WO2018070169A1 - モーター制御装置 - Google Patents

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motor control
control device
axis
excitation
resonance frequency
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山崎　勝
崇文 原
和人 大山
明広 蘆田
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01H—MEASUREMENT OF MECHANICAL VIBRATIONS OR ULTRASONIC, SONIC OR INFRASONIC WAVES
    • G01H13/00—Measuring resonant frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device.
  • a motion control device including a closed loop controller that outputs an operation amount so that a detection value by a detector matches an electric motor command, and a servo amplifier that drives the electric motor, further creates a swept sine wave.
  • a sine wave generator for output, an adder for adding the swept sine wave to the manipulated variable, and a vibration frequency detector for inputting the output and detection value of the adder and detecting the resonance frequency and anti-resonance frequency of the controlled object .
  • the frequency of the sweep sine wave when the detection signal becomes the smallest is judged as the anti-resonance frequency of the controlled object itself, and the operation amount after the sweep sine wave is simultaneously applied becomes the smallest. Is determined as the resonance frequency of the control object itself, and the resonance frequency detection result is described.
  • Patent Document 1 a sine wave, which is an excitation command, is added to a motor command value, the vibration intensity is calculated from the position or speed value of the motor obtained from the detector, and the resonance frequency is calculated.
  • the motor rotates due to the input of the sine wave, or the movement is different from normal. Therefore, the mechanical system connected to the motor also operates differently from normal. For this reason, it is necessary to take measures such as blocking the movement so as not to hinder the operation of the mechanical system. There are problems such as that it takes time from this, and it is necessary to select the timing of implementation, so that it cannot be implemented in an appropriate period.
  • an object of the present invention is to provide a motor control device having a function of performing vibration and measuring a resonance frequency while suppressing rotation of the motor.
  • a motor control device for solving the above problems is a motor control device that controls a permanent magnet synchronous motor, and includes a d-axis excitation waveform generating means for generating an excitation wave input to the d-axis, and an addition to the d-axis.
  • Resonance frequency calculation means for calculating the resonance frequency of the motor control device from vibration information obtained from the input result of the vibration wave, and the resonance frequency of the motor control device based on the resonance frequency of the resonance frequency calculation means Ask for.
  • FIG. 1 is an example of a configuration diagram of an electric drive device having a resonance frequency measurement function of this embodiment.
  • FIG. 2 is an example of a flow for calculating the resonance frequency of this embodiment.
  • the inverter controller 1 performs input / output processing and calculations necessary for driving the inverter hardware 2. In normal operation, motor rotation speed calculation, current control, and three-phase AC waveform generation are performed, and the inverter hardware 2 and the motor 3 are operated according to instructions from the host controller. However, the components including these host controllers are not shown because they are not directly related to the contents of this embodiment. Therefore, FIG. 1 shows only the means responsible for the function of measuring the resonance frequency according to the present embodiment.
  • the vibration command means 1A receives a command from the host controller or the like, and performs a measurement start process of the resonance frequency. It is determined whether or not measurement is possible from the operation status of the motor 3, and if so, an excitation operation start trigger signal is generated (see excitation command generation F101 in FIG. 2).
  • the d-axis excitation waveform generation means 1B receives the excitation operation start trigger signal and generates an excitation waveform that serves as a reference for the output of the inverter hardware 2 (see FIG. 2 for generating an applied d-axis command waveform F102). ).
  • FIG. 3 is an example of a cross section of the motor rotor 3A and d-axis and q-axis.
  • the motor rotor 3A is illustrated as an example in which a magnet is arranged on the rotor surface and the number of magnetic poles is four.
  • the first magnet 3A1, the second magnet 3A2, the third magnet 3A3, and the fourth magnet 3A4 have N poles and S poles alternately facing outward at every mechanical angle of 90 degrees as shown. It arrange
  • the d-axis 3A6 is defined as the direction of the N pole of the first magnet 3A1.
  • the q-axis 3A7 is defined at an intermediate position between the first magnet 3A1 and the second magnet 3A2 that is the adjacent S pole.
  • the S pole of the stator is disposed on the axis of the q-axis 3A7.
  • a repulsive / suction force is generated for each of the S pole and the N pole, and rotational torque is generated in the motor rotor 3A.
  • the S pole of the stator is arranged on the axis of the d-axis 3A6 described above, and the motor 3 is in a state in which no rotational torque is generated.
  • the current of the d-axis 3A6 and the q-axis 3A7 is adjusted to freely change the angle of the magnetic flux of the stator with respect to the motor rotor 3A, thereby controlling characteristics such as efficiency and maximum torque. .
  • the first magnet 3A1 and the second magnet 3A2 have been described. However, since the illustrated motor 3 is a four-pole type, the same applies to the third magnet 3A3 and the fourth magnet 3A4. In addition, although a 4-pole 6-slot motor is shown here as an example, the operation is the same in other combinations, and the present invention is not limited to this.
  • the excitation waveform generated by the d-axis excitation waveform generation means 1B is a command for applying power to the d-axis 3A6 described above.
  • FIG. 4 is an example of a vibration command applied to the d-axis 3A6. Since the purpose is to vibrate, for example, a rectangular wave voltage is applied as shown in FIG. Since the purpose is to apply power to the d-axis, the command may be current, and even if it is a command value to the inverter's three-phase alternating current, as a result, power is applied mainly to the d-axis. If it is a directive to do.
  • a rectangular command is shown as an example, it may be a sine wave, another waveform, or a composite waveform thereof.
  • the vibration command is applied so as to generate the magnetic flux in the direction that coincides with the d-axis, but it may be in the reverse direction, or a combination or alternating application thereof.
  • the inverter hardware 2 performs a calculation necessary to generate a magnetic field in the d-axis direction of the motor from the excitation waveform, and controls the three-phase power to the motor (FIG. 2, generates a three-phase AC voltage from the command F103 ).
  • the power line from a power supply etc. are actually connected to the inverter hardware here, it is not illustrated in FIG.
  • the motor 3 receives electric power from the inverter hardware, and the coil generates a magnetic field (FIG. 2, magnetic field generation F104).
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the excitation force generated when a voltage is applied to the d-axis.
  • the motor stator 3B is illustrated as an example of a 6-slot concentrated winding type having 6 coil winding slots.
  • the first U-phase coil 3B1, the first V-phase coil 3B2, the first W-phase coil 3B3, the second U-phase coil 3B4, the second V-phase coil 3B5, the second W-phase coil 3B6 Is installed every 60 degrees of mechanical angle.
  • the magnetic poles generated in the motor stator by synthesizing the magnetic flux from these coils are the first U-phase coil and the first V-phase coil.
  • N poles between one W phase coil, S poles on the second U phase coil, and N poles between the second V phase coil and the second W phase coil there are N poles between one W phase coil, S poles on the second U phase coil, and N poles between the second V phase coil and the second W phase coil.
  • the magnetic pole of the motor rotor and the magnetic pole of the motor stator are respectively opposed to the N pole and the S pole, and an attractive force is generated. That is, this is the excitation force 3B7.
  • the mechanism 4 is composed of a case or a mechanical device with the motor 3 built in, and vibrates due to the excitation force generated by the motor 3.
  • the mechanism 4 generally has a specific resonance frequency. When an excitation force is applied, vibration at the resonance frequency is strongly observed.
  • the sensor 5 is a device that detects vibration, and an acceleration sensor including a piezoelectric element and a weight as an example.
  • the sensor 5 is attached to detect the vibration of the mechanism, and converts the vibration into an electric signal and outputs it (the vibration of the mechanism 4 shown in FIG. 2 is detected by the sensor 5 F105).
  • FIG. 6 is an example of a signal detected by the sensor 5.
  • the electric signal from the sensor 5 is generally weak, it is amplified and converted into a sensor signal that can be easily handled by the inverter controller 1 (the sensor shown in FIG. 2). Capture of detection signal F106).
  • the sensor value input processing means 1C may be omitted, or the sensor value input processing means 1C may be installed outside the inverter controller 1 by incorporating it in the sensor 5 or the like. Also good.
  • the signal intensity calculation means 1D refers to the excitation start trigger of the excitation command means 1A, captures the sensor signal at an appropriate timing, and performs processing such as fast Fourier transform.
  • the sensor signal is converted into data from the time axis to the frequency axis (signal intensity calculation F107 shown in FIG. 2).
  • the resonance frequency calculation means 1E performs, for example, a peak search from the frequency axis sensor signal, identifies a high intensity frequency, and calculates it as a resonance frequency (calculates the resonance frequency from the signal intensity shown in FIG. 2). F108).
  • FIG. 7 is an example of the change in the frequency domain of vibration and the calculated resonance frequency.
  • the motor control device for a normal passenger car can be provided with a function of performing vibration without rotating the motor and measuring the resonance frequency.
  • the inverter controller 1 and the inverter hardware are separated, but may be integrated, or may be integrated including the motor 3.
  • FIG. 8 is an example of a configuration diagram of a motor control device having a resonance frequency measurement function of the present embodiment which is integrally configured.
  • the sensor 5, the sensor value input processing means 1C, the signal intensity calculation means 1D, and the resonance frequency calculation means 1E are not all or partly mounted.
  • An operation may be performed in which the resonance frequency of the present invention is attached only when measurement is performed, the resonance frequency measurement of the present invention is performed, and then removed again.
  • the resonance frequency measurement of the present invention may be performed by attaching the aforementioned sensors at the stage of manufacturing a motor control device for a normal passenger car, and then removing the sensors.
  • the resonance frequency measurement of the present invention may be performed by attaching the above-described sensors when the motor control device of a normal passenger car is inspected, and then removing the sensors.
  • the resonance frequency measurement of the present embodiment is not hindered when performing the manufacturing stage and inspection described above, and the resonance frequency measurement of the present embodiment is performed. Also good.
  • the execution of the resonance frequency measurement of the present embodiment may be executed every time after the system is started, for example, at the time of shutdown, or additionally, combined judgment with indicators such as operating time and total number of revolutions. You may carry out with. For example, it is executed at the first start-up when the operating time exceeds 100 hours. In this case, it is possible to follow changes in characteristics due to secular changes and the like by continuously performing the processes.
  • FIG. 9 shows an example in which a microphone 51 used in a navigation device or the like is used as a sensor. In this case, the resonance frequency including the propagation path can be measured.
  • FIGS. 10 to 13 an example of a motor control device for a normal passenger car according to the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 10 to 13.
  • the structure of the electric drive device provided with the resonance frequency measurement function in the second embodiment is the same as that of the first embodiment shown in FIG. Therefore, the description of the same parts as the first embodiment such as the configuration is omitted, and the characteristic parts of the present embodiment will be described.
  • FIG. 10 is an example of a flow for calculating the resonance frequency in the second embodiment.
  • the vibration command unit 1 ⁇ / b> A receives a command from a host controller or the like and performs a resonance frequency measurement start process.
  • the measurement start process the setting of the frequency region where the measurement is performed is called from a memory or the like in which it is stored in advance.
  • the d-axis excitation waveform generation means 1B receives the excitation operation start trigger signal and the frequency at which the measurement is performed, and generates an excitation waveform that serves as a reference for the output of the inverter hardware 2 (applied as shown in FIG. 10). Generate d-axis command waveform F202).
  • FIG. 11 is an example of an excitation command for applying a repetitive pulse to the d-axis.
  • the vibration waveform takes such a form that the pulsed d-axis command is repeated at intervals of the frequency period (vibration period) at which the measurement is performed. With this waveform, the excitation waveform becomes a signal having a high intensity at the frequency designated as the frequency at which the measurement is performed. That is, vibration is performed at a specific frequency.
  • FIG. 12 shows an example of an excitation command for applying forward and reverse pulses to the d-axis.
  • FIG. 13 is an example of an excitation command for applying a rectangular wave to the d-axis.
  • the excitation waveform may be a combination of forward and reverse pulses, a rectangular wave having a length that is half the excitation period, or a composite of these signals.
  • the purpose is to vibrate at a specific frequency, and any waveform that can achieve this purpose may be used.
  • the operations of the inverter hardware 2, the motor 3, the mechanism 4, the sensor 5, and the sensor value input processing means 1C are the same as those in the first embodiment (F203, F204, 205, and F206 shown in FIG. 10).
  • the signal intensity calculation unit 1D refers to the excitation start trigger of the excitation command unit, captures the sensor signal at an appropriate timing, and refers to the frequency at which the measurement from the excitation command unit is performed, Then, the response at the frequency at which the measurement is performed is associated and stored (signal intensity calculation / recording F207 shown in FIG. 10). The signal intensity calculation unit 1D performs this operation until the excitation operation start trigger is lowered.
  • the vibration command means 1A outputs while changing the frequency at which the measurement is performed, and lowers the vibration operation start trigger when the frequency range in which the measurement has been stored in advance can be satisfied. .
  • the process from the generation of the excitation waveform to the calculation and recording of the signal intensity is repeatedly executed, and when the excitation operation start trigger is lowered, the signal intensity calculation means 1D has the sensor signal over the frequency domain where the measurement is performed. Is recorded.
  • the sensor signal to be recorded together with the excitation frequency may be a signal intensity in a certain section, or an integrated value or a maximum value of the signal intensity in a certain section.
  • the signal intensity calculation unit 1D determines that the end frequency has been reached (is the end frequency shown in FIG. 10? F208), and transfers the recorded signal to the resonance frequency calculation unit 1E.
  • the resonance frequency calculation means 1E performs, for example, a peak search from the transferred excitation frequency and the sensor signal, specifies a high intensity frequency, and calculates it as the resonance frequency (from the signal intensity shown in FIG. 10). Resonance frequency is calculated F209).
  • the motor control device for an ordinary passenger car measures the vibration while changing the excitation frequency.
  • resonance between the excitation force and the vibration of the mechanism can be more remarkably extracted, the S / N ratio of the measurement can be increased, and highly accurate measurement can be performed.
  • this invention is not limited to the above-mentioned Example, Various modifications are included.
  • the above-described embodiments have been described in detail for easy understanding of the present invention, and are not necessarily limited to those having all the configurations described.
  • a part of the configuration of one embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of another embodiment can be added to the configuration of one embodiment.
  • each of the above-described configurations, functions, processing units, processing means, and the like may be realized by hardware by designing a part or all of them with, for example, an integrated circuit.
  • Each of the above-described configurations, functions, and the like may be realized by software by interpreting and executing a program that realizes each function by the processor.
  • the control lines and information lines indicate what is considered necessary for the explanation, and not all the control lines and information lines on the product are necessarily shown. Actually, it may be considered that almost all the components are connected to each other.

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Abstract

本発明の課題は、モーターの回転を抑制しながら、加振を行い、共振周波数を計測する機能を備えたモーター制御装置を提供することである。　上記課題を解決するためのモーター制御装置は、永久磁石同期モーターを制御するモーター制御装置であって、ｄ軸に入力する加振波を生成するｄ軸加振波形生成手段と、ｄ軸に加振波を入力した結果から得られる振動の情報から当該モーター制御装置の共振周波数を算出する共振周波数算出手段と、を備え、前記共振周波数算出手段の前記共振周波数に基づき当該モーター制御装置の共振周波数を求める。

Description

モーター制御装置
　本発明は、モーター制御装置に関する。
　本技術分野の背景技術として、特開２００６－１７７７２０号公報（特許文献１）がある。この公報には、検出器による検出値と電動機指令とが一致するように操作量を出力する閉ループ制御器と、電動機を駆動するサーボアンプと有するモーション制御装置が、さらに、掃引正弦波を作成し出力する正弦波発生器と、操作量に掃引正弦波を加算する加算器と、加算器の出力および検出値を入力し制御対象の共振周波数と反共振周波数を検出する振動周波数検出器とを備える。そして、検出信号が最も小さくなるときの掃引正弦波の周波数を制御対象自身の反共振周波数と判断して、同時に掃引正弦波を印加した後の操作量が最も小さくなるときの掃引正弦波の周波数を制御対象自身の共振周波数と判断して共振周波数検出結果とする、と記載されている。
特開２００６－１７７７２０号公報
　特許文献１では、加振指令である正弦波をモーターの指令値に加算し、検出器から得られる電動機の位置あるいは速度の値から振動強度を計算し、共振周波数を計算している。このような検出方法の場合、正弦波の入力によりモーターが回転してしまう、あるいは、通常とは異なる動きとなる。したがって、モーターにつながる機械システムも通常とは異なる動作となる。このため、機械システムが動作しても支障が出ないように、動きを遮断するなどの措置を取る必要がある。この事から手間がかかることや、実施するタイミングを選ぶ必要があるため適切な期間に実施できないなどの課題がある。
　そこで、本発明の課題は、モーターの回転を抑制しながら、加振を行い、共振周波数を計測する機能を備えたモーター制御装置を提供することである。
　上記課題を解決するためのモーター制御装置は、永久磁石同期モーターを制御するモーター制御装置であって、ｄ軸に入力する加振波を生成するｄ軸加振波形生成手段と、ｄ軸に加振波を入力した結果から得られる振動の情報から当該モーター制御装置の共振周波数を算出する共振周波数算出手段と、を備え、前記共振周波数算出手段の前記共振周波数に基づき当該モーター制御装置の共振周波数を求める。
　本発明によれば、モーターの回転を抑制しながら加振を行い、共振周波数を計測する機能を備えたモーター制御装置を提供できる。上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
本実施例の共振周波数計測機能を備えたモーター制御装置の構成図の例である。 共振周波数を算出するフローの例である。 モーターローター３Ａの断面とｄ軸、ｑ軸の例である。 ｄ軸に印加する加振指令の例である。 ｄ軸に電圧を印加した場合に発生する加振力を説明する図である。 センサー５により検出される信号の例である。 振動の周波数領域での変化と算出された共振周波数の例である。 一体構成とした本実施例の共振周波数計測機能を備えたモーター制御装置の構成図の例である。 ナビゲーション装置などに用いられているマイクをセンサーとして用いた例である。 第二の実施例での共振周波数を算出するフローの例である。 繰り返しパルスをｄ軸に印加する加振指令の例である。 正逆のパルスをｄ軸に印加する加振指令の例である。 矩形波をｄ軸に印加する加振指令の例である。
 本発明に係る実施形態を実施例に基いて説明する。
　本実施例では、普通乗用車のモーター制御装置の例を説明する。
　図１は、本実施例の共振周波数計測機能を備えた電気駆動装置の構成図の例である。図２は、本実施例の共振周波数を算出するフローの例である。
　図１に示されるように、インバーターコントローラー１は、インバーターハード２の駆動に必要な、入出力の処理や演算等を行う。通常の運転ではモーター回転数の演算や、電流制御、また、三相交流波形の生成などを実施し、上位コントローラーの指令どおりにインバーターハード２、モーター３が運転するように動作する。ただし、これらの上位コントローラーを含む構成物は本実施例の内容には直接的に関係が無いため、図示していない。したがって、図１では本実施形態に係る共振周波数を計測する機能を担う手段のみを示してある。
　インバーターコントローラー１内では加振指令手段１Ａが、上位コントローラーなどから指令を受けて、共振周波数の計測開始処理を実施する。モーター３の運転状況などから計測が可能か判断し、計測可能である場合、加振動作開始トリガー信号を生成する（図２の加振指令生成Ｆ１０１を参照）。
　ｄ軸加振波形生成手段１Ｂは、加振動作開始トリガー信号を受けて、インバーターハード２の出力のリファレンスとなる加振波形を生成する（図２の印加するｄ軸指令波形を生成Ｆ１０２を参照）。
　ここで、先にモーター３の構造とｄ軸について説明する。図３は、モーターローター３Ａの断面とｄ軸、ｑ軸の例である。ここで、モーターローター３Aはローター表面に磁石を配置し、磁極数は４であるタイプを一例として図示した。
　この場合、第一の磁石３Ａ１、第二の磁石３Ａ２、第三の磁石３Ａ３及び第四の磁石３Ａ４は、図示のように機械角９０度毎に外側に向かってＮ極とＳ極が交互となるようにモーターローター鉄心３Ａ５に配置される。
　図３の状態において、ｄ軸３Ａ６は、第一の磁石３Ａ１のＮ極の向きとして定義される。ｑ軸３Ａ７は、第一の磁石３Ａ１と隣接するＳ極となる第二の磁石３Ａ２との中間位置に定義される。
　ここで、このモーターローター３Aに不図示のステーターからｑ軸３Ａ７と一致する向きの磁束を発生させると、ｑ軸３Ａ７の軸上にステーターのＳ極が配置されることになり、モーターローター３AのＳ極、Ｎ極とそれぞれ反発／吸引の力が発生し、モーターローター３Aに回転トルクが生じる。
　また、このモーターローター３Aにステーターからｄ軸３Ａ６と一致する向きに磁束を発生させるとｄ軸の軸上にステーターのＳ極が配置されることになり、モーターローター３AのＮ極と半径方向に引き合う力のみが発生し、モーターローター３Aには回転トルクが生ぜず半径方向の力が発生する。
　すなわち、ｄ軸３A６に電力を印加すると、モーター３の半径方向に力が発生し、これが加振力となる。ここで、モーター制御において、ｑ軸３A７に電圧をかけると前述のｑ軸３A７の軸上にステーターのＳ極が配置される形態となりモーター３は回転トルクを発生する。
　また、ｄ軸３A６に電圧をかけると前述のｄ軸３A６の軸上にステーターのＳ極が配置される形態となりモーター３は回転トルクを発生しない状態となる。
　なお、通常のモーター制御では、ｄ軸３A６とｑ軸３A７の電流を調整することで、モーターローター３Aに対するステーターの磁束の角度を自在に変更し、効率や最大トルクなどの特性をコントロールしている。
　なお、第一の磁石３Ａ１と第二の磁石３Ａ２で説明したが、図示のモーター３は４極タイプであるので、第三の磁石３Ａ３と第四の磁石３Ａ４の関しても同様である。また、ここでは、４極６スロットのモーターを例として示したが、他のコンビネーションでも動作は同様であり、これに限定するものではない。
　ここで、図１を用いた説明に戻る。ｄ軸加振波形生成手段１Bで生成する加振波形は上記の説明のｄ軸３A６に電力を印加する指令である。　
　図４は、ｄ軸３A６に印加する加振指令の例である。
加振することが目的であるので、図４に示すように、例えば、矩形波の電圧を印加する。なお、ｄ軸に電力を印加することが目的であるので、指令は電流であっても良いし、インバーターの三相交流への指令値であっても、結果としてｄ軸を主体に電力を印加する指令であれば良い。また、矩形の指令を例として示したが、正弦波でもよいし、他の波形、また、それらの複合波形であっても良い。また、ｄ軸と一致する向きに磁束を発生させるように加振指令を印加したが、逆方向であってもよいし、それらの組み合わせや交番印加であっても良い。
　インバーターハード２は、加振波形から、モーターのｄ軸方向に磁界を発生させるために必要な演算を行い、モーターへの三相電力を制御する（図２、指令より三相交流電圧を発生Ｆ１０３）。なお、ここでインバーターハードへは実際には、電源からの電力線などが接続されているが、図１では図示していない。
　モーター３は、インバーターハードからの電力を受けてコイルが磁界を発生させる（図２、磁界発生Ｆ１０４）。
　ここで、先に磁界と加振力について説明する。
　図５は、ｄ軸に電圧を印加した場合に発生する加振力を説明する図である。ここで、モーターステーター３Ｂは６つのコイル巻きのスロットを持つ６スロットの集中巻きタイプを一例として図示した。この場合、第一のＵ相コイル３Ｂ１、 第一のＶ相コイル３Ｂ２、 第一のＷ相コイル３Ｂ３、 第二のＵ相コイル３Ｂ４、 第二のＶ相コイル３Ｂ５、 第二のＷ相コイル３Ｂ６が機械角６０度毎に設置される。ここで、モーターにｄ軸に電圧が印加されている場合、これらのコイルからの磁束の合成によってモーターステーターに発生する磁極は第一のＵ相コイルにＳ極、第一のＶ相コイルと 第一のＷ相コイルの間にＮ極、第二のＵ相コイルにＳ極、第二のＶ相コイルと 第二のＷ相コイルの間にＮ極となる。この場合、モーターローターの磁極とモーターステーターの磁極はそれぞれ、Ｎ極とＳ極が相対することとなり、吸引する力が発生する。すなわちこれが加振力３Ｂ７である。
　ここで、図１を用いた説明に戻る。
　機構４は、モーター３を内蔵するケースや機械装置などからなるものであり、モーター３で発生した加振力により振動する。機構４は、一般に固有の共振周波数を持っており、加振力を与えた場合、その共振周波数での振動が強く観測される。
　センサー５は、振動を検出するデバイスであり、一例としては圧電素子と重りなどからなる加速度センサーである。センサー５は、機構の振動を検出するために取り付けられていて、振動を電気信号に変換して出力する（図２に示される機構４の振動をセンサー５で検出Ｆ１０５）。
　図６は、センサー５により検出される信号の例である。
　図１に示されるセンサー値入力処理手段１Ｃは、センサー５からの電気信号は一般に微弱であるため、その増幅や変換を行ってインバータコントローラー１で扱いやすいセンサー信号とする（図２に示されるセンサー検出信号の取り込みＦ１０６）。
　なお、センサー５の出力が十分に大きい場合はセンサー値入力処理手段１Ｃは省略しても良いし、センサー値入力処理手段１Ｃをセンサー５に組み込むなどして、インバーターコントローラー１の外部に配置しても良い。
　信号強度計算手段１Ｄは、加振指令手段１Aの加振動作開始トリガーを参照し、適切なタイミングでセンサー信号をとりこみ、例えば高速フーリエ変換などの処理を実施し。センサー信号を時間軸から周波数軸へのデータへ変換する（図２に示される信号強度計算Ｆ１０７）。
　共振周波数算出手段１Ｅは、周波数軸のセンサー信号から、例えば、ピークサーチを実施し、強度が高い周波数を特定し、それを共振周波数として算出する（図２に示される信号強度より共振周波数を算出Ｆ１０８）。
　図７は、振動の周波数領域での変化と算出された共振周波数の例である。
　このようにして、本発明の一実施形態による普通乗用車のモーター制御装置は、モーターを回転させることなく加振を行い、共振周波数を計測する機能を備えることができる。
　なお、本実施例ではインバーターコントローラー１とインバーターハードを別体としてあるが、一体であっても良いし、さらにモーター３まで含めて一体であっても良い。
　図８は、一体構成とした本実施例の共振周波数計測機能を備えたモーター制御装置の構成図の例である。
　なお、センサー５、センサー値入力処理手段１Ｃ、信号強度計算手段１Ｄおよび共振周波数算出手段１Ｅ（以降、これらをまとめてセンサー類と記す）に関しては、全部あるいは一部は常に搭載する形態とせず、本発明の共振周波数を計測を行う場合のみに取り付けて、本発明の共振周波数計測を実施して、その後また取り外す運用であっても良い。例えば、本発明の共振周波数計測は、普通乗用車のモーター制御装置の製作段階で前述のセンサー類を取り付けて実施し、その後センサー類を取り外してもよい。また、例えば、本発明の共振周波数計測は普通乗用車のモーター制御装置の点検を行う際に、前述のセンサー類を取り付けて実施し、その後センサー類を取り外してもよい。
　なお、センサー類を全部搭載する形態であっても、前述の製作段階や点検を行う際に本実施形態の共振周波数計測を実施を妨げるものではなく、本実施形態の共振周波数計測を実施しても良い。
　なお、本実施形態の共振周波数計測の実行は、例えば、システムが起動した後や、シャットダウン時などに毎回実行しても良いし、さらに追加で稼働時間や総回転数などの指標との複合判断で実施しても良い。例えば、稼働時間１００時間を超えた最初の起動時に実行するなど。この場合、継続的に実施することで、経年変化などによる特性変化に追従させることが可能となる。
　また、センサー類に関してはその一部を他の機器の構成品を用いてもよい。図９は、ナビケーション装置などに用いられているマイク５１をセンサーとして用いた例である。この場合、伝播経路含めた共振周波数の測定が可能である。
　以上、本実施の形態によれば、普通乗用車のモーター制御装置に関して、モーター３の回転を抑制させて加振を行い、共振周波数を計測する機能を備えたモーター制御装置を提供することができる。
　以下、本発明の第二の実施の形態に係る普通乗用車のモーター制御装置の例について、図１０から図１３を用いて説明する。なお、第二の実施の形態における共振周波数計測機能を備えた電気駆動装置の構成は図１に示した第一の実施例の構成と同一である。よって、構成など実施例１と同様である部分の説明は省略し、本実施例の特徴的な部分について説明する。
　図１０は、第二の実施例での共振周波数を算出するフローの例である。 
　インバーターコントローラー１内では加振指令手段１Ａが、上位コントローラーなどから指令を受けて、共振周波数の計測開始処理を実施する。計測開始処理においては、計測を実施する周波数領域の設定を予めそれを記憶してあったメモリーなどから呼び出す。
　そして、モーター３の運転状況などから計測が可能か判断し、可能である場合、計測を実施する周波数と加振動作開始トリガーを生成する（図１０に示される加振周波数・加振指令生成Ｆ２０１）。
　ｄ軸加振波形生成手段１Ｂは、加振動作開始トリガー信号と計測を実施する周波数を受けて、インバーターハード２の出力のリファレンスとなる加振波形を生成する（図１０に示される、印加するｄ軸指令波形を生成Ｆ２０２）。
　図１１は、繰り返しパルスをｄ軸に印加する加振指令の例である。加振波形は、一例として、このようにパルス状のｄ軸指令を計測を実施する周波数の周期（加振周期）だけ間隔をあけて繰り返す形態をとる。この波形により、加振波形は、計測を実施する周波数として指示された周波数に高い強度を持つ信号となる。つまり、特定の周波数で加振することとなる。
　図１２は正逆のパルスをｄ軸に印加する加振指令の例である。
　また、図１３は矩形波をｄ軸に印加する加振指令の例である。このように、加振波形は、正逆のパルスの組み合わせであったり、加振周期の半分の長さの矩形波であってもよいし、これらの信号の複合であってもよい。いずれの場合も特定の周波数で加振することを目的としており、この目的を達成できる波形であれば良い。
　インバーターハード２、モーター３、また、機構４、センサー５、センサー値入力処理手段１Ｃの動作は実施例１に同じである（図１０に示される、Ｆ２０３、Ｆ２０４、２０５、Ｆ２０６）。
　信号強度計算手段１Ｄは、加振指令手段の加振動作開始トリガーを参照し、適切なタイミングでセンサー信号を取り込むとともに、加振指令手段からの計測を実施する周波数を参照し取り込んだセンサー信号が、その計測を実施する周波数における応答であることを関連づけて記憶する（図１０に示される信号強度計算・記録Ｆ２０７）。信号強度計算手段１Ｄは、加振動作開始トリガーが下がるまでこの作業を実施する。
　一方で、加振指令手段１Ａは計測を実施する周波数に変更を加えつつ出力し、予めそれを記憶してあった計測を実施する周波数領域を満足出来た時点で、加振動作開始トリガーを下げる。
　このようにして、加振波形の生成から信号強度計算・記録までを繰り返し実行し、加振動作開始トリガーが下がった時点で、信号強度計算手段１Ｄには、計測を実施する周波数領域にわたってセンサー信号が記録される。ここで、加振周波数と共に記録するセンサー信号は、ある区間の信号強度でも良いし、ある区間の信号強度の積算値、あるいは最大値であってもよい。
　加振動作開始トリガーが下がると信号強度計算手段１Ｄは終了周波数に達したと判断し（図１０に示される終了周波数か？Ｆ２０８）、記録した信号を共振周波数算出手段１Ｅに転送する。
　共振周波数算出手段１Ｅは、転送された加振周波数とセンサー信号から、例えば、ピークサーチを実施し、強度が高い周波数を特定し、それを共振周波数として算出する（図１０に示される信号強度より共振周波数を算出Ｆ２０９）。
　このようにして、本発明の第二の実施の形態による普通乗用車のモーター制御装置は、加振周波数を変更しながら、振動の計測を実施する。これにより加振力と機構の振動の共振をより顕著に引き出すことができ、測定のＳ／Ｎ比を上げられ、高精度な計測を行うことができる。また、信号強度として計算負荷のかかる高速フーリエ変換を行うことなく、周波数領域でのデータを得る事ができ、高速に共振周波数を算出することができる。
　なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
　また、上記の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
１…インバーターコントローラー、１Ａ…加振指令手段、１Ｂ…ｄ軸加振波形生成手段、１Ｃ…センサー値入力処理手段、１Ｄ…信号強度計算手段、１Ｅ…共振周波数算出手段、２…インバーターハード、３…モーター、３Ａ…モーターローター、３Ａ１…第一の磁石、３Ａ２…第二の磁石、３Ａ３…第三の磁石、３Ａ４…第四の磁石、３Ａ５…モーターローター鉄心、３Ａ６…ｄ軸、３Ａ７…ｑ軸、４…機構、５…センサー、５１…マイク

Claims (9)

  1. 　永久磁石同期モーターを制御するモーター制御装置であって、
    　ｄ軸に入力する加振波を生成するｄ軸加振波形生成手段と、
    　ｄ軸に加振波を入力した結果から得られる振動の情報から当該モーター制御装置の共振周波数を算出する共振周波数算出手段と、を備え、
    　前記共振周波数算出手段の前記共振周波数に基づき当該モーター制御装置の共振周波数を求めるモーター制御装置。
  2. 　請求項１に記載のモーター制御装置において、
    　前記ｄ軸加振波形生成手段は、加振波形がパルス状であり、当該パルスをある周波数の強度が高くなるように時間をあけて繰り返す形状で生成するモーター制御装置。
  3. 　請求項２に記載のモーター制御装置において、
    　前記ｄ軸加振波形生成手段は、設定する周波数をモーター制御装置の共振周波数を測定したい範囲で増減させて加振波形を生成することを特徴とするモーター制御装置。
  4. 　請求項３に記載のモーター制御装置において、
    　前記共振周波数算出手段は、設定した周波数とｄ軸に加振波を入力した結果から得られる振動の情報から共振周波数を算出するモーター制御装置。
  5. 　請求項２ないし４に記載のいずれかのモーター制御装置において、
    　前記パルス状加振波形とは、ｄ軸プラス方向とｄ軸マイナス方向のパルスの組み合せであるモーター制御装置。
  6. 　請求項２ないし４に記載のいずれかのモーター制御装置において、
    　前記パルス状加振波形とは、設定する周波数の周期の約半分の長さの矩形波であるモーター制御装置。
  7. 　請求項１ないし６に記載のいずれかのモーター制御装置において、
    　前記ｄ軸に加振波を入力した結果から得られる振動の情報は、車両に搭載された加速度センサからの出力であるモーター制御装置。
  8. 　請求項１ないし６に記載のいずれかのモーター制御装置において、
    　前記ｄ軸に加振波を入力した結果から得られる振動の情報は、車両に搭載されたマイクからの出力であるモーター制御装置。
  9. 　請求項１ないし６に記載のいずれかのモーター制御装置において、
    　前記ｄ軸に加振波を入力した結果から得られる振動の情報は、モーターのコイルに発生する誘起電圧であるモーター制御装置。
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