WO2018092855A1 - 駆動回路およびインピーダンス整合装置 - Google Patents

駆動回路およびインピーダンス整合装置 Download PDF

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WO2018092855A1
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limiting resistor
current limiting
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龍哉 森井
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    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • H05H1/00—Generating plasma; Handling plasma
    • H05H1/24—Generating plasma
    • H05H1/46—Generating plasma using applied electromagnetic fields, e.g. high frequency or microwave energy

Definitions

  • the present invention relates to a drive circuit that switches an on state and an off state of a PIN diode, and an impedance matching device using the drive circuit.
  • the diode has a characteristic of being in a conductive state (ON state) when a forward voltage is applied and being in an open state (OFF state) when a reverse voltage is applied.
  • a diode may be used as a switch using this characteristic.
  • a diode for example, a PIN diode is used.
  • Patent Document 1 discloses an example of a drive circuit that switches between an on state and an off state of a conventional PIN diode.
  • the drive circuit disclosed in this document includes two switching elements.
  • the bias power supply + VD is supplied to the output terminal of the drive circuit, and the power supply
  • the bias power supply -VS is supplied to the output terminal of the drive circuit.
  • the output terminal is connected to an input terminal of a PIN diode.
  • a bias power supply + VD is supplied to the input terminal, a forward voltage is applied to the PIN diode, and the PIN diode is turned on.
  • the bias power source -VS is supplied to the input terminal, a reverse voltage is applied to the PIN diode, and the PIN diode is turned off.
  • the PIN diode is connected to a power supply line that connects the high-frequency input unit and the high-frequency output unit, and the switching between the ON state and the OFF state of the PIN diode is performed while a high-frequency current is flowing. Has been done. Switching in such an energized state is called “hot switching”.
  • hot switching in hot switching in a state where a high-frequency current is flowing, the switching time from the ON state to the OFF state of the PIN diode is long (switching speed is slow), that is, the PIN diode carrier. If the transition time is long, the power loss increases.
  • the drive circuit disclosed in Patent Document 2 includes a bootstrap circuit, a clamp network, and the like, and adjusts the switching speed.
  • the bootstrap circuit and the clamp network are used, the circuit configuration and control are complicated.
  • an object of the present invention is to provide a drive circuit capable of suppressing a decrease in reliability of a PIN diode due to hot switching with a simple circuit configuration, and an object of the present invention is to provide an impedance matching device using a drive circuit.
  • the drive circuit provided by the first aspect of the present invention is a drive circuit that switches between an on state and an off state of a PIN diode, and when one is on, the other is off.
  • a forward voltage is applied to the PIN diode from the drive power supply via the current limiting resistor, thereby turning on the PIN diode, and the first switching element.
  • the current limiting resistor is supplied from the drive power supply. Not through, by applying a reverse voltage to the PIN diode, characterized in that the PIN diode in the OFF state.
  • a reverse voltage is applied to the PIN diode without passing through the current limiting resistor, so that the PIN diode is turned off in a short transition time. Can be switched.
  • the calorific value of the PIN diode can be suppressed. Therefore, it is possible to suppress a decrease in reliability of the PIN diode due to hot switching.
  • the on-resistance of the second switching element is 0.1 ⁇ or less. According to this configuration, since the resistance value in the current path when the PIN diode is changed from the on state to the off state is reduced, the transition time from the on state to the off state of the PIN diode can be further shortened.
  • a forward current of the PIN diode generated by the forward voltage is determined by an on-resistance of the first switching element and the current limiting resistor, and a resistance of the current limiting resistor. The value is determined based on the on-resistance of the first switching element so that the forward current of the PIN diode becomes a predetermined current value.
  • a predetermined current value for example, 1 A or more
  • the PIN diode is switched from the off state to the on state with a transition time sufficiently shorter than the carrier life of the PIN diode. be able to.
  • the first switching element, the current limiting resistor, and the second switching element are:
  • the PIN diodes are connected in series, and the anode terminal of the PIN diode is connected to a connection point between the current limiting resistor and the second switching element, and the cathode terminal is grounded.
  • the forward voltage is applied to the PIN diode through the current limiting resistor
  • a reverse voltage can be applied to the PIN diode without going through the current limiting resistor. Therefore, the current limiting resistor can be prevented from passing through the current path when the PIN diode is turned from the on state to the off state.
  • the current limiting resistor, the first switching element, and the second switching element are sequentially arranged from a positive output terminal to a negative output terminal of the drive power supply.
  • the PIN diode has an anode terminal connected to a connection point between the first switching element and the second switching element, and a cathode terminal grounded.
  • the second switching element, the current limiting resistor, and the first switching element in order from the positive output terminal to the negative output terminal of the drive power supply. are connected in series, and the PIN diode has an anode terminal grounded and a cathode terminal connected to a connection point between the current limiting resistor and the second switching element. Even with this configuration, it is possible to prevent the current limiting resistor from being interposed in the current path when the PIN diode is switched from the on state to the off state.
  • the second switching element, the first switching element, and the current limiting resistor are sequentially arranged from the positive output terminal to the negative output terminal of the drive power supply.
  • the PIN diode has an anode terminal grounded and a cathode terminal connected to a connection point between the first switching element and the second switching element.
  • a filter circuit is further provided between the connection point and the PIN diode. According to this configuration, since the high-frequency power is suppressed from being input to the first switching element and the second switching element by the filter circuit, these damages can be suppressed.
  • the driving circuit further includes a speed-up capacitor connected in parallel to the current limiting resistor.
  • the impedance matching device provided by the second aspect of the present invention is an impedance matching device arranged between a high-frequency power source and a load connected by a power supply line and for matching impedances, and connected in parallel to each other.
  • a plurality of impedance adjustment capacitors each having one end connected to the power supply line, a plurality of PIN diodes connected in series one by one for each of the plurality of impedance adjustment capacitors,
  • It includes a control circuit for inputting a driving signal for instructing the switching between the on and off states of the grayed element and the second switching element.
  • the PIN diode when the PIN diode is switched from the on state to the off state, a reverse voltage is applied to the PIN diode without passing through the current limiting resistor.
  • the PIN diode can be switched from the on state to the off state in a short transition time. Therefore, it is possible to suppress a decrease in reliability of the PIN diode due to hot switching.
  • FIG. 1 shows a circuit configuration of a drive circuit A1 for the PIN diode D according to the first embodiment.
  • the drive circuit A1 inputs a drive power supply (not shown) and applies a forward bias or a reverse bias to the PIN diode D via the output terminal OUT.
  • the anode terminal of the PIN diode D is connected to the output terminal OUT of the drive circuit A1, and is connected to a power supply line L through which a high-frequency current flows.
  • the cathode terminal of the PIN diode D is grounded.
  • the drive power source is a DC voltage source, and has a positive output terminal V + and a negative output terminal V ⁇ .
  • the positive output terminal V + causes a forward voltage drop (forward current to flow to the anode terminal of the PIN diode D when a switching element SH described later is turned on and a switching element SL described later is turned off.
  • the voltage necessary for the switching is applied to turn on the PIN diode D.
  • the negative output terminal V ⁇ has a negative voltage (a voltage within a range not reaching the breakdown voltage) at the anode terminal of the PIN diode D when the switching element SL is turned on and the switching element SH is turned off. ) Is applied to turn off the PIN diode D.
  • the drive circuit A1 applies a forward voltage to the PIN diode D via the output terminal OUT, thereby turning the PIN diode D into a conductive state (ON state) and applying a reverse voltage to the PIN diode D.
  • the PIN diode D is opened (off state).
  • the drive circuit A1 includes two switching elements SH and SL, a current limiting resistor R, a speed-up capacitor SC, and a filter circuit F.
  • the switching elements SH and SL are circuit elements made of a semiconductor material, and are, for example, MOSFETs (Metal / Oxide / Semiconductor / Field / Effect / Transistors), bipolar transistors, IGBTs (Insulated / Gate / Bipolar / Transistors): optocouplers, and the like. .
  • MOSFETs Metal / Oxide / Semiconductor / Field / Effect / Transistors
  • IGBTs Insulated / Gate / Bipolar / Transistors
  • Switching elements SH and SL receive a drive signal from a control circuit (not shown) at their gate terminals, and switch between an on state and an off state according to the drive signal.
  • the switching elements SH and SL are controlled by the drive signal so that when one is on, the other is off.
  • the control circuit generates two voltage signals in which the high level and the low level are inverted from each other, inputs one voltage signal to the switching element SH as the drive signal S1, and sets the other voltage signal as the drive signal / S1. Input to the switching element SL.
  • the switching element SH (SL) When the drive signal S1 (/ S1) is a high level voltage signal, the switching element SH (SL) is turned on, and when the drive signal S1 (/ S1) is a low level voltage signal, the switching element SH (SL ) Is turned off. As a result, the switching element SH and the switching element SL are opposite to each other in the on state and the off state.
  • the switching element SH corresponds to a “first switching element” recited in the claims
  • the switching element SL corresponds to a “second switching element” recited in the claims.
  • the switching elements SH and SL are connected in series via the current limiting resistor R.
  • the switching element SH is connected to the positive side of the drive power supply, and the switching element SL is connected to the negative side of the drive power supply. Therefore, in the drive circuit A1, the switching element SH (first switching element), the current limiting resistor R, and the switching element SL (the first switching element SL) are moved from the positive output terminal V + to the negative output terminal V ⁇ of the drive power supply. These are connected in series in the order of 2 switching elements).
  • the drain terminal of the switching element SH is connected to the output terminal V + on the positive side of the drive power supply, and the source terminal of the switching element SH is connected to one end of the current limiting resistor R.
  • the drain terminal of the switching element SL is connected to the other end of the current limiting resistor R, and the source terminal of the switching element SL is connected to the output terminal V ⁇ on the negative side of the drive power supply.
  • the gate terminals of the switching elements SH and SL are connected to the control circuit.
  • a speed-up capacitor SC is connected to the current limiting resistor R in parallel.
  • a connection point a between the current limiting resistor R and the switching element SL is connected to the output terminal OUT through the filter circuit F.
  • the filter circuit F includes, for example, a capacitor Fc and an inductor Fl connected in an L shape. Specifically, one end of the inductor Fl and one end of the capacitor Fc are connected to the connection point a. The other end of the inductor Fl is connected to the output terminal OUT, and the other end of the capacitor Fc is grounded.
  • the configuration of the filter circuit F is not limited to this. Although the filter circuit F may not be provided, when the filter circuit F is provided, the high frequency power flowing through the RF input terminal and the RF output terminal is suppressed from being input to the drive circuit A1, and the switching elements SH, SL damage can be suppressed.
  • the switching element SH When the PIN diode D is in an off state, that is, when the switching element SH is in an off state and the switching element SL is in an on state, the switching element SH is turned on and the switching element SL is turned off.
  • the current path from the output terminal V + on the positive side of the drive power supply to the anode terminal of the PIN diode D is conducted through the switching element SH, the current limiting resistor R or the speed-up capacitor SC, and the filter circuit F. As a result, a forward voltage is applied to the PIN diode D, and the PIN diode D is turned on.
  • the transition time when the PIN diode D switches from the on state to the off state is determined by the on resistance of the switching element SL, it can be made shorter than when the current limiting resistor R is present.
  • the switching element SL having a small on-resistance for example, 0.1 ⁇ or less
  • the transition time can be shortened.
  • the PIN diode D can be switched from the on state to the off state in a short transition time with a simple circuit configuration. Therefore, loss such as heat generation of the PIN diode D can be suppressed, and a decrease in reliability of the PIN diode D due to hot switching can be suppressed.
  • FIG. 2 shows a drive circuit A2 for the PIN diode D according to the second embodiment. Note that the same or similar components as those of the drive circuit A1 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. As shown in the figure, the drive circuit A2 of the second embodiment differs from the drive circuit A1 of the first embodiment in the connection position of the current limiting resistor R.
  • the current limiting resistor R is connected between the switching element SH and the output terminal V + on the positive side of the drive power supply, and the switching element SH and the switching element SL are directly connected. Therefore, in the drive circuit A2, the current limiting resistor R, the switching element SH, and the switching element SL are connected in series in this order from the positive output terminal V + to the negative output terminal V ⁇ of the drive power supply. ing. Specifically, the output terminal V + on the positive electrode side of the drive power supply is connected to one end of the current limiting resistor R, and the other end of the current limiting resistor R is connected to the drain terminal of the switching element SH.
  • the source terminal of the switching element SH and the drain terminal of the switching element SL are connected, and the source terminal of the switching element SL and the output terminal V ⁇ on the negative side of the drive power supply are connected.
  • a connection point b between the switching element SH and the switching element SL is connected to the output terminal OUT via the filter circuit F.
  • the switching element SH corresponds to the “first switching element” recited in the claims
  • the switching element SL corresponds to the “second switching element” recited in the claims.
  • the operation is the same as that of the drive circuit A1 according to the first embodiment, so that the same effect can be obtained.
  • FIG. 3 shows a drive circuit A3 for the PIN diode D according to the third embodiment.
  • the third embodiment differs from the first embodiment and the second embodiment in that the connection direction of the anode terminal and the cathode terminal of the PIN diode D is opposite. Specifically, the anode terminal of the PIN diode D is grounded, and the cathode terminal of the PIN diode D is connected to the power supply line L that connects the RF input terminal and the RF output terminal.
  • the output terminal OUT of the drive circuit A3 is connected to the cathode terminal of the PIN diode D.
  • the drive circuit A3 is different in circuit configuration from the drive circuit A1. Specifically, in the drive circuit A1, the connection point a between the switching element SL and the current limiting resistor R is connected to the output terminal OUT via the filter circuit F. A connection point c between the element SH and the current limiting resistor R is connected to the output terminal OUT via the filter circuit F.
  • the switching element SH corresponds to a “second switching element” recited in the claims
  • the switching element SL corresponds to a “first switching element” recited in the claims.
  • the switching element SH (second switching element), the current limiting resistor R, and the switching element SL (first output element) from the positive output terminal V + to the negative output terminal V ⁇ of the drive power supply. These are connected in series in the order of 1 switching element).
  • the switching element SH When the PIN diode D is in an off state, that is, when the switching element SH is in an on state and the switching element SL is in an off state, the switching element SH is turned off and the switching element SL is turned on.
  • the current path from the output terminal V ⁇ on the negative side of the drive power supply to the cathode terminal of the PIN diode D is conducted through the switching element SL, the current limiting resistor R or the speed-up capacitor SC, and the filter circuit F. As a result, a forward voltage is applied to the PIN diode D, and the PIN diode D is turned on.
  • the transition time when the PIN diode D switches from the on state to the off state is determined by the on resistance of the switching element SH, it can be made shorter than when the current limiting resistor R is present.
  • the switching element SH having a small on-resistance for example, 0.1 ⁇ or less
  • the transition time can be shortened.
  • the PIN diode D can be switched from the on state to the off state in a short transition time with a simple circuit configuration. Therefore, loss such as heat generation of the PIN diode D can be suppressed, and a decrease in reliability of the PIN diode D due to hot switching can be suppressed.
  • FIG. 4 shows a drive circuit A4 for the PIN diode D according to the fourth embodiment. Note that the same or similar components as those of the drive circuits A1 to A3 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. As shown in the figure, the drive circuit A4 of the fourth embodiment differs from the drive circuit A3 of the third embodiment in the connection position of the current limiting resistor R.
  • the current limiting resistor R is connected between the switching element SL and the output terminal V ⁇ on the negative side of the drive power supply, and the switching element SH and the switching element SL are directly connected. Accordingly, in the drive circuit A4, the switching element SH (second switching element) and the switching element SL (first switching element) are moved from the positive output terminal V + to the negative output terminal V ⁇ of the drive power supply. These are connected in series in the order of the current limiting resistor R. Specifically, the output terminal V + on the positive electrode side of the drive power supply and the drain terminal of the switching element SH are connected, and the source terminal of the switching element SH and the drain terminal of the switching element SL are connected.
  • the source terminal of the switching element SL and one end of the current limiting resistor R are connected, and the other end of the current limiting resistor R and the output terminal V ⁇ on the negative side of the drive power supply are connected.
  • a connection point d between the source terminal of the switching element SH and the drain terminal of the switching element SL is connected to the output terminal OUT via the filter circuit F.
  • the switching element SH corresponds to a “second switching element” recited in the claims
  • the switching element SL corresponds to a “first switching element” recited in the claims.
  • the operation is the same as that of the drive circuit A3 according to the third embodiment, so that the same effect can be obtained.
  • the PIN diode D drive circuits A1 to A4 described above are used in, for example, an impedance matching device in a high-frequency power supply system.
  • the high-frequency power supply system will be described below as a fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 shows an example of the overall configuration of the high-frequency power supply system according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the high-frequency power supply system includes a high-frequency power source 1, a load 2, and an impedance matching device 3.
  • the high frequency power supply 1 and the load 2 are connected by a power supply line 4, and an impedance matching device 3 is disposed between them.
  • the high-frequency power supply system is a system that supplies high-frequency power generated by a high-frequency power source 1 to a load 2 via a power line 4.
  • the power supply line 4 corresponds to the power supply line L in FIGS.
  • the high frequency power source 1 outputs high frequency power.
  • the high frequency power source 1 converts AC power from the power system into DC power using a rectifier circuit, converts DC power into high frequency power using an inverter circuit, and outputs the DC power.
  • the high frequency power supply 1 includes a power supply control circuit (not shown) and controls output power and output current.
  • the high frequency power source 1 outputs high frequency power of 13.56 MHz, for example.
  • the configuration and frequency of the high frequency power supply 1 are not limited.
  • the load 2 performs various processes using high-frequency power input from the high-frequency power source 1.
  • An example of such a load 2 is a plasma processing apparatus, a plasma generation apparatus, a non-contact power transmission apparatus, or the like.
  • a plasma processing apparatus is an apparatus that includes a workpiece processing unit and processes (for example, etching, CVD, etc.) a workpiece such as a semiconductor wafer or a liquid crystal substrate carried into the workpiece processing unit.
  • the plasma processing apparatus introduces a plasma discharge gas into the workpiece processing portion, and applies high-frequency power (voltage) supplied from the high-frequency power source 1 to the plasma discharge gas.
  • the gas is ionized to change from the non-plasma state to the plasma state.
  • the plasma processing apparatus processes a workpiece using a gas in a plasma state.
  • a plasma generator is an apparatus that ionizes a plasma discharge gas to change from a non-plasma state to a plasma state, and supplies the plasma state gas to a plasma chamber or the like.
  • the plasma state changes from moment to moment as the manufacturing process such as plasma etching and plasma CVD progresses.
  • the impedance of the load 2 varies. Therefore, in order to efficiently supply power from the high frequency power source 1 to the load 2, the high frequency power supply system has an impedance (hereinafter, referred to as the load 2) viewed from the output end of the high frequency power source 1 as the impedance of the load 2 varies.
  • Impedance matching device 3 for adjusting “load side impedance”) is provided.
  • the impedance matching device 3 performs impedance matching by adjusting the load side impedance.
  • the impedance matching device 3 includes a drive circuit A1 and a PIN diode D according to the first embodiment.
  • FIG. 6 shows an example of a detailed circuit configuration of the impedance matching device 3.
  • the impedance matching device 3 includes an impedance detection unit 31, a control circuit 32, and an impedance adjustment circuit 33.
  • the impedance detector 31 is arranged at the input end of the impedance matching device 3 and detects the load side impedance.
  • the impedance detection unit 31 outputs the detected load side impedance to the control circuit 32. Specifically, the impedance detection unit 31 detects a current corresponding to the high-frequency current flowing in the power supply line 4 and a voltage corresponding to the high-frequency voltage generated in the power supply line 4, and the current effective value is detected from the detected current signal and voltage signal. The effective voltage value and the phase difference between the current signal and the voltage signal are obtained. Then, the load side impedance is calculated using these parameters, and this is output to the control circuit 32.
  • the configuration of the impedance detection unit 31 and the load side impedance detection method are not limited to this.
  • the control circuit 32 controls the impedance adjustment circuit 33 so that the load-side impedance input from the impedance detection unit 31 becomes a predetermined impedance value (for example, impedance viewed from the output terminal of the high-frequency power source 1 when viewed from the high-frequency power source 1). It is something to control.
  • a predetermined impedance value for example, impedance viewed from the output terminal of the high-frequency power source 1 when viewed from the high-frequency power source 1). It is something to control.
  • the impedance adjustment circuit 33 includes a capacitance variable circuit 331, a fixed capacitor 332, and an inductor 333. Note that the fixed capacitor 332 may not be provided.
  • the impedance adjustment circuit 33 adjusts the load side impedance by changing the capacitance of the capacitance variable circuit 331.
  • the capacitance variable circuit 331 includes a plurality of adjustment capacitors (impedance adjustment capacitors) Cd, a plurality of PIN diodes D, and a plurality of drive circuits A1, and can change the capacitance.
  • one PIN diode D is connected in series to each adjustment capacitor Cd, and a series body of the adjustment capacitor Cd and the PIN diode D is connected in parallel to each other.
  • One end of each adjustment capacitor Cd is connected to the power supply line 4, and the other end is connected to the anode terminal of each PIN diode D.
  • the cathode terminal of each PIN diode D is grounded.
  • the capacitances of the adjustment capacitors Cd are different from each other, and are set to increase in binary steps such as 1 pF, 2 pF, 4 pF,. In addition, you may make it use the thing of the same capacitance. Further, the capacitance of each adjustment capacitor Cd is not limited to a configuration in which all the capacitances are different from each other or all the capacitances are the same. For example, a plurality of adjustment capacitors Cd whose capacitance increases in binary steps, such as 1 pF, 2 pF, 4 pF,. May be combined. Further, it does not mean that a predetermined capacitance is realized with one capacitor.
  • a capacitance of 10 pF may be connected in parallel, or a capacitance of 20 pF may be connected in series.
  • the capacitance variable circuit 331 may include a capacitor that does not change capacitance, one end of which is connected to the power supply line 4 and the other end is grounded.
  • a drive circuit A1 is connected to each PIN diode D.
  • the fixed capacitor 332 and the inductor 333 are connected in series to the power supply line 4, and the capacitance variable circuit 331 is upstream of the power supply line 4 from these. Is arranged.
  • the connection position between the fixed capacitor 332 and the inductor 333 is not limited to the above.
  • the variable capacitance circuit 331, the fixed capacitor 332, and the inductor 333 may be connected to an L type, a ⁇ type, a T type, or the like.
  • the load side impedance detected by the impedance detection unit 31 is output to the control circuit 32.
  • the control circuit 32 generates the drive signals S1 and / S1 to be input to each drive circuit A1 so that the input load side impedance becomes a predetermined impedance.
  • the generated drive signals S1, / S1 are respectively input to the switching elements SH, SL of each drive circuit A1.
  • the ON state and the OFF state of the PIN diode D to which the drive circuit A1 is connected are switched by the operation shown in the first embodiment.
  • the impedance matching device 3 adjusts the capacitance of the capacitance variable circuit 331 by controlling the on state and the off state of each PIN diode D to adjust the load side impedance.
  • the ON state and the OFF state of the PIN diode D are switched by the drive circuit A1.
  • a decrease in the reliability of the PIN diode D due to hot switching can be suppressed, so that the switching of the PIN diode D between the on state and the off state can be performed appropriately. Therefore, impedance matching by the impedance matching device 3 can be performed appropriately.
  • the impedance matching device 3 can adjust the load side impedance at high speed. Therefore, in the high frequency power supply system, high frequency power can be efficiently supplied from the high frequency power source 1 to the load 2.
  • the impedance matching device 3 detects the load side impedance by the impedance detection unit 31, and the control circuit 32 controls the impedance adjustment circuit 33 based on the load side impedance.
  • the control circuit 32 controls the impedance adjustment circuit 33 so that the reflected wave power becomes low. You may make it do.
  • the case where the impedance matching device 3 includes the drive circuit A1 according to the first embodiment has been described as an example.
  • the drive circuits A2 to A4 according to the fourth embodiment may be provided. Further, it may be a combination of drive circuits A1 to A4.
  • the PIN diode driving circuit and the impedance matching device using the driving circuit according to the present invention are not limited to the above-described embodiments.
  • the specific configuration of each part of the drive circuit and the impedance matching device of the present invention can be varied in design in various ways.
  • A1, A2, A3, A4 Drive circuit D Diode SH, SL Switching element R Current limiting resistor SC Speed-up capacitor F Filter circuit Fc Capacitor Fl Inductor 1 High frequency power supply 2 Load 3 Impedance matching device 31 Impedance detection unit 32 Control circuit 33 Impedance adjustment Circuit 331 Capacitance variable circuit Cd Adjustment capacitor 332 Fixed capacitor 333 Inductor

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Abstract

ＰＩＮダイオード（Ｄ）のオン状態とオフ状態とを切り替える駆動回路（Ａ１）であって、スイッチング素子（ＳＨ）およびスイッチング素子（ＳＬ）と、駆動電源と、ＰＩＮダイオード（Ｄ）の順方向電流を調整する電流制限抵抗（Ｒ）とを備えている。そして、スイッチング素子（ＳＨ）がオン状態であり、かつ、スイッチング素子（ＳＬ）がオフ状態のとき、前記駆動電源から、電流制限抵抗（Ｒ）を介して、ＰＩＮダイオード（Ｄ）に順方向電圧を印加することで、ＰＩＮダイオード（Ｄ）をオン状態にし、スイッチング素子（ＳＨ）がオフ状態であり、かつ、スイッチング素子（ＳＬ）がオン状態のとき、前記駆動電源から、電流制限抵抗（Ｒ）を介さず、ＰＩＮダイオード（Ｄ）に逆方向電圧を印加することで、ＰＩＮダイオード（Ｄ）をオフ状態にする。

Description

駆動回路およびインピーダンス整合装置
　本発明は、ＰＩＮダイオードのオン状態とオフ状態とを切り替える駆動回路、および、当該駆動回路を用いたインピーダンス整合装置に関する。
　ダイオードは、順方向電圧を印加すると導通状態（オン状態）になり、逆方向電圧を印加すると開放状態（オフ状態）になる特性を有している。この特性を用いて、ダイオードをスイッチとして利用されることがある。このようなダイオードとしては、例えば、ＰＩＮダイオードが用いられる。特許文献１は、従来のＰＩＮダイオードのオン状態とオフ状態とを切り替える駆動回路の一例を開示している。同文献に開示された駆動回路は、２つのスイッチング素子を備えており、電源の正極側に配置されたスイッチング素子がオン状態のとき、駆動回路の出力端にバイアス電源＋ＶＤを供給し、電源の負極側に配置されたスイッチング素子がオン状態のとき、駆動回路の出力端にバイアス電源－ＶＳを供給する。前記出力端は、ＰＩＮダイオードの入力端に接続されており、前記入力端にバイアス電源＋ＶＤが供給されると、ＰＩＮダイオードに順方向電圧が印加され、ＰＩＮダイオードがオン状態となる。一方、前記入力端にバイアス電源－ＶＳが供給されると、ＰＩＮダイオードに逆方向電圧が印加され、ＰＩＮダイオードがオフ状態となる。
特開２００３－１１０４０７号公報 特許第５０５００６２号公報
　上記特許文献１において、ＰＩＮダイオードは、高周波入力部と高周波出力部とを繋ぐ電源ライン上に接続されており、ＰＩＮダイオードのオン状態とオフ状態との切り替えは、高周波電流が流れている状態で行われている。このような通電状態でのスイッチングは「ホットスイッチング」と呼ばれている。特に、上記特許文献１のように、高周波電流が流れている状態でのホットスイッチングにおいて、ＰＩＮダイオードのオン状態からオフ状態への切り替え時間が長い（スイッチングスピードが遅い）、すなわち、ＰＩＮダイオードのキャリアの遷移時間が長いと、電力損失が大きくなる。この電力損失により、例えば、ＰＩＮダイオードの発熱量が大きくなり、ＰＩＮダイオードの信頼性が低下するという問題があった。そのため、ＰＩＮダイオードをオン状態からオフ状態に切り替える時には、より短い遷移時間で行う必要があった。
　このような問題を解決するために、特許文献２に開示された駆動回路は、ブートストラップ回路やクランプネットワークなどを備え、スイッチングスピードを調整している。しかし、ブートストラップ回路やクランプネットワークなどを用いているため、回路構成や制御が複雑になってしまっていた。
　そこで、本発明は、上記課題に鑑みて創作されたものであり、その目的は、簡易な回路構成により、ホットスイッチングによるＰＩＮダイオードの信頼性の低下を抑制することができる駆動回路、および、当該駆動回路を用いたインピーダンス整合装置を提供することにある。
　本発明の第１の側面によって提供される駆動回路は、ＰＩＮダイオードのオン状態とオフ状態とを切り替える駆動回路であって、一方がオン状態のときに他方がオフ状態となる、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、直流電圧を発生させる駆動電源と、前記ＰＩＮダイオードの順方向電流を調整する電流制限抵抗と、を備え、前記第１のスイッチング素子がオン状態であり、かつ、前記第２のスイッチング素子がオフ状態のとき、前記駆動電源から、前記電流制限抵抗を介して、前記ＰＩＮダイオードに順方向電圧を印加することで、前記ＰＩＮダイオードをオン状態にし、前記第１のスイッチング素子がオフ状態であり、かつ、前記第２のスイッチング素子がオン状態のとき、前記駆動電源から、前記電流制限抵抗を介さず、前記ＰＩＮダイオードに逆方向電圧を印加することで、前記ＰＩＮダイオードをオフ状態にすることを特徴とする。この構成によれば、ＰＩＮダイオードをオン状態からオフ状態に切り替えるときに、前記電流制限抵抗を介さず、前記ＰＩＮダイオードに逆方向電圧が印加されるため、短い遷移時間でＰＩＮダイオードをオフ状態に切り替えることができる。これにより、ＰＩＮダイオードの発熱量を抑制できる。したがって、ホットスイッチングによるＰＩＮダイオードの信頼性の低下を抑制することができる。
　前記駆動回路の好ましい実施の形態において、前記第２のスイッチング素子のオン抵抗は、０．１Ω以下である。この構成によれば、ＰＩＮダイオードをオン状態からオフ状態にしたときの電流経路における抵抗値が低くなるため、ＰＩＮダイオードのオン状態からオフ状態への遷移時間をより短くすることができる。
　前記駆動回路の好ましい実施の形態において、前記順方向電圧によって生じる、前記ＰＩＮダイオードの順方向電流は、前記第１のスイッチング素子のオン抵抗と前記電流制限抵抗によって決定され、前記電流制限抵抗の抵抗値は、前記ＰＩＮダイオードの順方向電流が所定の電流値となるように、前記第１のスイッチング素子のオン抵抗に基づき、決定されている。この構成によれば、順方向電流が所定の電流値（例えば、１Ａ以上）になるようにすることで、ＰＩＮダイオードのキャリア寿命より十分短い遷移時間で、ＰＩＮダイオードをオフ状態からオン状態へ切り替えることができる。
　前記駆動回路の好ましい実施の形態において、前記駆動電源の正極側の出力端子から負極側の出力端子に向かって順に、前記第１のスイッチング素子、前記電流制限抵抗、前記第２のスイッチング素子が、直列に接続されており、前記ＰＩＮダイオードは、アノード端子が前記電流制限抵抗と前記第２のスイッチング素子との接続点に接続され、カソード端子が接地されている。この構成によれば、第１のスイッチング素子がオン状態であり、かつ、第２のスイッチング素子がオフ状態のときに、電流制限抵抗を介して、ＰＩＮダイオードに順方向電圧を印加し、一方、第１のスイッチング素子がオフ状態であり、かつ、第２のスイッチング素子がオン状態のときに、電流制限抵抗を介さずに、ＰＩＮダイオードに逆方向電圧を印加することができる。したがって、ＰＩＮダイオードをオン状態からオフ状態にしたときの電流経路において、電流制限抵抗を介さないようにすることができる。
　前記駆動回路の好ましい他の実施の形態において、前記駆動電源の正極側の出力端子から負極側の出力端子に向かって順に、前記電流制限抵抗、前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子が、直列に接続されており、前記ＰＩＮダイオードは、アノード端子が前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点に接続され、カソード端子が接地されている。この構成によっても、ＰＩＮダイオードをオン状態からオフ状態にしたときの電流経路において、電流制限抵抗を介さないようにすることができる。
　前記駆動回路の好ましい他の実施の形態において、前記駆動電源の正極側の出力端子から負極側の出力端子に向かって順に、前記第２のスイッチング素子、前記電流制限抵抗、前記第１のスイッチング素子が、直列に接続されており、前記ＰＩＮダイオードは、アノード端子が接地され、カソード端子が前記電流制限抵抗と前記第２のスイッチング素子との接続点に接続されている。この構成によっても、ＰＩＮダイオードをオン状態からオフ状態にしたときの電流経路において、電流制限抵抗を介さないようにすることができる。
　前記駆動回路の好ましい他の実施の形態において、前記駆動電源の正極側の出力端子から負極側の出力端子に向かって順に、前記第２のスイッチング素子、前記第１のスイッチング素子、前記電流制限抵抗が、直列に接続されており、前記ＰＩＮダイオードは、アノード端子が接地され、カソード端子が前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点に接続されている。この構成によっても、ＰＩＮダイオードをオン状態からオフ状態にしたときの電流経路において、電流制限抵抗を介さないようにすることができる。
　前記駆動回路の好ましい実施の形態において、前記接続点と前記ＰＩＮダイオードとの間にフィルタ回路を、さらに備えている。この構成によれば、フィルタ回路によって、高周波電力が第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子に入力されることが抑制されるので、これらの損壊を抑制することができる。
　前記駆動回路の好ましい実施の形態において、前記電流制限抵抗に対して並列に接続されたスピードアップコンデンサを、さらに備えている。この構成によれば、第１のスイッチング素子をオン状態に第２のスイッチング素子をオフ状態に切り替えたときに、当該スピードアップコンデンサを介する電流経路が導通する。したがって、大電流によりＰＩＮダイオードをオン状態に切り替えることができるため、短い遷移時間でＰＩＮダイオードをオン状態に切り替えることができる。
　本発明の第２の側面によって提供されるインピーダンス整合装置は、電源ラインによって接続された高周波電源と負荷との間に配置され、インピーダンスを整合させるためのインピーダンス整合装置であって、互いに並列に接続され、それぞれ一端が前記電源ラインに接続された、複数のインピーダンス調整用コンデンサと、前記複数のインピーダンス調整用コンデンサ毎に、それぞれ一つずつ直列に接続された、複数のＰＩＮダイオードと、前記複数のＰＩＮダイオード毎に、それぞれ一つずつ接続された、複数の、第１の側面によって提供される駆動回路と、前記高周波電源の出力端から前記負荷側を見た負荷側インピーダンスを検出する検出部と、前記負荷側インピーダンスに基づき、前記複数の駆動回路毎に、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオン状態とオフ状態との切り替えを指示する駆動信号を入力する制御回路と、を備えている。この構成によれば、ＰＩＮダイオードのオン状態とオフ状態の切り替えによって、オン状態であるＰＩＮダイオードに接続されたインピーダンス調整用コンデンサが有効となるため、インピーダンス整合装置のキャパシタンスを変更することが可能となる。これにより、負荷側インピーダンスを調整し、インピーダンス整合を行うことができる。また、ＰＩＮダイオードのオン状態からオフ状態への切り替わりの遷移時間が短いため、インピーダンス整合の速度が向上する。したがって、高周波電源から負荷に効率よく高周波電力を供給することができる。
　本発明によれば、ＰＩＮダイオードをオン状態からオフ状態に切り替えるときに、前記電流制限抵抗を介さず、前記ＰＩＮダイオードに逆方向電圧を印加するようにした。これにより、簡易な構成により、短い遷移時間でＰＩＮダイオードをオン状態からオフ状態に切り替えることができる。したがって、ホットスイッチングによるＰＩＮダイオードの信頼性の低下を抑制することができる。
第１実施形態に係る駆動回路を示す回路構成図である。 第２実施形態に係る駆動回路を示す回路構成図である。 第３実施形態に係る駆動回路を示す回路構成図である。 第４実施形態に係る駆動回路を示す回路構成図である。 第５実施形態に係る高周波電力供給システムの全体構成を示す図である。 第５実施形態に係るインピーダンス整合装置の構成を示す図である。
　本発明の好ましい実施の形態について、図面を参照して、以下に説明する。
　図１は、第１実施形態に係るＰＩＮダイオードＤの駆動回路Ａ１の回路構成を示している。駆動回路Ａ１は、図示しない駆動電源を入力とし、出力端子ＯＵＴを介して、ＰＩＮダイオードＤに順方向バイアスあるいは逆方向バイアスを与える。ＰＩＮダイオードＤのアノード端子は、駆動回路Ａ１の出力端子ＯＵＴに接続され、かつ、高周波電流が流れる電源ラインＬに接続されている。ＰＩＮダイオードＤのカソード端子は、接地されている。また、駆動電源は、直流電圧源であり、正極側の出力端子Ｖ＋と、負極側の出力端子Ｖ－とを有している。正極側の出力端子Ｖ＋は、後述するスイッチング素子ＳＨがオン状態、かつ、後述するスイッチング素子ＳＬがオフ状態になったときに、ＰＩＮダイオードＤのアノード端子に順方向電圧降下（順方向電流を流すために必要な電圧）を印加してＰＩＮダイオードＤをオン状態にするためのものである。また、負極側の出力端子Ｖ－は、スイッチング素子ＳＬがオン状態、かつ、スイッチング素子ＳＨがオフ状態になったときに、ＰＩＮダイオードＤのアノード端子に負電圧（降伏電圧に至らない範囲の電圧）を印加してＰＩＮダイオードＤをオフ状態にするためのものである。
　駆動回路Ａ１は、出力端子ＯＵＴを介して、ＰＩＮダイオードＤに順方向電圧を印加することで、ＰＩＮダイオードＤを導通状態（オン状態）にし、ＰＩＮダイオードＤに逆方向電圧を印加することで、ＰＩＮダイオードＤを開放状態（オフ状態）にする。
　図１に示すように、駆動回路Ａ１は、２つのスイッチング素子ＳＨ，ＳＬ、電流制限抵抗Ｒ、スピードアップコンデンサＳＣ、および、フィルタ回路Ｆを備えている。
　スイッチング素子ＳＨ，ＳＬは、半導体を材料とする回路素子であり、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）、オプトカプラなどである。本実施形態においては、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬとして、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴを用いた場合を例に説明するが、これに限定されない。
　スイッチング素子ＳＨ，ＳＬは、ゲート端子に図示しない制御回路から駆動信号が入力され、当該駆動信号に応じて、オン状態とオフ状態とが切り替わる。スイッチング素子ＳＨ，ＳＬは、当該駆動信号により、一方がオン状態のとき他方がオフ状態となるように制御されている。例えば、制御回路は、互いにハイレベルとローレベルとが反転した２つの電圧信号を生成し、一方の電圧信号を駆動信号Ｓ１としてスイッチング素子ＳＨに入力し、他方の電圧信号を駆動信号／Ｓ１としてスイッチング素子ＳＬに入力する。駆動信号Ｓ１（／Ｓ１）がハイレベルの電圧信号である場合、スイッチング素子ＳＨ（ＳＬ）はオン状態となり、駆動信号Ｓ１（／Ｓ１）がローレベルの電圧信号である場合、スイッチング素子ＳＨ（ＳＬ）はオフ状態となる。これにより、スイッチング素子ＳＨとスイッチング素子ＳＬとは、互いにオン状態とオフ状態とが逆になる。なお、本実施形態においては、スイッチング素子ＳＨが請求の範囲に記載の「第１のスイッチング素子」に相当し、スイッチング素子ＳＬが請求の範囲に記載の「第２のスイッチング素子」に相当する。
　駆動回路Ａ１において、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬは、電流制限抵抗Ｒを介して、直列に接続されている。スイッチング素子ＳＨは駆動電源の正極側に接続され、スイッチング素子ＳＬは駆動電源の負極側に接続されている。したがって、駆動回路Ａ１においては、駆動電源の正極側の出力端子Ｖ＋から負極側の出力端子Ｖ－に向かって、スイッチング素子ＳＨ（第１のスイッチング素子）、電流制限抵抗Ｒ、スイッチング素子ＳＬ（第２のスイッチング素子）の順に、これらが直列に接続されている。具体的には、スイッチング素子ＳＨのドレイン端子は駆動電源の正極側の出力端子Ｖ＋に接続され、スイッチング素子ＳＨのソース端子は電流制限抵抗Ｒの一端に接続されている。また、スイッチング素子ＳＬのドレイン端子は電流制限抵抗Ｒの他端に接続され、スイッチング素子ＳＬのソース端子は駆動電源の負極側の出力端子Ｖ－に接続されている。そして、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬのゲート端子は、制御回路に接続されている。
　また、電流制限抵抗Ｒには、スピードアップコンデンサＳＣが並列に接続されている。そして、電流制限抵抗Ｒとスイッチング素子ＳＬとの接続点ａは、フィルタ回路Ｆを介して、出力端子ＯＵＴに接続されている。フィルタ回路Ｆは、例えば、Ｌ型に接続されたコンデンサＦｃとインダクタＦｌとにより構成される。具体的には、インダクタＦｌの一端とコンデンサＦｃの一端とが接続点ａに接続されている。インダクタＦｌの他端は、出力端子ＯＵＴに接続され、コンデンサＦｃの他端は接地されている。なお、フィルタ回路Ｆの構成は、これに限定されない。なお、フィルタ回路Ｆを備えていなくてもよいが、フィルタ回路Ｆを備えた場合、ＲＦ入力端子およびＲＦ出力端子を流れる高周波電力が駆動回路Ａ１に入力されることを抑制し、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬの損壊を抑制することができる。
　以上のように構成された駆動回路Ａ１が、ＰＩＮダイオードＤのオン状態とオフ状態とを切り替えるときの動作について説明する。
　まず、ＰＩＮダイオードＤをオフ状態からオン状態に切り替えるときの動作について説明する。
　ＰＩＮダイオードＤがオフ状態のとき、すなわち、スイッチング素子ＳＨがオフ状態であり、かつ、スイッチング素子ＳＬがオン状態であるときに、スイッチング素子ＳＨをオン状態に、スイッチング素子ＳＬをオフ状態に切り替えると、駆動電源の正極側の出力端子Ｖ＋から、スイッチング素子ＳＨ、電流制限抵抗ＲあるいはスピードアップコンデンサＳＣ、および、フィルタ回路Ｆを介して、ＰＩＮダイオードＤのアノード端子への電流経路が導通する。これにより、ＰＩＮダイオードＤには順方向電圧が印加され、ＰＩＮダイオードＤがオン状態となる。このとき、スイッチング素子ＳＨをオフ状態からオン状態に、スイッチング素子ＳＬをオン状態からオフ状態に切り替えた瞬間は、スピードアップコンデンサＳＣを通る電流経路を通って、ＰＩＮダイオードＤに大きな順方向電流が流れる。また、スピードアップコンデンサＳＣの充電が完了すると、電流制限抵抗Ｒを通る電流経路を通って、ＰＩＮダイオードＤに順方向電流が流れる。当該順方向電流は、電流制限抵抗Ｒとスイッチング素子ＳＨのオン抵抗により決定される。ここで、順方向電流が所定の電流値（例えば、１Ａ以上）となるように電流制限抵抗Ｒを設定しておくことで、十分な順方向電流をＰＩＮダイオードＤに供給することができる。これにより、ＰＩＮダイオードＤをオフ状態からオン状態に切り替えるときに、ＰＩＮダイオードＤのキャリア寿命より十分に短い遷移時間での切り替えが可能となる。
　次に、ＰＩＮダイオードＤをオン状態からオフ状態に切り替えるときの動作について説明する。
　ＰＩＮダイオードＤがオン状態のとき、すなわち、スイッチング素子ＳＨがオン状態であり、かつ、スイッチング素子ＳＬがオフ状態であるときに、スイッチング素子ＳＨをオフ状態に、スイッチング素子ＳＬをオン状態に切り替えると、駆動電源の負極側の出力端子Ｖ－から、スイッチング素子ＳＬ、および、フィルタ回路Ｆを介して、ＰＩＮダイオードＤのアノード端子への電流経路が導通する。これにより、ＰＩＮダイオードＤには逆方向電圧が印加され、ＰＩＮダイオードＤがオフ状態となる。このとき、スイッチング素子ＳＨをオン状態からオフ状態に、スイッチング素子ＳＬをオフ状態からオン状態に切り替えたときは、電流制限抵抗ＲあるいはスピードアップコンデンサＳＣを介さず、スイッチング素子ＳＬに電流が流れる。したがって、ＰＩＮダイオードＤがオン状態からオフ状態に切り替わるときの遷移時間を、スイッチング素子ＳＬのオン抵抗により決定されるため、電流制限抵抗Ｒがある場合と比べて、より短くすることができる。例えば、オン抵抗が小さい（例えば、０．１Ω以下の）スイッチング素子ＳＬを用いると、遷移時間を短くすることができる。
　以上で説明したように、第１実施形態に係る駆動回路Ａ１によれば、簡易な回路構成により、短い遷移時間でＰＩＮダイオードＤをオン状態からオフ状態に切り替えることができる。したがって、ＰＩＮダイオードＤの発熱などのロスを抑制し、ホットスイッチングによるＰＩＮダイオードＤの信頼性の低下を抑制することができる。
　図２は、第２実施形態に係るＰＩＮダイオードＤの駆動回路Ａ２を示している。なお、上記駆動回路Ａ１と同一あるいは類似の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。同図に示すように、第２実施形態の駆動回路Ａ２は、第１実施形態に係る駆動回路Ａ１と比較し、電流制限抵抗Ｒの接続位置が異なっている。
　駆動回路Ａ２において、電流制限抵抗Ｒは、スイッチング素子ＳＨと駆動電源の正極側の出力端子Ｖ＋との間に接続されており、スイッチング素子ＳＨとスイッチング素子ＳＬとが直接接続されている。したがって、駆動回路Ａ２においては、駆動電源の正極側の出力端子Ｖ＋から負極側の出力端子Ｖ－に向かって、電流制限抵抗Ｒ、スイッチング素子ＳＨ、スイッチング素子ＳＬの順に、これらが直列に接続されている。具体的には、駆動電源の正極側の出力端子Ｖ＋と電流制限抵抗Ｒの一端とが接続され、電流制限抵抗Ｒの他端とスイッチング素子ＳＨのドレイン端子とが接続されている。また、スイッチング素子ＳＨのソース端子とスイッチング素子ＳＬのドレイン端子とが接続され、スイッチング素子ＳＬのソース端子と駆動電源の負極側の出力端子Ｖ－に接続されている。スイッチング素子ＳＨとスイッチング素子ＳＬとの接続点ｂは、フィルタ回路Ｆを介して、出力端子ＯＵＴに接続されている。なお、本実施形態においても、スイッチング素子ＳＨが請求の範囲に記載の「第１のスイッチング素子」に相当し、スイッチング素子ＳＬが請求の範囲に記載の「第２のスイッチング素子」に相当する。
　このように構成された駆動回路Ａ２においても、上記第１実施形態に係る駆動回路Ａ１と同様の動作となるので、同様の効果を奏することができる。
　図３は、第３実施形態に係るＰＩＮダイオードＤの駆動回路Ａ３を示している。なお、上記駆動回路Ａ１，Ａ２と同一あるいは類似の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。第３実施形態においては、上記第１実施形態および上記第２実施形態と比較し、ＰＩＮダイオードＤのアノード端子とカソード端子との接続方向が逆向きになっている点で異なる。具体的には、ＰＩＮダイオードＤのアノード端子が接地され、ＰＩＮダイオードＤのカソード端子が、ＲＦ入力端子とＲＦ出力端子とを接続する電源ラインＬに接続されている。また、駆動回路Ａ３の出力端子ＯＵＴは、ＰＩＮダイオードＤのカソード端子に接続されている。
　また、駆動回路Ａ３は、上記駆動回路Ａ１と比較し、回路構成が異なっている。具体的には、上記駆動回路Ａ１においては、スイッチング素子ＳＬと電流制限抵抗Ｒとの接続点ａが、フィルタ回路Ｆを介して、出力端子ＯＵＴに接続されていたが、駆動回路Ａ３は、スイッチング素子ＳＨと電流制限抵抗Ｒとの接続点ｃが、フィルタ回路Ｆを介して、出力端子ＯＵＴに接続されている。なお、本実施形態においては、スイッチング素子ＳＨが請求の範囲に記載の「第２のスイッチング素子」に相当し、スイッチング素子ＳＬが請求の範囲に記載の「第１のスイッチング素子」に相当する。したがって、駆動回路Ａ３においては、駆動電源の正極側の出力端子Ｖ＋から負極側の出力端子Ｖ－に向かって、スイッチング素子ＳＨ（第２のスイッチング素子）、電流制限抵抗Ｒ、スイッチング素子ＳＬ（第１のスイッチング素子）の順に、これらが直列に接続されている。
　以上のように構成された駆動回路Ａ３によって、ＰＩＮダイオードＤのオン状態とオフ状態とが切り替えるときの動作について説明する。
　まず、ＰＩＮダイオードＤをオフ状態からオン状態に切り替えるときの動作について説明する。
　ＰＩＮダイオードＤがオフ状態のとき、すなわち、スイッチング素子ＳＨがオン状態であり、かつ、スイッチング素子ＳＬがオフ状態であるときに、スイッチング素子ＳＨをオフ状態に、スイッチング素子ＳＬをオン状態に切り替えると、駆動電源の負極側の出力端子Ｖ－から、スイッチング素子ＳＬ、電流制限抵抗ＲあるいはスピードアップコンデンサＳＣ、および、フィルタ回路Ｆを介して、ＰＩＮダイオードＤのカソード端子への電流経路が導通する。これにより、ＰＩＮダイオードＤには順方向電圧が印加され、ＰＩＮダイオードＤがオン状態となる。このとき、スイッチング素子ＳＨをオン状態からオフ状態に、スイッチング素子ＳＬをオフ状態からオン状態に切り替えた瞬間は、スピードアップコンデンサＳＣを通る電流経路を通って、ＰＩＮダイオードＤに大きな順方向電流が流れる。また、スピードアップコンデンサＳＣの充電が完了すると、電流制限抵抗Ｒを通る電流経路を通って、ＰＩＮダイオードＤに順方向電流が流れる。当該順方向電流は、電流制限抵抗Ｒとスイッチング素子ＳＬのオン抵抗により決定される。ここで、上記第１実施形態と同様に、順方向電流が所定の電流値（例えば、１Ａ以上）となるように電流制限抵抗Ｒを設定しておくことで、十分な順方向電流をＰＩＮダイオードＤに供給することができる。これにより、ＰＩＮダイオードＤをオフ状態からオン状態に切り替えるときに、ＰＩＮダイオードＤのキャリア寿命より十分に短い遷移時間での切り替えが可能となる。
　次に、ＰＩＮダイオードＤがオン状態からオフ状態に切り替えるときの動作について説明する。
　ＰＩＮダイオードＤがオン状態のとき、すなわち、スイッチング素子ＳＨがオフ状態であり、かつ、スイッチング素子ＳＬがオン状態であるときに、スイッチング素子ＳＨをオン状態に、スイッチング素子ＳＬをオフ状態に切り替えると、駆動電源の正極側の出力端子Ｖ＋から、スイッチング素子ＳＨ、および、フィルタ回路Ｆを介して、ＰＩＮダイオードＤのカソード端子への電流経路が導通する。これにより、ＰＩＮダイオードＤには逆方向電圧が印加され、ＰＩＮダイオードＤがオフ状態となる。このとき、スイッチング素子ＳＨをオフ状態からオン状態に、スイッチング素子ＳＬをオン状態からオフ状態に切り替えたときは、電流制限抵抗ＲあるいはスピードアップコンデンサＳＣを介さず、スイッチング素子ＳＨに電流が流れる。したがって、ＰＩＮダイオードＤがオン状態からオフ状態に切り替わるときの遷移時間を、スイッチング素子ＳＨのオン抵抗により決定されるため、電流制限抵抗Ｒがある場合と比べて、より短くすることができる。例えば、オン抵抗が小さい（例えば、０．１Ω以下の）スイッチング素子ＳＨを用いると、遷移時間を短くすることができる。
　以上で説明したように、第３実施形態に係る駆動回路Ａ３によれば、簡易な回路構成により、短い遷移時間でＰＩＮダイオードＤをオン状態からオフ状態に切り替えることができる。したがって、ＰＩＮダイオードＤの発熱などのロスを抑制し、ホットスイッチングによるＰＩＮダイオードＤの信頼性の低下を抑制することができる。
　図４は、第４実施形態に係るＰＩＮダイオードＤの駆動回路Ａ４を示している。なお、上記駆動回路Ａ１～Ａ３と同一あるいは類似の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。同図に示すように、第４実施形態の駆動回路Ａ４は、第３実施形態に係る駆動回路Ａ３と比較し、電流制限抵抗Ｒの接続位置が異なっている。
　駆動回路Ａ４において、電流制限抵抗Ｒはスイッチング素子ＳＬと駆動電源の負極側の出力端子Ｖ－との間に接続されており、スイッチング素子ＳＨとスイッチング素子ＳＬとが直接接続されている。したがって、駆動回路Ａ４においては、駆動電源の正極側の出力端子Ｖ＋から負極側の出力端子Ｖ－に向かって、スイッチング素子ＳＨ（第２のスイッチング素子）、スイッチング素子ＳＬ（第１のスイッチング素子）、電流制限抵抗Ｒの順に、これらが直列に接続されている。具体的には、駆動電源の正極側の出力端子Ｖ＋とスイッチング素子ＳＨのドレイン端子とが接続され、スイッチング素子ＳＨのソース端子とスイッチング素子ＳＬのドレイン端子とが接続されている。また、スイッチング素子ＳＬのソース端子と電流制限抵抗Ｒの一端とが接続され、電流制限抵抗Ｒの他端と駆動電源の負極側の出力端子Ｖ－とが接続されている。そして、スイッチング素子ＳＨのソース端子とスイッチング素子ＳＬのドレイン端子との接続点ｄはフィルタ回路Ｆを介して出力端子ＯＵＴに接続されている。なお、本実施形態においても、スイッチング素子ＳＨが請求の範囲に記載の「第２のスイッチング素子」に相当し、スイッチング素子ＳＬが請求の範囲に記載の「第１のスイッチング素子」に相当する。
　このように構成された駆動回路Ａ４においても、上記第３実施形態に係る駆動回路Ａ３と同様の動作となるので、同様の効果を奏することができる。
　以上で説明したＰＩＮダイオードＤの駆動回路Ａ１～Ａ４は、例えば、高周波電力供給システムにおけるインピーダンス整合装置に用いられる。当該高周波電力供給システムを本発明の第５実施形態として以下に説明する。
　図５は、本発明の第５実施形態に係る高周波電力供給システムの全体構成の一例を示している。同図において、高周波電力供給システムは、高周波電源１、負荷２、および、インピーダンス整合装置３を備えている。高周波電源１と負荷２とは、電源ライン４で接続されており、これらの間にインピーダンス整合装置３が配置されている。高周波電力供給システムは、高周波電源１で発生させた高周波電力を、電源ライン４を介して負荷２に供給するシステムである。なお、電源ライン４は、図１～図４における電源ラインＬに相当する。
　高周波電源１は、高周波電力を出力するものである。高周波電源１は、電力系統からの交流電力を整流回路で直流電力に変換し、直流電力をインバータ回路で高周波電力に変換して出力する。また、高周波電源１は、図示しない電源制御回路を備えており、出力電力や出力電流を制御している。本実施形態においては、高周波電源１は、例えば、１３．５６ＭＨｚの高周波電力を出力する。なお、高周波電源１の構成および周波数は限定されない。
　負荷２は、高周波電源１から入力される高周波電力を用いて各種処理を行うものである。このような負荷２の一例を例示すると、プラズマ処理装置又はプラズマ発生装置や非接触電力伝送装置などがある。例えば、プラズマ処理装置は、ワーク加工部を備え、そのワーク加工部の内部に搬入した半導体ウエハや液晶基板などのワークを加工（例えば、エッチング、ＣＶＤなど）するための装置である。プラズマ処理装置は、ワークを加工するために、ワーク加工部にプラズマ放電用ガスを導入し、そのプラズマ放電用ガスに高周波電源１から供給された高周波電力（電圧）を与えることによって、プラズマ放電用ガスを電離させて、非プラズマ状態からプラズマ状態にしている。プラズマ処理装置は、プラズマ状態になったガスを利用して、ワークを加工する。プラズマ発生装置は、プラズマ放電用ガスを電離させて、非プラズマ状態からプラズマ状態にし、プラズマ状態になったガスを、プラズマチャンバ等へ供給する装置である。
　プラズマ処理装置では、プラズマエッチングやプラズマＣＶＤなどの製造プロセスの進行に伴い、プラズマの状態が時々刻々と変化する。これにより、負荷２のインピーダンスが変動する。したがって、負荷２に高周波電源１から効率よく電力を供給するために、高周波電力供給システムは、負荷２のインピーダンスの変動に伴い、高周波電源１の出力端から負荷２側を見たインピーダンス（以下、「負荷側インピーダンス」という。）を調整するインピーダンス整合装置３を備えている。
　インピーダンス整合装置３は、負荷側インピーダンスを調整することで、インピーダンス整合を行うものである。インピーダンス整合装置３は、上記第１実施形態に係る駆動回路Ａ１およびＰＩＮダイオードＤを備えている。
　図６は、インピーダンス整合装置３の詳細な回路構成の一例を示している。同図において、インピーダンス整合装置３は、インピーダンス検出部３１、制御回路３２、および、インピーダンス調整回路３３を備えている。
　インピーダンス検出部３１は、インピーダンス整合装置３の入力端に配置され、負荷側インピーダンスを検出するものである。インピーダンス検出部３１は、検出した負荷側インピーダンスを制御回路３２に出力する。具体的には、インピーダンス検出部３１は、電源ライン４に流れる高周波電流に応じた電流および電源ライン４に生じる高周波電圧に応じた電圧を検出し、検出した電流信号および電圧信号から、電流実効値、電圧実効値、電流信号と電圧信号の位相差を求める。そして、これらのパラメータを用いて負荷側インピーダンスを演算し、これを制御回路３２に出力する。なお、インピーダンス検出部３１の構成および負荷側インピーダンスの検出方法は、これに限定されない。
　制御回路３２は、インピーダンス検出部３１から入力される負荷側インピーダンスが所定のインピーダンス値（例えば、高周波電源１の出力端から高周波電源１側を見たインピーダンス）になるように、インピーダンス調整回路３３を制御するものである。
　インピーダンス調整回路３３は、キャパシタンス可変回路３３１と固定コンデンサ３３２とインダクタ３３３とを含んで構成される。なお、固定コンデンサ３３２を備えていなくてもよい。インピーダンス調整回路３３は、キャパシタンス可変回路３３１のキャパシタンスを変化させ、負荷側インピーダンスを調整する。
　キャパシタンス可変回路３３１は、複数の調整用コンデンサ（インピーダンス調整用コンデンサ）Ｃｄ、複数のＰＩＮダイオードＤ、および、複数の駆動回路Ａ１を含んで構成され、キャパシタンスを変化させることができる。キャパシタンス可変回路３３１において、ＰＩＮダイオードＤが、各調整用コンデンサＣｄに対してそれぞれ１つずつ直列に接続され、調整用コンデンサＣｄとＰＩＮダイオードＤとの直列体が互いに並列に接続されている。各調整用コンデンサＣｄの一端は、電源ライン４に接続され、他端は各ＰＩＮダイオードＤのアノード端子に接続されている。また、各ＰＩＮダイオードＤのカソード端子は接地されている。各調整用コンデンサＣｄのキャパシタンスは、互いに異なり、例えば、１ｐＦ、２ｐＦ、４ｐＦ、・・・、のようにバイナリステップで増加するように設定されている。なお、同じキャパシタンスのものを用いるようにしてもよい。
　また、各調整用コンデンサＣｄのキャパシタンスは、全てのキャパシタンスが互いに異なる、又は、全てのキャパシタンスが同じであるという構成に限定されない。例えば、１ｐＦ、２ｐＦ、４ｐＦ、・・・、のようにバイナリステップでキャパシタンスが増加する複数の調整用コンデンサＣｄと、他のキャパシタンス（例えば１０ｐＦ等）を有する１つ又は複数の調整用コンデンサＣｄとを組み合わせてもよい。また、１つコンデンサで所定のキャパシタンスを実現することを意味するものではない。例えば、１０ｐＦのキャパシタンスを実現するために、５ｐＦのキャパシタンスを並列接続してもよいし、２０ｐＦのキャパシタンスを直列接続してもよい。
　また、キャパシタンス可変回路３３１は、一端が電源ライン４に接続され、他端が接地された、容量不変のコンデンサを含んでも良い。各ＰＩＮダイオードＤには、駆動回路Ａ１が接続されている。
　本実施形態においては、図６に示すように、インピーダンス調整回路３３において、固定コンデンサ３３２とインダクタ３３３とが、電源ライン４に直列に接続され、キャパシタンス可変回路３３１がこれらより電源ライン４の上流側に配置されている。なお、固定コンデンサ３３２とインダクタ３３３との接続位置は、上記したものに限定されない。例えば、キャパシタンス可変回路３３１、固定コンデンサ３３２、および、インダクタ３３３を、Ｌ型、π型、Ｔ型などに接続すればよい。
　このように構成されたインピーダンス整合装置３において、インピーダンス検出部３１が検出した負荷側インピーダンスは、制御回路３２に出力される。そして、制御回路３２は入力される負荷側インピーダンスが所定のインピーダンスとなるように、各駆動回路Ａ１に入力する駆動信号Ｓ１，／Ｓ１を生成する。生成された駆動信号Ｓ１，／Ｓ１は、各駆動回路Ａ１のスイッチング素子ＳＨ，ＳＬにそれぞれ入力される。これにより、上記第１実施形態で示した動作により、駆動回路Ａ１が接続されたＰＩＮダイオードＤのオン状態とオフ状態とが切り替わる。そして、オン状態となったＰＩＮダイオードＤに接続された調整用コンデンサＣｄには電源ライン４を流れる高周波電流が流れ、当該調整用コンデンサＣｄが有効となり、当該調整用コンデンサＣｄのキャパシタンスを足し合わしたキャパシタンスがキャパシタンス可変回路３３１のキャパシタンスとなる。このようにして、インピーダンス整合装置３は、各ＰＩＮダイオードＤのオン状態とオフ状態とを制御することで、キャパシタンス可変回路３３１のキャパシタンスを調整して、負荷側インピーダンスを調整する。
　以上のように構成された高周波電力供給システムによれば、駆動回路Ａ１によりＰＩＮダイオードＤのオン状態とオフ状態とを切り替えるようにした。これにより、上記第１実施形態に示したように、ホットスイッチングによるＰＩＮダイオードＤの信頼性の低下を抑制できるため、ＰＩＮダイオードＤのオン状態とオフ状態との切り替えを適切に行うことができる。したがって、インピーダンス整合装置３によるインピーダンス整合を適切に行うことができる。また、駆動回路Ａ１によって、短い遷移時間でＰＩＮダイオードＤをオン状態からオフ状態に切り替えることができるため、インピーダンス整合装置３は、負荷側インピーダンスの調整を高速に行うことできる。したがって、高周波電力供給システムにおいて、高周波電源１から負荷２に効率良く高周波電力を供給することができる。
　上記第５実施形態に係る高周波電力供給システムにおいて、インピーダンス整合装置３がインピーダンス検出部３１により負荷側インピーダンスを検出し、制御回路３２が当該負荷側インピーダンスに基づき、インピーダンス調整回路３３を制御する場合を例に説明したが、これに限られない。例えば、インピーダンス検出部３１の代わりに、電源ライン４を流れる反射波電力を検出する反射波電力検出部を備えておき、制御回路３２は当該反射波電力が低くなるようにインピーダンス調整回路３３を制御するようにしてもよい。
　上記第５実施形態に係る高周波電力供給システムにおいて、インピーダンス整合装置３が上記第１実施形態に係る駆動回路Ａ１を備えた場合を例に説明したが、駆動回路Ａ１の代わりに、上記第２ないし上記第４実施形態に係る駆動回路Ａ２～Ａ４を備えるようにしてもよい。また、駆動回路Ａ１～Ａ４の組み合わせであってもよい。
　本発明に係るＰＩＮダイオードの駆動回路および当該駆動回路を用いたインピーダンス整合装置は、上記した実施形態に限定されるものではない。本発明の駆動回路およびインピーダンス整合装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。
Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４　駆動回路
Ｄ　ダイオード
ＳＨ，ＳＬ　スイッチング素子
Ｒ　電流制限抵抗
ＳＣ　スピードアップコンデンサ
Ｆ　フィルタ回路
Ｆｃ　コンデンサ
Ｆｌ　インダクタ
１　高周波電源
２　負荷
３　インピーダンス整合装置
３１　インピーダンス検出部
３２　制御回路
３３　インピーダンス調整回路
３３１　キャパシタンス可変回路
Ｃｄ　調整用コンデンサ
３３２　固定コンデンサ
３３３　インダクタ

Claims (10)

  1. 　ＰＩＮダイオードのオン状態とオフ状態とを切り替える駆動回路であって、
    　一方がオン状態のときに他方がオフ状態となる、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、
    　直流電圧を発生させる駆動電源と、
    　前記ＰＩＮダイオードの順方向電流を調整する電流制限抵抗と、を備え、
    　前記第１のスイッチング素子がオン状態であり、かつ、前記第２のスイッチング素子がオフ状態のとき、前記駆動電源から、前記電流制限抵抗を介して、前記ＰＩＮダイオードに順方向電圧を印加することで、前記ＰＩＮダイオードをオン状態にし、
    　前記第１のスイッチング素子がオフ状態であり、かつ、前記第２のスイッチング素子がオン状態のとき、前記駆動電源から、前記電流制限抵抗を介さず、前記ＰＩＮダイオードに逆方向電圧を印加することで、前記ＰＩＮダイオードをオフ状態にする、
    　ことを特徴とする駆動回路。
  2. 　前記第２のスイッチング素子のオン抵抗は、０．１Ω以下である、
    　請求項１に記載の駆動回路。
  3. 　前記順方向電圧によって生じる、前記ＰＩＮダイオードの順方向電流は、前記第１のスイッチング素子のオン抵抗と前記電流制限抵抗によって決定され、
    　前記電流制限抵抗の抵抗値は、前記ＰＩＮダイオードの順方向電流が所定の電流値となるように、前記第１のスイッチング素子のオン抵抗に基づき、決定されている、
    　請求項１または請求項２に記載の駆動回路。
  4. 　前記駆動電源の正極側の出力端子から負極側の出力端子に向かって順に、前記第１のスイッチング素子、前記電流制限抵抗、前記第２のスイッチング素子が、直列に接続されており、
    　前記ＰＩＮダイオードは、アノード端子が前記電流制限抵抗と前記第２のスイッチング素子との接続点に接続され、カソード端子が接地されている、
    　請求項１ないし請求項３のいずれか一項に記載の駆動回路。
  5. 　前記駆動電源の正極側の出力端子から負極側の出力端子に向かって順に、前記電流制限抵抗、前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子が、直列に接続されており、
    　前記ＰＩＮダイオードは、アノード端子が前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点に接続され、カソード端子が接地されている、
    　請求項１ないし請求項３のいずれか一項に記載の駆動回路。
  6. 　前記駆動電源の正極側の出力端子から負極側の出力端子に向かって順に、前記第２のスイッチング素子、前記電流制限抵抗、前記第１のスイッチング素子が、直列に接続されており、
    　前記ＰＩＮダイオードは、アノード端子が接地され、カソード端子が前記電流制限抵抗と前記第２のスイッチング素子との接続点に接続されている、
    　請求項１ないし請求項３のいずれか一項に記載の駆動回路。
  7. 　前記駆動電源の正極側の出力端子から負極側の出力端子に向かって順に、前記第２のスイッチング素子、前記第１のスイッチング素子、前記電流制限抵抗が、直列に接続されており、
    　前記ＰＩＮダイオードは、アノード端子が接地され、カソード端子が前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点に接続されている、
    　請求項１ないし請求項３のいずれか一項に記載の駆動回路。
  8. 　前記接続点と前記ＰＩＮダイオードとの間に接続されたフィルタ回路を、さらに備えている、
    　請求項４ないし請求項７のいずれか一項に記載の駆動回路。
  9. 　前記電流制限抵抗に対して並列に接続されたスピードアップコンデンサを、さらに備えている、
    　請求項１ないし請求項８のいずれか一項に記載の駆動回路。
  10. 　電源ラインによって接続された高周波電源と負荷との間に配置され、インピーダンスを整合させるためのインピーダンス整合装置であって、
    　互いに並列に接続され、それぞれ一端が前記電源ラインに接続された、複数のインピーダンス調整用コンデンサと、
    　前記複数のインピーダンス調整用コンデンサ毎に、それぞれ一つずつ直列に接続された、複数のＰＩＮダイオードと、
    　前記複数のＰＩＮダイオード毎に、それぞれ接続された、複数の、請求項１ないし請求項９のいずれか一項に記載の駆動回路と、
    　前記高周波電源の出力端から前記負荷側を見た負荷側インピーダンスを検出する検出部と、
    　前記負荷側インピーダンスに基づき、前記複数の駆動回路毎に、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオン状態とオフ状態との切り替えを指示する駆動信号を入力する制御回路と
    　を備えているインピーダンス整合装置。
     
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