WO2017068711A1 - Ｍｅｍｓ装置 - Google Patents

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杉井　信之
哲史 河村
敬司 渡邉
龍崎　大介
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株式会社日立製作所
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
    • G01P15/00—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration
    • G01P15/02—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses
    • G01P15/08—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
    • G01P21/00—Testing or calibrating of apparatus or devices covered by the preceding groups

Definitions

  • the present invention relates to a MEMS device, and more particularly, to a high dynamic range MEMS device, and relates to a micro electro mechanical systems (MEMS) device including a thin film type vibrator and a vibration or acoustic signal detection device using the micro electro mechanical systems (MEMS) device.
  • MEMS micro electro mechanical systems
  • MEMS sensors equipped with thin-film transducers (membranes) are becoming more sensitive and have a higher detection vibration frequency by making the transducers thinner. Is relatively easy.
  • Patent Document 1 a method using elastic deformation of a flexible substrate holding a sensor chip (Patent Document 1), a method of providing a mechanical stopper (Patent Documents 2 and 3), a method using electrical means (Patent Document 4) 5) is disclosed.
  • An object of the present invention is to provide a MEMS type sensor that enables high-sensitivity and accurate signal measurement without being broken when a strong signal is input.
  • the MEMS sensor according to the present invention has a configuration in which a plurality of MEMS elements having different sensor sensitivities are integrated.
  • the sensitivity can be increased by means such as reducing the thickness of the membrane or increasing the interval between the fixed portions that hold the membrane.
  • the above-described MEMS element can be separately formed by a single wafer process. Therefore, it is easy to make a plurality of MEMS elements on a single silicon wafer as described above. Note that the present invention does not exclude a method of integrating a plurality of types of MEMS elements manufactured by different wafer processes at the mounting stage.
  • the two types of MEMS elements detect signals independently of each other.
  • the high sensitivity characteristic is realized mainly by using the output signal of the high sensitivity element.
  • signal detection is also performed on low-sensitivity elements, and trigger signals are generated promptly when low-sensitivity elements detect a signal input that is slightly smaller than high-sensitivity elements that could be destroyed.
  • This trigger signal is connected to a high-sensitivity element.
  • the signal output from the MEMS sensor is such that the output signal of the low sensitivity element is adopted in the time zone when the trigger signal is generated, and the output signal of the high sensitivity element is adopted in the other time zones.
  • Signal synthesis is performed by using an electronic circuit.
  • the electronic circuit processing described above can be realized in both an analog circuit and a digital circuit.
  • a highly sensitive and highly accurate signal can be detected by a high sensitivity MEMS element, and a strong (or excessive, the same applies hereinafter) signal input.
  • a signal can be detected by a low-sensitivity MEMS element.
  • a protection means for a highly sensitive MEMS element is provided. As a result, it is possible to detect a signal with a wide dynamic range that cannot be realized by a conventional single MEMS device, from a minute signal to a strong signal.
  • the constituent elements are not necessarily indispensable unless otherwise specified and apparently essential in principle. Needless to say.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view of a main part of the MEMS sensor according to the first embodiment.
  • a groove 102 is formed on a silicon substrate 101, and a lower electrode on the bottom of the groove. 103 is formed, and a membrane is formed above the groove.
  • the membrane is composed of two kinds of film thicknesses, and includes a membrane 106 corresponding to the high sensitivity element 104 and a membrane 107 corresponding to the low sensitivity element 105.
  • An upper electrode 108 is formed on part of the upper surface of each of the membrane 106 and the membrane 107 so as to oppose the lower electrode 103.
  • a tungsten film is used for the lower electrode 103
  • a polycrystalline silicon film is used for the membranes 106 and 107
  • an aluminum film is used for the upper electrode 108, for example. Note that the lead-out wiring from the lower electrode 103 and the upper electrode 107 or the contact portion leading to them are omitted in this sectional view.
  • the high-sensitivity element 104 and the low-sensitivity element 105 are not necessarily manufactured by a single integrated circuit manufacturing wafer process. As shown in FIG. 1 (b), chips of corresponding elements may be cut out from a plurality of wafers on which MEMS elements manufactured by different processes are mounted, and these may be mounted on a mounting substrate 109.
  • the high sensitivity element 104 has a lower electrode terminal 110 and an upper electrode terminal 111
  • the low sensitivity element 105 has a lower electrode terminal 112 and an upper electrode terminal 113.
  • a ground symbol is used in FIG. Regardless of the description in the figure, the high-sensitivity element 104 and the low-sensitivity element 105 can be used in a floating state.
  • the input signal waveform 120 is shown in a graph of time 121 on the horizontal axis (the horizontal axis is the time axis) and amplitude 122 on the vertical axis.
  • the alternate long and short dash line running in the horizontal direction indicates the trigger level 123 set to a value slightly smaller than the amplitude at which the high sensitivity element 104 may be destroyed.
  • a positive potential trigger level is defined as 123a
  • a negative potential trigger level is defined as 123b.
  • a signal input exceeding the trigger level 123 occurs over two time zones.
  • the electronic circuit connected to the low sensitivity element 105 quickly generates a trigger signal.
  • the high sensitivity element 104 generates a high sensitivity element protection voltage 124 as shown in FIG.
  • the above operation is shown in the flowchart of FIG. In the normal state, the measurement is performed by the high sensitivity element 104, and in the low sensitivity element 105, the absolute value of the output voltage is equal to or higher than the trigger level 123 or lower than the trigger level 123 at all times or at a constant cycle. A determination is made whether or not.
  • FIG. 4 is divided into (a), (b), and (c), terminals having the same name are connected to each other, and constitute a single circuit as a whole.
  • the upper electrode terminal 113 of the low-sensitivity element 105 is connected to the input terminal 131 of the low-sensitivity element capacitance-voltage converter 130 shown in FIG. 4A, and the signal of the low-sensitivity element 105 is output as a low-sensitivity element analog signal. 132 is converted and output. This signal is simultaneously connected to the positive voltage comparator 133 and the negative voltage comparator 134. A positive reference voltage 135 and a negative reference voltage 136 are applied to these comparators, respectively.
  • the outputs of the comparators 133 and 134 generate a trigger signal 138 via an OR circuit 137.
  • the function of the OR circuit 137 is because it is necessary to generate a trigger signal 138 for the protection function for the high-sensitivity element 104 regardless of whether the signal amplitude exceeds the reference voltages 135 to 136 in either the positive or negative direction.
  • Trigger signal 138 is guided to two sets of switch circuits 139 and 140 as shown in FIG.
  • Switch circuits 139 and 140 generate constant voltages equal to each other when trigger signal input 138 is generated.
  • the outputs of these two types of switch circuits 139 and 140 are guided to the differential input terminal of the high-sensitivity element capacitance-voltage converter 141.
  • the high-sensitivity element analog signal output voltage value 142 is zero because a voltage equal to the differential input is applied.
  • the output of the switch circuit 139 is fixed to the ground potential, and the output terminal of the switch circuit 140 is in the open state.
  • the output terminal 142 is connected to the output terminal 111 of the high sensitivity element 104.
  • the output terminal of the switch circuit 140 is in an open state and the differential input terminal of the high-sensitivity element capacitance-voltage converter 141 is also in a high-impedance state, the output of the high-sensitivity element 104 is used for a high-sensitivity element without loss.
  • An accurate high-sensitivity element analog signal output 142 is obtained by being guided to the capacitance-voltage converter 141.
  • the low-sensitivity element analog signal output 132 and the high-sensitivity element analog signal output 142 are independently converted into digital signals by the low-sensitivity element AD converter 143 and the high-sensitivity element AD converter 144, respectively. Converted. These digital outputs are guided to the digital signal processor 145, and a combined output voltage 146 is obtained by combining signals of a plurality of elements having different sensitivities in accordance with the flowchart shown in FIG.
  • the total delay time of the capacitance-voltage converter 130, the positive voltage comparator 133, the negative voltage comparator 134, the OR circuit 137, and the switch circuit 140 is the reciprocal of the maximum frequency component of the signal handled by the MEMS sensor. It is designed to be 1/2 or less. This is necessary in order to prevent the sensitive element 104 from being destroyed by a high-speed signal input not in time for the response time of the circuit.
  • the present embodiment shows another configuration of the electronic circuit shown in the first embodiment. Description of common parts is omitted.
  • the output terminal 113 of the low sensitivity element 105 is connected to the low sensitivity element AD converter 143 from the low sensitivity element capacitance-voltage converter 130 shown in FIG. Further, the low-sensitivity element digital signal processor 147 corrects the frequency response characteristic of the low-sensitivity element and performs noise removal processing to obtain a low-sensitivity element digital output 148, and further to the digital signal processor 145 shown in FIG. It is guided. In this processor, a logic control signal 149 corresponding to the trigger signal 138 shown in the first embodiment is obtained by digital processing.
  • the circuit configuration shown in FIG. 5B has much in common with FIG. 4B, and the trigger signal 138 may be read as the logic control signal 149.
  • the circuit configuration after the high-sensitivity element capacitance-voltage converter 141 is the same as that for the low-sensitivity element in FIG. 5A, and passes through the AD converter 144 for the high-sensitivity element and the digital signal processor 150 for the high-sensitivity element.
  • the high sensitivity element digital output 151 is obtained.
  • This output 151 is guided to the digital signal processor 145 in FIG. 5C, and a combined output 146 is obtained in the same manner as in the first embodiment.
  • the request for the delay time of this circuit is the same as that in the first embodiment.
  • This example illustrates one mode of the switch circuit 140 shown in the first and second examples.
  • the output terminal of the switch circuit needs to be in an open state.
  • This requirement can be easily realized by using a p-channel MOSFET 152 at the output stage of the switch circuit.
  • a power supply voltage VDD is applied to the source electrode (S) of the p-channel MOSFET 152, and a trigger signal 138 or a signal obtained by appropriately converting the signal level is applied to the gate electrode.
  • a voltage corresponding to almost the power supply voltage VDD is applied to the drain electrode (D) via the upper electrode terminal 111.
  • the upper electrode 108 is applied. Since the lower electrode 103 is at the ground potential in a normal case, the membrane 106 generates an attractive force toward the lower electrode 103 by applying a voltage, thereby preventing the membrane from being broken, thereby preventing destruction. It goes without saying that an appropriate voltage is applied so that this attractive force does not cause stiction (adherence to the lower electrode of the membrane).
  • the p-channel MOSFET 152 is turned off.
  • the upper electrode terminal 111 viewed from the upper electrode 108 is in an open state in terms of direct current.
  • this MOSFET also serves as a capacitive load for the high-sensitivity element 104, the sensitivity is lowered unless this capacitive load is reduced.
  • FIG. 7A the capacitance between the gate electrode 160 and the drain diffusion layer 161 is relatively large.
  • a normal MOSFET has a so-called diffusion layer overlap 162 structure in which the diffusion layer 161 extends to the lower part of the gate electrode. This increases the gate-drain capacitance.
  • the load capacity seen from the high sensitivity element 104 is greatly reduced by adopting the diffusion layer non-overlap 163 structure.
  • Such a transistor can be easily manufactured by using the offset sidewall 164 in contact with the gate electrode 160.
  • FIG. 8 another embodiment relating to the acquisition of the trigger signal 138 shown in the first embodiment is illustrated using FIG.
  • the circuit diagram of FIG. 8 has much in common with the circuit diagram of FIG. 4A, and a differentiating circuit 170 is inserted between the output of the low-sensitivity element capacitance-voltage converter 130 and the positive voltage comparator 133. Yes.
  • a differentiating circuit 170 is inserted between the output of the low-sensitivity element capacitance-voltage converter 130 and the positive voltage comparator 133.
  • the logic control signal 149 can be acquired more accurately by differentiating the digital signal.
  • a membrane-type MEMS element has a self-resonant frequency unique to the element, and the response characteristic (sensitivity) sharply decreases at a frequency higher than this.
  • the MEMS sensor of the present invention is configured to obtain a trigger output for preventing destruction of the high sensitivity element by the output of the low sensitivity element. Therefore, it is required that the frequency band of the low sensitivity element is wider.
  • FIG. 9 illustrates the sensitivity characteristic 180 of the high sensitivity element and the sensitivity characteristic 181 of the low sensitivity element.
  • This graph shows the relative value of the output signal level of each element with respect to a certain acoustic vibration input level.
  • both sensitivities are about 20 dB, that is, about 10 times different.
  • the frequency that becomes the self-resonance point 182 of the high-sensitivity element is lower than the frequency that becomes the self-resonance point 183 of the low-sensitivity element.
  • the digital signal processors 147 and 150 correct frequency characteristics, that is, remove peak characteristics.
  • the broken line in FIG. 9 shows the frequency characteristic 184 corrected by this digital processing as a broken line.
  • the same processing can be performed by the digital signal processor 145.
  • the high-sensitivity element 104 is effectively destroyed in a state where the electronic circuit connected to the high-sensitivity element 104 and the low-sensitivity element 105 is energized and operating normally. Can be prevented.
  • the MEMS sensor in a state where the MEMS sensor is not functioning, for example, there is a possibility that the high-sensitivity element is destroyed by vibration during transportation or installation.
  • means for preventing the destruction will be described with reference to FIG.
  • an easily conceivable method is to always generate a trigger signal 138 when the MEMS sensor is not functioning, that is, when measurement is not performed, and continue to apply a voltage to the upper electrode 108 of the high sensitivity element 104. is there.
  • This may be provided with a circuit that automatically generates the trigger signal 138 when the measurement of the MEMS sensor is stopped. Moreover, it is sufficient to always supply power by a backup battery during transportation.
  • a restraining plate 190 is installed on the upper electrode 108 of the high-sensitivity element, and the restraining plate 190 is driven by a piezo actuator 191.
  • This is a method of protecting the membrane from destruction by bringing it into contact with the upper electrode 108.
  • the piezo actuator 191 is driven through a control circuit 192 that operates by supplying power from the backup battery 193.
  • the piezo actuator 191 extends to bring the restraining plate 190 into contact with the upper electrode 108 when stopped.
  • a piezo actuator that expands when a positive voltage is applied may be used.
  • no voltage is applied to the piezo actuator 191, and the restraining plate 190 does not hinder the movement of the upper electrode 108 and the membrane 106.
  • a piezoelectric actuator that contracts when a positive voltage is applied is used.
  • the mutual positional relationship is adjusted so that the restraining plate 190 contacts the upper electrode 108 in a state where no power is supplied to the piezoelectric actuator. In this state, during operation, power is supplied to the piezo actuator and contracts, and the restraining plate 190 does not hinder the movement of the upper electrode 108 and the membrane 106.
  • a piezoelectric actuator 191 of a type that expands when a positive voltage is applied is used, and the restraining plate 108 (and a member that holds the plate) are used.
  • the mutual positional relationship is adjusted so that the restraining plate 190 contacts the upper electrode 108 in a state where no power is supplied to the piezo actuator 191. In this state, during operation, the power is supplied to the piezo actuator to expand, and the holding plate 190 does not hinder the movement of the upper electrode 108 and the membrane 106.
  • the 11 is intended to attenuate signals in two types of frequency ranges, and includes two types of Helmholtz resonators 200 and 201 having different resonance frequencies.
  • the sensor cavity 202 surrounding the high-sensitivity element 104 and the low-sensitivity element 105 is provided with a cylindrical acoustic conduit, and an acoustic signal for measurement is input from the acoustic signal inlet 203 at the upper part. Then, when passing through the acoustic conduit, the Helmholtz resonators 200 and 201 provided on the inner wall attenuate the acoustic signal in the specific frequency range and prevent the acoustic signal having an excessive amplitude from being input to the MEMS sensor. Can do. Since the attenuation characteristics can be measured in advance, it is possible to correct the frequency characteristics as shown in the second and fifth embodiments without any problem.
  • Low-sensitivity element capacitance-voltage converter 131 ... Low-sensitivity element capacitance-voltage converter input terminal 132 ... Low-sensitivity element analog signal output 133 ... Positive voltage comparator 134 ... For negative voltage Comparator 135 ... Positive reference voltage 136 ... Negative reference voltage 137 ... OR circuit 138 ... Trigger signal 139 ... Switch circuit 14 ... Switch circuit 141 ... Capacitance-voltage converter 142 for high sensitivity element ... High sensitivity element analog signal output 143 ... AD converter 144 for low sensitivity element ... AD converter 145 for high sensitivity element ... Digital signal processor 146 ... Synthetic output 147 ... Low-sensitivity element digital signal processor 148 ... low-sensitivity element digital output 149 ... logic control signal 150 ...
  • High-sensitivity element digital signal processor 151 ... high-sensitivity element digital output 152 ... p-channel MOSFET 160 ... Gate electrode 161 ... Drain diffusion layer 162 ; Diffusion layer overlap 163 ... Diffusion layer non-overlap 164 ... Offset sidewall 170 ...
  • Differential circuit 180 ... Sensitivity characteristic 181 of high sensitivity element ... Sensitivity characteristic 182 of low sensitivity element ... High sensitivity Self-resonant point 183 of the element ... Self-resonant point 184 of the low-sensitivity element ... Frequency characteristic 190 corrected by digital processing ... Stop plate 191 ... Piezo actuator 192 ... Control circuit 193 ... Backup battery 200 ... Helmholtz resonator 201 ... Helmholtz resonator 202 ... sensor cavity 203 ... acoustic signal inlet

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Abstract

感度の高いＭＥＭＳ素子においては、強い音響・振動入力により容易に破壊されるため、低い入力から高い入力まで対応できるダイナミックレンジの広いＭＥＭＳセンサの実現が困難であるという課題がある。 そのための解決手段は次の通りである。動作感度の異なる複数の素子を有し、より感度の低い素子の出力信号１２０をもってより感度の高い素子が破壊に至る強度の大振幅ないしは大速度入力を事前に検知し、より感度の高い素子に対して素子の動きを阻害する方向に電気出力１２４を与えて、より感度の高い素子が破壊に至るような振動系の動きを抑制する。

Description

ＭＥＭＳ装置
　本発明はＭＥＭＳ装置に関し、特に、高ダイナミックレンジＭＥＭＳ装置に関し、薄膜型振動子を備えたマイクロエレクトロメカニカルシステムズ（ＭＥＭＳ；Micro Electro Mechanical Systems）装置およびこれを用いた振動ないし音響信号検出装置に関する。
　近年、機械装置等の故障予知、自然災害前兆の検出、資源の探査等、多くの分野において特徴的な振動波形ないしは音響信号を検出することの有効性が検討され、この用途のために高感度なセンシングシステムが求められている。このようなシステムに用いられるセンサとして、半導体製造技術を応用して高精度のセンサを安価に大量生産できるＭＥＭＳ型センサが開発されている。
　ＭＥＭＳ型センサの動作原理や構造には種々のものがあるが、薄膜型振動子（メンブレン）を備えたＭＥＭＳ型センサは、振動子の薄型化を進めることで高感度化や検出振動周波数の高周波化などが比較的容易である。
　振動子の薄型化によりセンサの感度を高めた場合、予期せず強い信号が入力した際に振動子の振幅が過大となり破壊に至る可能性が高くなる。これを防止するため、センサチップを保持するフレキシブル基板の弾性変形を利用する方法（特許文献１）、機械的なストッパを設ける方法（特許文献２，３）、電気的手段による方法（特許文献４，５）が開示されている。
特開平5-164775号公報 特開2008-30182号公報 特許第4373994号公報 特開2014-153136号公報 特開2014-153363号公報
　センサの感度を高め、かつ前述のような破壊防止対策を実施した場合、強い信号が入力した際にセンサが破壊に至らないまでも、正確に信号を検出出来ないという問題が生じる。特許文献１に記載の構成では、強い信号入力により基板が弾性変形するためにセンサの信号波形は歪められる。特許文献２，３に記載の構成では、振動板を機械的に押さえると信号検出が不可能になる。また特許文献４に記載の構成では、振動板の動きを抑制するために電気的に逆位相の信号を加えるために、やはり正確な信号検出が困難になる。特許文献５に記載の構成では、バネ軟化電圧を印加することでバネの剛性を変化させることを保護手段としているが、この方法では一体化されたバネの一部に電圧印加による剛性変化手段を与えているだけであるために感度変化範囲が小さく、かつ、感度の異なる動作モード各々の設計を最適化出来ないという問題点がある。
　本発明の目的は、高感度で、かつ、強い信号入力時に破壊されることなく正確な信号測定を可能とするＭＥＭＳ型センサを提供することにある。
　本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
　本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
　本発明によるＭＥＭＳ型センサは、センサ感度の異なる複数のＭＥＭＳ素子が集積された構成をとる。例えばメンブレン型ＭＥＭＳ素子を用いる場合、メンブレンの厚みを薄くしたりメンブレンを保持する固定部分の間隔を広げるなどの手段により感度を高めることができる。逆に、メンブレンの厚みを厚くしたり、メンブレンに補強用の梁構造を追加したり、メンブレンを保持する固定部分の間隔を狭めるなどの手段により破壊耐性を高める（感度を下げる）ことが可能である。また一般にシリコン集積回路製造プロセスを応用したＭＥＭＳ製造プロセスにおいては、前記のようなＭＥＭＳ素子の作り分けは単一のウェハプロセスにて可能である。従って、前記のように複数のＭＥＭＳ素子を単一のシリコンウェハ上に作り込むことは容易である。なお、別々のウェハプロセスにて製造した複数種類のＭＥＭＳ素子を実装段階で集積する方法を、本発明では排除するものではない。
　前記のように複数のＭＥＭＳ素子を集積したＭＥＭＳ型センサにおいて、高感度でかつ破壊耐性を高くするための手段を説明する。ここでは高感度および低感度、２種のＭＥＭＳ素子を集積した場合について説明する。３種以上のＭＥＭＳ素子を組み合わせることも同様の方法で可能なことは言うまでもない。
　前記２種のＭＥＭＳ素子はそれぞれ独立に信号を検出する。信号入力が小さい場合には主として高感度素子の出力信号を使用することで高感度特性を実現する。同時に、低感度素子においても信号検出動作を行っており、高感度素子に破壊の危険が生じるよりわずかに小さい程度の信号入力が低感度素子に検出される際には、速やかにトリガ信号を発生させる。このトリガ信号は高感度素子に接続されており、該トリガ信号を受けて高感度素子の電極に一定の直流電圧を印加することにより、高感度素子メンブレンに一定の力を印加し外部からの強い振動入力に対してメンブレンを保護する作用を生じせしめる。
　信号入力が再び高感度素子に破壊の危険が生じない程度に低下した際には、速やかにトリガ信号が解除される。ＭＥＭＳセンサから出力される信号は、前記トリガ信号が発生している時間帯においては低感度素子の出力信号が採用され、それ以外の時間帯においては高感度素子の出力信号が採用されるように、電子回路を用いることにより信号合成が行われる。以上述べた電子回路的処理はアナログ回路においてもデジタル回路においても実現可能である。
　本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。
　本発明によるＭＥＭＳセンサによれば、微小な信号入力においては高感度ＭＥＭＳ素子により高感度かつ高精度な信号検出が可能になり、かつ、強大な（または、過大な。以下、同じ。）信号入力においては低感度ＭＥＭＳ素子により信号検出が可能になる。さらに強大な信号入力時には高感度なＭＥＭＳ素子に対する保護手段を備える。これにより、微小な信号から強大な信号まで従来の単一ＭＥＭＳ素子では実現できないダイナミックレンジの広い信号検出が可能になる。
本発明の実施例１に係るＭＥＭＳセンサの要部断面図および回路図記号である。 本発明の実施例１に係るＭＥＭＳセンサの動作状態を示す時系列グラフである。 本発明の実施例１に係るＭＥＭＳセンサの動作を説明するフローチャートである。 本発明の実施例１に係るＭＥＭＳセンサの回路図である。 本発明の実施例２に係るＭＥＭＳセンサの回路図である。 本発明の実施例３に係るスイッチ回路の説明図である。 本発明の実施例３に係るスイッチ回路に用いるトランジスタの要部断面図である。 本発明の実施例４に係るＭＥＭＳセンサの回路図である。 本発明の実施例５に係る高感度素子および低感度素子の周波数特性を示すグラフである。 本発明の実施例６に係る高感度素子の機械的保護を説明する要部断面図である。 本発明の実施例７に係るヘルムホルツ型音響フィルタを含むＭＥＭＳセンサの要部断面図である。
　以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらはお互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。
　また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でもよい。
　さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。
　同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうではないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。
　また、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。なお、図面をわかりやすくするために平面図であってもハッチングを付す場合がある。
　本発明の実施例１におけるＭＥＭＳセンサについて図面を参照しながら説明する。図１は、本実施例１におけるＭＥＭＳセンサの要部断面図である。標準的なシリコンＣＭＯＳ集積回路製造プロセスを用いて静電容量型ＭＥＭＳ素子を形成するために、図１(a)に示す如く、シリコン基板１０１上に溝１０２の形成、溝の底部への下部電極１０３の形成、さらに溝の上部へメンブレンが形成される。ここでメンブレンは２種類の膜厚で構成され、高感度素子１０４に対応するメンブレン１０６と低感度素子１０５に対応するメンブレン１０７からなる。メンブレン１０６およびメンブレン１０７それぞれの上面の一部に下部電極１０３と対抗するように上部電極１０８が形成される。ここで、下部電極１０３は例えばタングステン膜が、メンブレン１０６および１０７は例えば多結晶シリコン膜が、上部電極１０８には例えばアルミニウム膜が用いられる。なお、下部電極１０３および上部電極１０７からの引き出し配線ないしそれに至るコンタクト部分は本断面図においては省略されている。
　前記高感度素子１０４および低感度素子１０５は、必ずしも一度の集積回路製造用ウェハプロセスにて製造する必要はない。図１(b)に示す如く、別々のプロセスにて製造したＭＥＭＳ素子を搭載した複数のウェハから、それぞれ該当素子のチップを切り出し、これらを実装基板１０９にマウントすることによっても構わない。
　上記のＭＥＭＳ素子を回路図の記号（シンボル）で記せば図１(c)および(d)の如くである。高感度素子１０４は下部電極端子１１０および上部電極端子１１１を有し、低感度素子１０５は下部電極端子１１２および上部電極端子１１３を有する。なお通常の場合、下部電極端子１１０および１１２は接地される場合が多いため図１(c)では接地記号が用いられている。本図の記載に関わらず、前記高感度素子１０４および低感度素子１０５をフローティング状態で使用することも可能である。
　本発明の実施例１におけるＭＥＭＳセンサの動作を図２および図３を用いて説明する。図２には入力信号波形１２０が横軸（この横軸は時間軸である。）の時刻１２１と縦軸の振幅１２２のグラフに示されている。図で横方向に走る一点鎖線は、高感度素子１０４が破壊に至る危険のある振幅よりわずかに小さい値に設定されたトリガレベル１２３を示すものである。ここで、正の電位のトリガレベルを123a, 負の電位のトリガレベルを123ｂと定義する。本図においてはトリガレベル１２３を超える信号入力が２度の時間帯にわたって発生している。この際、低感度素子１０５に接続された電子回路は速やかにトリガ信号を発生する。これを受けて、高感度素子１０４には図２に示されるような高感度素子保護電圧１２４を発生する。以上の動作を図３のフローチャートにしめす。通常状態においては高感度素子１０４にて測定されており、かつ、低感度素子１０５においては常時、あるいは一定周期で、出力電圧の絶対値がトリガレベル１２３以上であるか又はトリガレベル１２３未満であるか否かの判定がなされる。この判定がＹＥＳの場合、即ち、出力電圧の絶対値がトリガレベル１２３未満である場合には低感度素子１０５の信号を出力し、ＮＯの場合、即ち、出力電圧の絶対値がトリガレベル１２３以上である場合には高感度素子１０４の信号を出力するように処理される。
　次に図４を用いて前記の電子回路の動作を説明する。図４は(a)(b)(c)と分かれているが、夫々同一名称の端子は相互に接続されており、全体として一つの回路を構成している。低感度素子１０５の上部電極端子１１３は図４(a)にある低感度素子用容量－電圧変換器１３０の入力端子１３１に接続されており、低感度素子１０５の信号が低感度素子アナログ信号出力１３２として変換出力される。この信号は同時に、正電圧用比較器１３３と負電圧用比較器１３４に接続されている。なおこれらの比較器にはそれぞれ正の参照電圧１３５と負の参照電圧１３６が印加されている。これらの参照電圧は高感度素子１０４の破壊耐性に応じて、例えば、素子製造後に任意の参照電圧値になるように調整することができる。このため製造工程で多少の特性ばらつきが発生しても本機能により修正することができる。比較器１３３および１３４の出力はＯＲ回路１３７を経由してトリガ信号１３８を発生する。ＯＲ回路１３７の機能は信号振幅が正側あるいは負側のいずれの方向で参照電圧１３５ないし１３６を超えても高感度素子１０４用の保護機能に対するトリガ信号１３８を発生させる必要があるためである。
　トリガ信号１３８は図４(b)に示す如く、２組のスイッチ回路１３９および１４０に導かれる。スイッチ回路１３９および１４０はトリガ信号入力１３８が発生している場合に互いに等しい一定の電圧を発生する。これら２式のスイッチ回路１３９および１４０の出力は高感度素子用容量－電圧変換器１４１の差動入力端子に導かれる。トリガ入力１３８が発生している場合には、上記差動入力に等しい電圧が印加されているため高感度素子アナログ信号出力電圧値１４２はゼロとなる。一方、トリガ信号１３８が発生していない状態において、スイッチ回路１３９の出力は接地電位に固定され、スイッチ回路１４０の出力端子はオープン状態となる。この出力端子１４２には、高感度素子１０４の出力端子１１１に接続されている。スイッチ回路１４０の出力端子はオープン状態であり、かつ、高感度素子用容量－電圧変換器１４１の差動入力端子も高インピーダンス状態であるため、高感度素子１０４の出力は損失なく高感度素子用容量－電圧変換器１４１に導かれ、正確な高感度素子アナログ信号出力１４２が得られる。
　次に、図4(c)に示す如く、低感度素子アナログ信号出力１３２および高感度素子アナログ信号出力１４２はそれぞれ独立に低感度素子用ＡＤコンバータ１４３および高感度素子用ＡＤコンバータ１４４によりデジタル信号に変換される。これらのデジタル出力はデジタル信号処理プロセッサ１４５に導かれ、トリガ入力１３８に応じて図３に示したフローチャートに対応するように感度の異なる複数素子の信号を合成して合成出力電圧１４６を得る。
　なお、前記の容量－電圧変換器１３０、正電圧用比較器１３３、負電圧用比較器１３４、ＯＲ回路１３７、スイッチ回路１４０の遅延時間の合計は当該ＭＥＭＳセンサで取り扱う信号の最大周波数成分の逆数の１／２以下に設計する。これは当該回路の応答時間に間に合わない高速の信号入力によって高感度素子１０４が破壊されることを防止するために必要である。
　本実施例は、実施例１で示した電子回路の別構成を示すものである。共通する部分に関しては記載を省略する。
　低感度素子１０５の出力端子１１３は図５(a)にある低感度素子用容量－電圧変換器１３０から低感度素子用ＡＤコンバータ１４３に接続されデジタル信号へと変換される。さらに低感度素子用デジタルシグナルプロセッサ１４７により低感度素子の周波数応答特性の補正や雑音除去の処理を行って低感度素子デジタル出力１４８を得、さらに図５(c)に示すデジタル信号処理プロセッサ１４５へと導かれる。このプロセッサにて、実施例１で示すところのトリガ信号１３８に相当するロジック制御信号１４９をデジタル処理によって得る。
　図５(b)に示すところの回路構成は図4(b)と共通点が多く、トリガ信号１３８をロジック制御信号１４９と読み替えればよい。高感度素子用容量－電圧変換器１４１以降の回路構成は図５(a)の低感度素子用と同様の構成であり、高感度素子用ＡＤコンバータ１４４および高感度素子用デジタルシグナルプロセッサ１５０を経由して高感度素子デジタル出力１５１を得る。この出力１５１は図５(c)のデジタル信号処理プロセッサ１４５へと導かれ実施例１と同様にして合成出力１４６を得る。なお、本回路の遅延時間に関する要請も実施例１と同様である。
　本実施例は、実施例１および実施例２で示したスイッチ回路１４０の一形態を例示するものである。トリガ信号１３８が発生していない状態において、該スイッチ回路の出力端子はオープン状態となる必要がある。この要請は該スイッチ回路の出力段にｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１５２を用いることで容易に実現できる。ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１５２のソース電極（Ｓ）には電源電圧ＶＤＤが印加され、ゲート電極にはトリガ信号１３８ないしはその信号レベルを適宜変換した信号が印加される。まず、トリガ信号１３８が発生している状態においてはｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１５２がオン状態となるため、ドレイン電極（Ｄ）にはほぼ電源電圧ＶＤＤに相当する電圧が上部電極端子１１１を経由して高感度素子の上部電極１０８に印加される。通常の場合において下部電極１０３は接地電位にあるため、電圧印加によりメンブレン１０６は下部電極１０３に向かう引力が発生してメンブレンの振動を抑制することで破壊を防止する。この引力がスティクション（メンブレンの下部電極への固着）を引き起こすことのないように適切な電圧が印加されるように設計することは言うまでもない。
　次に、トリガ信号１３８が発生していない状態においてはｐチャネルＭＯＳＦＥＴ１５２がオフ状態になる。このとき、上部電極１０８から見た上部電極端子１１１は直流的にはオープン状態となっている。しかしながら、このＭＯＳＦＥＴは同時に、高感度素子１０４に対する容量負荷ともなっているため、この容量負荷を小さくしないと感度が低下してしまう。これを解決する一手段を図７に例示する。通常のＭＯＳＦＥＴでは図７(a)に示すように、ゲート電極１６０とドレイン拡散層１６１の間の容量が比較的大きい。特に通常のＭＯＳＦＥＴでは拡散層１６１がゲート電極の下部にまで回りこむ、いわゆる拡散層オーバラップ１６２構造となっている。このため、ゲート－ドレイン間容量が増大してしまう。これを解決するためには、図７(b)に示すように、拡散層ノンオーバラップ１６３構造とすることで、高感度素子１０４からみた負荷容量は大幅に低減する。このようなトランジスタの製造は、ゲート電極１６０に接するオフセット側壁１６４を用いることにより容易に行うことができる。
　本実施例は、実施例１で示したトリガ信号１３８の取得に関する他の一形態について、図８を用いて例示するものである。図８の回路図は図４(a)の回路図と共通点が多く、低感度素子用容量－電圧変換器１３０の出力と正電圧用比較器１３３との間に微分回路１７０が挿入されている。実施例１の回路において、非常に立ち上がりが急峻で大振幅の信号が入力された場合、実施例１に示した設計条件にも関わらず高感度素子の破壊のリスクが高まる可能性もある。そこで本実施例に示すような微分回路により信号の急峻な立ち上がりを検出してトリガ信号１３８を発生することでこのリスクを緩和することができる。なお、トリガ出力１３８の発生に際して図８に示したＯＲ回路のみでなく、図4(a)に示したＯＲ回路も組み合わせて4入力のＯＲ回路を構成することも有効である。
　さらに実施例２のデジタル処理の場合においても、デジタル信号を微分することによってより的確にロジック制御信号１４９を取得することができる。
　実施例１や２で示したＭＥＭＳセンサの性能機能の観点から望ましい高感度および低感度素子の周波数特性に関し、図９を用いて説明する。一般にメンブレン型のＭＥＭＳ素子は、素子固有の自己共振周波数を有し、これより高い周波数では急峻に応答特性（感度）が低くなる。本発明のＭＥＭＳセンサにおいては、低感度素子の出力により高感度素子の破壊防止のためのトリガ出力を得る構成になっている。このため、低感度素子の周波数帯域がより広いことが求められる。図９には、高感度素子の感度特性１８０と低感度素子の感度特性１８１が例示されている。このグラフは一定の音響振動入力レベルに対する各素子の出力信号レベルの相対値を示したものである。ここでは双方の感度が約２０ｄＢ、すなわち約１０倍異なっている。高感度素子の自己共振点１８２となる周波数は、低感度素子の自己共振点１８３となる周波数よりも低い。
　また実施例２においては、デジタルシグナルプロセッサ１４７および１５０により周波数特性の補正、すなわちピーク特性の除去、が行われる。図９の破線にはこのデジタル処理によって補正された周波数特性１８４が破線にて示されている。なお実施例１においても、デジタル信号処理プロセッサ１４５によって同様の処理が実施できることは言うまでもない。
　前記実施例１～５に示した構成によれば、高感度素子１０４および低感度素子１０５に接続されている電子回路に通電し正常動作している状態においては高感度素子１０４の破壊を効果的に防止することができる。しかしながら、ＭＥＭＳセンサが機能していない状態において、例えば輸送や設置の際の振動により高感度素子が破壊される可能性がある。本実施例はこの破壊を防止するための手段について図１０を用いて説明するものである。
　まず、容易に考えられる方法が、ＭＥＭＳセンサが機能していない状態、すなわち計測を行わない場合においては常にトリガ信号１３８を発生させ、高感度素子１０４の上部電極１０８に電圧を印加し続けることである。これはＭＥＭＳセンサの計測停止時に自動的にトリガ信号１３８を発生させる回路を備えておけばよい。また、輸送時等においてはバックアップ電池により常に電源を供給してやればよい。
　別の方法として本実施例において示す例は、図１０(a)のように、高感度素子の上部電極１０８に抑え板１９０を設置し、これをピエゾアクチュエータ１９１にて駆動させて抑え板１９０を上部電極１０８に接触させることでメンブレンの破壊から保護するという方法である。この際、ピエゾアクチュエータ１９１の駆動はバックアップ電池１９３からの電源供給によって動作する制御回路１９２を通じて行う。具体的な動作は図１０(b)、(c)に示すように、停止時にはピエゾアクチュエータ１９１が伸張して抑え板１９０を上部電極１０８に接触させる。この場合には、正電圧印加時に伸張するタイプのピエゾアクチュエータを使用すれば良い。動作時、すなわち測定時には、ピエゾアクチュエータ１９１には電圧が印加されず、抑え板１９０が上部電極１０８およびメンブレン１０６の動きを阻害することはない。
　しかしながら、上記の方法では停止時に電源を供給し続ける必要がある。図１０(d),(e)に例示する方法では、正電圧印加時に収縮するタイプのピエゾアクチュエータを使用する。そして、ピエゾアクチュエータに電源を供給しない状態において抑え板１９０が上部電極１０８に接触するように相互の位置関係を調整する。しかる状態において、動作時には電源がピエゾアクチュエータに供給されることで収縮し、抑え板１９０が上部電極１０８およびメンブレン１０６の動きを阻害しない状態となる。
　さらに別の方法によれば、図１０(f), (g)に例示するように、正電圧印加時に伸張するタイプのピエゾアクチュエータ１９１を使用し、これを抑え板１０８（とこれを保持する部材）と基板１０１との間に位置させる。さらにピエゾアクチュエータ１９１に電源を供給しない状態において抑え板１９０が上部電極１０８に接触するように相互の位置関係を調整する。しかる状態において、動作時には電源がピエゾアクチュエータに供給されることで伸張し、抑え板１９０が上部電極１０８およびメンブレン１０６の動きを阻害しない状態となる。
　上記いずれの方法においても、実施例１～５に示したＭＥＭＳセンサとしての機能を損なうことなく、停止時に高感度素子の破壊を防止する方策を講じることができる。
　実施例１～５に示した構成によれば、高周波で大振幅の信号がＭＥＭＳセンサに入力された場合においても高感度素子の破壊を防止しつつ正確な測定が可能になる。用途によっては、特定の周波数範囲の音響信号が非常に強く、これをあらかじめ減衰させてＭＥＭＳセンサにて測定するほうが望ましい場合も考えられる。本実施例はこのような場合に対応する構成を図１１により説明するものである。特定の周波数範囲の音響信号を減衰させるにはヘルムホルツ共振器を用いる。図１１に示した構成では、２種類の周波数範囲の信号を減衰させることを意図しており、それぞれ共振周波数の異なる２種類のヘルムホルツ共振器２００と２０１とを備えている。高感度素子１０４と低感度素子１０５を囲むセンサキャビティ２０２には筒状の音響管路が設けられておりこの上部の音響信号入口２０３より測定用の音響信号が入力される。そして、音響管路を通過する際に内壁に設けられたヘルムホルツ共振器２００と２０１によって特定周波数範囲の音響信号が減衰され、過度の振幅の音響信号がＭＥＭＳセンサに入力されることを防止することができる。なおこの、減衰特性は予め測定しておくことができるため、実施例２，５に示したような周波数特性の補正を行うことも問題なくできる。
１０１…シリコン基板
１０２…溝
１０３…下部電極
１０４…高感度素子
１０５…低感度素子
１０６…高感度素子に対応するメンブレン
１０７…低感度素子に対応するメンブレン
１０８…上部電極
１０９…実装基板
１１０…高感度素子の下部電極端子
１１１…高感度素子の上部電極端子
１１２…低感度素子の下部電極端子
１１３…低感度素子の上部電極端子
１２０…入力信号波形
１２１…時刻
１２２…振幅
１２３…トリガレベル
１２４…高感度素子保護電圧
１３０…低感度素子用容量－電圧変換器
１３１…低感度素子用容量－電圧変換器の入力端子
１３２…低感度素子アナログ信号出力
１３３…正電圧用比較器
１３４…負電圧用比較器
１３５…正の参照電圧
１３６…負の参照電圧
１３７…ＯＲ回路
１３８…トリガ信号
１３９…スイッチ回路
１４０…スイッチ回路
１４１…高感度素子用容量－電圧変換器
１４２…高感度素子アナログ信号出力
１４３…低感度素子用ＡＤコンバータ
１４４…高感度素子用ＡＤコンバータ
１４５…デジタル信号処理プロセッサ
１４６…合成出力
１４７…低感度素子用デジタルシグナルプロセッサ
１４８…低感度素子デジタル出力
１４９…ロジック制御信号
１５０…高感度素子用デジタルシグナルプロセッサ
１５１…高感度素子デジタル出力
１５２…ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ
１６０…ゲート電極
１６１…ドレイン拡散層
１６２…拡散層オーバラップ
１６３…拡散層ノンオーバラップ
１６４…オフセット側壁
１７０…微分回路
１８０…高感度素子の感度特性
１８１…低感度素子の感度特性
１８２…高感度素子の自己共振点
１８３…低感度素子の自己共振点
１８４…デジタル処理によって補正された周波数特性
１９０…抑え板
１９１…ピエゾアクチュエータ
１９２…制御回路
１９３…バックアップ電池
２００…ヘルムホルツ共振器
２０１…ヘルムホルツ共振器
２０２…センサキャビティ
２０３…音響信号入口

Claims (15)

  1. 　振動系を有する第１および第２のMEMS素子を有し、
    　前記第１のMEMS素子は、前記第２のMEMS素子よりも相対的に、動作感度が低く、かつ、相対的に高い振幅または高い速度の外部振動が入力されることによりその素子破壊に至るものであり、
    　前記第１のMEMS素子の出力信号を用いて前記第２のMEMS素子が破壊に至る強度の大振幅ないしは大速度入力を事前に検知する検知手段を有し、
    　前記検知手段により検知した所定の強度以上の振幅または所定の強度以上の速度に基づき、前記第２のMEMS素子に対して前記第２のMEMS素子の前記振動系の動きを抑止する方向に電気出力を与えることを特徴とするＭＥＭＳ装置。
  2. 　少なくとも、前記第１および前記第２のMEMS素子の信号を出力合成することにより所望の信号出力を得ることを特徴とする請求項１に記載のＭＥＭＳ装置。
  3. 　前記第１と前記第２のMEMS素子の周波数特性は異なることを特徴とする請求項２に記載のＭＥＭＳ装置。
  4. 　前記第１のMEMS素子の方が、前記第２のMEMS素子よりもMEMS素子の共振周波数の方が高いことを特徴とする請求項３に記載のＭＥＭＳ装置。
  5. 　前記第１と前記第２のMEMS素子の出力信号合成に際し、素子固有の周波数特性を補正する手段を有することを特徴とする請求項３に記載のＭＥＭＳ装置。
  6. 　前記第１と前記第２のMEMS素子からの信号合成において、前記第１のMEMS素子と前記第２のMEMS素子の出力信号の切り替え、および、前記第２のMEMS素子の動きを抑制する機能の起動にかかる信号振幅ないし速度に関するしきい値は、電気的に調整に構成されていることを特徴とする請求項１記載のＭＥＭＳ装置。
  7. 　前記第１のMEMS素子が破壊に至る強度の大振幅入力の検出に、演算増幅回路を用いた比較器を用いることを特徴とする請求項１に記載のＭＥＭＳ装置。
  8. 　前記第１のMEMS素子が破壊に至る立ち上がりの速い大速度入力の検出に演算増幅回路を用いた微分回路を用いることを特徴とする請求項１に記載のＭＥＭＳ装置。
  9. 　前記第１のMEMS素子の動きを抑止する方向の電気出力は、前記第１のＭＥＭＳ素子の一対の電極のうちの一方の電極に対して低出力インピーダンスのスイッチ回路により直流電圧を与え、
    　前記第１のMEMS素子の出力信号を検出する増幅器初段は差動入力とし、差動入力両方の端子に等しい直流電圧を与えるように構成され、
    　前記第１のMEMS素子に対する保護信号を発生しない状態においては、直流電圧印加用スイッチ回路はその出力端から見たインピーダンスを大きくすると共に、直流電圧印加用スイッチ回路はその出力端から見た静電容量を小さくするように構成されているを特徴とする請求項１に記載のＭＥＭＳ装置。
  10. 　前記第１のMEMS素子の一対の電極の一方の電極にＭＯＳトランジスタのドレイン電極を電気的に接続することにより、そのＭＯＳトランジスタを導通状態とすることによって、前記第１のMEMS素子の動きを抑止を行うように構成されていることを特徴とする請求項９に記載の高ダイナミックレンジＭＥＭＳ装置。
  11. 　上記ＭＯＳトランジスタは遮断状態におけるドレイン容量が小さくなるようにノンオーバーラップトランジスタを用いることを特徴とする請求項１０に記載のＭＥＭＳ装置。
  12. 　より感度の高いMEMS素子およびより感度の低いMEMS素子両方の入力信号をデジタル変換し、その信号をデジタルシグナルプロセッサまたは論理回路あるいはその両方を用いて処理し、大振幅ないし大速度入力の検出を行い、より感度の高い素子の抑制は検出されたデジタル信号から所定の直流電圧を発生させることによって行うことを特徴とする請求項１に記載のＭＥＭＳ装置。
  13. 　MEMS素子の非動作状態において、前記第１のMEMS素子の動きを阻害する際に、機械的なストッパーが動作することを特徴とする請求項１に記載のＭＥＭＳ装置。
  14. 　上記機械的ストッパーの駆動は電気的に行い、本装置の電源が遮断されている状態において、より感度の高い素子の動きを阻害する状態に保持されていることを特徴とする請求項１３に記載のＭＥＭＳ装置。
  15. 前記第１または前記第２のＭＥＭＳ素子に至る音響振動流路内に、単一ないし複数の共振周波数を有するヘルムホルツ型フィルタ設置することを特徴とする請求項１に記載のＭＥＭＳ装置。
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