WO2017170415A1 - レーザ駆動装置 - Google Patents

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    • H02J7/34—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
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    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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    • B23K26/00—Working by laser beam, e.g. welding, cutting or boring

Definitions

  • the present invention relates to a laser driving device.
  • FIG. 1 is a block diagram of the laser processing apparatus 1r.
  • the laser processing device 1r includes a laser light source 2 such as a CO 2 laser, and a laser driving device 4r that supplies AC power to the laser light source 2 to excite it.
  • the laser driving device 4 r includes a DC power source 6 and a high frequency power source 8.
  • the DC power supply 6 stabilizes the output DC voltage VDC at a target value by feedback control using PID (Proportional-Integral-Differential) control or PI control.
  • the high frequency power supply 8 receives the direct current voltage VDC , converts it into an alternating voltage, and supplies it to the laser light source 2 that is a load.
  • the laser light source 2 operates discontinuously. That is, a comparatively short light emission period of several microseconds to 10 microseconds and a pause period similar to, short, or long are alternately repeated.
  • the DC voltage VDC In order to stabilize the output energy of the laser light source 2, the DC voltage VDC must be within a predetermined allowable fluctuation range.
  • FIG. 2 is an operation waveform diagram of the laser processing apparatus 1r of FIG.
  • the vertical and horizontal axes of the waveform diagrams and time charts referred to in this specification are enlarged or reduced as appropriate for easy understanding, and each waveform shown is also simplified for easy understanding. Or exaggerated or emphasized.
  • the high frequency power supply 8 repeats an operation period and a rest period in accordance with the turning on and off of the laser light source 2.
  • a feedback response delay occurs in the direct-current power supply 6, and the direct-current voltage VDC may decrease and deviate from the allowable variation range.
  • the direct-current voltage VDC increases due to a feedback delay, and may deviate from the allowable variation range.
  • the target value of the DC voltage VDC may be switched. Again, if the response speed of the DC power supply 6 is slow, the transition time until the DC voltage VDC reaches the next target value becomes long. During the transition time, the laser light source 2 cannot emit light, which causes a reduction in operating rate.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and one of the exemplary purposes of an aspect thereof is to provide a laser driving device capable of stabilizing output energy.
  • An embodiment of the present invention relates to a laser driving device.
  • the laser driving device includes a bank capacitor, a high-frequency power source that has an input connected to the bank capacitor and intermittently supplies an alternating voltage to the laser light source, a charging circuit that charges the bank capacitor to a target voltage during a pause period of the high-frequency power source, Is provided.
  • the bank capacitor behaves as a power source for supplying power to the high frequency power source.
  • the high frequency power source is stopped, so that the charging power source is substantially in a no-load state. Therefore, the voltage of the bank capacitor can be charged to the target voltage stably in a short time as compared with the conventional DC power supply that needs to stabilize the voltage during load fluctuation, and the output energy can be stabilized.
  • the charging power supply may include a first boost converter.
  • the first boost converter may operate in a discontinuous mode.
  • the amount of charge supplied to the bank capacitor by one switching can be accurately controlled according to the on-time, reactor inductance, and converter input voltage, and the bank capacitor voltage can be accurately controlled. It becomes.
  • the charging power supply may further include a second boost converter in which the inductance of the reactor is smaller than the first boost converter.
  • the first boost converter can quickly charge the bank capacitor with coarse accuracy
  • the second boost converter can accurately charge the bank capacitor with high accuracy, and the voltage of the bank capacitor can be made closer to the target voltage. It becomes.
  • the bank capacitor charging operation by the first boost converter may be followed by the bank capacitor charging operation by the second boost converter.
  • the first boost converter may be a diode rectification type
  • the second boost converter may be a synchronous rectification type.
  • the second boost converter can be charged and discharged, and the bank capacitor voltage can be adjusted more precisely.
  • the charging power supply may obtain the ON time of the first boost converter by numerical calculation.
  • the amount of charge to be supplied to the bank capacitor can be calculated from the difference between the voltage of the bank capacitor before the start of charging and the target voltage, and the on-time can be calculated. This eliminates the need for PI control or PID control and reduces response delay.
  • output energy can be stabilized.
  • FIG. 3 is a block diagram of the laser processing apparatus 1 according to the embodiment.
  • the laser processing apparatus 1 includes a laser light source 2 and a laser driving device 100.
  • the laser light source 2 is, for example, a CO 2 laser.
  • the laser driving device 100 supplies AC power to the laser light source 2 to excite it.
  • the laser driving apparatus 100 includes a charging power source 102, a bank capacitor 104, and a high frequency power source 106.
  • the high frequency power supply 106 has an input 108 connected to the bank capacitor 104 and an output connected to the laser light source 2.
  • the high-frequency power source 106 receives the DC voltage VDC generated in the bank capacitor 104 and intermittently supplies an alternating voltage (drive voltage) V DRV to the laser light source 2. That is, the high frequency power supply 106 performs a switching operation during the light emission period of the laser light source 2, and the switching of the high frequency power supply 106 is stopped during the light extinction period of the laser light source 2.
  • a period during which the high-frequency power source 106 is switched is referred to as an operation period, and a period during which the switching is stopped is referred to as a pause period.
  • the configuration of the high-frequency power source 106 is not particularly limited, and a known technique may be used.
  • the bank capacitor 104 can be grasped as a direct current power source such as an electric storage device that supplies power to the high frequency power source 106 by itself.
  • the charging power source 102 charges the bank capacitor 104 to the target voltage V REF during the pause period of the high frequency power source 106.
  • the charging of the bank capacitor 104 is stopped, so that the voltage VDC of the bank capacitor 104 decreases due to discharge by the high-frequency power source 106. Therefore, the capacity of the bank capacitor 104 is designed so that the DC voltage VDC does not fall below the allowable range even in the process of discharge by the high-frequency power source 106.
  • FIG. 4 is an operation waveform diagram of the laser processing apparatus 1 of FIG.
  • the high frequency power supply 106 operates intermittently at a repetition frequency of about 5 kHz and a duty ratio of about 5%.
  • the bank capacitor 104 behaves as a power source for supplying power to the high frequency power source 106.
  • the charging power supply 102 is stopped, and the DC voltage VDC of the bank capacitor 104 is lowered by discharging.
  • the direct voltage VDC does not fall below the allowable voltage range.
  • the DC power supply 6 is always operating, and therefore the load fluctuates greatly during the operation, which causes the fluctuation of the output voltage VDC .
  • the high-frequency power source 106 is stopped during the charging period of the bank capacitor 104 by the charging power source 102, and the charging power source 102 is substantially in a no-load state. That is, the bank capacitor 104 is charged in a static state where no load fluctuation occurs. Therefore, the voltage V DC of the bank capacitor 104 can be charged to the target voltage V REF stably in a short time as compared with the DC power supply 6 of FIG. 1 that needs to stabilize the voltage during the load fluctuation. Output energy can be stabilized.
  • the present invention is understood as the block diagram and circuit diagram of FIG. 3 or extends to various devices and circuits derived from the above description, and is not limited to a specific configuration. In the following, more specific configuration examples and examples will be described in order not to narrow the scope of the present invention but to help understanding and clarify the essence and circuit operation of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration example of the charging power source 102 of FIG.
  • the charging power source 102 includes a rectifying / smoothing circuit 110, a first boost converter 112, and a second boost converter 114.
  • Rectifier smoothing circuit 110 receives a commercial AC voltage V AC, rectifies it, and smoothed to produce a DC voltage V IN.
  • the commercial AC voltage V AC is a three-phase 220V
  • DC voltage V IN is 300 V.
  • the target voltage V REF of the voltage V DC of the bank capacitor 104 is, for example, 500V.
  • the first boost converter 112 receives the DC voltage VIN and supplies a charging current I CHG1 to the bank capacitor 104.
  • the first boost converter 112 charges the bank capacitor 104 rapidly.
  • the first boost converter 112 is a diode rectification type including a reactor L1, a switching transistor M1, and a rectifier diode D1.
  • the charging current I CHG1 generated by the first boost converter 112 flows only in the direction in which the bank capacitor 104 is charged.
  • the second boost converter 114 is provided to accurately charge the bank capacitor 104 with higher accuracy than the first boost converter 112.
  • the second boost converter 114 is a synchronous rectification type including a reactor L2, a switching transistor M2, and a synchronous rectification transistor M3.
  • the charging current I CHG2 generated by the second boost converter 114 can flow not only in the direction of charging the bank capacitor 104 but also in the direction of discharging it.
  • the second boost converter 114 can finely adjust the voltage DC to decrease.
  • the first boost converter 112 causes the voltage V DC of the bank capacitor 104 to approach the target voltage V REF in a short time, and the second boost converter 114 increases the voltage with high accuracy. V DC can be brought closer to the target voltage V REF and stabilized.
  • the first boost converter 112 needs to rapidly charge the bank capacitor 104 and is required to supply as much current I CHG1 as possible to the bank capacitor 104 in one switching operation. Therefore, a large value is selected for the inductance of reactor L1.
  • the charge amount is the time integration amount of the charge current. Therefore, when charging a certain amount of charge, the higher the current peak value, the shorter the charging pulse time width. In other words, the smaller the inductance, the faster the charging speed.
  • the second boost converter 114 is required to quickly finely adjust the charge of the bank capacitor 104 by several switching operations. Therefore, the inductance of reactor L2 is preferably a value smaller than that of reactor L1.
  • FIG. 6 is an operation waveform diagram of the first boost converter 112.
  • first boost converter 112 is controlled to operate in a discontinuous mode.
  • the reactor current I L1 increases with time t at a slope V IN / L1 according to the equation (1).
  • I L1 V IN / L1 ⁇ t (1)
  • the hatched portion of reactor current IL1 in FIG. 6 flows through rectifier diode D1, and is supplied to bank capacitor 104 as charging current ICHG1 .
  • the amount of charge supplied to the bank capacitor 104 by one switching is accurately controlled according to the ON time TON, the inductance of the reactor L1, and the input voltage VIN of the converter.
  • the voltage V DC of the bank capacitor 104 can be accurately controlled.
  • the ON time TON1 of the first boost converter 112 is obtained by numerical calculation not using a PID controller or the like. Further, the first boost converter 112 is switched only once.
  • the amount of charge ⁇ Q to be supplied to the bank capacitor 104 can be calculated according to the equation (5) from the difference between the voltage V INIT of the bank capacitor 104 before the start of charging and the target voltage V REF .
  • C BANK is the capacity of the bank capacitor 104.
  • ⁇ Q C BANK ⁇ (V REF ⁇ V INIT ) (5)
  • the on-time TON1 of the switching transistor M1 may be calculated so that the integral value of the charging current I CHG1 in FIG. 6 is equal to ⁇ Q.
  • the on time TON1 may be calculated as follows.
  • a time T D1 during which the current I D1 (that is, the charging current I CHG1 ) flows through the rectifier diode D1 can be calculated from the equation (4) and is expressed by the equation (7).
  • T D1 I PEAK ⁇ L1 / (V DC ⁇ V IN ) (7)
  • FIG. 7 is an operation waveform diagram of the charging power source 102 of FIG.
  • the bank capacitor 104 is quickly charged by the first boost converter 112.
  • switching of the transistors M2 and M3 of the second boost converter 114 is started, and the voltage V DC of the bank capacitor 104 is further brought closer to the target voltage V REF .
  • the on-time of the switching transistor M2 and the synchronous rectification transistor M3 may be determined for the second boost converter 114 by arithmetic processing not using a PID controller or the like.
  • the second boost converter 114 may be omitted.
  • the first boost converter 112 is switched only once, but may be switched twice or three times. What is necessary is just to prescribe
  • first boost converter 112 and the second boost converter 114 of the charging power source 102 may be controlled by a PID controller.
  • the feedback loop may be designed to be stable in a no-load state. Therefore, the responsiveness can be improved as compared with the DC power supply 6 of FIG.
  • DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Laser drive device, 102 ... Charging power supply, 104 ... Bank capacitor, 106 ... High frequency power supply, 110 ... Rectification smoothing circuit, 112 ... First boost converter, 114 ... Second boost converter, L1, L2 ... Reactor, M1 ... Switching transistor.
  • the present invention can be used for lasers.

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Abstract

高周波電源１０６は、入力がバンクコンデンサ１０４と接続され、レーザ光源２に交番電圧ＶＤＲＶを間欠的に供給する。充電電源１０２は、高周波電源１０６の休止期間中にバンクコンデンサ１０４を目標電圧ＶＲＥＦに充電する。

Description

レーザ駆動装置
　本発明は、レーザ駆動装置に関する。
　産業用の加工ツールとして、レーザ加工装置が広く普及している。図１は、レーザ加工装置１ｒのブロック図である。レーザ加工装置１ｒは、ＣＯ２レーザなどのレーザ光源２と、レーザ光源２に交流電力を供給し、励振させるレーザ駆動装置４ｒを備える。レーザ駆動装置４ｒは、直流電源６および高周波電源８を備える。直流電源６は、ＰＩＤ（Proportional-Integral-Differential）制御やＰＩ制御などを用いたフィードバック制御によってその出力である直流電圧ＶＤＣを目標値に安定化させる。高周波電源８は、直流電圧ＶＤＣを受け、それを交番電圧に変換して、負荷であるレーザ光源２に供給する。
　ドリル用のレーザ加工装置１ｒにおいて、レーザ光源２は不連続運転する。すなわち、比較的短い数マイクロ～１０マイクロ秒程度の発光期間と、それと同程度、あるいは短い、あるいは長い休止期間とが交互に繰り返される。レーザ光源２の出力エネルギーを安定化するためには、直流電圧ＶＤＣが所定の許容変動範囲に収まっていなければならない。
特開２０１５－１０００２９号公報
　図２は、図１のレーザ加工装置１ｒの動作波形図である。本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。
　レーザ光源２の点灯、消灯に応じて、高周波電源８は動作期間と休止期間を繰り返す。高周波電源８が休止期間から動作期間に移行するときに、直流電源６においてフィードバックの応答遅れが生じ、直流電圧ＶＤＣが低下し、許容変動範囲から逸脱するおそれがある。高周波電源８の動作期間から休止期間に移行したときに、フィードバック遅れにより直流電圧ＶＤＣが上昇し、許容変動範囲から逸脱するおそれがある。
　また異なる加工に切りかえる際に、直流電圧ＶＤＣの目標値を切りかえる場合がある。ここでも直流電源６の応答速度が遅いと、直流電圧ＶＤＣが次の目標値に到達するまでの遷移時間が長くなる。遷移時間の間は、レーザ光源２を発光させることができないため、稼働率の低下の要因となる。
　本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、出力エネルギーを安定化可能なレーザ駆動装置の提供にある。
　本発明のある態様はレーザ駆動装置に関する。レーザ駆動装置は、バンクコンデンサと、入力がバンクコンデンサと接続され、レーザ光源に交番電圧を間欠的に供給する高周波電源と、高周波電源の休止期間にバンクコンデンサを目標電圧に充電する充電回路と、を備える。
　この態様では、バンクコンデンサが高周波電源に電力を供給する電源として振る舞う。充電電源によるバンクコンデンサの充電期間中、高周波電源は停止しており、したがって充電電源は実質的に無負荷の状態となる。したがって負荷変動中に電圧を安定化する必要がある従来の直流電源に比べて、短時間で安定的に、バンクコンデンサの電圧を目標電圧に充電することができ、出力エネルギーを安定化できる。
　充電電源は、第１昇圧コンバータを含んでもよい。
　第１昇圧コンバータは、不連続モードで動作してもよい。この場合、１回のスイッチングによりバンクコンデンサに供給される電荷量を、オン時間とリアクトルのインダクタンス、コンバータの入力電圧に応じて正確に制御することが可能となり、バンクコンデンサの電圧を正確に制御可能となる。
　充電電源は、リアクトルのインダクタンスが第１昇圧コンバータより小さい第２昇圧コンバータをさらに含んでもよい。これにより、第１昇圧コンバータによって、バンクコンデンサを粗い精度で急速に充電し、第２昇圧コンバータによってバンクコンデンサを高い精度で正確に充電でき、バンクコンデンサの電圧を一層、目標電圧に近づけることが可能となる。
　第１昇圧コンバータによるバンクコンデンサの充電動作の後に、第２昇圧コンバータによるバンクコンデンサの充電動作に移行してもよい。
　第１昇圧コンバータは、ダイオード整流型であり、第２昇圧コンバータは、同期整流型であってもよい。第２昇圧コンバータは、充電および放電が可能となり、バンクコンデンサの電圧のより精密な調節が可能となる。
　充電電源は、第１昇圧コンバータのオン時間を、数値演算により求めてもよい。充電開始前のバンクコンデンサの電圧と、その目標電圧の差分から、バンクコンデンサに供給すべき電荷量が計算でき、さらにはオン時間を計算することができる。これによりＰＩ制御やＰＩＤ制御が不要となり、応答遅れが小さくなる。
　なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
　本発明のある態様によれば、出力エネルギーを安定化できる。
レーザ加工装置のブロック図である。 図１のレーザ加工装置の動作波形図である。 実施の形態に係るレーザ加工装置のブロック図である。 図３のレーザ加工装置の動作波形図である。 図２の充電電源の構成例を示すブロック図である。 第１昇圧コンバータの動作波形図である。 図５の充電電源の動作波形図である。
　以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
　図３は、実施の形態に係るレーザ加工装置１のブロック図である。レーザ加工装置１は、レーザ光源２およびレーザ駆動装置１００を備える。レーザ光源２は、たとえばＣＯ２レーザである。レーザ駆動装置１００は、レーザ光源２に交流電力を供給し、励振させる。
　レーザ駆動装置１００は、充電電源１０２、バンクコンデンサ１０４、高周波電源１０６を備える。高周波電源１０６は、その入力１０８がバンクコンデンサ１０４と接続され、その出力がレーザ光源２に接続されている。高周波電源１０６は、バンクコンデンサ１０４に生ずる直流電圧ＶＤＣを受け、レーザ光源２に交番電圧（駆動電圧）ＶＤＲＶを間欠的に供給する。すなわち、レーザ光源２の発光期間において高周波電源１０６はスイッチング動作し、レーザ光源２の消灯期間において高周波電源１０６のスイッチングは停止する。高周波電源１０６がスイッチングする期間を動作期間、スイッチングが停止する期間を休止期間という。高周波電源１０６の構成は特に限定されず、公知技術を用いればよい。
　バンクコンデンサ１０４は、それ単体で高周波電源１０６に電力を供給する蓄電デバイスのような直流電源と把握することができる。充電電源１０２は、高周波電源１０６の休止期間中にバンクコンデンサ１０４を目標電圧ＶＲＥＦに充電する。高周波電源１０６の動作期間中は、バンクコンデンサ１０４への充電が停止するため、バンクコンデンサ１０４の電圧ＶＤＣは、高周波電源１０６による放電により低下する。したがってバンクコンデンサ１０４の容量は、高周波電源１０６による放電の過程においても、直流電圧ＶＤＣが許容範囲を下回らないように設計される。
　以上がレーザ加工装置１の構成である。続いてその動作を説明する。図４は、図３のレーザ加工装置１の動作波形図である。高周波電源１０６は、５ｋＨｚ程度の繰り返し周波数、デューティ比５％程度で間欠動作する。高周波電源１０６の動作期間中において、バンクコンデンサ１０４が高周波電源１０６に電力を供給する電源として振る舞う。この間、充電電源１０２は停止しており、放電によってバンクコンデンサ１０４の直流電圧ＶＤＣは低下する。ただし、バンクコンデンサ１０４の容量は十分に大きいため、直流電圧ＶＤＣは許容電圧範囲を下回らない。
　高周波電源１０６の動作が停止し、休止期間に入ると、充電電源１０２によるバンクコンデンサ１０４の充電が開始し、バンクコンデンサ１０４が目標電圧ＶＲＥＦに充電される。レーザ加工装置１はこの動作を繰り返す。
　以上がレーザ加工装置１の動作である。続いてその利点を説明する。
　図１のレーザ加工装置１ｒでは、直流電源６は常時動作しており、したがってその負荷は動作中に大きく変動しており、これが出力電圧ＶＤＣの変動の要因となっていた。これに対して図３のレーザ加工装置１では、充電電源１０２によるバンクコンデンサ１０４の充電期間中、高周波電源１０６は停止しており、充電電源１０２は実質的に無負荷の状態となる。つまり負荷変動が生じない静的な状態で、バンクコンデンサ１０４を充電することとなる。したがって負荷変動中に電圧を安定化する必要がある図１の直流電源６に比べて、短時間で安定的に、バンクコンデンサ１０４の電圧ＶＤＣを目標電圧ＶＲＥＦに充電することができ、ひいては出力エネルギーを安定化できる。
　本発明は、図３のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や実施例を説明する。
　図５は、図２の充電電源１０２の構成例を示すブロック図である。充電電源１０２は、整流平滑化回路１１０、第１昇圧コンバータ１１２、第２昇圧コンバータ１１４を備える。整流平滑化回路１１０は、商用交流電圧ＶＡＣを受け、それを整流、平滑化し、直流電圧ＶＩＮを生成する。たとえば商用交流電圧ＶＡＣは、３相２２０Ｖであり、直流電圧ＶＩＮは３００Ｖである。
　バンクコンデンサ１０４の電圧ＶＤＣの目標電圧ＶＲＥＦは、たとえば５００Ｖである。第１昇圧コンバータ１１２は、直流電圧ＶＩＮを受け、バンクコンデンサ１０４に充電電流ＩＣＨＧ１を供給する。第１昇圧コンバータ１１２は、バンクコンデンサ１０４を急速に充電する。第１昇圧コンバータ１１２は、リアクトルＬ１、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１を備えるダイオード整流型である。この第１昇圧コンバータ１１２が生成する充電電流ＩＣＨＧ１は、バンクコンデンサ１０４を充電する方向にのみ流れる。
　第２昇圧コンバータ１１４は、バンクコンデンサ１０４を、第１昇圧コンバータ１１２よりも高い精度で正確に充電するために設けられる。第２昇圧コンバータ１１４は、リアクトルＬ２、スイッチングトランジスタＭ２、同期整流トランジスタＭ３を備える同期整流型である。この第２昇圧コンバータ１１４が生成する充電電流ＩＣＨＧ２は、バンクコンデンサ１０４を充電する方向のみでなく、それを放電する方向にも流れることが可能である。電圧ＶＤＣが目標値ＶＲＥＦを超えた場合には、第２昇圧コンバータ１１４により、電圧ＤＣを下げる方向に微調節可能となる。
　第１昇圧コンバータ１１２と第２昇圧コンバータ１１４の併用によって、第１昇圧コンバータ１１２によりバンクコンデンサ１０４の電圧ＶＤＣを短時間で目標電圧ＶＲＥＦに近づけ、第２昇圧コンバータ１１４により高い精度で、電圧ＶＤＣを目標電圧ＶＲＥＦにさらに近づけ、安定化することができる。
　ここで第１昇圧コンバータ１１２は、バンクコンデンサ１０４を急速充電する必要があり、１回のスイッチング動作で、なるべく多くの電流ＩＣＨＧ１をバンクコンデンサ１０４に供給することが求められる。したがってリアクトルＬ１のインダクタンスは、大きい値が選択される。
　充電電荷量は、充電電流の時間積分量である。したがって一定の電荷量を充電する場合、電流ピーク値が高いほど、充電パルス時間幅は短くなる。言い換えると、インダクタンスが小さいほど、充電速度が速い。第２昇圧コンバータ１１４は数回のスイッチング動作で、バンクコンデンサ１０４の電荷を素早く微調節することが求められる。したがってリアクトルＬ２のインダクタンスは、リアクトルＬ１のそれよりも小さい値が好ましい。
　図６は、第１昇圧コンバータ１１２の動作波形図である。好ましくは第１昇圧コンバータ１１２は、不連続モード（Discontinuous Mode）で動作するように制御される。スイッチングトランジスタＭ１のオン時間ＴＯＮ１において、リアクトル電流ＩＬ１は、式（１）にしたがい、傾きＶＩＮ／Ｌ１で時間ｔと共に増加する。
　ＩＬ１＝ＶＩＮ／Ｌ１×ｔ　　　…（１）
　スイッチングトランジスタＭ１のオン時間をＴＯＮ１とするとき、リアクトル電流ＩＬ１のピーク値ＩＰＥＡＫは、式（２）となる。
　ＩＰＥＡＫ＝ＶＩＮ／Ｌ１×ＴＯＮ１　　　…（２）
　スイッチングトランジスタＭ１がオフすると、リアクトル電流ＩＬ１は、式（３）にしたがい、傾き（ＶＤＣ＋Ｖｆ－ＶＩＮ）／Ｌ１で時間ｔとともに減少する。Ｖｆは整流ダイオードＤ１の順方向電圧である。通常のＤＣ／ＤＣコンバータであれば、ＶＤＣは一定とみなせるが、図５の充電電源１０２では、スイッチングトランジスタＭ１のオフ時間の間に、電圧ＶＤＣが増加していくため、傾きは一定ではない。ただしここでは説明の容易化のため、電圧ＶＤＣは一定であるものと仮定する。
　ＩＬ１＝ＩＰＥＡＫ－（ＶＤＣ＋Ｖｆ－ＶＩＮ）／Ｌ１×ｔ　　　…（３）
　Ｖｆを無視すれば、式（４）を得る。
　ＩＬ１＝ＩＰＥＡＫ－（ＶＤＣ－ＶＩＮ）／Ｌ１×ｔ　　　…（４）
　図６のリアクトル電流ＩＬ１のうち、ハッチングを付した部分が、整流ダイオードＤ１に流れ、充電電流ＩＣＨＧ１としてバンクコンデンサ１０４に供給される。電流不連続モードで動作させることにより、１回のスイッチングによりバンクコンデンサ１０４に供給される電荷量を、オン時間ＴＯＮとリアクトルＬ１のインダクタンス、コンバータの入力電圧ＶＩＮに応じて正確に制御することが可能となり、バンクコンデンサ１０４の電圧ＶＤＣを正確に制御可能となる。
　続いてコンバータの制御方法について説明する。
　充電電源１０２の第１昇圧コンバータ１１２を、従来と同様にＰＩＤ制御器やＰＩ制御器を用いて制御すると、演算コストが多くなり、また遅延の要因となる。そこで本実施の形態では、第１昇圧コンバータ１１２のオン時間ＴＯＮ１を、ＰＩＤ制御器等によらない数値演算により求めることとしている。また第１昇圧コンバータ１１２は１回だけスイッチングするものとする。
　バンクコンデンサ１０４に供給すべき電荷量ΔＱは、充電開始前のバンクコンデンサ１０４の電圧ＶＩＮＩＴと、その目標電圧ＶＲＥＦの差分から、式（５）にしたがって計算できる。ＣＢＡＮＫは、バンクコンデンサ１０４の容量である。
　ΔＱ＝ＣＢＡＮＫ×（ＶＲＥＦ－ＶＩＮＩＴ）　　　…（５）
　したがって、図６の充電電流ＩＣＨＧ１の積分値がΔＱと等しくなるように、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間ＴＯＮ１を計算すればよい。
　ΔＱ＝∫ＩＣＨＧ１ｄｔ＝ＩＰＥＡＫ×ＴＤ１／２＝ＣＢＡＮＫ×（ＶＲＥＦ－ＶＩＮＩＴ）
　　　　　　…（６）
　具体的には、以下のようにオン時間ＴＯＮ１を計算してもよい。整流ダイオードＤ１に電流ＩＤ１（すなわち充電電流ＩＣＨＧ１）が流れる時間ＴＤ１は、式（４）から計算でき、式（７）で表される。
　ＴＤ１＝ＩＰＥＡＫ×Ｌ１／（ＶＤＣ－ＶＩＮ）　　　…（７）
　式（７）を式（６）に代入すると、式（８）を得る。
　ＩＰＥＡＫ×ＩＰＥＡＫ×Ｌ１／（ＶＤＣ－ＶＩＮ）／２＝ＣＢＡＮＫ×（ＶＲＥＦ－ＶＩＮＩＴ）
　　　　　　…（８）
　式（８）に式（２）を代入し、ＴＯＮ１について解くと、式（９）を得る。
　ＴＯＮ１＝√｛２×Ｌ１×ＣＢＡＮ×（ＶＲＥＦ－ＶＩＮＩＴ）×（ＶＤＣ－ＶＩＮ）／ＶＩＮ ２｝
　　　…（９）
　これによりＰＩ制御やＰＩＤ制御が不要となり、応答遅れが小さくなる。なお、具体的な演算式はこれには限定されない。
　図７は、図５の充電電源１０２の動作波形図である。高周波電源１０６の休止期間に入ると、はじめに第１昇圧コンバータ１１２によるバンクコンデンサ１０４の急速充電動作が行われる。続いて、第２昇圧コンバータ１１４のトランジスタＭ２，Ｍ３のスイッチングが開始し、バンクコンデンサ１０４の電圧ＶＤＣがさらに目標電圧ＶＲＥＦに近づけられる。
　第２昇圧コンバータ１１４についても、第１昇圧コンバータ１１２と同様に、ＰＩＤ制御器等によらない演算処理によって、スイッチングトランジスタＭ２および同期整流トランジスタＭ３のオン時間を決定してもよい。
　以上、本発明について、いくつかの実施の形態をもとに説明した。これらの実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
　図５の第１昇圧コンバータ１１２による充電により、電圧ＶＤＣを目標値に十分近づけることが可能な場合、第２昇圧コンバータ１１４を省略してもよい。また上の説明では、第１昇圧コンバータ１１２を１回のみスイッチングさせることとしたが、２回あるいは３回程度、スイッチングさせてもよい。スイッチング回数は、バンクコンデンサ１０４の容量値と、リアクトルＬ１のインダクタンスに応じて規定すればよい。
　また充電電源１０２の第１昇圧コンバータ１１２や第２昇圧コンバータ１１４を、ＰＩＤ制御器によって制御してもよい。第１昇圧コンバータ１１２や第２昇圧コンバータ１１４の設計に際しては、負荷変動を考慮する必要がないため、フィードバックループを無負荷状態において安定となるように設計すればよい。したがって、図１の直流電源６よりも応答性を高めることができる。
　実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用の一側面を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
１００…レーザ駆動装置、１０２…充電電源、１０４…バンクコンデンサ、１０６…高周波電源、１１０…整流平滑化回路、１１２…第１昇圧コンバータ、１１４…第２昇圧コンバータ、Ｌ１，Ｌ２…リアクトル、Ｍ１…スイッチングトランジスタ。
　本発明はレーザに利用できる。

Claims (7)

  1. 　バンクコンデンサと、
    　入力が前記バンクコンデンサと接続され、レーザ光源に交番電圧を間欠的に供給する高周波電源と、
    　前記高周波電源の休止期間に前記バンクコンデンサを目標電圧に充電する充電電源と、
    　を備えることを特徴とするレーザ駆動装置。
  2. 　前記充電電源は、第１昇圧コンバータを含むことを特徴とする請求項１に記載のレーザ駆動装置。
  3. 　前記第１昇圧コンバータは、不連続モードで動作することを特徴とする請求項２に記載のレーザ駆動装置。
  4. 　前記充電電源は、リアクトルのインダクタンスが前記第１昇圧コンバータより小さい第２昇圧コンバータをさらに含むことを特徴とする請求項２または３に記載のレーザ駆動装置。
  5. 　前記第１昇圧コンバータによる前記バンクコンデンサの充電動作の後に、前記第２昇圧コンバータによる前記バンクコンデンサの充電動作に移行することを特徴とする請求項４に記載のレーザ駆動装置。
  6. 　前記第１昇圧コンバータは、ダイオード整流型であり、
    　前記第２昇圧コンバータは、同期整流型であることを特徴とする請求項４または５に記載のレーザ駆動装置。
  7. 　前記充電電源は、前記第１昇圧コンバータのオン時間を、ＰＩＤ（Proportional-Integral-Differential）あるいはＰＩ（Proportional-Integral）制御によらない数値演算により求めることを特徴とする請求項２から６のいずれかに記載のレーザ駆動装置。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7132718B2 (ja) * 2018-01-17 2022-09-07 住友重機械工業株式会社 電源装置、レーザ装置
JP7084759B2 (ja) * 2018-03-29 2022-06-15 住友重機械工業株式会社 レーザ加工装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003348859A (ja) * 2002-05-30 2003-12-05 Meidensha Corp コンデンサの充電装置
JP2008072860A (ja) * 2006-09-15 2008-03-27 Power System:Kk 間歇動作負荷給電システム
JP2016040980A (ja) * 2014-08-12 2016-03-24 富士通株式会社 電源制御装置および電子装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1999034502A1 (fr) * 1997-12-25 1999-07-08 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Appareil a source de puissance d'impulsion
CN100366222C (zh) * 2003-07-09 2008-02-06 上海医疗器械厂有限公司 移动式医用诊断x射线机
CN201341251Y (zh) * 2008-12-08 2009-11-04 沈阳师范大学 一种电磁电源
CN103795152A (zh) * 2012-11-03 2014-05-14 江苏省天一中学 一种电动车无线充电装置
JP2015100029A (ja) 2013-11-19 2015-05-28 三菱電機株式会社 増幅器、ガルバノユニットおよびレーザ加工機
CN103825340A (zh) * 2014-03-19 2014-05-28 国家电网公司 一种电动汽车快、慢速切换式无线充电装置及其方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003348859A (ja) * 2002-05-30 2003-12-05 Meidensha Corp コンデンサの充電装置
JP2008072860A (ja) * 2006-09-15 2008-03-27 Power System:Kk 間歇動作負荷給電システム
JP2016040980A (ja) * 2014-08-12 2016-03-24 富士通株式会社 電源制御装置および電子装置

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