WO2018142649A1 - 多重３相インバータ型モータ装置 - Google Patents

多重３相インバータ型モータ装置 Download PDF

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WO2018142649A1
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phase inverter
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田中　正一
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田中　正一
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    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
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    • H02P25/20—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring with arrangements for switching the windings, e.g. with mechanical switches or relays for pole-changing
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    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present invention relates to an inverter drive motor device, and more particularly to a multiple three-phase inverter motor device having a plurality of three-phase inverters.
  • variable speed motors require low speed and high torque characteristics and a wide speed range.
  • the motor torque is improved by increasing the number of turns or the number of poles.
  • increasing the number of turns or the number of poles reduces the speed range because of the increased back electromotive force.
  • This problem is solved by switching the number of turns or the number of poles.
  • switching the number of turns or the number of poles requires special switching circuits with high manufacturing costs and high power losses.
  • variable speed motors such as traction motors are strongly required to reduce power loss. Generally, motor loss is reduced by increasing motor weight. However, traction motors strongly require a reduction in motor weight.
  • Patent Document 1 proposes a six-phase motor having two three-phase windings separately connected to two three-phase inverters.
  • Patent Document 2 proposes a six-phase motor having a six-phase inverter that drives two three-phase coils having a common neutral point.
  • Patent Document 3 proposes a pole number switching type 6-phase synchronous motor connected to a 6-phase inverter.
  • Patent Document 4 proposes a pole number switching type 6-phase induction motor connected to a 6-phase inverter.
  • Patent Document 5 proposes a pole number switching type 6-phase synchronous motor connected to a 6-phase inverter. These pole number switching type six-phase motors output a three-phase voltage in the double-pole mode and a six-phase voltage in the non-double-pole mode.
  • Patent Document 6 proposes a double three-phase motor. Two phase coils of opposite phases are wound in the same slot of the stator core.
  • a double sided three-phase motor connected to two three-phase inverters is known as another example of a motor device having two three-phase inverters.
  • the conventional six-phase motor with two three-phase inverters and two three-phase windings is more complex than a basic three-phase motor with one three-phase inverter and one three-phase winding. Requires structure and complex control technology.
  • variable speed motors such as traction motors require low speed and high torque characteristics, wide speed range, power loss, weight, and reduced manufacturing costs.
  • an inverter device composed of a plurality of three-phase inverters can select a serial mode and a parallel mode.
  • the series mode the plurality of intermediate potential legs of the inverter device outputs a predetermined intermediate voltage.
  • the fact that the output voltages of these intermediate potential legs are substantially equal to each other means that the output terminals of these intermediate potential legs are connected in a pseudo manner. Therefore, the series mode artificially increases the number of turns of the stator coil.
  • each intermediate potential leg is PWM switched with a duty ratio of about 50%.
  • the upper arm transistor of each intermediate potential leg has the same on period, and the lower arm transistor of each intermediate potential leg has the same on period. Thereby, the ripple of a power supply current is reduced.
  • two three-phase inverters are separately connected to two three-phase coils.
  • Each of the two three-phase inverters has one intermediate potential leg.
  • the two intermediate potential legs output phase voltages in opposite phases in the parallel mode in which the two three-phase coils are operated independently.
  • the two three-phase coils can be pseudo-connected in series through the two intermediate potential legs in the series mode.
  • a predetermined bias voltage is added to each of the output voltages of the three legs of the three-phase inverter. Thereby, the phase current in the series mode becomes equal to the phase current in the parallel mode.
  • Two predetermined legs that output two phase voltages having opposite phases can always be selected as intermediate potential legs.
  • the leg selected as the intermediate potential leg can also be changed periodically.
  • the phase voltage command value in the 6-phase mode, the phase current command value in the 6-phase mode, or the rotor rotation angle can be employed.
  • the time when the two phase voltages or the two phase currents are equal is selected as the switching timing of the intermediate potential leg.
  • the time point at which one phase voltage is half of the power supply voltage is selected as the switching timing of the intermediate potential leg.
  • the time when one phase current becomes zero is selected as the switching timing of the intermediate potential leg.
  • the parallel mode comprises a four-phase mode.
  • the highest potential leg belonging to one of the two three-phase inverters maintains a duty ratio of 100%, and the lowest potential leg belonging to the other maintains a duty ratio of 0%. This reduces both leakage current and inverter loss.
  • switching between the serial mode and the four-phase mode is performed gradually. Thereby, the switching shock is reduced.
  • each of the two three-phase coils has a substantially semi-cylindrical shape.
  • the two three-phase coils are separately concentrated and wound around two cylindrical stator cores that are axially adjacent to each other.
  • the three phase coils belonging to one of the two three-phase coils are displaced by half the phase coil pitch in the circumferential direction compared to the three phase coils belonging to the other.
  • copper loss is reduced.
  • the two three-phase coils face a rotor wound with a common saddle coil. Thereby, the motor weight is reduced.
  • tandem concentrated winding six-phase coils These two three-phase coils that are axially adjacent to each other are called tandem concentrated winding six-phase coils.
  • This tandem concentrated winding 6-phase coil can be employed by a 6-phase motor that does not execute the serial mode. Furthermore, this tandem concentrated winding 6-phase coil can be connected to one common 3-phase inverter.
  • the number of stator poles is doubled by adjusting the phase of the six phase voltages output from the two three-phase inverters. Thereby, both pole number switching and winding number switching can be performed.
  • three three-phase inverters are separately connected to three three-phase coils.
  • each three-phase inverter has one intermediate potential leg.
  • the three intermediate potential legs output three phase voltages having different phases in the parallel mode.
  • two three-phase inverters are separately connected to both ends of a double-sided three-phase coil.
  • three legs belonging to one of the two three-phase inverters are intermediate potential legs.
  • each intermediate potential leg outputs an intermediate voltage in series mode that is approximately equal to the neutral voltage of the star connected three-phase coil.
  • one of the two three-phase inverters outputs the highest voltage or the lowest voltage in parallel mode.
  • two three-phase coils are separately concentrated and wound around two cylindrical stator cores that are axially adjacent to each other.
  • the two three-phase coils face a common rotor.
  • the phase coil of the first three-phase coil is displaced by half the phase coil pitch in the circumferential direction compared to the phase coil of the second three-phase coil. Thereby, copper loss is reduced. It is important that the circumferential position of the rotor is a reference for this circumferential displacement of the half phase coil.
  • the permanent magnet of the first rotor facing the first three-phase coil is displaced by half the phase coil pitch in the circumferential direction compared to the permanent magnet of the second rotor facing the second three-phase coil.
  • the phase coil of the first three-phase coil can have the same circumferential position as the phase coil of the second three-phase coil.
  • the motor having the tandem concentrated winding 6-phase coil is suitable for a slim traction motor disposed under the floor of an electric vehicle, for example.
  • the two three-phase coils face a rotor wound with a common saddle coil.
  • the tandem concentrated winding 6-phase coil can be employed by a conventional 6-phase motor that does not execute the series mode.
  • the six phase coils of the tandem concentrated winding six phase coil can be driven by one three-phase inverter. Therefore, the tandem concentrated winding 6-phase coil is substantially a tandem concentrated winding 3-phase coil.
  • FIG. 1 is a wiring diagram illustrating a motor device according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing six phase coils wound around a cylindrical stator core.
  • FIG. 3 is a timing chart showing six gate signals transmitted to two three-phase inverters.
  • FIG. 4 is a waveform diagram showing an example of six phase voltages applied by two three-phase inverters.
  • FIG. 5 is a wiring diagram for explaining the serial mode.
  • FIG. 6 is a vector diagram showing four-phase voltage vectors in the series mode.
  • FIG. 7 is a vector diagram showing four-phase voltage vectors in the series mode.
  • FIG. 8 is a vector diagram showing four-phase voltage vectors in the series mode.
  • FIG. 9 is a wiring diagram showing a PWM switching operation of two intermediate potential legs in the series mode.
  • FIG. 9A shows the current flow during a period in which the two upper arm transistors of the intermediate potential leg are simultaneously turned on
  • FIG. 19B shows the current flow in the dead time
  • FIG. The current flow during the period when two lower arm transistors of the potential leg are simultaneously turned on is shown.
  • FIG. 10 is a wiring diagram for illustrating the power generation operation in the series mode.
  • FIG. 11 is a waveform diagram showing an example of six phase currents supplied by two three-phase inverters.
  • FIG. 12 is a schematic diagram showing a smooth change operation from the serial mode to the four-phase mode.
  • FIG. 13 is a schematic diagram showing a smooth change operation from the four-phase mode to the series mode.
  • FIG. 14 is a development view showing a double pole mode of the concentrated winding 6-phase motor.
  • FIG. 15 is a development view showing a non-double pole mode of the concentrated winding 6-phase motor.
  • FIG. 16 is a vector diagram showing six phase currents in the double pole mode.
  • FIG. 17 is a vector diagram showing three phase magnetic fields in the double pole mode.
  • FIG. 18 is a vector diagram showing six phase currents in the non-double pole mode.
  • FIG. 19 is a vector diagram showing six phase magnetic fields in the non-double pole mode.
  • FIG. 20 is an axial sectional view showing a tandem induction motor having a tandem concentrated winding 6-phase coil.
  • FIG. 21 is a development view showing a double pole mode of the tandem induction motor.
  • FIG. 22 is a development view showing a non-double pole mode of the tandem induction motor.
  • FIG. 23 is a development view showing a tandem concentrated winding 6-phase coil.
  • FIG. 24 is a developed view showing a conventional concentrated winding 6-phase coil as a comparative example.
  • FIG. 25 is a schematic axial sectional view showing a saddle-shaped rotor of this tandem induction motor.
  • FIG. 26 is a front view showing a coil end portion of the saddle type rotor.
  • FIG. 27 is a front view showing one three-phase inverter connected to one three-phase coil of a tandem concentrated winding six-phase coil.
  • FIG. 28 is an axial cross-sectional view showing one leg of this three-phase inverter.
  • FIG. 29 is a wiring diagram illustrating the motor device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 29 is a wiring diagram illustrating the motor device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 30 is a schematic diagram showing the arrangement of nine phase coils wound around a cylindrical stator core.
  • FIG. 31 is a schematic diagram illustrating a series mode of the motor device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 32 is a vector diagram showing a vector of each phase voltage in the series mode.
  • FIG. 33 is a schematic diagram showing a current flow during a period in which the upper arm transistors of the three intermediate potential legs are turned on.
  • FIG. 34 is a schematic diagram showing a current flow during a period in which the lower arm transistors of the three intermediate potential legs are turned on.
  • FIG. 35 is a timing chart showing waveforms of nine phase voltages in the parallel mode.
  • FIG. 36 is a wiring diagram illustrating the motor device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 37 is a timing chart showing each phase voltage in the series mode.
  • FIG. 38 is a vector diagram for explaining the serial mode.
  • FIG. 39 is a schematic wiring diagram showing the flow of one phase current in the 2-leg switching mode.
  • FIG. 40 is a schematic wiring diagram showing the flow of one phase current in the 2-leg switching mode.
  • FIG. 41 is a schematic wiring diagram showing the flow of one phase current in the 2-leg switching mode.
  • FIG. 42 is a schematic wiring diagram showing the flow of one phase current in the 2-leg switching mode.
  • FIG. 43 is a schematic wiring diagram showing the flow of one phase current in the one-leg switching mode.
  • FIG. 44 is a schematic wiring diagram showing the flow of one phase current in the one-leg switching mode.
  • FIG. 45 is a schematic wiring diagram showing the flow of one phase current in the one-leg switching mode.
  • FIG. 46 is a schematic wiring diagram showing the flow of one phase current in the one-leg switching mode.
  • FIG. 1 is a wiring diagram of the six-phase motor device according to the first embodiment.
  • the stator coil which is a symmetric 6-phase coil, comprises three-phase coils 1 and 2 having a star connection (Wye type).
  • a three-phase coil 1 having a neutral point N1 includes a U-phase coil 1U, a V-phase coil 1V, and a W-phase coil 1W.
  • the three-phase coil 2 having a neutral point N2 includes a -U phase coil 2U, a -V phase coil 2V, and a -W phase coil 2W.
  • Six phase coils 1U-2W having the same number of turns are wound around the stator core by concentrated winding or distributed winding.
  • Each of the three-phase coils 1 and 2 can adopt a delta connection type.
  • the six phase coils 1U-2W are arranged in an electrical angle range of 360 degrees.
  • the electrical angle between U phase coil 1U and -U phase coil 2U is 180 degrees
  • the electrical angle between V phase coil 1V and -V phase coil 2V is 180 degrees
  • W phase coil 1W and -W phase The electrical angle between the coils 2W is 180 degrees.
  • the electrical angle between any two of the U-phase coil 1U, V-phase coil 1V, and W-phase coil 1W is 120 degrees
  • -U-phase coil 2U, -V-phase coil 2V, and -W-phase coil 2W The electrical angle between any two of them is 120 degrees.
  • the three-phase coils 1 and 2 are wound separately on two parts of the stator core.
  • the U-phase coil 1U and the -U-phase coil 2U are arranged at the same electrical angle.
  • the winding direction of the -U phase coil is opposite to the winding direction of the U phase coil 1U.
  • the phase magnetic field formed by the phase coil 1U has the same direction as the phase magnetic field formed by the phase coil 2U.
  • the three-phase coil 1 is connected to the three-phase inverter 3, and the three-phase coil 2 is connected to the three-phase inverter 4.
  • the three-phase inverters 3 and 4 that are voltage source inverters constitute a six-phase inverter.
  • the controller 100 transmits gate signals S1-S6 for pulse width modulation (PWM) switching to the inverters 3 and 4 to which the positive DC power supply voltage Vd is applied.
  • PWM pulse width modulation
  • the inverter 3 includes a U-phase leg 3U, a V-phase leg 3V, and a W-phase leg 3W.
  • the inverter 4 includes a ⁇ U phase leg 4U, a ⁇ V phase leg 4V, and a ⁇ W phase leg 4W.
  • Each leg 3U-4W is one of the upper arm transistors (3UU, 3VU, 3WU, 4UU, 4VU, and 3WU) and lower arm transistors (3UL, 3VL, 3WL, 4UL, 4VL, and 3WL) connected in series. It consists of a half bridge consisting of Antiparallel diodes are separately connected to the upper arm transistor and the lower arm transistor.
  • U-phase leg 3U and -U-phase leg 4U form a symmetric pair
  • V-phase leg 3U and -V-phase leg 4U form a symmetric pair
  • W-phase leg 3W and -W-phase leg 4W form a symmetric pair.
  • the phase current I1 that is the U-phase current IU has a phase opposite to that of the phase current I4 that is the -U-phase current (-IU).
  • the phase current I2 that is the V-phase current IV has a phase opposite to that of the phase current I5 that is the -V phase current (-IV).
  • the phase current I3 that is the W-phase current IW has a phase opposite to that of the phase current I6 that is the -W-phase current (-IW).
  • the electrical angle between any two of the phase currents I1, I2, and I3 is 120 degrees.
  • the electrical angle between any two of the phase currents I4, I5, and I6 is 120 degrees.
  • the U-phase leg 3U applies a phase voltage V1 to the phase coil 1U and supplies a phase current I1.
  • the V-phase leg 3V applies a phase voltage V2 to the phase coil 1V and supplies a phase current I2.
  • the W-phase leg 3W applies a phase voltage V3 to the phase coil 1W and supplies a phase current I3.
  • -U-phase leg 4U applies phase voltage V4 to phase coil 2U and supplies phase current I4.
  • -V-phase leg 4V applies phase voltage V5 to phase coil 2V and supplies phase current I5.
  • -W-phase leg 4W applies phase voltage V6 to phase coil 2W and supplies phase current I6.
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing one winding example of the three-phase coils 1 and 2.
  • the three-phase coils 1 and 2 are wound around the stator core 71 of the inner rotor type radial gap motor.
  • the semi-cylindrical three-phase coil 1 is wound around one half of a cylindrical stator core 71.
  • the semi-cylindrical three-phase coil 2 is wound around the other half of the cylindrical stator core 71.
  • each of the three-phase coils 1 and 2 is half of a conventional three-phase stator coil.
  • the three-phase coil 2 is wound in the opposite direction to the three-phase coil 1. Therefore, when the two phase currents of a symmetric pair have opposite directions, the magnetic fields formed by the symmetric pair have the same phase.
  • FIG. 3 is a timing chart showing an example of the gate signals S1-S6.
  • Controller 100 outputs PWM gate signals S1-S6 to three-phase inverters 3 and 4 based on the rotor angle, rotor speed, and torque command.
  • the gate signal S1 is applied to the upper arm transistor 3UU of the leg 3U and the lower arm transistor 4UL of the leg 4U.
  • the gate signal S2 is applied to the lower arm transistor 3UL of the leg 3U and the upper arm transistor 4UU of the leg 4U.
  • the gate signal S3 is applied to the upper arm transistor 3VU of the leg 3V and the lower arm transistor 4VL of the leg 4V.
  • the gate signal S4 is applied to the lower arm transistor 3VL of the leg 3V and the upper arm transistor 4VU of the leg 4V.
  • the gate signal S5 is applied to the upper arm transistor 3WU of the leg 3W and the lower arm transistor 4WL of the leg 4W.
  • the gate signal S6 is applied to the lower arm transistor 3WL of the leg 3W and the upper arm transistor 4WU of the leg 4W. As is well known, the gate signals S1-S6 are each level shifted and then applied separately to the six upper arm transistors (3UU, 4UU, 3VU, 4VU, 3WU, and 4WU).
  • Gate signals S1 and S2 have complementary waveforms except for dead time TdU
  • gate signals S3 and S4 have complementary waveforms except for dead time TdV
  • gate signals S5 and S6 exclude dead time TdW. It has a complementary waveform. Both gate signals S1 and S2 are low level at dead time TdU, both gate signals S3 and S4 are low level at dead time TdV, and both gate signals S5 and S6 are low level at dead time TdW.
  • the controller 100 can perform PWM switching of the two three-phase inverters 3 and 4 with only six gate signals S1 to S6.
  • the controller 100 has a serial mode and a parallel mode.
  • the three-phase coils 1 and 2 are connected in parallel in the parallel mode.
  • Three-phase coils 1 and 2 are connected in a pseudo manner in series mode.
  • the parallel mode includes a 6-phase mode and a 4-phase mode. In the series mode and the four-phase mode, two of the six phase voltages are fixed at a predetermined potential.
  • FIG. 4 is a timing chart showing waveforms of six phase voltages V1-V6 in one cycle period of the six-phase mode.
  • This one cycle period has six time points t11-t16.
  • Time t11 corresponds to an electrical angle of 30 degrees.
  • the time point t12 corresponds to an electrical angle of 90 degrees.
  • the time point t13 corresponds to an electrical angle of 150 degrees.
  • Time t14 corresponds to an electrical angle of 210 degrees.
  • Time t15 corresponds to an electrical angle of 270 degrees.
  • Time t16 corresponds to an electrical angle of 330 degrees.
  • the leg that outputs the phase voltage with the highest potential is called the highest potential leg.
  • the leg that outputs the lowest phase voltage is called the lowest potential leg.
  • the lowest potential leg of the three-phase inverter 3 and the highest potential leg of the three-phase inverter 4 output the intermediate voltage Vm.
  • the intermediate voltage Vm is equal to approximately half of the power supply voltage Vd of the power supply (not shown).
  • the highest potential leg and the lowest potential leg in which the phase voltage is fixed to the intermediate voltage Vm are called intermediate potential legs. Therefore, the PWM duty ratio of the intermediate potential leg is almost 50%.
  • phase voltages V3 and V6 are fixed to the intermediate voltage Vm in the first period (t11-t13).
  • the phase voltages V1 and V4 are fixed to the intermediate voltage Vm in the second period (t13-t15).
  • the phase voltages V2 and V5 are fixed to the intermediate voltage Vm in the third period (t15-t11).
  • phase voltages V1-V6 mean phase voltage command values in the six-phase mode.
  • the bias voltage (Vm ⁇ V3) is added to the phase voltages V1 and V2.
  • the bias voltage (Vm ⁇ V1) is added to the phase voltages V2 and V3.
  • the bias voltage (Vm ⁇ V2) is added to the phase voltages V1 and V3.
  • the bias voltage (Vm ⁇ V6) is added to the phase voltages V4 and V5.
  • the bias voltage (Vm ⁇ V4) is added to the phase voltages V5 and V6.
  • the bias voltage (Vm ⁇ V5) is added to the phase voltages V4 and V6.
  • the two intermediate potential legs are alternated every 120 electrical degrees. Further, the bias voltage is changed every 120 degrees of electrical angle.
  • FIG. 5 is a wiring diagram showing the flow of each phase current in the first period T1 of the first series mode.
  • Legs 3W and 4W which are intermediate potential legs, each have a duty ratio of 50%.
  • the three-phase coils 1 and 2 are connected in series through the legs 3W and 4W in the first period, are connected in series through the legs 3U and 4U in the second period, and are connected in series through the legs 3V and 4V in the third period.
  • FIGS. 6 to 8 indicate the vectors of the new phase voltages V1 to V6 in the first series mode.
  • This new phase voltage means a phase voltage to which a bias voltage is added.
  • FIG. 6 is a schematic vector diagram showing new phase voltages V1-V6 in the third period.
  • FIG. 7 is a vector diagram showing new phase voltages V1-V6 in the second period.
  • FIG. 8 is a vector diagram showing new phase voltages V1-V6 in the first period.
  • Phase voltage VU is applied to phase coil 1U
  • phase voltage VV is applied to phase coil 1V
  • phase voltage VW is applied to phase coil 1W.
  • the phase voltage -VU is applied to the phase coil 2U
  • the phase voltage -VV is applied to the phase coil 2V
  • the phase voltage -VW is applied to the phase coil 2W.
  • the stator coil composed of the three-phase coils 1 and 2 generates twice the counter electromotive force in the series mode as compared with the parallel mode. This means that the number of turns of the stator coil is doubled in the series mode. Therefore, the first series mode is suitable in the low speed and high torque region.
  • FIG. 9 is a schematic diagram showing phase currents I3 and I6 flowing through two intermediate potential legs in the first period. Solid lines with arrows indicate the directions of the W-phase current I3 and the -W-phase current I6 in the first period.
  • FIG. 9A shows an upper arm on period in which the upper arm transistor 3WU of the leg 3W and the upper arm transistor 4WU of the leg 4W are turned on. The on periods of the two upper arm transistors 3WU and 4WU coincide with each other.
  • FIG. 9B shows the dead time when the transistors of the legs 3W and 4W are turned off.
  • FIG. 9C shows a lower arm on period in which the lower arm transistor 3WL of the leg 3W and the lower arm transistor 4WL of the leg 4W are turned on. The on periods of the two lower arm transistors 3WL and 4WL are the same.
  • the two intermediate potential legs have the same switching mode in the first series mode. Thereby, one of the two intermediate potential legs can supply the phase current to the other except the dead time period. Eventually, it is understood that the intermediate potential leg does not receive current from the power supply except in dead time in series mode. The current ripple of the power supply is reduced and the loss of the smoothing capacitor is reduced.
  • FIG. 10 shows a power generation period in the first series mode.
  • the generated current shown by the solid line with the arrow flows from the legs 4U and 4V to the legs 3U and 3V through the intermediate potential legs 3W and 4W.
  • Each generated voltage of the three-phase coils 1 and 2 is lower than the power supply voltage Vd of the DC power supply.
  • the duty ratio of the lowest potential leg is fixed at 0%, and the duty ratio of the highest potential leg is fixed at 100%.
  • a predetermined bias voltage is added to the remaining four phase voltages.
  • the bias voltage (VL-V3) is added to the phase voltages V1 and V2, respectively.
  • the bias voltage (VL-V1) is added to the phase voltages V2 and V3, respectively.
  • the bias voltage (VL-V2) is added to the phase voltages V1 and V3, respectively.
  • the bias voltage (VH ⁇ V6) is added to the phase voltages V4 and V5, respectively.
  • the bias voltage (VH ⁇ V4) is added to the phase voltages V5 and V6, respectively.
  • the bias voltage (VH ⁇ V5) is added to the phase voltages V4 and V6, respectively.
  • the operation of the first series mode and the first four-phase mode is essentially the same.
  • the output voltage of the lowest potential leg of the three-phase inverter 3 and the highest potential leg of the three-phase inverter 4 is fixed to the intermediate potential Vm in the first series mode, and is set to the lowest potential VL or the highest potential VH in the first four-phase mode. Fixed.
  • the fact that the operation of the first series mode and the first four-phase mode is essentially equal means that the change between the first series mode and the first four-phase mode is easy. Switching between the first series mode and the first four-phase mode can be smoothly performed by slowly changing the bias voltage.
  • the leg that outputs the phase voltage having the minimum amplitude in the six-phase mode is employed as the intermediate potential leg.
  • the legs 3V and 4V are intermediate potential legs.
  • the legs 3U and 4U are intermediate potential legs.
  • the legs 3W and 4W are intermediate potential legs.
  • the legs 3V and 4V are intermediate potential legs.
  • the legs 3U and 4U are intermediate potential legs.
  • the legs 3W and 4W are intermediate potential legs.
  • the legs 3W and 4W are always the intermediate potential legs.
  • a predetermined bias voltage is added to the phase voltage output by the other four legs.
  • the leg 3U outputs a phase voltage (V1-V3 + Vm)
  • the leg 3V outputs a phase voltage (V2-V3 + Vm).
  • the leg 4U outputs a phase voltage (V4-V6 + Vm)
  • the leg 4V outputs a phase voltage (V5-V6 + Vm).
  • the six phase voltages V1-V6 are alternating voltages in the six-phase mode. According to the third series mode, switching of the intermediate potential leg can be omitted.
  • the fourth serial mode will be described with reference to FIG.
  • the phase voltages V1 and V4 are fixed to the intermediate voltage Vm during a period from time t1 when the phase voltage V3 becomes zero to time t2 when the phase voltage V2 becomes zero.
  • the phase voltages V3 and V6 are fixed to the intermediate voltage Vm during a period from time t2 when the phase voltage V2 becomes zero to time t3 when the phase voltage V1 becomes zero.
  • the phase voltages V2 and V5 are fixed to the intermediate voltage Vm during a period from time t3 when the phase voltage V1 becomes zero to time t1 when the phase voltage V3 becomes zero.
  • phase voltages V2 and V3 are shifted by the amplitude of the phase voltage V1 in the period (t1-t2).
  • the phase voltages V5 and V6 are shifted by the amplitude of the phase voltage V4 in the period (t1-t2).
  • the phase voltages V1 and V2 are shifted by the amplitude of the phase voltage V3 in the period (t2-t3).
  • the phase voltages V4 and V5 are shifted by the amplitude of the phase voltage V6 in the period (t2-t3).
  • the phase voltages V1 and V3 are shifted by the amplitude of the phase voltage V2 in the period (t3-t1).
  • the power source current supplied from the DC power source to the three-phase inverters 3 and 4 is almost halved.
  • the bias voltage changes rapidly at times t1, t2, and t3.
  • changes in phase voltage V1-V3 have equal amplitude and opposite direction compared to changes in phase voltage V4-V6.
  • the leakage current of this 6-phase motor is reduced.
  • the second four-phase mode will be described with reference to FIG.
  • a predetermined bias voltage is added to the remaining four phase voltages.
  • FIG. 11 shows waveforms of six phase currents I1-I6 in the six-phase mode.
  • the legs 1U and 2U that output the phase currents I1 and I4 become intermediate potential legs in the first period (t1-t2) and the fourth period (t4-t5).
  • Legs 1W and 2W that output phase currents I3 and I6 become intermediate potential legs in the second period (t2-t3) and the fifth period (t5-t6).
  • Legs 1V and 2V that output phase currents I2 and I5 become intermediate potential legs in the third period (t3-t4) and the sixth period (t6-t1).
  • the power source current supplied from the DC power source to the inverters 3 and 4 is halved compared to the power source current in the six-phase mode.
  • FIG. 12 is a timing chart showing smooth switching from the serial mode period TS to the four-phase mode period T4. The change from the intermediate potential Vm to the highest potential VH and the lowest potential VL is executed slowly in the transition period Tt.
  • FIG. 13 is a timing chart showing smooth switching from the four-phase mode period T4 to the series mode period TS. The change from the highest potential VH and the lowest potential VL to the intermediate potential Vm is performed slowly.
  • FIGS. 14 and 15 are schematic wiring diagrams showing an example of a pole number switching six-phase motor device capable of switching both the number of poles and the number of turns.
  • This 6-phase motor device adopts both the serial mode and the double pole mode in the low speed and high torque region, adopts either the parallel mode or the non-double pole mode in the medium speed region, and adopts the parallel mode and the non-double in the high speed region.
  • the double pole mode has twice as many stator poles as the non-double pole mode.
  • the six phase coils 1U-2W of the stator coil are concentrated and wound around the six salient poles 60 separately.
  • the phase coil 1U-2W can also employ distributed winding.
  • the phase coils 1U, 1V, and 1W of the three-phase coil 1 are separately wound around odd-numbered salient poles 60.
  • the phase coils 2U, 2V, and 2W of the three-phase coil 2 are separately wound around the even-numbered salient poles 60.
  • FIG. 14 shows the double pole mode.
  • the leg 3U supplies a phase current I1, which is a U-phase current IU, to the phase coil 1U.
  • the leg 4W supplies a phase current I6, which is a -W phase current (-IW), to the phase coil 2W.
  • the leg 3V supplies a phase current I2, which is a V-phase current IV, to the phase coil 1V.
  • the leg 4U supplies a phase current I4, which is a -U phase current (-IU), to the phase coil 2U.
  • the leg 3W supplies a phase current I3, which is a W-phase current IU, to the phase coil 1W.
  • the leg 4V supplies a phase current I5, which is a -V phase current (-IV), to the phase coil 2V.
  • FIG. 16 shows vectors of six phase currents I1-I6.
  • the phase coil 1U forms a phase magnetic field H1, and the phase coil 2W forms a phase magnetic field H6.
  • the phase coil 1V forms a phase magnetic field H2, and the phase coil 2U forms a phase magnetic field H4.
  • the phase coil 1W forms a phase magnetic field H3, and the phase coil 2V forms a phase magnetic field H5.
  • the phase coils 2U, 2V, and 2W are wound in opposite directions to the phase coils 1U, 1V, and 1W. Therefore, the phase magnetic fields H1 and H4 are U-phase magnetic fields, the phase magnetic fields H6 and H3 are W-phase magnetic fields, and the phase magnetic fields H2 and H5 are V-phase magnetic fields.
  • FIG. 17 shows the vectors of the phase magnetic fields H1-H6. After all, one salient pole pitch corresponds to an electrical angle of 120 degrees in the double pole mode.
  • FIG. 15 shows a non-double pole mode.
  • the leg 3U supplies a phase current I1, which is a U-phase current IU, to the phase coil 1U.
  • the leg 4W supplies a phase current I5, which is a V-phase current IV, to the phase coil 2W.
  • the leg 3V supplies a phase current I3, which is a W-phase current IW, to the phase coil 1V.
  • the leg 4U supplies a phase current I4, which is a U-phase current IU, to the phase coil 2U.
  • the leg 3W supplies a phase current I2, which is a V-phase current IV, to the phase coil 1W.
  • the leg 4V supplies a phase current I6, which is a W-phase current IW, to the phase coil 2V.
  • FIG. 18 shows vectors of six phase currents I1-I6.
  • the phase coil 1U forms a U-phase magnetic field H1
  • the phase coil 2W forms a -V-phase magnetic field H5.
  • the phase coil 1V forms a W-phase magnetic field H3
  • the phase coil 2U forms a -U-phase magnetic field H4.
  • Phase coil 1W forms a V-phase magnetic field H2
  • phase coil 2V forms a -W-phase magnetic field H6.
  • Phase coils 2U, 2V, and 2W are wound in opposite directions to phase coils 1U, 1V, and 1W.
  • FIG. 19 shows the vectors of the phase magnetic fields H1-H6. After all, one salient pole pitch corresponds to an electrical angle of 60 degrees in this non-double pole mode.
  • the number of poles can be switched by inverting the phase voltage of the three-phase inverter 4 and exchanging the two phases of the three-phase inverter 3 and the two phases of the inverter 4. It becomes.
  • the winding direction of the three-phase coil 2 is opposite to the winding direction of the three-phase coil 1.
  • the six-phase motor including the first and second embodiments requires a complicated wiring structure as compared with a general three-phase motor. This problem becomes more serious in the double-pole type six-phase motor of the second embodiment in which the stator coil structure shown in FIG. 2 cannot be adopted.
  • the tandem concentrated winding 6-phase coil described by this embodiment solves this problem.
  • FIG. 20 is an axial cross-sectional view showing a saddle type 6-phase induction motor.
  • This induction motor includes two three-phase saddle type induction motors 7 and 8 which are adjacent to each other in the axial direction.
  • the three-phase motor 7 has a stator core 71, concentrated winding three-phase coil 1, rotor core 73, and saddle coil 9.
  • the stator core 71 is fixed to the housing 10.
  • the three-phase coil 1 is wound around the stator core 71.
  • the rotor core 73 is fixed to the rotating shaft 12.
  • the three-phase motor 8 includes a stator core 81, concentrated winding three-phase coil 2, a rotor core 83, and a saddle coil 9.
  • the stator core 81 is fixed to the housing 10.
  • Three-phase coil 2 is wound around stator core 81.
  • the rotor core 83 is fixed to the rotary shaft 12 supported by the housing 10.
  • a ring-shaped spacer 15 fixed to the housing 10 is sandwiched between stator cores 71 and 81.
  • the ring-shaped spacer 16 fixed to the rotating shaft 12 is sandwiched between the rotor cores 73 and 83.
  • spacers 15 and 16 made of aluminum alloy form an idle space between the two stator cores 71 and 81.
  • FIG. 21 and 22 are development views showing examples of windings of the three-phase coils 1 and 2.
  • FIG. The stator core 71 has six salient poles 79, and the stator core 81 has six salient poles 89.
  • the three-phase coil 1 is wound around the salient pole 79, and the three-phase coil 2 is wound around the salient pole 89.
  • the salient poles 79 and 89 can be called teeth or stator poles.
  • the salient pole 79 is disposed between the two salient poles 89 in the circumferential direction. In other words, the salient pole 79 is shifted from the salient pole 89 by a half of the salient pole pitch (Tp) in the circumferential direction.
  • Tp salient pole pitch
  • FIG. 21 shows the phase current in the double pole mode.
  • This double pole mode is essentially equal to the double pole mode shown in FIG.
  • FIG. 22 shows the phase current in the non-double pole mode.
  • This non-double pole mode is essentially equal to the non-double pole mode shown in FIG. Therefore, this tandem concentrated winding 6-phase induction motor can perform both the pole number switching and the winding number switching described above.
  • a conventional distributed winding 6-phase coil has a longer coil end than a general distributed winding 3-phase coil. This means an extension of the axial length of the coil end.
  • the conventional concentrated winding 6-phase coil has a bad ratio of the circumferential width and the axial length as compared with a general concentrated winding 3-phase coil.
  • FIG. 23 is a partial development view showing a tandem concentrated winding 6-phase coil
  • FIG. 24 is a partial development view showing a conventional concentrated winding 6-phase coil. Both 6-phase coils have the same axial length L and diameter. Furthermore, each phase coil shown in FIG. 23 has an electrical resistance value almost half that of each phase coil shown in FIG.
  • the salient pole 59 of the stator core 50 shown in FIG. 24 has substantially the same cross-sectional area as the salient pole 79 of the stator core 71 or the salient pole 89 of the stator core 81 shown in FIG.
  • Each of the phase coils 1U-2W shown in FIG. 23 occupies an electrical angle of 120 degrees corresponding to one phase coil pitch.
  • Each of the phase coils 1U-2W shown in FIG. 24 occupies an electrical angle of 60 degrees corresponding to one phase coil pitch.
  • the total weight of the stator cores 71 and 81 is approximately 70% of the total weight of the stator core 50. Similarly, the rotor weight is also reduced.
  • this tandem concentrated winding 6-phase coil realizes a low-loss lightweight motor as compared with the conventional concentrated winding 6-phase coil.
  • the tandem concentrated winding 6-phase coil can have the advantages of the conventional concentrated winding coil and the conventional distributed winding coil.
  • this tandem concentrated winding 6-phase coil can be driven by a single 3-phase inverter 3.
  • U-phase coils 1U and 2U are connected to the U-phase leg of one three-phase inverter.
  • V-phase coils 1V and 2V are connected to the V-phase leg
  • W-phase coils 1W and 2W are connected to the W-phase leg.
  • the permanent magnet type synchronous motor can employ a tandem concentrated winding 6-phase coil shown in FIG.
  • the permanent magnet facing the three-phase coil 1 when the permanent magnet facing the three-phase coil 1 is shifted circumferentially relative to the permanent magnet facing the three-phase coil 2, the difference between the circumferential positions of the three-phase coils 1 and 2 is free.
  • the N pole of the permanent magnet facing the three-phase coil 1 is shifted by an electrical angle of 60 degrees corresponding to the half-phase coil pitch as compared with the N pole of the permanent magnet facing the three-phase coil 2
  • Coils 1U, 1V, and 1W have the same circumferential position as phase coils 2U, 2V, and 2W, respectively.
  • the permanent magnet type synchronous motor employing the tandem concentrated winding 6-phase coil shown in FIG. 23 uses approximately 70% of permanent magnets as compared to the permanent magnet synchronous motor employing the concentrated winding 6-phase coil shown in FIG. To do. Therefore, the manufacturing cost of the motor is reduced.
  • a six-phase motor requires twice as many phase coils as a three-phase motor with the same number of poles. For this reason, the 6-phase motor has the disadvantages of an increase in copper loss, a reduction in the cross-sectional area of the stator teeth, and a complicated wiring structure, compared with a 3-phase motor.
  • the six-phase coil structure shown in FIG. 2 does not have this disadvantage.
  • the pole number doubling motor cannot adopt the six-phase coil structure of FIG.
  • the tandem concentrated winding 6-phase coil is effective in improving the above-mentioned disadvantages of the conventional 6-phase coil. Therefore, the tandem concentrated winding 6-phase coil is suitable for a double-pole 6-phase motor that employs a series mode.
  • FIG. 25 is a schematic cross-sectional view in the axial direction of the saddle rotor
  • FIG. 26 is a schematic side view of the saddle rotor.
  • the saddle coil 9 includes a conductor bar 91 and two end rings 92. Each conductor bar 91 is accommodated in a slot of the rotor cores 73 and 83.
  • One of the two end rings 92 having a ring shape is connected to the front end of the conductor bar 91, and the other is connected to the rear end of the conductor bar 91.
  • the end ring 92 has a blade portion 93 as a cooling fan.
  • FIG. 27 is a front view showing the three-phase inverter 3 fixed to the motor housing 10.
  • FIG. 28 is a side view showing the leg 3U of the three-phase inverter 3.
  • the inverter 3 is fixed to the front end wall of the housing 10.
  • the inverter 4 is fixed to the rear end wall of the housing 10.
  • the three legs 3U, 3V, and 3W are arranged radially around the rotating shaft 12. The illustration of the free wheel diode is omitted.
  • the upper arm transistors 3UU, 3VU, and 3WU are disposed outside the lower arm transistors 3UL, 3VL, and 3WL in the radial direction.
  • Upper Arm Transistor The upper arm transistors 3UU, 3VU, and 3WU are separately sandwiched between a ring-shaped copper plate 501 and an L-shaped output terminal 503-505.
  • the lower arm transistors 3UL, 3VL, and 3WL are sandwiched between a ring-shaped copper plate 502 and output terminals 503-505.
  • the output terminals 503-505 extend into the housing 10 through holes in the housing 10.
  • the copper plates 501 and 502 are fixed to the front end wall of the housing 10 through an insulating sheet.
  • the copper plate 501 is connected to the positive electrode of the DC power source, and the copper plate 502 is connected to the negative electrode of the DC power source.
  • the three-phase inverter 4 has the same structure as the three-phase inverter 3.
  • FIG. 29 is a wiring diagram of the motor device.
  • the stator coil is composed of three three-phase coils 2A, 2B and 2C each of a star connection type (Wye type).
  • a three-phase coil 2A having a neutral point N1 is connected to a three-phase inverter 3A.
  • a three-phase coil 2B having a neutral point N2 is connected to a three-phase inverter 3B.
  • a three-phase coil 2C having a neutral point N3 is connected to a three-phase inverter 3C.
  • the controller 100 having the series mode and the parallel mode PWM-switches the three-phase inverters 3A, 3B, and 3C.
  • the three-phase coil 2A includes a U-phase coil 21A, a V-phase coil 22A, and a W-phase coil 23A.
  • the three-phase coil 2B includes a V-phase coil 21B, a W-phase coil 22B, and a U-phase coil 23B.
  • the three-phase coil 2C includes a W-phase coil 21C, a U-phase coil 22C, and a V-phase coil 23C.
  • the three-phase inverter 3A includes three legs 31A-33A.
  • the three-phase inverter 3B includes three legs 31B-33B.
  • the three-phase inverter 3C includes three legs 31C-33C.
  • Leg 31A applies phase voltage V1 to phase coil 21A and supplies U-phase current IU.
  • the leg 32A applies a phase voltage V2 to the phase coil 22A and supplies a V-phase current IV.
  • the leg 33A applies the phase voltage V3 to the phase coil 23A and supplies the W-phase current IU.
  • Leg 31B applies phase voltage V4 to phase coil 21B and supplies U-phase current IU.
  • the leg 32B applies a phase voltage V5 to the phase coil 22B and supplies a V-phase current IV.
  • the leg 33B applies the phase voltage V6 to the phase coil 23B and supplies the W-phase current IU.
  • the leg 31C applies the phase voltage V7 to the phase coil 21C and supplies the U-phase current IU.
  • the leg 32C applies a phase voltage V8 to the phase coil 22C and supplies a V-phase current IV.
  • the leg 33C applies the phase voltage V9 to the phase coil 23C and supplies the W-phase current IU.
  • FIG. 30 is a schematic wiring diagram showing an arrangement example of the three-phase coils 2A-2C.
  • Nine phase coils 21A-23C are arranged in an electrical angle range of 360 degrees.
  • U-phase coils 21A, 21B, and 21C each occupy an electrical angle of 120 degrees.
  • V-phase coils 22A, 22B, and 22C each occupy 120 electrical angles.
  • W-phase coils 23A, 23B, and 23C each occupy 120 electrical angles.
  • the three-phase coils 2A-2C are essentially equal to the three-phase coils of the conventional three-phase motor.
  • FIG. 31 is a schematic block circuit diagram for explaining the serial mode.
  • the leg 33A that supplies the W-phase current IW the leg 31B that supplies the U-phase current
  • the leg 32C that supplies the V-phase current are intermediate potential legs, each having a duty ratio of 50%.
  • the three phase coils 23A, 21B, and 22C are connected to the virtual neutral point.
  • phase voltages V1 to V9 mean the phase voltages in the parallel mode.
  • a bias voltage (Vm ⁇ V3) is added to the phase voltages V1 and V2, respectively.
  • the bias voltage (Vm ⁇ V4) is added to the phase voltages V5 and V6, respectively.
  • a bias voltage (Vm ⁇ V8) is added to the phase voltages V7 and V9, respectively.
  • FIG. 32 is a vector diagram showing each phase voltage in the series mode. Dashed lines indicate the vectors of phase voltages V1X, V2X, V5X, V6X, V7X, and V9X. The phase voltages applied to the nine phase coils are indicated by solid lines.
  • 33 and 34 are schematic diagrams showing PWM switching operations of the intermediate potential legs 33A, 31B, and 32C in the series mode. Intermediate potential legs 33A, 31B, and 32C each have a duty ratio of 50%.
  • the upper arm transistors of the intermediate potential legs 33A, 31B, and 32C have the same turn-on timing.
  • the lower arm transistors of the intermediate potential legs 33A, 31B, and 32C have the same turn-on timing.
  • FIG. 33 shows an example of a phase current flowing through the upper arm transistors of the intermediate potential legs 33A, 31B, and 32C.
  • FIG. 34 shows an example of a phase current flowing through the lower arm transistors of the intermediate potential legs 33A, 31B, and 32C.
  • FIG. 35 is a timing chart showing the parallel mode.
  • the U-phase voltages V1, V4, and V7 have the same amplitude and phase.
  • the amplitude and phase of the V-phase voltages V2, V5, and V8 are equal to each other.
  • the amplitude and phase of the W-phase voltages V3, V6, and V9 are equal to each other.
  • the three three-phase coils 2A, 2B, and 2C are connected in parallel to each other. As a result, the copper loss of the stator coil is reduced.
  • a transient period is provided between the series mode and the parallel mode.
  • the three bias voltages (Vm ⁇ V3), (Vm ⁇ V4), and (Vm ⁇ V8) are gradually changed.
  • the motor device of this embodiment requiring nine legs is suitable for a large traction motor.
  • the winding number switching type motor apparatus of this embodiment has one double-sided three-phase coil connected to two three-phase inverters.
  • FIG. 36 is a wiring diagram of this double sided three-phase motor device.
  • Three-phase inverters 3 and 4 are connected to a battery 21 and a smoothing capacitor 22.
  • the three-phase inverter 3 includes a U-phase leg 3U, a V-phase leg 3V, and a W-phase leg 3W.
  • the three-phase inverter 4 includes a -U phase leg 4U, a -V phase leg 4V, and a -W phase leg 4W.
  • the three-phase coil 1 as a stator coil includes a U-phase coil 1U, a V-phase coil 1V, and a W-phase coil 1W that are independent from each other.
  • the U-phase coil 1U connects the output ends of the legs 3U and 4U.
  • the V-phase coil 1V connects the output terminals of the legs 3V and 4V.
  • W-phase coil 1W connects the output ends of legs 3W and 4W.
  • Each leg 3U-4W consists of one of the upper arm transistors (3UU, 3VU, 3WU, 4UU, 4VU, and 4WU) and one of the lower arm transistors (3UL, 3VL, 3WL, 4UL, 4VL, and 4WL). .
  • a freewheeling diode is connected in antiparallel with each transistor.
  • the controller 100 that transmits the twelve gate signals S1-S12 to the six legs 3U-4W has a serial mode and a parallel mode.
  • FIG. 37 is a timing chart showing the basic waveforms of the phase voltages V1-V3.
  • FIG. 38 is a schematic block circuit diagram showing the serial mode.
  • Vm 0.5 Vd
  • the PWM duty ratios of the legs 4U, 4V, and 4W are fixed at 50%.
  • the three-phase coil 1 has a star connection (Wye connection).
  • the leg 3U supplies the U-phase current I1 to the phase coil 1U.
  • the leg 3V supplies the V-phase current I2 to the phase coil 1V.
  • the leg 3W supplies a W-phase current I3 to the phase coil 1W.
  • each leg 4U-4W of the three-phase inverter 4 outputs a neutral point voltage Vmn.
  • the neutral point voltage Vmn indicated by a thick solid line in FIG. 37 corresponds to the neutral point potential of the three-phase star coil.
  • This neutral point voltage Vmn has a frequency value that is three times the frequency of each of the phase voltages V1-V3. Thereby, a voltage utilization factor is improved.
  • the upper arm transistors 4UU, 4VU, and 4WU of the legs 4U, 4V, and 4W are turned on in the same period, and the lower arm transistors 4UL, 4VL, and 4WL are turned on in the same period. This reduces ripple in the DC link current.
  • the series mode is preferably employed in the low speed and high torque region.
  • the parallel mode includes a two-leg switching mode and a one-leg switching mode.
  • 39 to 42 are schematic block circuit diagrams showing the flow of the phase current I1 in the two-leg switching mode.
  • the upper arm transistor 3UU and the lower arm transistor 4UL are turned on.
  • Phase current I1 flows through transistors 3UU and 4UL.
  • the upper arm transistor 3UU and the lower arm transistor 4UL are turned off.
  • the phase current I1 flows through the freewheeling diodes of the lower arm transistor 3UL and the upper arm transistor 4UU to charge the battery 21 and the smoothing capacitor 22.
  • the upper arm transistor 4UU and the lower arm transistor 3UL are turned on.
  • Phase current I1 flows through transistors 4UU and 3UL.
  • the upper arm transistor 4UU and the lower arm transistor 3UL are turned off.
  • the phase current I1 flows through the freewheeling diodes of the lower arm transistor 4UL and the upper arm transistor 3UU to charge the battery 21 and the smoothing capacitor 22.
  • the phase current is recovered by the smoothing capacitor 22 during the period when the transistors of the legs 3U and 4U are turned off.
  • the ripple of the phase current increases and the temperature of the smoothing capacitor 22 rises. This problem is improved by the following one-leg switching mode.
  • 43 to 46 are schematic block circuit diagrams showing the flow of the phase current I1 in the 1-leg switching mode.
  • the operation of legs 3V, 3W, 4V, 4W controlling phase currents I2 and I3 is essentially the same as the operation of legs 3U and 4U controlling phase current I1.
  • 43 and 44 show the first mode used during the positive half cycle period of the phase current I1.
  • 45 and 46 show the second mode used during the negative half cycle of the phase current I1.
  • phase current I1 flows through transistors 3UU and 4UL.
  • the upper arm transistor 3UU is turned off and the lower arm transistor 4UL is not turned off.
  • the phase current I1 circulates through the freewheeling diode of the lower arm transistor 3UL and the lower arm transistor 4UL.
  • phase current I1 flows through transistors 4UU and 3UL.
  • the lower arm transistor 3UL is turned off, and the upper arm transistor 4UU is not turned off.
  • the phase current I1 circulates through the freewheeling diode of the upper arm transistor 3UU and the upper arm transistor 4UU.
  • the double sided three-phase motor device of this embodiment corresponds to a motor device that switches between a conventional star connection and a delta connection. Furthermore, the double-sided three-phase motor device of this embodiment that independently controls the three phase currents I1-I3 in the parallel mode can superimpose the third harmonic current on the phase currents I1-I3, respectively. This third harmonic current injection improves motor torque.

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Abstract

ステータコイルの接続を切替える切替回路を追加すること無しにステータコイルの巻数を切り替え可能な多重３相インバータ駆動モータ装置が提供される。複数の中間電位レグをもつ複数の３相インバータが一つ以上の３相コイルに接続される。複数の中間電位レグのデユーティ比は直列モードにおいて互いに等しい。各中間電位レグは同じPWMスイッチング動作を行う。好適には、軸方向に隣接配置された２つの複数の３相コイルの一方は他方と比べて周方向において半相コイルピッチだけシフトしている。

Description

多重３相インバータ型モータ装置
本発明は、インバータ駆動モータ装置に関し、特に複数の３相インバータを有する多重３相インバータ型モータ装置に関する。
一般に、可変速モータは低速高トルク特性及び広い速度範囲を必要とする。モータトルクは巻数又は極数の増加により改善される。しかし、巻数又は極数の増加は逆起電力の増加故に速度範囲を縮小する。この問題は巻数又は極数の切替により解決される。しかし、巻数又は極数の切替は高い製造コストおよび高い電力損失をもつ特別の切替回路を必要とする。さらに、トラクションモータのような可変速モータは電力損失低減を強く要求する。一般に、モータ損失はモータ重量の増加により低減される。しかし、トラクションモータはモータ重量の低減を強く要求する。
特許文献１は、２つの３相インバータに別々に接続される２つの３相巻線をもつ６相モータを提案している。特許文献２は、共通の中性点をもつ２つの３相コイルを駆動する６相インバータをもつ６相モータを提案している。特許文献３は、６相インバータに接続される極数切替式６相同期モータを提案している。特許文献４は、６相インバータに接続される極数切替式６相誘導モータを提案している。特許文献５は、６相インバータに接続される極数切替式６相同期モータを提案している。これらの極数切替式６相モータは、倍極モードにおいて３相電圧を出力し、非倍極モードにおいて６相電圧を出力する。特許文献６は、二重３相モータを提案している。互いに反対位相の２つの相コイルがステータコアの同じスロットに巻かれている。
さらに、２つの３相インバータをもつモータ装置のもう一つの例として、２つの３相インバータに接続されるダブルサイデッド３相モータが知られている。
特開２００１-４５７９５公報 特開２０１２-１５７０８６号公報 特開２０１４-３９４４６号公報 特開２０１５-２２６４２５号公報 特開２０１６-１７１６２６号公報 U.S.P.８,２６９,４３４
しかしながら、２つの３相インバータ及び２つの３相巻線をもつ従来の６相モータは、一つの３相インバータおよび一つの３相巻線をもつ基本的な３相モータと比べて複雑な巻線構造及び複雑な制御技術を必要とする。
同様に、従来のダブルサイデッド３相モータも、基本的な３相モータと比べて複雑な巻線構造及び複雑な制御技術を必要とする。その結果、従来の６相モータおよびダブルサイデッド３相モータは高い製造コスト故にポピュラーになっていない。結局、トラクションモータのような可変速モータは、低速高トルク特性、広い速度範囲、電力損失、重量、及び製造コストの低減を必要とすることが理解される。
本発明の一つの目的は、優れた低速トルク特性及び広い速度範囲をもつ経済的な多重３相インバータ型モータ装置を提供することである。本発明のもう一つの目的は、電力損失及び重量を低減可能な経済的な多重３相インバータ型モータ装置を提供することである。
本発明の第１の様相によれば、複数の３相インバータからなるインバータ装置は直列モードおよび並列モードを選択することができる。直列モードにおいて、インバータ装置の複数の中間電位レグが所定の中間電圧を出力する。これらの中間電位レグの出力電圧が互いにほぼ等しいということは、これらの中間電位レグの出力端が擬似的に接続されることを意味する。したがって、直列モードはステータコイルの巻き数を擬似的に増加する。
一つの態様によれば、各中間電位レグは約５０％のデユーティ比でPWMスイッチングされる。好適なもう一つの態様によれば、各中間電位レグの上アームトランジスタは同じオン期間をもち、各中間電位レグの下アームトランジスタは同じオン期間をもつ。これにより、電源電流のリップルが低減される。
もう一つの態様によれば、２つの３相インバータが２つの３相コイルに別々に接続される。２つの３相インバータはそれぞれ一つの中間電位レグをもつ。２つの中間電位レグは、２つの３相コイルが独立に運転される並列モードにおいて、互いに反対位相の相電圧を出力する。これにより、２つの３相コイルは、直列モードにおいて２つの中間電位レグを通じて擬似的に直列接続されることができる。所定のバイアス電圧が３相インバータの３つのレグの出力電圧のそれぞれに加算される。これにより、直列モードの相電流は並列モードの相電流と等しくなる。
反対位相をもつ２つの相電圧を出力する所定の２つのレグが常に中間電位レグとして選択されることができる。中間電位レグとして選択されるレグを定期的に変更することもできる。中間電位レグとしてのレグを切り替えるために、６相モードの相電圧指令値又は６相モードの相電流指令値又はロータ回転角度を採用することができる。一例において、２つの相電圧又は２つの相電流が等しくなる時点が中間電位レグの切替タイミングとして選択される。もう一つの例において、一つの相電圧が電源電圧の半分となる時点が中間電位レグの切替タイミングとして選択される。もう一つの例において、一つの相電流が零となる時点が中間電位レグの切替タイミングとして選択される。
もう一つの態様によれば、並列モードは４相モードからなる。この４相モードにおいて、２つの３相インバータの一方に属する最高電位レグは１００％のデユーティ比を維持し、他方に属する最低電位レグが０％のデユーティ比を維持する。これにより、漏れ電流及びインバータ損失の両方が低減される。もう一つの態様によれば、直列モードおよび４相モードとの間の切替は徐々に実行される。これにより、切替ショックが低減される。もう一つの態様によれば、２つの３相コイルはそれぞれ、ほぼ半円筒形状をもつ。
もう一つの態様によれば、２つの３相コイルは、互いに軸方向に隣接する２つの円筒状ステータコアに別々に集中巻きされる。２つの３相コイルの一方に属する３個の相コイルは、他方に属する３個の相コイルと比べて周方向に相コイルピッチの半分だけ偏位している。これにより、銅損が低減される。もう一つの態様によれば、２つの３相コイルは共通の籠形コイルが巻かれたロータに対面する。これにより、モータ重量が低減される。
互いに軸方向に隣接するこの２つの３相コイルはタンデム集中巻き６相コイルと呼ばれる。このタンデム集中巻き６相コイルは、直列モードを実行しない６相モータにより採用されることができる。さらに、このタンデム集中巻き６相コイルは、一つの共通の３相インバータに接続されることができる。
もう一つの態様によれば、ステータ極数は、２つの３相インバータから出力される６個の相電圧の位相調整により倍増される。これにより、極数切替および巻数切替の両方を実行することがてきる。
もう一つの態様によれば、３つの３相インバータが３つの３相コイルに別々に接続される。直列モードにおいて、各３相インバータはそれぞれ、一つの中間電位レグをもつ。３つの中間電位レグは、並列モードにおいて互いに異なる位相をもつ３つの相電圧を出力する。
もう一つの態様によれば、２つの３相インバータがダブルサイデッド３相コイルの両端に別々に接続される。直列モードにおいて、２つの３相インバータの一方に属する３つのレグが中間電位レグとなる。もう一つの態様によれば、各中間電位レグは、星形接続３相コイルの中性点電圧にほぼ等しい中間電圧を直列モードにおいて出力する。もう一つの態様によれば、２つの３相インバータの一方は並列モードにおいて最高電圧又は最低電圧を出力する。
本発明のもう一つの様相によれば、タンデム集中巻き６相コイルと呼ばれる２つの３相コイルが、互いに軸方向に隣接する２つの円筒状ステータコアに別々に集中巻きされる。２つの３相コイルは共通のロータに対面する。第１の３相コイルの相コイルは、第２の３相コイルの相コイルと比べて周方向に相コイルピッチの半分だけ偏位している。これにより、銅損が低減される。ロータの周方向位置が半分の相コイルのこの周方向の偏位の基準となることが重要である。
たとえば、第１の３相コイルに対面する第１のロータの永久磁石が第２の３相コイルに対面する第２のロータの永久磁石と比べて周方向に相コイルピッチの半分だけ偏位する時、第１の３相コイルの相コイルは第２の３相コイルの相コイルと同じ周方向位置をもつことができる。このタンデム集中巻き６相コイルをもつモータは、たとえば電気自動車の床下に配置されるスリムなトラクションモータに好適である。
一つの態様によれば、２つの３相コイルは共通の籠形コイルが巻かれたロータに対面する。これにより、モータ重量が低減される。もう一つの態様によれば、このタンデム集中巻き６相コイルは直列モードを実行しない従来の６相モータにより採用されることができる。もう一つの態様によれば、このタンデム集中巻き６相コイルの６個の相コイルは一つの３相インバータにより駆動されることができる。したがって、このタンデム集中巻き６相コイルは実質的にタンデム集中巻き３相コイルとなる。
実施例１のモータ装置を示す配線図である。 図２は円筒状のステータコアに巻かれた６つの相コイルを示す模式図である。 図３は２つの３相インバータに送信される６個のゲート信号を示すタイミングチャートである。 図４は２つの３相インバータにより印加される６個の相電圧の例を示す波形図である。 図５は直列モードを説明するための配線図である。 図６は直列モードにおける４相電圧ベクトルを示すベクトル図である。 図７は直列モードにおける４相電圧ベクトルを示すベクトル図である。 図８は直列モードにおける４相電圧ベクトルを示すベクトル図である。 図９は直列モードにおける２つの中間電位レグのPWMスイッチング動作を示す配線図である。図９（Ａ）は中間電位レグの２つの上アームトランジスタが同時にオンされる期間における電流の流れを示し、図１９（Ｂ）はデッドタイムにおける電流の流れを示し、図１９（Ｃ）は中間電位レグの２つの下アームトランジスタが同時にオンされる期間における電流の流れを示す。 図１０は直列モードにおける発電動作を示すための配線図である。 図１１は２つの３相インバータにより供給される６個の相電流の例を示す波形図である。 図１２は直列モードから４相モードへの円滑な変更動作を示す模式図である。 図１３は４相モードから直列モードへの円滑な変更動作を示す模式図である。 図１４は集中巻６相モータの倍極モードを示すための展開図である。 図１５は集中巻６相モータの非倍極モードを示すための展開図である。 図１６は倍極モードにおける６個の相電流を示すベクトル図である。 図１７は倍極モードにおける３つの相磁界を示すベクトル図である。 図１８は非倍極モードにおける６個の相電流を示すベクトル図である。 図１９は非倍極モードにおける６個の相磁界を示すベクトル図である。 図２０はタンデム集中巻き６相コイルをもつタンデム型誘導モータを示す軸方向断面図である。 図２１はこのタンデム型誘導モータの倍極モードを示す展開図である。 図２２はこのタンデム型誘導モータの非倍極モードを示す展開図である。 図２３はタンデム集中巻き６相コイルを示す展開図である。 図２４は比較例としての従来の集中巻き６相コイルを示す展開図である。 図２５はこのタンデム型誘導モータの籠形ロータを示す模式軸方向断面図である。 図２６は籠形ロータのコイルエンド部を示す正面図である。 図２７はタンデム集中巻き６相コイルの一つの３相コイルに接続される一つの３相インバータを示す正面図である。 図２８はこの３相インバータの一つのレグを示す軸方向断面図である。 図２９は実施例４のモータ装置を示す配線図である。 図３０は円筒状のステータコアに巻かれた９つの相コイルの配置を示す模式図である。 図３１は実施例４のモータ装置の直列モードを示す模式図である。 図３２は直列モードにおける各相電圧のベクトルを示すベクトル図である。 図３３は３個の中間電位レグの各上アームトランジスタがオンされる期間の電流の流れを示す模式図である。 図３４は３個の中間電位レグの各下アームトランジスタがオンされる期間の電流の流れを示す模式図である。 図３５は並列モードにおける９個の相電圧の波形を示すタイミングチャートである。 図３６は実施例５のモータ装置を示す配線図である。 図３７は直列モードにおける各相電圧を示すタイミングチャートである。 図３８は直列モードを説明するためのベクトル図である。 図３９は２レグスイッチングモードにおける一つの相電流の流れを示す模式配線図である。 図４０は２レグスイッチングモードにおける一つの相電流の流れを示す模式配線図である。 図４１は２レグスイッチングモードにおける一つの相電流の流れを示す模式配線図である。 図４２は２レグスイッチングモードにおける一つの相電流の流れを示す模式配線図である。 図４３は１レグスイッチングモードにおける一つの相電流の流れを示す模式配線図である。 図４４は１レグスイッチングモードにおける一つの相電流の流れを示す模式配線図である。 図４５は１レグスイッチングモードにおける一つの相電流の流れを示す模式配線図である。 図４６は１レグスイッチングモードにおける一つの相電流の流れを示す模式配線図である。
本発明のモータ装置の好適な実施形態が図面を参照して説明される。
図１は、実施例１の６相モータ装置の配線図である。対称６相コイルであるステータコイルは星形接続（Wyeタイプ）の３相コイル１及び２からなる。中性点N１をもつ３相コイル１はU相コイル１U、V相コイル１V、及びW相コイル１Wからなる。中性点N２をもつ３相コイル２は-U相コイル２U、-V相コイル２V、及び-W相コイル２Wからなる。互いに等しい巻数をもつ６個の相コイル１U-２Wは集中巻き又は分布巻きにてステータコアに巻かれている。３相コイル１及び２はそれぞれデルタ接続形式を採用することができる。
６個の相コイル１U-２Wは電気角３６０度の範囲に配置される。U相コイル１U及び-U相コイル２Uの間の電気角は１８０度であり、V相コイル１V及び-V相コイル２Vの間の電気角は１８０度であり、W相コイル１W及び-W相コイル２Wの間の電気角は１８０度である。Ｕ相コイル１Ｕ、Ｖ相コイル１V、及びＷ相コイル１Ｗのうちの任意の２つの間の電気角は１２０度であり、-Ｕ相コイル２Ｕ、-Ｖ相コイル２V、及び-Ｗ相コイル２Ｗのうちの任意の２つの間の電気角は１２０度である。もう一つの態様によれば、３相コイル１及び２はステータコアの２つの部分に別々に巻かれる。このケースにおいて、U相コイル１U及び-U相コイル２Uは同じ電気角度に配置される。このケースにおいて、-U相コイルの巻き方向は、U相コイル１Uの巻き方向と反対である。これにより、相コイル１Uにより形成される相磁界は、相コイル２Uにより形成される相磁界と同じ方向をもつ。
３相コイル１は３相インバータ３に接続され、３相コイル２は３相インバータ４に接続されている。電圧源インバータである３相インバータ３及び４は６相インバータを構成する。コントローラ１００は、正の直流電源電圧Vdが印加されるインバータ３及び４にパルス幅変調（PWM）スイッチングのためのゲート信号S1-S６を送信する。
インバータ３は、U相レグ３U、V相レグ３V、及びW相レグ３Wからなる。インバータ４は、-U相レグ４U、-V相レグ４V、及び-W相レグ４Wからなる。レグ３U-４Wはそれぞれ、直列接続された上アームトランジスタ（３UU、３VU、３WU、４UU、４VU、及び３WU）の一つ、及び下アームトランジスタ（３UL、３VL、３WL、４UL、４VL、及び３WL）の一つからなるハーフブリッジからなる。逆並列ダイオードが上アームトランジスタ及び下アームトランジスタに別々に接続されている。
位相が反対の相電流が流れる２つのレグは対称ペアと呼ばれる。U相レグ３U及び-U相レグ４Uは対称ペアを形成し、V相レグ３U及び-V相レグ４Uは対称ペアを形成し、W相レグ３W及-W相レグ４Wは対称ペアを形成する。
U相電流IUである相電流I１は、-U相電流(-IU)である相電流I４と反対の位相をもつ。V相電流IVである相電流I２は、-V相電流(-IV)である相電流I５と反対の位相をもつ。W相電流IWである相電流I３は、-W相電流(-IW)である相電流I６と反対の位相をもつ。相電流I１、I２、及びI３のうちの任意の２つの間の電気角は１２０度である。相電流I４、I５、及びI６のうちの任意の２つの間の電気角は１２０度である。
U相レグ３Uは相コイル１Uに相電圧V１を印加し、相電流I１を供給する。V相レグ３Vは相コイル１Vに相電圧V２を印加し、相電流I２を供給する。W相レグ３Wは相コイル１Wに相電圧V３を印加し、相電流I３を供給する。-U相レグ４Uは相コイル２Uに相電圧V４を印加し、相電流I４を供給する。-V相レグ４Vは相コイル２Vに相電圧V５を印加し、相電流I５を供給する。-W相レグ４Wは相コイル２Wに相電圧V６を印加し、相電流I６を供給する。
図２は３相コイル１及び２の一つの巻線例を示す模式図である。３相コイル１及び２はインナーロータ型ラジアルギャップモータのステータコア７１に巻かれている。半円筒形状の３相コイル１は、円筒形状のステータコア７１の一半部に巻かれている。同様に、半円筒形状の３相コイル２は、円筒形状のステータコア７１の他半部に巻かれている。言い換えれば、３相コイル１及び２はそれぞれ、従来の３相ステータコイルの半分からなる。３相コイル２は３相コイル１と逆向きに巻かれている。したがって、対称ペアの２つの相電流が互いに反対の方向をもつ時、対称ペアが形成する磁界は同じ位相をもつ。
図３はゲート信号S1-S６の一例を示すタイミングチャートである。コントローラ１００は、ロータ角、ロータ速度、及びトルク指令に基づいてPWMゲート信号S１-S６を３相インバータ３及び４に出力する。
ゲート信号Ｓ１はレグ３Ｕの上アームトランジスタ３ＵＵ及びレグ４Ｕの下アームトランジスタ４ＵＬに印加される。ゲート信号Ｓ２はレグ３Ｕの下アームトランジスタ３ＵＬ及びレグ４Ｕの上アームトランジスタ４ＵＵに印加される。ゲート信号Ｓ３はレグ３Ｖの上アームトランジスタ３ＶＵ及びレグ４Ｖの下アームトランジスタ４ＶＬに印加される。ゲート信号Ｓ４はレグ３Ｖの下アームトランジスタ３ＶＬ及びレグ４Ｖの上アームトランジスタ４ＶＵに印加される。ゲート信号Ｓ５はレグ３Ｗの上アームトランジスタ３ＷＵ及びレグ４Ｗの下アームトランジスタ４ＷＬに印加される。ゲート信号Ｓ６はレグ３Ｗの下アームトランジスタ３ＷＬ及びレグ４Ｗの上アームトランジスタ４ＷＵに印加される。良く知られているように、ゲート信号Ｓ１-Ｓ６はそれぞれレベルシフトされた後、６個の上アームトランジスタ（３ＵＵ、４ＵＵ、３ＶＵ、４ＶＵ、３ＷＵ、及び４ＷＵ）に別々に印加される。
ゲート信号Ｓ１及びＳ２はデッドタイムＴｄUを除いて相補的な波形をもち、ゲート信号Ｓ３及びＳ４はデッドタイムＴｄVを除いて相補的な波形をもち、ゲート信号Ｓ５及びＳ６はデッドタイムＴｄWを除いて相補的な波形をもつ。ゲート信号Ｓ１及びＳ２の両方はデッドタイムＴｄUにおいてローレベルとなり、ゲート信号Ｓ３及びＳ４の両方はデッドタイムTdVにおいてローレベルとなり、ゲート信号Ｓ５及びＳ６の両方はデッドタイムＴｄWにおいてローレベルとなる。結局、コントローラ１００は、６個のゲート信号Ｓ１-Ｓ６だけで２つの３相インバータ３及び４のPWMイッチングを実行することができる。
コントローラ１００により制御されるこの６相モータ装置の動作が以下に説明される。コントローラ１００は直列モード及び並列モードをもつ。３相コイル１及び２は並列モードにおいて並列接続される。３相コイル１及び２は直列モードにおいて擬似的に直列接続される。並列モードは６相モード及び４相モードからなる。直列モードおよび４相モードにおいて、６個の相電圧のうちの２つが所定電位に固定される。
まず、基本モードである６相モードが説明される。この６相モードは、従来の６相モータの動作モードと同じである。図４は、６相モードの１サイクル期間において６個の相電圧V1-V６の波形を示すタイミングチャートである。この１サイクル期間は６個の時点t１１-t１６をもつ。時点t１１は電気角３０度に相当する。時点t１２は電気角９０度に相当する。時点t１３は電気角１５０度に相当する。時点t１４は電気角２１０度に相当する。時点t１５は電気角２７０度に相当する。時点t１６は電気角３３０度に相当する。６相モードにおいて、最高電位の相電圧を出力するレグは最高電位レグと呼ばれる。同様に、最低電位の相電圧を出力するレグは最低電位レグと呼ばれる。
次に、第１の直列モードが説明される。この第１の直列モードによれば、３相インバータ３の最低電位レグ及び３相インバータ４の最高電位レグが中間電圧Vmを出力する。中間電圧Vmは図略の電源の電源電圧Vdのほぼ半分に等しい。相電圧が中間電圧Vmに固定される最高電位レグ及び最低電位レグは中間電位レグと呼ばれる。したがって、中間電位レグのPWMデユーティ比はほぼ５０％となる。
この第１の直列モードにおいて、相電圧V３及びV６は第１期間（t１１-t１３）において中間電圧Vmに固定される。相電圧V１及びV４は第２期間（t１３-t１５）において中間電圧Vmに固定される。相電圧V２及びV５は第３期間（t１５-t１１）において中間電圧Vmに固定される。
この電圧固定による相電流I１-I６の変化を回避するために、所定のバイアス電圧が残りの４つの相電圧に加算される。以下の説明において、相電圧V1-V６は６相モードにおける相電圧指令値を意味する。
第１期間において、バイアス電圧（Vm-V３）が相電圧V1及びV２に加算される。第２期間において、バイアス電圧（Vm-V１）が相電圧V２及びV３に加算される。第３期間T３において、バイアス電圧（Vm-V２）が相電圧V１及びV３に加算される。これにより、３相インバータ３の各相間電圧は６相モードの各相間電圧と等しくなる。
同様に、第１期間において、バイアス電圧（Vm-V６）が相電圧V４及びV５に加算される。第２期間において、バイアス電圧（Vm-V４）が相電圧V５及びV６に加算される。第３期間において、バイアス電圧（Vm-V５）が相電圧V４及びV６に加算される。これにより、３相インバータ４の各相間電圧は６相モードの各相間電圧と等しくなる。
結局、この第１の直列モードにおいて、２つの中間電位レグは電気角１２０度毎に交代される。さらに、バイアス電圧が電気角１２０度毎に変更される。
図５は第１の直列モードの第１期間T1における各相電流の流れを示す配線図である。中間電位レグであるレグ３W及び４Wはそれぞれ５０％のデユーティ比をもつ。レグ３Uは相電流I１（＝IU）を相コイル１Uに供給し、レグ３Vは相電流I２（＝IV）を相コイル１Vに供給する。レグ４Uは相電流I４（＝-IU）を相コイル２Uに供給し、レグ４Vは相電流I５（＝-IV）を相コイル２Vに供給する。したがって、レグ３Wは相電流Ｉ３（＝IW）を相コイル１Wに供給し、レグ4Wは相電流Ｉ６（＝-IW）を相コイル２Wに供給する。
レグ３W及び４Wの出力電圧（＝０.５Vd）が互いに等しいということは、レグ３W及び４Wの各出力端が仮想中性点Ｎｑとなることを意味する。結局、３相コイル１及び２は第１期間においてレグ３W及び４Wを通じて直列接続され、第２期間においてレグ３U及び４Uを通じて直列接続され、第３期間においてレグ３V及び４Vを通じて直列接続される。
図６-図８に示される破線は、第１の直列モードにおける新相電圧V１-V６のベクトルを示す。この新相電圧はバイアス電圧が追加された相電圧を意味する。図６は第３期間におけ新相電圧V1-V６を示す模式ベクトル図である。図７は第２期間における新相電圧V1-V６を示すベクトル図である。図８は第１期間における新相電圧V1-V６を示すベクトル図である。相電圧VUが相コイル１Uに印加され、相電圧VVが相コイル１Vに印加され、相電圧VWが相コイル１Wに印加される。同様に、相電圧-VUが相コイル２Uに印加され、相電圧-VVが相コイル２Vに印加され、相電圧-VWが相コイル２Wに印加される。
結局、３相コイル１及び２からなるステータコイルは、直列モードにおいて並列モードと比べて２倍の逆起電力を発生する。これは、ステータコイルの巻数が直列モードにおいて倍増されることを意味する。したがって、この第１の直列モードは低速高トルク領域において好適である。
図９は第１期間における２つの中間電位レグを流れる相電流I３及びI６を示す模式図である。矢印付きの実線は第１期間におけるW相電流I３及び-W相電流I６の方向を示す。図９（A)はレグ３Wの上アームトランジスタ３WU及びレグ４Wの上アームトランジスタ４WUがオンする上アームオン期間を示す。２つの上アームトランジスタ３WU及び４WUのオン期間は一致している。図９（B)はレグ３W及び４Wの各トランジスタがオフするデッドタイムを示す。図９（C)はレグ３Wの下アームトランジスタ３WL及びレグ４Wの下アームトランジスタ４WLがオンする下アームオン期間を示す。２つの下アームトランジスタ３WL及び４WLのオン期間は一致している。
図９に示されるように、第１の直列モードにおいて２つの中間電位レグは同じスイッチングモードをもつ。これにより、２つの中間電位レグの一方はデッドタイム期間を除いて他方へ相電流を供給することができる。結局、中間電位レグは直列モードにおいてデッドタイムを除いて電源から電流を受け取らないことが理解される。電源の電流リップルが低減され、平滑キャパシタの損失が低減される。
図１０は第１の直列モードにおける発電期間を示す。矢印付きの実線で示される発電電流がレグ４U及び４Vから中間電位レグ３W及び４Wを通じてレグ３U及び３Vへ流れている。３相コイル１及び２の各発電電圧は直流電源の電源電圧Vｄより低い。
次に、第１の４相モードが説明される。この第１の４相モードにおいて、３相インバータ３の最低電位レグは最低電圧VL（＝０V)を出力し、３相インバータ４の最高電位レグは最高電圧VH（＝Vd）を出力する。図４において、最低電位レグのデユーティ比は０％に固定され、最高電位レグのデユーティ比は１００％に固定される。
この電圧固定による相電流I１-I６の変化を回避するために、所定のバイアス電圧が残りの４つの相電圧に加算される。相電圧V３が最低電位VLに固定される第１期間において、バイアス電圧（VL-V３）が相電圧V1及びV２にそれぞれ加算される。相電圧V１が最低電位VLに固定される第２期間において、バイアス電圧（VL-V１）が相電圧V２及びV３にそれぞれ加算される。相電圧V２が最低電位VLに固定される第３期間において、バイアス電圧（VL-V２）が相電圧V１及びV３にそれぞれ加算される。これにより、３相インバータ３の各相間電圧は６相モードの各相電圧と等しくなる。
同様に、相電圧V６が最高電位VHに固定される第１期間において、バイアス電圧（VH-V６）が相電圧V４及びV５にそれぞれ加算される。同様に、相電圧V４が最高電位VHに固定される第２期間において、バイアス電圧（VH-V４）が相電圧V５及びV６にそれぞれ加算される。相電圧V５が最高電位VHに固定される第３期間において、バイアス電圧（VH-V５）が相電圧V４及びV６にそれぞれ加算される。これにより、３相インバータ４の各相間電圧は６相モードと等しくなる。
結局、この第１の４相モードによれば、３相インバータ３の最低電位レグ及び３相インバータ４の最高電位レグのPWMスイッチングが停止される。これは３相インバータ３及び４の損失が６相モードの２/３となることを意味する。
第１の直列モード及び第１の４相モードの動作は本質的に同じである。３相インバータ３の最低電位レグ及び３相インバータ４の最高電位レグの出力電圧は、第１の直列モードにおいて中間電位Vmに固定され、第１の４相モードにおいて最低電位VL又は最高電位VHに固定される。第１の直列モード及び第１の４相モードの動作が本質的に等しいという事実は第１の直列モードと第１の４相モードとの交代が容易であることを意味する。第１の直列モード及び第１の４相モードの間の切替はバイアス電圧をゆっくりと変更することにより円滑に実行されることができる。
次に、第２の直列モードが図４を参照して説明される。この第２の直列モードによれば、６相モードにおいて最小振幅をもつ相電圧を出力するレグが中間電位レグとして採用される。第１期間（t１１-t１２）において、レグ３Vおよび４Vが中間電位レグとなる。第２期間（t１２-t１３）において、レグ３Uおよび４Uが中間電位レグとなる。第３期間（t１３-t１４）において、レグ３Wおよび４Wが中間電位レグとなる。
第４期間（t１４-t１５）において、レグ３Vおよび４Vが中間電位レグとなる。第５期間（t１５-t１６）において、レグ３Uおよび４Uが中間電位レグとなる。第６期間（t１６-t１１）期間において、レグ３Wおよび４Wが中間電位レグとなる。第１及び第２の直列モードによれば、中間電位レグが切替えられるレグ切替時点におけるバイアス電圧の変化が零となる。したがって、レグ切替時点における各相電圧の変化が低減される。
次に、第３の直列モードが図４を参照して説明される。この第３の直列モードによれば、レグ３Wおよび４Wが常に中間電位レグとなる。言い換えれば、レグ３Wおよび４Wは常に中間電圧Vm（＝０.５Vd)を出力する。この電位固定による相電流の変化を回避するために、所定のバイアス電圧が他の４つのレグが出力する相電圧に加算される。その結果、レグ３Uは相電圧（V１-V３+Vm）を出力し、レグ３Vは相電圧（V２-V３+Vm）を出力する。レグ４Uは相電圧（V４-V６+Vm）を出力し、レグ４Vは相電圧（V５-V６+Vm）を出力する。６つの相電圧V1-V６は６相モードにおける交流電圧である。この第３の直列モードによれば、中間電位レグの切替を省略することができる。
次に、第４の直列モードが図４を参照して説明される。この第４の直列モードによれば、６相モードにおいて最高電圧及び最低電圧をもつ相電圧を出力する２つのレグが中間電位レグとして採用される。相電圧V３が零となる時点t１から相電圧V２が零となる時点t２までの期間に相電圧V1及びV4が中間電圧Vmに固定される。相電圧V２が零となる時点t２から相電圧V１が零となる時点t３までの期間に相電圧V３及びV６が中間電圧Vmに固定される。相電圧V１が零となる時点t３から相電圧V３が零となる時点t１までの期間に相電圧V２及びV５が中間電圧Vmに固定される。
この電位固定による相電流の変化を回避するために、所定のバイアス電圧が他の４つのレグが出力する相電圧に加算される。その結果、相電圧V２及びV３は、期間（t１-t２）において相電圧V1の振幅だけシフトされる。相電圧V５及びV６は、期間（t１-t２）において相電圧V４の振幅だけシフトされる。同様に、相電圧V１及びV２は、期間（t２-t３）において相電圧V３の振幅だけシフトされる。相電圧V４及びV５は、期間（t２-t３）において相電圧V６の振幅だけシフトされる。相電圧V１及びV３は、期間（t３-t１）において相電圧V２の振幅だけシフトされる。
この第４の直列モードによれば、直流電源が３相インバータ３及び４に供給する電源電流がほぼ半分となる。けれども、バイアス電圧は時点t１、t２、及びt３にて急速に変化する。幸運にも、相電圧V１-V３の変化は、相電圧V4-V６の変化と比べて、等しい振幅と反対の方向をもつ。その結果、この６相モータの漏れ電流は低減される。
次に、第２の４相モードが図４を参照して説明される。この第２の４相モードにおいて、６相モードにおいて相対的に大振幅をもつ２つの相電圧が最高電圧VH（＝Vd）又は最低電圧VL（＝０V)に固定される。この電圧固定による相電流I１-I６の変化を回避するために、所定のバイアス電圧が残りの４つの相電圧に加算される。
次に、第５の直列モードが図１１を参照して説明される。図１１は６相モードにおける６個の相電流I1-I６の波形を示す。この第５の直列モードによれば、相電流I1及びI4を出力するレグ１U及び２Uが第１期間（t１-t２）及び第４期間（t４-t５）において中間電位レグとなる。相電流I３及びI６を出力するレグ１W及び２Wが第２期間（t２-t３）及び第５期間（t５-t６）において中間電位レグとなる。相電流I２及びI５を出力するレグ１V及び２Vが第３期間（t３-t４）及び第６期間（t６-t１）において中間電位レグとなる。これにより、直流電源からインバータ３及び４へ供給される電源電流は６相モードの電源電流と比べて半分となる。
図１２は直列モード期間TSから４相モード期間T４への円滑な切替を示すタイミングチャートである。中間電位Vmから最高電位VH及び最低電位VLへの変更は過渡期間Ttにおいて緩慢に実行される。図１３は４相モード期間T４から直列モード期間TSへの円滑な切替を示すタイミングチャートである。最高電位VH及び最低電位VLから中間電位Vmへの変更は緩慢に実行される。
図１４及び図１５は極数及び巻数の両方を切り替え可能な極数切替６相モータ装置の一例を示す模式配線図である。この６相モータ装置は、低速高トルク領域において直列モードおよび倍極モードの両方を採用し、中速領域において並列モード又は非倍極モードのどちらかを採用し、高速領域において並列モード及び非倍極モードの両方を採用する。並列モードにおいて４相モードを採用することが好適である。倍極モードは、非倍極モードと比べて２倍のステータ極数をもつ。
図１４及び図１５において、ステータコイルの６個の相コイル１U-２Wは６個の突極６０に別々に集中巻されている。相コイル１U-２Wは分布巻きを採用することもできる。３相コイル１の相コイル１U、１V、及び１Wは奇数番目の突極６０に別々に巻かれている。３相コイル２の相コイル２U、２V、及び２Wは偶数番目の突極６０に別々に巻かれている。
図１４は倍極モードを示す。レグ３UはU相電流IUである相電流I1を相コイル１Uに供給する。レグ４Wは-W相電流（-IW)である相電流I６を相コイル２Wに供給する。レグ３VはV相電流IVである相電流I２を相コイル１Vに供給する。レグ４Uは-U相電流（-IU)である相電流I４を相コイル２Uに供給する。レグ３WはW相電流IUである相電流I３を相コイル１Wに供給する。レグ４Vは-V相電流（-IV)である相電流I５を相コイル２Vに供給する。
図１６は６個の相電流I１-I６のベクトルを示す。相コイル１Uは相磁界H1を形成し、相コイル２Wは相磁界H６を形成する。相コイル１Vは相磁界H２を形成し、相コイル２Uは相磁界H４を形成する。相コイル１Wは相磁界H３を形成し、相コイル２Vは相磁界H５を形成する。しかし、相コイル２U、２V、及び２Wは、相コイル１U、１V、及び１Wと反対向きに巻かれている。したがって、相磁界H1及びH４はU相磁界となり、相磁界H６及びH３はW相磁界となり、相磁界H２及びH５はV相磁界となる。図１７は相磁界H1-H６のベクトルを示す。結局、１突極ピッチは倍極モードにおいて電気角１２０度に相当する。
図１５は非倍極モードを示す。レグ３UはU相電流IUである相電流I1を相コイル１Uに供給する。レグ４WはV相電流IVである相電流I５を相コイル２Wに供給する。レグ３VはW相電流IWである相電流I３を相コイル１Vに供給する。レグ４UはU相電流IUである相電流I４を相コイル２Uに供給する。レグ３WはV相電流IVである相電流I２を相コイル１Wに供給する。レグ４VはW相電流IWである相電流I６を相コイル２Vに供給する。
図１８は６個の相電流I１-I６のベクトルを示す。相コイル１UはU相磁界H1を形成し、相コイル２Wは-V相磁界H５を形成する。相コイル１VはW相磁界H３を形成し、相コイル２Uは-U相磁界H４を形成する。相コイル１WはV相磁界H２を形成し、相コイル２Vは-W相磁界H６を形成する。相コイル２U、２V、及び２Wは、相コイル１U、１V、及び１Wと反対向きに巻かれている。図１９は相磁界H1-H６のベクトルを示す。結局、１突極ピッチはこの非倍極モードにおいて電気角６０度に相当する。
図１４及び図１５に示されるように、３相インバータ４の相電圧を反転し、さらに、３相インバータ３の２相とインバータ４の２相とを交換することにより、極数の切替が可能となる。３相コイル２の巻き方向は３相コイル１の巻方向と反対である。これにより、この６相モータ装置は、低速高トルク領域において倍極モード及び直列モードの両方を採用することができる。
しかしながら、実施例１及び２を含む６相モータは、一般的な３相モータと比べて複雑な配線構造を必要とする。図２に示されるステータコイル構造を採用することができない実施例２の倍極型６相モータにおいて、この問題はさらに深刻となる。この実施例により説明されるタンデム集中巻き６相コイルはこの問題を解決する。
図２０は籠形６相誘導モータを示す軸方向断面図である。この誘導モータは、軸方向において互いに隣接する２個の３相籠形誘導モータ７及び８からなる。３相モータ７は、ステータコア７１、集中巻き３相コイル１、ロータコア７３、及び籠形コイル９を有する。ステータコア７１はハウジング１０に固定されている。３相コイル１はステータコア７１に巻かれている。ロータコア７３は回転軸１２に固定されている。３相モータ８は、ステータコア８１、集中巻き３相コイル２、ロータコア８３、及び籠形コイル９を有する。ステータコア８１はハウジング１０に固定されている。３相コイル２がステータコア８１に巻かれている。ロータコア８３は、ハウジング１０に支持された回転軸１２に固定されている。
ハウジング１０に固定されたリング状のスペーサ１５はステータコア７１及び８１により挟まれている。回転軸１２に固定されたリング状のスペーサ１６はロータコア７３及び８３により挟まれている。３相コイル１及び２のコイルエンドを収容するために、アルミニウム合金で作製されたスペーサ１５及び１６がアイドルスペースを２つのステータコア７１及び８１の間に形成する。
図２１及び図２２は３相コイル１及び２の巻線例を示す展開図である。ステータコア７１は６個の突極７９をもち、ステータコア８１は６個の突極８９をもつ。３相コイル１が突極７９に巻かれ、３相コイル２が突極８９に巻かれている。突極７９及び８９はティース又はステータポールと呼ばれることができる。突極７９は周方向において２つの突極８９の間に配置されている。言い換えれば、突極７９は突極８９に対して周方向に突極ピッチ（Tp)の半分だけシフトされている。
図２１は、倍極モードにおける相電流を示す。この倍極モードは図１４に示される倍極モードと本質的に等しい。図２２は非倍極モードにおける相電流を示す。この非倍極モードは図１５に示される非倍極モードと本質的に等しい。したがって、このタンデム集中巻き６相誘導モータは、上記説明された極数切替及び巻数切替の両方を実行することができる。
このタンデム集中巻き６相コイルの利点が説明される。従来の分布巻き６相コイルは一般的な分布巻き３相コイルと比べて長いコイルエンドをもつ。これは、コイルエンドの軸方向長の延長を意味する。他方、従来の集中巻き６相コイルは、一般的な集中巻き３相コイルと比べて周方向幅と軸方向長との悪い比率をもつ。これらの問題は、タンデム集中巻き６相コイルにより解決される。
図２３はタンデム集中巻き６相コイルを示す部分展開図であり、図２４は従来の集中巻き６相コイルを示す部分展開図である。両方の６相コイルは互いに等しい軸方向長L及び直径をもつ。さらに、図２３に示される各相コイルは、図２４に示される各相コイルと比べてほぼ半分の電気抵抗値をもつ。図２４に示されるステータコア５０の突極５９は図２３に示されるステータコア７１の突極７９又はステータコア８１の突極８９と比べてほぼ等しい断面積をもつ。図２３に示される相コイル１U-２Wはそれぞれ、１つの相コイルピッチに相当する電気角１２０度を占める。図２４に示される相コイル１U-２Wはそれぞれ、１つの相コイルピッチに相当する電気角６０度を占める。さらに、ステータコア７１及び８１の合計重量は、ステータコア５０の合計重量のほぼ７０％となる。同様に、ロータ重量も削減される。
結局、このタンデム集中巻き６相コイルは従来の集中巻き６相コイルと比べて、低損失の軽量モータを実現することが理解される。言い換えれば、このタンデム集中巻き６相コイルは、従来の集中巻きコイルの利点と従来の分布巻きコイルの利点をもつことができる。一つの変形例において、このタンデム集中巻き６相コイルは一つの３相インバータ３により駆動されることができる。たとえば、図２３において、U相コイル１U及び２Uは一つの３相インバータのU相レグに接続される。同様に、V相コイル１V及び２VはそのV相レグに接続され、W相コイル１W及び２WはそのW相レグに接続される。
永久磁石型同期モータは、図２３に示されるタンデム集中巻き６相コイルを採用することができる。一例において、３相コイル１に対面する永久磁石が３相コイル２に対面する永久磁石に対して周方向へシフトされる時、３相コイル１及び２の周方向位置の間の差は自由となる。たとえば、３相コイル１に対面する永久磁石のN極が、３相コイル２に対面する永久磁石のN極と比べて、半相コイルピッチに相当する電気角６０度だけシフトされる時、相コイル１U、１V、及び１Wはそれぞれ、相コイル２U、２V、２Wのそれぞれと同じ周方向位置をもつ。図２３に示されるタンデム集中巻き６相コイルを採用する永久磁石型同期モータは、図２４に示される集中巻き６相コイルを採用する永久磁石同期モータと比べて、ほぼ７０％の永久磁石を使用する。したがって、モータの製造コストが低減される。
６相モータは、等極数の３相モータの２倍の相コイルを必要とする。このため、６相モータは、３相モータと比べて、銅損増加、ステータティースの断面積減少、及び複雑な配線構造というデメリットをもつ。図２に示される６相コイル構造はこのデメリットをもたない。しかし、極数倍増モータは図２の６相コイル構造を採用することができない。タンデム集中巻き６相コイルは従来の６相コイルの上記デメリットの改善に有効である。したがって、タンデム集中巻き６相コイルは、直列モードを採用する倍極６相モータに好適である。
図２５は籠形ロータの軸方向模式断面図であり、図２６は籠形ロータの模式側面図である。籠形コイル９は導体バー９１及び２つのエンドリング９２からなる。各導体バー９１はロータコア７３及び８３のスロットに収容されている。リング形状をもつ２つのエンドリング９２の一方は導体バー９１の前端に接続され、他方は導体バー９１の後端に接続されている。エンドリング９２は冷却フアンとしての翼部９３をもつ。
図２７はモータハウジング１０に固定される３相インバータ３を示す正面図である。図２８は３相インバータ３のレグ３Uを示す側面図である。インバータ３はハウジング１０の前端壁に固定されている。同様に、インバータ４はハウジング１０の後端壁に固定されている。３個のレグ３U、３V、及び３Wは回転軸１２の周囲において放射状に配置されている。フリーホィールダイオードの図示は省略されている。上アームトランジスタ３UU、３VU、及び３WUは下アームトランジスタ３UL、３VL、及び３WLの径方向外側に配置されている。上アームトランジスタ上アームトランジスタ３UU、３VU、及び３WUはリング状の銅板５０１とL字状の出力端子５０３-５０５に別々に挟まれている。
同様に、下アームトランジスタ３UL、３VL、及び３WLはリング状の銅板５０２と出力端子５０３-５０５に挟まれている。出力端子５０３-５０５はハウジング１０の孔を通じてハウジング１０の内部に延在している。銅板５０１及び５０２は絶縁シートを通じてハウジング１０の前端壁に固定されている。銅板５０１は直流電源の正極に接続され、銅板５０２は直流電源の負極に接続されている。３相インバータ４も３相インバータ３と同じ構造をもつ。
巻数切替型モータ装置のもう一つの実施例が図２９-図３５を参照して説明される。図２９はこのモータ装置の配線図である。ステータコイルは、それぞれ星形接続型（Wye型）の３つの３相コイル２A、２B及び２Cからなる。中性点N１をもつ３相コイル２Aは３相インバータ３Aに接続されている。中性点N２をもつ３相コイル２Bは３相インバータ３Bに接続されている。中性点N３をもつ３相コイル２Cは３相インバータ３Cに接続されている。直列モード及び並列モードをもつコントローラ１００は、３相インバータ３A、３B、及び３CをPWMスイッチングする。
３相コイル２AはU相コイル２１A、V相コイル２２A、及びW相コイル２３Aからなる。３相コイル２BはV相コイル２１B、W相コイル２２B、及びU相コイル２３Bからなる。３相コイル２CはW相コイル２１C、U相コイル２２C、及びV相コイル２３Cからなる。３相インバータ３Aは、３つのレグ３１A-３３Aからなる。３相インバータ３Bは、３つのレグ３１B-３３Bからなる。３相インバータ３Cは、３つのレグ３１C-３３Cからなる。
レグ３１Aは相コイル２１Aに相電圧V1を印加し、U相電流IUを供給する。レグ３２Aは相コイル２２Aに相電圧V２を印加し、V相電流IVを供給する。レグ３３Aは相コイル２３Aに相電圧V３を印加し、W相電流IUを供給する。レグ３１Bは相コイル２１Bに相電圧V４を印加し、U相電流IUを供給する。レグ３２Bは相コイル２２Bに相電圧V５を印加し、V相電流IVを供給する。レグ３３Bは相コイル２３Bに相電圧V６を印加し、W相電流IUを供給する。
レグ３１Cは相コイル２１Cに相電圧V７を印加し、U相電流IUを供給する。レグ３２Cは相コイル２２Cに相電圧V８を印加し、V相電流IVを供給する。レグ３３Cは相コイル２３Cに相電圧V９を印加し、W相電流IUを供給する。
図３０は３相コイル２A-２Cの配置例を示す模式配線図である。９個の相コイル２１A-２３Cは電気角３６０度の範囲に配置される。U相コイル２１A、２１B、及び２１Cはそれぞれ電気角１２０度を占める。V相コイル２２A、２２B、及び２２Cはそれぞれ電気角１２０度を占める。W相コイル２３A、２３B、及び２３Cはそれぞれ電気角１２０度を占める。結局、３相コイル２A-２Cは従来の３相モータの３相コイルと本質的に等しい。
図３１は直列モードを説明するための模式ブロック回路図である。直列モードにおいて、W相電流IWを供給するレグ３３A、U相電流を供給するレグ３１B、及びV相電流を供給するレグ３２Cは中間電位レグとなり、それぞれ５０％のデユーティ比をもつ。これにより、レグ３３Aの相電圧V３、レグ３１Bの相電圧V４、及びレグ３２Cの相電圧V８はそれぞれ、電源電圧のほぼ半分に等しい中間電圧Vm（＝０.５Vd）となる。したがって、３つの相コイル２３A、２１B、及び２２Cは仮想中性点に接続される。
この電圧固定による相電流I１-I９の変化を回避するために、所定のバイアス電圧が残りの６つの相電圧V１、V２、V５、V６、V７、及びV９に加算される。相電圧V１-V９は並列モードにおける各相電圧を意味する。バイアス電圧（Vm-V３）が相電圧V1及びV２にそれぞれ加算される。バイアス電圧（Vm-V４）が相電圧V５及びV６にそれぞれ加算される。バイアス電圧（Vm-V８）が相電圧V７及びV９にそれぞれ加算される。
図３２は直列モードにおける各相電圧を示すベクトル図である。破線は、相電圧V1X、V２X、V５X、V６X、V７X、及びV９Xのベクトルを示す。９個の相コイルに印加される相電圧は実線で示されている。図３３及び図３４は、直列モードにおける中間電位レグ３３A、３１B、及び３２CのPWMスイッチング動作を示す模式図である。中間電位レグ３３A、３１B、及び３２Cはそれぞれ、５０％のデユーティ比をもつ。中間電位レグ３３A、３１B、及び３２Cの上アームトランジスタは互いに同じターンオンタイミングをもつ。中間電位レグ３３A、３１B、及び３２Cの下アームトランジスタは互いに同じターンオンタイミングをもつ。図３３は中間電位レグ３３A、３１B、及び３２Cの上アームトランジスタを流れる相電流の一例を示す。図３４は中間電位レグ３３A、３１B、及び３２Cの下アームトランジスタを流れる相電流の一例を示す。
図３５は並列モードを示すタイミングチャートである。U相電圧V１、V４、及びV７の振幅及び位相は互いに等しい。V相電圧V２、V５、及びV８の振幅及び位相は互いに等しい。W相電圧V３、V６、及びV９の振幅及び位相は互いに等しい。言い換えれば、並列モードにおいて、３つの３相コイル２A、２B、及び２Cは互いに並列接続される。その結果、ステータコイルの銅損は低減される。
一例において、過渡期間が直列モードと並列モードとの間に設けられる。この過渡期間において、３つのバイアス電圧（Vm-V３）、（Vm-V４）、及び（Vm-V８）は徐々に変更される。９個のレグを必要とするこの実施例のモータ装置は大型トラクションモータに好適である。
巻数切替型モータ装置のもう一つの実施例が図３６-図４６を参照して説明される。この実施例の巻数切替型モータ装置は、２つの３相インバータに接続される一つのダブルサイデッド３相コイルを有する。
図３６はこのダブルサイデッド３相モータ装置の配線図である。３相インバータ３及び４はバッテリ２１及び平滑キャパシタ２２に接続されている。３相インバータ３はU相レグ３U、V相レグ３V、及びW相レグ３Wからなる。３相インバータ４は-U相レグ４U、-V相レグ４V、及び-W相レグ４Wからなる。ステータコイルとしての３相コイル１は、互いに独立するU相コイル１U、V相コイル１V、及びW相コイル１Wからなる。U相コイル１Uはレグ３U及び４Uの出力端を接続する。V相コイル１Vはレグ３V及び４Vの出力端を接続する。W相コイル１Wはレグ３W及び４Wの出力端を接続する。
レグ３Uは相電圧V１を出力し、レグ４Uは相電圧V４を出力する。レグ３Vは相電圧V２を出力し、レグ４Vは相電圧V５を出力する。レグ３Wは相電圧V３を出力し、レグ４Wは相電圧V６を出力する。レグ３U-４Wはそれぞれ、上アームトランジスタ（３UU、３VU、３WU、４UU、４VU、及び４WU）の一つと、下アームトランジスタ（３UL、３VL、３WL、４UL、４VL、及び４WL）の一つからなる。フリーホィーリングダイオードが各トランジスタと逆並列接続されている。１２個のゲート信号S1-S１２を６個のレグ３U-４Wに送信するコントローラ１００は直列モード及び並列モードをもつ。
直列モードが図３６-図３８を参照して説明される。図３７は相電圧V１-V３の基本波形を示すタイミングチャートである。図３８は直列モードを示す模式ブロック回路図である。この直列モードによれば、PWMスイッチングされるレグ４U-４Wの出力電圧はそれぞれ、所定の中間電位値Vm（＝０.５Vd)に固定される。言い換えれば、レグ４U、４V、及び４Wの各PWMデユーティ比は５０％に固定される。その結果、３相コイル１は星形接続（Wye接続）をもつ。レグ３Uは相コイル１UにU相電流I１を供給する。レグ３Vは相コイル１VにV相電流I２を供給する。レグ３Wは相コイル１WにW相電流I３を供給する。
直列モードのもう一つの例において、３相インバータ４の各レグ４U-４Wは中性点電圧Vmnを出力する。図３７において太い実線により示されるこの中性点電圧Vmnは３相星形コイルの中性点電位を相当する。この中性点電圧Vmnは相電圧V1-V３の各周波数の３倍の周波数値をもつ。これにより、電圧利用率が改善される。
レグ４U、４V、及び４Wの上アームトランジスタ４UU、４VU、及び４WUは同じ期間にオンされ、下アームトランジスタ４UL、４VL、及び４WLは同じ期間にオンされる。これにより、DCリンク電流のリップルが低減される。直列モードは低速高トルク領域で採用されることが好適である。
並列モードは２レグスイッチングモードおよび１レグスイッチングモードを含む。図３９-図４２は２レグスイッチングモードにおける相電流I１の流れを示す模式ブロック回路図である。図３９において、上アームトランジスタ３UU及び下アームトランジスタ４ULがオンされる。相電流I１はトランジスタ３UU及び４ULを通じて流れる。図４０において、上アームトランジスタ３UU及び下アームトランジスタ４ULがオフされる。相電流I１は下アームトランジスタ３UL及び上アームトランジスタ４UUの各フリーホィーリングダイオードを通じて流れ、バッテリ２１および平滑キャパシタ２２を充電する。図４１において、上アームトランジスタ４UU及び下ア-ムトランジスタ３ULがオンされる。相電流I１はトランジスタ４UU及び３ULを通じて流れる。図４２において、上アームトランジスタ４UU及び下アームトランジスタ３ULがオフされる。相電流I１は下アームトランジスタ４UL及び上アームトランジスタ３UUの各フリーホィーリングダイオードを通じて流れ、バッテリ２１および平滑キャパシタ２２を充電する。
この２レグスイッチングモードによれば、レグ３U及び４Uの各トランジスタがオフされる期間に、相電流は平滑キャパシタ２２に回収される。その結果、相電流のリップルが増加し、平滑キャパシタ２２の温度が上昇する。この問題は、次の１レグスイッチングモードにより改善される。
図４３-図４６は１レグスイッチングモードにおける相電流I１の流れを示す模式ブロック回路図である。相電流I２およびI３を制御するレグ３V、３W、４V、４Wの動作は、相電流I１を制御するレグ３Uおよび４Uの動作と本質的に同じである。図４３及び図４４は相電流I１の正の半サイクル期間に使用される第１モードを示す。図４５及び図４６は相電流I１の負の半サイクル間に使用される第２モードを示す。
図４３において、上アームトランジスタ３UU及び下アームトランジスタ４ULがオンされる。相電流I１はトランジスタ３UU及び４ULを通じて流れる。図４４において、上アームトランジスタ３UUがオフされ、下アームトランジスタ４ULはオフされない。相電流I１は下アームトランジスタ３ULのフリーホィーリングダイオード及び及び下アームトランジスタ４ULを通じて循環する。
図４５において、上アームトランジスタ４UU及び下アームトランジスタ３ULがオンされる。相電流I１はトランジスタ４UU及び３ULを通じて流れる。図４６において、下アームトランジスタ３ULがオフされ、上アームトランジスタ４UUはオフされない。相電流I１は上アームトランジスタ３UUのフリーホィーリングダイオード及び及び上アームトランジスタ４UUを通じて循環する。
この１レグスイッチングモードによれば、平滑キャパシタ２２の損失および温度上昇が抑制される。３相インバータ３及び４は直列モードにおいて交互に中間電位を出力することができる。これにより、３相インバータ３および４の間の温度差が低減される。結局、この実施例のダブルサイデッド３相モータ装置は、従来のスター接続とデルタ接続とを切り替えるモータ装置に相当することが理解される。さらに、並列モードにおいて３つの相電流I１-I３を独立に制御するこの実施例のダブルサイデッド３相モータ装置は、それぞれ第３高調波電流を相電流I１-I３に重畳することができる。この第３高調波電流の注入はモータトルクを改善する。

Claims (21)

  1. 　ステータコイルに接続される複数の３相インバータを制御するコントローラを備える多重３相インバータ式モータ装置において、
    　前記コントローラは、前記３相インバータに含まれる複数の中間電位レグから所定の中間電圧を出力可能な直列モードを有し、前記コントローラは、前記ステータコイルの等価的な巻数を前記直列モードと比べて低減する並列モードをさらに有することを特徴とする多重３相インバータ型モータ装置。
  2. 　前記直列モードは、前記３相インバータの全てのレグに所定のバイアス電圧を与える請求項１記載の多重３相インバータ型モータ装置。
  3. 　前記バイアス電圧は、前記直列モードと前記並列モードとの間に配置された過渡期間において緩慢に変更される請求項２記載の多重３相インバータ型モータ装置。
  4. 　前記直列モードは、前記全ての中間電位レグに約５０％のPWMデユーティ比を与える請求項２記載の多重３相インバータ型モータ装置。
  5. 　前記直列モードは、全ての前記中間電位レグの上アームトランジスタと、全ての前記中間電位レグの下アームトランジスタとを交互にオンする請求項２記載の多重３相インバータ型モータ装置。
  6. 　２つの前記中間電位レグは、前記並列モードにおいて対称６相電圧を出力可能な第１及び第２の前記３相インバータに別々に属し、前記２つの中間電位レグは、前記並列モードにおいて互いに反対位相をもつ２つの相電圧を別々に出力する請求項１記載の多重３相インバータ型可変速モータ装置。
  7. 　前記３相インバータの３つのレグは、前記直列モードにおいて順番に前記中間電位レグとして駆動される請求項６記載の多重３相インバータ型モータ装置。
  8. 　前記並列モードに含まれる４相モードは、前記第１の３相インバータに含まれる最低電位レグのPWMデユーティ比を０％に固定し、前記第２の３相インバータに含まれる最高電位レグのPWMデユーティ比は１００％に固定する請求項６記載の多重３相インバータ型可変速モータ装置。
  9. 　前記４相モードは、前記第１の３相インバータの３つの相電圧に第１のバイアス電圧を加算し、かつ、前記第２の３相インバータの３つの相電圧に第２のバイアス電圧を加算する請求項８記載の多重３相インバータ型モータ装置。
  10. 　前記コントローラは、前記バイアス電圧を変更することにより、前記直列モードと前記４相モードとのどちらかを選択する請求項９記載の多重３相インバータ型モータ装置。
  11. 　前記ステータコイルの２つの相コイルは、円筒状のステータコアの互いに異なる半円筒部分に集中巻き方法により別々に巻かれている請求項６記載の多重３相インバータ型モータ装置。
  12. 　前記ステータコイルの２つの３相コイルは、前記ステータコイルの軸方向において互いに隣接する２つの円筒状ステータコアに別々に集中巻きされている請求項６記載の多重３相インバータ型可変速モータ装置。
  13. 　前記２つの３相コイルの逆起電力の間の位相差は、電気角６０度である請求項１２記載の多重３相インバータ型モータ装置。
  14. 　前記２つの３相コイルの一方は、前記２つの３相コイルの他方と比べて実質的に半相コイルピッチだけ前記ステータコアの周方向においてシフトされている請求項１３記載の多重３相インバータ型モータ装置。
  15. 　前記２つの３相コイルは、共通の籠形コイルをもつロータコアに対面する請求項１４記載の多重３相インバータ型モータ装置。
  16. 　前記コントローラは、前記２つの３相インバータの６個の相電圧の位相調整により、ステータ極数を倍増する倍極モードを有する請求項６記載の多重３相インバータ型モータ装置。
  17. 　前記ステータコイルは、３つの前記３相インバータに別々に接続される３つの前記３相コイルからなり、
    　前記３つの３相インバータはそれぞれ、前記直列モードにおいて一つの前記中間電位レグを有する請求項１記載の多重３相インバータ型モータ装置。
  18. 　前記３つの中間電位レグは、前記並列モードにおいて互いに異なる位相をもつ３つの相電圧を出力する請求項１７記載の多重３相インバータ型モータ装置。
  19. 　前記ステータコイルは、２つの３相インバータに別々に接続されるダブルサイデッド３相コイルからなり、
    　前記２つの３相インバータの一方の３つのレグはそれぞれ、前記直列モードにおいて前記中間電位レグとなる請求項１記載の多重３相インバータ型モータ装置。
  20. 　前記各中間電位レグはそれぞれ、星形接続３相コイルの中性点電圧にほぼ等しい中間電圧を出力する請求項１９記載の多重３相インバータ型モータ装置。
  21. 　前記並列モードは、前記２つの３相インバータの一方の相電圧を最高電圧及び最低電圧のどちらかに固定する１レグスイッチングモードを有する請求項１９記載の多重３相インバータ型モータ装置。
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