JP2017131013A - 電力変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】大幅な回路規模の増大を招くことなく電流の相数の増大に対応することが可能な電力変換回路を提供する。【解決手段】電力変換回路は、環状のロータと、該ロータを挟むように配置される第１ステータ及び第２ステータとを備えるダブルステータ型回転機に供給される電力、或いは該ダブルステータ型回転機から供給される電力の変換を行うものであって、前記第１ステータ及び前記第２ステータの巻線の全てに共通して設けられた１つの第１スイッチングレグと、前記第１ステータ及び前記第２ステータの巻線に対応してそれぞれ設けられた複数の第２スイッチングレグと、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換回路に関する。

スイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータという）は、永久磁石や巻線が設けられていないロータと、巻線が巻回されたステータとを備えており、ステータに巻回された巻線（ステータ巻線）に流す電流を切り替えることでロータを回転させるモータである。このようなＳＲモータは、構造が簡単で堅牢である、高速回転域でも高効率が維持できる、ネオジム磁石等の高価な永久磁石が不要のため安価である等の特徴を有しており、実用化に向けての研究開発が進められている。

以下の特許文献１には、ＳＲモータを駆動する従来の駆動回路が開示されている。この駆動回路は、基本的には直流電源から供給された直流電力を間欠状電力に変換する電力変換回路であり、Ｈ型ブリッジ回路をＳＲモータのステータ巻線に対応して設けたものである。例えば、以下の特許文献１の図１３には、三相のＳＲモータに対応して、３つのＨ型ブリッジ回路（Ｈ型の非対称ブリッジ回路）を基本構成回路として備える駆動回路が開示されている。

特開２０１２−０４４８１６号公報

ところで、ＳＲモータにおいては、性能の向上を図るべく、複数のステータを備える構造（例えば、ダブルステータ構造）にすることが提案されている。例えば、環状のロータと、このロータの内側に配置されるインナーステータと、このロータの外側に配置されるアウターステータとを備えるダブルステータ型のＳＲモータが提案されている。このようなダブルステータ型のＳＲモータでは、インナーステータ及びアウターステータに巻回された巻線に流す電流を個別に切り替えることで、インナーステータとアウターステータとの間に配置された環状のロータを回転させている。

上述したダブルステータ型のＳＲモータは、ステータの各々に巻回されたステータ巻線に流す電流を個別に制御する必要があるため、ダブルステータ型のＳＲモータに供給される電流の相数は、シングルステータ型のＳＲモータ（ステータを１つのみ備えるＳＲモータ）に供給される電流の相数の２倍になる。このため、上述した特許文献１に開示された駆動回路をダブルステータ型のＳＲモータに適用しようとすると、回路規模が著しく増大してしまい、大型化するとともにコストも上昇してしまうという問題が考えられる。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、大幅な回路規模の増大を招くことなく電流の相数の増大に対応することが可能な電力変換回路を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の電力変換回路は、環状のロータ（１１）と、該ロータを挟むように配置される第１ステータ（１２ａ）及び第２ステータ（１２ｂ）とを備えるダブルステータ型回転機（１０）に供給される電力、或いは該ダブルステータ型回転機から供給される電力の変換を行う電力変換回路（１）であって、前記第１ステータ及び前記第２ステータの巻線（Ｌａ〜Ｌｆ）の全てに共通して設けられた１つの第１スイッチングレグ（Ｎ）と、前記第１ステータ及び前記第２ステータの巻線に対応してそれぞれ設けられた複数の第２スイッチングレグ（Ｍａ〜Ｍｆ）と、を備える。
また、本発明の電力変換回路は、前記第１スイッチングレグ及び第２スイッチングレグが、直列接続された少なくとも２つの半導体スイッチング素子を備えており、前記第１スイッチングレグが備える前記半導体スイッチング素子（Ｑ１、Ｄ１）の接続点（Ｐ１）は、前記第１ステータ及び前記第２ステータの巻線の一端に接続されており、前記第２スイッチングレグが備える前記半導体スイッチング素子（Ｑａ、Ｄａ）の接続点（Ｐ２）は、前記第１ステータ及び前記第２ステータの巻線のうちの対応する巻線（Ｌａ）の他端に接続されている。
また、本発明の電力変換回路は、前記第１スイッチングレグが備える前記半導体スイッチング素子の開放端、及び前記第２スイッチングレグが備える前記半導体スイッチング素子の開放端は、直流電源（Ｅ）に接続されている。
また、本発明の電力変換回路は、前記第１ステータの巻線に対応して設けられた前記第２スイッチングレグ、及び前記第２ステータの巻線に対応して設けられた前記第２スイッチングレグは、互いに異なるスイッチング周波数で駆動される。
また、本発明の電力変換回路は、前記第１ステータの巻線に対応して設けられた前記第２スイッチングレグ、及び前記第２ステータの巻線に対応して設けられた前記第２スイッチングレグは、スイッチングの位相を互いにずらして駆動される。
また、本発明の電力変換回路は、前記第１ステータの巻線に対応して設けられた前記第２スイッチングレグ、及び前記第２ステータの巻線に対応して設けられた前記第２スイッチングレグは、前記第１ステータの巻線に流れる電流と前記第２ステータの巻線に流れる電流とが互いに異なるように駆動される。
また、本発明の電力変換回路は、前記第１ステータが、前記ロータの外側に配置されるアウターステータであり、前記第２ステータが、前記ロータの内側に配置されるインナーステータである。

本発明によれば、第１ステータ及び第２ステータの巻線の全てに共通して１つの第１スイッチングレグを設け、第１ステータ及び第２ステータの巻線に対応して複数の第２スイッチングレグをそれぞれ設けたため、大幅な回路規模の増大を招くことなく電流の相数の増大に対応することが可能であるという効果がある。

本発明の第１実施形態による電力変換回路の構成を示す回路図である。 本発明の第１実施形態で用いられるＳＲモータの概略構成を示す断面図である。 本発明の第１実施形態におけるＨ型ブリッジ回路の詳細を示す回路図である。 本発明の第１実施形態におけるＨ型ブリッジ回路の動作を説明するための波形図である。 本発明の第１実施形態による電力変換回路の動作を説明するための波形図である。 本発明の第２実施形態による電力変換回路の動作を説明するための波形図である。 本発明の第３実施形態による電力変換回路の動作を説明するための波形図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態による電力変換回路について詳細に説明する。

〔第１実施形態〕
図１は、本発明の第１実施形態による電力変換回路の構成を示す回路図である。図１に示す通り、本実施形態の電力変換回路１は、平滑コンデンサＣ、スイッチングレグＮ（第１スイッチングレグ）、及びスイッチングレグＭａ〜Ｍｆ（第２スイッチングレグ）を備えており、直流電源Ｅから供給される直流電力をパルス状の駆動電流に変換してＳＲモータ１０（ダブルステータ型回転機）に供給する。

ここで、直流電源Ｅは、例えばリチウムイオン電池、ニッケル水素電池等の充電可能な蓄電池を備える電圧源である。この直流電源Ｅは、正極が電力変換回路１の端子Ｔ１に接続されるとともに、負極が電力変換回路１の端子Ｔ２に接続されており、これら端子Ｔ１，Ｔ２を介して所定電圧の直流電力を電力変換回路１に供給する。尚、直流電源Ｅの電圧（出力電圧）は、電力変換回路１及びＳＲモータ１０の特性を考慮して設定される。

また、ＳＲモータ１０は、図２に示す通り、ダブルステータ構造である。図２は、本発明の第１実施形態で用いられるＳＲモータの概略構成を示す断面図である。図２に示す通り、ＳＲモータ１０は、ロータ１１及びステータ１２を備える。ステータ１２は、ロータ１１の外側に配置されるアウターステータ１２ａ（第１ステータ）と、ロータ１１の内側に配置されるインナーステータ１２ｂ（第２ステータ）とを有する。

図２に示す通り、ＳＲモータ１０のステータ１２（アウターステータ１２ａ及びインナーステータ１２ｂ）の突極数は「６」であり、ロータ１１の突極数は「４」である。また、アウターステータ１２ａの突極を構成するステータ巻線は３相（Ａ相、Ｂ相、Ｃ相）であり、インナーステータ１２ｂの突極を構成するステータ巻線は３相（Ｄ相、Ｅ相、Ｆ相）である。

尚、図２においては、アウターステータ１２ａのＡ相に対応する突極を「Ａ」，「Ａ′」と表記し、Ｂ相に対応する突極を「Ｂ」，「Ｂ′」と表記し、Ｃ相に対応する突極を「Ｃ」，「Ｃ′」と表記している。また、インナーステータ１２ｂのＤ相に対応する突極を「Ｄ」，「Ｄ′」と表記し、Ｅ相に対応する突極を「Ｅ」，「Ｅ′」と表記し、Ｆ相に対応する突極を「Ｆ」，「Ｆ′」と表記している。

尚、図１中の巻線Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃは、アウターステータ１２ａのＡ相、Ｂ相、Ｃ相の巻線をそれぞれ示しており、巻線Ｌｄ，Ｌｅ，Ｌｆは、インナーステータ１２ｂのＤ相、Ｅ相、Ｆ相の巻線をそれぞれ示している。アウターステータ１２ａの巻線Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃとインナーステータ１２ｂの巻線Ｌｄ，Ｌｅ，Ｌｆとは仕様が同じであっても良く、異なっていても良い。

平滑コンデンサＣは、直流電源Ｅに並列接続されており、直流電源Ｅから供給される直流電力の電圧変動を平滑化するために設けられる。具体的に、平滑コンデンサＣは、一端が端子Ｔ１に接続されるとともに、他端が端子Ｔ２に接続されており、直流電源Ｅから供給された電荷を充放電することによって、直流電力の電圧変動を平滑化する。尚、平滑コンデンサＣとしては、例えばフィルムコンデンサを用いることができる。

スイッチングレグＮ及びスイッチングレグＭａ〜Ｍｆは、直流電源Ｅに並列接続されており、不図示の制御装置によって制御され、直流電源Ｅから端子Ｔ１，Ｔ２を介して供給された直流電力を、ＳＲモータ１０を駆動するための駆動電流に変換する。つまり、スイッチングレグＮ及びスイッチングレグＭａ〜Ｍｆは、直流電源Ｅから供給される直流電力をパルス状の駆動電流に変換してＳＲモータ１０に供給する。

スイッチングレグＮは、ステータ１２の巻線の全てに共通して設けられており、スイッチングレグＭａ〜Ｍｆは、ステータ１２の巻線に対応してそれぞれ設けられている。つまり、スイッチングレグＮは、アウターステータ１２ａの巻線Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ及びインナーステータ１２ｂの巻線Ｌｄ，Ｌｅ，Ｌｆの全てに共通して設けられており、スイッチングレグＭａ〜Ｍｆは、アウターステータ１２ａの巻線Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ及びインナーステータ１２ｂの巻線Ｌｄ，Ｌｅ，Ｌｆに対応してそれぞれ設けられている。

これらスイッチングレグＮとスイッチングレグＭａ〜Ｍｆとの組み合わせによって、ステータ１２の巻線の各々に対応するＨ型ブリッジ回路が構成される。このように、スイッチングレグＮをステータ１２の巻線の全てに共通して設け、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭａ〜Ｍｆとの組み合わせによってＨ型ブリッジ回路を構成するのは、大幅な回路規模の増大を招くことなく電流の相数の増大（ＳＲモータ１０のダブルステータ構造に起因するＤ相、Ｅ相、Ｆ相の増大）に対応するためである。

具体的に、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭａとの組み合わせによって、アウターステータ１２ａの巻線Ｌａに対応するＨ型ブリッジ回路が構成される。また、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭｂとの組み合わせによって、アウターステータ１２ａの巻線Ｌｂに対応するＨ型ブリッジ回路が構成される。また、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭｃとの組み合わせによって、アウターステータ１２ａの巻線Ｌｃに対応するＨ型ブリッジ回路が構成される。

同様に、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭｄとの組み合わせによって、インナーステータ１２ｂの巻線Ｌｄに対応するＨ型ブリッジ回路が構成される。また、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭｅとの組み合わせによって、インナーステータ１２ｂの巻線Ｌｅに対応するＨ型ブリッジ回路が構成される。また、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭｆとの組み合わせによって、インナーステータ１２ｂの巻線Ｌｆに対応するＨ型ブリッジ回路が構成される。

図３は、本発明の第１実施形態におけるＨ型ブリッジ回路の詳細を示す回路図である。尚、上述したスイッチングレグＮとスイッチングレグＭａ〜Ｍｆとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路は互いに同様の構成であるため、図３では、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭａとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路のみを図示している。また、図３では、図１中の平滑コンデンサＣの図示を省略している。

図３に示す通り、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭａとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路は、４つの半導体スイッチング素子を備える。具体的に、図３（ａ）に示すＨブリッジ回路は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）Ｑ１、ダイオードＤ１、ダイオードＤａ、及びＩＧＢＴＱａを備える。

このような４つの半導体スイッチング素子のうち、ＩＧＢＴＱ１及びダイオードＤ１は直列接続されており、スイッチングレグＮを構成している。ＩＧＢＴＱ１はスイッチングレグＮの上アームＵＡを構成しており、ダイオードＤ１はスイッチングレグＮの下アームＬＡを構成している。尚、スイッチングレグＮを構成するＩＧＢＴＱ１及びダイオードＤ１は、例えば半導体材料としてシリコンを用いて形成されたものである。

具体的に、ＩＧＢＴＱ１のエミッタとダイオードＤ１のカソードとが接続されており、その接続点Ｐ１（つまり、スイッチングレグＮの出力端）は、ＳＲモータ１０のアウターステータ１２ａに設けられた巻線Ｌａの一端に接続されている。ここで、接続点Ｐ１は、アウターステータ１２ａに設けられた巻線Ｌａの一端に加えて、アウターステータ１２ａに設けられた巻線Ｌｂ，Ｌｃ及びインナーステータ１２ｂに設けられた巻線Ｌｄ，Ｌｅ，Ｌｆの一端にも接続されている（図１参照）。また、スイッチングレグＮの一方の開放端（且つ、入力端）であるＩＧＢＴＱ１のコレクタは、端子Ｔ１に接続され、スイッチングレグＮの他方の開放端（且つ、入力端）であるダイオードＤ１のアノードは、端子Ｔ２に接続されている。

上記の４つの半導体スイッチング素子のうち、残りのダイオードＤａ及びＩＧＢＴＱａは直列接続されており、スイッチングレグＭａを構成している。ダイオードＤａはスイッチングレグＭａの上アームＵＡを構成しており、ＩＧＢＴＱａはスイッチングレグＭａの下アームＬＡを構成している。尚、スイッチングレグＭａを構成するダイオードＤａ及びＩＧＢＴＱａも、例えば半導体材料としてシリコンを用いて形成されたものである。

具体的に、ＩＧＢＴＱａのコレクタとダイオードＤａのアノードとが接続されており、その接続点Ｐ２（つまり、スイッチングレグＭａの出力端）は、ＳＲモータ１０のアウターステータ１２ａに設けられた巻線Ｌａの他端に接続されている。ここで、接続点Ｐ２は、上述した接続点Ｐ１とは異なり、アウターステータ１２ａに設けられた巻線Ｌａの他端のみに接続され、アウターステータ１２ａに設けられた巻線Ｌｂ，Ｌｃ及びインナーステータ１２ｂに設けられた巻線Ｌｄ，Ｌｅ，Ｌｆの他端には接続されていない（図１参照）。また、スイッチングレグＭａの一方の開放端（且つ、入力端）であるダイオードＤａのカソードは、端子Ｔ１に接続され、スイッチングレグＭａの他方の開放端（且つ、入力端）であるＩＧＢＴＱａのエミッタは、端子Ｔ２に接続されている。

尚、図１に示す通り、スイッチングレグＭｂの出力端（ＩＧＢＴＱｂのコレクタとダイオードＤｂのアノードとの接続点）は、アウターステータ１２ａに設けられた巻線Ｌｂの他端に接続され、スイッチングレグＭｃの出力端（ＩＧＢＴＱｃのコレクタとダイオードＤｃのアノードとの接続点）は、アウターステータ１２ａに設けられた巻線Ｌｃの他端に接続されている。同様に、スイッチングレグＭｄの出力端（ＩＧＢＴＱｄのコレクタとダイオードＤｄのアノードとの接続点）は、インナーステータ１２ｂに設けられた巻線Ｌｄの他端に接続され、スイッチングレグＭｅの出力端（ＩＧＢＴＱｅのコレクタとダイオードＤｅのアノードとの接続点）は、インナーステータ１２ｂに設けられた巻線Ｌｅの他端に接続され、スイッチングレグＭｆの出力端（ＩＧＢＴＱｆのコレクタとダイオードＤｆのアノードとの接続点）は、インナーステータ１２ｂに設けられた巻線Ｌｆの他端に接続されている。

図３（ａ）に示すＨ型ブリッジ回路には、いくつかの変形例が考えられる。例えば、図３（ｂ）に示す通り、Ｈ型ブリッジ回路に設けられる４つのスイッチング素子の全てがＩＧＢＴであっても良い。このような変形例では、スイッチングレグＮの下アームＬＡをなすＩＧＢＴは、ゲートとエミッタとがショート（短絡）されてダイオードＤ１として使用され、スイッチングレグＭａの上アームＵＡをなすＩＧＢＴは、ゲートとエミッタとがショートされてダイオードＤａとして使用される。

また、図３（ｃ）に示す通り、Ｈ型ブリッジ回路に設けられる４つのスイッチング素子の全てがＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）であっても良い。このような変形例において、ＭＯＳＦＥＴは、寄生ダイオードによって逆方向通電が可能であるため、スイッチングレグＮの下アームＬＡをなすＭＯＳＦＥＴがダイオードＤ１として使用され、スイッチングレグＭａの上アームＵＡをなすＭＯＳＦＥＴがダイオードＤａとして使用される。尚、この変形例では、寄生ダイオードによる導通期間にゲートをオンとする同期整流駆動を行うことで、損失低減を図ることも可能である。

また、図示は省略するが、図３（ａ）〜（ｃ）に示すＨ型ブリッジ回路において、スイッチングレグＮの上アームＵＡを構成する半導体スイッチング素子と下アームＬＡを構成する半導体スイッチング素子とを入れ替え、且つスイッチングレグＭａの上アームＵＡを構成する半導体スイッチング素子と下アームＬＡを構成する半導体スイッチング素子とを入れ替えた構成であっても良い。

このように、スイッチングレグＮをステータ１２の巻線の全てに共通して設けるとともに、スイッチングレグＭａ〜Ｍｆをステータ１２の巻線に対応してそれぞれ設けるようにしている。そして、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭａ〜Ｍｆとの組み合わせによって、ステータ１２の巻線の各々に対応するＨ型ブリッジ回路を構成するようにしている。このようにして構成されるＨ型ブリッジ回路は、ステータ１２の巻線Ｌａ〜Ｌｆ（ＳＲモータ１０のＡ相〜Ｆ相の巻線）に対応して互いに独立しており、互いに影響を及ぼすことはない。

次に、上述した電力変換回路１の動作について説明する。ＳＲモータ１０の駆動時における電力変換回路１の基本的な動作は、一般的なＳＲモータ駆動回路の動作と同様である。つまり、電力変換回路１は、不図示の制御装置から出力される制御信号（ゲート信号）に基づいて、Ａ相〜Ｃ相の駆動電流（モータ電流Ｉａ〜Ｉｃ）及びＤ相〜Ｆ相の駆動電流（モータ電流Ｉｄ〜Ｉｆ）を順次生成してＳＲモータ１０に供給する。

尚、Ａ相の駆動電流（モータ電流Ｉａ）は、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭａとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路に供給されるゲート信号に基づいて生成される。Ｂ相の駆動電流（モータ電流Ｉｂ）は、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭｂとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路に供給されるゲート信号に基づいて生成される。Ｃ相の駆動電流（モータ電流Ｉｃ）は、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭｃとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路に供給されるゲート信号に基づいて生成される。

同様に、Ｄ相の駆動電流（モータ電流Ｉｄ）は、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭｄとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路に供給されるゲート信号に基づいて生成される。Ｅ相の駆動電流（モータ電流Ｉｅ）は、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭｅとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路に供給されるゲート信号に基づいて生成される。Ｆ相の駆動電流（モータ電流Ｉｆ）は、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭｆとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路に供給されるゲート信号に基づいて生成される。

ここで、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭａ〜Ｍｆとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路の動作は、動作タイミングを無視してしまえば基本的に同じである。このため、以下では、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭａとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路の動作について詳細に説明し、その他のＨ型ブリッジ回路の動作については詳細な説明を省略する。

図４は、本発明の第１実施形態におけるＨ型ブリッジ回路の動作を説明するための波形図である。図４中の「Ｑ１ゲート信号」は、不図示の制御装置によって生成されるＩＧＢＴＱ１に対する制御信号であり、「Ｑａゲート信号」は、不図示の制御装置によって生成されるＩＧＢＴＱａに対する制御信号である。また、「モータ電圧Ｖａ」は、ＳＲモータ１０のＡ相の巻線Ｌａに印加される電圧であり、「モータ電流Ｉａ」は、ＳＲモータ１０のＡ相の巻線Ｌａに流れる電流である。

スイッチングレグＮをなすＩＧＢＴＱ１は、図４中の「Ｑ１ゲート信号」に基づいてオン状態又はオフ状態になり、スイッチングレグＭａをなすＩＧＢＴＱａは、図４中の「Ｑａゲート信号」に基づいてオン状態又はオフ状態になる。これにより、ＳＲモータ１０のＡ相の巻線Ｌａには、図４に示す「モータ電圧Ｖａ」が印加されるとともに、図４に示す「モータ電流Ｉａ」が流れる。

ここで、図４に示す通り、「Ｑ１ゲート信号」及び「Ｑａゲート信号」は何れも、ロータ１１の回転角がθｏｎになると立ち上がる。すると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱａがオン状態になって、Ｈ型ブリッジ回路の動作モードがモード１（正電圧モード）になる。これにより、モータ電圧Ｖａは正の電圧（＋Ｖ_Ｅ）になり、直流電源Ｅの正極から、ＩＧＢＴＱ１、ＳＲモータ１０のＡ相の巻線Ｌａ、及びＩＧＢＴＱａを順に介して直流電源Ｅの負極に至るモータ電流Ｉａが流れる。尚、モータ電流Ｉａは、図４に示す通り、徐々に上昇する。

次に、「Ｑ１ゲート信号」は立ち上がったままであるが「Ｑａゲート信号」が立ち下がる。すると、ＩＧＢＴＱ１のオン状態が維持されたままＩＧＢＴＱａがオフ状態になって、Ｈ型ブリッジ回路の動作モードがモード２（還流モード）になる。これにより、モータ電圧Ｖａは零になり、モータ電流ＩａがダイオードＤａ及びＩＧＢＴＱ１を順に介して巻線Ｌａに還流される。尚、モータ電流Ｉａは、巻線Ｌａ、ダイオードＤａ、及びＩＧＢＴＱ１からなる回路の損失によって、図４に示す通り、徐々に減少する。

図４に示す通り、「Ｑ１ゲート信号」は、ロータ１１の回転角がθｏｆｆになるまで立ち上がったままであるが、「Ｑａゲート信号」は、ロータ１１の回転角がθｏｆｆになるまで立ち上がりと立ち下がりが繰り繰り返される。これにより、ロータ１１の回転角がθｏｆｆになるまで、ＩＧＢＴＱ１のオン状態が維持されたまま、ＩＧＢＴＱａのオン状態とオフ状態とが交互に繰り返される。つまり、上述したモード１（正電圧モード）とモード２（還流モード）とが交互に繰り返される。これにより、モータ電流Ｉａが、目標電流Ｉｒｅｆに維持される。

そして、図４に示す通り、「Ｑ１ゲート信号」及び「Ｑａゲート信号」は何れも、ロータ１１の回転角がθｏｆｆになると立ち下がる。すると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱａがオフ状態になって、Ｈ型ブリッジ回路の動作モードがモード３（負電圧モード）になる。これにより、モータ電圧Ｖａは負の電圧（−Ｖ_Ｅ）になり、モータ電流ＩａがダイオードＤ１，Ｄａを介して直流電源Ｅに回生される。尚、モータ電流Ｉａは、図４に示す通り、徐々に減少する。

このように、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭａとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路は、最初にモード１（正電圧モード）になってＳＲモータ１０の巻線Ｌａを励磁し、次にモード２（還流モード）とモード１とを繰り返してＳＲモータ１０の巻線Ｌａに流れる電流を制御し、最後にモード３（負電圧モード）になってＳＲモータ１０の巻線Ｌａを消磁する。尚、動作タイミングは異なるものの、以上説明した動作と同様の動作が、その他のＨ型ブリッジ回路（スイッチングレグＮとスイッチングレグＭｂ〜Ｍｆとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路）でも行われる。

図５は、本発明の第１実施形態による電力変換回路の動作を説明するための波形図である。図５中の「Ｑ１ゲート信号」は、不図示の制御装置によって生成されるＩＧＢＴＱ１に対する制御信号であり、「Ｑａゲート信号」〜「Ｑｆゲート信号」は、それぞれ不図示の制御装置によって生成されるＩＧＢＴＱａ〜ＩＧＢＴＱｆに対する制御信号である。また、「モータ電流Ｉａ」〜「モータ電流Ｉｆ」は、それぞれＳＲモータ１０のＡ相の巻線Ｌａ〜Ｆ相の巻線Ｌｆに流れる電流である。尚、ここでは説明を簡単にするために、巻線Ｌａ〜Ｌｆの仕様は全て同じであるとする。

図５に示す通り、スイッチングレグＭａをなすＩＧＢＴＱａに対して生成される「Ｑａゲート信号」と、スイッチングレグＭｄをなすＩＧＢＴＱｄに対して生成される「Ｑｄゲート信号」とは同じである。これは、図２に示す通り、アウターステータ１２ａのＡ相に対応する突極（「Ａ」，「Ａ′」）と、インナーステータ１２ｂのＤ相に対応する突極（「Ｄ」，「Ｄ′」）とが対向するように配置されており、仕様が同じＡ相の巻線ＬａとＤ相の巻線Ｌｄとを同時に励磁するためである。

また、スイッチングレグＭｂをなすＩＧＢＴＱｂに対して生成される「Ｑｂゲート信号」と、スイッチングレグＭｅをなすＩＧＢＴＱｅに対して生成される「Ｑｅゲート信号」とは同じである。これは、図２に示す通り、アウターステータ１２ａのＢ相に対応する突極（「Ｂ」，「Ｂ′」）と、インナーステータ１２ｂのＥ相に対応する突極（「Ｅ」，「Ｅ′」）とが対向するように配置されており、仕様が同じＢ相の巻線ＬｂとＥ相の巻線Ｌｅとを同時に励磁するためである。

同様に、スイッチングレグＭｃをなすＩＧＢＴＱｃに対して生成される「Ｑｃゲート信号」と、スイッチングレグＭｆをなすＩＧＢＴＱｆに対して生成される「Ｑｆゲート信号」とは同じである。これは、図２に示す通り、アウターステータ１２ａのＣ相に対応する突極（「Ｃ」，「Ｃ′」）と、インナーステータ１２ｂのＦ相に対応する突極（「Ｆ」，「Ｆ′」）とが対向するように配置されており、仕様が同じＣ相の巻線ＬｃとＦ相の巻線Ｌｆとを同時に励磁するためである。

スイッチングレグＮをなすＩＧＢＴＱ１は、図５中の「Ｑ１ゲート信号」に基づいてオン状態又はオフ状態になる。また、スイッチングレグＭａ，ＭｄをなすＩＧＢＴＱａ，Ｑｄは、図５中の「Ｑａ，Ｑｄゲート信号」に基づいてオン状態又はオフ状態になり、スイッチングレグＭｂ，ＭｅをなすＩＧＢＴＱｂ，Ｑｅは、図５中の「Ｑｂ，Ｑｅゲート信号」に基づいてオン状態又はオフ状態になり、スイッチングレグＭｃ，ＭｆをなすＩＧＢＴＱｃ，Ｑｆは、図５中の「Ｑｃ，Ｑｆゲート信号」に基づいてオン状態又はオフ状態になる。これにより、ＳＲモータ１０のＡ相の巻線Ｌａ及びＤ相の巻線Ｌｄには、図５に示す「モータ電流Ｉａ，Ｉｄ」が流れ、ＳＲモータ１０のＢ相の巻線Ｌｂ及びＥ相の巻線Ｌｅには、図５に示す「モータ電流Ｉｂ，Ｉｅ」が流れ、ＳＲモータ１０のＣ相の巻線Ｌｃ及びＦ相の巻線Ｌｆには、図５に示す「モータ電流Ｉｃ，Ｉｆ」が流れる。

図５に示す通り、モータ電流Ｉａは、ロータ１１の回転角がθｏｎになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱａがオン状態になることによって立ち上がる。また、モータ電流Ｉａは、ＩＧＢＴＱａのオン状態とオフ状態とが繰り返されることによって目標電流Ｉｒｅｆに維持される。そして、モータ電流Ｉａは、ロータ１１の回転角がθｏｆｆになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱａがオフ状態になることによって立ち下がる。

同様に、モータ電流Ｉｄは、ロータ１１の回転角がθｏｎになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱｄがオン状態になることによって立ち上がる。また、モータ電流Ｉｄは、ＩＧＢＴＱｄのオン状態とオフ状態とが繰り返されることによって目標電流Ｉｒｅｆに維持される。そして、モータ電流Ｉｄは、ロータ１１の回転角がθｏｆｆになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱｄがオフ状態になることによって立ち下がる。

また、図５に示す通り、モータ電流Ｉｂは、ロータ１１の回転角がθｏｎになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱｂがオン状態になることによって立ち上がる。また、モータ電流Ｉｂは、ＩＧＢＴＱｂのオン状態とオフ状態とが繰り返されることによって目標電流Ｉｒｅｆに維持される。そして、モータ電流Ｉｂは、ロータ１１の回転角がθｏｆｆになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱｂがオフ状態になることによって立ち下がる。

同様に、モータ電流Ｉｅは、ロータ１１の回転角がθｏｎになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱｅがオン状態になることによって立ち上がる。また、モータ電流Ｉｅは、ＩＧＢＴＱｅのオン状態とオフ状態とが繰り返されることによって目標電流Ｉｒｅｆに維持される。そして、モータ電流Ｉｅは、ロータ１１の回転角がθｏｆｆになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱｅがオフ状態になることによって立ち下がる。

また、図５に示す通り、モータ電流Ｉｃは、ロータ１１の回転角がθｏｎになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱｃがオン状態になることによって立ち上がる。また、モータ電流Ｉｃは、ＩＧＢＴＱｃのオン状態とオフ状態とが繰り返されることによって目標電流Ｉｒｅｆに維持される。そして、モータ電流Ｉｃは、ロータ１１の回転角がθｏｆｆになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱｃがオフ状態になることによって立ち下がる。

同様に、モータ電流Ｉｆは、ロータ１１の回転角がθｏｎになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱｆがオン状態になることによって立ち上がる。また、モータ電流Ｉｆは、ＩＧＢＴＱｆのオン状態とオフ状態とが繰り返されることによって目標電流Ｉｒｅｆに維持される。そして、モータ電流Ｉｆは、ロータ１１の回転角がθｏｆｆになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱｆがオフ状態になることによって立ち下がる。

このように、本実施形態では、スイッチングレグＮをステータ１２の巻線Ｌａ〜Ｌｆの全てに共通して設けるとともに、スイッチングレグＭａ〜Ｍｆをステータ１２の巻線Ｌａ〜Ｌｆに対応してそれぞれ設けるようにしている。そして、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭａ〜Ｍｆとの組み合わせを変えて、ステータ１２の巻線Ｌａ〜Ｌｆの各々に対応するＨ型ブリッジ回路を構成するようにしている。これにより、大幅な回路規模の増大を招くことなく電流の相数の増大（ＳＲモータ１０のダブルステータ構造に起因するＤ相、Ｅ相、Ｆ相の増大）に対応することができる。

〔第２実施形態〕
次に、本発明の第２実施形態について説明する。本実施形態による電力変換回路は、図１に示す電力変換回路１と同様の構成であるが、ＳＲモータ１０の駆動方法が第１実施形態とは異なる。具体的に、本実施形態では、アウターステータ１２ａの巻線Ｌａ〜Ｌｃに対応して設けられたスイッチングレグＭａ〜Ｍｃと、インナーステータ１２ｂの巻線Ｌｄ〜Ｌｆに対応して設けられたスイッチングレグＭｄ〜Ｍｆとを、互いに異なるスイッチング周波数で駆動している。また、スイッチングレグＭａ〜Ｍｃ、及びスイッチングレグＭｄ〜Ｍｆを、アウターステータ１２ａの巻線Ｌａ〜Ｌｃに流れる電流と、インナーステータ１２ｂの巻線Ｌｄ〜Ｌｆに流れる電流とが互いに異なるように駆動している。

前述した第１実施形態では、説明を簡単にするために、ステータ１２に設けられた巻線Ｌａ〜Ｌｆの仕様は全て同じであるとした。そして、図５に示す通り、スイッチングレグＭａ，Ｍｄに対する制御信号（「Ｑａゲート信号」、「Ｑｄゲート信号」）を同じにし、スイッチングレグＭｂ，Ｍｅに対する制御信号（「Ｑｂゲート信号」、「Ｑｅゲート信号」）を同じにし、スイッチングレグＭｃ，Ｍｆに対する制御信号（「Ｑｃゲート信号」、「Ｑｆゲート信号」）を同じにした。また、モータ電流Ｉａ〜Ｉｆの目標電流を、全て目標電流Ｉｒｅｆにした。

これに対し、本実施形態では、アウターステータ１２ａの巻線Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃとインナーステータ１２ｂの巻線Ｌｄ，Ｌｅ，Ｌｆとは仕様が異なっている。具体的には、アウターステータ１２ａの巻線Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃに比べてインナーステータ１２ｂの巻線Ｌｄ，Ｌｅ，Ｌｆのインダクタンスを小さくしている。スイッチングレグＭａ〜Ｍｃ及びスイッチングレグＭｄ〜Ｍｆの周波数、並びに、巻線Ｌａ〜Ｌｃ及び巻線Ｌｄ〜Ｌｆに流れる電流の目標電流は、巻線Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃと巻線Ｌｄ，Ｌｅ，Ｌｆとの仕様の相違に応じて設定される。

図６は、本発明の第２実施形態による電力変換回路の動作を説明するための波形図である。尚、図６においては、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭａとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路、及び、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭｄとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路に係る波形のみを図示している。つまり、図６では、図５中の符号Ｘ１を付した部分に相当する部分の波形のみ図示しており、符号Ｘ２，Ｘ３を付した部分に相当する部分の波形は省略している。

図６中の「Ｑ１ゲート信号」は、スイッチングレグＮをなすＩＧＢＴＱ１に対する制御信号である。また、図６中の「Ｑａゲート信号」は、スイッチングレグＭａをなすＩＧＢＴＱａに対する制御信号であり、「Ｑｄゲート信号」は、スイッチングレグＭｄをなすＩＧＢＴＱｄに対する制御信号である。また、「モータ電流Ｉａ」は、ＳＲモータ１０のＡ相の巻線Ｌａに流れる電流であり、「モータ電流Ｉｄ」は、ＳＲモータ１０のＤ相の巻線Ｌｄに流れる電流である。

図６に示す通り、「モータ電流Ｉａ」に対する目標電流は、Ｉｒｅｆ＿ａに設定されており、「モータ電流Ｉｄ」に対する目標電流は、Ｉｒｅｆ＿ｄに設定されている。また、「Ｑｄゲート信号」は、「Ｑａゲート信号」よりも高いスイッチング周波数に設定されている。このような設定を行うのは、インダクタンスが相対的に小さな巻線に対応するスイッチングレグのスイッチング周波数を高くした方が有利な場合があるからである。

図６に示す通り、モータ電流Ｉａは、ロータ１１の回転角がθｏｎになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱａがオン状態になることによって立ち上がる。また、モータ電流Ｉａは、ＩＧＢＴＱａのオン状態とオフ状態とが繰り返されることによって目標電流Ｉｒｅｆ＿ａに維持される。そして、モータ電流Ｉａは、ロータ１１の回転角がθｏｆｆになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱａがオフ状態になることによって立ち下がる。

同様に、モータ電流Ｉｄは、ロータ１１の回転角がθｏｎになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱｄがオン状態になることによって立ち上がる。また、モータ電流Ｉｄは、ＩＧＢＴＱｄのオン状態とオフ状態とが繰り返されることによって目標電流Ｉｒｅｆ＿ｄに維持される。ここで、図６に示す通り、「Ｑｄゲート信号」は、「Ｑａゲート信号」よりも高いスイッチング周波数に設定されていることから、ＩＧＢＴＱｄはＩＧＢＴＱａよりも短い周期でオン状態とオフ状態とが繰り返される。そして、モータ電流Ｉｄは、ロータ１１の回転角がθｏｆｆになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱｄがオフ状態になることによって立ち下がる。

このように、本実施形態では、スイッチングレグＭａ〜ＭｃとスイッチングレグＭｄ〜Ｍｆとのスイッチング周波数が異なり、巻線Ｌａ〜Ｌｃと巻線Ｌｄ〜Ｌｆとの目標電流が異なるものの、第１実施形態と同様に、スイッチングレグＮをステータ１２の巻線Ｌａ〜Ｌｆの全てに共通して設けるとともに、スイッチングレグＭａ〜Ｍｆをステータ１２の巻線Ｌａ〜Ｌｆに対応してそれぞれ設けるようにしている。このため、本実施形態においても、大幅な回路規模の増大を招くことなく電流の相数の増大（ＳＲモータ１０のダブルステータ構造に起因するＤ相、Ｅ相、Ｆ相の増大）に対応することができる。

〔第３実施形態〕
次に、本発明の第３実施形態について説明する。本実施形態による電力変換回路も、図１に示す電力変換回路１と同様の構成であるが、ＳＲモータ１０の駆動方法が第１実施形態とは異なる。具体的に、本実施形態では、アウターステータ１２ａの巻線Ｌａ〜Ｌｃに対応して設けられたスイッチングレグＭａ〜Ｍｃと、インナーステータ１２ｂの巻線Ｌｄ〜Ｌｆに対応して設けられたスイッチングレグＭｄ〜Ｍｆとを、スイッチングの位相を互いにずらして駆動している。

また、本実施形態では、第２実施形態と同様に、スイッチングレグＭａ〜Ｍｃ、及びスイッチングレグＭｄ〜Ｍｆを、アウターステータ１２ａの巻線Ｌａ〜Ｌｃに流れる電流と、インナーステータ１２ｂの巻線Ｌｄ〜Ｌｆに流れる電流とが互いに異なるように駆動している。尚、本実施形態においても、第２実施形態と同用意、アウターステータ１２ａの巻線Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃとインナーステータ１２ｂの巻線Ｌｄ，Ｌｅ，Ｌｆとは仕様が異なっているものとする。

図７は、本発明の第３実施形態による電力変換回路の動作を説明するための波形図である。尚、図７においては、図６と同様に、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭａとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路、及び、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭｄとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路に係る波形のみ（図５中の符号Ｘ１を付した部分に相当する部分の波形のみ）を図示している。

図７に示す通り、「モータ電流Ｉａ」に対する目標電流は、Ｉｒｅｆ＿ａに設定されており、「モータ電流Ｉｄ」に対する目標電流は、Ｉｒｅｆ＿ｄに設定されている。また、「Ｑｄゲート信号」と「Ｑａゲート信号」とは、位相（前述したモード２とモード１とが繰り返される部分の位相）が１８０°ずらされている。このように位相をずらすのは、アウターステータ１２ａの巻線Ｌａ〜Ｌｃの励磁により生ずるトルクリプルと、インナーステータ１２ｂの巻線Ｌｄ〜Ｌｆの励磁により生ずるトルクリプルとを逆位相にして、ＳＲモータ１０で生ずるトルクリプルを低減するためである。

図７に示す通り、モータ電流Ｉａは、ロータ１１の回転角がθｏｎになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱａがオン状態になることによって立ち上がる。また、モータ電流Ｉａは、ＩＧＢＴＱａのオン状態とオフ状態とが繰り返されることによって目標電流Ｉｒｅｆ＿ａに維持される。そして、モータ電流Ｉａは、ロータ１１の回転角がθｏｆｆになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱａがオフ状態になることによって立ち下がる。

同様に、モータ電流Ｉｄは、ロータ１１の回転角がθｏｎになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱｄがオン状態になることによって立ち上がる。また、モータ電流Ｉｄは、ＩＧＢＴＱｄのオン状態とオフ状態とが繰り返されることによって目標電流Ｉｒｅｆ＿ｄに維持される。ここで、図７に示す通り、「Ｑｄゲート信号」は、「Ｑａゲート信号」に対して位相（前述したモード２とモード１とが繰り返される部分の位相）が１８０°ずれているため、モータ電流Ｉｄの増減とモータ電流Ｉａの増減とは逆になる。そして、モータ電流Ｉｄは、ロータ１１の回転角がθｏｆｆになると、ＩＧＢＴＱ１及びＩＧＢＴＱｄがオフ状態になることによって立ち下がる。

このように、本実施形態では、スイッチングレグＭａ〜ＭｃとスイッチングレグＭｄ〜Ｍｆとがスイッチングの位相を互いにずらして駆動されるものの、第１実施形態と同様に、スイッチングレグＮをステータ１２の巻線Ｌａ〜Ｌｆの全てに共通して設けるとともに、スイッチングレグＭａ〜Ｍｆをステータ１２の巻線Ｌａ〜Ｌｆに対応してそれぞれ設けるようにしている。このため、本実施形態においても、大幅な回路規模の増大を招くことなく電流の相数の増大（ＳＲモータ１０のダブルステータ構造に起因するＤ相、Ｅ相、Ｆ相の増大）に対応することができる。

以上、本発明の実施形態による電力変換回路について説明したが、本発明は上記実施形態に制限されず、本発明の範囲内で自由に変更が可能である。例えば、上記実施形態では、電力変換回路１が、直流電源Ｅから供給される直流電力をパルス状の駆動電流に変換してＳＲモータ１０に供給するインバータとして機能する例について説明した。しかしながら、電力変換回路１は、モータによる発電電力を直流電力に変換するコンバータとして用いることも可能である。

また、上述した実施形態では、スイッチングレグＮ及びスイッチングレグＭａ〜Ｍｆの上アームＵＡ及び下アームＬＡが単一の半導体スイッチング素子で構成される例について説明した。しかしながら、スイッチングレグＮ及びスイッチングレグＭａ〜Ｍｆの上アームＵＡ及び下アームＬＡの少なくとも一方を複数の半導体スイッチング素子で構成してもよい。

例えば、図３（ａ）に示したスイッチングレグＮの上アームＵＡを、直列接続、並列接続、或いは直並列接続された複数のＩＧＢＴで構成し、下アームＬＡを直列接続、並列接続、或いは直並列接続された複数のダイオードで構成することができる。同様に、図３（ａ）に示したスイッチングレグＭａの下アームＬＡを、直列接続、並列接続、或いは直並列接続された複数のＩＧＢＴで構成し、上アームＵＡを直列接続、並列接続、或いは直並列接続された複数のダイオードで構成することができる。このような構成を採用することにより、スイッチングレグＮ及びスイッチングレグＭａ〜Ｍｆの上アームＵＡ及び下アームＬＡの耐圧及び電流容量の少なくとも一方を増大させることができる。

また、上述した実施形態では、スイッチングレグＮとスイッチングレグＭａ〜Ｍｆとの組み合わせによって構成されるＨ型ブリッジ回路をなす４つの半導体スイッチング素子がシリコンを用いて形成されたものであるとして説明した。しかしながら、炭化ケイ素、窒化ガリウム、等の化合物半導体を用いて形成されたものを用いても良い。

１…電力変換回路、１０…ＳＲモータ、１１…ロータ、１２ａ…アウターステータ、１２ｂ…インナーステータ、Ｄ１，Ｄａ…ダイオード、Ｅ…直流電源、Ｌａ〜Ｌｆ…巻線、Ｍａ〜Ｍｆ…スイッチングレグ、Ｎ…スイッチングレグ、Ｐ１，Ｐ２…接続点、Ｑ１，Ｑａ…ＩＧＢＴ

Claims (7)

1. 環状のロータと、該ロータを挟むように配置される第１ステータ及び第２ステータとを備えるダブルステータ型回転機に供給される電力、或いは該ダブルステータ型回転機から供給される電力の変換を行う電力変換回路であって、
   前記第１ステータ及び前記第２ステータの巻線の全てに共通して設けられた１つの第１スイッチングレグと、
   前記第１ステータ及び前記第２ステータの巻線に対応してそれぞれ設けられた複数の第２スイッチングレグと、
   を備える電力変換回路。
2. 前記第１スイッチングレグ及び第２スイッチングレグは、直列接続された少なくとも２つの半導体スイッチング素子を備えており、
   前記第１スイッチングレグが備える前記半導体スイッチング素子の接続点は、前記第１ステータ及び前記第２ステータの巻線の一端に接続されており、
   前記第２スイッチングレグが備える前記半導体スイッチング素子の接続点は、前記第１ステータ及び前記第２ステータの巻線のうちの対応する巻線の他端に接続されている、
   請求項１記載の電力変換回路。
3. 前記第１スイッチングレグが備える前記半導体スイッチング素子の開放端、及び前記第２スイッチングレグが備える前記半導体スイッチング素子の開放端は、直流電源に接続されている、請求項２記載の電力変換回路。
4. 前記第１ステータの巻線に対応して設けられた前記第２スイッチングレグ、及び前記第２ステータの巻線に対応して設けられた前記第２スイッチングレグは、互いに異なるスイッチング周波数で駆動される、請求項１から請求項３の何れか一項に記載の電力変換回路。
5. 前記第１ステータの巻線に対応して設けられた前記第２スイッチングレグ、及び前記第２ステータの巻線に対応して設けられた前記第２スイッチングレグは、スイッチングの位相を互いにずらして駆動される、請求項１から請求項３の何れか一項に記載の電力変換回路。
6. 前記第１ステータの巻線に対応して設けられた前記第２スイッチングレグ、及び前記第２ステータの巻線に対応して設けられた前記第２スイッチングレグは、前記第１ステータの巻線に流れる電流と前記第２ステータの巻線に流れる電流とが互いに異なるように駆動される、請求項１から請求項５の何れか一項に記載の電力変換回路。
7. 前記第１ステータは、前記ロータの外側に配置されるアウターステータであり、
   前記第２ステータは、前記ロータの内側に配置されるインナーステータである、
   請求項１から請求項６の何れか一項に記載の電力変換回路。

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