WO2017203918A1 - 誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯシステム - Google Patents

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WO2017203918A1
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resonance
dielectric waveguide
waveguide filter
resonance unit
resonators
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尾仲　健吾
克人 黒田
多田　斉
誠之 菊田
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株式会社村田製作所
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    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/207—Hollow waveguide filters
    • H01P1/208—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
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    • H04B1/40—Circuits
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    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems

Definitions

  • the present invention relates to a dielectric waveguide filter, a high-frequency front-end circuit, and a Massive MIMO (Multiple Input Multiple Output) system.
  • Massive MIMO Multiple Input Multiple Output
  • a dielectric waveguide filter that obtains a desired frequency characteristic by coupling a plurality of TE (Transverse Electric) mode dielectric waveguide resonators is used.
  • TE Transverse Electric
  • Patent Document 1 discloses a configuration of a dielectric waveguide filter having a plurality of blocks in which dielectric resonators are formed.
  • an RF signal is transmitted between the plurality of blocks via an internal window (a dielectric opening without a conductor film: also called a slot) provided on each side surface of the plurality of blocks.
  • the dielectric waveguide filter is composed of two separate blocks of dielectric material that are coupled together via an internal window.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and includes a dielectric waveguide filter, a high-frequency front-end circuit, and a Massive MIMO system in which variations in filter characteristics are suppressed while reducing the number of manufacturing steps.
  • the purpose is to provide.
  • a dielectric waveguide filter includes a rectangular parallelepiped first resonance portion including one or more resonators and a rectangular parallelepiped first resonance portion including one or more resonators. And a third rectangular resonator unit comprising one or more resonators connecting the first resonant unit and the second resonant unit, the first resonant unit and the second resonant unit. And the third resonating unit is configured by one dielectric block, and the first resonating unit and the second resonating unit are opposed to each other with a first groove provided in the dielectric block interposed therebetween. The high-frequency signal propagation direction of the first resonance unit and the second resonance unit and the high-frequency signal propagation direction of the third resonance unit intersect each other.
  • the first resonance unit, the second resonance unit, and the third resonance unit having one or more dielectric resonators are configured by one dielectric block.
  • the high-frequency signal propagation directions of the first resonance unit and the third resonance unit intersect, the high-frequency signal propagation directions of the third resonance unit and the second resonance unit intersect, and the first resonance unit and the second resonance unit face each other. Therefore, the first resonance unit and the second resonance unit are folded back via the third resonance unit. Therefore, the entire dielectric waveguide filter can be reduced in size.
  • one end in the longitudinal direction of the first groove is open, and the other end in the longitudinal direction of the first groove is inward of the third resonance part rather than the rectangular parallelepiped that forms the outer shape of the third resonance part. You may go in.
  • n-pole (n is the total number of resonators) dielectric resonance filter in which all the resonators of the first resonance unit, the second resonance unit, and the third resonance unit resonate in the fundamental mode (TE101) can be configured. It becomes possible.
  • the other end in the longitudinal direction of the first groove portion is more than a line connecting the boundary between the third resonance portion and the first resonance portion and the boundary between the third resonance portion and the second resonance portion.
  • the third resonance part may enter a quarter or more of the width in the longitudinal direction.
  • the two regions of the third resonance part divided by the first groove part can each function as two or more resonators operating in the fundamental wave mode.
  • the other end in the longitudinal direction of the first groove portion may be terminated at the surface of a rectangular parallelepiped that forms the outer shape of the third resonance portion.
  • the slit amount can be reduced, the processing time can be shortened, and the strength can be increased.
  • Each of the one or more resonators constituting the first resonance unit and the second resonance unit resonates in a fundamental mode (TE101), and each of the one or more resonators constituting the third resonance unit. Each may resonate in the harmonic mode (TE102).
  • the Q value of the resonator constituting the third resonance unit can be increased, and the third resonance unit can be resonated in the harmonic mode (TE102). Therefore, compared with the case where all the resonators of the first resonance unit, the second resonance unit, and the third resonance unit are resonated in the fundamental mode (TE101), the filter characteristics are low loss in the pass band and high attenuation in the attenuation band. It is possible to have
  • the third resonating part may have a second groove part on the surface opposite to the surface where the other end in the longitudinal direction of the first groove part is terminated.
  • n-pole (n is the total number of resonators) dielectric resonance filter in which all the resonators of the first resonance unit, the second resonance unit, and the third resonance unit resonate in the fundamental mode (TE101) can be configured. It becomes possible.
  • the first resonance unit and the second resonance unit may have a division groove for dividing the one or more resonators on a surface opposite to a surface in contact with the first groove unit.
  • the split grooves are formed on the outer surfaces of the first and second resonant portions that are not in contact with the first groove portions, the configuration of the split grooves and the manufacturing process can be simplified.
  • first resonance unit and the second resonance unit may not have a dividing groove for dividing the one or more resonators on a surface in contact with the first groove unit.
  • the dividing grooves are not formed on the inner surfaces of the first resonance part and the second resonance part in contact with the first groove part, the structure of the dividing groove and the manufacturing process can be simplified.
  • the mounting board further includes a first input / output line and a second input / output line having a microstrip line structure or a coplanar line structure having a ground conductor on a surface thereof.
  • a first electrode connected to the first input / output line, and a conductor film formed on an outer surface, wherein the second resonating portion is mounted on the mounting substrate.
  • the high-frequency input signal input to the dielectric waveguide filter and the high-frequency output signal output from the dielectric waveguide filter are low loss even when the frequency is increased to the millimeter wave band. Can propagate.
  • One embodiment of the present invention is the above-described dielectric waveguide filter connected to an antenna element, a transmission amplifier circuit that amplifies a high-frequency transmission signal transmitted to the antenna element, and a high-frequency signal received by the antenna element. It may be a high-frequency front-end circuit including a reception amplification circuit that amplifies a reception signal, a transmission amplification circuit, the reception amplification circuit, and a switch circuit that switches connection between the dielectric waveguide filter.
  • One embodiment of the present invention includes a transmission amplifier circuit that amplifies a high-frequency transmission signal output from an RF signal processing circuit, a reception amplifier circuit that amplifies a high-frequency reception signal and outputs the amplified signal to the RF signal processing circuit, and the RF A dielectric waveguide filter as described above, disposed between a signal processing circuit and the transmission amplifier circuit, or between the RF signal processing circuit and the reception amplifier circuit. There may be.
  • one embodiment of the present invention may be a Massive MIMO system including the above-described dielectric waveguide filter and an antenna including a plurality of patch antennas arranged in a matrix.
  • the present invention it is possible to provide a dielectric waveguide filter, a high-frequency front-end circuit, and a Massive MIMO system in which variations in filter characteristics are suppressed while reducing manufacturing steps.
  • FIG. 1 is an external perspective view showing a mounted state of the dielectric waveguide filter according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a four-sided external view of the dielectric waveguide filter according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a graph showing the filter characteristics of the dielectric waveguide filter according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a four-sided external view of the dielectric waveguide filter according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a four-sided external view of a dielectric waveguide filter according to a modification of the second embodiment.
  • FIG. 6A is a diagram illustrating the shape of the coupling window of the dielectric waveguide filter.
  • FIG. 6B is a diagram illustrating the slit shape of the dielectric waveguide filter.
  • FIG. 7A is a circuit diagram showing a high-frequency front-end circuit and its peripheral circuits according to Embodiment 3.
  • FIG. 7B is a circuit diagram showing a high-frequency front end circuit according to Modification 1 of Embodiment 3.
  • FIG. 7C is a circuit diagram showing a high-frequency front end circuit according to Modification 2 of Embodiment 3.
  • FIG. 8A is a circuit diagram showing a Massive MIMO system according to Embodiment 4.
  • FIG. 8B is a plan view of the antenna device of the Massive MIMO system according to Embodiment 4.
  • FIG. 1 is an external perspective view showing a mounted state of the dielectric waveguide filter 2 according to the first embodiment.
  • a mounting substrate 1 and a dielectric waveguide filter 2 mounted on the mounting substrate 1 are shown.
  • FIG. 2 is a four-sided external view of the dielectric waveguide filter 2 according to the first embodiment.
  • the mounting substrate 1 has, on the first main surface, lines 41 (first input / output lines) and 42 (second input / output lines) constituting a microstrip structure, and a ground electrode 43 surrounding the lines 41 and 42. ing.
  • the mounting substrate 1 also has a ground electrode on the second main surface (back surface) facing away from the first main surface.
  • the line provided on the mounting substrate 1 is not limited to the microstrip structure, and may be a coplanar structure, for example.
  • the dielectric waveguide filter 2 includes a rectangular parallelepiped first resonance portion 20a composed of one or more resonators 21, 22, and 23 and a rectangular parallelepiped second composed of one or more resonators 26, 27, and 28.
  • a resonance part 20b and a rectangular parallelepiped third resonance part 20c including one or more resonators 24 and 25 are provided.
  • the 1st resonance part 20a, the 2nd resonance part 20b, and the 3rd resonance part 20c are each defined as a rectangular parallelepiped shape when not considering fine unevenness
  • the first resonating unit 20 a has a first electrode (not shown) that is formed on a surface (bottom surface in the Z-axis direction) facing the first main surface of the mounting substrate 1 and connected to the line 41.
  • a conductor film is formed on the outer surface of the first resonating unit 20a so as to cover the outer surface.
  • the second resonating unit 20b has a second electrode (not shown) formed on the surface (bottom surface in the Z-axis direction) facing the first main surface of the mounting substrate 1 and connected to the line 42.
  • a conductor film is formed on the outer surface of the second resonating unit 20b so as to cover the outer surface.
  • a conductor film is formed on the outer surface of the third resonance unit 20c so as to cover the outer surface.
  • the dielectric waveguide filter 2 is connected to an external device via lines 41 and 42 on the mounting substrate 1.
  • the first resonance unit 20a, the second resonance unit 20b, and the third resonance unit 20c are one dielectric block. It consists of Further, the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20b are opposed to each other with a slit 34 (first groove) provided in the dielectric block interposed therebetween.
  • the third resonance unit 20c connects the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20b.
  • the high-frequency signal propagation direction (X-axis direction) of the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20b intersects the high-frequency signal propagation direction (Y-axis direction) of the third resonance unit 20c.
  • the manufacturing process of the dielectric waveguide filter 2 it is not necessary to join two separated dielectric blocks to each other between the coupling windows (slots). Occurrence of characteristic variations can be avoided. In addition, since the process of joining the two dielectric blocks with high accuracy is unnecessary, the number of manufacturing steps can be reduced and the manufacturing cost can be reduced. Also, the high-frequency signal propagation directions of the first resonance unit 20a and the third resonance unit 20c intersect, the high-frequency signal propagation directions of the third resonance unit 20c and the second resonance unit 20b intersect, and the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20a Since the resonance part 20b is opposed to each other, the first resonance part 20a and the second resonance part 20b are folded back via the third resonance part 20c. Therefore, the entire dielectric waveguide filter 2 can be reduced in size.
  • one end of the slit 34 in the longitudinal direction (X-axis direction) is open, and the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) is the third resonance unit. It is terminated at 20c.
  • the first resonating unit 20 a does not have a slit (dividing groove) for dividing the resonators 21, 22, 23, and 24 on the surface in contact with the slit 34, and faces away from the surface in contact with the slit 34.
  • the surface has slits 31, 32, and 33.
  • the second resonating portion 20b does not have a slit (dividing groove) for dividing the resonators 26, 27, 28, and 25 on the surface in contact with the slit 34, and is on the surface facing away from the surface in contact with the slit 34.
  • Slits 36, 37 and 35 are provided.
  • slits for dividing the resonators are not formed on the top and bottom surfaces in the Z-axis direction of the dielectric block constituting the dielectric waveguide filter 2.
  • the slits 31 to 37 for dividing the resonators are provided on one side of the first resonance unit 20a, the second resonance unit 20b, and the third resonance unit 20c, not on both sides facing each other. . Therefore, the shape of the dielectric block and the slit forming process can be simplified.
  • the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 34 is the third resonator 20c rather than the rectangular parallelepiped that forms the outer shape of the third resonator 20c. It goes into the inside. More specifically, in FIG. 2, the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 34 is the intersection of the slit 34 and the line connecting the slits 33 and 35, and the X-axis direction of the third resonance unit 20 c. 1 or more (S 33 in FIG. 2).
  • the resonators 24 and 25 of the third resonating unit 20c function as resonators that resonate in the fundamental mode (TE101).
  • the dielectric waveguide filter 2 constitutes an 8-pole dielectric resonance filter in which each of the resonators 21 to 28 resonates in the fundamental mode (TE101).
  • FIG. 3 is a graph showing the filter characteristics of the dielectric waveguide filter 2 according to the first embodiment.
  • the filter characteristics of the dielectric waveguide filter 2 are as follows: (1) Insertion loss of 27.0 GHz to 29.0 GHz is 2 dB or less, (2) Specifications with a return loss of 27.0 GHz to 29.0 GHz of 15 dB or less, (3) attenuation of 24.175 GHz to 26.175 GHz of 20 dB or more, and (4) attenuation of 29.825 GHz to 31.825 GHz of 20 dB or more.
  • the dielectric waveguide filter 2 has a low loss in the pass band (27.0 GHz to 29.0 GHz) and an attenuation band (24.175 GHz to 26.175 GHz and 29.825 GHz to 31.825 GHz). ) And a steepness between the passband and the attenuation band are secured.
  • the boundaries of the first resonance unit 20a, the second resonance unit 20b, and the third resonance unit 20c are configured by continuous dielectric blocks.
  • the current density at the boundary can be dispersed and the current density can be reduced. As a result, it is possible to obtain the low-loss filter characteristics as described above.
  • the third resonance unit 20c operates in the fundamental mode (TE101).
  • TE102 harmonic mode
  • FIG. 4 is a four-sided external view of the dielectric waveguide filter 2A according to the second embodiment. Note that the mounting form of the dielectric waveguide filter 2A according to the present embodiment is the same as the mounting form of the dielectric waveguide filter 2 described in FIG.
  • the dielectric waveguide filter 2A includes a rectangular parallelepiped first resonance portion 20a including one or more resonators 21, 22, and 23, and a rectangular parallelepiped second including one or more resonators 26, 27, and 28.
  • a resonance unit 20 b and a rectangular parallelepiped third resonance unit 20 c including the resonator 29 are provided.
  • the first resonating unit 20 a has a first electrode (not shown) that is formed on a surface (bottom surface in the Z-axis direction) facing the first main surface of the mounting substrate 1 and connected to the line 41.
  • a conductor film is formed on the outer surface of the first resonating unit 20a so as to cover the outer surface.
  • the second resonating unit 20b has a second electrode (not shown) formed on the surface (bottom surface in the Z-axis direction) facing the first main surface of the mounting substrate 1 and connected to the line 42.
  • a conductor film is formed on the outer surface of the second resonating unit 20b so as to cover the outer surface.
  • a conductor film is formed on the outer surface of the third resonance unit 20c so as to cover the outer surface.
  • the first resonance unit 20a, the second resonance unit 20b, and the third resonance unit 20c are one dielectric block. It consists of
  • the first resonance part 20a and the second resonance part 20b are opposed to each other with a slit 38 (first groove part) provided in the dielectric block interposed therebetween.
  • the third resonance unit 20c connects the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20b.
  • the high-frequency signal propagation direction (X-axis direction) of the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20b intersects the high-frequency signal propagation direction (Y-axis direction) of the third resonance unit 20c.
  • the filter is caused by the positional deviation and the gap between the coupling windows. Occurrence of characteristic variations can be avoided.
  • the process of joining the two dielectric blocks with high accuracy is unnecessary, the number of manufacturing steps can be reduced and the manufacturing cost can be reduced.
  • the high-frequency signal propagation directions of the first resonance unit 20a and the third resonance unit 20c intersect, the high-frequency signal propagation directions of the third resonance unit 20c and the second resonance unit 20b intersect, and the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20a Since the resonance part 20b is opposed to each other, the first resonance part 20a and the second resonance part 20b are folded back via the third resonance part 20c. Therefore, the entire dielectric waveguide filter 2A can be reduced in size.
  • one end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 38 is open, and the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) is the third resonance unit. It is terminated at 20c.
  • the first resonating unit 20 a does not have a slit (dividing groove) for dividing the resonators 21, 22, 23, and 29 on the surface in contact with the slit 38, and faces away from the surface in contact with the slit 38.
  • the surface has slits 31, 32, and 33.
  • the second resonating unit 20b does not have a slit (dividing groove) for dividing the resonators 26, 27, 28, and 29 on the surface in contact with the slit 38, and is on the surface opposite to the surface in contact with the slit 38. Slits 36, 37 and 35 are provided.
  • slits for dividing each resonator are not formed on the top and bottom surfaces in the Z-axis direction of the dielectric block constituting the dielectric waveguide filter 2A.
  • the slits 31 to 33 and 35 to 38 for dividing the resonators are formed on one side of the first resonance unit 20a, the second resonance unit 20b, and the third resonance unit 20c, not on both sides facing each other. Is provided. Therefore, the shape of the dielectric block and the slit forming process can be simplified.
  • the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 38 is terminated at the surface of a rectangular parallelepiped that forms the outer shape of the third resonance unit 20c. .
  • the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 38 does not enter the inside of the third resonance unit 20c rather than the rectangular parallelepiped that forms the outer shape of the third resonance unit 20c.
  • the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 38 is terminated on a line connecting the slits 33 and 35, and the X-axis from the line connecting the slits 33 and 35. It does not enter in the positive direction.
  • the resonator 29 of the third resonance unit 20c is a resonator that resonates in the harmonic mode (TE102).
  • the dielectric waveguide filter 2A is a dielectric resonance filter in which each of the resonators 21 to 23 and 26 to 28 resonates in the fundamental mode (TE101), and the resonator 29 resonates in the harmonic mode (TE102).
  • the boundaries of the first resonance unit 20a, the second resonance unit 20b, and the third resonance unit 20c are configured by continuous dielectric blocks.
  • the current density at the boundary can be dispersed and the current density can be reduced. As a result, low loss filter characteristics can be obtained.
  • the third resonance unit 20c functions as a resonator of the harmonic mode (TE102), and therefore the third resonance unit 20c is the fundamental mode (TE101). Compared with the case of functioning as a resonator, the Q value of the resonator can be improved. Therefore, compared with the dielectric waveguide filter 2 according to the first embodiment, it is possible to obtain filter characteristics with lower loss and higher attenuation.
  • the machine of the third resonance unit 20c which is a connection body between the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20b.
  • the mechanical strength is improved, and the mechanical strength of the entire dielectric waveguide filter 2A is improved.
  • FIG. 5 is a four-sided external view of a dielectric waveguide filter 2B according to a modification of the second embodiment.
  • the dielectric waveguide filter 2B shown in the figure has a surface opposite to the surface in contact with the slit 38 of the third resonance unit 20c, as compared with the dielectric waveguide filter 2A according to the second embodiment.
  • the configuration is different in that a slit 39 is newly provided.
  • the description of the same configuration as that of the dielectric waveguide filter 2A according to the second embodiment will be omitted, and a description will be given focusing on a different configuration.
  • the dielectric waveguide filter 2B includes a rectangular parallelepiped first resonator 20a including one or more resonators 21, 22, and 23 and a rectangular parallelepiped second including one or more resonators 26, 27, and 28.
  • a resonance part 20b and a rectangular parallelepiped third resonance part 20c including resonators 24a and 25a are provided.
  • the first resonance part 20a and the second resonance part 20b are opposed to each other with a slit 38 (first groove part) provided in the dielectric block interposed therebetween.
  • the third resonance unit 20c connects the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20b.
  • the high-frequency signal propagation direction (X-axis direction) of the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20b intersects the high-frequency signal propagation direction (Y-axis direction) of the third resonance unit 20c.
  • the filter is caused by the positional deviation and the gap between the coupling windows. Occurrence of characteristic variations can be avoided.
  • the process of joining the two dielectric blocks with high accuracy is unnecessary, the number of manufacturing steps can be reduced and the manufacturing cost can be reduced.
  • the high-frequency signal propagation directions of the first resonance unit 20a and the third resonance unit 20c intersect, the high-frequency signal propagation directions of the third resonance unit 20c and the second resonance unit 20b intersect, and the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20a Since the resonance part 20b is opposed to each other, the first resonance part 20a and the second resonance part 20b are folded back via the third resonance part 20c. Therefore, the entire dielectric waveguide filter 2B can be reduced in size.
  • one end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 38 is open, and the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) is the third resonance unit. It is terminated at 20c.
  • a slit 39 is formed on the surface facing away from the surface with which one end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 38 is in contact.
  • One end of the slit 39 in the longitudinal direction (X-axis direction) is terminated at the third resonating unit 20c, and the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) is open.
  • one end of the slit 39 in the longitudinal direction (X-axis direction) is within the third resonance unit 20c than the rectangular parallelepiped that forms the outer shape of the third resonance unit 20c. It has entered into the direction. More specifically, in FIG. 5, one end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 39 is 1 of the width in the X-axis direction of the third resonating unit 20 c from the rectangular parallelepiped surface forming the outer shape of the third resonating unit 20 c. / 4 or more.
  • the resonators 24a and 25a of the third resonating unit 20c function as resonators that resonate in the fundamental mode (TE101).
  • the dielectric waveguide filter 2B constitutes an 8-pole dielectric resonance filter in which each of the resonators 21 to 23, 26 to 28, and 24a and 25a resonates in the fundamental mode (TE101).
  • the boundaries of the first resonance unit 20a, the second resonance unit 20b, and the third resonance unit 20c are configured by continuous dielectric blocks.
  • the current density at the boundary can be dispersed and the current density can be reduced. As a result, low loss filter characteristics can be obtained.
  • FIG. 6A is a diagram for explaining the shape of the coupling window of the dielectric waveguide filter according to the comparative example.
  • FIG. 6B is a diagram illustrating the slit shape of the dielectric waveguide filter.
  • 6A shows an external perspective view (analysis model) of the resonators 24X and 25X configured by two different dielectric blocks.
  • 6B shows an external perspective view (analysis model) of the resonators 24X and 25X configured by one dielectric block and the slit 34X for dividing the resonators 24X and 25X.
  • the resonators 24X and 25X are portions corresponding to the third resonance unit 20c of the dielectric waveguide filter according to the present embodiment.
  • the resonators 24X and 25X are coupled via the coupling window W1. That is, the coupling window W1 is a region where there is no conductor film formed on the outer surface of the dielectric block, and has a gap D when joining the resonators 24X and 25X as shown in the lower part of FIG. 6A. ing.
  • Table 1 shows the results of obtaining the resonance characteristics when the height H and the gap D of the coupling window W1 are changed using the above analysis software.
  • the dimensions of the resonators 24X and 25X are 3.15 mm (X-axis direction) ⁇ 3.4 mm (Y-axis direction) ⁇ 1.5 mm (Z-axis direction), respectively.
  • Comparative Example 2 compared with Comparative Example 1, the height H of the coupling window W1 is maximized except for the thickness of the conductor film.
  • Example 1 has the configuration of the third resonance unit 20c of the dielectric waveguide filter 2 according to Embodiment 1, and a continuous dielectric block corresponding to the area of the coupling window W1 of Comparative Example 2 is used. (W2), the gap D is 0 and the height H may be utilized to the maximum.
  • Comparative Example 1 and Comparative Example 2 although the size of the coupling window of the resonator 24X is different from the size of the coupling window of the resonator 25X, Table 1 shows the height H of the resonator 25X having a small coupling window. ing. It is the smaller window that determines the coupling state between the resonators 24X and 25X, and the larger one is for preventing junction variation.
  • the third resonator 20c is configured by one dielectric block as in the dielectric waveguide filter 2 according to the first embodiment, and the resonator 24 and the slit 24 extending in the X-axis direction are formed.
  • the Q value of the resonators 24 and 25 can be improved by adjusting the coupling of 25 and providing a configuration in which slits are not provided on the top and bottom surfaces in the Z-axis direction.
  • Example 1 corresponds to the dielectric waveguide filter 2 according to the first embodiment
  • Example 2 has a configuration corresponding to the dielectric waveguide filter 2A according to the second embodiment. Yes.
  • Table 2 shows the results of obtaining the resonance characteristics with and without the slit using the analysis software.
  • the slit length (1.62 mm) of the slit 34X is 1 ⁇ 4 or more of the X-axis direction dimension (3.4 mm) of the resonators 24X and 25X, and the resonators 24X and 25X each have a fundamental mode. (TE101).
  • Example 2 From the comparison of the Q values of Example 1 and Example 2 in Table 2, the Q value is higher in Example 2 where the slit 34X is not provided, and in particular, the Q value is higher in the harmonic mode (TE102). You can see that it is higher.
  • FIG. 7A is a circuit diagram showing the high-frequency front-end circuit 10 and its peripheral circuits according to the third embodiment.
  • a high frequency front end circuit 10 an antenna element 50, an RF signal processing circuit 91, and a baseband signal processing circuit 92 are shown.
  • the high frequency front end circuit 10 includes filters 61, 62 and 63, a switch circuit 70, a power amplifier circuit 81, and a low noise amplifier circuit 82.
  • the power amplifier circuit 81 is a transmission amplifier circuit that amplifies the high-frequency transmission signal output from the RF signal processing circuit 91 and outputs the amplified signal to the antenna element 50 via the switch circuit 70 and the filter 61.
  • the low noise amplifier circuit 82 is a reception amplification circuit that amplifies a high frequency signal that has passed through the antenna element 50, the filter 61, and the switch circuit 70 and outputs the amplified signal to the RF signal processing circuit 91.
  • the filter 61 is an antenna filter that is connected to the antenna element 50 and selectively allows high-frequency signals in the transmission band and the reception band to pass therethrough, for example.
  • the filter 62 is an interstage filter that is disposed between the power amplifier circuit 81 and the RF signal processing circuit 91 and selectively passes high-frequency signals in the transmission band.
  • the filter 63 is an interstage filter that is disposed between the low-noise amplifier circuit 82 and the RF signal processing circuit 91 and selectively passes a high-frequency signal in the reception band.
  • the switch circuit 70 is a switch that switches connection between the antenna element 50 and the transmission signal path and the reception signal path.
  • the RF signal processing circuit 91 performs signal processing on the high-frequency reception signal input from the antenna element 50 via the reception signal path by down-conversion or the like, and the received signal generated by the signal processing is a baseband signal processing circuit 92. Output to.
  • the RF signal processing circuit 91 is, for example, an RFIC (Radio Frequency Integrated Circuit). Further, the RF signal processing circuit 91 performs signal processing on the transmission signal input from the baseband signal processing circuit 92 by up-conversion or the like, and outputs the high-frequency transmission signal generated by the signal processing to the power amplifier circuit 81.
  • the signal processed by the baseband signal processing circuit 92 is used, for example, for displaying an image as an image signal or for calling as an audio signal.
  • the high-frequency front-end circuit 10 may include other circuit elements between the filters 61, 62, and 63, the switch circuit 70, the power amplifier circuit 81, and the low-noise amplifier circuit 82.
  • the dielectric waveguide filters shown in the first and second embodiments and the modifications thereof can be used as the filters 61, 62, and 63.
  • FIG. 7B is a circuit diagram showing a high-frequency front-end circuit 10B according to Modification 1 of Embodiment 3.
  • the high-frequency front end circuit 10B includes filters 61, 62, and 63, a power amplifier circuit 81, a low noise amplifier circuit 82, a circulator 71, and a switch circuit 72.
  • the high-frequency front end circuit 10B according to this modification is different from the high-frequency front end circuit 10 in the configuration for switching between the transmission signal path and the reception signal path.
  • the description of the same configuration as that of the high-frequency front end circuit 10 will be omitted, and a description will be given focusing on different configurations.
  • the circulator 71 has an antenna side terminal, a transmission side terminal, and a reception side terminal. During reception, the circulator 71 selectively propagates a reception signal from the antenna element 50 to the reception signal path, and during transmission, the antenna element 50 is transmitted from the transmission signal path. This is a circuit element that selectively propagates a transmission signal to.
  • the switch circuit 72 is a switch for switching the connection between the circulator 71 and the reception signal path.
  • the receiving side terminal of the circulator 71 is terminated with a terminating resistor (50 ⁇ ).
  • the reception side terminal of the circulator 71 is connected to the low noise amplifier circuit 82.
  • the high frequency front end circuit 10B is applied as a time division duplex front end circuit.
  • the dielectric waveguide filters shown in the first and second embodiments and the modification can be used as the filters 61, 62, and 63.
  • FIG. 7C is a circuit diagram showing a high-frequency front-end circuit 10C according to the second modification of the third embodiment.
  • the high frequency front end circuit 10 ⁇ / b> C includes a duplexer 64, filters 62 and 63, a power amplifier circuit 81, a low noise amplifier circuit 82, and an isolator 73.
  • the high-frequency front end circuit 10C according to the present modification is different from the high-frequency front end circuit 10 in the configuration for switching the transmission signal path and the reception signal path.
  • the description of the same configuration as that of the high-frequency front end circuit 10 will be omitted, and a description will be given focusing on different configurations.
  • the duplexer 64 has an antenna terminal, a transmission side terminal, and a reception side terminal, has a transmission filter between the antenna terminal and the transmission side terminal, and has a reception filter between the antenna terminal and the reception side terminal. Have.
  • the isolator 73 is a circuit element that is disposed between the transmission-side terminal of the duplexer 64 and the power amplifier circuit 81 and propagates a transmission signal in one direction from the power amplifier circuit 81 to the duplexer 64.
  • the isolator 73 can be realized, for example, by terminating one terminal among the three terminals of the circulator by 50 ⁇ .
  • the high frequency front end circuit 10C is applied as a front end circuit of a frequency division duplex system.
  • the dielectric waveguide shown in the first and second embodiments and the modification is used as the transmission-side filter and the reception-side filter of the duplexer 64 and the filters 62 and 63.
  • a tube filter can be used.
  • the phantom cell is a network configuration that separates a control signal for ensuring communication stability between a macro cell in a low frequency band and a small cell in a high frequency band and a data signal that is a target of high-speed data communication.
  • Each phantom cell is provided with a Massive MIMO antenna device.
  • the Massive MIMO system is a technique for improving transmission quality in a millimeter wave band or the like, and controls the directivity of the antenna element by controlling a signal transmitted from each antenna element.
  • the Massive MIMO system uses a large number of antenna elements, and therefore can generate a sharp directional beam.
  • By increasing the directivity of the beam it is possible to fly radio waves to some extent even in a high frequency band, and it is possible to reduce the interference between cells and increase the frequency utilization efficiency.
  • FIG. 8A is a circuit diagram showing a Massive MIMO system according to Embodiment 4.
  • FIG. 8B is a plan view of the antenna device of the Massive MIMO system according to Embodiment 4.
  • FIG. 8B is used in the Massive MIMO system shown in FIG. 8A.
  • the antenna device 11 includes a plurality of patch antennas 12 arranged in a matrix.
  • FIG. 8A is a diagram illustrating a configuration of a high-frequency front-end circuit 10A including the antenna device 11.
  • This high-frequency front-end circuit 10A is a Massive MIMO system according to the present embodiment.
  • Band-pass filters 61 a, 61 b and 61 c are connected to the patch antenna 12.
  • a switch circuit 70a is connected between the filter 61a, the power amplifier circuit 81a, and the low noise amplifier circuit 82a.
  • a switch circuit 70b is connected between the filter 61b, the power amplifier circuit 81b, and the low noise amplifier circuit 82b.
  • a switch circuit 70c is connected between the filter 61c and the power amplifier circuit 81c and the low noise amplifier circuit 82c.
  • the low noise amplifier circuits 82a, 82b and 82c are connected to the baseband signal processing circuit 92.
  • a band-pass filter 62a and a mixer 94a are connected between the baseband signal processing circuit 92 and the power amplifier circuit 81a.
  • a band-pass filter 62b and a mixer 94b are connected between the baseband signal processing circuit 92 and the power amplifier circuit 81b.
  • a band pass filter 62c and a mixer 94c are connected between the baseband signal processing circuit 92 and the power amplifier circuit 81c.
  • a local oscillator 93 is connected to the mixers 94a, 94b and 94c. The local oscillator 93 outputs a reference frequency for up-conversion to a high frequency and down-conversion to a low frequency in the mixers 94a to 94c to the mixers 94a to 94c
  • Filters 61a to 61c pass the transmission / reception frequency band and remove other frequency components.
  • the switch circuits 70a to 70c switch between a transmission signal and a reception signal.
  • the filters 62a to 62c pass the frequency band of the transmission signal and remove other frequency components.
  • the dielectric waveguide filters according to the first and second embodiments and modifications thereof can be used.
  • the filters 61a to 61c connected to the patch antenna 12 are arranged on the back surface of the substrate on which the patch antenna 12 is formed. You may arrange. Thereby, the antenna device 11 including the patch antenna 12 with the filters 61a to 61c is configured.
  • the filter 61a to 61c and 62a to 62c can suppress the variation in filter characteristics while reducing the number of manufacturing steps, and thus the variation in the high-frequency characteristics while reducing the manufacturing cost. It becomes possible to realize a Massive MIMO system in which is reduced.
  • the dielectric waveguide filter, the high-frequency front-end circuit, and the Massive MIMO system according to the embodiments of the present invention have been described with reference to the first and second embodiments and the modifications.
  • the tube filter, the high-frequency front-end circuit, and the Massive MIMO system are not limited to the above-described embodiments and modifications.
  • the present invention includes modifications obtained and various devices incorporating the dielectric waveguide filter of the present disclosure, a high-frequency front-end circuit, and a Massive MIMO system.
  • dielectric waveguide filter according to the first and second embodiments and the modifications thereof can also be applied as a dielectric waveguide duplexer or a dielectric waveguide multiplexer.
  • the present invention can be widely used as a low-cost and small-sized dielectric waveguide filter in communication devices such as a millimeter wave band mobile communication system and a Massive MIMO system.

Landscapes

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Abstract

誘電体導波管フィルタ（２）は、１以上の共振器からなる直方体形状の第１共振部（２０ａ）と、１以上の共振器からなる直方体形状の第２共振部（２０ｂ）と、第１共振部（２０ａ）と第２共振部（２０ｂ）とを接続する１以上の共振器からなる直方体形状の第３共振部（２０ｃ）とを備え、第１共振部（２０ａ）と第２共振部（２０ｂ）と第３共振部（２０ｃ）とは、１つの誘電体ブロックで構成され、第１共振部（２０ａ）と第２共振部（２０ｂ）とは、誘電体ブロックに設けられたスリット（３４）を挟んで対向しており、第１共振部（２０ａ）および第２共振部（２０ｂ）の高周波信号伝搬方向と第３共振部（２０ｃ）の高周波信号伝搬方向とは交差している。

Description

誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステム
　本発明は、誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ）システムに関する。
　ＴＥ（Ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ　Ｅｌｅｃｔｒｉｃ）モードの誘電体導波管共振器を複数結合して、所望の周波数特性を得る誘電体導波管フィルタが用いられている。
　特許文献１には、誘電体共振器が形成されたブロックを複数有する誘電体導波管フィルタの構成が開示されている。この誘電体導波管フィルタでは、複数のブロックのそれぞれの側面に設けられた内部窓（導体膜のない誘電体開口部：スロットとも呼ぶ）を経由してＲＦ信号が当該複数のブロック間を伝送する。つまり、上記誘電体導波管フィルタは、内部窓を介して相互に結合された、２つの分離した誘電体材料のブロックで構成されている。
特表２０１４－５２１２７８号公報
　しかしながら、特許文献１に記載された誘電体導波管フィルタでは、内部窓に電流が集中するため当該内部窓の電流密度が高くなり信号伝送ロスが増加してしまう。また、２つの分離した誘電体ブロックを接合する必要があるため、内部窓同士の位置ずれおよび隙間が発生し、フィルタ特性のばらつきが大きくなる。また、誘電体ブロックの接合精度を高めるには、接着工程および組み立て工程などが複雑となるため工数が多くなり、製造コストが上がってしまう。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、製造工数を低減しつつフィルタ特性のばらつきが抑制された誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る誘電体導波管フィルタは、１以上の共振器からなる直方体形状の第１共振部と、１以上の共振器からなる直方体形状の第２共振部と、前記第１共振部と前記第２共振部とを接続する、１以上の共振器からなる直方体形状の第３共振部とを備え、前記第１共振部と前記第２共振部と前記第３共振部とは、１つの誘電体ブロックで構成され、前記第１共振部と前記第２共振部とは、前記誘電体ブロックに設けられた第１の溝部を挟んで対向しており、前記第１共振部および前記第２共振部の高周波信号伝搬方向と前記第３共振部の高周波信号伝搬方向とは交差している。
　上記構成によれば、１以上の誘電体共振器を有する第１共振部、第２共振部、および第３共振部は、１つの誘電体ブロックで構成されている。これにより、誘電体導波管フィルタの製造工程において、２つの分離した誘電体ブロックを結合させる結合窓（特許文献１に記載された内部窓に相当、スロットとも呼ぶ）同士を接合する必要がないので、結合窓同士の位置ずれおよび隙間に起因したフィルタ特性のばらつきの発生を回避できる。また、２つの誘電体ブロックを高精度に接合する工程が不要であるので、製造工数を削減でき製造コストを低減できる。また、第１共振部および第３共振部の高周波信号伝搬方向が交差し、第３共振部および第２共振部の高周波信号伝搬方向が交差し、第１共振部と第２共振部とが対向していることから、第１共振部と第２共振部とは、第３共振部を介して折り返された構造となっている。よって、誘電体導波管フィルタ全体を小型化できる。
　また、前記第１の溝部の長手方向の一端は開放されており、前記第１の溝部の長手方向の他端は前記第３共振部の外形をなす直方体よりも前記第３共振部の内方まで入り込んでいてもよい。
　これにより、第１共振部および第２共振部を構成する各共振器だけでなく、第３共振部を構成する共振器も基本モード（ＴＥ１０１）で共振することが可能となる。よって、第１共振部、第２共振部および第３共振部の全ての共振器が基本モード（ＴＥ１０１）で共振するｎポール（ｎは共振器の総数）の誘電体共振フィルタを構成することが可能となる。
　また、前記第１の溝部の長手方向の他端は、前記第３共振部および前記第１共振部の境界と、前記第３共振部および前記第２共振部の境界とを結ぶ線よりも、前記第３共振部の前記長手方向の幅の１／４以上入り込んでいてもよい。
　これにより、第１の溝部で分割された第３共振部の２領域が、それぞれ、基本波モードで動作する２以上の共振器として機能することが可能となる。
　また、前記第１の溝部の長手方向の他端は、前記第３共振部の外形をなす直方体の表面で終端されていてもよい。
　これにより、第３共振部を高調波モード（ＴＥ１０２）で共振させることが可能となる。加えて、スリット量を減らし、加工時間を短縮できるとともに、強度をアップすることができる。
　また、前記第１共振部および前記第２共振部を構成する前記１以上の共振器のそれぞれは、基本モード（ＴＥ１０１）で共振し、前記第３共振部を構成する前記１以上の共振器のそれぞれは、高調波モード（ＴＥ１０２）で共振してもよい。
　これにより、第３共振部を構成する共振器のＱ値を高めることができ、第３共振部を高調波モード（ＴＥ１０２）で共振させることが可能となる。そのため、第１共振部、第２共振部および第３共振部の全ての共振器を基本モード（ＴＥ１０１）で共振させる場合と比較して、通過帯域における低損失および減衰帯域における高減衰のフィルタ特性を有することが可能となる。
　また、前記第３共振部は、前記第１の溝部の長手方向の他端が終端された表面と背向する表面に、第２の溝部を有してもよい。
　これにより、第１共振部および第２共振部を構成する各共振器だけでなく、第３共振部を構成する共振器も基本モード（ＴＥ１０１）で共振することが可能となる。よって、第１共振部、第２共振部および第３共振部の全ての共振器が基本モード（ＴＥ１０１）で共振するｎポール（ｎは共振器の総数）の誘電体共振フィルタを構成することが可能となる。
　また、前記第１共振部および前記第２共振部は、前記第１の溝部と接する面と背向する面に、前記１以上の共振器を分割するための分割溝を有してもよい。
　これにより、第１の溝部と接しない第１共振部および第２共振部の外方面に分割溝が形成されるので、分割溝の構成および製造工程を簡素化できる。
　また、前記第１共振部および前記第２共振部は、前記第１の溝部と接する面に前記１以上の共振器を分割するための分割溝を有さなくてもよい。
　これにより、第１の溝部と接する第１共振部および第２共振部の内方面に分割溝が形成されないので、分割溝の構成および製造工程を簡素化できる。
　また、さらに、実装基板を備え、前記実装基板は、表面にグランド導体を有するマイクロストリップライン構造またはコプレーナライン構造の第１入出力線路および第２入出力線路を有し、前記第１共振部は、前記実装基板と対向する面に形成され、前記第１入出力線路に接続された第１電極と、外表面に形成された導体膜と、を有し、前記第２共振部は、前記実装基板と対向する面に形成され、前記第２入出力線路に接続された第２電極と、外表面に形成された導体膜と、を有してもよい。
　これにより、誘電体導波管フィルタへ入力される高周波入力信号、および、誘電体導波管フィルタから出力される高周波出力信号を、ミリ波帯へと高周波化された場合であっても低損失で伝搬できる。
　また、本発明の一態様は、アンテナ素子に接続された上記記載の誘電体導波管フィルタと、前記アンテナ素子へ送信する高周波送信信号を増幅する送信増幅回路と、前記アンテナ素子で受信した高周波受信信号を増幅する受信増幅回路と、前記送信増幅回路および前記受信増幅回路と、前記誘電体導波管フィルタとの接続を切り替えるスイッチ回路と、を備える高周波フロントエンド回路であってもよい。
　上記構成によれば、アンテナフィルタの製造工数を低減しつつフィルタ特性のばらつきが抑制されるので、製造コストを低減しつつ高周波特性のばらつきが低減された高周波フロントエンド回路を実現することが可能となる。
　また、本発明の一態様は、ＲＦ信号処理回路から出力される高周波送信信号を増幅する送信増幅回路と、高周波受信信号を増幅して前記ＲＦ信号処理回路へ出力する受信増幅回路と、前記ＲＦ信号処理回路と前記送信増幅回路との間、または、前記ＲＦ信号処理回路と前記受信増幅回路との間に配置された、上記記載の誘電体導波管フィルタと、を備える高周波フロントエンド回路であってもよい。
　上記構成によれば、段間フィルタの製造工数を低減しつつフィルタ特性のばらつきが抑制されるので、製造コストを低減しつつ高周波特性のばらつきが低減された高周波フロントエンド回路を実現することが可能となる。
　また、本発明の一態様は、上記記載の誘電体導波管フィルタと、行列状に配列された複数のパッチアンテナを含むアンテナと、を備えるＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムであってもよい。
　上記構成によれば、製造コストを低減しつつ高周波特性のばらつきが低減されたＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムを実現することが可能となる。
　本発明によれば、製造工数を低減しつつフィルタ特性のばらつきが抑制された誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムを提供することが可能となる。
図１は、実施の形態１に係る誘電体導波管フィルタの実装状態を示す外観斜視図である。 図２は、実施の形態１に係る誘電体導波管フィルタの外観４面図である。 図３は、実施の形態１に係る誘電体導波管フィルタのフィルタ特性を表すグラフである。 図４は、実施の形態２に係る誘電体導波管フィルタの外観４面図である。 図５は、実施の形態２の変形例に係る誘電体導波管フィルタの外観４面図である。 図６Ａは、誘電体導波管フィルタの結合窓の形状を説明する図である。 図６Ｂは、誘電体導波管フィルタのスリット形状を説明する図である。 図７Ａは、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路およびその周辺回路を示す回路図である。 図７Ｂは、実施の形態３の変形例１に係る高周波フロントエンド回路示す回路図である。 図７Ｃは、実施の形態３の変形例２に係る高周波フロントエンド回路示す回路図である。 図８Ａは、実施の形態４に係るＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムを示す回路図である。 図８Ｂは、実施の形態４に係るＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムのアンテナ装置の平面図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　（実施の形態１）
　［１．１　誘電体導波管フィルタの構造］
　図１は、実施の形態１に係る誘電体導波管フィルタ２の実装状態を示す外観斜視図である。同図には、実装基板１と、実装基板１に実装された誘電体導波管フィルタ２とが示されている。また、図２は、実施の形態１に係る誘電体導波管フィルタ２の外観４面図である。
　実装基板１は、第１主面に、マイクロストリップ構造を構成する線路４１（第１入出力線路）および４２（第２入出力線路）、ならびに、線路４１および４２を囲むグランド電極４３を有している。また、実装基板１は、第１主面と背向する第２主面（裏面）にも、グランド電極を有している。なお、実装基板１に設けられる線路は、マイクロストリップ構造に限定されず、例えば、コプレーナ構造であってもよい。
　以下、図１および図２を用いて、誘電体導波管フィルタ２の構造を説明する。
　誘電体導波管フィルタ２は、１以上の共振器２１、２２、および２３からなる直方体形状の第１共振部２０ａと、１以上の共振器２６、２７、および２８からなる直方体形状の第２共振部２０ｂと、１以上の共振器２４および２５からなる直方体形状の第３共振部２０ｃとを備える。
　なお、第１共振部２０ａ、第２共振部２０ｂ、および第３共振部２０ｃは、それぞれ、後述するスリットなどの細かい凹凸を考慮しない場合において直方体形状であると定義される。
　第１共振部２０ａは、実装基板１の第１主面と対向する面（Ｚ軸方向の底面）に形成され、線路４１に接続された第１電極（図示せず）を有している。また、第１共振部２０ａの外表面には、当該外表面を覆うように導体膜が形成されている。
　第２共振部２０ｂは、実装基板１の第１主面と対向する面（Ｚ軸方向の底面）に形成され、線路４２に接続された第２電極（図示せず）を有している。また、第２共振部２０ｂの外表面には、当該外表面を覆うように導体膜が形成されている。
　第３共振部２０ｃの外表面には、当該外表面を覆うように導体膜が形成されている。
　誘電体導波管フィルタ２の上記実装構成により、誘電体導波管フィルタ２は、実装基板１上の線路４１および４２を介して外部機器と接続される。
　上記実装構成により、誘電体導波管フィルタ２へ入力される高周波入力信号、および、誘電体導波管フィルタ２から出力される高周波出力信号を、ミリ波帯へと高周波化された場合であっても低損失で伝搬できる。
　ここで、図１に示すように、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ２では、第１共振部２０ａと第２共振部２０ｂと第３共振部２０ｃとは、１つの誘電体ブロックで構成されている。また、第１共振部２０ａと第２共振部２０ｂとは、上記誘電体ブロックに設けられたスリット３４（第１の溝部）を挟んで対向している。第３共振部２０ｃは、第１共振部２０ａと第２共振部２０ｂとを接続している。第１共振部２０ａおよび第２共振部２０ｂの高周波信号伝搬方向（Ｘ軸方向）と第３共振部２０ｃの高周波信号伝搬方向（Ｙ軸方向）とは交差している。
　これにより、誘電体導波管フィルタ２の製造工程において、２つの分離した誘電体ブロックを、結合窓（スロット）同士を接合する必要がないので、結合窓同士の位置ずれおよび隙間に起因したフィルタ特性のばらつきの発生を回避できる。また、２つの誘電体ブロックを高精度に接合する工程が不要であるので、製造工数を削減でき製造コストを低減できる。また、第１共振部２０ａおよび第３共振部２０ｃの高周波信号伝搬方向が交差し、第３共振部２０ｃおよび第２共振部２０ｂの高周波信号伝搬方向が交差し、第１共振部２０ａと第２共振部２０ｂとが対向していることから、第１共振部２０ａと第２共振部２０ｂとは、第３共振部２０ｃを介して折り返された構造となっている。よって、誘電体導波管フィルタ２全体を小型化できる。
　さらに、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ２では、スリット３４の長手方向（Ｘ軸方向）の一端は開放されており、長手方向（Ｘ軸方向）の他端は第３共振部２０ｃで終端されている。
　また、第１共振部２０ａは、スリット３４と接する面に、共振器２１、２２、２３、および２４を分割するためのスリット（分割溝）を有さず、スリット３４と接する面と背向する面にスリット３１、３２、および３３を有する。第２共振部２０ｂは、スリット３４と接する面に、共振器２６、２７、２８、および２５を分割するためのスリット（分割溝）を有さず、スリット３４と接する面と背向する面にスリット３６、３７、および３５を有する。
　また、誘電体導波管フィルタ２を構成する誘電体ブロックのＺ軸方向上面および底面には、各共振器を分割するスリットは形成されていない。
　これにより、各共振器を分割するためのスリット３１～３７は、第１共振部２０ａ、第２共振部２０ｂ、および第３共振部２０ｃの、互いに背向する両面ではなく片面に設けられている。よって、誘電体ブロックの形状およびスリットの形成工程を簡素化できる。
　ここで、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ２では、スリット３４の長手方向（Ｘ軸方向）の他端は、第３共振部２０ｃの外形をなす直方体よりも第３共振部２０ｃの内方まで入り込んでいる。より具体的には、図２において、スリット３４の長手方向（Ｘ軸方向）の他端は、スリット３３と３５とを結ぶ線とスリット３４との交点から、第３共振部２０ｃのＸ軸方向の幅の１／４以上（図２のＳ３３）入り込んでいる。
　［１．２　誘電体導波管フィルタのフィルタ特性］
　上記のように、スリット３４が第３共振部２０ｃに入り込んだ構成とすることにより、第３共振部２０ｃの共振器２４および２５は、それぞれ、基本モード（ＴＥ１０１）で共振する共振器として機能する。これにより、誘電体導波管フィルタ２は、共振器２１～２８のそれぞれが基本モード（ＴＥ１０１）で共振する８ポールの誘電体共振フィルタを構成する。
　図３は、実施の形態１に係る誘電体導波管フィルタ２のフィルタ特性を表すグラフである。同図には、スリット３１～３７の形状を最適化したことにより、誘電体導波管フィルタ２のフィルタ特性が、（１）２７．０ＧＨｚ～２９．０ＧＨｚの挿入損失が２ｄＢ以下、（２）２７．０ＧＨｚ～２９．０ＧＨｚのリターンロスが１５ｄＢ以下、（３）２４．１７５ＧＨｚ～２６．１７５ＧＨｚの減衰量が２０ｄＢ以上、（４）２９．８２５ＧＨｚ～３１．８２５ＧＨｚの減衰量が２０ｄＢ以上、のスペックを満たしていることを示している。つまり、実施の形態１に係る誘電体導波管フィルタ２は、通過帯域（２７．０ＧＨｚ～２９．０ＧＨｚ）の低損失、減衰帯域（２４．１７５ＧＨｚ～２６．１７５ＧＨｚおよび２９．８２５ＧＨｚ～３１．８２５ＧＨｚ）の高減衰、ならびに、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性を確保している。
　本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ２では、第１共振部２０ａ、第２共振部２０ｂ、および第３共振部２０ｃの境界は、連続した誘電体ブロックで構成されているので、当該境界における電流の集中を分散でき電流密度を低減できる。この結果、上記のような低損失のフィルタ特性を得ることが可能となる。
　（実施の形態２）
　実施の形態１では、第３共振部２０ｃが基本モード（ＴＥ１０１）で動作していたが、本実施の形態では、第３共振部２０ｃが高調波モード（ＴＥ１０２）で動作する構成について説明する。
　［２．１　誘電体導波管フィルタの構造］
　図４は、実施の形態２に係る誘電体導波管フィルタ２Ａの外観４面図である。なお、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ２Ａの実装形態については、図１に記載された誘電体導波管フィルタ２の実装形態と同様であるので、ここでは説明を省略する。
　以下、図４および図１を用いて、誘電体導波管フィルタ２Ａの構造を説明する。
　誘電体導波管フィルタ２Ａは、１以上の共振器２１、２２、および２３からなる直方体形状の第１共振部２０ａと、１以上の共振器２６、２７、および２８からなる直方体形状の第２共振部２０ｂと、共振器２９からなる直方体形状の第３共振部２０ｃとを備える。
　第１共振部２０ａは、実装基板１の第１主面と対向する面（Ｚ軸方向の底面）に形成され、線路４１に接続された第１電極（図示せず）を有している。また、第１共振部２０ａの外表面には、当該外表面を覆うように導体膜が形成されている。
　第２共振部２０ｂは、実装基板１の第１主面と対向する面（Ｚ軸方向の底面）に形成され、線路４２に接続された第２電極（図示せず）を有している。また、第２共振部２０ｂの外表面には、当該外表面を覆うように導体膜が形成されている。
　第３共振部２０ｃの外表面には、当該外表面を覆うように導体膜が形成されている。
　ここで、図４に示すように、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ２Ａでは、第１共振部２０ａと第２共振部２０ｂと第３共振部２０ｃとは、１つの誘電体ブロックで構成されている。
　第１共振部２０ａと第２共振部２０ｂとは、上記誘電体ブロックに設けられたスリット３８（第１の溝部）を挟んで対向している。第３共振部２０ｃは、第１共振部２０ａと第２共振部２０ｂとを接続している。第１共振部２０ａおよび第２共振部２０ｂの高周波信号伝搬方向（Ｘ軸方向）と第３共振部２０ｃの高周波信号伝搬方向（Ｙ軸方向）とは交差している。
　これにより、誘電体導波管フィルタ２Ａの製造工程において、２つの分離した誘電体ブロックを、結合窓（スロット）同士を接合する必要がないので、結合窓同士の位置ずれおよび隙間に起因したフィルタ特性のばらつきの発生を回避できる。また、２つの誘電体ブロックを高精度に接合する工程が不要であるので、製造工数を削減でき製造コストを低減できる。また、第１共振部２０ａおよび第３共振部２０ｃの高周波信号伝搬方向が交差し、第３共振部２０ｃおよび第２共振部２０ｂの高周波信号伝搬方向が交差し、第１共振部２０ａと第２共振部２０ｂとが対向していることから、第１共振部２０ａと第２共振部２０ｂとは、第３共振部２０ｃを介して折り返された構造となっている。よって、誘電体導波管フィルタ２Ａ全体を小型化できる。
　さらに、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ２Ａでは、スリット３８の長手方向（Ｘ軸方向）の一端は開放されており、長手方向（Ｘ軸方向）の他端は第３共振部２０ｃで終端されている。
　また、第１共振部２０ａは、スリット３８と接する面に、共振器２１、２２、２３、および２９を分割するためのスリット（分割溝）を有さず、スリット３８と接する面と背向する面にスリット３１、３２、および３３を有する。第２共振部２０ｂは、スリット３８と接する面に、共振器２６、２７、２８、および２９を分割するためのスリット（分割溝）を有さず、スリット３８と接する面と背向する面にスリット３６、３７、および３５を有する。
　また、誘電体導波管フィルタ２Ａを構成する誘電体ブロックのＺ軸方向上面および底面には、各共振器を分割するスリットは形成されていない。
　これにより、各共振器を分割するためのスリット３１～３３および３５～３８は、第１共振部２０ａ、第２共振部２０ｂ、および第３共振部２０ｃの、互いに背向する両面ではなく片面に設けられている。よって、誘電体ブロックの形状およびスリットの形成工程を簡素化できる。
　ここで、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ２Ａでは、スリット３８の長手方向（Ｘ軸方向）の他端は、第３共振部２０ｃの外形をなす直方体の表面で終端されている。言い換えれば、スリット３８の長手方向（Ｘ軸方向）の他端は、第３共振部２０ｃの外形をなす直方体よりも第３共振部２０ｃの内方に入り込んでいない。より具体的には、図４において、スリット３８の長手方向（Ｘ軸方向）の他端は、スリット３３と３５とを結ぶ線上で終端されており、スリット３３と３５とを結ぶ線からＸ軸正方向には入り込んでいない。
　［２．２　誘電体導波管フィルタのフィルタ特性］
　上記のように、スリット３８が第３共振部２０ｃの外形をなす直方体で終端された構成とすることにより、第３共振部２０ｃの共振器２９は、高調波モード（ＴＥ１０２）で共振する共振器として機能する。これにより、誘電体導波管フィルタ２Ａは、共振器２１～２３および２６～２８のそれぞれが基本モード（ＴＥ１０１）で共振し、共振器２９が高調波モード（ＴＥ１０２）で共振する誘電体共振フィルタを構成する。
　本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ２Ａでは、第１共振部２０ａ、第２共振部２０ｂ、および第３共振部２０ｃの境界は、連続した誘電体ブロックで構成されているので、当該境界における電流の集中を分散でき電流密度を低減できる。この結果、低損失のフィルタ特性を得ることが可能となる。
　さらに、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ２Ａによれば、第３共振部２０ｃが高調波モード（ＴＥ１０２）の共振器として機能するので、第３共振部２０ｃが基本モード（ＴＥ１０１）の共振器として機能した場合と比較して、当該共振器のＱ値を向上させることが可能となる。よって、実施の形態１に係る誘電体導波管フィルタ２と比較して、より低損失およびより高減衰のフィルタ特性を得ることが可能となる。
　さらに、スリット３８の他端が、第３共振部２０ｃの外形をなす直方体で留められているため、第１共振部２０ａと第２共振部２０ｂとの接続体である第３共振部２０ｃの機械的強度が向上し、誘電体導波管フィルタ２Ａ全体の機械的強度が向上する。
　［２．３　変形例に係る誘電体導波管フィルタの構造］
　図５は、実施の形態２の変形例に係る誘電体導波管フィルタ２Ｂの外観４面図である。同図に示された誘電体導波管フィルタ２Ｂは、実施の形態２に係る誘電体導波管フィルタ２Ａと比較して、第３共振部２０ｃのスリット３８と接する面と背向する面に、新たにスリット３９が設けられている点が構成として異なる。以下、本変形例に係る誘電体導波管フィルタ２Ｂについて、実施の形態２に係る誘電体導波管フィルタ２Ａと同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　誘電体導波管フィルタ２Ｂは、１以上の共振器２１、２２、および２３からなる直方体形状の第１共振部２０ａと、１以上の共振器２６、２７、および２８からなる直方体形状の第２共振部２０ｂと、共振器２４ａおよび２５ａからなる直方体形状の第３共振部２０ｃとを備える。
　第１共振部２０ａと第２共振部２０ｂとは、上記誘電体ブロックに設けられたスリット３８（第１の溝部）を挟んで対向している。第３共振部２０ｃは、第１共振部２０ａと第２共振部２０ｂとを接続している。第１共振部２０ａおよび第２共振部２０ｂの高周波信号伝搬方向（Ｘ軸方向）と第３共振部２０ｃの高周波信号伝搬方向（Ｙ軸方向）とは交差している。
　これにより、誘電体導波管フィルタ２Ｂの製造工程において、２つの分離した誘電体ブロックを、結合窓（スロット）同士を接合する必要がないので、結合窓同士の位置ずれおよび隙間に起因したフィルタ特性のばらつきの発生を回避できる。また、２つの誘電体ブロックを高精度に接合する工程が不要であるので、製造工数を削減でき製造コストを低減できる。また、第１共振部２０ａおよび第３共振部２０ｃの高周波信号伝搬方向が交差し、第３共振部２０ｃおよび第２共振部２０ｂの高周波信号伝搬方向が交差し、第１共振部２０ａと第２共振部２０ｂとが対向していることから、第１共振部２０ａと第２共振部２０ｂとは、第３共振部２０ｃを介して折り返された構造となっている。よって、誘電体導波管フィルタ２Ｂ全体を小型化できる。
　さらに、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ２Ｂでは、スリット３８の長手方向（Ｘ軸方向）の一端は開放されており、長手方向（Ｘ軸方向）の他端は第３共振部２０ｃで終端されている。
　また、第３共振部２０ｃは、スリット３８の長手方向（Ｘ軸方向）の一端が接している面と背向する面に、スリット３９が形成されている。スリット３９の長手方向（Ｘ軸方向）の一端は第３共振部２０ｃで終端されており、長手方向（Ｘ軸方向）の他端は開放されている。
　ここで、本変形例に係る誘電体導波管フィルタ２Ｂでは、スリット３９の長手方向（Ｘ軸方向）の一端は、第３共振部２０ｃの外形をなす直方体よりも第３共振部２０ｃの内方まで入り込んでいる。より具体的には、図５において、スリット３９の長手方向（Ｘ軸方向）の一端は、第３共振部２０ｃの外形をなす直方体表面から、第３共振部２０ｃのＸ軸方向の幅の１／４以上入り込んでいる。
　上記のように、スリット３９が第３共振部２０ｃに入り込んだ構成とすることにより、第３共振部２０ｃの共振器２４ａおよび２５ａは、それぞれ、基本モード（ＴＥ１０１）で共振する共振器として機能する。これにより、誘電体導波管フィルタ２Ｂは、共振器２１～２３、２６～２８、ならびに２４ａおよび２５ａのそれぞれが基本モード（ＴＥ１０１）で共振する８ポールの誘電体共振フィルタを構成する。
　本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ２Ｂでは、第１共振部２０ａ、第２共振部２０ｂ、および第３共振部２０ｃの境界は、連続した誘電体ブロックで構成されているので、当該境界における電流の集中を分散でき電流密度を低減できる。この結果、低損失のフィルタ特性を得ることが可能となる。
　［２．４　従来との比較および効果］
　上記実施の形態１および２に係る誘電体導波管フィルタの効果について、従来構造の誘電体導波管フィルタと比較しながら説明する。当該比較にあたり、誘電体導波管フィルタの第３共振部の共振特性について、電磁波／磁場解析ソフトＦｅｍｔｅｔ（登録商標）を用いて解析した。
　図６Ａは、比較例に係る誘電体導波管フィルタの結合窓の形状を説明する図である。また、図６Ｂは、誘電体導波管フィルタのスリット形状を説明する図である。図６Ａの上段には、２つの異なる誘電体ブロックで構成された共振器２４Ｘおよび２５Ｘの外観透視図（解析モデル）が示されている。また、図６Ｂの上段には、１つの誘電体ブロックで構成された共振器２４Ｘおよび２５Ｘ、ならびに共振器２４Ｘと２５Ｘとを分割するためのスリット３４Ｘの外観透視図（解析モデル）が示されている。なお、共振器２４Ｘおよび２５Ｘは、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタの第３共振部２０ｃに対応する部分である。
　図６Ａにおいて、共振器２４Ｘと２５Ｘとは、結合窓Ｗ１を介して結合されている。つまり、結合窓Ｗ１は、誘電体ブロックの外表面に形成された導体膜がない領域であり、図６Ａの下段に示すように、共振器２４Ｘと２５Ｘとを接合させるにあたり、ギャップＤを有している。
　ここで、結合窓Ｗ１の高さＨを大きくしていくと、共振器２４Ｘおよび２５Ｘの共振特性が向上する。
　表１は、結合窓Ｗ１の高さＨおよびギャップＤを変化させた場合の共振特性を、上記解析ソフトを用いて求めた結果を示している。共振器２４Ｘおよび２５Ｘの寸法は、それぞれ、３．１５ｍｍ（Ｘ軸方向）×３．４ｍｍ（Ｙ軸方向）×１．５ｍｍ（Ｚ軸方向）である。比較例２は、比較例１に対して、結合窓Ｗ１の高さＨを、導体膜の厚みを除き最大としている。また、実施例１は、実施の形態１に係る誘電体導波管フィルタ２の第３共振部２０ｃの構成となっており、比較例２の結合窓Ｗ１の面積分だけ、連続した誘電体ブロックで構成されている（Ｗ２）ため、ギャップＤは０であり、高さＨは最大限利用してもよい。
　なお、比較例１および比較例２において、共振器２４Ｘの結合窓の大きさと共振器２５Ｘの結合窓の大きさとは異なるが、表１では結合窓の小さい共振器２５Ｘの高さＨを記載している。共振器２４Ｘと２５Ｘとの結合状態を律速するのは小さい方の窓であり、大きい方は接合ばらつきを防止するためのものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　比較例１および比較例２の結果より、結合窓Ｗ１を上下方向に大きくしたほうが、共振器のＱ値は向上していることが解る。また、実施例１および比較例２の結果より、２つの共振器２４Ｘおよび２５Ｘを、結合窓Ｗ１を介して結合させるよりも一体成型させるほうが、Ｑ値は向上していることが解る。
　表１の結果より、実施の形態１に係る誘電体導波管フィルタ２のように、第３共振部２０ｃを１つの誘電体ブロックで構成し、Ｘ軸方向に延びるスリット３４で共振器２４および２５の結合を調整し、Ｚ軸方向の上面および底面にはスリットを設けない構成とすることで、共振器２４および２５のＱ値を向上させることが可能となる。
　次に、図６Ｂに示された１つの誘電体ブロックで構成された誘電体導波管フィルタについて、スリット３４Ｘを設けた場合（実施例１）と、設けない場合（実施例２）とで、共振特性を比較した。なお、実施例１は、実施の形態１に係る誘電体導波管フィルタ２に相当し、実施例２は、実施の形態２に係る誘電体導波管フィルタ２Ａに相当する構成を有している。
　表２は、スリットを設けた場合と設けない場合との共振特性を、上記解析ソフトを用いて求めた結果を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　実施例１において、スリット３４Ｘのスリット長（１．６２ｍｍ）は、共振器２４Ｘおよび２５ＸのＸ軸方向寸法（３．４ｍｍ）の１／４以上であり、共振器２４Ｘおよび２５Ｘは、それぞれ基本モード（ＴＥ１０１）で動作する。
　表２における、実施例１および実施例２のＱ値の比較から、スリット３４Ｘが設けられない実施例２のほうが、Ｑ値が高くなっており、特に高調波モード（ＴＥ１０２）のほうがＱ値が高くなっていることが解る。
　（実施の形態３）
　本実施の形態では、実施の形態１および２に係る誘電体導波管フィルタを備える高周波フロントエンド回路１０について説明する。
　［３．１　高周波フロントエンド回路の構成］
　図７Ａは、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路１０およびその周辺回路を示す回路図である。同図には、高周波フロントエンド回路１０と、アンテナ素子５０と、ＲＦ信号処理回路９１と、ベースバンド信号処理回路９２とが示されている。
　高周波フロントエンド回路１０は、フィルタ６１、６２および６３と、スイッチ回路７０と、パワーアンプ回路８１と、ローノイズアンプ回路８２とを備える。
　パワーアンプ回路８１は、ＲＦ信号処理回路９１から出力された高周波送信信号を増幅し、スイッチ回路７０およびフィルタ６１を経由してアンテナ素子５０に出力する送信増幅回路である。
　ローノイズアンプ回路８２は、アンテナ素子５０、フィルタ６１およびスイッチ回路７０を経由した高周波信号を増幅し、ＲＦ信号処理回路９１へ出力する受信増幅回路である。
　フィルタ６１は、アンテナ素子５０に接続され、例えば、送信帯域および受信帯域の高周波信号を選択的に通過させるアンテナフィルタである。フィルタ６２は、パワーアンプ回路８１とＲＦ信号処理回路９１との間に配置され、送信帯域の高周波信号を選択的に通過させる段間フィルタである。フィルタ６３は、ローノイズアンプ回路８２とＲＦ信号処理回路９１との間に配置され、受信帯域の高周波信号を選択的に通過させる段間フィルタである。
　スイッチ回路７０は、アンテナ素子５０と送信信号経路および受信信号経路との接続を切り替えるスイッチである。
　ＲＦ信号処理回路９１は、アンテナ素子５０から受信信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路９２へ出力する。ＲＦ信号処理回路９１は、例えば、ＲＦＩＣ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）である。また、ＲＦ信号処理回路９１は、ベースバンド信号処理回路９２から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号をパワーアンプ回路８１へ出力する。
　ベースバンド信号処理回路９２で処理された信号は、例えば、画像信号として画像表示のために、または、音声信号として通話のために使用される。
　なお、高周波フロントエンド回路１０は、フィルタ６１、６２および６３、スイッチ回路７０、パワーアンプ回路８１、ならびにローノイズアンプ回路８２の間に、他の回路素子を備えていてもよい。
　ここで、本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路１０では、フィルタ６１、６２および６３として、実施の形態１および２ならびにその変形例に示された誘電体導波管フィルタを用いることができる。
　上記構成によれば、フィルタ６１、６２および６３のいずれかにおいて製造工数を低減しつつフィルタ特性のばらつきが抑制されるので、製造コストを低減しつつ高周波特性のばらつきが低減された高周波フロントエンド回路を実現することが可能となる。
　図７Ｂは、実施の形態３の変形例１に係る高周波フロントエンド回路１０Ｂを示す回路図である。高周波フロントエンド回路１０Ｂは、フィルタ６１、６２および６３と、パワーアンプ回路８１と、ローノイズアンプ回路８２と、サーキュレータ７１と、スイッチ回路７２と、を備える。本変形例に係る高周波フロントエンド回路１０Ｂは、高周波フロントエンド回路１０と比較して、送信信号経路および受信信号経路を切り替えるための構成が異なる。本変形例に係る高周波フロントエンド回路１０Ｂについて、高周波フロントエンド回路１０と同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　サーキュレータ７１は、アンテナ側端子、送信側端子、および受信側端子を有し、受信時には、アンテナ素子５０から受信信号経路へ受信信号を選択的に伝搬させ、送信時には、送信信号経路からアンテナ素子５０へ送信信号を選択的に伝搬させる回路素子である。
　スイッチ回路７２は、サーキュレータ７１と受信信号経路との接続を切り替えるスイッチである。送信時には、サーキュレータ７１の受信側端子を終端抵抗で（５０Ω）終端させる。受信時には、サーキュレータ７１の受信側端子をローノイズアンプ回路８２に接続させる。
　上記回路構成により、高周波フロントエンド回路１０Ｂは、時分割複信（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｄｕｐｌｅｘ）方式のフロントエンド回路として適用される。
　ここで、本変形例に係る高周波フロントエンド回路１０Ｂでは、フィルタ６１、６２および６３として、実施の形態１および２ならびにその変形例に示された誘電体導波管フィルタを用いることができる。
　図７Ｃは、実施の形態３の変形例２に係る高周波フロントエンド回路１０Ｃを示す回路図である。高周波フロントエンド回路１０Ｃは、デュプレクサ６４と、フィルタ６２および６３と、パワーアンプ回路８１と、ローノイズアンプ回路８２と、アイソレータ７３と、を備える。本変形例に係る高周波フロントエンド回路１０Ｃは、高周波フロントエンド回路１０と比較して、送信信号経路および受信信号経路を切り替えるための構成が異なる。本変形例に係る高周波フロントエンド回路１０Ｃについて、高周波フロントエンド回路１０と同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　デュプレクサ６４は、アンテナ端子、送信側端子、および受信側端子を有し、アンテナ端子と送信側端子との間に送信用フィルタを有し、アンテナ端子と受信側端子との間に受信用フィルタを有している。
　アイソレータ７３は、デュプレクサ６４の送信側端子とパワーアンプ回路８１との間に配置され、送信信号をパワーアンプ回路８１からデュプレクサ６４への１方向に伝搬させる回路素子である。アイソレータ７３は、例えば、サーキュレータの３端子のうちの１端子を５０Ω終端することで実現できる。
　上記回路構成により、高周波フロントエンド回路１０Ｃは、周波数分割複信（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｄｕｐｌｅｘ）方式のフロントエンド回路として適用される。
　ここで、本変形例に係る高周波フロントエンド回路１０Ｃでは、デュプレクサ６４の送信側フィルタおよび受信側フィルタならびにフィルタ６２および６３として、実施の形態１および２ならびにその変形例に示された誘電体導波管フィルタを用いることができる。
　（実施の形態４）
　本実施の形態では、実施の形態１および２に係る誘電体導波管フィルタを備えるＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムを例示する。
　５Ｇ（第５世代移動通信システム）で有望な無線伝送技術の１つは、ファントムセルとＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムとの組み合わせである。ファントムセルは、低い周波数帯のマクロセルと高い周波数帯のスモールセルとの間で通信の安定性を確保するための制御信号と、高速データ通信の対象であるデータ信号とを分離するネットワーク構成である。各ファントムセルにＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯのアンテナ装置が設けられる。Ｍａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムは、ミリ波帯等において伝送品質を向上させるための技術であり、各アンテナ素子から送信される信号を制御することで、当該アンテナ素子の指向性を制御する。また、Ｍａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムは、多数のアンテナ素子を用いるため、鋭い指向性のビームを生成することができる。ビームの指向性を高めることで高い周波数帯でも電波をある程度遠くまで飛ばすことができるとともに、セル間の干渉を減らして周波数利用効率を高めることができる。
　図８Ａは、実施の形態４に係るＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムを示す回路図である。また、図８Ｂは、実施の形態４に係るＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムのアンテナ装置の平面図である。
　図８Ｂに示されたアンテナ装置１１は、図８Ａに示されたＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムで用いられる。アンテナ装置１１は、行列状に配列された複数のパッチアンテナ１２を備える。図８Ａには、アンテナ装置１１を含む高周波フロントエンド回路１０Ａの構成を示す図である。この高周波フロントエンド回路１０Ａは、本実施の形態に係るＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムである。パッチアンテナ１２には、帯域通過型のフィルタ６１ａ、６１ｂおよび６１ｃが接続されている。フィルタ６１ａとパワーアンプ回路８１ａおよびローノイズアンプ回路８２ａとの間には、スイッチ回路７０ａが接続されている。フィルタ６１ｂとパワーアンプ回路８１ｂおよびローノイズアンプ回路８２ｂとの間には、スイッチ回路７０ｂが接続されている。フィルタ６１ｃとパワーアンプ回路８１ｃおよびローノイズアンプ回路８２ｃとの間には、スイッチ回路７０ｃが接続されている。ローノイズアンプ回路８２ａ、８２ｂおよび８２ｃは、ベースバンド信号処理回路９２に接続されている。ベースバンド信号処理回路９２とパワーアンプ回路８１ａとの間には、帯域通過型のフィルタ６２ａおよびミキサ９４ａが接続されている。ベースバンド信号処理回路９２とパワーアンプ回路８１ｂとの間には、帯域通過型のフィルタ６２ｂよびミキサ９４ｂが接続されている。ベースバンド信号処理回路９２とパワーアンプ回路８１ｃとの間には、帯域通過型のフィルタ６２ｃおよびミキサ９４ｃが接続されている。ミキサ９４ａ、９４ｂおよび９４ｃには、ローカルオシレータ９３が接続されている。ローカルオシレータ９３は、ミキサ９４ａ～９４ｃにおいて高い周波数へアップコンバート、低い周波数へダウンコンバートするための基準周波数を、ミキサ９４ａ～９４ｃへ出力する。
　フィルタ６１ａ～６１ｃは、送受信周波数帯域を通過させ、その他の周波数成分を除去する。スイッチ回路７０ａ～７０ｃは、送信信号と受信信号とを切り替える。フィルタ６２ａ～６２ｃは、送信信号の周波数帯域を通過させ、その他の周波数成分を除去する。
　フィルタ６１ａ～６１ｃおよび６２ａ～６２ｃとして、実施の形態１、２およびその変形例に係る誘電体導波管フィルタを用いることができる。
　実施の形態１、２およびその変形例に係る誘電体導波管フィルタは、小型に構成できるので、パッチアンテナ１２に接続されるフィルタ６１ａ～６１ｃを、パッチアンテナ１２が形成される基板の裏面に配置してもよい。これにより、フィルタ６１ａ～６１ｃ付きのパッチアンテナ１２を備えるアンテナ装置１１が構成される。
　本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路１０Ａによれば、フィルタ６１ａ～６１ｃおよび６２ａ～６２ｃにおいて製造工数を低減しつつフィルタ特性のばらつきが抑制されるので、製造コストを低減しつつ高周波特性のばらつきが低減されたＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムを実現することが可能となる。
　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明の実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムについて、実施の形態１、２および変形例を挙げて説明したが、本発明の誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムは、上記実施の形態および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態および変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示の誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムを内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　なお、実施の形態１、２およびその変形例に係る誘電体導波管フィルタは、誘電体導波管デュプレクサまたは誘電体導波管マルチプレクサとしても適用可能である。
　本発明は、低コストおよび小型の誘電体導波管フィルタとして、ミリ波帯移動体通信システムおよびＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムなどの通信機器に広く利用できる。
　１　　実装基板
　２、２Ａ、２Ｂ　　誘電体導波管フィルタ
　１０、１０Ａ　　高周波フロントエンド回路
　１１　　アンテナ装置
　１２　　パッチアンテナ
　２０ａ　　第１共振部
　２０ｂ　　第２共振部
　２０ｃ　　第３共振部
　２１、２２、２３、２４、２４ａ、２４Ｘ、２５、２５ａ、２５Ｘ、２６、２７、２８、２９　　共振器
　３１、３２、３３、３４、３４Ｘ、３５、３６、３７、３８、３９　　スリット
　４１、４２　　線路
　４３　　グランド電極
　５０　　アンテナ素子
　６１、６１ａ、６１ｂ、６１ｃ、６２、６２ａ、６２ｂ、６２ｃ、６３　　フィルタ
　６４　　デュプレクサ
　７０、７０ａ、７０ｂ、７０ｃ、７２　　スイッチ回路
　７１　　サーキュレータ
　７３　　アイソレータ
　８１、８１ａ、８１ｂ、８１ｃ　　パワーアンプ回路
　８２、８２ａ、８２ｂ、８２ｃ　　ローノイズアンプ回路
　９１　　ＲＦ信号処理回路
　９２　　ベースバンド信号処理回路
　９３　　ローカルオシレータ
　９４ａ、９４ｂ、９４ｃ　　ミキサ

Claims (12)

  1. 　１以上の共振器からなる直方体形状の第１共振部と、
    　１以上の共振器からなる直方体形状の第２共振部と、
    　前記第１共振部と前記第２共振部とを接続する、１以上の共振器からなる直方体形状の第３共振部とを備え、
    　前記第１共振部と前記第２共振部と前記第３共振部とは、１つの誘電体ブロックで構成され、
    　前記第１共振部と前記第２共振部とは、前記誘電体ブロックに設けられた第１の溝部を挟んで対向しており、
    　前記第１共振部および前記第２共振部の高周波信号伝搬方向と前記第３共振部の高周波信号伝搬方向とは交差している、
    　誘電体導波管フィルタ。
  2. 　前記第１の溝部の長手方向の一端は開放されており、前記第１の溝部の長手方向の他端は前記第３共振部の外形をなす直方体よりも前記第３共振部の内方まで入り込んでいる、
    　請求項１に記載の誘電体導波管フィルタ。
  3. 　前記第１の溝部の長手方向の他端は、前記第３共振部および前記第１共振部の境界と、前記第３共振部および前記第２共振部の境界とを結ぶ線よりも、前記第３共振部の前記長手方向の幅の１／４以上入り込んでいる、
    　請求項２に記載の誘電体導波管フィルタ。
  4. 　前記第１の溝部の長手方向の他端は、前記第３共振部の外形をなす直方体の表面で終端されている、
    　請求項１に記載の誘電体導波管フィルタ。
  5. 　前記第１共振部および前記第２共振部を構成する前記１以上の共振器のそれぞれは、基本モード（ＴＥ１０１）で共振し、
    　前記第３共振部を構成する前記１以上の共振器のそれぞれは、高調波モード（ＴＥ１０２）で共振する、
    　請求項４に記載の誘電体導波管フィルタ。
  6. 　前記第３共振部は、前記第１の溝部の長手方向の他端が終端された表面と背向する表面に、第２の溝部を有する、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載の誘電体導波管フィルタ。
  7. 　前記第１共振部および前記第２共振部は、前記第１の溝部と接する面と背向する面に、前記１以上の共振器を分割するための分割溝を有する、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の誘電体導波管フィルタ。
  8. 　前記第１共振部および前記第２共振部は、前記第１の溝部と接する面に前記１以上の共振器を分割するための分割溝を有さない、
    　請求項７に記載の誘電体導波管フィルタ。
  9. 　さらに、実装基板を備え、
    　前記実装基板は、表面にグランド導体を有するマイクロストリップライン構造またはコプレーナライン構造の第１入出力線路および第２入出力線路を有し、
    　前記第１共振部は、
    　　前記実装基板と対向する面に形成され、前記第１入出力線路に接続された第１電極と、
    　　外表面に形成された導体膜と、を有し、
    　前記第２共振部は、
    　　前記実装基板と対向する面に形成され、前記第２入出力線路に接続された第２電極と、
    　　外表面に形成された導体膜と、を有する、
    　請求項１～８のいずれか１項に記載の誘電体導波管フィルタ。
  10. 　アンテナ素子に接続された、請求項１～８のいずれか１項に記載の誘電体導波管フィルタと、
    　前記アンテナ素子へ送信する高周波送信信号を増幅する送信増幅回路と、
    　前記アンテナ素子で受信した高周波受信信号を増幅する受信増幅回路と、
    　前記送信増幅回路および前記受信増幅回路と、前記誘電体導波管フィルタとの接続を切り替えるスイッチ回路と、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
  11. 　ＲＦ信号処理回路から出力される高周波送信信号を増幅する送信増幅回路と、
    　高周波受信信号を増幅して前記ＲＦ信号処理回路へ出力する受信増幅回路と、
    　前記ＲＦ信号処理回路と前記送信増幅回路との間、または、前記ＲＦ信号処理回路と前記受信増幅回路との間に配置された、請求項１～８のいずれか１項に記載の誘電体導波管フィルタと、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
  12. 　請求項１～９のいずれか１項に記載の誘電体導波管フィルタと、
    　行列状に配列された複数のパッチアンテナを含むアンテナと、を備える、
    　Ｍａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステム。
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