WO2018179780A1 - 回転電機の制御装置及びその制御方法 - Google Patents

回転電機の制御装置及びその制御方法 Download PDF

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松延　豊
勝洋 星野
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/17—Circuit arrangements for detecting position and for generating speed information

Definitions

  • the present invention relates to a control device for a rotating electrical machine, and more particularly to reduction of torque pulsation caused by magnetic flux pulsation and cogging torque due to winding slots.
  • Permanent magnet rotating electric machine has a stator and a rotor.
  • the stator includes a stator core formed with winding slots arranged at substantially equal intervals, and a stator winding applied to the winding slots.
  • the magnetomotive force distribution of the stator winding is a distribution in which spatial harmonics are superimposed on a sine wave (fundamental wave), and varies with time in proportion to the stator winding current.
  • the magnetic permeance distribution of the stator core also has a ripple with the winding slot as a period.
  • the magnetic flux density that the stator creates in the air gap of the stator core is the product of the magnetomotive force distribution of the stator winding and the magnetic permeance of the stator core, and therefore this magnetic flux density has a spatial harmonic component.
  • the rotor includes a permanent magnet inserted into a groove portion provided at an interval in the rotor core. Accordingly, the magnetic flux density created in the air gap by the rotor similarly has a ripple and rotates with time so that it fluctuates with time.
  • the air gap magnetic flux density is a combination of the magnetic flux density produced by the stator and the magnetic flux density produced by the rotor, the air gap magnetic flux density has a distribution in which harmonic components are superimposed on the fundamental wave component. , Varies with time.
  • torque pulsation occurs when there is a ripple in the magnetic flux density of the air gap.
  • a permanent magnet rotary electric machine may generate
  • the torque pulsation canceling signal generating circuit reads out the torque pulsation data to generate a torque pulsation canceling signal, and the torque command is corrected by the torque pulsation canceling signal, thereby A method of correcting the sinusoidal current flowing in the wire so as to reduce the torque pulsation due to the winding slot and cogging torque is proposed.
  • the torque pulsation reduction method of Patent Document 1 is a technique for canceling torque pulsation by superimposing harmonic current corresponding to the period of torque pulsation, but superposition of harmonic current causes new vibration and noise.
  • Harmonic current corresponding to the period of torque pulsation, but superposition of harmonic current causes new vibration and noise.
  • superimposing the harmonic current on the fundamental wave current adds the harmonic amplitude to the fundamental wave amplitude, which increases the maximum current amplitude, that is, increases the current.
  • An object of the present invention is to reduce torque pulsation.
  • a control device for a rotating electrical machine includes a sine wave generation circuit that generates a sine wave signal corresponding to a magnetic pole position of a rotor of the rotating electrical machine, a torque command based on a speed command and actual speed information, and the sine wave signal
  • a current command circuit that generates a current command based on the current winding, and a stator winding that causes a sine wave current to flow through the stator winding based on the current command and a current detection signal of the stator winding of the rotating electrical machine.
  • a current control circuit for controlling an inverter circuit interposed between the DC power supply and the current control circuit when the rotating electrical machine is driven at a predetermined torque and a predetermined rotation speed. The current phase of the sine wave current is changed periodically.
  • the least common multiple of 48 rotor poles and 24 stator slots is 48. Is a slot combination, which means that the waveform of the current phase ⁇ changes in 48 cycles per revolution. Since concentrated windings have many variations, in other examples, in a rotating electrical machine having 10 rotor poles and 12 stator slots, the least common multiple of 10 rotor poles and 12 stator slots is 60. Is a slot combination, which is 60 cycles per revolution. In a rotating electrical machine having 8 rotor poles and 9 stator slots, the least common multiple 72 of the rotor pole number 8 and the stator slot number 9 is a slot combination, which is 72 cycles per rotation.
  • the present invention is a control method for reducing torque pulsation by periodically changing the current phase ⁇ , the current value is constant at a predetermined torque and a predetermined rotation speed. This is a characteristic difference from Patent Document 1 in which the harmonic current is superimposed.
  • the range in which ⁇ is changed is roughly divided into two. If ⁇ that generates the maximum torque is ⁇ tmax, the range in which the current phase ⁇ changes periodically is ⁇ tmax ⁇ ⁇ , and ⁇ ⁇ ⁇ tmax.
  • the range of ⁇ tmax ⁇ ⁇ is a so-called field weakening region, the voltage of the rotating electrical machine can be suppressed. It is desirable to use this range especially on the high rotation side.
  • the battery voltage limit since the voltage is larger than ⁇ tmax, the battery voltage limit may be exceeded on the high rotation side. However, this may be used in the rotation speed region that does not exceed the battery voltage limit.
  • the control of the present invention is not limited to being used in the entire area for driving the rotating electrical machine. This is because vibration and noise due to torque pulsation often occur due to resonance with other components, and in this case, torque pulsation may be reduced by using this control only in the resonance frequency region with that component.
  • the torque pulsation can be reduced to 0 by using the present invention.
  • the current phase ⁇ of the present invention is set to the period so as to be less than the permissible value. It is also possible to turn ON / OFF the range to be changed in one rotation.
  • the effective current value input from the inverter is not dependent on the structure of the salient pole of the rotor or the structure of the permanent magnet. Torque pulsation can be reduced without exceeding the maximum value.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of torque pulsation in which the invention according to the present embodiment is not implemented as a comparative example, and the left diagram shows the minimum values when the horizontal axis is the current phase, the vertical axis is the torque, and the current phase is changed from 0 to 90. 6 is a graph showing torque and maximum torque.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram of torque pulsation when the invention according to the present embodiment is used, and the left diagram shows the minimum torque when the horizontal axis is the current phase, the vertical axis is the torque, and the current phase is changed from 0 to 90. And a graph showing the maximum torque.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram of torque pulsation when this embodiment is used, and the left diagram shows the minimum torque and the maximum torque when the horizontal axis is the current phase, the vertical axis is the torque, and the current phase is changed from 0 to 90. It is the graph which showed.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram of a control device for a permanent magnet rotating electrical machine 1 according to the present embodiment.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view along the axial direction of the permanent magnet rotating electrical machine 1 of the present embodiment.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the permanent magnet rotating electrical machine 1 as seen from the direction of the arrow of the cross section AA of FIG.
  • 1 is a permanent magnet rotating electric machine
  • 2 is a rotor
  • 3 is a stator winding.
  • the rotor 2 includes a rotor core 252 fitted on the shaft 218 and a permanent magnet 254 provided on the stator core 252.
  • a position detector 6 that detects the magnetic pole position of the rotor 2 and an encoder 7 that detects the rotation speed are further attached to the shaft 218.
  • the stator 230 includes a stator core 232 and a stator winding 3 that is applied to a slot 240 formed in the stator core 232 and generates a rotating magnetic field.
  • the slot 240 is a space formed between the tooth portions 236.
  • the housing 212 fixes the stator 230.
  • the end bracket 214 closes the opening of the housing 212.
  • the bearing 216 is a member for supporting the shaft 218 on the end bracket 214.
  • a counter plate 226 is provided at both ends in the axial direction of the stator core 232.
  • stator core 232 magnetic gaps 257 are formed at both ends in the circumferential direction of the permanent magnet 254.
  • the inverter 4 supplies a stator winding current to the stator winding 3 from the DC power source 5.
  • Many of the control systems that perform arithmetic processing are configured using a microcomputer.
  • the control processing function will be described as a control circuit.
  • P proportional term
  • I integral term
  • the sine wave generating circuit 10 has the same phase as the induced voltage of each phase (three phases in this embodiment) of the stator winding 3 from the magnetic pole position information from the position detector 6 and the rotation amount information ⁇ from the encoder 7. A sine wave signal or a sine wave signal phase-shifted as necessary is generated.
  • the torque pulsation data is read from the torque pulsation storage device 13 in synchronization with the sine wave signal described above, and the current phase value is set so that the output torque is constant (torque pulsation is reduced). Will occur.
  • the two-phase / three-phase conversion circuit 11 outputs current commands Isa, Isb, Isc to be passed through each phase of the stator winding 3 in accordance with the torque command Ts and the sine wave signal output from the sine wave generation circuit 10.
  • Phase current control circuits (ACR) 9a, 9b, 9c for controlling the current of each phase of the stator winding 3 are current detection signals from the current commands Isa, Isb, Isc and the phase current detectors 8a, 8b, 8c.
  • a control signal corresponding to Ifa, Ifb, Ifc is supplied to the inverter 4 to control each phase current, and a rotating magnetic field synchronized with the rotational position of the rotor 2 is generated.
  • the left graph is the left figure.
  • the horizontal axis is the current phase, and the vertical axis is the torque.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram of torque pulsation when the invention according to the present embodiment is used.
  • the left diagram is the same as FIG. 4, and the horizontal axis is the current phase, the vertical axis is the torque, and the current phase is changed from 0 to 90. It is the graph which showed each minimum torque and the maximum torque at the time of making it carry out.
  • the ripple rate can theoretically be 0% (although there are various error factors and cannot be completely zero).
  • the average torque is 364 Nm, which is 6% lower.
  • the torque at each ⁇ intersecting with the one-dot chain line at each electrical angle (corresponding to the position of the rotor).
  • ⁇ 35 at an electrical angle of 1 °
  • ⁇ 30 ° at an electrical angle of 3 °
  • ⁇ 25 ° at an electrical angle of 6 °, and the like.
  • This ⁇ is plotted as indicated by the dotted line in FIG. 6 (the axis is the right axis).
  • FIG. 6 shows only the electrical angle of 60 degrees, but this ⁇ is periodically repeated.
  • One pole (electrical angle 180 degrees) is repeated three times.
  • the least common multiple of 48 rotor poles and 24 stator slots is 48. Is a slot combination, which means that the waveform of the current phase ⁇ changes in 48 cycles per revolution. Since concentrated windings have many variations, in other examples, in a rotating electrical machine having 10 rotor poles and 12 stator slots, the least common multiple of 10 rotor poles and 12 stator slots is 60. Is a slot combination, which is 60 cycles per revolution. In a rotating electrical machine having 8 rotor poles and 9 stator slots, the least common multiple 72 of the rotor pole number 8 and the stator slot number 9 is a slot combination, which is 72 cycles per rotation.
  • the present invention is a control method for reducing torque pulsation by periodically changing the current phase ⁇ , the current value is constant at a predetermined torque and a predetermined rotation speed. This is a characteristic difference from Patent Document 1 in which the harmonic current is superimposed.
  • the range in which ⁇ is changed is roughly divided into two. If ⁇ that generates the maximum torque is ⁇ tmax, the range in which the current phase ⁇ changes periodically is ⁇ tmax ⁇ ⁇ , and ⁇ ⁇ ⁇ tmax.
  • FIG. 5 shows the case of ⁇ tmax ⁇ ⁇
  • FIG. 6 shows the case of ⁇ ⁇ ⁇ tmax. Since the range of ⁇ tmax ⁇ ⁇ is a so-called field weakening region, the voltage of the permanent magnet type rotating electrical machine 1 can be suppressed. It is desirable to use this range especially on the high rotation side. On the other hand, in the range of ⁇ ⁇ ⁇ tmax, since the voltage is larger than ⁇ tmax, the battery voltage limit may be exceeded on the high rotation side. However, this may be used in the rotation speed region that does not exceed the battery voltage limit.
  • control device for the permanent magnet rotating electrical machine 1 In the permanent magnet rotating electric machine 1 for electric vehicles, torque pulsation in the low speed region becomes a problem as a cause of vibration and noise, and there are few problems of torque pulsation in the high speed region. Therefore, when the control device for the permanent magnet rotating electrical machine 1 according to the present embodiment is implemented as a control device in an electric vehicle, it performs control for reducing torque pulsation in a low speed region below a preset speed, and exceeds the set speed. In addition, control for reducing torque pulsation can be omitted in the high-speed region.
  • FIG. 7 shows an example of a motor usage frequency distribution in a travel mode such as JC08, LA4, EUDC, etc. of the vehicle on an NT map.
  • LA4 is a pattern in which the route centered in downtown Los Angeles is actually run during the morning commute.
  • EUDC extra urban driving cycle
  • the torque pulsation can be reduced to 0 by using this embodiment, but since there is an allowable value for each product in the torque pulsation, the current of the present embodiment is set to be equal to or less than the allowable value.
  • the range in which the phase ⁇ is periodically changed can be turned ON / OFF during one rotation.
  • FIG. 8 shows a case where the invention according to this embodiment is partially used.
  • ⁇ is changed to reduce the torque pulsation.
  • ⁇ is constant (45 degrees). Pulsation is not reduced.
  • the ripple rate in the right figure is 5%, which is 7% lower than 12% in FIG. 4 where the invention according to the present embodiment is not used.
  • the average torque is 382 Nm, which is only 2% lower than 388 Nm in FIG. 4 which does not use the present invention.
  • FIG. 9 shows a schematic configuration of a hybrid electric vehicle equipped with the rotating electrical machine driving apparatus according to the present embodiment.
  • Hybrid electric vehicles include so-called plug-in hybrid electric vehicles, series hybrid electric vehicles, and parallel hybrid electric vehicles that run in EV mode.
  • the thing with the same subject such as an electric vehicle and a fuel cell vehicle, is also included.
  • the explanation is made by taking an internal rotation type embedded magnet type rotating electrical machine as an example, but the present invention can also be applied to an external rotation type, a surface magnet type, or an induction motor.
  • the distributed winding is mainly described for the stator, it can be applied to concentrated winding, wave winding, and heavy winding, and the number of slots per pole is 3n times (that is, 3, 6, 9). It can be applied to any fractional slot.
  • SYMBOLS 1 Permanent magnet type rotary electric machine, 2 ... Rotor, 3 ... Stator winding, 4 ... Inverter, 5 ... DC power supply, 6 ... Position detector, 7 ... Resolver, 8a ... Phase current detector, 8b ... Phase current Detector, 8c ... Phase current detector, 9a ... Phase current control circuit, 9b ... Phase current control circuit, 9c ... Phase current control circuit, 10 ... Sine wave generation circuit, 11 ... Two-phase to three-phase conversion circuit, 13 ... Torque pulsation storage device, 15 ... F / V converter, 16 ... speed control circuit, 212 ... housing, 214 ... end bracket, 216 ... bearing, 218 ... shaft, 226 ... corresponding plate, 230 ... stator, 232 ... stator Iron core, 236 parts ... teeth, 240 ... slot, 252 ... rotor iron core, 254 ... permanent magnet, 257 ... magnetic gap

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Abstract

本発明の課題は、トルク脈動を低減することである。　本発明に係る回転電機の制御装置は、回転電機の回転子の磁極位置に応じた正弦波信号を発生する正弦波発生回路と、速度指令と実速度情報に基づいたトルク指令と前記正弦波信号に基づいて電流指令を発生する電流指令回路と、前記電流指令と回転電機の固定子巻線の電流検出信号に基づいて当該固定子巻線に正弦波電流を流すように、当該固定子巻線と直流電源の間に介在されるインバータ回路を制御する電流制御回路と、を備え、前記電流制御回路は、前記回転電機が所定のトルク、所定の回転数にて駆動している際に、前記正弦波電流の電流位相が周期的に変化させる。

Description

回転電機の制御装置及びその制御方法
　本発明は回転電機の制御装置に係り、特に巻線スロットによる磁束の脈動やコギングトルクに起因するトルク脈動の低減に関する。
　永久磁石回転電機は、固定子と回転子を備える。固定子は、略等間隔に配置された巻線スロットが形成された固定子鉄心と、前記巻線スロットに施された固定子巻線を備える。固定子巻線の起磁力分布は正弦波（基本波）に空間高調波が重畳された分布となり、固定子巻線電流に比例して時間変動する。また、固定子鉄心の内側は、巻線スロットの開口部とティース部が交互に略等間隔で存在するので、固定子鉄心の磁気パーミアンス分布も巻線スロットを周期とするリップルを有する。従って、固定子が固定子鉄心のエアギャップに作る磁束密度は、前記固定子巻線の起磁力分布と固定子鉄心の磁気パーミアンスの積であるので、この磁束密度は空間高調波成分を有する。また、回転子は、回転子鉄心にある間隔をおいて設けられた溝部に挿入された永久磁石を備える。従って、回転子が前記エアギャップに作る磁束密度も、同様に、リップルを有し、且つ、回転移動するので時間的に変動する。
　エアギャップの磁束密度は、固定子が作る磁束密度と回転子が作る磁束密度を合成したものとなるから、このエアギャップの磁束密度は、基本波成分に高調波成分が重畳された分布をもち、時間と共に変動する。
　回転子に作用するトルクは、エアギャップに蓄えられた磁気エネルギーの角度微分であるので、このエアギャップの磁束密度にリップルがあるとトルク脈動が発生する。そして、永久磁石回転電機は、このトルク脈動が原因となって大きな振動や騒音を発生する場合がある。
　トルクの脈動を低減するために、特開平１１－５５９８６号公報に開示された永久磁石回転電機の制御装置では、固定子鉄心の巻線スロットによる磁気パーミアンスの変化あるいはコギングトルクに起因するトルク脈動データをトルク脈動記憶装置に記憶しておき、トルク脈動打消信号作成回路によってこのトルク脈動データを読み出してトルク脈動打消信号を作成し、このトルク脈動打消信号によりトルク指令を補正することにより、固定子巻線に流す正弦波電流を巻線スロットやコギングトルクによるトルク脈動を低減するように補正する方法を提案している。
特開平１１－５５９８６号
　特許文献１のトルク脈動低減方法は、トルク脈動の周期に該当する高調波電流を重畳する事でトルク脈動を打ち消す技術であるが、高調波電流の重畳は、新たなる振動、騒音の原因になりやすい。また、基本波電流の上に高調波電流を重畳させると言う事は、基本波振幅に高調波振幅が加えられるので、最大電流振幅が増える、即ち電流が増えることにもなる。特許文献１に限らず、多数の特許が出願され、各社で検討、開発がなされたが、実用に至っていない一因である。
　本発明の目的は、トルク脈動を低減することにある。
　本発明に係る回転電機の制御装置は、回転電機の回転子の磁極位置に応じた正弦波信号を発生する正弦波発生回路と、速度指令と実速度情報に基づいたトルク指令と前記正弦波信号に基づいて電流指令を発生する電流指令回路と、前記電流指令と回転電機の固定子巻線の電流検出信号に基づいて当該固定子巻線に正弦波電流を流すように、当該固定子巻線と直流電源の間に介在されるインバータ回路を制御する電流制御回路と、を備え、前記電流制御回路は、前記回転電機が所定のトルク、所定の回転数にて駆動している際に、前記正弦波電流の電流位相が周期的に変化させる。
　ここで、「周期的」の意味は、前記回転電機において、所定のトルク、所定の回転数にて駆動している際に、１回転あたり所定の回数、電流位相βの波形が変化する事を指している。より具体的に示すと、回転子極数１２極、固定子スロット数３６スロットの回転電機において、１回転あたり３６周期（固定子スロット数）で電流位相βの波形が変化する事を指す。また、回転子極数１２極、固定子スロット数７２スロットの場合、毎極毎相スロット数はスロット数（＝７２）／極数（＝１２）／相数（＝３））＝２となるので、固定子スロット数（＝７２）／毎極毎相スロット数（＝２）＝３６周期となる。
　以上は分布巻の場合であるが、集中巻の場合は、回転子極数１６極、固定子スロット数２４スロットの回転電機においては、回転子極数１６と固定子スロット数２４の最小公倍数４８がスロットコンビネーションであり、１回転あたり４８周期にて、電流位相βの波形が変化する事を指す。集中巻はバリエーションが多くあるので、その他の例を示すと、回転子極数１０極、固定子スロット数１２スロットの回転電機においては、回転子極数１０と固定子スロット数１２の最小公倍数６０がスロットコンビネーションであり、１回転あたり６０周期である。回転子極数８極、固定子スロット数９スロットの回転電機においては、回転子極数８と固定子スロット数９の最小公倍数７２がスロットコンビネーションであり、１回転あたり７２周期である。
　なお、本発明は、電流位相βを周期的に変化させる事によって、トルク脈動を低減する制御方法であるため、所定のトルク、所定の回転数において、電流値は一定である。高調波電流を重畳する特許文献１との特徴的な差異である。
　βを変化させる範囲は、大きく分けて２つあり、最大トルクを発生するβをβｔｍａｘとすると、電流位相βが周期的に変化する範囲がβｔｍａｘ≦βである場合と、β≦βｔｍａｘである。
　βｔｍａｘ≦βの範囲は、所謂弱め界磁の領域であるため、回転電機の電圧を抑えることが出来る。特に高回転側は、この範囲を用いる事が望ましい。一方、β≦βｔｍａｘの範囲は、電圧がβｔｍａｘよりも大きくなるため、高回転側ではバッテリ電圧制限を超える場合が有る。しかし、バッテリ電圧制限を超えない回転数領域においては、こちらを用いても良い。
　本発明の制御は、回転電機を駆動する全領域において使用する事に限らない。何故なら、トルク脈動による振動や騒音は、他部品との共振等で起こる事も多く、その場合はその部品との共振周波数領域のみ本制御を用いて、トルク脈動を低減しても良い。
　本発明を用いる事により、理論的にはトルク脈動を０に出来るが、トルク脈動には製品毎に許容値が存在するので、その許容値以下になるように、本発明の電流位相βを周期的に変化させる範囲を、１回転中にＯＮ／ＯＦＦさせる事も可能である。
　本発明による回転電機の駆動制御装置およびこれを備えた回転電機の駆動装置を用いることによって、回転子の突極の構造や永久磁石の構造に依存せず、インバータから入力される電流実効値の最大値を越えることなく、トルク脈動を低減することが出来る。
本実施形態における永久磁石回転電機の制御装置の回路ブロック図である。 本実施形態の永久磁石回転電機１の軸方向に沿った断面図である。 図２の断面ＡＡの矢印方向から見た永久磁石回転電機１の断面図である。 比較例として本実施形態に係る発明を実施しないトルク脈動の説明図であり、左図は横軸が電流位相、縦軸がトルク、電流位相を０～９０に変化させた場合の、各々の最小トルクと最大トルクを示したグラフである。右図は左図においてトルクが最大になるβ＝４５度でのトルク脈動（１極分）を示したグラフである。 本実施形態に係る発明を用いた場合のトルク脈動の説明図であり、左図は横軸が電流位相、縦軸がトルク、電流位相を０～９０に変化させた場合の、各々の最小トルクと最大トルクを示したグラフである。右図は左図におけるβ＝４５度での最小トルクと等しくなる様に、各電気角において、βを周期的に変化させたグラフである。 本実施形態を用いた場合のトルク脈動の詳細説明図である。 車両のＪＣ０８、ＬＡ４、ＥＵＤＣなどの走行モードでのモータ使用頻度分布の例をＮ－Ｔマップ上で示した図である。 本実施形態を用いた場合のトルク脈動の説明図であり、左図は横軸が電流位相、縦軸がトルク、電流位相を０～９０に変化させた場合の、各々の最小トルクと最大トルクを示したグラフである。右図は左図におけるβ＝４５度での平均トルクと等しくなる様に、各電気角において、βを周期的に変化させたグラフである。 本実施形態による回転電機の駆動装置を搭載したハイブリッド型電気自動車の概略構成を示す図である。
　以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。
　図１は、本実施形態における永久磁石回転電機１の制御装置の回路ブロック図である。図２は、本実施形態の永久磁石回転電機１の軸方向に沿った断面図である。図３は、図２の断面ＡＡの矢印方向から見た永久磁石回転電機１の断面図である。
　図１ないし図３において、１は永久磁石回転電機、２は回転子、３は固定子巻線である。回転子２は、シャフト２１８に嵌着した回転子鉄心２５２と、この固定子鉄心２５２に設けた永久磁石２５４と、を備える。シャフト２１８には、更に、回転子２の磁極位置を検出する位置検出器６と、回転速度を検出するエンコーダ７と、が取り付けられる。
　一方、固定子２３０には、固定子鉄心２３２と、この固定子鉄心２３２に形成したスロット２４０に施されて回転磁界を発生する固定子巻線３と、を備える。スロット２４０は、ティース部２３６の間に形成される空間である。
　ハウジング２１２は、固定子２３０を固定する。エンドブラケット２１４は、ハウジング２１２の開口部を塞ぐ。軸受２１６は、シャフト２１８をエンドブラケット２１４に支持するための部材である。固定子鉄心２３２の軸方向の両端には、あて板２２６が設けられている。
　固定子鉄心２３２には、磁気的空隙２５７が永久磁石２５４の周方向の両端に形成される。
　この永久磁石回転電機１を制御する電気回路において、インバータ４は、直流電源５から固定子巻線３に固定子巻線電流を供給する。演算処理を行う制御系の多くはマイクロコンピュータを利用して構成するが、ここではその制御処理機能を制御回路として説明する。
　速度制御回路（ＡＳＲ）１６は、速度指令ωｓと、エンコーダ７からの回転量情報θをＦ／Ｖ変換器１５により変換して得た実速度ωｆを入力して、その差ωｅ（ωｅ＝ωｓ－ωｆ）を算出する。さらに、速度制御回路１６は、差ωｅに基づくＰＩ制御（Ｐ：比例項、Ｉ：積分項）等によって、平均トルク指令Ｔａｖと、必要に応じて位相シフト指令θ１を出力する。
　正弦波発生回路１０は、位置検出器６からの磁極位置情報とエンコーダ７からの回転量情報θなどから、固定子巻線３の各相（この実施形態では３相）の誘起電圧と同相の正弦波信号または必要に応じて位相シフトした正弦波信号を発生する。
　所定の回転数、所定のトルクにおいて、前述の正弦波信号に同期してトルク脈動記憶装置１３からトルク脈動データを読み出し、出力トルクが一定（トルク脈動が低減）になるような電流位相値を周期的に発生する。
　２相－３相変換回路１１は、前記トルク指令Ｔｓと正弦波発生回路１０から出力される正弦波信号に応じて、固定子巻線３の各相に流す電流指令Ｉｓａ，Ｉｓｂ，Ｉｓｃを出力する。固定子巻線３の各相の電流を制御する相電流制御回路（ＡＣＲ）９ａ，９ｂ，９ｃは、前記電流指令Ｉｓａ，Ｉｓｂ，Ｉｓｃと相電流検出器８ａ，８ｂ，８ｃからの電流検出信号Ｉｆａ，Ｉｆｂ，Ｉｆｃに応じた制御信号をインバータ４に与えて各相電流を制御し、回転子２の回転位置に同期した回転磁界を発生させる。
　このような永久磁石回転電機１におけるトルク脈動を図４ないし図６を参照して説明する。図４は、比較例として本実施形態に係る発明を実施しないトルク脈動の説明図であり、図４の右図はトルクが最大になるβ＝４５度でのトルク脈動（１極分）を示したグラフである。
　図４の右図の最小値と最大値をプロットしたのが、左図のβ＝４５の点であり、電流位相を０～９０に変化させた場合の、各々の最小トルクと最大トルクを示したグラフが左図である。なお、横軸が電流位相、縦軸がトルクである。本実施形態に係る発明を用いない場合のリップル率（＝（最大トルク－最小トルク）／平均トルク×１００）は１２％であり、平均トルクは３８８Ｎｍである。
　図５は、本実施形態に係る発明を用いた場合のトルク脈動の説明図であり、左図は図４と同じく、横軸が電流位相、縦軸がトルク、電流位相を０～９０に変化させた場合の、各々の最小トルクと最大トルクを示したグラフである。右図は左図におけるβ＝４５度での最小トルクと等しくなる様に、各電気角において、βを周期的に変化させたグラフである。
　本実施形態に係る発明を用いた場合、リップル率は、（実際には様々な誤差要因が有るため、完全に０には出来ないが）理論的には０％に出来る。一方平均トルクは３６４Ｎｍであり、６％低下する。
　図６は、図５を詳細に説明したものであり、β＝０～４５度においての各々のトルク脈動が示されている。ここで、β＝４５度での最小トルク値３６４Ｎｍの値で一点鎖線を引いてみると、各電気角（回転子の位置に相当する）において、この一点鎖線と交差する各々のβでのトルク波形が存在する事が判る。具体的には、電気角１度において、β＝３５、電気角３度において、β＝３０度、電気角６度において、β＝２５度　等である。このβをプロットしたのが、図６の点線で示したもの（軸は右軸）である。図６は電気角６０度分のみ示しているが、このβが周期的に繰り返される。１極分（電気角１８０度）では３回繰り返しになる。
　本実施形態においては、回転子極数１２極、固定子スロット数７２スロットの回転電機において行っており、毎極毎相スロット数はスロット数（＝７２）／極数（＝１２）／相数（＝３））＝２となるので、固定子スロット数（＝７２）／毎極毎相スロット数（＝２）＝３６周期／１回転当たりとなる。
　スロット数が７２であるにも関わらず、３６周期となる理由は、１極当たりのスロット数は６であり、通電されるのは３相であるため、相の配置は「Ｕ，Ｕ，Ｗ，Ｗ，Ｖ，Ｖ」となり、毎極毎相スロット数はスロット数（＝７２）／極数（＝１２）／相数（＝３））＝２となるからである。
　以上は分布巻の場合であるが、集中巻の場合は、回転子極数１６極、固定子スロット数２４スロットの回転電機においては、回転子極数１６と固定子スロット数２４の最小公倍数４８がスロットコンビネーションであり、１回転あたり４８周期にて、電流位相βの波形が変化する事を指す。集中巻はバリエーションが多くあるので、その他の例を示すと、回転子極数１０極、固定子スロット数１２スロットの回転電機においては、回転子極数１０と固定子スロット数１２の最小公倍数６０がスロットコンビネーションであり、１回転あたり６０周期である。回転子極数８極、固定子スロット数９スロットの回転電機においては、回転子極数８と固定子スロット数９の最小公倍数７２がスロットコンビネーションであり、１回転あたり７２周期である。
　なお、本発明は、電流位相βを周期的に変化させる事によって、トルク脈動を低減する制御方法であるため、所定のトルク、所定の回転数において、電流値は一定である。高調波電流を重畳する特許文献１との特徴的な差異である。
　βを変化させる範囲は、大きく分けて２つあり、最大トルクを発生するβをβｔｍａｘとすると、電流位相βが周期的に変化する範囲がβｔｍａｘ≦βである場合と、β≦βｔｍａｘである。
　図５ではβｔｍａｘ≦βの場合を示しており、図６ではβ≦βｔｍａｘ　の場合を示している。βｔｍａｘ≦βの範囲は、いわゆる弱め界磁の領域であるため、永久磁石式回転電機１の電圧を抑えることが出来る。特に高回転側は、この範囲を用いる事が望ましい。一方、β　≦βｔｍａｘの範囲は、電圧がβｔｍａｘよりも大きくなるため、高回転側ではバッテリ電圧制限を超える場合が有る。しかし、バッテリ電圧制限を超えない回転数領域においては、こちらを用いても良い。
　電気自動車用の永久磁石式回転電機１においては、低速領域におけるトルクの脈動が振動や騒音の原因として問題となり、高速領域でのトルク脈動の問題は少ない。従って、本実施形態による永久磁石回転電機１の制御装置は、電気自動車における制御装置として実施するときには、予め設定した速度以下の低速領域ではトルク脈動を低減するための制御を行い、設定速度を超えた高速領域ではトルク脈動を低減するための制御を省略することができる。
　このような制御を行えば、問題となる低速領域でのトルク脈動を低減することができ、高速領域では電流位相制御を省略したことによる制御系（演算処理装置）の制御処理負担を軽減し、余剰の処理能力を他の制御処理に利用することができるようになる利点がある。
　参考として、図７に車両のＪＣ０８、ＬＡ４、ＥＵＤＣなどの走行モードでのモータ使用頻度分布の例をＮ－Ｔマップ上で示した図を示す。
　ＪＣ０８とは、前身の１０－１５モードは１９９１年に燃費の測定方法として設定されたが、車の使用環境の変化や測定技術の進歩を踏まえ、より実際の走行に近づけるために２０１１年４月より導入されたものである。
　ＬＡ４とは、ロサンゼルスのダウンタウンを中心としたルートを，朝の通勤時間帯に実走行したパターンである。
　ＥＵＤＣ（ｅｘｔｒａ　ｕｒｂａｎ　ｄｒｉｖｉｎｇ　ｃｙｃｌｅ）とは、１９９６年に制定された、ＮＥＤＣ（新ヨーロピアンドライビングサイクル）を構成する燃費計測時の走行法の要素で、旧基準アーバンドライビングサイクルと９０ｋｍ／ｈ、１２０ｋｍ／ｈの定速走行で構成されていたが、ＮＥＤＣでは、後者の２つの定速走行を置き換えた部分をエクストラアーバンドライビングサイクルという。
　低速、低トルク領域にて多く使用されることが判る。トルク脈動による振動や騒音は、他部品との共振等で起こる事も多く、その場合はその部品との共振周波数領域のみ本制御を用いて、トルク脈動を低減しても良い。
　また、本実施形態を用いる事により、理論的にはトルク脈動を０に出来るが、トルク脈動には製品毎に許容値が存在するので、その許容値以下になるように、本実施形態の電流位相βを周期的に変化させる範囲を、１回転中にＯＮ／ＯＦＦさせる事も可能である。
　図８に、本実施形態に係る発明を部分的に用いた場合を示す。図８に右図は左図におけるβ＝４５度での平均トルクと等しくなる様に、各電気角において、βを周期的に変化させたグラフである。
　トルク脈動が、平均トルクよりも大きくなる電気角においては、βを変化させてトルク脈動を低減し、トルク脈動が平均トルクよりも小さくなる電気角においては、βを一定（４５度）として、トルク脈動は低減していない。右図におけるリップル率は５％であり、本実施形態に係る発明を用いていない図４の１２％と比べて、７％低減出来ている。一方、平均トルクは３８２Ｎｍであり、本発明を用いていない図４の３８８Ｎｍと比べて２％しか低下しない。
　以上の説明は本発明の実施形態の例であり、本発明はこれらの実施形態に限定されない。当業者であれば、本発明の特徴を損なわずに様々な変形実施が可能である。
　図９に本実施形態による回転電機の駆動装置を搭載したハイブリッド型電気自動車の概略構成を示す。ハイブリッド電気自動車には、所謂プラグインハイブリッド電気自動車やシリーズハイブリッド電気自動車、ＥＶモードでの走行があるパラレルハイブリッド電気自動車が含まれる。また、電気自動車や燃料電池車等同じ課題を持つものも含まれる。
　回転電機においても、内転型の埋込磁石式回転電機を例に説明しているが、外転型や表面磁石型等、もしくはインダクションモータにも適用できる。また固定子は、分布巻を主に説明しているが、集中巻、波巻、重巻にも適用できるし、極当りのスロット数が３ｎ倍（つまり３，６，９・・・）ではない分数スロットにおいても適用できる。
１…永久磁石式回転電機、２…回転子、３…固定子巻線、４…インバータ、５…直流電源、６…位置検出器、７…レゾルバ、８ａ…相電流検出器、８ｂ…相電流検出器、８ｃ…相電流検出器、９ａ…相電流制御回路、９ｂ…相電流制御回路、９ｃ…相電流制御回路、１０…正弦波発生回路、１１…２相－３相変換回路、１３…トルク脈動記憶装置、１５…Ｆ／Ｖ変換器、１６…速度制御回路、２１２…ハウジング、２１４…エンドブラケット、２１６…軸受、２１８…シャフト、２２６…あて板、２３０…固定子、２３２…固定子鉄心、２３６部…ティース、２４０…スロット、２５２…回転子鉄心、２５４…永久磁石、２５７…磁気的空隙

Claims (8)

  1. 　回転電機の回転子の磁極位置に応じた正弦波信号を発生する正弦波発生回路と、
    　速度指令と実速度情報に基づいたトルク指令と前記正弦波信号に基づいて電流指令を発生する電流指令回路と、
    　前記電流指令と回転電機の固定子巻線の電流検出信号に基づいて当該固定子巻線に正弦波電流を流すように、当該固定子巻線と直流電源の間に介在されるインバータ回路を制御する電流制御回路と、を備え、
    　前記電流制御回路は、前記回転電機が所定のトルク、所定の回転数にて駆動している際に、前記正弦波電流の電流位相が周期的に変化させる回転電機の制御装置。
  2. 　請求項１に記載の回転電機の制御装置において、
    　前記電流制御回路は、１回転中の前記回転電機の固定子のスロット数もしくは、１回転中の前記回転電機の固定子のスロット数／毎極毎相スロット数にて、前記電流位相が周期的に変化させる回転電機の制御装置。
  3. 　請求項１に記載の回転電機の制御装置において、
    　前記電流制御回路は、１回転中の前記回転電機の回転子と固定子のスロットコンビネーション数にて、前記電流位相が周期的に変化させる回転電機の制御装置。
  4. 　請求項１から３のいずれかに記載の回転電機の制御装置において、
    　前記電流制御回路は、一定の電流値において、前記電流位相が周期的に変化させる回転電機の制御装置。
  5. 　請求項１から４のいずれかに記載の回転電機の制御装置において、
    　最大トルクを発生する電流位相をβｔｍａｘとすると、前記電流位相βが周期的に変化する範囲が、βｔｍａｘ≦βである回転電機の制御装置。
  6. 　請求項１から４のいずれかに記載の回転電機の制御装置において、
    　最大トルクを発生する電流位相をβｔｍａｘとすると、電流位相βが周期的に変化する範囲が、β≦βｔｍａｘである回転電機の制御装置。
  7. 　請求項１ないし４のいずれかに記載の回転電機の制御装置において、
    　トルク脈動が一定である期間は前記電流位相が変化させ、トルク脈動が変化する期間は前記電流位相を一定であり、前記電流位相が周期的に変化させる回転電機の制御装置。
  8. 　回転電機の回転子の磁極位置に応じた正弦波信号を発生させ、
    　速度指令と実速度情報に基づいたトルク指令と前記正弦波信号に基づいて電流指令を発生させ、
    　前記電流指令と回転電機の固定子巻線の電流検出信号に基づいて当該固定子巻線に正弦波電流を流すように、当該固定子巻線と直流電源の間に介在されるインバータ回路を制御する回転電機の制御方法であって、
    　前記回転電機が所定のトルク、所定の回転数にて駆動している際に、前記正弦波電流の電流位相が周期的に変化させる回転電機の制御方法。
    　　
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