WO2018135400A1 - アンテナ - Google Patents

アンテナ Download PDF

Info

Publication number
WO2018135400A1
WO2018135400A1 PCT/JP2018/000604 JP2018000604W WO2018135400A1 WO 2018135400 A1 WO2018135400 A1 WO 2018135400A1 JP 2018000604 W JP2018000604 W JP 2018000604W WO 2018135400 A1 WO2018135400 A1 WO 2018135400A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
antenna
feeding
ground
length
parasitic
Prior art date
Application number
PCT/JP2018/000604
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
将之 小幡
悠 小野
弘准 菊地
真悟 角
洋明 大森
朗 金澤
勝彦 森岡
Original Assignee
パナソニックＩｐマネジメント株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP2017007040A external-priority patent/JP6913868B2/ja
Priority claimed from JP2017007038A external-priority patent/JP6979599B2/ja
Priority claimed from JP2017007039A external-priority patent/JP2018117252A/ja
Application filed by パナソニックＩｐマネジメント株式会社 filed Critical パナソニックＩｐマネジメント株式会社
Publication of WO2018135400A1 publication Critical patent/WO2018135400A1/ja
Priority to US16/504,512 priority Critical patent/US10886620B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/08—Radiating ends of two-conductor microwave transmission lines, e.g. of coaxial lines, of microstrip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
    • H01Q1/38—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith formed by a conductive layer on an insulating support
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/52—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q19/00—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic
    • H01Q19/005—Patch antenna using one or more coplanar parasitic elements
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q19/00—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic
    • H01Q19/02—Details
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/045—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/06—Details
    • H01Q9/065—Microstrip dipole antennas

Definitions

  • the present disclosure relates to antenna technology, and more particularly to an antenna in which a feeding element is arranged on a dielectric substrate.
  • An example for miniaturizing an antenna is a microstrip antenna.
  • a plurality of parasitic elements are arranged around each side of the substantially rectangular microstrip antenna. And each electric length of a parasitic element is set according to desired directivity (for example, refer to patent documents 1).
  • the gain improvement effect is small even if the parasitic element is arranged.
  • the present disclosure provides a technique for improving antenna characteristics.
  • the antenna according to one embodiment of the present disclosure includes a dielectric substrate, a ground element, a feeding element, a microstrip line, and a feeding point.
  • the ground element is disposed on the first surface of the dielectric substrate.
  • the ground element is provided with a slit.
  • the feed element is disposed on the second surface of the dielectric substrate.
  • the microstrip line extends from the feed element toward the slit.
  • the feed point is disposed on the second surface of the dielectric substrate and is connected to the feed element via a microstrip line.
  • the feeding point is located between the feeding element and the slit, and is disposed at the end of the microstrip line.
  • the antenna characteristics can be improved.
  • FIG. 1A is a plan view illustrating a structure of a surface of an antenna according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 1B is a plan view showing the structure of the back surface of the antenna shown in FIG. 1A.
  • 2 is a cross-sectional view taken along the line II-II of the antenna shown in FIG. 1A.
  • 3A is a diagram showing a change in relative gain with respect to the diameter of the hole of the antenna shown in FIG. 1A.
  • FIG. 3B is a diagram showing the relationship between the wavelength ratio and the length when the resonance frequency of the antenna shown in FIG. 1A is set in the 5.8 GHz band.
  • FIG. 4 is a diagram showing a change in relative gain with respect to a moving distance of the hole portion of the antenna shown in FIG. 1A.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a structure example of a circuit unit of the antenna illustrated in FIG. 1A.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the effect of the shape of the parasitic element in the antenna shown in FIG. 1A.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining the effect of the parasitic element arrangement in the antenna shown in FIG. 1A.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the effect of the size of the parasitic element of the antenna shown in FIG. 1A.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the effect of the arrangement and size of parasitic elements in the antenna shown in FIG. 1A.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining another effect due to the size of the parasitic element of the antenna shown in FIG. 1A.
  • FIG. 11A is a perspective view showing another structure of the antenna according to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 11B is a perspective view showing still another structure of the antenna according to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 11C is a perspective view showing another structure of the antenna according to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 12A is a perspective view showing another structure of the antenna according to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 12B is a perspective view showing still another structure of the antenna according to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining the effect of the antenna feed point and slit arrangement shown in FIG. 1A.
  • the antenna according to the present embodiment has a dielectric substrate, a feed element disposed on the surface of the dielectric substrate, and a ground element disposed on the back surface of the dielectric substrate.
  • An example of the antenna is a microstrip antenna used in an ETC (Electronic Toll Collection System) vehicle-mounted device, and a resonance frequency thereof is, for example, a 5.8 GHz band.
  • the purpose of this embodiment is to improve antenna characteristics (antenna gain, antenna efficiency). Specifically, this embodiment will be described by at least one of the following (1) to (3).
  • the antenna is provided with a notification circuit for notifying the ETC on-board device that the antenna is connected to the ETC on-board device.
  • a notification circuit is installed in the vicinity of the microstrip line that connects the feeding element and the feeding point, the input impedance starting from the feeding point is affected. As a result, mismatch loss increases and antenna gain decreases.
  • the notification circuit is arranged around the outer edge portion of the feeding element serving as the radiation source, the antenna characteristics are deteriorated.
  • a hole is provided near the central portion of the power feeding element, and the notification circuit is disposed so as to be surrounded by the power feeding element. Thereby, since the influence on the input impedance is reduced, the antenna characteristics are improved.
  • the effect of improving the antenna gain is small if the distance between the feeding element and the parasitic element is wide. Therefore, the distance between the feeding element and the parasitic element should be reduced to some extent.
  • the parasitic element also resonates at the resonance frequency. Therefore, the effective resonance frequency is lowered by electromagnetic coupling between the parasitic element and the feeding element. As a result, the antenna gain at the desired resonance frequency is reduced.
  • the size of the power feeding element is determined so that the resonance frequency of the power feeding element is higher than a desired resonance frequency.
  • a plurality of parasitic elements are arranged while the interval between such feeder elements is narrowed to some extent. As a result, the effective resonance frequency is in the vicinity of the desired band, and the antenna gain at the desired resonance frequency is improved.
  • the feeding element is generally arranged so as to overlap the central portion of the ground element. This is to form the antenna directivity in the zenith direction by diffracting the radio wave radiated from the power feeding element from the end of the ground element at an equal distance.
  • the dielectric substrate has a substantially square shape.
  • the dielectric substrate has a substantially rectangular shape instead of a substantially square shape.
  • the ground potential is separated into the first ground element and the second ground element by forming a slit in the ground element.
  • the first ground element has a substantially square shape, and the power feeding element overlaps the central portion thereof. Furthermore, the feeding point is arranged on the slit side. As a result, the current flowing in the longitudinal direction of the dielectric substrate is reduced, so that the above-described directivity pattern is not easily broken.
  • parallel and orthogonal include not only perfect parallel and orthogonal, but also a case of deviation from parallel in the range of error. Specifically, “parallel” means that the angle formed by two straight lines is within 5 °, and “orthogonal” means that the angle formed by the two straight lines is not less than 85 ° and not more than 95 °. To do. Further, “substantially” means that they are the same in an approximate range.
  • FIGS. 1A and 1B are plan views showing the structure of the antenna 100 according to the present embodiment.
  • 2 is a cross-sectional view of antenna 100 taken along the line II-II shown in FIG. 1A.
  • an orthogonal coordinate system including an X axis, a Y axis, and a Z axis is defined.
  • the X axis and the Y axis are orthogonal to each other in the plane of the antenna 100.
  • the Z axis is perpendicular to the X axis and the Y axis.
  • the positive directions of the X axis, the Y axis, and the Z axis are defined in the directions of the arrows in FIGS.
  • the antenna 100 has two main surfaces parallel to the xy plane. Among these, the main surface arranged on the positive direction side of the Z axis is the front surface 12, and the main surface arranged on the negative direction side of the Z axis is the back surface 14. When the back surface 14 is called the first surface, the front surface 12 is called the second surface.
  • the antenna 100 includes a dielectric substrate 10, a first ground element 20a, a second ground element 20b, a slit 22, a feeding element 30, a land part 34, a circuit part 36, a microstrip line 38, a feeding point 40, an electric circuit part 42, It includes a first parasitic element 50a, a second parasitic element 50b, a third parasitic element 50c, a fourth parasitic element 50d, a fifth parasitic element 50e, and a sixth parasitic element 50f.
  • the first ground element 20a and the second ground element 20b are collectively referred to as the ground element 20.
  • the first parasitic element 50a, the second parasitic element 50b, the third parasitic element 50c, the fourth parasitic element 50d, the fifth parasitic element 50e, and the sixth parasitic element 50f are collectively referred to as the parasitic element 50.
  • the number of parasitic elements 50 is not limited to “6”.
  • a hole 32 is provided in the power feeding element 30, and the land 34 is formed on the dielectric substrate 10 inside the hole 32.
  • the dielectric substrate 10 has a rectangular plate shape that is longer in the X-axis direction than in the Y-axis direction.
  • the two main surfaces of the dielectric substrate 10 constitute a front surface 12 and a back surface 14.
  • a first ground element 20a is disposed on the positive side of the X axis, and the first ground element 20a has a substantially square shape.
  • the second ground element 20b is arranged on the negative direction side of the X axis.
  • a slit 22 is provided between the first ground element 20a and the second ground element 20b.
  • the slit 22 is formed in the ground element 20, and the dielectric substrate 10 is exposed in the slit 22.
  • the second ground element 20b is separated from the first ground element 20a with the slit 22 as a boundary. Therefore, the ground potential of the first ground element 20a is different from the ground potential of the second ground element 20b.
  • a portion where the dielectric substrate 10 overlaps with the first ground element 20a is defined as a first region 24, and a portion where the dielectric substrate 10 overlaps with the second ground element 20b is defined as a second region 26. Therefore, the first region 24 and the second region 26 are also separated with the slit 22 as a boundary.
  • a power supply element 30 having a substantially square shape is disposed near the central portion of the first region 24 of the dielectric substrate 10. Therefore, the power feeding element 30 is disposed so as to overlap the first ground element 20 a on a projection plane (hereinafter simply referred to as “projection plane”) parallel to the front surface 12 or the back surface 14.
  • the feed element 30 may be called a microstrip antenna or a patch antenna.
  • a hole 32 is disposed in the vicinity of the central portion inside the feeding element 30, and a land portion 34 is disposed in the vicinity of the central portion inside the hole 32.
  • the land portion 34 is a conductor having a cylindrical shape, and the height in the Z-axis direction is close to the thickness of the power feeding element 30.
  • the hole 32 is surrounded by an annular shape by the power feeding element 30. That is, the power feeding element 30 has a substantially square outer shape and opens in a donut shape.
  • the shape of the hole part 32 and the land part 34 is not limited to these.
  • a through-hole portion 46 formed of a conductor is disposed so as to penetrate the dielectric substrate 10 from the surface on the negative Z-axis side of the land portion 34 to the surface on the positive Z-axis side of the first ground element 20a. Has been.
  • the through hole portion 46 electrically connects the first ground element 20 a and the land portion 34.
  • a circuit portion 36 is disposed between the power feeding element 30 and the land portion 34.
  • the configuration of the circuit unit 36 may be arbitrary.
  • the resistance element corresponds to the circuit unit 36.
  • the circuit unit 36 may be a semiconductor element, reactance, or the like.
  • the power feeding element 30 and the land portion 34 are electrically connected by such a circuit portion 36.
  • a plurality of parasitic elements 50 are arranged around the feeding element 30. The shape of the plurality of parasitic elements 50 may not be the same.
  • the microstrip line 38 has a first end and a second end, and the first end is connected to the outer edge portion of the feed element 30 on the negative direction side of the X axis.
  • the microstrip line 38 extends from the first end toward the slit 22.
  • a feeding point 40 is disposed at the second end of the microstrip line 38. That is, the microstrip line 38 extends from the power feeding element 30 toward the slit 22. Therefore, the feed point 40 is connected to the feed element 30 through the microstrip line 38 and is disposed between the feed element 30 and the slit 22.
  • a first end of a coaxial cable 44 is connected to the feeding point 40.
  • the second end of the coaxial cable 44 is connected to, for example, an ETC on-vehicle device (not shown). With such a configuration, the feeding element 30 is fed from the feeding point 40, and the antenna 100 transmits and receives an ETC signal and inputs and outputs the signal to and from the ETC on-vehicle device via the
  • an electric circuit portion 42 having a substantially rectangular shape is disposed in the second region 26 of the dielectric substrate 10 on the surface 12. Therefore, the electric circuit unit 42 is disposed so as to overlap the second ground element 20b on the above-described projection plane. Any circuit can be used as the electric circuit section 42.
  • a structure in which the second region 26 is omitted may also be referred to as the antenna 100.
  • the basic structure of the antenna 100 has been described.
  • the structure of the antenna 100 will be described in more detail.
  • (1) the arrangement of the circuit unit 36, (2) the shape and arrangement of the feeding element 30 and the parasitic element 50, and (3) the structure including the second region 26 will be described in this order.
  • the characteristics shown below are the results of simulation.
  • FIG. 3A and 3B show a change in relative gain with respect to the diameter of the hole 32.
  • FIG. 3A shows a change in relative gain when the diameter of the hole 32 arranged at the center of the feeding element 30 in FIG. 1A is changed.
  • the center of the feed element 30 is a position connecting the midpoint of the feed element 30 in the X-axis direction and the midpoint of the Y-axis direction.
  • the horizontal axis indicates the hole diameter
  • the vertical axis indicates the relative gain.
  • FIG. 3A when the hole diameter is larger than 3 mm, the relative gain decreases.
  • 3B shows the relationship between the wavelength ratio and the length when the resonance frequency is set to the 5.8 GHz band.
  • the diameter of the hole 32 is set to a length of 1/8 or less of the wavelength at the resonance frequency of the antenna 100.
  • FIG. 4 shows a change in relative gain with respect to the movement distance of the hole 32. This can be said to be a change in relative gain with respect to the moving distance of the circuit unit 36.
  • the change in relative gain when the hole 32 is displaced from the center of the feed element 30 in FIG. 1A in the positive X-axis direction (+ X-axis direction) is represented by the line 200, the negative Y-axis direction ( ⁇ Y-axis).
  • a change in the case of deviation in the direction is indicated by a line 202.
  • a change when the Y axis is shifted in the positive direction (+ Y axis direction) is indicated by a line 204, and a change when the Y axis is shifted in the negative direction ( ⁇ X axis direction) is indicated by a line 206.
  • the relative gain is based on the case where the hole 32 is arranged at the center of the feed element 30. When the hole 32 or the circuit part 36 is shifted from the center, the relative gain tends to decrease. Therefore, the hole 32 is formed within a moving distance from the center of the feeding element 30 to about 1.2 mm, that is, a length of 1/20 or less of the wavelength at the resonance frequency of the antenna 100.
  • FIG. 5 shows a structural example of the circuit portion 36 and shows a partial top view of the surface 12.
  • the circuit portion 36 is formed as a stub pattern extending from the power feeding element 30 over the hole portion 32 and connected to the land portion 34.
  • the circuit part 36 having such a stub pattern becomes high impedance in a desired frequency band due to an inductive reactance component.
  • the one where the impedance of the circuit part 36 is high is preferable.
  • FIG. 6 shows the effect of the shape of the parasitic element 50.
  • 6A to 6C are top views showing the structures of the antennas 170A to 170C to be compared with the antenna 100, respectively.
  • FIG. 6D is a top view showing the structure of the antenna 100A according to the present embodiment.
  • the second region 26 shown in FIG. 1A is omitted.
  • the feed element 130 is disposed at the center portion of the dielectric substrate 110.
  • the dielectric substrate 110 and the feed element 130 correspond to the dielectric substrate 10 and the feed element 30 of the antenna 100, respectively.
  • the outer edge portion in the X-axis direction and the outer edge portion in the Y-axis direction intersect, and the length of at least one of them is set to 1 ⁇ 2 of the wavelength ⁇ at the resonance frequency of the antenna 170A. Has been.
  • a plurality of parasitic elements 150 are arranged around the feeding element 130.
  • the plurality of parasitic elements 150 include a first parasitic element 150a, a second parasitic element 150b, a third parasitic element 150c, a fourth parasitic element 150d, a fifth parasitic element 150e, a sixth parasitic element 150f, It includes a seventh parasitic element 150g and an eighth parasitic element 150h.
  • the parasitic element 150 is formed in a rod shape such that the outer edge facing the feeding element 130 is long. Diodes arranged between two adjacent parasitic elements 150 are electrically insulated from each other.
  • the distance between the feeding element 130 and the parasitic element 150 is set to a length of about 1 ⁇ 4 of the wavelength ⁇ at the resonance frequency of the antenna 170B.
  • the distance between the feeding element 130 and the parasitic element 150 is set to about 1/20 of the wavelength ⁇ at the resonance frequency of the antenna 170C. That is, in the antenna 170C, the distance between the feeding element 130 and the parasitic element 150 is narrower than that of the antenna 170B. Otherwise, the antenna 170C has the same configuration as the antenna 170B.
  • the antenna 100A in FIG. 6 (d) is illustrated by modifying the antenna 100 in FIG. 1A in order to facilitate comparison with the antenna 170C.
  • the first parasitic element 50 a to the eighth parasitic element 50 h that are collectively referred to as the parasitic element 50 are arranged around the feeder element 30.
  • the outer edge portion in the X-axis direction intersects with the outer edge portion in the Y-axis direction, and at least one length thereof, that is, at least one length in the X-axis direction and the Y-axis direction is The length is set to be shorter than 1 ⁇ 2 of the wavelength ⁇ at the resonance frequency of the antenna 100A.
  • the length of the power feeding element 30 is shorter than the length of the power feeding element 130 in the X-axis direction or the Y-axis direction.
  • the length of the outer edge portion on the side facing the feeding element 30 is set to be shorter than the length of the feeding element 30 in the same direction as the outer edge portion.
  • the length of the first parasitic element 50a in the X-axis direction is set to be shorter than 1 ⁇ 2 of the length of the feed element 30 in the X-axis direction.
  • the distance between the feeding element 30 and the parasitic element 50 is set to about 1/20 of the wavelength ⁇ at the resonance frequency of the antenna 100A, as with the antenna 170C.
  • (E) of FIG. 6 shows the change of VSWR (Voltage Standing Wave Ratio) when the frequency is changed. The lower the VSWR, the better the characteristics as an antenna. A band including the resonance frequencies of the antennas 170A to 170C and the antenna 100A is shown as a desired band.
  • (f) of FIG. 6 shows the change of the antenna gain when the frequency is changed. The higher the antenna gain, the better the characteristics as an antenna. 6E and 6F, the characteristic 212 of the antenna 170B is substantially the same as the characteristic 210 of the antenna 170A. This is because the parasitic element 150 does not contribute to the improvement of the characteristics because the distance between the feeding element 130 and the parasitic element 150 is too large in the antenna 170B.
  • the antenna gain is improved at a frequency lower than the desired band.
  • the antenna gain is not improved in the desired band. This is because since the distance between the feed element 130 and the parasitic element 150 is narrow, it is considered that the effective length of the feed element 130 is equivalently increased, thereby reducing the effective resonance frequency. is there.
  • the VSWR is low and the antenna gain is improved in the desired band. That is, the antenna gain is improved without changing the radiation pattern in the desired band.
  • the length of the feed element 30 is set to be a resonance frequency higher than the desired band. Therefore, the feed element 30 resonates in a desired band in a state where the parasitic element 50 is disposed.
  • the length in the X-axis direction or the Y-axis direction of the feeding element 30 may be set to be shorter than the length of 1 ⁇ 2 of the wavelength ⁇ at the resonance frequency of the antenna 100.
  • the length of the outer edge on the side facing the feeding element 30 may be set shorter than the length of the feeding element 30 in the same direction as the outer edge.
  • the length of the feeding element 30 in the same direction as the outer edge portion is the length in the direction along the outer edge portion of the feeding element 30.
  • FIG. 7 (a) to 7 (c) are diagrams showing the effects of the placement of the parasitic element 50 in the antenna 100A shown in FIG. 6 (d).
  • the distance between the feeding element 30 and the parasitic element 50 is set to about 1/20 of the wavelength ⁇ at the resonance frequency of the antenna 100A.
  • the distance between the feeding element 30 and the parasitic element 50 is set to about 1/5 of the wavelength ⁇ at the resonance frequency of the antenna 100B.
  • the resonance frequency of the antenna 100B is set to be the same as the resonance frequency of the antenna 100A.
  • FIG. 7 (c) shows the effect of the parasitic element 50 being arranged, in which the horizontal axis represents the distance in units of the wavelength ⁇ , and the vertical axis represents the case where the parasitic element 50 is not arranged.
  • the antenna gain improvement amount is shown.
  • the length of the outer edge on the side facing the feeding element 30 is set to 1 ⁇ 4 of the wavelength ⁇ at the resonance frequency of the antenna 100A.
  • the antenna gain improvement amount decreases as the distance increases. For this reason, it is preferable to set the distance between each of the plurality of parasitic elements 50 and the feeding element 30 to be shorter than 1/10 of the wavelength at the resonance frequency of the antenna 100A.
  • This length corresponds to, for example, the length in the Y-axis direction of the first parasitic element 50a in the antenna 100A shown in FIG.
  • FIG. 8 shows the effect of the size of the parasitic element 50.
  • the abscissa represents the length of the outer edge portion of the parasitic element 50 on the side not facing the feeding element 30 in terms of the wavelength ⁇ .
  • the vertical axis represents the amount of antenna gain improvement for the case where the parasitic element 50 is not disposed.
  • the distance between the feeding element 30 and the parasitic element 50 is set to 1/50 of the wavelength ⁇ at the resonance frequency of the antenna 100A, and the length of the outer edge portion of the parasitic element 50 on the side facing the feeding element 30 is set. Is set to 1 ⁇ 4 of the wavelength ⁇ at the resonance frequency of the antenna 100.
  • the antenna gain improvement amount increases as the outer edge portion of the parasitic element 50 on the side not facing the feeder element 30 becomes longer. Also, when this length is 0.38 ⁇ , the antenna gain improvement is maximized. Furthermore, when this length approaches 1 ⁇ 2 of the wavelength ⁇ , the antenna gain improvement amount decreases rapidly.
  • the length of the outer edge portion of the parasitic element 50 on the side not facing the feeding element 30 is about 1 ⁇ 4 of the wavelength ⁇ , the parasitic element 50 does not resonate in the desired band and is equivalent to one of the feeding elements 30. As a part, the electric field concentrates in the vicinity of the feed element 30. On the other hand, when this length is about 1 ⁇ 2 of the wavelength ⁇ , the parasitic element 50 operates as an antenna that resonates in a desired band. For this reason, the electric field is also strongly distributed to the parasitic element 50, which affects the current distribution, and disturbs the radiation pattern and the impedance of the antenna. Due to such a phenomenon, characteristics as shown in FIG. 8 appear.
  • the length of the outer edge portion of the parasitic element 50 that does not face the feeding element 30 is set to be shorter than the length of at least one of the feeding elements 30 in the X-axis direction and the Y-axis direction. Further, from FIG. 8, this length is set to a length of 1/5 or more of the wavelength at the resonance frequency of the antenna 100A. The length of the parasitic element 50 may be set in this way.
  • the antenna 170D shown in FIG. 9A corresponds to the antenna 170A shown in FIG. 6A
  • the antenna 170E shown in FIG. 9B corresponds to the antenna 170C shown in FIG. 6C.
  • the antenna 100C illustrated in FIG. 9C corresponds to the antenna 100A illustrated in FIG.
  • the length of the feed element 130 in the X-axis direction or the Y-axis direction is longer than the length of 1 ⁇ 2 of the wavelength ⁇ at the resonance frequency of the antenna 170, similarly to the antenna 100A. It is set short.
  • a seventh parasitic element 50g and an eighth parasitic element 50h are added.
  • the seventh parasitic element 50g is arranged so as to be in contact with the corner C1 on the positive direction side of the X axis and the positive direction side of the Y axis in the power supply element 30.
  • the eighth parasitic element 50h is arranged so as to be in contact with the corner C2 on the positive direction side of the X axis and on the negative direction side of the Y axis in the power supply element 30.
  • the second parasitic element 50b, the seventh parasitic element 50g, and the third parasitic element 50c are arranged so as to surround the corner C1 of the feeding element 30, and the fourth parasitic element 50d and the eighth parasitic element.
  • 50h and the 5th parasitic element 50e are arranged so that corner C2 of feeding element 30 may be surrounded.
  • the number of parasitic elements 50 is larger than that of the antenna 100C, and the total element area of the parasitic elements 50 is increased.
  • (E) of FIG. 9 has shown the antenna gain improvement amount of the antenna 170E, the antenna 100C, and the antenna 100D with respect to the antenna 170D.
  • (F) of FIG. 9 has shown the efficiency improvement amount of the antenna 170E with respect to the antenna 170D, the antenna 100C, and the antenna 100D.
  • antenna 100C compared with antenna 170E, the antenna gain improvement amount and the efficiency improvement amount are large.
  • the antenna 100D has the same amount of improvement in antenna gain as the antenna 100C, but the amount of improvement in efficiency is large. Thus, by increasing the element area of the parasitic element 50, the antenna gain and efficiency are improved.
  • An antenna 100E shown in FIG. 10A has a structure in which the parasitic element 50 in the antenna 100D shown in FIG. 9D is close to the shape of the parasitic element 50 in FIG. 1A.
  • the length of the outer edge portion of the parasitic element 50 on the side facing the feeding element 30 is set to be shorter than the length of the feeding element 30 in the same direction as the outer edge portion. Therefore, the length of the first parasitic element 50a and the fifth parasitic element 50e in the X-axis direction is shorter than the length of the feeder element 30 in the X-axis direction, and the length of the third parasitic element 50c in the Y-axis direction. Is shorter than the length of the feed element 30 in the Y-axis direction.
  • the length of the outer edge portion of the parasitic element 150 on the side facing the feeding element 130 is set equal to the length of the feeding element 130 in the same direction as the outer edge portion. That is, the length in the X-axis direction of the first parasitic element 150a and the fifth parasitic element 150e is equal to the length in the X-axis direction of the feeder element 130, and the length in the Y-axis direction of the third parasitic element 150c. Is equal to the length of the feed element 130 in the Y-axis direction.
  • FIG. 10 shows VSWR when the frequency is changed with respect to the antenna 100E.
  • the parasitic element 50 resonates near P1. Since the frequency of P1 is far from the desired band, the VSWR in the desired band is not affected.
  • FIG. 10D shows the VSWR when the frequency is changed with respect to the antenna 170F.
  • the resonance by the parasitic element 150 resonates in the vicinity of P2, that is, in the vicinity of the resonance frequency of the feeder element 130. For this reason, the VSWR in the desired band decreases due to resonance of the parasitic element 150.
  • FIG. 10E shows the amount of antenna gain improvement in a desired band for the antennas 100E and 170F.
  • the antenna gain improvement amount is smaller than 0 dB, the characteristic is degraded.
  • the antenna gain improvement amount of the antenna 100E is larger than the antenna gain improvement amount of the antenna 170F.
  • FIG. 11A to 11C are perspective views showing another structure of the antenna 100.
  • FIG. FIG. 11A is a perspective view when the antenna 100F according to the first modification is viewed from the front surface 12
  • FIG. 11A is a perspective view when the antenna 100F is viewed from the back surface 14.
  • FIG. is there.
  • the antenna 100 ⁇ / b> F does not include the microstrip line 38 and feeds power from the back surface 14 to the feed element 30 at the feed point 40.
  • FIG. 11B is a perspective view when the antenna 100G according to the second modification is viewed from the front surface 12
  • FIG. 11C is a perspective view when the antenna 100H according to the third modification is viewed from the front surface 12.
  • the first perturbation unit 60 a and the second perturbation unit 60 b are provided at corners of the feed element 30 that are opposite to each other on a diagonal line.
  • the first perturbation unit 60 a and the second perturbation unit 60 b are collectively referred to as the perturbation unit 60, and have a shape in which corner portions of the feed element 30 are cut out.
  • the radio wave radiated from the antenna 100 is circularly polarized by the perturbation unit 60.
  • the antenna 100G includes a microstrip line 38.
  • the antenna 100 ⁇ / b> H does not include the microstrip line 38 and feeds power from the back surface 14 to the feed element 30 at the feed point 40.
  • FIG. 12A is a perspective view showing a structure of an antenna 100J according to a fourth modification
  • FIG. 12B is a perspective view showing a structure of an antenna 100K according to a fifth modification.
  • a plurality of parasitic elements 50 are arranged in a single line in the X-axis and Y-axis directions on at least a part of the periphery of the feeding element 30.
  • the antennas 100 ⁇ / b> J and 100 ⁇ / b> K a plurality of parasitic elements 50 are doubly arranged in at least a part of the periphery of the feeding element 30 in the X-axis and Y-axis directions.
  • the antenna 100J two parasitic elements 50, a first parasitic element 50a and a seventh parasitic element 50g, are arranged side by side from the feeding element 30 in the positive direction of the Y axis.
  • the parasitic element 50 is disposed close to the end of the dielectric substrate 10 and the antenna gain is improved.
  • the antenna 100J includes a microstrip line 38.
  • the antenna 100K does not include the microstrip line 38 and feeds power from the back surface 14 to the feed element 30 at the feed point 40.
  • FIG. 13 shows the arrangement of the feeding point 40 and the slit 22 and the effect of the arrangement.
  • the antennas 170G to 170J are comparison targets of the antenna 100L.
  • the antenna 170G has the same structure as the antenna 170A shown in FIG. 6A and the antenna 170D shown in FIG.
  • the microstrip line 138 extends from the feed element 130 in the negative direction of the Y axis, and is connected to the feed point 140 at an end opposite to the end connected to the feed element 130.
  • the ground element 120 is disposed on the surface of the dielectric substrate 110 opposite to the surface on which the power feeding element 130 is provided.
  • the ground element 120, the microstrip line 138, and the feeding point 140 correspond to the ground element 20, the microstrip line 38, and the feeding point 40 in the antenna 100, respectively.
  • the antenna directivity in the zenith direction is formed by the current distribution of the antenna 170G.
  • the dielectric substrate 110 in the antenna 170H has a shape that is longer in the X-axis direction than in the Y-axis direction, like the dielectric substrate 10 in FIG. 1A.
  • the ground element 120 also has a shape that is long in the X-axis direction in accordance with the shape of the dielectric substrate 110.
  • the ground current A3 in the vicinity of the feeding point 140 flows in the negative direction of the X axis along the outer edge portion of the dielectric substrate 110 extending in the X axis direction (ground currents A1 and A2).
  • the distance from the radiation end of the antenna element to the diffraction end of the ground element is not uniform. As a result, phases cancel each other out. As a result, the antenna directivity in the zenith direction is lost, and the antenna gain in the zenith direction is reduced.
  • the dielectric substrate 110 in the antenna 170J has the same shape as the dielectric substrate 110 in the antenna 170H.
  • a first ground element 120a and a second ground element 120b are arranged.
  • the first ground element 120a and the second ground element 120b are separated with the slit 122 as a boundary, and have different ground potentials.
  • the back side of the portion where the first ground element 120 a is provided is the first region 124, and the back side of the portion where the second ground element 120 b is provided is the second region 126.
  • the first ground element 120a, the second ground element 120b, the slit 122, the first area 124, and the second area 126 are respectively the first ground element 20a, the second ground element 20b, the slit 22, the first area 24, and the like in the antenna 100. This corresponds to the second region 26. As described above, the first ground element 120a and the second ground element 120b are separated by the slit 122. Therefore, in the current distribution of the antenna 170J, the ground currents A1 and A2 flowing in the negative direction of the X axis along the outer edge portion of the dielectric substrate 110 extending in the X axis direction are smaller than in the case of the antenna 170H. As a result, the components that cancel each other out are reduced, and the collapse of the antenna directivity in the zenith direction is suppressed.
  • the antenna 100L corresponds to a structure in which the parasitic element 50 is omitted from the antenna 100 of FIG. 1A.
  • the microstrip line 38 extends from the feeding element 30 in the negative direction of the X axis, and is connected to the feeding point 40 at an end opposite to the end connected to the feeding element 30.
  • the ground current A4 in the vicinity of the slit 22 is increased.
  • the ground currents A1 and A2 flowing in the negative direction of the X axis along the outer edge portion of the dielectric substrate 10 extending in the X axis direction are smaller than those of the antenna 170J.
  • the components that cancel each other are further reduced, and the antenna directivity in the zenith direction is further suppressed, so that the antenna gain in the zenith direction is close to that of the antenna 170G.
  • the circuit unit is surrounded by the power feeding element, disturbance of input characteristics and radiation characteristics can be suppressed even when the circuit unit is arranged.
  • antenna characteristics antenna gain, antenna efficiency
  • the through hole portion is arranged, the ground element and the land portion can be electrically connected.
  • the diameter of the hole is set to 1/8 or less of the wavelength at the resonance frequency of the antenna, the influence on the electromagnetic field of the antenna can be reduced. Further, since the influence of the antenna on the electromagnetic field is reduced, the influence of the hole can be reduced.
  • the diameter of the hole is set to 1/8 or less of the wavelength at the resonance frequency of the antenna, the input characteristics and the radiation characteristics can be kept high. In addition, since the input characteristics and radiation characteristics are kept high, the influence of the hole can be reduced.
  • the power feeding element and the ground element can be separated at high frequency.
  • the power feeding element and the ground element are separated in a high frequency manner, disturbance of input characteristics and radiation characteristics can be suppressed.
  • the hole is formed within a range of 1/20 or less of the wavelength at the resonance frequency of the antenna from the center of the feed element, a change in the resonance frequency of the antenna can be reduced.
  • the change in the resonance frequency of the antenna is reduced, the disturbance of the input characteristics and the radiation characteristics can be suppressed.
  • the circuit portion is formed as a stub pattern, the number of circuit components can be reduced while maintaining the antenna characteristics. Further, since the number of circuit components is reduced, the cost can be reduced.
  • the length of the feed element is shorter than a half of the wavelength at the resonance frequency of the antenna and the length of the parasitic element is shorter than the length of the feed element, the feed element and the parasitic element at the resonance frequency Resonance can be suppressed.
  • the antenna characteristics can be improved.
  • the interval between the parasitic element and the feeding element is made shorter than 1/10 of the wavelength at the resonance frequency of the antenna, the parasitic element can be used as a reflector.
  • the parasitic element is used as the reflector, the antenna characteristics can be improved.
  • the length of the outer edge portion of the parasitic element on the non-opposing side with respect to the feeding element is shorter than the length of the feeding element, resonance between the feeding element and the parasitic element at the resonance frequency can be suppressed.
  • the length of the outer edge portion of the parasitic element on the non-facing side with respect to the feeding element is not less than 1/5 of the wavelength at the resonance frequency of the antenna, the antenna characteristics can be improved.
  • the parasitic element is disposed so as to surround the corner of the feeder element, the element area can be increased.
  • a perturbation part is added, it can respond to circular polarization.
  • the ground current can be reduced.
  • the ground current is reduced, the radiation of components that cancel each other out is reduced.
  • the antenna characteristics can be improved.
  • the slit is widened to some extent, the ground current flowing through the second ground element can be reduced.
  • the antenna characteristics in the zenith direction can be improved.
  • the ground potential is separated into the first ground element and the second ground element, the ground current that radiates components that cancel each other is reduced, and the antenna characteristics can be improved.
  • the electric circuit portion is mounted in a region overlapping with the second ground element, the usage of the antenna can be expanded.
  • a dielectric substrate (Item 1-1) A dielectric substrate; A ground element disposed on the first surface side of the dielectric substrate; A feed element disposed on the second surface side of the dielectric substrate; A hole disposed inside the feeding element; A land portion disposed inside the hole portion; A circuit unit disposed between the feeding element and the land unit;
  • An antenna comprising:
  • the circuit unit is disposed at a position that does not affect the input impedance, the antenna characteristics can be improved.
  • (Item 1-2) Item 11.
  • the antenna according to Item 1-1 further comprising a through hole portion that penetrates through the dielectric substrate and connects the ground element and the land portion.
  • the through hole portion since the through hole portion is disposed, the ground element and the land portion can be electrically connected.
  • Item 1-3 Item 1.
  • the diameter of the hole is set to a length of 1/8 or less of the wavelength at the resonance frequency of the antenna, the influence of the hole can be reduced.
  • Item 5 The antenna according to any one of Items 1-1 to 1-4, wherein the circuit unit is formed as a stub pattern. In this case, since the circuit portion is formed as a stub pattern, the number of circuit components can be reduced.
  • An antenna A dielectric substrate; A feed element disposed on one side of the dielectric substrate; A plurality of parasitic elements arranged around the feeding element, The length of the feed element in at least one direction of two outer edges intersecting in the feed element is shorter than half the wavelength at the resonance frequency of the antenna, and each of the plurality of parasitic elements The length of the outer edge on the side facing the feed element is shorter than the length of the feed element.
  • the antenna characteristics can be improved. .
  • Item 2-3 Item 2-1 or Item 2-2 is characterized in that, in each of the plurality of parasitic elements, the length of the outer edge portion on the non-facing side with respect to the feeder element is shorter than the length of the feeder element. Antenna. In this case, since the length of the outer edge portion of the parasitic element on the non-opposing side with respect to the feeding element is shorter than the length of the feeding element, the antenna characteristics can be improved.
  • Item 2 is characterized in that, in each of the plurality of parasitic elements, the length of the outer edge portion on the non-opposing side to the feeding element is 1/5 or more of the wavelength at the resonance frequency of the antenna.
  • the antenna according to -3 since the length of the outer edge portion of the parasitic element on the non-opposite side to the feeding element is 1/5 or more of the wavelength at the resonance frequency of the antenna, the antenna characteristics can be improved.
  • a dielectric substrate A ground element disposed on the first surface side of the dielectric substrate; A slit formed in the ground element; A feed element disposed on the second surface side of the dielectric substrate; A feeding point connected to the feeding element, The antenna, wherein the feeding point is disposed on the slit side with respect to the feeding element.
  • the slit is formed in the ground element and the feed element is arranged on the slit side, the ground current that radiates components that cancel each other out is reduced, and the antenna characteristics can be improved.
  • the ground element is A first ground element; A second ground element having a ground potential separated from the first ground element with the slit as a boundary; Item 3.
  • the electric circuit unit further includes an electric circuit unit formed on the second surface side of the dielectric substrate, and the electric circuit unit overlaps the second ground element on a projection plane parallel to the first surface or the second surface.
  • Item 3 The antenna according to Item 3-2, wherein the antenna is arranged as described above. In this case, the use of the antenna can be expanded because the electric circuit portion is mounted in a region overlapping with the second ground element.
  • a hole 32 and a land 34 are formed in the power feeding element 30 and a circuit unit 36 is connected thereto.
  • the present invention is not limited to this.
  • the hole 32, the land 34, and the circuit 36 may not be included. According to this modification, the structure of the antenna 100 can be simplified.
  • a plurality of parasitic elements 50 are arranged around the feeding element 30.
  • the present invention is not limited to this.
  • the plurality of parasitic elements 50 may not be arranged.
  • the structure of the antenna 100 can be simplified.
  • the dielectric substrate 10 includes the second ground element 20b, the second region 26, and the electric circuit unit 42.
  • the present invention is not limited to this.
  • the second ground element 20b, the second region 26, and the electric circuit unit 42 may not be disposed.
  • the dielectric substrate 10 has a substantially square shape. According to this modification, the structure of the antenna 100 can be simplified.
  • the slit 22 is formed so as to penetrate the dielectric substrate 10 in the Y-axis direction.
  • the present invention is not limited to this.
  • the slit 22 may not penetrate the dielectric substrate 10 in the Y-axis direction.
  • a part of the first ground element 20a and the second ground element 20b are connected. According to this modification, the degree of freedom of structure can be improved.
  • the antenna 100 is used in an ETC vehicle-mounted device, and the resonant frequency of the antenna 100 is in the 5.8 GHz band.
  • the present invention is not limited to this.
  • the usage of the antenna 100 and the resonance frequency may be other than these. According to this modification, the application range of the antenna 100 can be expanded.
  • the antenna of the present disclosure is useful for communication devices including in-vehicle devices such as ETC on-vehicle devices.

Landscapes

  • Waveguide Aerials (AREA)

Abstract

アンテナは、誘電体基板と、グランド素子と、給電素子と、マイクロストリップラインと、給電点とを有する。グランド素子は、誘電体基板の第１面に配置されている。またグランド素子にはスリットが設けられている。給電素子は、誘電体基板の第２面に配置されている。マイクロストリップラインは、給電素子からスリットに向かって延びている。給電点は、誘電体基板の第２面に配置されるとともに、マイクロストリップラインを介して給電素子に接続されている。また、給電点は、給電素子とスリットとの間に位置し、かつ、マイクロストリップラインの端部に配置されている。

Description

アンテナ
　本開示は、アンテナ技術に関し、特に誘電体基板上に給電素子を配置するアンテナに関する。
　アンテナを小型化するための一例がマイクロストリップアンテナである。マイクロストリップアンテナの指向性を調整するためには、略矩形のマイクロストリップアンテナの各辺の周辺に複数の無給電素子が配置される。そして無給電素子のそれぞれの電気長が所望の指向性に応じて設定される（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１２－１２０１５０号公報
　マイクロストリップアンテナと無給電素子との間隔が広ければ、無給電素子を配置しても利得の改善効果は小さい。
　本開示はこうした状況に鑑み、アンテナ特性を向上する技術を提供する。
　本開示の一態様に係るアンテナは、誘電体基板と、グランド素子と、給電素子と、マイクロストリップラインと、給電点とを有する。グランド素子は、誘電体基板の第１面に配置されている。またグランド素子にはスリットが設けられている。給電素子は、誘電体基板の第２面に配置されている。マイクロストリップラインは、給電素子からスリットに向かって延びている。給電点は、誘電体基板の第２面に配置されるとともに、マイクロストリップラインを介して給電素子に接続されている。また、給電点は、給電素子とスリットとの間に位置し、かつ、マイクロストリップラインの端部に配置されている。
　本開示によれば、アンテナ特性を向上できる。
図１Ａは、本開示の実施の形態に係るアンテナの表面の構造を示す平面図である。 図１Ｂは、図１Ａに示すアンテナの裏面の構造を示す平面図である。 図２は、図１Ａに示すアンテナのＩＩ－ＩＩ線における断面図である。 図３Ａは、図１Ａに示すアンテナの穴部の径に対する相対利得の変化を示す図である。 図３Ｂは、図１Ａに示すアンテナの共振周波数を５．８ＧＨｚ帯に設定した場合の波長の比と長さとの関係を示す図である。 図４は、図１Ａに示すアンテナの穴部の移動距離に対する相対利得の変化を示す図である。 図５は、図１Ａに示すアンテナの回路部の構造例を示す図である。 図６は、図１Ａに示すアンテナにおける無給電素子の形状による効果を説明する図である。 図７は、図１Ａに示すアンテナにおける無給電素子の配置による効果を説明する図である。 図８は、図１Ａに示すアンテナの無給電素子のサイズによる効果を説明する図である。 図９は、図１Ａに示すアンテナにおける無給電素子の配置とサイズとによる効果を説明する図である。 図１０は、図１Ａに示すアンテナの無給電素子のサイズによる別の効果を説明する図である。 図１１Ａは、本開示の実施の形態に係るアンテナの他の構造を示す斜視図である。 図１１Ｂは、本開示の実施の形態に係るアンテナのさらに他の構造を示す斜視図である。 図１１Ｃは、本開示の実施の形態に係るアンテナの別の構造を示す斜視図である。 図１２Ａは、本開示の実施の形態に係るアンテナのもう１つ別の構造を示す斜視図である。 図１２Ｂは、本開示の実施の形態に係るアンテナのさらにもう１つ別の構造を示す斜視図である。 図１３は、図１Ａに示すアンテナの給電点とスリットの配置による効果を説明する図である。
　本開示の実施の形態を具体的に説明する前に、本実施の形態の概略を説明する。本実施の形態によるアンテナは、誘電体基板と、誘電体基板の表面に配置された給電素子と、誘電体基板の裏面に配置されたグランド素子とを有する。アンテナの一例は、ＥＴＣ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｔｏｌｌ　Ｃｏｌｌｅｃｔｉｏｎ　Ｓｙｓｔｅｍ）車載器に使用されるマイクロストリップアンテナであり、その共振周波数は、例えば、５．８ＧＨｚ帯である。本実施の形態はアンテナ特性（アンテナ利得、アンテナ効率）を向上することを目的とするが、具体的には次の（１）から（３）の少なくとも１つによって説明される。
　（１）ＥＴＣ車載器にアンテナが接続されたことをＥＴＣ車載器に通知するための報知回路がアンテナに設けられる。給電素子と給電点とをつなぐマイクロストリップラインの付近に報知回路を設置した場合、給電点を起点とした入力インピーダンスが影響を受ける。そのため、不整合損失が増加し、アンテナ利得が低下する。このように放射源となる給電素子の外縁部の周辺に報知回路を配置すると、アンテナ特性が低下する。本実施の形態においては、給電素子の中央部分付近に穴部を設け、給電素子によって囲まれるように報知回路が配置される。これにより、入力インピーダンスへの影響が小さくなるので、アンテナ特性が向上する。
　（２）給電素子の周囲に、寄生素子である無給電素子を複数配置する場合、給電素子と無給電素子の間隔が広ければアンテナ利得の改善効果が小さい。したがって、給電素子と無給電素子との間隔はある程度狭くされるべきである。しかしながら、間隔を狭くすると無給電素子も共振周波数で共振してしまう。そのため、無給電素子と給電素子との電磁結合によって実効的な共振周波数が低くなってしまう。その結果、所望の共振周波数におけるアンテナ利得が低下する。本実施の形態においては、給電素子の共振周波数が所望の共振周波数よりも高くなるように、給電素子のサイズが定められる。そのような給電素子との間隔をある程度狭くしながら複数の無給電素子が配置される。その結果、実効的な共振周波数が所望帯域近傍となり、かつ所望の共振周波数におけるアンテナ利得が向上する。
　（３）給電素子は、一般的にグランド素子の中央部分に重複するように配置される。これは、給電素子から放射された電波が均等な距離でグランド素子端部から回折することによって、天頂方向へのアンテナ指向性を形成させるためである。これを考慮して、誘電体基板は略正方形の形状を有する方が好ましい。一方、誘電体基板の表面に給電素子以外の電気回路を実装する場合には、誘電体基板は略正方形ではなく、略長方形の形状を有する。電気回路の実装部分に合わせて、グランド素子も略長方形の形状にした場合、アンテナ素子からグランド素子までの距離が不均一となる。そのため、位相の打ち消し合う成分が生じ、前述の指向性のパターンが崩れ、天頂方向のアンテナ利得が低減する。本実施の形態においては、グランド素子にスリットを形成することによって、第１グランド素子と第２グランド素子とにグランド電位を分離する。また、第１グランド素子は、略正方形の形状を有するとともに、その中央部分に給電素子が重複する。さらに、給電点がスリット側に配置される。これにより、誘電体基板の長手方向に流れる電流が低減するので、前述の指向性のパターンが崩れにくくなる。
　なお、以下の説明において、「平行」、「直交」は、完全な平行、直交だけではなく、誤差の範囲で平行からずれている場合も含むものとする。具体的には、「平行」は、２つの直線がなす角が５°以内であることを意味し、「直交」は２つの直線がなす角が８５°以上、９５°以下であることを意味する。また、「略」は、おおよその範囲で同一であるという意味である。
　図１Ａ、図１Ｂは、本実施の形態に係るアンテナ１００の構造を示す平面図である。図２は、図１Ａに示すＩＩ－ＩＩ線におけるアンテナ１００の断面図である。図１Ａ、図１Ｂ、図２に示すように、Ｘ軸、Ｙ軸、Ｚ軸からなる直交座標系が規定される。Ｘ軸、Ｙ軸は、アンテナ１００の平面内において互いに直交する。Ｚ軸は、Ｘ軸およびＹ軸に垂直である。また、Ｘ軸、Ｙ軸、Ｚ軸のそれぞれの正の方向は、図１Ａ、図１Ｂ、図２における矢印の方向に規定され、負の方向は、矢印と逆向きの方向に規定される。アンテナ１００は、ｘ－ｙ平面に平行な２つの主面を有する。このうち、Ｚ軸の正方向側に配置される主面が表面１２であり、Ｚ軸の負方向側に配置される主面が裏面１４である。なお、裏面１４を第１面とよぶ場合、表面１２は第２面とよばれる。
　アンテナ１００は、誘電体基板１０、第１グランド素子２０ａ、第２グランド素子２０ｂ、スリット２２、給電素子３０、ランド部３４、回路部３６、マイクロストリップライン３８、給電点４０、電気回路部４２、第１無給電素子５０ａ、第２無給電素子５０ｂ、第３無給電素子５０ｃ、第４無給電素子５０ｄ、第５無給電素子５０ｅ、第６無給電素子５０ｆを含む。第１グランド素子２０ａ、第２グランド素子２０ｂはグランド素子２０と総称される。第１無給電素子５０ａ、第２無給電素子５０ｂ、第３無給電素子５０ｃ、第４無給電素子５０ｄ、第５無給電素子５０ｅ、第６無給電素子５０ｆは無給電素子５０と総称される。なお、無給電素子５０の数は「６」に限定されない。給電素子３０には穴部３２が設けられ、ランド部３４は穴部３２の内側で誘電体基板１０上に形成されている。
　誘電体基板１０は、Ｙ軸方向よりもＸ軸方向に長い矩形状の板状である。誘電体基板１０の２つの主面は、表面１２と裏面１４とを構成する。アンテナ１００の裏面１４において、Ｘ軸の正方向側には第１グランド素子２０ａが配置され、第１グランド素子２０ａは略正方形の形状を有する。また、アンテナ１００の裏面１４において、Ｘ軸の負方向側には第２グランド素子２０ｂが配置される。第１グランド素子２０ａと第２グランド素子２０ｂとの間にはスリット２２が設けられている。スリット２２はグランド素子２０に形成されており、スリット２２では誘電体基板１０が露出する。このように、第２グランド素子２０ｂは、スリット２２を境界として、第１グランド素子２０ａから分離されている。そのため、第１グランド素子２０ａのグランド電位は、第２グランド素子２０ｂのグランド電位と異なっている。
　表面１２において、誘電体基板１０が第１グランド素子２０ａと重複する部分が第１領域２４として定義され、第２グランド素子２０ｂと重複する部分が第２領域２６として定義される。そのため、第１領域２４と第２領域２６もスリット２２を境界として離間している。表面１２において、誘電体基板１０の第１領域２４の中央部分付近には、略正方形の形状を有した給電素子３０が配置される。そのため、給電素子３０は、表面１２あるいは裏面１４と平行な投影面（以下、単に「投影面」という）上において、第１グランド素子２０ａに重畳して配置されている。給電素子３０は、マイクロストリップアンテナやパッチアンテナとよばれたりすることもある。
　給電素子３０の内側における中央部分付近には穴部３２が配置され、穴部３２の内側における中央部分付近にはランド部３４が配置されている。ランド部３４は円柱形状を有した導体であり、そのＺ軸方向の高さは給電素子３０の厚みに近い。また、穴部３２は、給電素子３０によって円環状に囲まれている。すなわち、給電素子３０は、略正方形の外形を有すると共に、ドーナツ形状に開口している。なお、穴部３２、ランド部３４の形状はこれらに限定されない。ランド部３４のＺ軸の負方向側の面から、第１グランド素子２０ａのＺ軸の正方向側の面まで誘電体基板１０を貫通するように、導体によって形成されたスルーホール部４６が配置されている。スルーホール部４６は第１グランド素子２０ａとランド部３４とを電気的に接続している。
　給電素子３０とランド部３４との間には回路部３６が配置されている。回路部３６の構成は任意でよいが、例えば、回路部３６が報知回路である場合、抵抗素子が回路部３６に相当する。なお、回路部３６は半導体素子、リアクタンスなどでもよい。このような回路部３６によって給電素子３０とランド部３４は電気的に接続されている。また、表面１２において、給電素子３０の周囲には、複数の無給電素子５０が配置されている。複数の無給電素子５０の形状は同一でなくてもよい。
　マイクロストリップライン３８は第一端と第二端とを有し、第一端は給電素子３０のＸ軸の負方向側の外縁部に接続されている。マイクロストリップライン３８は、第一端からスリット２２に向かって延びている。マイクロストリップライン３８の第二端には給電点４０が配置されている。すなわち、マイクロストリップライン３８は、給電素子３０からスリット２２に向かって延びている。そのため、給電点４０は、マイクロストリップライン３８を介して給電素子３０に接続されるとともに、給電素子３０とスリット２２との間に配置されている。給電点４０には同軸ケーブル４４の第一端が接続されている。同軸ケーブル４４の第二端は、例えば、図示しないＥＴＣ車載器に接続される。このような構成によって、給電素子３０は給電点４０から給電されるとともに、アンテナ１００は、ＥＴＣの信号を送受信し、同軸ケーブル４４を介して信号をＥＴＣ車載器に入出力する。
　表面１２における誘電体基板１０の第２領域２６には、略長方形の形状を有した電気回路部４２が配置されている。そのため、電気回路部４２は、前述の投影面上において、第２グランド素子２０ｂに重畳して配置されている。電気回路部４２として任意の回路を使用することが可能である。なお、説明を明瞭にするために、第２領域２６の部分を省略した構造もまたアンテナ１００とよぶことがある。
　これまで、アンテナ１００の基本的な構造を説明した。以下では、アンテナ１００の構造をさらに詳細に説明する。特に、ここでは、（１）回路部３６の配置、（２）給電素子３０および無給電素子５０の形状および配置、（３）第２領域２６が含まれた構造の順に説明する。なお、以下に示す特性はシミュレーションの結果である。
　（１）回路部３６の配置
　まず、回路部３６が配置される場合の穴部３２の径について説明する。図３Ａ、図３Ｂは、穴部３２の径に対する相対利得の変化を示す。図３Ａは、図１Ａの給電素子３０の中心に配置された穴部３２の径を変化させたときの相対利得の変化を示している。給電素子３０の中心とは、給電素子３０のＸ軸方向の中点とＹ軸方向の中点とを結んだ位置である。図３Ａにおいて、横軸は穴径を示し、縦軸は相対利得を示す。図３Ａに示すように、穴径が３ｍｍより大きくなると、相対利得が低下する。図３Ｂは、共振周波数を５．８ＧＨｚ帯に設定した場合の波長の比と長さとの関係を示す。これを参照すると、図３Ａをもとに、穴部３２の径は、アンテナ１００の共振周波数における波長の１／８以下の長さに設定される。
　次に、回路部３６が配置される場合の穴部３２の位置について説明する。図４は、穴部３２の移動距離に対する相対利得の変化を示す。これは、回路部３６の移動距離に対する相対利得の変化ともいえる。図４において、穴部３２が、図１Ａにおける給電素子３０の中心からＸ軸の正方向（＋Ｘ軸方向）にずれた場合の相対利得の変化を線２００、Ｙ軸の負方向（－Ｙ軸方向）にずれた場合の変化を線２０２で示している。また、Ｙ軸の正方向（＋Ｙ軸方向）にずれた場合の変化を線２０４、Ｘ軸の負方向（－Ｘ軸方向）にずれた場合の変化を線２０６で示している。なお、相対利得は、給電素子３０の中心に穴部３２が配置される場合を基準としている。穴部３２あるいは回路部３６を中心からずらしていくと相対利得は低下する傾向にある。そのため、穴部３２は、給電素子３０の中心から約１．２ｍｍまでの移動距離、すなわちアンテナ１００の共振周波数における波長の１／２０以下の長さの範囲内に形成されている。
　さらに、回路部３６として、抵抗素子、半導体素子、リアクタンス等を使用しない場合の構造を説明する。図５は、回路部３６の構造例を示し、表面１２の部分上面図を示す。回路部３６は、給電素子３０から穴部３２上を延びるスタブパターンとして形成され、ランド部３４に繋がっている。このようなスタブパターンの回路部３６は、誘導性リアクタンス成分により所望の周波数帯域でハイインピーダンスとなる。このように回路部３６のインピーダンスは高い方が好ましい。
　（２）給電素子３０および無給電素子５０の形状および配置
　図６は、無給電素子５０の形状による効果を示す。図６の（ａ）から（ｃ）はそれぞれ、アンテナ１００の比較対象となるアンテナ１７０Ａ～１７０Ｃの構造を示す上面図である。図６の（ｄ）は、本実施の形態によるアンテナ１００Ａの構造を示す上面図である。なお、図６の（ａ）から（ｄ）は、図１Ａに示す第２領域２６の部分を省略して示している。図６の（ａ）に示すアンテナ１７０Ａでは、誘電体基板１１０の中央部分に給電素子１３０が配置されている。誘電体基板１１０、給電素子１３０はそれぞれ、アンテナ１００の誘電体基板１０、給電素子３０に対応する。給電素子１３０ではＸ軸方向の外縁部とＹ軸方向の外縁部とが交差しており、そのうちの少なくとも１つの長さは、アンテナ１７０Ａの共振周波数における波長λの１／２の長さに設定されている。
　図６の（ｂ）に示すアンテナ１７０Ｂでは、アンテナ１７０Ａに加えて、複数の無給電素子１５０が給電素子１３０の周囲に配置されている。複数の無給電素子１５０は、第１無給電素子１５０ａ、第２無給電素子１５０ｂ、第３無給電素子１５０ｃ、第４無給電素子１５０ｄ、第５無給電素子１５０ｅ、第６無給電素子１５０ｆ、第７無給電素子１５０ｇ、第８無給電素子１５０ｈを含む。無給電素子１５０は、給電素子１３０に対向する外縁部が長くなるような棒状に形成されている。隣接した２つの無給電素子１５０間に配置されるダイオードは互いに電気的に絶縁されている。給電素子１３０と無給電素子１５０との間の距離は、アンテナ１７０Ｂの共振周波数における波長λの約１／４の長さに設定されている。また図６の（ｃ）に示すアンテナ１７０Ｃでは、給電素子１３０と無給電素子１５０との間の距離が、アンテナ１７０Ｃの共振周波数における波長λの約１／２０の長さに設定されている。つまり、アンテナ１７０Ｃでは、アンテナ１７０Ｂと比較して、給電素子１３０と無給電素子１５０との間の距離が狭くされている。それ以外は、アンテナ１７０Ｃはアンテナ１７０Ｂと同じ構成を有する。
　図６の（ｄ）のアンテナ１００Ａは、アンテナ１７０Ｃとの比較を容易にするために、図１Ａのアンテナ１００を変形して示している。アンテナ１００Ａでは、無給電素子５０と総称される第１無給電素子５０ａから第８無給電素子５０ｈが給電素子３０の周囲に配置されている。また、給電素子３０ではＸ軸方向の外縁部とＹ軸方向の外縁部とが交差しており、そのうちの少なくとも１つの長さ、つまりＸ軸方向とＹ軸方向の少なくとも１つの長さは、アンテナ１００Ａの共振周波数における波長λの１／２の長さよりも短く設定されている。つまり、Ｘ軸方向あるいはＹ軸方向において、給電素子３０の長さは給電素子１３０の長さよりも短い。さらに、無給電素子５０のそれぞれにおいて、給電素子３０に対向する側の外縁部の長さは、この外縁部と同一方向の給電素子３０の長さよりも短く設定されている。例えば、第１無給電素子５０ａのＸ軸方向の長さは、給電素子３０のＸ軸方向の長さの１／２よりも短く設定されている。なお、このような給電素子３０と無給電素子５０との間の距離は、アンテナ１７０Ｃと同様に、アンテナ１００Ａの共振周波数における波長λの約１／２０の長さに設定されている。
　図６の（ｅ）は、周波数を変化させた場合のＶＳＷＲ（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｓｔａｎｄｉｎｇ　Ｗａｖｅ　Ｒａｔｉｏ）の変化を示す。ＶＳＷＲが低いほどアンテナとしては特性がよい。また、アンテナ１７０Ａ～１７０Ｃ、アンテナ１００Ａの共振周波数を含んだ帯域が所望帯域として示される。一方、図６の（ｆ）は、周波数を変化させた場合のアンテナ利得の変化を示す。アンテナ利得は高いほどアンテナとしては特性がよい。図６の（ｅ）、（ｆ）において、アンテナ１７０Ｂの特性２１２は、アンテナ１７０Ａの特性２１０とほぼ同じになっている。これは、アンテナ１７０Ｂにおいて給電素子１３０と無給電素子１５０との間の距離が広すぎるので、無給電素子１５０が特性の改善に寄与しないからである。
　アンテナ１７０Ｃの特性２１４では、特性２１０、２１２と比較して、所望帯域よりも低い周波数においてアンテナ利得が向上している。しかしながら、所望帯域においてアンテナ利得が向上していない。これは、給電素子１３０と無給電素子１５０との間の距離が狭いので、給電素子１３０の実効長が等価的に長くなったように見なされ、これにより実効的な共振周波数が低くなるからである。
　アンテナ１００Ａの特性２１６では、特性２１０から特性２１４と比較して、所望帯域においてＶＳＷＲが低くアンテナ利得が向上している。すなわち、所望帯域において放射パターンを変化させずにアンテナ利得が向上している。アンテナ１００Ａにおいても、給電素子３０と無給電素子５０との間の距離が狭いので、給電素子３０の実効長が等価的に長くなったように見なされる。しかしながら、給電素子３０の長さが所望帯域よりも高い共振周波数となるように設定されている。そのため、給電素子３０は、無給電素子５０が配置された状態で、所望帯域で共振する。このように、給電素子３０におけるＸ軸方向あるいはＹ軸方向の長さは、アンテナ１００の共振周波数における波長λの１／２の長さよりも短く設定されてもよい。また、無給電素子５０のそれぞれにおいて、給電素子３０に対向する側の外縁部の長さは、その外縁部と同一方向の給電素子３０の長さよりも短く設定されてもよい。外縁部と同一方向の給電素子３０の長さとは、給電素子３０において、外縁部に沿った方向の長さである。
　図７の（ａ）～（ｃ）は、図６の（ｄ）に示したアンテナ１００Ａにおける、無給電素子５０の配置による効果を示す図である。ここでは、給電素子３０と無給電素子５０との間の距離の効果について説明する。図７の（ａ）において、給電素子３０と無給電素子５０との間の距離はアンテナ１００Ａの共振周波数における波長λの約１／２０の長さに設定されている。図７の（ｂ）において、給電素子３０と無給電素子５０との間の距離は、アンテナ１００Ｂの共振周波数における波長λの約１／５の長さに設定されている。アンテナ１００Ｂの共振周波数はアンテナ１００Ａの共振周波数と同じに設定されている。
　図７の（ｃ）は、無給電素子５０の配置による効果を示しており、横軸が、波長λを単位とした距離を示し、縦軸が、無給電素子５０が配置されていない場合に対するアンテナ利得改善量を示す。なお、無給電素子５０のそれぞれにおいて、給電素子３０に対向する側の外縁部の長さは、アンテナ１００Ａの共振周波数における波長λの１／４に設定されている。図７の（ｃ）から明らかなように、距離の増加とともにアンテナ利得改善量が小さくなっている。そのため、複数の無給電素子５０のそれぞれと給電素子３０との間隔を、アンテナ１００Ａの共振周波数における波長の１／１０の長さより短く設定することが好ましい。
　次に、無給電素子５０において給電素子３０と対向しない側の外縁部の長さの影響を説明する。この長さは、例えば、図６の（ｄ）に示したアンテナ１００Ａにおける第１無給電素子５０ａのＹ軸方向の長さに相当する。図８は、無給電素子５０のサイズによる効果を示している。横軸は無給電素子５０において給電素子３０と対向しない側の外縁部の長さを、波長λを単位とした長さで示している。縦軸は、無給電素子５０が配置されていない場合に対するアンテナ利得改善量を示す。給電素子３０と無給電素子５０との距離は、アンテナ１００Ａの共振周波数における波長λの１／５０の長さに設定され、給電素子３０に対向する側の無給電素子５０の外縁部の長さは、アンテナ１００の共振周波数における波長λの１／４の長さに設定されている。図８から明らかなように、無給電素子５０において給電素子３０と対向しない側の外縁部が長くなるにつれて、アンテナ利得改善量は大きくなる。また、この長さが０．３８λである場合に、アンテナ利得改善量は最大になる。さらに、この長さが波長λの１／２に近づくと、アンテナ利得改善量は急激に減少する。
　無給電素子５０において給電素子３０と対向しない側の外縁部の長さが波長λの１／４程度であれば、無給電素子５０は所望帯域で共振せず、等価的に給電素子３０の一部として給電素子３０の近傍に電界が集中する。一方、この長さが波長λの１／２程度になると、無給電素子５０は所望帯域で共振するアンテナとして動作する。そのため無給電素子５０にも電界が強く分布してしまい、電流分布に影響を及ぼし、放射パターンの乱れやアンテナのインピーダンスに影響が生じてしまう。このような現象のために、図８に示すような特性が発現する。以上から、無給電素子５０において給電素子３０と対向しない側の外縁部の長さは、Ｘ軸方向とＹ軸方向の少なくとも一方の給電素子３０の長さよりも短く設定される。また、図８から、この長さはアンテナ１００Ａの共振周波数における波長の１／５以上の長さに設定される。無給電素子５０の長さはこのように設定してもよい。
　次に、図９を参照しながら、無給電素子５０の配置とサイズによる別の効果を説明する。図９の（ａ）に示すアンテナ１７０Ｄは、図６の（ａ）に示すアンテナ１７０Ａに対応し、図９の（ｂ）に示すアンテナ１７０Ｅは、図６の（ｃ）に示すアンテナ１７０Ｃに対応する。また図９の（ｃ）に示すアンテナ１００Ｃは、図６の（ｄ）に示すアンテナ１００Ａに対応する。なお、アンテナ１７０Ｄ、１７０Ｅ、１００Ｃ、１００Ｄにおいて、給電素子１３０のＸ軸方向あるいはＹ軸方向の長さは、アンテナ１００Ａと同様に、アンテナ１７０の共振周波数における波長λの１／２の長さよりも短く設定されている。
　アンテナ１００Ｄでは、アンテナ１００Ｃと比較して第７無給電素子５０ｇ、第８無給電素子５０ｈが追加されている。具体的には、給電素子３０におけるＸ軸の正方向側でかつＹ軸の正方向側の角部Ｃ１に接するように第７無給電素子５０ｇが配置されている。また、給電素子３０におけるＸ軸の正方向側でかつＹ軸の負方向側の角部Ｃ２に接するように第８無給電素子５０ｈが配置されている。つまり、第２無給電素子５０ｂ、第７無給電素子５０ｇ、第３無給電素子５０ｃは、給電素子３０の角部Ｃ１を囲むように配置され、第４無給電素子５０ｄ、第８無給電素子５０ｈ、第５無給電素子５０ｅは、給電素子３０の角部Ｃ２を囲むように配置されている。このようにアンテナ１００Ｄでは、アンテナ１００Ｃよりも無給電素子５０の数が多くなり、無給電素子５０の素子面積の合計が大きくなる。
　図９の（ｅ）は、アンテナ１７０Ｄに対するアンテナ１７０Ｅ、アンテナ１００Ｃ、アンテナ１００Ｄのアンテナ利得改善量を示している。図９の（ｆ）は、アンテナ１７０Ｄに対するアンテナ１７０Ｅ、アンテナ１００Ｃ、アンテナ１００Ｄの効率改善量を示している。アンテナ１００Ｃでは、アンテナ１７０Ｅと比較して、アンテナ利得改善量および効率改善量が大きくなっている。また、アンテナ１００Ｄでは、アンテナ１００Ｃと比較して、アンテナ利得改善量が同程度であるが、効率改善量が大きくなっている。このように、無給電素子５０の素子面積を拡大することにより、アンテナ利得および効率が改善する。
　次に、図１０を参照しながら、無給電素子５０のサイズによる別の効果を説明する。図１０の（ａ）に示すアンテナ１００Ｅは、図９の（ｄ）に示したアンテナ１００Ｄにおける無給電素子５０を、図１Ａの無給電素子５０の形状に近づけた構造を有する。前述のように、給電素子３０に対向する側の無給電素子５０の外縁部の長さは、当該外縁部と同一方向の給電素子３０の長さよりも短く設定される。そのため、第１無給電素子５０ａ、第５無給電素子５０ｅのＸ軸方向の長さは、給電素子３０のＸ軸方向の長さよりも短く、第３無給電素子５０ｃのＹ軸方向の長さは、給電素子３０のＹ軸方向の長さよりも短い。
　図１０の（ｂ）に示すアンテナ１７０Ｆは、アンテナ１００Ｅの比較対象である。アンテナ１７０Ｆにおいては、給電素子１３０に対向する側の無給電素子１５０の外縁部の長さは、当該外縁部と同一方向の給電素子１３０の長さに等しく設定されている。すなわち、第１無給電素子１５０ａ、第５無給電素子１５０ｅのＸ軸方向の長さは、給電素子１３０のＸ軸方向の長さに等しく、第３無給電素子１５０ｃのＹ軸方向の長さは、給電素子１３０のＹ軸方向の長さに等しい。
　図１０の（ｃ）は、アンテナ１００Ｅに対して周波数を変化させた場合のＶＳＷＲを示す。無給電素子５０はＰ１付近で共振する。このＰ１の周波数は所望帯域から離れているので、所望帯域におけるＶＳＷＲに影響を及ぼさない。一方、図１０の（ｄ）は、アンテナ１７０Ｆに対して周波数を変化させた場合のＶＳＷＲを示す。無給電素子１５０による共振はＰ２付近、つまり給電素子１３０の共振周波数近傍で共振する。このため、無給電素子１５０の共振により、所望帯域におけるＶＳＷＲが低下する。図１０の（ｅ）は、アンテナ１００Ｅ、１７０Ｆに対する所望帯域におけるアンテナ利得改善量を示す。ここで、アンテナ利得改善量が０ｄＢよりも小さい場合は特性が低下していることを示す。前述と同様の理由によって、アンテナ１００Ｅのアンテナ利得改善量はアンテナ１７０Ｆのアンテナ利得改善量よりも大きい。
　以下、アンテナ１００のさまざまな変形例を説明する。図１１Ａ～図１１Ｃは、アンテナ１００の別の構造を示す斜視図である。図１１Ａの（ａ）は、第１変形例に係るアンテナ１００Ｆを表面１２から見た場合の斜視図であり、図１１Ａの（ｂ）は、アンテナ１００Ｆを裏面１４から見た場合の斜視図である。アンテナ１００Ｆはマイクロストリップライン３８を含まず、裏面１４から給電点４０で給電素子３０に給電している。
　図１１Ｂは、第２変形例に係るアンテナ１００Ｇを表面１２から見た場合の斜視図であり、図１１Ｃは、第３変形例に係るアンテナ１００Ｈを表面１２から見た場合の斜視図である。アンテナ１００Ｇ、１００Ｈでは、給電素子３０における対角線上で対向した角部に第１摂動部６０ａ、第２摂動部６０ｂが設けられる。第１摂動部６０ａ、第２摂動部６０ｂは、摂動部６０と総称され、給電素子３０の角部を切り欠いた形状を有する。摂動部６０によって、アンテナ１００から放射される電波が円偏波となる。なお、アンテナ１００Ｇはマイクロストリップライン３８を含む。一方、アンテナ１００Ｈはマイクロストリップライン３８を含まず、裏面１４から給電点４０で給電素子３０に給電している。
　図１２Ａは、第４変形例に係るアンテナ１００Ｊの構造を示す斜視図であり、図１２Ｂは、第５変形例に係るアンテナ１００Ｋの構造を示す斜視図である。これまでのアンテナでは、複数の無給電素子５０が給電素子３０の周囲の少なくとも一部に、Ｘ軸、Ｙ軸方向に一重で配置されている。一方、アンテナ１００Ｊ、１００Ｋでは、複数の無給電素子５０が給電素子３０の周囲の少なくとも一部に、Ｘ軸、Ｙ軸方向に二重で配置されている。例えば、アンテナ１００Ｊにおいて、給電素子３０からＹ軸の正方向に向かって、第１無給電素子５０ａと第７無給電素子５０ｇの２つの無給電素子５０が並んで配置されている。このような構造により、誘電体基板１０の端部の近くまで無給電素子５０が配置され、アンテナ利得が改善される。なお、アンテナ１００Ｊはマイクロストリップライン３８を含む。一方、アンテナ１００Ｋはマイクロストリップライン３８を含まず、裏面１４から給電点４０で給電素子３０に給電している。
　（３）第２領域２６が含まれた構造
　これまでは、図１Ａのアンテナ１００から第２領域２６を省略して説明していた。以下では、第２領域２６を含めたアンテナの構造を説明する。図１３は、給電点４０とスリット２２との配置と、その配置による効果を示している。ここでは、４つの構造を説明する。アンテナ１７０Ｇ～１７０Ｊは、アンテナ１００Ｌの比較対象である。アンテナ１７０Ｇは、図６の（ａ）に示すアンテナ１７０Ａ、図９の（ａ）に示すアンテナ１７０Ｄと同様の構造を有する。マイクロストリップライン１３８は、給電素子１３０からＹ軸の負方向に延び、給電素子１３０に接続された端部とは反対の端部において給電点１４０に接続される。また、誘電体基板１１０において給電素子１３０が設けられた面の反対側の面にグランド素子１２０が配置されている。グランド素子１２０、マイクロストリップライン１３８、給電点１４０はそれぞれ、アンテナ１００におけるグランド素子２０、マイクロストリップライン３８、給電点４０に対応する。アンテナ１７０Ｇの電流分布によって、前述のように、天頂方向へのアンテナ指向性が形成される。
　アンテナ１７０Ｈにおける誘電体基板１１０は、図１Ａの誘電体基板１０と同様に、Ｙ軸方向よりもＸ軸方向に長い形状を有する。また、グランド素子１２０も、誘電体基板１１０の形状に合わせてＸ軸方向に長い形状を有する。アンテナ１７０Ｈの電流分布では、給電点１４０の近傍のグランド電流Ａ３が、Ｘ軸方向に延びた誘電体基板１１０の外縁部に沿ってＸ軸の負方向に流れる（グランド電流Ａ１、Ａ２）。グランド電流Ａ１、Ａ２、Ａ３からの電波の放射では、前述の通り、アンテナ素子の放射端からグランド素子の回折端までの距離が不均一となる。そのため、位相の打ち消し合う成分が生じる。その結果、天頂方向へのアンテナ指向性が崩れ、天頂方向のアンテナ利得が低減する。
　アンテナ１７０Ｊにおける誘電体基板１１０は、アンテナ１７０Ｈにおける誘電体基板１１０と同じ形状を有する。一方、グランド素子１２０の代わりに、第１グランド素子１２０ａと第２グランド素子１２０ｂとが配置されている。第１グランド素子１２０ａと第２グランド素子１２０ｂはスリット１２２を境界として分離され、異なるグランド電位を有する。また、第１グランド素子１２０ａが設けられた部分の裏側が第１領域１２４であり、第２グランド素子１２０ｂが設けられた部分の裏側が第２領域１２６である。第１グランド素子１２０ａ、第２グランド素子１２０ｂ、スリット１２２、第１領域１２４、第２領域１２６はそれぞれ、アンテナ１００における第１グランド素子２０ａ、第２グランド素子２０ｂ、スリット２２、第１領域２４、第２領域２６に対応する。上述のようにスリット１２２による第１グランド素子１２０ａと第２グランド素子１２０ｂとは分離されている。そのため、アンテナ１７０Ｊの電流分布では、Ｘ軸方向に延びた誘電体基板１１０の外縁部に沿ってＸ軸の負方向に流れるグランド電流Ａ１、Ａ２が、アンテナ１７０Ｈの場合よりも小さくなる。その結果、打ち消し合う成分が小さくなり、天頂方向へのアンテナ指向性の崩れが抑制される。
　アンテナ１００Ｌは、図１Ａのアンテナ１００から無給電素子５０を省略した構造に相当する。マイクロストリップライン３８は、給電素子３０からＸ軸の負方向に延び、給電素子３０に接続された端部とは反対の端部において給電点４０に接続される。アンテナ１００Ｌの電流分布では、スリット２２の付近に給電点４０が配置されていることによって、スリット２２の付近のグランド電流Ａ４が増加している。しかしながら、Ｘ軸方向に延びた誘電体基板１０の外縁部に沿ってＸ軸の負方向に流れるグランド電流Ａ１、Ａ２がアンテナ１７０Ｊの場合よりも小さくなっている。その結果、打ち消し合う成分がさらに小さくなるとともに、天頂方向へのアンテナ指向性の崩れがさらに抑制されることによって、天頂方向のアンテナ利得がアンテナ１７０Ｇの場合に近くなっている。
　以上、本実施の形態によれば、回路部が給電素子に囲まれるので、回路部を配置する場合であっても、入力特性および放射特性の乱れを抑制できる。また、入力特性および放射特性の乱れが抑制されるので、アンテナ特性（アンテナ利得、アンテナ効率）を向上できる。また、スルーホール部が配置されるので、グランド素子とランド部とを電気的に接続できる。また、穴部の径を、本アンテナの共振周波数における波長の１／８以下の長さにするので、アンテナの電磁界への影響を低減できる。また、アンテナの電磁界への影響が低減されるので、穴部による影響を低減できる。また、穴部の径を、アンテナの共振周波数における波長の１／８以下の長さにするので、入力特性および放射特性を高く維持できる。また、入力特性および放射特性が高く維持されるので、穴部による影響を低減できる。
　また、回路部のインピーダンスを高くするので、給電素子とグランド素子とを高周波的に切り離すことができる。また、給電素子とグランド素子とを高周波的に切り離すので、入力特性および放射特性の乱れを抑制できる。また、給電素子の中心から、本アンテナの共振周波数における波長の１／２０以下の長さの範囲内に穴部を形成するので、アンテナの共振周波数の変化を低減できる。また、アンテナの共振周波数の変化が低減されるので、入力特性および放射特性の乱れを抑制できる。また、スタブパターンとして回路部を形成するので、アンテナ特性を維持しつつ、回路部品数を減少できる。また、回路部品数が減少するので、コストを低減できる。
　また、給電素子の長さをアンテナの共振周波数における波長の１／２の長さより短く、かつ無給電素子の長さを給電素子の長さよりも短くするので、共振周波数における給電素子と無給電素子との共振を抑制できる。また、共振周波数における給電素子と無給電素子との共振が抑制されるので、アンテナ特性を向上できる。また、無給電素子と給電素子との間隔を、本アンテナの共振周波数における波長の１／１０の長さより短くするので、無給電素子を反射板として使用できる。また、無給電素子が反射板として使用されるので、アンテナ特性を向上できる。また、給電素子とは非対向側の無給電素子の外縁部の長さは給電素子の長さよりも短いので、共振周波数における給電素子と無給電素子との共振を抑制できる。また、給電素子とは非対向側の無給電素子の外縁部の長さは、本アンテナの共振周波数における波長の１／５以上の長さであるので、アンテナ特性を向上できる。また、給電素子の角部を囲むように無給電素子を配置するので、素子面積を増加できる。また、摂動部を追加するので、円偏波に対応できる。
　また、グランド素子にスリットを形成し、かつスリット側に給電素子を配置するので、グランド電流を低減できる。また、グランド電流が低減されるので、位相の打ち消し合う成分の放射が低減される。また、打ち消し合う成分の放射が低減されるので、アンテナ特性を向上できる。また、スリットの幅をある程度広くするので、第２グランド素子に流れるグランド電流を低減できる。また、第２グランド素子に流れるグランド電流が低減されるので、天頂方向のアンテナ特性を向上できる。また、第１グランド素子と第２グランド素子とにグランド電位を分離するので、打ち消し合う成分を放射するようなグランド電流が低減されて、アンテナ特性を向上できる。また、第２グランド素子に重複する領域に電気回路部を実装するので、アンテナの使用用途を拡大できる。
　以上、本開示を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素の組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本開示の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
　本開示の一態様の概要は、次の通りである。
　（項目１－１）
　誘電体基板と、
　前記誘電体基板の第１面側に配置されるグランド素子と、
　前記誘電体基板の第２面側に配置される給電素子と、
　前記給電素子の内側に配置される穴部と、
　前記穴部の内側に配置されるランド部と、
　前記給電素子と前記ランド部との間に配置される回路部と、
　を備えることを特徴とするアンテナ。
　この態様によると、入力インピーダンスに影響を与えない位置に回路部を配置するため、アンテナ特性を向上できる。
　（項目１－２）
　前記誘電体基板を貫通し、前記グランド素子と前記ランド部とを接続するスルーホール部をさらに備えることを特徴とする項目１－１に記載のアンテナ。この場合、スルーホール部が配置されるので、グランド素子とランド部とを電気的に接続できる。
　（項目１－３）
　前記穴部の径は、本アンテナの共振周波数における波長の１／８以下の長さであることを特徴とする項目１－１または項目１－２に記載のアンテナ。この場合、穴部の径を、本アンテナの共振周波数における波長の１／８以下の長さにするので、穴部による影響を低減できる。
　（項目１－４）
　前記穴部は、前記給電素子の中心から、本アンテナの共振周波数における波長の１／２０までの長さの範囲内に形成されることを特徴とする項目１－１から項目１－３のいずれかに記載のアンテナ。この場合、給電素子の中心から、本アンテナの共振周波数における波長の１／２０までの長さの範囲内に穴部を形成するので、穴部による影響を低減できる。
　（項目１－５）
　前記回路部は、スタブパターンとして形成されることを特徴とする項目１－１から項目１－４のいずれかに記載のアンテナ。この場合、スタブパターンとして回路部を形成するので、回路部品数を減少できる。
　（項目２－１）
　アンテナであって、
　誘電体基板と、
　前記誘電体基板の一面側に配置される給電素子と、
　前記給電素子の周囲に配置される複数の無給電素子と、を備え、
　前記給電素子において交差する２つの外縁部のうちの少なくとも１つの方向における前記給電素子の長さは、本アンテナの共振周波数における波長の１／２の長さより短く、前記複数の無給電素子のそれぞれにおいて、前記給電素子に対向する側の外縁部の長さは、前記給電素子の長さよりも短いことを特徴とするアンテナ。
　この態様によると、給電素子の長さを本アンテナの共振周波数における波長の１／２の長さより短く、かつ無給電素子の長さを給電素子の長さよりも短くするので、アンテナ特性を向上できる。
　（項目２－２）
　前記複数の無給電素子のそれぞれと前記給電素子との間隔は、本アンテナの共振周波数における波長の１／１０の長さより短いことを特徴とする項目２－１に記載のアンテナ。この場合、無給電素子と給電素子との間隔を、本アンテナの共振周波数における波長の１／１０の長さより短くするので、無給電素子を反射板として使用できる。
　（項目２－３）
　前記複数の無給電素子のそれぞれにおいて、前記給電素子とは非対向側の外縁部の長さは、前記給電素子の長さよりも短いことを特徴とする項目２－１または項目２－２に記載のアンテナ。この場合、給電素子とは非対向側の無給電素子の外縁部の長さは給電素子の長さよりも短いので、アンテナ特性を向上できる。
　（項目２－４）
　前記複数の無給電素子のそれぞれにおいて、前記給電素子とは非対向側の外縁部の長さは、本アンテナの共振周波数における波長の１／５以上の長さであることを特徴とする項目２－３に記載のアンテナ。この場合、給電素子とは非対向側の無給電素子の外縁部の長さは、本アンテナの共振周波数における波長の１／５以上の長さであるので、アンテナ特性を向上できる。
　（項目２－５）
　前記無給電素子は、前記給電素子の角部を囲むように配置されることを特徴とする項目２－１から項目２－４のいずれかに記載のアンテナ。この場合、給電素子の角部を囲むように無給電素子を配置するので、素子面積を増加できる。
　（項目３－１）
　誘電体基板と、
　前記誘電体基板の第１面側に配置されるグランド素子と、
　前記グランド素子に形成されるスリットと、
　前記誘電体基板の第２面側に配置される給電素子と、
　前記給電素子に接続される給電点と、を備え、
　前記給電点は、前記給電素子に対して前記スリット側に配置されることを特徴とするアンテナ。
　この態様によると、グランド素子にスリットを形成し、かつスリット側に給電素子を配置するので、位相の打ち消し合う成分を放射するようなグランド電流が低減されて、アンテナ特性を向上できる。
　（項目３－２）
　前記グランド素子は、
　第１グランド素子と、
　前記スリットを境界として、前記第１グランド素子からグランド電位が分離された第２グランド素子とを備え、
　前記第１グランド素子は、前記第１面あるいは前記第２面と平行な投影面上において、前記給電素子に重複して配置されることを特徴とする項目３－１に記載のアンテナ。この場合、第１グランド素子と第２グランド素子とにグランド電位を分離するので、打ち消し合う成分を放射するようなグランド電流が低減されて、アンテナ特性を向上できる。
　（項目３－３）
　前記誘電体基板の第２面側に形成される電気回路部をさらに備え、前記電気回路部は、前記第１面あるいは前記第２面と平行な投影面上において、前記第２グランド素子に重複して配置されることを特徴とする項目３－２に記載のアンテナ。この場合、第２グランド素子に重複する領域に電気回路部を実装するので、アンテナの用途を拡大できる。
　本開示の実施の形態において、給電素子３０には、穴部３２、ランド部３４が形成され、回路部３６が接続されている。しかしながらこれに限らず例えば、穴部３２、ランド部３４、回路部３６が含まれなくてもよい。本変形例によれば、アンテナ１００の構造を簡易にできる。
　本開示の実施の形態において、給電素子３０の周囲には複数の無給電素子５０が配置されている。しかしながらこれに限らず例えば、複数の無給電素子５０が配置されなくてもよい。本変形例によれば、アンテナ１００の構造を簡易にできる。
　本開示の実施の形態において、誘電体基板１０には、第２グランド素子２０ｂ、第２領域２６、電気回路部４２が配置されている。しかしながらこれに限らず例えば、第２グランド素子２０ｂ、第２領域２６、電気回路部４２が配置されなくてもよい。その際、誘電体基板１０は略正方形の形状を有する。本変形例によれば、アンテナ１００の構造を簡易にできる。
　本実施の形態において、スリット２２は、誘電体基板１０をＹ軸方向に貫通するように形成されている。しかしながらこれに限らず例えば、スリット２２が誘電体基板１０をＹ軸方向に貫通しなくてもよい。その際、第１グランド素子２０ａと第２グランド素子２０ｂの一部は接続される。本変形例によれば、構造の自由度を向上できる。
　本開示の実施の形態において、アンテナ１００はＥＴＣ車載器に使用され、かつアンテナ１００の共振周波数は５．８ＧＨｚ帯であるとされている。しかしながらこれに限らず例えば、アンテナ１００の使用用途および共振周波数はこれら以外であってもよい。本変形例によれば、アンテナ１００の適用範囲を拡大できる。
　本開示のアンテナはＥＴＣ車載器等の車載機器をはじめとする通信機器に有用である。
１０，１１０　　誘電体基板
１２　　表面
１４　　裏面
２０，１２０　　グランド素子
２０ａ，１２０ａ　　第１グランド素子
２０ｂ，１２０ｂ　　第２グランド素子
２２，１２２　　スリット
２４，１２４　　第１領域
２６，１２６　　第２領域
３０，１３０　　給電素子
３２　　穴部
３４　　ランド部
３６　　回路部
３８，１３８　　マイクロストリップライン
４０，１４０　　給電点
４２　　電気回路部
４４　　同軸ケーブル
４６　　スルーホール部
５０，１５０　　無給電素子
５０ａ，１５０ａ　　第１無給電素子
５０ｂ，１５０ｂ　　第２無給電素子
５０ｃ，１５０ｃ　　第３無給電素子
５０ｄ，１５０ｄ　　第４無給電素子
５０ｅ，１５０ｅ　　第５無給電素子
５０ｆ，１５０ｆ　　第６無給電素子
５０ｇ，１５０ｇ　　第７無給電素子
５０ｈ，１５０ｈ　　第８無給電素子
６０　　摂動部
６０ａ　　第１摂動部
６０ｂ　　第２摂動部
１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ，１００Ｅ，１００Ｆ，１００Ｇ，１００Ｈ，１００Ｊ，１００Ｋ，１００Ｌ，１７０，１７０Ａ，１７０Ｂ，１７０Ｃ，１７０Ｄ，１７０Ｅ，１７０Ｆ，１７０Ｇ，１７０Ｈ，１７０Ｊ　　アンテナ
２００，２０２，２０４，２０６　　線
２１０，２１２，２１４，２１６　　特性

Claims (14)

  1. 誘電体基板と、
    前記誘電体基板の第１面に配置され、スリットが設けられたグランド素子と、
    前記誘電体基板の第２面に配置された給電素子と、
    前記給電素子から前記スリットに向かって延びるマイクロストリップラインと、
    前記誘電体基板の前記第２面に配置されるとともに、前記マイクロストリップラインを介して前記給電素子に接続された給電点と、
    を備え、
    前記給電点は、前記給電素子と前記スリットとの間に位置し、かつ、前記マイクロストリップラインの端部に配置されている、
    アンテナ。
  2. 前記グランド素子は、
    第１グランド素子と、
    前記スリットを境界として、前記第１グランド素子から分離された第２グランド素子と、を含み、
    前記第１グランド素子は、前記第１面あるいは前記第２面と平行な投影面上において、前記給電素子に重畳して配置されている、
    請求項１に記載のアンテナ。
  3. 前記誘電体基板の第２面に配置された電気回路部をさらに備え、
    前記電気回路部は、前記第１面あるいは前記第２面と平行な前記投影面上において、前記第２グランド素子に重畳して配置されている、
    請求項２に記載のアンテナ。
  4. 前記給電素子の内側に穴部が設けられ、
    前記アンテナは、
    前記穴部の内側に配置されたランド部と、
    前記給電素子と前記ランド部との間に配置された回路部と、をさらに備えた、
    請求項１に記載のアンテナ。
  5. 前記誘電体基板を貫通し、前記グランド素子と前記ランド部とを接続するスルーホール部をさらに備えた、
    請求項４に記載のアンテナ。
  6. 前記穴部の径は、前記アンテナの共振周波数における波長の１／８以下である、
    請求項４または５に記載のアンテナ。
  7. 前記穴部は、前記給電素子の中心からの距離が、前記アンテナの前記共振周波数における前記波長の１／２０以下の範囲内に設けられている、
    請求項６に記載のアンテナ。
  8. 前記穴部は、前記給電素子の中心からの距離が、前記アンテナの共振周波数における波長の１／２０以下の範囲内に設けられている、
    請求項４または５に記載のアンテナ。
  9. 前記回路部は、スタブパターンとして形成されている、
    請求項４から８のいずれか一項に記載のアンテナ。
  10. 前記誘電体基板の前記第２面に、前記給電素子の周囲に配置された複数の無給電素子をさらに備え、
    前記給電素子は互いに交差する２つの外縁部を有し、
    前記２つの外縁部にそれぞれ沿った２つの方向の少なくとも一方における前記給電素子の長さは、前記アンテナの共振周波数における波長の１／２より短く、
    前記複数の無給電素子のそれぞれにおいて、前記給電素子に対向する側の外縁部の長さは、前記給電素子における、前記無給電素子の前記外縁部に沿った方向の長さよりも短い、
    請求項１に記載のアンテナ。
  11. 前記複数の無給電素子のそれぞれと前記給電素子との間隔は、前記アンテナの前記共振周波数における前記波長の１／１０より短い、
    請求項１０に記載のアンテナ。
  12. 前記複数の無給電素子のそれぞれにおいて、前記給電素子に対向しない側の外縁部の長さは、前記給電素子の前記２つの外縁部にそれぞれ沿った２つの方向の少なくとも一方における前記給電素子の前記長さよりも短い、
    請求項１０または１１に記載のアンテナ。
  13. 前記複数の無給電素子のそれぞれにおいて、前記給電素子に対向しない側の外縁部の長さは、前記アンテナの前記共振周波数における前記波長の１／５以上である、
    請求項１２に記載のアンテナ。
  14. 前記複数の無給電素子は、前記給電素子の角部を囲むように配置されている、
    請求項１０から１３のいずれか一項に記載のアンテナ。
PCT/JP2018/000604 2017-01-18 2018-01-12 アンテナ WO2018135400A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US16/504,512 US10886620B2 (en) 2017-01-18 2019-07-08 Antenna

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017007040A JP6913868B2 (ja) 2017-01-18 2017-01-18 アンテナ装置
JP2017007038A JP6979599B2 (ja) 2017-01-18 2017-01-18 アンテナ装置
JP2017-007039 2017-01-18
JP2017007039A JP2018117252A (ja) 2017-01-18 2017-01-18 アンテナ
JP2017-007040 2017-01-18
JP2017-007038 2017-01-18

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US16/504,512 Continuation US10886620B2 (en) 2017-01-18 2019-07-08 Antenna

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2018135400A1 true WO2018135400A1 (ja) 2018-07-26

Family

ID=62909251

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2018/000604 WO2018135400A1 (ja) 2017-01-18 2018-01-12 アンテナ

Country Status (2)

Country Link
US (1) US10886620B2 (ja)
WO (1) WO2018135400A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022138477A1 (ja) * 2020-12-23 2022-06-30 株式会社デンソー 無線通信装置
JP7444657B2 (ja) 2019-03-18 2024-03-06 古河電気工業株式会社 アンテナ装置

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6572924B2 (ja) * 2017-03-02 2019-09-11 Tdk株式会社 アンテナ装置
US10763589B2 (en) * 2018-07-10 2020-09-01 Apple Inc. Millimeter wave patch antennas with parasitic elements

Citations (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4780724A (en) * 1986-04-18 1988-10-25 General Electric Company Antenna with integral tuning element
JPH06326508A (ja) * 1993-05-11 1994-11-25 Matsushita Electric Works Ltd アンテナ装置
JPH07193424A (ja) * 1993-11-02 1995-07-28 At & T Corp アンテナ装置
JPH09270731A (ja) * 1996-03-29 1997-10-14 Sanyo Electric Co Ltd 携帯電話機
JPH10190347A (ja) * 1996-12-26 1998-07-21 Nippon Avionics Co Ltd パッチアンテナ装置
JP2003110322A (ja) * 2001-09-28 2003-04-11 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd 平面回路
JP2005333555A (ja) * 2004-05-21 2005-12-02 Ricoh Co Ltd マルチバンド対応円偏波マイクロストリップアンテナおよびそれを用いた無線システム
JP2005340910A (ja) * 2004-05-24 2005-12-08 Ricoh Co Ltd マルチバンド対応マイクロストリップアンテナおよびそれを用いた無線システム
JP2006180463A (ja) * 2004-11-29 2006-07-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd アンテナ装置
JP2008177888A (ja) * 2007-01-19 2008-07-31 Toko Inc 多周波アンテナ
JP2009246460A (ja) * 2008-03-28 2009-10-22 Toyota Motor Corp マイクロストリップアンテナ
US20120139793A1 (en) * 2010-12-01 2012-06-07 King Fahd University Of Petroleum And Minerals High isolation multiband mimo antenna system
JP2012120150A (ja) * 2010-11-09 2012-06-21 Samsung Yokohama Research Institute Co Ltd アンテナ装置、及び無線通信装置
JP2014022782A (ja) * 2012-07-12 2014-02-03 Fujikura Ltd アンテナ回路基板およびアンテナ装置
JP2016139965A (ja) * 2015-01-28 2016-08-04 三菱電機株式会社 アンテナ装置及びアレーアンテナ装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4836268B2 (ja) 2007-03-06 2011-12-14 株式会社サムスン横浜研究所 アンテナ装置
US20130050037A1 (en) 2011-08-29 2013-02-28 Yokohama National University Antenna apparatus and wireless communication apparatus using the same
JP5931937B2 (ja) 2014-02-04 2016-06-08 原田工業株式会社 パッチアンテナ装置
JP6659519B2 (ja) * 2016-11-02 2020-03-04 株式会社東芝 アンテナ装置

Patent Citations (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4780724A (en) * 1986-04-18 1988-10-25 General Electric Company Antenna with integral tuning element
JPH06326508A (ja) * 1993-05-11 1994-11-25 Matsushita Electric Works Ltd アンテナ装置
JPH07193424A (ja) * 1993-11-02 1995-07-28 At & T Corp アンテナ装置
JPH09270731A (ja) * 1996-03-29 1997-10-14 Sanyo Electric Co Ltd 携帯電話機
JPH10190347A (ja) * 1996-12-26 1998-07-21 Nippon Avionics Co Ltd パッチアンテナ装置
JP2003110322A (ja) * 2001-09-28 2003-04-11 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd 平面回路
JP2005333555A (ja) * 2004-05-21 2005-12-02 Ricoh Co Ltd マルチバンド対応円偏波マイクロストリップアンテナおよびそれを用いた無線システム
JP2005340910A (ja) * 2004-05-24 2005-12-08 Ricoh Co Ltd マルチバンド対応マイクロストリップアンテナおよびそれを用いた無線システム
JP2006180463A (ja) * 2004-11-29 2006-07-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd アンテナ装置
JP2008177888A (ja) * 2007-01-19 2008-07-31 Toko Inc 多周波アンテナ
JP2009246460A (ja) * 2008-03-28 2009-10-22 Toyota Motor Corp マイクロストリップアンテナ
JP2012120150A (ja) * 2010-11-09 2012-06-21 Samsung Yokohama Research Institute Co Ltd アンテナ装置、及び無線通信装置
US20120139793A1 (en) * 2010-12-01 2012-06-07 King Fahd University Of Petroleum And Minerals High isolation multiband mimo antenna system
JP2014022782A (ja) * 2012-07-12 2014-02-03 Fujikura Ltd アンテナ回路基板およびアンテナ装置
JP2016139965A (ja) * 2015-01-28 2016-08-04 三菱電機株式会社 アンテナ装置及びアレーアンテナ装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7444657B2 (ja) 2019-03-18 2024-03-06 古河電気工業株式会社 アンテナ装置
WO2022138477A1 (ja) * 2020-12-23 2022-06-30 株式会社デンソー 無線通信装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20190334246A1 (en) 2019-10-31
US10886620B2 (en) 2021-01-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11431087B2 (en) Wideband, low profile, small area, circular polarized UHF antenna
US10854994B2 (en) Broadband phased array antenna system with hybrid radiating elements
US9825357B2 (en) Electronic device including patch antenna assembly having capacitive feed points and spaced apart conductive shielding vias and related methods
WO2018135400A1 (ja) アンテナ
JP6624020B2 (ja) アンテナ装置
EP3518344B1 (en) Antenna device
WO2016092794A1 (ja) アンテナ装置
US20220263252A1 (en) Omnidirectional Dual-Polarized Antenna and Communications Device
KR101252244B1 (ko) 다중 안테나
US11637373B2 (en) Multi-band antennas having enhanced directors therein that inhibit radiation interference across multiple frequency bands
US11196166B2 (en) Antenna device
JP6299505B2 (ja) アンテナ装置
JP6953807B2 (ja) アンテナ装置
JP6913868B2 (ja) アンテナ装置
CN211879607U (zh) 多频带天线、辐射元件组件和寄生元件组件
US11362442B2 (en) Dual antenna support and isolation enhancer
JP6979599B2 (ja) アンテナ装置
US10804609B1 (en) Circular polarization antenna array
JP2018117252A (ja) アンテナ
US9722311B2 (en) Antenna device with continuous bending structure and application system using the same
JP6201651B2 (ja) アンテナ装置およびアレイアンテナ装置
JP2016032122A (ja) 統合アンテナ装置
WO2023149489A1 (ja) アンテナ素子およびアレイアンテナ
US20230291103A1 (en) Multi-band antennas having enhanced directors therein that inhibit radiation interference across multiple frequency bands
KR102057263B1 (ko) 마이크로스트립 안테나

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 18741460

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 18741460

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1