WO2018198608A1 - 電子部品 - Google Patents

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WO2018198608A1
WO2018198608A1 PCT/JP2018/011251 JP2018011251W WO2018198608A1 WO 2018198608 A1 WO2018198608 A1 WO 2018198608A1 JP 2018011251 W JP2018011251 W JP 2018011251W WO 2018198608 A1 WO2018198608 A1 WO 2018198608A1
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capacitor electrode
capacitor
inductor
conductor pattern
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谷口　哲夫
清弘 樫内
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to an electronic component in which a plurality of dielectric layers are stacked to process a high-frequency signal.
  • Patent Document 1 discloses a multilayer bandpass filter.
  • parasitic inductors are generated in the signal path.
  • the impedance (L ⁇ 2 ⁇ f) of the inductor having an inductance L increases. Therefore, the impedance due to the parasitic inductor increases as the frequency processed by the electronic component increases. As a result, signal transmission in the electronic component is delayed, and the characteristics of the electronic component can deviate from the desired characteristics.
  • the ground terminal is disposed over the top surface, the side surface, and the bottom surface of the multilayer bandpass filter. It can be said that the ground terminal is a signal path having a length approximately equal to the thickness in the stacking direction of the plurality of dielectric layers.
  • the inductance increases as the inductor becomes longer and increases as it becomes thinner. Therefore, a parasitic inductor that cannot be ignored in a multilayer bandpass filter that processes a high-frequency signal can occur at the ground terminal. As a result, the characteristics of the multilayer bandpass filter can deviate from the desired characteristics.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to suppress the deviation of the characteristics of the electronic component from the desired characteristics.
  • the electronic component according to one aspect of the present invention is a stacked body in which a plurality of dielectric layers are stacked in the stacking direction.
  • the electronic component includes a first terminal and a second terminal, a common capacitor electrode part, and a first capacitor electrode and a second capacitor electrode.
  • the common capacitor electrode part is connected to the first terminal.
  • the second capacitor electrode is connected to the second terminal.
  • the common capacitor electrode part includes a third capacitor electrode connected to the first terminal.
  • the first capacitor electrode forms a first capacitor together with the third capacitor electrode.
  • the second capacitor electrode forms a second capacitor together with the third capacitor electrode.
  • the plurality of dielectric layers include a connection layer in which the first portion of the first terminal and the second portion of the second terminal are disposed.
  • the inductance of the path from the second capacitor electrode to the second part is smaller than the inductance of the path from the third capacitor electrode to the first part.
  • the inductance of the path from the second capacitor electrode to the second terminal portion (second portion) arranged in the connection layer is arranged in the connection layer from the third capacitor electrode. It is smaller than the inductance of the path to the first terminal portion (first portion).
  • the impedance of the parasitic inductor (second impedance) generated in the signal path from the second capacitor electrode to the second portion is the impedance of the parasitic inductor (first impedance) generated in the signal path from the third capacitor electrode to the first portion. Smaller than.
  • the second impedance is smaller than the first impedance.
  • a signal is transmitted to the second portion via the second capacitor formed by the capacitor electrode and the third capacitor electrode. Since the second terminal also serves as the first terminal, the signal path from the second capacitor electrode to the second part functions as an alternative path for the signal path from the third capacitor electrode to the first part. Therefore, it is suppressed that signal transmission is delayed inside the electronic component.
  • An electronic component is a stacked body in which a plurality of dielectric layers are stacked in the stacking direction.
  • the electronic component includes a first terminal and a second terminal, a common capacitor electrode part, and a first capacitor electrode and a second capacitor electrode.
  • the common capacitor electrode part is connected to the first terminal.
  • the second capacitor electrode is connected to the second terminal.
  • the common capacitor electrode part includes a third capacitor electrode and a fourth capacitor electrode.
  • the third capacitor electrode is connected to the first terminal.
  • the fourth capacitor electrode is connected to the third capacitor electrode.
  • the first capacitor electrode forms a first capacitor together with the third capacitor electrode.
  • the second capacitor electrode forms a second capacitor together with the fourth capacitor electrode.
  • the plurality of dielectric layers include a connection layer in which the first portion of the first terminal and the second portion of the second terminal are disposed.
  • the sum of the inductance of the path from the third capacitor electrode to the fourth capacitor electrode and the inductance of the path from the second capacitor electrode to the second part is smaller than the inductance of the path from the third capacitor electrode to the first part.
  • the inductance of the path from the third capacitor electrode to the fourth capacitor electrode and the second terminal portion (second portion) disposed in the connection layer from the second capacitor electrode Is smaller than the inductance of the path from the third capacitor electrode to the first terminal portion (first portion) disposed in the connection layer.
  • the combined impedance (fourth impedance) of the parasitic inductor generated in the signal path from the third capacitor electrode to the fourth capacitor electrode and the parasitic inductor generated in the signal path from the second capacitor electrode to the second portion is: It is smaller than the impedance (third impedance) of the parasitic inductor generated in the signal path from the third capacitor electrode to the first portion.
  • the fourth impedance is smaller than the third impedance.
  • a signal is transmitted to the second portion via the second capacitor formed by the capacitor electrode and the fourth capacitor electrode. Since the second terminal also serves as the first terminal, the signal path from the second capacitor electrode to the second part functions as an alternative path for the signal path from the third capacitor electrode to the first part. Therefore, it is suppressed that signal transmission is delayed inside the electronic component.
  • the “path inductance” is the inductance of the parasitic inductor generated in the path.
  • the electronic component according to the present invention it is possible to suppress the characteristic of the electronic component from deviating from the desired characteristic.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram in which a parasitic inductor generated in a signal path from a capacitor electrode to a connection portion of a ground terminal with a ground point is reflected on the equivalent circuit diagram of the bandpass filter of FIG. 2.
  • FIG. 5 is a diagram showing both the insertion loss of the bandpass filter of FIG. 4 and the insertion loss of FIG. 3.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram in which a parasitic inductor generated in a signal path from a capacitor electrode to a connection portion of a ground terminal with a ground point is reflected on the equivalent circuit diagram of the bandpass filter of FIG. 1. It is a figure which shows collectively the insertion loss of the band pass filter of FIG. 6, and the insertion loss of the band pass filter of FIG. It is a figure which shows collectively the insertion loss at the time of changing the area of the capacitor electrode of FIG. 6, and the original insertion loss of the band pass filter of FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of a band-pass filter that is an example of an electronic component according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of a balun that is an example of an electronic component according to Embodiment 2.
  • FIG. It is an external appearance perspective view of the balun of FIG. It is a disassembled perspective view which shows an example of the laminated structure of the balun of FIG. It is a figure which shows a part of dielectric layer shown by FIG. It is a figure which shows the other part of the dielectric material layer shown by FIG. It is a figure which shows the insertion loss of the balun of FIG. It is a figure which shows collectively the insertion loss at the time of changing the area of the capacitor conductor pattern of FIG. 13, and the original insertion loss of the balun of FIG. FIG.
  • FIG. 11 is an equivalent circuit diagram of a balun that is an example of an electronic component according to a modification of the second embodiment.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of a bandpass filter that is an example of an electronic component according to Embodiment 3.
  • FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of a bandpass filter A that is an example of an electronic component according to a modification of the third embodiment.
  • FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of a bandpass filter 1 which is an example of an electronic component according to the present invention.
  • the bandpass filter 1 includes terminals P11 to P14, an inductor L111, and capacitor electrodes 130 to 132.
  • the terminal P11 is connected to the terminal P12, the capacitor electrode 131, and the inductor L111. Terminals P11 and P12 are input / output terminals.
  • the inductor L111 is connected between the capacitor electrode 131 and the terminal P13.
  • the capacitor electrode 130 is connected to the terminal P13.
  • the capacitor electrode 132 is connected to the terminal P14.
  • Terminals P13 and P14 are ground terminals connected to the ground point.
  • the capacitor electrode 131 and the capacitor electrode 130 form a capacitor C121.
  • the capacitor electrode 132 and the capacitor electrode 130 form a capacitor C122.
  • an electrode common to the capacitors C121 and C122 is also illustrated as one capacitor electrode 130 in the equivalent circuit diagram. The same applies to FIG. 6, FIG. 10, FIG. 17, and FIG.
  • the inductor L111 and the capacitor C121 are connected in parallel between the ground terminals P11 and P13 to constitute an LC parallel resonator.
  • the resonance frequency of the LC parallel resonator is f160.
  • the inductance of the path from the capacitor electrode 132 to the connection portion of the ground terminal P14 with the ground point is smaller than the inductance of the path from the capacitor electrode 130 to the connection portion of the ground terminal P13 with the ground point. Note that the inductance of the path is proportional to the length of the path. Therefore, there is no need to directly measure the inductance of the path, and the magnitude relationship between the inductances of the path can be grasped by measuring the length of the path.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the band-pass filter 10 according to the comparative example.
  • the configuration of the bandpass filter 10 is a configuration in which the terminal P14 and the capacitor electrode 132 are removed from the configuration of the bandpass filter 1 shown in FIG.
  • Other configurations of the bandpass filter 10 are the same as the configuration of the bandpass filter 1, and thus description thereof will not be repeated.
  • FIG. 3 is a diagram showing the insertion loss IL151 of the bandpass filter 10 of FIG.
  • the vertical axis attenuation (dB) is shown as a negative value.
  • the insertion loss IL151 indicates the ratio of the signal transmitted to the terminal P12 among the signals input to the terminal P11.
  • the insertion loss is an index indicating the ratio of signals transmitted to other terminals among signals input to a certain terminal. The larger the insertion loss, the larger the proportion of signals lost inside the electronic component among the signals input to the electronic component.
  • the insertion loss IL151 becomes minimum at the resonance frequency f160, and increases as the frequency moves away from f160.
  • the impedance of the LC parallel resonator composed of the inductor L111 and the capacitor C121 becomes very large near the resonance frequency f160 (approaches infinity).
  • the signal from the terminal P11 can hardly pass through the LC parallel resonator near the resonance frequency f160. Since the ratio of the signal transmitted from the terminal P11 to the terminal P12 is maximized, the insertion loss IL151 is minimized in the vicinity of the resonance frequency f160.
  • the impedance of the inductor L111 increases, while the impedance of the capacitor C121 (1 / (C ⁇ 2 ⁇ f): C is the capacitance of the capacitor C121) decreases.
  • the impedance of the LC parallel resonator composed of the inductor L111 and the capacitor C121 is increased. Becomes smaller. As a result, the signal from the terminal P11 can easily pass through the capacitor C121.
  • the bandpass filter 10 realizes desired characteristics required for a bandpass filter that makes it easy to pass a signal having a frequency near f160 (pass band) and makes it difficult to pass a signal having a frequency other than the pass band. Yes.
  • FIG. 4 is an equivalent circuit diagram in which the parasitic inductor PL 141 generated in the signal path from the capacitor electrode 130 to the connection portion of the ground terminal P13 with the ground point is reflected on the equivalent circuit diagram of the band-pass filter 10 of FIG. is there.
  • the capacitor C121 and the parasitic inductor PL141 form an LC series resonator.
  • the resonance frequency of the LC series resonator be f161 (> f160).
  • FIG. 5 is a diagram showing both the insertion loss IL152 of the bandpass filter 10 of FIG. 4 and the insertion loss IL151 of FIG.
  • the insertion loss IL152 is minimized in the vicinity of the resonance frequency f160 in the same manner as the insertion loss IL151, and the insertion loss increases as the frequency f increases from the vicinity of the resonance frequency f160 to the vicinity of f161.
  • the insertion loss IL152 becomes maximum in the vicinity of the resonance frequency f161 and decreases when the frequency f becomes higher than the resonance frequency f161.
  • the impedance of the LC series resonator composed of the capacitor C121 and the parasitic inductor PL141 becomes very small (closes to 0) at the resonance frequency f161.
  • the signal from the terminal P11 easily passes through the LC series resonator.
  • the ratio of the signal transmitted to the terminal P12 out of the signal from the terminal P11 is minimized.
  • the insertion loss IL152 becomes maximum in the vicinity of the resonance frequency f161.
  • the effect of increasing the impedance of the parasitic inductor PL141 becomes larger than the effect of decreasing the impedance of the capacitor C121. Therefore, the impedance of the LC series resonator composed of the capacitor C121 and the parasitic inductor PL141 increases. As a result, the signal from the terminal P11 becomes difficult to pass through the LC series resonator. The ratio of the signal transmitted to the terminal P12 out of the signal from the terminal P11 increases, and the insertion loss IL152 decreases.
  • the band-pass filter 10 in consideration of the parasitic inductor PL141 when the frequency is increased, a frequency band in which the insertion loss IL152 is as small as the passband can be generated in addition to the passband.
  • the signal in the frequency band is likely to pass through the band-pass filter 10 similarly to the signal in the pass band.
  • the characteristics of the bandpass filter 10 in consideration of the parasitic inductor PL141 deviate from a desired characteristic that signals in a frequency band other than the passband are difficult to pass.
  • a capacitor C122 is formed by the capacitor electrode 130 connected to the ground terminal P13 and the capacitor electrode 132 connected to the ground terminal P14 separate from the ground terminal P13.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of the band-pass filter 1 of FIG.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram reflecting parasitic inductors PL141 and PL142 generated in the signal paths up to and including, respectively.
  • the inductance of the path from the capacitor electrode 132 to the connection portion of the ground terminal P14 with the ground point is smaller than the inductance of the path from the capacitor electrode 130 to the connection portion of the ground terminal P13 with the ground point. That is, the inductance of parasitic inductor PL142 is smaller than the inductance of parasitic inductor PL141.
  • FIG. 7 is a diagram showing both the insertion loss IL153 of the bandpass filter 1 of FIG. 6 and the insertion loss IL152 of the bandpass filter 10 of FIG.
  • the insertion loss IL153 is minimized in the vicinity of the resonance frequency f160 like the insertion loss IL152, and increases from the resonance frequency f160 to the frequency f162 as the frequency f increases.
  • Insertion loss IL153 becomes maximum at frequency f162, and decreases from frequency f162 to frequency f163 as frequency f increases.
  • the manner of change of the insertion loss IL153 up to the frequency f163 is the same as the manner of change of the insertion loss IL152 in the frequency band shown in FIG.
  • the insertion loss IL153 is minimal at the frequency f163.
  • the insertion loss IL153 shows a tendency to increase as the frequency f increases.
  • the impedance of the parasitic inductor PL141 increases, and signal transmission from the capacitor electrode 130 to the connection portion of the ground terminal P13 with the ground point can be delayed. Since the impedance of the parasitic inductor PL142 is smaller than the impedance of the parasitic inductor PL141, the connection portion of the ground terminal P14 from the capacitor electrode 130 to the ground point via the capacitor C122 formed by the capacitor electrode 130 and the capacitor electrode 132. A signal is transmitted to.
  • the signal path from the capacitor electrode 132 to the connection point of the terminal P14 with the ground point functions as an alternative path of the signal path from the capacitor electrode 130 to the connection point of the terminal P13 with the ground point. Therefore, it is possible to suppress signal transmission from being delayed inside the bandpass filter 1. As a result, it is possible to suppress the characteristics of the bandpass filter 1 from deviating from the desired characteristics.
  • FIG. 8 is a diagram showing both the insertion loss IL154 when the area of the capacitor electrode 132 of FIG. 6 is increased and the original insertion loss IL153 of the bandpass filter 1 of FIG.
  • Increasing the area of the capacitor electrode 132 increases the capacitance of the capacitor C122.
  • the characteristics of the bandpass filter 1 change, and the insertion loss changes from IL153 to IL154 as shown in FIG.
  • the characteristics of the bandpass filter 1 can be adjusted to the desired characteristics.
  • FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of a bandpass filter 1A which is an example of an electronic component according to a modification of the first embodiment.
  • the configuration of the band pass filter 1A is a configuration in which the capacitor electrode 130 of the configuration of the band pass filter 1 shown in FIG. Since the other configuration of the bandpass filter 1A is the same as that of the bandpass filter 1, description thereof will not be repeated.
  • the common capacitor electrode part 133 includes capacitor electrodes 133A and 133B.
  • the capacitor electrode 133A is connected to the capacitor electrode 133B.
  • the capacitor electrode 133A is connected to the terminal P13.
  • the capacitor electrode 133A forms a capacitor C121 together with the capacitor electrode 131.
  • the capacitor electrode 133B forms a capacitor C122 together with the capacitor electrode 132.
  • the sum of the inductance of the path from the capacitor electrodes 133A to 133B and the inductance of the path from the capacitor electrode 132 to the connection portion of the terminal P14 with the ground point is the path from the capacitor electrode 133A to the connection portion of the terminal P13 with the ground point. Is smaller than the inductance. Since the combined impedance of the parasitic inductor generated in the path from the capacitor electrodes 133A to 133B and the parasitic inductor PL142 is smaller than the impedance of the parasitic inductor PL141, it is suppressed that signal transmission is delayed inside the bandpass filter 1A. As a result, the characteristics of the bandpass filter 1A can be prevented from deviating from the desired characteristics.
  • Embodiment 1 As mentioned above, according to the electronic component which concerns on Embodiment 1 and a modification, it can suppress that the characteristic of an electronic component deviates from a desired characteristic.
  • FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of the balun 2, which is an example of the electronic component according to the second embodiment.
  • the balun 2 converts the balanced signal and the unbalanced signal to each other at the frequency f200. That is, the balun 2 is a band pass filter having a pass band in the frequency band near the frequency f200.
  • the balanced signals are two signals having the same maximum amplitude value and different phases by 180 degrees.
  • An unbalanced signal is a signal having an amplitude based on the ground potential.
  • the balun 2 includes terminals P21 to P26, LC parallel resonators LC31 and LC32, a low-pass filter LP30, and an inductor L212.
  • the terminal P21 is an input / output terminal for an unbalanced signal. Terminal P21 is connected to an antenna (not shown). Each of terminals P22 and P23 is an input / output terminal for balanced signals. Terminals P22 and P23 are connected to an IC (Integrated Circuit) (not shown). The difference between the phase of the signal output from the terminal P22 and the phase of the signal output from the terminal P23 is 180 degrees. The difference between the phase of the signal input to the terminal P22 and the phase of the signal input to the terminal P23 is 180 degrees. Terminals P24 to P26 are ground terminals connected to the ground point.
  • a low-pass filter LP30 Between the terminal P21 and the ground terminal P25, a low-pass filter LP30, an inductor L212, and an LC parallel resonator LC31 are connected in series in this order from the terminal P21 to the ground terminal P25.
  • the low pass filter LP30 is connected between the terminal P21 and the inductor L212.
  • Low pass filter LP30 includes an inductor L211 and a capacitor C221.
  • the inductor L211 is connected between the terminal P21 and the inductor L212.
  • the capacitor C221 is connected between the inductor L211 and the ground terminal P24.
  • the ground terminal P24 is connected to the ground terminal P25.
  • the low-pass filter LP30 passes the signal having the frequency f200 and reduces harmonics of the signal having the frequency f200.
  • a harmonic of a certain frequency is a signal having a frequency that is an integral multiple of the frequency.
  • the LC parallel resonator LC31 is connected between the inductor L212 and the ground terminal P25.
  • the resonance frequency of the LC parallel resonator LC31 is f200.
  • the LC parallel resonator LC31 includes an inductor L213 and capacitor conductor patterns 611, 621, 631 which are capacitor electrodes.
  • the inductor L213 is connected between the inductor L212 and the ground terminal P25.
  • the capacitor conductor pattern 611 is connected to the ground terminal P26.
  • the capacitor conductor pattern 621 is connected to the ground terminal P25.
  • the capacitor conductor pattern 631 is connected to the inductor L212.
  • the capacitor conductor pattern 631 forms a capacitor C222 together with the capacitor conductor pattern 621.
  • the capacitor conductor pattern 611 forms a capacitor C223 together with the capacitor conductor pattern 621.
  • the inductor L213 and the capacitor C222 are connected in parallel between the inductor L212 and the ground terminal P25.
  • the inductor L212 is connected between the inductor L211 and the capacitor C222.
  • the inductor L212 forms a low-pass filter together with the capacitor C222.
  • the low-pass filter passes a signal having the frequency f200 and reduces harmonics of the signal having the frequency f200.
  • the LC parallel resonator LC32 is connected between terminals P22 and P23.
  • the resonance frequency of the LC parallel resonator LC32 is the frequency f200.
  • the LC parallel resonator LC32 includes a capacitor C224 and inductors L214 to L216. Capacitor C224 and inductor L214 are connected in parallel between terminals P22 and P23. The inductor L214 is magnetically coupled to the inductor L213.
  • the inductor L215 is connected between one electrode of the capacitor C224 and one end of the inductor L214.
  • the inductor L216 is connected between the other electrode of the capacitor C224 and the other end of the inductor L214.
  • the inductance of the inductor L215 is equal to the inductance of the inductor L216.
  • the inductors L215 and L216 are provided to adjust the impedance of the LC parallel resonator LC32 to a desired value. Inductors L214 to L216 may be formed as a single inductor.
  • the frequency f200 is the resonance frequency of the LC parallel resonator LC31. Therefore, the LC when the ground terminal P25 is viewed from the terminal P21 via the LC parallel resonator LC31. The impedance of the parallel resonator LC31 becomes very large (close to infinity). The unbalanced signal having the frequency f200 from the terminal P21 is difficult to pass through the LC parallel resonator LC31 toward the ground terminal P25.
  • the magnetic coupling between the inductors L213 and L214 is strengthened, and most of the unbalanced signal at the frequency f200 from the terminal P21 is transmitted from the inductor L213 to the inductor L214 via the magnetic coupling.
  • the frequency f200 is also the resonance frequency of the LC parallel resonator LC32
  • the impedance of the LC parallel resonator LC32 when viewed from the terminal P22 via the LC parallel resonator LC32 becomes very large (approaching infinity). ).
  • a signal output from the end portion on the terminal P22 side of the inductor L214 becomes difficult to pass through the LC parallel resonator LC32 toward the terminal P23.
  • most of the signal output from the end of the inductor L214 on the terminal P22 side passes through the inductor L215 and goes to the terminal P22.
  • the impedance of the LC parallel resonator LC32 When the terminal P22 is viewed from the terminal P23 via the LC parallel resonator LC32, the impedance of the LC parallel resonator LC32 also becomes very large (approaching infinity). A signal output from the end of the inductor L214 on the terminal P23 side is less likely to pass through the LC parallel resonator LC32 toward the terminal P22. As a result, most of the signal output from the end of the inductor L214 on the terminal P23 side passes through the inductor L216 and travels toward the terminal P23.
  • the phase difference between signals output from both ends of the inductor L214 is 180 degrees.
  • the inductance of the inductor L215 is equal to the inductance of the inductor L216.
  • the phase shift when the signal passes through the inductor L215 is equal to the phase shift when the signal passes through the inductor L216. Therefore, the phase of the signal output from the terminal P22 through the inductor L215 from the terminal P22 side end of the inductor L214 and the output from the terminal P23 through the inductor L216 from the terminal P23 side end of the inductor L214.
  • the difference from the signal phase remains 180 degrees. That is, a balanced signal of frequency f200 is output from terminals P22 and P23.
  • the frequency f200 is the resonant frequency of the LC parallel resonators LC31 and LC32, so that the magnetic coupling between the inductors L213 and L214 is strengthened.
  • the balanced signal with the frequency f200 is transmitted from the inductor L214 to the inductor L213 via magnetic coupling, and is output from the terminal P21 as an unbalanced signal with the frequency f200.
  • FIG. 11 is an external perspective view of the balun 2 of FIG.
  • the balun 2 has a rectangular parallelepiped shape, for example.
  • the surfaces perpendicular to the Z-axis direction are defined as an upper surface UF41 and a bottom surface BF42.
  • a direction identification mark DM40 for identifying the mounting direction of the balun 2 is disposed on the upper surface UF41.
  • the bottom surface BF42 is connected to a substrate (not shown).
  • the surfaces parallel to the ZX plane are referred to as side surfaces SF51 and SF53.
  • the surfaces parallel to the YZ plane are referred to as side surfaces SF52 and SF54.
  • Terminals P21, P23, and P26 are provided over the upper surface UF41, the side surface SF53, and the bottom surface BF42.
  • a portion disposed on the bottom surface BF42 of the ground terminal P26 is defined as P262.
  • the terminals P22, P24, and P25 are provided across the upper surface UF41, the side surface SF52, and the bottom surface BF42.
  • a portion arranged on the bottom surface BF42 of the ground terminal P25 is defined as P251.
  • the portion P251 of the ground terminal P25 and the portion P262 of the ground terminal P26 are connected to the ground point by connecting the bottom surface BF42 to a substrate (not shown).
  • Each of the terminals P21 to P26 can be said to be a signal path having a length approximately equal to the thickness in the stacking direction of the plurality of dielectric layers. Therefore, a parasitic inductor is generated in each of the terminals P21 to P26.
  • FIG. 12 is an exploded perspective view showing an example of the laminated structure of the balun 2 of FIG. As shown in FIG. 12, the balun 2 is a stacked body in which dielectric layers Lyr61 to Lyr80 are stacked in the stacking direction.
  • FIG. 13 is a diagram showing the dielectric layers Lyr61 to Lyr71 shown in FIG.
  • the conductive patterns formed on the dielectric layers Lyr61 to Lyr71 will be described mainly with reference to FIG. 13 and as necessary with reference to FIG. 10 (equivalent circuit diagram) and FIG. 11 (external perspective view).
  • the dielectric layer Lyr61 includes a bottom surface BF42 connected to a substrate (not shown).
  • the dielectric layer Lyr61 in which the portion P251 of the ground terminal P25 and the portion P262 of the ground terminal P26 are disposed corresponds to the connection layer of the present invention.
  • a capacitor conductor pattern 611 is formed on the dielectric layer Lyr61. The capacitor conductor pattern 611 is connected to the ground terminal P26 (see FIGS. 10 and 11).
  • Capacitor conductor patterns 621 and 622 are formed on the dielectric layer Lyr62.
  • the capacitor conductor pattern 621 is connected to the ground terminal P25.
  • the capacitor conductor pattern 621 forms a capacitor C223 (see FIG. 10) together with the capacitor conductor pattern 611.
  • the dielectric layer Lyr62 corresponds to the common capacitor layer of the present invention.
  • Capacitor conductor patterns 631 to 633 are formed on the dielectric layer Lyr63.
  • the capacitor conductor pattern 631 forms a capacitor C222 (see FIG. 10) together with the capacitor conductor pattern 621.
  • Capacitor conductor patterns 632 and 633 are connected to terminals P22 and P23 (see FIGS. 10 and 11), respectively.
  • the dielectric layer Lyr63 corresponds to the capacitor layer of the present invention.
  • the dielectric layer Lyr62 (common capacitor layer) is disposed between the dielectric layer Lyr63 (capacitor layer) and the dielectric layer Lyr61 (connection layer).
  • the inductance of the path from the capacitor conductor pattern 611 to the portion P262 is smaller than the inductance of the path from the capacitor conductor pattern 621 to the portion P251.
  • Capacitor conductor patterns 641 and 642 are formed on the dielectric layer Lyr64. Capacitor conductor pattern 641 is connected to ground terminals P24 and P25 (see FIGS. 10 and 11).
  • Capacitor conductor patterns 651 to 653 are formed on the dielectric layer Lyr65.
  • the capacitor conductor pattern 651 forms a capacitor C221 (see FIG. 10) together with the capacitor conductor pattern 641.
  • Capacitor conductor patterns 652 and 653 are connected to terminals P22 and P23 (see FIGS. 10 and 11), respectively.
  • the capacitor conductor patterns 652 and 653 together with the capacitor conductor patterns 622, 632, 633, and 642 form a capacitor C224 (see FIG. 10).
  • Inductive conductor patterns 661 and 662 are formed on the dielectric layer Lyr66. Inductor conductor patterns 661 and 662 are connected to capacitor conductor pattern 651 by via conductor patterns V654 and V655, respectively.
  • Inductor conductor patterns 671 and 672 are formed on the dielectric layer Lyr67. Inductor conductor pattern 671 is connected to inductor conductor pattern 661 by via conductor pattern V663. The inductor conductor pattern 672 is connected to the inductor conductor pattern 662 by the via conductor pattern V664.
  • Inductive conductor patterns 681 and 682 are formed on the dielectric layer Lyr68.
  • the inductor conductor pattern 681 is connected to the inductor conductor pattern 671 by the via conductor pattern V673.
  • Inductor conductor pattern 682 is connected to inductor conductor pattern 672 by via conductor pattern V674.
  • Inductive conductor patterns 691 and 692 are formed on the dielectric layer Lyr69.
  • the inductor conductor pattern 691 is connected to the inductor conductor pattern 681 by the via conductor pattern V683.
  • the inductor conductor pattern 692 is connected to the inductor conductor pattern 682 by the via conductor pattern V684.
  • Inductive conductor patterns 701 and 702 are formed on the dielectric layer Lyr70.
  • the inductor conductor pattern 701 is connected to the inductor conductor pattern 691 by the via conductor pattern V693.
  • the inductor conductor pattern 702 is connected to the inductor conductor pattern 692 by the via conductor pattern V694.
  • Inductor conductor patterns 711 and 712 are formed on the dielectric layer Lyr71.
  • the inductor conductive pattern 711 is connected to the terminal P21 (see FIGS. 10, 10, and 11).
  • the inductor conductor pattern 711 is connected to the inductor conductor pattern 701 by a via conductor pattern V703.
  • the inductor conductor pattern 712 is connected to the inductor conductor pattern 702 by a via conductor pattern V704.
  • inductor conductor patterns 661, 671, 681, 691, 701, 711 and the via conductor patterns V663, V673, V683, V693, V703 form an inductor L211 (see FIG. 10).
  • Inductor conductor patterns 662, 672, 682, 692, 702, and 712 and via conductor patterns V664, V674, V684, V694, and V704 form inductor L212 (see FIG. 10).
  • FIG. 14 is a diagram showing the dielectric layers Lyr71 to Lyr80 shown in FIG. 14 (equivalent circuit diagram), FIG. 11 (external perspective view), FIG. 12 (dielectric layers Lyr61 to Lyr80), and FIG. 13 (dielectric layers Lyr61 to Lyr71) as required.
  • the conductor patterns formed on the dielectric layers Lyr72 to Lyr79 will be described with reference to FIG.
  • Inductor conductor patterns 721 to 723 are formed on the dielectric layer Lyr72.
  • the inductor conductor pattern 721 is connected to the inductor conductor pattern 712 by the via conductor pattern V713.
  • Inductor conductor pattern 721 is connected to capacitor conductor pattern 631 (see FIGS. 13 and 12) by via conductor pattern V634.
  • the inductor conductive pattern 722 is connected to the terminal P22 (see FIGS. 10 and 11).
  • the inductor conductive pattern 723 is connected to the terminal P23 (see FIGS. 10 and 11).
  • Inductor conductor patterns 731 to 733 are formed on the dielectric layer Lyr73.
  • the inductor conductor pattern 731 is connected to the inductor conductor pattern 721 by the via conductor pattern V634.
  • the inductor conductor pattern 732 is connected to the inductor conductor pattern 722 by a via conductor pattern V725.
  • the inductor conductor pattern 733 is connected to the inductor conductor pattern 723 by the via conductor pattern V726.
  • Inductor conductor patterns 741 to 743 are formed on the dielectric layer Lyr74.
  • the inductor conductor pattern 741 is connected to the inductor conductor pattern 731 by the via conductor pattern V734.
  • the inductor conductor pattern 742 is connected to the inductor conductor pattern 732 by the via conductor pattern V735.
  • the inductor conductor pattern 743 is connected to the inductor conductor pattern 733 by the via conductor pattern V736.
  • the inductor conductor patterns 722, 732, and 742 and the via conductor patterns V725 and V735 form the inductor L215.
  • Inductor conductor patterns 723, 733, and 743 and via conductor patterns V726 and V736 form inductor L216.
  • An inductor conductor pattern 751 is formed on the dielectric layer Lyr75.
  • the inductor conductor pattern 751 is connected to the inductor conductor pattern 742 by a via conductor pattern V745.
  • An inductor conductor pattern 761 is formed on the dielectric layer Lyr76.
  • the inductor conductor pattern 761 is connected to the inductor conductor pattern 751 by the via conductor pattern V752.
  • An inductor conductor pattern 771 is formed on the dielectric layer Lyr77.
  • the inductor conductor pattern 771 is connected to the inductor conductor pattern 761 by the via conductor pattern V762.
  • Inductor conductor pattern 771 is connected to inductor conductor pattern 743 by via conductor pattern V746.
  • An inductor conductor pattern 781 is formed on the dielectric layer Lyr78.
  • the inductor conductive pattern 781 is connected to the ground terminal P25 (see FIGS. 10 and 11).
  • the inductor conductive pattern 781 is connected to the inductor conductive pattern 741 by the via conductive pattern V744.
  • a line conductor pattern 791 is formed on the dielectric layer Lyr79.
  • the line conductor pattern 791 is connected to the ground terminal P26 (see FIGS. 10 and 11).
  • the line conductor pattern 791 is connected to the inductor conductor pattern 761 by the via conductor pattern V782.
  • FIG. 15 is a diagram showing the insertion loss IL241 of the balun 2 in FIG.
  • the insertion loss IL241 indicates the ratio of the signal transmitted to the terminal P22 among the signals input to the terminal P21.
  • the insertion loss IL241 becomes a minimum near the frequency f200.
  • the insertion loss IL241 increases and exceeds about 36 dB at the frequency f201.
  • the insertion loss IL241 repeatedly increases and decreases, but maintains an attenuation of about 36 db or more.
  • a signal near the frequency f200 is likely to pass through the balun 2. That is, the balun 2 is prevented from deviating from desired characteristics required for a bandpass filter having a passband in the frequency band near the frequency f200.
  • FIG. 16 is a diagram showing both the insertion loss IL242 when the area of the capacitor conductor pattern 611 shown in FIG. 13 is reduced and the original insertion loss IL241 of the balun 2 shown in FIG.
  • the capacitance of the capacitor C223 is reduced.
  • the characteristics of the balun 2 change, and the insertion loss changes from IL241 to IL242 as shown in FIG.
  • the characteristics of the balun 2 can be adjusted to the desired characteristics.
  • the configuration in which the capacitor conductor patterns 611 and 621 are respectively connected to the ground terminal P26 portion and the ground terminal P25 portion arranged on the side surface has been described.
  • the configuration in which capacitor conductor patterns 611 and 621 are connected to the ground terminal is not limited to the configuration shown in FIG.
  • the capacitor conductor patterns 611 and 621 may be connected to separate LGA (Land Grid Array) terminals regularly arranged on the bottom surface BF42 by via conductor patterns extending in the stacking direction.
  • the terminal P26 shown in FIG. 10 is a ground terminal
  • the terminal P26 can be used as the DC feed terminal Pdc.
  • the inductor L214 is connected to the DC feed terminal Pdc. Since both ends of the inductor L214 are electrically connected to the terminals P22 and P23, respectively, the DC potential of the terminals P22 and P23 can be adjusted by changing the voltage applied to the DC feed terminal Pdc.
  • FIG. 18 is an equivalent circuit diagram of the bandpass filter 3 which is an example of the electronic component according to the third embodiment.
  • the configuration of the bandpass filter 3 is that the capacitor electrode 132 of the bandpass filter 1 of FIG. 1 is replaced with a capacitor electrode 332, and a capacitor electrode 333 and a terminal P35 are added. Since other than these are the same, the description will not be repeated.
  • the capacitor electrode 332 is connected to the terminal P14.
  • the capacitor electrode 333 is connected to the terminal P35.
  • the terminal P35 is a ground terminal connected to the ground point.
  • the capacitor electrode 332 and the capacitor electrode 130 form a capacitor C322.
  • the capacitor electrode 333 forms a capacitor C323 together with the capacitor electrode 332.
  • an electrode common to the capacitors C322 and C323 is illustrated as one capacitor electrode 332.
  • the inductance of the path from the capacitor electrode 332 to the connection point of the terminal P14 with the ground point is smaller than the inductance of the path from the capacitor electrode 130 to the connection part of the terminal P13 with the ground point.
  • the inductance of the path from the capacitor electrode 333 to the connection point of the terminal P35 with the ground point is smaller than the inductance of the path from the capacitor electrode 332 to the connection part of the terminal P14 with the ground point. Therefore, it is possible to suppress the signal transmission from being delayed inside the bandpass filter 3. As a result, it is possible to suppress the characteristics of the bandpass filter 3 from deviating from the desired characteristics.
  • FIG. 19 is an equivalent circuit diagram of a bandpass filter 3A which is an example of an electronic component according to a modification of the third embodiment.
  • the configuration of the bandpass filter 3A is a configuration in which capacitor electrodes 332A and 333 and a terminal P35 are added to the configuration of the bandpass filter 1A of FIG. Since other than these are the same, the description will not be repeated.
  • the capacitor electrode 333 is connected to the terminal P35.
  • the terminal P35 is a ground terminal connected to the ground point.
  • the capacitor electrode 332A is connected to the capacitor electrode 132.
  • the capacitor electrode 333 forms a capacitor C323A together with the capacitor electrode 332A.
  • the sum of the inductance of the path from the capacitor electrode 132 to 332A and the inductance of the path from the capacitor electrode 333 to the connection portion of the terminal P35 to the ground point is the path from the capacitor electrode 132 to the connection portion of the terminal P14 to the ground point. Is smaller than the inductance. Therefore, it is suppressed that signal transmission is delayed inside the bandpass filter 3A. As a result, the characteristics of the bandpass filter 3A can be prevented from deviating from the desired characteristics.

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Abstract

電子部品（１）は、第１端子（Ｐ１３），第２端子（Ｐ１４）と、第１キャパシタ電極（１３１），第２キャパシタ電極（１３２），第３キャパシタ電極（１３０）とを備える。第３キャパシタ電極（１３０）は、第１端子（Ｐ１３）に接続されている。第１キャパシタ電極（１３１）は、第３キャパシタ電極（１３０）とともに第１キャパシタ（Ｃ１２１）を形成している。第２キャパシタ電極（１３２）は、第３キャパシタ電極（１３０）とともに第２キャパシタ（Ｃ１２２）を形成している。第２キャパシタ電極（１３２）は、第２端子（Ｐ１４）に接続されている。複数の誘電体層は、第１端子（Ｐ１３）の第１部分および第２端子（Ｐ１４）の第２部分が配置された接続層を含む。第２キャパシタ電極（１３２）から第２部分までの経路のインダクタンスは、第３キャパシタ電極（１３０）から第１部分までの経路のインダクタンスよりも小さい。

Description

電子部品
　本発明は、高周波信号を処理する、複数の誘電体層が積層された電子部品に関する。
　従来から、高周波信号を処理する、複数の誘電体層が積層された電子部品が知られている。たとえば、国際公開第２００７／１１９３５６号パンフレット（特許文献１）には、積層帯域通過フィルタが開示されている。
国際公開第２００７／１１９３５６号パンフレット
　実際の電子部品においては、信号路に寄生インダクタが発生する。当該インダクタを通過する信号の周波数ｆが高くなる程、インダクタンスがＬのインダクタによるインピーダンス（Ｌ・２πｆ）は、大きくなる。そのため、寄生インダクタによるインピーダンスは、電子部品で処理する周波数が高くなる程大きくなる。その結果、電子部品内の信号伝達が滞り、電子部品の特性が所望の特性から乖離し得る。
　たとえば、特許文献１において開示されている積層帯域通過フィルタにおいては、接地端子が積層帯域通過フィルタの上面、側面、および底面に亘って配置されている。接地端子は、複数の誘電体層の積層方向の厚み程度の長さをもつ信号路といえる。インダクタンスは、インダクタが長くなるほど大きくなり、細くなるほど大きくなる。そのため、接地端子には、高周波信号を処理する積層帯域通過フィルタにおいて無視できない程度の寄生インダクタが発生し得る。その結果、積層帯域通過フィルタの特性が所望の特性から乖離し得る。
　本発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電子部品の特性が所望の特性から乖離することを抑制することである。
　本発明の一局面に係る電子部品は、複数の誘電体層が積層方向に積層された積層体である。電子部品は、第１端子および第２端子と、共通キャパシタ電極部と、第１キャパシタ電極および第２キャパシタ電極とを備える。共通キャパシタ電極部は、第１端子に接続されている。第２キャパシタ電極は、第２端子に接続されている。共通キャパシタ電極部は、第１端子に接続された第３キャパシタ電極を含む。第１キャパシタ電極は、第３キャパシタ電極とともに第１キャパシタを形成している。第２キャパシタ電極は、第３キャパシタ電極とともに第２キャパシタを形成している。複数の誘電体層は、第１端子の第１部分および第２端子の第２部分が配置された接続層を含む。第２キャパシタ電極から第２部分までの経路のインダクタンスは、第３キャパシタ電極から第１部分までの経路のインダクタンスよりも小さい。
　本発明の一局面に係る電子部品においては、第２キャパシタ電極から接続層に配置されている第２端子の部分（第２部分）までの経路のインダクタンスが、第３キャパシタ電極から接続層に配置されている第１端子の部分（第１部分）までの経路のインダクタンスよりも小さい。第２キャパシタ電極から第２部分までの信号路に発生する寄生インダクタのインピーダンス（第２インピーダンス）は、第３キャパシタ電極から第１部分までの信号路に発生する寄生インダクタのインピーダンス（第１インピーダンス）よりも小さい。そのため、電子部品で処理する周波数が高くなり、第１インピーダンスが大きくなって第３キャパシタ電極から第１部分までの信号伝達が滞る場合でも、第２インピーダンスが第１インピーダンスよりも小さいため、第２キャパシタ電極および第３キャパシタ電極により形成されている第２キャパシタを介して第２部分へ信号が伝達される。第２端子が第１端子の役割を兼ねることにより、第２キャパシタ電極から第２部分までの信号路が第３キャパシタ電極から第１部分までの信号路の代替経路として機能する。そのため、電子部品の内部で信号伝達が滞ることが抑制される。
　本発明の他の局面に係る電子部品は、複数の誘電体層が積層方向に積層された積層体である。電子部品は、第１端子および第２端子と、共通キャパシタ電極部と、第１キャパシタ電極および第２キャパシタ電極とを備える。共通キャパシタ電極部は、第１端子に接続されている。第２キャパシタ電極は、第２端子に接続されている。共通キャパシタ電極部は、第３キャパシタ電極および第４キャパシタ電極を含む。第３キャパシタ電極は、第１端子に接続されている。第４キャパシタ電極は、第３キャパシタ電極に接続されている。第１キャパシタ電極は、第３キャパシタ電極とともに第１キャパシタを形成している。第２キャパシタ電極は、第４キャパシタ電極とともに第２キャパシタを形成している。複数の誘電体層は、第１端子の第１部分および第２端子の第２部分が配置された接続層を含む。第３キャパシタ電極から第４キャパシタ電極までの経路のインダクタンスと第２キャパシタ電極から第２部分までの経路のインダクタンスとの和は、第３キャパシタ電極から第１部分までの経路のインダクタンスよりも小さい。
　本発明の他の局面に係る電子部品においては、第３キャパシタ電極から第４キャパシタ電極までの経路のインダクタンスと第２キャパシタ電極から接続層に配置されている第２端子の部分（第２部分）までの経路のインダクタンスとの和が、第３キャパシタ電極から接続層に配置されている第１端子の部分（第１部分）までの経路のインダクタンスよりも小さい。第３キャパシタ電極から第４キャパシタ電極までの信号路に発生する寄生インダクタのインピーダンスと、第２キャパシタ電極から第２部分までの信号路に発生する寄生インダクタとの合成インピーダンス（第４インピーダンス）は、第３キャパシタ電極から第１部分までの信号路に発生する寄生インダクタのインピーダンス（第３インピーダンス）よりも小さい。そのため、電子部品で処理する周波数が高くなり、第３インピーダンスが大きくなって第３キャパシタ電極から第１部分までの信号伝達が滞る場合でも、第４インピーダンスが第３インピーダンスよりも小さいため、第２キャパシタ電極および第４キャパシタ電極により形成されている第２キャパシタを介して第２部分へ信号が伝達される。第２端子が第１端子の役割を兼ねることにより、第２キャパシタ電極から第２部分までの信号路が第３キャパシタ電極から第１部分までの信号路の代替経路として機能する。そのため、電子部品の内部で信号伝達が滞ることが抑制される。
　なお、「経路のインダクタンス」とは、当該経路に発生する寄生インダクタのインダクタンスである。
　本発明に係る電子部品によれば、電子部品の特性が所望の特性から乖離することを抑制することができる。
本発明に係る電子部品の一例であるバンドパスフィルタの等価回路図である。 比較例に係るバンドパスフィルタの等価回路図である。 図２のバンドパスフィルタの挿入損失を示す図である。 図２のバンドパスフィルタの等価回路図に、キャパシタ電極から、接地点との接地端子の接続部分までの信号路に発生する寄生インダクタを反映させた等価回路図である。 図４のバンドパスフィルタの挿入損失と、図３の挿入損失とを併せて示す図である。 図１のバンドパスフィルタの等価回路図に、キャパシタ電極から接地点との接地端子の接続部分までの信号路に発生する寄生インダクタを反映させた等価回路図である。 図６のバンドパスフィルタの挿入損失と、図４のバンドパスフィルタの挿入損失とを併せて示す図である。 図６のキャパシタ電極の面積を変更した場合の挿入損失と、図６のバンドパスフィルタの元々の挿入損失とを併せて示す図である。 実施の形態１の変形例に係る電子部品の一例であるバンドパスフィルタの等価回路図である。 実施の形態２に係る電子部品の一例であるバランの等価回路図である。 図１０のバランの外観斜視図である。 図１１のバランの積層構造の一例を示す分解斜視図である。 図１２に示される誘電体層の一部分を示す図である。 図１２に示される誘電体層の他の部分を示す図である。 図１０のバランの挿入損失を示す図である。 図１３のキャパシタ導体パターンの面積を変更した場合の挿入損失と、および図１３のバランの元々の挿入損失とを併せて示す図である。 実施の形態２の変形例に係る電子部品の一例であるバランの等価回路図である。 実施の形態３に係る電子部品の一例であるバンドパスフィルタの等価回路図である。 実施の形態３の変形例に係る電子部品の一例であるバンドパスフィルタＡの等価回路図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付している。
　［実施の形態１］
　図１は、本発明に係る電子部品の一例であるバンドパスフィルタ１の等価回路図である。図１に示されるように、バンドパスフィルタ１は、端子Ｐ１１～Ｐ１４、インダクタＬ１１１と、キャパシタ電極１３０～１３２とを備える。
　端子Ｐ１１は、端子Ｐ１２、キャパシタ電極１３１、およびインダクタＬ１１１に接続されている。端子Ｐ１１およびＰ１２は、入出力端子である。
　インダクタＬ１１１は、キャパシタ電極１３１と端子Ｐ１３との間に接続されている。キャパシタ電極１３０は、端子Ｐ１３に接続されている。キャパシタ電極１３２は、端子Ｐ１４に接続されている。端子Ｐ１３およびＰ１４は、接地点に接続される接地端子である。
　キャパシタ電極１３１は、キャパシタ電極１３０とともにキャパシタＣ１２１を形成している。キャパシタ電極１３２は、キャパシタ電極１３０とともにキャパシタＣ１２２を形成している。図１においては、本発明の特徴の１つである共通キャパシタ電極部を強調するため、等価回路図においてもキャパシタＣ１２１とＣ１２２とで共通する電極を１つのキャパシタ電極１３０として図示している。図６、図１０、図１７および図１８においても同様である。
　インダクタＬ１１１とキャパシタＣ１２１とは、接地端子Ｐ１１とＰ１３との間で並列に接続され、ＬＣ並列共振器を構成している。当該ＬＣ並列共振器の共振周波数は、ｆ１６０である。
　キャパシタ電極１３２から接地点との接地端子Ｐ１４の接続部分までの経路のインダクタンスは、キャパシタ電極１３０から接地点との接地端子Ｐ１３の接続部分までの経路のインダクタンスよりも小さい。なお、経路のインダクタンスは当該経路の長さに比例する。そのため、経路のインダクタンスを直接測定する必要はなく、経路の長さを測定することにより、経路のインダクタンスの大小関係を把握することができる。
　図２は、比較例に係るバンドパスフィルタ１０の等価回路図である。バンドパスフィルタ１０の構成は、図１に示されるバンドパスフィルタ１の構成から端子Ｐ１４およびキャパシタ電極１３２が除かれた構成である。バンドパスフィルタ１０のこれら以外の構成は、バンドパスフィルタ１の構成と同様であるため、説明を繰り返さない。
　図３は、図２のバンドパスフィルタ１０の挿入損失ＩＬ１５１を示す図である。図３において縦軸の減衰量（ｄＢ）はマイナスの値として示されている。減衰量の絶対値が小さいほど挿入損失ＩＬ１５１は小さい。挿入損失ＩＬ１５１は、端子Ｐ１１に入力された信号のうち、端子Ｐ１２に伝達された信号の割合を示している。図５の挿入損失ＩＬ１５２、図７の挿入損失ＩＬ１５３、および図８の挿入損失ＩＬ１５４においても同様である。なお、挿入損失とは、或る端子に入力された信号のうち、他の端子に伝達された信号の割合を示す指標である。挿入損失が大きい程、電子部品に入力された信号のうち当該電子部品の内部で失われた信号の割合が大きいことを意味する。
　図２および図３を参照しながら、図３に示される周波数帯域において、挿入損失ＩＬ１５１は、共振周波数ｆ１６０において極小となり、周波数がｆ１６０から離れるにつれて増加している。インダクタＬ１１１とキャパシタＣ１２１とで構成されるＬＣ並列共振器のインピーダンスは、共振周波数ｆ１６０付近において非常に大きくなる（無限大に近づく）。端子Ｐ１１からの信号は、共振周波数ｆ１６０付近において当該ＬＣ並列共振器をほとんど通過することができなくなる。端子Ｐ１１からの信号のうち端子Ｐ１２に伝達される信号の割合が極大となるため、挿入損失ＩＬ１５１は、共振周波数ｆ１６０付近において極小となる。
　周波数ｆが大きくなると、インダクタＬ１１１のインピーダンスが増加する一方、キャパシタＣ１２１のインピーダンス（１／（Ｃ・２πｆ）：ＣはキャパシタＣ１２１の容量）は小さくなる。周波数ｆが共振周波数ｆ１６０より大きくなると、インダクタＬ１１１のインピーダンスの増加の効果よりも、キャパシタＣ１２１のインピーダンスの減少の効果が大きくなるため、インダクタＬ１１１とキャパシタＣ１２１とで構成されるＬＣ並列共振器のインピーダンスは小さくなる。その結果、端子Ｐ１１からの信号は、キャパシタＣ１２１を通過し易くなる。端子Ｐ１１からの信号のうち端子Ｐ１２に伝達される信号の割合が減少し、挿入損失ＩＬ１５１は増加する。バンドパスフィルタ１０においては、周波数がｆ１６０付近（通過帯域）の信号を通過させ易くするとともに、通過帯域以外の周波数の信号を通過し難くするというバンドパスフィルタに求められる所望の特性が実現されている。
　実際のバンドパスフィルタにおいては、信号路に寄生インダクタが発生する。バンドパスフィルタで処理する周波数が高くなる程、寄生インダクタによるインピーダンスは大きくなる。その結果、バンドパスフィルタ内の信号伝達が滞り、電子部品の特性が所望の特性から乖離し得る。
　図４は、図２のバンドパスフィルタ１０の等価回路図に、キャパシタ電極１３０から、接地点との接地端子Ｐ１３の接続部分までの信号路に発生する寄生インダクタＰＬ１４１を反映させた等価回路図である。図４に示されるように、キャパシタＣ１２１と寄生インダクタＰＬ１４１とは、ＬＣ直列共振器を形成している。当該ＬＣ直列共振器の共振周波数をｆ１６１（＞ｆ１６０）とする。
　図５は、図４のバンドパスフィルタ１０の挿入損失ＩＬ１５２と、図３の挿入損失ＩＬ１５１とを併せて示す図である。図５に示される周波数帯域において、挿入損失ＩＬ１５２は、挿入損失ＩＬ１５１と同様に、共振周波数ｆ１６０付近において極小となり、共振周波数ｆ１６０付近からｆ１６１付近までは、周波数ｆが高くなるにつれて挿入損失が増加している。しかし、挿入損失ＩＬ１５２は、共振周波数ｆ１６１付近において極大となり、周波数ｆが共振周波数ｆ１６１より高くなると減少する。
　図４も併せて参照しながら、キャパシタＣ１２１と寄生インダクタＰＬ１４１とで構成されるＬＣ直列共振器のインピーダンスは、共振周波数ｆ１６１において非常に小さくなる（０に近づく）。共振周波数ｆ１６１付近において端子Ｐ１１からの信号は、当該ＬＣ直列共振器を通過し易くなる。端子Ｐ１１からの信号のうち端子Ｐ１２に伝達される信号の割合が極小となる。そのため、挿入損失ＩＬ１５２は、共振周波数ｆ１６１付近において極大となる。
　周波数ｆが共振周波数ｆ１６１より大きくなると、キャパシタＣ１２１のインピーダンスの減少の効果よりも、寄生インダクタＰＬ１４１のインピーダンスの増加の効果が大きくなる。そのため、キャパシタＣ１２１と寄生インダクタＰＬ１４１とで構成されるＬＣ直列共振器のインピーダンスは増加する。その結果、端子Ｐ１１からの信号は、当該ＬＣ直列共振器を通過し難くなる。端子Ｐ１１からの信号のうち端子Ｐ１２に伝達される信号の割合が増加し、挿入損失ＩＬ１５２は減少する。寄生インダクタＰＬ１４１を考慮したバンドパスフィルタ１０においては、周波数が高くなると、通過帯域以外にも、挿入損失ＩＬ１５２が通過帯域と同程度に小さい周波数帯域が生じ得る。当該周波数帯域の信号は、通過帯域の信号と同様にバンドパスフィルタ１０を通過し易い。寄生インダクタＰＬ１４１を考慮したバンドパスフィルタ１０の特性は、通過帯域以外の周波数帯域の信号が通過し難いという所望の特性から乖離している。
　そこで、バンドパスフィルタ１においては、接地端子Ｐ１３に接続されているキャパシタ電極１３０と、接地端子Ｐ１３とは別個の接地端子Ｐ１４に接続されるキャパシタ電極１３２とでキャパシタＣ１２２を形成する。
　図６は、図１のバンドパスフィルタ１の等価回路図に、キャパシタ電極１３０から接地点との接地端子Ｐ１３の接続部分までの信号路およびキャパシタ電極１３２から接地点との接地端子Ｐ１４の接続部分までの信号路にそれぞれ発生する寄生インダクタＰＬ１４１およびＰＬ１４２を反映させた等価回路図である。キャパシタ電極１３２から接地点との接地端子Ｐ１４の接続部分までの経路のインダクタンスは、キャパシタ電極１３０から接地点との接地端子Ｐ１３の接続部分までの経路のインダクタンスよりも小さい。すなわち、寄生インダクタＰＬ１４２のインダクタンスは、寄生インダクタＰＬ１４１のインダクタンスよりも小さい。
　図７は、図６のバンドパスフィルタ１の挿入損失ＩＬ１５３と、図４のバンドパスフィルタ１０の挿入損失ＩＬ１５２とを併せて示す図である。図７に示される周波数帯域において、挿入損失ＩＬ１５３は、挿入損失ＩＬ１５２と同様に共振周波数ｆ１６０付近において極小となり、共振周波数ｆ１６０から周波数ｆ１６２まで周波数ｆの増加に伴って増加する。挿入損失ＩＬ１５３は、周波数ｆ１６２において極大となり、周波数ｆ１６２から周波数ｆ１６３まで周波数ｆの増加に伴って減少する。挿入損失ＩＬ１５３の周波数ｆ１６３までの変化の態様は、図５に示される周波数帯域における挿入損失ＩＬ１５２の変化の態様と同様である。
　しかし、挿入損失ＩＬ１５３は、周波数ｆ１６３において極小となる。周波数ｆが周波数ｆ１６３より高い場合、挿入損失ＩＬ１５３は、周波数ｆが増加するにつれて増加する傾向を示す。
　図６も併せて参照して、周波数ｆが高くなると、寄生インダクタＰＬ１４１のインピーダンスが大きくなってキャパシタ電極１３０から接地点との接地端子Ｐ１３の接続部分までの信号伝達が滞り得る。寄生インダクタＰＬ１４２のインピーダンスが寄生インダクタＰＬ１４１のインピーダンスよりも小さいため、キャパシタ電極１３０とキャパシタ電極１３２とにより形成されているキャパシタＣ１２２を介して、キャパシタ電極１３０から、接地点との接地端子Ｐ１４の接続部分へ信号が伝達される。キャパシタ電極１３２から接地点との端子Ｐ１４の接続部分までの信号路が、キャパシタ電極１３０から接地点との端子Ｐ１３の接続部分までの信号路の代替経路として機能する。そのため、バンドパスフィルタ１の内部で信号伝達が滞ることが抑制される。その結果、バンドパスフィルタ１の特性が所望の特性から乖離することを抑制することができる。
　図８は、図６のキャパシタ電極１３２の面積を大きくした場合の挿入損失ＩＬ１５４と、図６のバンドパスフィルタ１の元々の挿入損失ＩＬ１５３とを併せて示す図である。キャパシタ電極１３２の面積を大きくすると、キャパシタＣ１２２の容量が大きくなる。その結果、バンドパスフィルタ１の特性が変化し、図８に示されるように挿入損失がＩＬ１５３からＩＬ１５４に変化する。キャパシタ電極１３２の面積を変更することにより、バンドパスフィルタ１の特性を所望の特性に合わせて調整することができる。
　［実施の形態１の変形例］
　実施の形態１においては、本発明の共通キャパシタ電極部が、１つのキャパシタ電極から形成される場合について説明した。実施の形態１の変形例においては、共通キャパシタ電極部が２つのキャパシタ電極から形成される場合について説明する。
　図９は、実施の形態１の変形例に係る電子部品の一例であるバンドパスフィルタ１Ａの等価回路図である。バンドパスフィルタ１Ａの構成は、図６に示されるバンドパスフィルタ１の構成のキャパシタ電極１３０が、共通キャパシタ電極部１３３に置き換えられている構成である。バンドパスフィルタ１Ａのそれ以外の構成は、バンドパスフィルタ１と同様であるため説明を繰り返さない。
　図９に示されるように、共通キャパシタ電極部１３３は、キャパシタ電極１３３Ａおよび１３３Ｂを含む。キャパシタ電極１３３Ａは、キャパシタ電極１３３Ｂに接続されている。キャパシタ電極１３３Ａは、端子Ｐ１３に接続されている。キャパシタ電極１３３Ａは、キャパシタ電極１３１とともにキャパシタＣ１２１を形成している。キャパシタ電極１３３Ｂは、キャパシタ電極１３２とともにキャパシタＣ１２２を形成している。
　キャパシタ電極１３３Ａから１３３Ｂまでの経路のインダクタンスとキャパシタ電極１３２から接地点との端子Ｐ１４の接続部分までの経路のインダクタンスとの和は、キャパシタ電極１３３Ａから接地点との端子Ｐ１３の接続部分までの経路のインダクタンスよりも小さい。キャパシタ電極１３３Ａから１３３Ｂまでの経路に発生する寄生インダクタと寄生インダクタＰＬ１４２との合成インピーダンスが寄生インダクタＰＬ１４１のインピーダンスよりも小さいため、バンドパスフィルタ１Ａの内部で信号伝達が滞ることが抑制される。その結果、バンドパスフィルタ１Ａの特性が所望の特性から乖離することを抑制することができる。
　以上、実施の形態１および変形例に係る電子部品によれば、電子部品の特性が所望の特性から乖離することを抑制することができる。
　［実施の形態２］
　実施の形態２においては、本発明に係る電子部品の一例として、複数の誘電体の積層体として形成されたバランについて説明する。
　図１０は、実施の形態２に係る電子部品の一例であるバラン２の等価回路図である。バラン２は、周波数ｆ２００において、平衡信号と不平衡信号とを相互に変換する。すなわち、バラン２は、周波数ｆ２００付近の周波数帯を通過帯域とするバンドパスフィルタである。平衡信号とは、振幅の最大値が略等しく、位相が互いに１８０度異なる２つの信号である。不平衡信号とは、接地電位を基準にした振幅を有する信号である。図１０に示されるように、バラン２は、端子Ｐ２１～Ｐ２６と、ＬＣ並列共振器ＬＣ３１，ＬＣ３２と、ローパスフィルタＬＰ３０と、インダクタＬ２１２とを備える。
　端子Ｐ２１は、不平衡信号用の入出力端子である。端子Ｐ２１は、不図示のアンテナに接続される。端子Ｐ２２およびＰ２３の各々は、平衡信号用の入出力端子である。端子Ｐ２２およびＰ２３は、不図示のＩＣ（Integrated　Circuit）に接続される。端子Ｐ２２から出力される信号の位相と端子Ｐ２３から出力される信号の位相との差は１８０度である。端子Ｐ２２に入力される信号の位相と端子Ｐ２３に入力される信号の位相との差は１８０度である。端子Ｐ２４～Ｐ２６は、接地点に接続される接地端子である。
　端子Ｐ２１と接地端子Ｐ２５との間に、ローパスフィルタＬＰ３０、インダクタＬ２１２、およびＬＣ並列共振器ＬＣ３１が、端子Ｐ２１から接地端子Ｐ２５に向かってこの順に直列に接続されている。
　ローパスフィルタＬＰ３０は、端子Ｐ２１とインダクタＬ２１２との間に接続されている。ローパスフィルタＬＰ３０は、インダクタＬ２１１と、キャパシタＣ２２１とを含む。インダクタＬ２１１は、端子Ｐ２１とインダクタＬ２１２との間に接続されている。キャパシタＣ２２１は、インダクタＬ２１１と接地端子Ｐ２４との間に接続されている。接地端子Ｐ２４は、接地端子Ｐ２５に接続されている。ローパスフィルタＬＰ３０は、周波数ｆ２００の信号を通過させるとともに、周波数ｆ２００の信号の高調波を低減する。或る周波数の高調波とは、当該周波数の整数倍の周波数の信号である。周波数ｆ２００の信号の高調波の発生源としては、たとえば端子Ｐ２２およびＰ２３が接続される不図示のＩＣ、あるいは端子Ｐ２１に接続される不図示の外部デバイスを挙げることができる。
　ＬＣ並列共振器ＬＣ３１は、インダクタＬ２１２と接地端子Ｐ２５との間に接続されている。ＬＣ並列共振器ＬＣ３１の共振周波数はｆ２００である。ＬＣ並列共振器ＬＣ３１は、インダクタＬ２１３と、キャパシタ電極であるキャパシタ導体パターン６１１，６２１，６３１とを含む。インダクタＬ２１３は、インダクタＬ２１２と接地端子Ｐ２５との間に接続されている。キャパシタ導体パターン６１１は、接地端子Ｐ２６に接続されている。キャパシタ導体パターン６２１は、接地端子Ｐ２５に接続されている。キャパシタ導体パターン６３１は、インダクタＬ２１２に接続されている。キャパシタ導体パターン６３１は、キャパシタ導体パターン６２１とともにキャパシタＣ２２２を形成している。キャパシタ導体パターン６１１は、キャパシタ導体パターン６２１とともにキャパシタＣ２２３を形成している。インダクタＬ２１３とキャパシタＣ２２２とは、インダクタＬ２１２と接地端子Ｐ２５との間で並列に接続されている。
　インダクタＬ２１２は、インダクタＬ２１１とキャパシタＣ２２２との間に接続されている。インダクタＬ２１２は、キャパシタＣ２２２とともにローパスフィルタを形成している。当該ローパスフィルタは、周波数ｆ２００の信号を通過させるとともに、周波数ｆ２００の信号の高調波を低減する。
　ＬＣ並列共振器ＬＣ３２は、端子Ｐ２２とＰ２３との間に接続されている。ＬＣ並列共振器ＬＣ３２の共振周波数は周波数ｆ２００である。ＬＣ並列共振器ＬＣ３２は、キャパシタＣ２２４と、インダクタＬ２１４～Ｌ２１６とを含む。キャパシタＣ２２４とインダクタＬ２１４とは、端子Ｐ２２とＰ２３との間で並列に接続されている。インダクタＬ２１４は、インダクタＬ２１３と磁気結合している。
　インダクタＬ２１５は、キャパシタＣ２２４の一方電極とインダクタＬ２１４の一方端との間に接続されている。インダクタＬ２１６は、キャパシタＣ２２４の他方電極とインダクタＬ２１４の他方端との間に接続されている。インダクタＬ２１５のインダクタンスは、インダクタＬ２１６のインダクタンスに等しい。インダクタＬ２１５およびＬ２１６は、ＬＣ並列共振器ＬＣ３２のインピーダンスを所望の値に調整するために設けられている。インダクタＬ２１４～Ｌ２１６は、１個のインダクタとして形成されてもよい。
　端子Ｐ２１に周波数ｆ２００の不平衡信号が入力された場合、周波数ｆ２００はＬＣ並列共振器ＬＣ３１の共振周波数であるため、端子Ｐ２１からＬＣ並列共振器ＬＣ３１を介して接地端子Ｐ２５を見たときのＬＣ並列共振器ＬＣ３１のインピーダンスは非常に大きくなる（無限大に近づく）。端子Ｐ２１からの周波数ｆ２００の不平衡信号は、ＬＣ並列共振器ＬＣ３１を接地端子Ｐ２５に向かって通過し難くなる。その結果、インダクタＬ２１３とＬ２１４との磁気結合が強まり、端子Ｐ２１からの周波数ｆ２００の不平衡信号のほとんどは、インダクタＬ２１３から磁気結合を介してインダクタＬ２１４へ伝達される。
　周波数ｆ２００はＬＣ並列共振器ＬＣ３２の共振周波数でもあるため、端子Ｐ２２からＬＣ並列共振器ＬＣ３２を介して端子Ｐ２３を見たときのＬＣ並列共振器ＬＣ３２のインピーダンスは非常に大きくなる（無限大に近づく）。インダクタＬ２１４の端子Ｐ２２側の端部から出力される信号は、端子Ｐ２３へ向かってＬＣ並列共振器ＬＣ３２を通過し難くなる。その結果、インダクタＬ２１４の端子Ｐ２２側の端部から出力される信号のほとんどは、インダクタＬ２１５を通過して端子Ｐ２２に向かう。
　端子Ｐ２３からＬＣ並列共振器ＬＣ３２を介して端子Ｐ２２を見たときのＬＣ並列共振器ＬＣ３２のインピーダンスも非常に大きくなる（無限大に近づく）。インダクタＬ２１４の端子Ｐ２３側の端部から出力される信号は、端子Ｐ２２へ向かってＬＣ並列共振器ＬＣ３２を通過し難くなる。その結果、インダクタＬ２１４の端子Ｐ２３側の端部から出力される信号のほとんどは、インダクタＬ２１６を通過して端子Ｐ２３に向かう。
　インダクタＬ２１４の両端部からそれぞれ出力される信号の位相差は、１８０度である。インダクタＬ２１５のインダクタンスは、インダクタＬ２１６のインダクタンスに等しい。信号がインダクタＬ２１５を通過した場合の位相のずれとインダクタＬ２１６を通過した場合の位相のずれは等しい。そのため、インダクタＬ２１４の端子Ｐ２２側の端部からインダクタＬ２１５を通過して端子Ｐ２２から出力される信号の位相と、インダクタＬ２１４の端子Ｐ２３側の端部からインダクタＬ２１６を通過して端子Ｐ２３から出力される信号の位相との差は、１８０度のまま変わらない。すなわち、端子Ｐ２２およびＰ２３からは周波数ｆ２００の平衡信号が出力される。
　周波数ｆ２００の平衡信号が端子Ｐ２２およびＰ２３に入力された場合、周波数ｆ２００はＬＣ並列共振器ＬＣ３１およびＬＣ３２の共振周波数であるため、インダクタＬ２１３とＬ２１４との磁気結合が強まる。その結果、周波数ｆ２００の平衡信号は、インダクタＬ２１４から磁気結合を介してインダクタＬ２１３へ伝達され、周波数ｆ２００の不平衡信号として端子Ｐ２１から出力される。
　図１１は、図１０のバラン２の外観斜視図である。図１１に示されるように、バラン２はたとえば直方体状である。バラン２の面のうち、Ｚ軸方向（積層方向）に垂直な面を上面ＵＦ４１および底面ＢＦ４２とする。上面ＵＦ４１には、バラン２の実装方向を識別するための方向識別マークＤＭ４０が配置されている。底面ＢＦ４２は、不図示の基板に接続される。
　積層方向に平行なバラン２の面のうち、ＺＸ平面と平行な面を側面ＳＦ５１およびＳＦ５３とする。積層方向に平行な面のうちＹＺ平面と平行な面を側面ＳＦ５２およびＳＦ５４とする。端子Ｐ２１，Ｐ２３，Ｐ２６は、上面ＵＦ４１、側面ＳＦ５３、および底面ＢＦ４２に亘って設けられている。接地端子Ｐ２６の底面ＢＦ４２に配置されている部分をＰ２６２とする。端子Ｐ２２，Ｐ２４，Ｐ２５は、上面ＵＦ４１、側面ＳＦ５２、および底面ＢＦ４２に亘って設けられている。接地端子Ｐ２５の底面ＢＦ４２に配置されている部分をＰ２５１とする。接地端子Ｐ２５の部分Ｐ２５１および接地端子Ｐ２６の部分Ｐ２６２は、底面ＢＦ４２が不図示の基板に接続されることにより、接地点に接続される。端子Ｐ２１～Ｐ２６の各々は、複数の誘電体層の積層方向の厚み程度の長さをもつ信号路といえる。そのため、端子Ｐ２１～Ｐ２６の各々には、寄生インダクタが発生する。
　図１２は、図１１のバラン２の積層構造の一例を示す分解斜視図である。図１２に示されるように、バラン２は、誘電体層Ｌｙｒ６１～Ｌｙｒ８０が積層方向に積層された積層体である。
　図１３は、図１２に示される誘電体層Ｌｙｒ６１～Ｌｙｒ７１を示す図である。以下では、主に図１３を参照するとともに必要に応じて図１０（等価回路図）および図１１（外観斜視図）を参照しながら誘電体層Ｌｙｒ６１～Ｌｙｒ７１に形成された導体パターンについて説明する。
　誘電体層Ｌｙｒ６１は、不図示の基板に接続される底面ＢＦ４２を含む。接地端子Ｐ２５の部分Ｐ２５１および接地端子Ｐ２６の部分Ｐ２６２が配置されている誘電体層Ｌｙｒ６１は、本発明の接続層に相当する。誘電体層Ｌｙｒ６１には、キャパシタ導体パターン６１１が形成されている。キャパシタ導体パターン６１１は、接地端子Ｐ２６（図１０および図１１参照）に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ６２には、キャパシタ導体パターン６２１，６２２が形成されている。キャパシタ導体パターン６２１は、接地端子Ｐ２５に接続されている。キャパシタ導体パターン６２１は、キャパシタ導体パターン６１１とともにキャパシタＣ２２３（図１０参照）を形成している。誘電体層Ｌｙｒ６２は、本発明の共通キャパシタ層に相当する。
　誘電体層Ｌｙｒ６３には、キャパシタ導体パターン６３１～６３３が形成されている。キャパシタ導体パターン６３１は、キャパシタ導体パターン６２１とともにキャパシタＣ２２２（図１０参照）を形成している。キャパシタ導体パターン６３２および６３３は、端子Ｐ２２およびＰ２３（図１０および図１１参照）にそれぞれ接続されている。誘電体層Ｌｙｒ６３は、本発明のキャパシタ層に相当する。
　誘電体層Ｌｙｒ６２（共通キャパシタ層）は、誘電体層Ｌｙｒ６３（キャパシタ層）と誘電体層Ｌｙｒ６１（接続層）との間に配置されている。キャパシタ導体パターン６１１から部分Ｐ２６２までの経路のインダクタンスは、キャパシタ導体パターン６２１から部分Ｐ２５１までの経路のインダクタンスよりも小さい。
　誘電体層Ｌｙｒ６４には、キャパシタ導体パターン６４１および６４２が形成されている。キャパシタ導体パターン６４１は、接地端子Ｐ２４およびＰ２５（図１０および図１１参照）に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ６５には、キャパシタ導体パターン６５１～６５３が形成されている。キャパシタ導体パターン６５１は、キャパシタ導体パターン６４１とともにキャパシタＣ２２１（図１０参照）を形成している。キャパシタ導体パターン６５２および６５３は、端子Ｐ２２およびＰ２３（図１０および図１１参照）にそれぞれ接続されている。キャパシタ導体パターン６５２および６５３は、キャパシタ導体パターン６２２，６３２，６３３，６４２とともに、キャパシタＣ２２４（図１０参照）を形成している。
　誘電体層Ｌｙｒ６６には、インダクタ導体パターン６６１および６６２が形成されている。インダクタ導体パターン６６１および６６２は、それぞれビア導体パターンＶ６５４およびＶ６５５によって、キャパシタ導体パターン６５１に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ６７には、インダクタ導体パターン６７１および６７２が形成されている。インダクタ導体パターン６７１は、ビア導体パターンＶ６６３によってインダクタ導体パターン６６１に接続されている。インダクタ導体パターン６７２は、ビア導体パターンＶ６６４によってインダクタ導体パターン６６２に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ６８には、インダクタ導体パターン６８１および６８２が形成されている。インダクタ導体パターン６８１は、ビア導体パターンＶ６７３によってインダクタ導体パターン６７１に接続されている。インダクタ導体パターン６８２は、ビア導体パターンＶ６７４によってインダクタ導体パターン６７２に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ６９には、インダクタ導体パターン６９１および６９２が形成されている。インダクタ導体パターン６９１は、ビア導体パターンＶ６８３によってインダクタ導体パターン６８１に接続されている。インダクタ導体パターン６９２は、ビア導体パターンＶ６８４によってインダクタ導体パターン６８２に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ７０には、インダクタ導体パターン７０１および７０２が形成されている。インダクタ導体パターン７０１は、ビア導体パターンＶ６９３によってインダクタ導体パターン６９１に接続されている。インダクタ導体パターン７０２は、ビア導体パターンＶ６９４によってインダクタ導体パターン６９２に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ７１には、インダクタ導体パターン７１１および７１２が形成されている。インダクタ導体パターン７１１は、端子Ｐ２１（図１０および図１０および図１１参照）に接続されている。インダクタ導体パターン７１１は、ビア導体パターンＶ７０３によってインダクタ導体パターン７０１に接続されている。インダクタ導体パターン７１２は、ビア導体パターンＶ７０４によってインダクタ導体パターン７０２に接続されている。
　インダクタ導体パターン６６１，６７１，６８１，６９１，７０１，７１１、およびビア導体パターンＶ６６３，Ｖ６７３，Ｖ６８３，Ｖ６９３，Ｖ７０３は、インダクタＬ２１１（図１０参照）を形成している。インダクタ導体パターン６６２，６７２，６８２，６９２，７０２，７１２、およびビア導体パターンＶ６６４，Ｖ６７４，Ｖ６８４，Ｖ６９４，Ｖ７０４は、インダクタＬ２１２（図１０参照）を形成している。
　図１４は、図１２に示される誘電体層Ｌｙｒ７１～Ｌｙｒ８０を示す図である。主に図１４を参照するとともに必要に応じて図１０（等価回路図）、図１１（外観斜視図）、図１２（誘電体層Ｌｙｒ６１～Ｌｙｒ８０）、および図１３（誘電体層Ｌｙｒ６１～Ｌｙｒ７１）を参照しながら誘電体層Ｌｙｒ７２～Ｌｙｒ７９に形成された導体パターンについて説明する。
　誘電体層Ｌｙｒ７２には、インダクタ導体パターン７２１～７２３が形成されている。インダクタ導体パターン７２１は、ビア導体パターンＶ７１３によってインダクタ導体パターン７１２に接続されている。インダクタ導体パターン７２１は、ビア導体パターンＶ６３４によってキャパシタ導体パターン６３１（図１３および図１２参照）に接続されている。インダクタ導体パターン７２２は、端子Ｐ２２（図１０および図１１参照）に接続されている。インダクタ導体パターン７２３は、端子Ｐ２３（図１０および図１１参照）に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ７３には、インダクタ導体パターン７３１～７３３が形成されている。インダクタ導体パターン７３１は、ビア導体パターンＶ６３４によってインダクタ導体パターン７２１に接続されている。インダクタ導体パターン７３２は、ビア導体パターンＶ７２５によってインダクタ導体パターン７２２に接続されている。インダクタ導体パターン７３３は、ビア導体パターンＶ７２６によってインダクタ導体パターン７２３に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ７４には、インダクタ導体パターン７４１～７４３が形成されている。インダクタ導体パターン７４１は、ビア導体パターンＶ７３４によってインダクタ導体パターン７３１に接続されている。インダクタ導体パターン７４２は、ビア導体パターンＶ７３５によってインダクタ導体パターン７３２に接続されている。インダクタ導体パターン７４３は、ビア導体パターンＶ７３６によってインダクタ導体パターン７３３に接続されている。
　インダクタ導体パターン７２２，７３２，７４２、およびビア導体パターンＶ７２５，Ｖ７３５は、インダクタＬ２１５を形成している。インダクタ導体パターン７２３，７３３，７４３、およびビア導体パターンＶ７２６，Ｖ７３６は、インダクタＬ２１６を形成している。
　誘電体層Ｌｙｒ７５には、インダクタ導体パターン７５１が形成されている。インダクタ導体パターン７５１は、ビア導体パターンＶ７４５によってインダクタ導体パターン７４２に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ７６には、インダクタ導体パターン７６１が形成されている。インダクタ導体パターン７６１は、ビア導体パターンＶ７５２によってインダクタ導体パターン７５１に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ７７には、インダクタ導体パターン７７１が形成されている。インダクタ導体パターン７７１は、ビア導体パターンＶ７６２によってインダクタ導体パターン７６１に接続されている。インダクタ導体パターン７７１は、ビア導体パターンＶ７４６によってインダクタ導体パターン７４３に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ７８には、インダクタ導体パターン７８１が形成されている。インダクタ導体パターン７８１は、接地端子Ｐ２５（図１０および図１１参照）に接続されている。インダクタ導体パターン７８１は、ビア導体パターンＶ７４４によってインダクタ導体パターン７４１に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ７９には、線路導体パターン７９１が形成されている。線路導体パターン７９１は、接地端子Ｐ２６（図１０および図１１参照）に接続されている。線路導体パターン７９１は、ビア導体パターンＶ７８２によってインダクタ導体パターン７６１に接続されている。
　インダクタ導体パターン７２１，７３１，７４１，７８１、およびインダクタ導体パターン７２１と７３１とを接続しているビア導体パターンＶ６３４の部分，ビア導体パターンＶ７３４，Ｖ７４４は、インダクタＬ２１３（図１０参照）を形成している。
　図１５は、図１０のバラン２の挿入損失ＩＬ２４１を示す図である。挿入損失ＩＬ２４１は、端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２２に伝達された信号の割合を示している。図１５に示される周波数帯域において挿入損失ＩＬ２４１は、周波数ｆ２００付近において極小となる。周波数ｆがｆ２００より大きくなると、挿入損失ＩＬ２４１は増大し、周波数ｆ２０１において３６ｄＢ程度を上回る。周波数ｆがｆ２０１より大きくなると挿入損失ＩＬ２４１は増減を繰り返すが、３６ｄｂ程度以上の減衰量を維持する。周波数ｆ２００付近の信号は、バラン２を通過し易い。すなわち、周波数ｆ２００付近の周波数帯を通過帯域とするバンドパスフィルタに求められる所望の特性から、バラン２の特性が乖離することが抑制されている。
　図１６は、図１３に示されるキャパシタ導体パターン６１１の面積を小さくした場合の挿入損失ＩＬ２４２と、および図１３のバラン２の元々の挿入損失ＩＬ２４１とを併せて示す図である。キャパシタ導体パターン６１１の面積を小さくすると、キャパシタＣ２２３の容量が小さくなる。その結果、バラン２の特性が変化し、図１６に示されるように挿入損失がＩＬ２４１からＩＬ２４２に変化する。キャパシタ導体パターン６１１の面積を変更することにより、バラン２の特性を所望の特性に合わせて調整することができる。
　実施の形態２においては、図１３に示されるように、キャパシタ導体パターン６１１および６２１が、側面に配置されている接地端子Ｐ２６の部分および接地端子Ｐ２５の部分にそれぞれ接続される構成について説明した。キャパシタ導体パターン６１１および６２１が接地端子に接続される構成は、図１３に示される構成に限定されない。たとえば、キャパシタ導体パターン６１１および６２１が、底面ＢＦ４２に規則的に配置された別個のＬＧＡ（Land　Grid　Array）端子に、積層方向に伸びるビア導体パターンによってそれぞれ接続されているという構成でもよい。
　実施の形態２においては、図１０に示される端子Ｐ２６が接地端子である場合について説明した。図１７に示されるバラン２Ａのように、端子Ｐ２６をＤＣフィード端子Ｐｄｃとして使用することができる。インダクタＬ２１４は、ＤＣフィード端子Ｐｄｃに接続されている。インダクタＬ２１４の両端が端子Ｐ２２およびＰ２３にそれぞれ電気的に接続されているため、ＤＣフィード端子Ｐｄｃに印加する電圧を変化させることにより、端子Ｐ２２およびＰ２３の直流電位を調整することができる。
　以上、実施の形態２および変形例に係る電子部品によれば、電子部品の特性が所望の特性から乖離することを抑制することができる。
　［実施の形態３］
　実施の形態１および２においては、実施の形態に係る電子部品が有する信号路の代替経路の数が１つである場合について説明した。実施の形態に係る電子部品が有する信号路の代替経路の数は２つ以上であってもよい。実施の形態３においては、電子部品が有する信号路の代替経路の数が２つである場合について説明する。
　図１８は、実施の形態３に係る電子部品の一例であるバンドパスフィルタ３の等価回路図である。バンドパスフィルタ３の構成は、図１のバンドパスフィルタ１のキャパシタ電極１３２がキャパシタ電極３３２に置き換えられるとともに、キャパシタ電極３３３および端子Ｐ３５が追加されている点である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図１８に示されるように、キャパシタ電極３３２は、端子Ｐ１４に接続されている。キャパシタ電極３３３は、端子Ｐ３５に接続されている。端子Ｐ３５は、接地点に接続される接地端子である。キャパシタ電極３３２は、キャパシタ電極１３０とともにキャパシタＣ３２２を形成している。キャパシタ電極３３３は、キャパシタ電極３３２とともにキャパシタＣ３２３を形成している。図１８においては、キャパシタＣ３２２とＣ３２３とで共通する電極を１つのキャパシタ電極３３２として図示している。
　キャパシタ電極３３２から接地点との端子Ｐ１４の接続部分までの経路のインダクタンスは、キャパシタ電極１３０から接地点との端子Ｐ１３の接続部分までの経路のインダクタンスよりも小さい。キャパシタ電極３３３から接地点との端子Ｐ３５の接続部分までの経路のインダクタンスは、キャパシタ電極３３２から接地点との端子Ｐ１４の接続部分までの経路のインダクタンスよりも小さい。そのため、バンドパスフィルタ３の内部で信号伝達が滞ることが抑制される。その結果、バンドパスフィルタ３の特性が所望の特性から乖離することを抑制することができる。
　［実施の形態３の変形例］
　図１９は、実施の形態３の変形例に係る電子部品の一例であるバンドパスフィルタ３Ａの等価回路図である。バンドパスフィルタ３Ａの構成は、図９のバンドパスフィルタ１Ａの構成に、キャパシタ電極３３２Ａ，３３３および端子Ｐ３５が加えられた構成である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図１９に示されるように、キャパシタ電極３３３は、端子Ｐ３５に接続されている。端子Ｐ３５は、接地点に接続される接地端子である。キャパシタ電極３３２Ａは、キャパシタ電極１３２に接続されている。キャパシタ電極３３３は、キャパシタ電極３３２ＡとともにキャパシタＣ３２３Ａを形成している。
　キャパシタ電極１３２から３３２Ａまでの経路のインダクタンスとキャパシタ電極３３３から接地点との端子Ｐ３５の接続部分までの経路のインダクタンスとの和は、キャパシタ電極１３２から接地点との端子Ｐ１４の接続部分までの経路のインダクタンスよりも小さい。そのため、バンドパスフィルタ３Ａの内部で信号伝達が滞ることが抑制される。その結果、バンドパスフィルタ３Ａの特性が所望の特性から乖離することを抑制することができる。
　以上、実施の形態３および変形例に係る電子部品によれば、電子部品の特性が所望の特性から乖離することを抑制することができる。
　今回開示された各実施の形態は、矛盾しない範囲で適宜組み合わされて実施されることも予定されている。今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１，１Ａ，３，３Ａ，１０　バンドパスフィルタ、２，２Ａ　バラン、１３０，１３１，１３２，１３３Ａ，１３３Ｂ，３３２，３３２Ａ，３３３　キャパシタ電極、Ｐ２５１，Ｐ２６２　部分、１３３　共通キャパシタ電極部、６１１，６２１，６２２，６３１～６３３，６４１，６４２，６５１～６５３　キャパシタ導体パターン、６６１，６６２，６７１，６７２，６８１，６８２，６９１，６９２，７０１，７０２，７１１，７１２，７２１～７２３，７３１～７３３，７４１～７４３，７５１，７６１，７７１，７８１　インダクタ導体パターン、７９１　線路導体パターン、Ｃ１２１～Ｃ１２２，Ｃ２２１～Ｃ２２４，Ｃ３２２，Ｃ３２３，Ｃ３２３Ａ　キャパシタ、ＤＭ４０　方向識別マーク、Ｌ１１１，Ｌ２１１～Ｌ２１６　インダクタ、ＬＣ３１，ＬＣ３２　並列共振器、ＬＰ３０　ローパスフィルタ、Ｌｙｒ６１～Ｌｙｒ８０　誘電体層、Ｐ１１～Ｐ１４，Ｐ２１～Ｐ２６，Ｐ３５　端子、ＰＬ１４１，ＰＬ１４２　寄生インダクタ、Ｐｄｃ　ＤＣフィード端子、Ｖ６３４，Ｖ６５４，Ｖ６６３，Ｖ６６４，Ｖ６７３，Ｖ６７４，Ｖ６８３，Ｖ６８４，Ｖ６９３，Ｖ６９４，Ｖ７０３，Ｖ７０４，Ｖ７１３，Ｖ７２５，Ｖ７２６，Ｖ７３４～Ｖ７３６，Ｖ７４４～Ｖ７４６，Ｖ７５２，Ｖ７６２，Ｖ７８２　ビア導体パターン。

Claims (10)

  1. 　複数の誘電体層が積層方向に積層された電子部品であって、
    　第１端子および第２端子と、
    　前記第１端子に接続された共通キャパシタ電極部と、
    　第１キャパシタ電極と、
    　前記第２端子に接続された第２キャパシタ電極とを備え、
    　前記共通キャパシタ電極部は、前記第１端子に接続された第３キャパシタ電極を含み、
    　前記第１キャパシタ電極は、前記第３キャパシタ電極とともに第１キャパシタを形成し、
    　前記第２キャパシタ電極は、前記第３キャパシタ電極とともに第２キャパシタを形成し、
    　前記複数の誘電体層は、前記第１端子の第１部分および前記第２端子の第２部分が配置された接続層を含み、
    　前記第２キャパシタ電極から前記第２部分までの経路のインダクタンスは、前記第３キャパシタ電極から前記第１部分までの経路のインダクタンスよりも小さい、電子部品。
  2. 　複数の誘電体層が積層方向に積層された電子部品であって、
    　第１端子および第２端子と、
    　前記第１端子に接続された共通キャパシタ電極部と、
    　第１キャパシタ電極と、
    　前記第２端子に接続された第２キャパシタ電極とを備え、
    　前記共通キャパシタ電極部は、前記第１端子に接続された第３キャパシタ電極と、前記第３キャパシタ電極に接続された第４キャパシタ電極とを含み、
    　前記第１キャパシタ電極は、前記第３キャパシタ電極とともに第１キャパシタを形成し、
    　前記第２キャパシタ電極は、前記第４キャパシタ電極とともに第２キャパシタを形成し、
    　前記複数の誘電体層は、前記第１端子の第１部分および前記第２端子の第２部分が配置された接続層を含み、
    　前記第３キャパシタ電極から前記第４キャパシタ電極までの経路のインダクタンスと前記第２キャパシタ電極から前記第２部分までの経路のインダクタンスとの和は、前記第３キャパシタ電極から前記第１部分までの経路のインダクタンスよりも小さい、電子部品。
  3. 　前記複数の誘電体層は、
    　前記第１キャパシタ電極が配置されたキャパシタ層と、
    　前記共通キャパシタ電極部が配置された共通キャパシタ層とをさらに含み、
    　前記共通キャパシタ層は、前記キャパシタ層と前記第２キャパシタ電極との間に配置されている、請求項１または２に記載の電子部品。
  4. 　前記第２キャパシタ電極は、前記接続層に配置されている、請求項１～３のいずれか１項に記載の電子部品。
  5. 　前記第１キャパシタ電極と前記第１端子との間に接続された第１インダクタをさらに備える、請求項１～４のいずれか１項に記載の電子部品。
  6. 　不平衡信号用の第３端子と、
    　平衡信号用の第４端子および第５端子と、
    　前記第４端子と前記第５端子との間に接続された第３キャパシタと、
    　前記第１インダクタと磁気結合するとともに、前記第４端子と前記第５端子との間で前記第３キャパシタと並列に接続された第２インダクタとをさらに備え、
    　前記第１インダクタおよび前記第１キャパシタは、前記第３端子と前記第１端子との間で並列に接続されている、請求項５に記載の電子部品。
  7. 　前記第１端子および前記第２端子の各々は、接地されている、請求項１～６のいずれか１項に記載の電子部品。
  8. 　前記第１端子は、接地端子であり、
    　前記第２端子は、ＤＣフィード端子である、請求項７に記載の電子部品。
  9. 　第６端子と、
    　前記第６端子に接続された第５キャパシタ電極とをさらに備え、
    　前記第５キャパシタ電極は、前記第２キャパシタ電極とともに第３キャパシタを形成し、
    　前記接続層には、前記第６端子の第３部分が配置され、
    　前記第５キャパシタ電極から前記第３部分までの経路のインダクタンスは、前記第２キャパシタ電極から前記第２部分までの経路のインダクタンスよりも小さい、請求項１に記載の電子部品。
  10. 　第６端子と、
    　前記第６端子に接続された第５キャパシタ電極と、
    　前記第２キャパシタ電極に接続された第６キャパシタ電極とをさらに備え、
    　前記第５キャパシタ電極は、前記第６キャパシタ電極とともに第３キャパシタを形成し、
    　前記接続層には、前記第６端子の第３部分が配置され、
    　前記第２キャパシタ電極から前記第６キャパシタ電極までの経路のインダクタンスと前記第５キャパシタ電極から前記第３部分までの経路のインダクタンスとの和は、前記第２キャパシタ電極から前記第２部分までの経路のインダクタンスよりも小さい、請求項２に記載の電子部品。
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