WO2018134266A1 - Verfahren zum betrieb einer gleichstrommaschine - Google Patents

Verfahren zum betrieb einer gleichstrommaschine Download PDF

Info

Publication number
WO2018134266A1
WO2018134266A1 PCT/EP2018/051128 EP2018051128W WO2018134266A1 WO 2018134266 A1 WO2018134266 A1 WO 2018134266A1 EP 2018051128 W EP2018051128 W EP 2018051128W WO 2018134266 A1 WO2018134266 A1 WO 2018134266A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
bridge circuit
time
bridge
circuit
Prior art date
Application number
PCT/EP2018/051128
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Martin Winker
Adriano De Rosa
Original Assignee
Tdk-Micronas Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Tdk-Micronas Gmbh filed Critical Tdk-Micronas Gmbh
Publication of WO2018134266A1 publication Critical patent/WO2018134266A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
    • H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque
    • H02P8/16—Reducing energy dissipated or supplied
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
    • H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/15—Controlling commutation time
    • H02P6/157—Controlling commutation time wherein the commutation is function of electro-magnetic force [EMF]
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings

Definitions

  • the invention relates to a method for controlling sensorless commutated DC machines.
  • Sensorless commutated DC machines are used in many areas, e.g. used in automotive applications. Such machines are characterized by a compact design and good efficiency.
  • fly-back pulses of the second type
  • fly-back pulses of the second type can occur, which result from a pulsed commutation sequence DC voltage, which is usually used as a voltage source is superimposed. If the modulation scheme used for the pulsed DC voltage does not exactly keep pace with the commutation sequence, further fly-back pulses occur in the OFF times, ie when the DC voltage is switched off, due to the self-inductance of the coil.
  • Free-wheeling diodes derive the freewheeling current driven by the fly-back pulse. Freewheeling diodes, however, have the disadvantage that nevertheless a not inconsiderable part of the energy is dissipated via the semiconductor switches into the substrate.
  • a method and a device are known in which a microcontroller has a comparator circuit for measuring the zero crossings of the induced voltage. Based on the measurements of the zero crossings, a time interval and a next commutation time are determined, whereby the rotor rotating field and the stator field are held in an optimal position to each other. This should minimize fly-back pulses of the second kind.
  • This method has the disadvantage that further losses due to the fly-back pulse of the first kind to the Semiconductor switches arise.
  • the object of the invention is to provide a method which further limits the power losses and at least mitigates the disadvantages of the prior art.
  • the invention provides a method for operating a sensorless commutated DC machine, in particular a biopolar stepper motor or brushless DC motor (BLDC motor), wherein the DC machine comprises a rotor and a stator with a stator winding, wherein the stator winding has at least one phase winding and is connected to a bridge circuit wherein the bridge circuit comprises at least four semiconductor switches; the method comprising:
  • the electrical voltage induced in the phase windings of the stator due to the rotation of a rotor magnet is also called back electromotive force (BEMF).
  • BEMF back electromotive force
  • the invention is based on the recognition that in order to avoid high power losses, the semiconductor switches, by a controller, can be actively turned on (active freewheeling). This has the effect that the freewheeling current does not flow away via freewheeling diodes or dissipation paths inherent in the semiconductor switch.
  • an inherent dissipation path may be modeled as an inherent bipolar transistor of a field effect transistor whose emitter-collector path represents a loss path into the semiconductor substrate.
  • the course or a polarity change of the voltage applied in the phase windings is used. A determination of this course, or at least the course of the zero crossings, is anyway necessary for the commutation of the DC machine.
  • the course of the voltage applied to the phase windings, or their zero crossings are determined at each phase. From the course of the applied voltage, or their zero crossings, the occurrence of the first value of the induced voltage and the time of occurrence of the first value is determined as the first time at each phase.
  • the first value of the voltage can be given in particular by a zero crossing of the voltage curve.
  • the first time then corresponds to the time of the zero crossing of the voltage curve.
  • the time of occurrence of any other voltage value may be used to determine the first time.
  • the first time and the first value of the induced voltage can be determined by evaluating interrupts, for example by evaluating BEMF comparator interrupts.
  • a BEMF comparator interrupt can be triggered by a zero crossing of the BEMF.
  • the evaluation can be done by the controller or the peripherals of the controller used (eg, a microcontroller with a 32-bit ARM CPU), such as interrupt controller and timer.
  • a second point in time switching time point
  • the first time and the second time should be as close as possible otherwise the engine will be slowed down.
  • a semiconductor switch is turned on, by the controller, to drain the freewheeling flow.
  • the energy of the flyback pulse can thereby be fed back into the intermediate circuit, for example into a buffer capacitor present there, and is not dissipated as heat loss into the substrate.
  • the energy can be routed back to the voltage source or another buffer capacitor or dissipated within the lower bridge side (low-side) or within the upper bridge side (high-side).
  • the advantage in any case is that the energy is not dissipated via the parasitic structures of the semiconductor switches and cooling costs are saved.
  • the terms "upper bridge side” and "lower bridge side” are to be used here and in the following only by way of example for distinguishing a first and a second bridge side and do not stipulate a spatial arrangement of the respective bridge side.
  • the switching comprises Leitendgate a first semiconductor switch, in particular a MOSFETs of the upper bridge side (high-side MOSFET), wherein the energy of the induced voltage is derived in the switching of the high-side MOSFETs in the voltage source or a charge storage. If the high-side MOSFET is turned on, the energy of the free-wheeling pulse is fed back into the voltage source. This has the advantage that the energy for operating the DC machine is available again. The same applies to a high-side buffer capacitor. In addition, in this embodiment, the energy can be dissipated very quickly, since there are no additional elements with ohmic resistance acting as voltage dividers.
  • the switching comprises the conduction switching of a second semiconductor switch, in particular a MOSFETs of the lower bridge side (low-side MOSFET), wherein when switching the low-side MOSFETs driven by the induced voltage current I 0FF within the low side of the bridge circuit is reduced.
  • a semiconductor switch on the low-side is turned on, the energy of the freewheeling pulse circulates within the circuit formed by the motor winding and the low-side. The energy is thus dissipated within the motor winding and the low side. In this embodiment, the energy is dissipated more slowly.
  • the determination of the first time point at which a first voltage value is applied to the previously energized phase winding is determined by detecting a first edge of an expected flyback pulse.
  • detecting the flyback pulse for example, an interrupt in a control circuit can be triggered, based on which the first time is determined.
  • the second time is formed by adding a predetermined period of time (dead time) to the first time. If the width of the flyback pulse is known, an optimum switching instant can thus already be determined upon detection of the first value.
  • the time period (dead time) can be adjusted during the process by monitoring and analysis, and / or by the control, of the course of the induced voltage zero crossings (BEMF). This allows the process to run faster and further minimize energy dissipation.
  • the dead time is determined by evaluating the BEMF comparator interrupts, and / or in relation to the motor current, and / or the operating voltage, and / or the inductance of the phase windings are determined.
  • the method comprises determining a third time at which a second value of the induced voltage occurs, wherein the second time is determined by detecting a second, trailing edge of the fly-back pulse; and closing the previously turned-on semiconductor switch at the third time.
  • the third time is determined by detection of the rear edge of the flyback pulse, at which the previously turned on semiconductor switch is closed again.
  • the third time can also already be determined when the flyback pulse has not quite decayed. This saves a time advantage in closing the semiconductor switch and prevents the motor from decelerating approx.
  • the method comprises determining which semiconductor switch is turned on. It can thus be selected, by the controller, which form of dissipation of the energy is used. It may therefore be provided in some embodiments of the invention that the variants of the method are combined. For example, the excess energy depending on an operating parameter, an operating state or a control or controlled variable, either reduced over the high-side of the bridge circuit or the low-side of the bridge circuit and / or cached, or be returned to the energy source.
  • a controlled variable can be defined on the basis of which the motor control decides which of the two variants is to be used for breaking down the current.
  • the decay of the current may be provided across the FAST decay path of the upper bridge side and otherwise via the SLOW decay path of the lower bridge side.
  • the controlled variable is defined as a function of the width of one or more flyback pulses and / or as a function of the motor current. For example, at high motor currents the variant FAST decay and for motor currents below a threshold value the variant SLOW decay can be selected.
  • other parameters such as a temperature or an operating state of the electric motor, form the controlled variable or incorporated in this.
  • the determination of the course of the induced voltage, or the zero crossings of the induced voltage takes place at the phase windings and electrically in parallel with the Phase windings.
  • the BEMF a voltage
  • the determination of the BEMF is also possible in the passive freewheel, whereby a starting point can be determined. Based on this starting point, the controller can synchronize again to the current engine speed and switch from the freewheeling, or shutdown, in the energized operation.
  • the width of a flyback pulse can also be determined when all semiconductor switches are switched non-conductive (in passive freewheeling).
  • the BEMF can also be determined in active freewheeling, regardless of which bridge side the active freewheeling takes place. The BEMF can thus be determined at all times for the variant FAST decay as well as for the variant SLOW decay, respectively
  • the flanks of the flyback pulses can be reliably detected in both variants.
  • the method comprises determining the course or the
  • Polarity change of the induced voltage the determination of a fourth time based on the course of the induced voltage, or their
  • the induced voltage monitoring and the preceding determination of the flyback pulse width may be used to determine an optimal commutation time by calculating the zero crossing time from the known flyback pulse width and detecting one of its edges , This makes it possible to dispense with separate detection devices for determining the zero crossings of the BEMF for commutation.
  • the detected width of the flyback pulse is used to derive or provide a parameter for PI (proportional integral) control or PID (proportional integral differential) control for engine operation. For example, asymmetric flyback pulses, if different flyback pulses have different widths or amplitudes, are indicative of an inefficient operation of an electric motor.
  • the detected width of one or more flyback pulses can be used to adjust the operating point of the engine and thus efficient operation of the engine.
  • the width of the flyback pulses can be used to detect a step loss or a blockage of the electric motor. It can therefore be provided that the method comprises detection of a step loss as a function of the width of one or more flyback pulses.
  • a scheme for continuing to drive an electric motor in the event of a detected loss of step may be provided.
  • the width of the flyback pulses can be used to detect a blockage and implemented a corresponding control for starting an emergency stop, for approaching a safety position and / or for outputting an error message.
  • the determination of the zero crossings of the induced voltage by means of a voltage comparator. This has the advantage that a reversal of the current is easily recognizable. Thus, a starting point can be determined from the operation.
  • the bridge circuit is an H-bridge circuit and the determination of the induced Voltage occurs within the H-bridge circuit. As a result, no separate comparator circuit is necessary. The voltage measurement is also possible in passive freewheeling, since it is not dependent on the switching state of the MOSFETs.
  • the H-bridge circuit may comprise, for example, four or six semiconductor switches. Thus, for driving a three-phase brushless DC motor, an H6 bridge circuit having six semiconductor switches is commonly used. For driving a single-phase bipolar stepping motor, however, an H-bridge with four semiconductor switches is sufficient, while for driving a two-phase bipolar stepping motor for each phase winding, an H-bridge with four semiconductor switches is used.
  • the method is carried out by determining a respectively associated first, second, third and fourth rotation angle instead of the first, second, third and fourth time points. The determination of a rotation angle is an alternative to the determination of times.
  • an apparatus for controlling a sensorless commutatable DC machine comprising: an H-bridge circuit comprising a plurality
  • Semiconductor switches in particular MOSFETs, arranged for driving the phases; a measuring circuit; and control circuit for controlling the H-bridge circuit, in particular a H-bridge driver, on the basis of the measured data from the measuring circuit, wherein the measuring circuit is arranged within the H-bridge circuit.
  • an additional measuring circuit arranged outside the H-bridge circuit can be dispensed with.
  • the device according to the invention set up the measuring circuit for determining a voltage curve or for determining the zero crossings of a voltage profile at each phase.
  • control circuit is configured to control the semiconductor switches of the H-bridge circuit on the basis of the measured voltage curve or on the basis of the detected zero crossings of the voltage induced in the phase windings 10.
  • control circuit is adapted to control the semiconductor switches of the H-bridge circuit to the
  • the ⁇ logic can therefore also be used for commutating the DC machine.
  • the voltage curve For example, the voltage curve
  • the measuring circuit 20 are measured using an analog-to-digital converter and evaluated by the control circuit.
  • the measuring circuit may comprise a voltage comparator, which is adapted to detect a change in polarity of the voltage applied to the phase windings voltage.
  • the measuring circuit is electrically connected in parallel to the windings of each phase.
  • the voltage in particular the BEMF, including the flyback pulses, can be detected in any operating state.
  • the measuring circuit comprises a comparator, which is set up for the zero crossings of the voltage to measure at every stage.
  • a starting point can be determined from the operation.
  • This voltage measurement allows Vorkommut Schl.
  • Pre-commutation means commutation at a point in time that is before the theoretically ideal commutation time.
  • the theoretically ideal commutation time is assumed to be exactly between two zero crossings of the BEMF. Furthermore, in this consideration, the zero crossings due to the flyback pulses are suppressed, so that only zero crossings of the BEMF are considered due to the induced by the rotational movement of the rotor voltage.
  • a control is furthermore provided which is set up and programmed for carrying out the method according to the invention.
  • Figure 1 is a phase diagram of an exemplary
  • FIG. 2 shows an equivalent circuit diagram of a semiconductor switch with a parasitic component
  • Figure 3 is a phase diagram of an exemplary
  • FIG. 4 shows a schematic representation of the arrangement of a measuring circuit, in an H
  • Bridge circuit with four semiconductor switches, for determining the induced voltage 5 shows a schematic representation of the arrangement of a measuring circuit, in a H
  • FIG. 6 shows an exemplary bridge circuit during the implementation of the method according to FIG. 3;
  • Figure 7 is a phase diagram of another
  • FIG. 8 shows an exemplary bridge circuit during the implementation of the method according to FIG. 7;
  • FIG. 9 is a flowchart of an example
  • Autospeed operation is an operating mode in which the stepper motor is not synchronized with the modulation form of the pulsed DC voltage with which it is driven.
  • the stepper motor is commutated by evaluating the counter-electromotive force (BEMF), that is, by evaluating the voltage induced in the phase windings
  • BEMF counter-electromotive force
  • the freewheeling diodes are electrically parallel to semiconductor switches, which are located in an H-bridge circuit installed (so-called “passive freewheeling").
  • the curves show the voltage curves V (MOUTO), V (MOUTL), V (MOUT2) and V (MOUT3) at the measuring points MOUT0, MOUT1 of a first bridge circuit, respectively at the analogously arranged measuring points MOUT2 and MOUT3 of a second bridge circuit.
  • the measuring points lie in each case at the connection of the motor winding between an upper and a lower bridge switch, as shown in FIGS. 6 and 8 by way of example for measuring points MOUT0 and MOUT1 of a single bridge circuit.
  • the time interval shown in FIG. 1 corresponds to approximately 4 ms, corresponding to 0.4 ms per section of the grid.
  • an interval of the voltage axis corresponds to 10 V.
  • the individual channels have been shifted to each other for a better overview with a fixed voltage offset.
  • Figure 2 shows an equivalent circuit diagram of a semiconductor switch of the H-bridge circuit with parasitic component.
  • the parasitic portion of the semiconductor switch is modeled by a BJ transistor (bipolar junction transistor, BJT).
  • BJT bipolar junction transistor
  • Parasitic means that the semiconductor switch in the closed state does not completely block, but similar to a freewheeling diode forms a structure through which power losses occur.
  • the semiconductor switch is a MOSFET (metal oxide semiconductor field-effect transistor).
  • MOSFET metal oxide semiconductor field-effect transistor
  • FIG. 3 shows a schematic phase diagram of an exemplary method according to the invention.
  • the high-side MOSFET is controlled by a controller.
  • the controller includes a control software.
  • the high-side MOSFET is turned on by the controller when the current driven by the fly-back pulse occurs.
  • the controller determines the quadrant position and flyback pulses in relation to the motor phase.
  • the current is fed back into the voltage source.
  • the current is conducted into a charge storage, for example a buffer capacitor.
  • a charge storage for example a buffer capacitor.
  • This method allows a fast decay of the current (FAST decay).
  • An edge corresponds to an interrupt or an action in the software.
  • the BEMF interrupt is visualized (unmasked) by setting / resetting an LGPIO (logical general purpose input / output port) port.
  • LGPIO logical general purpose input / output port
  • Channel 3 shows all BEMF interrupts and their respective quadrants.
  • An edge corresponds to an interrupt or an action in the software.
  • a BEMF comparator (BEMFC) is used to determine the timing at which the high-side MOSFET is turned on and current fades. To determine the switching timing, the BEMF comparator compares the voltages V (MOUTO) and V (MOUT1), or optionally the voltages V (MOUT2) and V (MOUT3), if a second bridge circuit with four semiconductor switches is present.
  • the time interval shown corresponds to approx. 4 ms, corresponding to 0.4 ms per section of the Grid.
  • Each section of the grid of the voltage axis corresponds to a voltage interval of 10 V with respect to the channels 1 and 2, and with respect to the channels 3 and 4 in each case an interval of 5 V.
  • the individual channels have been shifted with a fixed voltage offset to each other for clarity.
  • FIG. 4 The arrangement of the semiconductor switches and the BEMF comparator is shown in Figure 4 using a four semiconductor switches HSO, HS1, LSO, LSI comprehensive H-bridge circuit for energizing a phase winding, for example, a phase winding of a bipolar stepping motor.
  • a voltage comparator COM is electrically connected within the H-bridge and parallel to the motor winding. With the aid of the voltage comparator COM, the zero crossings of the voltage applied to the phase winding can be detected. In particular, the zero crossings of the induced voltage of a non-energized phase winding can thus also be detected.
  • the comparator COM is connected via the terminal 10, for example, to an input of a control circuit, such as a microcontroller.
  • a control circuit such as a microcontroller.
  • the signal of the comparator COM can be further processed and used for controlling and regulating the DC machine, in particular for switching the bridge switch shown.
  • FIG. 5 Analogous to Figure 4, an arrangement of the comparator within a B6 bridge with a total of six bridge switches is shown in Figure 5, with three on the upper Bridge side arranged bridge switches HSO, HSl and HS2 and three arranged on the lower bridge side bridge switches LSO, LSI and LS2.
  • the B6 bridge is connected to the three phases U, V, W of a brushless DC motor, wherein the phase windings are interconnected, for example, in a delta connection or star connection.
  • one input of the comparator COM is connected to a virtual neutral point VS of the three phase windings of the DC motor and another input by means of a multiplexing process with the three phase windings.
  • FIG. 6 shows an exemplary bridge circuit in the state before (left section) and after (right section) the activation of the high-side MOSFET HS1 according to the phase diagram according to FIG. 3.
  • the energy in the bridge circuit can be converted via the current I 0FF Bridge switch LSO the lower bridge side, the motor winding and a bridge switch HSL the upper bridge side in the voltage input, or the capacitance Ci n , are returned.
  • the motor winding is shown symbolically in FIGS. 6 and 8 by a series connection of a resistor and an inductance between MOUTO and MOUT1.
  • V (MOUTO) is greater than or equal to V (MOUTl) (during the transition from the first to the second quadrant)
  • V (MOUTO) has dropped to the value of the voltage V MVDD .
  • FIG. 7 shows a schematic phase diagram of a second variant of an exemplary method according to the invention.
  • the second variant of the method is the low-side MOSFET controlled by the controller.
  • This variant enables a slow decay of the current via the low-side of the bridge circuit (SLOW decay).
  • SLOW-decay variant the energy of the fly-back pulse recirculates within the low-side.
  • the decay of the current is slower in this variant, since the total voltage is lower and because there is no buffer capacitor within the low-side.
  • the total voltage is lower, because within the low-side with open semiconductor switch LSI additionally voltage at the free-wheeling diode of the
  • Channel 4 shows the current through MOUT0.
  • the time interval shown corresponds to approximately 4 ms corresponding to 0.4 ms per section of the grid.
  • Channel 1 is split into voltage intervals of 10 V
  • channel 2 is also divided at 10 V intervals
  • channel 3 is plotted at 5 V intervals
  • channel 4 is plotted at 100 mA intervals per section of the vertical axis grid.
  • the individual channels have been shifted to each other for better clarity with a fixed voltage or current offset.
  • FIG. 8 shows an exemplary bridge circuit in the state before (left section) and after (right section) the activation of the low-side MOSFET LSI.
  • the current flow I 0N is shown by HS0 and LSI during the energization of one phase.
  • the switch LSI is turned on.
  • the switching of LSI is actively required in this variant, since the low-side MOSFET LSI blocks during an OFF time of the pulsed DC voltage.
  • V diode is the voltage applied to the freewheeling diode of the
  • FIG. 9 shows a flow chart of an exemplary implementation of the method according to the invention.
  • the flowchart represents a control loop. Both variants of the active control of the semiconductor switches on the high or on the low side can be integrated into the workflow of the BEMF comparator. Appropriate
  • Timer events, etc. can be generated by using CAPCOM (capture / compare) timers coupled to the output of the BEMF comparator.
  • BEMF ISR BEMFC Interrupt Service Routine
  • the phase is determined (702).
  • the quadrant position and the corresponding fly-back pulse are determined in step (703/705). If, in the case of an H-bridge circuit with four bridge switches, the voltage curve of the relevant phase winding is plotted over the electrical rotation angle, one electrical revolution (360 °) can be divided into four quadrants, wherein a commutation process and thus also a flyback pulse occur in each quadrant.
  • a B6 bridge circuit of a three-phase BLDC motor the division is carried out accordingly in six sextants, since there are six commutation processes and thus six flyback pulses. Based on the determined flyback pulses, the semiconductor switches HS1 or LSI are turned on in step (704) depending on the choice of the method variant.
  • a timer event is generated, for example, as a control signal for speed control of the motor by means of a PI or PID controller.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

Verfahren zum Betrieb einer sensorlos kommittierten Gleichstrommaschine, insbesondere eines biopolaren Schrittmotors oder eines bürstenlosen Gleichstrommotors, wobei die Gleichstrommaschine einen Rotor und einen Stator mit einer Statorwicklung umfasst, wobei die Statorwicklung mindestens eine Phasenwicklung umfasst, die mit einer Brückenschaltung verbunden ist, wobei die Brückenschaltung mindestens vier Halbleiterschalter umfasst, das Verfahren umfassend das Bestimmen eines ersten Zeitpunktes, zu dem ein erster Wert der in der mindestens einen Phasenwicklung induzierten Spannung auftritt, wobei der erste Wert beim Trennen der mindestens einen zuvor bestromten Phasenwicklung von einer Spannungsquelle entsteht (Fly-Back-Pulse), Bestimmen eines zweiten Zeitpunktes auf Grundlage des ersten Zeitpunktes, und Schalten, zu dem zweiten Zeitpunkt, eines der mindestens vier Halbleiterschalter in der Brückenschaltung, um einen durch die induzierte Spannung getriebenen Strom IOFF abzuleiten.

Description

Verfahren zum Betrieb einer Gleichstrommaschine
Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regelung von sensorlos kommutierten Gleichstrommaschinen.
Hintergrund
Sensorlos kommutierte Gleichstrommaschinen werden in vielen Bereichen, z.B. in Automotiveanwendungen eingesetzt. Solche Maschinen zeichnen sich durch eine kompakte Bauform und einen guten Wirkungsgrad aus .
Aufgrund der zunehmenden Nachfrage nach hohen Leistungen bei gleichzeitig kompakter werdenden Bauformen, ergibt sich das Problem, dass auftretende Wärmeverluste abgeführt werden müssen um eine Überhitzung zu vermeiden. Wünschenswert wären daher Gleichstrommaschinen mit möglichst geringer Wärmedissipation . Durch die
Kommutierungssequenz entstehen, beim Abschalten des Phasenstromes, durch die Selbstinduktion der Wicklungen (Phasenwicklungen) Spannungsspitzen (Fly-Back-Pulse) . Diese Pulse sind grundsätzlich unerwünscht und führen zu Verlusten. Zusätzlich können in bestimmten Anordnungen, wie z.B. in Schrittmotoren im „Autospeed-Betrieb" weitere Fly- Back Pulse (sogenannte Fly Back Pulse zweiter Art) auftreten. Diese entstehen dadurch, dass die Kommutierungssequenz durch eine gepulste Gleichspannung, die üblicherweise als Spannungsquelle verwendet wird, überlagert wird. Falls das für die gepulste Gleichspannung verwendete Modulationsschema nicht exakt mit der Kommutierungssequenz Schritt hält, entstehen in den OFF- Zeiten, also beim Abschalten der Gleichspannung, durch die Eigeninduktivität der Spule weitere Fly-Back-Pulse. Diese führen zu weiteren unerwünschten Verlusten (Verluste bis zu 80% der Gesamtleistung) . Die Verluste entstehen dadurch, dass Halbleiterschalter in einer zur Kommutierung des Motors benötigten Brückenschaltung durch ihre unzureichende Einbettung/ Isolierung im Substrat wie ein bipolarer Transistor wirken und einen Teil der Energie in Verlustleistung in Form von Wärme umsetzen. Die fachübliche Lösung für dieses Problem besteht darin, parallel zu den Halbleiterschaltern Freilaufdioden vorzusehen. Die
Freilaufdioden leiten den durch den Fly-Back-Puls getriebenen Freilaufström ab. Freilaufdioden haben allerdings den Nachteil, dass dennoch ein nicht unerheblicher Teil der Energie über die Halbleiterschalter in das Substrat dissipiert wird.
Aus dem Stand der Technik sind verschiedene Ansätze bekannt, die den Energieverlust durch die Fly-Back-Pulse erster und zweiter Art weiter minimieren sollen.
Aus DE 10 2007 040 217 sind ein Verfahren und eine Vorrichtung bekannt, bei dem ein Mikrokontroller eine Komparatorschaltung zum Messen der Nulldurchgänge der induzierten Spannung aufweist. Auf Grundlage der Messungen der Nulldurchgänge werden ein Zeitintervall und ein nächster Kommutierungszeitpunkt bestimmt, wodurch das Rotordrehfeld und das Statorfeld in einer optimalen Lage zueinander gehalten werden. Dadurch sollen Fly-Back-Pulse zweiter Art minimiert werden. Dieses Verfahren hat den Nachteil, dass weiterhin Verluste durch die Fly-Back-Pulse erster Art an den Halbleiterschaltern entstehen.
Aus DE 101 61 992 AI ist bekannt, mittels einer unterhalb der H-Brückenschaltung angebrachten Komparatorschaltung den Verlauf des Stromes in den Phasenwicklungen zu bestimmen und bei Detektion des Fly-Back-Pulses den entsprechenden Halbleiterschalter leitend zu schalten um die Energie nicht parasitär werden zu lassen. Dieses Verfahren hat den Nachteil, dass eine Detektion der Fly-Back-Pulse nur über die Phasenströme der Low Side der Brückenschaltung erfolgen kann. Es ist zudem nicht bei Schrittmotoren im Autospeed Betrieb einsetzbar .
Die Erfindung macht es sich zur Aufgabe, ein Verfahren bereitzustellen, welches die Verlustleistungen weiter begrenzt und die Nachteile aus dem Stand der Technik zumindest abmildert.
Kurzbeschreibung der Erfindung
Diese Aufgabe wird durch die in den unabhängigen Ansprüchen angegebene Erfindung gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Erfindungsgemäß geschaffen ist ein Verfahren zum Betrieb einer sensorlos kommutierten Gleichstrommaschine, insbesondere eines biopolaren Schrittmotors oder bürstenlosen Gleichstrommotors (BLDC Motor) , wobei die Gleichstrommaschine einen Rotor und einen Stator mit einer Statorwicklung umfasst, wobei die Statorwicklung mindestens eine Phasenwicklung aufweist und mit einer Brückenschaltung verbunden ist, wobei die Brückenschaltung mindestens vier Halbleiterschalter umfasst; das Verfahren umfassend:
Bestimmen eines ersten Zeitpunktes, zu dem ein erster Wert der durch das Rotordrehfeld in der an dem mindestens einen Statorpol jeweils anliegenden Phase induzierten Spannung auftritt, wobei der erste Wert beim Trennen der mindestens einen zuvor bestromten Phasenwicklung von einer Spannungsquelle entsteht (Fly-Back-Pulse) ; Bestimmen eines zweiten Zeitpunktes auf Grundlage des ersten Zeitpunktes; und Schalten, zu dem zweiten Zeitpunkt, eines der mindestens vier Halbleiterschalter in der Brückenschaltung, um einen durch die induzierte Spannung getriebenen Strom I0FF abzuleiten.
Die aufgrund der Rotation eines Rotormagneten in den Phasenwicklungen des Stators induzierte elektrische Spannung wird auch gegen-elektromotorische Kraft (englisch: back electromotive force, BEMF) genannt. Beim Trennen einer zuvor bestromten Phasenwicklung von der Spannungsquelle entstehen aufgrund der Selbstinduktion der Phasenwicklungen Spannungspulse, die sogenannten Freilaufpulse (Flyback- Pulse) . Diese Flyback-Pulse sollen hier und im Folgenden auch der induzierten Spannung, beziehungsweise der BEMF, zugeordnet werden. Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass zur Vermeidung hoher Verlustleistungen die Halbleiterschalter, durch eine Steuerung, aktiv leitend geschaltet werden können (active freewheeling) . Dies bewirkt, dass der Freilaufström nicht über Freilaufdioden oder dem Halbleiterschalter inhärente Dissipationspfade abfließt. Somit kann die parasitäre Struktur der Halbleiterschalter nicht zur Wirkung gelangen. Auf diese Weise wird verhindert, dass große Teile der Energie als Wärme in das Substrat abgeführt werden. Dies hat den Vorteil, dass Kühlaufwand eingespart und die Bauform weiter verringert werden kann. Ein inhärenter Dissipationspfad kann beispielsweise als ein inhärenter Bipolartransistor eines Feldeffekttransistors modelliert sein, dessen Emitter- Kollektor-Strecke einen Verlustpfad in das Halbleitersubstrat darstellt. Insbesondere kann es dabei problematisch sein, dass der über die Emitter-Kollektor-Strecke abfließende Strom verstärkt wird, weshalb eine besonders große Verlustleistung entstehen kann.
Um den Zeitpunkt zu bestimmen, an dem ein Halbleiterschalter leitend geschaltet wird um den Freilaufström abzuleiten, wird vorzugsweise auf den Verlauf oder eine Polaritätsänderung der in den Phasenwicklungen anliegenden Spannung zurückgegriffen. Eine Bestimmung dieses Verlaufs, oder wenigstens des Verlaufs der Nulldurchgänge, ist zur Kommutierung der Gleichstrommaschine ohnehin notwendig. Der Verlauf der an den Phasenwicklungen anliegenden Spannung, beziehungsweise deren Nulldurchgänge, werden an jeder Phase bestimmt. Aus dem Verlauf der anliegenden Spannung, beziehungsweise deren Nulldurchgängen, wird an jeder Phase das Auftreten des ersten Wertes der induzierten Spannung und der Zeitpunkt des Auftretens des ersten Wertes als erster Zeitpunkt bestimmt. Der erste Wert der Spannung kann insbesondere durch einen Nulldurchgang des Spannungsverlaufs gegeben sein. Der erste Zeitpunkt entspricht dann dem Zeitpunkt des Nulldurchgangs des Spannungsverlaufs. Alternativ kann aber auch der Zeitpunkt des Auftretens eines beliebigen anderen Spannungswerts zum Bestimmen des ersten Zeitpunktes verwendet werden. Der erste Zeitpunkt und der erste Wert der induzierten Spannung können durch Auswertung von Interrupts, beispielsweise durch Auswertung von BEMF-Komparator Interrupts, bestimmt werden. Ein BEMF-Komparator Interrupt kann beispielsweise durch einen Nulldurchgang der BEMF ausgelöst werden. Die Auswertung kann durch die Steuerung oder die Peripheriegeräte der verwendeten Steuerung (z.B. ein Mikrokontroller mit einer 32-Bit ARM CPU) , wie zum Beispiel Interrupt Controller und Timer geschehen. Auf Grundlage des ersten Zeitpunktes wird anschließend, durch die Steuerung mit einer entsprechenden Software, ein zweiter Zeitpunkt (Schaltzeitpunkt) bestimmt. Der erste Zeitpunkt und der zweite Zeitpunkt sollten möglichst nahe beieinander liegen, da der Motor sonst abgebremst wird. Zu dem zweiten Zeitpunkt wird ein Halbleiterschalter, durch die Steuerung, leitend geschalten, um den Freilaufström abfließen zu lassen. Bei Brückenschaltungen mit Zwischenkreis kann dadurch die Energie des Flyback-Pulses in den Zwischenkreis, beispielsweise in einen dort vorhandenen Pufferkondensator, zurückgeleitet werden und wird nicht als Verlustwärme in das Substrat abgeführt. Bei Brückenschaltungen ohne Zwischenkreis kann die Energie zurück in die Spannungsquelle oder einen weiteren Pufferkondensator geleitet oder innerhalb der unteren Brückenseite (Low-Side) oder innerhalb der oberen Brückenseite (High-Side) abgebaut werden. Der Vorteil besteht in jedem Fall darin, dass die Energie nicht über die parasitären Strukturen der Halbleiterschalter abgebaut und Kühlaufwand gespart wird. Die Begriffe „obere Brückenseite" und „untere Brückenseite" sollen hier und im Folgenden nur beispielhaft zur Unterscheidung einer ersten und einer zweiten Brückenseite verwendet werden und bedingen keine Festlegung auf ein räumliche Anordnung der jeweiligen Brückenseite.
In einer Ausgestaltung der Erfindung umfasst das Schalten das Leitendschalten eines ersten Halbleiterschalters, insbesondere eines MOSFETs der oberen Brückenseite (High-Side MOSFET) , wobei beim Schalten des High-Side MOSFETs die Energie der induzierten Spannung in die Spannungsquelle oder einen Ladungsspeicher abgeleitet wird. Wird der High-Side MOSFET leitend geschaltet, wird die Energie des Freilaufpulses in die Spannungsquelle zurückgeführt. Dies hat den Vorteil, dass die Energie zum Betrieb der Gleichstrommaschine wieder zur Verfügung steht. Dasselbe gilt für einen auf der High-Side verbauten Pufferkondensator. In dieser Ausgestaltung kann die Energie zudem sehr schnell abgebaut werden, da keine zusätzlichen, als Spannungsteiler wirkenden Elemente mit ohmschem Widerstand vorhanden sind. In einer Ausgestaltung der Erfindung umfasst das Schalten das Leitendschalten eines zweiten Halbleiterschalters, insbesondere eines MOSFETs der unteren Brückenseite (Low-Side MOSFET) , wobei beim Schalten des Low-Side MOSFETs der durch die induzierten Spannung getriebene Strom I 0FF innerhalb der Low Side der Brückenschaltung abgebaut wird. Wird ein Halbleiterschalter auf der Low-Side leitend geschaltet, zirkuliert die Energie des Freilaufpulses innerhalb des aus der Motorwicklung und der Low-Side gebildeten Stromkreises. Die Energie wird somit innerhalb der Motorwicklung und der Low Side abgebaut. In dieser Ausgestaltung wird die Energie langsamer abgebaut. Die Energie wird schließlich auch als Verlustwärme dissipiert, die Wärmeverteilung ist jedoch vorteilhafter als bei einer Dissipation über einen geschlossenen MOSFET mit oder ohne Freilaufdiode, so dass auch in dieser Ausgestaltung keine zusätzliche Kühlung erforderlich ist. In einer Ausgestaltung der Erfindung wird das Bestimmen des ersten Zeitpunktes, zu dem ein erster Spannungswert an der zuvor bestromten Phasenwicklung anliegt, durch Detektion einer ersten Flanke eines zu erwartenden Flyback-Pulses bestimmt. Durch das Detektieren des Flyback-Pulses kann beispielsweise ein Interrupt in einer Steuerschaltung ausgelöst werden, anhand dessen der erste Zeitpunkt bestimmt wird. Diese Ausgestaltung hat den Vorteil, dass die ohnehin zur Kommutierung bestimmte BEMF zur Steuerung des SchaltZeitpunktes benutzt werden kann. Dadurch kann zusätzlicher Aufwand hinsichtlich der Steuerung eingespart werden. Da das Auftreten eines Flyback Pulses ohnehin bekannt ist, reicht es zur Feststellung, dass ein Flyback-Puls auftritt aus, die Spannungsänderung - also die erste, vordere Flanke - des Flyback Pulses zu detektieren. Dies hat den Vorteil, dass das Maximum des Flyback-Pulses (Maximalwert der induzierten Spannung) zur Bestimmung nicht erst abgewartet werden muss um dann auf dessen Grundlage einen SchaltZeitpunkt zu bestimmen. Dies verbessert die Schnelligkeit des Verfahrens.
In einer Ausgestaltung der Erfindung wird der zweite Zeitpunkt durch Addition einer vorbestimmten Zeitspanne (Totzeit) zu dem ersten Zeitpunkt gebildet. Bei Kenntnis der Breite des Fly Back Pulses kann somit bereits bei Detektion des ersten Wertes ein optimaler SchaltZeitpunkt bestimmt werden. Die Zeitspanne (Totzeit) kann während des Verfahrens durch Überwachung und Analyse, und/oder durch die Steuerung, des Verlaufes der Nulldurchgänge der induzierten Spannung (BEMF) angepasst werden. Dadurch kann das Verfahren schneller ablaufen und die Energiedissipation weiter minimiert werden. Insbesondere kann es vorgesehen sein, dass die Totzeit durch Auswertung der BEMF-Komparator Interrupts bestimmt wird, und/oder in Relation zum Motorstrom, und/oder der Betriebsspannung, und/oder der Induktivität der Phasenwicklungen, bestimmt werden.
In einer Ausgestaltung der Erfindung umfasst das Verfahren das Bestimmen eines dritten Zeitpunktes, zu dem ein zweiter Wert der induzierten Spannung auftritt, wobei der zweite Zeitpunkt durch Detektion einer zweiten, rückwärtigen Flanke des Fly-Back-Pulses bestimmt wird; und Schließen des zuvor leitend geschalteten Halbleiterschalters zu dem dritten Zeitpunkt. In dieser Ausgestaltung wird durch Detektion der rückwärtigen Flanke des Flyback-Pulses der dritte Zeitpunkt bestimmt, an dem der zuvor leitend geschaltete Halbleiterschalter wieder geschlossen wird. Dadurch kann der dritte Zeitpunkt ebenfalls bereits dann bestimmt werden, wenn der Flyback-Puls noch nicht ganz abgeklungen ist. Dies sichert einen Zeitvorteil beim Schließen des Halbleiterschalters und verhindert, dass der Motor abgebremst rd .
In einer Ausgestaltung der Erfindung umfasst das Verfahren das Festlegen welcher Halbleiterschalter leitend geschaltet wird. Es kann somit, durch die Steuerung, ausgewählt werden, welche Form des Abführens der Energie verwendet wird. Es kann also in manchen Ausgestaltungen der Erfindung vorgesehen sein, dass die Varianten des Verfahrens kombiniert werden. Beispielsweise kann die überschüssige Energie abhängig von einem Betriebsparameter, einem Betriebszustand oder einer Steuer- beziehungsweise Regelgröße, entweder über die High-Side der Brückenschaltung oder über die Low-Side der Brückenschaltung abgebaut und/oder zwischengespeichert, beziehungsweise in die Energiequelle zurückgeführt werden. Dazu kann eine Regelgröße definiert werden, auf deren Basis die Motorsteuerung entscheidet, welche der beiden Varianten zum Abbauen des Stroms verwendet werden soll. Zum Beispiel kann beim Überschreiten eines kritischen Wertes das Abklingen des Stromes über den FAST decay Pfad der oberen Brückenseite und anderenfalls über den SLOW decay Pfad der unteren Brückenseite vorgesehen sein. Insbesondere kann es vorgesehen sein, dass die Regelgröße in Abhängigkeit von der breite eines oder mehrerer Flybackpulse und/oder in Abhängigkeit des Motorstroms definiert wird. So kann beispielsweise bei hohen Motorströmen die Variante FAST decay und bei Motorströmen unterhalb eines Schwellwertes die Variante SLOW decay gewählt werden. Des Weiteren können auch andere Parameter, beispielsweise eine Temperatur oder ein Betriebszustand des Elektromotors, die Regelgröße bilden oder in diese einfließen.
In einer Ausgestaltung der Erfindung erfolgt das Bestimmen des Verlaufes der induzierten Spannung, beziehungsweise der Nulldurchgänge der induzierten Spannung, an den Phasenwicklungen und elektrisch parallel zu den Phasenwicklungen. Dies hat den Vorteil, dass nach dem Abklingen des Stromes immer noch eine Spannung (die BEMF) messbar ist. Dadurch ist die Bestimmung der BEMF auch im passiven Freilauf möglich, wodurch ein Anlaufpunkt bestimmt werden kann. Anhand dieses Anlaufpunkt kann sich die Steuerung wieder auf die aktuelle Motordrehzahl synchronisieren und vom Freilauf-, bzw. Auslaufbetrieb, in den bestromten Betrieb umschalten. Zudem kann die Breite eines Flyback-Pulses auch dann bestimmt werden, wenn alle Halbleiterschalter nicht-leitend geschaltet sind (im passiven Freilauf) . Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass die BEMF auch im aktiven Freilauf bestimmt werden kann, unabhängig davon, in welcher Brückenseite der aktive Freilauf stattfindet. Die BEMF kann somit sowohl für die Variante FAST decay als auch für die Variante SLOW decay zu allen Zeitpunkten bestimmt werden, beziehungsweise ein
Nulldurchgang der BEMF erkannt werden. Insbesondere können dabei auch die Flanken der Flyback-Pulse in beiden Varianten zuverlässig erkannt werden.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung umfasst das Verfahren das Bestimmen des Verlaufes oder der
Polaritätswechsel der induzierten Spannung, das Bestimmen eines vierten Zeitpunktes anhand des Verlaufes der induzierten Spannung, beziehungsweise deren
Polaritätswechsel, und das Kommutieren der
Gleichstrommaschine anhand des vierten Zeitpunktes. Die Überwachung der induzierten Spannung und die vorhergehende Bestimmung der Breite des Fly-Back-Pulses können dazu verwendet werden einen optimalen Kommutierungszeitpunkt zu bestimmen, indem der Zeitpunkt des Nulldurchganges aus der bekannten Breite des Fly-Back-Pulses und der Detektion einer seiner Flanken errechnet wird. Dadurch kann auf separate Detektionseinrichtungen zur Bestimmung der Nulldurchgänge der BEMF zum Kommutieren verzichtet werden. In manchen Ausgestaltungen wird die detektierte Breite des Flyback-Pulses dazu verwendet, einen Parameter für eine PI (proportional integral ) -Regelung oder eine PID (proportional integral differential ) -Regelung für den Motorbetrieb abzuleiten oder bereitzustellen. Beispielsweise sind asymmetrische Flyback-Pulse, wenn also unterschiedliche Flyback-Pulse unterschiedliche Breiten oder Amplituden aufweisen, ein Hinweis auf einen ineffizienten Betrieb eines Elektromotors. Daher kann die detektierte Breite eines oder mehrerer Flyback-Pulse dazu verwendet werden, den Arbeitspunkt des Motors und damit einen effizienter Betrieb des Motors einzustellen. Ebenso kann die Breite der Flyback-Pulse dazu verwendet werden, einen Schrittverlust oder eine Blockade des Elektromotors zu erkennen. Es kann daher vorgesehen sein, dass das Verfahren eine Erkennung eines Schrittverlusts in Abhängigkeit von der Breite eines oder mehrerer Flyback-Puls umfasst. Zusätzlich kann eine Regelung zum Weiterbetreiben eines Elektromotors im Falle eines erkannten Schrittverlusts vorgesehen sein. In anderen Fällen kann die Breite der Flyback-Pulse zum Erkennen einer Blockade verwendet werden und eine entsprechende Regelung zum Starten eines Notstopps, zum Anfahren einer Sicherheitsposition und/oder zum Ausgeben einer Fehlermeldung umgesetzt sein.
In einer Ausgestaltung der Erfindung erfolgt das Bestimmen der Nulldurchgänge der induzierten Spannung mittels eines Spannungskomparators . Dies hat den Vorteil, dass eine Umkehrung des Stromes einfach erkennbar ist. Somit ist aus dem Betrieb heraus ein Anlaufpunkt bestimmbar.
In einer Ausgestaltung der Erfindung ist die Brückenschaltung eine H-Brückenschaltung und das Bestimmen der induzierten Spannung erfolgt innerhalb der H-Brückenschaltung . Dadurch ist keine eigene Komparatorschaltung notwendig. Die Spannungsmessung ist auch im passiven Freilauf möglich, da sie nicht vom Schaltzustand der MOSFETs abhängig ist. Die H- Brückenschaltung kann beispielsweise vier oder sechs Halbleiterschalter umfassen. So wird zum Ansteuern eines dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors üblicherweise eine H6-Brückenschaltung mit sechs Halbleiterschaltern verwendet. Zum Ansteuern eines einphasigen bipolaren Schrittmotors genügt hingegen ein H-Brücke mit vier Halbleiterschaltern, während zum Ansteuern eines zweiphasigen bipolaren Schrittmotors für jede Phasenwicklung eine H-Brücke mit jeweils vier Halbleiterschaltern verwendet wird. In einer Ausgestaltung der Erfindung wird das Verfahren durchgeführt, indem anstelle des ersten, zweiten, dritten und vierten Zeitpunktes ein jeweilig zugehöriger erster, zweiter, dritter und vierter Drehwinkel bestimmt wird. Die Bestimmung eines Drehwinkels ist eine Alternative zur Bestimmung von Zeitpunkten.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine Vorrichtung zur Regelung einer sensorlos kommutierbaren Gleichstrommaschine geschaffen, die Vorrichtung umfassend: eine H-Brückenschaltung, umfassend mehrere
Halbleiterschalter, insbesondere MOSFETs, eingerichtet zum Ansteuern der Phasen; eine Messschaltung; und Steuerschaltung zum Steuern der H-Brückenschaltung, insbesondere einen H- Brücken-Treiber, auf Grundlage der von der Messschaltung gemessenen Daten, wobei die Messschaltung innerhalb der H- Brückenschaltung angeordnet ist. Gemäß diesem Aspekt kann auf eine außerhalb der H-Brückenschaltung angeordnete, zusätzliche Messschaltung verzichtet werden. In einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist die Messschaltung zum Bestimmen eines Spannungsverlaufes oder zum Bestimmen der Nulldurchgänge eines Spannungsverlaufs an jeder Phase eingerichtet.
5 In einer weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist die Steuerschaltung dazu eingerichtet, die Halbleiterschalter der H-Brückenschaltung auf Grundlage des gemessenen Spannungsverlaufs oder auf Grundlage der detektierten Nulldurchgänge der in den Phasenwicklungen 10 induzierten Spannung zu steuern.
In einer weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist die Steuerschaltung dazu eingerichtet, die Halbleiterschalter der H-Brückenschaltung zu steuern um den
15 Stromfluss in den Phasen anhand des gemessenen Spannungsverlaufes oder anhand des detektierten Verlaufes der Nulldurchgänge der induzierten Spannung zu kommutieren. Die ~~ Logik kann daher auch zum Kommutieren der Gleichstrommaschine verwendet werden. Beispielsweise kann der Spannungsverlauf
20 mit Hilfe eines Analog-Digitalwandlers gemessen und von der Steuerschaltung ausgewertet werden. Ebenso kann die Messschaltung einen Spannungskomparator umfassen, der dazu eingerichtet ist eine Polaritätsänderung der an den Phasenwicklungen anliegenden Spannung zu erfassen.
- 25
In einer weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist die Messschaltung elektrisch parallel zu den Wicklungen einer jeden Phase geschaltet. Dadurch können auch kleine Spannungsänderungen detektiert werden. Die Spannung, 30 insbesondere die BEMF, inklusive der Flyback-Pulse, ist in jedem Betriebszustand detektierbar.
In einer weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung umfasst die Messschaltung einen Komparator, 35 welcher dazu eingerichtet ist die Nulldurchgänge der Spannung an jeder Phase zu messen. Dadurch ist aus dem Betrieb heraus ein Anlaufpunkt bestimmbar. Diese Spannungsmessung ermöglicht das Vorkommutieren . Unter Vorkommutierung versteht man das Kommutieren zu einem Zeitpunkt, der vor dem theoretisch idealen Kommutierungszeitpunkt liegt. Der theoretisch ideale Kommutierungszeitpunkt wird dabei als exakt zwischen zwei Nulldurchgängen der BEMF liegend angenommen. Desweiteren werden in dieser Betrachtung die Nulldurchgänge aufgrund der Flyback-Pulse ausgeblendet, so dass lediglich Nulldurchgänge der BEMF aufgrund der durch die Drehbewegung des Rotors induzierten Spannung betrachtet werden.
Erfindungsgemäß ist weiterhin eine Steuerung geschaffen, welche zur Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens eingerichtet und programmiert ist.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Nachfolgend werden beispielhafte Ausgestaltungen anhand der beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:
Die Figur 1 ein Phasendiagramm eines beispielhaften
Kommutierungsschemas aus dem Stand der
Technik; die Figur 2 ein Ersatzschaltbild eines Halbleiterschalters mit parasitärem Anteil; die Figur 3 ein Phasendiagramm eines beispielhaften
Verfahrens gemäß der Erfindung; die Figur 4 eine schematische Darstellung der Anordnung einer Messschaltung, in einer H-
Brückenschaltung mit vier Halbleiterschaltern, zum Bestimmen der induzierten Spannung; die Figur 5 eine schematische Darstellung der Anordnung einer Messschaltung, in einer H-
Brückenschaltung mit sechs Halbleiterschaltern, zum Bestimmen der induzierten Spannung; die Figur 6 eine beispielhafte Brückenschaltung während der Durchführung des Verfahrens gemäß Figur 3; die Figur 7 ein Phasendiagramm eines weiteren
beispielhaften Verfahrens gemäß der Erfindung; die Figur 8 eine beispielhafte Brückenschaltung während der Durchführung des Verfahrens gemäß Figur 7; die Figur 9 ein Ablaufdiagramm einer beispielhaften
Implementierungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens . Figurenbeschreibung
Figur 1 zeigt zur Verdeutlichung des Standes der Technik ein schematisches Phasendiagramm eines sensorlos kommutierten bipolaren Stepper Motors im „Autospeed Betrieb". Der Autospeed Betrieb ist eine Betriebsform, in welcher der Stepper Motor nicht synchron mit der Modulationsform der gepulsten Gleichspannung mit der er angetrieben wird, betrieben wird. Im Autospeed Betrieb wird der Stepper Motor durch die Auswertung der gegen-elektromotorischen Kraft (BEMF) , also durch die Auswertung der in den Phasenwicklungen induzierten Spannung, kommutiert. Im Stand der Technik wird ein durch die BEMF getriebener Strom (Freilaufström) durch Freilaufdioden abgeleitet. Die Freilaufdioden sind elektrisch parallel zu Halbleiterschaltern, welche sich in einer H- Brückenschaltung befinden, verbaut (sogenanntes „passive freewheeling" ) . Die Kurven zeigen die Spannungsverläufe V(MOUTO), V(MOUTl), V(MOUT2) und V(MOUT3) an den Messpunkten MOUT0, MOUT1 einer ersten Brückenschaltung, beziehungsweise an den analog angeordneten Messpunkten MOUT2 und MOUT3 einer zweiten Brückenschaltung. Die Messpunkte liegen dabei jeweils an dem Anschluss der Motorwicklung zwischen einem oberen und einem unteren Brückenschalter, wie in den Figuren 6 und 8 exemplarische für Messpunkte MOUT0 und MOUT1 einer einzigen Brückenschaltung gezeigt. Das in der Figur 1 dargestellte Zeitintervall entspricht ca. 4 ms, entsprechend 0,4 ms pro Abschnitt des Rasters. Bei den Kanälen 1 bis 4 entspricht ein Intervall der Spannungsachse jeweils 10 V. Die einzelnen Kanäle wurden zur besseren Übersicht mit einem festen Spannungsoffset zueinander verschoben.
Figur 2 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Halbleiterschalters der H-Brückenschaltung mit parasitärem Anteil. Der parasitäre Anteil des Halbleiterschalters ist durch einen BJ- Transistor (Bipolar Junction Transistor, BJT) modelliert. Parasitär bedeutet, dass der Halbleiterschalter in geschlossenem Zustand nicht vollständig sperrt, sondern ähnlich einer Freilaufdiode eine Struktur ausbildet, durch die Verlustleistungen entstehen. Der Halbleiterschalter ist ein MOSFET (Metal-oxide-semiconductor field-effect transistor) . Während eines Fly-Back-Pulses nimmt die Phasenspannung den Wert VMvss_VF oder VMVDD+Vf an. Wenn die Phasenspannung den Wert VMVDD+VF annimmt, fließt der durch den Fly-Back-Puls getriebene Freilaufström durch den Halbleiterschalter auf der High-Side der Brückenschaltung. Da der inhärente BJT den Stromfluss verstärkt, fließt ein Teil des Stromes auch über den Kollektor-Emitter-Pfad in das Substrat ab. Aufgrund des Verstärkungseffektes des parasitären BJT ist die Kollektor- Emitter-Spannung VCE ungefähr gleich der Spannung VMVDD. Dadurch entstehen hohe Verluste. Figur 3 zeigt ein schematisches Phasendiagramm eines beispielhaften Verfahrens gemäß der Erfindung. Gemäß einer ersten Variante des Verfahrens ist der High-Side MOSFET durch eine Steuerung gesteuert. Die Steuerung umfasst eine Steuersoftware. Gemäß dem Verfahren wird der High-Side MOSFET, durch die Steuerung, leitend geschaltet, wenn der durch den Fly-Back-Pulse getriebene Strom auftritt. Um den SchaltZeitpunkt zu bestimmen, bestimmt die Steuerung die Quadrantenposition und die Fly-Back-Pulse im Verhältnis zur Motorphase. Durch das Leitendschalten des High-Side MOSFET wird der Strom in die Spannungsquelle zurückgeführt. Alternativ wird der Strom in einen Ladungsspeicher, beispielsweise einen Pufferkondensator, geführt. Dadurch, dass sich die Spannung des Fly-Back-Pulses zu der Spannung VMVDD addiert, ergibt sich ein hoher absoluter Spannungswert, welcher den Stromfluss verstärkt. Dies Methode ermöglicht ein schnelles Abklingen des Stromes (FAST decay) . Die in der Figur 3 dargestellten Spannungskurven zeigen die Phasenspannungen bei MOUT0 (Kanal 1 = Phase A+) und MOUT1 (Kanal 2 = Phase A-) sowie demaskierte BEMF-Interrupts (Kanal 4) . Dabei entspricht eine Flanke einem Interrupt, bzw. einer Aktion in der Software. Der BEMF-Interrupt wird durch das Einstellen/Rückstellen eines LGPIO Ports (logical general purpose input/output port) sichtbar gemacht (demaskiert). Kanal 3 zeigt alle BEMF-Interrupts und die jeweiligen Quadranten. Dabei entspricht eine Flanke einem Interrupt, bzw. einer Aktion in der Software. Ein BEMF-Komparator (BEMFC) wird dazu benutzt, den Zeitpunkt zu bestimmen, an dem der High-Side MOSFET leitend geschaltet und ein Abklingen des Stroms ermöglicht wird. Um den SchaltZeitpunkt zu bestimmen vergleicht der BEMF-Komparator die Spannungen V(MOUTO) und V(MOUTl), oder gegebenenfalls die Spannungen V(MOUT2) und V(MOUT3), falls eine zweite Brückenschaltung mit vier Halbleiterschaltern vorhanden ist. Das gezeigte Zeitintervall entspricht ca. 4 ms, entsprechend 0,4 ms pro Abschnitt des Rasters. Jeder Abschnitt des Rasters der Spannungsachse entspricht einem Spannungsintervall von 10 V bezüglich der Kanäle 1 und 2, und bezüglich der Kanäle 3 und 4 jeweils einem Intervall von 5 V. Die einzelnen Kanäle wurden zur besseren Übersichtlichkeit mit einem festen Spannungsoffset zueinander verschoben.
Die Anordnung der Halbleiterschalter sowie des BEMF- Komparators ist in Figur 4 anhand einer vier Halbleiterschalter HSO, HS1, LSO, LSI umfassenden H- Brückenschaltung zum Bestromen einer Phasenwicklung, beispielsweise einer Phasenwicklung eines bipolaren Schrittmotors, gezeigt. Mittels einer Messschaltung kann nun der Spannungsverlauf oder der Verlauf der Nulldurchgänge der Spannung in der Phasenwicklung detektiert werden. Im Beispiel ist daher ein Spannungskomparator COM elektrisch innerhalb der H-Brücke und parallel zur Motorwicklung verschaltet. Mit Hilfe des Spannungskomparators COM können die Nulldurchgänge der an der Phasenwicklung anliegenden Spannung detektiert werden. Insbesondere können damit auch die Nulldurchgänge der induzierten Spannung einer unbestromten Phasenwicklung detektiert werden. Dies kann ein Nulldurchgang aufgrund der durch einen rotierenden Rotormagneten induzierten Spannung oder ein beim Trennen einer zuvor bestromten Phasenwicklung von der Spannungsquelle entstehender Flyback-Puls sein. Der Komparator COM ist über den Anschluss 10 beispielsweise mit einem Eingang einer Steuerschaltung, etwa einem MikroController, verbunden. In der Steuerschaltung kann das Signal des Komparators COM weiter verarbeitet und zur Steuerung und Regelung der Gleichstrommaschine, insbesondere zum Schalten der gezeigten Brückenschalter, verwendet werden.
Analog zur Figur 4 ist in Figur 5 eine Anordnung des Komparators innerhalb einer B6-Brücke mit insgesamt sechs Brückenschaltern gezeigt, mit drei auf der oberen Brückenseite angeordneten Brückenschaltern HSO, HSl und HS2 sowie drei auf der unteren Brückenseite angeordneten Brückenschaltern LSO, LSI und LS2. Die B6-Brücke ist mit den drei Phasen U, V, W eines bürstenlosen Gleichstrommotors verbunden, wobei die Phasenwicklungen beispielsweise in einer Dreieckschaltung oder Sternschaltung miteinander verschaltet sind. Im gezeigten Ausführungsbeispiel ist ein Eingang des Komparators COM mit einem virtuellen Sternpunkt VS der drei Phasenwicklungen des Gleichstrommotors und ein anderer Eingang mittels eines Multiplexverfahrens mit den drei Phasenwicklungen verbunden. Der Anschluss 10 des Komparators kann beispielsweise mit einem Eingang einer Steuerschaltung verbunden sein. Figur 6 zeigt eine beispielhafte Brückenschaltung im Zustand vor (linker Abschnitt) und nach (rechter Abschnitt) der Aktivierung des High-Side-MOSFET HSl gemäß dem Phasendiagramm nach Figur 3. Hier kann die in der Brückenschaltung befindliche Energie mittels des Stroms I 0FF über einen Brückenschalter LSO der unteren Brückenseite, die Motorwicklung und einen Brückenschalter HSl der oberen Brückenseite in den Spannungseingang, beziehungsweise die Kapazität Cin, zurückgeführt werden. Die Motorwicklung ist in den Figuren 6 und 8 symbolisch durch eine Serienschaltung eines Widerstandes und einer Induktivität zwischen MOUTO und MOUT1 dargestellt. Sobald V (MOUTO) größer oder gleich V(MOUTl) ist (beim Übergang vom ersten in den zweiten Quadranten) , wird der High-Side MOSFET HSl wieder abgeschaltet (geschlossen) . Dies ist der Fall, wenn die Spannung V (MOUTO) auf den Wert der Spannung VMVDD abgefallen ist .
Figur 7 zeigt ein schematisches Phasendiagramm einer zweiten Variante eines beispielhaften Verfahrens gemäß der Erfindung. Gemäß der zweiten Variante des Verfahrens ist der Low-Side MOSFET durch die Steuerung gesteuert. Diese Variante ermöglicht ein langsames Abklingen des Stroms über die Low- Side der Brückenschaltung (SLOW decay) . In der SLOW-decay Variante rezirkuliert die Energie des Fly-Back-Pulses innerhalb der Low-Side. Das Abklingen des Stromes erfolgt in dieser Variante langsamer, da die Gesamtspannung niedriger ist und weil sich kein Pufferkondensator innerhalb der Low- Side befindet. Die Gesamtspannung ist niedriger, weil innerhalb der Low-Side bei geöffnetem Halbleiterschalter LSI zusätzlich Spannung an der Freilaufdiode des
Halbleiterschalters LSO abfällt. Die in Figur 7 dargestellten Spannungskurven zeigen die Phasenspannungen bei MOUT0 (Kanal 1 = Phase A+) und MOUT1 (Kanal 2 = Phase A-) sowie die demaskierten BEMF-Interrupts (Kanal 3) . Kanal 4 zeigt den Strom durch MOUT0. Das gezeigte Zeitintervall entspricht ca. 4 ms entsprechend 0,4 ms pro Abschnitt des Rasters. Kanal 1 ist in Spannungsintervalle von 10 V aufgeteilt, Kanal 2 ebenfalls in Intervallen von 10 V aufgeteilt, Kanal 3 in Intervalle von 5 V und Kanal 4 in Intervallen von 100 mA je Abschnitt des Rasters der senkrechten Achse aufgetragen. Die einzelnen Kanäle wurden zur besseren Übersichtlichkeit mit einem festen Spannungs- bzw. Stromoffset zueinander verschoben . Figur 8 zeigt eine beispielhafte Brückenschaltung im Zustand vor (linker Abschnitt) und nach (rechter Abschnitt) der Aktivierung des Low-Side-MOSFET LSI. Im linken Abschnitt der Figur 8 ist der Stromfluss I 0N durch HS0 und LSI während der Bestromung einer Phase gezeigt. Durch Schließen des Schalters HS0 oder während einer OFF-Zeit der gepulsten Gleichspannung kommt es zu einem Abklingen des Stromes innerhalb der Low- Side. Wie im rechten Abschnitt der Figur 8 gezeigt, ist der Schalter LSI leitend geschaltet. Das Schalten von LSI ist in dieser Variante aktiv notwendig, da der Low-Side-MOSFET LSI während einer OFF-Zeit der gepulsten Gleichspannung sperrt. Durch das Schalten des Schalters LSI fällt die Spannung V(MOUTO) innerhalb der Low Side auf VMvss _VDi0de ab. VDiode ist die Spannung, die an der Freilaufdiode des
Halbleiterschalters LSO in der Low-Side abfällt. Es fließt somit ein Freilaufström I0FF durch die Motorwicklung und die unteren Brückenschalter LSO und LSI, wodurch elektrische Energie in der Brückenschaltung abgebaut wird. Sobald der BEMF-Komparator feststellt, dass V(MOUTO) kleiner oder gleich V(MOUTl) ist, wird der Low-Side MOSFET LSI wieder abgeschaltet (geschlossen) . Dies ist der Fall, wenn die Spannung auf den Wert der Spannung VMvss abgefallen ist.
Figur 9 zeigt ein Ablaufdiagramm einer beispielhaften Implementierungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Das Ablaufdiagramm stellt einen Regelkreis dar. Beide Varianten des aktiven Ansteuerns der Halbleiterschalter auf der Highoder auf der Low Side können in den Arbeitsablauf des BEMF- Komparators integriert werden. Entsprechende
Zeitgeberereignisse (Zeitpunkte) etc. können durch die Benutzung von CAPCOM (capture/compare) -Timern generiert werden, die mit dem Ausgang des BEMF-Komparators gekoppelt sind. Nach dem Starten der BEMFC Interrupt Service Routine (BEMF ISR) (701) wird die Phase bestimmt (702) . Zu der ermittelten Phase wird im Schritt (703/705) die Quadrantenposition und der entsprechende Fly-Back-Puls ermittelt. Wird im Falle einer H-Brückenschaltung mit vier Brückenschaltern der Spannungsverlauf der betreffenden Phasenwicklung über den elektrischen Drehwinkel aufgetragen, kann eine elektrische Umdrehung (360°) in vier Quadranten aufgeteilt werden, wobei in jedem Quadranten ein Kommutierungsvorgang und somit auch ein Flyback-Puls auftritt. In einer B6-Brückenschaltung eines dreiphasigen BLDC-Motors wird die Aufteilung entsprechend in sechs Sextanten vorgenommen, da hier sechs Kommutierungsvorgänge und somit sechs Flyback-Pulse auftreten. Auf der Grundlage der ermittelten Flyback-Pulse werden im Schritt (704) je nach Wahl der Verfahrensvariante die Halbleiterschalter HS1 oder LSI leitend geschaltet. Im Schritt (707) wird ein Zeitgeberereignis generiert, beispielsweise als Steuersignal für eine Geschwindigkeitsregelung des Motors mittels eines PI- oder PID-Controllers.
Liste der Bezugszeichen
1 Brückenschaltung
2 obere Brückenseite
3 untere Brückenseite
4 Gleichstrommaschine/Elektromotor
5 Phasenwicklung
701 bis 708 Verfahrensschritte
BJT Bipolartransistor
Cin Kondensator
COM Komparator
LSO, LSI, LS2 Halbleiterschalter
HSO, HS1, HS2 Halbleiterschalter
Rl, R2, R3 Widerstände
VS virtueller Sternpunkt

Claims

Ansprüche
Verfahren zum Betrieb einer sensorlos kommutierten Gleichstrommaschine, wobei die Gleichstrommaschine einen Rotor mit einem Rotormagneten und einen Stator mit einer Statorwicklung umfasst, wobei die Statorwicklung mindestens eine Phasenwicklung umfasst, die mit einer Brückenschaltung verbunden ist, wobei die
Brückenschaltung mindestens vier Halbleiterschalter (LSO, LSI, HSO, HS1) umfasst; das Verfahren umfassend:
Bestimmen eines ersten Zeitpunktes, zu dem ein erster Wert der in der mindestens einen Phasenwicklung induzierten Spannung auftritt, wobei der erste Wert beim Trennen der mindestens einen zuvor bestromten Phasenwicklung von einer Spannungsquelle entsteht (Fly- Back-Pulse) ;
Bestimmen eines zweiten Zeitpunktes auf Grundlage des ersten Zeitpunktes; und
Leitendschalten, zu dem zweiten Zeitpunkt, eines der mindestens vier Halbleiterschalter (LSO, LSI, HSO, HS1) in der Brückenschaltung, um einen durch die induzierte Spannung getriebenen Strom I0FF abzuleiten.
Verfahren nach Anspruch 1 wobei das Leitendschalten das Leitendschalten eines ersten Halbleiterschalters umfasst, wobei der erste Schalter in einer ersten Brückenseite der Brückenschaltung angeordnet ist und beim Schalten des ersten Halbleiterschalters der Strom IOFF in die Spannungsquelle oder einen Ladungsspeicher abgeleitet wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Leitendschalten das Leitendschalten eines zweiten Halbleiterschalters umfasst, wobei der zweite Schalter in einer zweiten Brückenseite der Brückenschaltung angeordnet ist und beim Schalten des zweiten Halbleiterschalters der Strom I OFF innerhalb der zweiten Brückenseite der Brückenschaltung abgebaut wird.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, wobei der Strom I 0FF in Abhängigkeit von einem Regelkriterium entweder gemäß Anspruch 2 abgeleitet oder gemäß Anspruch 3 abgebaut wird .
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Regelkriterium von der Länge eines Flyback-Pulses , und/oder der in der Motorumgebung vorherrschenden Temperatur, und/oder von der anliegenden Betriebsspannung abhängt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Bestimmen des ersten Zeitpunktes, zu dem der erste Wert der in der Phasenwicklung induzierten Spannung auftritt, durch Detektion einer ersten Flanke eines zu erwartenden Fly-Back-Pulses bestimmt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der zweite Zeitpunkt durch Addition einer vorbestimmten Zeitspanne (Totzeit) zu dem ersten Zeitpunkt gebildet wird .
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend das Bestimmen eines dritten Zeitpunktes, zu dem ein zweiter Wert der in der mindestens einen Phasenwicklung induzierten Spannung auftritt, wobei der zweite Wert durch Detektion einer zweiten, rückwärtigen Flanke des Fly-Back-Pulses bestimmt wird; und Öffnen des zuvor leitend geschalteten Halbleiterschalters zu dem dritten Zeitpunkt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend das Festlegen welcher Halbleiterschalter leitend geschaltet wird.
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Bestimmen des ersten Zeitpunkts anhand des Detektierens des ersten Wertes der an den Phasenwicklungen induzierten Spannung erfolgt, wobei das Detektieren des ersten Wertes der induzierten Spannung elektrisch parallel zu den Phasenwicklungen erfolgt.
11. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei das Bestimmen des dritten Zeitpunkts anhand des Detektierens des zweiten Wertes der in den Phasenwicklungen induzierten Spannung erfolgt und wobei das Detektieren des zweiten Wertes der induzierten Spannung elektrisch parallel zu den Phasenwicklungen erfolgt.
12. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 11, umfassend das Bestimmen eines vierten Zeitpunktes anhand des ersten und des dritten Zeitpunktes; und
Kommutieren der Gleichstrommaschine anhand des vierten Zeitpunktes.
13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der vierte Zeitpunkt anhand mindestens einer
Polaritätsänderung der induzierten Spannung bestimmt wird .
14. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 13, wobei der erste und/oder der dritte Zeitpunkt über das Erkennen einer Polaritätsänderung der in der Phasenwicklung induzierten Spannung mit Hilfe eines
Spannungskomparators (COM) oder eines Analog-Digital- Wandlers bestimmt werden. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Brückenschaltung eine H-Brückenschaltung ist und das Bestimmen des ersten und/oder dritten Zeitpunktes durch Detektieren der Spannungswerte elektrisch innerhalb der H-Brückenschaltung erfolgt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei anstelle des ersten, zweiten, dritten und vierten Zeitpunktes ein jeweilig zugehöriger erster, zweiter, dritter und vierter Drehwinkel bestimmt wird.
Vorrichtung zur Regelung einer sensorlos kommutierbaren Gleichstrommaschine mit einem Rotor und einem Stator, wobei der Stator eine Statorwicklung mit mindestens einer Phasenwicklung umfasst, die Vorrichtung umfassend: eine
wenigstens vier Halbleiterschalter (LSO, LSI, HSO, HS1) umfassende H-Brückenschaltung, die zum Ansteuern der Phasenwicklungen eingerichtet ist; eine
Messschaltung; und
eine Steuerschaltung zum Steuern der H- Brückenschaltung auf Grundlage der von der Messschaltung gemessenen Daten;
dadurch gekennzeichnet, dass
die Messschaltung elektrisch innerhalb der H- Brückenschaltung angeordnet ist.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei die Messschaltung zum Bestimmen eines Spannungsverlaufes oder eines Polaritätswechsels des Spannungsverlaufs an jeder Phase eingerichtet ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 18, wobei die Steuerschaltung dazu eingerichtet ist, die Halbleiterschalter (LSO, LSI, HSO, HS1) der H- Brückenschaltung auf Grundlage des gemessenen Spannungsverlaufes oder auf Grundlage von detektierten Polaritätswechseln des Spannungsverlaufs zu steuern.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 19, wobei die Steuerschaltung dazu eingerichtet ist, die Halbleiterschalter (LSO, LSI, HSO, HS1) der H- Brückenschaltung zu steuern um den Stromfluss in den Phasenwicklungen anhand des gemessenen
Spannungsverlaufes zu Kommutieren.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 20, wobei die Messschaltung elektrisch parallel zu den Wicklungen einer jeden Phase geschaltet ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 21, wobei die Messschaltung einen Komparator (COM) oder einen Analog-Digital-Wandler umfasst, welcher dazu eingerichtet ist die Polaritätswechsel an jeder Phase zu messen .
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 18 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung dazu eingerichtet ist die Halbleiterschalter (LSO, LSI, HSO, HS1) der H-Brückenschaltung derart auf Grundlage der von der Messschaltung gemessenen Daten zu steuern, dass ein beim Trennen einer Phasenwicklung von der Spannungsquelle entstehender Strom, der aufgrund der Selbstinduktion der Phasenwicklungen getrieben wird, durch Leitendschalten eines ersten oder eines zweiten Halbleiterschalters abgleitet wird;
wobei der Strom durch Leitendschalten des ersten Halbleiterschalters, der in einer ersten Brückenseite der Brückenschaltung angeordnet ist, in die Spannungsquelle oder einen Ladungsspeicher (Cin) abgeleitet wird,
oder wobei der Strom durch Leitendschalten des zweiten Halbleiterschalters, der in einer zweiten Brückenseite der Brückenschaltung angeordnet ist, innerhalb der zweiten Brückenseite der Brückenschaltung abgebaut wird.
24. Steuerung, eingerichtet und programmiert zur Ausführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1-16.
PCT/EP2018/051128 2017-01-18 2018-01-17 Verfahren zum betrieb einer gleichstrommaschine WO2018134266A1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102017100931.0A DE102017100931A1 (de) 2017-01-18 2017-01-18 Verfahren zum Betrieb einer Gleichstrommaschine
DE102017100931.0 2017-01-18

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2018134266A1 true WO2018134266A1 (de) 2018-07-26

Family

ID=61003024

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2018/051128 WO2018134266A1 (de) 2017-01-18 2018-01-17 Verfahren zum betrieb einer gleichstrommaschine

Country Status (2)

Country Link
DE (1) DE102017100931A1 (de)
WO (1) WO2018134266A1 (de)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5428522A (en) * 1992-08-17 1995-06-27 Kaman Electromagnetics Corporation Four quadrant unipolar pulse width modulated inverter
US5672948A (en) * 1993-06-14 1997-09-30 Cambridge Aeroflo, Inc. Digital, Back EMF, single coil sampling, sensorless commutator system for a D.C. motor
DE10161992A1 (de) 2000-12-28 2002-07-04 Papst Motoren Gmbh & Co Kg Verfahren zum Kommutieren eines elektronisch kommutierten Gleichstrommotors, und Motor zur Durchführung eines solchen Verfahrens
DE102007040217A1 (de) 2007-08-25 2009-02-26 Oerlikon Textile Gmbh & Co. Kg Sensorloser Betrieb einer elektronisch kommutierten Gleichstrommaschine
DE102016109786A1 (de) * 2015-05-27 2016-12-01 Minebea Co., Ltd. Motorsteuerung und Verfahren zum Steuern eines Motors

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4209474B4 (de) 1992-03-24 2006-06-14 Robert Bosch Gmbh Einrichtung zur Steuerung wenigstens eines elektrischen Verbrauchers in einem Fahrzeug
JP3890906B2 (ja) 2001-03-09 2007-03-07 松下電器産業株式会社 ブラシレスモータの駆動装置およびそれを使用するモータ
JP6272798B2 (ja) 2015-06-05 2018-01-31 ミネベアミツミ株式会社 モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5428522A (en) * 1992-08-17 1995-06-27 Kaman Electromagnetics Corporation Four quadrant unipolar pulse width modulated inverter
US5672948A (en) * 1993-06-14 1997-09-30 Cambridge Aeroflo, Inc. Digital, Back EMF, single coil sampling, sensorless commutator system for a D.C. motor
DE10161992A1 (de) 2000-12-28 2002-07-04 Papst Motoren Gmbh & Co Kg Verfahren zum Kommutieren eines elektronisch kommutierten Gleichstrommotors, und Motor zur Durchführung eines solchen Verfahrens
DE102007040217A1 (de) 2007-08-25 2009-02-26 Oerlikon Textile Gmbh & Co. Kg Sensorloser Betrieb einer elektronisch kommutierten Gleichstrommaschine
DE102016109786A1 (de) * 2015-05-27 2016-12-01 Minebea Co., Ltd. Motorsteuerung und Verfahren zum Steuern eines Motors

Also Published As

Publication number Publication date
DE102017100931A1 (de) 2018-07-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2158673B1 (de) Verfahren zum betrieb eines einsträngigen elektronisch kommutierten motors an einer gleichspannungsquelle, und motor zur durchführung eines solchen verfahrens
DE19846831B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung der Rotorstellung von Synchronmotoren
DE102007040560A1 (de) Verfahren zur Ansteuerung eines Umrichters sowie zugehörige Vorrichtung
DE4009184C2 (de)
DE102010017810A1 (de) Leistungswandler für drehende elektrische Maschinen
DE10326606A1 (de) Verfahren zur Kommutierung eines bürstenlosen Gleichstrommotors
WO2005069480A1 (de) Verfahren und vorrichtung zur kommutierung elektromechanischer aktuatoren
DE112015005791T5 (de) Motorsteuerungsvorrichtung und Motorsteuerungsverfahren
DE102011105913A1 (de) Elektronisch kommutierter Motor
DE10346711A1 (de) Verfahren zur Kommutierung eines bürstenlosen Gleichstrommotors
DE102014107949A1 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Erkennung eines Nulldurchgangs eines Stroms durch einen Strang eines bürstenlosen Gleichstrom- motors
DE102012208458A1 (de) Verfahren zum Betreiben eines Stromrichters und Stromrichtersteuereinheit
WO2012025904A2 (de) Verfahren zum ansteuern eines einphasigen bldc kleinmotors
DE102013014480A1 (de) Verfahren zum Betreiben eines Elektromotors
EP3285381A1 (de) Verfahren zum betreiben einer elektrischen maschine und elektrische maschine
WO2013110501A2 (de) Verfahren zur ansteuerung eines bldc motors
EP2583379B1 (de) Verfahren und vorrichtung zur anpassung eines drehzahlbereichs eines elektromotors
DE102012012762B4 (de) Einrichtung zur Bestimmung von Positionen eines Rotors in elektrischen Maschinen
WO2018134266A1 (de) Verfahren zum betrieb einer gleichstrommaschine
DE102004062580B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Regelung eines mehrphasigen, elektronisch kommutierten Motors
DE102013014481A1 (de) Verfahren zum Betreiben eines Elektromotors
WO2018087063A1 (de) Verfahren zum betreiben einer elektronisch kommutierten synchronmaschine und ansteuerschaltung
DE10127670A1 (de) Bürstenloser dreiphasiger Elektromotor und Verfahren zu dessen Ansteuerung
DE102016204854A1 (de) Ermittlung eines Kurzschlussstroms in den Phasen einer mittels eines Wechselrichters angesteuerten E-Maschine
DE112020002154T5 (de) Verfahren der Tastgraderzeugung zum Ausdehnen des linearen Modulationsbereichs in einem pulsweitenmodulierten Spannungsquellenwechselrichter

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 18700681

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WA Withdrawal of international application