WO2017090119A1 - 無線通信システム及び受信装置 - Google Patents

無線通信システム及び受信装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2017090119A1
WO2017090119A1 PCT/JP2015/083053 JP2015083053W WO2017090119A1 WO 2017090119 A1 WO2017090119 A1 WO 2017090119A1 JP 2015083053 W JP2015083053 W JP 2015083053W WO 2017090119 A1 WO2017090119 A1 WO 2017090119A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
unit
mutual information
information amount
transmission
margin
Prior art date
Application number
PCT/JP2015/083053
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
大樹 星
仲田　樹広
圭 伊藤
Original Assignee
株式会社日立国際電気
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社日立国際電気 filed Critical 株式会社日立国際電気
Priority to JP2017552583A priority Critical patent/JP6355221B2/ja
Priority to PCT/JP2015/083053 priority patent/WO2017090119A1/ja
Publication of WO2017090119A1 publication Critical patent/WO2017090119A1/ja

Links

Images

Definitions

  • the present invention relates to a wireless transmission system and a receiving device.
  • the bit error rate is an index of transmission quality, and the bit error rate required for each system is different.
  • FPU Field Pickup Unit
  • the bit error rate after inner code decoding is 1 ⁇ 10 ⁇ 4 or less. It is possible to correct errors up to error-free (for example, see Non-Patent Document 1).
  • the bit error rate fluctuates every moment according to the state of the transmission path. Therefore, it is necessary to grasp how much transmission margin there is for the required bit error rate in order to perform stable transmission.
  • a table storing the margin for each transmission path is prepared in advance, and the margin is set according to the transmission path. Is desirable but not realistic. Therefore, it is common to set a transmission margin based on a simulation result by a computer simulation with a predetermined transmission path model or an actual measurement value of the transmission path.
  • AMC Adaptive Modulation Coding
  • HSDPA High Speed Downlink Packet Access
  • LTE Long Term Evolution
  • AMC generally selects MCS (Modulation and Coding Set) that maximizes the transmission rate while satisfying the required bit error rate of the system, based on transmission path information obtained by the receiving apparatus.
  • MCS Modulation and Coding Set
  • the reception CNR or the like is used as an index of the quality of the transmission path.
  • the reception CNR threshold value for selecting the optimum MCS is set based on the bit error rate characteristics in each MCS obtained in advance based on computer simulation, actual measurement values, and the like.
  • Patent Document 1 discloses an invention in which a symbol likelihood is calculated in consideration of a noise power estimation value and an interference power estimation value, and a transmission symbol is demodulated more accurately.
  • ARIB STD-B57 version 2.0 “1.2 GHz / 2.3 GHz band portable OFDM digital wireless transmission system for transmitting TV broadcast program material”, Japan Radio Industry Association Error control considering terrestrial transmission line characteristics, Annual Conference of the Institute of Image Information and Television Engineers (1998) Blanka Vuetic, “Space-Time Coding” by Jinhong Yua, Wiley
  • transmission quality may deteriorate in an environment where the antenna correlation is high, because it becomes difficult to separate and detect received signals.
  • the transmission margin is set based on the reception power, reception CNR, etc., which are the indicators of the conventional transmission path quality, the bit error rate is high in the above high antenna correlation environment even though there is a transmission margin with a high reception CNR. There arises a problem of deterioration.
  • likelihood information in units of bits is calculated by the demodulator of the receiving apparatus, and error correction decoding processing is performed from the bit likelihood information.
  • error correction decoding processing is performed from the bit likelihood information.
  • 16QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • STTC space time trellis coding
  • An object of the present invention is to select an appropriate modulation scheme and coding rate even in a radio system having a transmission device that performs error correction coding processing in symbol units in a high antenna correlation environment or an environment in which narrowband interference signals are mixed. To improve the transmission rate.
  • the wireless communication system of the present invention is a wireless communication system having a transmission device and a reception device, the transmission device including a plurality of encoding units, a modulation unit, an RF unit, and a transmission antenna, and the reception device includes a plurality of reception antennas.
  • An RF unit, a demodulation unit, a decoding unit, a mutual information amount calculation unit, and a margin calculation unit are provided.
  • the demodulation unit calculates the Euclidean square distance of each replica candidate point for the transmission signal from the received signal, and the mutual information amount calculation unit is a replica.
  • the average mutual information is calculated for the Euclidean square distance to the candidate point, and the margin calculation unit calculates the transmission margin from the demodulator output mutual information or the decoding unit input mutual information that satisfies the average mutual information and the required bit error rate. It is characterized by doing.
  • the receiving apparatus of the present invention is a receiving apparatus including a plurality of receiving antennas, an RF unit, a demodulating unit, a decoding unit, a mutual information amount calculating unit, and a margin calculating unit, wherein the demodulating unit applies a received signal to a transmitted signal.
  • the Euclidean square distance of each replica candidate point is calculated, the mutual information calculation unit calculates the average mutual information amount with respect to the Euclidean square distance with respect to the replica candidate point, and the margin calculation unit calculates the average mutual information amount and the required bit error rate.
  • the transmission margin is calculated from the demodulating unit output mutual information amount or the decoding unit input mutual information amount which is satisfied.
  • the receiving apparatus of the present invention is the above-described receiving apparatus, and includes an interference detection unit and an erasure correction unit arranged at least one of the preceding stage and the subsequent stage of the demodulation unit, and the interference detection unit is arranged at the preceding stage of the demodulation unit If detected, the interference component is detected from the received signal. If the interference component is placed downstream of the demodulation unit, the interference component for the Euclidean square distance output from the demodulation unit is detected. The erasure correction unit is placed before the demodulation unit.
  • the received signal input to the demodulation unit is subjected to erasure correction processing on the received signal based on the interference detection result obtained by the interference detection unit, and the erasure correction processing unit is arranged at the subsequent stage of the demodulation unit.
  • the Euclidean square distance output from the demodulation unit is subjected to erasure correction processing to the Euclidean square distance based on the interference detection result obtained by the interference detection unit, and the mutual information amount calculation unit is turned off.
  • the average mutual information amount is calculated for the Euclidean square distance after the erasure correction processing of the correction processing unit, and the margin calculation unit satisfies the average mutual information amount obtained by the average mutual information calculation unit and the required bit error rate. It is preferable to calculate the transmission margin from the output mutual information amount or the decoding unit input mutual information amount.
  • an appropriate modulation scheme and coding rate can be selected even in a wireless communication system having a transmission device that performs error correction coding processing in symbol units in a high antenna correlation environment or an environment in which narrowband interference signals are mixed.
  • the transmission rate can be improved.
  • FIG. 1st block diagram shows an example of the transmission apparatus structure in the radio
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a transmission margin calculation example from a bit error rate characteristic with respect to a decoding unit input mutual information amount in the modulation scheme 16QAM in FIG. 2;
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a transmission margin calculation example from a bit error rate characteristic with respect to a decoding unit input mutual information amount in each modulation scheme in FIG. 2.
  • the first embodiment is an FPU (hereinafter referred to as MIMO-FPU) of a MIMO-OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) system digital transmission system defined by the standard number STD-B57. And a MIMO transmission system having two receiving antennas in both the transmitting device and the receiving device.
  • MIMO-FPU FPU
  • MIMO-OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • FIG. 1 is a first block diagram illustrating an example of a configuration of a transmission device in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. Since the MIMO-FPU transmission apparatus uses STTC as an error correction code, two STTC encoding units 100-1 and 100-2, two modulation units 101-1 and 101-2, and two RF (Radio Frequency) units 102-1 and 102-2 and two transmission antennas 103-1 and 103-2. In the transmission apparatus of this embodiment, the subscripts 1 and 2 indicate the transmission system 1 and the transmission system 2, respectively.
  • the information bit string to be transmitted is input to both STTC encoding units 100-1 and 100-2.
  • the STTC encoders 100-1 and 100-2 perform different STTC encoding processes on the input information bit strings for each system, and output encoded bits.
  • the modulators 101-1 and 101-2 The input coded bits are subjected to modulation processing to output a modulated signal, and the RF units 102-1 and 102-2 upconvert the baseband signal to the frequency band of the number of carriers, and transmit antenna 103-1. , 103-2 transmit radio signals.
  • FIG. 2 is a first block diagram showing an example of the configuration of the receiving device in the wireless communication system according to the embodiment of the present invention.
  • the MIMO-FPU receiving apparatus includes two receiving antennas 104-1 and 104-2, two RF units 105-1 and 105-2, a demodulating unit 106, and a decoding unit 107, and further includes mutual information.
  • An amount calculation unit 108 and a margin calculation unit 109 are provided.
  • the receiving antennas 104-1 and 104-2 receive the radio signal transmitted from the transmitting device, and the RF units 105-1 and 105-2 receive the carrier frequency band received by the receiving antennas 104-1 and 104-2, respectively.
  • the signal is down-converted to a baseband signal, and the received signal is output to demodulator 106.
  • the subscripts 1 and 2 indicate the receiving system 1 and the receiving system 2, respectively.
  • the number of receiving antennas is two, but the basic operation is the same with one or more than three.
  • Lj
  • s [s 1 s 2 ... S Nt ] T represents a transmission signal vector, and the subscript j represents an index of a replica candidate point.
  • Nt 2
  • the J M 2
  • the obtained Euclidean square distance L j is output to the decoding unit 107 and the mutual information amount calculation unit 108.
  • the decoding unit 107 performs a decoding process on the input Euclidean square distance L j using, for example, a Viterbi algorithm with the Euclidean square distance L j as a path metric, and outputs a decoding result.
  • the STTC decoding process is based on Non-Patent Document 3, for example.
  • the mutual information amount calculation unit 108 calculates the mutual information amount based on the input Euclidean square distance L j .
  • the present invention is characterized by providing an apparatus capable of calculating an appropriate transmission margin even in various transmission path environments by calculating a transmission margin from the mutual information amount.
  • a process of calculating the mutual information amount from L j will be described, and a method of calculating the margin from the calculated mutual information amount will be described.
  • the mutual information amount I (X; Y) is quantitatively shown by how much information regarding the random variable X is included in the event Y by knowing the value of the event Y, and is given by Equation 1.
  • H (X) is called prior entropy in mutual information
  • Y) is called posterior entropy.
  • Equation 2 The prior entropy H (X) in the random variable X is given by Equation 2.
  • the random variable X is a transmission signal vector s (n) (subscript n indicates an index of a modulated symbol sequence) in the transmission apparatus, there are j combinations of the transmission signal vector s (n).
  • Equation 4 the posterior entropy H (X
  • Y) H (s (n)
  • r (n)) at each replica candidate point j is “1”. From Bayes' theorem, P (s (n) s j
  • s (n) s j ).
  • s (n) s j ) is C. However, C is a constant. At this time, it can be transformed into Equation 9 as follows.
  • the mutual information I (n) is expressed by Equation 11 from the calculated prior entropy H (s (n)) and posterior entropy H (s (n)
  • the mutual information amount calculation unit 108 can calculate the mutual information amount I (n) using Equation 7 from the Euclidean square distance L j (n) at each input replica candidate point s j . .
  • the mutual information amount I (n) when the Euclidean square distance L j (n) at each replica candidate point s j inputted by the decoding unit 108 is given.
  • the average mutual information IE after the demodulation process is a value that takes into account the influence of the antenna correlation that is not considered in the reception CNR or the like. It becomes. Further, the average mutual information IE calculated by the mutual information calculation unit 108 does not require a parameter related to antenna correlation.
  • the average mutual information IE calculated above has a sufficient number of symbol sequences N. If so, the average mutual information IE may be calculated using the Euclidean square distance L ′ j (n) input to the decoding unit 107 instead of the Euclidean square distance L j (n) output from the demodulation unit 107.
  • the margin calculating unit 109 based on the mutual information I R to achieve the following desired bit error rate ⁇ obtained by computer simulation or the like to the average mutual information I E which is input, obtains the transmission margin I M in the formula 13.
  • I M I E ⁇ I R (Formula 13)
  • the mutual information input / output characteristics of the decoding process are uniquely determined according to only the error correction coding method regardless of the transmission path characteristics and the received CNR. It is a well-known technique that the bit error rate with respect to the input mutual information amount of the decoding unit 106 can be calculated from this input / output characteristic, and can be drawn in a graph as shown in FIG.
  • the mutual information I R to achieve the required bit error rate ⁇ corresponding to the modulation scheme 16QAM can be pre-computed in advance. Therefore, it stores mutual information I R for each modulation scheme as a table, by reference to, it is also possible to calculate transmission margin I M of different modulation schemes and the modulation scheme in the transmission. For example, as shown in FIG. 7, the transmission margin I M, 2 in the modulation scheme QPSK different from the transmission margin I M, 1 in the modulation scheme 16QAM being set in the transmission apparatus can be calculated simultaneously.
  • the user using the receiving apparatus can know the transmission margin I M.
  • the above are representative of transmission margin I M using mutual information, may provide information analogous thereto. For example, such informs a warning alarm can be given when the transmission margin I M is close to "0".
  • the average mutual information IE is calculated from the Euclidean square distance L j that is the input of the decoding unit 106, and the transmission margin IM is calculated based on the obtained average mutual information IE. It is possible to provide an appropriate transmission margin in consideration of the influence of antenna correlation.
  • FIG. 3 is a second block diagram illustrating an example of a configuration of a receiving device in the wireless communication system according to the embodiment of the present invention.
  • the second block diagram is a configuration provided with an erasure correction unit for the interfered signal in order to suppress deterioration of the bit error rate due to mixing of interference signals from other systems.
  • the following description will be made assuming a receiving apparatus that receives an OFDM-modulated signal as in the first embodiment, but the present invention is also applicable to single-carrier modulation.
  • the two interference detection units 200-1 and 200-2 use, for example, CVI (Carrier Variance Information) disclosed in Non-Patent Document 2 to receive the l-th subcarrier mixed with an interference wave.
  • CVI Carrier Variance Information
  • detecting a signal vector r l, at two erasure correction unit 201-1 and 201-2, the interference power r l is the larger than the predetermined threshold value performs erasure correction process. Erasure correction process and shows the disappearance process of the data is converted into "0" or "0 to approximate the value" a r l. And it outputs a signal vector r d after erasure correction to the demodulator 106.
  • the erasure correction process When erasure correction processing is not performed, interference waves are mixed, and the Euclidean square distance L j with each replica candidate point due to interference changes, and the symbol likelihood of the replica candidate point that should have a low original symbol likelihood. It is misrecognized as a high degree and adversely affects the decoding result. Therefore, the symbol likelihood becomes “0” by converting the Euclidean square distance L j to each replica candidate point into an equal distance in the subcarrier mixed with the interference wave by the erasure correction, so that the reception characteristic is improved. can do.
  • the erasure correction process generates a sample in which the input Euclidean square distance L j of the decoding unit 106 is equidistant. Therefore, the average mutual information IE after the erasure correction process is larger than that when no interference wave is mixed. Therefore, the transmission margin I M calculated by Equation 13 also decreases.
  • the interference detection units 200-1 and 200-2 and the erasure correction units 201-1 and 201-2 are provided before the demodulation unit 106, but they may be provided after the demodulation unit 106.
  • FIG. 4 is a second block diagram showing an example of the configuration of the transmission apparatus in the wireless communication system according to the embodiment of the present invention.
  • the third block diagram is a configuration in which the transmission apparatus includes an error encoding unit that performs error correction encoding different from STTC encoding.
  • a SISO (Single Input Single Output) transmission system system composed of one transmitting antenna and one receiving antenna will be described. However, only a receiving apparatus has two or more antennas.
  • the present invention can also be applied to a MISO (Multiple Input Single Output) transmission system in which only the transmission system and the transmission apparatus have two or more antennas, and a MIMO transmission system in which the transmission antenna and the reception antenna have two or more antennas.
  • MISO Multiple Input Single Output
  • the information bit string to be transmitted is input to the error correction encoding unit 300.
  • the error correction encoding unit 300 performs, for example, turbo encoding processing on the input information bit string and outputs encoded bits, and the modulation units 101-1 and 101-2 output the encoded bits. Modulation processing is performed to output a modulated signal, and the RF units 102-1 and 102-2 up-convert the baseband signal to the frequency band of the number of carriers and transmit the radio signal from the transmission antennas 103-1 and 103-2. To do.
  • FIG. 5 is a third block diagram illustrating an example of a configuration of a receiving device in the wireless communication system according to the embodiment of the present invention.
  • the receiving apparatus includes a receiving antenna 104, an RF unit 105, a demodulating unit 106, and a decoding unit 107, and further includes a mutual information amount calculating unit 108 and a margin calculating unit 109.
  • the demodulator 106 demodulates the received signal obtained in the same manner as in the first embodiment, thereby calculating the Euclidean square distance L j between the received signal and a replica (ideal reception point calculated from the transmission path estimation result) candidate point. To do.
  • the obtained Euclidean square distance L j is output to the decoding unit 107 and the mutual information amount calculation unit 108.
  • the mutual information amount calculation unit 108 similarly calculates the average mutual information amount IE and outputs it to the margin calculation unit 109.
  • the margin calculating unit 109 based on the mutual information I R to achieve the following desired bit error rate ⁇ obtained by computer simulation or the like to the average mutual information I E which is input, obtains the transmission margin I M.
  • the present invention can be applied without depending on the subsequent processing. For example, by feeding back the transmission margin I M generated by the receiving device to the transmitting device, based on the feedback information, and a wireless system in which transmission apparatus performs AMC, realizing each eigenmode transmission signal from the estimation result of the channel response For example, an eigenmode transmission system that applies an eigenvector for weighting as a weight.
  • a radio communication system is suitable for a radio system having a transmission apparatus that performs error correction coding processing in symbol units in a high antenna correlation environment or an environment in which a narrowband interference signal is mixed.
  • the coding rate can be selected to improve the transmission rate.
  • an appropriate modulation scheme and coding rate can be selected, so that the transmission rate can be improved.

Abstract

本発明の目的は、高アンテナ相関環境や狭帯域な干渉信号が混入する環境において、シンボル単位で誤り訂正符号化処理を施す送信装置を持つ無線システムでも適切な変調方式及び符号化率を選択して伝送レートを改善することである。　本発明の無線通信システムは、送信装置と受信装置を有する無線通信システムであって、送信装置は複数の符号化部と変調部とＲＦ部と送信アンテナを備え、受信装置は複数の受信アンテナとＲＦ部と、復調部と復号部と相互情報量算出部とマージン算出部を備え、復調部は受信信号から送信信号に対する各レプリカ候補点のユークリッド二乗距離を算出し、相互情報量算出部はレプリカ候補点に対するユークリッド二乗距離に対して平均相互情報量を算出し、マージン算出部は平均相互情報量と所要ビット誤り率を満たす復調部出力相互情報量もしくは復号部入力相互情報量から伝送マージンを算出することを特徴とする。

Description

無線通信システム及び受信装置
　本発明は、無線伝送システム及び受信装置に関するものである。
　デジタル伝送では、伝送品質が劣化すると通信の切断が発生するため、伝送品質の劣化は避けることが望ましい。伝送品質の指標としてビット誤り率があり、システム毎に要求されるビット誤り率は異なる。例えば、ＦＰＵ（Field　Pickup　Unit）と呼ばれるテレビジョン放送番組素材をデジタル伝送する無線中継伝送装置では、内符号復号後のビット誤り率が１×１０－４以下であれば、後続する外符号により、エラーフリーにまで誤り訂正することが可能である（例えば、非特許文献１参照。）。
　このＦＰＵシステムを用いた移動伝送では、伝送路の状態に応じて上記のビット誤り率は時々刻々と変動する。そのため、安定した伝送を行うために所要ビット誤り率に対して、どの程度の伝送マージンがあるか把握する必要がある。
　従来、伝送マージンを算出する方法として、受信側で計測した受信電力、受信ＣＮＲ（Carrier　to　Noise　power　Ratio：搬送波電力対雑音電力比）、ＭＥＲ（Modulation　Error　Ratio：変調誤差比）等と計算機シミュレーションや実測等により得られた事前の検証結果からマージンを算出している。
　所要ビット誤り率を満たす受信電力や受信ＣＮＲは、伝送路特性や干渉の影響に応じて変化するため、伝送路ごとのマージンを記憶したテーブルを予め用意し、伝送路に合わせてマージンを設定するのが望ましいが、現実的ではない。そのため、予め決められた伝送路モデルでの計算機シミュレーションによるシミュレーション結果や伝送路の実測値に基づき、伝送マージンを設定するのが一般的である。
　また、伝送路の品質に応じて、適応的に変調方式や符号化方式を制御することで無線装置の伝送レートの最適化を行う無線技術として、ＡＭＣ（Adaptive　Modulation　Coding：適応変調符号化）が知られており、ＨＳＤＰＡ（High　Speed　Downlink　Packet　Access）やＬＴＥ（Long　Term　Evolution）等で採用されている。
　ＡＭＣは、一般に受信装置で得られた伝送路の情報に基づき、システムの所要ビット誤り率を満たしつつ伝送レートを最大化するＭＣＳ（Modulation　and　Coding　Set）を選択する。システムの所要ビット誤り率を満たすかどうかの判定には、伝送路の品質の指標として受信ＣＮＲ等が用いられる。最適なＭＣＳを選択するための受信ＣＮＲの閾値は、計算機シミュレーションや実測値等に基づき、事前に得られる各ＭＣＳでのビット誤り率特性より設定する。
　先行技術文献としては、例えば、特許文献１に、雑音電力推定値や干渉電力推定値を考慮してシンボル尤度を算出し、より正確に送信シンボルを復調する発明が開示されている。
特開２０１０－１８３１７７号公報
ＡＲＩＢ　ＳＴＤ－Ｂ５７　２．０版、「１．２ＧＨｚ／２．３ＧＨｚ帯テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム」、一般社団法人電波産業会 地上伝送路特性を考慮した誤り制御、映像情報メディア学会年次大会（１９９８） Ｂｒａｎｋａ Ｖｕｃｅｔｉｃ、Ｊｉｎｈｏｎｇ　Ｙｕａ著「Ｓｐａｃｅ－Ｔｉｍｅ　Ｃｏｄｉｎｇ」、Ｗｉｌｅｙ
　例えば、送信装置と受信装置共に複数アンテナを用いて伝送するＭＩＭＯ（Multiple　Input　Multiple　Output）伝送システムにおいて、アンテナ相関が高い環境では、受信信号の分離検出が困難となるため伝送品質が劣化することが知られている。そのため、従来の伝送路品質の指標である受信電力、受信ＣＮＲなどから伝送マージンを設定した場合、上記の高アンテナ相関環境では、高い受信ＣＮＲで伝送マージンがあるにも関わらず、ビット誤り率が劣化してしまうという問題が生じる。
　また、アマチュア無線等の狭帯域な干渉信号が混入する伝送路において、消失訂正処理前の受信ＣＮＲなどを用いた場合、受信ＣＮＲが十分であると誤認識し、誤った伝送マージンを設定することに繋がる。
　上記で挙げた環境において、例えば、受信装置で得られた受信ＣＮＲをフィードバック情報として送信装置に対して送信し、受信ＣＮＲに基づいてＡＭＣを制御する無線装置では、最適なＭＣＳを誤認識してしまうという問題が生じる。
　一般的には、受信装置の復調部でビット単位の尤度情報を算出し、そのビット尤度情報より誤り訂正復号処理を施す。しかし、例えば、１６ＱＡＭ（Quadrature　Amplitude　Modulation）等のシンボル単位で誤り訂正符号化処理を施す送信装置を持つ無線システムでは、受信装置においてシンボル単位で復号処理を行う必要があるため、ビット単位の尤度情報を得ることができないという課題がある。例えば、シンボル単位で誤り訂正符号化を施す方式として、時空間トレリス符号化（ＳＴＴＣ：Space　Time　Trellis　Coding）等が挙げられる。
　本発明の目的は、高アンテナ相関環境や狭帯域な干渉信号が混入する環境において、シンボル単位で誤り訂正符号化処理を施す送信装置を持つ無線システムでも適切な変調方式及び符号化率を選択して伝送レートを改善することである。
　本発明の無線通信システムは、送信装置と受信装置を有する無線通信システムであって、送信装置は複数の符号化部と変調部とＲＦ部と送信アンテナを備え、受信装置は複数の受信アンテナとＲＦ部と、復調部と復号部と相互情報量算出部とマージン算出部を備え、復調部は受信信号から送信信号に対する各レプリカ候補点のユークリッド二乗距離を算出し、相互情報量算出部はレプリカ候補点に対するユークリッド二乗距離に対して平均相互情報量を算出し、マージン算出部は平均相互情報量と所要ビット誤り率を満たす復調部出力相互情報量もしくは復号部入力相互情報量から伝送マージンを算出することを特徴とする。
　また、本発明の受信装置は、複数の受信アンテナとＲＦ部と、復調部と復号部と相互情報量算出部とマージン算出部を備える受信装置であって、復調部は受信信号から送信信号に対する各レプリカ候補点のユークリッド二乗距離を算出し、相互情報量算出部はレプリカ候補点に対するユークリッド二乗距離に対して平均相互情報量を算出し、マージン算出部は平均相互情報量と所要ビット誤り率を満たす復調部出力相互情報量もしくは復号部入力相互情報量から伝送マージンを算出することを特徴とする。
　さらに、本発明の受信装置は、上述の受信装置であって、復調部の前段又は後段の少なくとも一方に配置される干渉検出部と消失訂正部を有し、干渉検出部は復調部前段に配置された場合には受信信号から干渉成分を検出し、復調部後段に配置された場合には復調部から出力されるユークリッド二乗距離に対する干渉成分を検出し、消失訂正部は復調部前段に配置された場合には復調部に入力される受信信号に対して干渉検出部により得られた干渉の検出結果に基づいて当該受信信号への消失訂正処理を行い、消失訂正処理部は復調部後段に配置された場合には復調部から出力されるユークリッド二乗距離に対して干渉検出部により得られた干渉の検出結果に基づいてユークリッド二乗距離への消失訂正処理を行い、相互情報量算出部は消失訂正処理部の消失訂正処理後のユークリッド二乗距離に対して平均相互情報量を算出し、マージン算出部は平均相互情報量算出部により得られた平均相互情報量と所要ビット誤り率を満たす復調部出力相互情報量もしくは復号部入力相互情報量から伝送マージンを算出することが好ましい。
　本発明によれば、高アンテナ相関環境や狭帯域な干渉信号が混入する環境において、シンボル単位で誤り訂正符号化処理を施す送信装置を持つ無線通信システムでも適切な変調方式及び符号化率を選択して伝送レートを改善することができる。
本発明の一実施形態に係る無線通信システムにおける送信装置構成の一例を示す第一のブロック図である。 本発明の一実施形態に係る無線通信システムにおける受信装置構成の一例を示す第一のブロック図である。 本発明の一実施形態に係る無線通信システムにおける受信装置構成の一例を示す第二のブロック図である。 本発明の一実施形態に係る無線通信システムにおける送信装置構成の一例を示す第二のブロック図である。 本発明の一実施形態に係る無線通信システムにおける受信装置構成の一例を示す第三のブロック図である。 図２における変調方式１６ＱＡＭでの復号部入力相互情報量に対するビット誤り率特性からの伝送マージン算出例を説明するための図である。 図２における各変調方式での復号部入力相互情報量に対するビット誤り率特性からの伝送マージン算出例を説明するための図である。
　以下、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。（実施例１） 　第一の実施例は、標準規格番号ＳＴＤ－Ｂ５７で規定されるＭＩＭＯ－ＯＦＤＭ（Orthogonal　Frequency　Division　Multiplexing：直交周波数分割多重方式）方式デジタル伝送システムのＦＰＵ（以下、ＭＩＭＯ－ＦＰＵ）を想定しており、送信装置と受信装置共に２本の受信アンテナを有するＭＩＭＯ伝送システムを特徴とする。
　実施例１の無線通信システムの構成について、図１と図２を用いて説明する。図１は本発明の一実施形態に係る無線通信システムにおける送信装置の構成の一例を示す第一のブロック図である。
　ＭＩＭＯ－ＦＰＵ送信装置は、誤り訂正符号にＳＴＴＣを用いているため、２個のＳＴＴＣ符号化部１００－１，１００－２と、２個の変調部１０１－１，１０１－２と、２個のＲＦ（Radio　Frequency：無線）部１０２－１，１０２－２と２本の送信アンテナ１０３－１，１０３－２を備える。本一実施例の送信装置において、添え字の１と２はそれぞれ送信系統１と送信系統２であることを示している。
　送信対象となる情報ビット列は、ＳＴＴＣ符号化部１００－１，１００－２の両方に入力される。ＳＴＴＣ符号化部１００－１，１００－２では入力された情報ビット列に対して、それぞれ系統毎に異なるＳＴＴＣ符号化処理を施して符号化ビットを出力し、変調部１０１－１，１０１－２では入力された符号化ビットに対して、変調処理を施して変調信号を出力し、ＲＦ部１０２－１，１０２－２ではベースバンド信号を搬送波数周波数帯にアップコンバートして、送信アンテナ１０３－１，１０３－２より無線信号を送信する。
　なお、本一実施例では、送信アンテナが２本であるが、１本、あるいは３本以上でも基本的動作は同じである。
　図２は本発明の一実施形態に係る無線通信システムにおける受信装置の構成の一例を示す第一のブロック図である。
　ＭＩＭＯ－ＦＰＵ受信装置は、２本の受信アンテナ１０４－１，１０４－２と、２個のＲＦ部１０５－１，１０５－２と、復調部１０６と、復号部１０７を備え、更に、相互情報量算出部１０８と、マージン算出部１０９を備えている。
　受信アンテナ１０４－１，１０４－２は送信装置から送信された無線信号を受信し、ＲＦ部１０５－１，１０５－２はそれぞれ受信アンテナ１０４－１，１０４－２で受信した搬送波周波数帯の受信信号からベースバンド信号にダウンコンバートし、復調部１０６にそれぞれ受信信号を出力する。本一実施例において、添え字の１と２はそれぞれ受信系統１と受信系統２であることを示している。
　なお、本一実施例では、受信アンテナが２本であるが、１本、あるいは３本以上でも基本的動作は同じである。
　復調部１０６では、得られた受信信号ベクトルｒ＝［ｒ１　ｒ２　・・・ｒＮ］ＴとＮｒ×Ｎｔチャネル行列Ｈの推定結果Ｈ^を用いて復調処理を行う。［　］Ｔは転置を示している。受信信号ベクトルｒとレプリカ（チャネル推定結果から算出した理想受信点）候補点Ｈ^ｓｊとのユークリッド二乗距離Ｌｊ＝｜｜ｒ－Ｈ^ｓｊ｜｜２を算出する。ここで、ｓ＝［ｓ１　ｓ２　・・・ｓＮｔ］Ｔは送信信号ベクトルを示し、添え字のｊはレプリカ候補点のインデックスを示している。レプリカ候補点数Ｊは変調多値数をＭ、送信アンテナ数をＮｔとした時、Ｊ＝ＭＮｔで与えられる。従って、本実施例はＮｔ＝２であるので、Ｊ＝Ｍ２となる。得られたユークリッド二乗距離Ｌｊを復号部１０７及び相互情報量算出部１０８へ出力する。
　復号部１０７では入力されたユークリッド二乗距離Ｌｊに対して、例えば、ユークリッド二乗距離Ｌｊをパスメトリックとしてビタビアルゴリズムを用いて復号処理を行い、復号結果を出力する。このＳＴＴＣ方式の復号処理については、例えば，非特許文献３による。
　相互情報量算出部１０８は入力されたユークリッド二乗距離Ｌｊに基づき、相互情報量を算出する。本発明は、この相互情報量から伝送マージンを算出することにより、様々な伝送路環境であっても適切な伝送マージンを算出できる装置を提供することを特徴とする。以下、Ｌｊから相互情報量を算出する過程を示し、算出した相互情報量からマージンを算出する方法を説明する。
　相互情報量Ｉ（Ｘ；Ｙ）とは、事象Ｙの値を知ることにより、確率変数Ｘに関する情報が事象Ｙにどれだけ含まれているかを定量的に示し、数式１で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　ここで、Ｈ（Ｘ）は相互情報量における事前エントロピー、Ｈ（Ｘ｜Ｙ）は事後エントロピーと呼ばれる。
　確率変数Ｘにおける事前エントロピーＨ（Ｘ）は数式２で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ここで、Ｐ（Ｘ＝ｓｊ）は確率変数Ｘがｊ番目の送信信号ベクトル候補点ｓｊとなる確率を表す。確率変数Ｘを送信装置での送信信号ベクトルｓ（ｎ）（添え字のｎは変調後のシンボル系列のインデックスを示す）とすると、送信信号ベクトルｓ（ｎ）にはｊ通りの組み合わせがあるため、Ｐ（ｓ（ｎ）＝ｓｊ）の生起確率は等確率１/Ｊと仮定すると、数式２は数式３となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　本実施例で用いるＳＴＴＣ符号化では、シンボル単位で復号処理を施すためシンボル単位で尤度を算出する必要がある。従って、確率変数Ｙは受信信号ベクトルｒ（ｎ）を用いる必要があり、事後エントロピーＨ（Ｘ｜Ｙ）＝Ｈ（ｓ（ｎ）｜ｒ（ｎ））は数式４で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　従って、事後エントロピーＨ（ｓ（ｎ）｜ｒ（ｎ））を算出するには、Ｐ（ｓ（ｎ）＝ｓｊ｜ｒ（ｎ））を算出する必要がある。この時の制約条件として、以下の条件を満たす必要がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　数式５は、各レプリカ候補点ｊでの条件付き確率Ｐ（ｓ（ｎ）＝ｓｊ｜ｒ（ｎ））の総和が“１”であることを示している。ベイズの定理より、Ｐ（ｓ（ｎ）＝ｓｊ｜ｒ（ｎ））は以下の数式６に変形できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　受信信号ベクトルの生じる確率Ｐ（ｒ（ｎ））はレプリカ候補点に依存せず一定である。また、事前確率Ｐ（ｓ（ｎ）＝ｓｊ）に関する情報を受信装置で所有していなく、全てのレプリカ候補点で等しいとした時、Ｐ（ｓ（ｎ）＝ｓｊ｜ｒ（ｎ））はＰ（ｒ（ｎ）｜ｓ（ｎ）＝ｓｊ）のみに依存する。
　受信信号ベクトルｒ（ｎ）に混入している雑音の分布がガウス分布であると仮定すると、レプリカ候補点ｓｊが送信された時に受信信号ベクトルがｒ（ｎ）である確率Ｐ（ｒ（ｎ）｜ｓ（ｎ）＝ｓｊ）は以下の数式７で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ここで、σ２は複素平面の雑音電力を示しており、各受信系統での雑音電力は等しいと仮定する。レプリカ候補点ｊでのユークリッド二乗距離をＬｊ＝｜｜ｒ（ｎ）－Ｈ^ｓｊ｜｜２と置くと、Ｐ（ｒ（ｎ）｜ｓ（ｎ）＝ｓｊ）はユークリッド二乗距離Ｌｊにのみ依存していることが分かる。Ｋ＝（１／（πσ２）ＮＴ）ｅｘｐ（１／σ２）と置くと、Ｋはレプリカ候補点ｊに依存せず定数であるため、数式７は数式８で表わすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　ここで、Ｐ（ｒ（ｎ）｜ｓ（ｎ）＝ｓｊ）のｊ＝１～Ｊの総和はＣとする。但し、Ｃは定数である。この時、以下のように数式９に変形できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　従って、定数Ｃで正規化後の事後確率Ｐ’（ｒ（ｎ）｜ｓ（ｎ）＝ｓｊ）を用いることで、数式５で示した制約条件を満たす数式１０が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　相互情報量Ｉ（ｎ）は算出した事前エントロピーＨ（ｓ（ｎ））と事後エントロピーＨ（ｓ（ｎ）｜ｒ（ｎ））より、数式１１となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　従って、相互情報量算出部１０８では、入力された各レプリカ候補点ｓｊにおけるユークリッド二乗距離Ｌｊ(ｎ)より数式７を用いて、相互情報量Ｉ(ｎ)を算出することが可能である。相互情報量Ｉ(ｎ)算出の実現方法として、例えば、復号部１０８の入力された各レプリカ候補点ｓｊにおけるユークリッド二乗距離Ｌｊ(ｎ)が与えられた時の相互情報量Ｉ(ｎ)を算出する変換テーブルや底の変換公式により、底をＪからｅとする自然対数に変換し、テーブルを不要とするマクローリン展開を用いた近似計算などが挙げられる。数式１３の相互情報量は瞬時的な値であるため、そのばらつきは大きい。従って、シンボル系列数Ｎ（Ｎは自然数）に対するサンプル平均を取ることでばらつきを抑えた平均相互情報量ＩＥを算出し、マージン算出部１０９に出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　復調処理の相互情報量入出力特性は、アンテナ相関等の伝送路環境に依存するため、復調処理後の平均相互情報量ＩＥは、受信ＣＮＲなどでは考慮されないアンテナ相関の影響が考慮された値となる。また、相互情報量算出部１０８で算出する平均相互情報量ＩＥは、アンテナ相関に関するパラメータが不要である。
　相互情報量は、デインタリーバ入出力後で同値となるため、復調部と復号部間にデインタリーバが接続される場合においても、上記で算出した平均相互情報量ＩＥはシンボル系列数Ｎが十分多ければ、復調部１０７出力のユークリッド二乗距離Ｌｊ(ｎ)の代わりに復号部１０７入力のユークリッド二乗距離Ｌ’ｊ(ｎ)を用いて、平均相互情報量ＩＥを算出しても良い。
　マージン算出部１０９では、入力された平均相互情報量ＩＥと計算機シミュレーション等により得られた所要ビット誤り率γ以下を達成する相互情報量ＩＲに基づき、伝送マージンＩＭを数式１３で求める。
　　　　　　　　　　　ＩＭ＝ＩＥ－ＩＲ　　　・・・　　　（数式１３）
　復号処理の相互情報量入出力特性は、伝送路特性や受信ＣＮＲに関わらず、誤り訂正符号化方式のみに従い、一意に決定される。この入出力特性より、復号部１０６の入力相互情報量に対するビット誤り率が算出可能であることは周知の技術であり、図６のようにグラフで描くことが可能である。例えば、送信装置で変調方式１６ＱＡＭを用いる場合、変調方式１６ＱＡＭに応じた所要ビット誤り率γを達成する相互情報量ＩＲは事前に予め算出可能である。従って、各変調方式での相互情報量ＩＲをテーブルとして記憶し、参照することにより、伝送中の変調方式と異なる変調方式の伝送マージンＩＭも算出することが可能である。例えば、図７に示すように、送信装置で設定中の変調方式１６ＱＡＭにおける伝送マージンＩＭ，１と異なる変調方式ＱＰＳＫにおける伝送マージンＩＭ，２を同時に算出可能となる。
　数式１３より得られた伝送マージンＩＭを例えば、ディスプレイなどに表示させることで、受信装置を使用するユーザは伝送マージンＩＭを知ることが可能となる。
　上記は、相互情報量を用いた伝送マージンＩＭの代表例であり、それに準ずる情報を提供しても良い。例えば、伝送マージンＩＭが“０”に近づいた場合に警報アラームを知らせるなどが挙げられる。
　上述の実施例により、復号部１０６の入力であるユークリッド二乗距離Ｌｊより平均相互情報量ＩＥを算出し、得られた平均相互情報量ＩＥに基づき、伝送マージンＩＭを算出することで、アンテナ相関の影響を考慮した適切な伝送マージンを提供することが可能である。
（実施例２） 　次に、実施例２について、図３を用いて説明する。
　図３は本発明の一実施形態に係る無線通信システムにおける受信装置構成の一例を示す第二のブロック図である。
　図１と同一の符号を付した処理部については、第一のブロック図と同一の動作であるため、説明は省略する。第二のブロック図は、他システムからの干渉信号の混入によるビット誤り率の劣化を抑圧するため、被干渉信号の消失訂正部を備えた構成である。以下、実施例１と同様にＯＦＤＭ変調された信号を受信する受信装置を想定して説明を行うが、シングルキャリア変調においても適用可能である。
　２個の干渉検出部２００－１，２００－２では、例えば、非特許文献２で開示されているＣＶＩ（Carrier　Variance　Information）を用いて、干渉波が混入しているｌ番目のサブキャリアの受信信号ベクトルｒｌを検出し、２個の消失訂正部２０１－１，２０１－２において、ｒｌの被干渉電力が所定の閾値より大きい場合は消失訂正処理を行う。消失訂正処理とは、データの消失処理を示しており、ｒｌを“０”もしくは“０に近似した値”に変換する。消失訂正後の信号ベクトルｒｄを復調部１０６に出力する。
　消失訂正処理を行わない場合、干渉波が混入してしまうことにより、干渉による各レプリカ候補点とのユークリッド二乗距離Ｌｊが変化し、本来のシンボル尤度が低いはずのレプリカ候補点のシンボル尤度が高いと誤認識し、復号結果に悪影響を及ぼしてしまう。そのため、消失訂正により干渉波が混入したサブキャリアにおいて、各レプリカ候補点とのユークリッド二乗距離Ｌｊを等距離に変換処理することで、シンボル尤度が“０”になるため、受信特性が改善することができる。一方で消失訂正処理により、復号部１０６の入力ユークリッド二乗距離Ｌｊが等距離となるサンプルが生じるため、消失訂正処理後の平均相互情報量ＩＥは、干渉波が混入していない時に比べて減少するため、数式１３で算出する伝送マージンＩＭも減少する。
　また、消失訂正処理を行わずに算出した伝送マージンをディスプレイに表示し、被干渉信号による相互情報量の劣化量などを確認することも可能である。
　図３では、復調部１０６の前に干渉検出部２００－１，２００－２及び消失訂正部２０１－１，２０１－２を備えていたが、復調部１０６の後に備わっていても良い。
　上記で説明した第三の実施例により、被干渉信号の消失訂正が施された信号ベクトルｒｄに対して、相互情報量ＩＭを算出することで、被干渉信号による受信レベルの変動が大きい場合においても適切な伝送マージンを設計することが可能となる。
（実施例３） 　次に、実施例３について、図４を用いて説明する。
　図４は本発明の一実施形態に係る無線通信システムにおける送信装置構成の一例を示す第二のブロック図である。
　図１と同一の符号を付した処理部については、第一のブロック図と同一の動作であるため、説明は省略する。第三のブロック図は、ＳＴＴＣ符号化と異なる誤り訂正符号化を施す誤り符号化部を送信装置に備えた構成である。以下、送信アンテナ１本と受信アンテナ１本で構成されるＳＩＳＯ（Single　Input　Single　Output）伝送システムシステムにおいて説明を行うが、受信装置のみが２本以上の複数アンテナを有するＳＩＭＯ（Single　Input　Multiple　Output）伝送システムや送信装置のみが２本以上の複数アンテナを有するＭＩＳＯ（Multiple　Input　Single　Output）伝送システム、送信アンテナと受信アンテナが２本以上の複数アンテナを有するＭＩＭＯ伝送システムにおいても適用可能である。
　送信対象となる情報ビット列は、誤り訂正符号化部３００に入力される。誤り訂正符号化部３００では入力された情報ビット列に対して、例えばターボ符号化処理を施して符号化ビットを出力し、変調部１０１－１，１０１－２では入力された符号化ビットに対して、変調処理を施して変調信号を出力し、ＲＦ部１０２－１，１０２－２ではベースバンド信号を搬送波数周波数帯にアップコンバートして、送信アンテナ１０３－１，１０３－２より無線信号を送信する。
　図５は本発明の一実施形態に係る無線通信システムにおける受信装置構成の一例を示す第三のブロック図である。
　受信装置は、受信アンテナ１０４と、ＲＦ部１０５と、復調部１０６と、復号部１０７を備え、更に、相互情報量算出部１０８と、マージン算出部１０９を備える。
　復調部１０６では、実施例１と同様に得られた受信信号を復調処理することで、受信信号とレプリカ（伝送路推定結果から算出した理想受信点）候補点とのユークリッド二乗距離Ｌｊを算出する。得られたユークリッド二乗距離Ｌｊを復号部１０７及び相互情報量算出部１０８へ出力する。相互情報量算出部１０８では、同様に平均相互情報量ＩＥを算出し、マージン算出部１０９へ出力する。マージン算出部１０９では、入力された平均相互情報量ＩＥと計算機シミュレーション等により得られた所要ビット誤り率γ以下を達成する相互情報量ＩＲに基づき、伝送マージンＩＭを求める。
　従って、レプリカ候補点とユークリッド二乗距離Ｌｊが得られれば、本発明は後段の処理に依存せずに適応可能である。例えば、受信装置で生成した伝送マージンＩＭを送信装置にフィードバックし、そのフィードバック情報に基づいて、送信装置がＡＭＣを行う無線システムや、伝搬路応答の推定結果より送信信号に各固有モードを実現するための固有ベクトルをウェイトとして施す固有モード伝送システム等が挙げられる。
　本発明の実施形態である無線通信システムは、高アンテナ相関環境や狭帯域な干渉信号が混入する環境において、シンボル単位で誤り訂正符号化処理を施す送信装置を持つ無線システムでも適切な変調方式及び符号化率を選択して伝送レートを改善することができる。
　以上、本発明の一実施形態について詳細に説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変更して実施することができる。
　シンボル単位で誤り訂正符号化処理を施す送信装置を持つ無線通信システムでも適切な変調方式及び符号化率を選択できることによって、伝送レートを改善したい用途に適用できる。
　１００－１，１００－２：ＳＴＴＣ符号化部、１０１－１，１０１－２：変調部、１０２－１，１０２－２：ＲＦ部、１０３－１，１０３－２：送信アンテナ、１０４－１，１０４－２：受信アンテナ、１０５－１，１０５－２：ＲＦ部、１０６：復調部、１０７：復号部、１０８：相互情報量算出部、１０９：マージン算出部、２００－１，２００－２：干渉検出部、２０１－１，２０１－２：消失訂正部。

Claims (3)

  1. 　送信装置と受信装置を有する無線通信システムであって、
    　前記送信装置は、複数の符号化部と変調部とＲＦ部と送信アンテナを備え、
    　前記受信装置は、複数の受信アンテナとＲＦ部と、復調部と復号部と相互情報量算出部とマージン算出部を備え、
    　前記復調部は、受信信号から送信信号に対する各レプリカ候補点のユークリッド二乗距離を算出し、
    　前記相互情報量算出部は、前記レプリカ候補点に対するユークリッド二乗距離に対して平均相互情報量を算出し、
    　前記マージン算出部は、平均相互情報量と所要ビット誤り率を満たす復調部出力相互情報量もしくは復号部入力相互情報量から伝送マージンを算出することを特徴とする無線通信システム。
  2. 　複数の受信アンテナとＲＦ部と、復調部と復号部と相互情報量算出部とマージン算出部を備える受信装置であって、
    　前記復調部は、受信信号から送信信号に対する各レプリカ候補点のユークリッド二乗距離を算出し、
    　前記相互情報量算出部は、前記レプリカ候補点に対するユークリッド二乗距離に対して平均相互情報量を算出し、
    　前記マージン算出部は、平均相互情報量と所要ビット誤り率を満たす復調部出力相互情報量もしくは復号部入力相互情報量から伝送マージンを算出することを特徴とする受信装置。
  3. 　請求項２に記載の受信装置であって、
    　前記復調部の前段又は後段の少なくとも一方に配置される干渉検出部と消失訂正部を有し、
    　前記干渉検出部は、前記復調部前段に配置された場合には受信信号から干渉成分を検出し、前記復調部後段に配置された場合には前記復調部から出力されるユークリッド二乗距離に対する干渉成分を検出し、
    　前記消失訂正部は、前記復調部前段に配置された場合には、前記復調部に入力される受信信号に対して前記干渉検出部により得られた干渉の検出結果に基づいて当該受信信号への消失訂正処理を行い、
    　前記消失訂正処理部は、前記復調部後段に配置された場合には前記復調部から出力されるユークリッド二乗距離に対して、前記干渉検出部により得られた干渉の検出結果に基づいて、前記ユークリッド二乗距離への消失訂正処理を行い、
    　前記相互情報量算出部は、前記消失訂正処理部の消失訂正処理後のユークリッド二乗距離に対して平均相互情報量を算出し、
    　前記マージン算出部は、前記平均相互情報量算出部により得られた平均相互情報量と所要ビット誤り率を満たす復調部出力相互情報量もしくは復号部入力相互情報量から伝送マージンを算出することを特徴とする受信装置。
PCT/JP2015/083053 2015-11-25 2015-11-25 無線通信システム及び受信装置 WO2017090119A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017552583A JP6355221B2 (ja) 2015-11-25 2015-11-25 無線通信システム及び受信装置
PCT/JP2015/083053 WO2017090119A1 (ja) 2015-11-25 2015-11-25 無線通信システム及び受信装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2015/083053 WO2017090119A1 (ja) 2015-11-25 2015-11-25 無線通信システム及び受信装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2017090119A1 true WO2017090119A1 (ja) 2017-06-01

Family

ID=58763743

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2015/083053 WO2017090119A1 (ja) 2015-11-25 2015-11-25 無線通信システム及び受信装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP6355221B2 (ja)
WO (1) WO2017090119A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019062384A (ja) * 2017-09-26 2019-04-18 株式会社日立国際電気 無線通信システム、移動局及び基地局
JP7447040B2 (ja) 2021-03-10 2024-03-11 株式会社日立国際電気 無線伝送システム

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005034401A1 (ja) * 2003-09-30 2005-04-14 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 送信装置及びピーク抑圧方法
JP2010514259A (ja) * 2006-12-14 2010-04-30 トムソン ライセンシング 通信システムのための変調指示方法
JP4526883B2 (ja) * 2004-06-28 2010-08-18 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 複数アンテナを使用する送受信機および送受信方法
JP5418685B2 (ja) * 2009-09-25 2014-02-19 富士通株式会社 プリコーディング行列コードブックを生成する方法及び装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI458288B (zh) * 2007-02-21 2014-10-21 Koninkl Philips Electronics Nv 經縮放與旋轉之Ａｌａｍｏｕｔｉ編碼

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005034401A1 (ja) * 2003-09-30 2005-04-14 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 送信装置及びピーク抑圧方法
JP4526883B2 (ja) * 2004-06-28 2010-08-18 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 複数アンテナを使用する送受信機および送受信方法
JP2010514259A (ja) * 2006-12-14 2010-04-30 トムソン ライセンシング 通信システムのための変調指示方法
JP5418685B2 (ja) * 2009-09-25 2014-02-19 富士通株式会社 プリコーディング行列コードブックを生成する方法及び装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
TEPPEI EBIHARA ET AL.: "Performance of Outer-Loop Control for AMC Based on Mutual Information in MIMO-OFDM Downlink", IEICE TECHNICAL REPORT. RCS, MUSEN TSUSHIN SYSTEM, vol. 111, no. 145, 14 July 2011 (2011-07-14), pages 13 - 18, XP032202759 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019062384A (ja) * 2017-09-26 2019-04-18 株式会社日立国際電気 無線通信システム、移動局及び基地局
JP6991027B2 (ja) 2017-09-26 2022-01-12 株式会社日立国際電気 無線通信システム、移動局及び基地局
JP7447040B2 (ja) 2021-03-10 2024-03-11 株式会社日立国際電気 無線伝送システム

Also Published As

Publication number Publication date
JP6355221B2 (ja) 2018-07-11
JPWO2017090119A1 (ja) 2018-08-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI404361B (zh) Ｍｉｍｏ系統中選擇ｍｃｓ
CN101371539B (zh) 用于球检测的方法和装置
EP2272194B1 (en) Method and system for predicting channel quality index (cqi) values for maximum likelihood (ml) detection in a 2x2 multiple input multiple output (mimo) wireless system
CN102265546B (zh) 基于接收数据的无线通信信道的信道质量确定
JP4460412B2 (ja) 受信装置及び部分ビット判定方法
US8054904B2 (en) Partial iterative detection and decoding apparatus and method in MIMO system
US8769352B1 (en) Methods and apparatus for multiple input multiple output (MIMO) successive interference cancellation (SIC) with retransmissions
US20090268834A1 (en) Method and system for predicting channel quality index (cqi) values for maximum likelihood (ml) detection in a kxk multiple input multiple output (mimo) wireless system
US7826521B1 (en) Rate adaptation using error vector magnitude
US20070230628A1 (en) Apparatus and method for detecting a signal in a communication system using Multiple Input Multiple Output scheme
KR20070081786A (ko) 통신시스템에서 다중입출력을 위한 신호 수신 방법 및 장치
JP5375955B2 (ja) 通信システム及び情報伝送方法及びコード設定方法及び基地局及び移動局
US20090225716A1 (en) Base station link adaptation method
JP6685462B2 (ja) 受信装置及び無線通信システム
KR102078191B1 (ko) 무선통신 시스템에서 링크 품질 측정 방법 및 장치
JP6355221B2 (ja) 無線通信システム及び受信装置
US8644433B1 (en) MIMO soft demodulation using hard-decision candidate selection
US9722730B1 (en) Multi-stream demodulation schemes with progressive optimization
US9048893B1 (en) Determining channel information using decision feedback equalization
KR100945101B1 (ko) 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법
JP2010074856A (ja) 送信装置及び送信方法
JP6576443B2 (ja) 無線通信システム及び受信装置
KR100940992B1 (ko) Ｍｉｍｏ 시스템에서 수신기 및 복호 방법
KR101350336B1 (ko) 다중 안테나를 사용하는 적응형 전송 방법 및 시스템
John et al. Index Modulation with Space Domain Coding

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 15909238

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2017552583

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 15909238

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1