JPH04200012A - ダイオードスイッチ駆動回路 - Google Patents
ダイオードスイッチ駆動回路Info
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- JPH04200012A JPH04200012A JP33300390A JP33300390A JPH04200012A JP H04200012 A JPH04200012 A JP H04200012A JP 33300390 A JP33300390 A JP 33300390A JP 33300390 A JP33300390 A JP 33300390A JP H04200012 A JPH04200012 A JP H04200012A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 32
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims description 5
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 4
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 1
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
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- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的〕
（産業上の利用分野）
この発明は、マイクロ波レーダ装置、通信装置等におい
て、高周波信号の切換やパルス変調器等に用いられるダ
イオードスイッチ駆動回路に関する。
て、高周波信号の切換やパルス変調器等に用いられるダ
イオードスイッチ駆動回路に関する。
（従来の技術）
一般に、マイクロ波帯ＲＦ信号の伝送線路を断続する回
路には、第４図に示すようなＲＦスイッチ用ダイオード
（例えばＰＩＮダイオード）によるダイオードスイッチ
駆動回路が用いられる。
路には、第４図に示すようなＲＦスイッチ用ダイオード
（例えばＰＩＮダイオード）によるダイオードスイッチ
駆動回路が用いられる。
第４図において、１はＲＦスイッチ用ダイオード、２は
ＰＮＰ トランジスタ、４はＮＰＮ トランジスタ、５
．６は信号伝送線路、７．８は直流阻止用キャパシタ、
９はＲＦチョークコイル、１゜はＲＦバイパス用キャパ
シタ、１１．１７はスピードアップ用キャパシタ、１２
，１３．１６は抵抗、１５はキャパシタ、２１は切換制
御信号ｓＣの入力端である。
ＰＮＰ トランジスタ、４はＮＰＮ トランジスタ、５
．６は信号伝送線路、７．８は直流阻止用キャパシタ、
９はＲＦチョークコイル、１゜はＲＦバイパス用キャパ
シタ、１１．１７はスピードアップ用キャパシタ、１２
，１３．１６は抵抗、１５はキャパシタ、２１は切換制
御信号ｓＣの入力端である。
この回路は、信号伝送線路５，６間に並列に接続したダ
イオード１に、切換制御信号ｓｃのローレベル、ハイレ
ベルに応してそれぞれ順方向バイアス電流（正極性電流
）ＩＦ、逆方向バイアス電圧（負極性電圧）ＶＲを選択
的に印加する回路である。これによってＲＦスイッチと
しては、切換制御信号ＳＣかローレベルでオフ、ハイレ
ベルでオン状態となる。
イオード１に、切換制御信号ｓｃのローレベル、ハイレ
ベルに応してそれぞれ順方向バイアス電流（正極性電流
）ＩＦ、逆方向バイアス電圧（負極性電圧）ＶＲを選択
的に印加する回路である。これによってＲＦスイッチと
しては、切換制御信号ＳＣかローレベルでオフ、ハイレ
ベルでオン状態となる。
ダイオードの順方向から逆方向への切換の場合、すなわ
ち、切換制御信号ｓｃがローレベルからハイレベルへの
切換の場合、ダイオードに蓄積されているキャリアＱは
順方向バイアス電流をＩＦ％ダイオードの少数キャリア
蓄積時間をτＬとすると、Ｑ ＝ ｒ ｐ ・τして
表される。このとき、キャパシタ１５がトランジスタ４
を介して充電される時間たけトランジスタ４を導通状態
に設定し、順方向バイアス電流■、の印加時にダイオー
ド１に蓄積されたキャリアを逆バイアス電源Ｖ（−）に
流すことによって高速に切換えるようにしである。
ち、切換制御信号ｓｃがローレベルからハイレベルへの
切換の場合、ダイオードに蓄積されているキャリアＱは
順方向バイアス電流をＩＦ％ダイオードの少数キャリア
蓄積時間をτＬとすると、Ｑ ＝ ｒ ｐ ・τして
表される。このとき、キャパシタ１５がトランジスタ４
を介して充電される時間たけトランジスタ４を導通状態
に設定し、順方向バイアス電流■、の印加時にダイオー
ド１に蓄積されたキャリアを逆バイアス電源Ｖ（−）に
流すことによって高速に切換えるようにしである。
ここで、切換中の電流をＩＬＦ−Ｒ＋とすると、切換時
間τ、Ｆ−１は τ、Ｆ−１−τＬ−１ｐ ／ Ｉｔｐ−Ｒ＋となる。こ
のため、ハンドリングパワーがそれほど大きくならなく
てもよい場合であっても、例えばＰＩＮダイオードの耐
圧が１００Ｖ程度のとき、ＰＩＮダイオードのＩ層幅Ｗ
Ｉは１２μｍ程度で、少数キャリア寿命時間τ、−４μ
ｓ程度と長くなってしまう。そこで、τＬ−４μｓ程度
のＰＩＮダイオードを用いて、例えば０．１μＳて切換
える場合、切換中の電流ＩＬＦ−Ｒ）はＩＦの数十倍に
する必要かある。
間τ、Ｆ−１は τ、Ｆ−１−τＬ−１ｐ ／ Ｉｔｐ−Ｒ＋となる。こ
のため、ハンドリングパワーがそれほど大きくならなく
てもよい場合であっても、例えばＰＩＮダイオードの耐
圧が１００Ｖ程度のとき、ＰＩＮダイオードのＩ層幅Ｗ
Ｉは１２μｍ程度で、少数キャリア寿命時間τ、−４μ
ｓ程度と長くなってしまう。そこで、τＬ−４μｓ程度
のＰＩＮダイオードを用いて、例えば０．１μＳて切換
える場合、切換中の電流ＩＬＦ−Ｒ）はＩＦの数十倍に
する必要かある。
一方、逆方向から順方向への切換の場合、すなわち、切
換制御信号Ｓ。がハイレベルからローレベルへの切換の
場合、ダイオードに蓄積されるべきＱはキャパシタ１７
により短時間で充電される。
換制御信号Ｓ。がハイレベルからローレベルへの切換の
場合、ダイオードに蓄積されるべきＱはキャパシタ１７
により短時間で充電される。
この切換中の電流１（，１−Ｆｌと切換時間とＱの関係
は前記ＩＬＰ−Ｒ）と切換時間とＱの関係と同じである
。また、ハンドリングパワーの大きなＲＦスイッチをＰ
ＩＮダイオードで構成する場合、ＰＩＮダイオードの耐
圧を高（するだけでなく、順方向バイアス電流ＩＦと逆
バイアス用電圧ｖＲも大きくしなければならない。その
ため、トランジスタ２．４の耐圧、電流も大きくしなけ
ればならないので、トランジスタ２，４の応答速度は切
換時間に比べて十分時間が短くできない。
は前記ＩＬＰ−Ｒ）と切換時間とＱの関係と同じである
。また、ハンドリングパワーの大きなＲＦスイッチをＰ
ＩＮダイオードで構成する場合、ＰＩＮダイオードの耐
圧を高（するだけでなく、順方向バイアス電流ＩＦと逆
バイアス用電圧ｖＲも大きくしなければならない。その
ため、トランジスタ２．４の耐圧、電流も大きくしなけ
ればならないので、トランジスタ２，４の応答速度は切
換時間に比べて十分時間が短くできない。
このようなことから、従来のダイオードスイッチ回路は
以下のような欠点を有する。
以下のような欠点を有する。
逆方向から順方向への切換中に、ＩＦより大きな電流を
ダイオード１に流す目的でキャパシタ１７（スピードア
ップコンデンサ）を接続しているが、順方向から逆方向
への切換中に、本来ならばトランジスタ４てダイオード
１に蓄積されたキャリアたけを放電させたいところ、キ
ャパシタ１７を介してトランジスタ２に蓄積されたキャ
リアまでも同時にＶ（−）電源に放電させなければなら
ない。
ダイオード１に流す目的でキャパシタ１７（スピードア
ップコンデンサ）を接続しているが、順方向から逆方向
への切換中に、本来ならばトランジスタ４てダイオード
１に蓄積されたキャリアたけを放電させたいところ、キ
ャパシタ１７を介してトランジスタ２に蓄積されたキャ
リアまでも同時にＶ（−）電源に放電させなければなら
ない。
すなわち、逆方向から順方向への切換を高速にするため
にはキャパシタ１７の容量を大きくしなければならない
が、順方向から逆方向への切換を高速にするためには、
キャパシタ１７の容量を大きくできないという矛盾があ
る。このため、順方向から逆方向へ、逆方向から順方向
への両切換時の電流をＩＰより十分大きくし、高速化す
るのは困難であった。
にはキャパシタ１７の容量を大きくしなければならない
が、順方向から逆方向への切換を高速にするためには、
キャパシタ１７の容量を大きくできないという矛盾があ
る。このため、順方向から逆方向へ、逆方向から順方向
への両切換時の電流をＩＰより十分大きくし、高速化す
るのは困難であった。
（発明か解決しようとする課題）
以上述べたように従来のダイオードスイ・ソチ駆動回路
では、ハンドリングパワーか大きい場合には、順方向か
ら逆方向、逆方向から順方向への切換時間を両方とも短
縮することか困難であり、スイッチング速度の高速化は
実現困難であった。
では、ハンドリングパワーか大きい場合には、順方向か
ら逆方向、逆方向から順方向への切換時間を両方とも短
縮することか困難であり、スイッチング速度の高速化は
実現困難であった。
この発明は上記の課題を解決するためになされたもので
、ハンドリングパワーか大きくても、順方向から逆方向
、逆方向から順方向への切換時間を同時に短縮すること
かでき、これによってスイッチング速度の高速化を実現
できるダイオードスイッチ駆動回路を提供することを目
的とする。
、ハンドリングパワーか大きくても、順方向から逆方向
、逆方向から順方向への切換時間を同時に短縮すること
かでき、これによってスイッチング速度の高速化を実現
できるダイオードスイッチ駆動回路を提供することを目
的とする。
［発明の構成コ
（課題を解決するための手段）
上記目的を達成するためにこの発明は、高周波信号の伝
送線路及び基準電位間にダイオードを接続し、前記ダイ
オードに対して逆方向バイアス電流を発生する第１の電
源と順方向バイアス電圧を発生する第２の電源とを備え
、切換制御信号に応じて前記ダイオードに前記第１、第
２の電源を選択的に接続することによりダイオードをオ
ン／オフ制御し、前記高周波信号の伝送を断続するダイ
オードスイッチ駆動回路において、前記ダイオードと前
記第１の電源とをつなぐ第１の抵抗と、 第１のトランジスタのエミッタか前記第１の電源に接続
され、ベースか第１のキャパシタを介して前記切換制御
信号の入力端子に接続され、コレクタか前記ダイオード
スイッチに接続される第１のトランジスタ回路と、 第２のトランジスタのエミッタが前記第２の電源に接続
され、ベースが第２の抵抗と第２のキャパシタの並列回
路を介して前記切換制御信号の入力端子に接続され、コ
レクタか第３の抵抗を介して前記ダイオードに接続され
る第２のトランジスタ回路と、 第３のトランジスタのエミッタが前記第２の電源に接続
され、ベースが第３のキャパシタを介して前記切換制御
信号の入力端子に接続され、コレクタが前記ダイオード
スイッチに接続される第３のトランジスタ回路とを具備
して構成される。
送線路及び基準電位間にダイオードを接続し、前記ダイ
オードに対して逆方向バイアス電流を発生する第１の電
源と順方向バイアス電圧を発生する第２の電源とを備え
、切換制御信号に応じて前記ダイオードに前記第１、第
２の電源を選択的に接続することによりダイオードをオ
ン／オフ制御し、前記高周波信号の伝送を断続するダイ
オードスイッチ駆動回路において、前記ダイオードと前
記第１の電源とをつなぐ第１の抵抗と、 第１のトランジスタのエミッタか前記第１の電源に接続
され、ベースか第１のキャパシタを介して前記切換制御
信号の入力端子に接続され、コレクタか前記ダイオード
スイッチに接続される第１のトランジスタ回路と、 第２のトランジスタのエミッタが前記第２の電源に接続
され、ベースが第２の抵抗と第２のキャパシタの並列回
路を介して前記切換制御信号の入力端子に接続され、コ
レクタか第３の抵抗を介して前記ダイオードに接続され
る第２のトランジスタ回路と、 第３のトランジスタのエミッタが前記第２の電源に接続
され、ベースが第３のキャパシタを介して前記切換制御
信号の入力端子に接続され、コレクタが前記ダイオード
スイッチに接続される第３のトランジスタ回路とを具備
して構成される。
（作用）
上記構成によるダイオードスイ・ノチ駆動回路では、切
換制御信号がハイレベルからローレベルに切替わった場
合、第２のトランジスタは非導通状態から導通状態に、
第１のトランジスタは非導通状態のままで、ダイオード
は逆方向ノくイアスから順方向バイアスになり、ＲＦス
イ・ソチとしてはオン状態からオフ状態になる。この切
換中に、第３のトランジスタは、第３のキャパシタから
のベース電流によって充電される時間たけ導通状態にな
り、ダイオードに順方向バイアス電流より十分大きい電
流が流れ、これによって逆方向から順方向への切換が高
速化される。
換制御信号がハイレベルからローレベルに切替わった場
合、第２のトランジスタは非導通状態から導通状態に、
第１のトランジスタは非導通状態のままで、ダイオード
は逆方向ノくイアスから順方向バイアスになり、ＲＦス
イ・ソチとしてはオン状態からオフ状態になる。この切
換中に、第３のトランジスタは、第３のキャパシタから
のベース電流によって充電される時間たけ導通状態にな
り、ダイオードに順方向バイアス電流より十分大きい電
流が流れ、これによって逆方向から順方向への切換が高
速化される。
次に、切換制御信号がローレベルから７１イレベルに切
替わった場合、第２のトランジスタは導通状態から非導
通状態になり、ダイオードは順方向バイアスから逆方向
バイアスになり、ＲＦスイ・ソチとしてはオフ状態から
オン状態になる。このとき、第１のキャパシタが充電さ
れる時間だけ第１のトランジスタは導通状態となり、ダ
イオードに蓄積されたキャリアを急速に第１の電源に流
出させることかできる。そして、第３のトランジスタは
非導通状態で、放電しなければならないキャリアは蓄積
されていない。また、第２のトランジスタに蓄積された
キャリアは第２の抵抗を介して放電されるため、従来の
ようにスピードアップコンデンサを介して瞬時的に大電
流か第１の電源に流出することはない。したかって、順
方向から逆方向への切換も高速化される。
替わった場合、第２のトランジスタは導通状態から非導
通状態になり、ダイオードは順方向バイアスから逆方向
バイアスになり、ＲＦスイ・ソチとしてはオフ状態から
オン状態になる。このとき、第１のキャパシタが充電さ
れる時間だけ第１のトランジスタは導通状態となり、ダ
イオードに蓄積されたキャリアを急速に第１の電源に流
出させることかできる。そして、第３のトランジスタは
非導通状態で、放電しなければならないキャリアは蓄積
されていない。また、第２のトランジスタに蓄積された
キャリアは第２の抵抗を介して放電されるため、従来の
ようにスピードアップコンデンサを介して瞬時的に大電
流か第１の電源に流出することはない。したかって、順
方向から逆方向への切換も高速化される。
（実施例）
以下、第１図を参照してこの発明の一実施例を説明する
。第１図は第４図に示した回路にこの発明を適用した場
合の構成を示すものである。第１図において第４図同一
部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分に
ついて述べる。
。第１図は第４図に示した回路にこの発明を適用した場
合の構成を示すものである。第１図において第４図同一
部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分に
ついて述べる。
第１図において、二の発明に係るタイオードスイッチ駆
動回路では、従来のダイオードスイッチ駆動回路からキ
ャパシタ１７（スピードアップコンデンサ）を取り除き
、トランジスタ３を設け、そのベースをキャパシタ１４
を介して切換制御信号・入力端２１に、エミッタを順方
向ノくイアス用電源Ｖ（＋）に、コレクタをチョークコ
イル９、伝送線路５を介してダイオード１のアノードに
接続するようにしたものである。
動回路では、従来のダイオードスイッチ駆動回路からキ
ャパシタ１７（スピードアップコンデンサ）を取り除き
、トランジスタ３を設け、そのベースをキャパシタ１４
を介して切換制御信号・入力端２１に、エミッタを順方
向ノくイアス用電源Ｖ（＋）に、コレクタをチョークコ
イル９、伝送線路５を介してダイオード１のアノードに
接続するようにしたものである。
上記構成において、以下その動作について説明する。
まず、切換制御信号ＳＣかノ＼イレベルからローレベル
に切替わった場合、トランジスタ２は非導通状態から導
通状態に、トランジスタ４は非導通状態のままで、ダイ
オード１は逆方向ノくイアスから順方向バイアスになり
、ＲＦスイッチとしてはオン状態からオフ状態になる。
に切替わった場合、トランジスタ２は非導通状態から導
通状態に、トランジスタ４は非導通状態のままで、ダイ
オード１は逆方向ノくイアスから順方向バイアスになり
、ＲＦスイッチとしてはオン状態からオフ状態になる。
この切換中に、トランジスタ３はキャパシタ１４からの
ベース電流によって充電される時間たけ導通状態になり
、ダイオードに工、より十分大きい電流が流れ、これに
よって逆方向から順方向への切換か高速化される。
ベース電流によって充電される時間たけ導通状態になり
、ダイオードに工、より十分大きい電流が流れ、これに
よって逆方向から順方向への切換か高速化される。
次に、切換制御信号Ｓ。がローレベルからノ＼イレベル
に切替わった場合、トランジスタ２は導通状態から非導
通状態になり、ダイオード１は順方向バイアスから逆方
向バイアスになり、ＲＦスイッチとしてはオフ状態から
オン状態になる。このとき、キャパシタ１５が充電され
る時間だけトランジスタ４は導通状態となり、ダイオー
ド１に蓄積されたキャリアを急速にＶ （−）電源に流
出させることができる。そして、トランジスタ３は非導
通状態で、放電しなければならないキャリアは蓄積され
ていない。また、トランジスタ２に蓄積されたキャリア
は抵抗１３を介して放電されるため、従来のようにスピ
ードアップコンデンサを介して瞬時的に大電流がＶ（−
）電源に流出することはない。したかって、順方向から
逆方向への切換も高速化される。
に切替わった場合、トランジスタ２は導通状態から非導
通状態になり、ダイオード１は順方向バイアスから逆方
向バイアスになり、ＲＦスイッチとしてはオフ状態から
オン状態になる。このとき、キャパシタ１５が充電され
る時間だけトランジスタ４は導通状態となり、ダイオー
ド１に蓄積されたキャリアを急速にＶ （−）電源に流
出させることができる。そして、トランジスタ３は非導
通状態で、放電しなければならないキャリアは蓄積され
ていない。また、トランジスタ２に蓄積されたキャリア
は抵抗１３を介して放電されるため、従来のようにスピ
ードアップコンデンサを介して瞬時的に大電流がＶ（−
）電源に流出することはない。したかって、順方向から
逆方向への切換も高速化される。
ここで、第２図に示すように、上記トランジスタ２〜４
のベース・エミッタ間に抵抗１８〜２０を介在させれば
、ベース・エミッタ間のもれ電流によりトランジスタか
誤動作するような不安定な状態になることを避けること
ができ、しかもキャパシタ１１．１４．１５の充放電の
時定数を安定させることもできる。
のベース・エミッタ間に抵抗１８〜２０を介在させれば
、ベース・エミッタ間のもれ電流によりトランジスタか
誤動作するような不安定な状態になることを避けること
ができ、しかもキャパシタ１１．１４．１５の充放電の
時定数を安定させることもできる。
さらに、第３図に示すように、トランジスタ３のエミッ
タに前記順方向バイアス電源Ｖ（＋）の電圧よりも高い
電源Ｖ（＋＋）を接続すれば、逆方向から順方向への切
換をさらに高速化できる。
タに前記順方向バイアス電源Ｖ（＋）の電圧よりも高い
電源Ｖ（＋＋）を接続すれば、逆方向から順方向への切
換をさらに高速化できる。
尚、第２図及び第３図において、第１図と同一部分には
同一符号を付して示し、その説明を省略する。
同一符号を付して示し、その説明を省略する。
マタ、このダイオードスイッチ駆動回路はＲＦスイッチ
に限らず、移相器、ステ・ソプア・ソテネータ等に用い
るダイオードスイッチにも実施可能であることはいうま
でもない。
に限らず、移相器、ステ・ソプア・ソテネータ等に用い
るダイオードスイッチにも実施可能であることはいうま
でもない。
［発明の効果］
以上のようにこの発明によれば、ノ＼ンドリングパワー
が大きくても、順方向から逆方向、逆方向から順方向へ
の切換時間を同時に短縮することができ、これによって
スイッチング速度の高速化を実現できるダイオードスイ
ッチ駆動回路を提供することができる。
が大きくても、順方向から逆方向、逆方向から順方向へ
の切換時間を同時に短縮することができ、これによって
スイッチング速度の高速化を実現できるダイオードスイ
ッチ駆動回路を提供することができる。
第１図はこの発明に係るダイオードスイッチ駆動回路の
一実施例を示す回路図、第２図及び第３図はそれぞれこ
の発明に係る他の実施例を示す回路図、第４図は従来の
ダイオードスイッチ駆動回路の構成を示す回路図である
。 １・・・ＲＦスイッチ用ダイオード、２，３・・・ＰＮ
Ｐ ）ランジスタ、４・・・ＮＰＮ トランジスタ、５
．６・・・信号伝送線路、７．８・・・直流阻止用キャ
パシタ、９・・ＲＦチョークコイル、１０・・・ＲＦバ
イパス用−ｔ−ヤパシタ、１１１７・・・スピードアッ
プ用キャパシタ、１２．１３，１６．１８〜２０・・・
抵抗、１４．１５・・・キャパシタ、２１・・切換制御
信号入力端、ＳＣ・・・切換制御信号。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦
一実施例を示す回路図、第２図及び第３図はそれぞれこ
の発明に係る他の実施例を示す回路図、第４図は従来の
ダイオードスイッチ駆動回路の構成を示す回路図である
。 １・・・ＲＦスイッチ用ダイオード、２，３・・・ＰＮ
Ｐ ）ランジスタ、４・・・ＮＰＮ トランジスタ、５
．６・・・信号伝送線路、７．８・・・直流阻止用キャ
パシタ、９・・ＲＦチョークコイル、１０・・・ＲＦバ
イパス用−ｔ−ヤパシタ、１１１７・・・スピードアッ
プ用キャパシタ、１２．１３，１６．１８〜２０・・・
抵抗、１４．１５・・・キャパシタ、２１・・切換制御
信号入力端、ＳＣ・・・切換制御信号。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦
Claims (2)
- （１）高周波信号の伝送線路及び基準電位間にダイオー
ドを接続し、前記ダイオードに対して逆方向バイアス電
流を発生する第１の電源と順方向バイアス電圧を発生す
る第２の電源とを備え、切換制御信号に応じて前記ダイ
オードに前記第１、第２の電源を選択的に接続すること
によりダイオードをオン／オフ制御し、前記高周波信号
の伝送を断続するダイオードスイッチ駆動回路において
、前記ダイオードと前記第１の電源とをつなぐ第１の抵
抗と、 第１のトランジスタのエミッタが前記第１の電源に接続
され、ベースが第１のキャパシタを介して前記切換制御
信号の入力端子に接続され、コレクタが前記ダイオード
スイッチに接続される第１のトランジスタ回路と、 第２のトランジスタのエミッタが前記第２の電源に接続
され、ベースが第２の抵抗と第２のキャパシタの並列回
路を介して前記切換制御信号の入力端子に接続され、コ
レクタが第３の抵抗を介して前記ダイオードに接続され
る第２のトランジスタ回路と、 第３のトランジスタのエミッタが前記第２の電源に接続
され、ベースが第３のキャパシタを介して前記切換制御
信号の入力端子に接続され、コレクタが前記ダイオード
スイッチに接続される第３のトランジスタ回路とを具備
するダイオードスイッチ駆動回路。 - （２）前記第３のトランジスタのエミッタは、前記第２
の電源の発生電圧より高い電圧を発生する第３の電源に
接続されることを特徴とする請求項１記載のダイオード
スイッチ駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33300390A JP2875010B2 (ja) | 1990-11-29 | 1990-11-29 | ダイオードスイッチ駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33300390A JP2875010B2 (ja) | 1990-11-29 | 1990-11-29 | ダイオードスイッチ駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04200012A true JPH04200012A (ja) | 1992-07-21 |
| JP2875010B2 JP2875010B2 (ja) | 1999-03-24 |
Family
ID=18261203
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33300390A Expired - Lifetime JP2875010B2 (ja) | 1990-11-29 | 1990-11-29 | ダイオードスイッチ駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2875010B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002164762A (ja) * | 2000-08-17 | 2002-06-07 | Eni Technology Inc | プラズマ・チューナのホット・スイッチングの方法 |
| WO2003026058A1 (fr) * | 2001-09-14 | 2003-03-27 | Japan Radio Co., Ltd. | Commutateur et son application |
| JP2011229029A (ja) * | 2010-04-21 | 2011-11-10 | Nec Network & Sensor Systems Ltd | 高周波切替回路 |
| WO2018092855A1 (ja) * | 2016-11-17 | 2018-05-24 | 株式会社ダイヘン | 駆動回路およびインピーダンス整合装置 |
| US10778209B1 (en) | 2019-03-26 | 2020-09-15 | Daihen Corporation | Pin diode driving circuit and threshold value determination method |
-
1990
- 1990-11-29 JP JP33300390A patent/JP2875010B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002164762A (ja) * | 2000-08-17 | 2002-06-07 | Eni Technology Inc | プラズマ・チューナのホット・スイッチングの方法 |
| WO2003026058A1 (fr) * | 2001-09-14 | 2003-03-27 | Japan Radio Co., Ltd. | Commutateur et son application |
| JP2011229029A (ja) * | 2010-04-21 | 2011-11-10 | Nec Network & Sensor Systems Ltd | 高周波切替回路 |
| WO2018092855A1 (ja) * | 2016-11-17 | 2018-05-24 | 株式会社ダイヘン | 駆動回路およびインピーダンス整合装置 |
| JP2018082332A (ja) * | 2016-11-17 | 2018-05-24 | 株式会社ダイヘン | 駆動回路およびインピーダンス整合装置 |
| US10812071B2 (en) | 2016-11-17 | 2020-10-20 | Daihen Corporation | Drive circuit and impedance matching device |
| US11211930B2 (en) | 2016-11-17 | 2021-12-28 | Daihen Corporation | Drive circuit and impedance matching device |
| US10778209B1 (en) | 2019-03-26 | 2020-09-15 | Daihen Corporation | Pin diode driving circuit and threshold value determination method |
| JP2020161974A (ja) * | 2019-03-26 | 2020-10-01 | 株式会社ダイヘン | Ｐｉｎダイオードの駆動回路及び閾値決定方法 |
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