WO2017203918A1 - 誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびMassive MIMOシステム - Google Patents
誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびMassive MIMOシステム Download PDFInfo
- Publication number
- WO2017203918A1 WO2017203918A1 PCT/JP2017/016272 JP2017016272W WO2017203918A1 WO 2017203918 A1 WO2017203918 A1 WO 2017203918A1 JP 2017016272 W JP2017016272 W JP 2017016272W WO 2017203918 A1 WO2017203918 A1 WO 2017203918A1
- Authority
- WO
- WIPO (PCT)
- Prior art keywords
- resonance
- dielectric waveguide
- waveguide filter
- resonance unit
- resonators
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/207—Hollow waveguide filters
- H01P1/208—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P7/00—Resonators of the waveguide type
- H01P7/10—Dielectric resonators
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
- H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication
- H04B1/56—Circuits using the same frequency for two directions of communication with provision for simultaneous communication in two directions
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/0413—MIMO systems
Definitions
- the present invention relates to a dielectric waveguide filter, a high-frequency front-end circuit, and a Massive MIMO (Multiple Input Multiple Output) system.
- Massive MIMO Multiple Input Multiple Output
- a dielectric waveguide filter that obtains a desired frequency characteristic by coupling a plurality of TE (Transverse Electric) mode dielectric waveguide resonators is used.
- TE Transverse Electric
- Patent Document 1 discloses a configuration of a dielectric waveguide filter having a plurality of blocks in which dielectric resonators are formed.
- an RF signal is transmitted between the plurality of blocks via an internal window (a dielectric opening without a conductor film: also called a slot) provided on each side surface of the plurality of blocks.
- the dielectric waveguide filter is composed of two separate blocks of dielectric material that are coupled together via an internal window.
- the present invention has been made to solve the above-described problems, and includes a dielectric waveguide filter, a high-frequency front-end circuit, and a Massive MIMO system in which variations in filter characteristics are suppressed while reducing the number of manufacturing steps.
- the purpose is to provide.
- a dielectric waveguide filter includes a rectangular parallelepiped first resonance portion including one or more resonators and a rectangular parallelepiped first resonance portion including one or more resonators. And a third rectangular resonator unit comprising one or more resonators connecting the first resonant unit and the second resonant unit, the first resonant unit and the second resonant unit. And the third resonating unit is configured by one dielectric block, and the first resonating unit and the second resonating unit are opposed to each other with a first groove provided in the dielectric block interposed therebetween. The high-frequency signal propagation direction of the first resonance unit and the second resonance unit and the high-frequency signal propagation direction of the third resonance unit intersect each other.
- the first resonance unit, the second resonance unit, and the third resonance unit having one or more dielectric resonators are configured by one dielectric block.
- the high-frequency signal propagation directions of the first resonance unit and the third resonance unit intersect, the high-frequency signal propagation directions of the third resonance unit and the second resonance unit intersect, and the first resonance unit and the second resonance unit face each other. Therefore, the first resonance unit and the second resonance unit are folded back via the third resonance unit. Therefore, the entire dielectric waveguide filter can be reduced in size.
- one end in the longitudinal direction of the first groove is open, and the other end in the longitudinal direction of the first groove is inward of the third resonance part rather than the rectangular parallelepiped that forms the outer shape of the third resonance part. You may go in.
- n-pole (n is the total number of resonators) dielectric resonance filter in which all the resonators of the first resonance unit, the second resonance unit, and the third resonance unit resonate in the fundamental mode (TE101) can be configured. It becomes possible.
- the other end in the longitudinal direction of the first groove portion is more than a line connecting the boundary between the third resonance portion and the first resonance portion and the boundary between the third resonance portion and the second resonance portion.
- the third resonance part may enter a quarter or more of the width in the longitudinal direction.
- the two regions of the third resonance part divided by the first groove part can each function as two or more resonators operating in the fundamental wave mode.
- the other end in the longitudinal direction of the first groove portion may be terminated at the surface of a rectangular parallelepiped that forms the outer shape of the third resonance portion.
- the slit amount can be reduced, the processing time can be shortened, and the strength can be increased.
- Each of the one or more resonators constituting the first resonance unit and the second resonance unit resonates in a fundamental mode (TE101), and each of the one or more resonators constituting the third resonance unit. Each may resonate in the harmonic mode (TE102).
- the Q value of the resonator constituting the third resonance unit can be increased, and the third resonance unit can be resonated in the harmonic mode (TE102). Therefore, compared with the case where all the resonators of the first resonance unit, the second resonance unit, and the third resonance unit are resonated in the fundamental mode (TE101), the filter characteristics are low loss in the pass band and high attenuation in the attenuation band. It is possible to have
- the third resonating part may have a second groove part on the surface opposite to the surface where the other end in the longitudinal direction of the first groove part is terminated.
- n-pole (n is the total number of resonators) dielectric resonance filter in which all the resonators of the first resonance unit, the second resonance unit, and the third resonance unit resonate in the fundamental mode (TE101) can be configured. It becomes possible.
- the first resonance unit and the second resonance unit may have a division groove for dividing the one or more resonators on a surface opposite to a surface in contact with the first groove unit.
- the split grooves are formed on the outer surfaces of the first and second resonant portions that are not in contact with the first groove portions, the configuration of the split grooves and the manufacturing process can be simplified.
- first resonance unit and the second resonance unit may not have a dividing groove for dividing the one or more resonators on a surface in contact with the first groove unit.
- the dividing grooves are not formed on the inner surfaces of the first resonance part and the second resonance part in contact with the first groove part, the structure of the dividing groove and the manufacturing process can be simplified.
- the mounting board further includes a first input / output line and a second input / output line having a microstrip line structure or a coplanar line structure having a ground conductor on a surface thereof.
- a first electrode connected to the first input / output line, and a conductor film formed on an outer surface, wherein the second resonating portion is mounted on the mounting substrate.
- the high-frequency input signal input to the dielectric waveguide filter and the high-frequency output signal output from the dielectric waveguide filter are low loss even when the frequency is increased to the millimeter wave band. Can propagate.
- One embodiment of the present invention is the above-described dielectric waveguide filter connected to an antenna element, a transmission amplifier circuit that amplifies a high-frequency transmission signal transmitted to the antenna element, and a high-frequency signal received by the antenna element. It may be a high-frequency front-end circuit including a reception amplification circuit that amplifies a reception signal, a transmission amplification circuit, the reception amplification circuit, and a switch circuit that switches connection between the dielectric waveguide filter.
- One embodiment of the present invention includes a transmission amplifier circuit that amplifies a high-frequency transmission signal output from an RF signal processing circuit, a reception amplifier circuit that amplifies a high-frequency reception signal and outputs the amplified signal to the RF signal processing circuit, and the RF A dielectric waveguide filter as described above, disposed between a signal processing circuit and the transmission amplifier circuit, or between the RF signal processing circuit and the reception amplifier circuit. There may be.
- one embodiment of the present invention may be a Massive MIMO system including the above-described dielectric waveguide filter and an antenna including a plurality of patch antennas arranged in a matrix.
- the present invention it is possible to provide a dielectric waveguide filter, a high-frequency front-end circuit, and a Massive MIMO system in which variations in filter characteristics are suppressed while reducing manufacturing steps.
- FIG. 1 is an external perspective view showing a mounted state of the dielectric waveguide filter according to the first embodiment.
- FIG. 2 is a four-sided external view of the dielectric waveguide filter according to the first embodiment.
- FIG. 3 is a graph showing the filter characteristics of the dielectric waveguide filter according to the first embodiment.
- FIG. 4 is a four-sided external view of the dielectric waveguide filter according to the second embodiment.
- FIG. 5 is a four-sided external view of a dielectric waveguide filter according to a modification of the second embodiment.
- FIG. 6A is a diagram illustrating the shape of the coupling window of the dielectric waveguide filter.
- FIG. 6B is a diagram illustrating the slit shape of the dielectric waveguide filter.
- FIG. 7A is a circuit diagram showing a high-frequency front-end circuit and its peripheral circuits according to Embodiment 3.
- FIG. 7B is a circuit diagram showing a high-frequency front end circuit according to Modification 1 of Embodiment 3.
- FIG. 7C is a circuit diagram showing a high-frequency front end circuit according to Modification 2 of Embodiment 3.
- FIG. 8A is a circuit diagram showing a Massive MIMO system according to Embodiment 4.
- FIG. 8B is a plan view of the antenna device of the Massive MIMO system according to Embodiment 4.
- FIG. 1 is an external perspective view showing a mounted state of the dielectric waveguide filter 2 according to the first embodiment.
- a mounting substrate 1 and a dielectric waveguide filter 2 mounted on the mounting substrate 1 are shown.
- FIG. 2 is a four-sided external view of the dielectric waveguide filter 2 according to the first embodiment.
- the mounting substrate 1 has, on the first main surface, lines 41 (first input / output lines) and 42 (second input / output lines) constituting a microstrip structure, and a ground electrode 43 surrounding the lines 41 and 42. ing.
- the mounting substrate 1 also has a ground electrode on the second main surface (back surface) facing away from the first main surface.
- the line provided on the mounting substrate 1 is not limited to the microstrip structure, and may be a coplanar structure, for example.
- the dielectric waveguide filter 2 includes a rectangular parallelepiped first resonance portion 20a composed of one or more resonators 21, 22, and 23 and a rectangular parallelepiped second composed of one or more resonators 26, 27, and 28.
- a resonance part 20b and a rectangular parallelepiped third resonance part 20c including one or more resonators 24 and 25 are provided.
- the 1st resonance part 20a, the 2nd resonance part 20b, and the 3rd resonance part 20c are each defined as a rectangular parallelepiped shape when not considering fine unevenness
- the first resonating unit 20 a has a first electrode (not shown) that is formed on a surface (bottom surface in the Z-axis direction) facing the first main surface of the mounting substrate 1 and connected to the line 41.
- a conductor film is formed on the outer surface of the first resonating unit 20a so as to cover the outer surface.
- the second resonating unit 20b has a second electrode (not shown) formed on the surface (bottom surface in the Z-axis direction) facing the first main surface of the mounting substrate 1 and connected to the line 42.
- a conductor film is formed on the outer surface of the second resonating unit 20b so as to cover the outer surface.
- a conductor film is formed on the outer surface of the third resonance unit 20c so as to cover the outer surface.
- the dielectric waveguide filter 2 is connected to an external device via lines 41 and 42 on the mounting substrate 1.
- the first resonance unit 20a, the second resonance unit 20b, and the third resonance unit 20c are one dielectric block. It consists of Further, the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20b are opposed to each other with a slit 34 (first groove) provided in the dielectric block interposed therebetween.
- the third resonance unit 20c connects the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20b.
- the high-frequency signal propagation direction (X-axis direction) of the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20b intersects the high-frequency signal propagation direction (Y-axis direction) of the third resonance unit 20c.
- the manufacturing process of the dielectric waveguide filter 2 it is not necessary to join two separated dielectric blocks to each other between the coupling windows (slots). Occurrence of characteristic variations can be avoided. In addition, since the process of joining the two dielectric blocks with high accuracy is unnecessary, the number of manufacturing steps can be reduced and the manufacturing cost can be reduced. Also, the high-frequency signal propagation directions of the first resonance unit 20a and the third resonance unit 20c intersect, the high-frequency signal propagation directions of the third resonance unit 20c and the second resonance unit 20b intersect, and the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20a Since the resonance part 20b is opposed to each other, the first resonance part 20a and the second resonance part 20b are folded back via the third resonance part 20c. Therefore, the entire dielectric waveguide filter 2 can be reduced in size.
- one end of the slit 34 in the longitudinal direction (X-axis direction) is open, and the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) is the third resonance unit. It is terminated at 20c.
- the first resonating unit 20 a does not have a slit (dividing groove) for dividing the resonators 21, 22, 23, and 24 on the surface in contact with the slit 34, and faces away from the surface in contact with the slit 34.
- the surface has slits 31, 32, and 33.
- the second resonating portion 20b does not have a slit (dividing groove) for dividing the resonators 26, 27, 28, and 25 on the surface in contact with the slit 34, and is on the surface facing away from the surface in contact with the slit 34.
- Slits 36, 37 and 35 are provided.
- slits for dividing the resonators are not formed on the top and bottom surfaces in the Z-axis direction of the dielectric block constituting the dielectric waveguide filter 2.
- the slits 31 to 37 for dividing the resonators are provided on one side of the first resonance unit 20a, the second resonance unit 20b, and the third resonance unit 20c, not on both sides facing each other. . Therefore, the shape of the dielectric block and the slit forming process can be simplified.
- the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 34 is the third resonator 20c rather than the rectangular parallelepiped that forms the outer shape of the third resonator 20c. It goes into the inside. More specifically, in FIG. 2, the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 34 is the intersection of the slit 34 and the line connecting the slits 33 and 35, and the X-axis direction of the third resonance unit 20 c. 1 or more (S 33 in FIG. 2).
- the resonators 24 and 25 of the third resonating unit 20c function as resonators that resonate in the fundamental mode (TE101).
- the dielectric waveguide filter 2 constitutes an 8-pole dielectric resonance filter in which each of the resonators 21 to 28 resonates in the fundamental mode (TE101).
- FIG. 3 is a graph showing the filter characteristics of the dielectric waveguide filter 2 according to the first embodiment.
- the filter characteristics of the dielectric waveguide filter 2 are as follows: (1) Insertion loss of 27.0 GHz to 29.0 GHz is 2 dB or less, (2) Specifications with a return loss of 27.0 GHz to 29.0 GHz of 15 dB or less, (3) attenuation of 24.175 GHz to 26.175 GHz of 20 dB or more, and (4) attenuation of 29.825 GHz to 31.825 GHz of 20 dB or more.
- the dielectric waveguide filter 2 has a low loss in the pass band (27.0 GHz to 29.0 GHz) and an attenuation band (24.175 GHz to 26.175 GHz and 29.825 GHz to 31.825 GHz). ) And a steepness between the passband and the attenuation band are secured.
- the boundaries of the first resonance unit 20a, the second resonance unit 20b, and the third resonance unit 20c are configured by continuous dielectric blocks.
- the current density at the boundary can be dispersed and the current density can be reduced. As a result, it is possible to obtain the low-loss filter characteristics as described above.
- the third resonance unit 20c operates in the fundamental mode (TE101).
- TE102 harmonic mode
- FIG. 4 is a four-sided external view of the dielectric waveguide filter 2A according to the second embodiment. Note that the mounting form of the dielectric waveguide filter 2A according to the present embodiment is the same as the mounting form of the dielectric waveguide filter 2 described in FIG.
- the dielectric waveguide filter 2A includes a rectangular parallelepiped first resonance portion 20a including one or more resonators 21, 22, and 23, and a rectangular parallelepiped second including one or more resonators 26, 27, and 28.
- a resonance unit 20 b and a rectangular parallelepiped third resonance unit 20 c including the resonator 29 are provided.
- the first resonating unit 20 a has a first electrode (not shown) that is formed on a surface (bottom surface in the Z-axis direction) facing the first main surface of the mounting substrate 1 and connected to the line 41.
- a conductor film is formed on the outer surface of the first resonating unit 20a so as to cover the outer surface.
- the second resonating unit 20b has a second electrode (not shown) formed on the surface (bottom surface in the Z-axis direction) facing the first main surface of the mounting substrate 1 and connected to the line 42.
- a conductor film is formed on the outer surface of the second resonating unit 20b so as to cover the outer surface.
- a conductor film is formed on the outer surface of the third resonance unit 20c so as to cover the outer surface.
- the first resonance unit 20a, the second resonance unit 20b, and the third resonance unit 20c are one dielectric block. It consists of
- the first resonance part 20a and the second resonance part 20b are opposed to each other with a slit 38 (first groove part) provided in the dielectric block interposed therebetween.
- the third resonance unit 20c connects the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20b.
- the high-frequency signal propagation direction (X-axis direction) of the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20b intersects the high-frequency signal propagation direction (Y-axis direction) of the third resonance unit 20c.
- the filter is caused by the positional deviation and the gap between the coupling windows. Occurrence of characteristic variations can be avoided.
- the process of joining the two dielectric blocks with high accuracy is unnecessary, the number of manufacturing steps can be reduced and the manufacturing cost can be reduced.
- the high-frequency signal propagation directions of the first resonance unit 20a and the third resonance unit 20c intersect, the high-frequency signal propagation directions of the third resonance unit 20c and the second resonance unit 20b intersect, and the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20a Since the resonance part 20b is opposed to each other, the first resonance part 20a and the second resonance part 20b are folded back via the third resonance part 20c. Therefore, the entire dielectric waveguide filter 2A can be reduced in size.
- one end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 38 is open, and the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) is the third resonance unit. It is terminated at 20c.
- the first resonating unit 20 a does not have a slit (dividing groove) for dividing the resonators 21, 22, 23, and 29 on the surface in contact with the slit 38, and faces away from the surface in contact with the slit 38.
- the surface has slits 31, 32, and 33.
- the second resonating unit 20b does not have a slit (dividing groove) for dividing the resonators 26, 27, 28, and 29 on the surface in contact with the slit 38, and is on the surface opposite to the surface in contact with the slit 38. Slits 36, 37 and 35 are provided.
- slits for dividing each resonator are not formed on the top and bottom surfaces in the Z-axis direction of the dielectric block constituting the dielectric waveguide filter 2A.
- the slits 31 to 33 and 35 to 38 for dividing the resonators are formed on one side of the first resonance unit 20a, the second resonance unit 20b, and the third resonance unit 20c, not on both sides facing each other. Is provided. Therefore, the shape of the dielectric block and the slit forming process can be simplified.
- the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 38 is terminated at the surface of a rectangular parallelepiped that forms the outer shape of the third resonance unit 20c. .
- the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 38 does not enter the inside of the third resonance unit 20c rather than the rectangular parallelepiped that forms the outer shape of the third resonance unit 20c.
- the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 38 is terminated on a line connecting the slits 33 and 35, and the X-axis from the line connecting the slits 33 and 35. It does not enter in the positive direction.
- the resonator 29 of the third resonance unit 20c is a resonator that resonates in the harmonic mode (TE102).
- the dielectric waveguide filter 2A is a dielectric resonance filter in which each of the resonators 21 to 23 and 26 to 28 resonates in the fundamental mode (TE101), and the resonator 29 resonates in the harmonic mode (TE102).
- the boundaries of the first resonance unit 20a, the second resonance unit 20b, and the third resonance unit 20c are configured by continuous dielectric blocks.
- the current density at the boundary can be dispersed and the current density can be reduced. As a result, low loss filter characteristics can be obtained.
- the third resonance unit 20c functions as a resonator of the harmonic mode (TE102), and therefore the third resonance unit 20c is the fundamental mode (TE101). Compared with the case of functioning as a resonator, the Q value of the resonator can be improved. Therefore, compared with the dielectric waveguide filter 2 according to the first embodiment, it is possible to obtain filter characteristics with lower loss and higher attenuation.
- the machine of the third resonance unit 20c which is a connection body between the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20b.
- the mechanical strength is improved, and the mechanical strength of the entire dielectric waveguide filter 2A is improved.
- FIG. 5 is a four-sided external view of a dielectric waveguide filter 2B according to a modification of the second embodiment.
- the dielectric waveguide filter 2B shown in the figure has a surface opposite to the surface in contact with the slit 38 of the third resonance unit 20c, as compared with the dielectric waveguide filter 2A according to the second embodiment.
- the configuration is different in that a slit 39 is newly provided.
- the description of the same configuration as that of the dielectric waveguide filter 2A according to the second embodiment will be omitted, and a description will be given focusing on a different configuration.
- the dielectric waveguide filter 2B includes a rectangular parallelepiped first resonator 20a including one or more resonators 21, 22, and 23 and a rectangular parallelepiped second including one or more resonators 26, 27, and 28.
- a resonance part 20b and a rectangular parallelepiped third resonance part 20c including resonators 24a and 25a are provided.
- the first resonance part 20a and the second resonance part 20b are opposed to each other with a slit 38 (first groove part) provided in the dielectric block interposed therebetween.
- the third resonance unit 20c connects the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20b.
- the high-frequency signal propagation direction (X-axis direction) of the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20b intersects the high-frequency signal propagation direction (Y-axis direction) of the third resonance unit 20c.
- the filter is caused by the positional deviation and the gap between the coupling windows. Occurrence of characteristic variations can be avoided.
- the process of joining the two dielectric blocks with high accuracy is unnecessary, the number of manufacturing steps can be reduced and the manufacturing cost can be reduced.
- the high-frequency signal propagation directions of the first resonance unit 20a and the third resonance unit 20c intersect, the high-frequency signal propagation directions of the third resonance unit 20c and the second resonance unit 20b intersect, and the first resonance unit 20a and the second resonance unit 20a Since the resonance part 20b is opposed to each other, the first resonance part 20a and the second resonance part 20b are folded back via the third resonance part 20c. Therefore, the entire dielectric waveguide filter 2B can be reduced in size.
- one end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 38 is open, and the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) is the third resonance unit. It is terminated at 20c.
- a slit 39 is formed on the surface facing away from the surface with which one end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 38 is in contact.
- One end of the slit 39 in the longitudinal direction (X-axis direction) is terminated at the third resonating unit 20c, and the other end in the longitudinal direction (X-axis direction) is open.
- one end of the slit 39 in the longitudinal direction (X-axis direction) is within the third resonance unit 20c than the rectangular parallelepiped that forms the outer shape of the third resonance unit 20c. It has entered into the direction. More specifically, in FIG. 5, one end in the longitudinal direction (X-axis direction) of the slit 39 is 1 of the width in the X-axis direction of the third resonating unit 20 c from the rectangular parallelepiped surface forming the outer shape of the third resonating unit 20 c. / 4 or more.
- the resonators 24a and 25a of the third resonating unit 20c function as resonators that resonate in the fundamental mode (TE101).
- the dielectric waveguide filter 2B constitutes an 8-pole dielectric resonance filter in which each of the resonators 21 to 23, 26 to 28, and 24a and 25a resonates in the fundamental mode (TE101).
- the boundaries of the first resonance unit 20a, the second resonance unit 20b, and the third resonance unit 20c are configured by continuous dielectric blocks.
- the current density at the boundary can be dispersed and the current density can be reduced. As a result, low loss filter characteristics can be obtained.
- FIG. 6A is a diagram for explaining the shape of the coupling window of the dielectric waveguide filter according to the comparative example.
- FIG. 6B is a diagram illustrating the slit shape of the dielectric waveguide filter.
- 6A shows an external perspective view (analysis model) of the resonators 24X and 25X configured by two different dielectric blocks.
- 6B shows an external perspective view (analysis model) of the resonators 24X and 25X configured by one dielectric block and the slit 34X for dividing the resonators 24X and 25X.
- the resonators 24X and 25X are portions corresponding to the third resonance unit 20c of the dielectric waveguide filter according to the present embodiment.
- the resonators 24X and 25X are coupled via the coupling window W1. That is, the coupling window W1 is a region where there is no conductor film formed on the outer surface of the dielectric block, and has a gap D when joining the resonators 24X and 25X as shown in the lower part of FIG. 6A. ing.
- Table 1 shows the results of obtaining the resonance characteristics when the height H and the gap D of the coupling window W1 are changed using the above analysis software.
- the dimensions of the resonators 24X and 25X are 3.15 mm (X-axis direction) ⁇ 3.4 mm (Y-axis direction) ⁇ 1.5 mm (Z-axis direction), respectively.
- Comparative Example 2 compared with Comparative Example 1, the height H of the coupling window W1 is maximized except for the thickness of the conductor film.
- Example 1 has the configuration of the third resonance unit 20c of the dielectric waveguide filter 2 according to Embodiment 1, and a continuous dielectric block corresponding to the area of the coupling window W1 of Comparative Example 2 is used. (W2), the gap D is 0 and the height H may be utilized to the maximum.
- Comparative Example 1 and Comparative Example 2 although the size of the coupling window of the resonator 24X is different from the size of the coupling window of the resonator 25X, Table 1 shows the height H of the resonator 25X having a small coupling window. ing. It is the smaller window that determines the coupling state between the resonators 24X and 25X, and the larger one is for preventing junction variation.
- the third resonator 20c is configured by one dielectric block as in the dielectric waveguide filter 2 according to the first embodiment, and the resonator 24 and the slit 24 extending in the X-axis direction are formed.
- the Q value of the resonators 24 and 25 can be improved by adjusting the coupling of 25 and providing a configuration in which slits are not provided on the top and bottom surfaces in the Z-axis direction.
- Example 1 corresponds to the dielectric waveguide filter 2 according to the first embodiment
- Example 2 has a configuration corresponding to the dielectric waveguide filter 2A according to the second embodiment. Yes.
- Table 2 shows the results of obtaining the resonance characteristics with and without the slit using the analysis software.
- the slit length (1.62 mm) of the slit 34X is 1 ⁇ 4 or more of the X-axis direction dimension (3.4 mm) of the resonators 24X and 25X, and the resonators 24X and 25X each have a fundamental mode. (TE101).
- Example 2 From the comparison of the Q values of Example 1 and Example 2 in Table 2, the Q value is higher in Example 2 where the slit 34X is not provided, and in particular, the Q value is higher in the harmonic mode (TE102). You can see that it is higher.
- FIG. 7A is a circuit diagram showing the high-frequency front-end circuit 10 and its peripheral circuits according to the third embodiment.
- a high frequency front end circuit 10 an antenna element 50, an RF signal processing circuit 91, and a baseband signal processing circuit 92 are shown.
- the high frequency front end circuit 10 includes filters 61, 62 and 63, a switch circuit 70, a power amplifier circuit 81, and a low noise amplifier circuit 82.
- the power amplifier circuit 81 is a transmission amplifier circuit that amplifies the high-frequency transmission signal output from the RF signal processing circuit 91 and outputs the amplified signal to the antenna element 50 via the switch circuit 70 and the filter 61.
- the low noise amplifier circuit 82 is a reception amplification circuit that amplifies a high frequency signal that has passed through the antenna element 50, the filter 61, and the switch circuit 70 and outputs the amplified signal to the RF signal processing circuit 91.
- the filter 61 is an antenna filter that is connected to the antenna element 50 and selectively allows high-frequency signals in the transmission band and the reception band to pass therethrough, for example.
- the filter 62 is an interstage filter that is disposed between the power amplifier circuit 81 and the RF signal processing circuit 91 and selectively passes high-frequency signals in the transmission band.
- the filter 63 is an interstage filter that is disposed between the low-noise amplifier circuit 82 and the RF signal processing circuit 91 and selectively passes a high-frequency signal in the reception band.
- the switch circuit 70 is a switch that switches connection between the antenna element 50 and the transmission signal path and the reception signal path.
- the RF signal processing circuit 91 performs signal processing on the high-frequency reception signal input from the antenna element 50 via the reception signal path by down-conversion or the like, and the received signal generated by the signal processing is a baseband signal processing circuit 92. Output to.
- the RF signal processing circuit 91 is, for example, an RFIC (Radio Frequency Integrated Circuit). Further, the RF signal processing circuit 91 performs signal processing on the transmission signal input from the baseband signal processing circuit 92 by up-conversion or the like, and outputs the high-frequency transmission signal generated by the signal processing to the power amplifier circuit 81.
- the signal processed by the baseband signal processing circuit 92 is used, for example, for displaying an image as an image signal or for calling as an audio signal.
- the high-frequency front-end circuit 10 may include other circuit elements between the filters 61, 62, and 63, the switch circuit 70, the power amplifier circuit 81, and the low-noise amplifier circuit 82.
- the dielectric waveguide filters shown in the first and second embodiments and the modifications thereof can be used as the filters 61, 62, and 63.
- FIG. 7B is a circuit diagram showing a high-frequency front-end circuit 10B according to Modification 1 of Embodiment 3.
- the high-frequency front end circuit 10B includes filters 61, 62, and 63, a power amplifier circuit 81, a low noise amplifier circuit 82, a circulator 71, and a switch circuit 72.
- the high-frequency front end circuit 10B according to this modification is different from the high-frequency front end circuit 10 in the configuration for switching between the transmission signal path and the reception signal path.
- the description of the same configuration as that of the high-frequency front end circuit 10 will be omitted, and a description will be given focusing on different configurations.
- the circulator 71 has an antenna side terminal, a transmission side terminal, and a reception side terminal. During reception, the circulator 71 selectively propagates a reception signal from the antenna element 50 to the reception signal path, and during transmission, the antenna element 50 is transmitted from the transmission signal path. This is a circuit element that selectively propagates a transmission signal to.
- the switch circuit 72 is a switch for switching the connection between the circulator 71 and the reception signal path.
- the receiving side terminal of the circulator 71 is terminated with a terminating resistor (50 ⁇ ).
- the reception side terminal of the circulator 71 is connected to the low noise amplifier circuit 82.
- the high frequency front end circuit 10B is applied as a time division duplex front end circuit.
- the dielectric waveguide filters shown in the first and second embodiments and the modification can be used as the filters 61, 62, and 63.
- FIG. 7C is a circuit diagram showing a high-frequency front-end circuit 10C according to the second modification of the third embodiment.
- the high frequency front end circuit 10 ⁇ / b> C includes a duplexer 64, filters 62 and 63, a power amplifier circuit 81, a low noise amplifier circuit 82, and an isolator 73.
- the high-frequency front end circuit 10C according to the present modification is different from the high-frequency front end circuit 10 in the configuration for switching the transmission signal path and the reception signal path.
- the description of the same configuration as that of the high-frequency front end circuit 10 will be omitted, and a description will be given focusing on different configurations.
- the duplexer 64 has an antenna terminal, a transmission side terminal, and a reception side terminal, has a transmission filter between the antenna terminal and the transmission side terminal, and has a reception filter between the antenna terminal and the reception side terminal. Have.
- the isolator 73 is a circuit element that is disposed between the transmission-side terminal of the duplexer 64 and the power amplifier circuit 81 and propagates a transmission signal in one direction from the power amplifier circuit 81 to the duplexer 64.
- the isolator 73 can be realized, for example, by terminating one terminal among the three terminals of the circulator by 50 ⁇ .
- the high frequency front end circuit 10C is applied as a front end circuit of a frequency division duplex system.
- the dielectric waveguide shown in the first and second embodiments and the modification is used as the transmission-side filter and the reception-side filter of the duplexer 64 and the filters 62 and 63.
- a tube filter can be used.
- the phantom cell is a network configuration that separates a control signal for ensuring communication stability between a macro cell in a low frequency band and a small cell in a high frequency band and a data signal that is a target of high-speed data communication.
- Each phantom cell is provided with a Massive MIMO antenna device.
- the Massive MIMO system is a technique for improving transmission quality in a millimeter wave band or the like, and controls the directivity of the antenna element by controlling a signal transmitted from each antenna element.
- the Massive MIMO system uses a large number of antenna elements, and therefore can generate a sharp directional beam.
- By increasing the directivity of the beam it is possible to fly radio waves to some extent even in a high frequency band, and it is possible to reduce the interference between cells and increase the frequency utilization efficiency.
- FIG. 8A is a circuit diagram showing a Massive MIMO system according to Embodiment 4.
- FIG. 8B is a plan view of the antenna device of the Massive MIMO system according to Embodiment 4.
- FIG. 8B is used in the Massive MIMO system shown in FIG. 8A.
- the antenna device 11 includes a plurality of patch antennas 12 arranged in a matrix.
- FIG. 8A is a diagram illustrating a configuration of a high-frequency front-end circuit 10A including the antenna device 11.
- This high-frequency front-end circuit 10A is a Massive MIMO system according to the present embodiment.
- Band-pass filters 61 a, 61 b and 61 c are connected to the patch antenna 12.
- a switch circuit 70a is connected between the filter 61a, the power amplifier circuit 81a, and the low noise amplifier circuit 82a.
- a switch circuit 70b is connected between the filter 61b, the power amplifier circuit 81b, and the low noise amplifier circuit 82b.
- a switch circuit 70c is connected between the filter 61c and the power amplifier circuit 81c and the low noise amplifier circuit 82c.
- the low noise amplifier circuits 82a, 82b and 82c are connected to the baseband signal processing circuit 92.
- a band-pass filter 62a and a mixer 94a are connected between the baseband signal processing circuit 92 and the power amplifier circuit 81a.
- a band-pass filter 62b and a mixer 94b are connected between the baseband signal processing circuit 92 and the power amplifier circuit 81b.
- a band pass filter 62c and a mixer 94c are connected between the baseband signal processing circuit 92 and the power amplifier circuit 81c.
- a local oscillator 93 is connected to the mixers 94a, 94b and 94c. The local oscillator 93 outputs a reference frequency for up-conversion to a high frequency and down-conversion to a low frequency in the mixers 94a to 94c to the mixers 94a to 94c
- Filters 61a to 61c pass the transmission / reception frequency band and remove other frequency components.
- the switch circuits 70a to 70c switch between a transmission signal and a reception signal.
- the filters 62a to 62c pass the frequency band of the transmission signal and remove other frequency components.
- the dielectric waveguide filters according to the first and second embodiments and modifications thereof can be used.
- the filters 61a to 61c connected to the patch antenna 12 are arranged on the back surface of the substrate on which the patch antenna 12 is formed. You may arrange. Thereby, the antenna device 11 including the patch antenna 12 with the filters 61a to 61c is configured.
- the filter 61a to 61c and 62a to 62c can suppress the variation in filter characteristics while reducing the number of manufacturing steps, and thus the variation in the high-frequency characteristics while reducing the manufacturing cost. It becomes possible to realize a Massive MIMO system in which is reduced.
- the dielectric waveguide filter, the high-frequency front-end circuit, and the Massive MIMO system according to the embodiments of the present invention have been described with reference to the first and second embodiments and the modifications.
- the tube filter, the high-frequency front-end circuit, and the Massive MIMO system are not limited to the above-described embodiments and modifications.
- the present invention includes modifications obtained and various devices incorporating the dielectric waveguide filter of the present disclosure, a high-frequency front-end circuit, and a Massive MIMO system.
- dielectric waveguide filter according to the first and second embodiments and the modifications thereof can also be applied as a dielectric waveguide duplexer or a dielectric waveguide multiplexer.
- the present invention can be widely used as a low-cost and small-sized dielectric waveguide filter in communication devices such as a millimeter wave band mobile communication system and a Massive MIMO system.
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
誘電体導波管フィルタ(2)は、1以上の共振器からなる直方体形状の第1共振部(20a)と、1以上の共振器からなる直方体形状の第2共振部(20b)と、第1共振部(20a)と第2共振部(20b)とを接続する1以上の共振器からなる直方体形状の第3共振部(20c)とを備え、第1共振部(20a)と第2共振部(20b)と第3共振部(20c)とは、1つの誘電体ブロックで構成され、第1共振部(20a)と第2共振部(20b)とは、誘電体ブロックに設けられたスリット(34)を挟んで対向しており、第1共振部(20a)および第2共振部(20b)の高周波信号伝搬方向と第3共振部(20c)の高周波信号伝搬方向とは交差している。
Description
本発明は、誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびMassive MIMO(Multiple Input Multiple Output)システムに関する。
TE(Transverse Electric)モードの誘電体導波管共振器を複数結合して、所望の周波数特性を得る誘電体導波管フィルタが用いられている。
特許文献1には、誘電体共振器が形成されたブロックを複数有する誘電体導波管フィルタの構成が開示されている。この誘電体導波管フィルタでは、複数のブロックのそれぞれの側面に設けられた内部窓(導体膜のない誘電体開口部:スロットとも呼ぶ)を経由してRF信号が当該複数のブロック間を伝送する。つまり、上記誘電体導波管フィルタは、内部窓を介して相互に結合された、2つの分離した誘電体材料のブロックで構成されている。
しかしながら、特許文献1に記載された誘電体導波管フィルタでは、内部窓に電流が集中するため当該内部窓の電流密度が高くなり信号伝送ロスが増加してしまう。また、2つの分離した誘電体ブロックを接合する必要があるため、内部窓同士の位置ずれおよび隙間が発生し、フィルタ特性のばらつきが大きくなる。また、誘電体ブロックの接合精度を高めるには、接着工程および組み立て工程などが複雑となるため工数が多くなり、製造コストが上がってしまう。
そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、製造工数を低減しつつフィルタ特性のばらつきが抑制された誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびMassive MIMOシステムを提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る誘電体導波管フィルタは、1以上の共振器からなる直方体形状の第1共振部と、1以上の共振器からなる直方体形状の第2共振部と、前記第1共振部と前記第2共振部とを接続する、1以上の共振器からなる直方体形状の第3共振部とを備え、前記第1共振部と前記第2共振部と前記第3共振部とは、1つの誘電体ブロックで構成され、前記第1共振部と前記第2共振部とは、前記誘電体ブロックに設けられた第1の溝部を挟んで対向しており、前記第1共振部および前記第2共振部の高周波信号伝搬方向と前記第3共振部の高周波信号伝搬方向とは交差している。
上記構成によれば、1以上の誘電体共振器を有する第1共振部、第2共振部、および第3共振部は、1つの誘電体ブロックで構成されている。これにより、誘電体導波管フィルタの製造工程において、2つの分離した誘電体ブロックを結合させる結合窓(特許文献1に記載された内部窓に相当、スロットとも呼ぶ)同士を接合する必要がないので、結合窓同士の位置ずれおよび隙間に起因したフィルタ特性のばらつきの発生を回避できる。また、2つの誘電体ブロックを高精度に接合する工程が不要であるので、製造工数を削減でき製造コストを低減できる。また、第1共振部および第3共振部の高周波信号伝搬方向が交差し、第3共振部および第2共振部の高周波信号伝搬方向が交差し、第1共振部と第2共振部とが対向していることから、第1共振部と第2共振部とは、第3共振部を介して折り返された構造となっている。よって、誘電体導波管フィルタ全体を小型化できる。
また、前記第1の溝部の長手方向の一端は開放されており、前記第1の溝部の長手方向の他端は前記第3共振部の外形をなす直方体よりも前記第3共振部の内方まで入り込んでいてもよい。
これにより、第1共振部および第2共振部を構成する各共振器だけでなく、第3共振部を構成する共振器も基本モード(TE101)で共振することが可能となる。よって、第1共振部、第2共振部および第3共振部の全ての共振器が基本モード(TE101)で共振するnポール(nは共振器の総数)の誘電体共振フィルタを構成することが可能となる。
また、前記第1の溝部の長手方向の他端は、前記第3共振部および前記第1共振部の境界と、前記第3共振部および前記第2共振部の境界とを結ぶ線よりも、前記第3共振部の前記長手方向の幅の1/4以上入り込んでいてもよい。
これにより、第1の溝部で分割された第3共振部の2領域が、それぞれ、基本波モードで動作する2以上の共振器として機能することが可能となる。
また、前記第1の溝部の長手方向の他端は、前記第3共振部の外形をなす直方体の表面で終端されていてもよい。
これにより、第3共振部を高調波モード(TE102)で共振させることが可能となる。加えて、スリット量を減らし、加工時間を短縮できるとともに、強度をアップすることができる。
また、前記第1共振部および前記第2共振部を構成する前記1以上の共振器のそれぞれは、基本モード(TE101)で共振し、前記第3共振部を構成する前記1以上の共振器のそれぞれは、高調波モード(TE102)で共振してもよい。
これにより、第3共振部を構成する共振器のQ値を高めることができ、第3共振部を高調波モード(TE102)で共振させることが可能となる。そのため、第1共振部、第2共振部および第3共振部の全ての共振器を基本モード(TE101)で共振させる場合と比較して、通過帯域における低損失および減衰帯域における高減衰のフィルタ特性を有することが可能となる。
また、前記第3共振部は、前記第1の溝部の長手方向の他端が終端された表面と背向する表面に、第2の溝部を有してもよい。
これにより、第1共振部および第2共振部を構成する各共振器だけでなく、第3共振部を構成する共振器も基本モード(TE101)で共振することが可能となる。よって、第1共振部、第2共振部および第3共振部の全ての共振器が基本モード(TE101)で共振するnポール(nは共振器の総数)の誘電体共振フィルタを構成することが可能となる。
また、前記第1共振部および前記第2共振部は、前記第1の溝部と接する面と背向する面に、前記1以上の共振器を分割するための分割溝を有してもよい。
これにより、第1の溝部と接しない第1共振部および第2共振部の外方面に分割溝が形成されるので、分割溝の構成および製造工程を簡素化できる。
また、前記第1共振部および前記第2共振部は、前記第1の溝部と接する面に前記1以上の共振器を分割するための分割溝を有さなくてもよい。
これにより、第1の溝部と接する第1共振部および第2共振部の内方面に分割溝が形成されないので、分割溝の構成および製造工程を簡素化できる。
また、さらに、実装基板を備え、前記実装基板は、表面にグランド導体を有するマイクロストリップライン構造またはコプレーナライン構造の第1入出力線路および第2入出力線路を有し、前記第1共振部は、前記実装基板と対向する面に形成され、前記第1入出力線路に接続された第1電極と、外表面に形成された導体膜と、を有し、前記第2共振部は、前記実装基板と対向する面に形成され、前記第2入出力線路に接続された第2電極と、外表面に形成された導体膜と、を有してもよい。
これにより、誘電体導波管フィルタへ入力される高周波入力信号、および、誘電体導波管フィルタから出力される高周波出力信号を、ミリ波帯へと高周波化された場合であっても低損失で伝搬できる。
また、本発明の一態様は、アンテナ素子に接続された上記記載の誘電体導波管フィルタと、前記アンテナ素子へ送信する高周波送信信号を増幅する送信増幅回路と、前記アンテナ素子で受信した高周波受信信号を増幅する受信増幅回路と、前記送信増幅回路および前記受信増幅回路と、前記誘電体導波管フィルタとの接続を切り替えるスイッチ回路と、を備える高周波フロントエンド回路であってもよい。
上記構成によれば、アンテナフィルタの製造工数を低減しつつフィルタ特性のばらつきが抑制されるので、製造コストを低減しつつ高周波特性のばらつきが低減された高周波フロントエンド回路を実現することが可能となる。
また、本発明の一態様は、RF信号処理回路から出力される高周波送信信号を増幅する送信増幅回路と、高周波受信信号を増幅して前記RF信号処理回路へ出力する受信増幅回路と、前記RF信号処理回路と前記送信増幅回路との間、または、前記RF信号処理回路と前記受信増幅回路との間に配置された、上記記載の誘電体導波管フィルタと、を備える高周波フロントエンド回路であってもよい。
上記構成によれば、段間フィルタの製造工数を低減しつつフィルタ特性のばらつきが抑制されるので、製造コストを低減しつつ高周波特性のばらつきが低減された高周波フロントエンド回路を実現することが可能となる。
また、本発明の一態様は、上記記載の誘電体導波管フィルタと、行列状に配列された複数のパッチアンテナを含むアンテナと、を備えるMassive MIMOシステムであってもよい。
上記構成によれば、製造コストを低減しつつ高周波特性のばらつきが低減されたMassive MIMOシステムを実現することが可能となる。
本発明によれば、製造工数を低減しつつフィルタ特性のばらつきが抑制された誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびMassive MIMOシステムを提供することが可能となる。
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
(実施の形態1)
[1.1 誘電体導波管フィルタの構造]
図1は、実施の形態1に係る誘電体導波管フィルタ2の実装状態を示す外観斜視図である。同図には、実装基板1と、実装基板1に実装された誘電体導波管フィルタ2とが示されている。また、図2は、実施の形態1に係る誘電体導波管フィルタ2の外観4面図である。
[1.1 誘電体導波管フィルタの構造]
図1は、実施の形態1に係る誘電体導波管フィルタ2の実装状態を示す外観斜視図である。同図には、実装基板1と、実装基板1に実装された誘電体導波管フィルタ2とが示されている。また、図2は、実施の形態1に係る誘電体導波管フィルタ2の外観4面図である。
実装基板1は、第1主面に、マイクロストリップ構造を構成する線路41(第1入出力線路)および42(第2入出力線路)、ならびに、線路41および42を囲むグランド電極43を有している。また、実装基板1は、第1主面と背向する第2主面(裏面)にも、グランド電極を有している。なお、実装基板1に設けられる線路は、マイクロストリップ構造に限定されず、例えば、コプレーナ構造であってもよい。
以下、図1および図2を用いて、誘電体導波管フィルタ2の構造を説明する。
誘電体導波管フィルタ2は、1以上の共振器21、22、および23からなる直方体形状の第1共振部20aと、1以上の共振器26、27、および28からなる直方体形状の第2共振部20bと、1以上の共振器24および25からなる直方体形状の第3共振部20cとを備える。
なお、第1共振部20a、第2共振部20b、および第3共振部20cは、それぞれ、後述するスリットなどの細かい凹凸を考慮しない場合において直方体形状であると定義される。
第1共振部20aは、実装基板1の第1主面と対向する面(Z軸方向の底面)に形成され、線路41に接続された第1電極(図示せず)を有している。また、第1共振部20aの外表面には、当該外表面を覆うように導体膜が形成されている。
第2共振部20bは、実装基板1の第1主面と対向する面(Z軸方向の底面)に形成され、線路42に接続された第2電極(図示せず)を有している。また、第2共振部20bの外表面には、当該外表面を覆うように導体膜が形成されている。
第3共振部20cの外表面には、当該外表面を覆うように導体膜が形成されている。
誘電体導波管フィルタ2の上記実装構成により、誘電体導波管フィルタ2は、実装基板1上の線路41および42を介して外部機器と接続される。
上記実装構成により、誘電体導波管フィルタ2へ入力される高周波入力信号、および、誘電体導波管フィルタ2から出力される高周波出力信号を、ミリ波帯へと高周波化された場合であっても低損失で伝搬できる。
ここで、図1に示すように、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ2では、第1共振部20aと第2共振部20bと第3共振部20cとは、1つの誘電体ブロックで構成されている。また、第1共振部20aと第2共振部20bとは、上記誘電体ブロックに設けられたスリット34(第1の溝部)を挟んで対向している。第3共振部20cは、第1共振部20aと第2共振部20bとを接続している。第1共振部20aおよび第2共振部20bの高周波信号伝搬方向(X軸方向)と第3共振部20cの高周波信号伝搬方向(Y軸方向)とは交差している。
これにより、誘電体導波管フィルタ2の製造工程において、2つの分離した誘電体ブロックを、結合窓(スロット)同士を接合する必要がないので、結合窓同士の位置ずれおよび隙間に起因したフィルタ特性のばらつきの発生を回避できる。また、2つの誘電体ブロックを高精度に接合する工程が不要であるので、製造工数を削減でき製造コストを低減できる。また、第1共振部20aおよび第3共振部20cの高周波信号伝搬方向が交差し、第3共振部20cおよび第2共振部20bの高周波信号伝搬方向が交差し、第1共振部20aと第2共振部20bとが対向していることから、第1共振部20aと第2共振部20bとは、第3共振部20cを介して折り返された構造となっている。よって、誘電体導波管フィルタ2全体を小型化できる。
さらに、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ2では、スリット34の長手方向(X軸方向)の一端は開放されており、長手方向(X軸方向)の他端は第3共振部20cで終端されている。
また、第1共振部20aは、スリット34と接する面に、共振器21、22、23、および24を分割するためのスリット(分割溝)を有さず、スリット34と接する面と背向する面にスリット31、32、および33を有する。第2共振部20bは、スリット34と接する面に、共振器26、27、28、および25を分割するためのスリット(分割溝)を有さず、スリット34と接する面と背向する面にスリット36、37、および35を有する。
また、誘電体導波管フィルタ2を構成する誘電体ブロックのZ軸方向上面および底面には、各共振器を分割するスリットは形成されていない。
これにより、各共振器を分割するためのスリット31~37は、第1共振部20a、第2共振部20b、および第3共振部20cの、互いに背向する両面ではなく片面に設けられている。よって、誘電体ブロックの形状およびスリットの形成工程を簡素化できる。
ここで、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ2では、スリット34の長手方向(X軸方向)の他端は、第3共振部20cの外形をなす直方体よりも第3共振部20cの内方まで入り込んでいる。より具体的には、図2において、スリット34の長手方向(X軸方向)の他端は、スリット33と35とを結ぶ線とスリット34との交点から、第3共振部20cのX軸方向の幅の1/4以上(図2のS33)入り込んでいる。
[1.2 誘電体導波管フィルタのフィルタ特性]
上記のように、スリット34が第3共振部20cに入り込んだ構成とすることにより、第3共振部20cの共振器24および25は、それぞれ、基本モード(TE101)で共振する共振器として機能する。これにより、誘電体導波管フィルタ2は、共振器21~28のそれぞれが基本モード(TE101)で共振する8ポールの誘電体共振フィルタを構成する。
上記のように、スリット34が第3共振部20cに入り込んだ構成とすることにより、第3共振部20cの共振器24および25は、それぞれ、基本モード(TE101)で共振する共振器として機能する。これにより、誘電体導波管フィルタ2は、共振器21~28のそれぞれが基本モード(TE101)で共振する8ポールの誘電体共振フィルタを構成する。
図3は、実施の形態1に係る誘電体導波管フィルタ2のフィルタ特性を表すグラフである。同図には、スリット31~37の形状を最適化したことにより、誘電体導波管フィルタ2のフィルタ特性が、(1)27.0GHz~29.0GHzの挿入損失が2dB以下、(2)27.0GHz~29.0GHzのリターンロスが15dB以下、(3)24.175GHz~26.175GHzの減衰量が20dB以上、(4)29.825GHz~31.825GHzの減衰量が20dB以上、のスペックを満たしていることを示している。つまり、実施の形態1に係る誘電体導波管フィルタ2は、通過帯域(27.0GHz~29.0GHz)の低損失、減衰帯域(24.175GHz~26.175GHzおよび29.825GHz~31.825GHz)の高減衰、ならびに、通過帯域と減衰帯域との間の急峻性を確保している。
本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ2では、第1共振部20a、第2共振部20b、および第3共振部20cの境界は、連続した誘電体ブロックで構成されているので、当該境界における電流の集中を分散でき電流密度を低減できる。この結果、上記のような低損失のフィルタ特性を得ることが可能となる。
(実施の形態2)
実施の形態1では、第3共振部20cが基本モード(TE101)で動作していたが、本実施の形態では、第3共振部20cが高調波モード(TE102)で動作する構成について説明する。
実施の形態1では、第3共振部20cが基本モード(TE101)で動作していたが、本実施の形態では、第3共振部20cが高調波モード(TE102)で動作する構成について説明する。
[2.1 誘電体導波管フィルタの構造]
図4は、実施の形態2に係る誘電体導波管フィルタ2Aの外観4面図である。なお、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ2Aの実装形態については、図1に記載された誘電体導波管フィルタ2の実装形態と同様であるので、ここでは説明を省略する。
図4は、実施の形態2に係る誘電体導波管フィルタ2Aの外観4面図である。なお、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ2Aの実装形態については、図1に記載された誘電体導波管フィルタ2の実装形態と同様であるので、ここでは説明を省略する。
以下、図4および図1を用いて、誘電体導波管フィルタ2Aの構造を説明する。
誘電体導波管フィルタ2Aは、1以上の共振器21、22、および23からなる直方体形状の第1共振部20aと、1以上の共振器26、27、および28からなる直方体形状の第2共振部20bと、共振器29からなる直方体形状の第3共振部20cとを備える。
第1共振部20aは、実装基板1の第1主面と対向する面(Z軸方向の底面)に形成され、線路41に接続された第1電極(図示せず)を有している。また、第1共振部20aの外表面には、当該外表面を覆うように導体膜が形成されている。
第2共振部20bは、実装基板1の第1主面と対向する面(Z軸方向の底面)に形成され、線路42に接続された第2電極(図示せず)を有している。また、第2共振部20bの外表面には、当該外表面を覆うように導体膜が形成されている。
第3共振部20cの外表面には、当該外表面を覆うように導体膜が形成されている。
ここで、図4に示すように、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ2Aでは、第1共振部20aと第2共振部20bと第3共振部20cとは、1つの誘電体ブロックで構成されている。
第1共振部20aと第2共振部20bとは、上記誘電体ブロックに設けられたスリット38(第1の溝部)を挟んで対向している。第3共振部20cは、第1共振部20aと第2共振部20bとを接続している。第1共振部20aおよび第2共振部20bの高周波信号伝搬方向(X軸方向)と第3共振部20cの高周波信号伝搬方向(Y軸方向)とは交差している。
これにより、誘電体導波管フィルタ2Aの製造工程において、2つの分離した誘電体ブロックを、結合窓(スロット)同士を接合する必要がないので、結合窓同士の位置ずれおよび隙間に起因したフィルタ特性のばらつきの発生を回避できる。また、2つの誘電体ブロックを高精度に接合する工程が不要であるので、製造工数を削減でき製造コストを低減できる。また、第1共振部20aおよび第3共振部20cの高周波信号伝搬方向が交差し、第3共振部20cおよび第2共振部20bの高周波信号伝搬方向が交差し、第1共振部20aと第2共振部20bとが対向していることから、第1共振部20aと第2共振部20bとは、第3共振部20cを介して折り返された構造となっている。よって、誘電体導波管フィルタ2A全体を小型化できる。
さらに、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ2Aでは、スリット38の長手方向(X軸方向)の一端は開放されており、長手方向(X軸方向)の他端は第3共振部20cで終端されている。
また、第1共振部20aは、スリット38と接する面に、共振器21、22、23、および29を分割するためのスリット(分割溝)を有さず、スリット38と接する面と背向する面にスリット31、32、および33を有する。第2共振部20bは、スリット38と接する面に、共振器26、27、28、および29を分割するためのスリット(分割溝)を有さず、スリット38と接する面と背向する面にスリット36、37、および35を有する。
また、誘電体導波管フィルタ2Aを構成する誘電体ブロックのZ軸方向上面および底面には、各共振器を分割するスリットは形成されていない。
これにより、各共振器を分割するためのスリット31~33および35~38は、第1共振部20a、第2共振部20b、および第3共振部20cの、互いに背向する両面ではなく片面に設けられている。よって、誘電体ブロックの形状およびスリットの形成工程を簡素化できる。
ここで、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ2Aでは、スリット38の長手方向(X軸方向)の他端は、第3共振部20cの外形をなす直方体の表面で終端されている。言い換えれば、スリット38の長手方向(X軸方向)の他端は、第3共振部20cの外形をなす直方体よりも第3共振部20cの内方に入り込んでいない。より具体的には、図4において、スリット38の長手方向(X軸方向)の他端は、スリット33と35とを結ぶ線上で終端されており、スリット33と35とを結ぶ線からX軸正方向には入り込んでいない。
[2.2 誘電体導波管フィルタのフィルタ特性]
上記のように、スリット38が第3共振部20cの外形をなす直方体で終端された構成とすることにより、第3共振部20cの共振器29は、高調波モード(TE102)で共振する共振器として機能する。これにより、誘電体導波管フィルタ2Aは、共振器21~23および26~28のそれぞれが基本モード(TE101)で共振し、共振器29が高調波モード(TE102)で共振する誘電体共振フィルタを構成する。
上記のように、スリット38が第3共振部20cの外形をなす直方体で終端された構成とすることにより、第3共振部20cの共振器29は、高調波モード(TE102)で共振する共振器として機能する。これにより、誘電体導波管フィルタ2Aは、共振器21~23および26~28のそれぞれが基本モード(TE101)で共振し、共振器29が高調波モード(TE102)で共振する誘電体共振フィルタを構成する。
本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ2Aでは、第1共振部20a、第2共振部20b、および第3共振部20cの境界は、連続した誘電体ブロックで構成されているので、当該境界における電流の集中を分散でき電流密度を低減できる。この結果、低損失のフィルタ特性を得ることが可能となる。
さらに、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ2Aによれば、第3共振部20cが高調波モード(TE102)の共振器として機能するので、第3共振部20cが基本モード(TE101)の共振器として機能した場合と比較して、当該共振器のQ値を向上させることが可能となる。よって、実施の形態1に係る誘電体導波管フィルタ2と比較して、より低損失およびより高減衰のフィルタ特性を得ることが可能となる。
さらに、スリット38の他端が、第3共振部20cの外形をなす直方体で留められているため、第1共振部20aと第2共振部20bとの接続体である第3共振部20cの機械的強度が向上し、誘電体導波管フィルタ2A全体の機械的強度が向上する。
[2.3 変形例に係る誘電体導波管フィルタの構造]
図5は、実施の形態2の変形例に係る誘電体導波管フィルタ2Bの外観4面図である。同図に示された誘電体導波管フィルタ2Bは、実施の形態2に係る誘電体導波管フィルタ2Aと比較して、第3共振部20cのスリット38と接する面と背向する面に、新たにスリット39が設けられている点が構成として異なる。以下、本変形例に係る誘電体導波管フィルタ2Bについて、実施の形態2に係る誘電体導波管フィルタ2Aと同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
図5は、実施の形態2の変形例に係る誘電体導波管フィルタ2Bの外観4面図である。同図に示された誘電体導波管フィルタ2Bは、実施の形態2に係る誘電体導波管フィルタ2Aと比較して、第3共振部20cのスリット38と接する面と背向する面に、新たにスリット39が設けられている点が構成として異なる。以下、本変形例に係る誘電体導波管フィルタ2Bについて、実施の形態2に係る誘電体導波管フィルタ2Aと同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
誘電体導波管フィルタ2Bは、1以上の共振器21、22、および23からなる直方体形状の第1共振部20aと、1以上の共振器26、27、および28からなる直方体形状の第2共振部20bと、共振器24aおよび25aからなる直方体形状の第3共振部20cとを備える。
第1共振部20aと第2共振部20bとは、上記誘電体ブロックに設けられたスリット38(第1の溝部)を挟んで対向している。第3共振部20cは、第1共振部20aと第2共振部20bとを接続している。第1共振部20aおよび第2共振部20bの高周波信号伝搬方向(X軸方向)と第3共振部20cの高周波信号伝搬方向(Y軸方向)とは交差している。
これにより、誘電体導波管フィルタ2Bの製造工程において、2つの分離した誘電体ブロックを、結合窓(スロット)同士を接合する必要がないので、結合窓同士の位置ずれおよび隙間に起因したフィルタ特性のばらつきの発生を回避できる。また、2つの誘電体ブロックを高精度に接合する工程が不要であるので、製造工数を削減でき製造コストを低減できる。また、第1共振部20aおよび第3共振部20cの高周波信号伝搬方向が交差し、第3共振部20cおよび第2共振部20bの高周波信号伝搬方向が交差し、第1共振部20aと第2共振部20bとが対向していることから、第1共振部20aと第2共振部20bとは、第3共振部20cを介して折り返された構造となっている。よって、誘電体導波管フィルタ2B全体を小型化できる。
さらに、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ2Bでは、スリット38の長手方向(X軸方向)の一端は開放されており、長手方向(X軸方向)の他端は第3共振部20cで終端されている。
また、第3共振部20cは、スリット38の長手方向(X軸方向)の一端が接している面と背向する面に、スリット39が形成されている。スリット39の長手方向(X軸方向)の一端は第3共振部20cで終端されており、長手方向(X軸方向)の他端は開放されている。
ここで、本変形例に係る誘電体導波管フィルタ2Bでは、スリット39の長手方向(X軸方向)の一端は、第3共振部20cの外形をなす直方体よりも第3共振部20cの内方まで入り込んでいる。より具体的には、図5において、スリット39の長手方向(X軸方向)の一端は、第3共振部20cの外形をなす直方体表面から、第3共振部20cのX軸方向の幅の1/4以上入り込んでいる。
上記のように、スリット39が第3共振部20cに入り込んだ構成とすることにより、第3共振部20cの共振器24aおよび25aは、それぞれ、基本モード(TE101)で共振する共振器として機能する。これにより、誘電体導波管フィルタ2Bは、共振器21~23、26~28、ならびに24aおよび25aのそれぞれが基本モード(TE101)で共振する8ポールの誘電体共振フィルタを構成する。
本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ2Bでは、第1共振部20a、第2共振部20b、および第3共振部20cの境界は、連続した誘電体ブロックで構成されているので、当該境界における電流の集中を分散でき電流密度を低減できる。この結果、低損失のフィルタ特性を得ることが可能となる。
[2.4 従来との比較および効果]
上記実施の形態1および2に係る誘電体導波管フィルタの効果について、従来構造の誘電体導波管フィルタと比較しながら説明する。当該比較にあたり、誘電体導波管フィルタの第3共振部の共振特性について、電磁波/磁場解析ソフトFemtet(登録商標)を用いて解析した。
上記実施の形態1および2に係る誘電体導波管フィルタの効果について、従来構造の誘電体導波管フィルタと比較しながら説明する。当該比較にあたり、誘電体導波管フィルタの第3共振部の共振特性について、電磁波/磁場解析ソフトFemtet(登録商標)を用いて解析した。
図6Aは、比較例に係る誘電体導波管フィルタの結合窓の形状を説明する図である。また、図6Bは、誘電体導波管フィルタのスリット形状を説明する図である。図6Aの上段には、2つの異なる誘電体ブロックで構成された共振器24Xおよび25Xの外観透視図(解析モデル)が示されている。また、図6Bの上段には、1つの誘電体ブロックで構成された共振器24Xおよび25X、ならびに共振器24Xと25Xとを分割するためのスリット34Xの外観透視図(解析モデル)が示されている。なお、共振器24Xおよび25Xは、本実施の形態に係る誘電体導波管フィルタの第3共振部20cに対応する部分である。
図6Aにおいて、共振器24Xと25Xとは、結合窓W1を介して結合されている。つまり、結合窓W1は、誘電体ブロックの外表面に形成された導体膜がない領域であり、図6Aの下段に示すように、共振器24Xと25Xとを接合させるにあたり、ギャップDを有している。
ここで、結合窓W1の高さHを大きくしていくと、共振器24Xおよび25Xの共振特性が向上する。
表1は、結合窓W1の高さHおよびギャップDを変化させた場合の共振特性を、上記解析ソフトを用いて求めた結果を示している。共振器24Xおよび25Xの寸法は、それぞれ、3.15mm(X軸方向)×3.4mm(Y軸方向)×1.5mm(Z軸方向)である。比較例2は、比較例1に対して、結合窓W1の高さHを、導体膜の厚みを除き最大としている。また、実施例1は、実施の形態1に係る誘電体導波管フィルタ2の第3共振部20cの構成となっており、比較例2の結合窓W1の面積分だけ、連続した誘電体ブロックで構成されている(W2)ため、ギャップDは0であり、高さHは最大限利用してもよい。
なお、比較例1および比較例2において、共振器24Xの結合窓の大きさと共振器25Xの結合窓の大きさとは異なるが、表1では結合窓の小さい共振器25Xの高さHを記載している。共振器24Xと25Xとの結合状態を律速するのは小さい方の窓であり、大きい方は接合ばらつきを防止するためのものである。
比較例1および比較例2の結果より、結合窓W1を上下方向に大きくしたほうが、共振器のQ値は向上していることが解る。また、実施例1および比較例2の結果より、2つの共振器24Xおよび25Xを、結合窓W1を介して結合させるよりも一体成型させるほうが、Q値は向上していることが解る。
表1の結果より、実施の形態1に係る誘電体導波管フィルタ2のように、第3共振部20cを1つの誘電体ブロックで構成し、X軸方向に延びるスリット34で共振器24および25の結合を調整し、Z軸方向の上面および底面にはスリットを設けない構成とすることで、共振器24および25のQ値を向上させることが可能となる。
次に、図6Bに示された1つの誘電体ブロックで構成された誘電体導波管フィルタについて、スリット34Xを設けた場合(実施例1)と、設けない場合(実施例2)とで、共振特性を比較した。なお、実施例1は、実施の形態1に係る誘電体導波管フィルタ2に相当し、実施例2は、実施の形態2に係る誘電体導波管フィルタ2Aに相当する構成を有している。
表2は、スリットを設けた場合と設けない場合との共振特性を、上記解析ソフトを用いて求めた結果を示している。
実施例1において、スリット34Xのスリット長(1.62mm)は、共振器24Xおよび25XのX軸方向寸法(3.4mm)の1/4以上であり、共振器24Xおよび25Xは、それぞれ基本モード(TE101)で動作する。
表2における、実施例1および実施例2のQ値の比較から、スリット34Xが設けられない実施例2のほうが、Q値が高くなっており、特に高調波モード(TE102)のほうがQ値が高くなっていることが解る。
(実施の形態3)
本実施の形態では、実施の形態1および2に係る誘電体導波管フィルタを備える高周波フロントエンド回路10について説明する。
本実施の形態では、実施の形態1および2に係る誘電体導波管フィルタを備える高周波フロントエンド回路10について説明する。
[3.1 高周波フロントエンド回路の構成]
図7Aは、実施の形態3に係る高周波フロントエンド回路10およびその周辺回路を示す回路図である。同図には、高周波フロントエンド回路10と、アンテナ素子50と、RF信号処理回路91と、ベースバンド信号処理回路92とが示されている。
図7Aは、実施の形態3に係る高周波フロントエンド回路10およびその周辺回路を示す回路図である。同図には、高周波フロントエンド回路10と、アンテナ素子50と、RF信号処理回路91と、ベースバンド信号処理回路92とが示されている。
高周波フロントエンド回路10は、フィルタ61、62および63と、スイッチ回路70と、パワーアンプ回路81と、ローノイズアンプ回路82とを備える。
パワーアンプ回路81は、RF信号処理回路91から出力された高周波送信信号を増幅し、スイッチ回路70およびフィルタ61を経由してアンテナ素子50に出力する送信増幅回路である。
ローノイズアンプ回路82は、アンテナ素子50、フィルタ61およびスイッチ回路70を経由した高周波信号を増幅し、RF信号処理回路91へ出力する受信増幅回路である。
フィルタ61は、アンテナ素子50に接続され、例えば、送信帯域および受信帯域の高周波信号を選択的に通過させるアンテナフィルタである。フィルタ62は、パワーアンプ回路81とRF信号処理回路91との間に配置され、送信帯域の高周波信号を選択的に通過させる段間フィルタである。フィルタ63は、ローノイズアンプ回路82とRF信号処理回路91との間に配置され、受信帯域の高周波信号を選択的に通過させる段間フィルタである。
スイッチ回路70は、アンテナ素子50と送信信号経路および受信信号経路との接続を切り替えるスイッチである。
RF信号処理回路91は、アンテナ素子50から受信信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路92へ出力する。RF信号処理回路91は、例えば、RFIC(Radio Frequency Integrated Circuit)である。また、RF信号処理回路91は、ベースバンド信号処理回路92から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号をパワーアンプ回路81へ出力する。
ベースバンド信号処理回路92で処理された信号は、例えば、画像信号として画像表示のために、または、音声信号として通話のために使用される。
なお、高周波フロントエンド回路10は、フィルタ61、62および63、スイッチ回路70、パワーアンプ回路81、ならびにローノイズアンプ回路82の間に、他の回路素子を備えていてもよい。
ここで、本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路10では、フィルタ61、62および63として、実施の形態1および2ならびにその変形例に示された誘電体導波管フィルタを用いることができる。
上記構成によれば、フィルタ61、62および63のいずれかにおいて製造工数を低減しつつフィルタ特性のばらつきが抑制されるので、製造コストを低減しつつ高周波特性のばらつきが低減された高周波フロントエンド回路を実現することが可能となる。
図7Bは、実施の形態3の変形例1に係る高周波フロントエンド回路10Bを示す回路図である。高周波フロントエンド回路10Bは、フィルタ61、62および63と、パワーアンプ回路81と、ローノイズアンプ回路82と、サーキュレータ71と、スイッチ回路72と、を備える。本変形例に係る高周波フロントエンド回路10Bは、高周波フロントエンド回路10と比較して、送信信号経路および受信信号経路を切り替えるための構成が異なる。本変形例に係る高周波フロントエンド回路10Bについて、高周波フロントエンド回路10と同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
サーキュレータ71は、アンテナ側端子、送信側端子、および受信側端子を有し、受信時には、アンテナ素子50から受信信号経路へ受信信号を選択的に伝搬させ、送信時には、送信信号経路からアンテナ素子50へ送信信号を選択的に伝搬させる回路素子である。
スイッチ回路72は、サーキュレータ71と受信信号経路との接続を切り替えるスイッチである。送信時には、サーキュレータ71の受信側端子を終端抵抗で(50Ω)終端させる。受信時には、サーキュレータ71の受信側端子をローノイズアンプ回路82に接続させる。
上記回路構成により、高周波フロントエンド回路10Bは、時分割複信(Time Division Duplex)方式のフロントエンド回路として適用される。
ここで、本変形例に係る高周波フロントエンド回路10Bでは、フィルタ61、62および63として、実施の形態1および2ならびにその変形例に示された誘電体導波管フィルタを用いることができる。
図7Cは、実施の形態3の変形例2に係る高周波フロントエンド回路10Cを示す回路図である。高周波フロントエンド回路10Cは、デュプレクサ64と、フィルタ62および63と、パワーアンプ回路81と、ローノイズアンプ回路82と、アイソレータ73と、を備える。本変形例に係る高周波フロントエンド回路10Cは、高周波フロントエンド回路10と比較して、送信信号経路および受信信号経路を切り替えるための構成が異なる。本変形例に係る高周波フロントエンド回路10Cについて、高周波フロントエンド回路10と同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
デュプレクサ64は、アンテナ端子、送信側端子、および受信側端子を有し、アンテナ端子と送信側端子との間に送信用フィルタを有し、アンテナ端子と受信側端子との間に受信用フィルタを有している。
アイソレータ73は、デュプレクサ64の送信側端子とパワーアンプ回路81との間に配置され、送信信号をパワーアンプ回路81からデュプレクサ64への1方向に伝搬させる回路素子である。アイソレータ73は、例えば、サーキュレータの3端子のうちの1端子を50Ω終端することで実現できる。
上記回路構成により、高周波フロントエンド回路10Cは、周波数分割複信(Frequency Division Duplex)方式のフロントエンド回路として適用される。
ここで、本変形例に係る高周波フロントエンド回路10Cでは、デュプレクサ64の送信側フィルタおよび受信側フィルタならびにフィルタ62および63として、実施の形態1および2ならびにその変形例に示された誘電体導波管フィルタを用いることができる。
(実施の形態4)
本実施の形態では、実施の形態1および2に係る誘電体導波管フィルタを備えるMassive MIMOシステムを例示する。
本実施の形態では、実施の形態1および2に係る誘電体導波管フィルタを備えるMassive MIMOシステムを例示する。
5G(第5世代移動通信システム)で有望な無線伝送技術の1つは、ファントムセルとMassive MIMOシステムとの組み合わせである。ファントムセルは、低い周波数帯のマクロセルと高い周波数帯のスモールセルとの間で通信の安定性を確保するための制御信号と、高速データ通信の対象であるデータ信号とを分離するネットワーク構成である。各ファントムセルにMassive MIMOのアンテナ装置が設けられる。Massive MIMOシステムは、ミリ波帯等において伝送品質を向上させるための技術であり、各アンテナ素子から送信される信号を制御することで、当該アンテナ素子の指向性を制御する。また、Massive MIMOシステムは、多数のアンテナ素子を用いるため、鋭い指向性のビームを生成することができる。ビームの指向性を高めることで高い周波数帯でも電波をある程度遠くまで飛ばすことができるとともに、セル間の干渉を減らして周波数利用効率を高めることができる。
図8Aは、実施の形態4に係るMassive MIMOシステムを示す回路図である。また、図8Bは、実施の形態4に係るMassive MIMOシステムのアンテナ装置の平面図である。
図8Bに示されたアンテナ装置11は、図8Aに示されたMassive MIMOシステムで用いられる。アンテナ装置11は、行列状に配列された複数のパッチアンテナ12を備える。図8Aには、アンテナ装置11を含む高周波フロントエンド回路10Aの構成を示す図である。この高周波フロントエンド回路10Aは、本実施の形態に係るMassive MIMOシステムである。パッチアンテナ12には、帯域通過型のフィルタ61a、61bおよび61cが接続されている。フィルタ61aとパワーアンプ回路81aおよびローノイズアンプ回路82aとの間には、スイッチ回路70aが接続されている。フィルタ61bとパワーアンプ回路81bおよびローノイズアンプ回路82bとの間には、スイッチ回路70bが接続されている。フィルタ61cとパワーアンプ回路81cおよびローノイズアンプ回路82cとの間には、スイッチ回路70cが接続されている。ローノイズアンプ回路82a、82bおよび82cは、ベースバンド信号処理回路92に接続されている。ベースバンド信号処理回路92とパワーアンプ回路81aとの間には、帯域通過型のフィルタ62aおよびミキサ94aが接続されている。ベースバンド信号処理回路92とパワーアンプ回路81bとの間には、帯域通過型のフィルタ62bよびミキサ94bが接続されている。ベースバンド信号処理回路92とパワーアンプ回路81cとの間には、帯域通過型のフィルタ62cおよびミキサ94cが接続されている。ミキサ94a、94bおよび94cには、ローカルオシレータ93が接続されている。ローカルオシレータ93は、ミキサ94a~94cにおいて高い周波数へアップコンバート、低い周波数へダウンコンバートするための基準周波数を、ミキサ94a~94cへ出力する。
フィルタ61a~61cは、送受信周波数帯域を通過させ、その他の周波数成分を除去する。スイッチ回路70a~70cは、送信信号と受信信号とを切り替える。フィルタ62a~62cは、送信信号の周波数帯域を通過させ、その他の周波数成分を除去する。
フィルタ61a~61cおよび62a~62cとして、実施の形態1、2およびその変形例に係る誘電体導波管フィルタを用いることができる。
実施の形態1、2およびその変形例に係る誘電体導波管フィルタは、小型に構成できるので、パッチアンテナ12に接続されるフィルタ61a~61cを、パッチアンテナ12が形成される基板の裏面に配置してもよい。これにより、フィルタ61a~61c付きのパッチアンテナ12を備えるアンテナ装置11が構成される。
本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路10Aによれば、フィルタ61a~61cおよび62a~62cにおいて製造工数を低減しつつフィルタ特性のばらつきが抑制されるので、製造コストを低減しつつ高周波特性のばらつきが低減されたMassive MIMOシステムを実現することが可能となる。
(その他の実施の形態など)
以上、本発明の実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびMassive MIMOシステムについて、実施の形態1、2および変形例を挙げて説明したが、本発明の誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびMassive MIMOシステムは、上記実施の形態および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態および変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示の誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびMassive MIMOシステムを内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
以上、本発明の実施の形態に係る誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびMassive MIMOシステムについて、実施の形態1、2および変形例を挙げて説明したが、本発明の誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびMassive MIMOシステムは、上記実施の形態および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態および変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示の誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびMassive MIMOシステムを内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
なお、実施の形態1、2およびその変形例に係る誘電体導波管フィルタは、誘電体導波管デュプレクサまたは誘電体導波管マルチプレクサとしても適用可能である。
本発明は、低コストおよび小型の誘電体導波管フィルタとして、ミリ波帯移動体通信システムおよびMassive MIMOシステムなどの通信機器に広く利用できる。
1 実装基板
2、2A、2B 誘電体導波管フィルタ
10、10A 高周波フロントエンド回路
11 アンテナ装置
12 パッチアンテナ
20a 第1共振部
20b 第2共振部
20c 第3共振部
21、22、23、24、24a、24X、25、25a、25X、26、27、28、29 共振器
31、32、33、34、34X、35、36、37、38、39 スリット
41、42 線路
43 グランド電極
50 アンテナ素子
61、61a、61b、61c、62、62a、62b、62c、63 フィルタ
64 デュプレクサ
70、70a、70b、70c、72 スイッチ回路
71 サーキュレータ
73 アイソレータ
81、81a、81b、81c パワーアンプ回路
82、82a、82b、82c ローノイズアンプ回路
91 RF信号処理回路
92 ベースバンド信号処理回路
93 ローカルオシレータ
94a、94b、94c ミキサ
2、2A、2B 誘電体導波管フィルタ
10、10A 高周波フロントエンド回路
11 アンテナ装置
12 パッチアンテナ
20a 第1共振部
20b 第2共振部
20c 第3共振部
21、22、23、24、24a、24X、25、25a、25X、26、27、28、29 共振器
31、32、33、34、34X、35、36、37、38、39 スリット
41、42 線路
43 グランド電極
50 アンテナ素子
61、61a、61b、61c、62、62a、62b、62c、63 フィルタ
64 デュプレクサ
70、70a、70b、70c、72 スイッチ回路
71 サーキュレータ
73 アイソレータ
81、81a、81b、81c パワーアンプ回路
82、82a、82b、82c ローノイズアンプ回路
91 RF信号処理回路
92 ベースバンド信号処理回路
93 ローカルオシレータ
94a、94b、94c ミキサ
Claims (12)
- 1以上の共振器からなる直方体形状の第1共振部と、
1以上の共振器からなる直方体形状の第2共振部と、
前記第1共振部と前記第2共振部とを接続する、1以上の共振器からなる直方体形状の第3共振部とを備え、
前記第1共振部と前記第2共振部と前記第3共振部とは、1つの誘電体ブロックで構成され、
前記第1共振部と前記第2共振部とは、前記誘電体ブロックに設けられた第1の溝部を挟んで対向しており、
前記第1共振部および前記第2共振部の高周波信号伝搬方向と前記第3共振部の高周波信号伝搬方向とは交差している、
誘電体導波管フィルタ。 - 前記第1の溝部の長手方向の一端は開放されており、前記第1の溝部の長手方向の他端は前記第3共振部の外形をなす直方体よりも前記第3共振部の内方まで入り込んでいる、
請求項1に記載の誘電体導波管フィルタ。 - 前記第1の溝部の長手方向の他端は、前記第3共振部および前記第1共振部の境界と、前記第3共振部および前記第2共振部の境界とを結ぶ線よりも、前記第3共振部の前記長手方向の幅の1/4以上入り込んでいる、
請求項2に記載の誘電体導波管フィルタ。 - 前記第1の溝部の長手方向の他端は、前記第3共振部の外形をなす直方体の表面で終端されている、
請求項1に記載の誘電体導波管フィルタ。 - 前記第1共振部および前記第2共振部を構成する前記1以上の共振器のそれぞれは、基本モード(TE101)で共振し、
前記第3共振部を構成する前記1以上の共振器のそれぞれは、高調波モード(TE102)で共振する、
請求項4に記載の誘電体導波管フィルタ。 - 前記第3共振部は、前記第1の溝部の長手方向の他端が終端された表面と背向する表面に、第2の溝部を有する、
請求項1~3のいずれか1項に記載の誘電体導波管フィルタ。 - 前記第1共振部および前記第2共振部は、前記第1の溝部と接する面と背向する面に、前記1以上の共振器を分割するための分割溝を有する、
請求項1~5のいずれか1項に記載の誘電体導波管フィルタ。 - 前記第1共振部および前記第2共振部は、前記第1の溝部と接する面に前記1以上の共振器を分割するための分割溝を有さない、
請求項7に記載の誘電体導波管フィルタ。 - さらに、実装基板を備え、
前記実装基板は、表面にグランド導体を有するマイクロストリップライン構造またはコプレーナライン構造の第1入出力線路および第2入出力線路を有し、
前記第1共振部は、
前記実装基板と対向する面に形成され、前記第1入出力線路に接続された第1電極と、
外表面に形成された導体膜と、を有し、
前記第2共振部は、
前記実装基板と対向する面に形成され、前記第2入出力線路に接続された第2電極と、
外表面に形成された導体膜と、を有する、
請求項1~8のいずれか1項に記載の誘電体導波管フィルタ。 - アンテナ素子に接続された、請求項1~8のいずれか1項に記載の誘電体導波管フィルタと、
前記アンテナ素子へ送信する高周波送信信号を増幅する送信増幅回路と、
前記アンテナ素子で受信した高周波受信信号を増幅する受信増幅回路と、
前記送信増幅回路および前記受信増幅回路と、前記誘電体導波管フィルタとの接続を切り替えるスイッチ回路と、を備える、
高周波フロントエンド回路。 - RF信号処理回路から出力される高周波送信信号を増幅する送信増幅回路と、
高周波受信信号を増幅して前記RF信号処理回路へ出力する受信増幅回路と、
前記RF信号処理回路と前記送信増幅回路との間、または、前記RF信号処理回路と前記受信増幅回路との間に配置された、請求項1~8のいずれか1項に記載の誘電体導波管フィルタと、を備える、
高周波フロントエンド回路。 - 請求項1~9のいずれか1項に記載の誘電体導波管フィルタと、
行列状に配列された複数のパッチアンテナを含むアンテナと、を備える、
Massive MIMOシステム。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2016106801 | 2016-05-27 | ||
JP2016-106801 | 2016-05-27 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO2017203918A1 true WO2017203918A1 (ja) | 2017-11-30 |
Family
ID=60412330
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
PCT/JP2017/016272 WO2017203918A1 (ja) | 2016-05-27 | 2017-04-25 | 誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびMassive MIMOシステム |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
WO (1) | WO2017203918A1 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN109509943A (zh) * | 2018-12-06 | 2019-03-22 | 京信通信系统(中国)有限公司 | 介质波导滤波器 |
CN111384569A (zh) * | 2018-12-29 | 2020-07-07 | 深圳市大富科技股份有限公司 | 一种介质谐振器、介质滤波器及通信设备 |
JP2022528039A (ja) * | 2019-03-22 | 2022-06-08 | 維沃移動通信有限公司 | 無線周波数フロントエンド回路及び移動端末 |
WO2023127304A1 (en) * | 2021-12-27 | 2023-07-06 | Furuno Electric Co., Ltd. | High-frequency circuit |
Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001339204A (ja) * | 2000-05-30 | 2001-12-07 | Sumitomo Metal Ind Ltd | 小型の誘電体フィルタ |
JP2005269306A (ja) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Toko Inc | 分岐回路 |
JP2005341350A (ja) * | 2004-05-28 | 2005-12-08 | New Japan Radio Co Ltd | フィルタ |
US20070126528A1 (en) * | 2005-12-07 | 2007-06-07 | Mansour Raafat R | Dielectric resonator filter assemblies and methods |
JP2010258893A (ja) * | 2009-04-27 | 2010-11-11 | Japan Radio Co Ltd | 導波管バンドパスフィルタ |
JP2014521278A (ja) * | 2011-07-18 | 2014-08-25 | シーティーエス・コーポレーション | 直接結合及び代替クロス結合を有する誘電体導波路フィルター |
WO2015058809A1 (en) * | 2013-10-25 | 2015-04-30 | Esa European Space Agency | Hybrid folded rectangular waveguide filter |
-
2017
- 2017-04-25 WO PCT/JP2017/016272 patent/WO2017203918A1/ja active Application Filing
Patent Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001339204A (ja) * | 2000-05-30 | 2001-12-07 | Sumitomo Metal Ind Ltd | 小型の誘電体フィルタ |
JP2005269306A (ja) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Toko Inc | 分岐回路 |
JP2005341350A (ja) * | 2004-05-28 | 2005-12-08 | New Japan Radio Co Ltd | フィルタ |
US20070126528A1 (en) * | 2005-12-07 | 2007-06-07 | Mansour Raafat R | Dielectric resonator filter assemblies and methods |
JP2010258893A (ja) * | 2009-04-27 | 2010-11-11 | Japan Radio Co Ltd | 導波管バンドパスフィルタ |
JP2014521278A (ja) * | 2011-07-18 | 2014-08-25 | シーティーエス・コーポレーション | 直接結合及び代替クロス結合を有する誘電体導波路フィルター |
WO2015058809A1 (en) * | 2013-10-25 | 2015-04-30 | Esa European Space Agency | Hybrid folded rectangular waveguide filter |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
RUIZ-CRUZ J.: "RECTANGULAR WAVEGUIDE ELLIPTIC FILTERS WITH CAPACITIVE AND INDUCTIVE IRISES AND INTEGRATED COAXIAL EXCITATION", 2005 IEEE MTT-S INTERNATIONAL MICROWAVE SYMPOSIUM * |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN109509943A (zh) * | 2018-12-06 | 2019-03-22 | 京信通信系统(中国)有限公司 | 介质波导滤波器 |
CN109509943B (zh) * | 2018-12-06 | 2023-09-29 | 京信通信技术(广州)有限公司 | 介质波导滤波器 |
CN111384569A (zh) * | 2018-12-29 | 2020-07-07 | 深圳市大富科技股份有限公司 | 一种介质谐振器、介质滤波器及通信设备 |
JP2022528039A (ja) * | 2019-03-22 | 2022-06-08 | 維沃移動通信有限公司 | 無線周波数フロントエンド回路及び移動端末 |
JP7270763B2 (ja) | 2019-03-22 | 2023-05-10 | 維沃移動通信有限公司 | 無線周波数フロントエンド回路及び移動端末 |
US11757484B2 (en) | 2019-03-22 | 2023-09-12 | Vivo Mobile Communication Co., Ltd. | Radio frequency front-end circuit and mobile terminal |
WO2023127304A1 (en) * | 2021-12-27 | 2023-07-06 | Furuno Electric Co., Ltd. | High-frequency circuit |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR101010401B1 (ko) | 유전체 모노-블럭 트리플-모드 마이크로웨이브 딜레이 필터 | |
WO2017203918A1 (ja) | 誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路およびMassive MIMOシステム | |
US6313797B1 (en) | Dielectric antenna including filter, dielectric antenna including duplexer, and radio apparatus | |
WO2018096731A1 (ja) | 誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路、通信装置、Massive MIMOシステム、及び誘電体導波管フィルタの調整方法 | |
EP3258535B1 (en) | Resonant unit and filter comprising a defected ground structure | |
JP3327196B2 (ja) | 誘電体フィルタ及び誘電体デュプレクサ | |
US6566977B2 (en) | Filter, duplexer, and communication device | |
CN105977593B (zh) | 电介质波导管的输入输出结构和电介质波导管的安装结构 | |
KR19990082833A (ko) | 유전체공진기장치 | |
JPH11186819A (ja) | 帯域阻止フィルタ及びデュプレクサ | |
WO2018012294A1 (ja) | 導波管フィルタ回路、導波管フィルタ用実装基板および導波管フィルタ | |
JP2019036806A (ja) | 誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路、および、通信装置 | |
WO2018029956A1 (ja) | 誘電体導波管フィルタ、高周波フロントエンド回路、Massive MIMOシステム、及び誘電体導波管フィルタの製造方法 | |
JPH118501A (ja) | 誘電体フィルタ、送受共用器および通信機 | |
KR100541068B1 (ko) | 유전체필터를 갖춘 중계기 | |
JPH11312903A (ja) | 誘電体フィルタ、誘電体デュプレクサ、通信機装置 | |
JP6262437B2 (ja) | 有極型帯域通過フィルタ | |
WO2022044580A1 (ja) | 高周波回路および通信装置 | |
KR101312723B1 (ko) | 이동통신용 고방향성 커플러 | |
US6249195B1 (en) | Dielectric filter, dielectric duplexer, and transceiver having circular and polygonal electrode openings | |
WO2018092453A1 (ja) | 誘電体複合フィルタ、高周波モジュール、高周波フロントエンド回路、通信装置、及びMassive MIMOシステム | |
JP3750420B2 (ja) | 平面フィルタおよびそれを用いたデュプレクサおよびそれらを用いた高周波モジュールおよびそれを用いた通信装置 | |
US6853265B2 (en) | Dielectric resonator device, dielectric filter, dielectric duplexer, and communication apparatus | |
KR100661881B1 (ko) | 스트립 라인 공진기를 구비한 중계기 | |
JP3470613B2 (ja) | 誘電体フィルタ装置、デュプレクサ及び通信機装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
NENP | Non-entry into the national phase |
Ref country code: DE |
|
121 | Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application |
Ref document number: 17802516 Country of ref document: EP Kind code of ref document: A1 |
|
122 | Ep: pct application non-entry in european phase |
Ref document number: 17802516 Country of ref document: EP Kind code of ref document: A1 |
|
NENP | Non-entry into the national phase |
Ref country code: JP |