WO2017042889A1

WO2017042889A1 - 電力変換装置及びこの電力変換装置を備えた空気調和装置

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Publication number: WO2017042889A1
Application number: PCT/JP2015/075498
Authority: WO
Inventors: 貴彦小林; 真作楠部; 健太湯淺; 晃弘津村
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2015-09-08
Filing date: 2015-09-08
Publication date: 2017-03-16
Also published as: JPWO2017042889A1; JP6469235B2

Abstract

交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、その整流回路により整流された直流電圧を昇圧する昇圧回路と、その昇圧回路により昇圧された直流電圧を交流電圧へ変換し、当該交流電圧を圧縮機の駆動源である圧縮機用モーターに出力して駆動する第１の電力変換手段と、前記整流回路により整流された直流電圧を交流電圧へ変換し、当該交流電圧をファンの駆動源であるファン用モーターに出力して駆動する第２の電力変換手段とを備えている。

Description

電力変換装置及びこの電力変換装置を備えた空気調和装置

　本発明は、交流電源から圧縮機及びファンの各モーターに供給する電力をそれぞれ制御する電力変換装置及びこの電力変換装置を備えた空気調和装置に関するものである。

　空気調和装置の圧縮機及びファンの駆動源としてモーターが用いられている。モーターは、圧縮機及びファンに対し各々に接続されており、各モーターには周知のインバータが個別に接続されている。各々のインバータは、入力される直流電圧をモーターの駆動に適切な周波数の交流電圧に変換し、モーターに出力して駆動する。

　インバータの入力側には、交流電源である商用電源、例えば単相電源、あるいは三相電源をはじめとする多相電源から供給される交流電圧を整流する整流回路と、整流された電圧を平滑する平滑コンデンサとが接続されている。また、電源高調波抑制のために、整流回路と平滑コンデンサとの間に直流リアクトルが接続されることがある。
　なお、以下、整流回路の出力からインバータの入力までの整流回路、直流リアクトル及び平滑コンデンサを総称して整流部と称し、整流部上の母線を直流母線と称することとする。

　従来の事例では、１つの整流部に対し、整流部の平滑コンデンサの後段から、圧縮機の駆動源である圧縮機用モーターを駆動する圧縮機用インバータと、ファンの駆動源であるファン用モーターを駆動するインバータとが並列に接続された駆動装置を備えた空気調和装置がある（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。

　さらに、他の事例として、三相４線式の交流電源の交流電圧を互いにグランドレベルが異なる、即ち一方は線間電圧の交流電圧を直流電圧に変換し、他方は相電圧の交流電圧を直流電圧に変換する２つのコンバータと、各コンバータから出力された直流電圧をそれぞれ交流電圧に変換し、それぞれに接続された負荷に印加する２つのインバータとを備えた空気調和装置がある。この空気調和装置における前者のコンバータは、圧縮機用モーターを駆動するインバータに接続され、後者のコンバータは、ファン用モーターを駆動するインバータに接続されている（例えば、特許文献３又は特許文献４参照）。

特開２０１４－５７４９７号公報（第４頁、第１図）特開２０１２－１３５１５７号公報（第７～９頁、第１図）特開２００６－１３６１６７号公報（第７～８頁、第２図）特許第４２２１４０１号公報（第３～５頁、第１図）

　特許文献１、２に示された従来の空気調和装置においては、圧縮機用モーターを駆動するインバータとファン用モーターを駆動するインバータとにそれぞれ入力される直流電圧は同じ電圧となる。
　圧縮機側においては、高い出力を得るために圧縮機用モーターを毎秒数百回転といった高い回転数で駆動する。また、圧縮機用モーターは、一般的に誘導機、永久磁石同期モーター、ブラシレスＤＣモーターなどが用いられている。これらのモーターは、回転数が上昇するとモーター内部で発生する磁束による誘起電圧に起因して、モーターが必要とする電圧が上昇する。このため、それに応じて圧縮機用モーターを駆動するインバータの出力電圧（実効値）も高くする必要がある。そのインバータが出力可能な電圧は、インバータに入力される直流電圧に依存するため、インバータの出力電圧を高くするには、直流電圧も高くする必要がある。

　ただし、前述の直流電圧は、昇圧回路を接続しない限り商用電源の電圧で決まるため、従来の空気調和装置では、商用電源の電圧で決まる直流電圧の制約の中で、圧縮機用モーターをインバータで駆動制御する必要がある。一般的に、高い回転数で駆動する際、モーターが必要とする電圧を、商用電源の電圧に基づく電圧制約内に収める必要がある。

　モーターが必要とする電圧を電圧制約内に収める周知の対策として、モーターの誘起電圧の原因となるモーター内部で発生する磁束を弱めるようにモーターに流れる電流を制御する、いわゆる周知の弱め磁束（界磁）制御が行われる。この制御においては、電圧制約が無いと仮定した場合と比較して、同じモーター出力を得るために必要な電流（実効値）が大きくなり、モーターの巻線で発生する銅損、インバータで発生する損失が増加する。このため、空気調和装置としての変換効率が低下し、この傾向は、特にブラシレスＤＣモーターにおいて顕著である。

　また、永久磁石同期モーター、ブラシレスＤＣモーターなどを圧縮機用モーターとして使用している場合、そのモーターに備わる永久磁石の減磁耐力、また、インバータを構成するスイッチング素子の許容電流と許容温度の制約により、運転の回転数範囲、特に高い回転数での駆動が制限されることがある。

　したがって、圧縮機側においては、高い出力と変換効率を得るためには、直流電圧が高い条件下で、圧縮機用モーターを実効値の小さい電流、かつ、高い回転数で駆動することが望ましい。

　ファン側においては、インバータを構成するスイッチング素子がスイッチング動作することにより、中性点電位は零にならず変動するため、スイッチング状態に応じてステップ上に急峻に変化するコモンモード電圧（零相電圧）が発生する。コモンモード電圧は、ファン用モーターに対して出力する電流、ファン用モーターのインピーダンスに影響されない電圧である。コモンモード電圧は、モーター軸と接地電位となっているファン用モーターの筐体との間に、電圧である軸電圧を誘発する。この軸電圧が大きいときには、モーター軸受の内部で放電、つまり軸受のベアリング内の潤滑油の薄膜での放電が発生して軸電流が流れ電食が生じる。

　圧縮機用モーターにおいて高い変換効率が得られる直流電圧の条件で、同様にファン用モーターを駆動すると、中性点電位の変動が大きくなるため、電食が発生し易い条件となり、ファン用モーターを駆動する際の望ましい条件と相反する。

　また、ファン用モーターは、構造上モーター軸を筐体に接地するのが困難であり、直流電圧が高い条件下においては、前記コモンモード電圧以外に、放射ノイズが発生するという課題がある。

　さらに、ファン用モーターのモーター出力は、一般的に圧縮機用モーターのモーター出力と比較して小さいために、ファン用モーターを高い回転数で駆動する必要性が小さく、商用電源の電圧で決まる直流電圧の制約の中でもファン用モーターとして必要な性能が十分得られる。

　圧縮機用モーターにおいて高い変換効率が得られる直流電圧まで高くすると、モーターが必要とする電圧に対して、直流電圧が過剰に高くなる可能性がある。また、圧縮機用モーターを駆動するインバータにおいては、ＰＷＭ制御を適用した際のキャリア周波数成分を有する電流脈動によって、その電流脈動に起因する高調波鉄損が増加する可能性がある。

　前述した以外にも、ファン用モーターにおいては、高電圧に対応した絶縁強化を施す必要があるなど、ファン用モーターの性能改善に寄与しないコストアップが伴う可能性がある。
　一方、圧縮機用モーターは、モーター本体が圧縮機に内蔵されている構造であり、ファン用モーターと比較して直流電圧を高くしても電食が発生しにくい環境下にある。また、圧縮機用モーターは、構造的にモーター軸を筐体などを通じて接地できるため、放射ノイズに関してはファン用モーターと比較して考慮する必要性が低い。

　これらのことから、共通の整流電源に対して圧縮機用モーターを駆動するインバータとファン用モーターを駆動するインバータとを並列に接続する構成においては、圧縮機用モーターを高い回転数で駆動するのに適したインバータの入力電圧と、ファン用モーターで軸電流による電食を抑制するのに適したインバータの入力電圧とが異なる。よって、各インバータへ入力される直流電圧が共通であると、高い変換効率で圧縮機用モーターを駆動することと、電食、放射ノイズ、キャリア周波数に起因する鉄損などを抑制しながらファン用モーターを駆動することとが両立しないといった課題があった。

　特許文献３、４に示された従来の空気調和装置においては、圧縮機用モーターを駆動するインバータに入力される直流電圧は、ファン用モーターを駆動するインバータに入力される直流電圧と比べ高くなる。しかし、この空気調和装置は、三相４線式の商用電源への接続が前提となっており、広く普及する三相３線式の商用電源に対して適用できないという課題がある。

　本発明は、圧縮機用モーターとファン用モーターとを並列駆動する際に起こり得る前述のような課題の少なくとも１つを解決することを目的になされたもので、交流電圧の種類を問わず、共通の整流回路に対して圧縮機用モーターを駆動するインバータとファン用モーターを駆動するインバータとを並列に接続する構成において、高い変換効率で圧縮機用モーターを駆動するとともに、電食、放射ノイズ、高調波鉄損を抑制しながらファン用モーターを駆動することができる電力変換装置及びこの電力変換装置を備えた空気調和装置を提供することを目的とする。

　本発明に係る電力変換装置は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、整流回路により整流された直流電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路により昇圧された直流電圧を交流電圧へ変換し、当該交流電圧を圧縮機用モーターに出力して駆動する第１の電力変換手段と、整流回路により整流された直流電圧を交流電圧へ変換し、当該交流電圧をファン用モーターに出力して駆動する第２の電力変換手段とを備えたものである。

　本発明によれば、圧縮機用モーターが接続される第１の電力変換手段には、整流回路の出力側の昇圧回路により昇圧された直流電圧が入力されるようにし、ファン用モーターが接続される第２の電力変換手段には、整流回路により整流された直流電圧が入力されるようにしている。この構成により、交流電源の種類を問わず、第１及び第２の電力変換手段に適した直流電圧をそれぞれ供給でき、高い変換効率で圧縮機用モーターを駆動できるとともに、電食、放射ノイズ、高調波鉄損を抑制しながらファン用モーターを駆動することができる。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。図１に示す昇圧回路の一例であるマルチレベルチョッパ回路の構成図である。図２に示す昇圧回路における昇圧モード毎の第２の母線電圧のレベルを示す図である。図２に示す昇圧回路のスイッチングモードに対するスイッチＳＷ１、ＳＷ２のＯＮ・ＯＦＦ状態を示す図である。図２に示す昇圧回路の昇圧モード毎に設定されたスイッチングモードの組合せを示す図である。図１に示す昇圧回路の他の一例である昇圧チョッパ回路の構成図である。本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態３に係る空気調和装置の概略構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態４に係る空気調和装置の概略構成を示すブロック図である。

　以下、本発明に係る電力変換装置及びこの電力変換装置を備えた空気調和装置の実施の形態について、図面を用いて説明する。
実施の形態１．
　図１は本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。
　図１において、電力変換装置１０１は、交流電源である商用電源１に接続される整流回路２、昇圧回路３、昇圧回路３の出力間に接続された平滑コンデンサ４、平滑コンデンサ４の両極間に接続された第１の電力変換手である例えば第１のインバータ５、整流回路２の出力側に接続された直流リアクトル６と平滑コンデンサ７、平滑コンデンサ７の両極間に接続された第２の電力変換手である例えば第２のインバータ８、及び制御部９を備えている。

　第１のインバータ５の出力側には、空気調和装置の圧縮機の駆動源である圧縮機用モーター１０が接続される。第２のインバータ８の出力側には、空気調和装置のファンの駆動源であるファン用モーター１１が接続される。なお、図１においては、空気調和装置の圧縮機及びファンの図示を省略している。

　整流回路２は、例えば、商用電源１が三相３線式あるいは三相４線式の場合には６個、商用電源１が単相の場合には４個の整流ダイオードである逆流防止素子をブリッジ接続して構成され、商用電源１の交流電圧を整流する全波整流回路である。なお、図１では、三相３線式の例を示している。

　昇圧回路３は、整流回路２により整流された直流電圧（以下、第１の母線電圧Ｖｄｃ１と称する）を昇圧し、昇圧した直流電圧（以下、第２の母線電圧Ｖｄｃ２と称する）を出力する。以下、第１の母線電圧Ｖｄｃ１に対する第２の母線電圧Ｖｄｃ２の電圧比を昇圧比とする。平滑コンデンサ４は、昇圧回路３で昇圧された第２の母線電圧Ｖｄｃ２を平滑化する。

　ここで、昇圧回路３の構成について、図２を用いて詳述する。
　図２は図１に示す昇圧回路の一例であるマルチレベルチョッパ回路の構成図である。
　図２に示す昇圧回路３は、出力間に直列に接続された第１の逆流防止素子３２、第２の逆流防止素子３３、第１のスイッチング素子３４及び第２のスイッチング素子３５と、第２の逆流防止素子３３と第１のスイッチング素子３４との接続点に接続された整流回路２の正極側の直流母線に挿入されたリアクトル３１と、第２の逆流防止素子３３及び第１のスイッチング素子３４に並列に接続されたコンデンサ３６とにより構成されるマルチレベルチョッパ回路である。

　第１のスイッチング素子３４は、スイッチＳＷ１と、このスイッチＳＷ１に逆並列に接続された逆流防止素子３４ａとで構成されている。第２のスイッチング素子３５は、スイッチＳＷ２と、このスイッチＳＷ２に逆並列に接続された逆流防止素子３５ａとで構成されている。前述のスイッチＳＷ１、ＳＷ２は、制御部９からの駆動信号に基づいてスイッチング動作を行い、整流回路２により整流された第１の母線電圧Ｖｄｃ１を昇圧する。なお、スイッチＳＷ１、ＳＷ２がともにＯＦＦ状態の場合には、昇圧動作は行われず、第１の母線電圧Ｖｄｃ１と第２の母線電圧Ｖｄｃ２とが同じ電圧となる。

　昇圧回路３の制御は、圧縮機用モーター１０の運転状態に応じて、第１の母線電圧Ｖｄｃ１に対する昇圧比を変化させる昇圧モードを選択する。この昇圧モードの選択は、後述するが、制御部９によって行われる。
　これは、例えば、室内の温度が目標温度となるように空気調和装置の冷凍サイクルを圧縮機用モーター１０の回転動作により制御する過程において、高い圧縮機の出力を得るために圧縮機用モーター１０を毎秒数百回転といった高い回転数で駆動する必要がある。
　圧縮機用モーター１０に用いられる誘導機、永久磁石同期モーター、ブラシレスＤＣモーターなどは、回転数が上昇するとモーター内部で発生する磁束による誘起電圧に起因してモーターが必要とする電圧も上昇する。それに応じて圧縮機用モーター１０を駆動する第１のインバータ５の出力電圧（実効値）も高くする必要がある。

　その上、第１のインバータ５の出力可能な電圧は、第１のインバータ５に入力される第２の母線電圧Ｖｄｃ２に依存する。そのため、第１のインバータ５の出力電圧を高くする場合には、第２の母線電圧Ｖｄｃ２も合わせて高くする必要がある。これらを実現するために、制御部９は、前述のように圧縮機用モーター１０の運転状態に応じて、第１の母線電圧Ｖｄｃ１に対する昇圧比を変化させる昇圧モードを選択する。

　次に、昇圧モード毎の第２の母線電圧Ｖｄｃ２のレベルについて、図３を用いて説明する。
　図３は図２に示す昇圧回路における昇圧モード毎の第２の母線電圧のレベルを示す図である。
　昇圧モードとして、例えば図３に示すように、第１の母線電圧Ｖｄｃ１に対して昇圧を行わないＭｏｄｅ０（昇圧無）と、第１の母線電圧Ｖｄｃ１に対して僅かに、例えば２０Ｖ程度を昇圧するＭｏｄｅ１と、第１の母線電圧Ｖｄｃ１に対して２倍に昇圧するＭｏｄｅ２と、第１の母線電圧Ｖｄｃ１に対して２倍を超える電圧に昇圧するＭｏｄｅ３とがある。

　昇圧モードの選択は、圧縮機用モーター１０の運転状態を示す、例えばモーターの回転数あるいは第１のインバータ５の出力電圧の周波数、昇圧回路３と第１のインバータ５との間の母線電流、第１のインバータ５の出力電圧、圧縮機用モーター１０の電流、即ち第１のインバータ５の出力電流などのパラメータに基づいて行われる。
　制御部９は、前述のパラメータから昇圧モードを選択し、選択した昇圧モードに基づいて、各スイッチＳＷ１、ＳＷ２のＯＮ・ＯＦＦ時間のデューティ比を算出し、そのデューティ比に応じた駆動信号を生成し、生成した駆動信号に基づいて各スイッチＳＷ１、ＳＷ２を制御する。

　昇圧モードのＭｏｄｅ０～Ｍｏｄｅ３における各スイッチＳＷ１、ＳＷ２のＯＮ・ＯＦＦのパターンは、以下に示す４つのスイッチングモードＳＭ１～ＳＭ４の組み合わせによって実現される。
　図４は図２に示す昇圧回路のスイッチングモードに対するスイッチＳＷ１、ＳＷ２のＯＮ・ＯＦＦ状態を示す図である。
　スイッチングモードＳＭ１～ＳＭ４は、スイッチＳＷ１をＯＦＦ、スイッチＳＷ２をＯＮするスイッチングモードＳＭ１と、スイッチＳＷ１をＯＮ、スイッチＳＷ２をＯＦＦするスイッチングモードＳＭ２と、スイッチＳＷ１、ＳＷ２をともにＯＦＦするスイッチングモードＳＭ３と、スイッチＳＷ１、ＳＷ２をともにＯＮするスイッチングモードＳＭ４の４つのモードからなる。

　次に、各昇圧モードに切り替える際のスイッチＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング動作について説明する。
　図５は図２に示す昇圧回路の昇圧モード毎に設定されたスイッチングモードの組合せを示す図であり、以下にスイッチングモードの切り替えにより、各昇圧モードにおける昇圧動作を実現する。

　（Ａ）Ｍｏｄｅ０（昇圧無）からＭｏｄｅ１（微昇圧）への移行
　この場合は、スイッチングモードがＳＭ１→ＳＭ３→ＳＭ２→ＳＭ３→ＳＭ１の順に切り替わるようにスイッチＳＷ１、ＳＷ２を制御し、この制御を繰り返し行う。
　ＳＭ１においては、スイッチＳＷ１がＯＦＦ、スイッチＳＷ２がＯＮとなる。これにより、リアクトル３１→第２の逆流防止素子３３→コンデンサ３６→スイッチＳＷ２の経路が導通し、第１の母線電圧Ｖｄｃ１によってコンデンサ３６が充電される。

　次のＳＭ３においては、スイッチＳＷ１、ＳＷ２がともにＯＦＦとなる。これにより、リアクトル３１→第２の逆流防止素子３３→第１の逆流防止素子３２→平滑コンデンサ４の経路が導通すると共に、コンデンサ３６→第１の逆流防止素子３２→平滑コンデンサ４の経路が導通する。この場合、第１の母線電圧Ｖｄｃ１とコンデンサ３６の充電電圧とにより平滑コンデンサ４が充電される。

　次のＳＭ２においては、スイッチＳＷ１がＯＮ、スイッチＳＷ２がＯＦＦとなる。これにより、リアクトル３１→スイッチＳＷ１→コンデンサ３６→第１の逆流防止素子３２→平滑コンデンサ４の経路が導通し、第１の母線電圧Ｖｄｃ１によりコンデンサ３６が充電される。

　再びＳＭ３に戻すと、リアクトル３１→第２の逆流防止素子３３→第１の逆流防止素子３２→平滑コンデンサ４の経路が導通すると共に、コンデンサ３６→第１の逆流防止素子３２→平滑コンデンサ４の経路が導通する。この場合、前述のように第１の母線電圧Ｖｄｃ１とコンデンサ３６の充電電圧とにより平滑コンデンサ４が充電され、前記ＳＭ１の状態に戻る。

　この一連の動作を繰り返し行うことにより、昇圧回路３の出力電圧である第２の母線電圧Ｖｄｃ２が、第１の母線電圧Ｖｄｃ１よりも僅かに昇圧された電圧となる。
　なお、Ｍｏｄｅ１（微昇圧）においては、リアクトル３１に流れる高調波電流の発生を抑制するために、望ましくはリアクトル３１に流れる電流を検出するセンサーを備えるようにし、その検出電流が一定となる制御を行うようにしても良い。

　（Ｂ）Ｍｏｄｅ１（微昇圧）からＭｏｄｅ２（倍昇圧）への移行
　この場合は、スイッチングモードＳＭ１とＳＭ２とが交互に切り替わるようにスイッチＳＷ１、ＳＷ２を制御し、この制御を繰り返し行う。
　ＳＭ１においては、スイッチＳＷ１がＯＦＦ、スイッチＳＷ２がＯＮとなる。これにより、リアクトル３１→第２の逆流防止素子３３→コンデンサ３６→スイッチＳＷ２の経路が導通し、第１の母線電圧Ｖｄｃ１によってコンデンサ３６が充電される。

　次のＳＭ２においては、スイッチＳＷ１がＯＮ、スイッチＳＷ２がＯＦＦとなる。これにより、リアクトル３１→スイッチＳＷ１→コンデンサ３６→第１の逆流防止素子３２→平滑コンデンサ４の経路が導通し、第１の母線電圧Ｖｄｃ１によりコンデンサ３６が充電される。この場合、第１の母線電圧Ｖｄｃ１にコンデンサ３６の充電電圧が加わった電圧が平滑コンデンサ４に充電される。

　この一連の動作を繰り返し行うことにより、平滑コンデンサ４には、第１の母線電圧Ｖｄｃ１の２倍の直流電圧が充電され、昇圧回路３の出力電圧である第２の母線電圧Ｖｄｃ２が、第１の母線電圧Ｖｄｃ１の２倍に昇圧された電圧となる。

　Ｍｏｄｅ２（倍昇圧）においては、リアクトル３１に流れる電流が一定となり、その電流の高調波成分の最小化が可能となる。よって、第１の母線電圧Ｖｄｃ１に対して第２の母線電圧Ｖｄｃ２を２倍に昇圧する、即ち昇圧比を２にすることで、リアクトル３１に流れる高調波成分を最小化でき、リアクトル３１で発生する損失の低減と商用電源１の電源系統に対する高調波成分の流出が抑制される。

　（Ｃ）Ｍｏｄｅ２（倍昇圧）からＭｏｄｅ３（倍超昇圧）への移行
　この場合は、スイッチングモードがＳＭ１→ＳＭ４→ＳＭ２→ＳＭ４→ＳＭ１の順に切り替わるようにスイッチＳＷ１、ＳＷ２を制御し、この制御を繰り返し行う。
　ＳＭ１においては、スイッチＳＷ１がＯＦＦ、スイッチＳＷ２がＯＮとなる。これにより、リアクトル３１→第２の逆流防止素子３３→コンデンサ３６→スイッチＳＷ２の経路が導通し、第１の母線電圧Ｖｄｃ１によってコンデンサ３６が充電される。

　次のＳＭ４においては、スイッチＳＷ１、ＳＷ２がともにＯＮとなる。これにより、リアクトル３１→スイッチＳＷ１→スイッチＳＷ２の経路が導通し、リアクトル３１にエネルギーが蓄積されるとともに、コンデンサ３６の充電電圧によって第１の逆流防止素子３２を介して平滑コンデンサ４が充電される。

　次のＳＭ２においては、スイッチＳＷ１がＯＮ、スイッチＳＷ２がＯＦＦとなる。これにより、リアクトル３１→スイッチＳＷ１→コンデンサ３６→第１の逆流防止素子３２→平滑コンデンサ４の経路が導通し、第１の母線電圧Ｖｄｃ１とコンデンサ３６とに蓄積されたエネルギーにより平滑コンデンサ４が充電される。

　再びＳＭ４に戻すと、リアクトル３１→スイッチＳＷ１→スイッチＳＷ２の経路が導通し、第１の母線電圧Ｖｄｃ１によりリアクトル３１にエネルギーが蓄積され、前記ＳＭ１の状態に戻る。

　この一連の動作を繰り返し行うことにより、昇圧回路３の出力電圧である第２の母線電圧Ｖｄｃ２が、第１の母線電圧Ｖｄｃ１の２倍以上に昇圧された電圧となる。
　Ｍｏｄｅ３（倍超昇圧）においても、リアクトル３１に流れる高調波電流の発生を抑制するために、望ましくはリアクトル３１に流れる電流を検出するセンサーを備えるようにし、その検出電流が一定となる制御を行うようにしても良い。

　以上に示す各昇圧モードに対応した昇圧回路３のスイッチＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング動作によって、第１の母線電圧Ｖｄｃ１に対して、昇圧回路３の出力電圧である第２の母線電圧Ｖｄｃ２を１倍以上の倍数、即ち昇圧比を１以上にするような昇圧動作を実現できる。

　なお、昇圧回路３として、マルチレベルチョッパ回路を用いたことを述べたが、マルチレベルチョッパ回路に代えて、図６に示す昇圧チョッパ回路を用いても良い。
　図６は図１に示す昇圧回路の他の一例である昇圧チョッパ回路の構成図であり、以下に詳述する。
　図６に示す昇圧回路３ａは、リアクトル３１、逆流防止素子３７及びスイッチング素子３８を備えた昇圧チョッパ回路である。スイッチング素子３８は、スイッチＳＷ３と、スイッチＳＷ３に逆並列に接続された逆流防止素子３８ａとを備えている。スイッチＳＷ３は、制御部９からの駆動信号に基づいてスイッチング動作を行い、整流回路２により整流された第１の母線電圧Ｖｄｃ１を昇圧する。
　なお、図６に示す昇圧回路３ａの出力側の直流母線間には、昇圧回路３ａにより昇圧された第２の母線電圧Ｖｄｃ２を平滑化する平滑コンデンサ４が接続される。

　スイッチＳＷ３がＯＮの場合、整流回路２によって整流された第１の母線電圧Ｖｄｃ１はリアクトル３１に印加され、リアクトル３１にエネルギーが蓄積されるとともに、逆流防止素子３７の導通が阻止される。一方、スイッチＳＷ３がＯＦＦの場合、逆流防止素子３７が導通し、リアクトル３１にはスイッチＳＷ３がＯＮの時に印加された電圧と逆向きの電圧が誘導される。スイッチＳＷ３がＯＮの時にリアクトル３１に蓄積されたエネルギーが、スイッチＳＷ３のＯＦＦ時に平滑コンデンサ４に移送される。このスイッチＳＷ３のＯＮ／ＯＦＦのタイミングと各々の時間比率を制御することによって、昇圧回路３ａの出力である第２の母線電圧Ｖｄｃ２の大きさを制御できる。このため、マルチレベルチョッパ回路を適用した場合と同様に、昇圧動作を実現できる。

　ただし、一般的に昇圧チョッパ回路よりもマルチレベルチョッパ回路の方が、複数の昇圧モードを選択でき、昇圧比も大きく取ることが可能であるため、昇圧回路を構成するリアクトル、スイッチング素子などの小型化と低コスト化を実現し易い。また、圧縮機用モーター１０の高速域（高出力域）への運転範囲の拡大の視点では、マルチレベルチョッパ回路の方が有利である。

　次に、図１に示す第１のインバータ５の構成について説明する。
　第１のインバータ５は、例えば三相の場合、各相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）に２つのスイッチング素子が直列に接続され、各スイッチング素子に逆並列に接続された逆流防止素子がそれぞれ接続されて構成される。この第１のインバータ５は、昇圧回路３から平滑コンデンサ４を介して入力される第２の母線電圧Ｖｄｃ２を、制御部９からの駆動信号に基づいて、圧縮機用モーター１０の駆動に適切な周波数の三相交流電圧に変換し、圧縮機用モーター１０に供給する。

　なお、第１のインバータ５を構成するスイッチング素子と逆流防止素子においては、現在、一般的に珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体が用いられている。しかし、これに代えて、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドなどの何れかを材料とするワイドバンドギャップ半導体を用いても良い。
　このようなワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子と逆流防止素子は、耐電圧性、許容電流がともに高く、これらの素子の小型化を実現できる。小型化されたスイッチング素子と逆流防止素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化も可能となる。

　また、このようなワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子と逆流防止素子は耐熱性も高く、第１のインバータ５の放熱に必要な冷却機構、例えば放熱フィン、水冷機構などの小型化、冷却方式の簡素化、つまり水冷方式から構造が簡素な空冷方式への変更が可能である。このため、スイッチング素子と逆流防止素子を組み込んだ半導体モジュールの一層の小型化が可能となる。

　さらに、このようなワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子と逆流防止素子は、電力損失が低く、電力変換効率が向上するため、高い変換効率で圧縮機用モーター１０を駆動することができる。
　スイッチング素子と逆流防止素子の両方がワイドバンドギャップ半導体を用いていることが望ましいが、何れか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていても良い。

　なお、前述した昇圧回路３、３ａの説明においては言及しなかったが、昇圧回路３、３ａを構成するスイッチング素子と逆流防止素子、あるいは何れか一方の素子にワイドバンドギャップ半導体を用いても良く、珪素（Ｓｉ）素子と比較して損失低減を図ることができる。また、昇圧回路３、３ａを構成するスイッチング素子に、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体素子を用いても良く、また、逆流防止素子に、ファストリカバリダイオードのような素子を用いても良い。

　次に、制御部９の構成について、図１を用いて詳述する。
　制御部９は、例えば、昇圧回路３、第１のインバータ５及び第２のインバータ８をそれぞれ制御する駆動信号を出力する機能を有し、記憶装置９１と、その記憶装置９１に記憶されたプログラムを実行するプロセッサ９２とによって構成されている。前述の記憶装置９１は、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置９１ａと、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置９１ｂとで構成されている。プロセッサ９２は、記憶装置９１の補助記憶装置９１ｂから揮発性記憶装置９１ａを介してプログラムを入力し、駆動信号を出力するための演算処理を実行し、演算結果などのデータを一時的に揮発性記憶装置９１ａに保存する。

　なお、不揮発性の補助記憶装置９１ｂに代えて、ハードディスク等の補助記憶装置を用いても良い。演算結果などのデータを揮発性記憶装置９１ａを介して補助記憶装置９１ｂに保存するようにしても良い。また、複数のプロセッサ９２及び複数の記憶装置９１が連携する構成にしても良い。また、プロセッサ９２と記憶装置９１を、例えばマイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などによって構成しても良い。

　前述の制御部９は、圧縮機の駆動に必要な圧縮機用モーター１０の出力が得られるように、フィードフォワード制御の演算実行、あるいはベクトル制御の演算実行により、適切な周波数の三相交流の電圧指令を求める。そして、制御部９は、求めた電圧指令を基に第１のインバータ５におけるスイッチング動作のための駆動信号（例えば、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号）へ変換する。

　なお、図１には図示していないが、前述の制御演算を行う際に、圧縮機用モーター１０の電流、即ち第１のインバータ５の出力電流を検出する電流センサー、あるいは圧縮機用モーター１０の位置又は速度を検出するセンサーを取り付け、これらのセンサーによって検出される電流、位置又は速度の情報を用いるようにしても良い。

　前述した制御演算によって、三相交流の電圧指令が求まることから、その電圧指令の実効値に基づいて、第１のインバータ５の入力として必要な第２の母線電圧Ｖｄｃ２を求めて、その第２の母線電圧Ｖｄｃ２の目標値とその目標値を得るための昇圧モードを選択すれば良い。

　また、圧縮機用モーター１０の運転状態を示すパラメータ、例えば、圧縮機用モーター１０の回転数あるいは第１のインバータ５の出力電圧の周波数、昇圧回路３と第１のインバータ５との間の母線電流、圧縮機用モーター１０の電流、即ち第１のインバータ５の出力電流などから、第１のインバータ５の出力電圧を見積もることが可能である。つまり、第１のインバータ５の出力電圧を出力するために必要な第２の母線電圧Ｖｄｃ２も同時に見積もることができるため、前述のパラメータから間接的に第２の母線電圧Ｖｄｃ２の目標値を得るための昇圧モードを選択するようにしても良い。

　また、これに代えて、前記の三相交流の電圧指令が、第１のインバータ５の出力可能な電圧か否かを判断する基準となる変調度を演算し、演算した変調度に応じて第２の母線電圧Ｖｄｃ２の目標値を得るための昇圧モードを選択するようにしても良い。前述の変調度は、第２の母線電圧Ｖｄｃ２を基準とした前記電圧指令の実効値の比率に相当する。前述したパラメータから昇圧モードの選択、変調度から昇圧モードの選択は、制御部９によって行われる。

　変調度が第１のインバータ５の出力可能な電圧以上となるレベルに達すると、第１のインバータ５の出力電圧が飽和する。また、圧縮機用モーター１０に流れる電流が増加することから、第１のインバータ５の損失は増加する。さらに、圧縮機用モーター１０あるいは第１のインバータ５の許容電流の制約レベルまで圧縮機用モーター１０の電流が増加したときには、それ以上の回転速度を上げることができなくなる。

　そこで、圧縮機用モーター１０の電圧を飽和電圧以下となるように作用させるために、変調度に応じて第２の母線電圧Ｖｄｃ２の目標値を得るための昇圧モードを適切に選択していき、昇圧レベルを変更しながら昇圧回路３、３ａが出力可能な最大の昇圧が可能なレベルまで動作させる。

　このようにすれば、特に第１のインバータ５の損失を低減するとともに、高い変換効率で圧縮機用モーター１０を駆動することが可能になる。また、交流電源が商用電源１の場合、電力供給事情により電圧が、例えば三相交流電源の場合、主に線間電圧の実効値が２００Ｖ、４００Ｖなど異なるため、商用電源１が整流回路２によって整流された第１の母線電圧Ｖｄｃ１は、商用電源１の実効値の大きさに依存する。

　第１の母線電圧Ｖｄｃ１を昇圧しない場合は、商用電源１の実効値の大きさによって圧縮機用モーター１０の設計を変える必要があり、同一の定格出力に対しても商用電源１毎に異なった圧縮機用モーター１０の設計・製作が必要である。
　第１の母線電圧Ｖｄｃ１を昇圧する場合は、商用電源１の実効値の大きさに関わらず、昇圧回路３、３ａの昇圧動作により第２の母線電圧Ｖｄｃ２を同一にできる。また、第１のインバータ５の入力側から圧縮機用モーター１０までの構成と電圧レベルを共通化することで、商用電源１の実効値の大きさに関係なく、同一の定格出力に対する圧縮機用モーター１０の設計を共通化できる。

　次に、空気調和装置のファン用モーター１１を駆動する回路構成について、図１を用いて説明する。
　ファン用モーター１１は、前述した通り、第２のインバータ８へ入力する直流電圧が高いと、第２のインバータ８を構成するスイッチング素子がスイッチング動作することにより、モーター軸受の内部で放電が発生して軸電流が流れ電食が発生しやすい環境下にある。さらに、前述のように、放射ノイズ、キャリア周波数成分に起因する高調波鉄損の課題もある。このため、ファン用モーター１１を駆動する第２のインバータ８においては、入力側の直流電圧は低い方が望ましい。

　そこで、本実施の形態１では、整流回路２の出力側と第２のインバータ８の入力側との間に、整流回路２により整流された第１の母線電圧Ｖｄｃ１を平滑化する直流リアクトル６及び平滑コンデンサ７を接続する構成としている。これにより、平滑化された第１の母線電圧Ｖｄｃ１が第２のインバータ８に入力する。
　なお、例えば特許第５５９１２１５号公報に示されているように、第２のインバータ８に相当するインバータの制御によって、直流電圧の脈動を抑制する構成とすることで、直流リアクトル６及び平滑コンデンサ７を省略することができる。ここでは、前述の公報の詳細な説明については省略する。また、本実施の形態１では、整流回路２により整流された第１の母線電圧Ｖｄｃ１を直流リアクトル６及び平滑コンデンサ７で平滑化するようにしているが、直流リアクトル６あるいは平滑コンデンサ７の何れかで第１の母線電圧Ｖｄｃ１を平滑化しても良い。

　前述の第２のインバータ８は、第１のインバータ５と同様に、各相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）に２つのスイッチング素子が直列に接続され、各スイッチング素子に逆並列に接続された逆流防止素子がそれぞれ接続されて構成される。この第２のインバータ８は、整流回路２から直流リアクトル６及び平滑コンデンサ７を介して入力される第１の母線電圧Ｖｄｃ１を、制御部９からの駆動信号に基づいて、ファン用モーター１１の駆動に適切な周波数の三相交流電圧に変換し、ファン用モーター１１に供給する。

　なお、第２のインバータ８を構成するスイッチング素子と逆流防止素子に、前述のようにワイドバンドギャップ半導体を用いても良いが、第１のインバータ５と比較して出力が小さく、損失も小さい。このため、ワイドバンドギャップ半導体を第１のインバータ５に適用する場合と比較して、損失や変換効率に係るメリットが相対的に小さくなる。
　また、現在、一般的にワイドバンドギャップ半導体と比較して珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体が安価であるため、第２のインバータ８を構成するスイッチング素子と逆流防止素子を、コストメリットを優先し、珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体で形成しても良い。
　このようにすれば、出力が大きく損失の大きい圧縮機側は変換効率を優先し、損失の小さいファン側はコストメリットを優先することで、コスト対効率・性能を適正化することが可能となる。

　制御部９は、ファンが要求する能力を満たすファン用モーター１１の出力が得られるように、フィードフォワード制御の演算実行あるいはベクトル制御の演算実行により、適切な周波数の三相交流の電圧指令を求める。そして、制御部９は、求めた電圧指令を第２のインバータ８におけるスイッチング動作のための駆動信号、即ち第１のインバータ５と同様にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号へ変換する。

　また、図１には図示していないが、前述の制御演算を行う際に、ファン用モーター１１の電流、即ち第２のインバータ８の出力電流を検出する電流センサー、あるいはファン用モーター１１の位置又は速度を検出するセンサーを取り付け、これらのセンサーによって検出される電流、位置又は速度の情報を用いるようにしても良い。
　なお、ファン用モーター１１のモーター出力は、一般的に圧縮機用モーター１０のモーター出力と比較して小さいために、整流回路２で整流された第１の母線電圧Ｖｄｃ１のレベルで必要な性能が十分得られる。

　以上のように本実施の形態１によれば、共通の整流回路２に対して第１のインバータ５と第２のインバータ８とを並列に接続している。そして、第１のインバータ５は、整流回路２で整流された第１の母線電圧Ｖｄｃ１を昇圧回路３、３ａで昇圧した第２の母線電圧Ｖｄｃ２を交流電圧へ変換して圧縮機用モーター１０へ出力するようにしている。また、第２のインバータ８は、第２の母線電圧Ｖｄｃ２ではなく、昇圧されていない第１の母線電圧Ｖｄｃ１を交流電圧へ変換してファン用モーター１１へ出力するようにしている。

　この構成により、商用電源１の電圧の種類を問わず、第１及び第２のインバータ５、８に適した直流電圧をそれぞれに供給でき、高い変換効率で圧縮機用モーター１０を駆動するとともに、電食、放射ノイズ、高調波鉄損を抑制しながらファン用モーター１１を駆動できる。

　また、第１のインバータ５を構成するスイッチング素子と逆流防止素子に、ワイドバンドギャップ半導体を用いることで、これらの素子の小型化、さらには、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化もできる。

　また、第２のインバータ８を構成するスイッチング素子と逆流防止素子に、珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いることで、出力が大きく損失の大きい圧縮機側は変換効率を優先し、損失の小さいファン側はコストメリットを優先でき、コスト対効率・性能を適正化することができる。

　また、昇圧回路３をマルチレベルチョッパ回路とすることで、圧縮機用モーター１０の運転状態に応じて複数の昇圧モードから選択できる。このため、昇圧回路３を構成するリアクトル３１、第１及び第２のスイッチング素子３４、３５などの小型化と低コスト化が実現でき、昇圧比を大きく取ることが可能になる。さらには圧縮機用モーター１０の高速域への運転範囲（出力範囲）も拡大することができる。

　また、昇圧回路３の出力電圧である第２の母線電圧Ｖｄｃ２として、第１の母線電圧Ｖｄｃ１の２倍に昇圧した電圧を出力するように制御している。これにより、リアクトル３１に流れる電流が一定となり、その電流の高調波成分を最小化でき、リアクトル３１で発生する損失を低減できる。また、交流電源が商用電源１の場合においては、電源系統に対する高調波成分の流出を抑制できる。

　さらに、商用電源１の実効値の大きさに関わらず、昇圧回路３、３ａの昇圧動作により第１の母線電圧Ｖｄｃ１を共通化することで、商用電源１に関係なく同一の定格出力に対する圧縮機用モーター１０の設計を共通化できる。

実施の形態２．
　本実施の形態２は、第１の母線電圧Ｖｄｃ１を検出する電圧検出器を設け、この電圧検出器により検出された第１の母線電圧Ｖｄｃ１に基づいて昇圧回路３における昇圧比を制御するようにしたものである。
　図７は本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。なお、実施の形態１と同様の部分には同じ符号を付し、実施の形態１と異なる制御部及び電圧検出器について主に説明する。また、本実施の形態２における昇圧回路３は、前述したマルチレベルチョッパ回路あるいは昇圧チョッパ回路の何れでも良い。

　商用電源１の交流電圧の実効値、振幅及び周波数の変動、相間アンバランスが無く、理想的に安定している場合には、整流回路２で整流された第１の母線電圧Ｖｄｃ１も安定している。このような場合、商用電源１の交流電圧の実効値から第１の母線電圧Ｖｄｃ１を精度よく推定できることから、第１の母線電圧Ｖｄｃ１に基づいて昇圧回路３及び第２のインバータ８を制御すれば、所望の第２の母線電圧Ｖｄｃ２とファン用モーター１１のモーター出力が得られる。

　ただし、何らかの要因で商用電源１に電圧降下をはじめとする電圧変動、相間アンバランスが発生した場合には、第１のインバータ５の入力として必要な第２の母線電圧Ｖｄｃ２の目標値とその目標値を得るための昇圧モードを選択する際、昇圧比の基準となる第１の母線電圧Ｖｄｃ１の値が乱れて誤差が生じる。その結果、昇圧後の第２の母線電圧Ｖｄｃ２の目標値と実際の出力との値に誤差が生じる可能性がある。

　制御部９ａにおいては、第２の母線電圧Ｖｄｃ２の目標値と実際の出力との誤差を検出するために、第２の母線電圧Ｖｄｃ２を検出し、その検出値に基づいて第２の母線電圧Ｖｄｃ２の目標値と実際の検出値とが一致するようにフィードバック制御を施すような構成にしても良いが、第２の母線電圧Ｖｄｃ２のとり得る電圧範囲が広く、電圧検出器で電圧を検出するためには、広い測定レンジにわたり高い分解能を有する電圧検出器が必要となる。

　そこで、本実施の形態２においては、商用電源１に電圧変動、相間アンバランスが発生しても、昇圧比の基準となる第１の母線電圧Ｖｄｃ１の値を正確に検出できるように、第１の母線電圧Ｖｄｃ１を検出する電圧検出器１２を備える構成としている。この電圧検出器１２は、図７に示すように、平滑コンデンサ７の両極間に発生する第１の母線電圧Ｖｄｃ１を検出し、制御部９ａに入力するように構成されている。このように構成することで、商用電源１に電圧変動が生じてもより安定した検出値が得られ、種々の制御演算に用いることができる。また、昇圧された第２の母線電圧Ｖｄｃ２と比較して、第１の母線電圧Ｖｄｃ１の値が小さいため、その電圧を検出する電圧検出器１２においては、狭い測定レンジの電圧センサーを使用することができる。

　また、制御部９ａにおいては、前述したように圧縮機用モーター１０の出力が得られるように、フィードフォワード制御の演算実行あるいはベクトル制御の演算実行により適切な周波数の三相交流の電圧指令を求める。そして、制御部９ａは、求めた電圧指令が第１のインバータ５の出力可能な電圧か否かを判断する基準となる変調度を演算し、その変調度に応じて第２の母線電圧Ｖｄｃ２の目標値を得るための昇圧モードを選択する。制御部９ａは、第２の母線電圧Ｖｄｃ２の目標値が定まると、電圧検出器１２により検出された第１の母線電圧Ｖｄｃ１に基づいて、昇圧回路３の昇圧比を制御する。この制御により、商用電源１に電圧変動が生じていても第２の母線電圧Ｖｄｃ２を安定化できる上、目標値通りに制御できる。

　また、本実施の形態１において、第２の母線電圧Ｖｄｃ２として、第１の母線電圧Ｖｄｃ１の２倍に昇圧した電圧を出力するＭｏｄｅ２（倍昇圧）では、リアクトル３１に流れる電流が一定となり、その電流の高調波成分の最小化が可能になることを述べた。
　そこで、実施の形態２では、前述のＭｏｄｅ２において、電圧検出器１２により検出された第１の母線電圧Ｖｄｃ１に基づいて第２の母線電圧Ｖｄｃ２を２倍に昇圧する、即ち昇圧比を２にする。これにより、商用電源１に電圧変動が生じた場合においても、リアクトル３１に流れる高調波成分を最小化でき、リアクトル３１に発生する損失の低減できる。交流電源が商用電源１の場合には、電源系統に対する高調波成分の流出が抑制される。

　さらに、商用電源１に電圧変動が生じている状態において、昇圧回路３により昇圧動作を行うことで平滑コンデンサ４の両極間に生じる第２の母線電圧Ｖｄｃ２の電圧脈動を抑制するように作用する。このことから、通常昇圧を行わない状態で圧縮機用モーター１０を駆動する条件下で、電圧検出器１２により商用電源１の電圧変動を第１の母線電圧Ｖｄｃ１の変動として間接的に検出した際に、昇圧動作を行う昇圧モードを選択するようにしても良い。

　以上のように本実施の形態２によれば、第１の母線電圧Ｖｄｃ１を検出する電圧検出器１２を備え、その検出電圧に基づいて昇圧回路３における昇圧比を制御することで、第２の母線電圧Ｖｄｃ２を安定化できる上、目標値通りに制御できる。
　また、電圧検出器１２で検出した第１の母線電圧Ｖｄｃ１に基づいて、第２の母線電圧Ｖｄｃ２を２倍に昇圧する、即ち昇圧比を２にする。これにより、商用電源１の電圧に変動が生じた場合においても、精度良くリアクトル３１、即ち母線電流に流れる高調波成分を最小化でき、商用電源１の電源系統に対する高調波成分の流出を抑制できる。

　さらに、電圧検出器１２により商用電源１の電圧変動を第１の母線電圧Ｖｄｃ１の変動として間接的に検出した際に、昇圧動作を行う昇圧モードを選択することで、第２の母線電圧Ｖｄｃ２の電圧脈動を抑制できる。

実施の形態３．
　本実施の形態３は、実施の形態１、２の何れかの電力変換装置を空気調和装置に適用したものであり、以下、図８を用いて説明する。
　図８は本発明の実施の形態３に係る空気調和装置の概略構成を示すブロック図である。なお、実施の形態１、２と同様の部分には同じ符号を付している。

　図８に示す空気調和装置は、実施の形態１に係る電力変換装置１０１、圧縮機用モーター１０と圧縮要素４２とが連結されて構成される圧縮機４１、四方弁４３、室外熱交換器４４、及びファン１１ａを有するファン用モーター１１を備えた室外機４０と、室内熱交換器５１及び膨張装置５２を備えた室内機５０とで構成されている。なお、電力変換装置１０１に代えて、実施の形態２に係る電力変換装置１０１ａを空気調和装置に適用しても良い。

　この空気調和装置は、圧縮機４１、四方弁４３、室外熱交換器４４、膨張装置５２、室内熱交換器５１、四方弁４３、そして、圧縮機４１の順に冷媒配管によって接続され、冷凍サイクルが構成されている。圧縮機４１は、前述のように圧縮機用モーター１０が圧縮要素４２に連結されており、この圧縮機用モーター１０及び圧縮要素４２によって、冷媒が圧縮される。
　なお、前述の冷凍サイクルの構成は一例であり、この冷凍サイクルとは異なる冷凍サイクルであっても、実施の形態１、２に係る電力変換装置１０１、１０１ａの何れかを適用できることはいうまでもない。また、膨張装置５２を室外機４０に備える構成でも良い。

　次に、図８に示す空気調和装置の動作について、冷房運転を例に説明する。
　冷房運転を行う際、予め、四方弁４３により圧縮機４１から吐出された冷媒が室外熱交換器４４へ向かうように、かつ、室内熱交換器５１から流出した冷媒が圧縮機４１へ向かうように流路が切り替えられる。なお、暖房運転の際には、四方弁４３により圧縮機４１から吐出された冷媒が室内熱交換器５１へ向かうように、かつ、室外熱交換器４４から流出した冷媒が圧縮機４１へ向かうように流路が切り替えられる。

　そして、電力変換装置１０１によって圧縮機用モーター１０が回転駆動されると、圧縮機用モーター１０に連結された圧縮要素４２が冷媒を圧縮し、圧縮機４１から高温高圧の冷媒が吐出される。圧縮機４１から吐出した高温高圧の冷媒は、四方弁４３を経由して、室外熱交換器４４へ流入する。室外熱交換器４４に流入した高温高圧の冷媒は、ファン用モーター１１のファン１１ａによって送風される外部の空気と熱交換される。

　室外熱交換器４４から流出した冷媒は、膨張装置５２によって膨張及び減圧されて、低温低圧の気液二相冷媒となり、室内熱交換器５１へ流入する。室内熱交換器５１に流入した気液二相冷媒は、空調対象の空間の空気と熱交換されて蒸発し、低温低圧のガス冷媒となって、室内熱交換器５１から流出する。室内熱交換器５１から流出したガス冷媒は、四方弁４３を経由して、圧縮機４１に吸入され、再び圧縮される。以上の動作が繰り返し行われる。

　なお、本実施の形態３に係る空気調和装置に、実施の形態１、２の何れかの電力変換装置１０１、１０１ａを適用した例を示したが、これに限定されるものではない。つまり、実施の形態１、２の何れかの電力変換装置１０１、１０１ａを、例えば、ヒートポンプ装置、冷凍装置その他の冷凍サイクル装置一般に適用しても良い。

　以上のように本実施の形態３によれば、高い変換効率で圧縮機用モーター１０を駆動するとともに、モーター軸電流による電食を抑制しながらファン用モーター１１を駆動することができる実施の形態１、２の何れかの電力変換装置１０１、１０１ａを空気調和装置に適用している。このため、空気調和装置の信頼性が向上するとともに、定格冷房／暖房運転時のエネルギー消費効率（ＣＯＰ）、１年を通した通年エネルギー消費効率（ＡＰＦ）が向上する。

実施の形態４．
　本実施の形態４は、冷凍サイクルの冷媒が内部に流通する冷媒冷却器により、室外機に設けられた電力変換装置１０１又は１０１ａの第１のインバータ５を冷却するようにしたものであり、以下、図９を用いて説明する。
　図９は本発明の実施の形態４に係る空気調和装置の概略構成を示すブロック図である。なお、実施の形態１、２、３と同様の部分には同じ符号を付している。

　図９に示す空気調和装置は、実施の形態１に係る電力変換装置１０１、圧縮機用モーター１０と圧縮要素４２とが連結されて構成される圧縮機４１、四方弁４３、室外熱交換器４４、膨張装置４５、冷媒冷却器４６、及びファン１１ａを有するファン用モーター１１を備えた室外機４０ａと、室内熱交換器５１及び膨張装置５２を備えた室内機５０とで構成されている。なお、電力変換装置１０１に代えて、実施の形態２に係る電力変換装置１０１ａを空気調和装置に適用しても良い。

　本実施の形態４に係る空気調和装置は、圧縮機４１、四方弁４３、室外熱交換器４４、膨張装置４５、冷媒冷却器４６、膨張装置５２、室内熱交換器５１、四方弁４３、そして、圧縮機４１の順に冷媒配管によって接続され、冷凍サイクルが構成されている。冷媒冷却器４６は、図中では、電力変換装置１０１に隣接して記載しているが、電力変換装置１０１に内包する第１のインバータ５を冷却する構成となっている。なお、冷媒冷却器４６により、第１のインバータ５に加えて、電力変換装置１０１に内包する第１のインバータ５以外の構成要素を冷却するようにしても良い。
　なお、前述の冷凍サイクルの構成は一例であり、その冷凍サイクルの冷媒が内部に流通する冷媒冷却器４６を備えることが本発明の実施の形態４の目的であるため、必ずしも同じ冷凍サイクルの構成でなくても良い。

　次に、図９に示す空気調和装置の動作について、冷房運転を例に説明する。
　冷房運転を行う際、実施の形態３と同様に、予め、四方弁４３により圧縮機４１から吐出された冷媒が室外熱交換器４４へ向かうように、かつ、室内熱交換器５１から流出した冷媒が圧縮機４１へ向かうように流路が切り替えられる。なお、暖房運転の際には、四方弁４３により圧縮機４１から吐出された冷媒が室内熱交換器５１へ向かうように、かつ、室外熱交換器４４から流出した冷媒が圧縮機４１へ向かうように流路が切り替えられる。

　そして、電力変換装置１０１によって圧縮機用モーター１０が回転駆動されると、圧縮機用モーター１０に連結された圧縮要素４２が冷媒を圧縮し、圧縮機４１から高温高圧の冷媒が吐出される。圧縮機４１から吐出した高温高圧の冷媒は、四方弁４３を経由して、室外熱交換器４４へ流入する。室外熱交換器４４に流入した高温高圧の冷媒は、ファン用モーター１１のファン１１ａによって送風される外部の空気と熱交換される。室外熱交換器４４から流出した冷媒は、膨張装置４５において膨張及び減圧され、低温低圧の気液二相冷媒となり、冷媒冷却器４６に流入する。

　電力変換装置１０１においては、出力が大きい圧縮機用モーター１０を駆動するため、第１のインバータ５の発熱が大きく、高い冷却能力を要する。第１のインバータ５を構成する複数のスイッチング素子、逆流防止素子が高温状態を継続すると、スイッチング素子の性能劣化、さらには各素子の定格温度を超えると素子そのものが故障する可能性がある。また、第１のインバータ５の冷却能力が低い場合には、スイッチング素子の温度上昇を抑制するために、圧縮機用モーター１０に流れる電流を制限するなど、圧縮機用モーター１０の出力範囲を制限する必要がある。

　そこで、冷媒冷却器４６を用いて第１のインバータ５を冷却することで、第１のインバータ５の冷却能力を高めることができ、スイッチング素子が有する電流耐圧まで最大限に電流を流すことができ、圧縮機用モーター１０の出力範囲の拡大が可能となる。この冷却作用により、冷媒冷却器４６においては、気液二相冷媒のうちの液冷媒の一部が第１のインバータ５からの放熱を吸熱して蒸発する。

　冷媒冷却器４６から流出した気液二相冷媒は、室内機５０側の膨張装置５２により膨張及び減圧されて室内熱交換器５１へ流入し、空調対象の空間の空気と熱交換されて蒸発し、低温低圧のガス冷媒となって、室内熱交換器５１から流出する。室内熱交換器５１から流出したガス冷媒は、四方弁４３を経由して、圧縮機４１に吸入され、再び圧縮される。以上の動作が繰り返し行われる。

　なお、本実施の形態４では、膨張装置４５を室外機４０ａ側、膨張装置５２を室内機５０側に備えるようにしたが、これは、冷房能力を圧縮機用モーター１０の回転数で、また、第１のインバータ５の冷却温度を２つの膨張装置４５、５２でそれぞれ独立に制御できるようにしたためである。このような構成は、大きな冷房能力が要求される場合でも、第１のインバータ５の冷却温度が必要以上に低くなることはなく、結露の発生を抑制できる。また、第１のインバータ５の発熱量が大きい場合でも、第１のインバータ５の冷却温度が上昇しないように制御できる。

　図９の構成はあくまでも、第１のインバータ５の冷却不足が発生しないようにした一例であり、結露が問題とならないケースにおいては必ずしも膨張装置４５、５２を２つ備える構成としなくても良い。また、前述した実施の形態３のように、膨張装置５２を室内機５０側あるいは室外機４０側のいずれか一方に備える構成としても良い。

　以上のように実施の形態４によれば、冷媒冷却器４６を用いて第１のインバータ５を冷却することで、第１のインバータ５の冷却能力が向上し、圧縮機用モーター１０の出力範囲を拡大することができる。

　１　商用電源、２　整流回路、３、３ａ　昇圧回路、４　平滑コンデンサ、５　第１のインバータ、６　直流リアクトル、７　平滑コンデンサ、８　第２のインバータ、９、９ａ　制御部、１０　圧縮機用モーター、１１　ファン用モーター、１１ａ　ファン、１２　電圧検出器、３１　リアクトル、３２　第１の逆流防止素子、３３　第２の逆流防止素子、３４　第１のスイッチング素子、３４ａ　逆流防止素子、３５　第２のスイッチング素子、３５ａ　逆流防止素子、３６　コンデンサ、３７　逆流防止素子、３８　スイッチング素子、３８ａ　逆流防止素子、４０、４０ａ　室外機、４１　圧縮機、４２　圧縮要素、４３　四方弁、４４　室外熱交換器、４５　膨張装置、４６　冷媒冷却器、５０　室内機、５１　室内熱交換器、５２　膨張装置、９１　記憶装置、９１ａ　揮発性記憶装置、９１ｂ　補助記憶装置、９２　プロセッサ、１０１、１０１ａ　電力変換装置、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３　スイッチ。

Claims

　交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、
　前記整流回路により整流された直流電圧を昇圧する昇圧回路と、
　前記昇圧回路により昇圧された直流電圧を交流電圧へ変換し、当該交流電圧を圧縮機用モーターに出力して駆動する第１の電力変換手段と、
　前記整流回路により整流された直流電圧を交流電圧へ変換し、当該交流電圧をファン用モーターに出力して駆動する第２の電力変換手段と
を備えた電力変換装置。
　前記整流回路により整流された直流電圧を平滑化する直流リアクトル及び平滑コンデンサの少なくとも何れか一方を備え、
　前記第２の電力変換手段は、平滑化された直流電圧が入力される請求項１に記載の電力変換装置。
　前記昇圧回路は、当該昇圧回路の出力間に直列に接続された第１の逆流防止素子、第２の逆流防止素子、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子と、前記第２の逆流防止素子と前記第１のスイッチング素子との接続点に接続された前記整流回路の正極側の直流母線に挿入されたリアクトルと、前記第２の逆流防止素子及び前記第１のスイッチング素子に並列に接続されたコンデンサとを備えた請求項１又は２に記載の電力変換装置。
　前記整流回路により整流された直流電圧を検出する電圧検出器と、
　前記電圧検出器で検出された直流電圧に基づいて、前記昇圧回路により昇圧される直流電圧の昇圧比を制御する制御部と
を備えた請求項１～３の何れか１項に記載の電力変換装置。
　前記昇圧比には、前記電圧検出器で検出された直流電圧を２倍にする昇圧比が含まれている請求項４に記載の電力変換装置。
　前記第１の電力変換手段は、前記直流電圧を交流電圧へ変換する複数のスイッチング素子及び前記複数のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された複数の逆流防止素子を備え、
　前記スイッチング素子及び前記逆流防止素子の少なくとも何れか一方がワイドバンドギャップ半導体で構成された請求項１～５の何れか１項に記載の電力変換装置。
　前記第２の電力変換手段６は、前記直流電圧を交流電圧へ変換する複数のスイッチング素子及び前記複数のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された複数の逆流防止素子を備え、
　前記スイッチング素子及び前記逆流防止素子が珪素半導体で構成された請求項１～６の何れか１項に記載の電力変換装置。
　請求項１～７の何れか１項に記載の電力変換装置と、
　前記圧縮機用モーターを駆動源として有し、当該圧縮機用モーターの駆動に応じて冷凍サイクルの冷媒を圧縮する圧縮機と
を備えた空気調和装置。
　請求項８に記載の空気調和装置において、
　前記冷凍サイクルの冷媒が内部に流通し、当該冷媒により前記第１の電力変換手段を冷却する冷媒冷却器を備えた空気調和装置。