WO2018047571A1 - 電力平準化装置 - Google Patents

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信幸 多和田
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富士電機株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a power leveling apparatus that performs power leveling while suppressing fluctuations in load power.
  • the power consumption of the entire computer system has increased due to speeding up and large capacity, and there is a strong demand for reducing the loss of power conversion units such as power supply units (PSUs).
  • PSUs power supply units
  • the diode bridge circuit 100 converts AC power into DC power, and an active power factor correction circuit (PFC).
  • the voltage is boosted by 101 and stored in the input capacitor 102, and the output of the capacitor 102 is output by the DC-DC converter 103 according to the load 104 (see, for example, Patent Document 1).
  • Patent Document 2 there has been proposed a power supply device in which AC power of an AC power source is supplied to a DC-DC converter via a boost converter and a pre-converter including a boost chopper (see, for example, Patent Document 2).
  • the pre-converter is provided with a bypass circuit that bypasses the boost chopper.
  • This bypass circuit includes a bypass switch inserted in a path that bypasses the boost chopper, and the bypass switch conducts the bypass path during steady operation of the power supply device.
  • This Patent Document 2 assumes a power supply device such as an AC adapter of a mobile phone, and does not assume that the input voltage of the DC-DC converter fluctuates. In addition, no storage element is provided on the output side of the DC-DC converter.
  • the narrower the input voltage range of the DC-DC converter 103 the higher the efficiency is possible (by increasing the transformer turns ratio, lowering the breakdown voltage of the secondary side parts and suppressing the current of the primary circuit) Effect).
  • the input voltage range of the DC-DC converter is 360 to 400 V and the case where the input voltage range is 250 to 400 V
  • the input voltage range is 250 to 400 V.
  • the efficiency is improved by about 2% compared to the case of ⁇ 400V.
  • the DC-DC converter 103 needs to operate in a wide input voltage range. is there.
  • the load power changes periodically, the power that cannot be supplied by the power factor correction circuit 101 is supplied by the input capacitor 102 to absorb the fluctuation of the load power.
  • the power fluctuation is not transmitted to the input side.
  • the voltage of the input capacitor 102 repeatedly decreases and increases periodically as shown by the broken line, and the voltage of the input capacitor 102 is supplied to the load after being stabilized by the DC-DC converter in the subsequent stage.
  • the DC-DC converter 103 has to have a wide input range.
  • the load power fluctuation is not periodic, for example, after a short-time power fluctuation occurs twice. In many cases, there is no load fluctuation for a while. In the case of such a load fluctuation, the voltage of the input capacitor 102 repeatedly decreases and increases according to the load fluctuation when the load fluctuation occurs as shown by a broken line, but when the load fluctuation does not occur, The output voltage of the power factor correction circuit 101 is held. For this reason, the power conversion efficiency of the DC-DC converter 103 is unnecessarily deteriorated during a period in which no load fluctuation occurs.
  • the present invention has been made paying attention to the problems of the above-described conventional example, and an object thereof is to provide a power leveling apparatus capable of improving the power conversion efficiency by narrowing the input voltage range. .
  • one aspect of the power leveling apparatus is a power leveling apparatus applied to a system in which power consumption fluctuates according to operating conditions of a plurality of loads.
  • the power leveling device includes a power factor improvement unit that receives AC power of an AC power source and outputs DC power, a power storage element connected to an output side of the power factor improvement unit, a power factor improvement unit, and a power storage element Boost power conversion unit to which direct current power is input, bypass circuit that bypasses the boost power conversion unit when the load power consumption can be covered by the DC power of the power factor improvement unit and the storage element, and the bypass circuit and the boost type A DC / DC converter that receives the output power of the power conversion unit and outputs DC power supplied to the load.
  • the power factor improving unit converts AC power and has a constant voltage output function having a constant power drooping characteristic so as not to exceed the output limit voltage.
  • the boost type power converting unit outputs power of a DC / DC converter.
  • a power conversion drive unit that drives the boosting unit with a voltage lower than the output limit voltage is provided to suppress the input voltage fluctuation.
  • the DC power input from the power factor improving unit and the storage element is boosted by the boost power converter and input to the DC / DC converter that supplies power to the load.
  • the input voltage range of the converter can be narrowed to equalize the input power.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of a power leveling apparatus according to the present invention. It is a block diagram which shows a prior art example. It is a time chart which shows the relationship between the load voltage fluctuation
  • the power leveling device 10 includes an AC power source 11 that outputs, for example, 230 V AC power, a power factor improvement unit 12 that receives AC power from the AC power source 11, and this power factor improvement.
  • the power storage device 13 connected to the output side of the unit 12, the power factor correction unit (PFC) 12, the boost power converter 14 to which the DC power of the power storage device 13 is input, and the boost power converter 14 are bypassed And a DC / DC converter 16 that receives the output of the step-up power converter 14 and the output of the bypass switch 15 and supplies power to the load 17.
  • PFC power factor correction unit
  • the power factor improving unit 12 has a rectifying function for converting AC power into a DC voltage, a power factor improving function, and a constant power control voltage drooping characteristic so that the input current does not exceed a preset output limit voltage (for example, 400 V). And a constant voltage output control function.
  • the storage element 13 is a chargeable / dischargeable element, and an electric double layer capacitor, a lithium ion capacitor, an electrolytic capacitor, various batteries (lead, alkali, lithium ion, etc.), and the like can be applied.
  • the step-up power conversion unit 14 has a configuration of a step-up chopper circuit.
  • boost type power conversion unit 14 is a connection point between a series circuit of inductor 14a and diode 14b to which DC power output from power factor improvement unit 12 and power storage element 13 is input, and an anode of inductor 14a and diode 14b. And a switching capacitor 14d connected between the cathode of the diode 14b and the ground. A connection point between the diode 14 b and the smoothing capacitor 14 d is connected to the DC / DC converter 16.
  • the step-up power conversion unit 14 further includes an output voltage monitoring unit 14e and a power conversion drive unit 14f.
  • the output voltage monitoring unit 14e detects the terminal voltage Vc of the smoothing capacitor 14d.
  • the output voltage monitoring unit 14e turns off the bypass switch 15, and the terminal voltage Vc is set to the set voltage.
  • Vref1 or more the bypass switch 15 is controlled to be on.
  • the voltage monitoring unit 14e has a comparator CP1, the terminal voltage Vc of the smoothing capacitor 14d is input to the non-inverting input terminal of the comparator CP1, and the set voltage Vref1 is input to the inverting input terminal.
  • the comparator CP1 outputs a low-level switch drive signal Ssw to, for example, the gate of an N-channel field effect transistor that constitutes the bypass switch 15 when Vc ⁇ Vref1.
  • the comparator CP1 outputs a high-level switch drive signal Ssw to, for example, the gate of an N-channel field effect transistor constituting the bypass switch 15 when Vc ⁇ Vref1.
  • the power conversion drive unit 14f includes an operational amplifier OP1 and a PWM signal generation circuit 20. In the operational amplifier OP1, the voltage Vc between the terminals of the smoothing capacitor 14d is input to the inverting input terminal, and the reference voltage Vref2 set to 380 V, for example, is input to the non-inverting input terminal.
  • the voltage level is the difference between the reference voltage Vref2 and the inter-terminal voltage Vc, and the drive control signal Sd that is “0” when Vc ⁇ Vref2 is generated. Output to.
  • the PWM signal generation circuit 20 compares the drive control signal Sc input from the operational amplifier OP1 with a triangular wave or sawtooth wave carrier signal, and outputs a PWM signal corresponding to the voltage level of the drive control signal Sc to the gate of the switching element 14c.
  • Supply input The DC / DC converter 16 is supplied with DC power output from the step-up power converter 14 or DC power output from the power factor improving unit 12 and the storage element 13 via the bypass switch 15 and loads these DC powers.
  • the voltage is stepped down to a DC voltage of 12 V, for example, required by 17 and output to load 17.
  • the load 17 is a system in which a plurality of computers operate synchronously in the data center, and the power consumption fluctuates according to the operation status of the plurality of computers.
  • Vref ⁇ Vc is satisfied by the comparator CP1 of the output voltage monitoring unit 14e of the boost type power conversion unit 14, and the high level switch drive signal Ssw is output from the comparator CP1 to the bypass switch 15, and the bypass switch 15 is turned on. Be controlled. Therefore, boost type power conversion unit 14 is bypassed by bypass switch 15, and direct-current power output from power factor improvement unit 12 and power storage element 13 is directly supplied to DC / DC converter 16.
  • the DC / DC converter 16 steps down the voltage to, for example, a 12V DC voltage required by the load 17 and supplies the voltage to the load 17.
  • the voltage Vc between the terminals of the smoothing capacitor 14d is as high as 400V, which is higher than the reference voltage Vref2, and is output from the operational amplifier OP1.
  • the drive control signal Sd becomes a low level.
  • no PWM signal is output from the PWM signal generation circuit 20, and the switching element 14c maintains the OFF state.
  • the step-up power converter 14 stops the step-up operation.
  • the operational control OP1 of the power conversion drive unit 14f outputs the drive control signal Sd having a voltage level that is the difference between the reference voltage Vref2 and the inter-terminal voltage Vc. . Since the drive control signal Sd is input to the PWM signal generation circuit 20, a PWM signal having a pulse width corresponding to the voltage level of the drive control signal Sd is output from the PWM signal generation circuit 20 to the switching element 14c. For this reason, the switching element 14c is subjected to switching control, and the boosting operation is started.
  • a boost chopper operation is started in which the total voltage of the DC voltage of power factor improving unit 12 and the DC voltage of power storage element 13 is boosted to 380 V of boost power conversion unit 14. Even in this state, when the inter-terminal voltage Vc of the smoothing capacitor 14d is further reduced to less than 370 V, the low-level switch drive signal Ssw is output from the comparator CP1 of the voltage monitoring unit 14e. By this low level switch drive signal Ssw, the bypass switch 15 is controlled to be turned off.
  • the DC power of the power factor correction unit 12 and the storage element 13 is boosted to 380 V by the boost type power conversion unit 14.
  • the voltage Vc between the terminals of the smoothing capacitor 14d continues to be lower than the reference voltage Vref2, and the drive output from the operational amplifier OP1 according to the decrease in the voltage Vc between the terminals.
  • the voltage level of the control signal Sd increases.
  • the pulse width of the PWM signal output from the PWM signal generation circuit 20 is widened, and the on-state interval of the switching element 14c is also widened, so that the boosting to compensate for the voltage drop of the power factor improving unit 12 and the storage element 13 Is done.
  • a significant decrease in the input voltage input to the DC / DC converter 16 can be suppressed, and the input power can be leveled.
  • the input voltage range of the DC / DC converter 16 can be narrowed, and the power conversion efficiency can be improved.
  • the boost switch power converter 14 is bypassed by the bypass switch 15 and the operation of the boost power converter 14 is also stopped. Can be improved.
  • a semiconductor switching element with a field effect transistor having a low on-resistance as the bypass switch 15, it is possible to reduce the loss due to the on-resistance.
  • the present invention is not limited to this, and the anode is used as a bypass circuit. A diode having the power storage element 13 side and the cathode being the DC / DC converter side can also be applied. In this case, since the switch drive signal Ssw is not required unlike the bypass switch 15, the voltage monitoring unit 14e can be omitted.
  • SYMBOLS 10 Power leveling apparatus, 11 ... AC power supply, 12 ... Power factor improvement part, 13 ... Power storage element, 14 ... Boost type power conversion part, 14a ... Inductor, 14b ... Diode, 14c ... Switching element, 14d ... Smoothing capacitor , 14e ... voltage monitoring unit, 14f ... power conversion drive unit

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract

負荷に電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧範囲を狭くして電力変換効率を向上させることができる電力平準化装置を提供する。交流電源の交流電力が入力されて直流電力を出力する力率改善部(12)と、この力率改善部の出力側に接続された蓄電素子(13)と、力率改善部および蓄電素子の直流電力が入力される昇圧形電力変換部(14)と、この昇圧形電力変換部をバイパスするバイパス回路(15)と、このバイパス回路および昇圧形電力変換部の出力電力が入力されて負荷に供給する直流電力を出力するＤＣ／ＤＣコンバータ(16)とを備えている。力率改善部は、交流電力を変換し、出力制限電圧を超えないように、定電力垂下特性を有する定電圧出力機能を有し、昇圧形電力変換部は、出力電力がＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧変動を抑制するように出力制限電圧より低い電圧で昇圧部を駆動する電力変換駆動部(14f)を備えている。

Description

電力平準化装置
　本発明は、負荷電力変動を抑制して電力平準化を行う電力平準化装置に関する。
　近年、クラウドコンピューティングやビッグデータ解析需要の拡大に伴い、データセンター内において、複数のコンピュータが同期して動作するシステムが増加している。コンピュータは、ＣＰＵの動作状態等により瞬間的に消費電力が変動するため、複数台のコンピュータが同調して動作すると瞬間的に大きな消費電力が発生しその電力を供給する入力系統に負担が掛かっている（例えば、トランス、発電機等のうなり、ケーブルやブレーカなどの配電設備への過大なストレス）。
　一方、高速化・大容量かにより電算機システム全体の消費電力が肥大化しており、電力供給ユニット（ＰＳＵ）等の電力変換部の損失低減要求が強くなっている。
　負荷電力変動を入力側に伝えないように電力平準化を行うために、図２に示すように、ダイオードブリッジ回路１００で交流電力を直流電力に変換し、アクティブ型の力率改善回路（ＰＦＣ）１０１で昇圧して入力コンデンサ１０２に蓄積し、このコンデンサ１０２の出力をＤＣ－ＤＣコンバータ１０３で負荷１０４に応じた直流電力を出力するようにしている（例えば、特許文献１参照）。
　また、交流電源の交流電力が昇圧型のＰＦＣ回路を介し、昇圧チョッパを含む前置コンバータを介してＤＣ－ＤＣコンバータに供給される電源装置が提案されている（例えば、特許文献２参照）。この特許文献２では、前置コンバータには、昇圧チョッパをバイパスするバイパス回路が設けられている。このバイパス回路は、昇圧チョッパをバイパスする経路に挿入されるバイパススイッチを含み、バイパススイッチは電源装置の定常動作時にバイパス経路を導通させている。この特許文献２では、携帯電話機のＡＣアダプタなどの電源装置を想定しており、ＤＣ－ＤＣコンバータの入力電圧が変動することを想定していない。しかも、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力側に蓄電素子を備えていない。
　さらに、電力変換を行うにあたり、出力電圧と基準電圧との差に応じた信号を出力し、パルス幅変調信号を生成し、このパルス幅変調信号をスイッチング素子に供給する技術が知られている（例えば、特許文献３参照）。
米国特許第５９６０２０７号 特開２０１２－９０４７６号公報 特開２０１４－１７６２６４号公報
　ところで、一般的に、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０３の入力電圧範囲が狭いほど高効率化が可能である（トランス巻数比を上げることで、２次側部品の低耐圧化、１次回路の電流抑制による効果等）。例えば、ＤＣ－ＤＣコンバータの入力電圧範囲が３６０～４００Ｖである場合と、入力電圧範囲が２５０～４００Ｖである場合とを比較すると、入力電圧範囲が３６０～４００Ｖの方が、入力電圧範囲が２５０～４００Ｖである場合に比較して２％程度効率が良くなる。
　しかし、上述した複数のコンピュータが同期して動作するシステムのように負荷変動が大きい場合には、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０３は広い入力電圧範囲で動作する必要があるため変換効率が低下するという課題がある。
　すなわち、図３（ａ）で実線図示のように、負荷電力が周期的に変化する場合には、力率改善回路１０１で賄えない電力を入力コンデンサ１０２で賄って負荷電力の変動を吸収し、入力側に電力変動を伝達させないようにする。このため、入力コンデンサ１０２の電圧は、破線図示のように周期的に減少および増加を繰り返し、この入力コンデンサ１０２の電圧を後段のＤＣ－ＤＣコンバータにより、電圧を一定化させて負荷に供給する。この場合には、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０３を広い入力範囲とせざるを得ない。
　しかしながら、上述した複数のコンピュータが同期して動作するシステムでは、図３（ｂ）で実線図示のように、負荷電力の変動が周期的ではなく、例えば短時間の電力変動が２回生じた後に、しばらく負荷変動がない状態が継続する場合が多い。このような負荷変動の場合、入力コンデンサ１０２の電圧は、破線図示のように負荷変動が生じたときに、負荷変動に応じた減少および増加を繰り返すが、負荷変動を生じていない場合には、力率改善回路１０１の出力電圧を保持することになる。このため、負荷変動を生じていない期間でＤＣ－ＤＣコンバータ１０３の電力変換効率が無駄に悪くなってしまう。
　そこで、本発明は、上述した従来例の課題に着目してなされたものであり、入力電圧範囲を狭くして電力変換効率を向上させることができる電力平準化装置を提供することを目的としている。
　上記目的を達成するために、本発明に係る電力平準化装置の一態様は、複数の負荷の動作状況に応じて消費電力が変動するシステムに適用する電力平準化装置である。この電力平準化装置は、交流電源の交流電力が入力されて直流電力を出力する力率改善部と、この力率改善部の出力側に接続された蓄電素子と、力率改善部および蓄電素子の直流電力が入力される昇圧形電力変換部と、力率改善部および蓄電素子の直流電力で負荷消費電力を賄えるときに昇圧形電力変換部をバイパスするバイパス回路と、このバイパス回路および昇圧形電力変換部の出力電力が入力されて負荷に供給する直流電力を出力するＤＣ／ＤＣコンバータとを備えている。力率改善部は、交流電力を変換し、出力制限電圧を超えないように、定電力垂下特性を有する定電圧出力機能を有し、昇圧形電力変換部は、出力電力がＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧変動を抑制するように出力制限電圧より低い電圧で昇圧部を駆動する電力変換駆動部を備えている。
　本発明の一態様によれば、力率改善部および蓄電素子から入力される直流電力を昇圧形電力変換部で昇圧して負荷に電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータに入力するので、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧範囲を狭くして入力電力を平準化することができる。
本発明に係る電力平準化装置の第１の実施形態を示すブロック図である。 従来例を示すブロック図である。 従来例の負荷電圧変動とコンデンサ電圧との関係を示すタイムチャートである。
　次に、図面を参照して、本発明の一実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものである。
　また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
　まず、本発明の一の態様を表す電力平準化装置の第１の実施形態について図１および図２を伴って説明する。
　電力平準化装置１０は、図１に示すように、例えば２３０Ｖの交流電力を出力する交流電源１１と、この交流電源１１からの交流電力が入力される力率改善部１２と、この力率改善部１２の出力側に接続された蓄電素子１３と、力率改善部（ＰＦＣ）１２および蓄電素子１３の直流電力が入力される昇圧形電力変換部１４と、この昇圧形電力変換部１４をバイパスするバイパススイッチ１５と、昇圧形電力変換部１４の出力およびバイパススイッチ１５の出力が入力されて負荷１７に電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータ１６とを備えている。
　力率改善部１２は、交流電力を直流電圧に変換する整流機能と、力率改善機能と、入力電流が予め設定した出力制限電圧（例えば４００Ｖ）を超えないように、定電力制御電圧垂下特性を有する定電圧出力制御機能とを備えている。
　蓄電素子１３は、充放電可能な素子であって、電気２重層キャパシタ、リチウムイオンキャパシタ、電解コンデンサ、各種バッテリ（鉛、アルカリ、リチウムイオン他）等を適用することができる。
　昇圧形電力変換部１４は、昇圧形チョッパ回路の構成を有する。すなわち、昇圧形電力変換部１４は、力率改善部１２および蓄電素子１３から出力される直流電力が入力されるインダクタ１４ａおよびダイオード１４ｂの直列回路と、インダクタ１４ａおよびダイオード１４ｂのアノード間の接続点と接地との間に接続されたスイッチング素子１４ｃと、ダイオード１４ｂのカソードと接地との間に接続された平滑用コンデンサ１４ｄとを備えている。そして、ダイオード１４ｂと平滑用コンデンサ１４ｄの接続点がＤＣ／ＤＣコンバータ１６に接続されている。
　昇圧形電力変換部１４は、さらに出力電圧監視部１４ｅと電力変換駆動部１４ｆとを備えている。出力電圧監視部１４ｅは、平滑用コンデンサ１４ｄの端子電圧Ｖｃを検出し、この端子電圧Ｖｃが設定電圧Ｖｒｅｆ１（例えば３７０Ｖ）未満であるときにバイパススイッチ１５をオフ状態とし、端子電圧Ｖｃが設定電圧Ｖｒｅｆ１以上となったときに、バイパススイッチ１５をオン状態に制御する。この電圧監視部１４ｅは、コンパレータＣＰ１を有し、このコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に平滑用コンデンサ１４ｄの端子電圧Ｖｃが入力され、反転入力端子に設定電圧Ｖｒｅｆ１が入力されている。
　したがって、コンパレータＣＰ１は、Ｖｃ＜Ｖｒｅｆ１であるときにローレベルのスイッチ駆動信号Ｓｓｗを、バイパススイッチ１５を構成する例えばＮチャネルの電界効果トランジスタのゲートに出力する。また、コンパレータＣＰ１は、Ｖｃ≧Ｖｒｅｆ１であるときにハイレベルのスイッチ駆動信号Ｓｓｗを、バイパススイッチ１５を構成する例えばＮチャネルの電界効果トランジスタのゲートに出力する。
　電力変換駆動部１４ｆは、オペアンプＯＰ１と、ＰＷＭ信号生成回路２０とを備えている。オペアンプＯＰ１は、反転入力端子に平滑用コンデンサ１４ｄの端子間電圧Ｖｃが入力され、非反転入力端子に例えば３８０Ｖに設定された参照電圧Ｖｒｅｆ２が入力されている。したがって、オペアンプＯＰ１からＶｃ＜Ｖｒｅｆ２であるときに参照電圧Ｖｒｅｆ２と端子間電圧Ｖｃとの差分の電圧レベルとなり、Ｖｃ≧Ｖｒｅｆ２であるときに“０”となる駆動制御信号ＳｄをＰＷＭ信号生成回路２０に出力する。
　ＰＷＭ信号生成回路２０は、オペアンプＯＰ１から入力される駆動制御信号Ｓｃと三角波又は鋸歯状波のキャリア信号とを比較して駆動制御信号Ｓｃの電圧レベルに応じたＰＷＭ信号をスイッチング素子１４ｃのゲートに入力供給する。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１６は、昇圧形電力変換部１４から出力される直流電力またはバイパススイッチ１５を介して力率改善部１２および蓄電素子１３から出力される直流電力が供給され、これら直流電力を負荷１７が必要とする例えば１２Ｖの直流電圧に降圧して負荷１７に出力する。
　負荷１７は、データセンター内において、複数のコンピュータが同期して動作するシステムであり、複数のコンピュータの動作状況に応じて消費電力が変動する。
　次に、上記実施形態の動作を説明する。
　今、交流電源１１からの交流電力が力率改善部１２で定電圧（例えば４００Ｖ）の直流電力に変換されて出力されており、この直流電力が蓄電素子１３に充電されているものとする。この状態で、負荷１７での消費電力も少ない場合には、昇圧形電力変換部１４の平滑用コンデンサ１４ｄの端子電圧Ｖｃが力率改善部１２から出力される直流電力と略等しい４００Ｖとなっている。
　このため、昇圧形電力変換部１４の出力電圧監視部１４ｅのコンパレータＣＰ１でＶｒｅｆ≦Ｖｃとなり、コンパレータＣＰ１からハイレベルのスイッチ駆動信号Ｓｓｗがバイパススイッチ１５に出力され、このバイパススイッチ１５がオン状態に制御される。
　したがって、昇圧形電力変換部１４がバイパススイッチ１５によってバイパスされ、力率改善部１２および蓄電素子１３から出力される直流電力が直接ＤＣ／ＤＣコンバータ１６に供給される。このＤＣ／ＤＣコンバータ１６で負荷１７が必要とする例えば１２Ｖの直流電圧に降圧されて負荷１７に供給される。
　このとき、昇圧形電力変換部１４の電力変換駆動部１４ｆでは、平滑用コンデンサ１４ｄの端子間電圧Ｖｃが４００Ｖと高い電圧となっており、参照電圧Ｖｒｅｆ２よりも高いので、オペアンプＯＰ１から出力される駆動制御信号Ｓｄがローレベルとなる。このため、ＰＷＭ信号生成回路２０からはＰＷＭ信号が出力されず、スイッチング素子１４ｃはオフ状態を維持する。このため、昇圧形電力変換部１４は昇圧動作を停止している。
　この負荷１７の消費電力が少ない状態から、負荷１７の消費電力が増加し、この負荷１７の消費電力を力率改善部１２の直流電力で賄えない場合には、不足分を蓄電素子１３の直流電力で賄うことになる。この状態となると、蓄電素子１３の蓄電電圧が放電されることにより力率改善部１２および蓄電素子１３の合計電圧が低下する。この合計電圧の低下の影響が、バイパススイッチ１５を介して昇圧形電力変換部１４の平滑用コンデンサ１４ｄの端子間電圧Ｖｃにも伝達され、端子間電圧Ｖｃも減少する。
　このように端子間電圧Ｖｃが減少し、参照電圧Ｖｒｅｆ２未満となると、電力変換駆動部１４ｆのオペアンプＯＰ１から参照電圧Ｖｒｅｆ２と端子間電圧Ｖｃとの差分の電圧レベルの駆動制御信号Ｓｄが出力される。この駆動制御信号ＳｄがＰＷＭ信号生成回路２０に入力されるので、このＰＷＭ信号生成回路２０から駆動制御信号Ｓｄの電圧レベルに応じたパルス幅のＰＷＭ信号がスイッチング素子１４ｃに出力される。このため、スイッチング素子１４ｃがスイッチング制御されて昇圧動作が開始される。
　したがって、力率改善部１２の直流電圧と蓄電素子１３の直流電圧の合計電圧が昇圧形電力変換部１４の３８０Ｖまで昇圧する昇圧チョッパ動作が開始される。この状態でも、平滑用コンデンサ１４ｄの端子間電圧Ｖｃがさらに減少して３７０Ｖ未満まで低下すると、電圧監視部１４ｅのコンパレータＣＰ１からローレベルのスイッチ駆動信号Ｓｓｗが出力される。このローレベルのスイッチ駆動信号Ｓｓｗによってバイパススイッチ１５がオフ状態に制御される。
　このため、力率改善部１２および蓄電素子１３の直流電力が昇圧形電力変換部１４によって３８０Ｖまで昇圧される。しかしながら、負荷１７での消費電力が多い場合には、平滑用コンデンサ１４ｄの端子間電圧Ｖｃが参照電圧Ｖｒｅｆ２を下回る状態が継続し、端子間電圧Ｖｃの低下に応じてオペアンプＯＰ１から出力される駆動制御信号Ｓｄの電圧レベルが高くなる。このため、ＰＷＭ信号生成回路２０から出力されるＰＷＭ信号のパルス幅が広くなり、スイッチング素子１４ｃのオン状態の区間も広くなることから力率改善部１２および蓄電素子１３の電圧低下分を補う昇圧が行なわれる。この結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６に入力される入力電圧の大幅な低下を抑制することができ、入力電力を平準化することができる。
　このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６の入力電圧範囲を狭めることができ、電力変換効率を向上させることができる。しかも、負荷１７の消費電力が少ない場合には、バイパススイッチ１５によって、昇圧形電力変換部１４がバイパスされるとともに、昇圧形電力変換部１４の動作自体も停止されるので、より電力変換効率を向上させることができる。
　さらに、バイパススイッチ１５としてオン抵抗の少ない電界効果トランジスタとの半導体スイッチング素子を適用することにより、オン抵抗による損失低減することができる。
　なお、上記実施形態では、バイパススイッチ１５で、昇圧形電力変換部１４をバイパスするようにした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、バイパス回路としてアノードを力率改善部１２および蓄電素子１３側とし、カソードをＤＣ／ＤＣコンバータ側とするダイオードを適用することもできる。この場合に、バイパススイッチ１５のようにスイッチ駆動信号Ｓｓｗを必要としないので、電圧監視部１４ｅを省略することができる。
　１０…電力平準化装置、１１…交流電源、１２…力率改善部、１３…蓄電素子、１４…昇圧形電力変換部、１４ａ…インダクタ、１４ｂ…ダイオード、１４ｃ…スイッチング素子、１４ｄ…平滑用コンデンサ、１４ｅ…電圧監視部、１４ｆ…電力変換駆動部

Claims (4)

  1. 　複数の負荷の動作状況に応じて消費電力が変動するシステムに適用する電力平準化装置であって、
    　交流電源の交流電力が入力されて直流電力を出力する力率改善部と、
    　該力率改善部の出力側に接続された蓄電素子と、
    　前記力率改善部および前記蓄電素子の直流電力が入力される昇圧形電力変換部と、
    　前記力率改善部および前記蓄電素子の直流電力で負荷消費電力を賄えるときに前記昇圧形電力変換部をバイパスするバイパス回路と、
    　該バイパス回路および前記昇圧形電力変換部の出力電力が入力されて負荷に供給する直流電力を出力するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、
    　前記力率改善部は、交流電力を変換し、出力制限電圧を超えないように、定電力垂下特性を有する定電圧出力機能を有し、
    　前記昇圧形電力変換部は、前記出力電力が前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧変動を抑制するように前記出力制限電圧より低い電圧で昇圧部を駆動する電力変換駆動部を備えている
    ことを特徴とする電力平準化装置。
  2. 　前記昇圧形電力変換部は、昇圧形チョッパ回路を備え、該昇圧形チョッパ回路は、前記力率改善部および前記蓄電素子から直流電力が供給されるインダクタとダイオードの直列回路と、前記インダクタおよびダイオードのアノードの接続点と接地との間に接続されたスイッチング素子と、前記ダイオードのカソードと接地との間に接続された平滑用コンデンサとを備えていることを特徴とする請求項１に記載の電力平準化装置。
  3. 　前記電力変換駆動部は、前記平滑用コンデンサの端子電圧を検出し、該端子電圧が第２設定電圧に達していないときに端子電圧と第２設定電圧との差に応じた電圧レベルの電圧制御信号を出力するオペアンプと、該オペアンプから出力される電圧制御信号に基づいてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調部とを備え、前記パルス幅変調部で生成したパルス幅変調信号を前記スイッチング素子に供給することを特徴とする請求項２に記載の電力平準化装置。
  4. 　前記バイパス回路がバイパススイッチで構成され、前記昇圧形電力変換部は、前記平滑用コンデンサの端子電圧を検出し、該端子電圧が第１設定電圧に達していないときに前記バイパススイッチをオフ状態に制御し、前記端子電圧が設定電圧に達したときに前記バイパススイッチをオン状態に制御する電圧監視部を備えることを特徴とする請求項３に記載の電力平準化装置。
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