phase variation in the optical path where the transmission signal receives I assume.
  • the VCO 401 which is a clock signal source outputs a clock signal having a frequency f ⁇ and an angular frequency ⁇ ⁇ .
  • the output phase variation of the clock signal is ⁇ 0 (t). That is, the signal output from the VCO 401 is ⁇ ⁇ t + ⁇ 0 (t).
  • the relationship between the transmission signal and the clock signal should be f ⁇ ⁇ f DATA .
  • (2n + 1) ⁇ f ⁇ ⁇ f DATA ⁇ f DATA so that the difference beat frequency between the transmission signal and the harmonic of the clock signal does not coincide with the transmission signal frequency.
  • the output level P ⁇ of the clock signal be greater than the output level P DATA of the transmission signal (P ⁇ > P DATA ).
  • the first splitter 402 splits the output signal from the VCO 401.
  • the transmission signal source 403 outputs a transmission signal of frequency f DATA and angular frequency ⁇ DATA .
  • the output phase variation of the transmission signal is assumed to be ⁇ (t). That is, the signal output from the transmission signal source 403 is ⁇ DATA t + ⁇ (t).
  • the reference signal source 404 outputs a clock reference signal of frequency f ⁇ and angular frequency ⁇ ⁇ .
  • the output phase variation of the clock reference signal is assumed to be ⁇ 0 (t).
  • the transmission signal output from the transmission signal source 403 and the clock reference signal output from the reference signal source 404 are phase-locked by the second demultiplexer 407.
  • the first mixer 405 mixes the clock signal from the VCO 401 demultiplexed by the first demultiplexer 402 and the transmission signal from the transmission signal source 403 demultiplexed by the second demultiplexer 407, and Down convert.
  • the second mixer 408 mixes and down-converts the clock reference signal output from the reference signal source 404 and the transmission signal from the transmission signal source 403 demultiplexed by the second demultiplexer 407.
  • the coupler 409 multiplexes the transmission signal demultiplexed by the second demultiplexer 407 and the clock signal demultiplexed by the first demultiplexer 402, which is input to the digital communication light source 410 as a multi-tone signal. Be done.
  • the limiter amplifier 410a and the limiter amplifier 410d are analog-driven by the input of the transmission signal and the multitone signal of the clock signal.
  • the optical circulator 411 sends the optical signal output from the E / O converter 410 b of the digital communication light source 410 to the optical fiber 412.
  • the optical partial reflector 413 reflects part of the transmission light received through the optical fiber 412 to the transmission end.
  • the photodiode 414 converts the light signal received via the light partial reflector 413 into an electrical signal.
  • the output spectrum of the photodiode 414 is shown in FIG.
  • the first analog filter 415 performs band limitation and extracts only a desired signal frequency from the output signal of the photodiode 414.
  • the output spectrum of the first analog filter 415 is shown in FIG.
  • a part of the optical signal reflected by the optical partial reflector 413 is input to the O / E converter 410 c of the digital communication light source 410 via the optical fiber 412 and the optical circulator 411.
  • the O / E conversion unit 410 c converts an optical signal into an electrical signal, and this electrical signal is applied to the second analog filter 416 via the limiter amplifier 410 d.
  • the second analog filter 416 performs band limitation, and from the output signal of the limiter amplifier 410 d, ( ⁇ ⁇ ⁇ DATA ) t ⁇ (t) + ⁇ 0 (t) +2 ⁇ ⁇ (t) ⁇ DATA ( t) Take out the phase component of ⁇ .
  • FIG. 13 shows the output spectrum of the limiter amplifier 410d.
  • phase fluctuation amount ⁇ ⁇ (t) in the optical path received by the clock signal and the phase fluctuation amount ⁇ DATA (t) in the optical path received by the transmission signal are superimposed here, and the output spectrum of the photodiode 414 is shown in FIG.
  • the output spectrum of the amplifier 410d is as shown in FIG. As shown in these figures, in the output spectrum of the photodiode 414, the phase fluctuation in the optical path is for one way, and in the output spectrum of the limiter amplifier 410d, the phase fluctuation in the optical path is for round trip.
  • the output signal of the second analog filter 416 is input to the third mixer 417.
  • the output signal ( ⁇ ⁇ - ⁇ DATA ) t- ⁇ (t) + ⁇ 0 of the first mixer 405 t) Mix and up-convert.
  • the output signal of the third mixer 417 becomes 2 ( ⁇ ⁇ ⁇ DATA ) t ⁇ 2 ⁇ (t) + 2 ⁇ 0 (t) +2 ⁇ ⁇ (t) ⁇ DATA (t) ⁇ .
  • the output signal of the third mixer 417 is supplied to the divider 418, and the output phase is divided by half by the divider 418 (( ⁇ ⁇ - ⁇ DATA ) t- ⁇ (t) + ⁇ 0 (t) + ⁇ ⁇ (t) ⁇ DATA (t) ⁇ ) is supplied to the phase comparator 419.
  • the phase comparator 419 compares the phase of the output signal of the frequency divider 418 with the output signal of the second mixer 408 (( ⁇ ⁇ ⁇ DATA ) t ⁇ (t)), and the phase difference ⁇ 0 (t) + ⁇
  • An error signal corresponding to ⁇ (t) ⁇ DATA (t) is generated.
  • the loop filter 420 generates a control signal to the VCO 401 in response to the error signal from the phase comparator 419.
  • the first analog filter 415 is connected to the subsequent stage of the photodiode 414, and the transmission signal and the clock signal are as shown in FIG.
  • the frequency component of the difference beat signal (n 1) of Further, the third mixer 417 mixes and up-converts the difference beat signal of the transmission signal and the clock signal and the output signal of the second analog filter 416 in the spectrum shown in FIG.
  • the phase is compared with the clock reference signal by the phase comparator 419, and the error component ⁇ 0 (t) + ⁇ ⁇ (t) ⁇ DATA (t)
  • the loop filter 420 generates an error signal and feeds it back to the VCO 401.
  • the phase of the output signal from the VCO 401 is ⁇ ⁇ t ⁇ ⁇ ⁇ (t) ⁇ DATA (t)
  • the multitone signal of the transmission signal phase ⁇ DATA t + ⁇ (t) and the clock signal phase ⁇ ⁇ t ⁇ ⁇ ⁇ (t) ⁇ DATA (t) ⁇ is input to the light source 410 for digital communication.
  • the first analog filter 415 extracts the difference beat component between the clock signal and the transmission signal, so that the output phase fluctuation of the clock signal in the optical fiber 412 is obtained at the output end of the first analog filter 415. It is possible to extract a signal of phase ( ⁇ ⁇ - ⁇ DATA ) t- ⁇ (t) which is not affected by the terms of ⁇ ⁇ (t) and the output phase fluctuation ⁇ DATA (t) of the transmission signal, and This enables stable signal transmission that is not affected by phase fluctuations in the That is, assuming that the output signal of the VCO 401 is used as the clock signal as it is and the PLL does not operate, the output signal from the first analog filter 415 is ( ⁇ ⁇ ⁇ DATA ) t ⁇ (t) + ⁇ 0 ( t) + ⁇ ⁇ (t) ⁇ DATA (t), which is affected by the terms of the output phase fluctuation ⁇ ⁇ (t) of the clock signal in the optical fiber 412 and the output phase fluctuation ⁇ DATA
  • the first RF signal generation unit that generates the first RF signal to be transmitted and the first RF signal have different frequencies.
  • the second RF signal generation unit generates the RF signal for synchronizing the phases of the first RF signal and the third RF signal, so that the influence of the phase fluctuation in the optical path of the transmission signal can be eliminated. Therefore, it can contribute to expansion of the application range of a transmission signal.
  • the second RF signal generation unit generates a signal having a signal level higher than that of the first RF signal as the second RF signal, and the third RF signal. Since the generation unit generates the third RF signal by multiplexing the first RF signal and the second RF signal, the configuration as the phase control device can be simplified and the cost can be reduced. it can.
  • the third RF signal generation unit converts a signal obtained by combining the first RF signal and the second RF signal into an optical signal, and is a light source for digital communication.
  • the second RF signal generation unit generates the second RF signal using a signal obtained by folding the optical signal output from the light source for digital communication, so that the second RF signal generation unit is applied to an analog RoF circuit. This can contribute to the reduction of the number of parts and simplification of the configuration.
  • the third RF signal generation unit is a signal having a difference frequency between the fundamental wave of the second RF signal and the first RF signal as the third RF signal.
  • the third RF signal generation unit converts a signal obtained by combining the first RF signal and the second RF signal into an optical signal, and is a light source for digital communication. And a signal having a difference frequency between the fundamental wave of the second RF signal and the first RF signal is generated as the third RF signal, and the second RF signal generation unit performs digital communication Since the second RF signal is generated using a signal obtained by folding the optical signal output from the light source, it contributes to reduction in the number of parts and simplification of the configuration when applied to an analog RoF circuit. it can.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a phase control apparatus according to the fifth embodiment.
  • an n-th harmonic (n is an arbitrary integer) of the second RF signal and the first RF as a third RF signal.
  • a signal having a difference frequency of the signal is generated.
  • the phase control device includes a VCO 401, a first splitter 402, a transmission signal source 403, a reference signal source 404, a first mixer 405, a phase synchronization circuit 406, a second splitter 407, a second Mixer 408, coupler 409, digital communication light source 410, optical circulator 411, optical fiber 412, optical partial reflector 413, photodiode 414, first analog filter 415, second analog filter 416, and third mixer 417.
  • the configuration other than the second frequency divider 501 to the fourth frequency divider 503 is the same as that of the phase control device according to the fourth embodiment shown in FIG. The explanation is omitted.
  • the second frequency divider 501 is a frequency divider provided in a path from the second demultiplexer 407 to the first mixer 405, and performs 1 / (2n + 1) frequency division.
  • the third frequency divider 502 is a frequency divider provided in a path from the second duplexer 407 to the second mixer 408, and performs 1 / (2n + 1) frequency division.
  • the fourth frequency divider 503 is a frequency divider provided in a path from the second analog filter 416 to the third mixer 417, and performs 1 / (2n + 1) frequency division.
  • the second frequency divider 501 and the third frequency divider 502 multiply the transmission signal frequency by 1 / (2n + 1).
  • the output phase is ( ⁇ DATA / (2n + 1)) t ⁇ (t) / (2n + 1).
  • the first analog filter 415 performs band limitation, and from the output signal from the photodiode 414, ((2n + 1) ⁇ ⁇ - ⁇ DATA ) t- ⁇ (t) + (2n + 1) ⁇ 0 (t) + ⁇ ⁇ (T) Take out the phase component of ⁇ DATA (t) ⁇ .
  • the second analog filter 416 performs band limitation, and from the output signal of the limiter amplifier 410 d of the digital communication light source 410, ((2n + 1) ⁇ ⁇ ⁇ DATA ) t ⁇ (t) + (2n + 1) ⁇ 0 (t The phase component of) + 2 ⁇ ⁇ (t) ⁇ DATA (t) ⁇ is extracted.
  • the fourth frequency divider 503 multiplies the output signal frequency of the second analog filter 416 by 1 / (2n + 1).
  • the phase of the output signal ( ⁇ ⁇ - ⁇ DATA / (2n + 1)) t- ⁇ (t) / (2n + 1) + ⁇ 0 (t) + (2 / (2n + 1)) ⁇ ⁇ ⁇ (t) - ⁇ DATA ( t) ⁇ .
  • the third mixer 417 outputs the output signal of the fourth frequency divider 503 and the output signal of the first mixer 405 (( ⁇ ⁇ ⁇ DATA ) / (2 n + 1) t ⁇ (t) / (2 n + 1) + ⁇ 0 Mix with (t) and upconvert.
  • the output signal of the third mixer 417 is 2 ( ⁇ ⁇ ⁇ DATA / (2 n + 1)) t ⁇ 2 ⁇ (t) / (2 n + 1) + 2 ⁇ 0 (t) + (2 / (2 n + 1)) ⁇ ⁇ It becomes ⁇ ⁇ (t) ⁇ DATA (t) ⁇ .
  • the frequency divider 418 performs 1/2 frequency division on the output signal of the third mixer 417 to obtain ( ⁇ ⁇ ⁇ DATA / (2 n + 1)) t ⁇ (t) / (2 n + 1) + ⁇ 0 t) + (1 / (2n + 1)) ⁇ ⁇ ⁇ (t) ⁇ DATA (t) ⁇ is output.
  • the phase comparator 419 performs phase comparison between the output signal of the frequency divider 418 and the output signal of the second mixer 408 (( ⁇ ⁇ ⁇ DATA ) / (2 n + 1) t ⁇ (t) / (2 n + 1), An error signal corresponding to the phase difference ⁇ 0 (t) + (1 / (2n + 1) ⁇ ⁇ (t) ⁇ DATA (t) ⁇ is generated.
  • the loop filter 420 generates an error signal from the phase comparator 419.
  • the transmission signal of the frequency f DATA and the angular frequency ⁇ DATA and the clock signal of the frequency f ⁇ and the angular frequency ⁇ ⁇ with respect to the light source for digital communication 410 are At the output end of the O / E conversion unit 410c incorporated in the photodiode 414 and the digital communication light source 410, which performs multitone input, the phase component ⁇ DATA t + ⁇ (t) + ⁇ DATA (t) of the transmission signal and the clock signal Frequency component of odd number multiple of phase component ⁇ ⁇ t + ⁇ 0 (t) + ⁇ ⁇ (t) (2n + 1) ⁇ ⁇ ⁇ t + ⁇ 0 (t) + ⁇ ⁇ (t) ⁇ Sum frequency component (2n + 1) ⁇ ⁇ ⁇ t + ⁇ 0 (t) + ⁇ ⁇ (t) ⁇ + ⁇ DATA t + ⁇ (t) + ⁇ DATA (t
  • the difference beat component of the (2n + 1) -th harmonic of the clock signal and the transmission signal is extracted to establish phase synchronization.
  • the error signal ⁇ 0 (t) + (1 / (2 n + 1)) ⁇ ⁇ (t) ⁇ DATA (t) ⁇ is input to the first analog filter 415.
  • the output phase fluctuation ⁇ ⁇ (t) of the clock signal in the optical fiber and the output phase fluctuation ⁇ DATA (t) of the transmission signal at the output end of the first analog filter 415 Stable signal transmission which can extract the signal of the phase ((2n + 1) ⁇ ⁇ - ⁇ DATA ) t- ⁇ (t) which is not affected by the term It becomes possible.
  • the third RF signal generation unit converts a signal obtained by combining the first RF signal and the second RF signal into an optical signal.
  • the third RF signal generation unit converts the signal obtained by multiplexing the first RF signal and the second RF signal into an optical signal.
  • the second RF signal generation unit generates a signal having a signal level higher than that of the first RF signal as the second RF signal, and uses a signal obtained by folding the optical signal output from the digital communication light source. Since the RF signal of (1) is generated, it can contribute to the reduction of the number of parts and the simplification of the configuration when applied to an analog RoF circuit.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a phase control apparatus according to the sixth embodiment.
  • the phase control apparatus according to the sixth embodiment includes, in addition to the configuration according to the fifth embodiment, a filter characteristic calculation unit that determines the filter characteristic of an RF filter for extracting the third RF signal.
  • the phase control device includes a VCO 401, a first demultiplexer 402, a transmission signal source 403, a reference signal source 404, a first mixer 405, a phase synchronization circuit 406, a second splitter 407, and a second Mixer 408, coupler 409, digital communication light source 410, optical circulator 411, optical fiber 412, optical partial reflector 413, photodiode 414, third mixer 417, frequency divider (first frequency divider) 418, Phase comparator 419, loop filter 420, second frequency divider 501, third frequency divider 502, fourth frequency divider 503, first digital filter 601, second digital filter 602, third frequency A branching filter 603, a multiplier 604, a measuring instrument 605, and an arithmetic processing circuit 606 are provided.
  • the configuration other than the first digital filter 601 to the arithmetic processing circuit 606 is the same as that of the phase control device of the fourth embodiment shown in FIG. Omit.
  • the first digital filter 601 is an RF filter connected to the rear side of the photodiode 414 to block frequency components other than a specific frequency.
  • the second digital filter 602 is an RF filter connected between the limiter amplifier 410 d and the fourth frequency divider 503 to block frequency components other than a specific frequency.
  • the first digital filter 601 and the second digital filter 602 are configured such that their filter characteristics are set by the arithmetic processing circuit 606.
  • the third splitter 603 is a splitter that splits the output signal of the first mixer 405 into a signal to the third mixer 417 and a signal to the multiplier 604.
  • the multiplier 604 is a multiplier that multiplies the output signal of the first mixer 405 demultiplexed by the third demultiplexer 603 by (2n + 1).
  • the measuring instrument 605 is, for example, a measuring instrument that detects a difference beat frequency between the clock signal and the transmission signal, and is configured by, for example, a spectrum analyzer.
  • the arithmetic processing circuit 606 is an arithmetic circuit that determines the filter characteristics of the first digital filter 601 and the second digital filter 602 based on the frequency detected by the measuring instrument 605.
  • the measuring instrument 605 and the arithmetic processing circuit 606 constitute a filter characteristic calculation unit.
  • the first digital filter 601 performs band limitation based on the calculation result of the calculation processing circuit 606, and from the output signal of the photodiode 414, ((2n + 1) ⁇ ⁇ - ⁇ DATA ) t- ⁇ (t) + (2n + 1)
  • the phase component of ⁇ 0 (t) + ⁇ ⁇ (t) ⁇ DATA (t) ⁇ is extracted.
  • the second digital filter 602 performs band limitation based on the calculation result of the calculation processing circuit 606, and outputs ((2n + 1) ⁇ ⁇ - ⁇ DATA from the output signal of the limiter amplifier 410d built in the digital communication light source 410. T- ⁇ (t) + (2n + 1) ⁇ 0 (t) + 2 ⁇ ⁇ (t)- ⁇ DATA (t) ⁇ is extracted.
  • the output signal of the first mixer 405 demultiplexed by the third demultiplexer 603 is input to the multiplier 604, and the multiplier 604 multiplies the output frequency by (2n + 1).
  • the phase of the output signal of the multiplier 604 is ((2n + 1) ⁇ ⁇ - ⁇ DATA) t- ⁇ (t) + (2n + 1) ⁇ 0 (t), when converted into a frequency f 0, and as the following formula Become.
  • the measuring instrument 605 detects a difference beat frequency between the output signal of the VCO 401 and the transmission signal, and the arithmetic processing circuit 606 has the first digital filter 601 and the second digital filter 602 based on the detection result of the measuring instrument 605. Determine the filter characteristics to be satisfied. That is, calculation processing is performed to become a band pass filter with the center frequency being the frequency f 0 in the above equation. As an example, the contents of operation in the case of assuming a biquad filter are shown below.
  • a signal having a phase component of ((2n + 1) ⁇ ⁇ - ⁇ DATA ) t- ⁇ (t) + (2n + 1) ⁇ 0 (t) + ⁇ ⁇ (t) - ⁇ DATA (t) ⁇ is Digital filter 601 and a second digital filter 602 for extraction.
  • the central frequency to be extracted ((2 n +1) ⁇ ⁇ - ⁇ DATA ) t- ⁇ (t) + (2 n +1) ⁇ 0 (t) + ⁇ ⁇ (t)- ⁇ DATA (t) ⁇ Is measured by the measuring instrument 605, and the filter characteristics of the first digital filter 601 and the second digital filter 602 are determined in the arithmetic processing circuit 606 from the measurement result.
  • the filter characteristic of the RF filter for blocking frequency components other than the specific frequency for extracting the third RF signal is the same as that of the second RF signal.
  • a filter characteristic calculation unit is determined by detecting a difference frequency between a (2n + 1) harmonic (n is an arbitrary integer) and the first RF signal, and the third RF signal generation unit
  • the digital communication light source is used to convert a signal obtained by multiplexing the second RF signal into an optical signal, and the (2n + 1) -th harmonic of the second RF signal and the first RF signal are used as the third RF signal. Since the signal having the difference frequency of the RF signal is generated, it is not necessary to change the RF filter even if the frequency of the transmission signal changes, which can contribute to the simplification of the configuration.
  • the filter characteristic of the RF filter for blocking frequency components other than the specific frequency for extracting the third RF signal is (2n + 1) times the second RF signal.
  • a filter characteristic calculation unit that determines the difference frequency between the wave (n is an arbitrary integer) and the first RF signal, and the third RF signal generation unit includes the first RF signal and the second RF signal.
  • a digital communication light source is used to convert a signal obtained by multiplexing the signal and the signal into an optical signal, and a (2n + 1) -th harmonic of the second RF signal and the first RF signal are used as the third RF signal.
  • the second RF signal generation unit generates a signal having a signal level higher than that of the first RF signal as the second RF signal, and generates an optical signal output from the light source for digital communication as the second RF signal.
  • the second of the signal Since so as to generate an F signal, it can contribute to simplification of the structure and reduce the number of parts when applied to the analog RoF circuit.
  • the present invention allows free combination of each embodiment, or modification of any component of each embodiment, or omission of any component in each embodiment. .
  • the optical microwave transmission device, the frequency conversion device, and the phase control device according to the present invention relate to a configuration in which a signal from a low frequency signal source is multiplied and converted to generate a high frequency signal. Suitable for use in
  • DESCRIPTION OF SYMBOLS 101 Transmission signal source, 102 clock signal source (1st clock signal source), 103 output control circuit, 104 coupler, 105 light source for digital communication (1st light source for digital communication) 105a, 302a Limiter amplifier, 105b, 302b E / O conversion unit, 106 optical fiber, 107 photodiode, 108 filter, 201, 304 optical amplifier, 202 optical splitter, 203a, 306a first photodiode, 203b, 306b second photodiode, 204a, 307a 1 filter, 204b and 307b second filter 205 and 308 RF mixer 301 second clock signal source 302 second digital communication light source 303 WDM coupler (optical multiplexer) 305 WDM coupler (optical distribution) ), 40 VCO, 402 first demultiplexer, 403 transmission signal source, 404 reference signal source, 405 first mixer, 406 phase synchronization circuit, 407 second demultiplexer, 408 second mixer,

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Abstract

送信信号源（１０１）はＲＦ送信信号を出力する。クロック信号源（１０２）はＲＦクロック信号を出力する。デジタル通信用光源（１０５）は、カプラ（１０４）で合波されたＲＦ送信信号とＲＦクロック信号とを含む電気信号を光信号に変換する。フォトダイオード（１０７）は、ＲＦ送信信号の周波数とＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の高調波との和周波数及び差周波数の電気信号に変換する。フィルタ（１０８）は、フォトダイオード（１０７）で変換された電気信号から設定された周波数の電気信号を取り出す。

Description

光マイクロ波伝送装置及び周波数変換装置並びに位相制御装置
　本発明は、高周波信号通信に用いる光マイクロ波伝送装置と、この光マイクロ波伝送装置を用いた周波数変換装置と、位相制御装置に関する。
　近年、通信の高速化及び大容量化に伴い、使用周波数帯域は益々高くなっており、ミリ波帯やサブテラヘルツ帯など、高周波信号の生成処理技術が必要となってきている。
　ミリ波帯やサブテラヘルツ帯などの高周波信号の生成においては、低周波数信号源からの信号を逓倍変換して、高周波信号を生成するため、周波数変換装置が必要となる。従来の周波数変換装置においては、異なる周波数ｆ１，ｆ２を持つ二つの光信号をＷＤＭカプラで合波してフォトミキサで光電気変換することにより、差ビート信号ｆ１－ｆ２を発生させ、周波数変換を実現している（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１０－６２６１９公報
　しかしながら、従来の周波数変換装置においては、異なる周波数を持つ変調信号を発生させるために二つの送信光源が必要である等、高コストであるという課題があった。また、実際の使用を考慮した場合、二つの送信光源の出力位相を同期させるため、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）などの位相同期回路を別途追加する必要があり、部品点数が増加すると共に装置が大型化し、コスト高になるという課題があった。
　この発明は、かかる問題を解決するためになされたもので、装置の小型化及び部品点数の削減が可能で低コスト化を図ることのできる光マイクロ波伝送装置及び周波数変換装置並びに位相制御装置を得ることを目的とする。
　この発明に係る光マイクロ波伝送装置は、伝送対象のＲＦ送信信号を生成する送信信号源と、ＲＦ送信信号とは異なる周波数を持ち、かつＲＦ送信信号よりレベルが大きいＲＦクロック信号を出力するクロック信号源と、ＲＦ送信信号とＲＦクロック信号とを合波した信号を光信号に変換するデジタル通信用光源とを備えたものである。
　この発明に係る光マイクロ波伝送装置は、ＲＦ送信信号を生成する送信信号源と、ＲＦ送信信号とは異なる周波数でレベルが大きいＲＦクロック信号を生成するクロック信号源とを備え、これらＲＦ送信信号とＲＦクロック信号とをデジタル通信用光源で光信号に変換するようにしたものである。これにより、装置の小型化及び部品点数の削減が可能で低コスト化を図ることができる。
この発明の実施の形態１の周波数変換装置を示す構成図である。 デジタル通信用光源に対してＲＦ送信信号のみを入力させるようにした周波数変換装置を示す構成図である。 図３ＡはＲＦクロック信号無しのスペクトルを示す説明図、図３ＢはＲＦクロック信号有りのスペクトルを示す説明図である。 図４Ａ～図４Ｄは、この発明の実施の形態１の周波数変換装置における各部のスペクトルを示す説明図である。 この発明の実施の形態２の周波数変換装置を示す構成図である。 図６Ａ～図６Ｆは、この発明の実施の形態２の周波数変換装置における各部のスペクトルを示す説明図である。 この発明の実施の形態３の周波数変換装置を示す構成図である。 図８Ａ～図８Ｉは、この発明の実施の形態３の周波数変換装置における各部のスペクトルを示す説明図である。 この発明の実施の形態４の位相制御装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態４の位相制御装置のデジタル通信用光源への入力信号スペクトルを示す説明図である。 この発明の実施の形態４の位相制御装置のフォトダイオードの出力スペクトルを示す説明図である。 この発明の実施の形態４の位相制御装置の第１のアナログフィルタの出力スペクトルを示す説明図である。 この発明の実施の形態４の位相制御装置のデジタル通信用光源におけるリミッタアンプの出力スペクトルを示す説明図である。 この発明の実施の形態５の位相制御装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態６の位相制御装置を示す構成図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、本実施の形態による周波数変換装置の構成図である。
　本実施の形態による周波数変換装置は、送信信号源１０１、クロック信号源１０２、出力制御回路１０３、カプラ１０４、デジタル通信用光源１０５、光ファイバ１０６、フォトダイオード１０７、フィルタ１０８を備える。送信信号源１０１は、伝送対象とするＲＦ送信信号を生成する信号源である。クロック信号源１０２は、ＲＦ送信信号とは異なる周波数を持ち、かつ、ＲＦ送信信号よりレベルの大きいＲＦクロック信号を生成する信号源である。出力制御回路１０３は、クロック信号源１０２から出力されたＲＦクロック信号のレベルを制御するための制御回路である。カプラ１０４は、送信信号源１０１からのＲＦ送信信号とクロック信号源１０２からのＲＦクロック信号とを合波するカプラである。デジタル通信用光源１０５は、カプラ１０４からの電気信号を取得し、光信号に変換して出力する装置であり、リミッタアンプ１０５ａとＥ／Ｏ変換部１０５ｂとを備えている。リミッタアンプ１０５ａは、入力レベルに対応してその利得を制御し、出力レベルを一定値に保持する増幅器である。Ｅ／Ｏ変換部１０５ｂは、電気信号を光信号に変換する変換部である。デジタル通信用光源１０５としては、例えば、ＳＦＰ＋（Ｓｍａｌｌ－Ｆｏｒｍ－ｆａｃｔｏｒ－Ｐｌｕｇｇａｂｌｅ－ｐｌｕｓ）の送信部を使用する。また、これら送信信号源１０１～デジタル通信用光源１０５で、周波数変換装置における送信側の構成である光マイクロ波伝送装置が構成されている。光ファイバ１０６は、デジタル通信用光源１０５とフォトダイオード１０７とを接続するための光伝送路を構成している。フォトダイオード１０７は、光信号を電気信号に変換する変換素子である。フィルタ１０８は、設定された周波数の信号を取り出すためのフィルタである。
　先ず、本実施の形態の動作原理を説明する。
　本実施の形態では、図１に示す通り、周波数ｆＤＡＴＡのＲＦ送信信号に加えて、このＲＦ送信信号の周波数ｆＤＡＴＡとは異なる周波数ｆαｘで、ＲＦ送信信号のレベルより高いレベルを持つＲＦクロック信号をデジタル通信用光源１０５に対してマルチトーン入力することを特徴としている。
　図２にデジタル通信用光源１０５に対してＲＦ送信信号のみを入力した場合の構成を示す。すなわち、図示の構成は、図１の構成からクロック信号源１０２～カプラ１０４を取り除いた構成である。
　この構成下では、デジタル通信用光源１０５中のリミッタアンプ１０５ａの効果により、送信信号の入力レベルにかかわらずフォトダイオード１０７からのＲＦ出力信号レベルは一定値となり、図３Ａに示す通り、ＲＦ送信信号の振幅情報は含ませることができない。すなわち、アナログ信号伝送不可となってしまう。図３Ａ中、－１０ｄＢｍのＲＦ送信信号を点線で示し、－２０ｄＢｍのＲＦ送信信号を実線で示しているがほとんど重なっている。また、図３Ａ及び図３Ｂは、ＲＦ送信信号が１ＧＨｚにおける出力スペクトルを示している。
　一方、本実施の形態の図１に示すように、デジタル通信用光源１０５に対してマルチトーン入力を行った場合、リミッタアンプ１０５ａのアンプ利得はＲＦクロック信号の入力レベルに応じて固定される。その条件下でＲＦ送信信号を入力した場合、図３Ｂに示す通り、フォトダイオード１０７からのＲＦ出力信号レベルはＲＦ送信信号レベルに応じて変動し、ＲＦ送信信号の振幅情報及び位相情報を含ませることができ、アナログ信号伝送可能となる。図３Ｂにおいても、点線が－１０ｄＢｍのＲＦ送信信号を示し、実線が－２０ｄＢｍのＲＦ送信信号を示している。図示のように、信号強度が１０ｄＢ変化している。
　すなわち、通常、リミッタアンプはアンプへの入力レベルにかかわらず、出力レベルを一定に保持する。これは、リミッタアンプがアンプへの入力レベルに応じて、アンプ利得を変動させているからである。本発明では、ＲＦ送信信号とは別に、ＲＦクロック信号をデジタル通信用光源１０５にマルチトーン入力する。この時、デジタル通信用光源１０５中のリミッタアンプ１０５ａは、ＲＦ送信信号またはＲＦクロック信号のうち、より入力レベルの高い信号の入力レベルに従ってアンプ利得を固定する。従って、ＲＦクロック信号の入力レベル＞ＲＦ送信信号の入力信号レベルの条件を満たすＲＦ信号をデジタル通信用光源１０５に入力する事で（ＲＦクロック信号の入力レベルから決定したアンプ利得）×（ＲＦ送信信号の入力レベル）の信号がリミッタアンプ１０５ａから出力される。
　さらにデジタル通信用光源１０５に対してマルチトーン入力を行った場合、送信信号は正弦波、クロック信号は矩形波で伝送される為、図４Ｃに示す通り、フォトダイオード１０７の出力端においては、ＲＦ送信信号の周波数成分ｆＤＡＴＡとＲＦクロック信号の奇数倍の周波数成分（２ｎ＋１）×ｆαｘの和周波成分（２ｎ＋１）×ｆαｘ＋ｆＤＡＴＡと差周波成分（２ｎ＋１）×ｆαｘ－ｆＤＡＴＡが発生する。但し、ｎは任意の整数である。よって、ＲＦクロック信号の周波数ｆαｘを適切に設定することにより、従来では必要であったミキシング手段を用いることなく、低周波数信号源からの信号を逓倍変換して、高周波信号を生成することが可能となる。
　以下、実施の形態１の周波数変換装置の動作について説明する。
　送信信号源１０１は、ＲＦ送信信号として周波数ｆＤＡＴＡの送信信号を出力する。また、クロック信号源１０２は、ＲＦクロック信号として、周波数ｆαｘのクロック信号を出力する。ここで、ｆαｘ≠ｆＤＡＴＡである。また、ＲＦ送信信号とＲＦクロック信号の高調波の差ビート周波数が送信信号周波数と一致しないよう、（２ｎ＋１）×ｆαｘ－ｆＤＡＴＡ≠ｆＤＡＴＡとする。さらに、ＲＦクロック信号の出力レベルＰαｘは、ＲＦ送信信号の出力レベルＰＤＡＴＡより大きい（Ｐαｘ＞ＰＤＡＴＡ）。
　カプラ１０４はＲＦ送信信号とＲＦクロック信号を合波する。カプラ１０４の出力スペクトルを図４Ａに示す。
　デジタル通信用光源１０５は、ＲＦ送信信号とＲＦクロック信号を光信号に変換する。デジタル通信用光源１０５の出力スペクトルを図４Ｂに示す。ｆｃはデジタル通信用光源１０５の光キャリア周波数である。なお、ここでは光変調信号はＯＯＫ変調信号であることを仮定しているが、ＱＰＳＫ信号やＢＰＳＫ信号などの位相偏移変調信号も伝送可能である。
　フォトダイオード１０７は光送信信号と光クロック信号を電気信号に変換する。フォトダイオード１０７の出力スペクトルを図４Ｃに示す。ＲＦ送信信号の周波数ｆＤＡＴＡ、ＲＦクロック信号の奇数倍成分（２ｎ＋１）×ｆαｘ、ＲＦ送信信号の周波数とＲＦクロック信号の周波数の和周波及び差周波成分（２ｎ＋１）×ｆαｘ±ｆＤＡＴＡ（ｎは整数）の信号が生成される。
　フィルタ１０８は帯域制限し、フォトダイオード１０７の出力信号周波数ｆＤＡＴＡ、（２ｎ＋１）×ｆαｘ、（２ｎ＋１）×ｆαｘ±ｆＤＡＴＡ（ｎは整数）から、所望の信号周波数のみを取り出す。なお、フィルタ１０８としては、所望の周波数以外の周波数成分を阻止する設計とするのであれば、バンドパスフィルタ、ハイパスフィルタ、ローパスフィルタといった種々のフィルタを用いても良い。フィルタ１０８の出力スペクトルを図４Ｄに示す。図４Ｄ中の破線はフィルタ１０８の帯域を示している。
　このように、実施の形態１の周波数変換装置によれば、送信信号とクロック信号のマルチトーン入力により、従来構成では二つの周波数の光信号を得るために、二つ必要であった送信光源が一つに削減でき、部品点数の削減に貢献する。また、二つの送信光源の出力位相を同期させるための、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）などの位相同期回路が不要となり、構成を簡素化することができる。
　さらに、デジタル通信用光源に対する送信信号とクロック信号のマルチトーン入力により、小型で集積化されたデジタル通信用光源をアナログＲｏＦ（Ｒａｄｉｏ　ｏｎ／ｏｖｅｒ　Ｆｉｂｅｒ）回路に適用することが可能となる。その結果、部品点数の削減及び装置の小型化に寄与することができる。
　なお、クロック信号源１０２からのＲＦクロック信号は矩形波として説明したがこれに限定されるものではなく、例えば正弦波であってもよい。すなわち、上述したように、リミッタアンプ１０５ａはその入力レベルにかかわらず、出力レベルを一定に保つよう波形を歪ませる効果があるため、正弦波のクロック信号入力に対しても、デジタル通信用光源１０５からは矩形波で出力される。正弦波入力であっても、図４Ｂに示す通り、フォトダイオード１０７でＯ／Ｅ変換される際に（２ｎ＋１）×ｆαｘ±ｆＤＡＴＡの周波数成分が発生させることができる。
　以上説明したように、実施の形態１の光マイクロ波伝送装置によれば、伝送対象のＲＦ送信信号を生成する送信信号源と、ＲＦ送信信号とは異なる周波数を持ち、かつＲＦ送信信号よりレベルが大きいＲＦクロック信号を出力するクロック信号源と、ＲＦ送信信号とＲＦクロック信号とを合波した信号を光信号に変換するデジタル通信用光源とを備えたので、送信光源としての部品点数を削減することができ、構成を簡素化し、低コスト化を図ることができる。
　また、実施の形態１の光マイクロ波伝送装置によれば、デジタル通信用光源は、ＲＦ送信信号の周波数の信号と、ＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の周波数の信号とを含む光信号に変換するようにしたので、従来は複数個必要であった異なる周波数の光信号を得るのに一つの通信用光源で済み、構成の簡素化に寄与することができる。
　また、実施の形態１の光マイクロ波伝送装置によれば、クロック信号源から出力されるＲＦクロック信号のレベルを制御する出力制御回路を備えると共に、デジタル通信用光源は、入力信号に応じて利得を変化させるリミッタアンプを有するようにしたので、デジタル通信用光源をアナログＲｏＦ回路に適用することが可能となる。
　また、実施の形態１の周波数変換装置によれば、実施の形態１の光マイクロ波伝送装置を用い、光デジタル通信用光源から送出された光信号を取得し、ＲＦ送信信号の周波数とＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の高調波との和周波数及び差周波数の電気信号に変換するフォトダイオードと、フォトダイオードで変換された電気信号から設定された周波数の電気信号を取り出すフィルタとを備えたので、周波数変換装置として構成を簡素化し低コスト化を図ることができる。
実施の形態２．
　図５は実施の形態２の周波数変換装置を示す構成図である。実施の形態２の周波数変換装置は、受信側の経路を分岐させるようにしたものである。図中、光マイクロ波伝送装置の構成すなわち送信信号源１０１～デジタル通信用光源１０５の構成と、光ファイバ１０６については、図１に示した実施の形態１と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。
　実施の形態２における受信側の構成は、光アンプ２０１、光分配器２０２、第１のフォトダイオード２０３ａ、第２のフォトダイオード２０３ｂ、第１のフィルタ２０４ａ、第２のフィルタ２０４ｂ、ＲＦミキサ２０５を備える。光アンプ２０１は、受信側で光信号を増幅する増幅器である。光分配器２０２は光アンプ２０１からの出力信号を第１の受信経路と第２の受信経路の２系統に分岐させるための分配器である。ここで、第１の受信経路は、第１のフォトダイオード２０３ａと第１のフィルタ２０４ａとからなる経路であり、第２の受信経路は、第２のフォトダイオード２０３ｂと第２のフィルタ２０４ｂからなる経路である。
　第１の受信経路の第１のフォトダイオード２０３ａは、光分配器２０２からの光信号から、ＲＦ送信信号の周波数ｆＤＡＴＡとＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の高調波（２ｎ１＋１）×ｆαｘとの和周波数及び差周波数（２ｎ１＋１）×ｆαｘ±ｆＤＡＴＡの電気信号に変換し、第１のフィルタ２０４ａは、設定された周波数（ここでは（２ｎ１＋１）×ｆαｘ－ｆＤＡＴＡ）の信号を第１の周波数の電気信号として取り出すフィルタである。また、第２の受信経路の第２のフォトダイオード２０３ｂは、ＲＦ送信信号の周波数ｆＤＡＴＡとＲＦクロック信号の周波数の奇数倍でかつ第１のフォトダイオード２０３ａの周波数とは異なる高調波（２ｎ２＋１）×ｆαｘとの和周波数及び差周波数（２ｎ２＋１）×ｆαｘ±ｆＤＡＴＡの電気信号に変換し、第２のフィルタ２０４ｂは、設定された周波数（ここでは（２ｎ２＋１）×ｆαｘ＋ｆＤＡＴＡ）の信号を第２の周波数の電気信号として取り出すフィルタである。ＲＦミキサ２０５は、第１のフィルタ２０４ａから出力される第１の周波数の電気信号と、第２のフィルタ２０４ｂから出力される第２の周波数の電気信号との差周波数（ここでは２（ｎ２－ｎ１）×ｆαｘ＋２ｆＤＡＴＡ）を取り出すミキサである。
　次に、実施の形態２の周波数変換装置の動作について説明する。
　送信信号源１０１～デジタル通信用光源１０５からなる光マイクロ波伝送装置の動作については、実施の形態１の光マイクロ波伝送装置の動作と同様であるため、ここでの説明は省略する。カプラ１０４の出力スペクトルを図６Ａに示し、デジタル通信用光源１０５の出力スペクトルを図６Ｂに示す。ｆｃはデジタル通信用光源１０５の光キャリア周波数である。実施の形態２においても、ＲＦ送信信号とＲＦクロック信号との関係は次の通りである。すなわち、ｆαｘ≠ｆＤＡＴＡであり、また、ＲＦ送信信号とＲＦクロック信号の奇数倍の高調波の差ビート周波数がＲＦ送信信号の周波数と一致しないよう、（２ｎ１＋１）×ｆαｘ－ｆＤＡＴＡ≠ｆＤＡＴＡとする。さらに、ＲＦクロック信号の出力レベルＰαｘはＲＦ送信信号の出力レベルＰＤＡＴＡより大きくする（Ｐαｘ＞ＰＤＡＴＡ）。なお、ここでは光変調信号はＯＯＫ変調信号であることを仮定しているが、ＱＰＳＫ信号やＢＰＳＫ信号などの位相偏移変調信号も伝送可能である。
　光アンプ２０１はデジタル通信用光源１０５から出力され、光ファイバ１０６を介して受信した伝送光信号の強度を増幅させる。すなわち、受信系の分岐による損失を光アンプ２０１にて補償する。
　光分配器２０２は受信系を第１の受信経路と第２の受信経路の２系統に分岐させる。なお、本実施の形態においては分岐させる受信系統を２系統としているが、系統を増やしてもいい。その場合、系統数に対応したフォトダイオードとフィルタを追加する。
　第１のフォトダイオード２０３ａ及び第２のフォトダイオード２０３ｂは分岐された光信号を電気信号に変換する。第１のフォトダイオード２０３ａ及び第２のフォトダイオード２０３ｂの出力スペクトルを図６Ｃに示す。ＲＦ送信信号の周波数ｆＤＡＴＡ、ＲＦクロック信号の周波数（２ｎ１＋１）×ｆαｘ及び（２ｎ２＋１）×ｆαｘ、ＲＦ送信信号の周波数とＲＦクロック信号の周波数との和周波及び差周波成分（２ｎ１＋１）×ｆαｘ±ｆＤＡＴＡ，（２ｎ２＋１）×ｆαｘ±ｆＤＡＴＡ（ｎは整数）の信号が生成される。但し、ここでｎ１≠ｎ２である。
　第１のフィルタ２０４ａ及び第２のフィルタ２０４ｂは帯域制限を行い、第１のフォトダイオード２０３ａ及び第２のフォトダイオード２０３ｂの出力信号周波数から、所望の信号周波数のみを取り出す。これら第１のフィルタ２０４ａ及び第２のフィルタ２０４ｂとしては、所望の周波数以外の周波数成分を阻止する設計であれば、例えば、バンドパスフィルタ、ハイパスフィルタ、ローパスフィルタといったフィルタのいずれのフィルタを用いてもよい。第１のフィルタ２０４ａの出力スペクトルを図６Ｄに示し、第２のフィルタ２０４ｂの出力スペクトルを図６Ｅに示す。図６Ｄ中の破線は第１のフィルタ２０４ａの帯域を示し、図６Ｅ中の破線は第２のフィルタ２０４ｂの帯域を示している。
　なお、一例として、図６Ｄに示すように、第１のフィルタ２０４ａにおいて（２ｎ１＋１）×ｆαｘ－ｆＤＡＴＡの信号成分のみを抽出する構成とし、かつ、図６Ｅに示すように、第２のフィルタ２０４ｂでは（２ｎ２＋１）×ｆαｘ＋ｆＤＡＴＡの信号成分のみを抽出する構成とした場合を示しているが、第１のフィルタ２０４ａ及び第２のフィルタ２０４ｂの設計により、任意のｎ１及びｎ２に対して拡張可能である。
　ＲＦミキサ２０５は、第１のフィルタ２０４ａと第２のフィルタ２０４ｂの出力信号周波数の差周波の信号を出力する。ＲＦミキサ２０５の出力スペクトルを図６Ｆに示す。周波数（２ｎ２－２ｎ１）ｆαｘ＋２ｆＤＡＴＡの信号が出力される。
　実施の形態２における周波数変換装置は実施の形態１における周波数変換装置と比較し、第１のフィルタ２０４ａ及び第２のフィルタ２０４ｂの仕様帯域を適切に設定することにより、実施の形態１で変換不可であったＲＦクロック信号の周波数ｆαｘの偶数倍とＲＦ送信信号の周波数ｆＤＡＴＡの和周波への変換が可能になる。その結果、変換可能な周波数範囲を拡大することができる。
　以上説明したように、実施の形態２の周波数変換装置によれば、伝送対象のＲＦ送信信号を生成する送信信号源と、ＲＦ送信信号とは異なる周波数を持ち、かつＲＦ送信信号よりレベルが大きいＲＦクロック信号を出力するクロック信号源と、ＲＦ送信信号の周波数の信号と、ＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の周波数の信号とを光信号に変換するデジタル通信用光源と、デジタル通信用光源から送出された光信号の伝送経路を第１の受信経路と第２の受信経路とに分岐させる光分配器を備え、第１の受信経路は、デジタル通信用光源から送出された光信号を取得し、ＲＦ送信信号の周波数とＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の高調波との和周波数及び差周波数の電気信号に変換する第１のフォトダイオードと、第１のフォトダイオードで変換された電気信号から設定された第１の周波数の電気信号を取り出す第１のフィルタとからなり、第２の受信経路は、デジタル通信用光源から送出された光信号を取得し、ＲＦ送信信号の周波数とＲＦクロック信号の周波数の奇数倍でかつ第１のフォトダイオードの周波数とは異なる高調波との和周波数及び差周波数の電気信号に変換する第２のフォトダイオードと、第２のフォトダイオードで変換された電気信号から設定された第２の周波数の電気信号を取り出す第２のフィルタとからなるようにしたので、実施の形態１の効果に加えて、異なる二つの周波数に同時に変換が可能であるという効果がある。
　また、実施の形態２の周波数変換装置によれば、第１の周波数の電気信号と第２の周波数の電気信号との差周波数の電気信号を取り出すミキサを備えたので、変換可能な周波数範囲を拡大することができる。
　また、実施の形態２の周波数変換装置によれば、クロック信号源から出力されるＲＦクロック信号のレベルを制御する出力制御回路を備えると共に、デジタル通信用光源は、入力信号に応じて利得を変化させるリミッタアンプを有するようにしたので、デジタル通信用光源をアナログＲｏＦ回路に適用することが可能となる。
実施の形態３．
　図７は実施の形態３の周波数変換装置を示す構成図である。実施の形態３の周波数変換装置は、第１のＲＦクロック信号源に加えて第２のＲＦクロック信号源を備え、周波数変換可能な範囲を拡大するようにしたものである。
　図７において、周波数変換装置は、送信信号源１０１、第１のクロック信号源１０２、出力制御回路１０３、カプラ１０４、第１のデジタル通信用光源１０５、光ファイバ１０６、第２のクロック信号源３０１、第２のデジタル通信用光源３０２、ＷＤＭ（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：光波長多重通信）カプラ３０３、光アンプ３０４、ＷＤＭカプラ３０５、第１のフォトダイオード３０６ａ、第２のフォトダイオード３０６ｂ、第１のフィルタ３０７ａ、第２のフィルタ３０７ｂ、ＲＦミキサ３０８を備える。
　送信信号源１０１、出力制御回路１０３、カプラ１０４、光ファイバ１０６は、実施の形態１，２の構成と同様であるため、ここでの説明は省略する。第１のクロック信号源１０２は、実施の形態１，２におけるクロック信号源１０２と同様の構成であり、第１のデジタル通信用光源１０５は、実施の形態１，２におけるデジタル通信用光源１０５と同様の構成である。第２のクロック信号源３０１は、送信信号源１０１が出力するＲＦ送信信号と、第１のクロック信号源１０２が出力する第１のＲＦクロック信号とは異なる周波数を持つ第２のＲＦクロック信号を出力する信号源である。第２のデジタル通信用光源３０２は、デジタル通信用光源１０５と同様に、第２のクロック信号源３０１から出力された電気信号を光信号に変換する装置であり、リミッタアンプ３０２ａとＥ／Ｏ変換部３０２ｂとを備えている。ＷＤＭカプラ３０３は、第１のデジタル通信用光源１０５から出力された光信号と、第２のデジタル通信用光源３０２から出力された光信号とを光波長多重するための光合波器である。光アンプ３０４は、受信側で光信号を増幅する増幅器である。ＷＤＭカプラ３０５は、光アンプ３０４で増幅された光信号を取得し、その光信号を第１のフォトダイオード３０６ａと第２のフォトダイオード３０６ｂとに分配する光分配器である。
　第１のフォトダイオード３０６ａ及び第１のフィルタ３０７ａは、ＲＦ送信信号の周波数と第１のＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の高調波との和周波数または差周波数の電気信号に変換する第１の受信信号変換部を構成している。すなわち、第１のフォトダイオード３０６ａは、ＲＦ送信信号の周波数ｆＤＡＴＡと第１のＲＦクロック信号の周波数ｆαｘ＿１の奇数倍の高調波（２ｎ１＋１）×ｆαｘ＿１との和周波数（２ｎ１＋１）×ｆαｘ＿１＋ｆＤＡＴＡ（ｎは整数）及び差周波数（２ｎ１＋１）×ｆαｘ＿１－ｆＤＡＴＡ（ｎは整数）の電気信号とに変換する。また、第１のフィルタ３０７ａは、設定された周波数帯域の信号を第１の周波数の電気信号として出力する。
　第２のフォトダイオード３０６ｂ及び第２のフィルタ３０７ｂは、第２のＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の高調波の電気信号に変換する第２の受信信号変換部を構成している。ここで、第２のフォトダイオード３０６ｂは、第２のＲＦクロック信号の周波数ｆαｘ＿２の奇数倍の高調波（２ｎ２＋１）×ｆαｘ＿２（ｎは整数）の電気信号に変換し、第２のフィルタ３０７ｂは、設定された周波数帯域の信号を第２の周波数の電気信号として出力する。
　ＲＦミキサ３０８は、第１のフィルタ３０７ａから出力される第１の周波数の電気信号と、第２のフィルタ３０７ｂから出力される第２の周波数の電気信号の差周波の電気信号を第３の周波数の電気信号として発生させるミキサである。
　次に、実施の形態３の周波数変換装置の動作について説明する。
　送信信号源１０１、第１のクロック信号源１０２、出力制御回路１０３、カプラ１０４、第１のデジタル通信用光源１０５の動作については、実施の形態１と同様であるため、ここでの説明は省略する。カプラ１０４の出力スペクトルを図８Ａに示す。実施の形態３においても、ＲＦ送信信号とＲＦクロック信号との関係は次の通りである。すなわち、ｆαｘ＿１≠ｆＤＡＴＡであり、また、送信信号周波数ｆＤＡＴＡと第１のクロック信号源１０２からのクロック信号の奇数倍の高調波（２ｎ１＋１）×ｆαｘ＿１の差ビート周波数が送信信号周波数と一致しないよう、（２ｎ１＋１）×ｆαｘ＿１－ｆＤＡＴＡ≠ｆＤＡＴＡとする。さらにクロック信号の出力レベルＰαｘ＿１は送信信号の出力レベルＰＤＡＴＡより大きくする（Ｐαｘ＞ＰＤＡＴＡ）。なお、ここでは光変調信号はＯＯＫ変調信号であることを仮定しているが、ＱＰＳＫ信号やＢＰＳＫ信号などの位相偏移変調信号も伝送可能である。
　第２のクロック信号源３０１は周波数ｆαｘ＿２のクロック信号を出力する。ｆαｘ＿１≠ｆαｘ＿２とする。第２のクロック信号源３０１の出力スペクトルを図８Ｂに示す。第２のデジタル通信用光源３０２は第２のクロック信号源３０１からのクロック信号を矩形波のデジタル光信号に変換する。
　なお、ここでは光変調信号はＯＯＫ変調信号であることを仮定しているが、ＱＰＳＫ信号やＢＰＳＫ信号などの位相偏移変調信号も伝送可能である。
　ＷＤＭカプラ３０３は、第１のデジタル通信用光源１０５及び第２のデジタル通信用光源３０２からのそれぞれの出射光を合波し、光ファイバ１０６を介して受信側に送出する。
　受信側の光アンプ３０４は光ファイバ１０６を介して受信した伝送光信号の強度を増幅させる。受信系の分岐による損失を光アンプ３０４にて補償する。次に、ＷＤＭカプラ３０５は、受信系を第１の受信信号変換部と第２の受信信号変換部の２系統に分岐する。第１のフォトダイオード３０６ａと第１のフィルタ３０７ａで構成される第１の受信信号変換部には、第１のデジタル通信用光源１０５の光キャリア周波数ｆｃ１で搬送される信号を伝送する。一方、第２のフォトダイオード３０６ｂと第２のフィルタ３０７ｂで構成される第２の受信信号変換部には、第２のデジタル通信用光源３０２の光キャリア周波数ｆｃ２で搬送される信号を伝送する。
　なお、本実施の形態においては分岐する受信系統を２系統としているが、系統を増やしてもいい。その場合、系統数に対応したフォトダイオードとフィルタを追加する。ＷＤＭカプラ３０５の出力スペクトルを図８Ｃと図８Ｄに示す。
　第１の受信信号変換部における第１のフォトダイオード３０６ａはＲＦ送信信号とＲＦクロック信号の光信号を電気信号に変換する。第１のフォトダイオード３０６ａの出力スペクトルを図８Ｅに示す。送信信号周波数ｆＤＡＴＡ、第１のクロック信号源１０２からのＲＦクロック信号の周波数ｆαｘ＿１、ＲＦ送信信号の周波数とＲＦクロック信号の周波数の和周波及び差周波成分（２ｎ１＋１）×ｆαｘ＿１±ｆＤＡＴＡ（ｎは整数）の信号が生成される。また、第２の受信信号変換部における第２のフォトダイオード３０６ｂの出力スペクトルを図８Ｆに示す。第２のデジタル通信用光源３０２からのＲＦクロック信号の周波数ｆαｘ＿２の奇数倍成分（２ｎ２＋１）×ｆαｘ＿２（ｎは整数）の信号が生成される。
　第１の受信信号変換部及び第２の受信信号変換部の第１のフィルタ３０７ａ及び第２のフィルタ３０７ｂは帯域制限を行い、所望の信号周波数のみを取り出す。ここで、これら第１のフィルタ３０７ａ及び第２のフィルタ３０７ｂとしては、所望の周波数以外の周波数成分を阻止することができるフィルタであれば、バンドパスフィルタ、ハイパスフィルタ、ローパスフィルタのいずれを用いてもよい。第１のフィルタ３０７ａの出力スペクトルを図８Ｇに示し、第２のフィルタ３０７ｂの出力スペクトルを図８Ｈに示す。図８Ｇ中の破線は第１のフィルタ３０７ａの帯域を示し、図８Ｈ中の破線は第２のフィルタ３０７ｂの帯域を示している。一例として図８Ｇに示すように、第１のフィルタ３０７ａにおいて（２ｎ１＋１）×ｆαｘ＿１＋ｆＤＡＴＡの信号成分のみを抽出する構成とし、図８Ｈに示すように、第２のフィルタ３０７ｂにおいて（２ｎ２＋１）×ｆαｘ＿２の信号成分のみを抽出する構成とした場合を示しているが、第１のフィルタ３０７ａ及び第２のフィルタ３０７ｂの設計により、任意のｎ１及びｎ２に対して拡張可能である。
　ＲＦミキサ３０８は第１のフィルタ３０７ａ及び第２のフィルタ３０７ｂの出力信号周波数の差周波を出力する。ＲＦミキサ３０８の出力スペクトルを図８Ｉに示す。周波数（２ｎ１＋１）×ｆαｘ＿１＋ｆＤＡＴＡ－（２ｎ２＋１）×ｆαｘ＿２の信号が出力される。
　このように、実施の形態３における周波数変換装置は、第２のクロック信号源３０１からのクロック信号周波数ｆαｘ＿２を適切に設定することによって、実施の形態１では変換できなかった（２ｎ１－１）×ｆαｘ＿１＋ｆＤＡＴＡ≦（２ｎ１＋１）×ｆαｘ＿１＋ｆＤＡＴＡ－（２ｎ２＋１）×ｆαｘ＿２≦（２ｎ１＋１）×ｆαｘ＿１＋ｆＤＡＴＡの範囲にある周波数に変換可能であり、変換可能な周波数範囲を拡大することができる。
　以上説明したように、実施の形態３の光マイクロ波伝送装置によれば、伝送対象のＲＦ送信信号を生成する送信信号源と、ＲＦ送信信号とは異なる周波数を持ち、かつＲＦ送信信号よりレベルが大きい第１のＲＦクロック信号を出力する第１のクロック信号源と、ＲＦ送信信号と第１のＲＦクロック信号とを合波した信号を取得し、ＲＦ送信信号の周波数の信号と、第１のＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の周波数の信号とを含む光信号に変換する第１のデジタル通信用光源と、ＲＦ送信信号及び第１のＲＦクロック信号とは異なる周波数を持つ第２のＲＦクロック信号を出力する第２のクロック信号源と、第２のＲＦクロック信号を光信号に変換する第２のデジタル通信用光源と、第１のデジタル通信用光源から出力される光信号と、第２のデジタル通信用光源から出力される光信号とを合波する光合波器とを備えたので、構成の簡素化を図りながら発生する信号の周波数範囲を拡大させることができる。
　また、実施の形態３の光マイクロ波伝送装置によれば、第１のクロック信号源から出力される第１のＲＦクロック信号のレベルを制御する出力制御回路を備えると共に、第１のデジタル通信用光源は、入力信号に応じて利得を変化させるリミッタアンプを有するようにしたので、デジタル通信用光源をアナログＲｏＦ回路に適用することが可能となる。
　また、実施の形態３の周波数変換装置によれば、実施の形態３の光マイクロ波伝送装置を用い、光合波器で合波された光信号の伝送経路を分岐させる光分配器と、光分配器で分岐された光信号を取得し、ＲＦ送信信号の周波数と第１のＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の高調波との和周波数または差周波数の電気信号を第１の周波数の電気信号として変換する第１の受信信号変換部と、光分配器で分配された光信号を取得し、第２のＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の高調波の電気信号を第２の周波数の電気信号として変換する第２の受信信号変換部と、第１の周波数の電気信号と第２の周波数の電気信号の差周波の電気信号を第３の周波数の電気信号として発生させるミキサとを備えたので、周波数変換可能な範囲を拡大させることができる。
実施の形態４．
　図９は実施の形態４の位相制御装置を示す構成図である。実施の形態４の位相制御装置は、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号とから生成される第３のＲＦ信号の位相を第１のＲＦ信号と同期させるようにしたものである。
　図９において、位相制御装置は、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ－Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ－Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：電圧制御発振器）４０１、第１の分波器４０２、伝送信号源４０３、基準信号源４０４、第１のミキサ４０５、位相同期回路４０６、第２の分波器４０７、第２のミキサ４０８、カプラ４０９、デジタル通信用光源４１０、光サーキュレータ４１１、光ファイバ４１２、光部分反射器４１３、フォトダイオード４１４、第１のアナログフィルタ４１５、第２のアナログフィルタ４１６、第３のミキサ４１７、分周器４１８、位相比較器４１９、ループフィルタ４２０を備える。
　ＶＣＯ４０１は、クロック信号源となる第２のＲＦ信号を出力する発振器である。第１の分波器４０２は、ＶＣＯ４０１から出力されたクロック信号を分波する分波器である。伝送信号源４０３は、伝送信号である第１のＲＦ信号を出力する信号源であり、第１のＲＦ信号生成部を構成する。基準信号源４０４は、クロック信号の基準信号源である。第１のミキサ４０５は、伝送信号源４０３から出力され第２の分波器４０７で分波された伝送信号と、第１の分波器４０２で分波されたＶＣＯ４０１からのクロック信号とをミキシングするミキサである。位相同期回路４０６は、伝送信号源４０３から出力される伝送信号と基準信号源４０４から出力される基準信号の位相を同期させる回路である。第２の分波器４０７は、伝送信号源４０３から出力される伝送信号を分波する分波器である。第２のミキサ４０８は、伝送信号源４０３から出力され第２の分波器４０７で分波された伝送信号と、基準信号源４０４から出力された基準信号とをミキシングするミキサである。カプラ４０９は、ＶＣＯ４０１から出力され第１の分波器４０２で分波されたクロック信号と、伝送信号源４０３から出力され第２の分波器４０７で分波された伝送信号とを合波する合波器である。
　デジタル通信用光源４１０は、送受信一体のモジュールであり、電気信号と光信号の変換を行う。デジタル通信用光源４１０は、リミッタアンプ４１０ａ，４１０ｄ、Ｅ／Ｏ変換部４１０ｂ、Ｏ／Ｅ変換部４１０ｃを有している。リミッタアンプ４１０ａは、実施の形態１～３のリミッタアンプ１０５ａと同様に、入力レベルに対応してその利得を制御し、出力レベルを一定値に保持するデジタル駆動の増幅器である。リミッタアンプ４１０ｄは、Ｏ／Ｅ変換部４１０ｃから出力された電気信号に対してリミッタアンプ４１０ａと同様の動作を行う増幅器である。Ｅ／Ｏ変換部４１０ｂは、実施の形態１～３のＥ／Ｏ変換部１０５ｂと同様に電気信号を光信号に変換する回路である。Ｏ／Ｅ変換部４１０ｃは、光サーキュレータ４１１からの光信号を電気信号に変換する回路である。デジタル通信用光源４１０の一例としては、ＳＦＰ＋（Ｓｍａｌｌ－Ｆｏｒｍ－ｆａｃｔｏｒ－Ｐｌｕｇｇａｂｌｅ－ｐｌｕｓ）の送信部の使用が挙げられる。デジタル通信用光源４１０及びカプラ４０９によって、第３のＲＦ信号生成部が構成されている。光サーキュレータ４１１は、光信号の送信経路と受信経路とを切り分ける処理部であり、Ｅ／Ｏ変換部４１０ｂからの光信号を光ファイバ４１２に通過させ、光ファイバ４１２からの光信号をＯ／Ｅ変換部４１０ｃに通過させる。
　光ファイバ４１２は、実施の形態１～３の光ファイバ１０６と同様の光ファイバである。光部分反射器４１３は、光ファイバ４１２を介して伝送されたデジタル通信用光源４１０からの光信号の一部をデジタル通信用光源４１０側に反射させ、残りの光信号をフォトダイオード４１４に出力する反射器である。フォトダイオード４１４は、光信号を電気信号に変換するＯ／Ｅ変換器である。第１のアナログフィルタ４１５は、フォトダイオード４１４から出力された電気信号のうち、所望のＲＦ信号周波数の信号のみを取り出すためのフィルタであり、例えばバンドパスフィルタで構成される。
　第２のアナログフィルタ４１６は、送信側に戻されたＲＦ信号のうち、所望のＲＦ信号周波数のみを取り出すためのフィルタであり、例えば、バンドパスフィルタで構成される。なお、第１のアナログフィルタ４１５及び第２のアナログフィルタ４１６としては、所望の周波数以外の周波数成分を阻止するものであれば、どのようなものであっても良い。第３のミキサ４１７は、第２のアナログフィルタ４１６から出力されたＲＦ信号と、ＶＣＯ４０１から出力され、第１の分波器４０２及び第１のミキサ４０５を介して取得したクロック信号とをミキシングするミキサである。分周器４１８は、第３のミキサ４１７から出力された信号を１／２倍に分周する分周器である。位相比較器４１９は、分周器４１８の出力信号と第２のミキサ４０８の出力信号の位相を比較する比較器である。ループフィルタ４２０は、帰還回路により、位相比較器４１９から出力された信号から誤差信号を生成してＶＣＯ４０１の出力信号の位相制御を行う回路である。ここで、ＶＣＯ４０１、分周器４１８、位相比較器４１９及びループフィルタ４２０によってＰＬＬが構成されている。また、ＶＣＯ４０１、第１の分波器４０２、基準信号源４０４～第２のミキサ４０８、第２のアナログフィルタ４１６～ループフィルタ４２０によって、第２のＲＦ信号生成部が構成されている。
　次に、実施の形態４の位相制御装置の動作について説明する。
　実施の形態４においては、図１０に示す通り、ＲＦ伝送信号に加えて、伝送信号周波数ｆＤＡＴＡとは異なる周波数（ｆＤＡＴＡ≠ｆα）及び伝送信号レベルより高いレベルを持つ（Ｐα＞ＰＤＡＴＡ）、ＲＦクロック信号をデジタル通信用光源４１０に対してマルチトーン入力を行い、デジタル通信用光源４１０内蔵のリミッタアンプ４１０ａ，４１０ｄをアナログ駆動させること。また、伝送信号とクロック信号の差ビート信号の位相誤差成分φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）を送信端において検出し、ＶＣＯ４０１にフィードバックすることにより、伝送信号とクロック信号の差ビート信号の位相を同期していることを特徴とする。ここで、φ０（ｔ）をクロック信号の出力位相変動量、Δθα（ｔ）をクロック信号が受ける光路中の位相変動量、ΔθＤＡＴＡ（ｔ）を伝送信号が受ける光路中の位相変動量とする。
　先ず、クロック信号源であるＶＣＯ４０１は、周波数ｆα、角周波数ωαのクロック信号を出力する。ここで、クロック信号の出力位相変動量をφ０（ｔ）とする。すなわち、ＶＣＯ４０１から出力される信号はωαｔ＋φ０（ｔ）である。送信信号とクロック信号との関係は、ｆα≠ｆＤＡＴＡとすること。また、送信信号とクロック信号の高調波の差ビート周波数が送信信号周波数と一致しないよう、（２ｎ＋１）×ｆα－ｆＤＡＴＡ≠ｆＤＡＴＡとすること。さらにクロック信号の出力レベルＰαは送信信号の出力レベルＰＤＡＴＡより大きい（Ｐα＞ＰＤＡＴＡ）ことが必要である。
　第１の分波器４０２はＶＣＯ４０１からの出力信号を分波する。一方、伝送信号源４０３は周波数ｆＤＡＴＡ、角周波数ωＤＡＴＡの伝送信号を出力する。ここで、伝送信号の出力位相変動量をδ（ｔ）とする。すなわち、伝送信号源４０３から出力される信号はωＤＡＴＡｔ＋δ（ｔ）である。基準信号源４０４は周波数ｆα、角周波数ωαのクロック基準信号を出力する。ここで、クロック基準信号の出力位相変動量をφ０（ｔ）とする。また、伝送信号源４０３が出力する伝送信号と基準信号源４０４が出力するクロック基準信号は第２の分波器４０７によって位相同期がなされている。
　第１のミキサ４０５は、第１の分波器４０２によって分波されたＶＣＯ４０１からのクロック信号と、第２の分波器４０７によって分波された伝送信号源４０３からの伝送信号をミキシングし、ダウンコンバージョンする。また、第２のミキサ４０８は、基準信号源４０４から出力されたクロック基準信号と第２の分波器４０７で分波された伝送信号源４０３からの伝送信号をミキシングし、ダウンコンバージョンする。
　カプラ４０９は、第２の分波器４０７で分波された伝送信号と第１の分波器４０２で分波されたクロック信号を合波し、これがデジタル通信用光源４１０にマルチトーン信号として入力される。デジタル通信用光源４１０では、送信信号とクロック信号のマルチトーン信号の入力により、リミッタアンプ４１０ａ及びリミッタアンプ４１０ｄはアナログ駆動される。
　光サーキュレータ４１１は、デジタル通信用光源４１０のＥ／Ｏ変換部４１０ｂから出力された光信号を光ファイバ４１２に送出する。光部分反射器４１３は、光ファイバ４１２を介して受信した送信光の一部を送信端へ反射する。フォトダイオード４１４は、光部分反射器４１３を介して受信した光信号を電気信号に変換する。図１１にフォトダイオード４１４の出力スペクトルを示す。クロック信号の出力位相ωαｔ＋φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）の奇数倍の位相成分（２ｎ＋１）×｛ωαｔ＋φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）｝と送信信号の出力位相ωＤＡＴＡｔ＋δ（ｔ）＋ΔθＤＡＴＡ（ｔ）との和成分（２ｎ＋１）×｛ωαｔ＋φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）｝＋｛ωＤＡＴＡｔ＋δ（ｔ）＋ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝及び差成分（２ｎ＋１）×｛ωαｔ＋φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）｝－｛ωＤＡＴＡｔ＋δ（ｔ）＋ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝が発生する。第１のアナログフィルタ４１５は、帯域制限を行い、フォトダイオード４１４の出力信号から、所望の信号周波数のみを取り出す。図１２に第１のアナログフィルタ４１５の出力スペクトルを示す。
　光部分反射器４１３で反射された光信号の一部は、光ファイバ４１２及び光サーキュレータ４１１を介してデジタル通信用光源４１０のＯ／Ｅ変換部４１０ｃに入力される。Ｏ／Ｅ変換部４１０ｃは、光信号を電気信号に変換し、この電気信号がリミッタアンプ４１０ｄを介して第２のアナログフィルタ４１６に与えられる。第２のアナログフィルタ４１６は、帯域制限を行い、リミッタアンプ４１０ｄの出力信号から、（ωα－ωＤＡＴＡ）ｔ－δ（ｔ）＋φ０（ｔ）＋２｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝の位相成分を取り出す。図１３にリミッタアンプ４１０ｄの出力スペクトルを示す。
　すなわち、デジタル通信用光源４１０に対してマルチトーン入力を行った場合、送信信号は正弦波、クロック信号は矩形波で伝送されるため、フォトダイオード４１４及びデジタル通信用光源４１０のＯ／Ｅ変換部４１０ｃの出力端では、送信信号の出力位相成分ωＤＡＴＡｔ＋δ（ｔ）とクロック信号の出力位相成分ωαｔ＋φ０（ｔ）の奇数倍の周波数成分（２ｎ＋１）×｛ωαｔ＋φ０（ｔ）｝の和周波成分（２ｎ＋１）×｛ωαｔ＋φ０（ｔ）｝＋｛ωＤＡＴＡｔ＋δ（ｔ）｝及び差周波成分（２ｎ＋１）×｛ωαｔ＋φ０（ｔ）｝－｛ωＤＡＴＡｔ＋δ（ｔ）｝が発生する。さらに、ここにクロック信号が受ける光路中の位相変動量Δθα（ｔ）及び伝送信号が受ける光路中の位相変動量ΔθＤＡＴＡ（ｔ）が重畳され、フォトダイオード４１４の出力スペクトルは図１１、リミッタアンプ４１０ｄの出力スペクトルは図１３に示す通りとなる。これらの図に示すように、フォトダイオード４１４の出力スペクトルでは、光路中の位相変動は片道分であり、リミッタアンプ４１０ｄの出力スペクトルでは、光路中の位相変動が往復分となっている。
　第２のアナログフィルタ４１６の出力信号は第３のミキサ４１７に入力され、第３のミキサ４１７では、第１のミキサ４０５の出力信号（ωα－ωＤＡＴＡ）ｔ－δ（ｔ）＋φ０（ｔ）とミキシングし、アップコンバージョンする。これにより、第３のミキサ４１７の出力信号は、２（ωα－ωＤＡＴＡ）ｔ－２δ（ｔ）＋２φ０（ｔ）＋２｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝となる。第３のミキサ４１７の出力信号は分周器４１８に与えられ、分周器４１８によって出力位相が１／２倍され（（ωα－ωＤＡＴＡ）ｔ－δ（ｔ）＋φ０（ｔ）＋｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝）、これが位相比較器４１９に与えられる。位相比較器４１９では、分周器４１８の出力信号と第２のミキサ４０８の出力信号（（ωα－ωＤＡＴＡ）ｔ－δ（ｔ））を位相比較し、位相差φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）に応じた誤差信号を生成する。ループフィルタ４２０は、位相比較器４１９からの誤差信号に応じて、ＶＣＯ４０１への制御信号を生成する。
　このように、実施の形態４の位相制御装置では、フォトダイオード４１４の後段に第１のアナログフィルタ４１５を接続し、図１１に示すスペクトルのうち、図１２に示すように、伝送信号とクロック信号の差ビート信号（ｎ＝１）の周波数成分を抽出する。
　また、伝送信号とクロック信号の差ビート信号と、図１３に示すスペクトルのうち第２のアナログフィルタ４１６の出力信号とを第３のミキサ４１７でミキシングし、アップコンバージョンする。そして、分周器４１８で出力位相を１／２倍とした後、位相比較器４１９でクロック基準信号と位相を比較し、誤差成分φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）を検出し、ループフィルタ４２０で誤差信号を生成し、ＶＣＯ４０１にフィードバックする。
　誤差成分φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）がＶＣＯ４０１にフィードバックされた状態では、ＶＣＯ４０１からの出力信号位相は、ωαｔ－｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝となり、伝送信号位相ωＤＡＴＡｔ＋δ（ｔ）、クロック信号位相ωαｔ－｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝のマルチトーン信号がデジタル通信用光源４１０に入力されることとなる。この場合、フォトダイオード４１４の出力端では、クロック信号の位相ωαｔ－｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝の奇数倍と送信信号の位相ωＤＡＴＡｔ＋δ（ｔ）の和成分及び差成分が発生する。
　この条件下で第１のアナログフィルタ４１５にて、クロック信号と伝送信号の差ビート成分を抽出することにより、第１のアナログフィルタ４１５の出力端では、光ファイバ４１２中におけるクロック信号の出力位相変動Δθα（ｔ）及び伝送信号の出力位相変動ΔθＤＡＴＡ（ｔ）の項の影響を受けない、位相（ωα－ωＤＡＴＡ）ｔ－δ（ｔ）の信号を抽出することができ、光路中における位相変動の影響を受けない、安定な信号伝送が可能となる。すなわち、ＶＣＯ４０１の出力信号をそのままクロック信号とし、ＰＬＬが動作を行わないとした場合、第１のアナログフィルタ４１５からの出力信号は、（ωα－ωＤＡＴＡ）ｔ－δ（ｔ）＋φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）であり、光ファイバ４１２中におけるクロック信号の出力位相変動Δθα（ｔ）及び伝送信号の出力位相変動ΔθＤＡＴＡ（ｔ）の項の影響を受けることになるが、実施の形態１ではこの影響を排除することができる。
　以上説明したように、実施の形態４の位相制御装置によれば、伝送対象となる第１のＲＦ信号を生成する第１のＲＦ信号生成部と、第１のＲＦ信号とは異なる周波数の第２のＲＦ信号を生成する第２のＲＦ信号生成部と、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号を用いて第３のＲＦ信号を生成する第３のＲＦ信号生成部とを備え、第２のＲＦ信号生成部は、第１のＲＦ信号と第３のＲＦ信号の位相を同期させるＲＦ信号を生成するようにしたので、伝送信号の光路中の位相変動の影響を排除することができるため、伝送信号の適用範囲の拡大に寄与することができる。
　また、実施の形態４の位相制御装置によれば、第２のＲＦ信号生成部は、第２のＲＦ信号として、第１のＲＦ信号より信号レベルの高い信号を生成し、第３のＲＦ信号生成部は、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号とを合波して第３のＲＦ信号を生成するようにしたので、位相制御装置として構成を簡素化し、低コスト化を図ることができる。
　また、実施の形態４の位相制御装置によれば、第３のＲＦ信号生成部は、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号とを合波した信号を光信号に変換するデジタル通信用光源を用いて構成され、第２のＲＦ信号生成部は、デジタル通信用光源から出力された光信号を折り返した信号を用いて第２のＲＦ信号を生成するようにしたので、アナログＲｏＦ回路に適用した場合の部品点数の削減と構成の簡素化に寄与することができる。
　また、実施の形態４の位相制御装置によれば、第３のＲＦ信号生成部は、第３のＲＦ信号として、第２のＲＦ信号の基本波と第１のＲＦ信号の差周波数を持つ信号を生成するようにしたので、位相制御装置として構成を簡素化し、低コスト化を図ることができる。
　また、実施の形態４の位相制御装置によれば、第３のＲＦ信号生成部は、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号とを合波した信号を光信号に変換するデジタル通信用光源を用いて構成され、かつ、第３のＲＦ信号として、第２のＲＦ信号の基本波と第１のＲＦ信号の差周波数を持つ信号を生成し、第２のＲＦ信号生成部は、デジタル通信用光源から出力された光信号を折り返した信号を用いて第２のＲＦ信号を生成するようにしたので、アナログＲｏＦ回路に適用した場合の部品点数の削減と構成の簡素化に寄与することができる。
実施の形態５．
　図１４は実施の形態５の位相制御装置を示す構成図である。実施の形態５の位相制御装置は、実施の形態４の構成に加えて、第３のＲＦ信号として、前記第２のＲＦ信号のｎ倍波（ｎは任意の整数）と前記第１のＲＦ信号の差周波数を持つ信号を生成するようにしたものである。
　図１４において、位相制御装置は、ＶＣＯ４０１、第１の分波器４０２、伝送信号源４０３、基準信号源４０４、第１のミキサ４０５、位相同期回路４０６、第２の分波器４０７、第２のミキサ４０８、カプラ４０９、デジタル通信用光源４１０、光サーキュレータ４１１、光ファイバ４１２、光部分反射器４１３、フォトダイオード４１４、第１のアナログフィルタ４１５、第２のアナログフィルタ４１６、第３のミキサ４１７、分周器（第１の分周器）４１８、位相比較器４１９、ループフィルタ４２０、第２の分周器５０１、第３の分周器５０２、第４の分周器５０３を備える。ここで、第２の分周器５０１～第４の分周器５０３以外の構成は、図９に示した実施の形態４の位相制御装置と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。
　第２の分周器５０１は、第２の分波器４０７から第１のミキサ４０５への経路に設けられた分周器であり、１／（２ｎ＋１）分周を行う。第３の分周器５０２は、第２の分波器４０７から第２のミキサ４０８への経路に設けられた分周器であり、１／（２ｎ＋１）分周を行う。第４の分周器５０３は、第２のアナログフィルタ４１６から第３のミキサ４１７への経路に設けられた分周器であり、１／（２ｎ＋１）分周を行う。
　次に、実施の形態５の位相制御装置の動作について実施の形態４とは異なる点を中心に説明する。
　実施の形態５では、伝送信号の周波数ｆＤＡＴＥとクロック信号の奇数倍の高調波（２ｎ＋１）×ｆαの差ビート周波数が送信信号周波数と一致しないよう、（２ｎ＋１）×ｆα－ｆＤＡＴＡ≠ｆＤＡＴＡとする。また、ＶＣＯ４０１の出力周波数ｆαと伝送信号源４０３の出力周波数ｆＤＡＴＡはｆα≠ｆＤＡＴＡとすることと、クロック信号の出力レベルＰαは送信信号の出力レベルＰＤＡＴＡより大きくすること（Ｐα＞ＰＤＡＴＡ）は実施の形態４と同様である。
　第２の分周器５０１と第３の分周器５０２は、伝送信号周波数を１／（２ｎ＋１）倍にする。出力位相は（ωＤＡＴＡ／（２ｎ＋１））ｔ－δ（ｔ）／（２ｎ＋１）となる。
　第１のアナログフィルタ４１５は帯域制限を行い、フォトダイオード４１４からの出力信号から、（（２ｎ＋１）ωα－ωＤＡＴＡ）ｔ－δ（ｔ）＋（２ｎ＋１）φ０（ｔ）＋｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝の位相成分を取り出す。
　第２のアナログフィルタ４１６は帯域制限を行い、デジタル通信用光源４１０のリミッタアンプ４１０ｄの出力信号から、（（２ｎ＋１）ωα－ωＤＡＴＡ）ｔ－δ（ｔ）＋（２ｎ＋１）φ０（ｔ）＋２｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝の位相成分を取り出す。
　第４の分周器５０３は、第２のアナログフィルタ４１６の出力信号周波数を１／（２ｎ＋１）倍にする。出力信号の位相は（ωα－ωＤＡＴＡ／（２ｎ＋１））ｔ－δ（ｔ）／（２ｎ＋１）＋φ０（ｔ）＋（２／（２ｎ＋１））×｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝となる。第３のミキサ４１７は、第４の分周器５０３の出力信号と第１のミキサ４０５の出力信号（（ωα－ωＤＡＴＡ）／（２ｎ＋１）ｔ－δ（ｔ）／（２ｎ＋１）＋φ０（ｔ））とミキシングし、アップコンバージョンする。これにより、第３のミキサ４１７の出力信号は、２（ωα－ωＤＡＴＡ／（２ｎ＋１））ｔ－２δ（ｔ）／（２ｎ＋１）＋２φ０（ｔ）＋（２／（２ｎ＋１））×｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝となる。分周器４１８は、第３のミキサ４１７の出力信号に対して１／２分周を行って、（ωα－ωＤＡＴＡ／（２ｎ＋１））ｔ－δ（ｔ）／（２ｎ＋１）＋φ０（ｔ）＋（１／（２ｎ＋１））×｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝を出力する。位相比較器４１９は、分周器４１８の出力信号と第２のミキサ４０８の出力信号（（ωα－ωＤＡＴＡ）／（２ｎ＋１）ｔ－δ（ｔ）／（２ｎ＋１））を位相比較し、位相差φ０（ｔ）＋（１／（２ｎ＋１）｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝に応じた誤差信号を生成する。ループフィルタ４２０は、位相比較器４１９からの誤差信号に応じて、ＶＣＯ４０１への制御信号を生成する。これにより、ＶＣＯ４０１からの出力信号は、ωαｔ－（１／（２ｎ＋１））｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝となる。すなわちφ０ｔ＝－（１／（２ｎ＋１））｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝だからである。
　このように、実施の形態５では、実施の形態４と同様に、デジタル通信用光源４１０に対して周波数ｆＤＡＴＡ、角周波数ωＤＡＴＡの伝送信号と周波数ｆα、角周波数ωαのクロック信号のマルチトーン入力を行い、フォトダイオード４１４及びデジタル通信用光源４１０に内蔵されるＯ／Ｅ変換部４１０ｃの出力端で、送信信号の位相成分ωＤＡＴＡｔ＋δ（ｔ）＋ΔθＤＡＴＡ（ｔ）とクロック信号の位相成分ωαｔ＋φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）の奇数倍の周波数成分（２ｎ＋１）×｛ωαｔ＋φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）｝の和周波成分（２ｎ＋１）×｛ωαｔ＋φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）｝＋｛ωＤＡＴＡｔ＋δ（ｔ）＋ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝及び差周波成分（２ｎ＋１）×｛ωαｔ＋φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）｝－｛ωＤＡＴＡｔ＋δ（ｔ）＋ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝を発生させる。ここで、実施の形態５においては、クロック信号の（２ｎ＋１）倍波と伝送信号の差ビート成分を抽出し、位相同期を確立する。ＶＣＯ４０１に対して誤差信号φ０（ｔ）＋（１／（２ｎ＋１））｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝が入力することで、第１のアナログフィルタ４１５にて、クロック信号と伝送信号の差ビート成分を抽出することにより、第１のアナログフィルタ４１５の出力端では、光ファイバ中におけるクロック信号の出力位相変動Δθα（ｔ）及び伝送信号の出力位相変動ΔθＤＡＴＡ（ｔ）の項の影響を受けない、位相（（２ｎ＋１）ωα－ωＤＡＴＡ）ｔ－δ（ｔ）の信号を抽出することができ、光路中における位相変動の影響を受けない、安定な信号伝送が可能となる。
　以上説明したように、実施の形態５の位相制御装置によれば、第３のＲＦ信号生成部は、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号とを合波した信号を光信号に変換するデジタル通信用光源を用いて構成され、かつ、第３のＲＦ信号として、第２のＲＦ信号の（２ｎ＋１）倍波（ｎは任意の整数）と第１のＲＦ信号の差周波数を持つ信号を生成するようにしたので、伝送信号の光路中の位相変動の影響を排除することができるため、伝送信号の適用範囲の拡大に寄与することができる。
　また、実施の形態５の位相制御装置によれば、第３のＲＦ信号生成部は、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号とを合波した信号を光信号に変換するデジタル通信用光源を用いて構成され、かつ、第３のＲＦ信号として、第２のＲＦ信号の（２ｎ＋１）倍波（ｎは任意の整数）と第１のＲＦ信号の差周波数を持つ信号を生成し、第２のＲＦ信号生成部は、第２のＲＦ信号として、第１のＲＦ信号より信号レベルの高い信号を生成すると共に、デジタル通信用光源から出力された光信号を折り返した信号を用いて第２のＲＦ信号を生成するようにしたので、アナログＲｏＦ回路に適用した場合の部品点数の削減と構成の簡素化に寄与することができる。
実施の形態６．
　図１５は実施の形態６の位相制御装置を示す構成図である。実施の形態６の位相制御装置は、実施の形態５の構成に加えて、第３のＲＦ信号を抽出するためのＲＦフィルタのフィルタ特性を決定するフィルタ特性演算部を備えたものである。
　図１５において、位相制御装置は、ＶＣＯ４０１、第１の分波器４０２、伝送信号源４０３、基準信号源４０４、第１のミキサ４０５、位相同期回路４０６、第２の分波器４０７、第２のミキサ４０８、カプラ４０９、デジタル通信用光源４１０、光サーキュレータ４１１、光ファイバ４１２、光部分反射器４１３、フォトダイオード４１４、第３のミキサ４１７、分周器（第１の分周器）４１８、位相比較器４１９、ループフィルタ４２０、第２の分周器５０１、第３の分周器５０２、第４の分周器５０３、第１のデジタルフィルタ６０１、第２のデジタルフィルタ６０２、第３の分波器６０３、逓倍器６０４、計測器６０５、演算処理回路６０６を備える。ここで、第１のデジタルフィルタ６０１～演算処理回路６０６以外の構成は、図１４に示した実施の形態４の位相制御装置と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。
　第１のデジタルフィルタ６０１はフォトダイオード４１４の後段側に接続され、特定の周波数以外の周波数成分を阻止するＲＦフィルタである。第２のデジタルフィルタ６０２は、リミッタアンプ４１０ｄと第４の分周器５０３との間に接続され、特定の周波数以外の周波数成分を阻止するＲＦフィルタである。また、これら第１のデジタルフィルタ６０１及び第２のデジタルフィルタ６０２は、そのフィルタ特性が演算処理回路６０６によって設定されるよう構成されている。第３の分波器６０３は第１のミキサ４０５の出力信号を第３のミキサ４１７への信号と逓倍器６０４への信号とに分波する分波器である。逓倍器６０４は、第３の分波器６０３で分波された第１のミキサ４０５の出力信号を（２ｎ＋１）倍する逓倍器である。計測器６０５は、例えば、クロック信号と伝送信号の差ビート周波数を検出する計測器であり、例えば、スペクトルアナライザーで構成されている。演算処理回路６０６は、計測器６０５で検出された周波数に基づいて第１のデジタルフィルタ６０１及び第２のデジタルフィルタ６０２のフィルタ特性を決定する演算回路である。これら計測器６０５と演算処理回路６０６によって、フィルタ特性演算部が構成されている。
　次に、実施の形態６の位相制御装置の動作について実施の形態５とは異なる点を中心に説明する。
　実施の形態６では、伝送信号の周波数ｆＤＡＴＥとクロック信号の奇数倍の高調波（２ｎ＋１）×ｆαの差ビート周波数が送信信号周波数と一致しないよう、（２ｎ＋１）×ｆα－ｆＤＡＴＡ≠ｆＤＡＴＡとし、また、ＶＣＯ４０１の出力周波数ｆαと伝送信号源４０３の出力周波数ｆＤＡＴＡはｆα≠ｆＤＡＴＡとすると共に、クロック信号の出力レベルＰαは送信信号の出力レベルＰＤＡＴＡより大きくすること（Ｐα＞ＰＤＡＴＡ）は実施の形態５と同様である。
　第１のデジタルフィルタ６０１は、演算処理回路６０６の演算結果に基づいて帯域制限を行い、フォトダイオード４１４の出力信号から、（（２ｎ＋１）ωα－ωＤＡＴＡ）ｔ－δ（ｔ）＋（２ｎ＋１）φ０（ｔ）＋｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝の位相成分を取り出す。
　第２のデジタルフィルタ６０２は、演算処理回路６０６の演算結果に基づいて帯域制限を行い、デジタル通信用光源４１０に内蔵されているリミッタアンプ４１０ｄの出力信号から、（（２ｎ＋１）ωα－ωＤＡＴＡ）ｔ－δ（ｔ）＋（２ｎ＋１）φ０（ｔ）＋２｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝の位相成分を取り出す。
　第３の分波器６０３によって分波された第１のミキサ４０５の出力信号は逓倍器６０４に入力され、逓倍器６０４は出力周波数を（２ｎ＋１）倍する。逓倍器６０４の出力信号の位相は、（（２ｎ＋１）ωα－ωＤＡＴＡ）ｔ－δ（ｔ）＋（２ｎ＋１）φ０（ｔ）であり、周波数ｆ０に換算すると、下式の通りとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　計測器６０５は、ＶＣＯ４０１の出力信号と伝送信号の差ビート周波数を検出し、演算処理回路６０６は、計測器６０５の検出結果に基づいて、第１のデジタルフィルタ６０１及び第２のデジタルフィルタ６０２が満たすべきフィルタ特性を決定する。すなわち、上式の周波数ｆ０を中心周波数としたバンドバスフィルタとなる演算処理を行う。一例として、双二次フィルタを想定した場合における演算内容を以下に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　このように、実施の形態６の位相制御装置では、実施の形態５と同様に、デジタル通信用光源４１０に対して周波数ｆＤＡＴＡ、角周波数ωＤＡＴＡの伝送信号と周波数ｆα、角周波数ωαのクロック信号のマルチトーン入力を行い、フォトダイオード４１４及びデジタル通信用光源４１０に内蔵されるＯ／Ｅ変換部４１０ｃの出力端で、送信信号の位相成分ωＤＡＴＡｔ＋δ（ｔ）＋ΔθＤＡＴＡ（ｔ）とクロック信号の位相成分ωαｔ＋φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）の奇数倍の周波数成分（２ｎ＋１）×｛ωαｔ＋φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）｝の和周波成分（２ｎ＋１）×｛ωαｔ＋φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）｝＋｛ωＤＡＴＡｔ＋δ（ｔ）＋ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝及び差周波成分（２ｎ＋１）×｛ωαｔ＋φ０（ｔ）＋Δθα（ｔ）｝－｛ωＤＡＴＡｔ＋δ（ｔ）＋ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝が発生させる。そして、（（２ｎ＋１）ωα－ωＤＡＴＡ）ｔ－δ（ｔ）＋（２ｎ＋１）φ０（ｔ）＋｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝の位相成分を持つ信号を第１のデジタルフィルタ６０１及び第２のデジタルフィルタ６０２で抽出する。実施の形態６では、抽出するべき中心周波数（（２ｎ＋１）ωα－ωＤＡＴＡ）ｔ－δ（ｔ）＋（２ｎ＋１）φ０（ｔ）＋｛Δθα（ｔ）－ΔθＤＡＴＡ（ｔ）｝を計測器６０５で計測し、計測結果から演算処理回路６０６にて第１のデジタルフィルタ６０１及び第２のデジタルフィルタ６０２のフィルタ特性を決定する。
　以上説明したように、実施の形態６の位相制御装置によれば、第３のＲＦ信号を抽出するための特定の周波数以外の周波数成分を阻止するＲＦフィルタのフィルタ特性を第２のＲＦ信号の（２ｎ＋１）倍波（ｎは任意の整数）と第１のＲＦ信号の差周波数を検出することで決定するフィルタ特性演算部を備え、第３のＲＦ信号生成部は、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号とを合波した信号を光信号に変換するデジタル通信用光源を用いて構成され、かつ、第３のＲＦ信号として、第２のＲＦ信号の（２ｎ＋１）倍波と第１のＲＦ信号の差周波数を持つ信号を生成するようにしたので、伝送信号の周波数が変化した場合でもＲＦフィルタを変更する必要がなく、構成の簡素化に寄与することができる。
　また、実施の形態６の位相制御装置によれば、第３のＲＦ信号を抽出するための特定の周波数以外の周波数成分を阻止するＲＦフィルタのフィルタ特性を第２のＲＦ信号の（２ｎ＋１）倍波（ｎは任意の整数）と第１のＲＦ信号の差周波数を検出することで決定するフィルタ特性演算部を備え、第３のＲＦ信号生成部は、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号とを合波した信号を光信号に変換するデジタル通信用光源を用いて構成され、かつ、第３のＲＦ信号として、第２のＲＦ信号の（２ｎ＋１）倍波と第１のＲＦ信号の差周波数を持つ信号を生成し、第２のＲＦ信号生成部は、第２のＲＦ信号として、第１のＲＦ信号より信号レベルの高い信号を生成すると共に、デジタル通信用光源から出力された光信号を折り返した信号を用いて第２のＲＦ信号を生成するようにしたので、アナログＲｏＦ回路に適用した場合の部品点数の削減と構成の簡素化に寄与することができる。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　以上のように、この発明に係る光マイクロ波伝送装置及び周波数変換装置並びに位相制御装置は、低周波数信号源からの信号を逓倍変換して高周波信号を生成する構成に関するものであり、アナログＲｏＦ回路に用いるのに適している。
　１０１　送信信号源、１０２　クロック信号源（第１のクロック信号源）、１０３　出力制御回路、１０４　カプラ、１０５　デジタル通信用光源（第１のデジタル通信用光源）、１０５ａ，３０２ａ　リミッタアンプ、１０５ｂ，３０２ｂ　Ｅ／Ｏ変換部、１０６　光ファイバ、１０７　フォトダイオード、１０８　フィルタ、２０１，３０４　光アンプ、２０２　光分配器、２０３ａ，３０６ａ　第１のフォトダイオード、２０３ｂ，３０６ｂ　第２のフォトダイオード、２０４ａ，３０７ａ　第１のフィルタ、２０４ｂ，３０７ｂ　第２のフィルタ、２０５，３０８　ＲＦミキサ、３０１　第２のクロック信号源、３０２　第２のデジタル通信用光源、３０３　ＷＤＭカプラ（光合波器）、３０５　ＷＤＭカプラ（光分配器）、４０１　ＶＣＯ、４０２　第１の分波器、４０３　伝送信号源、４０４　基準信号源、４０５　第１のミキサ、４０６　位相同期回路、４０７　第２の分波器、４０８　第２のミキサ、４０９　カプラ、４１０　デジタル通信用光源、４１０ａ，４１０ｄ　リミッタアンプ、４１０ｂ　Ｅ／Ｏ変換部、４１０ｃ　Ｏ／Ｅ変換部、４１１　光サーキュレータ、４１２　光ファイバ、４１３　光部分反射器、４１４　フォトダイオード、４１５　第１のアナログフィルタ、４１６　第２のアナログフィルタ、４１７　第３のミキサ、４１８　分周器（第１の分周器）、４１９　位相比較器、４２０　ループフィルタ、５０１　第２の分周器、５０２　第３の分周器、５０３　第４の分周器、６０１　第１のデジタルフィルタ、６０２　第２のデジタルフィルタ、６０３　第３の分波器、６０４　逓倍器、６０５　計測器、６０６　演算処理回路。

Claims (19)

  1. 　伝送対象のＲＦ送信信号を生成する送信信号源と、
    　前記ＲＦ送信信号とは異なる周波数を持ち、かつ当該ＲＦ送信信号よりレベルが大きいＲＦクロック信号を出力するクロック信号源と、
    　前記ＲＦ送信信号と前記ＲＦクロック信号とを合波した信号を光信号に変換するデジタル通信用光源とを備えたことを特徴とする光マイクロ波伝送装置。
  2. 　前記デジタル通信用光源は、前記ＲＦ送信信号の周波数の信号と、前記ＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の周波数の信号とを光信号に変換することを特徴とする請求項１記載の光マイクロ波伝送装置。
  3. 　前記クロック信号源から出力される前記ＲＦクロック信号のレベルを制御する出力制御回路を備えると共に、前記デジタル通信用光源は、入力信号に応じて利得を変化させるリミッタアンプを有することを特徴とする請求項１または請求項２記載の光マイクロ波伝送装置。
  4. 　請求項３の光マイクロ波伝送装置を用い、
    　前記光デジタル通信用光源から送出された光信号を取得し、前記ＲＦ送信信号の周波数と前記ＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の高調波との和周波数及び差周波数の電気信号に変換するフォトダイオードと、
    　前記フォトダイオードで変換された電気信号から設定された周波数の電気信号を取り出すフィルタとを備えたことを特徴とする周波数変換装置。
  5. 　伝送対象のＲＦ送信信号を生成する送信信号源と、
    　前記ＲＦ送信信号とは異なる周波数を持ち、かつ当該ＲＦ送信信号よりレベルが大きいＲＦクロック信号を出力するクロック信号源と、
    　前記ＲＦ送信信号の周波数の信号と、前記ＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の周波数の信号とを光信号に変換するデジタル通信用光源と、
    　前記デジタル通信用光源から送出された光信号の伝送経路を第１の受信経路と第２の受信経路とに分岐させる光分配器を備え、
    　前記第１の受信経路は、前記デジタル通信用光源から送出された光信号を取得し、前記ＲＦ送信信号の周波数と前記ＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の高調波との和周波数及び差周波数の電気信号に変換する第１のフォトダイオードと、前記第１のフォトダイオードで変換された電気信号から設定された第１の周波数の電気信号を取り出す第１のフィルタとからなり、
    　前記第２の受信経路は、前記デジタル通信用光源から送出された光信号を取得し、前記ＲＦ送信信号の周波数と前記ＲＦクロック信号の周波数の奇数倍でかつ前記第１のフォトダイオードの周波数とは異なる高調波との和周波数及び差周波数の電気信号に変換する第２のフォトダイオードと、前記第２のフォトダイオードで変換された電気信号から設定された第２の周波数の電気信号を取り出す第２のフィルタとからなることを特徴とする周波数変換装置。
  6. 　前記第１の周波数の電気信号と前記第２の周波数の電気信号との差周波数の電気信号を取り出すミキサを備えたことを特徴とする請求項５記載の周波数変換装置。
  7. 　前記クロック信号源から出力される前記ＲＦクロック信号のレベルを制御する出力制御回路を備えると共に、前記デジタル通信用光源は、入力信号に応じて利得を変化させるリミッタアンプを有することを特徴とする請求項５または請求項６記載の周波数変換装置。
  8. 　伝送対象のＲＦ送信信号を生成する送信信号源と、
    　前記ＲＦ送信信号とは異なる周波数を持ち、かつ当該ＲＦ送信信号よりレベルが大きい第１のＲＦクロック信号を出力する第１のクロック信号源と、
    　前記ＲＦ送信信号と前記第１のＲＦクロック信号とを合波した信号を取得し、前記ＲＦ送信信号の周波数の信号と、前記第１のＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の周波数の信号とを含む光信号に変換する第１のデジタル通信用光源と、
    　前記ＲＦ送信信号及び前記第１のＲＦクロック信号とは異なる周波数を持つ第２のＲＦクロック信号を出力する第２のクロック信号源と、
    　前記第２のＲＦクロック信号を光信号に変換する第２のデジタル通信用光源と、
    　前記第１のデジタル通信用光源から出力される光信号と、前記第２のデジタル通信用光源から出力される光信号とを合波する光合波器とを備えたことを特徴とする光マイクロ波伝送装置。
  9. 　前記第１のクロック信号源から出力される前記第１のＲＦクロック信号のレベルを制御する出力制御回路を備えると共に、前記第１のデジタル通信用光源は、入力信号に応じて利得を変化させるリミッタアンプを有することを特徴とする請求項８記載の光マイクロ波伝送装置。
  10. 　請求項８または請求項９に記載の光マイクロ波伝送装置を用い、
    　前記光合波器で合波された光信号の伝送経路を分岐させる光分配器と、
    　前記光分配器で分岐された光信号を取得し、前記ＲＦ送信信号の周波数と前記第１のＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の高調波との和周波数または差周波数の電気信号を第１の周波数の電気信号として変換する第１の受信信号変換部と、
    　前記光分配器で分配された光信号を取得し、前記第２のＲＦクロック信号の周波数の奇数倍の高調波の電気信号を第２の周波数の電気信号として変換する第２の受信信号変換部と、
    　前記第１の周波数の電気信号と前記第２の周波数の電気信号の差周波の電気信号を第３の周波数の電気信号として発生させるミキサとを備えた周波数変換装置。
  11. 　伝送対象となる第１のＲＦ信号を生成する第１のＲＦ信号生成部と、
    　前記第１のＲＦ信号とは異なる周波数の第２のＲＦ信号を生成する第２のＲＦ信号生成部と、
    　前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号を用いて第３のＲＦ信号を生成する第３のＲＦ信号生成部とを備え、
    　前記第２のＲＦ信号生成部は、前記第１のＲＦ信号と前記第３のＲＦ信号の位相を同期させるＲＦ信号を生成することを特徴とする位相制御装置。
  12. 　前記第２のＲＦ信号生成部は、前記第２のＲＦ信号として、前記第１のＲＦ信号より信号レベルの高い信号を生成し、
    　前記第３のＲＦ信号生成部は、前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号とを合波して前記第３のＲＦ信号を生成することを特徴とする請求項１１記載の位相制御装置。
  13. 　前記第３のＲＦ信号生成部は、前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号とを合波した信号を光信号に変換するデジタル通信用光源を用いて構成され、
    　前記第２のＲＦ信号生成部は、前記デジタル通信用光源から出力された光信号を折り返した信号を用いて前記第２のＲＦ信号を生成することを特徴とする請求項１１または請求項１２記載の位相制御装置。
  14. 　前記第３のＲＦ信号生成部は、前記第３のＲＦ信号として、前記第２のＲＦ信号の基本波と前記第１のＲＦ信号の差周波数を持つ信号を生成することを特徴とする請求項１１または請求項１２記載の位相制御装置。
  15. 　前記第３のＲＦ信号生成部は、前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号とを合波した信号を光信号に変換するデジタル通信用光源を用いて構成され、かつ、前記第３のＲＦ信号として、前記第２のＲＦ信号の基本波と前記第１のＲＦ信号の差周波数を持つ信号を生成し、
    　前記第２のＲＦ信号生成部は、前記デジタル通信用光源から出力された光信号を折り返した信号を用いて前記第２のＲＦ信号を生成することを特徴とする請求項１１または請求項１２記載の位相制御装置。
  16. 　前記第３のＲＦ信号生成部は、前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号とを合波した信号を光信号に変換するデジタル通信用光源を用いて構成され、かつ、前記第３のＲＦ信号として、前記第２のＲＦ信号の（２ｎ＋１）倍波（ｎは任意の整数）と前記第１のＲＦ信号の差周波数を持つ信号を生成することを特徴とする請求項１１または請求項１２記載の位相制御装置。
  17. 　前記第３のＲＦ信号生成部は、前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号とを合波した信号を光信号に変換するデジタル通信用光源を用いて構成され、かつ、前記第３のＲＦ信号として、前記第２のＲＦ信号の（２ｎ＋１）倍波（ｎは任意の整数）と前記第１のＲＦ信号の差周波数を持つ信号を生成し、
    　前記第２のＲＦ信号生成部は、前記第２のＲＦ信号として、前記第１のＲＦ信号より信号レベルの高い信号を生成すると共に、前記デジタル通信用光源から出力された光信号を折り返した信号を用いて前記第２のＲＦ信号を生成することを特徴とする請求項１１または請求項１２記載の位相制御装置。
  18. 　前記第３のＲＦ信号を抽出するための特定の周波数以外の周波数成分を阻止するＲＦフィルタのフィルタ特性を前記第２のＲＦ信号の（２ｎ＋１）倍波（ｎは任意の整数）と前記第１のＲＦ信号の差周波数を検出することで決定するフィルタ特性演算部を備え、
    　前記第３のＲＦ信号生成部は、前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号とを合波した信号を光信号に変換するデジタル通信用光源を用いて構成され、かつ、前記第３のＲＦ信号として、前記第２のＲＦ信号の（２ｎ＋１）倍波と前記第１のＲＦ信号の差周波数を持つ信号を生成することを特徴とする請求項１１または請求項１２記載の位相制御装置。
  19. 　前記第３のＲＦ信号を抽出するための特定の周波数以外の周波数成分を阻止するＲＦフィルタのフィルタ特性を前記第２のＲＦ信号の（２ｎ＋１）倍波（ｎは任意の整数）と前記第１のＲＦ信号の差周波数を検出することで決定するフィルタ特性演算部を備え、
    　前記第３のＲＦ信号生成部は、前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号とを合波した信号を光信号に変換するデジタル通信用光源を用いて構成され、かつ、前記第３のＲＦ信号として、前記第２のＲＦ信号の（２ｎ＋１）倍波と前記第１のＲＦ信号の差周波数を持つ信号を生成し、
    　前記第２のＲＦ信号生成部は、前記第２のＲＦ信号として、前記第１のＲＦ信号より信号レベルの高い信号を生成すると共に、前記デジタル通信用光源から出力された光信号を折り返した信号を用いて前記第２のＲＦ信号を生成することを特徴とする請求項１１または請求項１２記載の位相制御装置。
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11355209A (ja) * 1998-06-11 1999-12-24 Toshiba Corp 光アナログ伝送装置
JP2005340898A (ja) * 2004-05-24 2005-12-08 Yazaki Corp 光伝送システム
JP2006333347A (ja) * 2005-05-30 2006-12-07 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 光−無線融合通信システム用光送信器
JP2012142841A (ja) * 2011-01-05 2012-07-26 Mitsubishi Electric Corp 光ファイバマイクロ波伝送装置、複合型光ファイバマイクロ波伝送装置
JP2014216804A (ja) * 2013-04-25 2014-11-17 三菱電機株式会社 光ファイバマイクロ波伝送装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11355209A (ja) * 1998-06-11 1999-12-24 Toshiba Corp 光アナログ伝送装置
JP2005340898A (ja) * 2004-05-24 2005-12-08 Yazaki Corp 光伝送システム
JP2006333347A (ja) * 2005-05-30 2006-12-07 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 光−無線融合通信システム用光送信器
JP2012142841A (ja) * 2011-01-05 2012-07-26 Mitsubishi Electric Corp 光ファイバマイクロ波伝送装置、複合型光ファイバマイクロ波伝送装置
JP2014216804A (ja) * 2013-04-25 2014-11-17 三菱電機株式会社 光ファイバマイクロ波伝送装置

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