WO2018087982A1 - 通信装置 - Google Patents

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WO2018087982A1
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phase control
communication device
phase
metal pattern
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嘉晃 笠原
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日本電気株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a communication device.
  • a communication device for example, a millimeter wave antenna that realizes high directivity by combining a radio wave radiation source (for example, a horn antenna) and a lens (for example, a dielectric lens) has been proposed.
  • a radio wave radiation source for example, a horn antenna
  • a lens for example, a dielectric lens
  • the communication device in order to realize high directivity, it is necessary to increase the effective aperture area of the lens.
  • a horn antenna is used as the radio wave radiation source.
  • the distance between the radio wave radiation source and the lens must be increased.
  • the dielectric lens itself has a certain thickness. As a result, there is a problem that the entire thickness is increased and the communication apparatus is increased in size.
  • Patent Document 1 discloses an antenna device having a dielectric lens.
  • the dielectric lens is a rotationally symmetric body with the optical axis as the center of rotation.
  • the surface which is the surface opposite to the primary radiator side, has a plurality of concentric surface-side refractions that swell in the surface direction. And a step surface connecting between adjacent surface side refracting surfaces.
  • the stepped surface forms an angle within a range of ⁇ 20 degrees with respect to the principal ray that enters the lens from the focal point at an arbitrary position on the back surface facing the primary radiator and travels through the lens, and passes through the surface side refractive surface.
  • a plurality of concentric curved surfaces by zoning are provided at positions on the back surface of the light beam.
  • the lens portion can be thinned, but the distance between the radio wave radiation source and the lens cannot be reduced.
  • the processing accuracy of the lens is increased, causing problems such as an increase in cost.
  • An object of the present invention is to reduce the size of a communication device.
  • a radiation source for emitting electromagnetic waves the a first phase control plate placed in the position of the radiation source wave radiation direction distance L 1, having a said first phase control plate,
  • the phase of the transmitted electromagnetic wave differs according to the distance from the representative point on the first phase control plate, and the radiation source is located at a position away from the representative point of the first phase control plate by L 1/2.
  • a communication device capable of supplying power is provided.
  • the communication device can be thinned.
  • the communication device 1 is, for example, an antenna device (for example, a millimeter wave antenna). As illustrated, the communication device 1 includes a radio wave radiation source 10 and a first phase control plate 11. In the figure, an arrow A indicates the traveling direction of the electromagnetic wave. The phase of the electromagnetic wave radiated from the radio wave radiation source 10 is aligned by the first phase control plate 11.
  • the first phase control plate 11 is a direction (radiation direction) in which the radio wave radiation source 10 radiates electromagnetic waves, and is located at a distance L 1 from the radio wave radiation source 10.
  • the radio wave radiation direction is a direction in which the central axis of the electromagnetic wave radiated from the radio wave radiation source 10 toward the first phase control plate 11 extends in the width direction and passes through the approximate center of the width direction spread.
  • the first phase control plate 11 may extend in a direction substantially perpendicular to the direction in which the radio wave radiation source 10 emits electromagnetic waves, or may extend at a predetermined angle from a direction substantially perpendicular to the direction. Good.
  • the first phase control plate 11 with respect to the distance L 1 between the radio source 10, diameter L 1/2 or more, and more preferably has a L 1 or more.
  • the first phase control plate 11 extends on the xy plane in the figure, and the z direction in the figure is the thickness direction.
  • the distance between the radio wave radiation source 10 and the first phase control plate 11 may be shorter than the diameter of the first phase control plate 11.
  • the x direction, the y direction, and the z direction are shown as appropriate.
  • the radio wave radiation source 10 has a low directivity feature capable of supplying power from a representative point of the first phase control plate 11 (a definition of the representative point will be described later) to a position away from L 1/2 .
  • power can be supplied means that, for example, 1/10 or more of power can be supplied in the maximum gain direction of the radio wave radiation source 10.
  • FIG. If a highly directional antenna is brought as the radio wave radiation source 10, power is applied only to the vicinity of the center of the first phase control plate 11, and the effective aperture area is reduced, resulting in high directivity. Sex beam cannot be formed.
  • FIG. 2 (1) shows an example of a perspective view of the communication device 1 of the present embodiment.
  • FIG. 2 (2) shows a view of the communication device 1 of FIG. 2 (1) observed in the x direction.
  • FIG. 2 (3) shows a view of the communication device 1 of FIG. 2 (1) observed in the y direction.
  • 3 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ in FIG. 2A and the cross-section taken along the line BB ′ in FIG. 4 is a cross-sectional view taken along the line CC ′ of FIG.
  • the radio wave radiation source 10 of the communication device 1 is provided on a conductor and has a rectangular slot opening with a mouth opened in the arrangement direction of the first phase control plate 11. 10A, and a conductor plate 10B that connects the long side (see FIG. 4) of the slot opening 10A and the first phase control plate 11.
  • the conductor plate 10B is inclined with respect to the x direction (inclined from the x direction). It gradually spreads from the slot opening 10 ⁇ / b> A toward the first phase control plate 11. As shown in FIGS. 2 (2) and (3), the x direction is blocked by the conductor plate 10B, but the y direction is not blocked.
  • the slot opening 10A and the conductor plate 10B operate as the radio wave radiation source 10.
  • FIGS. 2 to 4 show an example in which the long side of the slot opening 10A and the conductor plate 10B are directly connected, but the slot opening 10A and the conductor plate 10B are not directly connected as shown in FIGS. May be.
  • the slot opening 10A and the conductor plate 10B are connected by another conductor plate 10E. 2 to 4 and FIGS. 34 and 35 show the case where the conductor plate 10B is a flat plate, the conductor plate 10B does not necessarily have to be a flat plate and may have a curvature. .
  • FIGS. 2 to 4 and FIGS. 34 and 35 show the case where power is supplied from the negative z-axis direction in the figure, but the power supply method is limited to such a method. Not. Any method may be used as long as the slot opening 10A is efficiently excited.
  • power may be supplied by a waveguide extending from the positive x-axis direction.
  • power may be supplied by preparing a configuration as shown in FIG. 37 and radiating electromagnetic waves from the negative z-axis direction.
  • electric power may be supplied by a microstrip line arranged so as to straddle the slot opening 10A.
  • various excitation methods of the slot opening 10A are conceivable.
  • the radio wave radiation source 10 shown in FIGS. 2 to 4 has the above-mentioned low directivity characteristics by the conductor plate 10B, and realizes the effect of the present invention.
  • a general slot antenna (see FIGS. 5 and 6, which is a cross-sectional view taken along the line q-q ′ in FIG. 5) in which a planar conductor plate 10 ⁇ / b> B has an opening, an electric field induced by the slot opening is used. Due to the requirements of the vector direction and the boundary condition of the planar conductor plate 10B, the antenna becomes omnidirectional in the xz plane, and in the xy plane, has a donut-shaped directivity having no radiation intensity in the y-axis direction.
  • FIG. 6 represents the traveling direction of the radio wave, and the dotted line arrow represents the direction of the electric field.
  • the first phase control plate 11 when the first phase control plate 11 is provided above the conductor plate 10B (z-axis positive direction) as shown in FIG. 6, power is dissipated in the x-axis and ⁇ x-axis directions. As a result, the total amount of power that contributes to the formation of a highly directional beam is reduced.
  • the power in the x-axis and ⁇ x-axis directions can be obtained without changing the state of the electric field vector by making the conductor plate 10B inclined with respect to the x-direction.
  • the directivity capable of introducing almost all of the power into the first phase control plate 11 is realized.
  • a solid arrow A in FIG. 3 represents the traveling direction of the radio wave, and a dotted line represents the direction of the electric field vector.
  • a radio wave that reaches a point on the first phase control plate 11 that is closest to the radio wave radiation portion (in this embodiment, the slot opening 10A) of the radio wave radiation source 10 is transmitted to the first phase control plate 11 with the shortest optical path length. Has reached.
  • a point on the first phase control plate 11 closest to the radio wave radiating portion is used as a representative point, and the first phase control plate 11 gives different phase delays according to the distance from the representative point on the phase control plate 11. Formed as follows.
  • the representative point is preferably near the center of the surface of the first phase control plate 11.
  • the first phase control plate 11 can be configured, for example, by arranging unit structures that give different phase delays depending on the distance from the representative point on the phase control plate 11.
  • the “representative point” is a point on the surface of the phase control plate 11 (a surface facing the radio wave radiation source 10).
  • “Distance from representative point” is the distance from the representative point on the surface.
  • the first phase control plate 11 is configured by arranging unit structures that give a small phase delay amount from the representative point toward the edge of the phase control plate. The above description is described assuming that the phase range is not limited to a range of 360 degrees.
  • the phase lag amount is the phase difference between the incident surface (the surface facing the radio wave radiation source 10) and the emission surface (the surface opposite to the surface facing the radio wave radiation source 10) of the first phase control plate 11. Say that.
  • This function is realized by arranging a plurality of types of unit structures having different performances in a predetermined order. This will be described below.
  • a center axis When a line passing through the center of the spread in the width direction of the electromagnetic wave radiated from the radio wave radiation source 10 toward the first phase control plate 11 is referred to as a center axis, the center axis and the phase control are described.
  • the angle formed with the plate is greater than 0 degrees and smaller than 180 degrees.
  • a unit structure group that gives the same phase lag to the transmitted electromagnetic wave surrounds the representative point.
  • a plurality of types of unit structure groups that give different phase delay amounts to the transmitted electromagnetic wave surround the representative point.
  • the “same amount” is a concept including a completely coincident and an error (eg, variation in phase delay amount due to processing error, etching error, etc.).
  • the difference in the amount of phase to be shifted between the unit structures in the unit structure group in which the phase of the transmitted electromagnetic wave is shifted by the same amount is, for example, 45 degrees or less, more desirably 30 degrees or 15 degrees or less.
  • unit structure groups that give the same phase delay to the transmitted electromagnetic waves are arranged in a circle around the representative point.
  • a plurality of types of unit structure groups that give different phase delays to the transmitted electromagnetic waves are arranged concentrically around the representative point.
  • a reference point is defined for each of a plurality of unit structures 20 arranged as shown in FIGS. 22, 23, and 25 (eg, the center of the unit structure 20), and the reference points corresponding to each unit structure 20 And the distance N between the first phase control plate 11 and the representative point C is calculated. Then, according to the value of N, a plurality of unit structures are grouped. For example, unit structures 20 that satisfy each of a plurality of numerical conditions of n0 ⁇ N ⁇ n1, n1 ⁇ N ⁇ n2, n2 ⁇ N ⁇ n3,. And the structure and characteristic of the several unit structure 20 of the same group shall be the same. Thereby, the said circular and concentric arrangement can be realized.
  • n0 ⁇ N n1, n1 ⁇ N ⁇ n2, n2 ⁇ N ⁇ n3, and so on, with respect to the phase of the radio wave incident on the first phase control plate 11 as the value of N increases. It is possible to determine the characteristics of the unit structure of each group so as to reduce the delay amount of the phase of the radio wave transmitted through one phase control plate 11. At this time, the phase delay amount starts from the first reference value, and the phase delay amount is decreased by a predetermined amount as the value of N increases.
  • the first phase control plate 11 is, for example, a metasurface (artificial sheet-like material configured using the concept of metamaterial), and includes a metal pattern layer configured by one or a plurality of layers.
  • a metal pattern layer configured by one or a plurality of layers.
  • each of the plurality of layers has a metal pattern.
  • a dielectric exists in a portion other than the metal pattern.
  • the metal pattern included in the metal pattern layer has a structure in which a plurality of types of unit structures including metal are arranged two-dimensionally with a certain rule or randomly.
  • the size of the unit structure is sufficiently smaller than the wavelength of the electromagnetic wave. For this reason, the set of unit structures functions as an electromagnetic continuous medium.
  • FIG. 12 is a diagram showing the structure of a so-called split ring resonator.
  • the metal pattern layer for controlling the magnetic permeability is composed of a metal pattern layer composed of two layers.
  • a metal pattern layer extends on the xy plane in the drawing.
  • the z direction in the figure is the stacking direction of the two layers.
  • a linear or plate-like metal is formed on the lower layer.
  • Two linear or plate-like metals separated from each other are formed on the upper layer. Each of the upper two metals is connected to the same metal in the lower layer, for example, via vias.
  • FIG. 12 shows a state in which such split ring structures are arranged in the y direction.
  • the split ring structure may be arranged in the x direction.
  • an annular current Jind flows along the split ring.
  • the split ring is described by a circuit model of a series LC resonator.
  • the inductance L that constitutes the series LC resonator can be adjusted.
  • the capacitance C can be adjusted by adjusting the width of the annular metal opening (the portion surrounded by the wavy line in FIG. 12), the metal line width, and the like.
  • L and C the current Jind can be adjusted.
  • the magnetic field generated thereby can be adjusted. That is, the permeability can be controlled.
  • the metal pattern layer for controlling the magnetic permeability is configured by arranging two metal pattern layers facing different layers. Two metal pattern layers extend on a plane parallel to the xy plane in the figure.
  • the metal pattern layer includes a metal pattern in order to control impedance (admittance).
  • the current Jind can be adjusted by adjusting the admittance values of the two metal pattern layers. Then, by adjusting the current Jind, the magnetic field generated thereby can be adjusted. That is, the magnetic permeability can be controlled. Adjustment of the admittance of the metal pattern layer can be realized by adjusting inductance L and capacitance C formed from the metal pattern of the metal pattern layer.
  • the metal pattern layer for controlling the dielectric constant is composed of one metal pattern layer.
  • a metal pattern layer extends on the xy plane in the drawing.
  • the metal pattern layer includes a metal pattern in order to control impedance (admittance).
  • a potential difference is induced between two points on the admittance adjustment surface of the metal pattern layer by the electric field Ein in the direction as shown in FIG.
  • the electric current Jind flowing by this potential difference is adjusted by adjusting the admittance value of the metal pattern layer, and the electric field generated thereby can be adjusted. That is, the dielectric constant can be controlled.
  • the magnetic permeability is controlled by two metal pattern layers, and the dielectric constant is controlled by one metal pattern layer.
  • the impedance and the phase constant are given by the following formulas (1) and (2) using the dielectric constant and the magnetic permeability.
  • the phase constant is controlled by matching the impedance value of the vacuum and the impedance value of the phase control plate (that is, while maintaining the non-reflective condition). It is possible to control the amount of phase shift delayed in the control plate.
  • FIG. 11 shows an example of the metal pattern of the metal pattern layer constituting the first phase control plate 11.
  • a metal pattern corresponding to each of a plurality of unit structures is provided in one metal pattern layer.
  • the metal pattern of the unit structure can be regarded as a combination of an inductance L extending in the x-axis direction and an inductance L extending in the y-axis direction.
  • the plurality of unit structures are different from each other in the width of the metal line constituting each unit structure. Thus, by forming a different metal pattern for each point, it becomes possible to realize different admittances for each point.
  • FIG. 13 shows an example of a metal pattern that realizes a series resonance circuit.
  • the metal pattern shown in FIG. 13A is configured by arranging a plurality of linear metals (unit structures) arranged in the same direction as the x-axis.
  • the linear metal has a wider line width at both ends than the other portions, and forms a capacitance between adjacent patterns in the x-axis direction. It should be noted that both ends do not necessarily have to be wide, and may have the same thickness as the linear portion or thinner than the linear portion as long as a necessary capacitance value can be secured between adjacent patterns.
  • FIG. 13 (2) is a diagram showing a configuration of a metal pattern in which a plurality of square annular metals (unit structures) having one side in each of the same direction and the perpendicular direction to the x-axis are arranged.
  • FIG. 13 (3) is a diagram showing a configuration of a metal pattern in which a plurality of square island-shaped metals (unit structures) having one side in each of the same direction and the perpendicular direction to the electric field E are arranged.
  • FIG. 13 (4) is a diagram showing a configuration of a metal pattern in which a plurality of cross-shaped metals (unit structures) each having one side in the same direction and perpendicular to the electric field E are arranged.
  • FIGS. 13 (2) to (4) are configured to operate in the same manner when the direction of the electric field E is in an arbitrary direction in the xy plane in the drawing.
  • a two-dimensional equivalent circuit at this time is shown in FIG.
  • FIG. 16 shows an example of a metal pattern that realizes a parallel resonant circuit.
  • FIG. 16A shows a configuration of a metal pattern in which each of a plurality of linear metals in the metal pattern shown in FIG. 13A is surrounded by an annular metal having one side in the same direction as the x-axis and the y-axis.
  • FIG. 16 (2) shows a metal pattern in which each of a plurality of square annular metals in the metal pattern shown in FIG. 13 (2) is surrounded by an annular metal having one side in the same direction as the x-axis and y-axis. It is a figure which shows a structure.
  • FIG. 16A shows a configuration of a metal pattern in which each of a plurality of linear metals in the metal pattern shown in FIG. 13A is surrounded by an annular metal having one side in the same direction as the x-axis and the y-axis.
  • FIG. 16 (2) shows a metal pattern in which each of a plurality of square annul
  • FIG. 16 (3) is a metal pattern in which each of a plurality of square island-shaped metals in the metal pattern shown in FIG. 13 (3) is surrounded by an annular metal having one side in the same direction as the x-axis and y-axis.
  • FIG. 16 (4) shows a configuration of a metal pattern in which each of a plurality of cross-shaped metals in the metal pattern shown in FIG. 13 (4) is surrounded by an annular metal having one side in the same direction as the x-axis and y-axis.
  • the metal patterns shown in FIGS. 16 (1) to (4) include an inductance L formed by an annular metal, a capacitance C formed by adjoining the annular metal and the metal pattern inside the annular metal, and an annular shape.
  • Series resonance in which the inductance L formed by the metal pattern inside the metal and the capacitance C formed by adjoining the ring metal and the metal pattern inside the ring metal are connected in series in the longitudinal direction in this order. And act as a parallel resonant circuit.
  • the series resonator portion in which C, L, and C are connected in series operates as a capacitor up to the resonance frequency of the series resonator. Therefore, all of FIGS. 16 (1) to 16 (4) result in the equivalent circuit shown in FIG. That is, each of the metal patterns in FIGS. 16 (1) to (4) realizes an equivalent circuit having the relationship shown in FIG. 15, that is, a parallel resonance circuit.
  • FIGS. 16 (2) to (4) are configured to work in the same manner when the direction of the electric field E is in an arbitrary direction within the xy plane in the drawing.
  • a two-dimensional equivalent circuit at this time is shown in FIG.
  • the metal patterns shown in FIGS. 13 and 16 are configured by arranging a plurality of unit structures having the same shape. However, when the first phase control plate 11 is configured, the length of the metal lines, A plurality of types of unit structures having different thicknesses, intervals between metal lines, areas of metal portions and the like are arranged side by side.
  • the capacitor portion can increase C as an interdigital capacitor, for example.
  • the inductor portion can increase L, for example, as a meander inductor, a spiral induct, or the like.
  • FIG. 18 shows a modification of the cross-shaped metal in FIGS. 13 (4) and 16 (4).
  • FIG. 19 shows a modification of the cross metal in FIG. In FIG. 18, the effect of increasing L by the linear metal pattern having a meander shape, and in FIG. 19, the effect of increasing C by the opposing metal pattern becoming interdigital can be expected. .
  • FIGS. 20 and FIG. 21 is formed by laminating a plurality of layers having a metal pattern as described above.
  • a unit structure formed by stacking three layers is shown. That is, a unit structure is formed by a combination of three stacked metal patterns.
  • the three-layer structure is merely an example, and the metal pattern layer may be composed of four or more layers.
  • the metal pattern layer may be composed of one layer or two layers.
  • the unit structure of the metal pattern layer may be composed of a plurality of types of metal patterns as shown in FIGS.
  • FIG. 20 shows an example of a unit structure 20 of a parallel resonator type.
  • the unit structure 20 shown in FIG. 20A is composed of a first layer metal pattern 21, a second layer metal pattern 22, and a third layer metal pattern 23.
  • the metal pattern 21 of the first layer includes an outer peripheral metal that surrounds the outer periphery, and a cross-shaped inner metal positioned therein.
  • the outer metal and the inner metal are insulated.
  • the metal pattern 22 of the second layer includes an outer peripheral metal that surrounds the outer periphery, and a cross-shaped inner metal positioned therein.
  • the line width of each tip of the two straight metals forming the cross shape is widened.
  • the outer peripheral metal and the inner metal are insulated.
  • the metal pattern 23 of the third layer includes an outer peripheral metal that surrounds the outer periphery, and a cross-shaped inner metal positioned therein.
  • the outer metal and the inner metal are insulated.
  • the metal pattern 21 of the first layer to the metal pattern 23 of the third layer are insulated from each other.
  • the portion where the metal pattern does not exist is filled with a dielectric, for example.
  • the unit structure 20 shown in FIG. 20 (2) is also composed of a first layer metal pattern 21, a second layer metal pattern 22, and a third layer metal pattern 23.
  • the metal pattern 21 of the first layer includes an outer peripheral metal that surrounds the outer periphery, and a cross-shaped inner metal positioned therein. The outer metal and the inner metal are insulated.
  • the metal pattern 22 of the second layer includes an outer peripheral metal that surrounds the outer periphery.
  • the metal pattern 23 of the third layer includes an outer peripheral metal that surrounds the outer periphery, and a cross-shaped inner metal positioned therein. The outer metal and the inner metal are insulated.
  • the metal pattern 21 of the first layer to the metal pattern 23 of the third layer are insulated from each other. The portion where the metal pattern does not exist is filled with a dielectric, for example.
  • FIG. 21 is an example of a unit structure 20 of a series resonator type.
  • the unit structure 20 shown in FIG. 21A includes a first layer metal pattern 21, a second layer metal pattern 22, and a third layer metal pattern 23.
  • the metal pattern 21 of the first layer includes a cross-shaped metal, and the line width of each tip of the two straight metals forming the cross shape is widened.
  • the metal pattern 22 of the second layer includes a quadrangular annular metal.
  • the metal pattern 23 of the third layer includes a cross-shaped metal, and the line width of each tip of the two straight metals forming the cross shape is widened.
  • the metal pattern 21 of the first layer to the metal pattern 23 of the third layer are insulated from each other. The portion where the metal pattern does not exist is filled with a dielectric, for example.
  • the unit structure 20 in FIG. 21 (2) is also composed of a first layer metal pattern 21, a second layer metal pattern 22, and a third layer metal pattern 23.
  • Each of the metal pattern 21 of the first layer, the metal pattern 22 of the second layer, and the metal pattern 23 of the third layer includes a quadrangular annular metal.
  • the metal pattern 21 of the first layer to the metal pattern 23 of the third layer are insulated from each other.
  • the portion where the metal pattern does not exist is filled with a dielectric, for example.
  • FIG. 1 is a diagram of the first phase control plate 11 of FIG. 1 observed from the z direction in the figure.
  • a part of the surface of the metal pattern layer included in the first phase control plate 11 is enlarged to show the planar shape and arrangement of the unit structures 20.
  • the unit structure 20 is schematically shown, and the description of the metal pattern is omitted.
  • the planar shape of the unit structure 20 is a square. Then, the plurality of unit structures 20 are regularly arranged in a lattice shape (matrix shape) in a vertical and horizontal direction without gaps.
  • FIG. 23 shows another example. Also in the example of FIG. 23, the planar shape of the unit structure 20 is a square. In the example of FIG. 23, columns of unit structures adjacent to each other in the vertical direction are arranged in a staggered pattern shifted from each other by a predetermined amount (eg, half the length of one side of the unit structure).
  • planar shape of the unit structure 20 is not limited to the illustrated square, and may be other shapes (eg, other polygons, for example, a regular triangle, a regular hexagon (see FIG. 25)).
  • the arrangement of the plurality of unit structures 20 is not limited to a lattice shape or a staggered lattice shape as shown in the drawing, but it is preferable to arrange the plurality of unit structures 20 regularly in view of ease of design.
  • the planar shape of the first phase control plate 11 is a circle, but other shapes may be used.
  • 22 and 23 are schematic diagrams for explaining the planar shape and arrangement of the unit structures 20 to the last.
  • the planar shape of the first phase control plate 11 and the planar shape of the unit structure 20 are illustrated.
  • the relationship with Sato has no particular meaning.
  • the unit structure group that shifts the phase of the transmitted electromagnetic wave by the same amount extends a circle centered on the representative point to one side. Surround the representative points with a shape that squeezes the opposite side across the center of the circle. A plurality of types of unit structure groups that shift the phase of transmitted electromagnetic waves by different amounts surround the representative points with the same shape and different diameters. The surrounding shape at this time is determined according to, for example, the direction in which the central axis is inclined with respect to the metal pattern layer and the angle formed by these.
  • the radio wave radiation source 10 is configured by the slot opening 10A and the conductor plate 10B, thereby reaching the area of the radius L 1/2 of the first phase control plate 11. , more desirably, it is possible to realize a low directivity characteristic capable of supplying power to a radius L 1 area.
  • the wide range of the first phase control plate 11 is also larger than the first phase control plate 11 placed at a short distance from the radio wave radiation portion of the radio wave radiation source (in this embodiment, the slot opening 10A).
  • the power of electromagnetic waves can be supplied to and a highly directional beam can be formed. That is, the communication device 1 that forms a highly directional beam can be realized with a thin configuration.
  • the lens portion can be made thinner.
  • the first phase control plate 11 including the metal pattern layer is used to align the phases of the electromagnetic waves.
  • the first phase control plate 11 can also be made thinner than when a general lens is used.
  • the thickness of the first phase control plate 11 is generally half a wavelength or less, even if it is thicker than the wavelength of the operating frequency of the communication device, and is irrespective of the size of the surface area.
  • the numerical range can be maintained. For example, when 60 GHz is assumed, it is 2.5 mm or less, and even if it is thick, it is 5 mm or less.
  • the thickness of the first phase control plate 11 is the thickness of the dielectric lens itself, but the radio wave radiation portion (slot opening 10A in the present embodiment) of the radio wave radiation source and the first phase control plate 11 Since the distance can be reduced, the communication device 1 can be thinned.
  • the size of the radiation surface of the first phase control plate 11 can be made sufficiently large while realizing the thin communication device 1. For this reason, the high directivity of electromagnetic waves is realizable.
  • FIG. 27A shows another example of a perspective view of the communication device 1 of the present embodiment.
  • FIG. 27 (2) shows a diagram of the communication device 1 of FIG. 27 (1) observed in the x direction in the figure.
  • FIG. 27 (3) shows a view of the communication device 1 of FIG. 27 (1) observed in the y direction in the figure.
  • the communication device 1 of the present embodiment includes a conductor connecting the short side (see FIG. 8) of the slot opening 10A and the first phase control plate 11 in addition to the conductor plate 10B of the first embodiment.
  • a plate 10C is provided. The diameters of the conductor plate 10B and the conductor plate 10C gradually increase from the slot opening 10A toward the first phase control plate 11. In the case of the example in FIG. 27, as shown in FIGS. 27 (2) and 27 (3), both the x direction and the y direction are blocked by the conductor plate 10B or the conductor plate 10C.
  • FIG. 27 shows an example in which the short side of the slot opening 10A and the conductor plate 10C are directly connected, but the slot opening 10A and the conductor plate 10C may not be directly connected.
  • the slot opening 10A and the conductor plate 10C may be connected via another conductor plate.
  • FIG. 27 shows a case where the conductor plate 10C is a flat plate, but the conductor plate 10C is not necessarily a flat plate, and may have a curvature.
  • FIG. 28 shows an example of a view of the communication device 1 of FIG. 27 observed from the lower side in the figure.
  • FIG. 29A shows an example of a plan view in which the first phase control plate 11 is removed and the communication device 1 is observed from the opening side of the conductor plates 10B and 10C.
  • FIG. 29 (2) shows an enlarged view of a portion surrounded by a broken line in FIG. 29 (1).
  • a slot opening 10A of the radio wave radiation source 10 is shown in a portion surrounded by a broken line.
  • the electromagnetic wave emitted from the slot opening 10A travels inside the conductor plates 10B and 10C.
  • electromagnetic waves inject into the 1st phase control board 11 (not shown) located in the opening part of conductor board 10B, 10C.
  • the communication device 1 of the present embodiment it is possible to prevent electromagnetic waves from leaking outside the first phase control plate 11 by covering with the conductor plates 10B and 10C.
  • the radio wave radiation source 10 having the slot opening 10A is shown as an example.
  • the radio wave radiation source 10 is limited to such a configuration as long as it has the low directivity characteristic necessary for the present invention.
  • the dipole antenna is disposed substantially parallel to the first phase control plate 10, power is dissipated in the opposite direction of the first phase control plate 10, but the dipole antenna is the radio wave radiation source 10 of the present invention. It has the low directivity characteristics necessary for It is also conceivable to use another low directivity antenna as the radio wave radiation source 10.
  • the modification is applicable to all other embodiments.
  • FIG. 33 shows the configuration of the radio wave radiation source 10 of the present embodiment.
  • the communication device 1 of this embodiment may not have the conductor plates 10B and 10C described in the first and second embodiments.
  • d is the diameter of the surface having the slot opening 10A, and is the diameter in the direction perpendicular to the long side of the slot opening 10A.
  • the dslot shown is the slot length (the length of the long side of the slot).
  • d is desirably dslot ⁇ 10 or less, more preferably dslot ⁇ 5 or less.
  • the radio wave radiation source 10 of the present embodiment includes a rectangular slot opening 10 ⁇ / b> A having a mouth opened in the arrangement direction of the first phase control plate 11.
  • the length of the diameter d orthogonal to the long side of the slot opening 10A in the conductor plate in which the slot opening 10A is formed is not more than 10 times, preferably not more than 5 times the length of the long side of the slot opening 10A. In such a case, radio waves can be efficiently introduced into the first phase control plate 11.
  • FIG. 33 shows a case where a casing or the like is not connected to the radio wave radiation source 10 or the power supply unit 13, but a casing may be connected.
  • a casing may be connected.
  • the communication device 1 is, for example, an antenna device (for example, a millimeter wave antenna). As illustrated, the communication device 1 includes a radio wave radiation source 10 ⁇ / b> D, a first phase control plate 11, and a second phase control plate 12. In the figure, an arrow A indicates the traveling direction of the electromagnetic wave. The traveling direction of the electromagnetic wave radiated from the radio wave radiation source 10 ⁇ / b> D is expanded by the second phase control plate 12. The phase of the electromagnetic wave is aligned by the first phase control plate 11.
  • the communication device 1 can be thinned by reducing the directivity by the second phase control plate 12. That is, according to the present embodiment, the radio radiation source 10D and the second phase control plate 12 are combined and regarded as the radio wave radiation source 10, thereby realizing the low directivity characteristic required for the radio wave radiation source. .
  • the low directivity feature mentioned here is a position at a distance L 1 from the radio wave radiation source (in this embodiment, the radio wave radiation source is constituted by the radio wave radiation source 10 and the second phase control plate 12, It is a low directivity feature that can supply power to the area of radius L 1/2 with respect to the first phase control plate 11 placed at L 1 ).
  • the second phase control plate 12 determines the distance between the radio wave radiation source 10D and the first phase control plate 11. The function is further reduced and the communication device 1 is further reduced in size. Details will be described below.
  • the second phase control plate 12 is located between the radio wave radiation source 10D and the first phase control plate 11.
  • the electromagnetic wave radiated from the radio wave radiation source 10 ⁇ / b> D passes through the second phase control plate 12 and then passes through the first phase control plate 11.
  • the second phase control plate 12 is, for example, a metasurface (an artificial sheet-like material configured using the concept of metamaterial), and is configured by a metal pattern layer configured by one or a plurality of layers.
  • the phase of the transmitted electromagnetic wave varies depending on the distance from the representative point on the metal pattern layer.
  • the metal pattern layer has a structure in which a plurality of types of unit structures including a metal are arranged two-dimensionally regularly or randomly with a certain rule.
  • the size of the unit structure is sufficiently smaller than the wavelength of the electromagnetic wave. For this reason, the set of unit structures functions as an electromagnetic continuous medium.
  • An example of a structure for controlling permeability an example of a structure for controlling dielectric constant, an example of a metal pattern of a metal pattern layer whose impedance (admittance) is controlled, an example of a layer having a metal pattern, and a plurality of layers having a metal pattern
  • An example of a unit structure formed by stacking layers, an example of a method of arranging a plurality of unit structures 20 in one metal pattern layer, etc., are described in relation to the first phase control plate 11 in the first embodiment. It is the same.
  • the planar shape of the second phase control plate 12 is, for example, a circle, but is not limited to this.
  • the size of the surface of the second phase control plate 12 is preferably smaller than the size of the surface of the first phase control plate 11, the size of the surface of the second phase control plate 12 is not necessarily limited. The size of the surface of the first phase control plate 11 need not be smaller.
  • the second phase control plate 12 is configured by arranging unit structures that give different phase delays according to the distance from the representative point on the metal pattern layer.
  • the “representative point” is a point on the surface of the metal pattern layer of the second phase control plate 12 (surface facing the radio wave radiation source 10).
  • “Distance from representative point” is the distance from the representative point on the surface.
  • the metal pattern layer of the second phase control plate 12 is configured by arranging unit structures that give a large phase delay amount from the representative point toward the edge of the phase control plate.
  • the phase range is not limited to a range of 360 degrees. This function is realized by arranging a plurality of types of unit structures having different performances in a predetermined order. This will be described below.
  • the radio wave that reaches the closest point on the second phase control plate 12 from the radio wave emission location of the radio wave radiation source 10D reaches the second phase control plate 12 with the shortest optical path length.
  • the point on the second phase control plate 12 closest to the radio wave radiating portion is used as a representative point, and the second phase control plate 12 has different phase delays depending on the distance from the representative point on the phase control plate 12. Formed to give.
  • the representative point is preferably near the center of the surface of the second phase control plate 12.
  • a line passing through the center of the spread in the width direction of the electromagnetic wave radiated from the radio wave radiation source 10D toward the second phase control plate 12 is named as a center axis, the center axis and the metal pattern
  • the angle made with the surface of the layer is greater than 0 degrees and less than 180 degrees.
  • a unit structure group that gives the same phase lag to the transmitted electromagnetic wave surrounds the representative point.
  • a plurality of types of unit structure groups that give different phase delay amounts to the transmitted electromagnetic wave surround the representative point.
  • the “same amount” is a concept including a completely coincident and an error (eg, variation in phase delay amount due to processing error, etching error, etc.).
  • the difference in the amount of phase to be shifted between unit structures in the unit structure group that shifts the phase of the transmitted electromagnetic wave by the same amount is, for example, 45 degrees or less. More desirably, it is 30 degrees or 15 degrees or less.
  • unit structure groups that give the same phase delay to the transmitted electromagnetic waves are arranged in a circle around the representative point.
  • a plurality of types of unit structure groups that give different phase delays to the transmitted electromagnetic waves are arranged concentrically around the representative point.
  • a reference point is defined for each of a plurality of unit structures 20 arranged as shown in FIGS. 22 and 23 (for example, the center), and the distance between the reference point and the representative point C corresponding to each unit structure 20 N is calculated.
  • a plurality of unit structures 20 are grouped according to the value of N.
  • the structure and characteristic of the several unit structure 20 of the same group shall be the same. Thereby, the said circular and concentric arrangement can be realized.
  • the amount of delay in the phase of the transmitted radio wave with respect to the incident radio wave is increased.
  • the characteristics of the unit structure can be determined.
  • the phase delay amount starts from the second reference value, and the phase delay amount is increased by a predetermined amount as the value of N increases.
  • the unit structure group that shifts the phase of the transmitted electromagnetic wave by the same amount extends a circle centered on the representative point to one side. Surround the representative points with a shape that squeezes the opposite side across the center of the circle. A plurality of types of unit structure groups that shift the phase of transmitted electromagnetic waves by different amounts surround the representative points with the same shape and different diameters. The surrounding shape at this time is determined according to, for example, the direction in which the central axis is inclined with respect to the metal pattern layer and the angle formed by these.
  • the same operational effects as those of the first embodiment can be realized.
  • the radio wave radiation source 10D when the radio wave radiation source 10D already has the low directivity feature, the radio wave radiation source 10D is radiated from the radio wave radiation source 10D using the second phase control plate 12.
  • the traveling direction of the electromagnetic wave can be further expanded in the width direction, and the directivity can be further reduced.
  • the width of the electromagnetic wave radiated from the radio wave radiation source 10 can be expanded to a sufficient size at a shorter distance than when the second phase control plate 12 is not used.
  • the distance between the radio wave radiation source 10D and the first phase control plate 11 is reduced, and the communication device 1 is thinned.
  • At least one of the first phase control plate 11 and the second phase control plate 12 of the present embodiment may be realized by a dielectric lens.
  • FIG. 30 shows a variation of the unit structure composed of a three-layer metal pattern based on the series resonance type and the inductance type.
  • 1 to 3 serial numbers are assigned corresponding to each unit structure.
  • the inventors have confirmed that the desired phase control is realized by adjusting the three-layer metal pattern in this example.
  • No. 1 has a quadrangular annular metal pattern, a cross-shaped metal pattern, and a quadrangular annular metal pattern laminated in this order.
  • 2 is a laminate of three rectangular metal patterns.
  • 3 is a cross-shaped metal pattern in which the tip line width is widened, a square annular metal pattern, and a cross-shaped metal pattern in which the tip line width is widened in this order. Yes.
  • FIG. 31 shows an example of a unit structure composed of six layers of metal patterns based on the parallel resonance type.
  • six metal patterns including a square inner metal and a square annular metal surrounding the outer periphery of the inner metal are laminated.
  • phase control can be realized in the entire phase range (for example, ⁇ 180 degrees to 180 degrees) by adjusting the six-layer metal pattern of the unit structure. .
  • FIG. 32 shows a single-layer metal pattern having a phase control plate configured by arranging the unit structure shown in FIG. 31 and the variation of the unit structure that brings about different phase delays realized by adjusting the metal pattern of the unit structure shown in FIG. A part of the example is shown. Rectangular metal is lined up. In that, a plurality of kinds of metals having different areas are mixed. The present inventors have confirmed by simulation that the effects described in the above embodiment can be realized in a phase control plate having a plurality of such metal pattern layers.
  • a first phase control plate the placed position of the radio wave emitting direction a distance L 1 of the radiation source,
  • the first phase control plate is different in the phase of the electromagnetic wave that is transmitted depending on the distance from the representative point on the first phase control plate,
  • the communication device is capable of supplying power to the radiation source to a position away from the representative point of the first phase control plate by L 1/2 .
  • the first phase control plate is a communication device that reduces a phase delay amount between an incident surface and an output surface from the representative point toward an edge of the first phase control plate.
  • the radiation source includes a rectangular slot opening having an opening in the arrangement direction of the first phase control plate;
  • a communication apparatus comprising: a conductor plate that connects a long side of the slot opening and a surface of the first phase control plate. 4).
  • the communication apparatus according to A communication device comprising a conductor plate that connects a short side of the rectangular slot opening and a surface of the first phase control plate. 5).
  • the radiation source includes a rectangular slot opening having an opening in the arrangement direction of the first phase control plate, A communication device in which a conductor plate in which the slot opening is formed has a diameter that is perpendicular to the long side of the slot opening that is not more than 10 times the length of the long side of the slot opening. 6).
  • a communication device in which a second phase control plate positioned between the radiation source and the first phase control plate;
  • the second phase control plate is a communication device in which the phase of an electromagnetic wave that is transmitted differs according to the distance from a representative point on the second phase control plate. 7).
  • the communication device reduces the amount of phase delay between the entrance surface and the exit surface from the representative point on the first phase control plate toward the edge of the first phase control plate.
  • the second phase control plate increases a phase delay amount between the incident surface and the output surface from the representative point on the second phase control plate toward an edge of the second phase control plate.
  • Communication device 8).
  • the first phase control plate or the second phase control plate is Two or more types of unit structures composed of metal are arranged in two dimensions, A communication device in which a unit structure group that shifts the phase of transmitted electromagnetic waves by the same amount surrounds the representative point. 9. 8.
  • the communication device A communication apparatus in which a plurality of types of unit structure groups each shifting the phase of transmitted electromagnetic waves by different amounts surround the representative point. 10. In the communication device according to 8 or 9, A communication device in which the difference in the amount of phase to be shifted between unit structures in a unit structure group that shifts the phase of transmitted electromagnetic waves by the same amount is 45 degrees or less. 11. In the communication device according to any one of 1 to 10, The first phase control plate and the second phase control plate are communication devices configured with a plurality of metal pattern layers. 12 11. The communication device according to 11, The communication device, wherein the metal pattern layer is a metasurface. 13. In the communication device according to any one of 1 to 7, The communication device, wherein the first phase control plate or the second phase control plate is a dielectric lens.
  • the first phase control plate is a communication device that is positioned in a direction in which the radiation source emits electromagnetic waves and extends in a direction substantially perpendicular to the direction. 15. In the communication device according to any one of 1 to 12 and 14, The first phase control plate is a communication device having a split ring structure. 16. In the communication device according to any one of 1 to 15, A communication device in which a distance between the radiation source and the first phase control plate is shorter than a diameter of the first phase control plate.

Abstract

本発明によれば、電磁波を放射する放射源（１０）と、放射源（１０）の電波放射方向に距離Ｌ１の位置に置かれた第１の位相制御板（１１）と、を有する通信装置が提供される。第１の位相制御板（１１）は、第１の位相制御板（１１）上の代表点からの距離に応じて透過する電磁波の位相が異なる。放射源（１０）は、第１の位相制御板（１１）の代表点からＬ１／２離れた位置まで、パワーを供給できる。

Description

通信装置
　本発明は、通信装置に関する。
　電波放射源（例：ホーンアンテナ）とレンズ（例：誘電体レンズ）とを組み合わせて、高指向性を実現した通信装置（例：ミリ波アンテナ）が提案されている。当該通信装置では、高指向性を実現するためには、レンズの実効開口面積を大きくする必要がある。通常、この電波放射源と誘電体レンズを用いる構成では、電波放射源としてホーンアンテナが用いられる。ホーンアンテナでは、実効開口面積を大きくするには、電波放射源とレンズ間の距離を長くとらなければいけない。また、誘電体レンズ自身もそれなりの厚みを有する。結果として、全体の厚みが厚くなり、通信装置が大型化するという問題があった。
　上記問題を解決する技術として、特許文献１には、誘電体レンズを有するアンテナ装置が開示されている。当該誘電体レンズは、誘電体レンズが光軸を回転中心とする回転対称体をなし、１次放射器側とは反対側の面である表面が表面方向に膨らむ複数の同心円形状の表面側屈折面と、隣接する表面側屈折面同士の間をつなぐ段差面とからなる。当該段差面は、焦点から１次放射器に面する裏面の任意の位置に入射してレンズ内部を進む主光線に対して±２０度の範囲内の角度をなし、表面側屈折面を通る主光線の裏面における位置にゾーニングによる複数の同心円形状の曲面を設けている。こうした形状を用いることにより、実効開口面分布を変えることなくゾーニングを可能とし、レンズ部分の薄型化を実現している。
特許第４０７９１７１号
　しかしながら、特許文献１に記載の技術によれば、レンズ部を薄型化できるが、電波放射源とレンズ間距離は削減できない。また、レンズの加工精度が上がり、コスト増加を招く等の問題を引き起こす。
　本発明は、通信装置の小型化を実現することを課題とする。
　本発明では、電磁波を放射する放射源と、前記放射源の電波放射方向に距離Ｌ１の位置に置かれた第１の位相制御板と、を有し、前記第１の位相制御板は、前記第１の位相制御板上の代表点からの距離に応じて透過する電磁波の位相が異なり、前記放射源は、前記第１の位相制御板の前記代表点からＬ１／２離れた位置まで、パワーを供給できる通信装置が提供される。
　本発明によれば、通信装置の薄型化が実現される。
　上述した目的、およびその他の目的、特徴および利点は、以下に述べる好適な実施の形態、およびそれに付随する以下の図面によってさらに明らかになる。
本実施形態の通信装置の全体模式図の一例である。 本実施形態の通信装置の全体模式図の一例である。 本実施形態の通信装置の断面模式図の一例である。 本実施形態の通信装置の断面模式図の一例である。 参考例を説明するための図である。 参考例を説明するための図である。 誘電率を制御する構造の一例を説明するための図である。 本実施形態の通信装置の平面模式図の一例である。 透磁率を制御する構造の一例を説明するための図である。 本実施形態の通信装置の断面模式図の一例である。 金属パターンの一例を説明するための図である。 透磁率を制御する構造の一例を説明するための図である。 金属パターンの一例を説明するための図である。 金属パターン層の中の１つの層の金属パターンが実現すべき等価回路の一例を説明するための図である。 金属パターン層の中の１つの層の金属パターンが実現すべき等価回路の一例を説明するための図である。 金属パターンの一例を説明するための図である。 金属パターン層の中の１つの層の金属パターンが実現すべき等価回路の一例を説明するための図である。 金属パターンの一例を説明するための図である。 金属パターンの一例を説明するための図である。 単位構造の一例を説明するための図である。 単位構造の一例を説明するための図である。 単位構造の並べ方の一例を説明するための図である。 単位構造の並べ方の一例を説明するための図である。 本実施形態の通信装置の全体模式図の一例である。 単位構造の並べ方の一例を説明するための図である。 本実施形態の通信装置を説明するための図である。 本実施形態の通信装置の全体模式図の一例である。 本実施形態の通信装置の全体斜視図の一例である。 本実施形態の通信装置の全体像の一例を説明するための図である。 単位構造の一例を説明するための図である。 単位構造の一例を説明するための図である。 金属パターンの一例を説明するための図である。 本実施形態の通信装置の電波放射源の一例を説明するための図である。 本実施形態の通信装置の断面模式図の一例である。 本実施形態の通信装置の断面模式図の一例である。 本実施形態の通信装置の断面模式図の一例である。 本実施形態の通信装置の断面模式図の一例である。
＜第１の実施形態＞
　図１に、本実施形態の通信装置１の模式図を示す。通信装置１は、例えばアンテナ装置（例：ミリ波アンテナ）である。図示するように、通信装置１は、電波放射源１０と、第１の位相制御板１１とを有する。図中、矢印Ａで電磁波の進行方向を示している。電波放射源１０から放射された電磁波の位相は、第１の位相制御板１１により揃えられる。
　第１の位相制御板１１は、電波放射源１０が電磁波を放射する方向（電波放射方向）であって、電波放射源１０から距離Ｌ１に位置する。電波放射方向は、電波放射源１０から第１の位相制御板１１に向かって幅方向の広がりを持って放射された電磁波の当該幅方向の広がりの略中心を通る中心軸の向く方向である。第１の位相制御板１１は、電波放射源１０が電磁波を放射する方向に略垂直な方向に延在してもよいし、当該方向に略垂直な方向から所定角度傾いて延在してもよい。第１の位相制御板１１は、電波放射源１０との距離Ｌ１に対し、径がＬ１／２以上、より望ましくはＬ１以上となっている。第１の位相制御板１１は、図中のｘｙ面に延在し、図中のｚ方向が厚さ方向となっている。電波放射源１０と第１の位相制御板１１との距離は、第１の位相制御板１１の径より短くてもよい。以下で説明する他の図において、当該ｘ方向、ｙ方向、ｚ方向を適宜示す。
　電波放射源１０は、第１の位相制御板１１の代表点（代表点の定義は後述する）からＬ１／２離れた位置まで、パワーを供給できる低指向性特徴を備える。ここで「パワーが供給できる」とは、電波放射源１０の最大利得方向に対して、たとえば１／１０以上のパワーが供給できていることを言う。このような電波放射源１０を実現する好適な例を図２に示す。仮に、電波放射源１０として、指向性の高いアンテナを持ってきた場合には、第１の位相制御板１１に対し、中心付近にしかパワーが当たらず、実効開口面積が小さくなってしまい高指向性のビームを形成することができない。
　図２（１）に本実施形態の通信装置１の斜視図の一例を示す。図２（２）に、図２（１）の通信装置１を図中ｘ方向に観察した図を示す。図２（３）に、図２（１）の通信装置１を図中ｙ方向に観察した図を示す。図３は、図２（１）のＡ－Ａ´断面、図２（２）のＢ－Ｂ´断面の図である。図４は、図２（２）のＣ－Ｃ´の断面図である。
　図２および図４に示すように、本実施形態の通信装置１の電波放射源１０は、導体上に設けられ、第１の位相制御板１１の配置方向に口を開けた方形状のスロット開口１０Ａと、スロット開口１０Ａの長辺（図４参照）と第１の位相制御板１１とを接続する導体板１０Ｂで構成される。導体板１０Ｂは、ｘ方向に対して斜面状態になっている（ｘ方向から傾いている）。スロット開口１０Ａから第１の位相制御板１１に向けて徐々に広がっている。図２（２）及び（３）に示すように、ｘ方向は導体板１０Ｂで遮られているが、ｙ方向は遮られていない。スロット開口１０Ａに、電力供給部１３から電力が供給されることでスロット開口１０Ａおよび導体板１０Ｂが電波放射源１０として動作する。
　図２から図４では、スロット開口１０Ａの長辺と導体板１０Ｂが直接接続されている例を示したが、図３４、図３５のようにスロット開口１０Ａと導体板１０Ｂは直接接続されていなくてもよい。図３４、図３５に示す例では、スロット開口１０Ａと導体板１０Ｂの間が、別の導体板１０Ｅにより接続されている。また、図２から図４および、図３４、図３５では、導体板１０Ｂが平板である場合を示したが、導体板１０Ｂは、必ずしも、平板である必要は無く、曲率を持っていてもよい。
　また、図２から図４および、図３４、図３５では、図中ｚ軸負方向から電力が導波管により供給される場合を示したが、電力の供給方法は、このような方法に限定されない。スロット開口１０Ａが効率よく励振されればどのような方法でもよい。たとえば、図３６に示すように、x軸正方向から伸びてきた導波管により電力が供給されてもよい。また、図３７に示すような構成を準備し、ｚ軸負方向より電磁波を放射することにより、電力を供給してもよい。また、スロット開口１０Ａをまたがるように配置されたマイクロストリップラインによって電力が供給されてもよい。他にも、さまざまなスロット開口１０Ａの励振方法が考えられる。
　図２から図４に示す電波放射源１０は、導体板１０Ｂにより上述の低指向性特徴を有し、本発明の効果を実現している。平面形状の導体板１０Ｂに開口が設けられたような一般的なスロットアンテナ（図５、図６参照。図６は、図５のｑ－ｑ´の断面図）では、スロット開口の誘起する電場ベクトルの向きと、平面形状の導体板１０Ｂの境界条件の要請により、ｘｚ面内にて無指向性となり、ｘｙ面内ではｙ軸方向に放射強度の無い、ドーナツ型の指向性を持つ。図６の実線矢印Ａは、電波の進行方向、点線矢印は、電場の向きを表す。このような指向性では、図６に示すように導体板１０Ｂの上方（ｚ軸正方向）に第１の位相制御板１１を設けた際、ｘ軸および－ｘ軸方向にパワーが散逸してしまい、高指向性のビーム形成に寄与するパワーの総量が少なくなってしまう。図２、図３、図４に示す通信装置１では、導体板１０Ｂをｘ方向に対して斜面状態にすることで、電場ベクトルの様態を変えることなく、ｘ軸および－ｘ軸方向へのパワーの散逸を回避し、パワーのほぼすべてを第１の位相制御板１１に導入することができる指向性を実現している。図３の実線矢印Ａは、電波の進行方向を、点線は、電場ベクトルの向きを表している。
　電波放射源１０の電波放射部（本実施形態では、スロット開口１０Ａ）から最も近い第１の位相制御板１１上の点に到達する電波は、最も短い光路長で第１の位相制御板１１に到達している。この電波放射部から最も近い第１の位相制御板１１上の点を代表点とし、第１の位相制御板１１は、位相制御板１１上の代表点からの距離に応じて異なる位相遅れを与えるように形成される。代表点は、第１の位相制御板１１の表面の中心付近とするのが好ましい。
　第１の位相制御板１１は、例えば、位相制御板１１上の代表点からの距離に応じて異なる位相遅れを与える単位構造を配列することにより構成することができる。「代表点」は、位相制御板１１の表面（電波放射源１０と対向する面）上の点である。「代表点からの距離」は、上記表面上における代表点からの距離である。具体的には、第１の位相制御板１１は、代表点から位相制御板の縁に向かって小さい位相の遅れ量を与えるような単位構造が配列されることにより構成される。上記記載は、位相範囲を３６０度の範囲に限定しないと想定して記載している。位相遅れ量とは、第１の位相制御板１１の入射面（電波放射源１０と対向する面）と出射面（電波放射源１０と対向する面と逆の面）との間の位相差のことを言う。当該機能は、互いに性能が異なる複数種類の単位構造を所定の順で配列することで実現される。以下、説明する。
　電波放射源１０から第１の位相制御板１１に向かって幅方向の広がりを持って放射された電磁波の当該幅方向の広がりの中心を通る線を中心軸と名づけると、上記中心軸と位相制御板とのなす角は、０度より大、１８０度より小である。
　上記機能を実現する第１の位相制御板１１は、透過する電磁波に対して同じ位相遅れを与える単位構造群が、代表点の周りを囲んでいる。そして、透過する電磁波に対して互いに異なる位相遅れ量を与える複数種類の単位構造群各々が、代表点の周りを囲んでいる。なお、「同じ量」とは完全に一致するもの及び誤差（例：加工誤差、エッチング誤差等に起因する位相遅れ量のばらつき）を含む概念である。透過する電磁波の位相を同じ量だけずらす単位構造群の中の単位構造間におけるずらす位相の量の差は、例えば４５度以下、より望ましくは３０度もしくは１５度以下である。
　上記中心軸と第１の位相制御板１１の表面とのなす角が９０度の場合、透過する電磁波に対して同じ位相遅れを与える単位構造群が、代表点を中心として円状に並んでいる。そして、透過する電磁波に対して互いに異なる位相遅れを与える複数種類の単位構造群が、代表点を中心として同心円状に並んでいる。
　例えば、図２２、図２３、図２５に示すように並べられた複数の単位構造２０各々に対して基準点を定め（例：単位構造２０の中心）、各単位構造２０に対応して基準点と第１の位相制御板１１の代表点Ｃとの距離Ｎを算出する。そして、Ｎの値に応じて、複数の単位構造をグループ化する。例えば、ｎ０≦Ｎ≦ｎ１、ｎ１＜Ｎ≦ｎ２、ｎ２＜Ｎ≦ｎ３・・・の複数の数値条件各々を満たす単位構造２０を同じグループとしてもよい。そして、同じグループの複数の単位構造２０の構成及び特性を同じものとする。これにより、上記円状及び同心円状の並びを実現できる。
　なお、ｎ０≦Ｎ≦ｎ１、ｎ１＜Ｎ≦ｎ２、ｎ２＜Ｎ≦ｎ３・・・と、Ｎの値が大きくなるにつれて、第１の位相制御板１１に入射する電波の位相に対して、第１の位相制御板１１を透過する電波の位相の遅れ量を減少させるように各グループの単位構造の特性を決定することができる。このとき、位相の遅れ量を第１の基準値からスタートし、Ｎの値が大きくなるにつれて位相の遅れ量を所定量ずつ小さくしていく。
　第１の位相制御板１１は、たとえば、メタサーフェス（メタマテリアルの概念を用いて構成された人工的なシート状物質）であり、１または複数の層で構成された金属パターン層を備える。第１の位相制御板１１が複数の層で構成される場合、複数の層各々が金属パターンを有する。なお、金属パターン以外の部分は、例えば誘電体が存在する。
　金属パターン層が有する金属パターンは、金属を含んで構成された複数種類の単位構造を、一定の規則を持って又はランダムに２次元に並べた構造となっている。単位構造の大きさは、電磁波の波長に比べて十分に小さい。このため、単位構造の集合は、電磁的な連続媒質として機能する。金属パターンの構造により透磁率及び誘電率を制御することで、屈折率（位相速度）及びインピーダンスを独立して制御できる。
　ここで、第１の位相制御板１１の詳細を説明する。なお、以下で示す例示はあくまで一例であり、これに限定されない。
　まず、図１２を参照し、第１の位相制御板１１を構成する金属パターン層のうち、透磁率を制御する金属パターン層の構造の一例を説明する。図１２は、いわゆるスプリットリング共振器の構造を示す図である。透磁率を制御する金属パターン層は、２つの層で構成された金属パターン層で構成される。図中のｘｙ面に金属パターン層が延在している。図中のｚ方向が、２つの層の積層方向である。下側の層には、線状又は板状の金属が形成される。上側の層には、互いに分離した２つの線状又は板状の金属が形成される。そして、上側の２つの金属各々は、例えばビアを介して下側の層の同じ金属に接続される。図示するように、下側の１つの金属と、上側の２つの金属と、２本のビアとは、ｘ方向から観察すると一部が開口した環状の金属（スプリットリング）となるように、互いに接続される。図１２では、このようなスプリットリング構造がｙ方向に並んでいる様子が示されている。スプリットリング構造は、ｘ方向に並んでいてもよい。
　当該構造においてｘ方向に成分を持った磁場Ｂinがかかると、スプリットリングに沿って、環状の電流Ｊindが流れる。スプリットリングは、直列ＬＣ共振器の回路モデルで記述される。環状の金属の周方向の長さを調整することで、直列ＬＣ共振器を構成するインダクタンスＬを調整できる。また、環状の金属の開口部分（図１２中の波線で囲まれた部分）の幅や、金属の線幅等を調整することで、キャパシタンスＣを調整できる。このＬ及びＣを調整することで、電流Ｊindを調整できる。そして、電流Ｊindを調整することで、これにより生じる磁場を調整できる。つまり、透磁率の制御が可能となる。
　図９を参照し、第１の位相制御板１１を構成する金属パターン層のうち、透磁率を制御する金属パターン層の構造の他の一例を説明する。透磁率を制御する金属パターン層は、２枚の金属パターン層を互いに異なる層に対向して配置して構成される。図中のｘｙ面に平行な面に２枚の金属パターン層が延在している。金属パターン層は、インピーダンス（アドミタンス）を制御するために金属パターンを備えている。２つの板状金属の間に、２つの板状金属に平行な成分を持った磁場Ｂinがかかると、２つの金属パターン層に逆向きに電流Ｊindが流れる。磁場Binにより、誘起される電流は、必ず対向して流れるため磁場を誘起することができる。つまり、等価的に環状電流とみなせる。２つの金属パターン層のアドミタンス値を調整することで、電流Ｊindを調整できる。そして、電流Ｊindを調整することで、これにより生じる磁場を調整できる。つまり、透磁率が制御できる。金属パターン層のアドミタンスの調整は、金属パターン層の金属パターンより形成されるインダクタンスＬやキャパシタンスＣを調整することで実現できる。
　次に、図７を参照し、第１の位相制御板１１を構成する金属パターン層のうち、誘電率を制御する金属パターン層の構造の一例を説明する。誘電率を制御する金属パターン層は、１枚の金属パターン層で構成される。図中のｘｙ面に金属パターン層が延在している。金属パターン層は、インピーダンス（アドミタンス）を制御するために金属パターンを備えている。図７に示すような向きの電場Ｅinにより、金属パターン層のアドミタンス調整面の２点間に電位差が誘起する。この電位差により流れる電流Ｊindを、金属パターン層のアドミタンス値を調整することで調整し、これにより生じる電場を調整できる。つまり、誘電率が制御できる。
　上記より、２層の金属パターン層により、透磁率が制御され、１層の金属パターン層により、誘電率が制御されることがわかる。インピーダンス、位相定数は、誘電率、透磁率を用いて、下記式（１）及び（２）で与えられる。これより、誘電率、透磁率を制御することにより、真空のインピーダンス値と位相制御板のインピーダンス値を整合させながら（つまりは、無反射条件を保ちながら）、位相定数を制御することにより、位相制御板中で遅れる位相シフト量を制御することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、アドミタンスを制御する金属パターンの一例を説明する。
　図１１に、第１の位相制御板１１を構成する金属パターン層の金属パターンの一例を示す。図示するように、１つの金属パターン層に複数の単位構造各々に対応する金属パターンが設けられている。当該単位構造の金属パターンは、ｘ軸方向に伸びるインダクタンスＬ及びｙ軸方向に伸びるインダクタンスＬの組み合わせとみなすことができる。複数の単位構造は、各々の単位構造を構成する金属の線の幅等が互いに異なっている。このように、地点ごとに異なる金属パターンを形成することにより、地点ごとに異なるアドミタンスを実現することが可能となる。
　ここで、第１の位相制御板１１を構成する金属パターン層の金属パターンの他の例を説明する。アドミタンス値をキャパシタンスからインダクタンスへと広い範囲にわたって制御するには、共振回路の利用が考えられ、図１３に示すのは、直列共振回路を実現する金属パターンの一例である。図１３（１）に示す金属パターンは、ｘ軸と同一の方向に配置された直線状の金属（単位構造）を複数並べて構成される。当該直線状の金属は、その両端の線幅が、他の部分よりも広くなっており、ｘ軸方向に隣り合うパターンとの間にキャパシタンスを形成する。なお、必ずしも両端が広くなっている必要はなく、隣り合うパターンとの間に必要なキャパシタンス値が確保できれば、直線状部と同一の太さや、直線状部よりも細くなっていてもよい。
　図１３（２）は、ｘ軸と同一の方向および垂直な方向各々に一辺を備える四角の環状の金属（単位構造）を複数並べた金属パターンの構成を示す図である。図１３（３）は、電場Ｅと同一の方向および垂直な方向各々に一辺を備える四角の島状の金属（単位構造）を複数並べた金属パターンの構成を示す図である。図１３（４）は、電場Ｅと同一の方向および垂直な方向に一辺を備える十字形状の金属（単位構造）を複数並べた金属パターンの構成を示す図である。
　なお、図１３（２）乃至（４）の金属パターンは、電場Ｅの向きが図中ｘｙ面内の任意の方向になった場合も同様に作用する構成となっている。このときの２次元的な等価回路は図１４のように示される。
　ここで、第１の位相制御板１１を構成する金属パターン層の金属パターンの他の例を説明する。図１６に示すのは、並列共振回路を実現する金属パターンの一例である。図１６（１）は、図１３（１）に示す金属パターンにおける複数の直線状の金属の各々を、ｘ軸及びｙ軸と同一の方向に一辺を備える環状の金属で囲んだ金属パターンの構成を示す図である。図１６（２）は、図１３（２）に示す金属パターンにおける複数の四角の環状の金属の各々を、ｘ軸及びｙ軸と同一の方向に一辺を備える環状の金属で囲んだ金属パターンの構成を示す図である。図１６（３）は、図１３（３）に示す金属パターンにおける複数の四角の島状の金属の各々を、ｘ軸及びｙ軸と同一の方向に一辺を備える環状の金属で囲んだ金属パターンの構成を示す図である。図１６（４）は、図１３（４）に示す金属パターンにおける複数の十字形状の金属の各々を、ｘ軸及びｙ軸と同一の方向に一辺を備える環状の金属で囲んだ金属パターンの構成を示す図である。図１６（１）乃至（４）において、図１３（１）乃至（４）に示した内部金属を囲む複数の環状の金属は、隣り合う環状の金属と一辺を共有している。
　図１６（１）乃至（４）に示される金属パターンは、環状の金属により形成されるインダクタンスＬと、環状の金属と環状金属の内部にある金属パターンが隣接して形成されるキャパシタンスＣ、環状の金属の内部にある金属パターンにより形成されるインダクタンスＬ、環状の金属と環状金属の内部にある金属パターンが隣接して形成されるキャパシタンスＣがこの順に図中縦方向に直列に繋がった直列共振器部分と、により並列共振回路として振舞う。このうち、Ｃ、Ｌ、Ｃが直列につながった直列共振器部分は、直列共振器の共振周波数までは、キャパシタとして動作する。このため、図１６（１）乃至（４）はいずれも、図１５に示す等価回路に帰着する。すなわち、図１６（１）乃至（４）の金属パターンは、いずれも図１５に示す関係の等価回路、つまりは並列共振回路を実現している。
　なお、図１６（２）乃至（４）の金属パターンは、電場Ｅの向きが図中ｘｙ面内の任意の方向になった場合も同様に作用する構成となっている。このときの２次元的な等価回路は図１７のように示される。
　図１３及び図１６に示された金属パターンは、同じ形状の単位構造を複数並べて構成されているが、第１の位相制御板１１を構成する際には、金属線の長さ、金属線の太さ、金属線間の間隔、金属部分の面積等が互いに異なる複数種類の単位構造を並べて構成する。
　上記金属パターン層を設計する際に、キャパシタ部は、例えばインターデジタルキャパシタ等としてＣを大きくできる。また、インダクタ部は、例えばミアンダインダクタ、スパイラルインダクト等としてＬを大きくできる。図１８に、図１３（４）及び図１６（４）における十字形状の金属の変形例を示す。図１９に、図１３（４）における十字形金属の変形例を示す。図１８では、直線状の金属パターンが、ミアンダ形状となることにより、Ｌが大きくなる効果が、図１９では、対向する金属パターンがインターデジタル状になることにより、Ｃが大きくなる効果が期待できる。
　次に、第１の位相制御板１１を構成する金属パターン層の単位構造の例を図２０及び図２１を用いて説明する。図２０および図２１の単位構造は、上述のような金属パターンを有する層を複数積層して形成される。図では、３つの層を積層して形成される単位構造の一例を示している。すなわち、３つの積層された金属パターンの組み合わせにより、単位構造が形成される。なお、３層構造はあくまで一例であり、金属パターン層は４層以上で構成されてもよい。また、空気とのインピーダンス整合によるロスが増加する懸念はあるが、金属パターン層は、１層もしくは２層で構成されていてもよい。金属パターン層の単位構造は、図２０および図２１に示されるように、複数種類の金属パターンで構成されてもよい。
　図２０は、並列共振器タイプの単位構造２０の一例を示す。図２０（１）の単位構造２０は、第１の層の金属パターン２１と、第２の層の金属パターン２２と、第３の層の金属パターン２３とにより構成されている。第１の層の金属パターン２１は、外周を囲う外周金属と、その中に位置する十字形状の内部金属とを含む。外周金属と内部金属とは絶縁している。第２の層の金属パターン２２は、外周を囲う外周金属と、その中に位置する十字形状の内部金属とを含む。十字形状を形成する２本の直線金属の各先端の線幅は広がっている。また、外周金属と内部金属とは絶縁している。第３の層の金属パターン２３は、外周を囲う外周金属と、その中に位置する十字形状の内部金属とを含む。外周金属と内部金属とは絶縁している。第１の層の金属パターン２１乃至第３の層の金属パターン２３は、互いに絶縁している。金属パターンが存在しない箇所は、例えば誘電体で埋められている。
　図２０（２）の単位構造２０も、第１の層の金属パターン２１と、第２の層の金属パターン２２と、第３の層の金属パターン２３とにより構成されている。第１の層の金属パターン２１は、外周を囲う外周金属と、その中に位置する十字形状の内部金属とを含む。外周金属と内部金属とは絶縁している。第２の層の金属パターン２２は、外周を囲う外周金属を含む。第３の層の金属パターン２３は、外周を囲う外周金属と、その中に位置する十字形状の内部金属とを含む。外周金属と内部金属とは絶縁している。第１の層の金属パターン２１乃至第３の層の金属パターン２３は、互いに絶縁している。金属パターンが存在しない箇所は、例えば誘電体で埋められている。
　図２１は、直列共振器タイプの単位構造２０の一例である。図２１（１）の単位構造２０は、第１の層の金属パターン２１と、第２の層の金属パターン２２と、第３の層の金属パターン２３とにより構成されている。第１の層の金属パターン２１は、十字形状の金属を含み、十字形状を形成する２本の直線金属の各先端の線幅が広がっている。第２の層の金属パターン２２は、四角形状の環状の金属を含む。第３の層の金属パターン２３は、十字形状の金属を含み、十字形状を形成する２本の直線金属の各先端の線幅が広がっている。第１の層の金属パターン２１乃至第３の層の金属パターン２３は、互いに絶縁している。金属パターンが存在しない箇所は、例えば誘電体で埋められている。
　図２１（２）の単位構造２０も、第１の層の金属パターン２１と、第２の層の金属パターン２２と、第３の層の金属パターン２３とにより構成されている。第１の層の金属パターン２１、第２の層の金属パターン２２、及び、第３の層の金属パターン２３いずれも、四角形状の環状の金属を含む。第１の層の金属パターン２１乃至第３の層の金属パターン２３は、互いに絶縁している。金属パターンが存在しない箇所は、例えば誘電体で埋められている。
　次に、金属パターン層における複数の単位構造２０の並べ方の一例を説明する。図２２にその一例を模式的に示す。当該図は、図１の第１の位相制御板１１を図中のｚ方向から観察した図である。当該図では、第１の位相制御板１１が有する金属パターン層の表面の一部を拡大表示し、単位構造２０の平面形状及び並び方を示している。なお、単位構造２０は模式的に示し、金属パターンの記載を省略している。
　図２２の例では、単位構造２０の平面形状は正方形となっている。そして、複数の単位構造２０を隙間なく規則正しく縦横直線的に格子状（マトリックス状）に並べている。図２３に他の例を示す。図２３の例でも、単位構造２０の平面形状は正方形である。図２３の例では、上下に隣接する単位構造の列を所定量（例：単位構造の１辺の長さの半分）だけ互いにずらした千鳥格子状に並べている。
　なお、単位構造２０の平面形状は、図示する正方形に限定されず、その他の形状（例：その他の多角形。例えば、正三角形、正六角形（図２５参照。）等とすることができる。また、複数の単位構造２０の並べ方は、図示するような格子状や千鳥格子状に限定されない。しかし、設計の容易さを考えると、規則正しく複数の単位構造２０を並べるのが好ましい。また、図示する例では、第１の位相制御板１１の平面形状を円にしているが、その他の形状としてもよい。
　なお、図２２及び図２３はあくまで単位構造２０の平面形状及び並べ方を説明するための模式図であり、図示する第１の位相制御板１１の平面形状の大きさと単位構造２０の平面形状の大きさとの関係は特段意味を有さない。
　ところで、上記中心軸と金属パターン層の表面とのなす角が９０度と異なる場合、透過する電磁波の位相を同じ量だけずらす単位構造群が、例えば、代表点を中心とした円を片側に引き伸ばし、円中心を挟んで反対側を押しつぶしたような形状で代表点の周りを囲む。そして、透過する電磁波の位相を互いに異なる量だけずらす複数種類の単位構造群が、同様な形状かつ互いに異なる径で、代表点の周りを囲む。この時の取り囲む形状は、例えば、上記中心軸が金属パターン層に対して傾く方向や、これらのなす角に応じて定まる。
　以上説明した本実施形態の通信装置１によれば、電波放射源１０を、スロット開口１０Ａ、導体板１０Ｂにより構成することにより、第１の位相制御板１１の半径Ｌ１／２のエリアにまで、より望ましくは、半径Ｌ１のエリアにまでパワーを供給できる低指向性特徴を実現できる。これにより、電波放射源の電波放射部（本実施形態では、スロット開口１０Ａ）から短い距離に置かれた、第１の位相制御板１１に対しても、第１の位相制御板１１の広い範囲に電磁波のパワーを供給することができ、高指向性のビームが形成できる。つまり、高指向性のビームを形成する通信装置１を薄型構成で実現できる。
　また、上で説明したメタサーフェスを用いた第１の位相制御板１１によれば、レンズ部の薄型化もあわせて実現される。金属パターン層を含む第１の位相制御板１１を用いて、電磁波の位相を揃える。結果、一般的なレンズを用いる場合に比べて、第１の位相制御板１１も薄くすることができる。例えば、第１の位相制御板１１の厚さは、一般的には、通信装置の動作周波数の波長に対して、半波長以下、厚くても波長以下であり、表面面積の大きさに関係なく当該数値範囲を維持できる。たとえば、６０ＧＨｚを想定した場合には、２．５ｍｍ以下、厚くても５ｍｍ以下となる。
　ここまで、第１の位相制御板１１として、メタサーフェスを用いた形態について記載してきたが、第１の位相制御板１１としては、図１０に示すように、誘電体レンズも用いることができる。このときには、第１の位相制御板１１の厚みは、誘電体レンズの厚みそのものであるが、電波放射源の電波放射部（本実施形態では、スロット開口１０Ａ）と第１の位相制御板１１の距離が削減できるため、通信装置１の薄型化が実現できる。
　また、本実施形態では、通信装置１の薄型化を実現しつつ、第１の位相制御板１１の放射面の大きさを十分な大きさにすることができる。このため、電磁波の高指向性を実現できる。
＜第２の実施形態＞
　図２７（１）に本実施形態の通信装置１の斜視図の他の一例を示す。図２７（２）に、図２７（１）の通信装置１を図中ｘ方向に観察した図を示す。図２７（３）に、図２７（１）の通信装置１を図中ｙ方向に観察した図を示す。
　図示するように、本実施形態の通信装置１は、第１の実施形態の導体板１０Ｂに加えて、スロット開口１０Ａの短辺（図８参照）と、第１の位相制御板１１を結ぶ導体板１０Ｃを供える。導体板１０Ｂ及び導体板１０Ｃは、スロット開口１０Ａから第１の位相制御板１１に向けて径が徐々に大きくなっている。図２７の例の場合、図２７（２）及び（３）に示すように、ｘ方向及びｙ方向いずれも、導体板１０Ｂもしくは導体板１０Ｃで遮られている。
　図２７では、スロット開口１０Ａの短辺と導体板１０Ｃが直接接続されている例を示したが、スロット開口１０Ａと導体板１０Ｃは直接接続されていなくてもよい。たとえば、スロット開口１０Ａと導体板１０Ｃが、別の導体板を介して接続されていてもよい。図２７では、導体板１０Ｃが平板である場合を示したが、導体板１０Ｃは、必ずしも、平板である必要は無く、曲率を持っていてもよい。
　図２８に、図２７の通信装置１を図中ななめ下側から観察した図の一例を示す。図２９（１）に、第１の位相制御板１１を取り除き、導体板１０Ｂ、１０Ｃの開口側から通信装置１を観察した平面図の一例を示す。図２９（２）に、図２９（１）の破線で囲った部分の拡大図を示す。破線で囲まれた部分に、電波放射源１０のスロット開口１０Ａが示されている。スロット開口１０Ａから放出された電磁波は、導体板１０Ｂ、１０Ｃで囲まれた内部を進行する。そして、電磁波は、導体板１０Ｂ、１０Ｃの開口部分に位置する第１の位相制御板１１（不図示）に入射する。
　本実施形態の通信装置１によれば、導体板１０Ｂ、１０Ｃで覆うことにより、第１の位相制御板１１の外に電磁波が漏れるのを防ぐことができる。また、本実施形態の通信装置１では、２枚の導体板１０Ｂのなす角θ１は、２枚の導体板１０Ｃのなす角θ２よりも大きいことが望ましい。
　なお、図では、スロット開口１０Ａを備える電波放射源１０を例として示したが、電波放射源１０は、本発明に必要な低指向性特徴を備えていれば、このような構成に限定されることはない。たとえば、ダイポールアンテナを第１の位相制御板１０に対し略平行に配置した際、第１の位相制御板１０の逆方向にパワーが散逸してしまうが、ダイポールアンテナは本発明の電波放射源１０に必要な低指向性特徴を備える。また、他の低指向性アンテナを電波放射源１０として利用することも考えられる。当該変形は、他のすべての実施形態においても適用可能である。
＜第３の実施形態＞
　図３３に、本実施形態の電波放射源１０の構成を示す。本実施形態の通信装置１は、第１及び第２の実施形態で説明した導体板１０Ｂ、１０Ｃを、有さなくてもよい。
　ここで、図５のように平面上にスロット開口１０Ａが切られている際には、図中の長さｄが短い必要がある。ｄはスロット開口１０Ａを有する面の径であって、スロット開口１０Ａの長辺と垂直な方向の径である。図示するｄｓｌｏｔは、スロット長（スロットの長辺の長さ）である。たとえば、ｄは、ｄｓｌｏｔ×１０以下、より好ましくはｄｓｌｏｔ×５以下であることが望ましい。図中のｄが長いと、第１の実施形態にて説明した通り、電磁波のパワーがｘ軸方向、および－ｘ軸方向へと散逸してしまい、効率的にパワーを第１の位相制御板１１へと導入することができない。 図中のｄが短いときには、ｘ軸方向の金属境界が断絶しており（図２６参照）、ｘ軸方向、および－ｘ軸方向へと電波を放射しなくなる。
　本実施形態の電波放射源１０は、第１の位相制御板１１の配置方向に口を開けた方形状のスロット開口１０Ａを備える。そして、スロット開口１０Ａが形成された導体板におけるスロット開口１０Ａの長辺に直交する径ｄの長さが、スロット開口１０Ａの長辺の長さの１０倍以下、好ましくは５倍以下である。かかる場合、電波を効率的に、第１の位相制御板１１へ導入できる。
　図３３では、電波放射源１０や電力供給部１３に筐体などが接続されていない場合を示したが、筐体が接続されていてもよい。たとえば、電力供給部１３の側壁と位相制御板１１を接続するように、金属や誘電体で構成された筐体があってもよい。
＜第４の実施形態＞
　図２４に、本実施形態の通信装置１の模式図を示す。通信装置１は、例えばアンテナ装置（例：ミリ波アンテナ）である。図示するように、通信装置１は、電波放射源１０Ｄと、第１の位相制御板１１と、第２の位相制御板１２とを有する。図中、矢印Ａで電磁波の進行方向を示している。電波放射源１０Ｄから放射された電磁波の進行方向は第２の位相制御板１２により広げられる。そして、電磁波の位相は第１の位相制御板１１により揃えられる。本実施形態では、電波放射源１０Ｄが比較的高い指向性を持っていたとしても、第２の位相制御板１２により指向性を下げることで、通信装置１の薄型化を実現する。つまり、本実施形態によれば、電波放射源１０Ｄと第２の位相制御板１２を合わせて、電波放射源１０とみなすことで、電波放射源に求められる低指向性の特徴を実現している。ここで言う低指向性特徴とは、電波放射源から距離Ｌ１の位置（本実施の形態では、電波放射源が電波放射源１０と第２の位相制御板１２とによりなるため、図中に記載のＬ１）に置かれた第１の位相制御板１１に対して半径Ｌ１／２のエリアにまで、パワーを供給できるような低指向性特徴のことである。電波放射源１０Ｄが単体で、このような低指向性特徴を持っていた際には、第２の位相制御板１２は、電波放射源１０Ｄと第１の位相制御板１１との間の距離をさらに小さくし、通信装置１のさらなる小型化を実現するように機能する。以下、詳細に説明する。
　第２の位相制御板１２は、電波放射源１０Ｄと第１の位相制御板１１との間に位置する。電波放射源１０Ｄから放射された電磁波は、第２の位相制御板１２を透過した後、第１の位相制御板１１を透過する。第２の位相制御板１２は、たとえば、メタサーフェス（メタマテリアルの概念を用いて構成された人工的なシート状物質）であり、１または複数の層で構成される金属パターン層により構成され、当該金属パターン層上の代表点からの距離に応じて透過する電磁波の位相が異なる。
　金属パターン層は、金属を含んで構成された複数種類の単位構造を、一定の規則を持って規則的に又はランダムに２次元に並べた構造となっている。単位構造の大きさは、電磁波の波長に比べて十分に小さい。このため、単位構造の集合は、電磁的な連続媒質として機能する。金属パターンの構造により透磁率及び誘電率を制御することで、屈折率（位相速度）及びインピーダンスを独立して制御できる。
　透磁率を制御する構造の一例、誘電率を制御する構造の一例、インピーダンス（アドミタンス）を制御された金属パターン層の金属パターンの一例、金属パターンを有する層の一例、金属パターンを有する複数の層を積層して形成される単位構造の一例、１つの金属パターン層における複数の単位構造２０の並べ方の一例等は、第１の実施形態で第１の位相制御板１１に関連して説明したものと同様である。第２の位相制御板１２の平面形状は、例えば円であるが、これに限定されない。なお、第２の位相制御板１２の表面の大きさは、第１の位相制御板１１の表面の大きさよりも小さいのが望ましいが、必ずしも、第２の位相制御板１２の表面の大きさは、第１の位相制御板１１の表面の大きさよりも小さい必要はない。
　第２の位相制御板１２は、金属パターン層上の代表点からの距離に応じて異なる位相遅れを与える単位構造が配列されることにより構成される。「代表点」は、第２の位相制御板１２の金属パターン層の表面（電波放射源１０と対向する面）上の点である。「代表点からの距離」は、上記表面上における代表点からの距離である。具体的には、第２の位相制御板１２の金属パターン層は、代表点から位相制御板の縁に向かって大きい位相の遅れ量を与えるような単位構造が配列されることにより構成される。上記記載は、位相範囲を３６０度の範囲に限定しないと想定して記載している。当該機能は、互いに性能が異なる複数種類の単位構造を所定の順で配列することで実現される。以下、説明する。
　電波放射源１０Ｄの電波放射箇所から、最も近い第２の位相制御板１２上の点に到達する電波は、最も短い光路長で第２の位相制御板１２に到達している。この、電波放射部から最も近い第２の位相制御板１２上の点を代表点とし、第２の位相制御板１２は、位相制御板１２上の代表点からの距離に応じて異なる位相遅れを与えるように形成される。代表点は、第２の位相制御板１２の表面の中心付近とするのが好ましい。
　電波放射源１０Ｄから第２の位相制御板１２に向かって幅方向の広がりを持って放射された電磁波の当該幅方向の広がりの中心を通る線を中心軸と名づけると、上記中心軸と金属パターン層の表面とのなす角は、０度より大１８０度より小である。
　上記機能を実現する金属パターン層は、透過する電磁波に対して同じ位相遅れを与える単位構造群が、代表点の周りを囲んでいる。そして、透過する電磁波に対して互いに異なる位相遅れ量を与える複数種類の単位構造群各々が、代表点の周りを囲んでいる。なお、「同じ量」とは完全に一致するもの及び誤差（例：加工誤差、エッチング誤差等に起因する位相遅れ量のばらつき）を含む概念である。透過する電磁波の位相を同じ量だけずらす単位構造群の中の単位構造間におけるずらす位相の量の差は、例えば４５度以下である。より望ましくは、３０度もしくは１５度以下である。
　上記中心軸と金属パターン層の表面とのなす角が９０度の場合、透過する電磁波に対して同じ位相遅れを与える単位構造群が、代表点を中心として円状に並んでいる。そして、透過する電磁波に対して互いに異なる位相遅れを与える複数種類の単位構造群が、代表点を中心として同心円状に並んでいる。
　例えば、図２２や図２３に示すように並べられた複数の単位構造２０各々に対して基準点を定め（例：中心）、各単位構造２０に対応して基準点と代表点Ｃとの距離Ｎを算出する。そして、Ｎの値に応じて、複数の単位構造２０をグループ化する。例えば、ｎ０≦Ｎ≦ｎ１、ｎ１＜Ｎ≦ｎ２、ｎ２＜Ｎ≦ｎ３・・・の複数の数値条件各々を満たす単位構造２０を同じグループとしてもよい。そして、同じグループの複数の単位構造２０の構成及び特性を同じものとする。これにより、上記円状及び同心円状の並びを実現できる。
　なお、ｎ０≦Ｎ≦ｎ１、ｎ１＜Ｎ≦ｎ２、ｎ２＜Ｎ≦ｎ３・・・と、Ｎの値が大きくなるにつれて、入射電波に対する透過電波の位相の遅れ量を増加させるように各グループの単位構造の特性を決定することができる。このとき、位相の遅れ量を第２の基準値からスタートし、Ｎの値が大きくなるにつれて位相の遅れ量を所定量ずつ大きくしていく。
　ところで、上記中心軸と金属パターン層の表面とのなす角が９０度と異なる場合、透過する電磁波の位相を同じ量だけずらす単位構造群が、例えば、代表点を中心とした円を片側に引き伸ばし、円中心を挟んで反対側を押しつぶしたような形状で代表点の周りを囲む。そして、透過する電磁波の位相を互いに異なる量だけずらす複数種類の単位構造群が、同様な形状かつ互いに異なる径で、代表点の周りを囲む。この時の取り囲む形状は、例えば、上記中心軸が金属パターン層に対して傾く方向や、これらのなす角に応じて定まる。
　以上説明した本実施形態の通信装置１によれば、第１の実施形態と同様の作用効果を実現できる。また、本実施形態の通信装置１によれば、電波放射源１０Ｄがすでに、低指向性特徴を備えていた場合には、第２の位相制御板１２を用いて電波放射源１０Dから放射された電磁波の進行方向をさらに、幅方向に広げ、より低指向性とすることができる。このため、第２の位相制御板１２を用いない場合に比べて短い距離で、電波放射源１０から放射された電磁波の幅を十分な大きさまで広げることができる。結果、電波放射源１０Dと第１の位相制御板１１との間の距離が小さくなり、通信装置１の薄型化が実現される。
　なお、本実施形態の第１の位相制御板１１及び第２の位相制御板１２の少なくとも一方を、誘電体レンズで実現してもよい。
＜具体例＞
　ここで、図３０に、直列共振型およびインダクタンス型をベースにし、３層の金属パターンで構成される単位構造のバリエーションを示す。図中、各単位構造に対応して、１から３の通番を付している。当該例の３層の金属パターンの調整により所望の位相制御が実現されることを、発明者らは確認している。１は、四角の環状の金属パターン、十字形状の金属パターン及び四角の環状の金属パターンをこの順に積層している。２は、四角の環状の金属パターン３つを積層している。３は、十字形状であって先端の線幅が広がっている金属パターンと、四角の環状の金属パターンと、十字形状であって先端の線幅が広がっている金属パターンとをこの順に積層している。
　次に、図３１に、並列共振型をベースにし、６層の金属パターンで構成される単位構造の例を示す。図示する単位構造は、四角の内部金属と、内部金属の外周を囲む四角の環状の金属とを含む金属パターン６つを積層している。ここでは一例のみ示すが、単位構造の６層の金属パターンの調整により、全位相範囲（たとえば－１８０度から１８０度）の範囲で位相制御が実現できることを、本発明者らは確認している。
　図３２に、図３１に示す単位構造と、図３１に示す単位構造の金属パターンの調整により実現した、異なる位相遅れをもたらす単位構造のバリエーションを並べて構成した位相制御板のある１層の金属パターンの例の一部分を示す。四角形状の金属が並んでいる。その中には、面積が互いに異なる複数種類の金属が混在している。本発明者らは、このような金属パターン層を複数層備える位相制御板において、上記実施形態で説明した作用効果を実現できることをシミュレーションにより確認した。
　以下、参考形態の例を付記する。
１．　電磁波を放射する放射源と、
　前記放射源の電波放射方向に距離Ｌ１の位置に置かれた第１の位相制御板と、
を有し、
　前記第１の位相制御板は、前記第１の位相制御板上の代表点からの距離に応じて透過する電磁波の位相が異なり、
　前記放射源は、前記第１の位相制御板の前記代表点からＬ１／２離れた位置まで、パワーを供給できる通信装置。
２．　１に記載の通信装置において、
　前記第１の位相制御板は、前記代表点から前記第１の位相制御板の縁に向かって、入射面と出射面の間の位相の遅れ量を減少させていく通信装置。
３．　１又は２に記載の通信装置において、
　前記放射源は、前記第１の位相制御板の配置方向に口を開けた方形状のスロット開口と、
前記スロット開口の長辺と前記第１の位相制御板の面とを接続する導体板とを備えている通信装置。
４．　３に記載の通信装置において、
　前記方形上のスロット開口の短辺と前記第１の位相制御板の面とを接続する導体板を備える通信装置。
５．　１又は２に記載の通信装置において、
　前記放射源は、前記第１の位相制御板の配置方向に口を開けた方形状のスロット開口を備え、
　前記スロット開口が形成された導体板の、前記スロット開口の長辺に直行する径の長さが、前記スロット開口の長辺の長さの１０倍以下である通信装置。
６．　１から５のいずれかに記載の通信装置において、
　前記放射源と前記第１の位相制御板との間に位置する第２の位相制御板を備え、
　前記第２の位相制御板は、当該第２の位相制御板の上の代表点からの距離に応じて透過する電磁波の位相が異なる通信装置。
７．　６に記載の通信装置において、
　前記第１の位相制御板は、前記第１の位相制御板上の前記代表点から前記第１の位相制御板の縁に向かって、入射面と出射面の間の位相の遅れ量を減少させ、
　前記第２の位相制御板は、前記第２の位相制御板上の前記代表点から前記第２の位相制御板の縁に向かって、入射面と出射面の間の位相の遅れ量を増加させる通信装置。
８．　１から７のいずれかに記載の通信装置において、
　前記第１の位相制御板もしくは前記第２の位相制御板は、
　　金属を含んで構成された複数種類の単位構造を２次元に並べて構成され、
　　透過する電磁波の位相を同じ量だけずらす単位構造群が、前記代表点の周りを囲んでいる通信装置。
９．　８に記載の通信装置において、
　透過する電磁波の位相を互いに異なる量だけずらす複数種類の単位構造群各々が、前記代表点の周りを囲んでいる通信装置。
１０．　８又は９に記載の通信装置において、
　透過する電磁波の位相を同じ量だけずらす単位構造群の中の単位構造間におけるずらす位相の量の差は、４５度以下である通信装置。
１１．　１から１０のいずれかに記載の通信装置において、
　前記第１の位相制御板及び前記第２の位相制御板は、複数の金属パターン層で構成される通信装置。
１２．　１１に記載の通信装置において、
　前記金属パターン層は、メタサーフェスである通信装置。
１３．　１から７のいずれかに記載の通信装置において、
　前記第１の位相制御板もしくは前記第２の位相制御板は、誘電体レンズである通信装置。
１４．　１から１３のいずれかに記載の通信装置において、
　前記第１の位相制御板は、前記放射源が電磁波を放射する方向に位置し、かつ、前記方向に略垂直な方向に延在する通信装置。
１５．　１から１２および１４のいずれかに記載の通信装置において、
　前記第１の位相制御板は、スプリットリング構造を有する通信装置。
１６．　１から１５のいずれかに記載の通信装置において、
　前記放射源と前記第１の位相制御板との距離は、前記第１の位相制御板の径よりも短い通信装置。
　この出願は、２０１６年１１月９日に出願された日本出願特願２０１６－２１９１７８号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (16)

  1. 　電磁波を放射する放射源と、
    　前記放射源の電波放射方向に距離Ｌ１の位置に置かれた第１の位相制御板と、
    を有し、
    　前記第１の位相制御板は、前記第１の位相制御板上の代表点からの距離に応じて透過する電磁波の位相が異なり、
    　前記放射源は、前記第１の位相制御板の前記代表点からＬ１／２離れた位置まで、パワーを供給できる通信装置。
  2. 　請求項１に記載の通信装置において、
    　前記第１の位相制御板は、前記代表点から前記第１の位相制御板の縁に向かって、入射面と出射面の間の位相の遅れ量を減少させていく通信装置。
  3. 　請求項１又は２に記載の通信装置において、
    　前記放射源は、前記第１の位相制御板の配置方向に口を開けた方形状のスロット開口と、
    前記スロット開口の長辺と前記第１の位相制御板の面とを接続する導体板とを備えている通信装置。
  4. 　請求項３に記載の通信装置において、
    　前記方形状のスロット開口の短辺と前記第１の位相制御板の面とを接続する導体板を備える通信装置。
  5. 　請求項１又は２に記載の通信装置において、
    　前記放射源は、前記第１の位相制御板の配置方向に口を開けた方形状のスロット開口を備え、
    　前記スロット開口が形成された導体板の、前記スロット開口の長辺に直行する径の長さが、前記スロット開口の長辺の長さの１０倍以下である通信装置。
  6. 　請求項１から５のいずれか１項に記載の通信装置において、
    　前記放射源と前記第１の位相制御板との間に位置する第２の位相制御板を備え、
    　前記第２の位相制御板は、当該第２の位相制御板の上の代表点からの距離に応じて透過する電磁波の位相が異なる通信装置。
  7. 　請求項６に記載の通信装置において、
    　前記第１の位相制御板は、前記第１の位相制御板上の前記代表点から前記第１の位相制御板の縁に向かって、入射面と出射面の間の位相の遅れ量を減少させ、
    　前記第２の位相制御板は、前記第２の位相制御板上の前記代表点から前記第２の位相制御板の縁に向かって、入射面と出射面の間の位相の遅れ量を増加させる通信装置。
  8. 　請求項６又は７に記載の通信装置において、
    　前記第１の位相制御板もしくは前記第２の位相制御板は、
    　　金属を含んで構成された複数種類の単位構造を２次元に並べて構成され、
    　　透過する電磁波の位相を同じ量だけずらす単位構造群が、前記代表点の周りを囲んでいる通信装置。
  9. 　請求項８に記載の通信装置において、
    　透過する電磁波の位相を互いに異なる量だけずらす複数種類の単位構造群各々が、前記代表点の周りを囲んでいる通信装置。
  10. 　請求項８又は９に記載の通信装置において、
    　透過する電磁波の位相を同じ量だけずらす単位構造群の中の単位構造間におけるずらす位相の量の差は、４５度以下である通信装置。
  11. 　請求項６又は７に記載の通信装置において、
    　前記第１の位相制御板及び前記第２の位相制御板は、複数の金属パターン層で構成される通信装置。
  12. 　請求項１１に記載の通信装置において、
    　前記金属パターン層は、メタサーフェスである通信装置。
  13. 　請求項６又は７に記載の通信装置において、
    　前記第１の位相制御板もしくは前記第２の位相制御板は、誘電体レンズである通信装置。
  14. 　請求項１から１３のいずれか１項に記載の通信装置において、
    　前記第１の位相制御板は、前記放射源が電磁波を放射する方向に位置し、かつ、前記方向に略垂直な方向に延在する通信装置。
  15. 　請求項１から１２および１４のいずれか１項に記載の通信装置において、
    　前記第１の位相制御板は、スプリットリング構造を有する通信装置。
  16. 　請求項１から１５のいずれか１項に記載の通信装置において、
    　前記放射源と前記第１の位相制御板との距離は、前記第１の位相制御板の径よりも短い通信装置。
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