JP2021158712A - スイッチング電源装置およびスイッチング電源システム - Google Patents
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Abstract
【課題】スイッチング電源装置の出力コンデンサの小型化と制御系の安定を実現することができるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】コイルと整流素子と第1スイッチ素子を有する電圧変換部と、前記コイルに流れる電流に応じたコイル電流値を検出する電流検出部と、前記電圧変換部の出力電圧値に応じた出力電圧値を検出する電圧検出部と、前記第1スイッチ素子のオン/オフを制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記電流検出部により検出されたコイル電流値が所定の第1電流閾値未満であり、且つ、前記電圧検出部により検出された前記出力電圧値が所定の電圧閾値未満である場合に、前記第1スイッチ素子をオンに制御し、前記制御回路は、前記電流検出部により検出された前記コイル電流値が前記第1電流閾値よりも大きい所定の第2電流閾値を超えた場合に、前記第1スイッチ素子をオフに制御する、スイッチング電源装置。【選択図】図1
Description
本発明は、スイッチング電源装置およびスイッチング電源システムに関する。
特許文献1には、PFC回路と、前置コンバータと、DCDCコンバータと、バイパス回路と、制御部を備える電源装置が記載されている(特許文献1の図1など参照。)。例えば、保持時間に動作する昇圧コンバータでは、出力コンデンサの容量を小さくすることができるが、後段のDCDCコンバータが定電力負荷となるため、制御系を安定化することが難しい場合があった。
これに関し、特許文献2には、ヒステリシスコンパレータを用いて昇圧コンバータを制御する昇圧型スイッチング電源が記載されている(特許文献2の図1および図2など参照。)。しかしながら、例えば、昇圧コンバータの出力が400Vなどの値であるときには、分圧比が大きくなることで、ヒステリシス幅が小さくなりノイズの影響を受けやすい場合があった。
上述のように、スイッチング電源装置において、出力コンデンサの小型化と制御系の安定性の両立が難しい場合があった。
本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、出力コンデンサの小型化と制御系の安定を実現することができるスイッチング電源装置およびスイッチング電源システムを提供することを課題とする。
本発明の一態様は、コイルと整流素子と第1スイッチ素子を有する電圧変換部と、前記コイルに流れる電流に応じたコイル電流値を検出する電流検出部と、前記電圧変換部の出力電圧値に応じた出力電圧値を検出する電圧検出部と、前記第1スイッチ素子のオン/オフを制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記電流検出部により検出された前記コイル電流値が所定の第1電流閾値未満であり、且つ、前記電圧検出部により検出された前記出力電圧値が所定の電圧閾値未満である場合に、前記第1スイッチ素子をオンに制御し、前記制御回路は、前記電流検出部により検出された前記コイル電流値が前記第1電流閾値よりも大きい所定の第2電流閾値を超えた場合に、前記第1スイッチ素子をオフに制御する、スイッチング電源装置である。
本発明によれば、スイッチング電源装置およびスイッチング電源システムにおいて、出力コンデンサの小型化と制御系の安定を実現することができる。
以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。
図1は、本発明の一実施形態に係るスイッチング電源システム1の全体構成を示す図である。
スイッチング電源システム1は、主流の経路に、力率改善(PFC:Power Factor Correction)回路12と、DCDCコンバータ13と、コンデンサ21と、コンデンサ22と、コイル31と、ダイオード32と、第1スイッチ素子41と、電流検出部51と、第2スイッチ素子42を備える。
ここで、本実施形態では、スイッチング電源システム1において、コンデンサ22と、コイル31と、ダイオード32と、第1スイッチ素子41と、電流検出部51が、スイッチング電源装置14の電圧変換部(本実施形態では、昇圧変換部)の主要構成部である。
スイッチング電源システム1は、主流の経路に、力率改善(PFC:Power Factor Correction)回路12と、DCDCコンバータ13と、コンデンサ21と、コンデンサ22と、コイル31と、ダイオード32と、第1スイッチ素子41と、電流検出部51と、第2スイッチ素子42を備える。
ここで、本実施形態では、スイッチング電源システム1において、コンデンサ22と、コイル31と、ダイオード32と、第1スイッチ素子41と、電流検出部51が、スイッチング電源装置14の電圧変換部(本実施形態では、昇圧変換部)の主要構成部である。
本実施形態では、PFC回路(PFCコンバータ)12とDCDCコンバータ13との間に、コイル31とダイオード32と第1スイッチ素子41を有する電圧変換部を有したスイッチング電源装置14が設けられている。本実施形態では、スイッチング電源装置14は、昇圧型のスイッチング電源装置である。
本実施形態では、コンデンサ21としては400Vに対応した単位容積あたりの容量が大きい電解コンデンサが用いられており、コンデンサ22としては400Vに対応したコンデンサが用いられている。
本実施形態では、コンデンサ21としては400Vに対応した単位容積あたりの容量が大きい電解コンデンサが用いられており、コンデンサ22としては400Vに対応したコンデンサが用いられている。
交流電源11は、例えば、商用電源であってもよい。
電流検出部51は、検出電流の流入出用端子として流入用端子P21および流出用端子P22と、1個の検出値出力端子P23を有する。そして、電流検出部51は、流入用端子P21と流出用端子P22との間に流れる電流を検出して、その検出結果に対応する電圧を検出値出力端子P23から出力する。電流検出部51に関し、本実施形態では抵抗系素子(低抵抗値素子)をベースに記載しているが、コイル31に流れる電流を検出できる素子/構成(例えばホール素子、カレントトランスと波形整形回路の組み合わせ等)であればよく、またその素子/構成によっては電流検出部51の回路上の位置も本実施形態の例に限定されない。
電流検出部51は、検出電流の流入出用端子として流入用端子P21および流出用端子P22と、1個の検出値出力端子P23を有する。そして、電流検出部51は、流入用端子P21と流出用端子P22との間に流れる電流を検出して、その検出結果に対応する電圧を検出値出力端子P23から出力する。電流検出部51に関し、本実施形態では抵抗系素子(低抵抗値素子)をベースに記載しているが、コイル31に流れる電流を検出できる素子/構成(例えばホール素子、カレントトランスと波形整形回路の組み合わせ等)であればよく、またその素子/構成によっては電流検出部51の回路上の位置も本実施形態の例に限定されない。
また、スイッチング電源装置14は、電圧変換部を制御する制御系回路として、第1コンパレータ111と、第2コンパレータ112と、第3コンパレータ113と、AND回路(ANDゲート)114と、フリップフロップ115と、駆動回路221と、第1基準電圧部121と、第2基準電圧部122と、第3基準電圧部123と、第1出力電圧検出抵抗131と、第2出力電圧検出抵抗132を備える。
本実施形態では、第1スイッチ素子41は、電界効果トランジスタ(FET:Field Effect Transistor)、バイポーラトランジスタ若しくはIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、又はGaNトランジスタ(Gallium Nitride Transistor)若しくはSiCトランジスタ(Silicon Carbide Transistor)である。
第2スイッチ素子42は、オフ時に印加される電圧、オン時に流れる電流(ラッシュ電流を含む。)に対応したスイッチ素子が用いられる。
本実施形態では、第1スイッチ素子41は、電界効果トランジスタ(FET:Field Effect Transistor)、バイポーラトランジスタ若しくはIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、又はGaNトランジスタ(Gallium Nitride Transistor)若しくはSiCトランジスタ(Silicon Carbide Transistor)である。
第2スイッチ素子42は、オフ時に印加される電圧、オン時に流れる電流(ラッシュ電流を含む。)に対応したスイッチ素子が用いられる。
スイッチング電源システム1及びスイッチング電源装置14における回路素子の接続関係を説明する。
まず、主流の経路における回路素子の接続関係について説明する。
交流電源11は、PFC回路12の第1入力端子P1および第2入力端子P2にそれぞれ接続されている。
PFC回路12の2個の出力端子のうち高電位を出力する第1出力端子(高電位出力端子)P3と、コイル31の一方の端子とが接続されている。コイル31の他方の端子と、ダイオード32のアノードとが接続されている。ダイオード32のカソードと、DCDCコンバータ13の高電位を入力する第1入力端子(高電位入力端子)P11とが接続されている。
コイル31とダイオード32とが直列に接続された両端部分と並列に、第2スイッチ素子42が接続されている。
まず、主流の経路における回路素子の接続関係について説明する。
交流電源11は、PFC回路12の第1入力端子P1および第2入力端子P2にそれぞれ接続されている。
PFC回路12の2個の出力端子のうち高電位を出力する第1出力端子(高電位出力端子)P3と、コイル31の一方の端子とが接続されている。コイル31の他方の端子と、ダイオード32のアノードとが接続されている。ダイオード32のカソードと、DCDCコンバータ13の高電位を入力する第1入力端子(高電位入力端子)P11とが接続されている。
コイル31とダイオード32とが直列に接続された両端部分と並列に、第2スイッチ素子42が接続されている。
DCDCコンバータ13の2個の入力端子のうちの低電位を入力する第2入力端子(低電位入力端子)P12と、電流検出部51の流入用端子P21とが接続されている。
PFC回路12の2個の出力端子のうち低電位を出力する第2出力端子(低電位出力端子)P4と、電流検出部51の流出用端子P22とが接続されている。
PFC回路12の2個の出力端子である高電位を出力する第1出力端子P3と低電位を出力する第2出力端子P4との間に、コンデンサ21が接続されている。コンデンサ21は、PFC回路12とDCDCコンバータ13との間に設けられたスイッチング電源装置14において、入力側のコンデンサとなる。
DCDCコンバータ13の2個の入力端子である第1入力端子P11と第2入力端子P12との間に、コンデンサ22が接続されている。
コンデンサ22は、PFC回路12とDCDCコンバータ13との間に設けられたスイッチング電源装置14において、出力側のコンデンサとなる。
PFC回路12の2個の出力端子のうち低電位を出力する第2出力端子(低電位出力端子)P4と、電流検出部51の流出用端子P22とが接続されている。
PFC回路12の2個の出力端子である高電位を出力する第1出力端子P3と低電位を出力する第2出力端子P4との間に、コンデンサ21が接続されている。コンデンサ21は、PFC回路12とDCDCコンバータ13との間に設けられたスイッチング電源装置14において、入力側のコンデンサとなる。
DCDCコンバータ13の2個の入力端子である第1入力端子P11と第2入力端子P12との間に、コンデンサ22が接続されている。
コンデンサ22は、PFC回路12とDCDCコンバータ13との間に設けられたスイッチング電源装置14において、出力側のコンデンサとなる。
コイル31の他方の端子とダイオード32のアノードとの接続点と、電流検出部51の流入用端子P21とDCDCコンバータ13の第2入力端子P12との接続点に、第1スイッチ素子41が接続されている。具体的には、電流検出部51の流入用端子P21とDCDCコンバータ13の第2入力端子P12との接続点と、第1スイッチ素子41のソース(S)端子とが接続されており、また、コイル31の他方の端子とダイオード32のアノードとの接続点と、第1スイッチ素子41のドレイン(D)端子とが接続されている。なお、図1では、第1スイッチ素子41がFETである例で記載している。
PFC回路12の低電位を出力する第2出力端子P4が第1基準電位部G1となる。本実施形態では、第1基準電位部G1は、スイッチング電源装置14の制御の基準となる電位(基準電位)となる。
DCDCコンバータ13の2個の出力端子である第1出力端子P13および第2出力端子P14と、負荷211とが接続される。
DCDCコンバータ13の2個の出力端子である第1出力端子P13および第2出力端子P14と、負荷211とが接続される。
本実施形態では、説明の便宜上、コイル31のインダクタンスをL1で表し、コンデンサ21の容量をC1で表し、コンデンサ22の容量をC2で表し、コンデンサ21に印加される電圧をVc1(PFC回路12の直流出力電圧)で表し、コンデンサ22に印加される電圧をVc2(スイッチング電源装置14の直流出力電圧)で表し、電流検出部51の流入用端子P21と流出用端子P22との間を流れる電流をILで表す。
ここで、電流ILは、コイル31を流れる電流に応じた電流となる。
ここで、電流ILは、コイル31を流れる電流に応じた電流となる。
次に、制御系における回路素子の接続関係について説明する。
第1基準電圧部121は、後述する第2基準電位部G2と接続されており、第2基準電位に対して所定の電位だけ高い電圧を出力する。本実施形態では、当該所定の電位に相当する電圧をVrefと表す。
第2基準電圧部122は、第1基準電位部G1と接続されており、第1基準電位に対して所定の電流に相当する電位だけ高い電圧を出力する。本実施形態では、当該所定の電流をI_minと表す。
第3基準電圧部123は、第1基準電位部G1と接続されており、第1基準電位に対して所定の電流に相当する電位だけ高い電圧を出力する。本実施形態では、当該所定の電流をI_maxと表す。
ここで、電流I_minよりも電流I_maxの方が大きい。
本実施形態では、第1出力電圧検出抵抗131の抵抗値をR1と表し、第2出力電圧検出抵抗132の抵抗値をR2と表す。
第1基準電圧部121は、後述する第2基準電位部G2と接続されており、第2基準電位に対して所定の電位だけ高い電圧を出力する。本実施形態では、当該所定の電位に相当する電圧をVrefと表す。
第2基準電圧部122は、第1基準電位部G1と接続されており、第1基準電位に対して所定の電流に相当する電位だけ高い電圧を出力する。本実施形態では、当該所定の電流をI_minと表す。
第3基準電圧部123は、第1基準電位部G1と接続されており、第1基準電位に対して所定の電流に相当する電位だけ高い電圧を出力する。本実施形態では、当該所定の電流をI_maxと表す。
ここで、電流I_minよりも電流I_maxの方が大きい。
本実施形態では、第1出力電圧検出抵抗131の抵抗値をR1と表し、第2出力電圧検出抵抗132の抵抗値をR2と表す。
DCDCコンバータ13の第1入力端子P11と、第1出力電圧検出抵抗131の一方の端子とが接続されている。
第1出力電圧検出抵抗131の他方の端子と、第2出力電圧検出抵抗132の一方の端子とが接続されている。
第2出力電圧検出抵抗132の他方の端子と、DCDCコンバータ13の第2入力端子P12とが接続されている。本実施形態では、DCDCコンバータ13の第2入力端子P12を第2基準電位G2と表す。
第1出力電圧検出抵抗131の他方の端子と、第2出力電圧検出抵抗132の一方の端子とが接続されている。
第2出力電圧検出抵抗132の他方の端子と、DCDCコンバータ13の第2入力端子P12とが接続されている。本実施形態では、DCDCコンバータ13の第2入力端子P12を第2基準電位G2と表す。
第1コンパレータ111は、2個の入力端子であるプラス(+)入力端子P41およびマイナス(−)入力端子P42と、1個の出力端子P43を有する。
第2コンパレータ112は、2個の入力端子であるプラス(+)入力端子P51およびマイナス(−)入力端子P52と、1個の出力端子P53を有する。
第3コンパレータ113は、2個の入力端子であるプラス(+)入力端子P61およびマイナス(−)入力端子P62と、1個の出力端子P63を有する。
AND回路114は、2個の入力端子である第1入力端子P71および第2入力端子P72と、1個の出力端子P73を有する。
第2コンパレータ112は、2個の入力端子であるプラス(+)入力端子P51およびマイナス(−)入力端子P52と、1個の出力端子P53を有する。
第3コンパレータ113は、2個の入力端子であるプラス(+)入力端子P61およびマイナス(−)入力端子P62と、1個の出力端子P63を有する。
AND回路114は、2個の入力端子である第1入力端子P71および第2入力端子P72と、1個の出力端子P73を有する。
フリップフロップ115は、2個の入力端子であるS入力端子P81およびR入力端子P82と、2個の出力端子であるQ出力端子P83および反転したQの出力端子を有する。本実施形態では、反転したQの出力端子は使用されない。
本実施形態では、フリップフロップ115は、RS型のフリップフロップである。
本実施形態では、フリップフロップ115は、RS型のフリップフロップである。
第1コンパレータ111のプラス入力端子P41と、第1基準電圧部121の高電位側の端部とが接続されている。これにより、第1コンパレータ111のプラス入力端子P41には、電圧Vrefが印加される。
第1コンパレータ111のマイナス入力端子P42と、第1出力電圧検出抵抗131と第2出力電圧検出抵抗132との間の点とが接続されている。
第1コンパレータ111の出力端子P43と、AND回路114の第2入力端子P72とが接続されている。
第1コンパレータ111のマイナス入力端子P42と、第1出力電圧検出抵抗131と第2出力電圧検出抵抗132との間の点とが接続されている。
第1コンパレータ111の出力端子P43と、AND回路114の第2入力端子P72とが接続されている。
第2コンパレータ112のプラス入力端子P51と、第2基準電圧部122の高電位側の端部とが接続されている。これにより、第2コンパレータ112のプラス入力端子P51には、電流I_minに相当する電圧が印加される。
第2コンパレータ112のマイナス入力端子P52と、電流検出部51の検出結果出力端子P23とが接続されている。
第2コンパレータ112の出力端子P53と、AND回路114の第1入力端子P71とが接続されている。
第2コンパレータ112のマイナス入力端子P52と、電流検出部51の検出結果出力端子P23とが接続されている。
第2コンパレータ112の出力端子P53と、AND回路114の第1入力端子P71とが接続されている。
第3コンパレータ113のプラス入力端子P61と、電流検出部51の検出値出力端子P23とが接続されている。
第3コンパレータ113のマイナス入力端子P62と、第3基準電圧部123の高電位側の端部とが接続されている。これにより、第3コンパレータ113のマイナス入力端子P62には、電流I_maxに相当する電圧が印加される。
第3コンパレータ113の出力端子P63と、フリップフロップ115のR入力端子P82とが接続されている。
第3コンパレータ113のマイナス入力端子P62と、第3基準電圧部123の高電位側の端部とが接続されている。これにより、第3コンパレータ113のマイナス入力端子P62には、電流I_maxに相当する電圧が印加される。
第3コンパレータ113の出力端子P63と、フリップフロップ115のR入力端子P82とが接続されている。
AND回路114の出力端子P73と、フリップフロップ115のS入力端子P81とが接続されている。
フリップフロップ115のQ出力端子P83と、第1スイッチ素子41のゲート(G)端子とが接続されている。
フリップフロップ115のQ出力端子P83と、第1スイッチ素子41のゲート(G)端子とが接続されている。
ここで、第1コンパレータ111、第2コンパレータ112、第3コンパレータ113はそれぞれの比較結果を示す論理値を出力する。
AND回路114、およびフリップフロップ115は、それぞれ、論理値を入力して、論理値を出力する。
AND回路114、およびフリップフロップ115は、それぞれ、論理値を入力して、論理値を出力する。
スイッチング電源装置14における動作の例を説明する。
まず、主流の経路における動作の例について説明する。
PFC回路12は交流電源11から交流電力を供給される。
PFC回路12は、交流電源11から供給される交流電力の力率を改善しつつ、交流電力を直流電力に変換して出力する。本実施形態では、PFC回路12は、交流電力を直流電力に整流して出力する。
PFC回路12から出力される直流電力における直流電圧が、コイル31と第1スイッチ素子41とダイオード32による電圧変換部で昇圧される。
コンデンサ21およびコンデンサ22は、それぞれ、平滑化を行う。
DCDCコンバータ13は、PFC回路12からコイル31と第1スイッチ素子41とダイオード32を介して入力される直流電圧を負荷211に適した直流電圧に変換して出力する。
まず、主流の経路における動作の例について説明する。
PFC回路12は交流電源11から交流電力を供給される。
PFC回路12は、交流電源11から供給される交流電力の力率を改善しつつ、交流電力を直流電力に変換して出力する。本実施形態では、PFC回路12は、交流電力を直流電力に整流して出力する。
PFC回路12から出力される直流電力における直流電圧が、コイル31と第1スイッチ素子41とダイオード32による電圧変換部で昇圧される。
コンデンサ21およびコンデンサ22は、それぞれ、平滑化を行う。
DCDCコンバータ13は、PFC回路12からコイル31と第1スイッチ素子41とダイオード32を介して入力される直流電圧を負荷211に適した直流電圧に変換して出力する。
なお、第2スイッチ素子42は、コイル31およびダイオード32を有する経路に対して、バイパス回路として用いられる。第2スイッチ素子は、例えば、所定の制御部(図示せず)によって制御されるが、本実施形態では、詳しい説明を省略する。
次に、制御系における動作の例について説明する。
第1コンパレータ111は、プラス入力端子P41に入力される電圧Vrefと、マイナス入力端子P42に入力される第2出力電圧検出抵抗132の両端にかかる電圧とを比較する。そして、第1コンパレータ111は、これらの電圧の大小関係の比較結果を示す値(本実施形態では、1値または0値)を出力端子P43からAND回路114の第2入力端子P72に出力する。
ここで、第2出力電圧検出抵抗132の両端にかかる電圧は、DCDCコンバータ13に入力される電圧が第1出力電圧検出抵抗131および第2出力電圧検出抵抗132によって分圧された場合における、第2出力電圧検出抵抗132に対応する電圧である。つまり、第1コンパレータ111では、DCDCコンバータ13に入力される電圧が、電圧Vrefに応じた所定の電圧未満であるか否かを判定している。
第1コンパレータ111は、プラス入力端子P41に入力される電圧Vrefと、マイナス入力端子P42に入力される第2出力電圧検出抵抗132の両端にかかる電圧とを比較する。そして、第1コンパレータ111は、これらの電圧の大小関係の比較結果を示す値(本実施形態では、1値または0値)を出力端子P43からAND回路114の第2入力端子P72に出力する。
ここで、第2出力電圧検出抵抗132の両端にかかる電圧は、DCDCコンバータ13に入力される電圧が第1出力電圧検出抵抗131および第2出力電圧検出抵抗132によって分圧された場合における、第2出力電圧検出抵抗132に対応する電圧である。つまり、第1コンパレータ111では、DCDCコンバータ13に入力される電圧が、電圧Vrefに応じた所定の電圧未満であるか否かを判定している。
第2コンパレータ112は、プラス入力端子P51に入力される電流I_minに対応する電圧と、マイナス入力端子P52に入力される電流検出部51からの電圧とを比較する。そして、第2コンパレータ112は、これらの電圧の大小関係の比較結果を示す値(本実施形態では、1値または0値)を出力端子P53からAND回路114の第1入力端子P71に出力する。
ここで、電流検出部51からの電圧は、電流ILに対応している。つまり、第2コンパレータ112では、電流ILが電流I_min未満であるか否かを判定している。
ここで、電流検出部51からの電圧は、電流ILに対応している。つまり、第2コンパレータ112では、電流ILが電流I_min未満であるか否かを判定している。
第3コンパレータ113は、プラス入力端子P61に入力される電流検出部51からの電圧と、マイナス入力端子P62に入力される電流I_maxに対応する電圧とを比較する。そして、第3コンパレータ113は、これらの電圧の大小関係の比較結果を示す値(本実施形態では、1値または0値)を出力端子P63からフリップフロップ115のR入力端子P82に出力する。
ここで、電流検出部51からの電圧は、電流ILに対応している。つまり、第3コンパレータ113では、電流ILが電流I_max未満であるか否かを判定している。言い換えると、第3コンパレータ113では、電流ILが電流I_max以上であるか否かを判定している。
ここで、電流検出部51からの電圧は、電流ILに対応している。つまり、第3コンパレータ113では、電流ILが電流I_max未満であるか否かを判定している。言い換えると、第3コンパレータ113では、電流ILが電流I_max以上であるか否かを判定している。
AND回路114は、第1入力端子P71の入力値と第2入力端子P72の入力値に基づいて、ANDの論理演算結果に対応する値を出力端子P73からフリップフロップ115のS入力端子P81に出力する。
本実施形態では、AND回路114は、DCDCコンバータ13に入力される電圧が電圧Vrefに応じた所定の電圧未満であり、且つ、電流ILが電流I_min未満である場合と、他の場合とで異なる値(本実施形態では、1値または0値)を出力する。
本実施形態では、AND回路114は、DCDCコンバータ13に入力される電圧が電圧Vrefに応じた所定の電圧未満であり、且つ、電流ILが電流I_min未満である場合と、他の場合とで異なる値(本実施形態では、1値または0値)を出力する。
フリップフロップ115は、S入力端子P81の入力値とR入力端子P82の入力値に基づいて、これらに対応する値をQ出力端子P83から出力する。
本実施形態では、フリップフロップ115は、DCDCコンバータ13に入力される電圧が電圧Vrefに応じた所定の電圧未満であり、且つ、電流ILが電流I_min未満である場合には、第1スイッチ素子41をオン(ターンオン)にする値をQ出力端子P83から駆動回路221を経て、第1スイッチ素子41のゲート端子に出力する。
一方、フリップフロップ115は、電流ILが電流I_maxを超える場合に、第1スイッチ素子41をオフ(ターンオフ)にする値をQ出力端子P83から駆動回路221を経て、第1スイッチ素子41のゲート端子に出力する。
本実施形態では、フリップフロップ115は、DCDCコンバータ13に入力される電圧が電圧Vrefに応じた所定の電圧未満であり、且つ、電流ILが電流I_min未満である場合には、第1スイッチ素子41をオン(ターンオン)にする値をQ出力端子P83から駆動回路221を経て、第1スイッチ素子41のゲート端子に出力する。
一方、フリップフロップ115は、電流ILが電流I_maxを超える場合に、第1スイッチ素子41をオフ(ターンオフ)にする値をQ出力端子P83から駆動回路221を経て、第1スイッチ素子41のゲート端子に出力する。
図2は、本発明の一実施形態に係るフリップフロップ115の真理値のテーブル1011を示す図である。
テーブル1011には、「Vc2<Vref×(R1+R2)/R2」が成り立つか否かと、「IL<I_min」が成り立つか否かと、「IL>I_max」が成り立つか否かと、の組み合わせと、次のQ出力端子P83の出力値(「Next Q」)とが対応付けられている。
ここで、それぞれの不等号が成り立つ場合に1値が対応付けられており、それぞれの不等号が成り立たない場合に0値が対応付けられている。
次のQ出力端子P83の出力値は、1値または0値となる。なお、テーブル1011において、次のQ出力端子P83の出力値に関し、「Q」は現状と同じ出力値を維持することを表しており、「禁止」は「I_min<I_max」では実現しない入力を表している。
テーブル1011には、「Vc2<Vref×(R1+R2)/R2」が成り立つか否かと、「IL<I_min」が成り立つか否かと、「IL>I_max」が成り立つか否かと、の組み合わせと、次のQ出力端子P83の出力値(「Next Q」)とが対応付けられている。
ここで、それぞれの不等号が成り立つ場合に1値が対応付けられており、それぞれの不等号が成り立たない場合に0値が対応付けられている。
次のQ出力端子P83の出力値は、1値または0値となる。なお、テーブル1011において、次のQ出力端子P83の出力値に関し、「Q」は現状と同じ出力値を維持することを表しており、「禁止」は「I_min<I_max」では実現しない入力を表している。
本実施形態では、第1コンパレータ111は、「Vc2<Vref×(R1+R2)/R2」が成り立つ場合に1値を出力し、他の場合に0値を出力する。
また、第2コンパレータ112は、「IL<I_min」が成り立つ場合に1値を出力し、他の場合に0値を出力する。
また、第3コンパレータ113は、「IL>I_max」が成り立つ場合に1値を出力し、他の場合に0値を出力する。
また、第2コンパレータ112は、「IL<I_min」が成り立つ場合に1値を出力し、他の場合に0値を出力する。
また、第3コンパレータ113は、「IL>I_max」が成り立つ場合に1値を出力し、他の場合に0値を出力する。
本実施形態では、電圧Vc2を400Vに維持するように、{Vref×(R1+R2)/R2=400}となるVrefが設定されている。
本実施形態では、最大基準電流であるI_maxと最小基準電流であるI_minとのの平均が、昇圧コンバータの(定格出力電力Pout)/(電圧閾値となる電圧Vref)に等しくなるように設定されている。
すなわち、{(I_max+I_min)/2=Pout/Vref}となるように設定されている。
これにより、例えば、コイル31に流れる電流の最大値を抑えてコイル31を小型化でき、また、コイル31や第1スイッチ素子41に流れる電流の実効値を抑えて効率を改善できる。
すなわち、{(I_max+I_min)/2=Pout/Vref}となるように設定されている。
これにより、例えば、コイル31に流れる電流の最大値を抑えてコイル31を小型化でき、また、コイル31や第1スイッチ素子41に流れる電流の実効値を抑えて効率を改善できる。
スイッチング周波数を制限する設定について説明する。
ここで、スイッチング周波数をfsで表し、スイッチング周期をTsで表し、コイル31のインダクタンスをLで表し、入力電圧をViで表し、出力電圧をVoで表す。
この場合、(Ts=1/fs)である。
そして、[Ts=L(I_max−I_min){(1/Vi)+(1/(Vo−Vi))}]となるように設定されている。
Tsは、(Vi=Vo/2)のときに最小となる。この場合、{Ts=4L(I_max−I_min)/Vo}となる。
(I_max−I_min)が大きくなるように電流ILの上限であるI_maxおよび下限であるI_minが設定されることにより、Tsを大きくしてスイッチング周波数を制限することができる。
ここで、スイッチング周波数をfsで表し、スイッチング周期をTsで表し、コイル31のインダクタンスをLで表し、入力電圧をViで表し、出力電圧をVoで表す。
この場合、(Ts=1/fs)である。
そして、[Ts=L(I_max−I_min){(1/Vi)+(1/(Vo−Vi))}]となるように設定されている。
Tsは、(Vi=Vo/2)のときに最小となる。この場合、{Ts=4L(I_max−I_min)/Vo}となる。
(I_max−I_min)が大きくなるように電流ILの上限であるI_maxおよび下限であるI_minが設定されることにより、Tsを大きくしてスイッチング周波数を制限することができる。
図3は、本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置14における信号の一例を示す図である。
図3に示されるグラフでは、それぞれの信号311〜313の時間波形を示してある。当該グラフにおいて、横軸は時間を表しており、それぞれの信号311〜313ごとに縦軸は信号値を表している。
図3に示されるグラフでは、それぞれの信号311〜313の時間波形を示してある。当該グラフにおいて、横軸は時間を表しており、それぞれの信号311〜313ごとに縦軸は信号値を表している。
信号311は、電流ILの時間波形を表している。
信号312は、電圧Vc2の時間波形を表している。
信号313は、第1スイッチ素子41のゲート電圧の時間波形を表している。
図3に示されるように、「Vc2<Vref×(R1+R2)/R2」および「IL<I_min」が成り立つときに第1スイッチ素子41のゲート電圧が1値となって第1スイッチ素子41はターンオンし、「IL>I_max」が成り立つときに第1スイッチ素子41のゲート電圧が0値となって第1スイッチ素子41はターンオフし、これらが繰り返される。
信号312は、電圧Vc2の時間波形を表している。
信号313は、第1スイッチ素子41のゲート電圧の時間波形を表している。
図3に示されるように、「Vc2<Vref×(R1+R2)/R2」および「IL<I_min」が成り立つときに第1スイッチ素子41のゲート電圧が1値となって第1スイッチ素子41はターンオンし、「IL>I_max」が成り立つときに第1スイッチ素子41のゲート電圧が0値となって第1スイッチ素子41はターンオフし、これらが繰り返される。
本実施形態では、電流ILがI_max以下となるように抑えることができ、スイッチング周波数を所定値以下に抑えることができる。
図4は、本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置14において行われる処理の手順の一例を示す図である。
スイッチング電源装置14では、動作が開始されると、ステップS1〜ステップS5に示される処理を繰り返して行う。
スイッチング電源装置14では、動作が開始されると、ステップS1〜ステップS5に示される処理を繰り返して行う。
(ステップS1)
スイッチング電源装置14では、第1スイッチ素子41のゲート電圧を0値(Low)にする。第1スイッチ素子41の状態はオフである。そして、スイッチング電源装置14では、ステップS2の処理へ移行する。
ここで、本実施形態では、動作が開始されたときにおける第1スイッチ素子41のゲート電圧は、0値(Low)に設定されるとする。
なお、スイッチング電源装置14では、第1スイッチ素子41のゲート電圧が既に0値(Low)である場合には、その状態を維持する。
スイッチング電源装置14では、第1スイッチ素子41のゲート電圧を0値(Low)にする。第1スイッチ素子41の状態はオフである。そして、スイッチング電源装置14では、ステップS2の処理へ移行する。
ここで、本実施形態では、動作が開始されたときにおける第1スイッチ素子41のゲート電圧は、0値(Low)に設定されるとする。
なお、スイッチング電源装置14では、第1スイッチ素子41のゲート電圧が既に0値(Low)である場合には、その状態を維持する。
(ステップS2)
スイッチング電源装置14では、「Vc2<Vref×(R1+R2)/R2」であるか否かを判定する。
この判定の結果、スイッチング電源装置14では、「Vc2<Vref×(R1+R2)/R2」であると判定した場合(ステップS2:YES)、ステップS3の処理へ移行する。
一方、この判定の結果、スイッチング電源装置14では、「Vc2<Vref×(R1+R2)/R2」ではないと判定した場合(ステップS2:NO)、ステップS1の処理へ移行する。
スイッチング電源装置14では、「Vc2<Vref×(R1+R2)/R2」であるか否かを判定する。
この判定の結果、スイッチング電源装置14では、「Vc2<Vref×(R1+R2)/R2」であると判定した場合(ステップS2:YES)、ステップS3の処理へ移行する。
一方、この判定の結果、スイッチング電源装置14では、「Vc2<Vref×(R1+R2)/R2」ではないと判定した場合(ステップS2:NO)、ステップS1の処理へ移行する。
(ステップS3)
スイッチング電源装置14では、「IL<I_min」であるか否かを判定する。
この判定の結果、スイッチング電源装置14では、「IL<I_min」であると判定した場合(ステップS3:YES)、ステップS4の処理へ移行する。
一方、この判定の結果、スイッチング電源装置14では、「IL<I_min」ではないと判定した場合(ステップS3:NO)、ステップS1の処理へ移行する。
スイッチング電源装置14では、「IL<I_min」であるか否かを判定する。
この判定の結果、スイッチング電源装置14では、「IL<I_min」であると判定した場合(ステップS3:YES)、ステップS4の処理へ移行する。
一方、この判定の結果、スイッチング電源装置14では、「IL<I_min」ではないと判定した場合(ステップS3:NO)、ステップS1の処理へ移行する。
ここで、本実施形態では、ステップS2の処理とステップS3の処理とは、同時に行われている。
なお、他の例として、ステップS2の処理と、ステップS3の処理とで、図4の例に対して処理の順序が入れ替えられてもよい。
なお、他の例として、ステップS2の処理と、ステップS3の処理とで、図4の例に対して処理の順序が入れ替えられてもよい。
(ステップS4)
スイッチング電源装置14では、第1スイッチ素子41のゲート電圧を1値(High)にする。第1スイッチ素子41の状態はオンとなる。そして、スイッチング電源装置14では、ステップS5の処理へ移行する。
なお、スイッチング電源装置14では、第1スイッチ素子41のゲート電圧が既に1値(High)である場合には、その状態を維持する。
スイッチング電源装置14では、第1スイッチ素子41のゲート電圧を1値(High)にする。第1スイッチ素子41の状態はオンとなる。そして、スイッチング電源装置14では、ステップS5の処理へ移行する。
なお、スイッチング電源装置14では、第1スイッチ素子41のゲート電圧が既に1値(High)である場合には、その状態を維持する。
(ステップS5)
スイッチング電源装置14では、「IL>I_max」であるか否かを判定する。
この判定の結果、スイッチング電源装置14では、「IL>I_max」であると判定した場合(ステップS5:YES)、ステップS1の処理へ移行する。
一方、この判定の結果、スイッチング電源装置14では、「IL>I_max」ではないと判定した場合(ステップS5:NO)、ステップS4の処理へ移行する。
スイッチング電源装置14では、「IL>I_max」であるか否かを判定する。
この判定の結果、スイッチング電源装置14では、「IL>I_max」であると判定した場合(ステップS5:YES)、ステップS1の処理へ移行する。
一方、この判定の結果、スイッチング電源装置14では、「IL>I_max」ではないと判定した場合(ステップS5:NO)、ステップS4の処理へ移行する。
ここで、図4に示される処理の手順は、スイッチング電源装置14において行われる動作を処理の手順の一例として示したものである。このため、図4に示される例は、一例であり、スイッチング電源装置14において行われる動作は図4に示される例に限定されない。
以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源装置14では、次のような構成とした。
すなわち、PFC回路12とDCDCコンバータ13との間に設けられたスイッチング電源装置14は、直流電圧を入力する入力端子(図1の例では、PFC回路12からの出力を入力する部分)と、入力側のコンデンサ21と、コイル31と、第1スイッチ素子41と、ダイオード32と、出力側のコンデンサ22と、直流電圧を出力する出力端子(図1の例では、DCDCコンバータ13への出力の部分)を備える。
そして、スイッチング電源装置14において、出力端子の電圧Vc2が基準電圧よりも低く、且つコイル31の電流が基準となる最小の電流よりも低いときに、第1スイッチ素子41がターンオンし、コイル31の電流は、オン時間とともに増加する。コイル31の電流が基準となる最大の電流に達すると、第1スイッチ素子41がターンオフし、コイル31の電流は、オフ時間とともに減少する。コイル31の電流が基準となる最小の電流に達すると、第1スイッチ素子41がターンオンし、再度電流が増加する。以降は、出力端子の電圧Vc2が基準電圧を超えない場合は第1スイッチ素子41のオン/オフ(オンとオフ)を繰り返す。
すなわち、PFC回路12とDCDCコンバータ13との間に設けられたスイッチング電源装置14は、直流電圧を入力する入力端子(図1の例では、PFC回路12からの出力を入力する部分)と、入力側のコンデンサ21と、コイル31と、第1スイッチ素子41と、ダイオード32と、出力側のコンデンサ22と、直流電圧を出力する出力端子(図1の例では、DCDCコンバータ13への出力の部分)を備える。
そして、スイッチング電源装置14において、出力端子の電圧Vc2が基準電圧よりも低く、且つコイル31の電流が基準となる最小の電流よりも低いときに、第1スイッチ素子41がターンオンし、コイル31の電流は、オン時間とともに増加する。コイル31の電流が基準となる最大の電流に達すると、第1スイッチ素子41がターンオフし、コイル31の電流は、オフ時間とともに減少する。コイル31の電流が基準となる最小の電流に達すると、第1スイッチ素子41がターンオンし、再度電流が増加する。以降は、出力端子の電圧Vc2が基準電圧を超えない場合は第1スイッチ素子41のオン/オフ(オンとオフ)を繰り返す。
したがって、本実施形態に係るスイッチング電源装置14では、電圧変換部(本実施形態の場合は昇圧変換部)の出力コンデンサを小型化し、かつ制御系の安定を実現することができる。
本実施形態に係るスイッチング電源装置14では、例えば、AC(Alternating Current)DCコンバータおよびDCDCコンバータ13を、従来技術と比べて、小型化および高効率化(低損失化)することができる。
本実施形態に係るスイッチング電源装置14では、コイル31に流れる電流の上限および下限と、Bang−Bang制御とを組み合わせた制御により、安定で高速な制御とすることができ、これにより、例えば、コイル31のピーク電流とスイッチング周波数を抑えることができる。
本実施形態に係るスイッチング電源装置14では、例えば、AC(Alternating Current)DCコンバータおよびDCDCコンバータ13を、従来技術と比べて、小型化および高効率化(低損失化)することができる。
本実施形態に係るスイッチング電源装置14では、コイル31に流れる電流の上限および下限と、Bang−Bang制御とを組み合わせた制御により、安定で高速な制御とすることができ、これにより、例えば、コイル31のピーク電流とスイッチング周波数を抑えることができる。
このように、本実施形態に係るスイッチング電源装置14では、例えば、簡単な制御回路の構成で、昇圧コンバータの制御系を高速且つ安定とすることができる。そして、本実施形態に係るスイッチング電源装置14では、制御系が安定となることから、電圧変換部(本実施形態の場合は昇圧変換部)の出力側のコンデンサ22の容量を小さくすることができる。また、本実施形態に係るスイッチング電源装置14では、基準となる最大の電流以下にコイル31のピーク電流を抑えることで、コイル31を小型化することができる。
また、本実施形態に係るスイッチング電源装置14では、コイル31の電流が基準となる最小の電流より低くなるまでターンオンしないため、スイッチング周波数が抑えられて昇圧コンバータを高効率化することができる。
また、本実施形態に係るスイッチング電源装置14では、コイル31の電流が基準となる最小の電流より低くなるまでターンオンしないため、スイッチング周波数が抑えられて昇圧コンバータを高効率化することができる。
また、本実施形態に係るスイッチング電源装置14では、電圧変換部(本実施形態の場合は昇圧変換部)において、電流ILに関して基準となる最大の電流と基準となる最小の電流との平均が、昇圧コンバータの(定格出力電力)/(電圧閾値となる電圧Vref)に等しくなるように設定されている。
したがって、本実施形態に係るスイッチング電源装置14では、例えば、コイル31に流れる電流の最大値を抑えてコイル31を小型化でき、またコイル31や第1スイッチ素子41に流れる電流の実効値を抑えて効率を改善できる。
したがって、本実施形態に係るスイッチング電源装置14では、例えば、コイル31に流れる電流の最大値を抑えてコイル31を小型化でき、またコイル31や第1スイッチ素子41に流れる電流の実効値を抑えて効率を改善できる。
ここで、本実施形態では、スイッチング電源装置14のコンバータとして、昇圧コンバータが用いられる場合を示したが、これに限られず、例えば、降圧コンバータあるいは昇降圧コンバータが用いられてもよい。また、これらのコンバータとして、例えば、非絶縁型のコンバータが用いられてもよく、あるいは、絶縁型のコンバータが用いられてもよい。
また、本実施形態では、整流素子として、ダイオード32が用いられる場合を示したが、これに限られず、他の素子が用いられてもよい。
また、本実施形態では、整流素子として、ダイオード32が用いられる場合を示したが、これに限られず、他の素子が用いられてもよい。
また、PFC回路12およびDCDCコンバータ13などとしては、任意の回路構成が用いられてもよい。
また、本実施形態に係るスイッチング電源装置14またはその変形例は、例えば、産業機器用モジュールあるいはユニット電源などに適用されてもよい。
また、本実施形態に係るスイッチング電源装置14またはその変形例は、例えば、産業機器用モジュールあるいはユニット電源などに適用されてもよい。
<構成例>
一構成例として、スイッチング電源装置(図1の例では、スイッチング電源装置14)は、コイル(図1の例では、コイル31)と整流素子(図1の例では、ダイオード32)と第1スイッチ素子(図1の例では、第1スイッチ素子41)を有する電圧変換部(図1の例では、昇圧コンバータ)と、コイルに流れる電流に応じたコイル電流値(図1の例では、電流IL)を検出する電流検出部(図1の例では、電流検出部51)と、電圧変換部の出力電圧値(図1の例では、電圧Vc2)に応じた出力電圧値(図1の例では、第1出力電圧検出抵抗131の抵抗値R1および第2出力電圧検出抵抗132の抵抗値R2によって分圧された抵抗値R2の両端電圧)を検出する電圧検出部(図1の例では、第1出力電圧検出抵抗131および第2出力電圧検出抵抗132)と、第1スイッチ素子のオン/オフを制御する制御回路(図1の例では、制御系の回路)と、を備える。
制御回路は、電流検出部により検出されたコイル電流値が所定の第1電流閾値(図1の例では、I_min)未満であり、且つ、電圧検出部により検出された出力電圧値が所定の電圧閾値(図1の例では、Vref)未満である場合に、第1スイッチ素子をオンに制御する。また、制御回路は、電流検出部により検出されたコイル電流値が第1電流閾値よりも大きい所定の第2電流閾値(図1の例では、I_max)を超えた場合に、第1スイッチ素子をオフに制御する。
ここで、図1の例では、スイッチング電源装置14は、PFC回路12とDCDCコンバータ13との間に設けられており、コイル31と、ダイオード32と、第1スイッチ素子41と、コンデンサ21と、コンデンサ22を備える。
一構成例として、スイッチング電源装置(図1の例では、スイッチング電源装置14)は、コイル(図1の例では、コイル31)と整流素子(図1の例では、ダイオード32)と第1スイッチ素子(図1の例では、第1スイッチ素子41)を有する電圧変換部(図1の例では、昇圧コンバータ)と、コイルに流れる電流に応じたコイル電流値(図1の例では、電流IL)を検出する電流検出部(図1の例では、電流検出部51)と、電圧変換部の出力電圧値(図1の例では、電圧Vc2)に応じた出力電圧値(図1の例では、第1出力電圧検出抵抗131の抵抗値R1および第2出力電圧検出抵抗132の抵抗値R2によって分圧された抵抗値R2の両端電圧)を検出する電圧検出部(図1の例では、第1出力電圧検出抵抗131および第2出力電圧検出抵抗132)と、第1スイッチ素子のオン/オフを制御する制御回路(図1の例では、制御系の回路)と、を備える。
制御回路は、電流検出部により検出されたコイル電流値が所定の第1電流閾値(図1の例では、I_min)未満であり、且つ、電圧検出部により検出された出力電圧値が所定の電圧閾値(図1の例では、Vref)未満である場合に、第1スイッチ素子をオンに制御する。また、制御回路は、電流検出部により検出されたコイル電流値が第1電流閾値よりも大きい所定の第2電流閾値(図1の例では、I_max)を超えた場合に、第1スイッチ素子をオフに制御する。
ここで、図1の例では、スイッチング電源装置14は、PFC回路12とDCDCコンバータ13との間に設けられており、コイル31と、ダイオード32と、第1スイッチ素子41と、コンデンサ21と、コンデンサ22を備える。
一構成例として、スイッチング電源装置において、電圧変換部では、制御回路は、電流検出部により検出されたコイル電流値と第1電流閾値とを比較する第1比較回路(図1の例では、第2コンパレータ112)と、電圧検出部により検出された出力電圧値と電圧閾値とを比較する第2比較回路(図1の例では、第1コンパレータ111)と、電流検出部により検出されたコイル電流値と第2電流閾値とを比較する第3比較回路(図1の例では、第3コンパレータ113)と、第1比較回路からの論理出力と第2比較回路からの論理出力についてAND演算を行う第1論理回路(図1の例では、AND回路114)と、第1論理回路からの論理出力と第3比較回路からの論理出力が入力され、入力論理値に応じて第1スイッチ素子(図1の例では、第1スイッチ素子41)のオン/オフを制御する信号(図1の例では、第1スイッチ素子41のゲート端子を制御するための信号)を駆動回路に出力する第2論理回路(図1の例では、フリップフロップ115)と、を含む。
一構成例として、スイッチング電源装置において、第1比較回路、第2比較回路及び第3比較回路は、それぞれ、コンパレータで構成される。
第1論理回路はANDゲートで構成される。
第2論理回路はフリップフロップで構成される。
第1論理回路はANDゲートで構成される。
第2論理回路はフリップフロップで構成される。
一構成例として、スイッチング電源装置において、第1電流閾値は基準となる最小の電流値であり、第2電流閾値は基準となる最大の電流値である。
また、第1電流閾値と第2電流閾値との平均が、電圧変換部の定格出力電力を電圧閾値で除した電流値に等しい。
また、第1電流閾値と第2電流閾値との平均が、電圧変換部の定格出力電力を電圧閾値で除した電流値に等しい。
一構成例として、スイッチング電源装置において、電圧変換部は昇圧コンバータである。
一構成例として、スイッチング電源システム(図1の例では、スイッチング電源システム1)は、以上のようなスイッチング電源装置を中間部に備え、電圧変換部に入力電力を供給する前段のPFCコンバータ(図1の例では、PFC回路12)と、電圧変換部から入力電力が供給される後段のDCDCコンバータ(図1の例では、DCDCコンバータ13)と、DCDCコンバータから電力を供給される負荷(図1の例では、負荷211)と、電圧変換部をバイパスする第2スイッチ素子(図1の例では、第2スイッチ素子42)と、を有する。
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
1…スイッチング電源システム、11…交流電源、12…PFC回路、13…DCDCコンバータ、14…スイッチング電源装置、21、22…コンデンサ、31…コイル、32…ダイオード、41…第1スイッチ素子、42…第2スイッチ素子、51…電流検出部、111〜113…コンパレータ、114…AND回路、115…フリップフロップ、121…第1基準電圧部、122…第2基準電圧部、123…第3基準電圧部、131…第1出力電圧検出抵抗、132…第2出力電圧検出抵抗、311〜313…信号、1011…テーブル、G1…第1基準電位部、G2…第2基準電位部、P1、P11、P71…第1入力端子、P2、P12、P72…第2入力端子、P3、P13…第1出力端子、P4、P14…第2出力端子、P21…流入用端子、P22…流出用端子、P23…検出値出力端子、P41、P51、P61…プラス入力端子、P42、P52、P62…マイナス入力端子、P43、P53、P63、P73…出力端子、P81…S入力端子、P82…R入力端子、P83…Q出力端子
Claims (6)
- コイルと整流素子と第1スイッチ素子を有する電圧変換部と、
前記コイルに流れる電流に応じたコイル電流値を検出する電流検出部と、
前記電圧変換部の出力電圧値に応じた出力電圧値を検出する電圧検出部と、
前記第1スイッチ素子のオン/オフを制御する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、前記電流検出部により検出された前記コイル電流値が所定の第1電流閾値未満であり、且つ、前記電圧検出部により検出された前記出力電圧値が所定の電圧閾値未満である場合に、前記第1スイッチ素子をオンに制御し、
前記制御回路は、前記電流検出部により検出された前記コイル電流値が前記第1電流閾値よりも大きい所定の第2電流閾値を超えた場合に、前記第1スイッチ素子をオフに制御する、
スイッチング電源装置。 - 前記制御回路は、
前記電流検出部により検出された前記コイル電流値と前記第1電流閾値とを比較する第1比較回路と、
前記電圧検出部により検出された前記出力電圧値と前記電圧閾値とを比較する第2比較回路と、
前記電流検出部により検出された前記コイル電流値と前記第2電流閾値とを比較する第3比較回路と、
前記第1比較回路からの論理出力と前記第2比較回路からの論理出力についてAND演算を行う第1論理回路と、
前記第1論理回路からの論理出力と前記第3比較回路からの論理出力が入力され、入力論理値に応じて前記第1スイッチ素子のオン/オフを制御する信号を駆動回路に出力する第2論理回路と、
を含む、
請求項1に記載のスイッチング電源装置。 - 前記第1比較回路、前記第2比較回路及び前記第3比較回路は、それぞれ、コンパレータで構成され、
前記第1論理回路はANDゲートで構成され、
前記第2論理回路はフリップフロップで構成される、
請求項2に記載のスイッチング電源装置。 - 前記第1電流閾値は基準となる最小の電流値であり、
前記第2電流閾値は基準となる最大の電流値であり、
前記第1電流閾値と前記第2電流閾値との平均が、前記電圧変換部の定格出力電力を前記電圧閾値で除した電流値に等しい、
請求項1から請求項3のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。 - 前記電圧変換部は昇圧コンバータである、
請求項1から請求項4のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。 - 請求項1から請求項5のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置を中間部に備え、
前記電圧変換部に入力電力を供給する前段のPFCコンバータと、
前記電圧変換部から入力電力が供給される後段のDCDCコンバータと、
前記DCDCコンバータから電力を供給される負荷と
前記電圧変換部をバイパスする第2スイッチ素子と、を有する、
スイッチング電源システム。
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JP2020054115A JP2021158712A (ja) | 2020-03-25 | 2020-03-25 | スイッチング電源装置およびスイッチング電源システム |
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WO2010130473A1 (en) * | 2009-05-12 | 2010-11-18 | St-Ericsson Sa | Dc-dc converter with discontinuous and continuous conduction modes |
WO2018047571A1 (ja) * | 2016-09-09 | 2018-03-15 | 富士電機株式会社 | 電力平準化装置 |
-
2020
- 2020-03-25 JP JP2020054115A patent/JP2021158712A/ja active Pending
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