WO2018123914A1 - 高周波モジュール及び通信装置 - Google Patents

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WO2018123914A1
WO2018123914A1 PCT/JP2017/046268 JP2017046268W WO2018123914A1 WO 2018123914 A1 WO2018123914 A1 WO 2018123914A1 JP 2017046268 W JP2017046268 W JP 2017046268W WO 2018123914 A1 WO2018123914 A1 WO 2018123914A1
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WO
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circuit
frequency module
signal
frequency
capacitor
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PCT/JP2017/046268
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French (fr)
Inventor
宮崎　大輔
壮央 竹内
Original Assignee
株式会社村田製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency module including an amplifying element and a communication device including the high-frequency module.
  • Patent Document 1 discloses a configuration of a high-frequency module including a plurality of stages of amplifying elements, and a first stage amplifying element (first stage as an active circuit) is placed in front of a rear stage amplifying element (second stage amplifying transistor). An amplifying transistor).
  • an object of the present invention is to provide a small high-frequency module and a communication device including an active circuit and an amplifying element arranged at the subsequent stage.
  • a high-frequency module is a high-frequency module including an amplifying element, and includes a high-pass filter circuit that filters an input high-frequency signal and an active circuit that performs a predetermined operation.
  • An active circuit that outputs a signal in which a high-frequency signal filtered by the high-pass filter circuit and a DC bias are superimposed, and an impedance matching circuit that is disposed between the active circuit and the amplifying element.
  • the amplifying element is connected to the active circuit without passing through a capacitor, and a signal input from the active circuit via the impedance matching circuit is an operating point determined by the DC bias superimposed on the signal. Amplify.
  • a high-pass filter circuit in front of the amplifying element in order to suppress distortion in the amplifying element.
  • a high-pass filter circuit is disposed between the active circuit and the amplifying element, supply of a DC bias from the active circuit to the amplifying element is hindered.
  • a matching circuit impedance matching circuit
  • the supply of the DC bias from the active circuit to the amplifying element is hindered as described above.
  • the high-pass filter circuit is arranged in front of the active circuit, and the amplifying element is connected to the active circuit without passing through the capacitor, so that a DC bias can be supplied from the active circuit to the amplifying element. Therefore, since a terminal for supplying a DC bias to the amplifying element disposed at the subsequent stage of the active circuit can be reduced, a small high-frequency module including the active circuit and the amplifying element disposed at the subsequent stage can be realized.
  • the impedance matching circuit includes a first LC series resonance circuit including a first inductor and a first capacitor connected in series on a path connecting a signal path from the active circuit to the amplification element and a ground. Also good.
  • the impedance matching circuit includes the first LC series resonance circuit, a new attenuation pole whose frequency is defined by the resonance frequency of the first LC series resonance circuit can be formed in the pass characteristics of the entire high-frequency module. . Therefore, by appropriately adjusting the constants of the first inductor and the first capacitor, it is possible to ensure a sufficient amount of attenuation at a desired frequency.
  • the first LC series resonant circuit may have a resonant frequency outside the pass band of the high pass filter circuit.
  • the new attenuation pole can be formed outside the pass band of the high-pass filter circuit in the pass characteristics of the entire high-frequency module. For this reason, it is possible to ensure a sufficient amount of attenuation at a desired frequency outside the pass band of the high-pass filter circuit.
  • a multilayer substrate configured by laminating a plurality of insulator layers
  • the first capacitor is disposed substantially in parallel with the main surface of the multilayer substrate and has a pair of patterns opposed to each other You may decide to be comprised with the conductor.
  • the first capacitor is constituted by the pattern conductor of the multilayer substrate, the entire high-frequency module can be reduced in size.
  • the plurality of insulator layers include a first region in which one or more first insulator layers are formed, and one or more second insulator layers having a thickness greater than that of the first insulator layers.
  • the first capacitor is formed by a pair of pattern conductors arranged to face each other only through the first insulator layer of the first insulator layer and the second insulator layer. It may be configured.
  • the capacitance value of a capacitor constituted by a pair of pattern conductors arranged opposite to each other increases as the distance between the pair of pattern conductors decreases. For this reason, when it is going to comprise the capacitor which has a desired capacitance value, an area can be reduced, so that the distance of a pair of pattern conductor is small.
  • the first capacitor is constituted by a pair of pattern conductors disposed only through the first insulator layer having a thickness smaller than that of the second insulator layer, thereby reducing the layout area of the first capacitor. Can be small. Therefore, further miniaturization of the high frequency module can be achieved.
  • the first capacitor is directly connected to the ground, and the multilayer substrate further includes an inner layer ground electrode that is a pattern conductor disposed so as to partition the first region and the second region, One of the pair of pattern conductors constituting the first capacitor may be the inner layer ground electrode.
  • one of the pair of pattern conductors constituting the first capacitor is the inner ground electrode in this way, the number of layers of the plurality of insulator layers constituting the multilayer substrate can be suppressed, so that the multilayer substrate is made thinner. it can. Therefore, the whole high frequency module can be reduced in height.
  • the first capacitor may be a surface mount component.
  • variation in constant that is, capacitance value
  • variation in frequency of the attenuation pole formed by the first LC series resonance circuit can be suppressed.
  • the high-pass filter circuit may include a second LC series resonance circuit including a second inductor and a second capacitor connected in series on a path connecting the high-frequency signal transmission path and the ground.
  • the high-pass filter circuit includes the second LC series resonance circuit, thereby forming an attenuation pole whose frequency is defined by the resonance frequency of the second LC series resonance circuit in the filter characteristics (pass characteristics) of the high-pass filter circuit. Can do. Therefore, by appropriately adjusting the constants of the second inductor and the second capacitor, it is possible to ensure a sufficient amount of attenuation at a desired frequency on the low pass band side of the high pass filter circuit.
  • the active circuit includes a switch circuit that switches between conduction and non-conduction between the high-pass filter circuit and the impedance matching circuit.
  • the high-pass filter circuit and the impedance matching circuit are conductive, the high-pass filter circuit A signal in which the filtered high-frequency signal and the DC bias are superimposed may be output.
  • the amplifying element can perform an amplifying operation at an operating point determined by a DC bias superimposed on the signal output from the active circuit.
  • the communication device includes an RF signal processing circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by an antenna element, and the high-frequency signal that is transmitted between the antenna element and the RF signal processing circuit.
  • a small communication device including an amplification element and an active circuit can be realized.
  • a small high-frequency module and a communication device including an amplification element and an active circuit.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an outline of the configuration of the high-frequency module according to the embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a circuit configuration of the high-frequency module according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a graph showing pass characteristics of the high-frequency module according to the embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram conceptually showing a cross-sectional structure of the high-frequency module according to the embodiment.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a high-frequency module and its peripheral circuits according to a modification.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an outline of the configuration of the high-frequency module 1 according to the present embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a circuit configuration of the high-frequency module 1.
  • a signal flowing through the high-frequency module 1 is expressed as “RF” when the signal is only a high-frequency signal, and the signal is a high-frequency signal and a DC bias (DC bias: DC bias current or DC bias voltage).
  • DC bias DC bias current or DC bias voltage
  • the high-frequency module 1 shown in these drawings is arranged in a front end portion of a communication device such as a mobile phone, and a high frequency is generated between an antenna (antenna element, not shown) and an RFIC (RF signal processing circuit, not shown).
  • This is a high-frequency front-end circuit that transmits signals.
  • the high-frequency module 1 is a reception-type high-frequency module, and transmits a high-frequency reception signal received by an antenna to the RFIC.
  • the high-frequency module 1 includes an HPF (High Pass Filter) circuit 10, a switch IC (Integrated Circuit) 20, a matching circuit 30 (impedance matching circuit), and an amplification.
  • An LNA (Low Noise Amplifier) 40 which is an element is provided, and a high frequency signal input from the RFin terminal (input terminal) is filtered and amplified, and output from the RFout terminal (output terminal).
  • the HPF circuit 10 is a circuit that filters an input high-frequency signal. Specifically, the HPF circuit 10 attenuates a low-frequency component of the high-frequency signal input to the RFin terminal, and the high-frequency signal of the high-frequency signal. Let the ingredients pass. For example, the HPF circuit 10 passes a high-frequency signal having an operating frequency of the LNA 40 and attenuates a high-frequency signal having a frequency lower than the operating frequency. The HPF circuit 10 also functions as a so-called RF cut circuit that suppresses the wraparound of the DC bias supplied to the LNA 40 to the RFin terminal.
  • the HPF circuit 10 includes a capacitor C11 and a capacitor C12 arranged in series on a high-frequency signal transmission path from the RFin terminal to the RFout terminal.
  • the HPF circuit 10 further includes an LC composed of an inductor L13 (second inductor) and a capacitor C13 (second capacitor) connected in series on a path connecting the high-frequency signal transmission path and the ground. It has a series resonance circuit res1 (second LC series resonance circuit), and forms a T-type circuit configuration.
  • the LC series resonance circuit res1 is connected to a connection node between the capacitor C11 and the capacitor C12 in the present embodiment.
  • connection order of the inductor L13 and the capacitor C13 connected in series is such that the capacitor C13 is on the ground side.
  • connection order is not particularly limited, and the inductor L13 may be connected so as to be on the ground side.
  • the constants of the elements constituting the HPF circuit 10 can be appropriately determined according to required specifications such as a cut-off frequency.
  • the circuit configuration of the HPF circuit 10 may be determined as appropriate according to the required specifications, and is not limited to the configuration described above. For this reason, the HPF circuit 10 is not limited to a T-type circuit configuration, and may be, for example, a ⁇ -type circuit configuration. Furthermore, a high-frequency signal transmission path (main path) from the RFin terminal to the RFout terminal You may comprise only one capacitor arrange
  • the switch IC 20 is an active circuit that performs a predetermined operation, and is an active circuit that outputs a signal in which a high-frequency signal filtered by the HPF circuit 10 and a direct current bias are superimposed.
  • the switch IC 20 includes a switch circuit 21 that switches between conduction and non-conduction between the HPF circuit 10 and the matching circuit 30. When the HPF circuit 10 and the matching circuit 30 are in conduction, filtering is performed by the HPF circuit 10. A signal in which the high frequency signal and the DC bias are superimposed is output.
  • the switch IC 20 includes, for example, a bias generation circuit 22 that generates a DC bias.
  • the bias generation circuit 22 is not limited to the above-described configuration, and may be appropriately designed according to the circuit element selected as the LNA 40.
  • the bias generation circuit 22 generates a DC bias voltage by dividing the power supply voltage VCC. It doesn't matter.
  • the bias generation circuit 22 may supply a DC bias using a voltage different from the power supply voltage VCC of the switch IC 20. Further, the DC bias generated by the bias generation circuit 22 is not limited to a fixed value, and may be variable.
  • the matching circuit 30 is not limited to the above-described configuration, and may include, for example, another impedance element, or only an inductor provided in series on the main path from the RFin terminal to the RFout terminal. It may be done.
  • the capacitor C41 may not be provided, and the output terminal of the LNA 40 (the collector of the bipolar transistor Q in the present embodiment) may be directly connected to the RFout terminal.
  • the power supply of the LNA 40 in this embodiment, the collector current of the bipolar transistor Q
  • the RFout terminal may be supplied from the RFout terminal.
  • the switch IC 20 when the switch circuit 21 is conductive, the switch IC 20 superimposes the DC bias generated by the bias generation circuit 22 on the high-frequency signal output from the HPF circuit 10. Thereby, in this case, the switch IC 20 outputs a signal in which the high-frequency signal filtered by the HPF circuit 10 and the DC bias are superimposed.
  • the switch circuit 21 when the switch circuit 21 is non-conductive, the switch IC 20 outputs only a DC bias. In this case, for example, the switch IC 20 may not output a DC bias, and the bias generation circuit 22 may not generate a DC bias.
  • the high-frequency module 1 forms two attenuation poles Pole 1 and Pole 2 on the low frequency side of the pass band of the HPF circuit 10.
  • One of the attenuation poles Pole 1 and Pole 2 is formed by the LC series resonance circuit res 3 of the matching circuit 30, and the other attenuation pole is formed by the LC series resonance circuit res 1 of the HPF circuit 10.
  • the resonance frequency of the LC series resonance circuit res3 and the resonance frequency of the LC series resonance circuit res1 are located in the vicinity. For this reason, since the two attenuation poles Pole1 and Pole2 can be positioned in the vicinity, a large amount of attenuation is secured in the vicinity of the two attenuation poles Pole1 and Pole2.
  • the relationship between the resonance frequency of the LC series resonance circuit res3 and the resonance frequency of the LC series resonance circuit res1 is not limited to the above relationship, and may not be located in the vicinity, for example, and is approximately the same. It doesn't matter.
  • “substantially match” includes not only completely equal but also substantially equal. That is, “substantially” includes an error of about several percent.
  • the high frequency module 1 is configured using, for example, a multilayer substrate.
  • FIG. 4 is a diagram conceptually showing a cross-sectional structure of the high-frequency module 1 according to the present embodiment.
  • the drawing for the sake of simplicity, there are cases where components in different cross sections are shown and described in the same drawing.
  • the mounting components (chip components) on the multilayer substrate are shown in a side view.
  • the boundary of the base material layer mentioned later is shown with the broken line for convenience.
  • the high-frequency module 1 is composed of a multilayer substrate MLB incorporating a capacitor C31 and the like, and mounting parts implemented on the multilayer substrate MLB.
  • the multilayer substrate MLB includes capacitors C11 to C13 and C31 and an inductor L13, and is configured as an SMD (Surface Mount Device), an inductor L31, a switch IC 20 and an LNA 40.
  • SMD Surface Mount Device
  • FIG. 4 a cross section different from the cross section in which the capacitors C11 to C13 and the inductor L13 are located is shown. Therefore, these elements (capacitors C11 to C13 and inductor L13) are not shown in FIG.
  • the multilayer substrate MLB is configured by laminating a plurality of base material layers 121a and 121b (a plurality of insulator layers).
  • the plurality of base material layers include one or more (here, five) base material layers 121a (first insulator layers) and one or more (here, five) base material layers 121b (second insulator layers). ) Is included.
  • the multilayer substrate MLB includes a multilayer body 121 composed of a plurality of base material layers 121a and 121b, various conductors for realizing the circuit configuration of the high-frequency module 1 together with the SMD mounted on the multilayer substrate MLB, Consists of.
  • the various conductors include, for example, pattern conductors 122a and 122b that are in-plane conductors provided in the multilayer substrate substantially parallel to the main surface of the multilayer substrate MLB (perpendicular to the stacking direction of the multilayer substrate MLB), and the main conductor Via conductors 123 that are interlayer connection conductors provided in a direction perpendicular to the plane (stacking direction of the multilayer substrate), and inner layers provided over substantially the entire insulator layer in the multilayer substrate along the main surface of the multilayer substrate MLB And a ground electrode 124.
  • the multilayer substrate MLB has, for example, a surface electrode (not shown) for mounting the multilayer substrate MLB on a mother substrate or the like on the bottom surface, and a surface electrode 126 for mounting SMD on the top surface, for example. Have.
  • nonmagnetic ferrite ceramics or insulating glass ceramics mainly composed of alumina and glass are used as the base material layers 121a and 121b.
  • magnetic ferrite ceramics may be used as the base material layers 121a and 121b.
  • the ferrite contains iron oxide as a main component and contains at least one of zinc, nickel, and copper.
  • LTCC ceramics Low Temperature Co-fired Ceramics
  • the multilayer substrate MLB can be fired in an oxidizing atmosphere such as air.
  • a metal or alloy mainly containing silver is used as the various conductors.
  • the base material layers 121a and 121b are not limited to the materials described above, and thermoplastic resins such as polyimide may be used.
  • the various conductors are not limited to the above materials, and for example, a metal or an alloy mainly composed of copper may be used.
  • the high-frequency signal transmission wiring needs to consider the wiring impedance, etc., compared to the low-frequency signal transmission wiring, so design freedom such as wiring width, wiring film thickness, substrate layer film thickness, etc. The degree is severe.
  • the low frequency signal is, for example, a voltage or current supplied from a power source, or a direct current bias. For this reason, if the film thicknesses of all the base material layers constituting the multilayer substrate MLB are designed in accordance with the required specifications for the high-frequency signal transmission wiring, the entire multilayer substrate MLB becomes thick. Further, it is preferable that the high-frequency signal transmission wiring and the low-frequency signal transmission wiring are separated from each other from the viewpoint of ensuring isolation.
  • the multilayer substrate MLB includes a DC area (DC area) where mainly low-frequency signal transmission wiring is disposed, and an RF area (RF area) where mainly high-frequency signal transmission wiring is disposed,
  • the plurality of insulator layers forming the multilayer body 121 include a DC region that is a first region in which one or more first insulator layers (in this embodiment, five base material layers 121a) are formed, and And an RF region that is a second region in which one or more second insulator layers (in this embodiment, five base material layers 121b) having a thickness greater than that of the first insulator layer are formed. That is, assuming that the thickness of the base material layer 121a in the DC region is Tdc and the thickness of the base material layer 121b in the RF region is Trf, Tdc ⁇ Trf is satisfied.
  • the thickness of the entire multilayer substrate MLB can be suppressed, and the isolation between the high-frequency signal transmission wiring and the low-frequency signal transmission wiring is improved, and unnecessary electromagnetic coupling between them is suppressed. Can do.
  • the inner layer ground electrode 124 is arranged so as to partition the DC region (first region) and the RF region (second region). Such an inner-layer ground electrode 124 acts as a shield conductor that shields the DC region and the RF region, so that the isolation between the high-frequency signal transmission wiring and the low-frequency signal transmission wiring can be further improved.
  • the pair of pattern conductors constituting the capacitor C31 is a base material layer of the base material layer 121a (first insulator layer) and the base material layer 121b (second insulator layer). They are arranged to face each other through only 121a (here, only one base material layer 121a). More specifically, one of the pair of pattern conductors is the inner layer ground electrode 124. That is, the capacitor C31 is configured by a pattern conductor 122a in which one electrode is configured by the inner layer ground electrode 124 and the other electrode is disposed in the DC region.
  • the number of layers of the base material layer 121a and the number of layers of the base material layer 121b are not limited to the number of layers described above, and may be 1 or more.
  • the inner layer ground electrode 124 is preferably disposed so as to partition the DC region and the RF region.
  • the position of the inner layer ground electrode 124 is not limited thereto, It may be within the RF region. That is, the capacitor C31 may be configured by the inner layer ground electrode and the pattern conductor 122a disposed in the DC region, or may be configured by the inner layer ground electrode and the pattern conductor 122b disposed in the RF region. Further, the inner layer ground electrode 124 may not be provided.
  • the capacitors C11 to C13 and C31 are not limited to the above configuration as long as they are configured by one or more pairs of pattern conductors facing each other.
  • at least one of the capacitors C13 and C31 is configured by a front surface electrode (that is, a back surface electrode) provided on the bottom surface of the multilayer substrate MLB that forms the ground of the high-frequency module 1, and a pattern conductor in the multilayer substrate MLB. It doesn't matter.
  • at least one of the capacitors C11 to C13 and C31 has two or more pairs of patterns provided in a comb shape so that parts of the via conductors 123 overlap each other in a cross-sectional view of the multilayer substrate MLB. It may be composed of a conductor.
  • the element value that can be built in the multilayer substrate MLB has an upper limit depending on the material constituting the multilayer substrate MLB.
  • the inductor L31 is formed of SMD.
  • the inductor 31 is built in the multilayer board MLB. It doesn't matter. That is, the inductor L31 may be formed by the pattern conductors 122a and 122b, the via conductor 123, and the like.
  • the capacitors C11 to C13 and C31 and the inductor L13 are preferably built in the multilayer substrate MLB.
  • at least one of the capacitors C11 to C13 and C31 and the inductor L13 is made of a mounting component such as SMD. It may be formed.
  • the capacitor C31 (first capacitor) may be an SMD (surface mounted component).
  • the capacitor C31 configured in this way can suppress variations in constants (that is, capacitance values), and therefore suppresses variations in the frequency of the attenuation pole formed by the LC series resonance circuit res3 (first LC series resonance circuit). be able to.
  • a signal on which a DC bias is superimposed is output from the switch IC 20 (active circuit), and the LNA 40 (amplifying element) connected to the switch IC 20 is connected to the DC bias.
  • the number of terminals for supplying a DC bias to the LNA 40 can be reduced.
  • the HPF circuit 10 is disposed in front of the switch IC 20 and the LNA 40 is connected to the switch IC 20 without passing through a capacitor, so that a DC bias can be supplied from the switch IC 20 to the LNA 40. Therefore, the number of terminals for supplying DC bias to the LNA 40 arranged at the subsequent stage of the switch IC 20 can be reduced, and the small high-frequency module 1 including the switch IC 20 and the LNA 40 arranged at the subsequent stage can be realized.
  • the matching circuit 30 includes the LC series resonance circuit res3 (first LC series resonance circuit).
  • a new attenuation pole whose frequency is defined by the resonance frequency of the LC series resonance circuit res3 can be formed. Therefore, by appropriately adjusting the constants of the inductor L31 (first inductor) and the capacitor C31 (first capacitor), it is possible to ensure a sufficient amount of attenuation at a desired frequency.
  • the LC series resonance circuit res3 has a resonance frequency outside the pass band of the HPF circuit 10, so that the pass of the HPF circuit 10 in the pass characteristics of the entire high frequency module 1 is achieved.
  • the new attenuation pole can be formed outside the band. For this reason, it is possible to ensure a sufficient amount of attenuation at a desired frequency outside the passband of the HPF circuit 10.
  • the series resonance circuit res3 may have a resonance frequency in the pass band of the HPF circuit 10. According to such a configuration, a new attenuation pole can be formed in the pass band of the HPF circuit 10 in the pass characteristics of the entire high-frequency module 1. For this reason, such a configuration is suitable when it is required to secure attenuation locally in the own communication band (own band) due to the frequency relationship with the other communication band (other band). .
  • the capacitor C31 is configured by the pattern conductors (in the present embodiment, the pattern conductor 122a and the inner layer ground electrode 124) of the multilayer substrate MLB, whereby the high-frequency module 1 The overall size can be reduced.
  • the capacitor C31 includes only the base material layer 121a (first insulator layer) that is thinner than the base material layer 121b (second insulator layer).
  • the layout area of the capacitor C31 can be reduced by a pair of pattern conductors (that is, the pattern conductor 122a and the inner layer ground electrode 124) disposed therebetween. Therefore, further miniaturization of the high frequency module 1 can be achieved.
  • the pair of pattern conductors constituting the capacitor C31 may be disposed so as to face each other only through the base material layer 121a out of the base material layer 121a and the base material layer 121b, and further through other layers. It does not matter if they are arranged facing each other. For example, when another layer such as a constraining layer or an adhesion layer is provided between adjacent base material layers, the pair of pattern conductors constituting the capacitor C31 includes the base material layer 121a and the other layers. It may be arranged via.
  • the arrangement of the pair of pattern conductors is not limited to the above arrangement, and may be arranged to face each other only through the base material layer 121b out of the base material layer 121a and the base material layer 121b. It may be arranged to face each other through both the layer 121a and the base material layer 121b.
  • one of the pair of pattern conductors constituting the capacitor C31 is the inner layer ground electrode 124, so that a plurality of insulator layers (this book) constituting the multilayer substrate MLB are provided.
  • the multilayer substrate MLB can be thinned. Therefore, the whole high frequency module 1 can be reduced in height.
  • any of the pair of pattern conductors constituting the capacitor C31 may be a pattern conductor (that is, the pattern conductors 122a and 122b) different from the inner layer ground electrode 124.
  • the HPF circuit 10 includes the LC series resonance circuit res1 (second LC series resonance circuit), so that the filter characteristics (passage characteristics) of the HPF circuit 10 are affected by the LC.
  • An attenuation pole whose frequency is defined by the resonance frequency of the series resonance circuit res1 can be formed. Therefore, by appropriately adjusting the constants of the inductor L13 (second inductor) and the capacitor C13 (second capacitor), it is possible to ensure a sufficient amount of attenuation at a desired frequency on the low pass band side of the HPF circuit 10. It becomes.
  • the configuration of the high-frequency module 1 according to the first embodiment can be applied to a high-frequency module corresponding to a plurality of communication bands (bands), that is, a multi-band compatible high-frequency module. Therefore, in this modification, such a multiband high-frequency module will be described.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of the high-frequency module 1A and its peripheral circuits according to this modification.
  • a high frequency module 1A, an antenna element 2 and an RF signal processing circuit (RFIC) 3 are shown.
  • the high frequency module 1 ⁇ / b> A and the RFIC 3 constitute a communication device 4.
  • the antenna element 2, the high-frequency module 1A, and the RFIC 3 are disposed, for example, at the front end portion of a multiband mobile phone.
  • the communication device 4 may further include a baseband signal processing circuit (BBIC: Baseband Integrated Circuit).
  • the baseband signal processing circuit is a circuit that performs signal processing using a low-frequency signal (for example, a baseband signal, an IF (Intermediate Frequency) signal, etc.) having a lower frequency than the high-frequency signal in the high-frequency module 1A.
  • the baseband signal processing circuit processes a low frequency signal (here, a low frequency reception signal) input from the RFIC 3 to generate an audio signal, an image signal, or the like.
  • the baseband signal processing circuit performs signal processing on the input audio signal or image signal and outputs a low frequency signal (here, a low frequency transmission signal) generated by the signal processing to the RFIC 3.
  • the antenna element 2 is a multiband antenna that transmits or receives a high-frequency signal in this modification.
  • the antenna element 2 may be built in the communication device 4.

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Abstract

ＬＮＡ（４０）を備える高周波モジュール（１）であって、入力された高周波信号をフィルタリングするＨＰＦ回路（１０）と、所定の動作をするスイッチＩＣ（２０）であって、ＨＰＦ回路（１０）でフィルタリングされた高周波信号と直流バイアスとが重畳された信号を出力するスイッチＩＣ（２０）と、スイッチＩＣ（２０）とＬＮＡ（４０）との間に配置された整合回路（３０）と、を備え、ＬＮＡ（４０）は、キャパシタを介することなくスイッチＩＣ（２０）と接続され、当該スイッチＩＣ（２０）から整合回路（３０）を介して入力された信号を、当該信号に重畳されている直流バイアスによって定まる動作点で増幅する。

Description

高周波モジュール及び通信装置
　本発明は、増幅素子を備える高周波モジュール、及び、当該高周波モジュールを備える通信装置に関する。
　従来、増幅素子を備える高周波モジュールとして、当該増幅素子の前段に、所定の動作をする能動回路を設ける構成が提案されている。例えば、特許文献１には、多段接続された増幅素子を備える高周波モジュールの構成が開示されており、後段の増幅素子（後段の増幅トランジスタ）の前段に、上記能動回路として初段の増幅素子（初段の増幅トランジスタ）が設けられている。
特開２００３－８７０５９号公報
　このような高周波モジュールに関し、近年、通信装置に対する小型化の要求の高まりに伴って、通信装置に搭載される高周波モジュールに対しても小型化の要求が高まっている。しかしながら、上記従来の高周波モジュールでは、能動回路の後段に配置される増幅素子に対して直流バイアス供給用の端子を個別に設けることが必要なため、小型化が難しいという課題がある。
　そこで、本発明は、能動回路とその後段に配置される増幅素子を備える小型の高周波モジュール及び通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る高周波モジュールは、増幅素子を備える高周波モジュールであって、入力された高周波信号をフィルタリングするハイパスフィルタ回路と、所定の動作をする能動回路であって、前記ハイパスフィルタ回路でフィルタリングされた高周波信号と直流バイアスとが重畳された信号を出力する能動回路と、前記能動回路と前記増幅素子との間に配置されたインピーダンス整合回路と、を備え、前記増幅素子は、キャパシタを介することなく前記能動回路と接続され、当該能動回路から前記インピーダンス整合回路を介して入力された信号を、当該信号に重畳されている前記直流バイアスによって定まる動作点で増幅する。
　このように、能動回路から直流バイアスが重畳された信号が出力され、当該能動回路と接続された増幅素子が当該直流バイアスによって定まる動作点で増幅することにより、増幅素子に対する直流バイアス供給用の端子の削減が図られる。
　ここで、増幅素子の前段には、増幅素子での歪みの抑制等のためにハイパスフィルタ回路を設ける必要がある。しかし、このようなハイパスフィルタ回路を能動回路と増幅素子との間に配置した場合、能動回路から増幅素子への直流バイアスの供給が妨げられてしまう。また、増幅素子の前段には、インピーダンス整合（マッチング）をとるために整合回路（インピーダンス整合回路）を設ける必要がある。しかし、このような整合回路によって能動回路と増幅素子との間にキャパシタが配置される場合にも、上記と同様に、能動回路から増幅素子への直流バイアスの供給が妨げられてしまう。
　そこで、ハイパスフィルタ回路が能動回路の前段に配置され、増幅素子がキャパシタを介することなく能動回路と接続されることにより、能動回路から増幅素子へ直流バイアスを供給することができる。したがって、能動回路の後段に配置される増幅素子に対する直流バイアス供給用の端子を削減できるため、能動回路とその後段に配置される増幅素子を備える小型の高周波モジュールを実現することができる。
　また、前記インピーダンス整合回路は、前記能動回路から前記増幅素子への信号経路とグランドとを結ぶ経路上で直列接続された第１インダクタ及び第１キャパシタからなる第１ＬＣ直列共振回路を有することにしてもよい。
　このようにインピーダンス整合回路が第１ＬＣ直列共振回路を有することにより、高周波モジュール全体の通過特性において、当該第１ＬＣ直列共振回路の共振周波数によって周波数が規定される新たな減衰極を形成することができる。よって、第１インダクタ及び第１キャパシタの定数を適宜調整することにより、所望の周波数において十分な減衰量を確保することが可能となる。
　また、前記第１ＬＣ直列共振回路は、前記ハイパスフィルタ回路の通過帯域外に共振周波数を有することにしてもよい。
　これにより、高周波モジュール全体の通過特性において、ハイパスフィルタ回路の通過帯域外に上記の新たな減衰極を形成することができる。このため、ハイパスフィルタ回路の通過帯域外の所望の周波数において十分な減衰量を確保することが可能となる。
　また、複数の絶縁体層が積層されることで構成された多層基板を備え、前記第１キャパシタは、前記多層基板の主面と略平行に配置され、かつ、互いに対向する１対以上のパターン導体により構成されていることにしてもよい。
　このように第１キャパシタが多層基板のパターン導体により構成されることにより、高周波モジュール全体の小型化を図ることができる。
　また、前記複数の絶縁体層は、１以上の第１絶縁体層が形成された第１領域、及び、当該第１絶縁体層より膜厚が厚い１以上の第２絶縁体層が形成された第２領域を含み、前記第１キャパシタは、前記第１絶縁体層及び前記第２絶縁体層のうち前記第１絶縁体層のみを介して対向して配置された１対のパターン導体により構成されていることにしてもよい。
　これに関し、対向して配置された１対のパターン導体によって構成されるキャパシタのキャパシタンス値は、当該１対のパターン導体の距離が小さいほど大きくなる。このため、所望のキャパシタンス値を有するキャパシタを構成しようとすると、１対のパターン導体の距離が小さいほど小面積化できる。
　よって、第１キャパシタが、第２絶縁体層に比べて膜厚が薄い第１絶縁体層のみを介して配置された１対のパターン導体によって構成されることにより、第１キャパシタのレイアウト面積を小さくすることができる。したがって、高周波モジュールのさらなる小型化を図ることができる。
　また、前記第１キャパシタは、グランドに直接接続され、前記多層基板は、さらに、前記第１領域と前記第２領域とを仕切るように配置されたパターン導体である内層グランド電極を有し、前記第１キャパシタを構成する１対のパターン導体の一方は、前記内層グランド電極であることにしてもよい。
　このように第１キャパシタを構成する１対のパターン導体の一方が内層グランド電極であることにより、多層基板を構成する複数の絶縁体層の層数を抑えることができるため、多層基板を薄型化できる。よって、高周波モジュール全体を低背化することができる。
　また、前記第１キャパシタは、表面実装部品であることにしてもよい。
　このように構成された第１キャパシタによれば定数（すなわち容量値）のばらつきを抑えることができるため、第１ＬＣ直列共振回路によって形成される減衰極の周波数のばらつきを抑えることができる。
　また、前記ハイパスフィルタ回路は、高周波信号の伝達経路とグランドとを結ぶ経路上で直列接続された第２インダクタ及び第２キャパシタからなる第２ＬＣ直列共振回路を有することにしてもよい。
　このようにハイパスフィルタ回路が第２ＬＣ直列共振回路を有することにより、ハイパスフィルタ回路のフィルタ特性（通過特性）において、当該第２ＬＣ直列共振回路の共振周波数によって周波数が規定される減衰極を形成することができる。よって、第２インダクタ及び第２キャパシタの定数を適宜調整することにより、ハイパスフィルタ回路の通過帯域低域側の所望の周波数において十分な減衰量を確保することが可能となる。
　また、前記能動回路は、前記ハイパスフィルタ回路と前記インピーダンス整合回路との導通及び非導通を切り替えるスイッチ回路を有し、前記ハイパスフィルタ回路と前記インピーダンス整合回路とが導通の場合、前記ハイパスフィルタ回路でフィルタリングされた高周波信号と前記直流バイアスとが重畳された信号を出力することにしてもよい。
　これにより、スイッチ回路が導通の場合、増幅素子は能動回路から出力された信号に重畳された直流バイアスによって定まる動作点で増幅動作をすることができる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で当該高周波信号を伝達する上記記載の高周波モジュールと、を備える。
　これにより、増幅素子及び能動回路を備える小型の通信装置を実現することができる。
　本発明によれば、増幅素子及び能動回路を備える小型の高周波モジュール及び通信装置を提供することができる。
図１は、実施の形態に係る高周波モジュールの構成の概要を示すブロック図である。 図２は、実施の形態に係る高周波モジュールの回路構成を示す回路図である。 図３は、実施の形態に係る高周波モジュールの通過特性を示すグラフである。 図４は、実施の形態に係る高周波モジュールの断面構造を概念的に示す図である。 図５は、変形例に係る高周波モジュール及びその周辺回路の構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。
　（実施の形態）
　［１．　回路構成］
　図１は、本実施の形態に係る高周波モジュール１の構成の概要を示すブロック図である。図２は、当該高周波モジュール１の回路構成を示す回路図である。なお、これらの図では、高周波モジュール１を流れる信号について、当該信号が高周波信号のみの場合には「ＲＦ」と表記し、当該信号が高周波信号と直流バイアス（ＤＣｂｉａｓ：直流バイアス電流または直流バイアス電圧）とが重畳された信号の場合には「ＤＣ＋ＲＦ」と表記して、模式的に示している。
　これらの図に示す高周波モジュール１は、携帯電話等の通信装置のフロントエンド部に配置され、アンテナ（アンテナ素子、図示せず）とＲＦＩＣ（ＲＦ信号処理回路、図示せず）との間で高周波信号を伝達する高周波フロントエンド回路である。本実施の形態では、高周波モジュール１は、受信系の高周波モジュールであって、アンテナで受信された高周波受信信号をＲＦＩＣに伝達する。
　具体的には、図１に示すように、高周波モジュール１は、ＨＰＦ（High　Pass　Filter：ハイパスフィルタ）回路１０と、スイッチＩＣ（Integrated　Circuit）２０と、整合回路３０（インピーダンス整合回路）と、増幅素子であるＬＮＡ（Low Noise Amplifier：低雑音増幅器）４０と、を備え、ＲＦｉｎ端子（入力端子）から入力された高周波信号をフィルタリング及び増幅し、ＲＦｏｕｔ端子（出力端子）から出力する。
　ＨＰＦ回路１０は、入力された高周波信号をフィルタリングする回路であり、具体的には、ＲＦｉｎ端子に入力された高周波信号の低域の周波数成分を減衰させ、かつ、当該高周波信号の高域の周波数成分を通過させる。例えば、ＨＰＦ回路１０は、ＬＮＡ４０の動作周波数の高周波信号を通過させ、当該動作周波数より低域の高周波信号を減衰させる。また、ＨＰＦ回路１０は、ＬＮＡ４０に供給される直流バイアスのＲＦｉｎ端子への回り込みを抑制する、いわゆるＲＦカット用の回路としても作用する。
　具体的には、図２に示すように、ＨＰＦ回路１０は、ＲＦｉｎ端子からＲＦｏｕｔ端子への高周波信号の伝達経路上に直列に配置されたキャパシタＣ１１及びキャパシタＣ１２を備える。また、本実施の形態では、ＨＰＦ回路１０は、さらに、高周波信号の伝達経路とグランドとを結ぶ経路上で直列接続されたインダクタＬ１３（第２インダクタ）及びキャパシタＣ１３（第２キャパシタ）からなるＬＣ直列共振回路ｒｅｓ１（第２ＬＣ直列共振回路）を有し、Ｔ型の回路構成を形成している。このＬＣ直列共振回路ｒｅｓ１は、本実施の形態では、キャパシタＣ１１とキャパシタＣ１２との接続ノードに接続されている。ここで、本実施の形態では、直列接続されたインダクタＬ１３とキャパシタＣ１３との接続順序は、キャパシタＣ１３がグランド側となるように接続されている。なお、これらの接続順序は、特に限定されず、インダクタＬ１３がグランド側となるように接続されていてもかまわない。
　これらＨＰＦ回路１０を構成する各素子の定数は、カットオフ周波数等の要求仕様に応じて適宜決定され得る。
　なお、ＨＰＦ回路１０の回路構成は、要求仕様に応じて適宜決定されればよく、上記説明した構成に限らない。このため、ＨＰＦ回路１０は、Ｔ型の回路構成に限らず、例えば、π型の回路構成であってもかまわないし、さらには、ＲＦｉｎ端子からＲＦｏｕｔ端子への高周波信号の伝達経路（主経路）上に直列に配置された１つのキャパシタのみで構成されていてもかまわない。
　スイッチＩＣ２０は、所定の動作をする能動回路であって、ＨＰＦ回路１０でフィルタリングされた高周波信号と直流バイアスとが重畳された信号を出力する能動回路であり、例えば１チップで構成されている。本実施の形態では、スイッチＩＣ２０は、ＨＰＦ回路１０と整合回路３０との導通及び非導通を切り替えるスイッチ回路２１を有し、ＨＰＦ回路１０と整合回路３０とが導通の場合、ＨＰＦ回路１０でフィルタリングされた高周波信号と直流バイアスとが重畳された信号を出力する。これに関し、スイッチＩＣ２０は、例えば、直流バイアスを生成するバイアス生成回路２２を有する。
　スイッチ回路２１は、電源（図示せず）から供給される電源電圧ＶＣＣを用いてＨＰＦ回路１０と整合回路３０との導通及び非導通を切り替える回路であり、例えば、ＲＦＩＣ等の制御部からの制御信号に応じて上記の導通及び非導通を切り替えるＳＰＳＴ（Single-Pole,Single-Throw）型のスイッチである。このようなスイッチは、例えば、ＦＥＴ（Field　Effect　Transistor）スイッチまたはダイオードスイッチ等、半導体基板に形成された半導体スイッチを用いることができる。
　なお、スイッチ回路２１の構成は、これに限らず、例えば、ＳＰｎＴ（Single-Pole,n-Throw：ここでｎは２以上の整数）型のスイッチであってもかまわない。また、スイッチは、半導体スイッチに限らず、ＭＥＭＳ（Micro　Electro　Mechanical　Systems）で構成された機械式スイッチであってもかまわない。
　バイアス生成回路２２は、例えばスイッチ回路２１と同一の電源電圧ＶＣＣを用いて直流バイアスを生成し、生成した直流バイアスをＲＦｉｎ端子からＲＦｏｕｔ端子への主経路に供給する。つまり、高周波モジュール１において、直流バイアス供給用の端子（外部端子）は他の端子（本実施の形態では電源電圧ＶＣＣ用の外部端子）と共通化（兼用）されている。本実施の形態では、バイアス生成回路２２は、直流バイアス電流を生成し、例えば、電源電圧ＶＣＣからの電流を分流する複数の抵抗で構成される。
　なお、バイアス生成回路２２は、上記構成に限らず、ＬＮＡ４０として選択された回路素子等に応じて、適宜設計されていればよく、例えば、電源電圧ＶＣＣを分圧することにより直流バイアス電圧を生成してもかまわない。また、バイアス生成回路２２は、スイッチＩＣ２０の電源電圧ＶＣＣとは異なる電圧を用いて直流バイアスを供給してもかまわない。また、バイアス生成回路２２によって生成される直流バイアスは、一定に限らず、可変可能であってもかまわない。
　整合回路３０は、スイッチＩＣ２０（能動回路）とＬＮＡ４０（増幅素子）との間に配置されたインピーダンス整合回路であり、ＬＮＡ４０の入力インピーダンスと高周波モジュール１の基準化インピーダンス（すなわちＬＮＡ４０の入力端子に接続される配線の特性インピーダンス（例えば５０Ω））とのインピーダンス整合をとる回路である。なお、整合回路３０は、上記のインピーダンス整合に限らず、例えば、ＬＮＡ４０の入力インピーダンスとスイッチＩＣ２０の出力インピーダンスとのインピーダンス整合をとる回路であってもかまわない。
　本実施の形態では、整合回路３０は、スイッチＩＣ２０からＬＮＡ４０への信号経路とグランドとを結ぶ経路上で直列接続されたインダクタＬ３１（第１インダクタ）及びキャパシタＣ３１（第１キャパシタ）からなるＬＣ直列共振回路ｒｅｓ３（第１ＬＣ直列共振回路）を有する。ここで、本実施の形態では、ＬＣ直列共振回路ｒｅｓ３は、ＨＰＦ回路１０の通過帯域外に共振周波数を有する。また、インダクタＬ３１とキャパシタＣ３１との接続順序は、キャパシタＣ３１がグランド側となるように接続されている。つまり、キャパシタＣ３１は、グランドに直接接続されている。なお、これらの接続順序は、特に限定されず、インダクタＬ３１がグランド側となるように接続されていてもかまわない。
　なお、整合回路３０は、上記の構成に限らず、例えば、さらに他のインピーダンス素子を有してもかまわないし、あるいは、ＲＦｉｎ端子からＲＦｏｕｔ端子への主経路に直列に設けられたインダクタのみで構成されていてもかまわない。
　ＬＮＡ４０は、キャパシタを介することなくスイッチＩＣ２０（能動回路）と接続され、当該スイッチＩＣ２０から整合回路３０（インピーダンス整合回路）を介して入力された信号を、当該信号に重畳されている直流バイアスによって定まる動作点で増幅する増幅素子であり、例えば１チップで構成されている。本実施の形態では、ＬＮＡ４０は、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタＱによって構成されている。
　バイポーラトランジスタＱは、エミッタが接地されており、ベースが整合回路３０を介してスイッチＩＣ２０に接続されており、コレクタが電源（ここでは電流源）に接続されている。この構成により、バイポーラトランジスタＱは、ベースに入力された信号を、当該信号に重畳されている直流バイアス電流によって定まる動作点で増幅し、コレクタから出力する。つまり、コレクタからは、ベースに入力された信号に重畳されている高周波信号の増幅後の信号が出力されることになる。
　ここで、本実施の形態では、バイポーラトランジスタＱのコレクタは、キャパシタＣ４１を介してＲＦｏｕｔ端子と接続されている。これにより、バイポーラトランジスタＱの電源（すなわちコレクタ電流）のＲＦｏｕｔ端子への回り込みが抑制されるため、ＲＦｏｕｔ端子からは増幅後の高周波信号が出力されることになる。
　なお、バイポーラトランジスタＱは、上記構成に限らず、例えば、ｐｎｐ型のバイポーラトランジスタであってもかまわない。また、バイポーラトランジスタＱの接地方式は、上記方式に限定されず、コレクタ接地またはベース接地であってもかまわない。また、ＬＮＡ４０は、上記構成に限らず、例えば、ｎ型またはｐ型のジャンクションＦＥＴによって構成されてもかまわない。このため、直流バイアスは、電流（直流バイアス電流）に限らず、電圧（直流バイアス電圧）の場合もあり得る。
　また、キャパシタＣ４１は設けられていなくてもよく、ＬＮＡ４０の出力端子（本実施の形態ではバイポーラトランジスタＱのコレクタ）はＲＦｏｕｔ端子と直接接続されていてもかまわない。この場合、ＬＮＡ４０の電源（本実施の形態ではバイポーラトランジスタＱのコレクタ電流）はＲＦｏｕｔ端子から供給されていればよい。
　［２．　動作］
　以上のように構成された高周波モジュール１は、次のように動作する。
　まず、ＨＰＦ回路１０は、ＲＦｉｎ端子（入力端子）に入力された高周波信号をフィルタリングして出力する。
　次に、スイッチＩＣ２０は、スイッチ回路２１が導通である場合、ＨＰＦ回路１０から出力された高周波信号に対してバイアス生成回路２２で生成された直流バイアスを重畳する。これにより、当該場合、スイッチＩＣ２０は、ＨＰＦ回路１０でフィルタリングされた高周波信号と直流バイアスとが重畳された信号を出力する。一方、スイッチ回路２１が非導通である場合、スイッチＩＣ２０は、直流バイアスのみを出力する。なお、当該場合には、例えば、スイッチＩＣ２０は直流バイアスを出力しなくてもかまわないし、バイアス生成回路２２は直流バイアスを生成しなくてもかまわない。
　次に、ＬＮＡ４０は、スイッチＩＣ２０から出力されて整合回路３０を介して入力された信号を増幅して出力する。ここで、当該信号には、スイッチＩＣ２０によって直流バイアスが重畳されている。このため、ＬＮＡ４０は、直流バイアス用の端子を設けることなく、入力された信号を増幅することができる。
　最後に、ＬＮＡ４０から出力された信号に含まれる直流成分がキャパシタＣ４１によりカット（フィルタリング）され、当該信号に含まれる高周波成分（すなわち増幅後の高周波信号）がＲＦｏｕｔ端子から出力される。
　図３は、高周波モジュール１の通過特性を示すグラフである。具体的には、同図には、ＲＦｉｎ端子に入力された高周波信号に対するＲＦｏｕｔ端子から出力された高周波信号の強度比（すなわち利得）の周波数特性が示されている。
　同図に示すように、高周波モジュール１は、ＨＰＦ回路１０を有することにより、低域側が抑圧された通過特性を示す。
　ここで、同図から明らかなように、高周波モジュール１は、ＨＰＦ回路１０の通過帯域の低域側に２つの減衰極Ｐｏｌｅ１、Ｐｏｌｅ２を形成する。これらの減衰極Ｐｏｌｅ１、Ｐｏｌｅ２のうち一方の減衰極は整合回路３０のＬＣ直列共振回路ｒｅｓ３によって形成され、他方の減衰極はＨＰＦ回路１０のＬＣ直列共振回路ｒｅｓ１によって形成されている。
　本実施の形態では、ＬＣ直列共振回路ｒｅｓ３の共振周波数とＬＣ直列共振回路ｒｅｓ１の共振周波数とが近傍に位置する。このため、２つの減衰極Ｐｏｌｅ１、Ｐｏｌｅ２を近傍に位置させることができるため、２つの減衰極Ｐｏｌｅ１、Ｐｏｌｅ２付近の減衰量が大きく確保されている。
　なお、ＬＣ直列共振回路ｒｅｓ３の共振周波数とＬＣ直列共振回路ｒｅｓ１の共振周波数との関係は、上記の関係に限定されず、例えば、近傍に位置していなくてもかまわないし、略一致していてもかまない。ここで、「略一致」とは、完全に等しいことだけでなく、実質的に等しいことも含む。すなわち、「略」とは数パーセント程度の誤差も含む。
　［３．　構造］
　本実施の形態に係る高周波モジュール１は、例えば、多層基板を用いて構成される。
　図４は、本実施の形態に係る高周波モジュール１の断面構造を概念的に示す図である。なお、同図では、簡明のため、厳密には別断面にある構成要素を同一図面内に示して説明している場合がある。また、同図では、多層基板上の実装部品（チップ部品）については、側面視で示している。また、同図では、便宜上、後述する基材層の境界を破線で示している。
　同図に示すように、高周波モジュール１は、キャパシタＣ３１等を内蔵する多層基板ＭＬＢと、多層基板ＭＬＢ上に実施された実装部品と、で構成されている。具体的には、本実施の形態では、多層基板ＭＬＢは、キャパシタＣ１１～Ｃ１３、Ｃ３１及びインダクタＬ１３を内蔵し、ＳＭＤ（Surface　Mount　Device：表面実装部品）として構成されたインダクタＬ３１、スイッチＩＣ２０及びＬＮＡ４０が実装されている。なお、図４では、キャパシタＣ１１～Ｃ１３及びインダクタＬ１３が位置する断面とは別断面が図示されている。このため、これらの素子（キャパシタＣ１１～Ｃ１３及びインダクタＬ１３）については、図４中には表れていない。
　多層基板ＭＬＢは、複数の基材層１２１ａ、１２１ｂ（複数の絶縁体層）が積層されることで構成されている。複数の基材層には、１以上（ここでは５つ）の基材層１２１ａ（第１絶縁体層）、及び、１以上（ここでは５つ）の基材層１２１ｂ（第２絶縁体層）が含まれる。
　具体的には、多層基板ＭＬＢは、複数の基材層１２１ａ、１２１ｂからなる積層素体１２１と、多層基板ＭＬＢに実装されるＳＭＤとともに高周波モジュール１の回路構成を実現するための各種導体と、で構成される。各種導体には、例えば、多層基板ＭＬＢの主面と略平行に（多層基板ＭＬＢの積層方向に直交して）多層基板内に設けられた面内導体であるパターン導体１２２ａ、１２２ｂと、当該主面に垂直な方向（多層基板の積層方向）に設けられた層間接続導体であるビア導体１２３と、多層基板ＭＬＢの主面に沿って多層基板内の絶縁体層の略全体に設けられた内層グランド電極１２４と、が含まれる。また、多層基板ＭＬＢは、例えば底面に、多層基板ＭＬＢをマザー基板等に実装するための表面電極（図示せず）を有し、例えば天面に、ＳＭＤを実装するため等の表面電極１２６を有する。
　例えば、基材層１２１ａ、１２１ｂとしては、非磁性フェライトセラミックやアルミナ及びガラスを主成分とする絶縁性ガラスセラミックが用いられる。なお、基材層１２１ａ、１２１ｂとしては、磁性フェライトセラミックが用いられてもよい。例えば、フェライトとしては、酸化鉄を主成分とし、亜鉛、ニッケル及び銅のうち少なくとも１以上が含まれる。また、例えば、セラミックとしては、焼成温度が銀の融点以下であるＬＴＣＣセラミックス（Low　Temperature　Co-fired　Ceramics）を用いてもよい。これにより、銀を主成分とする金属または合金が用いて各種導体を構成することが可能になる。よって、例えば大気等の酸化性雰囲気下で多層基板ＭＬＢを焼成できる。また、例えば、各種導体としては、銀を主成分とする金属または合金が用いられる。
　なお、基材層１２１ａ、１２１ｂとしては、上記材料に限らず、例えばポリイミド等の熱可塑性樹脂が用いられてもかまわない。また、各種導体としては、上記材料に限らず、例えば銅を主成分とする金属または合金が用いられてもかまわない。
　ここで、高周波信号の伝送配線は、低周波信号の伝送配線に比べて、配線インピーダンス等を考慮する必要があることから、配線幅、配線の膜厚、基材層の膜厚等の設計自由度が厳しい。低周波信号とは、例えば、電源から供給される電圧または電流、あるいは、直流バイアス等である。このため、多層基板ＭＬＢを構成する全ての基材層の膜厚を高周波信号の伝送配線への要求仕様に応じて設計すると、多層基板ＭＬＢ全体が厚くなってしまう。また、高周波信号の伝送配線と低周波信号の伝送配線とは、アイソレーション確保等の観点から、配置される領域を分けることが好ましい。
　そこで、本実施の形態では、多層基板ＭＬＢは、主として低周波信号の伝送配線が配置されるＤＣ領域（DC area）と、主として高周波信号の伝送配線が配置されるＲＦ領域（RF area）と、を有する。つまり、積層素体１２１をなす複数の絶縁体層は、１以上の第１絶縁体層（本実施の形態では５層の基材層１２１ａ）が形成された第１領域であるＤＣ領域、及び、当該第１絶縁体層より膜厚が厚い１以上の第２絶縁体層（本実施の形態では５層の基材層１２１ｂ）が形成された第２領域であるＲＦ領域を含む。すなわち、ＤＣ領域の基材層１２１ａの膜厚をＴｄｃとし、ＲＦ領域の基材層１２１ｂの膜厚をＴｒｆとすると、Ｔｄｃ＜Ｔｒｆを満たす。
　これにより、多層基板ＭＬＢ全体の厚みを抑えることができるとともに、高周波信号の伝送配線と低周波信号の伝送配線とのアイソレーションが向上し、これらの間の不要な電磁気的な結合を抑制することができる。
　また、本実施の形態では、内層グランド電極１２４は、ＤＣ領域（第１領域）とＲＦ領域（第２領域）とを仕切るように配置されている。このような内層グランド電極１２４は、ＤＣ領域とＲＦ領域とをシールドするシールド導体として作用するため、高周波信号の伝送配線と低周波信号の伝送配線とのアイソレーションをさらに改善することができる。
　本実施の形態では、パターン導体１２２ａ、１２２ｂ及びビア導体１２３によって、キャパシタＣ１１～Ｃ１３、Ｃ３１及びインダクタＬ１３と、これらを接続する配線と、が形成されている。例えば、キャパシタＣ１１～Ｃ１３、Ｃ３１は矩形状の対向する一対のパターン導体によって構成され、インダクタＬ１３は、コイル状の複数のパターン導体１２２ａ、１２２ｂの端部がビア導体１２３によって接続されることで構成されている。なお、キャパシタＣ１１～Ｃ１３、Ｃ３１を構成するパターン導体の形状は、矩形状に限らない。
　具体的には、キャパシタＣ３１（第１キャパシタ）を構成する１対のパターン導体は、基材層１２１ａ（第１絶縁体層）及び基材層１２１ｂ（第２絶縁体層）のうち基材層１２１ａのみ（ここでは１層の基材層１２１ａのみ）を介して対向して配置されている。より具体的には、当該１対のパターン導体の一方は、内層グランド電極１２４である。つまり、キャパシタＣ３１は、一方の電極が内層グランド電極１２４で構成され、他方の電極がＤＣ領域に配置されたパターン導体１２２ａで構成されている。
　ここまで多層基板ＭＬＢの構成について説明したが、多層基板ＭＬＢの構成は上記構成に限定されず、高周波モジュール１への電気的な要求仕様、及び、要求されるサイズ等に応じて適宜決定され得る。
　例えば、基材層１２１ａの層数及び基材層１２１ｂの層数は、上記の層数に限らず、それぞれ１以上であればよい。
　また、アイソレーション及び小型化の観点からはＤＣ領域とＲＦ領域とが分かれていることが好ましいが、これらが分かれていなくてもかまわない。つまり、積層素体１２１を構成する複数の基材層の膜厚は、互いに略等しくてもかまわない。
　また、アイソレーションの観点からは、ＤＣ領域とＲＦ領域とを仕切るように内層グランド電極１２４が配置されていることが好ましいが、内層グランド電極１２４の配置位置はこれに限らず、ＤＣ領域内またはＲＦ領域内であってもかまわない。つまり、キャパシタＣ３１は、ＤＣ領域に配置された内層グランド電極及びパターン導体１２２ａによって構成されていてもかまわないし、ＲＦ領域に配置された内層グランド電極及びパターン導体１２２ｂによって構成されていてもかまわない。また、内層グランド電極１２４が設けられていなくてもかまわない。
　また、キャパシタＣ１１～Ｃ１３、Ｃ３１は、互いに対向する１対以上のパターン導体により構成されていればよく、上記の構成に限らない。例えば、キャパシタＣ１３、Ｃ３１の少なくとも１つは、高周波モジュール１のグランドを形成する多層基板ＭＬＢの底面に設けられた表面電極（すなわち裏面電極）、及び、多層基板ＭＬＢ内のパターン導体によって構成されていてもかまわない。また、例えば、キャパシタＣ１１～Ｃ１３、Ｃ３１の少なくとも１つは、多層基板ＭＬＢの断面視において、１組のビア導体１２３から一部が互いに重なるように櫛歯状に設けられた２対以上のパターン導体により構成されていてもかまわない。
　また、多層基板ＭＬＢに内蔵できる素子値には、多層基板ＭＬＢを構成する材料等によって上限がある。このため、本実施の形態では、インダクタＬ３１は、ＳＭＤで形成されていたが、インダクタＬ３１のインダクタンス値を有するインダクタを多層基板ＭＬＢに内蔵可能な場合には、インダクタ３１は多層基板ＭＬＢに内蔵されてもかまわない。つまり、インダクタＬ３１はパターン導体１２２ａ、１２２ｂ及びビア導体１２３等により形成されてもかまわない。
　また、小型化の観点からはキャパシタＣ１１～Ｃ１３、Ｃ３１及びインダクタＬ１３は多層基板ＭＬＢに内蔵されていることが好ましいが、キャパシタＣ１１～Ｃ１３、Ｃ３１及びインダクタＬ１３の少なくとも１つがＳＭＤ等の実装部品により形成されていてもかまわない。例えば、キャパシタＣ３１（第１キャパシタ）は、ＳＭＤ（表面実装部品）であってもよい。このように構成されたキャパシタＣ３１によれば定数（すなわち容量値）のばらつきを抑えることができるため、ＬＣ直列共振回路ｒｅｓ３（第１ＬＣ直列共振回路）によって形成される減衰極の周波数のばらつきを抑えることができる。
　［４．　まとめ］
　以上説明した本実施の形態に係る高周波モジュール１によれば、スイッチＩＣ２０（能動回路）から直流バイアスが重畳された信号が出力され、当該スイッチＩＣ２０と接続されたＬＮＡ４０（増幅素子）が当該直流バイアスによって定まる動作点で増幅することにより、ＬＮＡ４０に対する直流バイアス供給用の端子の削減が図られる。
　ここで、ＬＮＡ４０の前段には、ＬＮＡ４０での歪みの抑制等のためにＨＰＦ回路１０を設ける必要がある。しかし、このようなＨＰＦ回路１０をスイッチＩＣ２０とＬＮＡ４０との間に配置した場合、スイッチＩＣ２０からＬＮＡ４０への直流バイアスの供給が妨げられてしまう。また、ＬＮＡ４０の前段には、インピーダンス整合（マッチング）をとるためにインピーダンス整合回路を設ける必要がある。しかし、このようなインピーダンス整合回路によってスイッチＩＣ２０とＬＮＡ４０との間にキャパシタが配置される場合にも、上記と同様に、スイッチＩＣ２０からＬＮＡ４０への直流バイアスの供給が妨げられてしまう。
　そこで、ＨＰＦ回路１０がスイッチＩＣ２０の前段に配置され、ＬＮＡ４０がキャパシタを介することなくスイッチＩＣ２０と接続されることにより、スイッチＩＣ２０からＬＮＡ４０へ直流バイアスを供給することができる。したがって、スイッチＩＣ２０の後段に配置されるＬＮＡ４０に対する直流バイアス供給用の端子を削減できるため、スイッチＩＣ２０とその後段に配置されるＬＮＡ４０を備える小型の高周波モジュール１を実現することができる。
　また、本実施の形態に係る高周波モジュール１によれば、整合回路３０（インピーダンス整合回路）がＬＣ直列共振回路ｒｅｓ３（第１ＬＣ直列共振回路）を有することにより、高周波モジュール全体の通過特性において、当該ＬＣ直列共振回路ｒｅｓ３の共振周波数によって周波数が規定される新たな減衰極を形成することができる。よって、インダクタＬ３１（第１インダクタ）及びキャパシタＣ３１（第１キャパシタ）の定数を適宜調整することにより、所望の周波数において十分な減衰量を確保することが可能となる。
　また、本実施の形態に係る高周波モジュール１によれば、ＬＣ直列共振回路ｒｅｓ３がＨＰＦ回路１０の通過帯域外に共振周波数を有することにより、高周波モジュール１全体の通過特性において、ＨＰＦ回路１０の通過帯域外に上記の新たな減衰極を形成することができる。このため、ＨＰＦ回路１０の通過帯域外の所望の周波数において十分な減衰量を確保することが可能となる。
　なお、直列共振回路ｒｅｓ３は、ＨＰＦ回路１０の通過帯域内に共振周波数を有してもかまわない。このような構成によれば、高周波モジュール１全体の通過特性において、ＨＰＦ回路１０の通過帯域内に新たな減衰極を形成することができる。このため、このような構成は、他の通信帯域（他バンド）との周波数関係により自身の通信帯域（自バンド）内において局所的に減衰量を確保することが要求される場合に好適である。
　また、本実施の形態に係る高周波モジュール１によれば、キャパシタＣ３１が多層基板ＭＬＢのパターン導体（本実施の形態では、パターン導体１２２ａ及び内層グランド電極１２４）により構成されることにより、高周波モジュール１全体の小型化を図ることができる。
　ここで、対向して配置された１対のパターン導体によって構成されるキャパシタのキャパシタンス値は、当該１対のパターン導体の距離が小さいほど大きくなる。このため、所望のキャパシタンス値を有するキャパシタを構成しようとすると１対のパターン導体の距離が小さいほど小面積化できる。
　そこで、本実施の形態に係る高周波モジュール１によれば、キャパシタＣ３１が、基材層１２１ｂ（第２絶縁体層）に比べて膜厚が薄い基材層１２１ａ（第１絶縁体層）のみを介して配置された１対のパターン導体（すなわちパターン導体１２２ａ及び内層グランド電極１２４）によって構成されることにより、キャパシタＣ３１のレイアウト面積を小さくすることができる。したがって、高周波モジュール１のさらなる小型化を図ることができる。
　なお、キャパシタＣ３１を構成する１対のパターン導体は、基材層１２１ａ及び基材層１２１ｂのうち基材層１２１ａのみを介して対向して配置されていればよく、さらに他の層を介して対向して配置されていてもかまわない。例えば、隣り合う基材層の間に拘束層または密着層等の他の層が設けられている場合、キャパシタＣ３１を構成する１対のパターン導体は、基材層１２１ａと当該他の層とを介して配置されていてもかまわない。
　また、当該一対のパターン導体の配置は、上記の配置に限らず、基材層１２１ａ及び基材層１２１ｂのうち基材層１２１ｂのみを介して対向して配置されていてもかまわないし、基材層１２１ａ及び基材層１２１ｂの双方を介して対向して配置されていてもかまわない。
　また、本実施の形態に係る高周波モジュール１によれば、キャパシタＣ３１を構成する１対のパターン導体の一方が内層グランド電極１２４であることにより、多層基板ＭＬＢを構成する複数の絶縁体層（本実施の形態では基材層１２１ａ、１２１ｂ）の層数を抑えることができるため、多層基板ＭＬＢを薄型化できる。よって、高周波モジュール１全体を低背化することができる。
　なお、キャパシタＣ３１を構成する１対のパターン導体のいずれも、内層グランド電極１２４とは異なるパターン導体（すなわちパターン導体１２２ａ、１２２ｂ）であってもかまわない。
　また、本実施の形態に係る高周波モジュール１によれば、ＨＰＦ回路１０がＬＣ直列共振回路ｒｅｓ１（第２ＬＣ直列共振回路）を有することにより、ＨＰＦ回路１０のフィルタ特性（通過特性）において、当該ＬＣ直列共振回路ｒｅｓ１の共振周波数によって周波数が規定される減衰極を形成することができる。よって、インダクタＬ１３（第２インダクタ）及びキャパシタＣ１３（第２キャパシタ）の定数を適宜調整することにより、ＨＰＦ回路１０の通過帯域低域側の所望の周波数において十分な減衰量を確保することが可能となる。
　また、本実施の形態に係る高周波モジュール１によれば、スイッチ回路２１が導通の場合、ＬＮＡ４０はスイッチＩＣ２０から出力された信号に重畳された直流バイアスによって定まる動作点で増幅動作をすることができる。
　（変形例）
　上記実施の形態１に係る高周波モジュール１の構成は、複数の通信帯域（バンド）に対応する高周波モジュール、すなわちマルチバンド対応の高周波モジュールに適用することができる。そこで、本変形例では、このようなマルチバンド対応の高周波モジュールについて説明する。
　図５は、本変形例に係る高周波モジュール１Ａ及びその周辺回路の構成図である。同図には、高周波モジュール１Ａと、アンテナ素子２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とが示されている。高周波モジュール１Ａ及びＲＦＩＣ３は、通信装置４を構成している。アンテナ素子２、高周波モジュール１Ａ及びＲＦＩＣ３は、例えば、マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。
　なお、通信装置４は、さらにベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ：Baseband　Integrated　Circuit）を備えてもかまわない。ベースバンド信号処理回路は、高周波モジュール１Ａにおける高周波信号よりも周波数が低い低周波信号（例えば、ベースバンド信号、ＩＦ（Intermediate　Frequency）信号等）を用いて信号処理する回路である。例えば、ベースバンド信号処理回路は、ＲＦＩＣ３から入力された低周波信号（ここでは低周波受信信号）を信号処理することにより、音声信号または画像信号等を生成する。また、例えば、ベースバンド信号処理回路は、入力された音声信号または画像信号等を信号処理し、当該信号処理によって生成された低周波信号（ここでは低周波送信信号）をＲＦＩＣ３に出力する。
　アンテナ素子２は、高周波信号を送信または受信する、本変形例ではマルチバンド対応のアンテナである。なお、アンテナ素子２は、通信装置４に内蔵されていてもかまわない。
　ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２から高周波モジュール１Ａの受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理によって生成された低周波信号（ここでは低周波受信信号）をベースバンド信号処理回路（図示せず）へ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、ベースバンド信号処理回路（図示せず）から入力された低周波信号（ここでは低周波送信信号）をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理によって生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を高周波モジュール１Ａの送信側信号経路（図示せず）に出力する。
　高周波モジュール１Ａは、アンテナ素子２とＲＦＩＣ３との間で高周波信号を伝達する回路である。具体的には、高周波モジュール１Ａは、ＲＦＩＣ３から出力された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を、送信側信号経路（図示せず）を介してアンテナ素子２に伝達する。また、高周波モジュール１Ａは、アンテナ素子２で受信された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、受信側信号経路を介してＲＦＩＣ３に伝達する。この高周波モジュール１Ａは、上記実施の形態に係る高周波モジュール１に相当する構成を含む。
　高周波モジュール１Ａは、アンテナ素子２側から順に、スイッチ群１００と、フィルタ群１１０と、スイッチ群１２０と、インピーダンス整合回路群１３０と、受信増幅回路群１４０と、を備える。フィルタ群１１０、スイッチ群１２０、インピーダンス整合回路群１３０及び受信増幅回路群１４０は、この順にそれぞれ、上記実施の形態で説明したＨＰＦ回路１０、スイッチ回路２１、整合回路３０（インピーダンス整合回路）、ＬＮＡ４０を備える。
　スイッチ群１００は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ素子２と所定のバンドに対応する信号経路とを接続する１以上のスイッチ（本変形例では５つのＳＰＳＴ型のスイッチ）によって構成される。なお、アンテナ素子２と接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、高周波モジュール１Ａは、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。
　フィルタ群１１０は、通過帯域が互いに異なる複数のフィルタによって構成され、本変形例では、例えばＢａｎｄＡ～ＢａｎｄＥに対応する５つのフィルタによって構成される。
　スイッチ群１２０は、１以上のスイッチ（本変形例では、２つのＳＰＤＴ型のスイッチ及び１つのＳＰＳＴ型のスイッチ）によって構成され、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、フィルタ群１１０と受信増幅回路群１４０とを接続する。なお、スイッチ群１２０によって受信増幅回路群１４０と接続されるフィルタは１つに限らない。
　インピーダンス整合回路群１３０は、１以上のインピーダンス整合回路（Ｍ．Ｎ．：Matching　Network）によって構成され、本変形例では３つのインピーダンス整合回路で構成される。
　受信増幅回路群１４０は、スイッチ群１２０から入力された高周波受信信号を増幅する１以上のＬＮＡ（本変形例では３つのＬＮＡ）によって構成される。
　本変形例では、フィルタ群１１０を構成する複数のフィルタと受信増幅回路群１４０を構成する複数のＬＮＡのうちＬＮＡ４０を除く他のＬＮＡとは、能動回路であるＬＮＡ／スイッチＩＣ１５０として１チップで構成されている。ＬＮＡ／スイッチＩＣ１５０は、上記実施の形態で説明したバイアス生成回路２２を含む（図示せず）。
　以上説明したように、本変形例に係る高周波モジュール１Ａは、上記実施の形態で説明した高周波モジュール１の構成を備える。このため、本変形例によれば、ＬＮＡ／スイッチＩＣ１５０（能動回路）とその後段に配置されるＬＮＡ４０（増幅素子）を備えるマルチバンド対応可能な小型の高周波モジュール１Ａを実現することができる。
　（その他の変形例）
　以上、本発明の実施の形態に係る高周波モジュールについて、実施の形態及び変形例を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態及び変形例に限定されるものではない。上記実施の形態及び変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態及び変形例に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係るフィルタ装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　例えば、上述した高周波モジュールとＲＦＩＣ（ＲＦ信号処理回路）とを備える通信装置も本発明に含まれる。このような通信装置によれば、マルチバンド対応可能な小型の通信装置を実現することができる。
　また、上記説明では、所定の動作をする能動回路であって、ＨＰＦ回路１０でフィルタリングされた高周波信号と直流バイアスとが重畳された信号を出力する能動回路として、スイッチＩＣ２０またはＬＮＡ／スイッチＩＣ１５０を例に説明した。しかし、能動回路は、これらに限らず、直流バイアスの生成動作とは異なる所定の動作であって、電源を用いて何らかの動作をする能動素子を有する回路であればよい。このため、例えば、能動回路は、スイッチによって通過帯域等の周波数を可変するフィルタを有する回路であってもかまわないし、増幅素子（上記説明ではＬＮＡ４０）の前段に配置された増幅素子を有する回路であってもかまわない。
　また、上記説明では、能動回路と増幅素子とを別チップで構成する例を示したが、これらは同一チップで構成されていてもかまわない。
　また、上記説明では、受信系の高周波モジュールを例に説明した。しかし、高周波モジュールは、これに限らず、送信系の高周波モジュールであってもよく、ＲＦＩＣから出力された高周波送信信号をアンテナに伝達してもかまわない。このため、増幅素子はＰＡ（Power　Amplifier：パワーアンプ）であってもかまわない。
　また、上記説明では、ハイパスフィルタ回路として、ハイパスフィルタ機能のみを有するＨＰＦ回路１０について説明した。しかし、当該回路は、さらに他のフィルタ機能を有する回路であってもよく、例えば、ハイパスフィルタ機能とローパスフィルタ機能とが組み合わされたバンドパスフィルタ機能を有する回路であってもかまわない。
　また、ハイパスフィルタ回路は、インダクタ及びコンデンサで構成されたＬＣフィルタに限らず、誘電体フィルタあるいは弾性波フィルタであってもかまわない。
　また、ハイパスフィルタ回路及び整合回路３０（インピーダンス整合回路）は、半導体プロセスによって作製されたＩＰＤ（Integrated　Passive　Device）によって構成されていてもかまわない。
　また、例えば、高周波モジュールまたは通信装置において、特に言及していない限り、各構成要素の間にインダクタやキャパシタが接続されていてもかまわない。また、インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれていてもかまわない。
　本発明は、増幅素子及び能動回路を備える小型の高周波モジュール及び通信装置として、携帯電話等の通信機器に広く利用できる。
　　１、１Ａ　高周波モジュール
　　２　アンテナ素子
　　３　ＲＦＩＣ（ＲＦ信号処理回路）
　　４　通信装置
　　１０　ＨＰＦ回路（ハイパスフィルタ回路）
　　２０　スイッチＩＣ（能動回路）
　　２１　スイッチ回路
　　２２　バイアス生成回路
　　３０　整合回路（インピーダンス整合回路）
　　４０　ＬＮＡ（増幅素子）
　　１００、１２０　スイッチ群
　　１１０　フィルタ群
　　１２１　積層素体
　　１２１ａ　基材層（第１絶縁体層）
　　１２１ｂ　基材層（第２絶縁体層）
　　１２２ａ、１２２ｂ　パターン導体
　　１２３　ビア導体
　　１２４　内層グランド電極
　　１２６　表面電極
　　１３０　インピーダンス整合回路群
　　１４０　受信増幅回路群
　　１５０　ＬＮＡ／スイッチＩＣ（能動回路）
　　Ｃ１１～Ｃ１３、Ｃ３１、Ｃ４１　　キャパシタ
　　Ｌ１３、Ｌ３１　インダクタ
　　ＭＬＢ　多層基板
　　Ｑ　バイポーラトランジスタ
　　ｒｅｓ１　ＬＣ直列共振回路（第２ＬＣ直列共振回路）
　　ｒｅｓ３　ＬＣ直列共振回路（第１ＬＣ直列共振回路）

Claims (10)

  1. 　増幅素子を備える高周波モジュールであって、
    　入力された高周波信号をフィルタリングするハイパスフィルタ回路と、
    　所定の動作をする能動回路であって、前記ハイパスフィルタ回路でフィルタリングされた高周波信号と直流バイアスとが重畳された信号を出力する能動回路と、
    　前記能動回路と前記増幅素子との間に配置されたインピーダンス整合回路と、を備え、
    　前記増幅素子は、キャパシタを介することなく前記能動回路と接続され、当該能動回路から前記インピーダンス整合回路を介して入力された信号を、当該信号に重畳されている前記直流バイアスによって定まる動作点で増幅する、
    　高周波モジュール。
  2. 　前記インピーダンス整合回路は、前記能動回路から前記増幅素子への信号経路とグランドとを結ぶ経路上で直列接続された第１インダクタ及び第１キャパシタからなる第１ＬＣ直列共振回路を有する、
    　請求項１に記載の高周波モジュール。
  3. 　前記第１ＬＣ直列共振回路は、前記ハイパスフィルタ回路の通過帯域外に共振周波数を有する、
    　請求項２に記載の高周波モジュール。
  4. 　複数の絶縁体層が積層されることで構成された多層基板を備え、
    　前記第１キャパシタは、前記多層基板の主面と略平行に配置され、かつ、互いに対向する１対以上のパターン導体により構成されている、
    　請求項２または３に記載の高周波モジュール。
  5. 　前記複数の絶縁体層は、１以上の第１絶縁体層が形成された第１領域、及び、当該第１絶縁体層より膜厚が厚い１以上の第２絶縁体層が形成された第２領域を含み、
    　前記第１キャパシタは、前記第１絶縁体層及び前記第２絶縁体層のうち前記第１絶縁体層のみを介して対向して配置された１対のパターン導体により構成されている、
    　請求項４に記載の高周波モジュール。
  6. 　前記第１キャパシタは、グランドに直接接続され、
    　前記多層基板は、さらに、前記第１領域と前記第２領域とを仕切るように配置されたパターン導体である内層グランド電極を有し、
    　前記第１キャパシタを構成する１対のパターン導体の一方は、前記内層グランド電極である、
    　請求項５に記載の高周波モジュール。
  7. 　前記第１キャパシタは、表面実装部品である、
    　請求項２～６のいずれか１項に記載の高周波モジュール。
  8. 　前記ハイパスフィルタ回路は、高周波信号の伝達経路とグランドとを結ぶ経路上で直列接続された第２インダクタ及び第２キャパシタからなる第２ＬＣ直列共振回路を有する、
    　請求項１～７のいずれか１項に記載の高周波モジュール。
  9. 　前記能動回路は、
    　前記ハイパスフィルタ回路と前記インピーダンス整合回路との導通及び非導通を切り替えるスイッチ回路を有し、
    　前記ハイパスフィルタ回路と前記インピーダンス整合回路とが導通の場合、前記ハイパスフィルタ回路でフィルタリングされた高周波信号と前記直流バイアスとが重畳された信号を出力する、
    　請求項１～８のいずれか１項に記載の高周波モジュール。
  10. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で当該高周波信号を伝達する請求項１～９のいずれか１項に記載の高周波モジュールと、を備える、
    　通信装置。
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