WO2018180420A1 - 複合フィルタ装置 - Google Patents

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潤平 安田
壮央 竹内
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Definitions

  • the present invention relates to a composite filter device having a plurality of band-pass filters whose one ends are commonly connected.
  • Patent Document 1 An example of a composite filter device used for such an application is disclosed in Patent Document 1.
  • a plurality of band-pass filters are provided in the RF stage corresponding to a plurality of frequency bands.
  • One ends of the plurality of band-pass filters are commonly connected to the antenna terminal via the multiport ON-SW.
  • the multi-port ON-SW has a plurality of switches for switching the connection state between the antenna terminal and the band-pass filter corresponding to each frequency band. By simultaneously turning on the plurality of switches, a plurality of frequencies can be used simultaneously (carrier aggregation).
  • a multiport ON-SW is connected in front of a plurality of band-pass filters.
  • Such a multi-port ON-SW has a problem that the circuit scale is large in order to provide a switch switching function, and the insertion loss in the pass band is large.
  • the band-pass filter connected to the multi-port ON-SW deteriorates the reflection coefficient outside the pass band, so the insertion loss in the pass band of other commonly connected band-pass filters increases. There was a problem.
  • An object of the present invention is to provide a composite filter device that can effectively reduce the insertion loss in the passband of a plurality of commonly connected bandpass filters.
  • a first invention of the present application includes a plurality of band-pass filters having different pass bands, each of the plurality of band-pass filters has one end and the other end, and the plurality of band-pass filters The one ends are commonly connected, and among the plurality of bandpass filters, at least one bandpass filter is connected between the one end and the other end, the one end and the one end A first filter connected between the switch, a second filter connected between the switch and the other end, and an input of the second filter connected to the switch.
  • An impedance element having an impedance value higher than an impedance value, wherein the switch connects the first filter and the second filter; Serial first filter and the is configured to be switched between a second state which connects the impedance element is a composite filter apparatus.
  • the switch has a first switch terminal connected to the first filter and a second switch terminal connected to the second filter. And a third switch terminal to which the impedance element is connected.
  • the first switch terminal and the second switch terminal are connected, and the second switch terminal is connected to the second switch terminal. In this state, the first switch terminal and the third switch terminal are connected.
  • the switch in the second state, the switch is turned off, and the value of the impedance element is infinite.
  • a second invention of the present application includes a plurality of band-pass filters having one end and the other end, the one ends of the plurality of band-pass filters are commonly connected, and the plurality of band-pass filters Among them, at least one band-pass filter has a first filter connected to the one end, and a second filter connected between the first filter and the other end, The complex filter device has a complex impedance of the first filter and the second filter having the same polarity.
  • all of the plurality of band-pass filters include the first filter and the second filter, and the first filter and the first filter When the two filters are connected, the complex impedance has the same polarity in the connected state.
  • At least one of the first filter and the second filter is an elastic wave filter.
  • both the first filter and the second filter are elastic wave filters. In this case, it is possible to further increase the reflection coefficient in the pass band of other commonly connected band pass filters. Therefore, the insertion loss of other commonly connected band pass filters can be further reduced.
  • the elastic wave filter has an elastic wave resonator, and a frequency region that is greater than or equal to a resonance frequency of the elastic wave resonator and less than or equal to an antiresonance frequency is the band. It is located in the pass band of another band pass filter other than the pass filter. Therefore, the insertion loss of other commonly connected band pass filters can be further reduced.
  • the attenuation amount outside the pass band of the first filter is larger than the attenuation amount outside the pass band of the second filter. In this case, it is possible to effectively reduce the influence of the second filter that has a relatively large influence. Therefore, the insertion loss of other commonly connected band pass filters can be reduced more effectively.
  • the first filter and the second filter are ladder filters, and the number of ladder stages in the first filter is the second filter. It is smaller than the number of ladder stages in the filter. In this case, it is possible to effectively reduce the influence of the second filter that has a relatively large influence. Therefore, the insertion loss of other commonly connected band pass filters can be reduced more effectively.
  • an impedance matching element is connected between the first filter and the second filter.
  • the insertion loss of other band-pass filters connected in common can be further effectively reduced.
  • the second filter is a longitudinally coupled resonator type filter.
  • the amount of attenuation can be made sufficiently large. Therefore, in this case, since the attenuation amount of the first filter can be reduced, the present invention is more effective.
  • a plurality of the second filters are provided, and the switches are connected to the plurality of second filters, respectively. It has a terminal. As described above, a plurality of second filters may be provided.
  • the composite filter device of the present invention it is possible to effectively reduce the insertion loss in the pass band of other commonly connected band pass filters.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a composite filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating filter characteristics of the composite filter device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram when the switch is in the second state in the composite filter device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a first band-pass filter used in the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing the filter characteristics of the fourth band-pass filter used in Band 7 when the connected impedance element is 50 ⁇ in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the filter characteristics of the fourth band-pass filter used in Band 7 when the connected impedance element is 1000 ⁇ in the first embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a composite filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating filter characteristics of the composite filter device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram when the switch is in the second state
  • FIG. 7 is a diagram showing the filter characteristics of the fourth band-pass filter used in Band 7 when the connected impedance element is infinite, that is, in the open state, in the first embodiment.
  • FIG. 8 shows the relationship between the connection impedance of the impedance element connected to the first band-pass filter and the insertion loss at 2.690 GHz of the fourth band-pass filter for Band 7 in the first embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the composite filter device according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a composite filter device according to the third embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a composite filter device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of a composite filter device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of a composite filter device according to the sixth embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of a composite filter device according to the seventh embodiment.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a filter characteristic of a fourth band-pass filter for Band 7 in the composite filter device according to the seventh embodiment.
  • FIG. 16 is a schematic diagram for explaining a state in which the first filter and the second filter of the first bandpass filter are connected or separated in the composite filter device of the seventh embodiment.
  • FIG. 17 is an impedance smith chart showing impedance characteristics of the first filter when the second filter of the first band-pass filter is connected to the first filter in the seventh embodiment.
  • FIG. 18 is an impedance smith chart showing the impedance characteristics of the second filter when the second filter of the first band-pass filter is connected to the first filter in the seventh embodiment.
  • FIG. 19 is a circuit diagram of a composite filter device of a comparative example.
  • FIG. 20 shows the impedance characteristics on the first filter side when the first filter and the second filter of the first band-pass filter are electrically separated in the composite filter device of the comparative example shown in FIG. It is an impedance Smith chart which shows.
  • FIG. 21 shows the impedance characteristics on the second filter side when the first filter and the second filter of the first band-pass filter are electrically separated in the composite filter device of the comparative example shown in FIG. It is an impedance Smith chart which shows.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating the filter characteristics of the fourth band-pass filter for Band 7 in the composite filter device of the comparative example.
  • FIG. 23 is a plan view showing an electrode structure of a longitudinally coupled resonator type acoustic wave filter.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a composite filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • the composite filter device 1 has an antenna terminal 3 connected to an antenna 2.
  • One end of first to fourth band-pass filters 4 to 7 is commonly connected to the antenna terminal 3.
  • the first bandpass filter 4 is a Band3 reception filter.
  • the pass band of the Band3 reception filter is 1805 MHz to 1880 MHz.
  • the second bandpass filter 5 is a Band1 reception filter.
  • the pass band of the Band1 reception filter is 2110 MHz to 2170 MHz.
  • the third band-pass filter 6 is a Band 40 reception filter.
  • the pass band of the Band 40 reception filter is 2300 MHz to 2400 MHz.
  • the fourth bandpass filter 7 is a Band7 reception filter.
  • the pass band of the Band7 reception filter is 2620 MHz to 2690 MHz.
  • the passbands of the first to fourth bandpass filters 4 to 7 are different from each other.
  • a plurality of bandpass filters having different passbands are provided.
  • at least one bandpass filter and a passband are provided.
  • a band-pass filter with overlapping bands may be further provided.
  • the impedance value refers to the characteristic impedance and has a constant component and a complex component.
  • the characteristic impedance refers to the characteristic impedance in the pass band of a plurality of band pass filters.
  • the characteristic of the composite filter device 1 is that the first band-pass filter 4 has a first filter 11, a second filter 12, a switch 13, and an impedance element 14.
  • the first filter 11 has one end connected to the antenna terminal 3.
  • the switch 13 includes a first switch terminal 13a and second and third switch terminals 13b and 13c.
  • the switch 13 electrically connects the first switch terminal 13a and the second switch terminal 13b, and electrically connects the first switch terminal 13a and the third switch terminal 13c. Is switched to the second state (see FIG. 3) connected to the.
  • the output end of the first filter 11 is connected to the first switch terminal 13a.
  • the input end of the second filter 12 is connected to the second switch terminal 13b.
  • An impedance element 14 is connected between the third switch terminal 13c and the ground potential.
  • the impedance value of the impedance element 14 is higher than the input impedance value of the second filter 12. For example, when the input impedance value of the second filter 12 is 50 ⁇ , the impedance element 14 is larger than 50 ⁇ .
  • the first to fourth band-pass filters 4 to 7 can be configured by appropriate filters that can form a pass band.
  • the switch 13 can be configured using a transistor such as an FET or an appropriate switching element.
  • the impedance element 14 can be configured using an appropriate means for realizing the impedance value in the frequency bands of Band3, Band1, Band40, and Band7.
  • the switch 13 is in the first state. Therefore, the first filter 11 and the second filter 12 are connected.
  • the filter characteristics of Band7 in this case are shown in FIG.
  • the insertion loss at 2.690 GHz indicated by the arrow X is ⁇ 3.294 dB.
  • the arrow X indicates the position of 2.690 GHz.
  • the switch 13 is set to the second state. That is, as shown in FIG. 3, in the switch 13, the first switch terminal 13a and the third switch terminal 13c are connected. Thereby, the first filter 11 and the second filter 12 are separated.
  • the impedance element 14 is connected between the first filter 11 and the ground potential.
  • the impedance value of the impedance element 14 is higher than the input impedance of the second filter 12. Accordingly, it is difficult for the second to fourth band-pass filters 5 to 7 as other band-pass filters to deteriorate the reflection coefficient. This will be described more specifically with reference to FIGS.
  • the filter characteristics of the fourth band-pass filter 7 when the impedance value of the impedance element 14 is 50 ⁇ , 1000 ⁇ , or infinite, that is, in the open state are shown in FIGS. Shown in As shown in FIG. 5, when the impedance element 14 is 50 ⁇ , the insertion loss (dB) at 2.690 GHz is ⁇ 3.289 dB. In FIG. 6, the insertion loss (dB) at 2.690 GHz is ⁇ 3.284 dB. In FIG. 7, the insertion loss (dB) at 2.690 GHz is ⁇ 3.283 dB. Thus, it can be seen that the insertion loss in the pass band of the fourth band pass filter 7 can be reduced by increasing the impedance value of the impedance element 14.
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the magnitude of the connection impedance of the impedance element 14 and the insertion loss (dB) at 2.690 GHz in the fourth band-pass filter 7.
  • the insertion loss decreases as the value of the connection impedance increases.
  • the insertion loss can be effectively reduced when the impedance value is 50 ⁇ or more. More preferably, it can be seen that if the impedance value of the impedance element 14 is larger than 100 ⁇ , the insertion loss can be further increased.
  • the impedance value of the impedance element 14 should just be large. Therefore, the impedance element 14 may be realized in a state where the first switch terminal 13a is not connected to any switch terminal. In other words, in the second state of the present invention, the switch may be in an off state in which the first filter 11 and the second filter 12 are not connected. When the switch is in the OFF state, it can be considered for convenience that an impedance element having an infinite impedance value is connected.
  • the switch 13 connects the first switch terminal 13a and the third switch terminal 13c, so that the fourth bandpass which is another bandpass filter.
  • the insertion loss in the pass band in the mold filter 7 can be effectively reduced. This is because the impedance value of the impedance element 14 is higher than the input impedance of the second filter 12.
  • the reflection coefficient in the pass band is also reduced. Deterioration can be suppressed. Therefore, also in the second and third band pass filters 5 and 6, the insertion loss in the pass band can be reduced.
  • the switch 13 is connected between the first filter 11 and the second filter 12, and the impedance element 14 is connected to the third switch terminal 13c.
  • the second to fourth band-pass filters 5 to 7 may have such a configuration. Accordingly, it is possible to effectively reduce the insertion loss in the pass band in the first band pass filter 4, the third band pass filter 6, and the fourth band pass filter 7. Therefore, in the plurality of bandpass filters, it is preferable to have a configuration in which a switch is connected between the first filter and the second filter, and an impedance element is further connected between the switch and the ground potential.
  • all the bandpass filters 4 to 7 have the above-described configuration.
  • the insertion loss can be reduced not only by reducing the insertion loss in the other band-pass filters 5 to 7 as described above, but also by the multiport ON-SW having a large insertion loss. It depends on not using. That is, even if the multiport ON-SW is not used, the composite filter device 1 can reduce the insertion loss of each of the bandpass filters 4 to 7.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the first bandpass filter 4.
  • the first filter 11 is a ladder type filter having series arm resonators S1 and S2 and a parallel arm resonator P1.
  • the second filter 12 is a ladder type filter having series arm resonators S3, S4, S5 and parallel arm resonators P2, P3.
  • the series arm resonators S1, S2, S3 to S5 and the parallel arm resonators P1, P2, and P3 are not particularly limited, but in the present embodiment, each is composed of an acoustic wave resonator.
  • both the first filter 11 and the second filter 12 are elastic wave filters.
  • both the first filter and the second filter are elastic wave filters. In that case, the reflection coefficient in the pass band of another band pass filter can be further increased. Therefore, the insertion loss in other band pass filters can be further reduced.
  • a frequency range not lower than the resonance frequency and not higher than the antiresonance frequency of the elastic wave resonator is located in a pass band of another band pass filter.
  • the impedance elements in the passbands of other bandpass filters change greatly. Therefore, the insertion loss of other band pass filters can be further reduced.
  • the number of ladder stages of the ladder filter in the first filter 11 is preferably smaller than the number of ladder stages of the ladder filter in the second filter 12.
  • the change in characteristics between the case where the first filter 11 and the second filter 12 are connected and the case where they are not connected become larger. Therefore, the insertion loss of other band pass filters can be improved more effectively.
  • an impedance matching element 16 indicated by a broken line may be connected between the switch 13 and the second filter 12.
  • an impedance matching element may be connected between the first filter 11 and the second filter 12.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the composite filter device of the second embodiment.
  • the first band pass filter 4 is used as a Band 3 reception filter or a Band 25 reception filter.
  • the pass band of the Band 25 reception filter is 1930 MHz to 1995 MHz.
  • the second band-pass filter 5 is a Band 1 reception filter as in the first embodiment.
  • the third band-pass filter 6 is used as a Band 30 reception filter or a Band 40 reception filter.
  • the pass band of the Band 30 reception filter is 2350 MHz to 2360 MHz.
  • the fourth band-pass filter 7 is a Band 7 reception filter, as in the first embodiment.
  • the first band-pass filter 4 includes a switch 13A and a plurality of second filters 12A and 12B.
  • the switch 13A includes a first switch terminal 13a, a plurality of second switch terminals 13b and 13d, and a third switch terminal 13c.
  • the first switch terminal 13a is connected to any one of the second switch terminals 13b and 13d and the third switch terminal 13c.
  • a second filter 12A is connected to the second switch terminal 13b.
  • a second filter 12B is connected to the second switch terminal 13d.
  • the first bandpass filter 4 functions as a Band3 reception filter.
  • the first band-pass filter 4 functions as a Band 25 reception filter.
  • An impedance element 14 is connected between the third switch terminal 13c and the ground potential.
  • the third band-pass filter 6 also includes a switch 23 having a first switch terminal 23a, a plurality of second switch terminals 23b and 23d, and a third switch terminal 23c.
  • the second filters 22A and 22B are connected to the second switch terminals 23b and 23d, respectively.
  • An impedance element 24 is connected between the third switch terminal 23c and the ground potential.
  • the third band-pass filter 6 functions as a Band 40 reception filter.
  • the third band-pass filter 6 functions as a Band 30 reception filter.
  • the switch 13A in the first band-pass filter 4, the switch 13A is set to the second state. Thereby, by connecting the first switch terminal 13a and the third switch terminal 13c, the insertion loss of the other band-pass filters 5 to 7 when not using Band3 or Band25 is effectively reduced. Can do.
  • the switch 23 when the Band 40 and the Band 30 are not used, the switch 23 is set in the second state, and the first switch terminal 23a and the third switch terminal 23c may be connected. This also makes it possible to effectively reduce the insertion loss in the pass band of the first, second, and fourth band pass filters 4, 5, and 7.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of the composite filter device according to the third embodiment.
  • the composite filter device 31 in addition to the circuit configuration of the composite filter device 20, a switch 13B, an impedance element 14A, a switch 23A, and an impedance element 24A are further connected.
  • An amplifier 16a is connected to the first switch terminal 13a of the switch 13B.
  • the amplifier 16b is connected to the first switch terminal 23a of the switch 23A.
  • the composite filter device 31 is the same as the composite filter device 20.
  • the switch 13A when the Band 3 and the Band 25 are not used, the switch 13A is set in the second state, and the first switch terminal 13a and the third switch terminal 13c may be connected. Further, in the switch 13B, it is desirable to connect the first switch terminal 13a located on the output side and the third switch terminal 13c. That is, it is desirable to connect the impedance element 14A to the ground potential on the output side. Similarly, in the third band-pass filter 6, when the Band 23 is not used in the switch 23A and the Band 40 is used, the first switch terminal 23a and the second switch terminal 23b may be connected. Even in this case, when both Band 30 and Band 40 are not used, it is desirable to connect the first switch terminal 23a and the third switch terminal 23c.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of the composite filter device according to the fourth embodiment.
  • the second to fourth band-pass filters 5 to 7 are the same as the composite filter device 31. The difference is in the first band-pass filter 4.
  • the first filter 11 is connected to the first switch terminal 43 a of the switch 43.
  • a second filter 12A which is a Band3 reception filter, is connected to the second switch terminal 43b of the switch 43.
  • a second filter 12B which is a Band 25 reception filter, is connected to the switch terminal 43e.
  • the switch terminal 43e also serves as the second switch terminal and the third switch terminal in the present invention.
  • the impedance element from the switch terminal 43e to the second switch terminal 23d is 50 ⁇ or more.
  • the first switch terminal 43a and the second switch terminal 43b are not connected. Therefore, Band3 is not used.
  • the first switch terminal 23a and the second switch terminal 23d are not connected. Therefore, although the second filter 12B is connected to the first filter 11, the Band 25 is not used.
  • the impedance element between the switch terminal 43e and the second switch terminal 23d is 50 ⁇ or more. Therefore, an impedance element of 50 ⁇ or more is connected to the output side of the first filter 11 as in the case of the first to third embodiments. Therefore, also in the composite filter device 41, the insertion loss in the pass bands of the second to fourth band pass filters 5 to 7 can be effectively reduced.
  • the impedance element connected to the output side of the first filter may not be connected between the ground potential.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the composite filter device according to the fifth embodiment.
  • the composite filter device 51 no switch is provided on the output side of the second filters 12A and 12B. Instead, the first and second amplifiers 16a1 and 16a2 are connected to the second filters 12A and 12B, respectively.
  • the composite filter device 51 is the same as the composite filter device 41. Even in the connection state shown in FIG. 12, Band3, Band25, and Band30 are not used.
  • the second filter 12B for Band 25 is connected to the first filter 11. Therefore, if the amplifier 16a2 is turned off, even if the second filter 12B is connected to the first filter 11, the output side of the first filter 11 is the same as in the case of the composite filter device 41.
  • the impedance element of 50 ⁇ or more is connected. Therefore, also in the composite filter device 51, the insertion loss in the second to fourth band-pass filters 5 to 7 can be reduced.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the composite filter device according to the sixth embodiment.
  • first to fourth band-pass filters 4 to 7 are connected to the antenna terminal 3.
  • all of the first filters 11B to 11E are notch filters.
  • the first bandpass filter 4 constitutes a reception filter of Band11, Band21, Band3, and Band25.
  • B11 and the like indicate Band11.
  • the switch 13 includes a first switch terminal 13a, a plurality of second switch terminals 13b, 13d, and 13e, and a third switch terminal 13c.
  • Second filters 12A, 12B, and 12C are connected to the second switch terminals 13b, 13d, and 13e, respectively.
  • the second filter 12A can be used as a reception filter for both Band11 and Band21.
  • the pass band of the Band11 reception filter is 1475.9 MHz to 1495.9 MHz
  • the passband of the Band21 reception filter is 1495.9 MHz to 1510.9 MHz.
  • the number of second filters connected to the switch may be three or more.
  • the second filter may be used for a plurality of Bands.
  • the second filters 12C, 12D, and 12E are connected to the second switch terminals 13b, 13d, and 13e, respectively.
  • the first filters 11B to 11E do not have to be band pass filters. That is, it is sufficient that the pass band is formed by the first filter and the second filter.
  • symbols such as B1 of the second filter in the second to fourth band-pass filters 5 to 7 indicate the reception filter of Band1 and the like.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of a composite filter device according to the seventh embodiment of the present invention.
  • the composite filter device 71 has an antenna terminal 3 connected to the antenna 2.
  • One end of the first to fourth band-pass filters 4 to 7 is commonly connected to the antenna terminal 3.
  • the first band pass filter 4 includes a first filter 11 and a second filter 12 connected to the subsequent stage of the first filter 11.
  • the first to fourth band-pass filters 4 to 7 are similar to the first to fourth band-pass filters 4 to 7 of the composite filter device 1 according to the first embodiment.
  • a reception filter, a Band 40 reception filter, and a Band 7 reception filter are configured.
  • the second to fourth band-pass filters 5 to 7 are the same as those in the first embodiment.
  • the feature of the present embodiment is that the first band-pass filter 4 has the impedance characteristics viewed from the same point on the circuit of the first filter 11 and the second filter 12 and the fourth band-pass filter 7 passes.
  • the polarity of the reactance component in the complex impedance has the same sign.
  • the polarity of the reactance component in the complex impedance can be confirmed by a Smith chart in which impedance measured using a network analyzer is plotted.
  • the impedance characteristics viewed from the same point on the circuit indicate, for example, the impedance characteristics when the first filter 11 is viewed from the point A in FIG. 14, and the impedance characteristics when the second filter 12 is viewed from the point A. .
  • This point A may be anywhere between the first filter 11 and the second filter 12.
  • the polarities of the complex impedances at 2.620 GHz of the first filter 11 and the second filter 12 are all the same sign.
  • the insertion loss in the pass band of the fourth band pass filter 7 which is the reception filter of Band 7 is made sufficiently small. This will be described with reference to FIGS. 15 to 18 and FIGS. 19 and 22 for the comparative example.
  • FIG. 17 is an impedance smith chart showing impedance characteristics when the first filter is viewed from the point A in the direction of the arrow A1 in FIG.
  • FIG. 18 is an impedance Smith chart showing the impedance characteristics of the second filter 12 when the second filter 12 is viewed from the point A as indicated by an arrow A2 in FIG.
  • the polarity of the complex impedance is ⁇ , which is the same sign.
  • FIG. 15 shows the filter characteristics of the fourth band-pass filter 7 which is the Band 7 reception filter in this case.
  • the insertion loss (dB) at 2.620 GHz in the pass band is ⁇ 3.579 dB, and at 2.690 GHz, ⁇ 3.284 dB.
  • FIG. 19 is a circuit diagram showing a composite filter device 201 of a comparative example.
  • the first band pass filter 204 includes a first filter 211 and a second filter 212.
  • the impedance characteristics of the first filter 211 viewed from the point A are shown in FIG.
  • the impedance characteristic seen from the point A of the second filter 212 is shown by an impedance Smith chart in FIG. As apparent from FIGS.
  • the reactance component polarity of the complex impedance at 2.620 GHz indicated by the point M1 is + (inductive), whereas the second filter 212 Then, the polarity of the reactance component of the complex impedance at 2.620 GHz indicated by the point M1 is ⁇ (capacitive). That is, it has a complex conjugate relationship.
  • the complex impedance of the two circuits being in the complex conjugate relationship includes a relationship in which the positive and negative of the complex components of the complex impedances are inverted, and is not limited to the case where the absolute values of the complex components are equal.
  • the complex conjugate relationship in this embodiment is that the complex impedance of one circuit is capacitive (lower half circle of Smith chart) and the complex impedance of the other circuit is inductive (upper half circle of Smith chart). ) Is also included.
  • the composite filter device 201 of the comparative example is configured in the same manner as the composite filter device 71 except for the polarity of the complex impedance.
  • FIG. 22 shows the filter characteristics of the fourth band-pass filter 7 in the composite filter device of the comparative example.
  • the insertion loss (dB) value at 2.620 GHz that is in the pass band is ⁇ 3.942 dB, and the value at 2.690 GHz is ⁇ 3.287 dB.
  • the insertion loss in the pass band of the fourth band pass filter is effectively reduced compared to the comparative example. It can be seen that it can be made smaller.
  • the composite filter device 71 of the seventh embodiment corresponds to an embodiment of the second invention of the present application.
  • the polarity of the complex impedance is the same sign, so that the insertion loss of the other band-pass filter 7 is reduced. It is possible. This is because the impedance element of the second filter 12 can be increased because the polarity of the complex impedance is the same.
  • the composite filter device 201 of the comparative example since the polarities of the complex impedance of the first filter 211 and the complex impedance of the second filter 212 are opposite to each other, the insertion loss of the fourth bandpass filter 7 is large. It has become.
  • both the first filter and the second filter are elastic wave filters, as in the case of the composite filter device 1 of the first embodiment. preferable. Thereby, the insertion loss in the pass band of the other band pass filters 5 to 7 can be further reduced.
  • the elastic wave filter has an elastic wave resonator, and the frequency region above the resonance frequency and below the anti-resonance frequency of the elastic wave resonator is other than the first bandpass filter 4. The present invention is effective when it is located in the pass band of the other band pass filters 5-7.
  • the attenuation amount outside the pass band of the first filter 11 is outside the pass band of the second filter 12 (others). It is preferably larger than the attenuation in the passband of the bandpass filters 5-7.
  • the number of ladder stages in the first filter 11 is preferably smaller than the number of ladder stages in the second filter 12.
  • an impedance matching element is connected between the first filter 11 and the second filter 12.
  • a plurality of second filters 12 may be provided. In that case, it is desirable to provide a switch for connecting the first filter 11 and the plurality of second filters 12.
  • the ladder type filter is shown as the elastic wave filter.
  • the longitudinally coupled resonator type filter 81 shown in FIG. 23 may be used as the second filter.
  • the present invention is effective when the second filter has a longitudinally coupled resonator type filter.
  • third switch terminals 24, 24A ... impedance Elements 31, 41, 51, 61, 71 ...
  • Composite filter device 43 Switch 43 , 43 b ... first, second switch terminal 43e ... switch terminal 81 ... longitudinally coupled resonator-type filters P1 ⁇ P3 ... parallel arm resonators S1 ⁇ S5 ... series arm resonator

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Abstract

共通接続されている複数の帯域通過型フィルタの通過帯域内の挿入損失を効果的に小さくし得る、複合フィルタ装置を提供する。　複数の帯域通過型フィルタ４～７の一端同士が共通接続されており、複数の帯域通過型フィルタ４～７のうち、少なくとも１つの帯域通過型フィルタ４が、第１のフィルタ１１と、スイッチ１３と、第２のフィルタ１２と、スイッチ１３に接続されており、第２のフィルタ１２の入力インピーダンス値よりも高いインピーダンス素子１４とを有し、スイッチ１３は、第１のフィルタ１１と、第２のフィルタ１２とを接続している第１の状態と、第１のフィルタ１１とインピーダンス素子１４とを接続している第２の状態との間で切り換えられるように構成されている、複合フィルタ装置１。

Description

複合フィルタ装置
　本発明は、一端が共通接続されている複数の帯域通過型フィルタを有する複合フィルタ装置に関する。
　近年、スマートフォンなどでは、複数の周波数帯を同時に利用することが可能となっている。このような用途に用いられる複合フィルタ装置の一例が、特許文献１に開示されている。特許文献１に記載の複合フィルタ装置では、複数の周波数帯に対応して、ＲＦ段に複数の帯域通過型フィルタが設けられている。複数の帯域通過型フィルタの一端がマルチポートＯＮ－ＳＷを介してアンテナ端子に共通接続されている。マルチポートＯＮ－ＳＷは、アンテナ端子と、各周波数帯に対応した帯域通過型フィルタとの接続状態を切り換える複数のスイッチを有する。当該複数のスイッチが同時にＯＮ状態になることにより、複数の周波数を同時に利用することができる（キャリアアグリゲーション）。
特開２０１５－２９２３３号公報
　特許文献１に記載の複合フィルタ装置では、複数の帯域通過型フィルタの前段に、マルチポートＯＮ－ＳＷが接続されている。このようなマルチポートＯＮ－ＳＷは、スイッチ切り替え機能を持たせるために回路規模が大きく、通過帯域における挿入損失が大きいという問題があった。
　加えて、マルチポートＯＮ－ＳＷに接続された帯域通過型フィルタは、通過帯域外における反射係数が悪化するため、共通接続されている他の帯域通過型フィルタにおける通過帯域内の挿入損失が大きくなるという問題があった。
　本発明の目的は、共通接続されている複数の帯域通過型フィルタにおける通過帯域内の挿入損失を効果的に小さくすることができる、複合フィルタ装置を提供することにある。
　本願の第１の発明は、互いに異なる通過帯域を有する複数の帯域通過型フィルタを備え、前記複数の帯域通過型フィルタのそれぞれは一端と他端とを有し、前記複数の帯域通過型フィルタの前記一端同士が共通接続されており、前記複数の帯域通過型フィルタのうち、少なくとも１つの帯域通過型フィルタが、前記一端と前記他端との間に接続されているスイッチと、前記一端と前記スイッチとの間に接続されている第１のフィルタと、前記スイッチと前記他端との間に接続されている第２のフィルタと、前記スイッチに接続されており、前記第２のフィルタの入力インピーダンス値よりも高いインピーダンス値のインピーダンス素子とを有し、前記スイッチは、前記第１のフィルタと前記第２のフィルタとを接続している第１の状態と、前記第１のフィルタと前記インピーダンス素子とを接続している第２の状態との間で切り換えられるように構成されている、複合フィルタ装置である。
　第１の発明に係る複合フィルタ装置のある特定の局面では、前記スイッチが、前記第１のフィルタに接続される第１のスイッチ端子と、前記第２のフィルタに接続される第２のスイッチ端子と、前記インピーダンス素子が接続されている第３のスイッチ端子とを有し、前記第１の状態において、前記第１のスイッチ端子と前記第２のスイッチ端子とが接続されており、前記第２の状態において、前記第１のスイッチ端子と前記第３のスイッチ端子とが接続されている。
　第１の発明に係る複合フィルタ装置の他の特定の局面では、前記第２の状態において、前記スイッチがオフ状態とされ、前記インピーダンス素子の値が無限大とされる。
　本願の第２の発明は、一端と他端とを有する複数の帯域通過型フィルタを備え、前記複数の帯域通過型フィルタの前記一端同士が共通接続されており、前記複数の帯域通過型フィルタのうち、少なくとも１つの帯域通過型フィルタが、前記一端に接続されている第１のフィルタと、前記第１のフィルタと前記他端との間に接続された第２のフィルタとを有し、前記第１のフィルタと、前記第２のフィルタの複素インピーダンスが同極性である、複合フィルタ装置である。
　第２の発明に係る複合フィルタ装置のある特定の局面では、前記複数の帯域通過型フィルタの全てが、前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタを有し、前記第１のフィルタと前記第２のフィルタが、接続された状態において、複素インピーダンスが接続状態において同極性とされている。
　以下、第１及び第２の発明を総称して本発明とする。
　本発明に係る複合フィルタ装置の他の特定の局面では、前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタの少なくとも一方が、弾性波フィルタである。好ましくは、前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタの双方が弾性波フィルタである。この場合には、共通接続されている他の帯域通過型フィルタの通過帯域における反射係数をより一層高めることができる。従って、共通接続されている他の帯域通過型フィルタの挿入損失をより一層小さくすることができる。
　本発明に係る複合フィルタ装置の別の特定の局面では、前記弾性波フィルタが、弾性波共振子を有し、当該弾性波共振子の共振周波数以上、反共振周波数以下の周波数域が、当該帯域通過型フィルタ以外の他の帯域通過型フィルタの通過帯域内に位置している。従って、共通接続されている他の帯域通過型フィルタの挿入損失をより一層小さくすることができる。
　本発明に係る複合フィルタ装置のさらに他の特定の局面では、前記第１のフィルタの通過帯域外における減衰量が、前記第２のフィルタの通過帯域外における減衰量よりも大きい。この場合には、相対的に大きな影響を与える第２のフィルタによる影響を効果的に低減することができる。従って、共通接続されている他の帯域通過型フィルタの挿入損失をより効果的に小さくすることができる。
　本発明に係る複合フィルタ装置のさらに他の特定の局面では、前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタが、ラダー型フィルタからなり、前記第１のフィルタにおけるラダーの段数が、前記第２のフィルタにおけるラダーの段数よりも小さい。この場合には、相対的に大きな影響を与える第２のフィルタによる影響を効果的に低減することができる。従って、共通接続されている他の帯域通過型フィルタの挿入損失をより効果的に小さくすること
ができる。
　本発明に係る複合フィルタ装置の別の特定の局面では、前記第１のフィルタと、前記第２のフィルタとの間に、インピーダンスマッチング素子が接続されている。この場合には、共通接続されている他の帯域通過型フィルタの挿入損失をより一層効果的に小さくすることができる。
　本発明に係る複合フィルタ装置のさらに他の特定の局面では、前記第２のフィルタが、縦結合共振子型フィルタである。縦結合共振子型の弾性波フィルタでは、減衰量を十分大きくすることができる。従って、この場合には、第１のフィルタの減衰量を小さくすることができるので、本発明がより効果的である。
　本発明に係る複合フィルタ装置のさらに他の特定の局面では、前記第２のフィルタが複数設けられており、前記スイッチが、複数の前記第２のフィルタにそれぞれ接続される複数の第２のスイッチ端子を有する。このように、第２のフィルタは複数設けられていてもよい。
　本発明に係る複合フィルタ装置によれば、共通接続されている他の帯域通過型フィルタの通過帯域内における挿入損失を効果的に小さくすることが可能となる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。 図２は、第１の実施形態の複合フィルタ装置のフィルタ特性を示す図である。 図３は、本発明の第１の実施形態に係る複合フィルタ装置において、スイッチが第２の状態にある場合の回路図である。 図４は、第１の実施形態で用いられている第１の帯域通過型フィルタの回路図である。 図５は、第１の実施形態において、接続されているインピーダンス素子が５０Ωである場合のＢａｎｄ７で用いられる第４の帯域通過型フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図６は、第１の実施形態において、接続されているインピーダンス素子が１０００Ωである場合のＢａｎｄ７で用いられる第４の帯域通過型フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図７は、第１の実施形態において、接続されているインピーダンス素子が無限大すなわち開放状態である場合のＢａｎｄ７で用いられる第４の帯域通過型フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図８は、第１の実施形態において、第１の帯域通過型フィルタに接続されているインピーダンス素子の接続インピーダンスと、Ｂａｎｄ７用の第４の帯域通過型フィルタの２．６９０ＧＨｚにおける挿入損失との関係を示す図である。 図９は、第２の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。 図１０は、第３の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。 図１１は、第４の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。 図１２は、第５の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。 図１３は、第６の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。 図１４は、第７の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。 図１５は、第７の実施形態の複合フィルタ装置において、Ｂａｎｄ７用の第４の帯域通過型フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図１６は、第７の実施形態の複合フィルタ装置において、第１の帯域通過型フィルタの第１のフィルタと第２のフィルタとを接続あるいは分離した状態を説明するための模式図である。 図１７は、第７の実施形態において、第１の帯域通過型フィルタの第２のフィルタを第１のフィルタに接続した場合の第１のフィルタのインピーダンス特性を示すインピーダンススミスチャートである。 図１８は、第７の実施形態において、第１の帯域通過型フィルタの第２のフィルタを第１のフィルタに接続した場合の第２のフィルタのインピーダンス特性を示すインピーダンススミスチャートである。 図１９は、比較例の複合フィルタ装置の回路図である。 図２０は、図１９に示す比較例の複合フィルタ装置において、第１の帯域通過型フィルタの第１のフィルタと第２のフィルタとを電気的に分離した場合の第１のフィルタ側のインピーダンス特性を示すインピーダンススミスチャートである。 図２１は、図１９に示す比較例の複合フィルタ装置において、第１の帯域通過型フィルタの第１のフィルタと第２のフィルタとを電気的に分離した場合の第２のフィルタ側のインピーダンス特性を示すインピーダンススミスチャートである。 図２２は、比較例の複合フィルタ装置におけるＢａｎｄ７用の第４の帯域通過型フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図２３は、縦結合共振子型の弾性波フィルタの電極構造を示す平面図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　なお、本明細書に記載の各実施形態は、例示的なものであり、異なる実施形態間において、構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることを指摘しておく。
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。複合フィルタ装置１は、アンテナ２に接続されるアンテナ端子３を有する。アンテナ端子３に、第１～第４の帯域通過型フィルタ４～７の一端が共通接続されている。第１の帯域通過型フィルタ４は、Ｂａｎｄ３の受信フィルタである。Ｂａｎｄ３の受信フィルタの通過帯域は、１８０５ＭＨｚ～１８８０ＭＨｚである。
　第２の帯域通過型フィルタ５は、Ｂａｎｄ１の受信フィルタである。Ｂａｎｄ１の受信フィルタの通過帯域は、２１１０ＭＨｚ～２１７０ＭＨｚである。
　第３の帯域通過型フィルタ６は、Ｂａｎｄ４０の受信フィルタである。Ｂａｎｄ４０の受信フィルタの通過帯域は、２３００ＭＨｚ～２４００ＭＨｚである。
　第４の帯域通過型フィルタ７は、Ｂａｎｄ７の受信フィルタである。Ｂａｎｄ７の受信フィルタの通過帯域は、２６２０ＭＨｚ～２６９０ＭＨｚである。
　第１～第４の帯域通過型フィルタ４～７の通過帯域は互いに異なっている。本発明では、互いに異なる通過帯域を有する複数の帯域通過型フィルタが備えられているが、この場合、互いに異なる通過帯域を有する複数の帯域通過型フィルタに加え、少なくとも１の帯域通過型フィルタと通過帯域が重なっている帯域通過型フィルタがさらに備えられていてもよい。
　ここで、インピーダンス値とは、特性インピーダンスを言うものとし、定数成分と複素成分とを有する。また、本発明では、特性インピーダンスとは、複数の帯域通過型フィルタの通過帯域における特性インピーダンスをいうものとする。
　複合フィルタ装置１の特徴は、第１の帯域通過型フィルタ４が、第１のフィルタ１１と、第２のフィルタ１２と、スイッチ１３と、インピーダンス素子１４とを有することにある。
　第１のフィルタ１１は、一端がアンテナ端子３に接続されている。スイッチ１３は、第１のスイッチ端子１３ａと、第２，第３のスイッチ端子１３ｂ，１３ｃとを有する。スイッチ１３は、第１のスイッチ端子１３ａと第２のスイッチ端子１３ｂとを電気的に接続している第１の状態と、第１のスイッチ端子１３ａと、第３のスイッチ端子１３ｃとを電気的に接続している第２の状態（図３参照）との間で切り換えられる。
　第１のフィルタ１１の出力端が、第１のスイッチ端子１３ａに接続されている。第２のフィルタ１２の入力端が、第２のスイッチ端子１３ｂに接続されている。第３のスイッチ端子１３ｃとグラウンド電位との間に、インピーダンス素子１４が接続されている。インピーダンス素子１４のインピーダンス値は、第２のフィルタ１２の入力インピーダンス値よりも高い。例えば、第２のフィルタ１２の入力インピーダンス値が５０Ωである場合、インピーダンス素子１４は５０Ωよりも大きくされている。
　なお、第１～第４の帯域通過型フィルタ４～７は、通過帯域を形成し得る適宜のフィルタにより構成され得る。スイッチ１３は、ＦＥＴなどのトランジスタや適宜のスイッチング素子を用いて構成され得る。インピーダンス素子１４としては、Ｂａｎｄ３、Ｂａｎｄ１、Ｂａｎｄ４０及びＢａｎｄ７の周波数帯で上記インピーダンス値を実現する適宜の手段を用いて構成することができる。
　図１では、スイッチ１３は、第１の状態とされている。従って、第１のフィルタ１１と第２のフィルタ１２とが接続されている。この場合のＢａｎｄ７のフィルタ特性を図２に示す。なお、図２、図５、図７、図１５及び図２２における縦軸は、挿入損失を示す。この場合、矢印Ｘで示す２．６９０ＧＨｚにおける挿入損失は、－３．２９４ｄＢである。
　以下の図６，図７，図１５及び図１６においても、矢印Ｘは２．６９０ＧＨｚの位置を示す。
　他方、Ｂａｎｄ７を用いるが、Ｂａｎｄ３を用いない場合には、スイッチ１３を第２の状態とする。すなわち、図３に示すように、スイッチ１３において、第１のスイッチ端子１３ａと第３のスイッチ端子１３ｃとが接続されている状態とする。それによって、第１のフィルタ１１と第２のフィルタ１２とが分離される。そして、第１のフィルタ１１とグラウンド電位との間にインピーダンス素子１４が接続されることになる。インピーダンス素子１４のインピーダンス値は、第２のフィルタ１２の入力インピーダンスよりも高い。従って、他の帯域通過型フィルタである第２～第４の帯域通過型フィルタ５～７における反射係数の悪化が生じ難い。これを図５～図８を参照してより具体的に説明する。
　図３に示す接続状態において、インピーダンス素子１４のインピーダンス値を５０Ω、１０００Ωまたは無限大すなわち開放状態とした場合の第４の帯域通過型フィルタ７のフィルタ特性をそれぞれ、図５、図６及び図７に示す。図５に示すように、インピーダンス素子１４が５０Ωである場合、２．６９０ＧＨｚにおける挿入損失（ｄＢ）は－３．２８９ｄＢである。図６では、２．６９０ＧＨｚにおける挿入損失（ｄＢ）は－３．２８４ｄＢである。図７では、２．６９０ＧＨｚにおける挿入損失（ｄＢ）は－３．２８３ｄＢである。このように、インピーダンス素子１４のインピーダンス値を高めていくことにより、第４の帯域通過型フィルタ７の通過帯域内における挿入損失を小さくし得ることがわかる。
　図８は、インピーダンス素子１４の接続インピーダンスの大きさと、第４の帯域通過型フィルタ７における２．６９０ＧＨｚでの挿入損失（ｄＢ）との関係を示す図である。図８から明らかなように、接続インピーダンスの値が大きくなるにつれ、挿入損失が小さくなっており、特に、インピーダンス値が５０Ω以上であれば、挿入損失を効果的に小さくし得ることがわかる。また、より好ましくは、インピーダンス素子１４のインピーダンス値は、１００Ωよりも大きければ、挿入損失がより一層され得ることがわかる。
　なお、インピーダンス素子１４のインピーダンス値は大きければよい。従って、インピーダンス素子１４としては、第１のスイッチ端子１３ａをいずれのスイッチ端子とも接続しない状態で実現されるものであってもよい。言い換えれば、本発明における第２の状態では、スイッチを第１のフィルタ１１と第２のフィルタ１２とを接続していないオフ状態とするものであってもよい。スイッチがオフ状態の場合、無限大のインピーダンス値を有するインピーダンス素子が接続されているものと便宜上考えることができる。
　上記のように、複合フィルタ装置１においては、スイッチ１３において、第１のスイッチ端子１３ａと、第３のスイッチ端子１３ｃとを接続することにより、他の帯域通過型フィルタである第４の帯域通過型フィルタ７における通過帯域内の挿入損失を効果的に小さくすることができる。これは、インピーダンス素子１４のインピーダンス値が、第２のフィルタ１２の入力インピーダンスよりも高いことによる。
　なお、第２，第３の帯域通過型フィルタ５，６においても、第１の帯域通過型フィルタ４において第１のフィルタ１１にインピーダンス素子１４が接続されている場合、通過帯域内における反射係数の悪化を抑制することができる。従って、第２，第３の帯域通過型フィルタ５，６においても、通過帯域内における挿入損失を小さくすることができる。
　また、本実施形態では、第１の帯域通過型フィルタ４において、第１のフィルタ１１と第２のフィルタ１２との間にスイッチ１３を接続し、さらにインピーダンス素子１４を第３のスイッチ端子１３ｃに接続していたが、このような構成を、第２～第４の帯域通過型フィルタ５～７も有していてもよい。それによって、第１の帯域通過型フィルタ４、第３の帯域通過型フィルタ６及び第４の帯域通過型フィルタ７における通過帯域内の挿入損失の低減を効果的に図ることができる。従って、複数の帯域通過型フィルタにおいて、第１のフィルタと第２のフィルタとの間にスイッチを接続し、さらにスイッチとグラウンド電位との間にインピーダンス素子を接続した構成を備えることが好ましく、より好ましくは、全ての帯域通過型フィルタ４～７が、上記構成を備えていることが望ましい。
　また、本実施形態において、挿入損失を低減し得るのは、上記のように、他の帯域通過型フィルタ５～７における挿入損失を小さくし得るだけでなく、挿入損失が大きなマルチポートＯＮ－ＳＷを用いていないことにもよる。すなわち、マルチポートＯＮ－ＳＷを用いていないことによっても、複合フィルタ装置１では、各帯域通過型フィルタ４～７の挿入損失を小さくすることができる。
　図４は、第１の帯域通過型フィルタ４の回路図である。第１のフィルタ１１は、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２と、並列腕共振子Ｐ１とを有するラダー型フィルタである。
　第２のフィルタ１２は、直列腕共振子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５と、並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３とを有する、ラダー型フィルタである。直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３～Ｓ５及び並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３は、特に限定されないが、本実施形態では、それぞれ、弾性波共振子からなる。
　従って、第１のフィルタ１１及び第２のフィルタ１２の双方が弾性波フィルタからなる。本発明においては、第１のフィルタ及び第２のフィルタの双方が弾性波フィルタからなることが好ましい。その場合には、他の帯域通過型フィルタの通過帯域における反射係数をより一層高めることができる。従って、他の帯域通過型フィルタにおける挿入損失をより一層小さくすることができる。
　より好ましくは、上記弾性波共振子の共振周波数以上、反共振周波数以下の周波数域が、他の帯域通過型フィルタの通過帯域内に位置していることが好ましい。その場合には、他の帯域通過型フィルタの通過帯域におけるインピーダンス素子は大きく変化する。従って、他の帯域通過型フィルタの挿入損失をより一層小さくすることができる。
　また、図４に示すように、第１のフィルタ１１におけるラダー型フィルタのラダーの段数は、第２のフィルタ１２におけるラダー型フィルタのラダーの段数よりも小さくされていることが好ましい。この場合は、第１のフィルタ１１と第２のフィルタ１２とを接続している場合と、接続していない場合とでの特性の変化がより大きくなる。よって、他の帯域通過型フィルタの挿入損失の改善をより一層効果的に図ることができる。
　なお、図１に示すように、スイッチ１３と第２のフィルタ１２との間に、破線で示すインピーダンスマッチング素子１６を接続してもよい。このように、第１のフィルタ１１と、第２のフィルタ１２との間において、インピーダンスマッチング素子を接続してもよい。
　図９は、第２の実施形態の複合フィルタ装置の回路図である。複合フィルタ装置２０では、第１の帯域通過型フィルタ４は、Ｂａｎｄ３の受信フィルタまたはＢａｎｄ２５の受信フィルタとして用いられる。Ｂａｎｄ２５の受信フィルタの通過帯域は１９３０ＭＨｚ～１９９５ＭＨｚである。また、第２の帯域通過型フィルタ５は、第１の実施形態と同様にＢａｎｄ１の受信フィルタである。第３の帯域通過型フィルタ６は、Ｂａｎｄ３０の受信フィルタまたはＢａｎｄ４０の受信フィルタとして用いられる。Ｂａｎｄ３０の受信フィルタの通過帯域は２３５０ＭＨｚ～２３６０ＭＨｚである。第４の帯域通過型フィルタ７は、第１の実施形態と同様にＢａｎｄ７の受信フィルタである。
　複合フィルタ装置２０では、第１の帯域通過型フィルタ４が、スイッチ１３Ａと、複数の第２のフィルタ１２Ａ，１２Ｂとを有する。スイッチ１３Ａは、第１のスイッチ端子１３ａと、複数の第２のスイッチ端子１３ｂ，１３ｄと、第３のスイッチ端子１３ｃとを有する。スイッチ１３Ａでは、第１のスイッチ端子１３ａが、第２のスイッチ端子１３ｂ，１３ｄ、第３のスイッチ端子１３ｃのいずれかと接続されている状態とされる。第２のスイッチ端子１３ｂには、第２のフィルタ１２Ａが接続されている。第２のスイッチ端子１３ｄには、第２のフィルタ１２Ｂが接続されている。ここでは、第１のフィルタ１１と第２のフィルタ１２Ａが接続されている場合、第１の帯域通過型フィルタ４は、Ｂａｎｄ３の受信フィルタとして機能する。第１のフィルタ１１と第２のフィルタ１２Ｂが接続されている場合、第１の帯域通過型フィルタ４は、Ｂａｎｄ２５の受信フィルタとして機能する。第３のスイッチ端子１３ｃとグラウンド電位との間にはインピーダンス素子１４が接続されている。
　他方、第３の帯域通過型フィルタ６もまた、第１のスイッチ端子２３ａと、複数の第２のスイッチ端子２３ｂ，２３ｄ及び第３のスイッチ端子２３ｃを有するスイッチ２３を備える。そして、第２のスイッチ端子２３ｂ，２３ｄに、それぞれ、第２のフィルタ２２Ａ，２２Ｂが接続されている。第３のスイッチ端子２３ｃとグラウンド電位との間にインピーダンス素子２４が接続されている。
　第１のフィルタ２１と第２のフィルタ２２Ａが接続されている場合、第３の帯域通過型フィルタ６は、Ｂａｎｄ４０の受信フィルタとして機能する。第１のフィルタ２１と第２のフィルタ２２Ｂとが接続されている場合、第３の帯域通過型フィルタ６は、Ｂａｎｄ３０の受信フィルタとして機能する。
　本実施形態では、第１の帯域通過型フィルタ４において、スイッチ１３Ａを第２の状態とする。それによって、第１のスイッチ端子１３ａと第３のスイッチ端子１３ｃとを接続することにより、Ｂａｎｄ３やＢａｎｄ２５を用いない場合の他の帯域通過型フィルタ５～７の挿入損失を効果的に小さくすることができる。同様に、Ｂａｎｄ４０及びＢａｎｄ３０を用いない場合には、スイッチ２３を第２の状態とし、第１のスイッチ端子２３ａと第３のスイッチ端子２３ｃとを接続すればよい。それによっても第１，第２，第４の帯域通過型フィルタ４，５，７における通過帯域内における挿入損失を効果的に小さくすることができる。
　図１０は第３の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。複合フィルタ装置３１では、複合フィルタ装置２０の回路構成に加えて、さらに、スイッチ１３Ｂ、インピーダンス素子１４Ａ、スイッチ２３Ａ及びインピーダンス素子２４Ａが接続されている。また、スイッチ１３Ｂの第１のスイッチ端子１３ａに、増幅器１６ａが接続されている。同様に、スイッチ２３Ａの第１のスイッチ端子２３ａに、増幅器１６ｂが接続されている。その他の構成は、複合フィルタ装置３１は、複合フィルタ装置２０と同様である。
　複合フィルタ装置３１では、Ｂａｎｄ３及びＢａｎｄ２５を用いない場合、スイッチ１３Ａを第２の状態とし、第１のスイッチ端子１３ａと第３のスイッチ端子１３ｃとを接続すればよい。さらに、スイッチ１３Ｂにおいて、出力側に位置する第１のスイッチ端子１３ａと、第３のスイッチ端子１３ｃとを接続することが望ましい。すなわち、インピーダンス素子１４Ａを、出力側において、グラウンド電位との間に接続することが望ましい。同様に、第３の帯域通過型フィルタ６においても、スイッチ２３Ａにおいて、Ｂａｎｄ３０を用いず、Ｂａｎｄ４０を用いる場合には、第１のスイッチ端子２３ａと第２のスイッチ端子２３ｂとを接続すればよい。この場合においても、Ｂａｎｄ３０及びＢａｎｄ４０の双方を用いない場合には、第１のスイッチ端子２３ａと、第３のスイッチ端子２３ｃとを接続することが望ましい。
　図１１は、第４の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。複合フィルタ装置４１では、第２～第４の帯域通過型フィルタ５～７は、複合フィルタ装置３１と同様である。異なるところは、第１の帯域通過型フィルタ４にある。第１の帯域通過型フィルタ４では、第１のフィルタ１１は、スイッチ４３の第１のスイッチ端子４３ａに接続されている。他方、スイッチ４３の第２のスイッチ端子４３ｂに、Ｂａｎｄ３の受信フィルタである第２のフィルタ１２Ａが接続されている。また、スイッチ端子４３ｅに、Ｂａｎｄ２５の受信フィルタである第２のフィルタ１２Ｂが接続されている。スイッチ端子４３ｅは、本発明における第２のスイッチ端子及び第３のスイッチ端子を兼ねている。
　スイッチ端子４３ｅから第２のスイッチ端子２３ｄまでのインピーダンス素子が５０Ω以上とされている。
　図１１に示す第２の状態では、第１のスイッチ端子４３ａと第２のスイッチ端子４３ｂは接続されていない。従って、Ｂａｎｄ３は用いていない。また、スイッチ２３において、第１のスイッチ端子２３ａと第２のスイッチ端子２３ｄは接続されていない。従って、第２のフィルタ１２Ｂは第１のフィルタ１１に接続されているものの、Ｂａｎｄ２５は用いていない。しかしながら、スイッチ端子４３ｅと、第２のスイッチ端子２３ｄとの間のインピーダンス素子が、５０Ω以上とされている。よって、第１のフィルタ１１の出力側には、第１～第３の実施形態の場合と同様に、５０Ω以上のインピーダンス素子が接続されていることになる。よって、複合フィルタ装置４１においても、第２～第４の帯域通過型フィルタ５～７の通過帯域における挿入損失を効果的に小さくすることができる。
　また、本実施形態のように、第１のフィルタの出力側に接続されるインピーダンス素子は、グラウンド電位との間に接続されておらずともよい。
　図１２は、第５の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。複合フィルタ装置５１では、第２のフィルタ１２Ａ，１２Ｂの出力側にスイッチが設けられていない。代わりに、第１，第２の増幅器１６ａ１，１６ａ２が、第２のフィルタ１２Ａ，１２Ｂにそれぞれ接続されている。その他の構成は、複合フィルタ装置５１は複合フィルタ装置４１と同様である。図１２に示す接続状態においても、Ｂａｎｄ３、Ｂａｎｄ２５及びＢａｎｄ３０は用いられていない。
　もっとも、第１のフィルタ１１に、Ｂａｎｄ２５用の第２のフィルタ１２Ｂが接続されている。そのため増幅器１６ａ２をオフ状態とすれば、第１のフィルタ１１に、第２のフィルタ１２Ｂが接続されているにしても、第１のフィルタ１１の出力側に、複合フィルタ装置４１の場合と同様に、５０Ω以上のインピーダンス素子を接続した状態となる。よって、複合フィルタ装置５１においても、第２～第４の帯域通過型フィルタ５～７における挿入損失を小さくすることができる。
　図１３は、第６の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。複合フィルタ装置６１では、アンテナ端子３に第１～第４の帯域通過型フィルタ４～７が接続されている。ここでは、第１のフィルタ１１Ｂ～１１Ｅは、いずれもノッチフィルタからなる。そして、第１の帯域通過型フィルタ４は、Ｂａｎｄ１１，Ｂａｎｄ２１，Ｂａｎｄ３及びＢａｎｄ２５の受信フィルタを構成している。なお、図１３においてＢ１１等の記載は、Ｂａｎｄ１１であることを示す。
　第１の帯域通過型フィルタ４では、スイッチ１３は、第１のスイッチ端子１３ａと、複数の第２のスイッチ端子１３ｂ，１３ｄ，１３ｅと、第３のスイッチ端子１３ｃとを有する。そして、第２のスイッチ端子１３ｂ，１３ｄ，１３ｅには、それぞれ、第２のフィルタ１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃが接続されている。第２のフィルタ１２Ａは、Ｂａｎｄ１１及びＢａｎｄ２１の双方の受信フィルタとして用いられ得る。なお、Ｂａｎｄ１１の受信フィルタの通過帯域は１４７５．９ＭＨｚ～１４９５．９ＭＨｚであり、Ｂａｎｄ２１の受信フィルタの通過帯域は１４９５．９ＭＨｚ～１５１０．９ＭＨｚである。このように、１つの帯域通過型フィルタにおいて、スイッチに接続される第２のフィルタは３以上であってもよい。また、第２のフィルタは、複数のＢａｎｄに用いられ得るものであってもよい。
　なお、第４の帯域通過型フィルタ７では、第２のスイッチ端子１３ｂ，１３ｄ，１３ｅにそれぞれ第２のフィルタ１２Ｃ，１２Ｄ，１２Ｅが接続されている。
　上記のように、第１のフィルタ１１Ｂ～１１Ｅは、帯域通過型フィルタでなくともよい。すなわち、第１のフィルタと第２のフィルタとにより、通過帯域が形成されておればよい。
　なお、第２～第４の帯域通過型フィルタ５～７における第２のフィルタのＢ１などの記号は、同様にＢａｎｄ１の受信フィルタなどであることを示す。
　図１４は、本発明の第７の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。複合フィルタ装置７１は、アンテナ２に接続されるアンテナ端子３を有する。アンテナ端子３に第１～第４の帯域通過型フィルタ４～７の一端が共通接続されている。第１の帯域通過型フィルタ４は、第１のフィルタ１１と、第１のフィルタ１１の後段に接続された第２のフィルタ１２とを有する。第１～第４の帯域通過型フィルタ４～７は、第１の実施形態の複合フィルタ装置１の第１～第４の帯域通過型フィルタ４～７と同様に、Ｂａｎｄ３の受信フィルタ、Ｂａｎｄ１の受信フィルタ、Ｂａｎｄ４０の受信フィルタ及びＢａｎｄ７の受信フィルタをそれぞれ構成している。
　第２～第４の帯域通過型フィルタ５～７は、第１の実施形態の場合と同様である。本実施形態の特徴は、第１の帯域通過型フィルタ４において、第１のフィルタ１１及び第２のフィルタ１２の回路上の同一点からみたインピーダンス特性において、第４の帯域通過型フィルタ７の通過帯域内において、複素インピーダンスにおけるリアクタンス成分の極性が同一符号となっていることにある。複素インピーダンスにおけるリアクタンス成分の極性は、ネットワークアナライザを用いて測定したインピーダンスをプロットしたスミスチャートで確認できる。
　ここで、回路上の同一点からみたインピーダンス特性とは、例えば図１４における点Ａから第１のフィルタ１１をみた場合のインピーダンス特性、点Ａから第２のフィルタ１２をみた場合のインピーダンス特性を示す。この点Ａは、第１のフィルタ１１と第２のフィルタ１２との間であればいずれであってもよい。
　本実施形態では、第１のフィルタ１１と第２のフィルタ１２の２．６２０ＧＨｚにおける複素インピーダンスの極性がいずれも同一符号とされている。それによって、Ｂａｎｄ７の受信フィルタである第４の帯域通過型フィルタ７の通過帯域内における挿入損失が十分に小さくされている。これを、図１５～図１８及び比較例についての図１９，図２２を参照して説明することとする。
　図１７は、図１６の矢印Ａ１方向に点Ａから第１のフィルタをみた場合のインピーダンス特性を示すインピーダンススミスチャートである。図１８は、図１６の矢印Ａ２で示すように、点Ａから第２のフィルタ１２をみた場合の第２のフィルタ１２のインピーダンス特性を示すインピーダンススミスチャートである。いずれの場合においても、図１７及び図１８における点Ｍ１で示す２．６２０ＧＨｚでは、複素インピーダンスの極性は－であり、同一符号とされている。
　この場合のＢａｎｄ７の受信フィルタである第４の帯域通過型フィルタ７のフィルタ特性を図１５に示す。図１５に示すように、通過帯域内である２．６２０ＧＨｚにおける挿入損失（ｄＢ）は、－３．５７９ｄＢであり、２．６９０ＧＨｚでは、－３．２８４ｄＢである。
　他方、図１９は、比較例の複合フィルタ装置２０１を示す回路図である。比較例の複合フィルタ装置２０１では、第１の帯域通過型フィルタ２０４が、第１のフィルタ２１１と、第２のフィルタ２１２とを有する。点Ａからみた第１のフィルタ２１１のインピーダンス特性を図２０にインピーダンススミスチャートで示す。他方、第２のフィルタ２１２の点Ａからみたインピーダンス特性を、図２１にインピーダンススミスチャートで示す。図２０及び図２１から明らかなように、第１のフィルタ２１１では、点Ｍ１で示す２．６２０ＧＨｚにおける複素インピーダンスのリアクタンス成分の極性が＋（誘導性）であるのに対し、第２のフィルタ２１２では、点Ｍ１で示す２．６２０ＧＨｚにおける複素インピーダンスのリアクタンス成分の極性は－（容量性）である。すなわち、複素共役の関係となっている。なお、２つの回路の複素インピーダンスが複素共役の関係にあるとは、互いの複素インピーダンスの複素成分の正負が反転している関係を含み、複素成分の絶対値が等しい場合に限定されない。つまり、本実施形態における複素共役の関係とは、一方の回路の複素インピーダンスが容量性（スミスチャートの下半円）に位置し、他方の回路の複素インピーダンスが誘導性（スミスチャートの上半円）に位置するような関係も含まれる。
　比較例の複合フィルタ装置２０１は、上記複素インピーダンスの極性を除けば、複合フィルタ装置７１と同様に構成されている。
　図２２は、比較例の複合フィルタ装置における第４の帯域通過型フィルタ７のフィルタ特性を示す。図２２において、通過帯域内である２．６２０ＧＨｚにおける挿入損失（ｄＢ）値は、－３．９４２ｄＢであり、２．６９０ＧＨｚにおける値は－３．２８７ｄＢである。
　図２２の結果と図１５の結果とを対比すれば明らかなように、比較例に比べ第７の実施形態によれば、第４の帯域通過型フィルタの通過帯域内における挿入損失を効果的に小さくし得ることがわかる。
　第７の実施形態の複合フィルタ装置７１は、本願の第２の発明の実施形態に相当する。そして、第１のフィルタと第２のフィルタを回路上の同一点からみたインピーダンス特性において、複素インピーダンスの極性が同一符号とされていることにより、他の帯域通過型フィルタ７の挿入損失を小さくすることが可能とされている。これは、複素インピーダンスの極性が同一であるため、第２のフィルタ１２のインピーダンス素子を高くすることができることによる。比較例の複合フィルタ装置２０１では、第１のフィルタ２１１の複素インピーダンスと第２のフィルタ２１２の複素インピーダンスの極性が逆符号とされているため、第４の帯域通過型フィルタ７の挿入損失が大きくなっている。これは、比較例では、第１のフィルタと第２のフィルタとの間でインピーダンス素子の低い部分が形成されることによる。そのため、第４の帯域通過型フィルタ７に流れるべき周波数の信号が、自己のフィルタすなわち第１の帯域通過型フィルタ４に入ってきている。
　上記のとおり、第７の実施形態に係る複合フィルタ装置７１においても、共通接続されている他の帯域通過型フィルタ５～７の挿入損失を効果的に小さくすることができる。また、第７の実施形態の複合フィルタ装置７１においても、第１の実施形態の複合フィルタ装置１の場合と同様に、第１のフィルタ及び第２のフィルタの双方が弾性波フィルタであることが好ましい。それによって、他の帯域通過型フィルタ５～７の通過帯域内の挿入損失をより一層小さくすることができる。また、複合フィルタ装置７１においても、弾性波フィルタが弾性波共振子を有し、弾性波共振子の共振周波数以上、反共振周波数以下の周波数域が、当該第１の帯域通過型フィルタ４以外の他の帯域通過型フィルタ５～７の通過帯域内に位置している場合に、本発明が効果的である。
　また、複合フィルタ装置７１においても、第１のフィルタ１１の通過帯域外（他の帯域通過型フィルタ５～７の通過帯域内）における減衰量が、第２のフィルタ１２における通過帯域外（他の帯域通過型フィルタ５～７の通過帯域内）における減衰量よりも大きいことが好ましい。同様に、第１のフィルタ１１及び第２のフィルタ１２がラダー型フィルタからなる場合に、第１のフィルタ１１におけるラダーの段数が、第２のフィルタ１２におけるラダーの段数よりも小さいことが好ましい。
　また、複合フィルタ装置７１においても、第１のフィルタ１１と第２のフィルタ１２との間に、インピーダンスマッチング素子が接続されていることが望ましい。
　また、複合フィルタ装置７１においても、第２のフィルタ１２が複数設けられていてもよい。その場合、第１のフィルタ１１と複数の第２のフィルタ１２とを接続するスイッチが設けられることが望ましい。
　また、上述した実施形態では、弾性波フィルタとしてラダー型フィルタを示したが、図２３に示す縦結合共振子型フィルタ８１を第２のフィルタとして用いてもよい。縦結合共振子型フィルタ８１を用いた場合、大きな減衰量を容易に確保することができる。従って、第２のフィルタが縦結合共振子型フィルタを有する場合、本発明が効果的である。
１…複合フィルタ装置
２…アンテナ
３…アンテナ端子
４～７…第１～第４の帯域通過型フィルタ
１１，１１Ｂ～１１Ｅ…第１のフィルタ
１２，１２Ａ～１２Ｅ…第２のフィルタ
１３，１３Ａ，１３Ｂ…スイッチ
１３ａ…第１のスイッチ端子
１３ｂ，１３ｄ，１３ｅ…第２のスイッチ端子
１３ｃ…第３のスイッチ端子
１４，１４Ａ…インピーダンス素子
１６…インピーダンスマッチング素子
１６ａ，１６ａ１，１６ａ２，１６ｂ…増幅器
２０…複合フィルタ装置
２１…第１のフィルタ
２２Ａ，２２Ｂ…第２のフィルタ
２３，２３Ａ…スイッチ
２３ａ…第１のスイッチ端子
２３ｂ，２３ｄ…第２のスイッチ端子
２３ｃ…第３のスイッチ端子
２４，２４Ａ…インピーダンス素子
３１，４１，５１，６１，７１…複合フィルタ装置
４３…スイッチ
４３ａ，４３ｂ…第１，第２のスイッチ端子
４３ｅ…スイッチ端子
８１…縦結合共振子型フィルタ
Ｐ１～Ｐ３…並列腕共振子
Ｓ１～Ｓ５…直列腕共振子

Claims (13)

  1. 　互いに異なる通過帯域を有する複数の帯域通過型フィルタを備え、前記複数の帯域通過型フィルタのそれぞれは一端と他端とを有し、
    　前記複数の帯域通過型フィルタの前記一端同士が共通接続されており、
    　前記複数の帯域通過型フィルタのうち、少なくとも１つの帯域通過型フィルタが、前記一端と前記他端との間に接続されているスイッチと、前記一端と前記スイッチとの間に接続されている第１のフィルタと、前記スイッチと前記他端との間に接続されている第２のフィルタと、前記スイッチに接続されており、前記第２のフィルタの入力インピーダンス値よりも高いインピーダンス値のインピーダンス素子とを有し、
    　前記スイッチは、前記第１のフィルタと、前記第２のフィルタとを接続している第１の状態と、前記第１のフィルタと、前記インピーダンス素子とを接続している第２の状態との間で切り換えられるように構成されている、複合フィルタ装置。
  2. 　前記スイッチが、前記第１のフィルタに接続される第１のスイッチ端子と、前記第２のフィルタに接続される第２のスイッチ端子と、前記インピーダンス素子が接続されている第３のスイッチ端子とを有し、前記第１の状態において、前記第１のスイッチ端子と前記第２のスイッチ端子とが接続されており、前記第２の状態において、前記第１のスイッチ端子と前記第３のスイッチ端子とが接続されている、請求項１に記載の複合フィルタ装置。
  3. 　前記第２の状態において、前記スイッチがオフ状態とされ、前記インピーダンス素子の値が無限大とされている、請求項１に記載の複合フィルタ装置。
  4. 　一端と他端とを有する複数の帯域通過型フィルタを備え、
    　前記複数の帯域通過型フィルタの前記一端同士が共通接続されており、
    　前記複数の帯域通過型フィルタのうち、少なくとも１つの帯域通過型フィルタが、前記一端に接続されている第１のフィルタと、前記第１のフィルタと前記他端との間に接続された第２のフィルタとを有し、
    　前記第１のフィルタと、前記第２のフィルタの複素インピーダンスが同極性である、複合フィルタ装置。
  5. 　前記複数の帯域通過型フィルタの全てが、前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタを有し、前記第１のフィルタと前記第２のフィルタが、接続された状態において、複素インピーダンスが同極性である、請求項４に記載の複合フィルタ装置。
  6. 　前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタの少なくとも一方が、弾性波フィルタである、請求項１～５のいずれか１項に記載の複合フィルタ装置。
  7. 　前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタが弾性波フィルタである、請求項６に記載の複合フィルタ装置。
  8. 　前記弾性波フィルタが、弾性波共振子を有し、当該弾性波共振子の共振周波数以上、反共振周波数以下の周波数域が、当該帯域通過型フィルタ以外の他の帯域通過型フィルタの通過帯域内に位置している、請求項６に記載の複合フィルタ装置。
  9. 　前記第１のフィルタの通過帯域外における減衰量が、前記第２のフィルタの通過帯域外における減衰量よりも大きい、請求項１～８のいずれか１項に記載の複合フィルタ装置。
  10. 　前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタが、ラダー型フィルタからなり、前記第１のフィルタにおけるラダーの段数が、前記第２のフィルタにおけるラダーの段数よりも小さい、請求項１～８のいずれか１項に記載の複合フィルタ装置。
  11. 　前記第１のフィルタと、前記第２のフィルタとの間に、インピーダンスマッチング素子が接続されている、請求項１～１０のいずれか１項に記載の複合フィルタ装置。
  12. 　前記第２のフィルタが、縦結合共振子型フィルタである、請求項６に記載の複合フィルタ装置。
  13. 　前記第２のフィルタが複数設けられており、前記スイッチが、複数の前記第２のフィルタにそれぞれ接続される複数の第２のスイッチ端子を有する、請求項１～１１のいずれか１項に記載の複合フィルタ装置。
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