WO2017195591A1

WO2017195591A1 - 双方向ｄｃ－ｄｃコンバータ

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Publication number: WO2017195591A1
Application number: PCT/JP2017/016473
Authority: WO
Inventors: 良之鵜野
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2016-05-13
Filing date: 2017-04-26
Publication date: 2017-11-16
Anticipated expiration: 2018-11-13

Abstract

双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ（１）は、入出力端子（ＩＯ１１，ＩＯ１２）と入出力端子（ＩＯ２１，ＩＯ２２）との間で双方向に電力変換するコンバータ部（１０）と、電力変換方向を切り替える切替信号を受信するＳＷ切替部（１４）と、入出力電圧を検出する電圧検出回路（１１）及び電圧検出回路（１２）と、ＳＷ切替部（１４）が受信する切替信号と、電圧検出回路（１１）又は電圧検出回路（１２）による検出結果とに基づいて、コンバータ部（１０）をスイッチング制御するスイッチング制御部（１６）とを備える。スイッチング制御部（１６）は、切替信号を受信したとき、スイッチング制御を停止し、期間経過後にスイッチング制御を開始する。

Description

双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ

　本発明は、２つの入出力部の間で双方向に電力変換を行う双方向ＤＣ－ＤＣコンバータに関する。

　特許文献１には、絶縁型の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータが開示されている。この双方向ＤＣ－ＤＣコンバータは、入力側の接続と出力側の接続を変更することなく、電圧検出回路及び駆動回路を電力供給の方向に応じて切り替えることで、ＤＣ－ＤＣコンバータの入力側から出力側への電力供給及び出力側から入力側への電力供給を可能としている。

特開平１１－２５２９１９号公報

　しかしながら、特許文献１の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、電力供給の方向が切り替わる直後は、制御が不安定になり、また、異常動作を引き起こすおそれがある。例えば、出力電圧が入力電圧より高い場合は双方向ＤＣ－ＤＣコンバータが、入力側から出力側へ昇圧動作を行うことになるが、このとき電力供給方向を切り替えると、出力側から入力側へは降圧動作を行うべきであるにもかかわらず、切り替えた直後は昇圧動作を維持し、過大に電力を供給するおそれがある。

　そこで、本発明の目的は、安定した動作を行う双方向ＤＣ－ＤＣコンバータを提供することにある。

　本発明に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータは、第１入出力部及び第２入出力部と、前記第１入出力部と前記第２入出力部との間で双方向に電力変換するコンバータ部と、電力変換方向を切り替える切替信号を受信する切替信号受信部と、前記第１入出力部に対する入出力電圧を検出する第１入出力電圧検出部と、前記第２入出力部に対する入出力電圧を検出する第２入出力電圧検出部と、前記切替信号受信部が受信する切替信号と、前記第１入出力電圧検出部又は前記第２入出力電圧検出部による検出結果とに基づいて、前記コンバータ部をスイッチング制御するスイッチング制御部と、を備え、前記スイッチング制御部は、前記切替信号受信部が切替信号を受信したとき、スイッチング制御を停止し、所定期間経過後にスイッチング制御を開始する、ことを特徴とする。

　この構成では、切替信号を受信したとき、所定期間、例えばスイッチング制御部に含まれる容量に蓄電された電荷が放電されるまでの間、スイッチング制御を停止することで、制御を安定させて電力変換方向を切り替えることができる。

　前記双方向ＤＣ－ＤＣコンバータは、前記第１入出力電圧検出部又は前記第２入出力電圧検出部による検出結果と、基準値とを比較する誤差増幅部を備え、前記誤差増幅部は積分要素を含む位相補償回路を有し、前記スイッチング制御部は、前記誤差増幅部の出力に基づいてスイッチング制御してもよい。

　この構成では、位相補償回路を設けることで、安定性と応答性の改善を図れる。また、位相補償回路に含まれる積分要素により、出力電圧と基準値の偏差をゼロに近づけることができる。

　前記位相補償回路は微分要素を含んでもよい。

　この構成では、位相補償回路に含まれる微分要素により、応答速度を高めることができる。

　前記コンバータ部は、Ｈブリッジコンバータであってもよい。

　この構成では、非絶縁とすることで、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの大型化を抑制できる。

　本発明によれば、所定期間、例えばスイッチング制御部に含まれる容量に蓄電された電荷が放電されるまでの間、スイッチング制御を停止することで、電力変換方向を切り替えた後の制御を安定させることができる。

図１は、実施形態に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの回路図である。図２は、制御モードの切り替え時のスイッチング制御部の動作を説明するためのタイミングチャートである。図３は、別の例の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの回路図である。

　図１は、本実施形態に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の回路図である。

　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、一対の入出力端子ＩＯ１１と入出力端子ＩＯ１２と、一対の入出力端子ＩＯ２１と入出力端子ＩＯ２２とを備える。入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２は、本発明に係る「第１入出力部」の一例である。入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２は、本発明に係る「第２入出力部」の一例である。

　本実施形態に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、４つの制御モードの何れかで駆動する。第１制御モードでは、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２から入力される電圧を昇圧して、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２から出力する。第２制御モードでは、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２から入力される電圧を降圧して、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２から出力する。第３制御モードでは、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２から入力される電圧を昇圧して、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ２２から出力する。第４制御モードでは、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２から入力される電圧を降圧して、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ２２から出力する。

　つまり、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２と、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２との間で、双方向に電力変換が可能である。例えば、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２には電源又は負荷が接続され、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２には二次電池が接続される場合、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、二次電池から負荷へ電力を供給し、また、電源から二次電池へ電力を供給して、二次電池を充電することができる。

　入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２と、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２との間には、コンバータ部１０が接続される。コンバータ部１０は、キャパシタＣ１と、スイッチ素子Ｑ１１及びスイッチ素子Ｑ１２の直列回路と、スイッチ素子Ｑ２１及びスイッチ素子Ｑ２２の直列回路と、キャパシタＣ２と、インダクタＬ１とで構成される。

　キャパシタＣ１と、スイッチ素子Ｑ１１及びスイッチ素子Ｑ１２の直列回路はそれぞれ、入出力端子ＩＯ１１と入出力端子ＩＯ１２との間に接続される。スイッチ素子Ｑ１１とスイッチ素子Ｑ１２はＭＯＳ－ＦＥＴである。キャパシタＣ２と、スイッチ素子Ｑ２１及びスイッチ素子Ｑ２２の直列回路はそれぞれ、入出力端子ＩＯ２１と入出力端子ＩＯ２２との間に接続される。スイッチ素子Ｑ２１とスイッチ素子Ｑ２２はＭＯＳ－ＦＥＴである。インダクタＬ１は、スイッチ素子Ｑ１１とスイッチ素子Ｑ１２との接続点と、スイッチ素子Ｑ２１とスイッチ素子Ｑ２２との接続点との間に接続される。

　つまり、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、インダクタＬ１を中心とした対称型の回路構成を有する、所謂Ｈブリッジ回路である。Ｈブリッジ回路は非絶縁であるため、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の大型化を抑制できる。コンバータ部１０のスイッチング制御については後述する。

　入出力端子ＩＯ１１と入出力端子ＩＯ１２との間には電圧検出回路１１が接続される。電圧検出回路１１は、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との分圧回路である。電圧検出回路１１は、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２に対する電圧Ｖ１を検出する。入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２が入力側となる場合には、電圧Ｖ１は双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の入力電圧である。入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２が出力側となる場合には、電圧Ｖ１は双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電圧である。電圧検出回路１１は、本発明に係る「第１入出力電圧検出部」の一例である。

　入出力端子ＩＯ２１と入出力端子ＩＯ２２との間には電圧検出回路１２が接続される。電圧検出回路１２は、抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２との分圧回路である。電圧検出回路１２は、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２に対する電圧Ｖ２を検出する。入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２が入力側となる場合には、電圧Ｖ２は双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の入力電圧である。入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２が出力側となる場合には、電圧Ｖ２は双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電圧である。電圧検出回路１２は、本発明に係る「第２入出力電圧検出部」の一例である。

　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は制御部１３を備える。制御部１３は、ＳＷ切替部１４と、誤差増幅部１５と、スイッチング制御部１６とを有する。また、制御部１３は、スイッチＳ１１と、スイッチＳ１２と、スイッチＳ２１と、スイッチＳ２２と、スイッチＳ２３と、スイッチＳ２４とを有する。

　ＳＷ切替部１４は外部から切替信号を受信する。切替信号は、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の制御モードを切り替える信号である。ＳＷ切替部１４は、切替信号を受信するとスイッチＳ１１，Ｓ１２，Ｓ２１～Ｓ２４を切り替える。また、ＳＷ切替部１４は、受信する切替信号をスイッチング制御部１６へ出力する。ＳＷ切替部１４は、本発明に係る「切替信号受信部」の一例である。

　スイッチＳ１１及びスイッチＳ１２は、２つの入力の一方を出力する単極双投形のスイッチである。スイッチＳ１１及びスイッチＳ１２それぞれには、電圧検出回路１１及び電圧検出回路１２それぞれからの出力電圧が入力され、それらの一方を出力する。入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２が入力側となる場合、電圧検出回路１２の出力電圧がスイッチＳ１１から出力され、電圧検出回路１１の出力電圧がスイッチＳ１２から出力されるように、スイッチＳ１１及びスイッチＳ１２は切り替えられる。つまり、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の制御モードに応じて、スイッチＳ１１からは双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電圧が出力され、スイッチＳ１２からは双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の入力電圧が出力されるように、スイッチＳ１１及びスイッチＳ１２は切り替えられる。

　スイッチＳ１１の出力は、誤差増幅部１５と、スイッチング制御部１６の端子Ｖｏそれぞれに接続される。端子Ｖｏは、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電圧を入力するための端子である。スイッチＳ１２の出力は、スイッチング制御部１６の端子Ｖｉに接続される。端子Ｖｉは、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の入力電圧を入力するための端子である。スイッチング制御部１６は、端子Ｖｉと端子Ｖｏに入力された、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の入力電圧と出力電圧とに基づき、降圧または昇圧の制御モードを決定する。

　誤差増幅部１５は、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電圧、すなわち電圧検出回路１１又は電圧検出回路１２の出力電圧と、基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する。誤差増幅部１５の出力は、スイッチング制御部１６のＣＰ（ＣＯＭＰ）端子に接続される。スイッチング制御部１６は、誤差増幅部１５の出力に基づいて、コンバータ部１０のスイッチングデューティを決定し、ＰＷＭ変調したゲート信号を生成する。

　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の制御モードにかかわらず、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電圧は、１つの誤差増幅部１５に入力される。そして、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の出力電圧は、同じ基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。なお、この基準電圧は外部の指令又は入出力に接続する二次電池の電圧などによって変更されてもよい。

　誤差増幅部１５は、誤差増幅器１５１と、位相補償回路１５２とを有する。位相補償回路１５２はキャパシタＣ３と抵抗Ｒ３とが直列接続されて構成される。位相補償回路１５２を設けることで、安定性と応答性との改善を図ることができる。キャパシタＣ３は、本発明に係る「積分要素」の一例である。誤差増幅器１５１の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。誤差増幅器１５１の反転入力端子には、スイッチＳ１１の出力が接続される。つまり、誤差増幅器１５１の反転入力端子には、電圧検出回路１１又は電圧検出回路１２からの出力電圧が入力される。位相補償回路１５２は、負帰還ループの位相補償を行うための回路であり、誤差増幅器１５１の出力端子と反転入力端子との間に接続される。

　スイッチＳ２１～Ｓ２４は、一つの入力端子と、二つの第１出力端子及び第２出力端子とを有する単極双投形のスイッチである。スイッチＳ２１～Ｓ２４は、コンバータ部１０の各スイッチ素子へゲート信号を出力する、スイッチング制御部１６の端子ＨＩと、端子ＬＩと、端子ＨＯと、端子ＬＯとにそれぞれ接続される。

　スイッチＳ２１の入力端子は、スイッチング制御部１６の端子ＨＩに接続される。スイッチＳ２１の第１出力端子は、スイッチ素子Ｑ１１のゲートに接続される。スイッチＳ２１の第２出力端子は、スイッチ素子Ｑ２１のゲートに接続される。

　スイッチＳ２２の入力端子は、スイッチング制御部１６の端子ＬＩに接続される。スイッチＳ２２の第１出力端子は、スイッチ素子Ｑ１２のゲートに接続される。スイッチＳ２２の第２出力端子は、スイッチ素子Ｑ２２のゲートに接続される。

　スイッチＳ２３の入力端子は、スイッチング制御部１６の端子ＨＯに接続される。スイッチＳ２３の第１出力端子は、スイッチ素子Ｑ２１のゲートに接続される。スイッチＳ２３の第２出力端子は、スイッチ素子Ｑ１１のゲートに接続される。

　スイッチＳ２４の入力端子は、スイッチング制御部１６の端子ＬＯに接続される。スイッチＳ２４の第１出力端子は、スイッチ素子Ｑ２２のゲートに接続される。スイッチＳ２４の第２出力端子は、スイッチ素子Ｑ１２のゲートに接続される。

　スイッチＳ２１～Ｓ２４は、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の制御モードに応じてＳＷ切替部１４により切り替えられる。第１制御モード又は第２制御モードでは、図１に示すように、スイッチＳ２１と、スイッチＳ２２と、スイッチＳ２３と、スイッチＳ２４とは、入力端子と第１出力端子とが接続されるように切り替えられる。つまり、端子ＨＩはスイッチ素子Ｑ１１に接続され、端子ＬＩはスイッチ素子Ｑ１２に接続され、端子ＨＯはスイッチ素子Ｑ２１に接続され、端子ＬＯはスイッチ素子Ｑ２２に接続される。第３制御モード又は第４制御モードでは、スイッチＳ２１と、スイッチＳ２２と、スイッチＳ２３と、スイッチＳ２４とは、入力端子と第２出力端子とが接続されるように切り替えられる。つまり、端子ＨＩはスイッチ素子Ｑ２１に接続され、端子ＬＩはスイッチ素子Ｑ２２に接続され、端子ＨＯはスイッチ素子Ｑ１１に接続され、端子ＬＯはスイッチ素子Ｑ１２に接続される。

　次に、前記のように構成される双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の動作について説明する。

（第１制御モード）
　第１制御モードでは、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２からの入力電圧を昇圧して、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２から出力する。この場合、ＳＷ切替部１４は、電圧検出回路１２の出力電圧が誤差増幅部１５に入力されるようにスイッチＳ１１を切り替える。誤差増幅部１５は、電圧検出回路１２の出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、スイッチング制御部１６へ出力する。スイッチング制御部１６は、その比較結果から、スイッチング制御のデューティ比を決定する。

　スイッチング制御部１６は、スイッチ素子Ｑ１１を常時オン、スイッチ素子Ｑ１２を常時オフする。そして、スイッチング制御部１６は、決定したデューティ比でスイッチ素子Ｑ２１とスイッチ素子Ｑ２２とを交互にオンオフする。このとき、スイッチ素子Ｑ２１は同期整流素子として動作する。

（第２制御モード）
　第２制御モードでは、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２からの入力電圧を降圧して、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２から出力する。この場合、ＳＷ切替部１４は、電圧検出回路１２の出力電圧が誤差増幅部１５に入力されるようにスイッチＳ１１を切り替える。誤差増幅部１５は、電圧検出回路１２の出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、スイッチング制御部１６へ出力する。スイッチング制御部１６は、その比較結果から、スイッチング制御のデューティ比を決定する。

　スイッチング制御部１６は、スイッチ素子Ｑ２１を常時オン、スイッチ素子Ｑ２２を常時オフする。そして、スイッチング制御部１６は、決定したデューティ比でスイッチ素子Ｑ１１とスイッチ素子Ｑ１２とを交互にオンオフする。このとき、スイッチ素子Ｑ１２は同期整流素子として動作する。

（第３制御モード）
　第３制御モードでは、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２からの入力電圧を昇圧して、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２から出力する。この場合、ＳＷ切替部１４は、電圧検出回路１１の出力電圧が誤差増幅部１５に入力されるようにスイッチＳ１１を切り替える。誤差増幅部１５は、電圧検出回路１１の出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、スイッチング制御部１６へ出力する。スイッチング制御部１６は、その比較結果から、スイッチング制御のデューティ比を決定する。

　スイッチング制御部１６は、スイッチ素子Ｑ２１を常時オン、スイッチ素子Ｑ２２を常時オフする。そして、スイッチング制御部１６は、決定したデューティ比でスイッチ素子Ｑ１１とスイッチ素子Ｑ１２とを交互にオンオフする。このとき、スイッチ素子Ｑ１１は同期整流素子として動作する。

（第４制御モード）
　第４制御モードでは、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、入出力端子ＩＯ２１及び入出力端子ＩＯ２２からの入力電圧を降圧して、入出力端子ＩＯ１１及び入出力端子ＩＯ１２から出力する。この場合、ＳＷ切替部１４は、電圧検出回路１１の出力電圧が誤差増幅部１５に入力されるようにスイッチＳ１１を切り替える。誤差増幅部１５は、電圧検出回路１１の出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、スイッチング制御部１６へ出力する。スイッチング制御部１６は、その比較結果から、スイッチング制御のデューティ比を決定する。

　スイッチング制御部１６は、スイッチ素子Ｑ１１を常時オン、スイッチ素子Ｑ１２を常時オフする。そして、スイッチング制御部１６は、決定したデューティ比でスイッチ素子Ｑ２１とスイッチ素子Ｑ２２とを交互にオンオフする。このとき、スイッチ素子Ｑ２２は同期整流素子として動作する。

　このように、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、第１制御モード、第２制御モード、第３制御モード、及び第４制御モードの何れかで駆動できる。そして、電力供給方向の切り替えは、ＳＷ切替部１４が受信する外部からの切替信号に従って行われる。ＳＷ切替部１４が切替信号を受信すると、この切替信号がスイッチング制御部１６へ通知される。スイッチング制御部１６は、切替信号に応じて、電力供給方向を切り替える。スイッチング制御部１６は、電力供給方向を切り替える際、所定期間、スイッチング制御を停止する。

　図２は、制御モードの切り替え時のスイッチング制御部１６の動作を説明するためのタイミングチャートである。この例では、時刻ｔ１まで、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は第１制御モードで駆動しているものとする。

　ＳＷ切替部１４が切替信号を受信する時刻ｔ１までは、スイッチング制御部１６は、スイッチング制御を行っている。時刻ｔ１にＳＷ切替部１４が切替信号を受信すると、スイッチング制御部１６は、スイッチ素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２のすべてをオフにして、スイッチング制御を停止する。ＳＷ切替部１４は、時刻ｔ１から時刻ｔ２の経過後、スイッチＳ１１等を切り替える。スイッチング制御部１６は、時刻ｔ１でスイッチング制御を停止した後、時刻ｔ３を経過したときに、受信した切替信号に基づく制御モードで双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１が駆動するように、スイッチング制御を開始する。

　例えば、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１が第１制御モードで駆動している場合、キャパシタＣ３は積分要素として機能しているため、出力電圧と基準値との偏差がゼロとなるための情報として電荷が蓄えられている。この状態で電力供給の方向を切り替えると、蓄えられた電荷に起因して、制御が不安定となり、また、デューティが過大又は過少になるなどの異常動作するおそれがある。また、昇圧動作から降圧動作へ切り替える必要があるが、制御部１３のＶｉ及びＶｏの線路に、寄生成分として、又はノイズ除去のため意図的にキャパシタが存在する場合、切り替えが行われてからキャパシタの電圧が変化する過渡期間に昇圧動作が引き続き行われるおそれもある。

　そこで、図２で説明したように、制御モードを切り替える際、所定期間Ｔｄ、スイッチング制御を停止する。この所定期間Ｔｄは、スイッチング制御が電力供給の方向を切り替えて制御する準備ができるまでの期間である。これにより、電力供給方向の切り替え後も、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、安定した制御を行うことができる。

　なお、時刻ｔ４で切替信号を受信して、再び電力供給方向を切り替える場合も同様に、ＳＷ切替部１４は、時刻ｔ４から時刻ｔ５の経過後、スイッチＳ１１等を切り替える。

　図３は、別の例の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１Ａの回路図である。この例では、誤差増幅部１５Ａの構成が図１と相違する。誤差増幅部１５Ａは、位相補償回路１５２Ａを有する。位相補償回路１５２Ａは、キャパシタＣ３と抵抗Ｒ３との直列回路を有し、キャパシタＣ４，Ｃ５とが微分要素を構成する。キャパシタＣ４，Ｃ５は、それぞれの電圧検出回路１１，１２の抵抗Ｒ１１，Ｒ２１に並列に接続される。キャパシタＣ３と抵抗Ｒ３との直列回路は、誤差増幅器１５１の出力端子と反転入力端子との間に接続される。キャパシタＣ４，Ｃ５を設けることで、フィードバック位相を進ませることができるので、応答性の改善を図れる。

　電力供給の方向を切り替えた場合、キャパシタＣ４及びキャパシタＣ５の接続が急に変更されるため、微分要素の働きにより誤差増幅器１５１の出力が急激に変化して異常動作するおそれがある。しかし、図２で説明したように、制御モードを切り替える際、所定期間Ｔｄ、スイッチング制御を停止させることにより、誤差増幅器１５１の出力が急激に変化したとしてもスイッチング制御が停止しているため、安定して電力供給の方向を切り替えることができる。

　なお、上述の実施形態では、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１はＨブリッジ回路として説明したが、２つの入出力部の間で双方向に電力変換を行える回路であれば適宜変更可能である。

Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５…キャパシタ
ＩＯ１１，ＩＯ１２…入出力端子（第１入出力部）
ＩＯ２１，ＩＯ２２…入出力端子（第２入出力部）
Ｌ１…インダクタ
Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２…スイッチ素子
Ｒ１１，Ｒ１２…抵抗
Ｒ２１，Ｒ２２…抵抗
Ｒ３…抵抗
Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ２４…スイッチ
１，１Ａ…ＤＣ－ＤＣコンバータ
１０…コンバータ部
１１…電圧検出回路（第１入出力電圧検出部）
１２…電圧検出回路（第２入出力電圧検出部）
１３…制御部
１４…ＳＷ切替部（切替信号受信部）
１５，１５Ａ…誤差増幅部
１６…スイッチング制御部
１５１…誤差増幅器
１５２，１５２Ａ…位相補償回路

Claims

　第１入出力部及び第２入出力部と、
　前記第１入出力部と前記第２入出力部との間で双方向に電力変換するコンバータ部と、
　電力変換方向を切り替える切替信号を受信する切替信号受信部と、
　前記第１入出力部に対する入出力電圧を検出する第１入出力電圧検出部と、
　前記第２入出力部に対する入出力電圧を検出する第２入出力電圧検出部と、
　前記切替信号受信部が受信する切替信号と、前記第１入出力電圧検出部又は前記第２入出力電圧検出部による検出結果とに基づいて、前記コンバータ部をスイッチング制御するスイッチング制御部と、
　を備え、
　前記スイッチング制御部は、
　前記切替信号受信部が切替信号を受信したとき、スイッチング制御を停止し、所定期間経過後にスイッチング制御を開始する、
　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　前記第１入出力電圧検出部又は前記第２入出力電圧検出部による検出結果と、基準値とを比較する誤差増幅部、
　を備え、
　前記誤差増幅部は積分要素を含む位相補償回路を有し、
　前記スイッチング制御部は、前記誤差増幅部の出力に基づいてスイッチング制御する、
　請求項１に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　前記位相補償回路は微分要素を含む、
　請求項２に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　前記コンバータ部はＨブリッジコンバータである、
　請求項１から３の何れかに記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。